ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ

Московский инженерно-физический институт (государственный университет)

А.Г. Пономаренко

МОЩНАЯ ИМПУЛЬСНАЯ ТЕХНИКА

Часть 1 Элементы схем и источники питания

Рекомендовано УМО «Ядерные физика и технологии» в качестве

учебного пособия для студентов высших учебных заведений

Москва 2007

УДК 621.37

ББК 32

П56 Пономаренко А.Г. Мощная импульсная техника. Ч. 1:

Элементы схем и источники питания. Учебное пособие. М.:

МИФИ, 2007. 194с.

Пособие посвящено формированию мощных импульсов электропитания различного физического оборудования. В пер-

вой части изложены принцип действия, особенности расчета и

применения составных частей МИТ: импульсных трансформа-торов, линий передачи, накопителей энергии. Излагаются фи-

зические принципы формирования импульсов с использовани-

ем отрезков линий передачи. Описаны принцип действия, клас-

сификация и основные характеристики устройств питания МИТ. Рассматривается их взаимодействие с системами элек-

троснабжения, излагаются основы функционирования неуправ-

ляемых выпрямителей и тиристорных источников с фазовым управлением. Значительное внимание уделено импульсным

стабилизированным источникам электропитания.

Пособие предназначено для студентов, которые обучают-

ся по специальностям «Физика пучков заряженных частиц и ускорительная техника», «Автоматика и электроника физиче-

ских установок», специализации «Мощная импульсная элек-

трофизика» и изучают курсы «Мощная импульсная техника», «Радиотехника», «Техника СВЧ», «Конструирование радиоап-

паратуры», «Техника высоких напряжений», а также выпол-

няющих учебно-исследовательскую работу по близкой темати-ке. Оно также может быть полезно специалистам, работающим

в области создания электрофизических установок любого целе-

вого назначения.

Пособие подготовлено в рамках Инновационной образо-вательной программы.

Рецензент канд. физ.-мат. наук Е.Г. Крастелев

ISBN 978-5-7262-0785-8

Московский инженерно-физический институт (государст-венный университет), 2007

3

СОДЕРЖАНИЕ

ПРЕДИСЛОВИЕ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .6

ВВЕДЕНИЕ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .9

1. ЭЛЕМЕНТЫ СХЕМ ФОРМИРОВАНИЯ ИМПУЛЬСОВ . . . . .12

1.1. ИМПУЛЬСНЫЕ ТРАНСФОРМАТОРЫ С

СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ . . . . . . . . . . . . . . .12

1.1.1. Принцип действия и устройство импульсного

трансформатора . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .12

1.1.2. Эквивалентная схема трансформатора . . . . . . . . . . . . . . . .14

1.1.3. Переходный процесс формирования импульсов . . . . . . . . . . .15

1.1.4. Процессы в сердечниках импульсных трансформаторов. . .21

1.1.5. Паразитные параметры трансформаторов. . . . . . . . . . . . .24

1.1.6. Последовательность расчета импульсных трансформаторов. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

1.1.7. Трансформаторы для получения больших импульсных токов

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .31

1.2. ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .35

1.2.1. Назначение и классификация линий передачи . . . . . . . . . . . .35

1.2.2. Однородные и неоднородные линии . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

1.2.3. Переходные процессы в электрических цепях, содержащих

отрезки линий передачи . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

1.2.4. Конструктивные типы линий передачи, используемых в

устройствах МИТ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

1.2.5. Искажения наносекундных импульсов при их передаче по линии . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

1.2.6. Трансформаторы на линиях передачи. . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

1.3. НАКОПИТЕЛИ ЭНЕРГИИ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .58

1.3.1. Емкостные накопители. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

1.3.2. Индуктивные накопители. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

1.3.3. Прочие виды накопителей. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

1.4. ФИЗИЧЕСКИЕ ПРИНЦИПЫ ФОРМИРОВАНИЯ

ИМПУЛЬСОВ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ОТРЕЗКОВ ЛИНИЙ

ПЕРЕДАЧИ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .70

1.4.1. Одинарная формирующая линия . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .70

1.4.2. Двойная формирующая линия . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

1.4.3. Формирование импульсов в цепях с последовательным включением отрезков линий . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

4

1.4.4. Формирование импульсов с регулируемой длительностью и

на произвольной нагрузке . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86

1.4.5. Формирование импульсов из исходного перепада напряжения

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

1.4.6. Формирование перепадов напряжений и токов в нелинейных

цепях . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

1.4.7. Применение одинарной и двойной формирующих линий для

получения прямоугольных радиоимпульсов . . . . . . . . . . . . . . .97

2. ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ УСТРОЙСТВ МОЩНОЙ

ИМПУЛЬСНОЙ ТЕХНИКИ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 104 2.1. СИСТЕМЫ ЭЛЕКТРОСНАБЖЕНИЯ УСТАНОВОК . . . . . . . . .104

2.1.1. Классификация источников вторичного электропитания 104

2.1.2. Структурные схемы источников электропитания . . . . . .105

2.1.3. Способы регулирования выходного напряжения . . . . . . . . .107

2.1.4. Общие требования к источникам электропитания

установок . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109

2.2. ВЫПРЯМИТЕЛИ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112

2.2.1. Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой . . . .113

2.2.2. Однофазная мостовая схема выпрямителя . . . . . . . . . . . . 116

2.2.3. Особенности работы выпрямителей при прямоугольной

форме входного напряжения . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 117 2.2.4. Трехфазные выпрямители . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .119

2.2.5. Особенности построения высоковольтных и

высокопотенциальных выпрямителей . . . . . . . . . . . . . . . . . .120

2.2.6. Сглаживающие фильтры . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 126

2.3. ТИРИСТОРНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ С ФАЗОВЫМ

УПРАВЛЕНИЕМ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .129

2.3.1. Схема тиристорного выпрямителя со средней точкой . . 129

2.3.2. Тиристорный выпрямитель с обратным диодом. . . . . . . . 133

2.3.3. Мостовые схемы с тиристорами. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .135

2.3.4. Регулируемый выпрямитель с вольтдобавкой. . . . . . . . . . .136

2.3.5. Включение тиристоров в цепи выпрямленного тока и первичной обмотки трансформатора . . . . . . . . . . . . . . . . . 138

2.4. ИМПУЛЬСНЫЕ СТАБИЛИЗИРОВАННЫЕ ИСТОЧНИКИ

ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 139

2.4.1. Стабилизаторы непрерывного действия и их недостатки

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .139

2.4.2. Классификация импульсных источников электропитания

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .145

5

2.4.3. Чопперный DC/DC-преобразователь. . . . . . . . . . . . . . . . . . 146

2.4.4. Бустерный DC/DC-преобразователь. . . . . . . . . . . . . . . . . . 155

2.4.5. Применение синхронных выпрямителей в DC/DC-

преобразователях. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159

2.4.6. Инвертирующий преобразователь. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 163

2.4.7. Импульсные корректоры коэффициента мощности . . . . .165

2.4.8. Однотактные преобразователи с гальванической развязкой

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .169

2.4.9. Пуш-пульная схема двухтактного преобразователя . . . . .178

2.4.10. Полумостовая схема DC/DC-преобразователя. . . . . . . . .183 2.4.11. Мостовая схема DC/DC-преобразователя. . . . . . . . . . . . .186

2.4.12. Резонансные преобразователи DC/DC. . . . . . . . . . . . . . . .188

ПОСЛЕСЛОВИЕ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .196

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .197

6

Посвящается светлой памяти

моего учителя, Льва Ильича Юдина,

впервые поставившего курс МИТ на кафедре электрофизических

установок МИФИ

Автор

ПРЕДИСЛОВИЕ

Мощная импульсная техника (МИТ) как средство генера-

ции импульсов питания мощных СВЧ-приборов в основных

чертах сформировалась в 40-е годы ХХ века в ходе создания

первых радиолокаторов. Перевод СВЧ-генератора в импульс-ный режим, когда длительность радиоимпульсов в 1000 раз

меньше, чем период их следования, позволил на короткое время

получать полезную мощность, которая во столько же раз пре-вышает среднюю затрачиваемую мощность.

Беспрецедентный выигрыш, получаемый при таком под-

ходе, послужил катализатором бурного развития мощной им-

пульсной техники, которая за 10 15 лет стала самостоятель-

ной отраслью знания. Методы МИТ стали применяться в самых

разных отраслях науки и техники. Ускорительная техника не исключение. Естественное стремление получить высокий набор

энергии частиц в устройстве с возможно меньшими размерами

неизбежно приводит к необходимости создания исключительно

сильных электрических полей, напряженность которых в со-временных установках достигает значений, измеряемых десят-

ками и даже сотнями миллионов вольт на метр. Получение и

использование столь сильных полей возможно только в им-пульсном режиме.

Курс МИТ был введен в программу подготовки студентов

ускорительной специальности по инициативе заведующего ка-

федрой электрофизических установок МИФИ профессора

7

О.А. Вальднера в конце 60-х годов ХХ века. Этот курс допол-

нил собою цикл дисциплин, изучая которые студенты осваива-

ли методы преобразования энергии к требуемому виду. К их числу, прежде всего, относятся «Радиотехника» и «Техника

СВЧ», важнейшими разделами которых являются генерация и

усиление высокочастотных и сверхвысокочастотных колеба-

ний. В этих разделах изучаются методы и средства, с помощью которых энергия источника питания преобразуется в энергию

полезного высокочастотного сигнала в нагрузке.

Если, как мы только что убедились, ускоряющее высоко-частотное поле требуется в форме радиоимпульса, то и само

питание усилительного или генераторного прибора в большом

количестве случаев должно быть импульсным. Обеспечить та-кое питание может специалист, овладевший методами мощной

импульсной техники.

Главная идея МИТ проста: сначала мы медленно отбира-

ем энергию у сети энергоснабжения, запасая ее в специальном устройстве – накопителе, например, заряжая конденсатор. За-

тем быстро подключаем полезную нагрузку и «выплескиваем»

в нее накопленную энергию. Очевидно, если удастся сделать время вывода энергии существенно меньше времени накопле-

ния, а также позаботиться о малых потерях энергии на обоих

этапах, то мы получим искомый результат. Большое многообразие решаемых задач делает невоз-

можным применение одного универсального раз и навсегда

изобретенного источника импульсного питания. За несколько

десятков лет развития мощной импульсной техники вышло множество книг и иных публикаций, посвященных проблема-

тике МИТ. По большей части эти публикации носят характер

исследований конкретных проблем и рассчитаны на профес-сионалов.

Студентам лучше подходят учебники и учебные пособия,

в которых компактно изложены основные приемы получения

мощных импульсов напряжения и тока, описывается соответст-вующая элементная база, а также освещаются методики расче-

та, проектирования и оптимизации устройств МИТ под условия

конкретной задачи. Примером такого учебного пособия служит четырехтомник Л.И. Юдина «Мощная импульсная техника»

[15, 38-40]. К сожалению, эти книги вышли в свет в период с

8

1976 по 1983 год ограниченным тиражом и в настоящее время

превратились в библиографическую редкость. Кроме того, за

истекшее время произошло существенное развитие элементной базы МИТ и силовой электроники, появилось много новых

схемных, конструктивных и даже принципиальных решений,

существенно изменивших представления о возможностях сис-

тем питания физических установок. Поэтому возникла необхо-димость подготовки новой учебной литературы.

Настоящее учебное пособие предполагается выпустить в

двух частях. В первой части формулируются современные тре-бования, предъявляемые к системам МИТ, описываются основ-

ные принципы их устройства и функционировани я, излагаются

основы расчета, конструирования и практического применения таких важных элементов, как импульсный трансформатор, пе-

редающая линия или накопитель энергии.

Эта часть включает материал, содержащийся в первой

книге четырехтомника Л.И. Юдина. Методика изложения в це-лом несильно отличается от книги-предшественницы, но неко-

торые вопросы акцентированы или включены дополнительно. К

их числу, например, относятся проблемы электромагнитной совместимости. Акцентированы разделы «Накопители энергии»

и «Физические принципы формирования импульсов». В по-

следнем обоснована применимость методов МИТ в радиотех-нике и технике сверхвысоких частот, в частности, показаны но-

вые возможности построения специальных устройств ком-прессоров радиоимпульсов.

Глава «Источники питания» включена в книгу заново.

Тем самым, устранен недостаток, который по организационным причинам ранее не удалось преодолеть еще Льву Ильичу. Акту-

альность данного добавления стала особенно очевидной в ре-

зультате бурного развития силовой электроники, порожденного

технологическим прорывом в элементной базе 70-х годов. Применение техники ключевых высокочастотных преобразова-

телей при первом переделе энергии не только улучшает управ-

ляемость этого процесса, но и существенно уменьшает массу и размеры систем МИТ в целом.

Разделы о коммутаторах и схемотехнике систем МИТ

войдут во вторую часть данного учебного пособия.

9

ВВЕДЕНИЕ Предмет мощной импульсной техники (МИТ) посвящен

изучению методов и средств генерации мощных импульсов

электрического питания различного электрофизического обо-рудования.

Исторически устройства формирования мощных высоко-

вольтных импульсов напряжения и тока впервые появились в

радиолокационной технике, где для создания прямоугольных импульсов СВЧ-излучения потребовалось организовать им-

пульсное анодное питание генератора. Очень быстро системы

импульсного питания распространились на физические уста-новки самого широкого класса. В ускорительной технике, на-

пример, подобные устройства применяются практически везде.

Формы используемых импульсов тока и напряжения весьма разнообразны, а необходимые количественные характе-

ристики колеблются в широких пределах. В электрофизической

аппаратуре к настоящему времени востребованы импульсы

электрического питания со следующими параметрами:

импульсная мощность . . . от кВт до ГВт (103 109 Вт);

напряжение . . . . . . . . . . . . от кВ до МВ (103 106 В);

ток . . . . . . . . . . . . . . . . . . . от А до МА (100 106 А); длительность импульса . . от 10-10 до 10-3 с;

частота повторения . . . . . от однократных до 103 105 Гц.

Как видим, диапазон требуемых параметров исключи-тельно широк. Реализовать его каким-то одним универсальным

методом или средством невозможно. По этой причине предмет

мощной импульсной техники получил определенную самостоя-тельность, как отдельная отрасль знания.

При всем многообразии схемных решений устройствам

мощной импульсной техники присуща единая физическая ос-нова. Она состоит в том, что любое устройство МИТ есть не что

иное, как преобразователь энергии, полученной из сети энерго-

снабжения, в энергию выходного импульса. Очевидно, коэффи-

циент полезного действия устройства МИТ равен отношению этих двух энергий и всегда остается меньшим единицы. При

этом мощность выходного импульса может во много раз пре-

вышать среднюю мощность, потребляемую из сети. Это проис-ходит из-за того, что из сети устройство МИТ потребляет энер-

10

гию непрерывно или, по крайней мере, продолжительное время,

а отдает ее в нагрузку в течение существенно более короткого

времени, называемого длительностью импульса. Сказанное свидетельствует о том, что обязательным эле-

ментом устройства МИТ является накопитель энергии, а обоб-

щенная схема устройства может быть представлена в виде

рис. 1.

Рис. 1. Обобщенная структурная схема устройства мощной

импульсной техники

Как видно из приведенного рисунка, накопитель энергии получает ее (заряжается) от источника питания, представляю-

щего собой систему электроснабжения (чаще всего однофазная

или трехфазная цепь промышленной частоты 50 Гц) и устрой-ство силовой электроники, которое преобразует энергию пере-

менного тока в энергию накопителя. С помощью коммутатора

данная энергия может быть быстро передана в полезную на-

грузку, причем в разных вариантах продолжительность вывода накопленной энергии может определяться работой устройства

управления коммутатором, либо совокупностью свойств нако-

пителя, нагрузки и трансформатора. Трансформатор в данной схеме предназначен для согла-

сования уровней напряжения (тока) накопителя и нагрузки. В

принципе, трансформатор является необязательным элементом

и в некоторых устройствах может отсутствовать. С точки зрения сети энергоснабжения всякое устройство

МИТ с подключенной к нему полезной нагрузкой является по-

требителем электрической энергии и должно отвечать требова-ниям электромагнитной совместимости с сетью [1..4, 12..14].

Наиболее важной частью электромагнитной совместимости яв-

ляется проблема высших гармоник в электрических сетях.

Источник

питания

Накопитель

энергии

Комму-

татор

Транс-

форматор

Нагрузка Устройство

управления

11

Общее содержание гармоник определяет значение коэф-

фициента искажения синусоидальности, предельное значение

которого регламентируется международными и национальными стандартами. Обычно такая регламентация вводится для потре-

бителей, мощность которых превышает 300 ВА, причем типич-

ные допустимые значения коэффициента несинусоидальности

составляют единицы процентов [14]. В свете сказанного, один из основных постулатов мощной импульсной техники состоит в

недопустимости импульсных нагрузок на сеть.

Настоящее учебное пособие является первой частью кон-спекта лекций по курсу «Мощная импульсная техника», читае-

мого кафедрой электрофизических установок МИФИ студентам

дневного и вечернего факультетов. В главе 1 рассматриваются элементы схем формирования импульсов, конкретно, импульс-

ные трансформаторы, линии передачи и накопители энергии, а

также физические принципы формирования импульсов с ис-

пользованием указанных элементов. Глава 2 посвящена описа-нию устройства и принципа действия, а также основ конструи-

рования источников питания, основывающихся на современных

методах и элементной базе силовой электроники.

12

1. ЭЛЕМЕНТЫ СХЕМ ФОРМИРОВАНИЯ ИМПУЛЬСОВ Рассмотрим назначение, свойства и особенности применения

элементов схем, которые наиболее часто используются в составе

устройств мощной импульсной техники.

1.1. ИМПУЛЬСНЫЕ ТРАНСФОРМАТОРЫ С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ

Импульсные трансформаторы являются частным случаем

трансформаторов общего применения, устройство и принцип дей-ствия которых рассматриваются в курсах «Основы теории электри-

ческих цепей», «Теоретические основы электротехники», «Элек-

тротехника» и др. Назначение импульсных трансформаторов, как и трансформаторов синусоидальных сигналов, состоит в преобразо-

вании тока и напряжения сигнала, поданного на его первичную об-

мотку [5,6].

1.1.1. Принцип действия и устройство импульсного трансформатора

В простейшем случае трансформатор имеет конструкцию,

изображенную на рис. 2. Он содержит сердечник из листового фер-

ромагнитного материала. Для простоты будем полагать, что на всей своей длине сердечник имеет неизменную площадь S поперечного

сечения.

Рис. 2. Устройство импульсного трансформатора

Поверх сердечника в трансформаторе наматываются обмот-

ки: первичная с числом витков w1 и вторичная – w2. Обмотки вы-

полняются изолированным проводником, тем самым предотвраща-

13

ется короткое замыкание как между витками, так и обмоток между

собой и на сердечник.

При подаче на первичную обмотку напряжения u1(t) в ней возбуждается ток i1(t), который создает в сердечнике магнитный

поток Ф0. Этот поток, называемый потоком намагничивания, про-

низывает витки вторичной катушки и наводит в ней э.д.с. индук-

ции. Если теперь ко вторичной обмотке подключить нагрузку, в ней, согласно закону Ома, под воздействием э.д.с. индукции поте-

чет ток i2(t). В соответствии с законом электромагнитной индукции

этот ток будет направлен так, чтобы противодействовать причине, вызвавшей его, т.е. потоку Ф0. Размагничивающее действие тока

вторичной обмотки приводит к снижению э.д.с. самоиндукции в

первичной обмотке и возрастанию тока1 i1(t). Отношение э.д.с., наводимых в обмотках трансформатора по-

током намагничивания, определяется отношением чисел витков

первичной и вторичной обмоток, называемым коэффициентом

трансформации

. ( 1 )

В правильно сконструированном трансформаторе, у которого ток холостого хода пренебрежимо мал, приближенное равенство,

имеющееся в соотношении ( 1 ), выполняется хорошо. Сопротив-

ление нагрузки, как известно, равно

, а из соотношения

( 1 ) можно выразить так называемое «приведенное сопротивление нагрузки» в виде

. ( 2 )

Приведенными называются параметры вторичной цепи, как они видятся со стороны зажимов первичной обмотки трансформа-

тора. Иными словами, приведенным сопротивлением нагрузки

можно считать эквивалентное сопротивление нагрузки, когда мы

мысленно удаляем трансформатор из цепи, но хотим сохранить не-изменными электрические условия в остальной части цепи.

1 В отсутствие нагрузки и тока i2(t) ток i1(t) весьма близок к нулю – это ток холостого хода трансформатора.

14

1.1.2. Эквивалентная схема трансформатора Как можно видеть из рис. 2, при подаче напряжения u1(t) на

первичную обмотку в сердечнике трансформатора возникает маг-

нитный поток Ф0. В этом магнитном поле запасается некоторая

энергия, которую следует учитывать в расчетах. Поэтому в эквива-лентную схему цепи, содержащей трансформатор, следует вклю-

чить «индуктивность намагничивания первичной обмотки» L1.

На практике по сердечнику трансформатора замыкается лишь часть магнитного потока, создаваемого током намагничива-

ния (током холостого хода) первичной обмотки. Другая часть за-

мыкается по воздуху в некоторой области, примыкающей к катуш-

ке w1. На рис. 2 эта часть потока обозначена как ФS1. Аналогично, магнитный поток, создаваемый током вторичной обмотки, лишь

частично обслуживает энергообмен первичной и вторичной цепей.

Вторая его часть ФS2 замыкается по воздуху так, что не пронизыва-ет витки первичной обмотки. Потоки ФS1 и ФS2 принято называть

потоками рассеяния, в эквивалентной схеме эти потоки могут быть

представлены индуктивностями рассеяния LS1 и LS2 или общей ин-дуктивностью рассеяния трансформатора LS.

Рис. 3. Эквивалентная схема импульсного трансформатора

в общем случае

На рис. 3 представлена эквивалентная схема трансформатора

в наиболее общем виде. В ней учтены следующие элементы: ин-

дуктивность намагничивания L1; индуктивность рассеяния

С

LS

U0

Ri

r

L1

Lc

rc

R2

U2 U1

15

; суммарное сопротивление потерь провода пер-

вичной и вторичной обмоток трансформатора ; при-

веденное сопротивление нагрузки R2; суммарная паразитная ем-кость первичной, вторичной обмоток трансформатора и нагрузки

2

Н

2

21 nCnCCC ; сопротивление потерь энергии в ферро-

магнитном сердечнике трансформатора, обусловленное явлениями

гистерезиса и вихревыми токами: хх

2

с PUr ; параметры источ-

ника сигнала U0, Ri.

На схеме рис. 3 ключ символизирует работу коммутатора ис-

точника импульсного сигнала.

1.1.3. Переходный процесс формирования импульсов

Переходный процесс в нелинейной разветвленной цепи рис. 3 носит сложный характер. По этой причине развитие основных

процессов в трансформаторе рассмотрим поэтапно: в режимах

формирования фронта, полочки и среза импульса. Кроме того, на первых порах2 мы не будем учитывать активные потери в сердеч-

нике и энергообмен с магнитным полем вихревых токов, т.е., эле-

менты Lc, rc из эквивалентной схемы рис. 3 удалим.

Формирование фронта импульса.

Как правило, формирование фронта протекает быстро. По-

этому ток в индуктивности намагничивания не успевает сколь-нибудь заметно увеличиться. Это позволяет без нарушения

корректности исследования удалить индуктивность намагни-

чивания из эквивалентной схемы рис. 3.

2 Впоследствии явления в сердечниках импульсных трансформаторов мы рассмотрим специально – см. раздел 1.1.4.

16

С учетом сказанного

эквивалентную схему для

этапа формирования фрон-та импульса можно пред-

ставить в виде рис. 4. Здесь

R1 = Ri + r – сопротивление

двух последовательных элементов цепи рис. 3; i1–

мгновенный ток генерато-

ра, а u2 – напряжение на-грузки со стороны зажимов первичной обмотки.

Принужденный ре-

жим данной цепи легко по-

лучить, если рассмотреть случай нулевых реактивных элементов: LS = 0, С = 0. Нетрудно ви-

деть, что в этом случае при замыкании ключа на нагрузке мгновен-

но устанавливается напряжение

. ( 3 )

Чтобы определить переходный режим цепи, требуется на ос-нове законов Кирхгофа составить систему из двух дифференциаль-

ных уравнений первого порядка (по числу реактивных элементов).

Такая система может быть записана в виде:

( 4 )

Здесь верхнее уравнение составлено на основе второго зако-

на Кирхгофа для контура U0-R1-LS-нагрузка, а второе – на основе

первого закона для узла LS-С-R2. Исключая i1, получаем линейное

уравнение второго порядка с постоянными коэффициентами:

, ( 5 )

С

LS

U0

R1

R2

u2

i1

Рис. 4. Эквивалентная схема при фор-

мировании фронта импульса

17

которое подлежит решению с начальными (t = 0) условиями u2 = 0,

. При малых значениях коэффициента

такое

решение имеет вид затухающих колебаний:

( 6 )

где

Если же 0, то переходный процесс формирования фронта им-пульса развивается апериодическим образом (см. диаграмму рис. 5

для разных значений параметра

).

Рис. 5. Влияние параметра на формирование фронта

импульса

При проектировании трансформатора по известным R1 и R2

требуется так выбрать его конструкцию и конфигурацию внешней цепи, чтобы получившиеся значения паразитных параметров LS и С

обеспечили наилучшую форму импульса. В большинстве случаев

выбирают = 0,7 0,8. В этом случае при выбросе на вершине им-

пульса не более 510 % длительность фронта равна

18

. ( 7 )

Как известно, мощность, выделяемая в нагрузке, максималь-

на в условиях согласования, когда R1 = R2. В этом случае

. ( 8 )

Формирование полочки импульса

На вершине импульса токи i1, i2 и напряжение u2 меняются мало, поэтому индуктивностью LS и емкостью С можно пренеб-речь, и эквивалентная схема цепи принимает вид рис. 6. Ключ ге-

нератора входного импульса остается в замкнутом состоянии и на-

пряжение, приложенное к элементам L1, R2, постоянно и равно U0. Переходное сопротивление индуктивности намагничивания транс-

форматора L1 с течением времени снижается, поэтому под действи-ем напряжения U0 ток намагничивания увеличивается, а напряже-

ние u2 снижается.

Эквивалентная схема рис. 6 содержит единственный реак-тивный элемент (L1), и дифференциальное уравнение цепи имеет

первый порядок. В этом случае относительный спад плоской вер-

шины импульса можно найти по формуле

, ( 9 )

Рис. 6. Эквивалентная схема при

формировании полочки L1

U0

Ri R2 u2 i(L1)

19

где tи – длительность трансформируемого импульса, а постоянная времени цепи, равная

21

2121э

э

||,RR

RRRRR

R

L

.

Как правило, при проектировании трансформатора бывает

известно максимальное допустимое значение спада плоской вер-

шины импульса пред. Очевидно, для реализации этого ограничения

требуется увеличивать значение индуктивности намагничивания

L1. Если принять критерий согласования R1 = R2 = , то выбирать индуктивность первичной обмотки L1 следует из условия

. ( 10 )

Соответственно, индуктивность вторичной обмотки будет равна

L2 = n2L1. Нужно подчеркнуть, что в неравенстве ( 10 ) невыгодно делать чрезмерно большой запас, поскольку при выбранном сер-

дечнике трансформатора увеличение L1 потребует большего числа

витков w1. Обмотка при этом «распухает» и, как следствие, возрас-

тают индуктивность рассеяния LS и паразитная межвитковая ем-кость обмотки3 С1.

Формирование среза импульса. Процесс формирования среза импульса начинается, когда

размыкается ключ источника входного сигнала (t = tи). В этот мо-

мент ток намагничивания i(L1) (см. рис. 6) имеет максимальное

3 См. определение емкости С в тексте описания рис. 3.

Рис. 7.

Эквивалентная схема цепи

при формировании среза L1

U0

Ri

R2

u2

i(L1)

С

Д

20

значение и в сердечнике запасена определенная энергия магнитно-

го поля. Размыкание ключа приводит к мгновенному прекращению

тока источника U0. Индуктивность намагничивания L1, подчиняясь

закону электромагнитной индукции, «продавливает» ток i(L1) в

старом направлении, т.е., сверху – вниз. Только теперь он замыка-ется не через источник сигнала, а через нагрузку (рис. 7). При этом

полярность напряжения нагрузки u2 изменяется на противополож-ную. Емкость С цепи несколько сглаживает процесс формирования

среза импульса, придавая ему характер затухающих колебаний (рис. 8).

Ввиду того, что при формировании среза импульса ключ ге-

нератора разомкнут, энергия, запасенная в сердечнике на этапе

формирования полочки, целиком передается в нагрузку и может

создать на ней недопустимо большой отрицательный выброс на-пряжения.

Для борьбы с этим явлением нагрузку импульсного транс-

форматора можно шунтировать встречным диодом Д, как это пока-

зано на рис. 7 штриховой линией. На первых этапах формирования импульса этот диод находится под обратным напряжением и не

влияет на развитие процессов. При формировании среза, когда по-

лярность напряжения нагрузки u2 стремится измениться, диод «пе-рехватывает» на себя весь ток и сохраняет напряжение близким к

Рис. 8.

Форма импульса

напряжения

на нагрузке

21

нулю4. Здесь нужно отдавать себе отчет в том, что в схеме с диодом

практически вся энергия, запасенная в сердечнике, рассеивается

внутри диода в виде тепла.

1.1.4. Процессы в сердечниках импульсных трансформаторов

Рассмотрим, что происходит в ферромагнитном сердечнике

трансформатора в процессе формирования импульса. Поскольку магнитные потоки рассеяния замыкаются вокруг обмоток, минуя

сердечник, в данном разделе под термином «магнитный поток Ф»

будем понимать исключительно поток намагничивания Ф0 – см.

рис. 2. Напряжение u1, приложенное к первичной обмотке транс-

форматора, уравновешивается численно равной ему э.д.с. самоин-

дукции обмотки. Таким образом, в нашем случае закон электро-магнитной индукции можно

записать в виде

, ( 11 )

что, с учетом определения

магнитного потока Ф = ВS, приводит к выражению

.

Здесь w1 – число витков пер-вичной обмотки, В – индук-

ция магнитного поля, Тл, а S

– площадь поперечного се-чения сердечника, м2.

Поскольку в течение действия импульса u1 = сonst = U1, маг-

нитная индукция в сердечнике в течение действия импульса долж-

на нарастать линейно, а ее полное приращение за время tи равно

4 Конкретно, отрицательное напряжение нагрузки равно падению напря-жения прямосмещенного диода.

Рис. 9. Кривая намагничивания сер-

дечника

22

. ( 12 )

Предположим, ферромагнитный материал сердечника нашего трансформатора обладает петлей гистерезиса, приблизительный

вид которой дан на рис. 9. При формировании однополярных им-

пульсов перемагничивание сердечника происходит по частному

циклу В, Н. Очевидно, в правильно рассчитанном трансформа-

торе В Вm, где Вm – максимальное приращение индукции, возможное в данном материале.

Согласно соотношению ( 12 ), неполное использование фер-

ромагнетика в импульсном трансформаторе может быть скомпен-

сировано лишь увеличением произведения w1S. О нежелательно-сти чрезмерного наращивания числа витков обмоток уже говори-

лось в предыдущем разделе. К сожалению, остается лишь увеличе-ние площади сечения, а значит, массы сердечника трансформатора.

Данное обстоятельство является причиной того, что по массогаба-

ритным параметрам импульсные трансформаторы проигрывают

силовым трансформаторам промышленной частоты. Единственным исключением является случай трансформации импульсов чере-

дующейся полярности, когда нормальная работа сердечника воз-

можна при условии В 2Вm. Перемагничивание по

частному циклу приводит к

тому, что от значения произве-

дения U1tи зависит так назы-ваемая магнитная проницае-

мость частного цикла

tg

H

B (см. диа-

грамму рис. 9). Представление о харак-

тере данной зависимости мо-

жет дать рис. 10, на котором для холоднокатанной электро-

технической стали Э310 при-

ведены зависимости от вели-

чины Н значений приращения

Рис. 10. Характеристики стали Э310

23

индукции В (сплошная линия) и магнитной проницаемости част-

ного цикла (штриховая).

Если импульс достаточно длинный, значения параметра можно брать за основу при расчете индуктивности намагничивания L1,:

.

В этой формуле S [м2] – площадь поперечного сечения сердечника, l [м] – длина средней силовой линии магнитного поля, а значение

L1 получается в Гн.

Для коротких импульсов этого делать нельзя, так как необхо-

дим учет действия вихревых токов, которые возникают в листах

стали сердечника. Дело в том, что данные токи согласно закону электромагнитной индукции направлены так, чтобы собственным

магнитным полем противодействовать вызвавшей их причине, а

именно, нарастанию магнитной индукции.

Рис. 11. Влияние вихревых токов

а) б)

24

В присутствие вихревых токов магнитная индукция распре-

делена по глубине листа неравномерно: токи размагничивают

внутреннюю часть листа, «не пуская» поле в глубину. В результате, среднее по поперечному сечению листа значение индукции оказы-

вается заметно ниже, чем это было бы в отсутствие вихревых токов

(см. рис. 11,а).

Очевидно, ситуация выправляется лишь по мере затухания вихревых токов. В свете этого имеет существенное значение соот-

ношение между постоянной времени затухания вихревых токов в и длительностью импульса. Запаздывание процесса «прорастания»

поля приводит к тому, что «кажущееся» значение магнитной про-

ницаемости каж при коротких импульсах может оказаться сущест-

венно ниже, чем . Как можно видеть из рис. 11,б, неучет действия вихревых то-

ков может привести к ошибке определения индуктивности намаг-

ничивания в 3 5 раз в зависимости от отношения tи / в. Постоян-

ную времени в затухания вихревых токов можно рассчитать по

формуле 3

2

жв 10

, в которой ж [мм] – толщина листа стали,

[Омсм] – удельное электрическое сопротивление стали, а посто-янная времени получается в микросекундах.

1.1.5. Паразитные параметры трансформаторов

Точный расчет паразитных параметров затруднен совокупно-

стью следующих обстоятельств. Во-первых, трансформатор имеет довольно сложное устройство и форму отдельных элементов. Во-

вторых, его сердечник имеет ярко выраженные нелинейные свой-

ства. В-третьих, существенная часть магнитного потока может за-

мыкаться прямо по воздуху, минуя сердечник, в результате чего магнитная цепь становится разветвленной и распределенной. В-

четвертых, длина провода в многовитковых обмотках трансформа-

торов может оказаться сравнимой с длиной волны высоких гармо-ник импульсного сигнала, и корректный расчет требует учитывать

эффекты длинной линии.

В силу названных причин анализ паразитных параметров

трансформаторов мы будем проводить на простейших примерах.

25

Индуктивность рассеяния LS

Расчет индуктивности рассеяния выполним в предположе-нии, что первичная и вторичная обмотки размещены не на проти-

воположных стержнях сердечника, как это было показано на рис. 2,

а намотаны на общем стержне одна поверх другой.

