Σχεδίαση και Ανάπτυξη Επίπεδων Διζωνικών για Ασύρματα...

ΕΘΝΙΚΟ ΜΕΤΣΟΒΙΟ ΠΟΛΥΤΕΧΝΕΙΟ ΣΧΟΛΗ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΜΕΤΑΔΟΣΗΣ ΠΛΗΡΟΦΟΡΙΑΣ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΛΙΚΩΝ

Σχεδίαση και Ανάπτυξη Επίπεδων Διζωνικών, Ευρυζωνικών

και Υπερευρυζωνικών Κεραιών για Ασύρματα Δίκτυα

ΔIΔΑΚΤΟΡΙΚΗ ΔΙΑΤΡΙΒΗ

Ευάγγελος Σ. Αγγελόπουλος Διπλωματούχος Ηλεκτρολόγος Μηχανικός και Μηχανικός Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Αριστοτελείου Πανεπιστημίου Θεσσαλονίκης

Αθήνα, Οκτώβριος 2006

2 Διδακτορική Διατριβή Ευάγγελος Αγγελόπουλος

ΕΘΝΙΚΟ ΜΕΤΣΟΒΙΟ ΠΟΛΥΤΕΧΝΕΙΟ ΣΧΟΛΗ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΜΕΤΑΔΟΣΗΣ ΠΛΗΡΟΦΟΡΙΑΣ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΛΙΚΩΝ

Σχεδίαση και Ανάπτυξη Επίπεδων Διζωνικών, Ευρυζωνικών

και Υπερευρυζωνικών Κεραιών για Ασύρματα Δίκτυα

ΔΙΔΑΚΤΟΡΙΚΗ ΔΙΑΤΡΙΒΗ

Ευάγγελος Σ. Αγγελόπουλος

Συμβουλευτική Επιτροπή: Δήμητρα-Θεοδώρα Ι. Κακλαμάνη

Νικόλαος Κ. Ουζούνογλου

Ηρακλής Αβραμόπουλος Εγκρίθηκε από την επταμελή εξεταστική επιτροπή τη 3η Οκτωβρίου 2006.

………………………… ………………………… ………………………… Δήμητρα Κακλαμάνη Επ. Καθηγήτρια Ε.Μ.Π.

Νικόλαος Ουζούνογλου Καθηγητής Ε.Μ.Π.

Ηρακλής Αβραμόπουλος Καθηγητής Ε.Μ.Π.

………………………… ………………………… ………………………… Χρήστος Καψάλης Καθηγητής Ε.Μ.Π.

Μιχαήλ Θεολόγου Καθηγητής Ε.Μ.Π.

Ιάκωβος Βενιέρης Καθηγητής Ε.Μ.Π.

………………………… Ιωάννης Σάχαλος

Καθηγητής Α.Π.Θ, Τμ. Φυσικής

Αθήνα, Οκτώβριος 2006

Ευάγγελος Σ. Αγγελόπουλος Διδακτορική Διατριβή 3

………………………………


Διδάκτωρ Ηλεκτρολόγος Μηχανικός και Μηχανικός Υπολογιστών Ε.Μ.Π.

Copyright © Ευάγγελος Σ. Αγγελόπουλος, 2006.

Με επιφύλαξη παντός δικαιώματος. All rights reserved.

Απαγορεύεται η αντιγραφή, αποθήκευση και διανομή της παρούσας εργασίας, εξ

ολοκλήρου ή τμήματος αυτής, για εμπορικό σκοπό. Επιτρέπεται η ανατύπωση, αποθήκευση και

διανομή για σκοπό μη κερδοσκοπικό, εκπαιδευτικής ή ερευνητικής φύσης, υπό την προϋπόθεση

να αναφέρεται η πηγή προέλευσης και να διατηρείται το παρόν μήνυμα. Ερωτήματα που

αφορούν στη χρήση της εργασίας για κερδοσκοπικό σκοπό πρέπει να απευθύνονται προς το

συγγραφέα.

Οι απόψεις και τα συμπεράσματα που περιέχονται σε αυτό το έγγραφο εκφράζουν το

συγγραφέα και δεν πρέπει να ερμηνευθεί ότι αντιπροσωπεύουν τις επίσημες θέσεις του Εθνικού

Μετσόβιου Πολυτεχνείου.


Περίληψη

Περίληψη

Αντικείμενο της διδακτορικής διατριβής αποτελεί η σχεδίαση, κατασκευή και

χαρακτηρισμός επίπεδων κεραιών, χαμηλού προφίλ και διζωνικής, ευρυζωνικής και

υπερευρυζωνικής συμπεριφοράς.

Η τεχνολογική έκρηξη στο πεδίο των ασύρματων τηλεπικοινωνιών έχει συντελέσει στην

στροφή της βιομηχανίας στην υιοθέτηση διαλειτουργικών (interoperable) συστημάτων ικανών

να εξυπηρετούν ταυτόχρονα πέραν της μίας υπηρεσίας. Έτσι, π.χ. οι προσωπικές φορητές

συσκευές επικοινωνίας διεκπεραιώνουν πια εκτός των υπηρεσιών φωνής και μεταφορά

δεδομένων με υψηλούς ρυθμούς μετάδοσης, λειτουργώντας απρόσκοπτα σε πολλές

διαφορετικές συχνοτικές περιοχές. Η διαλειτουργικότητα των σύγχρονων φορητών συσκευών

και η συνεχής ποιοτική και εργονομική τους εξέλιξη, κατευθύνει τον σχεδιαστή μηχανικό στην

υλοποίηση κεραιών με αναβαθμισμένα χαρακτηριστικά, και κυρίως συμβατά με τα παραπάνω

κριτήρια. Συνεπώς, οι απαιτήσεις σχεδίασης των κεραιών, είναι πια άρρηκτα συνδεδεμένες με

τις υπηρεσίες που προσφέρονται. Έτσι οι κεραίες σχεδιάζονται ευρυζωνικές για να εξυπηρετούν

τις υπηρεσίες των σύγχρονων ευρυζωνικών ασύρματων δικτύων, πολυσυχνοτικές για να

εξυπηρετούν πέραν του ενός ευρυζωνικού δικτύου και τέλος υπερευρυζωνικές για να

εξυπηρετούν όλα τα υπάρχοντα ευρυζωνικά δίκτυα αλλά και για να εξασφαλίζουν

συμβατότητα με τις νέες υπερευρυζωνικές υπηρεσίες. Η τελευταία διαπίστωση ουσιαστικά

μετουσιώνεται και στην βασικότερη ερευνητική μας κατεύθυνση.

Παράλληλα, μιας και η συμπύκνωση του τελικού κόστους είναι μονόδρομος, οι κεραίες

πρέπει να μπορούν να κατασκευαστούν μαζικά και φτηνά. Αυτό δίνει προβάδισμα σε

τεχνολογίες όπως των σχισμοκεραιών με συνεπίπεδη κυματοδήγηση και των κεραιών με

μικροταινιακή κυματοδήγηση (συμπεριλαμβανομένων και των ανεστραμμένων F- μονοπόλων).

Ο λόγος είναι ότι το συντριπτικό ποσοστό των συστημικών σχεδιάσεων γίνονται σε

πολυεπεπίπεδα διηλεκτρικά υποστρώματα. Για την σχεδίαση της πρώτης ομάδας κεραιών (για

την οποία έχει αφιερωθεί ένα μεγάλο μέρος της ερευνητικής μας ενασχόλησης) απαιτείται ένα

μεταλλικό επίπεδο και ένα στρώμα διηλεκτρικού. Για την δεύτερη ομάδα απαιτείται και η

ύπαρξη ενός ακόμα μεταλλικού επιπέδου που δρα σαν επίπεδο γείωσης. Ανεξάρτητα λοιπόν


Περίληψη

από την τεχνολογία που θα επιλεχθεί, και οι δύο ομάδες κεραιών δύναται να συμπτυχθούν σε

ένα σύστημα χωρίς επιπρόσθετη οικονομική επιβάρυνση.

Στα πλαίσια της ερευνητικής δραστηριότητας που αποτυπώνεται στις παρακάτω σελίδες

διερευνήσαμε αρχικά τις ιδιότητες των δύο επικρατέστερων τεχνοτροπιών σχεδίασης

σχισμοκεραιών, της ορθογωνικής και τριγωνικής σχισμής. Και στις δύο περιπτώσεις μελετήθηκε

ο τρόπος αύξησης του εύρους ζώνης με την προσθήκη επιπλέον σχισμών, φροντίζοντας

επιμελώς για την διατήρηση του αρχικού μεγέθους. Παράλληλα και σε συνδυασμό με το

παραπάνω, μελετήθηκε για πρώτη φορά σε αυτή την κλάση κεραιών, η μετάβαση της

χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου σε τιμές διαφορετικές των 50 Ω και παρουσιάστηκε η

συσχέτισή της με την αύξηση του εύρους ζώνης λειτουργίας. Ειδικότερα στις τριγωνικές

σχισμοκεραίες (παπιγιόν), μελετήθηκε επίσης για πρώτη φορά η εισαγωγή ασυμμετρίας, (και

στο παρασιτικό ζευγάρι σχισμών), με εποικοδομητικά αποτελέσματα στην αύξηση του εύρους

ζώνης. Οι κεραίες αυτές υλοποιούν είτε διζωνικούς και ευρυζωνικούς ακτινοβολητές (ορθογωνικές

σχισμές), είτε ακτινοβολητές με υπερευρυζωνικό προφίλ και εύρος λειτουργίας που πλησιάζει τα

7.5 GHz. Τέλος, μελετήθηκε μια τροποποιημένη ασύμμετρη τριγωνική σχισμοκεραία με

καμπυλωμένες πλευρές και διζωνικό προφίλ και εξήχθησαν χρήσιμα συμπεράσματα πάνω στην

σχέση της καμπύλωσης των πλευρών και των συντονισμών που δύναται να διεγερθούν στην

χαμηλή μπάντα λειτουργίας της.

Στην συνέχεια, μελετήθηκαν δομές που αποτελούνται από ένα ελλειπτικό ή κυκλικό

τομέα (νησίδα) που έπεται του κεντρικού αγωγού του συνεπίπεδου κυματοδηγού και μίας

ελλειπτικής (ή κυκλικής) σχισμής μέσα στην οποία αναπτύσσεται ο τομέας που προαναφέραμε.

Οι κεραίες αυτές παρουσιάζουν ακραία ευρυζωνικότητα με δεκάδες GHz εύρος ζώνης

λειτουργίας και εμφανίζουν νεοτεριστικότητα ως προς το σχήμα τους. Μοιάζουν ως προς την

αρχή λειτουργίας τους με λg/4 μονόπολα τροφοδοτούμενα από συνεπίπεδο κυματοδηγό και η

λειτουργία τους (εμφάνιση αρμονικών) καθορίζεται από τις διαστάσεις της διαμέτρου (ή

ισοδύναμης διαμέτρου) των νησίδων. Με τις ελλειπτικές σχισμοκεραίες ολοκληρώσαμε τον

κύκλο μελέτης των κεραιών συνεπίπεδης κυματοδήγησης.

Διατηρώντας την φιλοδοξία μας για συνέχιση της μελέτης υπερευρυζωνικών κεραιών

και χρησιμοποιώντας την τεχνογνωσία κατασκευής των ελλειπτικών σχισμοκεραιών,

αποδείξαμε στη συνέχεια πως πανομοιότυπες κεραίες μικροταινιακής τροφοδοσίας μπορούν

εξίσου να χρησιμοποιηθούν από τον σχεδιαστή μηχανικό. Οι κεραίες αυτές υλοποιούνται αν

μεταφερθεί ο κεντρικός αγωγός (της συνεπίπεδης κυματοδήγησης) στο μεταλλικό επίπεδο κάτω

από το υφιστάμενο διηλεκτρικό υπόστρωμα. Με αυτό το τέχνασμα, παράγεται μια


Περίληψη

μικροταινιακά τροφοδοτούμενη κεραία, που φέρει ακριβώς τις ίδιες διαστάσεις με τις

αντίστοιχες σχισμοκεραίες και υπερευρυζωνικό προφίλ. Τα πρωτότυπα που κατασκευάστηκαν και

χαρακτηρίστηκαν απέδωσαν σχεδόν ίδιες ιδιότητες με τα πρωτότυπα της συνεπίπεδης

κυματοδήγησης.

Η πλήρης παραμετρική σχεδίαση που ακολουθήσαμε στο εργαλείο προσομοίωσης μας

έδωσε την δυνατότητα συρρίκνωσης των παραπάνω μοντέλων. Η δυνατότητα αυτή

μετουσιάστηκε στην σχεδίαση μίας 1x8 ευρυζωνικής στοιχειοκεραίας για την Ku - μπάντα. Η

στοιχειοκεραία εξασφαλίζει ευρυζωνικότητα στην περιοχή των 10-12 GHz και κατευθυντικά

διαγράμματα ακτινοβολίας, με ικανοποιητικό κέρδος.

Τέλος, παρουσιάζουμε την ανάπτυξη μιας ανεστραμμένης – F μονοπολικής υλοποίησης

για κάρτες PCMCIA. Οι κεραίες αυτές σε πραγματικές συστημικές υλοποιήσεις τροφοδοτούνται

μέσω μικροταινιακής γραμμής. Η καινοτομία της έγκειται στην προσθήκη μιας σχισμής

σχήματος L που χωρίζει την κλασσική υλοποίηση μιας F ανεστραμμένης κεραίας σε 2

διαφορετικούς ακτινοβολητές (λ/4 μονόπολα) εισάγοντας την διζωνικότητα που

προαναφέρθηκε στις κεντρικές συχνότητες των 2.45 και 5.25 GHz.

Η διατριβή ολοκληρώνεται με την αναφορά σε θέματα μελλοντικής ερευνητικής

εργασίας που βρίσκονται σε εξέλιξη ή που πρόκειται να μας απασχολήσουν στο εγγύτερο

μέλλον.

Λέξεις Κλειδιά: ευρυζωνικότητα, υπερευρυζωνικότητα, διζωνικότητα, συνεπίπεδη

κυματοδήγηση, ορθογωνικές σχισμοκεραίες, τριγωνικές σχισμοκεραίες, ασύμμετρες τριγωνικές

σχισμοκεραίες, καμπυλωμένες τριγωνικές σχισμοκεραίες, μετάβαση χαρακτηριστικής

αντίστασης, εισαγωγή παρασιτικών σχισμών, ελλειπτικές σχισμοκεραίες, μικροταινιακές

ελλειπτικές κεραίες, στοιχειοκεραία ελλειπτικών μικροταινιακών δομών, ανεστραμμένη F-

μονοπολική κεραία.


Abstract

Abstract

The main research area covered by this PhD dissertation is the design, development and

characterization of planar, low profile dual-band, wideband, and ultra wide-band (UWB)

antennas.

The rapid technological growth of wireless telecommunication systems has contributed

in the stir of industrial trends towards the adoption of interoperable systems with the ability to

provide a diverge range of services. Therefore, personal portable telecommunication gear

accomplish to deliver high bit data rate transfers, apart from the usual voice services, while

operating simultaneously in different frequency regions. Interoperability of modern portable

equipment, along with quality and portability (ergonomic) enhancement, consists of key

designing factors for an antenna engineer, guiding him towards the implementation of

radiators with upgraded design characteristics that comply with the aforementioned factors.

This way, the antenna design requirements are firmly attached with the provided

telecommunication services. According to this, antennas are designed with wideband

characteristics in order to serve all modern services of contemporary wideband wireless

networks or they are designed with multi-band characteristics in order to operate seamlessly in

more than one wireless networks or finally they are designed with ultra wideband

characteristics, so as to serve all currently operating networks with addition to future ultra

wideband services. This final ascertainment can be considered as the backbone of our basic

research initiative.

Moreover, since cost reduction of a final product is a must, antennas should have the

ability to be cheaply mass-manufactured. The aforementioned ascertainment gives advantage

for antenna technologies such as the coplanar wageguide-fed slot and microstrip waveguided

configurations (including the F-inverted monopole configuration). The main reason is that these

technologies can be implemented in multi-substrate dielectrics. Therefore, the first class of

antennas can be designed over one dielectric substrate with one metallic cladding, while the

second class of antennas require an additional metallic cladding to act as ground plane.

Regardless of the chosen technology, both can be integrated in a systemic design with no

additional cost, since they can be part of the designing board.


Abstract

In this PhD thesis, we initially investigated the properties of the rectangular and bow-tie

coplanar waveguide-fed (CPW) slot antennas. In both cases, we examined ways of bandwidth

enhancement with the addition of inductively coupled rectangular or triangular slots, while

preserving the overall dimensions. In addition, we incorporated a transition of the characteristic

input impedance from Zin = 50 Ohm to Zin ≠ 50 Ohm, yielding an upgraded impedance

bandwidth. Moreover, for the first time, a layout modification of the conventionally symmetric

bow-tie configuration is studied, leading to an asymmetric design, which exhibits an enhanced

impedance behavior. The aforementioned CPW-fed radiators exhibit either dual-band and

wideband characteristics (rectangular slots) or ultra wideband behavior (bow-tie slots) yielding

a bandwidth of almost 7.5 GHz. Finally, for this class of antennas, we examined a modified

bow-tie slot antenna with curved edges exhibiting dual-band behavior and low band frequency

excitation with respect to the equivalent linear triangular models.

Continuing the research activity, we examined novel CPW-fed antennas comprised of

circular or elliptical tuning stubs that excite similar-shaped slot apertures. These type of

antennas are ultra wideband (with tenths of GHz of exhibiting impedance bandwidth) and

demonstrate approximately the impedance characteristics of a λg/4 UWB monopole fed by a

CPW. The impedance characteristics (harmonics) are controlled by the diameter or equivalent

diameter (when referring to elliptical stubs) of the tuning stubs. With the investigation of this

type of antennas, we conclude the research over CPW-fed slot antennas.

Having the aspiration to continue the research on UWB radiators, while exploiting our

established know-how in the development of elliptical CPW-fed slot antennas, as has been

mentioned above, we investigated any potential feeding transformation of the aforementioned

antennas from CPW to microstrip, while keeping the same design philosophy. Therefore, novel

microstrip-fed modules have occurred as a direct modification of the CPW-fed designs simply

by transferring the feeding network on the other side of the substrate. This way an UWB

microstrip-fed antenna with UWB behavior has been demonstrated. The characterization of the

developed prototypes yielded almost identical results compared to the results extracted from

the CPW-fed designs.

Following a fully parametric design principle allows the rapid transformation of the

simulated models to a shrinked size and therefore their tuning at higher frequency ranges. This

way, we designed a 1x8 wideband array for the Ku-band. This array exhibits wideband

behavior between 10 and 12 GHz and demonstrates directive radiation patterns with

satisfactory gain.


Abstract

Finally, the dissertation deals with the development of an inverted-F monopole (IFA)

antenna for PCMCIA cards. These type of radiators are fed by a microstrip line when integrated

in modern systemic designs. The antenna design is based on the classic λ/4 printed IFA, thus

incorporating two individual monopoles separated by an L-shaped slot, properly optimized, in

order to achieve a dual mode operation at 2.45 and 5.25 GHz.

This dissertation is finalized with a report on current and future research issues.

Key words: wideband, ultra wideband, dual-band, coplanar waveguide feeding,

rectangular coplanar waveguide (CPW)-fed antennas, bow-tie CPW-fed antennas, asymmetric

bow-tie CPW-fed antennas, transition of characteristic input impedance, inductively coupled

slots, elliptical CPW-fed slot antennas, circular CPW-fed slot antennas, microstrip antennas,

microstrip-fed elliptical slot antennas, inverted-F antennas.


Στο Σίμο, την Ελένη

και τη Φρόσω


Η σελίδα αυτή μένει πάντα τελευταία, όλοι μου το λέγανε, όλοι όσοι πέρασαν από αυτό

το στάδιο. Είναι ο πραγματικός, γλυκός επίλογος μίας πολύχρονης προσπάθειας και η ευκαιρία

να πεις με λέξεις το ευχαριστώ στους ανθρώπους που συνοδοιπόρησαν μαζί σου.

Ευχαριστώ από τα βάθη της καρδιάς μου τον πατέρα μου Σίμο, τη μητέρα μου Ελένη και

την αδελφή μου Φρόσω. Η αγάπη τους και η στήριξή τους όλα αυτά τα χρόνια ήταν μοναδική.

Τους ευχαριστώ και τους ευγνωμονώ, γιατί μου δώσανε την ευκαιρία να μπορώ να τους

αφιερώσω την διατριβή ως ελάχιστη ανταπόδοση των αξιών που με δίδαξαν να υπηρετώ και να

πρεσβεύω.

Θα ήθελα στην συνέχεια να εκφράσω τις θερμές μου ευχαριστίες στην επιβλέπουσα

καθηγήτρια μου, Δήμητρα Κακλαμάνη, που με εμπιστεύτηκε, με στήριξε και με καθοδήγησε,

δίνοντας μου απόλυτη ελευθερία για να περιπλανηθώ στους δαιδαλώδεις δρόμους της

ερευνητικής μου σταδιοδρομίας. Εύχομαι να μην την απογοήτευσα.

Θα ήθελα επίσης να ευχαριστήσω ιδιαίτερα τον καθηγητή και διευθυντή του

εργαστηρίου Νικόλαο Ουζούνογλου για τις πολύτιμες συμβουλές του, ειδικότερα στο ξεκίνημα

της μεταπτυχιακής μου πορείας.

Θα ήταν ασυγχώρητη παράληψη να ξεχάσω τους συναδέλφους και καλούς φίλους πια,

του εργαστηρίου Μικροκυμάτων και Οπτικών Ινών. Ευχαριστώ θερμά τους φίλους και

συνεργάτες, Δρ. Δημήτρη Λυμπερόπουλο, Κώστα Παπαδόπουλο, Γιάννη Φουκαράκη, Ξένια

Παπαδομιχελάκη, για τις ατέλειωτες ώρες που περάσαμε μαζί, που με ανέχτηκαν και

συνεργάστηκαν αρμονικά μαζί μου. Ευχαριστώ τους προσωπικούς μου φίλους και

συναδέλφους Δρ. Ειρήνη Καρανάσιου, Δρ. Χρήστο Μπίνιαρη, Δρ. Νίκο Αθανασόπουλο και Δρ.

Γιώργο Μιχαήλ για την φιλία και την αμέριστη διάθεσή τους να μοιραστούν μαζί μου τις

έγνοιες μου και τους προβληματισμούς μου.

Θα ήθελα με χαρά να ευχαριστήσω τον συνάδελφο Αργύρη Αναστόπουλο που εκπόνησε

την διπλωματική του εργασία δίπλα μου και με εμπιστοσύνη ακολούθησε τις, πολλές φορές,

περίεργες απαιτήσεις μου. Με την ίδια χαρά και ευγνωμοσύνη ευχαριστώ τον καλό μου φίλο

και συνάδελφο, Δρ. Θοδωρή Βασιλειάδη, για την κοινή μας πορεία και την συμβολή του σε


Abstract

κατασκευαστικά ζητήματα της διατριβής και τον φίλο και συνάδελφο Κοσμά Τσιλιπάνο για την

συνεχή και εγκάρδια βοήθεια του.

Είναι ευκαιρία επίσης να ευχαριστήσω τον κ. Θανάση Γιδά για την βοήθεια του σε

κατασκευαστικά ζητήματα, τον Δρ. Αντώνη Αλεξανδρίδη, του Ινστιτούτου Πληροφορικής και

Τηλεπικοινωνιών, στον Δημόκριτο, που με εμπιστεύτηκε και συνεργάστηκε εποικοδομητικά

μαζί μου τα τελευταία δύο χρόνια και τον Δρ. Σάββα Βασιλειάδη, καθηγητή στα ΤΕΙ Πειραιά,

για την εξαιρετική συνεργασία μας.

Οφείλω τέλος να ευχαριστήσω όλους όσους με στήριξαν με την αγάπη τους στην

προσωπική μου ζωή. Ελπίζοντας να μην παραμέλησα να αναφέρω κάποιους, ας μου το

συγχωρήσουν. Σας ευχαριστώ και σας ευγνωμονώ όλους.


Αθήνα, Σεπτέμβριος 2006


Πίνακας Περιεχομένων


Περίληψη ...........................................................................................................................5 Abstract...............................................................................................................................8 Πίνακας Περιεχομένων..................................................................................................15 Πίνακας Σχημάτων.........................................................................................................19 Ευρετήριο πινάκων.........................................................................................................23 Εισαγωγή ..........................................................................................................................25 Διάρθρωση της διατριβής ..............................................................................................27

1. Σχισμοκεραίες τροφοδοτούμενες από συνεπίπεδο κυματοδηγό ......................29

1.1 Εισαγωγή στην συνεπίπεδη κυματοδήγηση ............................................................29 1.2 Κεραίες συνεπίπεδης κυματοδήγησης ......................................................................31

1.2.1 Ορθογωνική σχισμοκεραία .................................................................................31 1.2.2 Τριγωνικές Σχισμοκεραίες ..................................................................................33 1.2.3 Ελλειπτικές-κυκλικές σχισμοκεραίες .................................................................35 1.2.4 Διάφορες άλλες δομές ..........................................................................................35

1.2.4.1 Σχισμοκεραίες μικροταινιακού καλύμματος .......................................................36 1.2.4.2 Σχισμοκεραίες πίνακα και πολλαπλών σχισμών .................................................37 1.2.4.3 Υβριδικές δομές ........................................................................................................38 1.2.4.4 Τυπωμένα μονόπολα συνεπίπεδης κυματοδήγησης ...........................................39 1.2.4.5 Διηλεκτρικές συντονισμένες κεραίες τροφοδοτούμενες από συνεπίπεδο

κυματοδηγό 40 1.3 Διζωνικότητα, Ευρυζωνικότητα και Υπερευρυζωνικοτητα ..................................41 1.4 Εφαρμοσμένοι μέθοδοι αύξησης εύρους φάσματος και διέγερσης

πολυζωνικότητας ........................................................................................................................44 1.4.1 Αύξηση εύρους σε μικροταινιακά καλύμματα.................................................44 1.4.2 Αύξηση εύρους και δίεγερση πολυζωνικότητας σε σχισμοκεραίες ...............52

1.5 Βιβλιογραφία ...............................................................................................................55

2 Σχισμοκεραίες: Σχεδίαση και Ανάπτυξη νεοτεριστικών δομών .......................69

2.1 Εισαγωγή.......................................................................................................................69 2.2 Μελέτη ορθογωνικών δομών .....................................................................................69

2.2.1 Μετάβαση χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου ...........................................73



2.2.2 Εισαγωγή L επαγωγικά συζευγμένων σχισμών............................................... 76 2.2.3 Εργαστηριακός χαρακτηρισμός ορθογωνικών σχισμοκεραιών.................... 78

2.3 Μελέτη τριγωνικών δομών ........................................................................................ 81 2.3.1 Μελέτη ασύμμετρης τριγωνικής σχισμοκεραίας ............................................. 83 2.3.2 Μετάβαση χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου........................................... 84 2.3.3 Εισαγωγή επαγωγικά συζευγμένων τριγωνικών σχισμών ............................ 86 2.3.4 Εργαστηριακός χαρακτηρισμός τριγωνικών σχισμοκεραιών ....................... 87