В левой части рис. 12 изображено поперечное сечение такой системы обмоток. Сердечник из листового ферромагнитного мате-

риала здесь обозначен буквой S. Поверх сердечника располагается

слой 1 изоляции первичной обмотки от сердечника. Затем следуют многослойная первичная обмотка 2, межобмоточная изоляция 3 и

вторичная обмотка 4. Направления токов в обмотках показаны на

рис. 12 стрелками. Обозначим толщины первичной и вторичной обмоток через

d1 и d2, а толщину межобмоточной изоляции (она, как правило, са-

мая большая) – через 12. Чтобы понять структуру магнитного поля в пространстве, занятом обмотками, сделаем продольное сечение

обмоток. В укрупненном масштабе оно приведено в правой части рис. 12.

Исследование напряженности магнитного поля рассеяния

выполним, опираясь на закон полного тока, согласно которому

Рис. 12. К расчету индуктивности рассеяния

26

циркуляция вектора магнитного поля по замкнутому контуру равна

алгебраической сумме токов, охваченных этим контуром.

Для начала выберем контур № 0 так, чтобы своей левой ча-стью он проходил внутри сердечника, а правой – сквозь изоляцию

между первичной обмоткой и сердечником. Поскольку данный

контур не охватывает никаких токов, №0

0ldH

, откуда следует,

что во всех точках выбранного контура

, в том числе в об-

ласти изоляции х 0. Все последующие контуры будем выбирать так, чтобы слева

они проходили внутри сердечника. Правую часть контура № 1 рас-

положим внутри первичной обмотки на расстоянии 0 х d1 от ее внутренней границы. Теперь внутрь контура попадает часть полно-

го тока первичной обмотки i1w1, определяемая отношением x / d1:

№1 1

11d

xwildH

. ( 13 )

На всех участках контура интегрирования векторы

и

коллинеарны, поэтому везде по контуру

. Внутри

сердечника напряженность поля Н пренебрежимо мала по сравне-

нию с той, что имеет место на правом по рис. 12 участке контура.

Данный вывод является следствием непрерывности магнитного потока, согласно которому значения магнитной индукции В на всех

участках пути интегрирования должны быть равны: Вслева = Всправа.

Левая часть пути пролегает в области с высокой магнитной

проницаемостью, где Вслева = 0Нслева. Часть пути на правом уча-стке, напротив, пролегает внутри первичной обмотки, относитель-

ная магнитная проницаемость которой практически равна единице.

Это означает, что Всправа = 0Нсправа. Таким образом, приходим к

выводу, что при >>1 Нслева Нсправа, что и требовалось дока-зать.

Прямым следствием последнего вывода является наше право

пренебречь той частью циркуляции вектора

которая относится

к левому участку интеграла ( 13 ). Это означает, что напряженность поля внутри первичной обмотки может быть выражена следующим

образом:

27

. ( 14 )

Повторим подобные рассуждения применительно к контуру

№ 3, проходящему через межобмоточную изоляцию. Напряжен-ность магнитного поля внутри изоляции не зависит от координаты

х и равна

. ( 15 )

Для контура № 4 получаем:

. ( 16 )

Магнитное поле, описываемое группой уравнений (14) – (16),

сосредоточено в областях, заполненных медными проводами или диэлектриком изоляции. Относительная магнитная проницаемость

этих сред 1, поэтому плотность энергии магнитного поля в ка-ждой области можно вычислить следующим образом:

222м

Дж 2

0

2

03

HHBHdWM

. ( 17 )

Полная энергия магнитного поля рассеяния, запасенная в об-ласти обмоток и межобмоточной изоляции, получается интегриро-

ванием по объему величины dWM с подстановкой Н из соотноше-

ний ( 14 ) – ( 16 ). Результатом такого интегрирования является

, ( 18 )

где р – средняя длина витка обмоток. Как известно, энергия, запа-

сенная в магнитном поле катушки L с током i в ней, равна

, что дает окончательные расчетные формулы индук-

тивности рассеяния трансформатора, приведенной к зажимам пер-

вичной обмотки:

через параметры вторичной обмотки

; ( 19 )

28

через параметры первичной обмотки

. ( 20 )

Эквивалентная емкость С0

Предположим, две обмотки трансформатора намотаны одна поверх другой, как это показано на рис. 12, причем сами эти об-

мотки выполнены однослойными. Будем считать также, что высота

h обмоток и средняя длина витка р намного превышают толщину

межобмоточной изоляции: h, р >> 12. В этих предположениях ста-

тическую емкость между обмотками 1 и 2 можно вычислить по

формуле для плоского конденсатора

, в которой

диэлектрическая проницаемость изоляции.

Однако в трансформаторе поверхности, образованные прово-дами обмоток, не являются эквипотенциальными. Этим межобмо-

точный «конденсатор» отличается от конденсатора обычного, со-

ответственно, искомая емкость С0 не должна быть равна емкости

С12. Чтобы выяснить, от чего и как зависит разница упомянутых

емкостей, потребуется детально изучить структуру электрического

поля, действующего в межобмоточной изоляции.

На рис. 13 дан пример одной из возможных схем включения

обмоток трансформатора. Выберем некоторое сечение, находящее-

ся на расстоянии х от заземленных концов обмоток, а в этом сече-нии выделим малый элемент обмоток длиной dx. Очевидно, если

полное напряжение, приложенное к первичной обмотке, равно Е,

Рис. 13.

К расчету эквивалентной

емкости трансформатора

Е

x

U1 U2

nЕ

0 0

dx

h

29

то электрический потенциал на поверхности этой обмотки в сече-

нии х будет равен . Потенциал вторичной обмотки в этом

сечении будет в n раз больше, а местная разность потенциалов ме-

жду обмотками составит величину

. ( 21 )

Понятно, что при такой разности потенциалов в элементе

пространства объемом dxp12 будет запасена энергия электриче-

ского поля, равная . После подстановки сюда

выражения ( 21 ) для Ux и интегрирования по х от 0 до h нетрудно

найти полную энергию электрического поля, запасенную в диэлек-трике межобмоточной изоляции:

. ( 22 )

Эта энергия и определяет эквивалентную емкость трансформатора

С0: из соотношения получаем:

. ( 23 )

Ниже приводятся два других варианта включения однослой-

ных обмоток трансформатора и соответствующие расчетные фор-мулы эквивалентной емкости.

+Е -nЕ

0

+Е

0

0

-nЕ

Рис. 14. Варианты включения обмоток и расчетные формулы

для определения эквивалентной емкости

30

В заключение подчеркнем, что во всех вариантах эквива-

лентная емкость С0 С12 1/12, в то время как согласно соотно-шениям ( 19 ), ( 20 ) индуктивность рассеяния пропорциональна

выражению

. Это означает, что в высоковольтных

трансформаторах, которым свойственно 12 >> d1,d2, длительность

фронта tф почти не зависит от ширины изоляционного за-

зора 12.

1.1.6. Последовательность расчета импульсных трансформаторов

Целью расчета трансформатора является обеспечение надеж-ной работы трансформатора при заданных значениях следующих

параметров:

напряжения U1 первичной обмотки; напряжения U2 вторичной обмотки;

импульсной мощности Рн сигнала в нагрузке;

длительности импульса tи;

допустимой длительности фронта tф импульса;

допустимого спада доп плоской вершины.

Расчет ведется поэтапно.

1. Выбирается материал магнитопровода таким образом,

чтобы tи >> в. Приемлемым можно считать tи = (3..5)в. Делается выбор геометрии сердечника, в результате которого определяются значения площади S сечения сердечника и средней длины l маг-

нитной силовой линии.

2. Из справочника по ферромагнетикам [7,22] для выбран-ного материала определяется значение максимально допустимого

приращения магнитной индукции Вm и магнитной проницаемости

на предполагаемом частном цикле. 3. С помощью графика рис. 11,б определяется значение

«кажущейся» магнитной проницаемости.

31

4. Вычисляется индуктивность вторичной обмотки транс-

форматора. На основании эквивалентной схемы рис. 6 требуем,

чтобы

. Далее из формулы

находится требуемое число витков w2.

5. Вычисляется значение фактического приращения маг-

нитной индукции в сердечнике

и выполняется его

сравнение с Вm. Если результат сравнения получится неблагопри-ятным, нужно уточнить предварительно выбранные параметры. При этом, возможно, потребуется повторение всех предшествую-

щих пунктов инструкции.

6. По известному значению коэффициента трансформации n

выполняется расчет числа витков первичной обмотки w1. 7. Исходя из допустимых значений плотности тока в обмот-

ках трансформатора [8, с.346], определяется необходимый диаметр

провода первичной и вторичной обмоток. 8. Выполняется проверка на возможность размещения об-

моток и нужной изоляции в окне выбранного сердечника. Если ре-

зультат проверки отрицательный, выбирается сердечник большего размера.

9. По известным размерам основных элементов трансфор-

матора с учетом геометрии выполняется расчет паразитных пара-

метров LS и С0, после чего уточняется форма импульса. Расчет выполняется методом последовательных приближе-

ний с коррекцией ранее выбранных параметров. Более подробную

информацию по расчету импульсных трансформаторов читатель сможет найти в [6,23].

1.1.7. Трансформаторы для получения больших импульсных токов

В электрофизической аппаратуре большие токи чаще всего требуются для создания сильных магнитных полей. Если в потре-

бителе большого импульсного тока в явном виде отсутствует соле-

32

ноид или какое-то иное устройство для создания магнитного поля,

все равно нужно быть готовым к тому, что это поле будет сущест-

вовать в паразитном виде. Об этом свидетельствует то обстоятель-ство, что каждый метр электрического провода обладает паразит-

ной индуктивность около 1 мкГн.

Таким образом, стоит задача созда-

ния трансформатора, работающего на низ-коомную индуктивную нагрузку в составе

цепи вида рис. 15. Эффективность переда-

чи энергии из генератора импульсов тока ГИ в магнитное поле нагрузки Lн опреде-

ляется соотношением между индуктивно-

стью нагрузки Lн и паразитной индуктив-ностью ошиновки Lпар:

парн

н

LL

L

. ( 24 )

В тех случаях, когда не удается снизить значение паразитной

индуктивности, оказывается весьма выгодным подключение на-

грузки через понижающий импульсный трансформатор (n < 1), так как в этом случае возрастает эквивалентная индуктивность нагруз-

ки и существенно улучшается к.п.д.:

пар

2

н

2

н

LnL

nL

. ( 25 )

Однако в данном случае к трансформатору предъявляются некото-

рые специфические требования, удовлетворение которых может даже существенно изменить его внешний вид. Прежде всего, здесь

требуется рекордно низкая индуктивность рассеяния трансформа-

тора. Кроме того, нужна высокая механическая прочность его об-

моток, ибо под действием сильных токов провода испытывают су-щественные усилия на разрыв [9].

На рис. 16 приведен схематический чертеж импульсного

трансформатора, в котором красиво реализована упомянутая сово-купность эксплуатационных качеств.

Здесь обмотки трансформатора выполнены коаксиальным

кабелем, согнутым в виде спирали. Первичную обмотку 4 образует центральная жила кабеля. На каждом витке спирали оплетка кабеля

разрезана и электрически соединена с проводниками 5 полосковой

Lпар

ГИ Lн

Рис. 15. Цепь

импульсного тока

33

линии. Таким образом, вторичная обмотка представляет собою n

параллельно включенных отрезков оплетки, так что w2 = 1.

При работе генератора емкостной накопитель энергии С предварительно заряжается, после чего включается разрядник Р.

Разрядный ток протекает по центральной жиле кабеля, совершая n

оборотов вокруг сердечника 2, пока не достигнет нижнего по рис. 16 проводника полосковой линии 5. Далее этот ток через парал-

лельные отрезки оплеток достигает верхнего проводника линии и

возвращается на обкладку накопителя С. При этом он совершает

еще один оборот вокруг сердечника. Таким образом, коэффициент

трансформации получается равным

.

Поскольку токи первичной и вторичной обмоток трансфор-

матора (читай токи центральной жилы и любого фрагмента оплет-ки) направлены встречно, а в каждом фрагменте еще и численно

равны, то механические силы действуют на них в противополож-

ных направлениях и все витки кабеля оказываются разгруженными. Индуктивность рассеяния рассматриваемого трансформатора

оказывается низкой, поскольку каждый виток одной из обмоток

(первичной) расположен внутри витка вторичной. Магнитное поле

рассеяния оказывается «запертым» в тесном пространстве между

Рис. 16. Трансформатор для получения больших импульсных токов 1 – вторичная обмотка (оплетка кабеля); 2 – сердечник (листовая сталь); 3 – изоляция; 4 – первичная обмотка (центральная жила в изоляции); 5 – проводники полосковой линии; С – емкостной накопитель генератора; P

– разрядник (коммутатор) генератора

34

оплеткой и центральным проводником кабеля. Фактически индук-

тивность рассеяния равна собственной индуктивности использо-

ванного кабеля. Если изготовить обмотки параллельной намоткой m кабелей, то индуктивность рассеяния трансформатора будет рав-

на

, где L0 – погонная индуктивность используемого

кабеля, а D – средний диаметр кабельной спирали.

Еще одно достоинство описанной конструкции кабельного

трансформатора состоит в том, что роль межобмоточной изоляции трансформатора здесь играет внутренний диэлектрик кабеля, кото-

рый изготовляется на специализированных высокотехнологичных

производственных предприятиях.

35

1.2. ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ

1.2.1. Назначение и классификация линий передачи

В устройствах мощной импульсной техники линии передачи используются как для собственно передачи энергии, так и для ее

хранения и преобразования. В ряде случаев ключевым фактором

применения линий является вносимая задержка сигнала. В тех случаях, когда цель применения линии состоит в пере-

даче сигнала, главное требование к линии передачи состоит в от-

сутствии искажения его формы. Для этого линия передачи должна

обладать идеальными амплитудно-частотной (АЧХ) и фазо-частотной (ФЧХ) характеристиками:

,сonstk , ( 26 )

где Т – величина временной задержки, сопутствующей распро-странению сигнала и вносимой линией передачи.

К сожалению, в реальности подобные характеристики дос-

тижимы лишь в некоторой ограниченной полосе частот гр. Это означает, что линия передачи не искажает только те сигналы,

частотный спектр которых полностью укладывается в диапазон линейности ФЧХ и неизменности АЧХ линии.

Сказанное можно проиллюстрировать рис. 17, на котором

представлен периодический импульсный сигнал с параметрами: период следования Т, длительность tи и длительность фронтов tф. В

f

1/T

1/tи 1/tф

А

Рис. 17. Периодический

импульсный сигнал

и его спектр

tи tф t

T

36

нижней части этого рисунка изображен соответствующий энерге-

тический спектр. Из этого рисунка видно, что основная часть энер-

гии сигнала сосредоточена в пределах первого лепестка, поэтому критерием пригодности линии, как устройства для передачи энер-

гии, может быть неравенство fгр (0,35 04) / tи, в то время как для неискаженной передачи формы импульса требование более силь-

ное: fгр (0,35 04) / tф. Например, для передачи импульсов с

фронтом 1 нс требуется линия передачи с fгр 350 400 МГц. Вариант классификации линий передачи, полезный при ана-

лизе устройств мощной импульсной техники, дает табл. 1.

Таблица 1 Линии передачи

С распределенными

параметрами

Коаксиальные

полосковые дисковые

Промежуточные Спиральные

Однородные и

неоднородные С сосредоточенными

параметрами Цепочечные

1.2.2. Однородные и неоднородные линии Теория длинных линий излагается в учебных дисциплинах

электротехнического направления. Здесь мы рассмотрим только те

выводы и рекомендации этой теории, которые представляют инте-

Рис. 18.

Элемент линии передачи

и его эквивалентная схема

Ix, Ux

x x + dx

Ix + dI

Ux + dU

Ldx

Cdx

Ldx

Cdx

x x + dx

37

рес для практики расчета и проектирования устройств мощной им-

пульсной техники.

Данная теория строится [5] на признании того обстоятельст-ва, что линия обладает собственными распределенными индуктив-

ностью и емкостью, которые влияют на процесс передачи сигнала

(рис. 18). Первичными параметрами линии передачи признаются ее

погонные индуктивность L [Гн/м] и емкость C [Ф/м]. Анализ эквивалентной электрической схемы рис. 18 приво-

дит к системе дифференциальных уравнений следующего вида:

Здесь индекс «х» означает, что данная физическая величина отно-сится к сечению х линии. Приведенная система путем несложных

преобразований приводится к системе телеграфных уравнений:

( 27 )

Решением данной системы является сумма волн, бегущих по

линии в противоположных направлениях (так называемых падаю-

щей и отраженной волн). В операторном виде для напряжений та-

кое решение имеет вид

xLCpxLCp

xxx UUUUpU ee)( 00

. ( 28 )

Решение для токов аналогичное:

. ( 29 )

Введем понятие погонного (в расчете на 1 метр длины) вре-

мени задержки распространения сигнала . Переходя от

операторных изображений к реальным функциям времени, мы по-

лучаем решение для напряжений в виде

.

38

В последнем выражении масштаб и конкретный вид функций

и

определяются условиями на концах линии. Важно под-

черкнуть, что поскольку для токов и напряжений уравнения ( 27 ) и

их решения имеют одинаковый вид, то в любом сечении линии и

для любых сигналов отношение амплитуд падающих волн напря-жения и тока и амплитуд отраженных волн определяются только

свойствами самой линии передачи:

. ( 30 )

Если погонные параметры L и C, а с ними и волновое сопро-

тивление линии не зависят от координаты, то такая линия назы-вается однородной. Если же линия неоднородная, то отношения

и

будут зависеть от координаты х. Физически это означа-

ет, что на неоднородностях среды, где происходит распространение электромагнитной волны, т.е. в линии передачи, происходит отра-

жение и (или) преломление волны.

Рассмотрим три простых, но интересных для практики случая

неоднородностей.

Подключение нагрузки (рис. 19,а). Коэффициент отражения

КU по определению равен

Z

a)

б)

в)

Z

Рис. 19.

Примеры неоднородностей

39

. ( 31 )

Здесь интересны следующие частные случаи:

- короткое замыкание Z = 0, КU = -1;

- холостой ход Z , КU = 1;

- согласование Z = , КU = 0.

Соединение двух линий (рис. 19,б). Нагрузкой первой линии

является входное сопротивление второй. Последнее равно 2, если

вторая линия на своем конце согласована (Zн = 2). Таким образом,

в первой линии возникает отраженная волна, а коэффициент отр а-жения

. ( 32 )

Волна

может рассматриваться, как преломленная из

линии 1 в линию 2. Очевидно, в сечении соединения линий полные

напряжения должны быть равны:

. Отсюда коэффи-

циент преломления равен:

. ( 33 )

Как видим, при 2 > 1, когда в соответствии с ( 31 ) КU > 0, коэффициент преломления КП > 1. Получается, что падающая вол-

на

, частично отразившись, оставшейся частью перешла в ли-

нию 2 в виде преломленной волны

, причем «остаток» оказался

больше «целого»! На самом деле, нарушения закона сохранения

здесь нет, так как амплитуда волны тока

, а вместе с ней и мощ-

ность волны, распространяющейся в линии 2, меньше чем в первой

линии. Рассмотренный пример показывает, что наличие неодно-

родностей в линиях передачи может сопровождаться трансформа-цией сигнала, причем как в сторону понижения, так и в сторону

повышения напряжения. В этом неоднородная линия передачи

родственна трансформатору.

40

Вставка параллельного элемента внутрь линии (рис. 19,в).

Здесь нагрузкой левой части линии служит параллельно включен-

ные сопротивление вставки Z и входное сопротивление правой час-

ти :

, поэтому в левой части линии существует

отраженная волна:

. ( 34 )

1.2.3. Переходные процессы в электрических цепях, содержащих отрезки линий передачи

Рассмотрим переходный процесс распространения сигнала в цепи (рис. 20), содержащей отрезок линии передачи длиною l, ко-

гда генератор вырабатывает положительную ступеньку напряже-

ния. Очевидно, сущность процесса будет состоять в последова-

тельном возникновении отраженных волн в сечениях неоднородно-стей х = 0 и х = l. Коэффициенты отражения в этих сечениях равны,

соответственно,

и

. Моменты отра-

жений определяются длиной линии, точнее, временем Tl распро-

странения сигнала по линии. Будем считать, что сопротивления Z1 и Z2 действительны.

В установившемся режиме в цепи будет протекать постоян-

ный ток

21

устZZ

EI

, а во всех сечениях линии – действовать

Z2

Z1

x = 0 x = l

E(t)

KU1 KU2

Рис. 20.

Линия в составе

цепи

41

одинаковое напряжение

21

2уст

ZZ

ZEU

. Процесс перехода цепи

к этому режиму представим временной диаграммой (рис. 21), по-

строенной для конкретного случая Z1 = 0, Z2 > .

Верхняя диаграмма показывает, что в линии рас-

пространяется ступенчатая волна напряжения, амплитуда которой

равна э.д.с. источника Е. Эта волна сопровождается волной тока

. Собственно говоря, эти волны являются двумя сторонами

единого электромагнитного процесса. Действительно, появление

скачка напряжения на левом конце линии вызывает возникновение тока в первой индуктивности Ldx (см. нижнюю схему рис. 18). Это

приводит к заряду первого конденсатора Cdx, в результате чего на-

растает ток в следующей индуктивности и т.д. Распространение

волны напряжения, иначе говоря, волны последовательного заряда распределенных емкостей Cdx линии, невозможно без волны тока в

индуктивностях Ldx и наоборот.

Напряжения Токи

Е Е/

x=0 x=l

Е Е/

x=l x=0

Е Е/

Е Е/

Рис. 21. Переходный процесс в линии

42

Вторая диаграмма иллюстрирует состояние цепи в

момент поступления фронта падающей волны в сечение нагрузки

x = l. В этот момент здесь возникает противоречие. С одной сторо-

ны, в линии течет ток

. С дру-

гой, под действием внезапно возник-

шего напряжения Е в нагрузке, соглас-

но закону Ома, должен бы протекать

ток

. Это противоречие

разрешается за счет немедленного воз-

никновения отраженных волн напря-

жения и тока в месте «конфликта». Выполнить количественный анализ равновесных условий в

сечении неоднородности можно, если вычислить значение KU по

формуле ( 31 ) и найти полные ток и напряжение в сечении x = l по формулам ( 28 ), ( 29 ).

Другой способ состоит в том, что линию с падающей на на-

грузку волной напряжения Е можно заменить эквивалентной схе-мой, включающей только элементы с сосредоточенными парамет-

рами. На рис. 22 эквивалентный двухполюсник5 расположен слева

от линии раздела. Расчет цепи рис. 22 дает значения равновесных

тока и напряжения на нагрузке

.

Процесс распространения отраженных волн тока и напряже-

ния, родившихся в сечении x = l, на рис. 21 иллюстрируется диа-

граммой . В момент эти волны достигают

пункта подключения генератора и отражаются от него с коэффици-ентом отражения –1, тем самым, начинается третий этап переход-

ного процесса.

Сущность этого этапа та же, что и первого, а именно: в линии

слева направо бегут ступеньки напряжения и тока. Однако теперь

5 Э.д.с. эквивалентного двухполюсника должна быть вдвое выше ампли-

туды падающей волны [5]. Физически это объясняется тем, что падающая

волна, помимо энергии электрического поля, несет с собой такую же энергию магнитного.

Z2

2Е

Рис. 22. Эквивалентная

схема для сечения x = l в

момент

43

высота ступенек меньше той, что была вначале, т.е. цепь приблизи-

лась к состоянию Uуст, Iуст.

Для практики интересны варианты развития переходного процесса, когда генератор согласован с линией, а сопротивление

нагрузки действительно и лежит в диапазоне от 0 до (рис. 23). На этом рисунке приведен вид осциллограмм напряжения, которые

может видеть наблюдатель в пункте подключения генератора.

Из рассмотренных примеров наиболее интересен случай

Z2 = 0 (см. рис. 23,а): в нем видны физические предпосылки фор-

мирования прямоугольного импульса из исходного ступенчатого сигнала.

На практике возможны ситуации, когда нагрузка в цепи (см. рис. 20) содержит реактивные компоненты. Результаты анализа пе-

реходного процесса в подобных случаях даны в строках 4 7 табл. 2. В ней графики напряжений даны для случая, когда э.д.с. источ-

ника сигнала равна Е = 1. При этом изменение напряжения на на-

грузке происходит следующим образом:

4-й вариант:

, ;

Рис. 23. Переходные процессы при согласованном генераторе:

а) ступенчатый сигнал; б) линейно-нарастающий сигнал.

t

U1

E/2

E

2Tl

Z2 =

Z2 =

Z2 = 0

а) U1

t 2Tl

Z2 = 0

Z2 =

Z2 =

наклон 1/2

наклон 1

б)

44

5-й вариант:

,

;

6-й вариант:

,

;

7-й вариант:

,

.

Таблица 2 Переходные процессы в линии передачи

при согласованном генераторе и разных нагрузках

№ Вид

нагрузки

Напряжение

на входе

Напряжение

на нагрузке

1

2

3

4

5

6

7

45

Практическая ценность данных табл. 2 состоит в том, что мы,

наблюдая осциллограмму напряжения на выходных зажимах гене-

ратора тестовых импульсов, можем получать информацию о харак-тере нагрузки, подключенной к линии передачи на противополож-

ном конце. Кроме того, это дает возможность дистанционного зон-

дирования линий передачи, в частности, обнаруживать

неоднородности, определять их характер и место положения.

1.2.4. Конструктивные типы линий передачи, используемых в устройствах МИТ

Приведем примеры конструктивных типов линий передачи,

которые могут найти применение в устройствах мощной импульс-

ной техники.

1. Коаксиальная линия (рис. 24,а) содержит два соосных

проводника, разделенных изоляцией с относительной диэлектриче-

ской проницаемостью . Из-за своей конструктивной простоты по-лучила широкое распространение в технике. Преимуществом коак-

сиальной линии является отсутствие острых кромок, что повышает

электрическую прочность. В гибком варианте выпускается серий-

но. Волновое сопротивление коаксиальной линии подчиняется

соотношению D

dln

60Ом

и лежит в диапазоне 20 150 Ом.

2. Двухпроводная полосковая линия (рис. 24,б). Она состо-ит из плоских параллельных металлических проводников, между

которыми может располагаться изолятор. Волновое сопротивление

(1 10 Ом) равно

. Применяется, когда тре-

a

b b

а а

б) в)

Рис. 24. Линии передачи с распределенными параметрами

d

а)

D

46

буется передача энергии с возможно меньшим значением индук-

тивности линии. В этом случае рекомендуется снижать размер а и

увеличивать b. Недостатки линии – наличие острых кромок и от-крытость в окружающее пространство. Последнее свойство может

вызывать излучение части энергии передаваемой волны.

3. Симметричная полосковая линия (рис. 24,в). Она также

состоит из плоских параллельных металлических пластин, но край-ние проводники находятся под одним электрическим потенциалом

(заземлены). Если эти проводники сделать заметно шире внутрен-

него, то они будут выполнять роль экрана и предотвращать излуче-

ние энергии. Волновое сопротивление равно ba

a

60Ом

и может находиться в диапазоне от 0,1 до 5 Ом.

4. Дисковая линия (рис. 25). Эта линия используется в уст-ройствах МИТ, когда необходимо передать энергию, запасенную в

нескольких накопителях С, в одну общую нагрузку. В данной ли-

нии энергия передается по радиусу дисков от периферии к центру, поэтому такая линия называ-

ется еще радиальной. Линия

– неоднородная, так как ее волновое сопротивление за-

висит от расстояния r до оси:

.Ом5..05,060

r

d

Всем линиям с распределенными параметрами, описанным

выше, характерно время задержки на единицу длины порядка 5

нс/м (при 2). В тех случаях, когда погонную задержку необхо-

димо увеличить, применяют линии с со-средоточенными параметрами или проме-

жуточные (см. классификацию табл. 1).

5. Спиральная линия (рис. 26). Эта линия передачи относится к категории

промежуточных, поскольку в ней сочета-

ются качества устройств с распределенны-

ми и сосредоточенными параметрами. В спиральной линии для увеличения погон-

Рис. 25. Дисковая линия

Рис. 26. Спиральная

линия

47

ной задержки центральный проводник свернут в виде спирали. По

параметру (задержка / потери) данная линия имеет оптимум гео-

метрии. Он достигается при r2 / r1 = 2,06. Для такой линии

; волновое сопротивление лежит в диапазоне от

200 до 1000 Ом, а погонная задержка – от 200 до 500 нс/м.

6. Искусственная линия (рис. 27,а) применяется в тех случа-

ях, когда требуется время задержки сигнала от микросекунд до миллисекунд. Обычно такие линии передачи строятся по схеме

многозвенных фильтров низких частот [24]. Чаще всего использу-

ются П- или Т-образные звенья фильтров типа k (рис. 27,б,в), кото-рым свойственна независимость от частоты произведения ком-

плексных сопротивлений последовательных и параллельных звень-

ев:

.

У таких линий передачи граничная частота и волновое со-

противление равны, соответственно, C

L

LC ,

2гр . Если

на вход искусственной линии подать идеальную ступеньку напря-

L

C/2 C/2 Uн C C C

L L L L

Uвх

L/2 L/2

C

mL

mC/2 mC/2

а) б)

в) г)

Рис. 27. Цепочечная искусственная линия и ее звенья

48

жения, то на выходе первого звена длительность фронта будет уже

LCt 13,11ф , а на выходе n-го –

LCnntt 3/13/1

ф1ф 1,1 . ( 35 )

При этом задержка сигнала на 1 звене, измеряемая как вре-

менной интервал между появлением входной ступеньки и середи-

ной фронта выходного сигнала, равна , а на n-

звенной линии – Т = nТ1. Обобщая последний результат и ( 35 ), видим, что отношение Т / tф лучше у линий с большим числом

звеньев. Чрезмерное увеличение числа звеньев нежелательно по

практическим соображениям, поэтому в расчетах искусственных линий выбор числа звеньев производят из желаемого соотношения

между задержкой и длительностью фронта импульса: 2/3

ф

1,1

tTn . После определения n значения L и С можно найти

из условия согласования линии с нагрузкой Rн = , которое приво-дит к расчетным формулам

.1,1

,1,1 н

н

nR

TC

n

TRL ( 36 )

Искусственные линии, построенные на основе звеньев типа m (рис. 27,г) позволяют получать желаемое значение параметра Т / tф

при меньшем числе звеньев. Однако звенья типа m имеют сложную

структуру и требуют тщательной настройки, поэтому на практике для создания искусственных линий они применяются редко.

1.2.5. Искажения наносекундных импульсов при их передаче по линии

Физической причиной искажения сигналов с короткими

фронтами являются потери энергии в линии. Эти потери обуслов-

лены применением диэлектриков, tg которых имеет тенденцию возрастать с повышением частоты, а также электрическим сопро-

тивлением металлических элементов линий.

49

В результате, в эквивалентной схеме линии появляются дис-

сипативные элементы. Потери в диэлектрике в схеме рис. 18 можно

моделировать параллельной проводимостью

m

CaG

1ctgм/Сим

2/3

звена в эквивалентной схеме, где m = 210-11 с/рад, константа а ха-рактеризует диэлектрик, а С – погонная емкость линии, Ф/м. По-

гонное сопротивление потерь, обусловленное конечным удельным

электрическим сопротивлением металлических стенок, для коак-

сиальной линии (см. рис. 24,а) равно

DdR

11

2м/Ом 01

.

Как видим, оба диссипативных параметра (R, G) увеличива-

ются с ростом частоты. Это означает, что в полном спектре сигнала высокочастотные гармоники будут подавляться преобладающим

образом, а форма сигнала – искажаться. На рис. 28 дан пример се-

рии переходных характеристик коаксиального кабеля РК50-11-13 при разных длинах отрезков.

Другая возможная причина искажения формы импульсов –

наличие неоднородностей в линии передачи. Причем под неодно-

родностью необязательно понимать соединение двух линий с раз-ными волновыми сопротивлениями (случай рис. 19,б).

Рис. 28. Искажение фронта импульса

50

На рис. 29 приведена структура электрического поля волны, распространяющейся через сочленение двух коаксиальных линий с

равными волновыми сопротивлениями, но существенно разными

поперечными размерами. Видно, что в области сочленения на тор-цовую поверхность замыкаются дополнительные силовые линии

электрического поля. Это означает, что в этом месте погонная ем-

кость линии будет иметь локальное увеличение, а волновое сопро-тивление – провал.

Неравномерность функции (х) имеет малую протяженность, сравнимую с характерным размером самой неоднородности. Одна-

ко для высокочастотных составляющих спектра сигнала она может

оказаться сравнимой с длиной волны, и тогда эти составляющие будут испытывать отражение. Это означает, что в данном случае

искажение формы сигнала будет более всего заметно на фронте

импульса. Средство борьбы с указанными искажениями известно

из техники сверхвысоких частот: все изменения размеров следует делать плавными [11].

1.2.6. Трансформаторы на линиях передачи Все трансформаторы, рассмотренные нами в разд. 1.1, в каче-

стве важнейшего элемента содержали ферромагнитный сердечник, который увеличивал коэффициент связи первичной и вторичной

цепи. При сокращении длительности импульса вихревые токи, ин-

дуцируемые в листах сердечника, существенно снижают эксплуа-тационные параметры сердечника и трансформатора. В этих случа-

ях оказывается более выгодным применение ферритов. Из-за высо-

кого электрического сопротивления вихревые токи в них практиче-ски отсутствуют, поэтому ферриты оказываются конкурентоспо-

собными, несмотря на то, что обладают меньшими значениями Вm

и Вm, чем электротехнические стали и сплавы.

Рис.29.

Неоднородность в линии

передачи

51

К сожалению, потери энергии на перемагничивание свойст-

венны также и ферритам, поэтому сохраняется интерес к такой

трансформации сигналов, которая не требовала бы применения сердечников вообще. На возможность такой трансформации мы

уже обращали внимание ранее (см. раздел 1.2.2., подпункт «Соеди-

нение двух линий»). Рассмотрим эту возможность подробнее.

Трансформаторы на неоднородных линиях Данные трансформаторы могут применяться в тех случаях,

когда трансформации подлежат короткие импульсы, длительность

tи которых мала по сравнению с временем Tl задержки распростра-нения сигнала по линии. Для простоты рассмотрим трансформи-

рующие свойства линий передачи на примере экспоненциальной

линии, у которой погонные емкость и индуктивность зависят от продольной координаты, как

,e;e 00

kxkx CCLL

где k – положительная или отрицательная константа, а L0, C0 – по-

гонные индуктивность и емкость линии в сечении х = 0. В этом

случае волновое сопротивление линии будет также зависеть от се-чения х:

kxkx

C

L

C

Lee 0

0

0 , ( 37 )

а погонное время задержки, напротив, будет оставаться постоян-

ным: .

Теоретические исследования распространения сигнала по экспоненциальной линии показывают, что полное напряжение в

любом ее сечении в операторном виде равно:

,e

,e

,

2/

0

2/

0

xqk

x

xqk

x

xxx

pUpU

pUpU

pUpUpU

( 38 )

причем

и

– произвольные постоянные, а q опреде-

ляется выражением

. ( 39 )

52

Токи в линии записываются аналогично, только в соотношениях

( 38 ) знак перед k изменяется на противоположный и вводятся по-

стоянные

и

.