2.4 Μελέτη καμπυλωμένων ασύμμετρων τριγωνικών σχισμοκεραιών με διζωνικά χαρακτηριστικά .......................................................................................................................... 91

2.5 Μελέτη υπερευρυζωνικών ελλειπτικών-κυκλικών σχισμοκεραιών συνεπίπεδης κυματοδήγησης .......................................................................................................................... 95

2.5.1 Εργαστηριακός χαρακτηρισμός ελλειπτικών σχισμοκεραιών ...................... 98 2.6 Δημοσιευμένες Εργασίες........................................................................................... 108 2.7 Ανεξάρτητες αναφορες από τρίτους ....................................................................... 108 2.8 Βιβλιογραφία ............................................................................................................. 109

3 Υπερευρυζωνικές κεραίες μικροταινιακής τεχνολογίας τροφοδοτούμενων νησίδων πάνω σε επίπεδο γείωσης σχισμής ............................................................. 111

3.1 Εισαγωγή .................................................................................................................... 111 3.2 Ιστορική Αναδρομη .................................................................................................. 111 3.3 Ελλειπτική μικροταινία ακραίας ευρυζωνικότητας............................................. 114

3.3.1 Εργαστηριακός χαρακτηρισμός....................................................................... 115 3.4 Μικροταινιακή ελλειπτική στοιχειοκεραία στην Ku-Band ................................. 119

3.4.1 Σχεδίαση μεμονωμένου στοιχείου στην Ku-band ......................................... 120 3.4.2 Στοιχειοκεραία 2 στοιχείων .............................................................................. 121 3.4.3 Στοιχειοκεραία 4 στοιχείων .............................................................................. 122 3.4.4 Στοιχειοκεραία 8 στοιχείων .............................................................................. 123

3.5 Δημοσιευμένες εργασίες ........................................................................................... 125 3.6 Βιβλιογραφία ............................................................................................................. 126

4 Επίπεδες τυπωμένες κεραίες ανεστραμμένου-F μονοπόλου ........................... 129

4.1 Εισαγωγή .................................................................................................................... 129 4.2 Περιγραφή λειτουργίας τυπωμένης ανεστραμμένης – F μονοπολικής κεραίας

130 4.3 Εργαστηριακός χαρακτηρισμός της διζωνικής ανεστραμμένης –F κεραίας .... 133 4.4 Δημοσιευμένες εργασίες ........................................................................................... 136 4.5 Ανεξάρτητες αναφορες από τριτους ....................................................................... 136 4.6 Βιβλιογραφία ............................................................................................................. 137



5 Σύνοψη και θέματα μελλοντικής εργασίας........................................................139

5.1 Σύνοψη........................................................................................................................139 5.2 Θέματα μελλοντικής έρευνας...................................................................................140

5.2.1 Σχεδίαση πολυζωνικής κεραίας και για λήψη ψηφιακού τηλεοπτικού σήματος 140

5.2.2 Χαρακτηρισμός υπερευρυζωνικών κεραιών στο πεδίο του χρόνου ...........141 5.2.3 Σχεδιασμός και βελτιστοποίηση UWB κεραιών και στοιχειοκεραιών .......142

5.3 Βιβλιογραφία .............................................................................................................142


Πίνακας Σχημάτων


Σχήμα 1. Συμβατική συνεπίπεδη κυματοδήγηση (CoPlanar Waveguide-CPW). Οι διαστάσεις a kαι b μαζί με το διηλεκτρικό καθορίζουν αποκλειστικά την χαρακτηριστική αντίσταση εισόδου της γραμμής. ......................................................................................................................30

Σχήμα 2. Δομές ορθογώνιων σχισμοκεραιών τροφοδοτούμενες από συνεπίπεδο κυματοδηγό...32 Σχήμα 3. Τεχνοτροπίες τριγωνικής σχεδίασης α) Σχισμοκεραία με συνεπίπεδη κυματοδήγηση β)

Τυπωμένο συνεπίπεδο τριγωνικό δίπολο με μετασχηματισμό εισόδου (CPW-to-CPS) γ) Τυπωμένο τριγωνικό δίπολο εκατέρωθεν του διηλεκτρικού υποστρώματος. .........................34

Σχήμα 4. α) Κυκλικές και β) ελλειπτικές UWB δομές σχισμοκεραίων. .............................................35 Σχήμα 5. Σχισχοκεραίες μικροταινιακού καλύμματος α) Συνεπίπεδος ακτινοβολητής

ορθογώνιου καλύμματος β) Συζευγμένο με ορθογωνική σχισμοκεραία ορθογώνιο μικροταινιακό κάλυμμα. ................................................................................................................36

Σχήμα 6. Σχισμοκεραίες πινάκων και πολλαπλών σχισμών. α) Σχισμοκεραία τριών Τα-μικροταινιακών καλυμμάτων σε σειρά β) Σχισμοκεραία τριών επαγωγικά συζευγμένων L –σχισμών γ) Σχισμοκεραία πολλαπλών σχισμών. .......................................................................37

Σχήμα 7. Τρεις περιπτώσεις υβριδικών σχεδιάσεων α) Συνδυασμός ορθογωνικού καλύμματος με χωρητική ορθογωνική σχισμοκεραία β) Συνδυασμός ορθογωνικού καλύμματος με επαγωγική ορθογωνική σχισμοκεραία γ) Συνδυασμός χωρητικής και επαγωγικής σχισμοκεραίας. .................................................................................................................................38

Σχήμα 8. Διάφορες διατάξεις τυπωμένων μονοπόλων τροφοδοτούμενες από συνεπίπεδο κυματοδηγό. α) ορθογωνικό μονόπολο με ή χωρίς εγκοπή β) Κυκλικό ακραίως ευρυζωνικό μονόπολο γ) Τριγωνικό μονόπολο δ) Μονόπολο προερχόμενο από γενετική βελτιστοποίηση ανεστραμμένου Π................................................................................................40

Σχήμα 9. Δύο διατάξεις διηλεκτρικά συζευγμένων κεραιών με συνεπίπεδο κυματοδηγό α) Τετραγωνικής διατομής συζευγμένη με ενός μήκους κύματος συνεπίπεδη γραμμή β) Κυλινδρικής διατομής συζευγμένη με ανοιχτοκυκλωμένη κεντρικά τροφοδοτουμενη μισού μήκους κύματος συνεπίπεδη γραμμή μεταφοράς. ......................................................................41

Σχήμα 10. Η κλασσικότερη υλοποίηση μικροταινιακού καλύμματος..............................................45 Σχήμα 11. Παραδείγματα μεθοδολογίας αύξησης εύρους με την εισαγωγή σύζευξης σε

μικροταινιακά καλύμματα. ............................................................................................................46 Σχήμα 12. Εισαγωγή chip-resistor σε τετραγωνικό μικροταινιακό κάλυμμα και chip-capacitor σε

κυκλικό μικροταινιακό κάλυμμα. .................................................................................................47 Σχήμα 13. PIFA γεωμετρίες με διαδρόμους γείωσης (shorting pin και shorting wall)...................47 Σχήμα 14. Γραφική απεικόνιση δικτυώματος προσαρμογής για την επίτευξη μεγαλύτερου

εύρους λειτουργίας. .........................................................................................................................48 Σχήμα 15. Διάφορες υλοποιήσεις μικροταινιακών καλυμμάτων με σχισμές. .................................49 Σχήμα 16. Μικροταινίες ορθογωνικού καλύμματος με σχισμές τύπου α) «Π», β) «Ε» και

μαιάνδρου.........................................................................................................................................50



Σχήμα 17. Σχεδίαση ορθογωνικής PIFA κεραίας. Η εισαγωγή διαδοχικά σχισμών «L» δημιουργεί ηλεκτρικά μικρότερους ακτινοβολητές στην ίδια κεραία. ................................... 51

Σχήμα18. Εισαγωγή σχισμών στο επίπεδο γείωσης και αλλαγή επιφανειακών ρευμάτων. ......... 51 Σχήμα 19. α) Συζευγμένη ορθογωνική σχισμοκεραία, β) σχισμοκεραία log-periodic και γ)

υβριδική σχισμοκεραία. ................................................................................................................. 53 Σχήμα 20. Η τεχνική της εισαγωγής α) ορθογωνικού και β) σχήματος «Π» σχισμής σε

ορθογωνικά καλύμματα συνεπίπεδης κυματοδήγησης εκατέρωθεν της συνεπίπεδης κυματοδήγησης. .............................................................................................................................. 53

Σχήμα 21. Προσθήκη σχισμών στην συνεπίπεδη τροφοδοσία για ευρυζωνική προσαρμογή και καταστολή ανώτερων αρμονικών (β,γ)........................................................................................ 54

Σχήμα 22. α) Διζωνικό μονόπολο και β) Μονόπολο μαιάνδρου και ορθογωνικής λουρίδας. .... 55 Σχήμα 23. Συμβατική ενός μήκους κύματος κεντρικά τροφοδοτούμενη ορθογωνική

σχισμοκεραία. .................................................................................................................................. 72 Σχήμα 24. Μελέτη S11 συμβατικής ορθογωνικής σχισμοκεραίας για διάφορες τιμές

χαρακτηριστικής αντίστασης (Zin) καθώς το g μεταβάλλεται, ενώ το s = 1.5 mm, L1 = 16 mm, L = 40 mm, W = 26 mm και h = 1.575 mm. ......................................................................... 73

Σχήμα 25. Συμβατική ορθογωνική σχισμοκεραία με μετάβαση χαρακτηριστικής αντίστασης συνεπίπεδης κυματοδήγησης (CPW-to-CPW transition). ......................................................... 74

Σχήμα 26. Αποτελέσματα μετάβασης από Zin > 50 Ohm ( g μεταβάλλεται, s = 4.5 mm) σε Zin = 50 Ohm (s’ = 4.5 mm, g’ = 0.3 mm), d = 6 mm, y1 = y2 = 3 mm, ενώ οι υπόλοιπες μεταβλητές είναι ίδιες με το Σχήμα 24. ............................................................................................................. 75

Σχήμα 27. Γεωμετρία επαγωγικά συζευγμένων L- σχισμών με CPW γραμμή μεταφοράς. .......... 77 Σχήμα 28. Γεωμετρία του προτεινόμενης ορθογωνικής σχισμοκεραίας με CPW-σε-CPW

μετάβαση επαγωγικά συζευγμένη με ζευγάρι L-σχισμών......................................................... 77 Σχήμα 29. Αποτελέσματα S11 για διάφορες τιμές της απόστασης μεταξύ των ακτινοβολούντων

ζευγών σχισμών με L2 = 8 mm, u2 = 2.5 mm, s2 = 3.5 mm, g2 = 0.6 mm, d2 = 1 mm, d20 = 6.5 mm. Οι υπόλοιπες κατασκευαστικές μεταβλητές αναγράφονται στην λεζάντα του Σχήματος 26. .................................................................................................................................... 78

Σχήμα 30. Μέτρηση S11 για το Πρωτότυπο Ι (___) και το Πρωτότυπο ΙΙ (___). Με την εισαγωγή της L- σχισμής ένας καινούριος συντονισμός δημιουργήθηκε στα 8 GHz. ............................ 79

Σχήμα 31. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο I στα 5 GHz ( ____ : co-pol μέτρηση, co-pol προσομοίωση , ____: cross-pol μέτρηση). Η εικόνα του Πρωτότυπου Ι περιλαμβάνεται στα διαγράμματα. ............................................................ 80

Σχήμα 32. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο II στα 5 GHz και 8 GHz ( ____ : co-pol μέτρηση, co-pol προσομοίωση , ____: cross-pol μέτρηση). Η εικόνα του Πρωτότυπου IΙ περιλαμβάνεται στα διαγράμματα. .............................................. 80

Σχήμα 33. Συμβατική τριγωνική σχισμοκεραία. ................................................................................ 83 Σχήμα 34. Αποτελέσματα προσομοίωσης για μια συμβατική τριγωνική σχισμοκεραία για

διαφορετικές τιμές χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου καθώς μεταβάλλεται το g και s = 1.5 mm, L1 = 22 mm, u = 2 mm, θ = φ = 150, L = 47 mm, W = 36 mm. ..................................... 83

Σχήμα 35. Αποτελέσματα προσομοίωσης για διαφορετικές γωνίες φ σε τριγωνική σχισμοκεραία με θ = 150 και χαρακτηριστική αντίσταση εισόδου Zin = 90 Ohm (g = 0.9 mm, s = 1.5 mm). Οι υπόλοιπες μεταβλητές είναι ίδιες με το Σχήμα 21. Παρατηρείται σε μεγέθυνση η βελτίωση της απόδοσης μεταξύ 6.35 και 7.8 GHz....................................................................... 84



Σχήμα 36. Ασύμμετρη τριγωνική σχισμοκεραία με μετάβαση χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου. Η τεχνοτροπία σχεδίασης είναι ίδια με αυτή του προηγουμένου κεφαλαίου. .......85

Σχήμα 37. Αποτελέσματα προσομοίωσης για διαφορετικές μεταβάσεις στο ασύμμετρο μοντέλο από Zin = 90 Ohm (g = 0.9 mm, s = 1.5 mm) σε Zin = 50 Ohm (g’ = 0.3 mm, s’ = 4.9 mm), Zin = 45 Ohm (g’ = 0.2 mm, s’ = 4.9 mm) και Ζin = 55 Ohm (g’ = 0.5 mm, s’ = 4.9 mm), όταν φ = 300, θ = 150, d = 4 mm, y1 = 10 mm and y2 = 6 mm. Οι υπόλοιπες μεταβλητές είναι ίδιες με αυτές που αναφέρονται στο Σχήμα 34..........................................................................................85

Σχήμα 38. Γεωμετρία προτεινόμενου ασύμμετρου τριγωνικού μοντέλου με επαγωγικά συζευγμένες τριγωνικές δομές........................................................................................................87

Σχήμα 39. Μέτρηση S11 για τα Πρωτότυπα ΙΙΙ (___) και Πρωτότυπα ΙV (____). Η εισαγωγή των επαγωγικά συζευγμένων τριγωνικών σχισμοκεραιών πετυχαίνει εύρος ζώνης για VSWR<2 ίσο με 7.94 GHz. ...............................................................................................................................88

Σχήμα 40. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο IΙΙ στα 2.5 GHz, 5 GHz, 8 GHz και 10 GHz ( ____ : co-pol μέτρηση, co-pol προσομοίωση , ____: cross-pol μέτρηση). Η εικόνα του Πρωτότυπου IIΙ περιλαμβάνεται στα διαγράμματα. ......89

Σχήμα 41. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο IV στα 2.5 GHz, 5 GHz, 8 GHz και 10 GHz ( ____ : co-pol μέτρηση, co-pol προσομοίωση , ____: cross-pol μέτρηση). Η εικόνα του Πρωτότυπου IV περιλαμβάνεται στα διαγράμματα. ......90

Σχήμα 42. α) Ασύμμετρο καμπυλωμένο τριγωνικό και β) αντίστοιχο ασύμμετρο τριγωνικό πλήρως παραμετρικό μοντέλο. ......................................................................................................92

Σχήμα 43. Προσομοίωση καμπυλωμένου και αντίστοιχου γραμμικού μοντέλου. .........................92 Σχήμα 44. Διακοπτική ιδιότητα καμπυλωμένης ασύμμετρης τριγωνικής σχισμοκεραίες. Η

μεταβολή της d καταστέλλει τον συντονισμό στα 2.45 GHz. .....................................................93 Σχήμα 45. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα επίπεδα x-z και y-z για την καμπυλωμένη και

γραμμική σχισμοκεραία. ................................................................................................................94 Σχήμα 46. Κατασκευασμένα πρωτότυπα καμπυλωμένης γεωμετρίας και αντίστοιχης γραμμικής.

............................................................................................................................................................95 Σχήμα 47. Γεωμετρία ελλειπτικής δομής. Η κυκλική δομή είναι ειδική περίπτωση της

ελλειπτικής και παραλείπεται. .......................................................................................................96 Σχήμα 48. Προσομοίωση S11 του ελλειπτικού μοντέλου για διάφορες τιμές της μεταβλητής dw

για το ελλειπτικό μοντέλο. L = 40 mm, W = 35 mm, L1 = 6 mm, R1 = 8 mm, L2 = 12 mm, R2 = 16 mm, d = 8 mm, s = 3.5 mm, g = 0.3 mm...................................................................................97

Σχήμα 49. Μέτρηση και προσομοίωση του ελλειπτικού Πρωτοτύπου VΙΙ. Το εύρος προσαρμογής ξεπερνάει τα 17.35 GHz...................................................................................................................99

Σχήμα 50. Μέτρηση και προσομοίωση του Πρωτοτύπου VΙΙΙ. Το εύρος προσαρμογής ξεπερνάει τα 17.05 GHz.....................................................................................................................................99

Σχήμα 51. Πραγματικές απεικονίσεις του ελλειπτικού (VΙΙ) και κυκλικού (VΙΙI) πρωτοτύπου. Ο Πίνακας ΙV περιγράφει τις διαστάσεις τους. .............................................................................100

Σχήμα 52. Μέτρηση και προσομοίωση του Πρωτοτύπου IX. Το εύρος λειτουργίας ξεπερνάει τα 18.7 GHz..........................................................................................................................................100

Σχήμα 53. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο VΙΙ στα 3.4 GHz, 6.8 GHz και 8.9 GHz( ____ : co-pol μέτρηση, ____: cο-pol προσομοίωση, cross-pol μέτρηση). ..................................................................................................................................102



Σχήμα 54. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο VIΙΙ στα 3.4 GHz, 6.8 GHz και 8.9 GHz( ____ : co-pol μέτρηση, ____: cο-pol προσομοίωση, cross-pol μέτρηση)................................................................................................................................... 103

Σχήμα 55. Ρευματικές κατανομές των Πρωτοτύπων VII & VΙII στις συχνότητες 3.4 GHz, 6.8 GHz και 8.9 GHz. ................................................................................................................................... 104

Σχήμα 56 Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο ΙΧ στα 1.3 GHz, 2.6 GHz, 3.9 GHz, 5.2 GHz, 7.1 GHz και 8.1 GHz ( ____ : co-pol μέτρηση, ____: cο-pol προσομοίωση, _ _ _ _cross-pol μέτρηση).. ......................................................... 106

Σχήμα 57. Ρευματικές κατανομές του Πρωτοτύπου ΙΧ στις συχνότητες 1.3 GHz, 2.6 GHz, 3.9 GHz, 5.2 GHz, 7.1 GHz και 8.1 GHz. ......................................................................................... 107

Σχήμα 58. α) Κλασσική υλοποίηση μικροταινίας που τροφοδοτεί ορθογωνική σχισμή, β) Η μικροταινία τερματίζεται σε ορθογωνική λωρίδα. .................................................................. 113

Σχήμα 59. Συνεπίπεδη και αντίστοιχη μικροταινιακή υλοποίηση ακραίας ευρυζωνικής κεραίας όπως παρουσιάζονται στο [226].................................................................................................. 114

Σχήμα 60. Συνεπίπεδη και αντίστοιχη μικροταινιακή υλοποίηση υπερευρυζωνικής ελλειπτικής κεραίας............................................................................................................................................ 115

Σχήμα 61. Μέτρηση και προσομοίωση για το συνεπίπεδο-CPW (Πρωτότυπο VII) και μικροταινιακό- microstrip (Πρωτότυπο Χ) ισοδύναμο........................................................... 115

Σχήμα 62. Διαγράμματα ακτινοβολίας CPW και MICROSTRIP πρωτοτύπου για το Η-επίπεδο (x-z επίπεδο) και το Ε-επίπεδο (y-z επίπεδο) στις συχνότητες α) 3.4 GHz β) 6.8 GHz και γ) 8.9 GHz. .......................................................................................................................................... 116

Σχήμα 63. Ρευματικές κατανομές συνεπίπεδου και μικροταινιακού πρωτοτύπου στις συχνότητες των 3.4, 6.8 και 8.9 GHz................................................................................................................ 117

Σχήμα 64. Ρευματική κατανομή συνεπίπεδου και μικροταινιακού στην συχνότητα των 10.6 GHz. ................................................................................................................................................ 118

Σχήμα 65. Γεωμετρία μεμονωμένου ελλειπτικού στοιχείου............................................................. 120 Σχήμα 66. Αποτελέσματα προσομοίωσης παραμέτρου σκέδασης S11 μεμονωμένου στοιχείου για

διαφορετικές τιμές του dw............................................................................................................ 121 Σχήμα 67. Γεωμετρία 1x2 ευρυζωνικής στοιχειοκεραίας στην Ku- μπάντα. ................................. 122 Σχήμα 68. Μέτρηση και προσομοίωση παραμέτρου σκέδασης S11 1x2 στοιχειοκεραίας. ........... 122 Σχήμα 69. Γεωμετρία 1x4 ευρυζωνικής στοιχειοκεραίας στην Ku- μπάντα. ................................. 123 Σχήμα 70. Μέτρηση και προσομοίωση παραμέτρου σκέδασης S11 1x4 στοιχειοκεραίας. ........... 123 Σχήμα 71. Μέτρηση και προσομοίωση παραμέτρου σκέδασης S11 1x8 στοιχειοκεραίας. ........... 124 Σχήμα 72. Μετρημένα και προσομοιωμένα διαγράμματα ακτινοβολίας στο α) x-z επίπεδο και

β) y-z επίπεδο στα 11 GHz για την 1x4 και 1x8 στοιχειοκεραία, ( ____ : co-pol μέτρηση, : cross-pol μέτρηση, ______:co-pol προσομοίωση). ................................................................. 124

Σχήμα 73. Κατασκευασμένο 1x8 πρωτότυπο ευρυζωνικής στοιχειοκεραίας στην Ku-μπάντα.. 125 Σχήμα 74. α) Κλασσικό μονόπολο β) ανεστραμμένο μονόπολο με αντιστάθμιση χωρητικότητας

(με διακεκομμένες) γ) τυπωμένο μονόπολο σε διηλεκτρικό υπόστρωμα.............................. 130 Σχήμα 75. Αποτελέσματα εξομοίωσης για το μονόπολο στην χαμηλή συχνότητα λειτουργίας

των 2.45 GHz (αριστερά) και στην υψηλή συχνότητα λειτουργίας των 5.25 GHz (δεξιά). 131 Σχήμα 76. Γεωμετρία της προτεινόμενης διζωνικής κεραίας τυπωμένης σε PCMCIA κάρτα.

Διακρίνεται η L σχισμή πάχους 3 mm που λειτουργεί σαν ανοικτοκύκλωμα στην υψηλή συχνότητα λειτουργίας................................................................................................................. 132



Σχήμα 77. S11 για διαφορετικά μήκη LH. Παρατηρείται πως ο συντονισμός στην κεντρική συχνότητα των 2.45 GHz παραμένει αμετάβλητος. ..................................................................133

Σχήμα 78. Σύγκριση μέτρησης και εξομοίωσης του κατασκευασμένου πρωτοτύπου ανεστραμμένης-F μονοπολικής δομής........................................................................................134

Σχήμα 79. Διαγράμματα ακτινοβολίας στο επίπεδο zy. Μέτρηση (____) και προσομοίωση(_ _ _ _) στα 2.45 GHz και 5.25 GHz αντίστοιχα για την ανεστραμμένη-F κεραία. ......................134

Σχήμα 80. Διαγράμματα ακτινοβολίας στο επίπεδο xz. Μέτρηση (____) και προσομοίωση(_ _ _ _) στα 2.45 GHz και 5.25 GHz αντίστοιχα για την ανεστραμμένη-F κεραία. ......................135

Σχήμα 81. Διαγράμματα ακτινοβολίας στο επίπεδο xy. Μέτρηση (____) και προσομοίωση (_ _ _ _) στα 2.45 GHz και 5.25 GHz αντίστοιχα για την ανεστραμμένη-F κεραία. ......................135

Σχήμα 82. Αρχικού σταδίου υλοποίηση διαφορικής πολυζωνικής κεραίας για τα πρωτόκολλα DVB-H, GSM και 802.11a/b/g. ...................................................................................................141

Ευρετήριο πινάκων

ΠΙΝΑΚΑΣ I. ΔΙΑΣΤAΣΕΙΣ ΠΡΩΤΟΤYΠΩΝ (I & II) σε διηλεκτρικό TLC-30..........................................79 ΠΙΝΑΚΑΣ II. ΔΙΑΣΤAΣΕΙΣ ΠΡΩΤΟΤYΠΩΝ (III & IV) σε διηλεκτρικό TLC-30.....................................88 ΠΙΝΑΚΑΣ III. ΔΙΑΣΤAΣΕΙΣ ΚΑΜΠΥΛΩΜEΝΗΣ ΣΧΙΣΜΟΚΕΡΑΙΑΣ σε διηλεκτρικό Rogers-4003 ........93 ΠΙΝΑΚΑΣ IV. ΔΙΑΣΤΑΣΕΙΣ ΕΛΛΕΙΠΤΙΚΩΝ ΠΡΩΤΟΤΥΠΩΝ (VΙΙ , VΙΙI & ΙΧ) σε διηλεκτρικό TLC-30

............................................................................................................................................................98 ΠΙΝΑΚΑΣ V. ΔΙΑΣΤΑΣΕΙΣ ΜΕΜΟΝΩΜΕΝΟΥ ΣΤΟΙΧΕΙΟΥ ΣΤΗΝ KU-BAND σε διηλεκτρικό TLC-30

..........................................................................................................................................................121 ΠΙΝΑΚΑΣ VI. ΔΙΑΣΤΑΣΕΙΣ ΜΟΝΟΠΟΛΩΝ σε διηλεκτρικό FR4 με er = 4.4, tanδ = 0.009...............131


Εισαγωγή

Εισαγωγή

Η παρούσα διδακτορική διατριβή πραγματεύεται την μελέτη σχεδίασης και κατασκευής

πρωτότυπων τυπωμένων κεραιών που βρίσκουν εφαρμογή σε περιβάλλοντα σύγχρονων

ασύρματων δικτύων. Η μελέτη σχεδίασης των κεραιών έγινε αποκλειστικά σε εμπορικά

διαθέσιμα λογισμικά πακέτα ηλεκτρομαγνητικής προσομοίωσης και η κατασκευή τους σε

εξειδικευμένα εργαστήρια του Ε.Μ.Π και του εξωτερικού. Τα εμπορικά διαθέσιμα ασύρματα

δίκτυα που δύναται να εξυπηρετηθούν, αφενός αναφέρονται ως εσωτερικά ή εξωτερικά (indoor

ή outdoor) ασύρματα δίκτυα και προδιαγράφονται από τα πρωτόκολλα ΙΕΕΕ 802.11a/b/g (ή

τα ευρωπαϊκά HyperLan a/b) που εξυπηρετούν τη μετάδοση δεδομένων με ρυθμούς της τάξης

των δεκάδων Μbit/sec και αφετέρου ως υπερευρυζωνικά δίκτυα (Ultra-Wide-Band) με

δυνατότητες μετάδοσης δεδομένων της τάξεως των μερικών εκατοντάδων Μbit/sec. Το

πρόσφατα δημοσιευμένο πρωτόκολλο ΙΕΕΕ 802.15.3a περιγράφει και διαμορφώνει τα πλαίσια

ανάπτυξης τέτοιων δικτύων.