Очевидно, на высоких частотах, когда pT0 >> k / 2, вторым

слагаемым в ( 39 ) можно пренебречь и q pT0. Тогда в соотноше-ниях ( 38 ) параметр p будет присутствовать в показателях экспо-

нент xpT0e

. Переходя от операторных изображений к функциям

времени, получаем, что отношение напряжений волн, распростра-

няющихся слева направо, в сечениях х и 0 равно:

0

2/

0

e

xkxx

U

Un

. ( 40 )

На низких частотах ( р 0) коэффициент трансформации

n 1. В этом нетрудно убедиться, если вспомнить, что сечения х и 0 имеют между собой гальваническую связь. Таким образом, мы

приходим к заключению, что неоднородная линия трансформирует

сигналы разных частот избирательно. Это означает, что одновре-менно с трансформацией уровня сигнала такая линия вносит спад

его плоской вершины. Можно показать [15], что относительный

спад плоской вершины импульса определяется соотношением

0

и

2

8T

xtk . ( 41 )

Рис. 30 иллюстрирует процесс распространения прямоуголь-

ного импульса по экспоненциальной линии.

Из выражения ( 40 ) можно получить расчетную формулу для

выбора длины l трансформатора на неоднородной линии передачи

Рис. 30. Распространение импульса по экспоненциальной линии:

а) вид сигнала в начале (х = 0),

б) осциллограмма в сечении х 0

1

а)

tи

б)

tи

Т0х t

t

53

2

и

0 ln50 n

t

lT, ( 42 )

где n – желаемый коэффициент трансформации, а – допустимый

спад плоской вершины в процентах.

Линия передачи в качестве инвертора импульсов

Инвертирование импульсов – это частный случай трансфор-

мации, когда n = -1. В качестве инвертора может быть использован

отрезок линии передачи с волновым сопротивлением = Ri = Rн,

где Ri и Rн – внутреннее сопротивление источника и сопротивление нагрузки инвертора (рис. 31).

Поскольку здесь линия с обеих сторон согласована, напряже-

ния на выходных зажимах генератора и на нагрузке равны, т.е.

|n| = 1, а эффект смены полярности в схеме рис. 31 достигается тем, что у нагрузки заземлен конец, который подключен к центрально-

му проводнику кабеля, а не к оплетке, как у генератора. Вообще

говоря, такая «замена» точки заземления недопустима, так как при-водит к короткому замыканию генератора. На рис. 31 штриховой

Рис. 31. Кабельный инвертор импульсов

54

линией показан путь, по которому ток I генератора замыкается на-

коротко, минуя полезную нагрузку.

Чтобы не допускать режима короткого замыкания, линию передачи следует намотать на ферромагнитный сердечник (на рис.

31 кабель образует 1 виток на ферритовом кольце). Такой прием

приводит к тому, что ток Iк.з. «видит» теперь не короткое замыка-

ние, а катушку индуктивности в виде витков центрального провод-ника коаксиальной линии вокруг ферромагнитного сердечника. В

то же время полезный сигнал, ток которого протекает через нагруз-

ку Rн, сердечника «не видит», т.к. этот ток пронизывает ферритовое кольцо в противоположных направлениях дважды: один раз – в ви-

де тока I центрального проводника, а второй – в виде тока Ic оплет-

ки кабеля. Количественный анализ процесса трансформации сигнала в

инверторе рис. 31 можно выполнить с помощью эквивалентной

схемы рис. 32, построенной для сечения подключения нагрузки Rн.

Здесь линия с волной Е представлена6 двухполюсником 2Е, . Ка-тушка индуктивности, образованная оплеткой кабеля, включена, как и в схеме рис. 31, между узла-

ми а и б, т.е. оказывается парал-

лельной нагрузке Rн. Электриче-

ская цепь рис. 32 является цепью первого порядка, ее постоянная

времени равна:

.

2

н

н

э

L

R

RL

R

L

Переходная характеристика

инвертора имеет вид

t

tA

e)( , и

спад плоской вершины импульса

можно найти по формуле

и

e1

t

н

н

U

U

, что при tи << дает

L

tt

2

ии

. ( 43 )

6 Ср. со схемой рис. 22.

Рис. 32. Эквивалентная схема

инвертора рис. 30 в сечении подключения нагрузки

Rн

2Е L

а

б

55

Следует признать, что искажения, вносимые инвертором в

форму трансформируемого сигнала, не исчерпываются только по-

явлением спада плоской вершины. Существование паразитной ем-кости нагрузки и / или межвитковой емкости катушки L приводит к

тому, что в эквивалентную схему рис. 32 между узлами а и б тре-

буется включить еще и конденсатор Сп = Сн + СL. В этом случае

цепь становится уже второго порядка и анализировать ее следует аналогично тому, как мы делали это для трансформатора с сосре-

доточенными параметрами (см. разд. 1.1.3, подраздел «Формирова-

ние фронта импульса»). В первом приближении, длительности фронта и среза импульса могут быть найдены по формуле:

псрф

22,2 Ctt

. ( 44 )

Трансформатор на основе отрезков линий

Принцип преобразования сигнала, заложенный в основу по-

строения инвертора, можно применить и для создания трансформа-

торов с |n| 1. В простейшем случае (рис. 33) такой трансформатор

представляет собой набор из n > 1 кабелей, включенных парал-лельно на входе и последовательно – на выходе. Входное сопро-

тивление кабельного трансформатора равно n

R

вх, а выходное –

Рис. 33. Трансформаторы на отрезках кабеля:

а) неинвертирующий; б) инвертирующий

56

nR вых. Коэффициент трансформации по напряжению равен

n, по току n-1, а по сопротивлению – n2.

Если индуктивности оплеток кабелей не связаны общим маг-

нитным потоком, как это показано на рис. 33, то постоянная време-

ни, определяющая спад плоской вершины, будет равна

n

L2тр .

Здесь предполагается, что нагрузка согласована с трансформато-

ром, т.е. nRR выхн.

Алгоритм построения эквивалентной схемы кабельного

трансформатора рассмотрим на примере рис. 34, где дана схема

инвертирующего варианта трансформатора рис. 33,б. Построение начинаем «с конца», т.е. с нагрузки Rн. На схеме

рис. 33 между узлом а1 и общей точкой расположена индуктив-

ность оплетки L1 – воспроизводим ее на схеме рис. 34. Дополни-тельно учитываем межвитковую емкость С1 этой катушки. «Пере-

саживаем» наблюдателя из узла а1 в конец центральной жилы ка-

беля №1, т.е. в узел а2. Двухполюсник «а1-а2» есть не что иное, как

выход линии №1, по которой в сторону наблюдателя распространя-ется импульс напряжения амплитудой Е. Заменяем его эквивалент-

ной цепочкой 2Е, . Далее аналогичным образом строим схемы за-мещения кабелей № 2, № 3, .. № n.

Подробный анализ схем типа рис. 34 выполнен в работах [15,16]. Здесь мы лишь отметим, что длительность фронта импуль-

са на нагрузке эквф 2,2 t определяется постоянной времени

Rн

2Е

L1

а1

C1

2Е

а2

C2 L2

2Е

аn

Cn Ln

Рис. 34. Эквивалентная схема инвертирующего трансформатора из

n секций кабеля

57

п

н

нпэквэкв C

Rn

RnCR

, ( 45 )

где Сп – суммарная паразитная емкость нагрузки и приведенной к

выходу эквивалентной емкости трансформатора.

58

1.3. НАКОПИТЕЛИ ЭНЕРГИИ Накопитель энергии является неотъемлемой частью всякого

устройства мощной импульсной техники (см. обобщенную схему рис. 1). Его назначение состоит в том, чтобы накапливать в себе

энергию, хранить ее в течение некоторого времени, а затем быстро

отдавать в нагрузку. Продолжительность процесса накопления мо-

жет во много раз превосходить время вывода энергии, поэтому им-пульсная мощность оказывается выше той, которую зарядное уст-

ройство накопителя потребляло из сети энергоснабжения.

Настоящий раздел посвящен знакомству с основными типами накопителей энергии и сравнительному анализу их эксплуатацион-

ных характеристик: предельной плотности запасенной энергии,

к.п.д., а также времени хранения и вывода.

1.3.1. Емкостные накопители Емкостные накопители основаны на способности электриче-

ского поля запасать энергию. Как известно, плотность энергии, за-

пасенной в электрическом поле с напряженностью Е [В / м], равна

2м

Дж 2

03

EdWE

, ( 46 )

где относительная диэлектрическая проницаемость среды, за-

полненной полем, а 0 = 8,86 пФ / м – мировая константа, называе-мая абсолютной проницаемостью вакуума.

Очевидно, в емкостных накопителях энергии выгодно при-менять диэлектрики с большой проницаемостью. В этом отноше-

нии практически не имеет конкурентов вода: на низких частотах

она имеет = 81. Молекула воды имеет пространственное строе-ние в виде равнобедренного треугольника, показанное на рис. 35,а.

Видно, что она в отличие, например, от молекулы углекислого газа (рис. 35,б) имеет ярко выраженные полярные свойства [18]. Об

этом же свидетельствует ее высокий собственный дипольный мо-

мент ( = 6,110-30 Клм). Из-за отмеченных свойств воды процесс ее поляризации, в

основном, носит ориентационный характер, т.е. в электрическом поле молекула воды стремится развернуться так, чтобы ее диполь

59

был сориентирован вдоль вектора

. Поскольку эта переориента-

ция происходит в вязкой среде, процесс поляризации сопровожда-ется потерями энергии, поэтому на высоких и сверхвысоких часто-

тах вода имеет высокий tg.

Другое обстоятельство, ограничивающее применение водя-

ных конденсаторов в качестве емкостных накопителей энергии,

заключается в высокой собственной электропроводности воды. Высокая диэлектрическая проницаемость воды приводит к тому,

что согласно закону Кулона сила притяжения зарядов уменьшается

в раз. Это означает, что загрязнения металлических обкладок конденсатора в присутствие воды удерживаются хуже и покидают поверхности, переходя в водный раствор и увеличивая тем самым

электропроводность водяной изоляции.

Таким образом, применение водяных накопителей требует

дистиллированной воды и специального инженерного оборудова-ния по ее непрерывной очистке ионообменными смолами. К сожа-

лению, даже в отсутствие примесной составляющей проводимость

воды во многих применениях недопустимо высока. Это происходит

из-за того, что при высоком ослабляется сила электрического

притяжения водорода Н+ внутри молекулы воды и повышается ве-

роятности диссоциации Н2О Н+ + ОН. Совокупность названных

факторов приводит к тому, что водяной конденсатор не способен

продолжительное время сохранять заряд.

Несмотря на указанные недостатки, водяные конденсаторы

все равно применяются на практике в тех случаях, когда время на-копления и хранения энергии не превышает нескольких микросе-

кунд. Это объясняется высокой плотностью энергии водяного на-

копителя: при малых временах хранения электрическая прочность

104

a)

О

Н Н

-q

+q/2 +q/2

C O O

+q -q/2 -q/2

б)

Рис. 35. Пространственное строение моле-

кул воды (а) и углекислого газа (б)

60

воды может быть доведена до рекордного уровня Епр 700 кВ / см,

что соответствует WЕ 0,3 Дж / см3.7

В большом количестве практических случаев требуемое время заряда и хранения энергии может достигать единиц и даже

десятков секунд. Для построения таких накопителей используются

серийные конденсаторы, выпускаемые отечественной и зарубеж-ной промышленностью. По виду диэлектрика конденсаторы можно

разделить на группы [19]: с органическим, неорганическим, газо-

образным или оксидным диэлектриком, а также вакуумные и с

двойным электрическим слоем (ионисторы). В емкостных накопи-телях, как правило, используются высоковольтные конденсаторы.

7 Помимо короткого времени хранения, для достижения указанного зна-

чения электрической прочности вода предварительно вакуумируется, а в

процессе эксплуатации находится под значительным избыточным давле-

нием. Таким приемом снижается вероятность возникновения в объеме

воды микропузырьков растворенного газа, которые являются слабым ме-стом, откуда начинается разряд.

Рис. 36. Схемы внутренних соединений кон-денсаторов (слева) и относительное распо-

ложение пленок и металла (справа)

61

В них в качестве диэлектрика используется бумага, полистирол,

фторопласт, полиэтилентерефталат (лавсан), полипропилен и соче-

тание бумаги и синтетических пленок. Высоковольтные импульс-ные конденсаторы наряду с высокой электрической прочностью и

сравнительно большими емкостями должны допускать быстрые

разряды, т.е. пропускать большие токи. Чтобы не искажать форму

импульса, их собственная индуктивность должна быть малой.

Рис. 36 и 37 дают представление о внутреннем устройстве и

технологии изготовления металлопленочных конденсаторов. Эти конденсаторы используют пленку из полимерного материала, на

которую предварительно методом вакуумного напыления нанесена

металлизация в виде одной или нескольких дорожек толщиной 20 50 нм. Эта пленка плотно наматывается в несколько слоев на тех-

нологический барабан большого диаметра с небольшим осевым смещением четных и нечетных слоев. На торцовые поверхности

намоток наносится металлизация, затем намотка разрезается по ра-

диально-осевым плоскостям на несколько секций, в результате чего образуются брикеты. Таким образом, каждый брикет представляет

собой готовый конденсатор, обкладки которого образованы напы-

ленными металлическими покрытиями четных и нечетных слоев

металлопленки.

Рис. 37. К технологии изготовления

металлопленочных конденсаторов

62

Такие конденсаторы обладают свойством хорошо переносить

импульсные нагрузки, т.е. пропускать большие токи. Это происхо-

дит из-за того, что каждый слой в брикете работает как отдельный элемент конденсатора. Нарушение контакта этого слоя с торцовой

металлизацией и выводом конденсатора просто выключает его из

работы. В витом конденсаторе все совсем не так: в слое, где метал-

лизация не имеет контакта с обкладкой, возникают токи туда, где этот контакт есть. Эти токи, протекая в фольге или металлизации,

нагревают их. Кроме того, это способствует росту паразитной ин-

дуктивности конденсатора. На рис. 36 показано, как можно, варьируя взаимное располо-

жение полос металлизации, добиваться «внутреннего последова-

тельного соединения» секций конденсатора. Тем самым, мы повы-шаем в 2, 3 и 4 раза рабочее напряжение конденсатора. В нижней

части этого рисунка дан пример комбинированной конструкции,

где наряду с напыленной металлизацией используются и фольги –

здесь достигается исключительно высокая токонесущая способ-ность, которая совмещается с механизмом самозалечивания.

Названный механизм работает только в тех конденсаторах,

которые изготовлены с применением металлизированной пленки. Пленка всегда имеет слабые точечные места в виде пор и примесей,

в которых электрическая прочность ниже. В процессе эксплуата-

ции в этих местах развивается пробой. Энергии, высвобождающей-ся при таком пробое в искровом канале, достаточно для испарения

напыленного металлического покрытия в месте пробоя. Быстрое

расширение плазмы в области пробоя приводит к ее остыванию и

разряд гасится в течение нескольких микросекунд. В результате, вокруг места пробоя образуется зона изоляции, а основной объем

конденсатора сохраняет работоспособность. В фольговых конден-

саторах механизм самозалечивания отсутствует, так как фольга толстая, энергоемкость ее локального разрушения существенно

выше, и локальный пробой вызывает катастрофические последст-

вия для конденсатора в целом.

Механизм самозалечивания позволяет полностью использо-вать электрическую прочность диэлектрика, так как отпадает необ-

ходимость в чрезмерных запасах в расчете на «слабое место». Га-

баритные размеры таких конденсаторов и емкостных накопителей в целом оказываются существенно меньше, чем фольговых.

63

Проектирование емкостных накопителей энергии требует от

разработчика хорошего понимания факторов, влияющих на работо-

способность конденсаторов, которые работают под переменным напряжением. Сюда относятся:

- тепловыделение, пропорциональное средней мощности,

которое резко возрастает при превышении допустимых условий

эксплуатации и создает условия для теплового пробоя; - переменное электрическое поле, воздействующее на ди-

электрик конденсатора и вызывающее его электрическое старе-

ние; - ток, протекающий через конденсатор, который при боль-

шой плотности может вызвать локальный разогрев и разруше-

ние контактных узлов, выгорание металлизированных обкладок и т.д.;

- температура окружающей среды.

Действие перечисленных факторов усиливается с повышени-

ем частоты электрических сигналов (скорости перезаряда конден-сатора). Поэтому фирмы-производители конденсаторов предостав-

ляют потребителям рекомендации по их использованию на пере-

Рис. 38. Допустимые амплитуды переменных составляющих

Напряжения на конденсаторах К78-2: 1)0,0270,1 мкФ; 2)0,010,02 мкФ; 3)0,0390,15 мкФ; 4)0,0120,033 мкФ;

5)1000пФ0,01мкФ; 6)0,0120,056мкФ; 7)4700пФ0,01мкФ;

8)1000пФ3900пФ

64

менном токе. Примером таких рекомендаций может служить диа-

грамма рис. 38, которая показывает зависимость допустимой ам-

плитуды переменной составляющей напряжения Uf от частоты сиг-нала для конденсаторов К78-2, выпускаемых отечественной фир-

мой ЭЛКОД (С.-Петербург). Допустимое постоянное напряжение

этих конденсаторов равно 315 В (кривые 1, 2), 1000 В (3, 4, 5) и

1600 В (6, 7, 8). Ряд фирм-производителей конденсаторов предоставляют

данные об использовании своей продукции в иной форме: они ука-

зывают значение допустимой скорости изменения напряжения

, где Vpp – peak-to-peak voltage, а – время спада напря-

жения от одного уровня до другого. Этих данных достаточно, что-

бы найти значение допустимого разрядного тока . По-

следний вызывает разогрев области контакта торцовой металлиза-ции с фольгой обкладок. Выделяемое тепло рассчитывается по

формуле

,

где Ri – внутренне сопротивление. Выполняя необходимые подста-

новки, получаем:

.

Допустимое тепловыделение Q, емкость С и внутреннее со-

противление Ri известны производителю, а закон изменения на-

пряжения V(t) обычно знает потребитель. Чтобы дать потребителю представление об импульсных возможностях своих конденсаторов,

фирма-производитель публикует значение импульсной характери-

стики8

dt

dt

dVk

22

0 2мкс

B.

В простейших случаях трапециевидной или треугольной

формы импульсов напряжения импульсная характеристика конден-

8 Так поступает, например, японо-немецкая фирма EPCOS.

65

сатора может быть найдена как

. Значение k0 приводится

фирмой для случая полного разряда от номинального напряжения

заряда Vr до нуля, т.е. Vpp = Vr. Пусть Vr = 250 В, а k0 = 100 000 В2 / мкс. Тогда

мкс

В200

2

0

pp

pp

V

kV

.

Если же мы снизим начальное напряжение заряда до значе-

ния Vpp = 100 В, то для того же конденсатора получим допустимую

скорость разряда 500 В / мкс. Данный пример показывает, что сни-жение зарядного напряжения ниже допустимого уровня позволяет

увеличить скорость разряда накопителя.

1.3.2. Индуктивные накопители Индуктивные накопители – это те, в которых энергия запаса-

ется в магнитном поле катушки с током. На рис. 39 представлена схема генератора импульсов, использующего индуктивный нако-

питель.

Здесь ключ замыкается в момент времени t = 0, а размыкает-

ся при t = tзар. Заряд накопителя осуществляется от относительно

низковольтного источника постоянного напряжения Е через низко-омный резистор зарядной цепи Rз. Поскольку Rн >> Rз, на этапе за-

ряда током через нагрузку можно пренебречь. В этот период нарас-

тание тока и магнитного поля происходит по экспоненциальному

t = 0,

t = tзар

Рис. 39. Цепь с индуктивным

накопителем

Rн

Rз

Е

L

iз

iн

iL

tзар uн

Im

Е

t

t

Uн

66

закону с постоянной времени

з

зR

L см. диаграмму iL(t). В про-

цессе заряда э.д.с. самоиндукции направлена навстречу току, ток в

катушке течет в сторону понижения потенциала, а сама катушка является потребителем энергии.

В момент t = tзар, когда ток в индуктивности накопителя дос-

тигает значения Im, происходит размыкание ключа. Ток заряда мгновенно прекращается, а катушка L, подчиняясь закону электро-

магнитной индукции, развивает э.д.с. самоиндукции такой величи-

ны и направления, чтобы ее ток после коммутации был равен току

Im накануне. Конкретно, э.д.с. сейчас направлена сверху вниз, т.е. ток в катушке течет в сторону повышения потенциала. Последнее

обстоятельство является признаком того, что катушка является ис-

точником электрической энергии – идет процесс разряда индук-тивного накопителя.

На этапе разряда ток замыкается через высокоомный рези-

стор нагрузки Rн, падение напряжения на нагрузке согласно закону

Ома равно Uн = ImRн >> Е см. диаграмму u(t). В начале процесса

разряда мгновенная мощность p(t) = uн(t) iн(t), потребляемая на-грузкой, оказывается также намного выше той, что потреблялась от

зарядного источника Е, т.е. с помощью индуктивного накопителя, как и емкостного, можно достигать эффекта компрессии мощно-

сти. Это обеспечивается существенным сокращением времени вы-

вода энергии по сравнению с временем ее накопления из-за малой

величины постоянной времени разрядной цепи з

R

L

н

p.

Достоинством индуктивного накопителя является то обстоя-

тельство, что напряжение на нагрузке в процессе вывода энергии можно сделать выше напряжения зарядного источника, для этого

достаточно выполнить требование Rн >> Rз.

Однако более важным преимуществом индуктивного нако-

пителя по сравнению с емкостным является существенно более вы-сокая предельная плотность запасенной энергии. Как известно,

плотность энергии магнитного поля равна 2м

Дж 2

03м

HdW

,

где 0 = 410-7 Гн / м – магнитная проницаемость вакуума, а 1

67

– относительная магнитная проницаемость среды (воздуха). Со-

гласно данной формуле, фактором, ограничивающим максимальное

значение плотности энергии, является предельная напряженность поля Нпр. Последняя определяется механической прочностью ка-

тушки, которая испытывает на себе давление магнитного поля,

численно равное dWм.

В настоящее время известно большое число материалов, пре-дел текучести которых превышает магнитное давление со стороны

поля с индукцией около 10 Тл. Это означает, что реально достижи-

ма предельная плотность энергии магнитного поля порядка 40 Дж / см3, что на 2 порядка лучше, чем у электрического. Столь сущест-

венное преимущество гарантирует хорошие эксплуатационные ха-

рактеристики индуктивных накопителей и объясняет интерес к ним со стороны разработчиков систем МИТ.

К сожалению, наряду с неоспоримыми достоинствами индук-

тивные накопители обладают и существенными недостатками. Главным среди них является низкий к.п.д. Действительно, полная

энергия, запасенная в магнит-

ном поле катушки с током iL,

равна 2

2

мLiLW и перестает

увеличиваться в ходе зарядно-

го процесса (см. диаграмму iL на рис. 39). В то же время по-

тери энергии в зарядном рези-

сторе Rз монотонно растут при

t :

t

L dti

RW0

2

пот2

.

Это означает падение к.п.д. индуктивного накопителя при

больших продолжительностях зарядного цикла tзар / з (см. график рис. 40). Из этого графика видно, что приемлемые значения к.п.д.

можно получить только при временах заряда tзар / з < 0,2. Другой недостаток индуктивных накопителей не принципиа-

лен, как к.п.д., но в практическом аспекте весьма важен. Он состо-

Рис. 40. К.п.д. индуктивного

накопителя

69

обратных волн в линии, в результате чего на нагрузке образуется

прямоугольный импульс напряжения.

В некоторых случаях нагрузка требует длинных и энергоем-ких импульсов. Например, на время цикла ускорения в протонном

синхротроне требуется создавать сильное поле поворотных магни-

тов с полной энергией, приближающейся к 1 МДж. Использование

первичного емкостного накопителя потребует весьма энергоемких конденсаторных батарей с постоянной времени зарядной цепи бо-

лее 10 с.

В подобных случаях может оказаться полезным механиче-ский накопитель энергии, в котором на этапе накопления электри-

ческая машина раскручивает массивный маховик. Затем происхо-

дит коммутация, в результате которой машина из электродвигателя превращается в генератор и механическая энергия переходит в

электрическую энергию системы питания обмоток электромагни-

тов ускорителя. По окончании цикла ускорения и вывода пучка

вновь происходит коммутация цепи и энергия поля поворотных магнитов возвращается в маховик. В паузе между импульсами за

счет системы энергоснабжения происходит возмещение потерь

энергии, имевших место в течение всего предыдущего цикла, а за-тем процесс повторяется вновь.

70

1.4. ФИЗИЧЕСКИЕ ПРИНЦИПЫ ФОРМИРОВАНИЯ ИМПУЛЬСОВ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ОТРЕЗКОВ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ

В настоящем разделе мы рассмотрим работу устройств фор-

мирования импульсов тока и напряжения на нагрузке, использую-

щих отрезки линий передачи. Линии передачи здесь играют роль не только накопителей энергии, но служат средой, в которой про-

исходит формирование импульса, они определяют форму и дли-

тельность импульса. В этой части раздела мы будем рассматривать идеальные линии передачи, не имеющие потерь. Коммутаторы

также будем считать идеальными, конкретно, мы пренебрежем их

потерями, а также паразитными индуктивностями и емкостями.

Во второй части раздела мы рассмотрим вопросы примене-ния линий передачи при формировании крутых перепадов напр я-

жений и токов, необходимых для получения импульсов. В этом

контексте особое внимание уделим линиям, погонные параметры которых зависят от уровня сигналов, т.е. нелинейным линиям пе-

редачи.

1.4.1. Одинарная формирующая линия Схема устройства, получившего название одинарной форми-

рующей линии (ОФЛ), приведена на рис. 41. Данное устройство

содержит отрезок линии передачи длиной l с волновым сопротив-

лением . Распределенная емкость линии заряжается от источника Е через зарядную цепь, сопротивление которой намного превышает

волновое сопротивление линии: Rз >> .

Rн =

Rз >>

x = 0 x = l

E

KU1 t = 0

Рис. 41. Одинарная формирующая линия

68

ит в том, что переход от накопления к выводу энергии требует раз-

рыва зарядной цепи, т.е., в отличие от емкостного накопителя,

здесь требуется коммутатор-размыкатель. Подобные коммутаторы, конечно, разработаны и используются, однако проблема размыка-

ния цепей, содержащих индуктивные элементы, является достаточ-

но сложной технической задачей. Более подробно вопросы комму-

тации в устройствах МИТ мы рассмотрим в последующих разделах книги.

1.3.3. Прочие виды накопителей Общий недостаток емкостных и индуктивных накопителей

энергии, рассмотренных нами выше, состоит в экспоненциальной форме импульса на нагрузке. В тех случаях, когда требуется пря-

моугольная форма, в качестве накопителей энергии часто исполь-

зуются отрезки линий передачи или искусственные цепочечные линии. При этом первичное накопление энергии здесь возможно

как в электрическом, так и магнитном поле линии.

В первом случае на этапе накопления энергии линия переда-чи разомкнута на конце (на рис. 27,а отсутствует оконечная нагруз-

ка). Процесс накопления энергии состоит в заряде конденсаторов С

ячеек линии (или распределенной емкости линий рис. 24 или рис.

26) до напряжения Е. Разряд такого накопителя начинается замы-канием силового ключа, который подсоединяет к линии согласо-

ванную нагрузку. В следующем разделе будет показано, что такая

коммутация вызывает в линии ступенчатые волны напряжения и тока, которые при определенных условиях обеспечивают полную

передачу накопленной энергии в нагрузку за фиксированное время.

При этом на нагрузке формируется прямоугольный импульс на-

пряжения. Если изначально отрезок передающей линии мы хотим ис-

пользовать как индуктивный накопитель, то на ее правом конце

(см. рис. 27,а) параллельно нагрузке следует установить ключ. К левому концу подключаем зарядную цепь Е, Rз, аналогичную изо-

браженной на рис. 39. На этапе накопления ключ должен быть

замкнут, тогда в индуктивных элементах L линии будет нарастать ток, а конденсаторы С при этом будут оставаться практически раз-

ряженными. Размыкание ключа приведет к появлению прямых и

71

На правом конце линия подключается к согласованной на-

грузке Rн = с помощью коммутатора, который здесь мы представ-

ляем идеальным ключом. На продолжительном этапе заряда (t < 0) ключ разомкнут. Накануне коммутации в линии на всей ее протя-

женности устанавливается постоянное напряжение Е, а ток отсут-

ствует (см. диаграмму рис. 42, ).

Замыкание ключа в момент t = 0

приводит в сечении x = l к ситуации,

которая может быть описана эквива-

лентной схемой вида рис. 43.9 Анализ данной цепи дает значения устано-

вившегося тока и напряжения в на-

9 Обратите внимание, что здесь, в отличие от схемы рис. 22, э.д.с. источ-

ника равна Е, а не 2Е. Данное отличие объясняется тем, что накануне

коммутации в линии отсутствовала волна, и в распределенной индуктив-

ности энергии не было. Вся энергия системы была сосредоточена в элек-трическом поле заряженной линии.

Рис. 42. Переходный процесс в ОФЛ

Напряжения Токи

Е

x=0 x=l

Е

Е/2

x=l x=0

Е/2 Е/2

Rн

Е

Рис. 43. Эквивалентная

схема для сечения x = l в

момент

72

грузке

. Поскольку мы условились пре-

небречь паразитными параметрами коммутатора и нагрузки, изме-

нение электрических условий на правом по рис. 41 конце линии должно произойти мгновенно. Информация об этом скачкообраз-

ном изменении передается по линии справа налево со скоростью

распространения волны тока / напряжения10

. ( 48 )

Физически процесс распространения волны

(см. диа-

грамму на рис. 42) есть процесс разряда все новых уча-

стков распределенной емкости линии от начального значения на-

пряжения Е до конечного Е / 2.

В момент волны

достигают левого конца линии

х = 0. В этом сечении Rз >> и происходит отражение с коэффици-

ентом kU0 1. Отраженная волна напряжения

имеет те же ам-

плитуду и знак, что и падавшая волна

:

. Таким

образом, в сечениях, куда успела дойти отраженная от левого кон-

ца волна

, установится значение напряжения

. ( 49)

Аналогично, с токами. Так как kU0 1 > 0, знак отраженной

волны тока должен сохраниться, т.е. ток волны

, как и ток

,

должен быть противоположен направлению распространения. По-

скольку волна

распространяется слева направо, то ее ток в верх-

нем проводнике линии течет справа налево, т.е. в отрицательном направлении. Значит,

. ( 50 )

10 Положительными будем считать те токи, которые текут в верхнем про-

воднике линии слева направо, т.е. против направления распространения волны, а положительные напряжения – те, что направлены сверху вниз.

73

В момент волны

,

достигают сечения нагрузки

x = l. В этом сечении имеет место согласование, отражения нет, и

переходный процесс должен завершиться. К этому же выводу

можно прийти и из энергетических соображений: в момент

, согласно соотношениям ( 49 ), ( 50 ), в линии по всей ее

длине отсутствуют как токи, так и напряжения. Значит, энергия,

ранее запасенная в линии, за время полностью поглощена

нагрузкой и на дальнейшее «ничего не осталось».

Данный результат является замечательным свойством ОФЛ:

вся энергия, запасенная в заряженной линии, передается в согласо-ванную нагрузку в виде импульса идеальной прямоугольной фор-

мы, причем длительность импульса равна удвоенному времени

распространения сигнала по линии. В том случае, когда нагрузка не согласована с линией, в мо-

мент коммутации на ней устанавливается напряжение, которое со-

гласно схеме рис. 43 равно

. Это приводит к воз-

никновению волн

, и

,

, после которых в линии остается

некоторое ненулевое значение тока и напряжения. Достигая в мо-

мент сечения нагрузки, волны

,

отражаются от нее с

коэффициентом

и весь процесс повторяется вновь.

Напряжение на нагрузке при этом имеет вид уменьшающихся сту-пенек (рис. 44,а,б), амплитуда Uj которых зависит от номера j = 1,

2, … следующим образом:

. ( 51 )

Рис. 44. Напряжение на нагрузке

ОФЛ при разных Rн:

а) Rн = / 2, б) Rн = 2.

Е/2

а)

tи

б)

2tи t

t

Uн

Uн

Е/2

3tи

74

Применение в ОФЛ искусственной передающей линии в виде

многозвенной цепи вида рис. 27,а приводит к тому, что форма им-

пульсов лишь в большей или меньшей степени приближается к прямоугольной. При заданной длительности импульса tи = 2Т кру-

тизна фронта формируемого импульса тем выше, чем больше число

n звеньев линии (см. соотношения ( 35 ) и ( 36 )).

На рис. 45 приведена форма импульсов, получаемых с помо-

щью многозвенной искусственной линии при числе звеньев n = 2, 3

и 4. На вершине импульса видны колебания. Для уменьшения их амплитуды применяются специальные средства коррекции [24, 25].

В простейшем случае такой коррекцией может служить добавление

индуктивности к звену линии, которое примыкает к коммутатору генератора.

Следует отметить, однако, что коррекция вершины импульса

приводит к увеличению длительности фронта. Наличие потерь в

ячейках линии задержки приводит к уменьшению амплитуды сиг-налов и искажениям их формы.

Рис. 45. Импульсы, получаемые с помощью

искусственной линии

75

1.4.2. Двойная формирующая линия В предыдущем разделе мы убедились, что напряжение на на-

грузке идеальной ОФЛ имеет форму прямоугольного импульса в

случае согласованной нагрузки Rн = . При этом амплитуда им-пульса составляет, к сожалению, лишь половину от зарядного на-пряжения Е.

От этого недостатка свободна так называемая двойная фор-

мирующая линия (ДФЛ), или «линия Блюмляйна» [20], схематиче-

ское изображение которой дано на рис. 46. Она состоит из двух одинаковых отрезков линии передачи с волновым сопротивлением

и длиной l, между которыми последовательно включена нагрузка

Rн = 2. Как и в случае ОФЛ, оба отрезка заряжаются через высоко-

омную цепь Rз >> до напряжения Е. Переход ДФЛ от режима за-ряда к режиму вывода энергии осуществляется замыканием нако-

ротко любого из отрезков линии передачи на свободном конце, см. ключ на левом конце линии рис. 46.

В результате замыкания этого ключа напряжение на левом

конце линии становится равным 0, поэтому распределенная ем-

кость линии начинает разряжаться током11

. Это вызывает

в левом по рис. 46 отрезке линии передачи волны тока и напряже-

ния, показанные на диаграмме 0 < t < Tl рис. 47. В момент t = Tl

11 Знак минус здесь означает, что разрядный ток в верхнем проводнике линии течет справа налево.

Рис. 46. Двойная формирующая линия

Rн = 2

, l

Rз >>

E

t = 0

, l

а б

76

77

эти волны достигают сечения нагрузки. Эквивалентная схема

ДФЛ в данном сечении для момента t = Tl показана на рис. 48.