Για την πρώτη ομάδα δικτύων αναφέρουμε το καταγεγραμμένο πια ευρύ φάσμα

εμπορικής αξιοποίησης τους, σε σημείο που κάθε παραγόμενος φορητός υπολογιστής,

μικροκυψελικό τηλέφωνο ή PDA τα τελευταία χρόνια, να είναι άμεσα συμβατό με την

ασύρματη τεχνολογία, οι εφαρμογές της οποίας έχουν ωριμάσει σε ιδιαίτερο βαθμό. Η έρευνα

που πραγματοποιείται παγκοσμίως για αυτά τα δίκτυα σε επίπεδο υποδομής (infrastructure)

προσβλέπει στην αποδοτικότερη διαχείριση του φάσματος, στην μεγαλύτερη εμβέλεια των

σταθμών εκπομπής, στην κατανόηση και αντιμετώπιση των προβλημάτων διάδοσης της

πληροφορίας στο ασύρματο κανάλι και στην ανάπτυξη τεχνικών αντιμετώπισης των

προβλημάτων διάδοσης. Παράλληλη και παγκόσμιο επίπεδο είναι η προσπάθεια εταιρειών και

ερευνητικών ινστιτούτων ανάπτυξης ολοκληρωμένων τερματικών συσκευών με συμπιεσμένο

τελικό κόστος που θα υποστηρίζουν ταυτόχρονα όσο το δυνατόν περισσότερα πρωτόκολλα

επικοινωνίας. Ιδίας προσοχής είναι και η προσπάθεια ανάπτυξης ακτινοβολητών με

περιορισμένο μέγεθος, παράλληλη δυνατότητα συντονισμού σε πολλές συχνοτικές περιοχές και

ελαχιστοποίηση του μαζικού κόστους παραγωγής. Ιδιαίτερα το τελευταίο χαρακτηριστικό,

οδηγεί την βιομηχανία παραγωγής σε εναρμόνιση με τις υπάρχουσες τεχνολογίες συστημικής


Εισαγωγή

σχεδίασης όπως η πολυεπίπεδη PCB. Ο ακτινοβολών μηχανολογικός σχηματισμός, (διδιάστατος

ή τρισδιάστατος) στην προκειμένη περίπτωση, έπεται του συστημικού αλλά επί της ουσίας

ανήκει στον ίδιο σχεδιαστικό “καμβά” (design board) οδηγώντας σε σημαντική συμπύκνωση

του τελικού κόστους παραγωγής. Ιδιαίτερα οι τεχνολογίες μικροταινίας (microstrip) και

συνεπίπεδου κυματοδηγού (Co-Planar Waveguide-CPW), εφαρμόζονται κατά κόρον στην

μικροκυματική τεχνολογία αποτελώντας τις βασικές τεχνοτροπίες που υιοθετούνται από τους

σχεδιαστές μηχανικούς. Οι κεραίες που έχουν αναπτυχθεί στα πλαίσια της διδακτορικής

διατριβής, βασίζονται σε τεχνολογίες σχισμοκεραίας τροφοδοτούμενης από συνεπίπεδο κυματοδηγό,

και σε τυπωμένες κεραίες μικροταινιακής και ανεστραμμένης-F γεωμετρίας.

Για την δεύτερη ομάδα δικτύων, τα Ultra-Wide-Band (UWB) δίκτυα, οι εμπορικές

εφαρμογές σε ολοκληρωμένο συστημικό επίπεδο είναι σχεδόν ανύπαρκτες. Το έτος 2006

ξεκίνησε με ανακοινώσεις εταιρειών για την εμπορευματοποίηση τελικών λύσεων σε επίπεδο

συστημικό χωρίς ουσιαστικά να υπάρχει ολοκληρωμένο προϊόν στην αγορά. Οι μεγάλες

τηλεπικοινωνιακές εταιρείες του χώρου, πρόκειται να ανακοινώσουν chipsets εντός του πρώτου

εξαμήνου του 2006. Λόγοι της καθυστέρησης αυτής είναι η σχεδιαστική ιδιαιτερότητα τέτοιων

συστημάτων, όπου το εμπλεκόμενο συνολικό χρησιμοποιούμενο φάσμα ξεπερνάει κατά πολύ

τις βιομηχανικά εφαρμοσμένες τεχνολογίες και το κόστος ανάπτυξης που, μέχρι πρότινος

δικαιολογούνταν μόνο από στρατιωτικού ενδιαφέροντος επιχειρησιακά πλάνα. Τα

ακτινοβολούντα στοιχεία που αναπτύσσονται για να υποστηρίξουν μεταγενέστερες συστημικές

υλοποιήσεις, πρέπει να καλύπτουν το προσδιορισμένο διαθέσιμο φάσμα των 7.5 γιγακύκλων

(3.1 GHz – 10.6 GHz), να έχουν χαμηλό κόστος παραγωγής και αντίστοιχα θελκτικά επιμέρους

χαρακτηριστικά που αφορούν το μέγεθος, τον τρόπο ακτινοβολίας, την διασπορά, το κέρδος

κ.α. Οι καινοτομικές υλοποιήσεις οι οποίες θα περιγραφούν στις παρακάτω σελίδες, αφενός

βασίζονται στην τεχνολογία των σχισμοκεραιών τροφοδοτούμενες από συνεπίπεδο κυματοδηγό

(Coplanar waveguide –fed slot antennas) αφενός, και αφετέρου σε νεοτεριστικές μικροταινιακές

δομές νησίδων πάνω από επίπεδο γείωσης σχισμής (Microstrip – fed slot antennas).


Διάρθρωση της διατριβής

Διάρθρωση της διατριβής

Σκοπός και στόχος της παρούσας διδακτορικής διατριβής είναι η ανάπτυξη και ο

χαρακτηρισμός νεοτεριστικών επίπεδων ακτινοβολητών με ευρυζωνικό, υπερευρυζωνικό και

πολυσυχνοτικό προφίλ. Οι τεχνοτροπίες σχεδίασης που υλοποιήθηκαν αφορούσαν κυρίως

σχισμοκεραίες τροφοδοτούμενες από συνεπίπεδη γραμμή μεταφοράς (ορθογωνικές, τριγωνικές,

ελλειπτικές και κυκλικές), μικροταινιακές κεραίες τροφοδοτούμενων νησίδων πάνω από

επίπεδο γείωσης σχισμής, μικροταινιακές στοιχειοκεραίες ελλειπτικών σχισμών και τέλος

τυπωμένα μονόπολα ανεστραμμένης F-γεωμετρίας.

Αναλυτικότερα:

• Στο Κεφάλαιο 1, γίνεται μια εισαγωγή στην συνεπίπεδη κυματοδήγηση και

παρουσιάζονται οι βασικότερες υλοποιήσεις σχισμοκεραιών που τροφοδοτούνται

από αυτή. Παράλληλα, γίνεται αναφορά στους όρους της ευρυζωνικότητας και της

υπερευρυζωνικότητας και επιχειρείται η περιγραφή μεθόδων αναβάθμισης του

εύρους ζώνης λειτουργίας σε μικροταινίες και σχισμοκεραίες συνεπίπεδης

κυματοδήγησης.

• Στο Κεφάλαιο 2, περιγράφονται αναλυτικά οι διάφορες υλοποιήσεις σχισμοκεραίων

τροφοδοτούμενων από συνεπίπεδη κυματοδήγηση. Περιγράφονται οι ορθογωνικές,

τριγωνικές, ασύμμετρες τριγωνικές, καμπυλωμένες τριγωνικές και υπερευρυζωνικές

κυκλικές-ελλειπτικές υλοποιήσεις, καθώς και κάθε νεοτεριστική μέθοδος που

ακολουθήθηκε για την αύξηση του εύρους ζώνης λειτουργίας, όπως η μετάβαση

(transition) που οδηγεί σε μετασχηματισμό της χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου

και η εισαγωγή “παρασιτικών” δομών για βελτίωση του Λόγου Στασίμου Κύματος

(VSWR) σε μεγαλύτερο εύρος συχνοτήτων. Το κεφάλαιο αυτό ολοκληρώνεται με τις

δημοσιεύσεις που έχουν επιτευχθεί σε διεθνή περιοδικά και συνέδρια, καθώς και με

τις ανεξάρτητες αναφορές από τρίτους.

• Στο Κεφάλαιο 3, περιγράφονται λεπτομερώς οι νεοτεριστικές μικροταινιακές

υλοποιήσεις οι οποίες προήλθαν επινοητικά από τις ελλειπτικές και κυκλικές δομές

που τροφοδοτούνται από συνεπίπεδο κυματοδηγό και έχουν παρουσιαστεί


Εισαγωγή

λεπτομερώς στο προηγούμενο κεφάλαιο. Oι δομές αυτές, οπτικά, παραπέμπουν στις

αντίστοιχες του Κεφαλαίου 2 ωστόσο, για πρώτη φορά, εισάγουν υπερευρυζωνικό

προφίλ, υλοποιώντας μικροταινιακή τεχνολογία σε επίπεδο γείωσης με σχισμή. Σαν

παράλληλη υλοποίηση παρουσιάζεται εμβόλιμα ένας μονοδιάστατος πίνακας 8

στοιχείων με ευρυζωνικό προφίλ για δορυφορική λήψη στην Ku-Band.

• Στο Κεφάλαιο 4, γίνεται μια περιληπτική εισαγωγή στις κεραίες ανεστραμμένου F-

μονόπολου που τυπώνονται σε κάρτες PCMCIA και περιγράφεται αναλυτικά η

πρωτότυπη διζωνική δομή που μελετήθηκε και κατασκευάστηκε. Η κεραία που

σχεδιάστηκε εξυπηρετεί ταυτόχρονα 2 πρωτόκολλα ασύρματης επικοινωνίας. Το

κεφάλαιο ολοκληρώνεται με τις δημοσιευμένες εργασίες και με τις ανεξάρτητες

αναφορές από τρίτους.

• Τέλος, στο Κεφαλαίο 5, παρουσιάζεται η σύνοψη της διατριβής και περιγράφονται οι

προτάσεις για μελλοντική εργασία και οι τρέχουσες ερευνητικές μας επιδιώξεις, που

δεν ωρίμασαν αρκετά ώστε να συμπεριληφθούν στο κείμενο που ακουλουθεί.

Ουσιαστικά, δύο είναι τα μονοπάτια που μελλοντικά κατευθυνόμαστε: Οι

διαλειτουργικές κεραίες πολλαπλών συστημάτων λήψης, συμπεριλαμβανομένου και

του ψηφιακού τηλεοπτικού σήματος και η συνέχιση στην έρευνα ανάπτυξης

υπερευρυζωνικών διατάξεων.


Εισαγωγή στην συνεπίπεδη κυματοδήγηση

1. ΣΧΙΣΜΟΚΕΡΑΙΕΣ ΤΡΟΦΟΔΟΤΟΥΜΕΝΕΣ

ΑΠΟ ΣΥΝΕΠΙΠΕΔΟ ΚΥΜΑΤΟΔΗΓΟ

1.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΗΝ ΣΥΝΕΠΙΠΕΔΗ ΚΥΜΑΤΟΔΗΓΗΣΗ Η συνεπίπεδη κυματοδήγηση (Co-Planar Waveguide - CPW), είναι ένα είδος επίπεδης

γραμμής μεταφοράς που χρησιμοποιείται κατά κόρων σε τεχνολογίες ολοκληρωμένων

μικροκυματικών κυκλωμάτων (Microwave Integrated Circuits- MICs) και μονολιθικών

κυκλωμάτων MICs (MMICs). Στην διεθνή βιβλιογραφία, η πρώτη αναφορά εμφανίζεται το

1969 από τον C. P. Wen [1]. Έκτοτε οι δημοσιευμένες εργασίες στην τεχνολογία αυτή υπήρξαν

πολυπληθείς. Αυτό εξηγείται κυρίως λόγω της απλότητας της κατασκευής τέτοιων γραμμών

μεταφοράς, αφού αφενός οι μεταλλικοί αγωγοί ανήκουν στο ίδιο επίπεδο μετάλλου, γεγονός

που υπεραπλουστεύει την κατασκευή τους, ενώ αφετέρου, όλα τα μικροκυματικά στοιχεία

(ενεργητικά και παθητικά) μπορούν να συγκολληθούν στην ίδια πλευρά μετάλλου με τον

συνεπίπεδο κυματοδηγό. Συγκριτικά με τις μικροταινιακές γραμμές μεταφοράς (δεν είναι

συμβατές με MMIC), που παραδοσιακά χρησιμοποιούνται για κυματοδήγηση, οι CPW γραμμές

είναι ευκολότερα κατασκευάσιμες, διευκολύνουν την τοποθέτηση διακλαδισμένων ή και σε

σειρά διακριτών στοιχείων (από ολοκληρωμένα chip, surface mount διακριτά στοιχεία έως και

φίλτρα), ελαχιστοποιούν την ανάγκη για εισαγωγή via holes και μειώνουν καθοριστικά τις

απώλειες ακτινοβολίας.