На данной схеме элементы, показанные левее сечения 1, представляют собой левый по рис. 46 отрезок линии передачи с

волной напряжения в виде ступеньки –Е. Правомочность такого

представления мы обсуждали в разд. 1.2.3 (см. рис. 22). Правее сечения 2 показано волновое сопротивление правого отрезка ли-

нии. Анализируя цепь рис. 48, можно получить значения устано-

вившегося тока и потенциалов в узлах «а» и «б» относительно за-

земленной точки, которые обусловлены действием источника –2Е на схеме рис. 48:

Напомним, что полное напряжение в узлах «а» и «б» равно

сумме потенциалов а0 и б0 с начальным значением Е потенциалов

в этих точках. С учетом Rн = 2, получаем:

( 52 )

Начиная с данного момента, в левом и правом отрезках ли-ний возбуждаются волны токов и напряжений, устанавливающие в

них значения этих физических величин, задаваемые формулами

( 52 ), – см. диаграмму Tl < t < 2Tl. Данные волны распространяют-ся в разных направлениях, но с равными скоростями, поэтому кон-

цов отрезков они достигают одновременно в момент t = 2Tl (см.

соответствующую диаграмму на рис. 46).

На левом конце волна отражается от замкнутого ключа с ко-эффициентом отражения kUлев = -1. Если, согласно диаграмме

Tl < t < 2Tl, сюда направлялась ступенька –Е/2, то отраженная вол-

на будет равна Е/2. Накладываясь, эти волны компенсируют друг друга. На правом конце имеет место холостой ход, поэтому kUправ =

1 2

Рис. 48. Эквивалентная

схема для сечения

нагрузки в момент

Rн

-2Е

а б

78

= 1. Здесь отрицательная ступенька –Е/2 отражается без изменения

знака. Наложение отраженной волны на остаточное напряжение

Е/2 также дает в сумме 0. Таким образом, во временном интервале 2Tl < t < 3Tl на-

встречу нагрузке движутся две встречных волны, позади фронтов

которых в линиях передачи отсутствуют как токи, так и напряже-

ния. Процесс передачи энергии в нагрузку завершается в момент t = 3Tl.

Анализируя диаграммы напряжений рис. 47, убеждаемся, что

разность потенциалов между узлами «а» и «б», иначе говоря, на-пряжение нагрузки, равно Е в интервале времен Tl < t < 3Tl. В

двойной формирующей линии энергия, запасенная в обоих отрез-

ках линий, передается в нагрузку в виде прямоугольного импульса с амплитудой Е и длительностью 2Tl.

Схема ДФЛ, изображенная на рис. 46, обладает следующими

недостатками:

1. Нагрузка не имеет заземленного вывода, что в большом количестве случаев недопустимо с точки зрения безопас-

ности.

2. Ток заряда правого отрезка линии передачи протекает че-рез сопротивление нагрузки.

Устранить указанные недостатки можно, если модифициро-

вать схему ДФЛ, как показано на рис. 49,а. Здесь нагрузка разме-щена между нижними проводниками линий, тем самым у нее один

вывод оказывается заземленным. Чтобы при этом зарядный ток

линии, образованной проводниками 1 и 2, не воздействовал на Rн,

ставим зарядный дроссель L параллельно Rн. Индуктивность дрос-селя L выбираем так, чтобы в режиме медленного заряда ее сопро-

тивлением можно было пренебречь. В то же время эта индуктив-

ность должна быть достаточно большой, чтобы не вызывать спада плоской вершины импульса при выводе энергии из ДФЛ.

На следующем этапе модернизации повернем правый отрезок

линии, образованный проводниками 3 и 4, вокруг точки «о», как

это показано стрелкой на рис. 49,а. При этом проводники 2 и 3 сли-ваются и мы получаем конфигурацию цепи в виде рис. 49,б. Теперь

стопку из трех проводников №1, №2,3 и №4 провернем на полный

оборот вокруг оси, обозначенной о – о. Таким образом, упомяну-тые проводники очертят в пространстве три вложенных цилиндра,

(см. рис 49,в).

79

Рис. 49. Этапы модификации ДФЛ

Rн

Rз

E

a

L

б 1

2 3

4

о а)

4

1

2,3

E

нагр

р

в)

L

Rз

E

a

L

1

2,3

4 Rн

о о

б) б

80

Наружный цилиндр образован заземленным проводником

№4. Снабдим его торцовыми поверхностями, как это показано на рис. 49,в. Тем самым, вся конструкция ДФЛ оказывается заклю-

ченной внутри замкнутой заземленной металлической бочки. Этот

вариант не только гарантирует электробезопасность обслуживаю-

щего персонала, но и существенно снижает уровень электромаг-нитных наводок на аппаратуру, расположенную снаружи.

Полезная нагрузка и зарядный дроссель расположены внутри

конструкции. Роль рабочего коммутатора в устройстве рис. 49,в играет разрядник Р. Зарядное напряжение подается извне на сред-

ний проводник ДФЛ через Rз. Для этого в корпус бака встраивается

специальный высоковольтный ввод. Достоинством описанной кон-струкции является возможность использовать жидкий диэлектрик,

которым заполняется все внутреннее пространство бака. Примене-

ние диэлектриков с высоким сокращает продольные размеры ли-ний, так как скорость распространения электромагнитной волны в

линии равна

.

1.4.3. Формирование импульсов в цепях с последовательным включением отрезков линий

На рис. 49,б сплошными стрелками показано направление

векторов электрического поля на этапе заряда ДФЛ. Видно, что на

соседних «этажах» линий упомянутые поля направлены встречно, поэтому в ходе заряда нагрузка не испытывает действия напряже-

ния. Срабатывание ключа приводит к тому, что спустя задержку Tl

полярность напряжения на противоположном по отношению к коммутатору конце линии изменяется на противоположную (см.

штриховые стрелки). В результате напряжение нагрузки равно не

разности, а сумме напряжений на двух линиях. Напрашивается вариант построения импульсного генератора,

в котором использовались бы не 2, а 2n отрезков линий передачи,

сложенных в стопку в виде этажерки. По сравнению с ДФЛ в такой

конструкции в n раз наращивается общая энергоемкость форми-рующей системы с соответствующим увеличением импульсного

напряжения нагрузки.

81

На рис. 50 изображен один из вариантов практической реали-

зации данной идеи [21]. Здесь все линии формирующей системы

замкнуты сами на себя, образуя кольца. Чтобы электрические дли-ны внутренних и наружных колец отличались мало, нужно чтобы

их длина была много больше, чем поперечный размер линий пере-

дачи.

Анализируя переходные процессы в ДФЛ, мы упрощенно

считали, что на концах линий реализуется холостой ход. На самом деле, из-за влияния «полей выпучивания» линии оказываются на-

груженными на некоторую емкость, в результате в ДФЛ длитель-

ности фронтов импульсов получаются существенно больше, чем в устройствах ОФЛ. В многоярусной конструкции этот эффект вы-

ражен еще ярче.

Смысл соединения линий в кольца состоит в устранении краевых эффектов. Здесь замыкание ключа вызывает одновременно

две волны, «разбегающиеся» от него в разные стороны. На проти-

воположной стороне кольца существует сечение, в котором эти

волны встречаются. Данное сечение рассматривается нами как «конец» отрезка линии, «противоположный» коммутатору12.В этом

сечении встречные волны пронизывают друг друга, создавая пол-

ную иллюзию холостого хода: напряжение на «конце», ранее рав-

ное Е, после прихода сюда волны разряда становится равным Е.

На рис. 50 толстыми кривыми обозначены те проводники ли-ний передачи, которые при заряде находятся под потенциалом Е, а

тонкими – под нулевым. Стрелками показаны напряженности элек-

трического поля в сечении подключения нагрузки до и после по-ступления сюда волн от коммутаторов. Время задержки равно

12 На рис. 48,б этому концу соответствует т. «а» линии, образованной про-водниками №1 и №2, 3.

Рис. 50. Многослойная

система формирования

Rн до

после

82

, где l – длина кольца. Длительность выходного им-

пульса , а его амплитуда на согласованной нагрузке

равна

. ( 53 )

В приведенных формулах n – количество «колец», а - вол-новое сопротивление линий, образующих «кольца».

Существенный недостаток схемы рис. 50 состоит в том, что она требует синхронной (с погрешностью порядка наносекунды)

работы нескольких ключей, а это является довольно сложной тех-

нической задачей. На рис. 51 приведен вариант схемы, в которой используется

только один ключ. Проводники линий расположены один над дру-

гим так, что образуют активные (1,2; 3,4) и пассивные (2,3) линии.

.

Во время замыкания ключа электрический потенциал про-водника №2 на левом краю линии (1,2) скачкообразно изменяется

от Е до 0. Это вызывает в линии (1,2) ступенчатую волну разряда,

которая впоследствии сыграет положительную роль на правом

конце линии. К сожалению, при этом часть энергии, которая была

Рис. 51. Схема с одним коммутатором и

последовательным включением группы

линий

Rн

Rз >>

E

da до

dп

после 1

2 3

4

83

запасена в заряженных активных линиях (1,2), тратится на создание

волн в ранее разряженных пассивных линиях (2,3). По этой причи-

не амплитуды токов в активных линиях оказывается меньше нор-

мы

, а напряжение на нагрузке .

Размеры da и dп активной и пассивной линий стараются вы-

бирать так, чтобы волновое сопротивление пассивных линий было

больше, чем у активных: п а. В этом случае потеря напряже-ния нагрузки по отношению к идеальному случаю ( 53 ) будет

меньше.

Принцип инверсии напряжения накопителя вполне применим

и к случаю генераторов импульсов с сосредоточенными элемента-ми. На рис. 52 изображена схема генератора импульсного напряже-

ния, в которой используется емкостной накопитель из нескольких

конденсаторов С. Пока ключи разомкнуты, конденсаторы заряжа-ются параллельно от зарядного источника через высокоомные ре-

зисторы Rз до напряжения Е каждый.

Одновременное замыкание ключей приводит к тому, что 1-й,

3-й и 5-й конденсаторы (если считать сверху вниз) получают воз-

можность разряжаться через катушки индуктивности L. Процесс разряда носит колебательный характер, амплитуда тока равна

Рис. 52. Генератор с последовательным

включением емкостных накопителей

Rн

L C

Е

до

Rз

C

C

C

C

C

L

L

после

Rз

Rз

Rз

Rз

84

, где характеристическое сопротивление раз-

рядного контура. Чтобы процесс перезаряда упомянутых конденса-

торов не пошел через полпериода в обратном направлении, в каж-

дый разрядный контур ставим по диоду. Таким образом, в момент запирания диодов напряжения на конденсаторах направлены, как

показано стрелками «после». Напряжение нагрузки в процессе пе-

резаряда может подняться от 0 до приблизительно nE, где n – об-

щее число конденсаторов. На самом деле амплитуда напряжения на нагрузке несколько ниже из-за того, что полезная нагрузка Rн на-

чинает потреблять энергию уже в ходе процесса перезаряда.

На рис. 53 представлена форма импульсов напряжения на на-грузке для цепи, содержащей шесть конденсаторов, когда сопро-

тивление нагрузки больше

характеристического сопро-

тивления контуров в 1, 10,

100 и 1000 раз. По оси абс-цисс здесь отложено время в

долях периода колебаний в

контурах . Не-

который недобор амплитуды при высокоомной нагрузке

объясняется потерями энер-

гии в резисторах зарядной

цепи. В завершение раздела рассмотрим простой и компактный ге-

нератор, использующий полосковую линию, свернутую в спираль.

Этот генератор также использует принцип инверсии напряжения. На начальном этапе производится заряд спиральной линии: про-

водник, показанный тонкой линией, получает потенциал Е, а тол-

стый остается при нуле. Таким образом, активная и пассивная ли-нии оказываются заряжены до напряжения Е.

Полезная нагрузка в данном генераторе включена между об-

щей точкой и внутренним концом нулевого проводника спирали.

После заряда спиралей имеет место баланс напряжений, так как полярности напряжений в активных и пассивных линиях противо-

положны:

Рис. 53. Напряжение нагрузки в

шестикаскадном генераторе

85

. ( 54 )

Срабатывание единственного разрядника приводит к тому, что в активной линии возбуждается волна разряда. В момент дос-

тижения фронтом этой волны внутреннего конца спирали все витки

активной линии оказываются свободными от электрического поля, а его энергия передается магнитному полю (см. структуру поля,

обозначенную на рис. 54 «t = / 2»).

Очевидно, полное напряжение на нагрузке в данный момент

равно Uаб = -nE, поскольку в формуле ( 54 ) все положительные слагаемые Uai = 0. Отразившись от внутреннего конца активной

линии с коэффициентом отражения kU = 1, отрицательная ступень-

Рис. 54. Спиральная линия (а) и форма импульса

напряжения на нагрузке (б)

86

ка напряжения начнет распространяться по виткам спирали изнут-

ри наружу. Тем самым, за счет энергии магнитного поля активная

линия вновь заряжается до напряжения Е, но теперь с противопо-

ложным знаком. В момент t = эта волна вновь достигает замкну-

того коммутатора. В этот момент на всех витках Uai = -Е, а напря-жение нагрузки принимает максимальное значение Uаб = -2nE.

Полное время нарастания напряжения, таким образом, рав-

но

, где n – число витков, D – средний диаметр витка,

с – скорость света, а – диэлектрическая проницаемость изоляции полосковых линий. Понятно, что скорость изменения напряжения

нагрузки определяется скоростью прохода волной витков спирали и является величиной постоянной. Поэтому график изменения на-

пряжения имеет вид линейной функции рис. 54,б. После отражения

разрядной волны от замкнутого ключа все повторяется вновь, толь-ко с противоположным знаком.

В наших рассуждениях мы не учитывали энергию, отбирае-

мую нагрузкой, потери и паразитную индуктивность коммутатора,

взаимодействие индуктивности спиральной катушки с емкостью нагрузки и т.д. Поэтому на практике изменение Uаб(t) происходит

несколько иначе, чем показано на рис. 54,б [21].

1.4.4. Формирование импульсов с регулируемой длительностью и на произвольной нагрузке

Одинарная формирующая линия позволяет получать импуль-сы прямоугольной формы и на несогласованной нагрузке. В этом

случае конструкцию генератора следует изменить таким образом,

чтобы погасить повторные отражения из-за рассогласования на-грузки.

На рис. 55,а показан один из возможных вариантов решения

данной задачи для случая Rн >> . Здесь на противоположном от нагрузки конце линии установлен балластный резистор Rб, сопро-

тивление которого выбирается равным волновому сопротивлению

. Если этот резистор подсоединять к линии ключом К2 в момент прихода волны от основного коммутатора К1, то на нагрузке сфор-

мируется одиночный импульс длительностью 2Tl.

На рис. 55,б приведены результаты численного моделирова-

ния переходного процесса в цепи рис. 55,а. Параметры расчетной

87

модели указаны в подрисуночной подписи. Диаграмма 1 соответст-

вует упомянутому случаю: замыкание К2 происходит в момент

t1 = Tl = 20 нс.

Приведенная схема допускает регулирование длительности

импульса на нагрузке путем управления моментом замыкания К2: кривая 2 на рис. 55,б показывает, как изменяется форма напряже-

ния на нагрузке той же цепи, если срабатывание К2 происходит од-

новременно с К1 (t1 = 0). Как видим, длительность импульса на на-

грузке в этом случае вдвое меньше, чем это было при t1 = 20 нс. Еще более раннее замыкание ключа позволяет сокращать длитель-

ность импульса вплоть до физического предела, определяемого

длительностями фронтов сигнала. Недостатком формирователя рис. 55,а является необходи-

мость двух взаимно синхронизованных ключей. В том случае, если

не требуется регулирование длительности импульсов, можно

использовать схему с одним ключом (она приведена на рис. 56,а).

В данной схеме линия – накопитель энергии (,l) коммутиру-ется одним ключом одновременно с двух концов. Волны разряда

движутся в ней навстречу друг другу и фронты этих волн возвра-

щаются в сечение коммутатора спустя время tи = Tl. Фактически, в данной схеме используется прием реализации «идеального холо-

Rз

Е

K1

t = 0

K2

t = t1

Rб Rн

а)

б)

Рис. 55. Схема формирователя (а) и расчетная форма импульса (б)

при следующих параметрах цепи:

= 50 Ом, время распространения сигнала по линии Tl = 20 нс, Rн = 1 кОм, Rб = 50 Ом, Rз = 5 кОм, паразитные индуктивности ключей L = 30

нГн, паразитные емкости Сн = 50 пФ, Сб = 20 пФ

88

стого хода», упоминавшийся нами в разд. 1.4.3 (см. рис. 50). Соот-

ветственно, верхняя часть схемы рис. 56,а является ОФЛ на основе

накопителя в виде отрезка линии с параметрами /2, l/2.

На рис. 56,б показаны расчетные формы импульса, получае-мого на нагрузке Rн при задержке линии накопителя и двух линий

транспортировки сигналов, равной Tl = 20 нс. Волновые сопротив-

ления всех трех линий равны 50 Ом. Кривая 1 получена для Rн = 1 кОм, а кривая 2 – 50 Ом. Прочие параметры нагрузки, балласта и

коммутатора те же, что и в случае схемы рис. 55.

Приведенные результаты показывают, что в схеме рис. 56,а

форма импульса на нагрузке мало зависит от ее сопротивления. Это происходит из-за того, что в течение формирования импульса на-

грузкой ОФЛ является параллельно включенные входные сопро-

тивления двух линий передачи, т.е. согласованная нагрузка /2. Данное условие соблюдается, пока в сечение коммутатора не воз-

вратится волна, отраженная от Rн. Увеличивая задержку линий пе-редачи, мы «отодвигаем» нежелательные сигналы от содержатель-

ной части процесса – собственно импульса.

а)

, l Е

Rб

P

Rн

б)

Рис. 56. Схема формирователя импульсов на

произвольной нагрузке с одним коммутатором

(а) и форма импульса (б) при: 1) Rн = 1 кОм и

2) Rн = 50 Ом

89

1.4.5. Формирование импульсов из исходного перепада напряжения

Для формирования прямоугольных импульсов из исходной

ступеньки напряжения можно применить схему, приведенную на рис. 57.

Пусть в момент t0 в сечение 2-2 по линии №1 поступила сту-

пенчатая волна напряжения

. Нагрузкой для линии №1 являются

включенные параллельно входные сопротивления линий №2 и №3,

причем

. Это означает, что поступившая

волна частично отражается. Отраженная волна

спустя некоторое

время достигает сечения 1-1 и полностью поглощается внутренним сопротивлением согласованного генератора ступенчатого сигнала.

Оставшаяся часть энергии волны

преломляется в линии

№2 и №3 в виде волн

и

. Ступенька волны

в момент

достигает нагрузки, согласованной с линией №3. Тем са-

мым, на нагрузке формируется передний фронт импульса.

Рис. 57. Формирователь прямоугольных импульсов из

ступеньки напряжения

1, l1

Ri =

E(t) 1

Rн = 3 3, l3

2, l2 1 2 3

2 3

к.з.

90

Волна

поступает в сечение закороченного конца линии

№2 в момент и отражается от него с коэффициентом

kU = -1. Образовавшаяся волна

возвращается в сечение 2-2 в

момент . Волновые сопротивления в схеме рис. 57 подоб-

раны так, что

. ( 55 )

Это означает, что волна

от сечения 2-2 отражаться не

будет и в этом месте окончательно установится напряжение

+

= 0. Соответственно, в момент на нагрузке Rн

сформируется задний фронт импульса. Таким образом, применение закороченного на конце боково-

го отрезка линии передачи позволило из исходной ступеньки на-

пряжения E(t) получить на нагрузке прямоугольный импульс дли-

тельностью .

На рис. 58,а приведена схема устройства, которое позволяет

получать из исходной ступеньки прямоугольные импульсы напря-

жения на высокоомной нагрузке. Здесь к выходу линии 1 = , по которой поступает волна Е, параллельно подключены два отрезка

линий одинаковой длины с волновыми сопротивлениями 1 = 2 =

= 2. На рис. 58,б показана эквивалентная схема цепи для момента t = 0, когда в сечение ветвления а-б поступает волна.

Здесь линия – источник сигнала представлена элементами

2Е, , а линии №2 и №3 – своими входными сопротивлениями 2. Электротехнический расчет этой цепи дает следующие значения

установившихся токов и напряжений:

( 56 )

Это означает, что в линии №1 в момент t = 0 отраженная вол-

на не возникает, а в линиях №2 и №3 возбуждаются ступеньки

и

.

91

Данные волны одновременно (в момент t = Tl) достигают за-

коротки и нагрузки Rн. Волна

отражается с kU = -1 и рождается

. Поскольку сопротивление нагрузки Rн >>3, в этом мес-

те kU 1 и

. Полное напряжение на нагрузке в этот момент

принимает значение

, – это сформировался пе-

редний фронт импульса.

Рис. 58. Формирователь

прямоугольных импульсов на

высокоомной нагрузке (а)

и эквивалентные схемы для моментов времени:

б) ; в) ; г)

1

E

б

Rн>>3 3, l3 2, l2

а

к.з.

1 = 2 = 3 =

l2 = l3 = l а)

2Е

б

а

2 2

б) в)

б

а

2 2

2Е 2Е

г)

б

а

2 2

2Е 2Е

92

В момент t = 2Tl отраженные волны

и

поступают в

сечение а-б. Взаимодействие этих волн в граничных условиях дан-ного сечения можно изучить с помощью эквивалентной схемы рис.

58,в. Здесь левая ветвь моделирует линию №2 с волной

, а пра-

вая – линию №3 с

. Линия №1 представлена своим входным со-

противлением . Расчет данной цепи дает значения:

( 57 )

Опираясь на принцип суперпозиции в линейных цепях, пол у-

чаем следующие значения полных токов и напряжений на период времени после t = 2Tl:

( 58 )

Сравнивая значения полных токов и напряжений после собы-

тий t = 0 и t = 2Tl, убеждаемся, что электромагнитные условия в

линии №1 не изменились. В линии №2, согласно ( 58 ), возбужда-

ется волна напряжения

, а в линии №3 – волна

. В

момент t = 3Tl эти волны достигают концов линий №2 и №3. Отра-

жение от закоротки и нагрузки порождает

и

.

Начиная с этого момента, напряжение на нагрузке становится рав-

ным

, т.е. в момент t = 3Tl сформиро-

вался задний фронт импульса.

В момент t = 4Tl отраженные волны

и

достигают се-

чения а-б и складывается ситуация рис. 58,г. Расчет этой цепи дает следующие значения частных токов и напряжений:

( 59 )

а общее решение в момент t = 4Tl имеет вид

( 60 )

93

Как видим, начиная с

этого момента в линиях №1 и

№2 устанавливается режим к.з., а в линии №3 – режим

холостого хода при нулевом

напряжении. Очевидно, для

нормальной работы форми-рователя возникшую отра-

женную волну источник сту-

пенчатого сигнала должен поглотить. Рис. 59 иллюст-

рирует рассмотренный про-

цесс языком осциллограмм токов и напряжений в от-

дельных сечениях цепи рис.

58,а.

1.4.6. Формирование перепадов напряжений и токов в нелинейных цепях

Получение импульсов с крутыми фронтами в значительной

степени ограничено возможностями коммутирующих устройств и неоднородностями линий. Паразитные индуктивности коммутато-

ров, а также конструктивные емкости торцов формирующих линий

приводят к заметному завалу фронтов (см. диаграммы рис. 55,б и рис. 56,б). Существование этих реактивных параметров приводит к

тому, что в отличие от временных диаграмм рис. 42 и рис. 47 вол-

ны имеют затянутые фронты и на практике «идеальная» форма

прямоугольного импульса оказывается недостижимой. Крутые перепады напряжения и тока волны можно получить,

если пропустить ее через линию с нелинейными параметрами. При

соблюдении определенных условий на выходе такой линии дли-тельность фронта волны может оказаться заметно меньше, чем на

входе. Названный эффект наиболее ярко выражен для сигналов

большой мощности, что в устройствах МИТ является ценным пре-имуществом метода.

Основы данного метода в конце 1950-х годов были заложены

И.Г. Катаевым, под руководством которого теоретически исследо-

t

Uаб

E/

E

2Tl

Uн

0

i1

Tl 3Tl 4Tl

2E/

2E

Рис. 59. Формы сигналов в

цепи формирователя

94

вано и экспериментально подтверждено, что в нелинейных средах

возможно формирование так называемых ударных электромагнит-

ных волн [26]. Использование этого эффекта позволило получить

волны с перепадами напряжения на фронте до 1012 1014 В/с. Это, в

свою очередь, создало предпосылки для получения импульсов на-пряжения с амплитудами до нескольких десятков киловольт дли-

тельностью менее 1 нс.

В работах [26, 27] приведено описание теории процессов об-разования ударных волн в линиях передачи и рассмотрены соот-

ветствующие методы формирования импульсов. Здесь мы дадим

лишь краткое изложение основных выводов в применении к лини-ям с ферритом, поскольку такие линии нашли практическое приме-

нение в устройствах МИТ.

Известны два механизма образования ударных электромаг-

нитных волн. Первый из них получил название «набег вершины электромагнитной волны» и проявляется при относительно малых

скоростях изменения напряженности поля. Он основывается на

том, что скорость волны зависит от

параметров , среды следующим

образом:

, ( 61 )

где с – скорость света.

Заполним ферритом простран-ство между проводниками линии

передачи. У ферритов диэлектриче-

ская проницаемость постоянна (

1), а магнитная проницаемость зависит от напряженности Н маг-

нитного поля, как показано на рис. 60. В свою очередь, напряжен-

ность определяется мгновенным уровнем тока сигнала. Точки вол-ны, находящиеся на вершине сигнала, оказываются в области силь-

ного магнитного поля Н. Феррит в этом месте насыщен, (Н) мало, а скорость перемещения нашей точки, согласно ( 61 ), велика. На-

против, точки переднего фронта, расположенные близко к основа-

нию импульса, находятся в области малого Н и скорость их пере-мещения низкая.

Рис. 60. Зависимости В(Н) и

(Н) для феррита

95

Таким образом, из-за перемагничивания сердечника магнит-

ным полем распространяющегося сигнала длительность переднего

фронта импульса сокращается по мере его продвижения по линии. Задний фронт, напротив, растя-

гивается. Если же подобрать

постоянное подмагничивание

феррита13 так, чтобы в рабочем диапазоне напряженности Н

сигнала проницаемость имела

максимум, можно добиться вол-ны с крутыми фронтом и срезом

(рис. 61).

Однако нужно иметь в ви-ду, что рассматриваемое явление имеет место лишь до тех пор, по-

ка сохраняется квазистатическая зависимость В(Н), т.е. пока ско-

рость изменения напряженности dH/dt не превышает 107 108 э/с. При больших скоростях изменения поля проявляется второй

механизм образования ударной электромагнитной волны, который связан с диссипативными явлениями при перемагничивании. Дело

в том, что при скоростях перемагничивания около 108 109 э/с ска-зывается инерционность процессов перестройки доменов материа-

ла (магнитная вязкость феррита).

При быстром перемагничива-нии складывается следующая физи-

ческая картина образования ударных

волн. На фронте волны в феррите происходит диссипация энергии

волны. Интенсивность этого процес-

са больше там, где скорость пере-

магничивания максимальна. В тех точках фронта волны, где скорость

нарастания тока сигнала di/dt мала,

потери энергии невелики или даже вовсе отсутствуют. В результате

часть фронта сигнала, примыкающая

13 На рис. 59 с учетом подмагничивания петля гистерезиса показана сме-щенной вдоль оси Н.

Рис. 61. Деформация импульса

при распространении вдоль

линии

Рис. 62. Деформация фронта

волны за счет потерь

в феррите

96

к его основанию, «срезается», а сам фронт становится более кру-

тым (см. рис. 61).

Начиная с некоторого времени, диссипация энергии на фрон-те и форма импульса сохраняются постоянными, т.е. такую волну

можно рассматривать как стационарную ударную. При этом на

процесс образования ударной волны можно влиять, подбирая знак

и величину поля подмагничивания. В случае распространения вол-ны с большим значением амплитуды Нмакс длительность фронта

стационарной волны оказывается [26] обратно пропорциональной

Нмакс: tф

, где М – магнитный момент, а константа

(частота) релаксации феррита. Таким образом, чем больше ампли-туда передаваемого импульса, тем меньшую длительность фронта

можно получить на выходе линии.

На рис. 63 показаны конструкции коаксиальной линии пере-дачи с ферритом. Недостаток конструкции рис. 63,а состоит в том,

что ферритовые кольца находятся в области действия электриче-

ского поля волны. Это приводит к ионизации воздуха в порах фер-

рита и пространстве между кольцами, если напряженность поля

Е 104 В / см. Согласно соотношению ( 61 ) это приводит к сниже-нию скорости распространения и разрушению механизма образо-

вания ударной электромагнитной волны.

От названного недостатка свободна конструкция рис. 63,б, в которой ферритовые кольца располагаются внутри металлических

1

2

3

4

3 а) б) 5

Рис. 63. Конструкции коаксиальной линии с ферритом 1 – наружный проводник (металл); 2 – электрическая изоляция (полиэтилен); 3 – ферритовые кольца; 4 – центральный проводник (металл); 5 – защитный

экран

97

чашек поз. 5, имеющих электрический контакт с внутренним про-

водником линии поз. 4. Это приводит к тому, что электрическое

поле «выносится» на периферию поперечного сечения линии, в об-ласть 2. В то же время магнитное поле, создаваемое током цен-

трального проводника линии, беспрепятственно взаимодействует с

ферритовыми кольцами.

В тех случаях, когда требуется работа с микросекундными

импульсами и относительно высокими волновыми сопротивления-ми, может оказаться полезной ферритовая линия с сосредоточен-

ными параметрами, показанная на рис. 64.

1.4.7. Применение одинарной и двойной формирующих линий для получения прямоугольных радиоимпульсов

Физические принципы, лежащие в основе формирования

прямоугольных импульсов напряжения и тока (видеоимпульсов),

могут быть с успехом применены и для получения мощных радио-

импульсов с прямоугольной огибающей. В практической радио-технике, например, в системах ВЧ-питания ускорителей или радио-

локации, такие радиосигналы получают с помощью генераторов

или усилителей, работающих в импульсном режиме. Перевод в им-пульсный режим, помимо некоторых специальных преимуществ,

создает возможность получать импульсную мощность радиосигна-

ла, в сотни и тысячи раз превышающую допустимую мощность в непрерывном режиме при равных прочих условиях.

В настоящее время импульсные мощности, получаемые от

единичного генератора радиоимпульсов длительностью около 1

Рис. 64. Ферритовая линия с сосредоточенными параметрами

98

мкс, могут достигать значений 108 Вт. Дальнейшее повышение мощности ВЧ- и СВЧ-сигналов возможно методом временной ком-

прессии, когда энергия СВЧ запасается в некотором накопителе в

течение относительно продолжительного входного радиоимпульса

(tвх.и. 1 мкс), а затем выводится в полезную нагрузку за время 10 нс.

В технике СВЧ накопителями электромагнитной энергии яв-

ляются резонаторы, которые могут представлять собой определен-

ным образом замкнутые (чаще всего закороченные на концах) от-

резки линий передачи. По сути дела, компрессор СВЧ на основе таких резонаторов является формирующей линией.

На рис. 65 представлена схема компрессора [28], реализую-

щего принцип ОФЛ для СВЧ-сигналов. Здесь резонатор накопите-ля 2 выполнен на основе прямоугольного волновода. С одной сто-

роны он ограничен диафрагмой 1, через которую в накопитель по-

ступает СВЧ-энергия от генератора исходного импульса – магне-трона. С другой к нему подключен волноводный тройник в плоско-

сти Н 3, боковое плечо которого закорочено на расстоянии в от точки ветвления14. Длина волновода выбирается равной целому

числу полуволн nв/2. Таким образом, накопитель 2 представляет собою резонатор, резонансная частота которого равна частоте не-

сущей входного радиоимпульса.

Энергия СВЧ-волны с амплитудой U, поступающая от магне-трона в течение tвх.и, накапливается в резонаторе. При этом напря-

жение в пучностях стоячей волны в резонаторе нарастает по закону

,

где kсв – коэффициент связи резонатора с подводящим вол-

новодом, а – постоянная времени резонатора-накопителя. В устройстве рис. 65 полезная нагрузка подключена к сво-

бодному плечу тройника, однако на этапе накопления энергия в нее

14 Здесь и далее в – длина СВЧ-волны в волноводе, связанная с длиной

в свободном пространстве соотношением

где а – раз-

мер широкой стенки волновода.

99

Ри

с. 6

5.

Ком

прес

сор

СВ

Ч в

ви

де

ОФ

Л н

а п

рям

оу

гольн

ом

волн

ов

од

е:

1

ди

афр

агм

а; 2

р

езо

нат

ор-н

акоп

ите

ль;

3

волн

ово

дн

ый

тр

ой

ни

к в

пло

скост

и Н

;

4

раз

ряд

ни

к

100

не поступает, так как в сечении подключения имеет место

узел стоячей волны напряжения. Сказанное ясно из эквивалентной

схемы компрессора (рис. 66,а). Здесь правая закоротка символизи-рует нулевое входное сопротивление бокового плеча тройника, она

шунтирует нагрузку, предотвращая выход энергии. На этапе нако-

пления энергия в резонаторе накопителя существует в виде стоячих

волн СВЧ, которые, как известно, являются суперпозицией падаю-

щей

и отраженной

волн. Циркуляция этих волн в закорочен-

ном отрезке линии ,l показана на рис. 66,а стрелками.

Для вывода накопленной энергии из компрессора (см. рис. 65) производится запуск разрядника 4, расположенного в боковом

плече на расстоянии в/4 от закоротки. Включение разрядника при-водит к тому, что входное сопротивление бокового плеча тройника,

видимое из точки ветвления, становится равным бесконечности. На языке эквивалентной схемы это означает размыкание ключа (см.

рис. 66,б). Электромагнитная волна накопителя, ранее отражавшая-

ся от закоротки, теперь беспрепятственно проходит к согласован-

ной нагрузке и поглощается ею. Прекращение отражения означает формирование заднего фронта циркулирующей волны, который

спустя время 2l/v достигает нагрузки. Тем самым, вся накопленная

энергия передается в нагрузку, а огибающая СВЧ-импульса на ней имеет вид рис. 66,в.

Поскольку время вывода накопленной энергии во много раз

меньше времени ее накопления, мощность импульса на нагрузке

оказывается существенно больше той, которую поставлял магне-трон. Предельное значение коэффициента компрессии в данной

схеме равно

, где Т = 2l/vгр – коэффициент затухания

а) б) в)

Рис. 66. Эквивалентные схемы на этапах накопления (а) и вывода

энергии (б) и форма выходного импульса компрессора ОФЛ

101

Ри

с. 6

7.