Στο Σχήμα 1. παρουσιάζεται μια συμβατική CPW γραμμή μεταφοράς πάνω σε

διηλεκτρικό υπόστρωμα. Ορίζεται σαν ένας κεντρικός αγωγός που διαχωρίζεται από δύο

επίπεδα γείωσης με ένα διάκενο. Οι διαστάσεις του κεντρικού αγωγού (central strip), του

διακένου (gap), της διηλεκτρικής σταθεράς του υποστρώματος (er) και του πάχους του

υποστρώματος, ρυθμίζουν την χαρακτηριστική αντίσταση εισόδου (Zin) και τις απώλειες της


Σχισμοκεραίες τροφοδοτούμενες από συνεπίπεδο κυματοδηγό

γραμμής. Ειδικότερα, η Zin της γραμμής καθορίζεται αποκλειστικά από το πηλίκο των

διαστάσεων του κεντρικού αγωγού (a) και του διακένου μεταξύ του τελευταίου και του

μετάλλου γείωσης (b). Διατηρώντας το πηλίκο σταθερό και άρα την Zin, οι διαστάσεις της

γραμμής μπορούν να μειωθούν χωρίς όριο. Έγκειται αποκλειστικά στον κατασκευαστή να

επιλέξει την τεχνολογία και την ακρίβεια που θα ήθελε. Επίσης, δύο ή περισσότερες γραμμές

μεταφοράς, μπορούν να συνορεύουν χωρίς προβλήματα ανεπιθύμητων παρεμβολών (cross

talk). Αυτό, οφείλεται αποκλειστικά στην ύπαρξη επιπέδου γείωσης μεταξύ των κεντρικών

αγωγών. Με τον τρόπο αυτό, τα συνεπίπεδα κυκλώματα μπορούν να γίνουν σαφώς πυκνότερα

και ο δείκτης ολοκλήρωσής τους να αυξηθεί σημαντικά.

Σχήμα 1. Συμβατική συνεπίπεδη κυματοδήγηση (CoPlanar Waveguide-CPW). Οι διαστάσεις a kαι b μαζί

με το διηλεκτρικό καθορίζουν αποκλειστικά την χαρακτηριστική αντίσταση εισόδου της γραμμής.

Η συνεπίπεδη κυματοδήγηση υποστηρίζει την διάδοση ψευδό - ΤΕΜ (quasi-TEM)

ρυθμού, που χαρακτηρίζεται από χαμηλή διασπορά και έτσι υποστηρίζεται η ανάπτυξη

ευρυζωνικών ενεργητικών και παθητικών στοιχείων σε πολύ υψηλές συχνότητες λειτουργίας.

Ειδικότερα στην βιομηχανία πυριτίου, έχουν αναπτυχθεί on-wafer αυτοματοποιημένες

μετρήσεις ολοκληρωμένων συσκευών και στοιχείων σε συχνότητες πολλών δεκάδων GHz. Στα

πλαίσια εξάλλου της διατριβής, θα παρουσιαστούν παθητικά ακτινοβολούντα στοιχεία με εύρος

ζώνης λειτουργίας ίσο με δεκάδες GHz. Η λεπτομερής ανάλυση της συμβατικής συνεπίπεδης

γραμμής, οι αναλυτικές μορφές εκφράσεων και οι κλειστές εμπειρικές εκφράσεις των Η/Μ

χαρακτηριστικών της μπορούν να αναζητηθούν στο [2].


Κεραίες συνεπίπεδης κυματοδήγησης

Μια άλλη δομή συνεπίπεδης κυματοδήγησης πραγματοποιείται με υποστήριξη επιπέδου

γείωσης (Conductor-Backed Coplanar Waveguide- CBCPW) και ουσιαστικά είναι η συμβατική

γραμμή που φαίνεται στο Σχήμα 1. με ένα επιπλέον επίπεδο γείωσης κάτω από το διηλεκτρικό

υπόστρωμα [3-5]. Το επιπλέον μεταλλικό επίπεδο λειτουργεί υποστηρικτικά στην όλη δομή και

επιτρέπει την απαγωγή θερμότητας σε ενεργά κυκλώματα υψηλού θερμικού φορτίου (ενισχυτές

ισχύος). Αυτή η τεχνοτροπία κυματοδήγησης δεν θα μας απασχολήσει στα πλαίσια της

διατριβής, διότι δεν ενδείκνυται για την σχεδίαση ακτινοβολούντων στοιχείων με δύο λοβούς

ακτινοβολίας λόγω της ύπαρξης του υποστηρικτικού μεταλλικού επιπέδου γείωσης (που δρα

σαν ανακλαστήρας). Στην περίπτωση εκείνη που θα επιζητούσαμε την ακύρωση του δεύτερου

λοβού με ανάκλαση, θα έπρεπε η απόσταση του επιπέδου γείωσης να ήταν (για μία συχνότητα

λειτουργίας 5 GHz και ένα διηλεκτρικό διηλεκτρικής σταθεράς er =3) τουλάχιστον μεγαλύτερη

από 9 mm, κάτι που αυτομάτως κρίνεται αδόκιμο σχεδιαστικά αλλά και πρακτικά. Αξίζει να

σημειωθεί ότι τα εμπορικά διαθέσιμα διηλεκτρικά υποστρώματα έχουν συνήθως πάχος 1-2 mm.

Τέλος, θα γίνει αναφορά στην υιοθετημένη από την βιομηχανία ημιαγωγών

τεχνοτροπία κυματοδήγησης που αναφέρεται ως micromashined-CPW [6-7]. Σε αυτή την

περίπτωση ο συνεπίπεδος κυματοδηγός χαράσσεται με συμβατικές ή υβριδικές

φωτολιθογραφικές CMOS μεθόδους και είναι συμβατός με όλες τις διαδικασίες παραγωγής

μονολιθικών μικροκυματικών κυκλωμάτων. Λόγω των εξαιρετικά μικροσκοπικών διαστάσεων

των γραμμών μεταφοράς (μερικές δεκάδες μικρόμετρα), οι συχνότητες λειτουργίας ξεκινούν

στα μερικά δεκάδες GHz. Πρέπει να επισημανθεί, ότι η τεχνολογία χάραξης μικρογραφικών

ενεργών και παθητικών κυκλωμάτων αποτελεί την λογική εξέλιξη των τωρινά διαθέσιμων

ασυρμάτων δικτύων στην περιοχή των μερικών δεκάδων γιγακύκλων.

1.2 ΚΕΡΑΙΕΣ ΣΥΝΕΠΙΠΕΔΗΣ ΚΥΜΑΤΟΔΗΓΗΣΗΣ

1.2.1 Ορθογωνική σχισμοκεραία

Η ορθογωνική σχισμοκεραία τροφοδοτούμενη από συνεπίπεδο κυματοδηγό είναι η πιο

διαδεδομένη σχισμοκεραία και εμφανίζεται σε διάφορες εφαρμογές από την αρχή της δεκαετίας

του 1970 με κυριότερη την ενσωμάτωσή τους σε MMIC κυκλώματα. Τυπωμένη ή χαραγμένη σε

μονό η πολλαπλό διηλεκτρικό υπόστρωμα, η ορθογωνική σχισμή έρχεται ως συνέχεια των

ανοιγμάτων του συνεπίπεδου κυματοδηγού και διαφοροποιείται ανάλογα με την εφαρμογή σε:



α) κεντρικά τροφοδοτούμενη ενός μήκους κύματος (Σχήμα 2α.)

β) κεντρικά τροφοδοτούμενη με χωρητική συμπεριφορά μισού μήκους κύματος (Σχήμα 2β.)

γ) μετατοπισμένης τροφοδοσίας ενός μήκους κύματος (Σχήμα 2.γ.)

Και στις τρεις περιπτώσεις, το μήκος των σχισμών καθορίζει την συχνότητα

συντονισμού. Οι κεραίες αυτές παρέχουν προσαρμογή σε ένα μεγάλο εύρος συχνοτήτων, με

πολύ χαμηλή απώλεια ακτινοβολίας και δι-κατευθυντικά διαγράμματα ακτινοβολίας,

θυμίζοντας πάρα πολύ συμβατικά δίπολα. Κυρίως η πρώτη δομή (Σχήμα 2α.) έχει μελετηθεί

διεξοδικά τόσο σε αναλυτικό επίπεδο όσο και σε επίπεδο εφαρμογών. Με την χρήση του

θεωρήματος αμοιβαιότητας, οι σχισμές της συνεπίπεδης τροφοδοσίας και του ακτινοβολητή

μπορούν να αντικατασταθούν με μεταλλικούς αγωγούς άπειρης αγωγιμότητας. Ο υπολογισμός

του ηλεκτρικού πεδίου στις σχισμές θα ισοδυναμεί με τον υπολογισμό των αντίστοιχων

μαγνητικών ρευμάτων ιδίου πλάτους και αντίθετης φοράς. Η ύπαρξη αγωγών χωρίζει το

πρόβλημα σε δύο προβλήματα υπολογισμού της ακτινοβολίας των ισοδύναμων μαγνητικών

πηγών σε δύο μέσα, το διηλεκτρικό υπόστρωμα και τον αέρα.

Σχήμα 2. Δομές ορθογώνιων σχισμοκεραιών τροφοδοτούμενες από συνεπίπεδο κυματοδηγό.

Σε αυτό το πρόβλημα τα μαγνητικά πεδία μπορούν να γραφούν σε ολοκληρωτική

μορφή και οι δύο άγνωστοι που εισάγονται, δηλαδή οι συναρτήσεις Green των δύο μέσων

διάδοσης και τα μαγνητικά ρεύματα, να επιλυθούν χρησιμοποιώντας τα ολοκληρώματα

Sommerfeld και να καθοριστούν με την μέθοδο των μαγνητικών ροπών (Method of Moments-

MoM) αντίστοιχα. Περισσότερες πληροφορίες για την επίλυση του προβλήματος στο χωρικό

πεδίο μπορεί να βρει ο αναγνώστης στα [8-9]. Αντίστοιχη επίλυση προβλήματος στον

φασματικό χώρο έχει γίνει στα [10-11]. Τέλος χρονική επίλυση αντίστοιχων προβλημάτων με

την μέθοδο των πεπερασμένων διαφορών στο πεδίο του χρόνου (Finite Difference Time



Domain- FDTD) μπορεί να βρεθεί στo [12]. Επισημαίνεται, ότι η αναλυτική επίλυση αυτών των

προβλημάτων δεν απασχολεί την παρούσα διατριβή, ενώ το εργαλείο προσομοιώσεων που

χρησιμοποιούμε είναι εμπορικά διαθέσιμο.

Η τεχνική της κεντρικά τροφοδοτούμενης ενός μήκους κύματος σχισμοκεραίας

μελετήθηκε διεξοδικά και επινοήθηκαν νεοτεριστικές τεχνοτροπίες σχεδίασης που

περιλαμβάνουν την εισαγωγή μετάβασης της χαρακτηριστικής αντίστασης (transition) της

συνεπίπεδης κυματοδήγησης και την ενσωμάτωση επαγωγικά τροφοδοτούμενων

σχισμοκεραιών που εισήγαγαν επιπρόσθετους συντονισμούς διατηρώντας το αρχικό μέγεθος

και τα χαρακτηριστικά της κεραίας. Η τεχνοτροπία αυτή μελετήθηκε με μεγάλη προσοχή

εισάγοντας πλήρως παραμετρικά τρισδιάστατα μοντέλα για την πλήρη διερεύνηση των

ιδιοτήτων της.

Η τεχνική της κεντρικά τροφοδοτούμενης μισού μήκους κύματος σχισμοκεραίας

χρησιμοποιήθηκε σαν σχεδιαστικό εφαλτήριο για την κατασκευή ελλειπτικών κεραιών με

εξαιρετικά ευρύ φάσμα λειτουργίας. Η μετατροπή της ορθογωνικής σχισμής σε κυκλική ή

ελλειπτική και ο τερματισμός του κεντρικού αγωγού σε επίσης ελλειπτική ή κυκλική

μικροταινιακή νησίδα παρήγαγε πρωτότυπες δομές με πρωτοφανή λειτουργικά

χαρακτηριστικά. Αναφέρουμε χαρακτηριστικά ότι το εύρος λειτουργίας των χαρακτηρισμένων

πρωτοτύπων ξεπέρασε κατά πολύ τα GHz.

Η τρίτη και τελευταία τεχνική, η σπανιότερη στην βιβλιογραφία δεν αποτέλεσε πεδίο

έρευνας διότι η ασυμμετρία των ακτινοβολούντων σχισμών προκαλεί ασυμμετρία στα

διαγράμματα ακτινοβολίας. Είναι καθολική η επιδίωξή μας για διαγράμματα ακτινοβολίας δι-

κατευθυντικά ή παν-κατευθυντικά, χωρίς έντονες διακυμάνσεις και κατά τόπους μηδενισμούς.

1.2.2 Τριγωνικές Σχισμοκεραίες

Αντικαθιστώντας την ορθογωνική σχισμή με τριγωνική, προκύπτει η τριγωνική

σχισμοκεραία ή παπιγιόν (bow-tie), όπως συνηθέστερα αποκαλείται. Αυτού του είδους οι

ακτινοβολητές συγκρινόμενοι με τις ορθογωνικές σχισμοκεραίες, εμφανίζουν μεγαλύτερο εύρος

ζώνης λειτουργίας, συντονίζονται στην επιθυμητή συχνότητα λειτουργίας ευκολότερα, λόγω της

ύπαρξης περισσότερων ελευθέρων κατασκευαστικών μεταβλητών, όπως είναι το άνοιγμα των

τριγωνικών σχισμών, ενώ τα διαγράμματα ακτινοβολίας τους παρουσιάζονται πιο πλατιά

(μεγαλύτερο εύρος δέσμης). Οι τριγωνικές σχισμοκεραίες έχουν ευρύτατη εφαρμογή σε



συστήματα ραντάρ και phased arrays από τις αρχές τις δεκαετίας του ‘70, ενώ πρόσφατη είναι η

χρήση τους σε ασύρματα δίκτυα που υποστηρίζουν τα πρωτόκολλα λειτουργίας 802.11 a/b/g.