Ко

мп

рес

сор

СВ

Ч н

а о

снове

ДФ

Л:

1,

2 –

волн

овод

ы н

акоп

ите

ля;

3 –

тран

сформ

атор с

оп

роти

влен

ия;

4 –

при

змат

ич

ески

й р

езон

атор с

вязи

; 5 –

отв

ерст

ия с

вязи

; 6

– п

ун

кт

под

клю

чен

ия м

агн

етрон

а; 7

– р

азряд

ни

к

102

волны за одну циркуляцию. Для медного волновода 9045 мм2 на длине волны 16,15 см оно равно 22 дБ.

На рис. 67 представлен чертеж компрессора импульсов СВЧ

[29], реализующего принцип ДФЛ. Здесь два волновода, длины ко-

торых равны нечетному числу четвертей длины волны, расположе-ны один над другим так, что смыкаются своими широкими стенка-

ми. Слева эти волноводы закорочены, а справа к ним подключен

волновод нагрузки, высота и волновое сопротивление которого

вдвое больше, чем волновое сопротивление каждого из волново-

дов накопителя. Оба волновода возбуждаются противофазно от единого резонатора связи 4 через отверстия 5.

В режиме накопления энергии в сечении подключения на-

грузки стоячая волна в обоих волноводах накопителя имеет пуч-ность электрического поля, причем направления этого поля здесь

взаимно противоположны (см. диаграмму рис. 68,а, слева). Из-за

строгой антисимметрии электромагнитных условий в сечении под-ключения нагрузки возбуждения ее волновода не происходит, а

волны в волноводах накопителя циркулируют, как показано на рис.

68,а, справа.

Вывод энергии из накопителя начинается в момент t = 0 про-боем разрядника 7 (см. рис. 67), который размещается в любом из

волноводов накопителя на расстоянии в/4 от закороченного конца. Срабатывание разрядника означает, что отраженная волна в этом

месте изменяет свою фазу на . Новая отраженная волна достигает сечения подключения нагрузки в момент t = l/vгр, где l – длина вол-

новодов накопителя, а vгр – групповая скорость волны. Начиная с этого момента, поля в двух волноводах накопителя оказываются

сонаправленными и возбуждают волновод нагрузки ( см. диаграм-

Рис. 68. Структура поля и направление передачи энергии в волноводах

компрессора ДФЛ на этапах накопления (а) и вывода (б) энергии

103

му рис. 68,б). Это возбуждение происходит без отражений, по-

скольку здесь соблюдается условие согласования нагрузки ДФЛ

Rн = 2 (см разд. 1.4.2). В компрессоре ДФЛ выходная мощность вдвое превышает мощность компрессора ОФЛ, поскольку за одно и

то же время в нагрузку отдается энергия, запасенная в накопителе вдвое большего объема.

104

2. ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ УСТРОЙСТВ МОЩНОЙ ИМПУЛЬСНОЙ ТЕХНИКИ

2.1. СИСТЕМЫ ЭЛЕКТРОСНАБЖЕНИЯ УСТАНОВОК Всякая физическая установка, в том числе любое устройство

МИТ, для своей работы требует источника электропитания (ИЭП).

Зачастую именно ИЭП определяет массу, габариты и надежность

установки. Обычно в роли ИЭП физических установок выступают ис-

точники вторичного электропитания, под которыми подразуме-

ваются устройства, преобразующие поданные ток и напряжение до

оговоренных в технической документации номиналов. Кроме того, могут использоваться и автономные источники электрического пи-

тания: гальванические элементы, аккумуляторы, биохимические,

фотоэлектрические элементы и т.д. В данной книге мы будем рас-сматривать только источники вторичного электропитания.

Основная масса приборов и установок потребляет мощность

до 5001000 Вт, поэтому наибольшее распространение получили источники электропитания именно такой мощности. В мощных

электрофизических установках требуются и большие мощности. Для них часто ИЭП требуется создавать специально. Кроме того, к

ИЭП, обслуживающим электрофизическую аппаратуру, могут

предъявляться некоторые специальные требования: повышенная стабильность напряжения или тока, повышенная надежность, эко-

номичность, глубокая регулировка.

2.1.1. Классификация источников вторичного электропитания

Источники вторичного электропитания физических устано-вок можно классифицировать по следующим признакам:

По виду входной электроэнергии. Здесь различают ИЭП, ра-

ботающие от сети переменного тока (одно- или многофазной), от

сети постоянного тока, от сетей постоянного и переменного тока. По выходной мощности. Различают микромощные ИЭП (Р <

1 Вт), малой мощности (110 Вт), средней (10100 Вт), повы-

105

шенной (1001000 Вт) и большой мощности (Р 1 кВт). В данной книге мы будем интересоваться прежде всего системами средней,

повышенной и большой мощности.

По виду выходной электроэнергии. Возможны ИЭП, обеспе-

чивающие выходное напряжение одно- и многофазного переменно-го тока низкой или высокой частоты, однако в качестве зарядных

устройств систем МИТ представляют интерес ИЭП с выходом на

постоянном токе (см. схему рис. 1). По номинальному значению выходного напряжения разли-

чают: низкое (Uвых 100 В), повышенное (Uвых = 1001000 В) и вы-

сокое (Uвых 1000 В) напряжения. Здесь специально следует отме-тить источники, оба выходных вывода которых находятся под вы-

соким потенциалом относительно «земли», их называют высоко-потенциальными.

По степени постоянства выходного напряжения различают

нестабилизированные и стабилизирующие ИЭП. По допустимому отклонению выходного напряжения от но-

минала бывают ИЭП низкой точности ( 5 %), средней точности

(15 %), высокой точности (0,11 %) и прецизионные ( 0,1 %). По уровню пульсаций напряжения на выходе различают ИЭП

с малым ( 0,1 %), средним (0,11 %) и большим ( 1 %) уровнями. По числу выходов различают одно- и многоканальные ИЭП.

По способу стабилизации выходного напряжения ИЭП бы-

вают непрерывного и импульсного действия.

2.1.2. Структурные схемы источников электропитания На рис. 69,а..д представлены варианты структурных схем

ИЭП. В этих схемах приняты следующие обозначения: Т – транс-

форматор, В – выпрямитель, Ф – сглаживающий фильтр, С – ста-билизатор, Дн – делитель напряжения, ППФ – помехоподавляю-

щий фильтр, Ир – инвертор регулирующий.

Схема рис. 69,а – это пример нестабилизированного ИЭП, который содержит в своем составе только выпрямитель и сглажи-

вающий фильтр. Рис. 69,б дает пример стабилизирующего ИЭП, в

котором после выпрямления применяется еще дополнительный

106

Ри

с. 6

9.

Стр

укту

рн

ые

схем

ы и

сто

чн

ико

в э

лек

тро

пи

тан

ия

107

стабилизатор напряжения С. Как правило, в таких устройствах ис-

пользуется стабилизатор непрерывного действия.

На схемах рис. 69,в .. 69,г даны структурные схемы стабили-зированных ИЭП, в составе которых используются импульсные

преобразователи – регулирующие инверторы Ир. Инверторы пре-

образуют энергию постоянного тока на входе в энергию импульс-

ного сигнала на выходе. В данных ИЭП параметры выходных импульсов (длительность, частота посылок, амплитуда и др.) могут

изменяться под воздействием сигнала обратной связи, поступаю-

щего с выходного делителя напряжения Дн. Таким образом, откло-нение выходного напряжения Uвых от своего номинального значе-

ния вызывает такую коррекцию параметров импульсного сигнала,

которая компенсирует возникшее отклонение. Схема рис. 69,д дает пример устройства многоканального

ИЭП, в котором сигнал наибольшей мощности Uвых1, контролируе-

мый выходным делителем напряжения Дн1, управляет работой им-

пульсного преобразователя с инвертором Ир и импульсным транс-форматором Т. Два остальных выхода имеют отдельные системы

стабилизации напряжений Uвых2 и Uвых3, в которых непрерывное

регулирование выходных параметров осуществляется путем ис-пользования местных аналоговых обратных связей Дн2 – С1, Дн3 –

С2.

2.1.3. Способы регулирования выходного напряжения В процессе эксплуатации на работу ИЭП оказывают влияние

дестабилизирующие факторы, к числу которых относятся:

- отклонения тока нагрузки,

- нестабильность входного напряжения,

- изменения температуры, - изменения влажности,

- механические воздействия.

В целях снижения отклонений выходного напряжения ниже предельно допустимых значений, в ИЭП применяются специаль-

ные системы регулирования Uвых. В некоторых случаях регулиро-

вание может осуществляться вручную, однако чаще требуется, чтобы оно выполнялось автоматически.

Источник питания называется стабилизирующим, если в нем

автоматически поддерживается требуемый уровень тока или на-

108

пряжения на выходе. В зависимости от вида регулирования разли-

чают параметрические и компенсационные стабилизирующие ис-

точники питания. Последние, в свою очередь, могут быть непре-рывного и импульсного действия.

Параметрические ИЭП используют компоненты с нелиней-

ными вольт-амперными характеристиками (например, полупровод-

никовый диод – стабилитрон). В рабочей области ВАХ стабили-трона имеет высокое значение производной di/du. Таким образом,

даже небольшие отклонения напряжения могут вызывать сущест-

венное изменение тока, что используется для коррекции режима цепи регулирования.

В компенсационных источниках непрерывного действия ре-

гулирующий компонент включается последовательно с нагрузкой или параллельно ей. Соответственно, различают последовательные

и параллельные стабилизаторы.

Если компенсационный источник питания импульсного дей-

ствия, то для регулирования используется управление параметрами импульсов (модуляция). Различают:

- амплитудную модуляцию (АМ), когда регулирование осу-

ществляется путем изменения амплитуды импульсов; - частотную импульсную модуляцию (ЧИМ), когда изменя-

ется частота следования импульсов, а амплитуда и длительность

неизменны; - фазоимпульсную (ФИМ), при которой регулирование на-

пряжения осуществляется изменением момента появления импуль-

сов;

- широтно-импульсную (ШИМ), когда изменяется длитель-ность импульсов при неизменной частоте посылок;

- частотно-широтно-импульсную (ЧШИМ), при которой в

одном диапазоне регулирования применяется ЧИМ, а в другом – ШИМ;

- интегральную широтно-импульсную модуляцию (ИШИМ),

когда длительность импульса определяется не мгновенным значе-

нием регулируемого параметра, а всей совокупностью значений на тактовом промежутке времени [30].

Изо всех названных видов модуляции в системах регулиро-

вания ИЭП чаще всего используются ШИМ и ИШИМ, так как им свойственно отсутствие статических потерь. Если используются

109

импульсы одной полярности, то такая ШИМ называется одно-

тактной, если полярность изменяется, то – двухтактной.

2.1.4. Общие требования к источникам электропитания установок

Все источники электропитания характеризуются следующи-

ми параметрами:

- показателями надежности, - уровнем возможных отклонений напряжения на входе,

- значением, нестабильностью и пульсацией выходного на-

пряжения при воздействии влияющих величин,

- наличием защиты при аварийных режимах, - к.п.д.,

- габаритными размерами и массой.

Надежность оценивается временем наработки на отказ и ве-роятностью безотказной работы за определенный срок. Наивысшие

требования по надежности предъявляются к необслуживаемой ап-

паратуре. Обычно от ИЭП требуется (2070)103 часов работы на отказ и вероятность 0,95 безотказной работы за 1000 часов.

Допустимый уровень пульсаций определяется исходя из тре-бований электромагнитной совместимости источника питания с

нагрузкой. Наивысшие требования (0,10,2 %) предъявляются ана-логовой аппаратурой, у цифровой техники требования мягче

(1 %). В ряде случаев важен не только абсолютный уровень, но и частотный спектр пульсаций. Для высоковольтных источников

стабильность выходного напряжения сильно зависит от влажности воздуха, поскольку при высокой влажности токи утечки могут ока-

заться сравнимыми с током нагрузки.

Вопрос уровня пульсаций входного тока ИЭП важен не

меньше, чем выходного. Это обусловлено необходимостью элек-тромагнитной совместимости ИЭП с системой электроснабжения.

Здесь важны следующие аспекты проявления ИЭП в цепи электро-

снабжения:

уровень реактивной составляющей потребляемого тока (cos);

уровень ВЧ помех, создаваемых в сети;

уровень постоянной составляющей тока, потребляемого из сети

переменного тока.

110

Нужно учитывать, что постоянный ток, потребляемый от се-

ти переменного тока, вызывает подмагничивание сердечников си-

ловых трансформаторов, однако не менее важно воздействие на систему электроснабжения высокочастотных составляющих по-

требляемого тока [12]. Это происходит из-за следующих негатив-

ных факторов:

- возникновения резонансов в системе электроснабжения на высших гармониках,

- снижения эффективности процессов генерации, передачи и

использования электроэнергии, - преждевременного старения изоляции аппаратуры и, как

следствие, сокращения срока ее службы,

- ложных срабатываний аппаратуры управления энергосис-темой,

- увеличения потерь энергии в сердечниках трансформато-

ров на гистерезис и из-за вихревых токов, а также повы-

шения потерь в обмотках. Проблема электромагнитной совместимости ИЭП с системой

электроснабжения имеет и обратную сторону, а именно, требуется

устойчивость ИЭП и электрофизической установки в целом к воз-действию бросков напряжения из-за коммутации токовых цепей с

нагрузкой индуктивного характера. Так, согласно зарубежным дан-

ным, в сети энергоснабжения промышленной частоты 240 В до 500 раз в сутки возникают кратковременные броски напряжения

амплитудой 300 В, а дважды в сутки – амплитудой до 500 В. Чтобы противостоять таким воздействиям, ИЭП физических установок

должны содержать цепи защиты от перегрузок в виде ограничите-

лей напряжения, разрядников, варисторов, стабилитронов и пр. Коэффициент полезного действия ИЭП особенно важен в ус-

тановках большой мощности. По этой причине в данном диапазоне

практически не используются стабилизированные источники не-

прерывного действия, у которых к.п.д. не поднимается выше

4555 %. Импульсные источники имеют к.п.д. порядка 7585 %. Однако при мощности более 1 кВт даже такие уровни эффективно-

сти оказываются недостаточными, поскольку проблемы с охлажде-

нием исполнительных органов регулирования становятся трудно

решаемыми. В силу названных причин в последние 15-20 лет в ми-ре ведутся интенсивные поиски эффективных решений в области

ИЭП. Эти исследования направлены как на совершенствование

111

элементной базы импульсных преобразователей энергии, так и на

развитие их схемотехники.

К системам электропитания физических установок зачастую предъявляются требования тепло- и радиационной стойкости их

компонентов. Эти характеристики особенно важны в высоковольт-

ных установках, где существенную роль играют электроизоляци-

онные свойства конструкции. Например, известно, что увеличение потока нейтронов до 1011 см2с-1 или мощности дозы гамма-

излучения до 103 р/с приводит к снижению сопротивления изоля-

ции большинства материалов на несколько порядков.

112

2.2. ВЫПРЯМИТЕЛИ Выпрямители предназначены для преобразования электриче-

ской энергии переменного тока в энергию постоянного тока с нуж-ным уровнем напряжения. Обычно выпрямители содержат транс-

форматор, диоды и сглаживающий фильтр. Они характеризуются

следующими параметрами:

- значением входного напряжения, его формой и частотой, - полной мощностью, потребляемой от сети,

- коэффициентом пульсаций выходного напряжения Uвых

(см. определение на рис. 70), - значением Uвых и допуском на него,

- к.п.д.

На рис. 71 приведена схема простейшего однополупериодно-

го выпрямителя. Достоинством этой схемы является малое количе-ство выпрямительных диодов. Недостатками однополупериодного

выпрямителя являются: низкая частота пульсаций напряжения на

выходе (равна частоте входного сигнала); подмагничивание сер-

дечника трансформатора постоянным током; плохое использование трансформатора (ток течет только часть периода).

Названные недостатки ограничивают применение этой схемы

случаем низкой выходной мощности ( 10 Вт) и высокого допус-тимого коэффициента пульсаций kпульс, поэтому детальное рассмот-

рение работы выпрямителей выполним на примере более совер-шенных схем.

t

Uвых

U0

U

Рис. 70. К определению ко-

эффициента пульсаций

Рис. 71.

Простейший выпрямитель

Uвых

+

Uвх

113

2.2.1. Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой Один из вариантов схемы данного выпрямителя представлен

в верхней части рис. 72. Данная схема предполагает, что вторичная

обмотка трансформатора имеет отвод от средней точки. Указанная

схема выпрямителя находит применение при мощностях до 500 Вт. Достоинством выпрямителя со средней точкой является воз-

можность применения в них диодных сборок с общим катодом, а

также размещения диодов на общем радиаторе. Существенный не-достаток выпрямителя (рис. 72) состоит в том, что трансформатор

имеет сложную конструкцию. Фактически, он имеет две вторичных

обмотки вместо одной.

Рассмотрим работу выпрямителя со средней точкой на рези-стивно-емкостную нагрузку (см. временные диаграммы в нижней

части рис. 72).

Как видим, выходное напряже-

ние такого выпрями-

теля имеет пилооб-разную форму, а то-

ки диодов по форме

близки к усеченной

косинусоиде. Угол

отсечки диодов 2 определяется значе-

нием RC постоянной

времени нагрузки:

2 0 при RC . Токи i21 и i22

текут в разных сек-

циях вторичной об-

мотки трансформа-

тора: i21 в верхней,

а i22 в нижней, причем в обмотке они направлены

встречно (один сни-

зу вверх, другой –

сверху вниз). По

uвых

i21

i22

Рис. 72. Двухполупериодный

выпрямитель со средней точкой

u

t

uвых u21 u22

t

i21

t

i22

t

t

i1

i2общ

114

этой причине суммарный ток вторичной обмотки i2общ = i21 – i22 не

содержит постоянной составляющей. Это выгодно отличает рас-

сматриваемую схему от простейшего выпрямителя (см. рис. 71). Ток первичной обмотки i1 подобен току i2общ, отличаясь от

него в коэффициент трансформации раз: i1 = n (i21 – i22). Действую-

щее (среднеквадратическое) значение тока первичной обмотки, со-

гласно определению, равно

( 62 )

где Iд – действующее значение тока любого из диодов.

Габаритная мощность трансформатора15 в нашем случае рав-

на , где U2 – действующее напряжение вто-

ричной полуобмотки. С учетом U2 = nU1 и получаем

. ( 63 )

Как видим, в данной схеме габаритная мощность трансфор-

матора вдвое превышает мощность полезной нагрузки, а амплитуда

обратного напряжения на диоде в два раза больше амплитуды на вторичной полуобмотке.

Рассмотрим теперь работу нашего выпрямителя на индук-

тивно-емкостную нагрузку (см. рис. 73). Выходное напряжение

нашего выпрямителя равно uв = U2m|sint|. Выберем индуктивность дросселя настолько большой, чтобы в течение одного полупериода

входного напряжения ток в катушке оставался практически посто-

янным, тогда он будет замыкаться поочередно через два диода це-

пи. Переключение тока из одного диода в другой происходит в ок-рестности момента, когда uв(t) = 0, значит форма импульсов тока

через диод близка к прямоугольной со скважностью 2.

Ток первичной обмотки повторяет по форме ток i2общ, отли-чаясь от него в n раз:

. ( 64 )

Габаритная мощность трансформатора в этом случае равна

15 Исчисляется как среднее арифметическое мощностей первичной и вто-ричной обмоток.

115

. ( 65 )

Здесь мы учли, что

Таким образом, при

работе на индуктив-

но-емкостную нагруз-ку трансформатор в

выпрямителе со сред-

ней точкой использу-

ется лучше, чем это было с резистивно-

емкостной нагрузкой.

Это происходит из-за того, что дроссель

снижает нагрузку

трансформатора пе-ременной составляю-

щей тока нагрузки

(сейчас он ее попро-

сту не пропускает). Общим недостатком

схем выпрямителя,

показанных на рис. 72 и рис. 73, является

необходимость вы-

полнения вторичных обмоток трансформа-

тора симметричными.

В противном случае

выходное напряжение будет иметь пульсации с частотой входного напряжения выпрями-

теля.

Другой недостаток состоит в большом напряжении, дейст-

вующем на запертом диоде, оно вдвое превышает Uвых.

i2общ

Рис.73. Выпрямитель

с индуктивно-емкостной нагрузкой

uвых

i21

i22

uв

uв

t

t

i21

t

i22

t

t

i1

116

2.2.2. Однофазная мостовая схема выпрямителя Электрическая схема данного выпрямителя и его временные

диаграммы для случая резистивно-емкостной нагрузки представле-

ны на рис. 74. Здесь диоды работают попарно: при одной полярности вход-

ного напряжения ток

пропускают диоды D1, D4, а при другой – D2,

D3. Токи i14 и i23 проте-

кают через вторичную

обмотку транс-форматора поочередно

в противоположных

направлениях. Следо-вательно, ток i2общ по-

стоянной составляю-

щей не содержит, т.е. вредного подмагничи-

вания сердечника

трансформатора нет.

На рис. 74 во временной диаграмме

тока i1 первичной об-

мотки показана (утри-рованно) составляю-

щая подмагничивания

сердечника перемен-

ным током.

Как и ранее, где под Iд теперь

понимается ток пары диодов. Габаритная мощность трансформато-

ра равна

( 66 )

Рис. 75 иллюстрирует работу однофазного моста на индук-

тивно-емкостную нагрузку. Для него

Рис. 74. Однофазный мостовой

выпрямитель

u

t

uвых

t

i14

t

i23

t

i2общ

t

i1

uвых

D1

D2

D3

D4

117

( 67 )

Сравнивая резуль-

таты ( 63 ), ( 65 ), ( 66 ) и ( 67 ), приходим к за-

ключению, что по требо-

ваниям, предъявляемым к габаритной мощности

трансформатора, мосто-

вой выпрямитель с ин-дуктивно-емкостной на-

грузкой обладает пре-

имуществом.

По отношению к схеме со средней точкой

мостовой выпрямитель

имеет более низкое на-пряжение на запертом

диоде:

Недостатком мос-тового выпрямителя яв-

ляется повышенное вну-

треннее сопротивление

его фазы: r = rтр + 2rпр.

Здесь rтр – сопротивле-ние обмоток транс-

форматора, а rпр – прямое сопротивление диода. Этот недостаток

особенно важен для выпрямителей с низким значением Uвых.

2.2.3. Особенности работы выпрямителей при прямоугольной форме входного напряжения

Такой случай имеет место в выходных цепях ИЭП на базе

инверторов (см. структурные схемы рис. 69,в..д). Поскольку инвер-торы работают на повышенных частотах (до 100 кГц и даже более),

u

t

t

i14

t

i23

t

i2общ

t

i1

uв

uв uвых

D1

D2

D3

D4

Рис. 75. Мостовой выпрямитель с ин-

дуктивно-емкостной нагрузкой

t

118

в них заметно проявляет себя инерционность диодов. При переходе

от открытого состояния к запертому полупроводниковый диод в

течение некоторого времени проводит в обе стороны. Рассмотрим простейший однополупериодный выпрямитель

(рис. 76,а). На диаграмме iD(t) видно время tз задержки тока диода

при его включении. По мере нарастания тока в диоде напряжение

на нем падает до значения Uпр (см. диаграмму uD(t)). После смены полярности входного напряжения ток тоже из-

меняет свое направление – идет процесс рассасывания. По оконча-

нии tрас ток начинает спадать, а напряжение на диоде – стремиться к значению -Uвх. В это время мгновенная мощность, рассеиваемая

на диоде, имеет всплеск. С повышением частоты мощность комму-

тационных потерь растет.

Работу на индуктивно-емкостную нагрузку рассмотрим на примере выпрямителя со средней точкой (см. рис. 76,б). В течение

полупериода ток открытого диода почти постоянен. После смены

Рис. 76. Выпрямитель прямоугольного напряжения: а) простейший однополупериодный; б) со средней точкой

uвых

D1

D2

uв

uвх

t

iD1

t

iD2

t

tрас

iобр

iобр

б)

uвх

uвх

iD

tз

tрас

uD

Uпр Uвх pD

а)

t

t

t

t

119

полярности в ходе процесса рассасывания диод продолжает прово-

дить ток, в это время второй диод успевает открыться, т.е. склады-

вается ситуация, близкая к короткому замыканию вторичной об-мотки: в обоих диодах формируется бросок тока. По этой причине

в выпрямителях инверторов должны применяться диоды с малым

временем восстановления (fast recovery diodes).

Если нагрузка выпрямителя имеет резистивно-емкостной ха-рактер, то замедленное выключение диодов из-за процесса расса-

сывания приводит к увеличению пульсации выходного напряже-

ния. Это происходит по причине частичного разряда конденсатора через низкоомную цепь в условиях, когда индуктивность практиче-

ски отсутствует.

2.2.4. Трехфазные выпрямители На рис. 77,а показана схема трехфазного мостового выпря-

мителя Ларионова. В ней в любой момент времени одновременно

открыты два диода. Последовательность переключения диодных

пар показана на рис. 77,б.

Данному выпрямите-

лю свойственны высокое значение коэффициента ис-

пользования трансформато-

ра, невысокое обратное на-

пряжение на диодах, весьма низкий коэффициент пуль-

саций выходного напряже-

ния (5 %). Важным достоинством выпрямителя Ларионова является высокая частота пульсаций, которая в шесть раз превышает частоту

+

uвых

Рис. 78. Шестифазный

выпрямитель

Рис. 77. Мостовой

выпрямитель Ларионова

+

а)

б)

А

В

С

uвых

120

сети энергоснабжения. Вторичная обмотка трансформатора в схеме

рис. 77 включена звездой, это позволяет избежать уравнительных

токов в случае асимметрии трехфазного напряжения сети. В схеме рис. 77 выходное напряжение выпрямителя опреде-

ляется напряжением сети энергоснабжения и коэффициентом

трансформации n. Если изменять вторичное напряжение не требу-

ется, то в выпрямителе Ларионова трансформатор может отсутст-вовать. В этом случае масса и размеры выпрямителя будут рекорд-

но низкими, а сами выпрямители найдут применение в ИЭП, по-

строенных по схемам рис. 69,в-д. В любом случае схема Ларионова наиболее предпочтительна при высоких мощностях.

В тех случаях, когда требуется построить выпрямитель с

низким значением выходного напряжения (менее 10 В) и больших токах нагрузки (до сотен ампер), применяется шестифазная одно-

тактная схема выпрямителя, изображенная на рис. 78. По своей су-

ти данная схема является трехфазным вариантом выпрямителя со

средней точкой, поэтому ей присущи соответствующие достоинст-ва (низкое внутреннее сопротивление фазы) и недостатки (повы-

шенная габаритная мощность). Амплитуда и частота пульсаций

выходного напряжения в выпрямителе рис. 78 такие же, что в схе-ме рис. 76.

В целях исключения вынужденного намагничивания сердеч-

ника трансформатора в выпрямителе рис. 78 первичные обмотки трансформатора включены по схеме треугольника.

2.2.5. Особенности построения высоковольтных и высокопотенциальных выпрямителей

Для повышения выходного напряжения выпрямителя ис-

пользуются следующие способы: 1. Трансформация переменного напряжения до высокого

уровня с последующим выпрямлением.

2. Трансформация переменного напряжения до относитель-но невысокого уровня с его последующим выпрямлением

и суммированием постоянных напряжений нескольких

выпрямителей. 3. Умножение напряжения вторичной обмотки трансформа-

тора с помощью каскадных умножителей с емкостной

связью.

121

Первый способ применяется при относительно небольших

кратностях Uвых / Uвх. Это связано с наличием паразитной емкости

вторичной обмотки, на перезаряд которой требуется реактивная мощность S, которая особенно велика на высоких частотах:

S = 4C2fU22. ( 68 )

Так, если емкость вторичной обмотки С2 = 300 пФ, а ее напряжение

U2 = 10 кВ, то при частоте преобразования f = 20 кГц реактивная

мощность оказывается равной S = 2400 Вар! Другой недостаток данного способа состоит в необходимости

высоковольтных диодов, которые по своим скоростным характери-

стикам уступают низковольтным. Третий недостаток заключается в повышенных требованиях к качеству изоляции трансформатора,

которые особенно трудно обеспечить на повышенной частоте.

Второй способ позволяет заменить высоковольтный транс-

форматор несколькими (рис. 79,а) или одним многообмоточным трансформатором (рис. 79,б) с умеренным напряжением обмоток.

В этом случае часть обмоток становится высокопотенциальными (в

отличие от высоковольтных, с которыми мы имели дело в первом варианте).

В этом варианте реактивная мощность в n раз меньше:

, ( 69)

кроме того, диоды в выпрямительных секциях работают при пони-

женном напряжении, что позволяет повысить частоту входного на-

uвх

Uвых

а) б)

Uвых

uвх

Рис. 79. Выпрямители с высокопотенциальными секциями

122

пряжения и снизить тем самым массу и габаритные размеры

трансформатора и конденсатора сглаживающего фильтра.

Третий способ также позволяет снизить рабочее напряжение трансформатора благодаря эффекту умножения напряжения, кото-

рый имеет место в диодно-конденсаторных цепях (рис. 80).

Принцип действия умножителя рассмотрим на примере схе-

мы рис. 80,а в следующих предположениях: - напряжение uвх синусоидально;

- диоды идеальны (rпр 0, rобр );

- выпрямитель находится в режиме холостого хода (Rн ). Пусть напряжение в узле а цепи относительно заземленной

точки равно . Тогда в течение полуперио-

да, когда , первый конденсатор умножителя через прямое

сопротивление диода D1 зарядится до напряжения U2m. Тогда во время второго полупериода диод D1 будет заперт, а электрический

потенциал в узле б будет подчиняться соотношению

.

Напряжение uб(t) приложено к цепочке D2C2 и через сопро-

тивление прямосмещенного диода D2 конденсатор C2 в течение

второго полупериода зарядится до пикового значения напряжения

uб(t), т.е. до 2U2m. Аналогично, третий конденсатор в схеме умно-жения напряжения окажется заряженным до 3U2m и т.д. Пиковое

значение обратного напряжения на диодах равно 2U2m.

Недостатком схемы рис. 80,а является то, что напряжение, которое должны выдерживать конденсаторы схемы, нарастает по

мере продвижения к выходу умножителя. В частности, последний

конденсатор будет находиться под полным напряжением Uвых.

uвх u2 U2m

2U2m

3U2m +

+

+

D2 D1

а

б Uвых +

а)

uвх

U2m

2U2m

+ D2

D1

Uвых

+

б)

+

2U2m

Рис. 80. Выпрямители с умножением напряжения

123

От этого недостатка свободна схема рис. 80,б. Для нее также

Uвых = nU2m, однако здесь полное напряжение Uвых поделено между

последовательно включенными конденсаторами так, что на каждом из них (кроме первого) действует напряжение 2U2m. Напряжение на

диодах в этой схеме, как и в случае умножителя напряжения рис.

80,а, равно 2U2m.

Важно подчеркнуть, что указанные уровни напряжений на конденсаторах умножителя реализуются на холостом ходу. Если

же нагрузка потребляет ток, то конденсаторы заряжаются лишь

частично и коэффициент умножения оказывается меньше, чем чис-ло каскадов. Иллюстрацией данного обстоятельства может послу-

жить пример численного расчета переходного процесса в цепи,

схема которой дана на рис. 81,а16. Это семикаскадный умножитель напряжения, который представляет собой сдвоенную схему (см.

рис. 80,б). Относительно трансформатора данное устройство абсо-

лютно симметрично и в отличие от схемы-прототипа не дает под-

магничивания сердечника постоянным током. Предполагается, что данный умножитель работает в составе

ИЭП с инвертором напряжения Ир (см. схему «г» на рис. 70). Ин-

вертор в расчетной модели рис. 81,а представлен двумя импульс-ными генераторами VA, VB, которые вместе вырабатывают им-

пульсы напряжения чередующейся полярности длительностью 4,5

мкс и периодом следования 10 мкс (частота 100 кГц). В реальном инверторе амплитуда импульсов равна 300 В, однако в расчете ис-

пользован понижающий коэффициент k = 30-1, поэтому в програм-

му заложены амплитуды импульсов 10 В. На диаграмме рис. 81,б

изменение электрического потенциала узла №22 цепи представле-но диаграммой v22(t).

Трансформатор на сердечнике К1 имеет коэффициент транс-

формации n = 10. Для того, чтобы напряжение на трансформаторе умножителя имело гладкую форму, в цепь рис. 81,а добавлены ре-

активные элементы – катушка индуктивности L5 (15 мкГн) и кон-

денсатор С19 (0,07 мкФ).

16 Расчет выполнен с помощью программы Micro-Cap 7.1.0.

124

Ри

с. 8

1.

Рас

чет

ная

мо

дел

ь (

а)

и п

ерех

од

ны

й п

роц

есс

вклю

чен

ия у

мн

ож

ите

ля н

апряж

ени

я (

б,в

)

125

Конечной целью выпрямителя-умножителя рис. 81,а является

заряд конденсатора нагрузки емкостью 3 нФ до напряжения 35 кВ

за время 1 мс на схеме рис. 81,а нагрузка представлена элемента-ми С18, R3.

Первые 150 мкс зарядного процесса на рис. 81 представлены диаграммами напряжений (б) и токов (в). Здесь кроме упоминавше-

гося v22(t) даны кривые изменения напряжения вторичной обмотки

u2(t)17, напряжения нагрузки Uвых, тока в катушке iL5(t) и тока в од-

ном из диодов умножителя iD2(t). Как видим, ток в диоде имеет вид

довольно узких импульсов. Чтобы защитить трансформатор от вы-

сокочастотных гармонических составляющих тока, его вторичная обмотка шунтирована конденсатором С20 емкостью 200 пФ.

В конце зарядного процесса (спустя 900 мкс от начала рабо-

ты инвертора) напряжение Uвых принимает значение 1,16 кВ, а ам-

плитуда колебательного напряжения вторичной обмотки становит-ся равной U2m = 240 В. Таким образом, коэффициент умножения

напряжения 1,16103 / 240 = 4,91 оказывается меньше числа каска-дов. Это происходит из-за того, что конденсаторы умножителя час-

тично разряжаются через резистор нагрузки R3 = 117 кОм.

Рис. 82 иллюстрирует работу диодов умножителя в конце за-

рядного цикла (t = 900 мкс). В нижней части диаграммы помимо

17 Графики u2(t) и v22(t) показаны со смещением на 250 В вдоль оси орди-нат.

Рис. 82. Работа диодов умножителя

126

тока iL5(t) в катушке индуктивности приведены в увеличенном

масштабе токи в диодах умножителя D2, D6, D10, D14, D18 и D22.

Отчетливо видно, что токи диодов имеют вид коротких импульсов, причем первым работает диод D22 последнего каскада, затем –

предыдущего и последним отпирается диод D2 первого каскада.

При этом суммарный заряд, пропускаемый каждым диодом в тече-

ние импульса, остается примерно одинаковым.

2.2.6. Сглаживающие фильтры В источниках электропитания применяются помехоподав-

ляющие и сглаживающие фильтры (см. структурные схемы рис.

69). Устройство, принцип действия и основы расчета помехоподав-ляющих фильтров рассматриваются в курсе электромагнитной со-

вместимости и широко освещены в литературе [8, с.12-17, 13,

с.112-127, 34, с.540-573], поэтому здесь мы на них останавливаться не будем.

Сглаживающие фильтры применяют для снижения перемен-

ной составляющей выпрямленного напряжения. Они включаются между выпрямителем и нагрузкой. Наибольшее распространение

получили Г-образные RC- и LC-фильтры (рис. 83).

Они характеризуются коэффициентом q подавления пульса-ций, который равен отношению коэффициентов пульсации напря-

жения на входе и выходе:

где ( 70 )

В приведенных формулах предполагается, что ослабление сглажи-

вающими фильтрами постоянной составляющей напряжения пре-

небрежимо мало.

Рис. 83. Сглаживающие RC- и LC-фильтры

Uвых Uвх

Rф R

С

Uвых Uвх

L R

С

127

Довольно часто к источникам электропитания предъявляются

требования по уровню гармонических составляющих выходного

напряжения. В этом случае необходимо обеспечить требуемый уровень подавления каждой гармоники:

( 71 )

Здесь и амплитуды гармоник на входе и выходе

фильтра. Представим напряжения на входе и выходе рядами Фу-

рье:

где основная частота пульсаций, m число фаз вы-

прямителя, а вх. частота тока на входе выпрямителя.

Для LC-фильтра напряжение k-й гармоники на выходе пред-

ставим следующим образом:

.

Емкость С конденсатора фильтра выберем из условия

. ( 72 )

Тогда

, или

. ( 73 )

Вывод очевидный: резонансная частота ф фильтра должна

быть много меньше, чем частота первой гармоники пульсаций:

ф = (LC)-1/2 << п. Условие ( 72 ) означает, что в параллельной

цепочке RC на частотах kп ток должен протекать преимущест-

венно через С, а не через R. Следовательно, потери энергии в цепи

на частотах kп малы, добротность колебательной системы высо-

кая и можно ожидать длительных переходных процессов.

128

В RC-фильтре из-за влияния Rф постоянная составляющая

напряжения на входе и выходе разная:

. ( 74 )

Тогда

При этом

. ( 75 )

Сопротивление резистора Rф нужно выбирать из условия ми-

нимума потерь энергии Rф << R, с одной стороны и удовлетвори-

тельного подавления первой гармоники пульсаций, с другой:

пRфС >> 1. Обычно RC-фильтр применяется при больших сопро-

тивлениях R нагрузки (маленькой мощности). На высоких уровнях

мощности применять RC-фильтры невыгодно.

129

2.3. ТИРИСТОРНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ С ФАЗОВЫМ УПРАВЛЕНИЕМ

В предыдущем разделе мы познакомились с +выпрямителями, которые являются одним из элементов ИЭП.

Общим недостатком рассмотренных схем выпрямителей является

невозможность регулирования выходного напряжения иначе, как

изменяя коэффициент трансформации n. Реализация упомянутого метода решения задачи хотя и возможна, но нежелательна, по-

скольку сопряжена со снижением эффективности использования

трансформатора. Тиристор – это управляемый вентиль, поэтому схемы, в ко-

торых он используется, очень похожи на схемы выпрямителей.

Выбирая момент подачи на тиристор управляющего импульса, мы

можем управлять количеством электричества, передаваемого в на-грузку, т.е. регулировать выходное напряжение выпрямителя.

2.3.1. Схема тиристорного выпрямителя со средней точкой

Возьмем в качестве от-

правной точки схему двухполу-периодного выпрямителя со

средней точкой (см. рис. 72) и

заменим в ней диоды на тиристо-ры VS1 и VS2, как показано на рис.

84,а. Пусть цепь управления ЦУ

вырабатывает импульсы чере-дующейся полярности. Будем

считать, что по положительному

импульсу включается VS1, а по

отрицательному – VS2. В открытом состоянии ти-

ристора падение напряжения на

нем мало и он может пропускать очень большие токи. Во избежа-

ние больших токовых нагрузок

сети энергоснабжения в момент

первого включения тиристора

Рис. 84. Тиристорный выпрями-

тель со средней точкой (а)

и его временная диаграмма (б)

130

перед нагрузкой ставим LC-фильтр, начинающийся с индуктивного

элемента.

Предположим, VS1 включился в момент t = и на выход выпрямителя передается напряжение вторичной обмотки е21(t) (см.

рис. 84,б). Если в цепи обеспечивается режим непрерывного тока

дросселя L, то в момент t = , когда напряжение е21 изменяет по-лярность, выключение тиристора не наступает. Это происходит из-

за того, что дроссель, подчиняясь закону электромагнитной индук-

ции, развивает такую э.д.с., чтобы напряжение на катоде VS1 оста-

валось ниже, чем текущее значение е21.

В момент t = + под воздействием сигнала ЦУ открыва-ется VS2 и на выход передается е22, которое в этот момент положи-

тельно. Ток дросселя теперь течет через вторую фазу, а VS1 прину-

дительно запирается обратным напряжением. Таким образом, на-пряжение е0 на выходе выпрямителя создается заштрихованными

частями функций е21 и е22 (см.рис. 84,б). Изменяя фазу подачи управляющих импульсов, мы регулируем напряжение на нагрузке,

причем эта регулировка осуществляется почти без потерь энергии.

Изменяя , мы варьируем количество энергии, отбираемой из сети энергоснабжения. В этом состоит главное достоинство тиристорно-

го выпрямителя. Количественный анализ работы тиристорного регулятора

начнем с первой фазы выпрямления (рис. 85,а).

Будем считать, что выходное напряжение выпрямителя по-

стоянно и равно Е0. Исходя из эквивалентной схемы рис. 85,б мож-но записать:

. ( 76 )

Рис. 85. К анализу работы тиристорного регулятора со средней точкой

131

Здесь мы учли, что выходное напряжение е0 при < t <

< + совпадает с напряжением е21 первой фазы трансформатора.

Напряжение на дросселе – это разность напряжения е21 первой фа-зы и выходного напряжения Е0. Поэтому ток в катушке равен:

. ( 77 )

Постоянную интегрирования с найдем из условия баланса

постоянных составляющих токов: среднее значение iL должно быть

равно току нагрузки . Тогда

. ( 78 )

Условие е0 = е21 предполагает, что тиристор открыт ровно

половину периода, до момента отпирания тиристора второй фазы. Это верно лишь тогда, когда ток дросселя к моменту включения

тиристора второй фазы еще не достиг нуля, а напряжение вклю-

чающейся фазы превышает напряжение нагрузки Е0. Последнее

условие соблюдается, если > 32,5. Подставив значение t = +

+ в уравнение ( 78 ), это условие можно сформулировать в виде

. ( 79 )

С учетом определения ( 76 ) для напряжения Е0 получаем критерий непрерывности тока катушки в виде

, ( 80 )

причем выполняться оно должно для > 32,5. Если

или

, ( 81 )

то ток в дросселе достигнет нуля раньше, чем откроется тиристор

второй фазы, т.е. тиристор VS1 запрется «раньше времени».

Такой режим невыгоден из-за большой переменной состав-ляющей тока тиристоров и обмоток трансформаторов. Поэтому ин-

дуктивность L дросселя следует выбирать так, чтобы условие не-

прерывности ( 80 ) соблюдалось при максимально возможном со-

противлении нагрузки R. Естественно, на холостом ходу или при

= / 2 режим непрерывного тока невозможен.

132

Диаграммы рис. 86 иллю-

стрируют случай непрерывного

тока. Ток фазы трансформатора по форме похож на прямоуголь-

ную. Без учета пульсаций его

действующее значение равно

Iф = 0,707I0. В пересчете к пер-вичной обмотке (в ней токи двух

фаз складываются) I1 = nI0. Пер-

вая гармоника этого тока при малых пульсациях сдвинута от-

носительно напряжения на угол

. Следовательно, в случае 0 регулятор потребляет из сети

помимо активной еще и реак-тивную составляющую тока. Это

является недостатком тиристор-

ного регулятора. Перепад пульсаций на-

пряжения на нагрузке регулято-

ра можно найти [31] из формулы

в которой коэффициент зависит

от угла регулирования , как по-казано на рис. 87.

Таким образом, можно

сформулировать следующие осо-бенности тиристорного регулируемого выпрямителя со средней

точкой:

1. Снижение выходного напряжения происходит за счет уменьшения отбора энергии от сети переменного тока.

2. При регулировке мощности выпрямитель потребля-

ет из сети энергоснабжения не только активную, но и реактивную мощность.

Рис. 86. Диаграммы тиристорного

регулятора со средней точкой в ре-

жиме непрерывного тока

Рис. 87. Функция пульсаций

133

3. При изменении угла регулирования в пределах

от 0 до / 2 напряжение нагрузки Е0 изменяется от максимума до

нуля. 4. Пульсации выходного напряжения растут с увели-

чением угла регулирования.

5. Режим непрерывного тока в дросселе нарушается, если не выполняется условие ( 81 ).

2.3.2. Тиристорный выпрямитель с обратным диодом

В схеме регулируемого выпря-

мителя с обратным диодом (рис. 88)

предприняты меры для устранения

недостатков регулятора со средней точкой без диода (см. рис. 84).

Данная схема может работать и

в однофазном варианте (рис. 88,а).

При t > э.д.с. самоиндукции

дросселя превышает Е0, отпирая об-ратные диод VD. В это время дрос-

сель разряжается через контур «на-

грузка – VD», а тиристор VS заперт. Это означает что временной интер-

вал запирания тиристора равен . Диаграмма рис. 88,б показыва-

ет, что на интервале < t < ток дросселя – это ток i2 вторичной об-

мотки трансформатора, а на интерва-

ле < t < + – ток обратного диода VD.

В схеме с обратным диодом

переменная составляющая выпрям-

ленного напряжения и фазоваый сдвиг первой гармоники тока первичной обмотки меньше, чем в

схеме без диода. Для получения нулевого напряжения на выходе

здесь требуется = , а не = / 2, как ранее.

Рис. 88. Выпрямитель с

обратным диодом

134

В однофазной схеме постоянная составляющая выпрямлен-

ного напряжения равна

, ( 82 )

а в двухфазной (рис. 88,в) –

. ( 83 )

Условие непрерывности тока дросселя здесь реализуется при

> 35,5 и имеет вид:18

. ( 84 )

Токи в фазах вторичной обмотки имеют почти прямоуголь-

ную форму, а длительность импульсов тока равна - (см. рис.

88,д). Ток I2 фазы вторичной обмотки и ток I1 первичной равны,

соответственно,

и

. Средне-

квадратическое значение тока обратного диода при L > Lкр равно

. Сдвиг фазы первой гармоники тока, потребляемого из

сети, равен = / 2, т.е. в два раза меньше, чем сдвиг фазы в

схеме без обратного диода.

Коэффициент пульсации напряжения на нагрузке подчи-

няется соотношению

,

где – функция пульсаций с обратным диодом, график которой

приведен на рис. 89. Окончательное сравнение эксплуатационных

параметров двух схем тиристорных регуляторов удобно сделать с помощью табл. 3. Из нее видно, что схема без диодов уступает во

всех случаях, особенно в области больших значений угла регули-

рования (т.е. при малых Uвых).

18 Критерий ( 83 ) справедлив, если соблюдается условие ( 84 ).

Рис. 89. Функция пульсация для

схемы с обратным диодом

135

Таблица 3

Сравнение характеристик тиристорных выпрямителей.

Параметр Схема с обратным

диодом

Схема без обратного

диода

min (при Uвых = Е0) 30 20

max (при Uвых = Е0 / 3) 112 71,5

kп при min

kп при max

сдвиг фазы 1-й гармоники

1 при min 15 20

сдвиг фазы 1-й гармоники

1 при max 56 71,5

Lкр при max

2.3.3. Мостовые схемы с тиристорами В мостовой схеме (рис. 90,а) выходное напряжение такое же,

как в обычном двухфазном тиристорном регуляторе, и определяет-

ся соотношением ( 76 ). Совпадают и остальные характеристики за исключением формы импульса и амплитуды тока вторичной об-

мотки трансформатора.

Можно построить мостовой регулируемый выпрямитель с

двумя тиристорами, а два других заменить на диоды, как это пока-зано на рис. 90,б,в. Данные варианты обеспечивают одинаковые

эксплуатационные характеристики за исключением того, что схема

«б» имеет несколько более узкий диапазон регулирования Uвых. В

частности, с ее помощью невозможно получить нулевое напряже-

ние на выходе даже путем прекращения подачи импульсов управ-

ления на тиристоры VS1 и VS2. При этом один из тиристоров

выключится, но второй останется включенным навсегда, так как

вместе с диодами VD1 и VD2 он образует схему однофазного вы-

прямителя с обратным диодом, в которой тиристор открыт либо

136

напряжением вторичной обмотки, либо (когда оно отрицательное)

э.д.с. самоиндукции дросселя.

В тех случаях, когда регулируемый выпрямитель является

элементом стабилизированного источника питания, от него не тре-буется форсированного отключения нагрузки и тогда схема «б»

может применяться.

2.3.4. Регулируемый выпрямитель с вольтдобавкой Схема данного выпрямителя приведена на рис. 91, а его вре-

менные диаграммы – на рис.

92,а-в. В данном регуляторе

минимальное напряжение на

выходе обеспечивается вы-прямлением напряжения сек-

ций вторичной обмотки, обо-

значенных как w2. Этот вы-

прямитель построен на диодах

VD1, VD2.

Повышение напряжения

нагрузки сверх минимального уровня достигается включени-

Рис. 91. Схема выпрямителя с

вольтдобавкой

Рис. 90. Мостовые

выпрямители с тиристорами

137

ем тиристоров VS1, VS2

через добавочные сек-

ции обмотки w2. Отпи-

рание данных тиристо-ров приводит к скачко-

образному увеличению

выходного напряжения

ео выпрямителя и запи-ранию диодов (см. рис.

92,а). Максимальное

напряжение на нагрузке имеет место, если тири-

сторы отпираются при = 0. Соответственно,

минимальное напряже-

ние реализуется при =

. Оно равно

,

где Еm амплитуда на-

пряжения на секциях

w2. Максимальное на-

пряжение в раз боль-ше, причем

. Регулиро-

вочная характеристика данного выпрямителя имеет вид:

При L >> Lкр ток I0 дросселя, распределяясь по работающим

фазам вторичной обмотки, создает в них прямоугольные импульсы

Рис. 92. Временные диаграммы выпрями-

теля с вольтдобавкой

138

амплитудой I0 (см. диаграммы «б,в» рис. 92). При этом ток первич-

ной обмотки имеет своеобразную форму, показанную на диаграмме рис. 92,г.

2.3.5. Включение тиристоров в цепи выпрямленного тока и первичной обмотки трансформатора

Если тиристор включить в цепь выпрямленного тока, как это показано на рис. 93,а, то на нем никогда не будет обратного напря-

жения. Это создает проблемы с выключением тиристора в момент

t = и жестко ограничивает сверху частоту входного напряже-

ния. Выпрямленное напряжение здесь такое же, как в обычном

мостовом выпрямителе, а среднеквадратический ток тиристора в

раз больше.

В данной схеме особенно выгодно применение тиристоров с

полным управлением, так как они «умеют» выключаться при токе,

отличном от нуля. Если запирание таких тиристоров осуществлять

в моменты t = k - , то можно снизить реактивную составляю-

щую тока, потребляемого из сети энергоснабжения. Другая разновидность включения тиристоров приведена на

схеме рис. 93,б. Здесь два параллельно-встречных тиристора уста-

новлены в цепи первичной обмотки трансформатора. Это позволя-ет либо получать в нагрузке ток, больший чем ток тиристора, либо

иметь выходное напряжение, превышающее допустимое значение

напряжения тиристора. Форма выпрямленного напряжения в дан-ной схеме такая же, как в ранее рассмотренном двухфазном тири-

сторном выпрямителе.

Рис. 93. Выпрямитель с тиристором в цепях:

а) выпрямленного тока; б) первичной обмотки трансформатора

139

2.4. ИМПУЛЬСНЫЕ СТАБИЛИЗИРОВАННЫЕ ИСТОЧНИКИ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ

В настоящем разделе мы рассмотрим основные принципы и

устройство стабилизированных ИЭП, которые находят применение

в составе устройств МИТ. Основное внимание уделяется импульс-

ным источникам с повышенной частотой преобразования, для ко-торых характерны малые размеры и масса, а также относительно

высокий коэффициент полезного действия. Внутри этой группы

наивысшими характеристиками обладают двухтактные преобразо-ватели, в том числе резонансные. Тем не менее однотактные рас-

сматриваются довольно подробно, поскольку на их примере можно

глубоко и разносторонне проследить воплощение физических

принципов преобразования энергии, лежащих в основе импуль с-ных ИЭП.

2.4.1. Стабилизаторы непрерывного действия и их недостатки

Маломощные низковольтные стабилизаторы непрерывного действия по принципу функционирования можно разделить на п а-

раметрические и компенсационные.

Параметрические стабилизаторы применяются при малых выходных токах, поэтому в мощных источниках питания исполь-

зуются лишь как вспомогательные. Работа параметрического ста-

билизатора основана на использовании нелинейности ВАХ некото-

Рис. 94. Параметрический стабилизатор напряжения

а) б)

Uст Uвх Rн

R0

+

140

рых элементов. Чаще всего применяются полупроводниковые дио-

ды с лавинным пробоем – стабилитроны, которые в области пробоя

имеют малое динамическое сопротивление (рис. 94,а):

. ( 85 )

В схеме параметрического стабилизатора на основе стабили-

трона с лавинным пробоем (рис. 94,б) резистор R0 ограничивает

ток через стабилитрон, он же служит балластной нагрузкой, на ко-торой выделяется большая часть нестабильности входного напря-

жения, если R0 >> rст. При изменении входного напряжения стаби-

лизатора в диапазоне от Uвх.min до Uвх.max ВАХ устройства, со-

стоящего из источника входного напряжения и балластного рези-

стора R0, перемещается параллельно самой себе, как показано на

рис. 94,а. При этом относительное изменение напряжения Uст на

стабилитроне (т.е. на выходе параметрического стабилизатора)

оказывается меньше, чем изменение входного напряжения. Коэф-фициент стабилизации равен:

( 86 )

Одна из основных характеристик стабилитрона – его темпе-

ратурный коэффициент напряжения стабилизации (ТКН):

. ( 87 )

На рис. 94,а показаны две ВАХ стабилитрона для случая Т2 <

< T1 при ТКН < 0. Вообще говоря, у разных стабилитронов ТКН

а)

Uст Uвх

Rн

R0

+

Rт t

б)

Uст Uвх

Rн

R0

+

Рис. 95. Термокомпенсация параметрических стабилизаторов

141

различаются: стабилитроны с высокими значениями напряжения

стабилизации имеют ТКН > 0, низковольтные – ТКН < 0, а при

Uст 6 В значение ТКН близко к 0.

Для компенсации влияния температуры на выходное напря-

жение параметрического стабилизатора последовательно со стаби-

литроном ставят термочувствительный элемент (см. рис. 95,а). В ряде случаев такими компенсирующими элементами могут слу-

жить другие стабилитроны, включенные последовательно со ста-

билизирующим, но в прямом направлении (см. рис. 95,б). При этом нужно помнить, что термокомпенсация снижает коэффициент ста-

билизации, поскольку при этом увеличивается динамическое со-

противление ветви стабилитрона. Повысить коэффициент стабили-

зации можно, если вместо балластного резистора R0 использовать

нелинейный элемент с большим дифференциальным сопротивле-

нием или применить другие схемотехнические ухищрения ([8], с.35-41).

Компенсационный стабилизатор напряжения является сис-

темой автоматического регулирования САР величины Uвых, кото-

рое компенсирует отклонения регулируемого параметра, обуслов-

ленные изменениями Uвх или Iвых. Такие стабилизаторы имеют бо-

лее низкое собственное выходное сопротивление, способны созда-вать в нагрузке большие токи и обеспечивают высокий коэффици-

ент стабилизации.

Рис. 96. Функциональные

схемы последовательного и

параллельного компенсаци-

онных стабилизаторов

а)

Uвых Uвх

РЭ

УПТ УИ

б)

Uвх РЭ УПТ УИ

R0

Uвых

142

Компенсационный стабилизатор может быть построен по по-

следовательной (рис. 96,а) или параллельной (рис. 96,б) схеме. Он

содержит: устройство УИ измерения регулируемого параметра, усилитель УПТ сигнала ошибки и регулирующий элемент РЭ, иг-

рающий роль исполнительного устройства САР. В случае парал-

лельной схемы требуется еще и балластный элемент R0.

Параллельный стабилизатор удобен для питания нагрузок, в

которых возможен режим короткого замыкания, а у последова-

тельного легче получить высокий коэффициент стабилизации, кроме того его к.п.д. несколько выше.

В тех случаях, когда Uвых > 5 В роль устройства измерения

УИ выполняет резистивный делитель напряжения. Если выходное напряжение низкое, то оно непосредственно подается на УПТ. На

втором входе УПТ действует опорное напряжение, которое служит

эталоном САР. При наличии отклонения сигнала УИ от уровня эталона УПТ вырабатывает и усиливает сигнал ошибки. Последний

воздействует на РЭ так, что тот, изменив свое внутреннее сопро-

тивление, компенсирует отклонение Uвых от номинального значе-

ния.

Сигнал, поступающий от УИ, содержит в себе и информацию

о пульсациях напряжения на выходе. Эта переменная составляю-щая также усиливается и отрабатывается регулирующим элемен-

том. Благодаря этому свойству стабилизатор непрерывного дейст-

вия можно также назвать «активным фильтром».

Важнейшим элементом компенсационного стабилизатора яв-ляется регулирующий элемент. Через него протекает значительный

ток19 и в РЭ выделяется значительная мощность в виде тепла. Что-

бы снизить ее, требуется всемерное уменьшение падения напряже-ния на РЭ. Большой рабочий ток РЭ требует высокого усиления по

току, поэтому в компенсационных стабилизаторах часто использу-

ются регулирующие элементы на составных транзисторах (см. схе-мы рис. 97).

19 В последовательном варианте рис. 97,а это полный ток, потребляемый нагрузкой.

143

В случае схемы рис. 97,а , а коэффици-

ент усиления по току .

Если требуется более высокий kI, можно применить схему

рис. 97,б, но в ней . Это напряжение

можно снизить, если использовать дополнительный источник на-

пряжения, как показано на схеме рис. 97,в. Применение вспомога-

тельного источника, конечно, усложняет схему, но взамен мы по-

лучаем , а в случае рис. 97,г и вовсе

. Возможны и более сложные РЭ, которые позволя-

ют достигнуть симметрирования схемы и дополнительно снизить

UРЭmin20

.

В компенсационных стабилизаторах усилитель постоянного

тока УПТ обычно выполняется заодно с устройством измерения. В

простейшем случае Uвых > Uст его схема может иметь вид рис. 98,

где делитель R3, R4, R5 представляет устройство измерения, а ста-

билитрон VD1 с резистором R1 образуют параметрический стаби-

20 См., например, ([8], с.63)

Рис. 97. Варианты регулирующих элементов

а)

VТ1

Uвх VТ2 Uвых

б)

VТ3

Uу

VТ1

Uвх

VТ2

Uвых

VТ3

Uу

VТ1

Uвх

VТ2

Uвых

Uдоп

R1

в)

VТ3

VТ2

VТ1

R1

R2 Uдоп

Uвх Uвых

г)

144

лизатор источник опорного напряжения. Схема рис. 98 работает

так, чтобы , где kд коэффициент передачи де-

лителя R3, R4, R5 с учетом тока базы транзистора VT1.

Возможны и более сложные схемы, в том числе и на основе

операционных усилителей. Это

позволяет повысить коэффициент

усиления. Схемы с операционным

усилителем применяются в стабилизаторах с напряжением Uвых >

30 В. В противном случае лучше использовать интегральные ста-билизаторы напряжения.

Простейший вариант показан на рис. 99. Это источник стаби-

лизированного питания на 5 В с выходным током до 2 А на основе

интегральных стабилизаторов серии 142ЕН5. Вообще интеграль-ные стабилизаторы выпускаются двух типов: с фиксированным и

регулируемым Uвых. В последнем случае выходной делитель и цепь

обратной связи монтируются

снаружи микросхемы. С раз-

личными схемами включения

интегральных стабилизаторов можно ознакомиться, вос-

пользовавшись справочником

([8], с.67-75). При всем многообразии схем стабилизаторов непрерывного

действия им свойственен общий крупный недостаток: эффект ста-

билизации достигается здесь путем рассеяния части энергии пер-

вичного нестабилизированного источника в РЭ или балластном резисторе. По этой причине к.п.д. таких стабилизаторов оказывает-

ся невысоким и при мощностях нагрузки в несколько сотен ватт и

выше они оказываются неконкурентоспособными по сравнению с импульсными стабилизирующими ИЭП.

Рис. 98. УПТ с устройством

измерения и параметрическим стабилизатором опорного

напряжения

Uу

+Uвых

R1

VD1

VT1

R2 R3

R4

R5

Рис. 99. Основная схема включения

ИМС 142ЕН5А .. Г

145

2.4.2. Классификация импульсных источников электропитания

Импульсные ИЭП основаны на преобразовании постоянного

тока в пульсирующий или переменный. Такое преобразование осуществляется периодическим прерыванием цепи постоянного

тока. Устройства, которые осуществляют такое прерывание, назы-

вают инверторами. Когда уровень выходного напряжения нужно изменить или обеспечить гальваническую развязку входа и выхода,

применяют трансформаторы, которые ставят после инвертора.

Если на выходе трансформатора инвертора поставить выпря-

митель с фильтром, то получится преобразователь «постоянное-постоянное» (преобразователь DC/DC) или, как его еще называют,

конвертор.

Возможны и бестрансформаторные схемы преобразования DC/DC: чопперы и бустеры.

По числу фаз переменного напряжения на выходе преобразо-

ватели делятся на однофазные (m = 1) и многофазные (m 2). В

принципе, с помощью второй обмотки трансформатора можно од-

нофазный инвертор превратить в двухфазный.

Преобразователи отличаются коэффициентом р использова-

ния фаз. Если используется одна (прямая) фаза, то р = 1; если обе,

то р = 2.

По способу нагрузки каждой фазы различают однотактные

(q = 1) и двухтактные (q = 2) преобразователи. Однотактным пре-

образователь называется, если каждая фаза нагружается током в течение одного полупериода. Соответственно, двухтактный преоб-

разователь – это тот, в котором ток отбирается в течение обоих по-

лупериодов: положительного и отрицательного.21 По диапазону частот преобразователи разделяют на:

низкочастотные, для которых fпр 10 кГц;

среднечастотные, fпр = 10..100 кГц;

высокочастотные, fпр = 100 кГц..1 МГц;

сверхвысокочастотные, fпр 1 МГц.

21 Следует признать, что приведенная классификация нечеткая, тем не менее она применяется на практике.

146

2.4.3. Чопперный DC/DC-преобразователь Английское слово chopper означает прерыватель. Чопперный

стабилизирующий преобразователь, его еще называют импульсным

последовательным стабилизатором понижающего типа, является одним из самых распространенных преобразователей DC/DC.

Базовая схема чоппер-

ного преобразователя показа-

на на рис. 100. В нее входит

силовой ключ Кл, который

осуществляет периодическую

коммутацию тока, потребляе-мого от первичного источника

питания. Такой ключ можно

построить на основе мощного биполярного или полевого

транзисторов в ключевом ре-

жиме.

Силовая цепь чоппера содержит также разрядный

диод VD, низкочастотный

сглаживающий LC-фильтр и

Рис. 100. Схема чопперного

преобразователя

Rн

C + L

Uн

СУ

+

Uп

Кл

VD

Рис. 101. Активная (а), пассив-

ная (б) фазы и временные диа-

граммы (в) процесса преобразо-

вания в безразрывном режиме

iL

uVD

Rн C

L

iакт

+

Uп

Кл

VD

а)

Rн

C

L

iпас VD

б)

в)

iL t

t T

tи tп

iL0

147

схему управления ключом СУ, которая осуществляет стабилиза-

цию напряжения (тока) нагрузки. Рабочий цикл преобразователя состоит из двух фаз: актив-

ной, которая длится, пока ключ замкнут, и пассивной. На рис. 101

показаны конфигурация цепи в активной (а) и пассивной (б) фазах,

а также приведены графики напряжения, действующего на разряд-ном диоде, и тока в дросселе (в).

Работа чоппера может происходить в разрывном и безраз-

рывном режимах. На рис. 101,в дан пример переходного процесса в безразрывном режиме, когда ток дросселя никогда не обращается в

ноль. В течение активной фазы процесса (см. рис. 101,а) ключ

замкнут и к катушке приложена разность напряжений, действую-

щих на входе и выходе преобразователя:

.

Подчиняясь закону электромагнитной индукции, ток и маг-

нитное поле катушки нарастают. Если принять, что

, то полное приращение тока во время дей-

ствия импульса управления ключом будет равно:

. ( 88 )

В течение пассивной фазы ключ разомкнут (см. рис. 101, б). Катушка развивает э.д.с. самоиндукции, достаточную для «продав-

ливания» тока через цепочку «L – нагрузка – открытый диод VD».

В это время ток изменяется согласно уравнению

. ( 89 )

Если постоянная времени RC достаточно велика, то напря-

жение нагрузки и при реализуется режим

безразрывного тока.

Отметим, что напряжение Uн на нагрузке есть не что иное,

как падение напряжения на Rн от протекания среднего тока ключа.

Это означает, что

, ( 90 )

148

где коэффициент заполнения (duty cycle) импульсов

управления ключом. Уравнение ( 90 ) связывает выходное напря-

жение с параметрами управляющего импульса. Оно называется ре-

гулировочной характеристикой преобразователя.

Подставляя Uн из ( 90 ) в соотношение ( 88 ), можно с учетом

получить следующее выражение для размаха

пульсаций тока в катушке:

. ( 91 )

В режиме разрывного тока (см. временную диаграмму рис.

102,а) в течение пассивной фазы ток успевает дойти до 0. Это не-

желательный режим, поэтому нужно, чтобы индуктивность L дрос-

селя фильтра была достаточно велика.

Ток нагрузки Iн равен среднему значению тока катушки, сле-

довательно условием реализации непрерывного режима является

. ( 92 )

Объединяя ( 91 ) и ( 29 ), получаем с учетом следующий

критерий выбора индуктивности:

( 93 )

Для достижения приемлемого уровня пульсаций напряжения

на нагрузке необходимо иметь большой коэффициент сглаживания

LC-фильтра , где k коэффициент передачи 1-й гармоники

а)

t

t

T tи

tп iL б)

0

iL

Iн

Рис. 102.

К определению

критерия

непрерывности

149

пульсаций на выход. В схеме чопперного преобразователя входным

напряжением фильтра является напряжение на разрядном диоде

VD, которое имеет форму прямоугольных импульсов. Можно пока-

зать, что амплитуда 1-й гармоники такого напряжения максимальна

при = 0,5.

Модуль коэффициента передачи LC-фильтра (см. схему рис.

99) равен:

.

В практически интересном случае коэффициент сгла-

живания

. ( 94 )

Важное замечание: нужно следить, чтобы пульсации входно-

го напряжения фильтра не попали в резонанс с LC-контуром, так

как в этом случае k и пульсации на выходе резко возрастут. Радикальное средство борьбы с последствиями близости подобных

резонансов – это сделать добротность контура меньше единицы.

Для этого необходимо, чтобы , т.е. критерием выбора

емкости С фильтра следует сделать При этом значение

произведения LC можно получить из формулы ( 94 ) для желаемого

значения коэффициента сглаживания q.

Перегрузки транзисторов силового ключа

В чопперном преобразователе, как впрочем, и любом другом

импульсном преобразователе, важен вопрос возможных перегрузок транзисторов силового ключа. Одна из самых опасных перегрузок

транзисторного ключа – превышение (даже кратковременное) до-

пустимого напряжения Uкэ биполярного транзистора или Uси

полевого. Причиной этого может служить паразитная индуктив-

ность Lпар силовой цепи транзистора (в примере рис. 103,а – стоко-

вой цепи).

150

Предположим, в момент выключения транзистора ток через

индуктивность Lпар был равен iLо. В результате коммутации пара-

зитная индуктивность развивает э.д.с. самоиндукции , кото-

рая при быстродействующем транзисторе может оказаться намного

больше, чем даже входное напряжение Uп. Это приводит к резкому

броску напряжения на запирающемся транзисторе.

Очевидное средство борьбы с указанным явлением – всемер-ное снижение паразитной индуктивности силового контура цепи.

Кроме этого можно использовать специальные схемотехнические

приемы борьбы с бросками напряжения на транзисторных ключах.

Один из таких приемов состоит в шунтировании коммутато-

ра малоиндуктивным конденсатором С (см. схему рис. 103,б). Если

задаться допустимым значением выброса U напряжения, то ем-

кость защитного конденсатора следует выбрать так, чтобы соблю-

далось уравнение баланса энергии:

. ( 95 )

К сожалению, в сильноточных источниках питания емкость и мас-

согабаритные характеристики защитного конденсатора могут ока-заться достаточно большими.

Другой способ борьбы с перенапряжениями силовых ключей

состоит в применении защитных диодов VD2 типа TRANSIL, как

Рис. 103. Средства борьбы с перенапряжением транзисторов силового

ключа

+Uп

б)

С

Lпар

VD1

в)

Lпар

+Uп

VD1

VD2

а)

VD1

Lпар

+Uп

вых

.

iLo

151

это показано на рис. 103,в. Выпуск этих диодов освоила фирма

SGS_Thompson. По сути, данные диоды представляют собой особо

быстродействующий стабилитрон, в котором развитие лавинного пробоя происходит за время несколько пикосекунд. В интервалы

времени, когда напряжение на диоде невелико, он закрыт и через

него протекает незначительный ток утечки IRM. Однако в момент

размыкания силового ключа напряжение быстро нарастает, превы-

шая пороговое значение пробоя UBR. Ток через диод резко нараста-

ет и энергия, запасенная в паразитном магнитном поле, выделяется внутри диода в виде тепла.

Поскольку теплоемкость полупроводниковой структуры дио-

да сделана большой, защитный диод способен поглощать значи-

тельную импульсную мощность. Так, диод TRANSIL, который в непрерывном режиме рассеивает мощность 5 Вт, в редких корот-

ких импульсах до 1 мс способен выдерживать тепловую нагрузку

до 1500 Вт. Другой возможный тип кратковременной перегрузки транзи-

сторов силового ключа – токовый. Такая перегрузка возникает при

включении транзистора. В случае чопперного преобразователя причиной токовой перегрузки является конечное время рассасыва-

ния неосновных носителей в базе разрядного диода VD1 (см. схемы

рис. 103).

а)

Рис. 104. Диаграмма коммутации (а) и графики токов

и напряжений для идеального и реального диодов (б, в)

б)

в)

152

Предположим для определенности, что силовой ключ чоп-

перного преобразователя выполнен на основе биполярного транзи-

стора. В течение пассивной фазы преобразования он заперт и рабо-чая точка находится в положении 1 (см. диаграмму коммутации на

рис. 104,а). Если бы разрядный диод был идеальным, а транзистор-

ный ключ работал на резистивную нагрузку Rн, то его переключе-

ние произошло бы по траектории 1 5, а ток и напряжение изме-нялись, как показано на рис. 104,б.