Σε αυτό το σημείο, πρέπει να γίνει διαχωρισμός μεταξύ τριγωνικών σχισμοκεραιών

(bow-tie slot) με τα τριγωνικά δίπολα ή τριγωνικές μικροταινίες, που στην διεθνή βιβλιογραφία

ονομάζονται bow-tie antennas. Το Σχήμα 3. απεικονίζει τρεις διαφορετικές τεχνοτροπίες

σχεδίασης. Συγκεκριμένα: Μια τριγωνική σχισμοκεραία (Σχήμα 3α.), ένα συνεπίπεδο τριγωνικό

δίπολο με μετασχηματισμό εισόδου (από συνεπίπεδο κυματοδηγό σε συνεπίπεδη μικροταινία-

Co-Planar Waveguide (CPW) to Co-Planar Stripline (CPS) transition)(Σχήμα 3β.) και ένα

τριγωνικό δίπολο τυπωμένο εκατέρωθεν του διηλεκτρικού υποστρώματος. Η δεύτερη και η

τρίτη περίπτωση, όπως και οι περιπτώσεις τυπωμένων τριγωνικών καλυμμάτων που

αναφέρονται στα [13-20], αφορούν σε κεραίες με ισορροπημένη (balanced) είσοδο σε αντίθεση

με την μη-ισορροπημένη (unbalanced) είσοδο της σχισμοκεραίας του Σχήματος 3α., και

απαιτούν κάποιου είδους μετασχηματισμό (transition) για να τροφοδοτηθούν.

Σχήμα 3. Τεχνοτροπίες τριγωνικής σχεδίασης α) Σχισμοκεραία με συνεπίπεδη κυματοδήγηση β)

Τυπωμένο συνεπίπεδο τριγωνικό δίπολο με μετασχηματισμό εισόδου (CPW-to-CPS) γ) Τυπωμένο

τριγωνικό δίπολο εκατέρωθεν του διηλεκτρικού υποστρώματος.

Στα πλαίσια της διδακτορικής διατριβής, μελετήθηκαν ενδελεχώς οι τριγωνικές

σχισμοκεραίες και εξήχθησαν πλήρως παραμετρικά μοντέλα προσομοίωσης που επιτυχώς

προέβλεψαν τις ιδιότητες των τριγωνικών και εξελιγμένων-τριγωνικών πειραματικών δομών

που κατασκευάστηκαν. Η έρευνά μας, επικεντρώθηκε στην αναβάθμιση της συχνοτικής

απόκρισης, εισάγοντας στην κλασσική δομή που φαίνεται στο Σχήμα 3α., καμπυλωμένες

πλευρές, μετασχηματισμούς στην χαρακτηριστική αντίσταση εισόδου και επαγωγικά

συζευγμένες σχισμές (σαν παρασιτικά στοιχεία). Παράλληλα, διαταράσσοντας την συμμετρία

των τριγωνικών σχισμών παρατηρήσαμε για πρώτη φορά, σε σχέση με την διεθνή

βιβλιογραφία, αναβάθμιση του εύρους φάσματος λειτουργίας.



1.2.3 Ελλειπτικές-κυκλικές σχισμοκεραίες

Στην προηγούμενη ενότητα αναφέρθηκε πως η τεχνική καμπύλωσης ευθύγραμμων

τμημάτων στις τριγωνικές σχισμοκεραίες επιφέρει αύξηση στο φάσμα λειτουργίας. Η μελέτη

ελλειπτικών και κυκλικών δομών επιβεβαίωσε αυτή ακριβώς τη διαπίστωση. Στα πλαίσια της

διατριβής μελετήθηκαν ελλειπτικές και κυκλικές σχισμοκεραίες με μετρημένα εύρη ζώνης που

ξεπερνούσαν τους 10 γιγάκυκλους (βλέπε Σχήμα 4.). Οι δομές αποτελούνται από ελλειπτικές ή

κυκλικές νησίδες άμεσα τροφοδοτημένες από συνεπίπεδο κυματοδηγό μέσα σε σχισμές

αντίστοιχης γεωμετρίας. Παρόμοιες γεωμετρικές δομές εμφανίστηκαν στην βιβλιογραφία

ουσιαστικά μετά το 2003 [21-23], χωρίς όμως να τροφοδοτούνται από συνεπίπεδο κυματοδηγό.

Μια τετραγωνική δομή τροφοδοτούμενη από συνεπίπεδο κυματοδηγό [24] μαζί με μια κεραία

τυπωμένη σε υπόστρωμα πυριτίου [25] είναι οι δομές που παραπέμπουν περισσότερο στις δομές

του Σχήματος 4. Επισημαίνεται ότι και στην κατηγορία αυτή των κεραιών, δόθηκε ιδιαίτερη

προσοχή στην ανάπτυξη πλήρως παραμετρικών προσομοιωτικών μοντέλων. Ειδικότερα, για τις

ελλειπτικές δομές που σχεδιάστηκαν αναφέρουμε ότι αποτέλεσαν το σχεδιαστικό έναυσμα για

την υλοποίηση νεοτεριστικών μικροταινιακών δομών για την εξυπηρέτηση του 802.15.3a

πρωτοκόλλου (Ultra Wide-Band) και για την υλοποίηση ευρυζωνικών μικροταινιακών πινάκων

(arrays) υψηλού κέρδους για δορυφορική λήψη (reception mode) στην Ku-μπάντα (Κεφάλαιο

3).

Σχήμα 4. α) Κυκλικές και β) ελλειπτικές UWB δομές σχισμοκεραίων.

1.2.4 Διάφορες άλλες δομές

Στις προηγούμενες υποενότητες, έγινε μια βασική αναφορά στις συνεπίπεδες δομές που

μελετήθηκαν και οδήγησαν σε νέες βελτιωμένες σχισμοκεραίες. Αν και ειδικότερα οι



ορθογωνικές και τριγωνικές σχισμοκεραίες αποτελούν το σημαντικότερο ποσοστό των

δημοσιευμένων μελετών, εντούτοις, υπάρχουν δομές στις οποίες πρέπει να γίνει ξεχωριστή

μνεία. Τέτοιες είναι:

α) Οι σχισμοκεραίες μικροταινιακού καλύμματος

β) Οι σχισμοκεραίες πίνακα και πολλαπλών σχισμών

γ) Οι υβριδικές δομές

δ) Τα τυπωμένα μονόπολα τροφοδοτούμενα από συνεπίπεδο κυματοδηγό

και ε) Οι διηλεκτρικές συντονισμένες κεραίες τροφοδοτούμενες από συνεπίπεδο

κυματοδηγό.

1.2.4.1 Σχισμοκεραίες μικροταινιακού καλύμματος

Οι κεραίες μικροταινιακού καλύμματος είναι επίπεδοι ακτινοβολητές διαφόρων

σχημάτων που τροφοδοτούνται, είτε απευθείας από συνεπίπεδο κυματοδηγό, είτε μέσω

σύζευξης. Στο Σχήμα 5α. απεικονίζεται μια συνεπίπεδη σχισμοκεραία ορθογώνιου καλύμματος.

Σχήμα 5. Σχισχοκεραίες μικροταινιακού καλύμματος α) Συνεπίπεδος ακτινοβολητής ορθογώνιου

καλύμματος β) Συζευγμένο με ορθογωνική σχισμοκεραία ορθογώνιο μικροταινιακό κάλυμμα.

Στην βιβλιογραφία η κεραία του Σχήματος 5α. συναντάται και ως loop slot antenna.

Ανάλογες αναφορές όπου το κάλυμμα είναι ορθογωνικής διατομής είναι οι [26-34], ενώ

παραλλαγές ως προς το σχήμα του καλύμματος με κυκλικό κάλυμμα, λουρίδα (strip) ή

παπιγιόν (bow-tie patch) μπορεί να αναζητήσει ο αναγνώστης στις [35-37]. Επίσης, παραλλαγές

του ορθογώνιου καλύμματος με παρασιτικές δομές συναντώνται στα [38-41]. Οι δομές με

σύζευξη σαν και αυτές του Σχήματος 5β., έχουν μελετηθεί λεπτομερώς στα [42-62]. Η σύζευξη

πραγματοποιείται με συνεπίπεδη κυματοδήγηση επαγωγικής ή χωρητικής συμπεριφοράς σε

μεταλλικό επίπεδο εκατέρωθεν του επιπέδου του μικροταινιακού καλύμματος. Το τελευταίο,

ανάλογα με την εφαρμογή, είναι ορθογωνικό [42-53], τριγωνικό [54-56], δακτύλιος [57-60] ή



μικροταινιακό κάλυμμα σχήματος παπιγιόν [61-62], ενώ πολλές είναι οι δομές όπου η σύζευξη

πραγματοποιείται με δύο [63-71] ή και τρία διηλεκτρικά υποστρώματα [72-75].

Για την περίπτωση των συνεπίπεδων μικροταινιακών καλυμμάτων, πρέπει να τονιστεί

ότι αποτελούν κεραίες με χαμηλό επιτυγχάνον εύρος, όπως δηλαδή και οι απλές μικροταινιακές

γραμμές. Πρωταρχική ερευνητική μας επιδίωξη αποτελούν οι κεραίες με μεγάλο εύρος ζώνης ή

πολλαπλών συντονισμών, χαρακτηριστικά, που οι παραπάνω κεραίες αδυνατούν να

εξασφαλίσουν. Επιπλέον οι πολυστρωματικές δομές απαιτούν εξειδικευμένα εργαστήρια-

εταιρείες παραγωγής που δυστυχώς δεν δραστηριοποιούνται στην ελληνική επικράτεια, ενώ το

κόστος κατασκευής τους είναι πολλαπλάσιο της απλής κεραίας ενός διηλεκτρικού

υποστρώματος και σχεδόν απαγορευτικό. Οφείλουμε επίσης να υπογραμμίσουμε ότι το

ποσοστό επιτυχίας κατασκευής πολυστρωματικού ακτινοβολητή είναι χαμηλό, όπως και

μνημονεύεται στην διδακτορική διατριβή [76].

1.2.4.2 Σχισμοκεραίες πίνακα και πολλαπλών σχισμών

Ο συνδυασμός πολλαπλών σχισμοκεραιών για την δημιουργία πινάκων (Σχήμα 6α.,

6β.) καθώς και ο συνδυασμός πολλαπλών μεταλλικών λουρίδων σε ένα επίπεδο (Σχήμα 6γ.),

έχει μελετηθεί και εφαρμοστεί, όταν επιθυμείται η αύξηση της κατευθυντικότητας και η

ευκολότερη προσαρμογή (πολλαπλές λουρίδες) σε γραμμές με χαρακτηριστική αντίσταση 50

Ohm, σε μεγάλο εύρος συχνοτήτων και για διαφορετικά διηλεκτρικά υποστρώματα.

Σχήμα 6. Σχισμοκεραίες πινάκων και πολλαπλών σχισμών. α) Σχισμοκεραία τριών Τα-μικροταινιακών

καλυμμάτων σε σειρά β) Σχισμοκεραία τριών επαγωγικά συζευγμένων L –σχισμών γ) Σχισμοκεραία

πολλαπλών σχισμών.

Οι εφαρμογές για τις οποίες προορίζονται είναι ποικίλες, κυρίως όμως σαν ακτινοβολητές σε

χιλιοστομετρικά συστήματα στην Χ, K, Κu και V μπάντα [77-84], ψευδο-οπτικά συστήματα



(quasi-optical) [85-86], συνδυασμό οπτικών με RF συστήματα [87-88] και σε εμπορικές

εφαρμογές για ασύρματα τοπικά δίκτυα (WLAN) [89-90]. Αν και οι πίνακες μικροταινιών είναι

ευρύτερα διαδεδομένοι σε εφαρμογές, οι σχισμοκεραίες πινάκων και πολλαπλών σχισμών

διαθέτουν το πλεονέκτημα της απευθείας ολοκλήρωσής τους με MMIC κυκλώματα,

χαρακτηριστικό που διευκολύνει την μαζική παραγωγή και ελαχιστοποιεί το κόστος.

1.2.4.3 Υβριδικές δομές

Οι υβριδικές δομές συνδυάζουν μια ή και περισσότερες τεχνοτροπίες σχεδίασης για την

επίτευξη κυρίως πολλαπλών συντονισμών. Το Σχήμα 7. απεικονίζει 3 υβριδικές τέτοιες δομές

που αποτελούν η κάθε μία χαρακτηριστικό παράδειγμα συνδυασμού διαφορετικών μεθόδων. Η

πρώτη περίπτωση (Σχήμα 7α.) συνδυάζει κεραία ορθογωνικού καλύμματος με κεντρικά

τροφοδοτούμενη μισού μήκος ορθογωνική σχισμοκεραία με χωρητική συμπεριφορά [91]. Το

αποτέλεσμα της σύμπλεξης είναι δύο συντονισμοί ως απόρροια των δύο ακτινοβολούντων

μηχανισμών. Αντίστοιχη είναι και η συμπεριφορά του δεύτερου ακτινοβολητή (Σχήμα 7β.).

Στην περίπτωση αυτή, ο συντονισμός που οφείλεται στην σχισμοκεραία ορθογωνικού

καλύμματος, προστίθεται με τον συντονισμό που εισάγεται λόγω της κεντρικά

τροφοδοτούμενης, ενός μήκος κύματος, σχισμοκεραίας [92]. Η τρίτη περίπτωση του Σχήματος

3γ. φέρει το χαρακτηριστικό του συνδυασμού των δύο τεχνοτροπιών σχισμοκεραίας και

θεωρείται η κλασικότερη υβριδική δομή της βιβλιογραφίας [93]. Στην περίπτωση αυτή οι δύο

συντονισμοί, επειδή είναι γειτονικοί προστίθενται δημιουργώντας μια ευρυζωνική κεραία.

Σχήμα 7. Τρεις περιπτώσεις υβριδικών σχεδιάσεων α) Συνδυασμός ορθογωνικού καλύμματος με

χωρητική ορθογωνική σχισμοκεραία β) Συνδυασμός ορθογωνικού καλύμματος με επαγωγική

ορθογωνική σχισμοκεραία γ) Συνδυασμός χωρητικής και επαγωγικής σχισμοκεραίας.