В действительности все происходит иначе. Из-за того, что

накануне отпирания транзистора разрядный диод пропускал ток,

включение транзистора не вызывает немедленного прекращения тока диода. В течение рассасывания неосновных носителей в базе

диода напряжение на нем остается близким к 0. Коллекторный ток

транзистора в это время ничем не ограничен и переключение про-

исходит по траектории 1 2 3. Ток при этом достигает значе-

ния iмакс. По завершении рассасывания напряжение на диоде начи-

нает нарастать, Uкэ снижается и процесс продолжается по траекто-

рии 3 4 5. В интервале [0, tрас] мгновенная мощность

, рассеиваемая на коллекторе транзистора, оказы-

вается большой. В этом случае говорят, что процесс включения происходит с большими коммутационными потерями. 22

В свете сказанного становится ясно, что в схеме чопперного

преобразователя разрядный диод должен иметь возможно малое время рассасывания. Ряд фирм освоил производство диодов с ульт-

рабыстрым восстановлением (ultrafast recovery diodes). Фирма

International Rectifier, например, выпускает их под торговой маркой

HEXFRED (диод со сверхбыстрым восстановлением и шестиуголь-ной внутренней структурой).

Практика проектирования ключевых преобразователей тре-

бует от разработчика умения вычислять, какое количество энергии выделяется внутри самого диода при его выключении. Мощность

коммутационных потерь в диоде можно вычислить по формуле

P = ESWf, где – энергия потерь в течение време-

22 Отпирание диода происходит практически безинерционно, поэтому вы-

ключение транзистора происходит по «хорошей» траектории 5 6 1.

153

ни trr обратного восстановления. Если принять, что в ходе обратно-

го восстановления к диоду приложено все напряжение питания

чоппера Uп, получим . Здесь Qrr – заряд

обратного восстановления диода, значение которого фирмы-

изготовители сообщают среди прочих справочных данных.

Интегральные микросхемы чопперного преобразователя В настоящее время множество фирм разработали и серийно

выпускают интегральные микросхемы, предназначенные для по-

строения ключевых преобразователей. Рассмотрим устройство и схему включения простейшего чопперного стабилизирующего пре-

образователя МАХ724, выпускаемого фирмой MAXIM [35].

Рис. 106. Схема включения чопперного преобразователя МАХ724,

рекомендуемая фирмой-производителем

а)

б)

Рис. 105. Блок-схема чопперного преобразователя МАХ724 (а)

и временная диаграмма его работы (б)

154

Генератор пилообразного напряжения 1 (см. рис. 105,а) вы-

рабатывает сигнал, обозначенный на рис.105,б номером 1. Напря-жение с делителя R2, R3 через вход FB обратной связи микросхемы

поступает на инвертирующий вход усилителя сигнала ошибки. Это

означает, что увеличение напряжения нагрузки будет сопровож-

даться снижением потенциала на выходе 2 усилителя ошибки. Пусть вначале силовой ключ работал с коэффициентом за-

полнения а (см. диаграмму 3 на рис. 105,б). Предположим, теперь

напряжение питания Uп возросло. Согласно регулировочной харак-

теристике ( 90 ) это приведет к возрастанию напряжения нагрузки

Uн чопперного преобразователя. В результате уровень сигнала на

входе 2 ШИМ-компаратора (см. рис. 105,а) понизится и в новых

условиях напряжение «пилы» 1 будет оставаться ниже сигнала 2 меньшую часть периода. Это приводит к тому, что импульс управ-

ления 3 силовым ключом становится короче, а коэффициент запол-

нения равным б. В коллекторной цепи силового транзистора внутри микро-

схемы МАХ724 установлен датчик тока Rgr. В случае превышения коллекторным током предельно допустимого значения 6,5 А ком-

паратор ограничения тока немедленно прерывает управляющий

импульс, защищая транзистор от опасной перегрузки.

Сравнение чопперного преобразователя со стабилизатором

непрерывного действия

По способу включения силового транзистора чопперный

преобразователь подобен последовательному компенсационному стабилизатору (см. рис. 96,а). Сравнение эксплуатационных харак-

теристик двух способов решения задачи проведем на примере ста-

билизатора Uн = 5В, Iн = 5А, питающегося от нестабилизированно-го источника Uп = 30 В.

Оценим потери энергии в транзисторе силового ключа. В

случае стабилизатора непрерывного действия на РЭ будет рассеи-

ваться мощность P = (Uп – Uн)Iн = 125 Вт, что существенно

больше полезной мощности Рн = UнIн = 25 Вт. Очевидно, к.п.д.

такого источника питания не может быть выше 16 %.

Рассмотрим теперь стабилизатор на основе чопперного пре-образователя. Пусть остаточное напряжение на включенном тран-

155

зисторе равно Vsw = 2,3 В. Тогда мощность, рассеиваемая на нем в

течение активной фазы, равна = 2,3 Вт.

Если коммутационные потери будут такими же, то суммарная

мощность потерь в силовом ключе чоппера все равно окажется меньше 5 Вт, а к.п.д. чопперного стабилизатора составит около

83 %.

2.4.4. Бустерный DC/DC-преобразователь Бустерный стабилизирующий преобразователь, в отличие от

чопперного, позволяет получить напряжение нагрузки выше, чем

напряжение питания. Здесь ключ стоит параллельно нагрузке (см.

рис. 107).

В течение первой фазы преобразования ключ замкнут, энер-

гия запасается в дросселе L, диод заперт напряжением Uн, а ток в

нагрузке поддерживается за счет разряда конденсатора С. В это

время , откуда . Приращение тока

дросселя в течение времени tи замкнутого состояния ключа равно

. ( 96 )

С размыканием ключа наступает вторая фаза процесса, когда

конденсатор подзаряжается током дросселя через открытый диод

VD. Дроссель в течение данной фазы разряжается, на что указыва-

ет спад тока. Если пренебречь падением напряжения на прямосме-

щенном диоде, то . Если емкость С фильтра

достаточно велика, то пульсациями напряжения на нагрузке можно

Рис. 107.

Схема бустерного

преобразователя

Rн

C +

L

Uн СУ

+

Uп

Кл

VD

iз tи

156

пренебречь и спад тока дросселя за время tп паузы между импуль-

сами управления ключом будет равен

. ( 97 )

Очевидно, в стационарном режиме приращения токов ( 96 ) и

( 97 ) должны быть одинаковыми. Поэтому . По-

скольку период преобразования равен , получаем

. Это означает, что в бустерном преобразователе напря-

жение нагрузки всегда выше, чем напряжение источника питания.

Введем коэффициент паузы

. Тогда ре-

гулировочная характеристика бустерного преобразователя23

приобретет окончательный вид:

. ( 98 )

Рассмотрим возможности увеличения мощности, передавае-мой в нагрузку бустерного преобразователя.

Если бустерное преобразование не применять, оставив ключ

разомкнутым, то в нагрузке получим ток i0 = Uп / Rн. Бустер при-

меняется для того, чтобы несмотря на высокое значение сопротив-

ления нагрузки получить в ней большие ток и мощность, сделав

Uн Uп. Этот результат достигается применением катушки индук-

тивности L. Вначале (1-я фаза) мы «разгоняем» в ней ток, замкнув

ключ. В результате последующего размыкания ключа мы передаем

в нагрузку энергию, накопленную в магнитном поле (2-я фаза).

Важен вопрос выбора продолжительности паузы tп. Она

должна быть достаточна для того, чтобы катушка успела передать

всю накопленную энергию в нагрузку. Преждевременный возврат к

первой фазе означает, что часть энергии останется в магнитном поле катушки. Постоянное удержание катушки под током означает

рост потерь энергии на нагрев ее провода. Поздний переход к но-

вому циклу преобразования означает образование паузы в токе, потребляемом от источника питания, и снижение мощности в на-

23 Сравните с регулировочной характеристикой чоппера ( 90 ).

157

грузке. Таким образом, наилучшим следует признать режим, при

котором переход к новому циклу преобразования осуществляется в

момент обращения в 0 тока дросселя (рис. 108, диаграмма 1). В этом режиме ток нагрузки, равный среднему значению тока дрос-

селя, составляет половину от Im.

Критерии выбора дросселя в бустерном преобразователе

Допустимое значение тока Im определяется транзистором си-

лового ключа. В оптимальном режиме он равен:

. ( 99 )

Отсюда можно получить следующий критерий ограничения

индуктивности дросселя снизу:

. ( 100 )

Здесь max максимальное значение коэффициента заполнения,

которое выбирается равным 0,8 .. 0,9.

Ограничение на индуктивность дросселя сверху обусловлено

недобором мощности нагрузки. Действительно,

, что с учетом ( 99 ) приводит к

. ( 101 )

Влияние потерь энергии в силовом ключе и диоде преобразователя

До сих пор все наши рассуждения о бустерном преобразова-

теле проводились без учета внутренних сопротивлений источника

питания rи, силового ключа rкл, и диода rд, а сопротивление дрос-

Т

tи tп

1

2

3

Im

iL

t

Рис. 108. Ток дросселя в бустерном

преобразователе:

1 оптимальный режим;

2 раннее замыкание ключа;

3 позднее замыкание

158

селя лишь упоминалось. С учетом этих параметров схема бустер-

ного преобразователя приобретает вид рис. 109,а.

Поскольку обычно rд rкл, суммарные сопротивления потерь

силовых контуров на обоих этапах преобразования оказываются

одинаковыми и равными r = rи + rдр + rкл rи + rдр + rд. Это позво-

ляет упростить схему, приведя ее к виду рис. 109,б.

В последнем случае регулировочная характеристика бустер-

ного преобразователя принимает вид [32-34]:

, ( 102 )

где = r / Rн коэффициент потерь (рис. 110). Здесь только нужно

иметь в виду, что формула (102) справедлива,24 пока

.

24 При кр устойчивая работа бустерного стабилизатора вообще невоз-можна, т.к. в этом случае регулировочная характеристика имеет падаю-щий характер.

Rн

C

L

+

Кл

VD rд

rкл

rдр

rи

Rн C

L

+

Кл

VD r

r

а)

б)

Рис. 109. Эквивалентные схемы бустерного преобразователя, учиты-

вающие потери в элементах цепи

159

Окончательный вывод из сказанного состоит в том, что мак-

симальный коэффициент повышения напряжения бустерного ста-

билизатора на практике не может превышать 4 .. 5 единиц.

Выбор емкости конденсатора

Назначение конденсатора в схеме бустерного стабилизатора

состоит в сглаживании пульсаций напряжения нагрузки. Амплиту-

да пульсаций равна , где . Средние значения

зарядного и разрядного токов дросселя равны ,

поэтому . Необходимое значение емкости конденса-

тора может быть найдено для желаемого коэффициента пульсаций

из формулы

. ( 103 )

2.4.5. Применение синхронных выпрямителей в DC/DC-преобразователях

На рис. 111 приведена схема чопперного преобразователя напряжения, в которой роль силового ключа играет полевой тран-

зистор VT. В качестве диода обратного тока в данном устройстве

Рис. 110. Зависимость регулировочной

характеристики бустера от

коэффициента потерь

160

применен диод Шоттки25 VD. Благодаря этому к.п.д. преобразо-

вателя сохраняет приемлемые значения для Uн 5В.

Однако при Uн 5В и больших мощностях нагрузки потери

энергии в диоде обратного тока оказываются ощутимыми. Этому

есть несколько причин. Во-первых, снижение Uн при сохранении

Рн означает рост тока нагрузки и диода VD. Во-вторых, при

уменьшении Uн в соответствии с ( 90 ) происходит уменьшение

коэффициента заполнения тока транзистора и увеличение тока

диода.

В итоге осложняется проблема теплоотвода от диода обрат-

ного тока. Например, протекание тока в 50А через диод Шоттки вызовет тепловыделение в нем 20Вт. С другой стороны, тот же ток,

протекая через полевой транзистор с сопротивлением «сток-исток»

RDSon

= 5 мОм сопровождается тепловыделением P = 2500510-3 =

= 12,5 Вт.

25 Диодам Шоттки свойственно низкое значение прямого падения напря-

жения: Uпр 0,4 В.

Рис. 111. Чопперный DC/DC-

преобразователь с диодом Шоттки

VD

+

СУ

Lф

Rн

Сф

VТ

Рис. 112. Чопперный DC/DC- преобразователь

с синхронным детектором

VD

+

СУ

Lф

Rн

Сф

VТ1

VТ2 ПД

161

Данный пример доказывает, что схема чоппера с синхрон-

ным детектором, приведенная на рис. 112, должна иметь более вы-

сокий к.п.д.

Здесь VT1, как и ранее, выполняет роль силового ключа: он

открыт в течение активной фазы преобразования. Транзистор VT2

является синхронным детектором. Он открывается по сигналу схе-

мы управления СУ одновременно с запиранием VT126. Таким обра-

зом, в течение пассивной фазы распределение токов между диодом

Шоттки VD, каналом транзистора VT2 и паразитным диодом этого

транзистора ПД происходит, как показано на графике рис. 113.

Кривые VT2, VD и ПД представляют вольт-амперные характери-

стики транзистора, диода Шоттки и паразитного диода. Полный ток дросселя равен сумме

, ( 104 )

причем в присутствие диода Шоттки падение напряжения uпр.Ш на

элементах VT2, VD и ПД оказывается ниже, чем uпр без него. Это

26 n-Канальный транзистор VT2 здесь работает в инверсном режиме: ток

через него протекает от истока к стоку, а не наоборот. Управляемость

транзистора в таком режиме не теряется, а сопротивление канала RDSon

оказывается даже несколько ниже, чем в прямом направлении.

Рис. 113. Распределение

токов в синхронном

детекторе

162

способствует снижению потерь энергии в транзисторе и диоде

Шоттки. Весьма важно, что при этом в паразитном диоде в течение

пассивной фазы ток практически отсутствует. В отсутствие диода

Шоттки падение напряже-

ния на паре VT2ПД воз-

растает и ток дросселя

значительной частью от-

ветвляется в паразитный диод. Последнее обстоя-

тельство приводит к тому,

что возврат к активной фа-

зе теперь потребует расса-сывания неосновных носи-

телей в базе паразитного

диода, как это показано на рис. 114.

В течение времени trr обратного восстановления диода ПД

силовой транзистор VT1 открыт, на затворе VT2 уже установилось

запирающее напряжение, но пара VT2ПД продолжает пропускать

ток рассасывания ПД, создавая режим, близкий к короткому замы-канию. Диод Шоттки в схеме рис. 112 не допускает накопления

неосновных носителей в базе ПД, предотвращая тем самым не-

гативные последствия.

Рис. 114. Процесс выключения диода

Рис. 115. Чопперный стабилизатор с синхронным детектором

163

На рис. 115 дан пример практической схемы чопперного ста-

билизатора напряжения с ШИМ-контроллером МАХ767, которая

реализует принцип синхронного детектирования. Здесь элементы С1, R1 обеспечивают питание микросхемы, транзистор VT1 играет

роль силового ключа, VD2, VT2 – элементы синхронного детекто-

ра, а R2 – датчик тока нагрузки для системы широтно-импульсного

регулирования. Обратная связь по напряжению осуществляется подачей напряжения с конденсатора С5 на вход FB микросхемы.

Питание схемы управления затвором транзистора VT1 осу-ществляется бутстрепной (bootstrap) схемой VD1, C3. В течение

пассивной фазы преобразования конденсатор С3 заряжается через

диод VD1 и включенный транзистор VT2. В активной фазе накоп-ленная в нем энергия расходуется на питание затвора

VT1.Упрощенная схема бустерного преобразователя с синхронным

детектором дана на рис. 116. В ней элементы L и С – индуктивный

накопитель и фильтр выходного напряжения, VT1 и VD – синхрон-ный детектор, а транзистор VT2 выполняет роль силового ключа.

2.4.6. Инвертирующий преобразователь Инвертирующий преобразователь (см. схему рис. 117) – это

однотактный бестрансформаторный преобразователь, который применяется, когда полярности напряжений нагрузки и источника

питания противоположны. Здесь, как и в бустерном преобразовате-

ле, дроссель играет роль индуктивного накопителя. Процесс преоб-разования имеет две фазы. В течение активной фазы ключ замкнут,

диод VD заперт, а ток заряда дросселя нарастает по линейному за-

Рис. 116. Бустерный стабилизатор с синхронным

детектором

164

кону, получая к моменту окончания рабочего импульса прира-

щение

.

Во время пассивной фазы дроссель разряжается током, про-

текающим через нагрузку снизу вверх. По мере разряда дросселя

Рис. 118. Инвертирующий преобразователь с контроллером

МС 34166

Рис. 117. Схема

инвертирующего

преобразователя

165

ток в нем спадает и за время паузы мы имеем

. В стационарном режиме .

Это означает, что регулировочная характеристика инверти-

рующего преобразователя имеет вид

. ( 105 )

Из нее следует, что понижающий конвертор имеет 0,5, а повы-

шающий 0,5.

На рис. 118 приведена схема инвертирующего преобразова-теля на основе ШИМ-контроллера МС 34166 фирмы Motorola.

2.4.7. Импульсные корректоры коэффициента мощности

Всякое устройство МИТ с подключенной к нему полезной нагрузкой по отношению к сети энергоснабжения является потре-

бителем и должно отвечать требованиям электромагнитной со-

вместимости [1..4, 12..14]. Вообще говоря, электромагнитная со-

вместимость с сетью энергоснабжения промышленной частоты со-стоит в том, что ток потребителя должен быть:

- строго синусоидальным;

- иметь ту же частоту, что и напряжение сети; - иметь нулевой сдвиг фазы относительно напряжения сети.

В простейшем случае для количественной оценки качества

потребителя вводится понятие коэффициента мощности kp = сos, который входит в формулу электротехники для определения ак-

тивной мощности потребителя:

. ( 106 )

В том случае, когда ток, потребляемый из сети, несинусоида-

лен, коэффициент мощности следует умножить на коэффициент гармоник, который равен:

166

. ( 107 )

Здесь Ik – амплитуда k-й гармоники фурье-разложения периодиче-

ской функции потребляемого тока. В разделе 2.2 мы неоднократно

убеждались, что ток, потребляемый из сети первичным выпрямите-

лем, имеет вид импульсов той или иной формы (см., например,

диаграммы рис. 72-74). Это говорит о том, что устройства МИТ, использующие такие выпрямители, являются «плохими» потреби-

телями электрической энергии, которые создают импульсные по-

мехи другим потребителям. Задача импульсного корректора коэффициента мощности со-

стоит в том, чтобы исправить форму импульсов потребляемого то-

ка, приблизив ее к синусоидальной. Тем самым, обеспечивается

значения kг 1. На рис. 119,а приведена типовая схема электронно-

го корректора коэффициента мощности, который использует диод-

ный мост, построенный по схеме рис. 74. Емкость С выходного фильтра моста здесь выбирается настолько малой, что напряжение

Uвх изменяется, как показано диаграммой 1 на рис. 119,б.

Собственно корректор построен на основе бустерного преоб-

разователя с накопительным дросселем L, силовым ключом VT и

диодом VD. В некотором масштабе Uвх воспроизводится датчиком

а)

б)

Рис. 119. Схема корректора коэффициента мощности (а) и его

временная диаграмма (б)

167

входного напряжения ДВН. На средней диаграмме рис. 119,б на-

пряжение UДВН представлено кривой 2.

Рабочая частота бустерного преобразователя выбирается на-много выше частоты питающей сети. Поэтому в течение одной фа-

зы преобразования Uвх сonst, а ток дросселя нарастает почти по

линейному закону. Это нарастание фиксируется датчиком тока ДТ, сигнал с которого на рис. 119,б показан как «пила» 3.

В момент, когда сигналы 2 и 3 уравниваются, управляющий

каскад УК запирает силовой транзистор VT, ток в дросселе и по-лезной нагрузке начинает спадать. Емкость Сф выбирается боль-

шой, поэтому Uн сonst и спад «пилы» 3 также линейный.

Повторное включение силового транзистора происходит в момент, когда ток дросселя обращается в 0. Таким образом, ток

дросселя представляет вид треугольников, соприкасающихся осно-

ваниями и имеющих разную высоту в зависимости от текущего значения напряжения UДВН. Естественно, огибающая, соединяющая

вершины этих треугольников, по форме повторяет «полусинусои-

ду» 1. Средний за период преобразования ток дросселя, он же

средний ток, потребляемый из сети, также синусоидален, что и требовалось обеспечить!

В рассмотренном механизме критерием выбора продолжи-

тельности замкнутого состояния ключа является поддержание оп-ределенной формы потребляемого тока, поэтому такой контроллер

не сможет выполнять функцию стабилизации напряжения нагруз-

ки. Например, изменение сопротивления нагрузки повлечет неже-лательное изменение уровня выходного напряжения.

Чтобы устранить данный недостаток, в схеме контроллера

рис. 119,а предусмотрен датчик среднего напряжения нагрузки

(ДНН) с усилителем сигнала ошибки. Умножитель напряжений УН перемножает сигналы, поступающие от датчиков входного и вы-

ходного напряжений. Это приводит к тому, что порог переключе-

ния управляющего каскада изменяется так, чтобы поддерживалось постоянство Uн.

Как мы только что установили, импульсный корректор коэф-

фициента мощности – это бустерный преобразователь, работаю-

щий на грани режима разрывных токов. Для него

. ( 108 )

168

В последней формуле частота f и коэффициент заполнения изменяются, поэтому в расчетах выберем некоторое среднее значе-ние частоты преобразования. Поскольку в корректоре коэффициен-

та мощности , из ( 108 ) получаем

.

Поскольку ток, потребляемый из сети, в нашем случае синусоида-

лен, то . С учетом регулировочной характеристики бус-

терного преобразователя ( 98 ) это позволяет сформулировать сле-дующий критерий выбора индуктивности накопителя:

. ( 109 )

На рис. 120 приведена практическая схема корректора коэф-фициента мощности [36, 32], построенного на базе ИМС

TOP202YAI (Power Integration Inc.). Здесь L2, C2 – входной поме-

хоподавляющий фильтр, VD1, C1 – выпрямитель с конденсатором фильтра низкой частоты, выводы D и S микросхемы – это выводы

силового транзистора Drain, Source (сток, исток).

В данной схеме стабилитроны VD3, VD4 обеспечивают сдвиг

уровня выходного напряжения, ток через них задается резисто-

ром R3. Сигнал обратной связи по напряжению нагрузки дополни-тельно фильтруется интегрирующей цепочкой R2, C2. Катушка L1

является накопителем бустера, а VD5 – его разрядный диод.

Рис. 120. Практическая схема корректора коэффициента мощности на

ИМС TOP202YAI

169

Номинальное напряжение входного выпрямителя VD1 равно

300 В, выходное напряжение 420 В, мощность нагрузки 65 Вт,

средняя частота преобразования 100 кГц. К.п.д. корректора состав-ляет 95 %, а коэффициент мощности, потребляемой им из сети

энергоснабжения, не менее 0,95.

2.4.8. Однотактные преобразователи с гальванической развязкой

Все импульсные преобразователи, рассмотренные нами до сих пор, через общую шину имели гальваническую связь между

входной и выходной цепями. В большом количестве практических

случаев это недопустимо. В частности, это случай, когда питание

преобразователя осуществляется от сети энергоснабжения, а его нагрузка из соображений безопасности должна быть одним полю-

сом заземлена. Выходом из положения является применение разде-

лительного трансформатора. Поскольку в рассмотренных нами схемах чопперного, бустерного и инвертирующего преобразовате-

лей такого трансформатора нет, его потребуется включить перед

сетевым выпрямителем, как это показано на рис. 69,а, б. Данный вариант весьма нежелателен, так как трансформатор промышлен-

ной частоты будет иметь массу и габариты больше, чем у основно-

го преобразователя.

Далее мы будем рассматривать импульсные преобразователи, которые содержат трансформатор в своем составе (см. структурные

схемы рис. 69,в, г, д). Гальваническая развязка входной и выходной

цепей осуществляется в них естественным образом. При этом раз-меры используемого трансформатора оказываются существенно

меньше, поскольку преобразование энергии осуществляется в них

на частотах порядка 104-105 Гц. В настоящем разделе мы рассмот-

рим работу однотактного преобразователя, т.е. такого, когда на-грузка получает энергию в течение одного такта (фазы) преобразо-

вания.

Прямоходовым (forward) будем называть инвертор, в котором нагрузка получает энергию в той фазе процесса преобразования,

когда силовой ключ замкнут. Обратноходовой (flyback) инвертор,

напротив, отдает энергию в нагрузку в течение интервала времени, когда ключ разомкнут.

170

Прямоходовой преобразователь

В прямоходовом преобразователе (рис. 121,а) выходной вы-

прямитель с нагрузкой подсоединен ко вторичной обмотке им-пульсного трансформатора. Напряжение питания Uвх подается си-

ловым ключом на первичную обмотку в течение активной фазы

процесса.

Полярность Uвх и расположение одноименных зажимов об-

моток выбираются так, чтобы в течение активной фазы диод вы-

прямителя был открыт и нагрузка получала энергию. Токи в обмотках трансформатора

при этом текут, как показано на рис. 121,б. В

течение пассивной фазы токи в обеих обмот-ках отсутствуют.

Данная схема прямоходового преобра-

зователя обладает рядом существенных не-

достатков. Во-первых, однополярный харак-тер импульсов, действующих на обмотках

трансформатора, вызывает эффект подмаг-

ничивания сердечника постоянной состав-ляющей тока.

Во-вторых, на силовом ключе цепи

(см. рис. 121) в течение пассивной фазы про-

цесса действует бросок напряжения, обу-словленный э.д.с. самоиндукции первичной

обмотки трансформатора. Чтобы защитить

транзистор ключа от опасных перенапряже-ний, в схему преобразователя приходится

+

VD б)

+

Uвх

+

С R

VD а)

+

VD в)

+

Рис. 121. Прямоходовой преобразователь: простейшая схема (а) и конфигурация цепи в течение активной (б)

и пассивной (в) фаз преобразования

+

R

VD

а)

б)

+

+ +

VD

Рис. 122. Цепи раз-

магничивания

сердечника

171

добавлять специальные цепи размагничивания сердечника.

На рис. 122,а энергия, запасенная в магнитном поле транс-

форматора, в течение пассивной фазы поглощается резистором за-щитной цепочки R,VD. В варианте рис. 122,б трансформатор снаб-

жен специальной обмоткой размагничивания, ток которой в ходе

пассивной фазы возвращает запасенную энергию обратно в источ-

ник Uвх. В-третьих, у прямоходового преобразователя недопустим

режим короткого замыкания нагрузки.

Обратноходовой преобразователь В обратноходовом преобразователе (рис. 123,а) в течение ак-

тивной фазы диод заперт, а в индуктивности намагничивания L1

первичной обмотки ток линейно нарастает: .

При этом в сердечнике трансформатора запасается опреде-ленная энергия (см. рис. 123,б). К моменту размыкания ключа ток в

индуктивности намагничивания достигает значения

. ( 110 )

В течение пассивной фазы (рис. 123,в) в обмотках трансфор-

матора возбуждается э.д.с. самоиндукции, которая отпирает диод. Сердечник трансформатора размагничивается током вторичной

обмотки

, где n = w2 / w1 – коэффициент транс-

формации.

+

VD б)

+

Uвх

+

С R

VD а)

+

VD в)

+

Рис. 123. Обратноходовой преобразователь: а – упрощенная схема; б –активная фаза процесса преобразования;

в – пассивная фаза

172

Если заменить трансформатор его эквивалентной схемой ви-

да рис. 3, то, пренебрегая параметрами r, Lc и rc, процесс преобра-

зования энергии в обратноходовом инверторе можем исследовать с

помощью схемы вида рис. 124,а. Здесь , причем

. ( 111 )

Подставляя сюда выражение ( 110 ) для амплитуды тока намагни-

чивания, получаем

. ( 112 )

Видим, что зависимость Uн() имеет максимум при = 0,5,

обращаясь в 0 при 0 и 1. Возникает вопрос: как следует выбирать режим регулирования?

Выбор режима работы обратноходового преобразователя.

Рассмотрим сначала режим

< 0,5. В этом случае напряженность Н магнитного поля в сердечнике изменя-

ется по закону

, где i1(t) – ток пер-

вичной обмотки в течение активной

фазы, а i2(t) – ток вторичной обмот-

ки после размыкания ключа. Полу-

чается, что 0,5 соответствует

режиму прерывистого тока (рис.

Н

t T T/2

> 0,5

0,5

Рис. 125. К выбору

режима работы

обратноходового

преобразователя

б)

t

i1

i2

t tи

Im

iн Im

tи

Рис. 124. К анализу обратноходового инвертора

а)

i1 L1

С

VD

LS

i2

+

+

173

125). Однако если в чоппере такой режим был нежелатель-

ным, то здесь – наоборот. В этом нетрудно убедиться, если

рассмотреть случай > 0,5. Действительно, такой режим означа-

ет, что к моменту следующего импульса мы просто не успеваем полностью размагнитить сердечник. Начальный ток первичной об-

мотки в активной фазе становится ненулевым, т.е. мы понапрасну

гоняем его по первичной обмотке. Регулировочную характеристику обратноходового преобра-

зователя получим для стационарного режима, когда зарядный и

разрядный токи Im равны между собой:

. ( 113 )

Как видим, изменяя коэффициент заполнения от 0 до 0,5, мы

можем управлять коэффициентом передачи напряжения в пределах

от 0 до n.

Недостатком обратноходового преобразователя является не-

допустимость режима холостого хода. Чтобы защитить преобразо-

ватель от случайных разрывов цепи внешней нагрузки, к его выхо-ду подсоединяют встроенную неотключаемую нагрузку. В микро-

схемах контроллеров обратноходовых преобразователей преду-

сматривается автоматическое увеличение частоты коммутации в

режиме малой мощности. Это позволяет в несколько раз увеличить сопротивление неотключаемой нагрузки.

Трансформатор обратноходового преобразователя

Особенность трансформатора обратноходового преобразова-теля состоит в том, что помимо реализации электромагнитной свя-

зи между первичной и вторичной обмотками он сохраняет за собой

функции дросселей в чопперном, бустерном или инвертирующем преобразователях. Конкретно, в течение активной фазы он запасает

энергию в своем магнитном поле и отдает ее в нагрузку в паузе

между рабочими импульсами.

Указанное обстоятельство должно учитываться при проекти-ровании трансформатора для обратноходового преобразователя. В

отличие от классических импульсных трансформаторов, теория

которых изложена в разд. 1.1 настоящей книги, здесь в ферромаг-нитном сердечнике целесообразно предусмотреть воздушный за-

зор. Это позволит, с одной стороны, уменьшить индуктивность на-

174

магничивания L1, тем самым, увеличивая амплитуду тока Im и

мощность преобразователя. С другой стороны, это облегчит про-блему снижения остаточной магнитной индукции в материале сер-

дечника.

Защита силового транзистора обратноходового

преобразователя от потенциального пробоя. В обратноходовом преобразователе при размыкании силово-

го ключа на нем действует двойное напряжение питания: к напря-

жению Uп источника добавляется э.д.с. самоиндукции обмотки L1

(см. рис. 124,а). К сожалению, сверх этого имеется дополнитель-

ный кратковременный выброс напряжения U1, обусловленный

индуктивностью рассеяния трансформатора LS (см. диаграмму

рис. 126). На рис. 127 пока-

заны возможные средст-

ва борьбы с указанным выбросом. В схеме рис.

127,а конденсатор «хра-

нит» напряжение источ-

ника питания Uп. В мо-

мент выключения тран-

зистора из-за действия индуктивности рассея-

ния LS напряжение на первичной обмотке поднимается выше, чем

Uп. Диод VD отпирается и энергия магнитного поля рассеяния пе-

Uупр

t

t

Uкл

2Uп

U

Рис. 126.

Напряжение на

ключе

обратноходового

преобразователя

Рис. 127. Средства защиты транзисторов силового ключа: фиксирующая параллельная RC-цепочка (а), быстродействующий защитный

стабилитрон TRANSIL (б,г), защитная цепочка типа «снаббер» (в)

175

реходит в конденсатор С, подзаряжая его на некоторую величину

U:

.

Значение емкости С фиксирующего конденсатора следует

выбирать так, чтобы превышение U оставалось ниже допустимо-

го предела Uпр:

. ( 114 )

Назначение резистора R состоит в том, чтобы за время Т

полного цикла преобразования в нем рассеивалась энергия, накоп-ленная в магнитном поле рассеяния к моменту размыкания ключа.

При этом в резисторе выделяется тепловая мощность

. ( 115 )

Подставляя сюда выражение ( 110 ) амплитуды тока Im, полу-

чаем формулу

для расчета сопротивления балластного

резистора в цепи рис. 127,а. При = 0,5 она принимает вид

. ( 116 )

Другой метод защиты транзисторов силового ключа состоит

в применении защитных стабилитронов TRANSIL27, которые могут включаться по варианту рис. 127,б или 127,г. Повышение напряже-

ния на защитном стабилитроне вызывает в нем лавинный пробой,

когда напряжение остается почти постоянным, а ток сквозь диод резко возрастает. Тем самым, энергия, запасенная в магнитном по-

ле рассеяния трансформатора, выделяется в виде тепла внутри дио-

да. В схеме рис. 127,б напряжение лавинного пробоя диода должно

быть чуть выше, чем Uп, а в схеме рис. 127,г – выше, чем 2Uп.

27 Краткое описание см. в разд. 2.4.3.

176

Наконец, третий вариант защитной цепи – это так называе-

мый «снаббер»28, представляющий собой последовательную RC-

цепочку, которая ставится параллельно размыкателю тока (см. рис.

127,в). Разрядный ток индуктивности LS здесь замыкается через

конденсатор С и выброс напряжения на ключе гасится. При оче-

редном включении силового транзистора конденсатор быстро раз-ряжается через резистор R.

Практическая схема обратноходового преобразователя

На рис. 128 представлена принципиальная схема обратнохо-дового преобразователя, использующая интегральный микрокон-

троллер29 TDA4605 ([32], с.231-247). Роль силового ключа здесь

играет полевой транзистор VT1, трансформатор Т1 имеет три об-

28 От англ. snub амортизировать, поглощать удар. 29 Выпускается рядом инофирм, имеет отечественные аналоги К1033ЕУ5, КР1087ЕУ1.

Рис. 128. Обратноходовой преобразователь на ИМС TDA4605

177

мотки: две силовые (I и II) и обмотку обратной связи (III). Выход-

ной выпрямитель на диоде Шоттки VD9 обеспечивает постоянное

напряжение нагрузки 12 В, питание осуществляется от однофазной сети 220 В, 50 Гц.

Микроконтроллер имеет 8 выводов со следующими функ-

циями:

вход сигнала обратной связи по напряжению; подключение RC, времязадающей цепочки генератора «пи-

лы»;

дистанционное управление включением / выключением пре-

образователя (при U3 < 1В работа запрещена, при 1В < U3 < 6В разрешена);

общий вывод;

выход управления силовым ключом;

питание микросхемы (7,25В < U6 < 16,5В). Если U6 < 7,25В, то ИМС вырабатывает импульсы управления ключом с периодом 1

секунда;

пункт подключения конденсатора плавного перехода к ре-жиму повышенной частоты;

контроль перехода напряжения обратной связи через 0. Дан-

ное событие является для контроллера признаком нормальной ра-

боты силового ключа. В момент размыкания ключа напряжение на всех обмотках трансформатора должно изменить знак, т.е. пересечь

уровень нуля. Если переход через 0 состоялся, контроллер дожида-

ется определенного уровня напряжения пилы (вывод 2), после чего начинает очередной цикл. В противном случае начало цикла бло-

кируется.

Защита от холостого хода преобразователя рис. 128 осущест-вляется естественным образом – через обратную связь по напряже-

нию. При холостом ходе сопротивление нагрузки возрастает, ста-

новясь равным R13 = 18 кОм. Выходное напряжение также растет,

увеличивается амплитуда импульсов на обмотке III обратной связи, а также напряжение постоянного тока на конденсаторе С4 и рези-

сторе R7. Это приводит к тому, что контроллер значительно

уменьшает длительность активной фазы, увеличивая частоту пре-образования.

Защита от короткого замыкания в нагрузке происходит сле-

дующим образом. Из-за к.з. напряжения на выходе и на обмотке III обратной связи уменьшаются, вследствие чего падает напряжение

178

питания микросхемы U6. В результате контроллер переходит в ре-

жим редких импульсов с периодом Т = 1с, пока ситуация вновь не

придет в норму.

2.4.9. Пуш-пульная схема двухтактного преобразователя Общим недостатком однотактных преобразователей является

подмагничивание сердечника, что приводит к росту габаритных

размеров трансформатора и ограничивает предельную полезную мощность на уровне около 200 Вт.

Рассмотрим первый вариант двухтактного преобразователя,

так называемую пуш-пульную30 схему (см. рис. 129). Здесь первич-

ная и вторичная обмотки трансформатора имеют выводы от сред-ней точки. Два силовых ключа Кл1 и Кл2 замыкаются поочередно,

подключая источник питания Uп к левой 1.1. или правой 1.2. пер-

вичным полуобмоткам трансформатора. Вторичные полуобмотки подключены через выходной двухполупериодный выпрямитель к

нагрузке Rн с фильтром С.

На первом такте преобразования Кл1 замкнут, а Кл2 разомк-нут. Токи текут по полуобмоткам 1.1. и 2.1., в полуобмотках 1.2. и

2.2 токов нет. На рис. 129 токи первого такта показаны стрелками,

а напряжения полуобмоток имеют полярности, обозначенные зна-

ками «+» и «».

На втором такте Кл1 разомкнут, Кл2 замкнут, токи текут в полуобмотках 1.2. и 2.2., а полярности напряжений противополож-

ны обозначенным на рис. 129. В трансформаторе w1.1. = w1.2.,

w2.1. = w2.2., а коэффициент трансформации равен

30 Push-pull (англ.) тяни-толкай

VD1

Кл1

С

1.1. +

Rн

VD2

+

+

+

+

1.2.

2.1. 2.2.

Кл2

Uп

Рис. 129. Базовая схема пуш-

пульного преобразователя

179

.

Если два такта сменяли бы

друг друга немедленно, то

. На практике во избе-

жание короткого замыкания ис-

точника между размыканием од-ного ключа и замыканием другого

оставляют небольшой временной

интервал dt. В этом случае диа-

граммы токов в ключах имеют

вид рис. 130.

Регулирование выходного напряжения можно осуществлять

изменением коэффициента заполнения 0 < 0,5. Среднее значе-

ние напряжения на нагрузке в этом случае равно

, ( 117 )

т.е. в идеальном случае мы могли бы изменять выходное напряже-

ние в пределах от 0 до nUп.

В действительности из-за конечного значения индуктивности

намагничивания первичной обмотки L = L1.1. = L1.2. к окончанию

рабочего импульса в ней успевает появиться ток намагничивания

, который добавляется к току I. В сердечнике при этом

запасается энергия . Размыкание ключа (допустим,

Кл1) приводит к тому, что эта энергия находит выход в немедлен-

ном возбуждении тока в контуре «полуобмотка-2.2.,VD2, C||Rн»31.

Таким образом, энергия, запасенная в L на первом такте, передает-

ся в нагрузку после его окончания, как это имело место в обратно-

ходовом преобразователе. Естественно, описанная картина повто-

ряется и во втором такте.

31 Обратите внимание: упомянутый ток возникает раньше, чем замыкается Кл2.

Рис. 130. Токи ключей в пуш-

пульном преобразователе

t Т

t tи iКл2

tп

iКл1

I

dt

180

Комбинированный процесс передачи энергии в пуш-пульном

преобразователе осложнен индуктивностью рассеяния трансфор-

матора. Энергия, запасаемая в магнитном поле рассеяния, не может

быть передана в нагрузку, как это было с Е. Стараясь поддержать

старое значение магнитный потока, индуктивность рассеяния по-луобмотки 1.1. развивает

э.д.с. самоиндукции, которая

дополнительно увеличивает напряжение на разомкнув-

шемся Кл1. В это время в по-

луобмотке 1.2. развивается

э.д.с. индукции, уменьшаю-щая напряжение на ключе

Кл2:

.

Напряжение на Кл2 может даже изменить знак, что для би-полярных транзисторов, например, недопустимо. Поэтому в схеме

пуш-пульного преобразователя устанавливают защитные диоды

VDp132 и VDp2, как это показано на рис. 131. Через эти диоды про-исходит рекуперация энергии поля рассеяния в источник питания

Uп.

Вторая проблема, которую приходится преодолевать при создании пуш-пульных преобразователей, состоит в конечном вре-

мени восстановления диодов выпрямителя33 trr. Это обязывает вы-

бирать значение мертвого времени34 dt (см. рис. 130) не меньше,

чем trr. Соответственно, максимально допустимое значение коэф-

фициента заполнения равно , а с учетом време-

ни рассасывания транзисторов и времени спада их тока

. ( 118 )

В реальных пуш-пульных преобразователях .

32 «р» от protection (англ) защитный. 33 Reverse recovery time (англ) время обратного восстановления. 34 Dead time (англ) мертвое время.

Рис. 131. Защитные диоды в

пуш-пульном преобразователе

VDр1

Кл1

1.1. +

1.2.

2.1. 2.2.

Кл2

Uп

VDр2

181

Третья особенность пуш-пульных преобразователей состоит

в том, что при их расчете нужно учитывать остаточное напряжение

на элементах цепи:

- на обычных выпрямительных диодах UVD = 0,7 .. 1,0 В;

- на выпрямительных диодах Шоттки UVD = 0,5 .. 0,6 В;

- на биполярных или IGBT-транзисторах Uкл = UКЭ нас = 0,2

.. 0,5 В;

- на полевых транзисторах Uкл = .

В частности, расчетная формула для коэффициента трансформации приобретает вид

. ( 119 )

ИМС для управления пуш-пульным преобразователем

На рис. 132 показано внутреннее устройство микросхемы

СА152435, которую можно использовать для управления пуш-пульным преобразователем [37, 32], ([33],с.357-364). Данная мик-

росхема реализует принцип широтно-импульсного управления си-

ловыми ключами приблизительно так же, как это осуществляется в чопперном преобразователе МАХ724.

ИМС СА1524 (см. рис. 132) выполняет следующие функции:

- выдает постоянное термокомпенсированное опорное на-пряжение +5 В (вывод 16);

- содержит RC-генератор импульсов управления силовыми

транзисторами (времязадающие элементы R,C – внешние,

подключаются к выводам 6,7); - осуществляет ШИМ-регулирование напряжения, дейст-

вующего между входами 1 и 2, либо тока нагрузки, сиг-

нал о котором подается между выводами 4,5; - содержит двухтактный выходной каскад на быстрых би-

полярных транзисторах с UКЭ макс = 40 В (выводы 11-12 и

13-14); - допускает дистанционное управление включением / вы-

ключением преобразователя (вход 10).

35 Выпускается фирмой Intersil

182

Рис. 133 уточняет конкретные детали настройки контроллера:

- фрагмент рис. 133,а определяет способ задания частоты пре-

образования (до 300 кГц) резистором RT и конденсатором СТ. Выбор емкости СТ влияет также на значение временной пау-

зы dt (см. рис. 130), которая в минимальном варианте соот-

ветствует max = 0,45;

Рис. 133. Настройка контроллера

Рис. 132. Функциональная схема ШИМ-контроллера СА1524

183

- если RT и СТ уже выбраны, паузу dt можно увеличить, под-

ключив конденсатор Сd, как показано на рис. 133,б;

- более предпочтительный вариант управления длительностью паузы состоит в регулировании постоянной составляющей

напряжения на опорном входе 9 компаратора ШИМ, как по-

казано на рис. 133,в;

- рис. 133,г показывает способ организации обратной связи усилителя ошибки, при этом вид АЧХ и ФЧХ этого усилите-

ля будут зависеть от сопротивления RL, как показано на рис.

134;

- фрагмент схемы рис. 133,д дает пример корректирующей це-

почки усилителя с целью обеспечения устойчивости его ра-боты.

2.4.10. Полумостовая схема DC/DC-преобразователя Существенным недостатком пуш-пульного преобразователя

является сложность конструкции трансформатора. Вторичную об-мотку еще можно упростить, применив двухполупериодный вы-

прямитель по схемам рис. 74, 75 или рис. 80. Однако первичная

обмотка трансформатора в пуш-пульном преобразователе обяза-

тельно должна иметь вывод от средней точки. По сути дела, транс-форматор здесь имеет две первичных обмотки, ток в которых течет

поочередно. Это плата за двухтактный принцип преобразования.

На рис. 135 приведена базовая схема полумостового преобра-зователя, который также является двухтактным, но трансформатор

в нем имеет максимально простую конструкцию.

Рис. 134. Влияние RL

на АЧХ и ФЧХ усилителя

184

Здесь напряжение Uп первичного источника питания делится

пополам емкостным делителем С1, С2. Импульсный трансформатор

Тр включен между общей точкой емкостного делителя и точкой соединения двух силовых ключей. Ключи в полумостовом преоб-

разователе работают поочередно, как и в пуш-пульном (см. рис.

130). В результате напряжение на обмотках трансформатора имеет

вид периодических импульсов чередующейся полярности. Если по условию задачи на выходе требуется получить постоянное напря-

жение, нагрузку ко вторичной обмотке можно подключить через

любой двухполупериодный выпрямитель В.

Рассмотрим работу полумостово-го преобразователя подробнее.

На первом такте ключ Кл1 замк-

нут, а Кл2 разомкнут (см. схему рис.

136). Ток i ключа (он же ток первичной

обмотки трансформатора) складывает-

ся из тока i1 разряда конденсатора С1 и

тока i2 заряда С2. При этом суммарное

напряжение на С1 и С2 в каждый мо-мент времени постоянно и равно Uп.

Напряжение на Кл2 также равно Uп.

Напряжение первичной обмотки в течение первого такта равно напря-

жению на С1, т.е. приблизительно Uп/2. Соответственно, на нагруз-

ке напряжение равно nUп/2. В правильно выполненном преобразо-вателе емкости конденсаторов С1 и С2 выбираются настолько

большими, чтобы изменение напряжения на них в течение одного

такта не превышало допустимого предела Vрр (см. разд. 1.3.1.). Та-

ким образом, ток намагничивания сердечника трансформатора на-

Кл1

+

В

Uп

Тр

С

Rн

+

+

Кл2

С1

С2

Рис. 135. Полумостовой

преобразователь

Кл1

+

Uп

Тр

+

+

Кл2

С1

С2

VD1

VD2

+

+

i1

i2

i iн

Рис. 136. Первый такт

185

растает по линейному закону, достигая к моменту окончания такта

некоторого значения I.

Пауза между первым и вторым тактами наступает в момент

размыкания Кл1 (рис. 137). В это время в первичной обмотке воз-

буждается э.д.с. самоиндукции, направленная так, чтобы ток в ней протекал в том же направлении, что и

ток намагничивания до коммутации.

Этот ток замыкается через конденса-

тор С2 и защитный диод VD2 (см. i).

Энергия, запасенная в магнитном поле трансформатора, расходуется на под-

заряд С2. Другая ее часть вследствие

действия э.д.с. индукции вторичной

обмотки передается в нагрузку током

iн.

По сравнению с первым тактом напряжения на обмотках трансформа-

тора изменили полярность на проти-

воположную, а напряжение на Кл1 в момент его размыкания уве-

личивается от 0 до значения, близкого к Uп. Если пауза между так-тами достаточно велика, сердечник трансформатора может успеть

размагнититься. В этом случае дейст-

вие э.д.с. в обмотках прекращается,

токи i и iн обращаются в 0, электри-

ческий потенциал обоих концов пер-вичной обмотки становится равным

потенциалу общей точки С1, С2, а на-

пряжение на обоих ключах – близкими к Uп/2.

Второй такт (рис. 138). В это

время Кл2 замкнут, Кл1 – разомкнут,

ток i ключа и первичной обмотки раз-

ряжает С2 и заряжает С1, причем рабо-

та на заряд С1 совершается источником питания Uп. Сердечник трансформатора намагничивается в направлении, противополож-

ном первому такту.

Рис. 137. Пауза после

первого такта

Кл1

+

Uп

Тр

+

+

Кл2

С1

С2

VD1

VD2

+

+

i iн

Кл1

+

Uп

Тр

+

+

Кл2

С1

С2

VD1

VD2

+

+

i1

i2

i iн

Рис. 138. Второй такт

186

В течение паузы после второго такта (рис. 139) происходит

размагничивание сердечника током нагрузки и током, протекаю-

щим через защитный диод VD1. Нужно подчеркнуть, что во время обеих пауз существует

возможность передачи энергии магнитного поля сердечника в на-

грузку, минуя защитные диоды VD1 и VD2 и они, казалось бы, не

нужны. Однако данные диоды совершенно необходимы для того, чтобы открыть путь для сброса энер-

гии, запасаемой в индуктивности рас-

сеяния трансформатора, о существо-вании которой никогда не следует за-

бывать.

Полумостовой преобразователь имеет регулировочную характеристи-

ку, подобную пуш-пульному:

. ( 120 )

Отличие от соотношения ( 117 ) обу-словлено тем, что амплитуда напря-

жения первичной обмотки трансфор-

матора в схеме рис. 135 равна Uп / 2.

Амплитуда тока ключа в полу-

мостовом преобразователе связана с мощностью Рн, потребляемой

нагрузкой, соотношением

, ( 121 )

где к.п.д. преобразователя.

2.4.11. Мостовая схема DC/DC-преобразователя Двухтактные преобразователи, рассмотренные нами выше,

благодаря лучшему использованию ферромагнитного материала

сердечника трансформатора позволяют раздвинуть рамки собст-

венного применения вплоть до мощностей 500 – 700 Вт. Указанное ограничение наступает из-за проблем с теплоотводом от транзи-

сторов силовых ключей. Особенности работы коммутаторов [38,41]

в устройствах МИТ будут подробно рассматриваться во второй

части данной книги. Здесь мы лишь отметим, что потери энергии в силовых ключах делятся на статические и коммутационные, при-

Рис. 139. Пауза после

второго такта

Кл1

+

Uп

Тр

+

+

Кл2

С1

С2

VD1

VD2

+

+

iS iн

187

чем роль последних возрастает с увеличением частоты преобразо-

вания.

В двухтактном преобразователе, построенном по мостовой схеме рис. 140, потери энергии распределяются уже между че-

тырьмя транзисторными ключами, а не двумя, как это имело место

в пуш-пульном (см. рис. 129) и полумостовом (см. рис. 135) преоб-

разователях. Это в принципе позволяет снизить тепловую нагрузку на каждый ключ и тем самым отодвинуть границу предельной

полезной мощности.

В данном преобразователе устройство управления поочеред-

но коммутирует ключи, образующие пары Кл1 Кл4 и Кл2 Кл3,

а напряжение на первичной обмотке трансформатора представляет импульсы чередующейся полярности, амплитуда которых, в отли-

чие от полумостового преобразователя, равна Uп, а не Uп / 2. При

равных значениях полезной мощности это позволяет вдвое снизить токовую нагрузку ключей:

. ( 122 )

Характеристика управления мостового преобразователя такая же,

как у пуш-пульного (см. формулу ( 117 )).

Во избежание возникновения сквозных токов в мостовом преобразователе четные и нечетные фазы преобразования должны

быть разделены некоторым временем паузы, в течение которого

все ключи находятся в разомкнутом состоянии. В этом отношении мостовая схема не отличается от полумостовой или пуш-пульной.

Недостаток мостовой схемы состоит в том, что она чувстви-

тельна к неодинаковой продолжительности четных и нечетных так-тов преобразования. Это приводит к разным значениям амплитуды

Кл3

+

В

Uп

Тр

С

Rн

Кл4

Сбл

Рис. 140. Мостовой преобразователь

Кл1

Кл2

188

тока намагничивания i+ и i

, иными словами, к появлению неже-

лательного постоянного подмагничивания сердечника импульсного трансформатора (см. раздел 1.1.4). Чтобы исключить данное явле-

ние, в схему рис. 140 приходится включать специальный блокиро-

вочный конденсатор Сбл. Другой существенный недостаток мостового преобразовате-

ля состоит в сложной схеме управления силовыми ключами.

Совокупность названных недостатков снижает конкуренто-способность данного преобразователя и заставляет искать иные

пути повышения предельной мощности. Один из них состоит в

применении в составе преобразователя колебательных систем того

или иного типа, что изменяет режим работы силовых ключей и придает преобразователю новые полезные эксплуатационные свой-

ства. Такие преобразователи получили не очень удачное название

резонансных.

2.4.12. Резонансные преобразователи DC/DC В настоящее время известен ряд способов использования ко-

лебательных систем в составе высокочастотных импульсных пре-

образователей энергии [34]. Здесь мы познакомимся с резонансным DC/DC-преобразователем, который удобно применять как основу

зарядного устройства емкостных накопителей МИТ. Отличитель-

ная особенность такого

устройства состоит в том, что по мере заряда

конденсаторной батареи

ее сопротивление изме-няется от нуля (в начале

зарядного цикла) до

весьма большой величи-ны. Кроме устойчивости

преобразователя к столь

глубокому изменению

сопротивления нагрузки от него также требуется

высокая надежность,

простота управления,

Кл1

+

Uп

L2

С3

Rн

+

+

Кл2

С1

С2

Рис. 141. Зарядное устройство

с полумостовым

резонансным преобразователем

С4

L1 LS

C

D1

D2

D3

D4

D5

D6

189

низкий уровень создаваемых помех, а также высокие мощность и

к.п.д. при умеренных массе и размерах.

В основе данного устройства лежит принцип двухтактного преобразования с использованием полумостовой схемы (см. рис.

141). Здесь используется выпрямитель удвоитель напряжения с трансформатором L1, L2 и диодами D1, D2, в котором конденсаторы

С3, С4 образуют заряжаемую батарею. Резистор Rн имеет большое

сопротивление и играет вспомогательную роль. Резонансный ха-рактер цепи рис. 141 придает колебательная система, образованная

конденсатором С и катушкой, роль которой может играть индук-

тивность рассеяния трансформатора LS. Результаты численного моделирования работы устройства

рис. 141 на начальном этапе процесса заряда показаны на рис. 142.

Рабочая частота силовых ключей в данном примере равна 25 кГц

(T = 40 мкс), скважность = Т1 / Т = Т2 / Т = 0,375, напряжение источника питания Uп = 500 В. Период собственных колебаний контура LS, C составляет Т / 2 = 20 мкс.

Из нижней диаграммы рис. 142 можно видеть, что замыкание

силового ключа Кл1 вызывает в первичной обмотке трансформато-

ра и контуре LS, С колебательный ток. Соответствующий ток вто-ричной обмотки на временном отрезке 200..210 мкс протекает в

контуре L2 – C4 – D1, заряжая конденсатор С4, а в интервале

210..220 мкс – в контуре L2 – C3 – D2 с зарядом конденсатора С3. Начиная с t = 210 мкс, ток в Кл1 цепи рис. 141 отсутствует, поэто-

му его размыкание в момент t = 215 мкс происходит без коммута-

ционных потерь. Как видим, применение колебательной системы LS, C позволяет реализовать режим коммутации при нулевом

токе, снизить коммутационные потери и расширить таким образом

диапазон допустимой мощности зарядного устройства.

Другое достоинство преобразователя с колебательной сис-темой в виде последовательного контура LS, С состоит в том, что

он «не боится» короткого замыкания нагрузки: в начале зарядного

цикла, когда U(C3) = U(C4) = 0, амплитуда тока в силовом ключе ограничена характеристическим сопротивлением контура

( 123 )

190

Ри

с. 1

42.

Раб

ота

рез

он

ансн

ого

по

лу

мо

сто

вого

прео

бр

азо

ват

еля в

нач

але

зар

яд

но

го ц

икла

191

и равна

. ( 124 )

Важно подчеркнуть, что энергия, запасаемая в реактивных

элементах колебательной системы, возвращается другим контр-агентам зарядного процесса. Конкретно, в течение временных ин-

тервалов 210..220 мкс и 230..240 мкс происходит передача (рекупе-

рация) энергии из конденсатора С конденсаторам емкостного нако-пителя С3 и С4 соответственно. Таким образом, процесс преобразо-

вания, показанный на рис. 142, длится непрерывно и обеспечивает

максимально возможную скорость заряда накопителя.

Легко понять, что изменение скважности сигнала управле-

ния силовыми ключами в пределах не оказывает

никакого влияния на работу преобразователя, если продолжитель-

ность периода преобразования сохраняется неизменной. Единст-

венная возможность управления скоростью заряда в устройстве

рис. 141 состоит в таком изменении частоты F = 1 / T преобразова-

ния, при котором , где

собственная час-

тота силового колебательного контура LS, C. В этом случае среднее

значение зарядного тока и скорость заряда уменьшаются.

Третье достоинство зарядного устройства, построенного

по схеме рис. 141, состоит в неизменности среднего зарядного тока

на протяжении всего процесса заряда емкостного накопителя от нуля до предельного напряжения.

Это происходит из-за того, что на каждом такте процесс пе-

редачи энергии из конденсатора силового контура в накопитель

завершается в момент запирания диода D1 или D2, т.е. в тот момент, когда остаточное напряжение на конденсаторе С равно текущему

напряжению заряда накопителя С3, С4, приведенному к первичной

обмотке трансформатора. На следующем полутакте преобразования остаточное напря-

жение конденсатора С добавляется к UC1 UC2 Uп / 2, способствуя установлению амплитуды первой полуволны колебательного тока

выше значения, задаваемого формулой ( 124 ). Напряжение кон-

денсатора накопителя в течение первой полуволны противодейст-

192

вует зарядному току и работа, затрачиваемая на заряд накопителя,

увеличивается. Это приводит к снижению амплитуды второй полу-

волны тока (тока рекуперации). Таким образом, среднее значение двух полуволн зарядного

тока оказывается неизменным, в этом нетрудно убедиться из верхней пары диаграмм рис. 143, которая иллюстрирует работу

преобразователя в течение первой миллисекунды зарядного про-

цесса. Можно видеть, что амплитуда 1-й полуволны тока, обозна-ченного как «ток 1-го ключа» возрастает на интервале наблюдения

приблизительно вдвое, в то время как ток рекуперации в это же

время падает почти до нуля. В постоянстве среднего значения за-рядного тока можно убедиться также из линейности графика «на-

пряжение на выходе».

Из верхней диаграммы рис. 143 видно, что коммутация клю-

чей на всем протяжении зарядного процесса происходит без суще-ственных выбросов напряжения (см. кривую «напряжение на 1-м

ключе»). В этом же можно убедиться из временных диаграмм рис.

144, которые иллюстрируют работу преобразователя на временном отрезке продолжительностью 100 мкс спустя 1 мс от начала заряд-

ного процесса. На данном этапе ток рекуперации практически от-

сутствует, весь процесс заряда осуществляется импульсами тока в

виде полусинусоид. Можно видеть узкие броски тока силового ключа Кл.1,

имеющие место в момент замыкания. Они обусловлены паразитной

емкостью цепи, содержащей Кл.2 и D4. Данные броски увеличива-ют коммутационные потери, поэтому в схеме преобразователя сле-

дует применять силовые транзисторы и диоды с низкими значе-

ниями паразитных емкостей. Заключительная часть зарядного процесса представлена на рис. 143

нижней парой диаграмм. По мере приближения выходного напря-

жения к своему предельному значению Uвых.пред. = Uп = 500 В дио-ды D1, D2 выходного выпрямителя постепенно перестают отпи

раться и процесс преобразования энергии угасает. Это сопровожда-ется снижением амплитуды колебаний напряжения на конденсато-

ре силового контура до нуля. Соответственно, обнуляется и заряд-

ный ток, а выходное напряжение устанавливается на своем пре-

дельном уровне.

193

Ри

с. 1

43.

Раб

ота

зар

яд

ного

уст

рой

ства

в т

ечен

ие

1-й

ми

лли

секу

нд

ы з

аряд

но

го п

ро

цес

са (

ввер

ху)

и 2

-й м

илли

секу

нд

ы (

вн

изу

)

194

Ри

с. 1

44.

Раб

ота

полу

мост

ово

го р

езон

ансн

ого

прео

бр

азо

ват

еля

по

сле

пер

во

й м

илли

секу

нд

ы з

аряд

но

го п

ро

цес

са

195

Завершая обсуждение достоинств зарядного устройства на

основе полумостового преобразователя с колебательной системой в

виде последовательного контура, следует подчеркнуть, что осуще-ствление полного зарядного цикла емкостного накопителя здесь

осуществляется естественным образом в неизменном режиме рабо-

ты силовых ключей. Необходимость управления частотой преобра-

зования может возникнуть лишь по окончании зарядного цикла, если например требуется переход от режима заряда к стабилизации

конечного напряжения заряда на уровне ниже, чем Uвых.пред.. Есте-

ственная устойчивость зарядного устройства к короткому замыка-нию позволяет отказаться от применения схем защиты преобразо-

вателя, которые в силу объективных причин трудно сделать доста-

точно надежными. Квазисинусоидальная форма импульсов тока резонансного

преобразователя, а также неизменность их частоты существенно

облегчает решение задачи электромагнитной совместимости заряд-

ного устройства с сетью электроснабжения. К недостаткам рассмотренного устройства относится нали-

чие в нем конденсатора С, работающего в режиме колебательного

напряжения с амплитудой Uп и частотой, приблизительно вдвое превышающей частоту преобразования. В силу причин, изложен-

ных в разделе 1.3.1., такие конденсаторы имеют относительно

большие размеры, влияющие на размеры и массу зарядного уст-ройства в целом.

Следует отметить также ограниченность средств регулировки

напряжения нагрузки. Данные недостаток вытекает из заявленных

целей разработки, а именно, оптимизации зарядного процесса ем-костного накопителя энергии. Он не порочит идеи резонансных

преобразователей как таковых. Например, специалистами россий-

ско-молдавского предприятия «Элкон» было предложено новое и красивое решение DC/DC резонансного преобразователя с глубо-

кой регулировкой уровня напряжения нагрузки при мощностях до

нескольких киловатт.

Соответствующую информацию и критический анализ этой разработки заинтересованный читатель может найти в [42].

196

ПОСЛЕСЛОВИЕ

Вот, наконец, и добрались мы с Вами, дорогой читатель, до

конца этой книжки. Попробуем теперь взглянуть на пройденный

путь с такой точки зрения: что нам «по-крупному» стало известно о мощной импульсной технике?

- Что любая система МИТ строится по схеме рис. 1.

- Как бывают устроены и функционируют два первых «прямоугольника» этой схемы, а именно, накопитель

энергии и источник питания.

- Что представляют собой импульсный трансформатор и линия передачи и чем они могут быть полезны для дос-

тижения конечного результата – получения нужного им-

пульса на заданной нагрузке. - Что главный принцип получения мощных импульсов со-

стоит в компрессии энергии, когда мы ее долго накапли-

ваем и быстро используем. Такой метод называется вре-

менной компрессией. - Что временная компрессия энергии используется не

только в МИТ, но и в других областях, например, в ра-

диотехнике. А сейчас добавим, что при вводе энергии в ускоряющую систему можно реализовать и пространст-

венную компрессию.

Ну а что остается пока неизвестным? – Тоже довольно мно-

гое. Например, какими бывают коммутаторы энергии и как с ними

следует обращаться. И самое главное: как все-таки реализовать

блок-схему рис. 1 в целом, иначе говоря, что в мире наработано в части схемотехники МИТ?

Обо всем этом – во второй части учебного пособия. Надеюсь,

еще встретимся!

Автор

197

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. ГОСТ 23875 88. Качество электрической энергии. Терми-

ны и определения.

2. ГОСТ 13109 87. Электрическая энергия. Требования к ка-честву электрической энергии в электрических сетях общего на-

значения.

3. ГОСТ 50627 93. Совместимость технических средств

электромагнитная. Устойчивость к динамическим изменениям на-пряжения сети электропитания. Технические требования и методы

испытаний.

4. ГОСТ 29037 91 Совместимость технических средств элек-тромагнитная. Сертификационные испытания. Общие положения.

5. Бессонов Л.А. Теоретические основы электротехники.

Часть 1 Электрические цепи. М.: ВШ, 1978. 6. Вдовин С.С. Проектирование импульсных трансформато-

ров. – Л.: Энергоатомиздат, 1991.

7. Злобин В.А., Муромкина Т.С., Поспелов П.В. Изделия из

ферритов и магнитодиэлектриков. Справочник. – М.: Сов. радио, 1972.

8. Березин О.К., Костиков В.Г., Шахнов В.А. Источники

электропитания радиоэлектронной аппаратуры. – М.: «Три Л», 2000.

9. Кнопфель. (пер. с фр.) Сверхсильные импульсные магнит-

ные поля. М.: Мир, 1972. 10. Литвиненко О.Н., Сошников В.И. Теория неоднородных

линий и их применение в радиотехнике. М.: Сов. Радио, 1964.

11. Милованов О.С., Собенин Н.П. Техника сверхвысоких

частот. – М.: Атомиздат, 1980. 12. Арриллага Дж., Брэдли Д., Боджер П. Гармоники в элек-

трических системах. – М.: Энергоатомиздат, 1990.

13. Хабигер. Э. Электромагнитная совместимость. Пер. с нем. – М.: Энергоатомиздат, 1995.

14. Стандарт МЭК. Публикация 1000. Электромагнитная со-

вместимость. Ч.1. Общая.

15. Юдин Л.И. Мощная импульсная техника. Ч. 1. Элементы схем. – М.: МИФИ, 1976.

198

16. Кремнев В.В., Месяц Г.А. Анализ импульсного трансфор-

матора на отрезках коаксиальных линий. – «Известия ВУЗов. Ра-

диотехника.», 1964, с. 713. 17. Дворников В.Д., Комаров В.М., Латушкин С.Т., Юдин

Л.И. Сравнение основных параметров импульсных трансформато-

ров. Приборы и техника эксперимента, 1974, № 1.

18. Тареев Б.М. Физика диэлектрических материалов. – М.: Энергоиздат, 1982.

19. Конденсаторы. Справочник под ред. И.И. Четверткова и

М.Н. Дьяконова. – М.: Радио и связь, 1993. 20. Blumline A.D. Patent USA No 589127. 1941.

21. Месяц Г.А., Насибов А.Е., Кремнев В.В. Формирование

наносекундных импульсов высокого напряжения. – М.: «Энергия», 1970.

22. Ферриты и магнитодиэлектрики. Справочник под ред.

Н.Д. Горбунова и Г.А. Матвеева. – М.: «Сов. радио», 1968, 176 с.

23. Матханов П.Н., Гоголицын Л.З. Расчет импульсных трансформаторов. – Л.: Энергия, 1980, 110 с.

24. Гольденберг Л.М. Основы импульсной техники. – М.: Гос.

изд. литературы по вопр. связи и радио, 1963, 400 с. 25. Евтянов С.И., Редькин Г.Е. Импульсные модуляторы с ис-

кусственной линией. – М.: Сов. радио, 1973.

26. Катаев И.Г. Ударные электромагнитные волны. – М.: Сов. радио, 1963.

27. Моругин Л.А., Глебович Г.В. Наносекундная импульсная

техника. – М.: Сов. радио, 1964.

28. Диденко А.Н., Юшков Ю.Г. Мощные СВЧ-импульсы на-носекундной длительности. – М.: Энергоатомиздат, 1984.

29. Пономаренко А.Г. Устройство временной компрессии им-

пульсов СВЧ-энергии. Патент РФ № 2293404. 30. Костиков В.Г., Парфенов Е.М., Шахнов В.А. Источники

электропитания электронных средств, изд. 2. – М.: Горячая линия -

Телеком, 2001.

31. Иванов-Цыганов А.И. Электропреобразовательные уст-ройства РЭС. М.: ВШ, 1991.

32. Семенов Б.Ю. Силовая электроника для любителей и про-

фессионалов. М.: СОЛОН-Р, 2001. 33. Семенов Б.Ю. Силовая электроника: от простого к слож-

ному. М.: СОЛОН-Пресс, 2005.

199

34. Ralph E. Tarter P.E. Solid-State Power Conversion Handbook.

A Wiley-Interscience Publication. John Wiley & Sons, inc. New York,

Chichester, Brisbane, Toronto, Singapore, 1993, 729p. 35. Datasheet 19-0107 9/95 MAXIM “5A/2A step-down, PWM,

swich-mode DC-DC regulators”. http//www.maxim-ic.com.

36. Power Factor Correction Using Top Switch. Design Note DN-

7. December, 1995. Power Integration Inc 477N. Mathilda Avenue, Sunnyvale, CA94086.

37. Application of the CA1524, CA2524 Series Pulse-Width

Modulator Ics. April 1994. AN6915.1. 38. Юдин Л.И. Мощная импульсная техника. ч. 2. Коммути-

рующие устройства. – М.: МИФИ, 1977.

39. Юдин Л.И.. Мощная импульсная техника. ч. 3. Импульс-ные схемы широкого применения. – М.: МИФИ, 1979.

40. Юдин Л.И.. Генераторы импульсов больших напряжений

и токов. – М.: МИФИ, 1983.

41. Воронин П.А. Силовые полупроводниковые ключи: се-мейства, характеристики, применение. – М.: Додэка-XXI, 2001.

42. Семенов Б.Ю. Резонансный преобразователь с глубокой

регулировкой напряжения. Электронное дополнение к книге «Си-ловая электроника от простого к сложному». –

http://www.radioland.mrezha.ru/dopolnenia/elcon.htm

200

Алексей Гаврилович Пономаренко

МОЩНАЯ ИМПУЛЬСНАЯ ТЕХНИКА

Часть I

Элементы схем и источники питания

Учебное пособие

Редактор Шумакова Н.В.

Подписано в печать 10.10.2007. Формат 6084 1/16

Печ. л. 12,5. Уч.-изд. л. 12,5. Тираж 200 экз. Изд. №4/8. Заказ №

Московский инженерно-физический институт

(государственный университет).

Типография издательства «Тровант»,

г. Троицк Московской облласти