Εκτός από τις παραπάνω δομές, ο αναγνώστης μπορεί να ενημερωθεί και για σχισμοκεραίες

πολλαπλών ομοκεντρικών δακτυλίων [94-95], ομοκεντρικών ορθογωνικών σχισμών [96-98]



αλλά και άλλων “εξωτικών” υβριδικών σχισμοκεραιών στις αναφορές [99-102]. Πρέπει να

υπογραμμιστεί ότι οι υβριδικές τεχνικές χρησιμοποιούνται κατά κόρον από τους σχεδιαστές

μηχανικούς σε όλα εκείνα τα συστήματα που εξυπηρετούν περισσότερες από μία περιοχές

συχνοτήτων. Στα πλαίσια της διατριβής, θα επιδειχθούν υβριδικοί σχεδιασμοί που εισάγουν

γειτονικές συχνοτικές αποκρίσεις, όπως και στην περίπτωση του Σχήματος 7γ. Το αποτέλεσμα

θα είναι ακτινοβολητές με εξαιρετικά ευρύ φάσμα λειτουργίας.

1.2.4.4 Τυπωμένα μονόπολα συνεπίπεδης κυματοδήγησης

Ως μονόπολο, ορίζουμε έναν αγωγό συνηθέστερα κυλινδρικής διατομής, με μήκος ίσο με

το ένα τέταρτο του μήκους κύματος (λg/4) πάνω από άπειρο επίπεδο γείωσης. Στην

πραγματικότητα βέβαια το επίπεδο γείωσης είναι μερικά μήκη κύματος, ώστε το μέγεθος της

όλης διάταξης να είναι πεπερασμένο. Κατ’ αντιστοιχία, τυπωμένο μονόπολο είναι ένα

μικροταινιακό κάλυμμα, τυπωμένο σε διηλεκτρικό υπόστρωμα σε συνδυασμό με τυπωμένο

επίσης επίπεδο γείωσης. Στην περίπτωση της συνεπίπεδης κυματοδήγησης, τον ρόλο του

επιπέδου γείωσης παίζει το ίδιο το επίπεδο γείωσης του κυματοδηγού εκατέρωθεν του κεντρικού

αγωγού. Σε σχέση με τα μονόπολα που τροφοδοτούνται από μικροταινιακή γραμμή, η

βιβλιογραφία δεν έχει να επιδείξει τον ανάλογο όγκο δημοσιευμένων μελετών. Μάλιστα, το

συντριπτικό ποσοστό των δημοσιευμένων εργασιών, παρατηρείται μετά το 2003. Στο Σχήμα 8.,

αποτυπώνονται τέσσερις μονοπολικοί ακτινοβολητές με συνεπίπεδη τροφοδοσία. Χωρίς σχεδόν

καμία εξαίρεση, όλα τα μονόπολα που θα παρουσιαστούν είναι ευρυζωνικά με διαγράμματα

ακτινοβολίας δι-κατευθυντικά, όπως ενός διπόλου. Το Σχήμα 8α., απεικονίζει ένα τετραγωνικό

κάλυμμα που τροφοδοτείται από τον κεντρικό αγωγό [103]. Η ίδια σχεδόν γεωμετρία αλλά με

εγκοπή στην θέση της διαγράμμισης [104-105] προσδίδει στον ακτινοβολητή και μία δεύτερη,

πάλι ευρεία, συχνότητα λειτουργίας. Άλλα, τετραγωνικής φύσης ευρυζωνικά μονόπολα έχουν

παρουσιαστεί στα [106-107] με παρόμοιες ιδιότητες. Επισημαίνουμε την ευρυζωνικότητα διότι

οι ακτινοβολητές του Σχήματος 8β. [99] και 8γ. [100] επιτυγχάνουν να προσαρμόζονται σε πολύ

μεγάλα εύρη συχνοτήτων, που ξεπερνάνε και στις δύο περιπτώσεις τα 10 GHz. Αντίστοιχα

μονόπολα με ακραία προσαρμογή, είναι και τα μονόπολα κυκλικών δίσκων (ένα τεταρτημόριο

κύκλου) [111]. Μονόπολο ακραίας προσαρμογής με απόρριψη μιας περιόχης συχνοτήτων,

παρουσιάζεται στο [112]. Μονόπολα με μη συμβατικά γεωμετρικά σχήματα (όπως το Σχήμα

8δ.), που συνήθως είναι αποτέλεσμα βελτιστοποίησης με την χρήση γενετικών αλγορίθμων,

αναφέρονται στα [113-114].



Σχήμα 8. Διάφορες διατάξεις τυπωμένων μονοπόλων τροφοδοτούμενες από συνεπίπεδο κυματοδηγό. α)

ορθογωνικό μονόπολο με ή χωρίς εγκοπή β) Κυκλικό ακραίως ευρυζωνικό μονόπολο γ) Τριγωνικό

μονόπολο δ) Μονόπολο προερχόμενο από γενετική βελτιστοποίηση ανεστραμμένου Π.

Πρωτότυπα μονόπολα μαιάνδρων [115-116], δι-συχνοτικών F ή Τ - γεωμετριών [117-

118], δι-συχνοτικών λωρίδων [119], λωρίδων με παρασιτικά [120], αλλά και πολύ-συχνοτικών

Fractal δομών [121], μπορούν επίσης να μνημονευθούν.

1.2.4.5 Διηλεκτρικές συντονισμένες κεραίες τροφοδοτούμενες από

συνεπίπεδο κυματοδηγό

Οι διηλεκτρικές συντονισμένες κεραίες (Dielectric Resonator Antennas-DRAs),

αποτελούν μια ξεχωριστή ενότητα ακτινοβολούντων μηχανισμών, που τα τελευταία χρόνια

εμφανίζονται σε πολλές μικροκυματικές εφαρμογές, διότι εμφανίζουν υψηλό εύρος ζώνης με

πολύ χαμηλές απώλειες. Βασικό ρόλο στον σχεδιασμό μιας διηλεκτρικής κεραίας παίζει ο

τρόπος τροφοδότησής της, ώστε η σύζευξη να είναι ισχυρή για να διεγερθεί επιτυχώς ο

επιθυμητός ρυθμός και τα τυπικά ακτινοβολούντα χαρακτηριστικά της κεραίας. Οι πιο κοινοί

τρόποι διέγερσης είναι μέσω σχισμής συζευγμένης με μικροταινιακή γραμμή (microstrip-fed

aperture coupled) ή απευθείας μέσω ομοαξονικού καλωδίου (probe). Η συνεπίπεδη

κυματοδήγηση ως τρόπος διέγερσης έχει υιοθετηθεί πολύ πρόσφατα σε τετραγωνικές [122-127]

και κυλινδρικές διηλεκτρικές δομές [128-130]. Στο Σχήμα 9., παρουσιάζονται δύο διηλεκτρικές

κεραίες που τροφοδοτούνται, η πρώτη (Σχήμα 9α.) από σχισμοκεραία κεντρικά

τροφοδοτούμενη ενός μήκους κύματος και η δεύτερη (Σχήμα 9β.) από σχισμοκεραία

τροφοδοτούμενη από ανοιχτοκυκλωμένη κεντρικά τροφοδοτημένη μισού μήκους κύματος

συνεπίπεδη γραμμή μεταφοράς. Σχεδόν όλοι οι τρόποι σύζευξης έχουν μελετηθεί,

συμπεριλαμβανομένων και των τρόπων σύζευξης με συνεπίπεδο ακτινοβολητή ορθογώνιου



καλύμματος (δες Σχήμα 5α. ) [126], κυκλικού καλύμματος [128] αλλά και μέσω μετάβασης από

συνεπίπεδη τροφοδοσία σε σχισμή [131].

Σχήμα 9. Δύο διατάξεις διηλεκτρικά συζευγμένων κεραιών με συνεπίπεδο κυματοδηγό α) Τετραγωνικής

διατομής συζευγμένη με ενός μήκους κύματος συνεπίπεδη γραμμή β) Κυλινδρικής διατομής συζευγμένη

με ανοιχτοκυκλωμένη κεντρικά τροφοδοτουμενη μισού μήκους κύματος συνεπίπεδη γραμμή μεταφοράς.

1.3 ΔΙΖΩΝΙΚΌΤΗΤΑ, ΕΥΡΥΖΩΝΙΚΌΤΗΤΑ ΚΑΙ

ΥΠΕΡΕΥΡΥΖΩΝΙΚΟΤΗΤΑ Στο προηγούμενο κεφάλαιο έγινε περιγραφή των βασικότερων ευρυζωνικών κεραιών

που χρησιμοποιούν την συνεπίπεδη κυματοδήγηση και επιτυγχάνουν πολυζωνικότητα,

ευρυζωνικότητα και υπερευρυζωνικότητα (ή ακραία ευρυζωνικότητα).

Ο ορισμός της πολυζωνικότητας είναι αυτονόητος. Οι κεραίες με αυτή την ιδιότητα

φέρουν συχνότητες συντονισμού πέραν της μιας ζώνης λειτουργίας. Η απήχηση τέτοιων

κεραιών στα σύγχρονα συστήματα ασύρματης αμφίδρομης μετάδοσης δεδομένων, είναι

εδραιωμένη (π.χ. σταθμοί βάσης κινητής τηλεφωνίας 2ης και 3ης γενιάς που εξυπηρετούνται

από ένα frond-end), ενώ ο ρόλος τους για ένα ολοκληρωμένο επικοινωνιακό σύστημα είναι

διττός. Επιδρούν στην ελαχιστοποίηση των διαστάσεων (αύξηση φορητότητας) και μειώνουν

αποφασιστικά το κόστος λειτουργίας, με αντίστοιχο όφελος στην μελλοντική επεκτασιμότητα

του οποιουδήποτε δικτύου. Σαν παράδειγμα θα μπορούσε να δοθεί μια ενσωματωμένη κεραία

κινητού τηλεφώνου (1.8-1.9 GHz) που υποστηρίζει και το πρωτόκολλο Bluetooth (2.45 GHz). Η

λογική πολλαπλών διακριτών κεραιών σε ένα σύστημα-συσκευή έχει εξ’ ολοκλήρου απορριφθεί

από τις εταιρείες κατασκευής ή μεταποίησης ως ασύμφορη. Αν και το κόστος μιας κεραίας

συναρτήσει του τελικού κόστους προϊόντος είναι πολύ κάτω του 3%, η συμπίεση του



κατασκευαστικού κόστους για μεγιστοποίηση του κέρδους (σε παραγωγές εκατομμυρίων

κομματιών), οδηγεί σε μικροσκοπικές κεραίες σε μέγεθος και προφίλ και με πολυζωνική

απόκριση ώστε να ικανοποιούν πέρα του ενός τηλεπικοινωνιακού πρωτοκόλλου. Πολυζωνικές,

είναι οι κεραίες που συνδυάζουν διακριτά χαρακτηριστικά. Μια F-αναστραμμένη δομή που

αποτελείται από δύο μονόπολα διαφορετικού μήκους (και επομένως διαφορετικών

συχνοτήτων) συντονίζεται σε 2 διαφορετικές συχνότητες (Κεφάλαιο 4). Μια υβριδική

σχισμοκεραία που συνδυάζει δύο διαφορετικά ζευγάρια σχισμών θα συντονιστεί σε δύο

διακριτές συχνοτικές ζώνες (Κεφάλαιο 2).

Η ευρυζωνικότητα (Wide-band) δεν ορίζεται με κάποιο συγκεκριμένο τρόπο,

τουλάχιστον μέχρι την πρώτη έκθεση της ρυθμιστικής αρχής FCC (Federal Communication

Commission) τον Απρίλιο του 2002 [132]. Στα μικροταινιακά καλύμματα που σαν τυπωμένα

στοιχεία απασχόλησαν ιδιαίτερα την επιστήμη του μηχανικού, ευρυζωνικό ήταν το στοιχείο

εκείνο με ποσοστό φάσματος μεγαλύτερο από 5%. Το ποσοστό αυτό ορίζεται, ως το πηλίκο του

εύρους φάσματος (τελική συχνότητα μείον αρχική για λόγο στάσιμου κύματος μικρότερο του 2)

προς την κεντρική συχνότητα λειτουργίας. Η ευρυζωνικότητα αποτέλεσε επιδίωξή για όλες τις

δομές που ερευνήθηκα με την λογική ότι ένας ακτινοβολητής αυξάνει την λειτουργικότητά του

όταν εξυπηρετεί ταυτόχρονα πολλαπλές συχνοτικές ζώνες. Επιδιώχθηκε λοιπόν η ταυτόχρονη

κάλυψη των IEEE πρωτοκόλλων στις ζώνες των 2.45 GHz και 5.5 GHz αντίστοιχα, για τις

σχισμοκεραίες συνεπίπεδης κυματοδήγησης που μελετούνται στο Κεφάλαιο 2. όσο και για τις

μικροταινιακές και F-ανεστραμμένες δομές των Κεφαλαίων 3. και 4. αντίστοιχα.

Αξίζει να σημειωθεί, ότι οι έννοιες πολυζωνικότητα και ευρυζωνικότητα συγκλίνουν

στην περίπτωση κατά την οποία μια κεραία εμφανίζει γειτονικούς συντονισμούς, έτσι ώστε η

συχνοτική απόκριση της να ισοδυναμεί με ένα ενιαίο βύθισμα στο διάγραμμα απορρόφησης

ενέργειας. Επί της ουσίας, για ένα διαλειτουργικό (interoperable) σύστημα στα 2.45 GHz και 5.5

GHz το αν η κεραία είναι διζωνική ή ευρυζωνική δεν παίζει κανένα απολύτως ρόλο. Απλά, η

κεραία που εξασφαλίζει υποθετικά συντονισμό από τα 2 έως τα 6 GHz εμφανίζει ποσοστό

εύρους ίσο με 100%, αποτέλεσμα, που στην διεθνή βιβλιογραφία, είναι από μόνο του

εντυπωσιακό. Ευρυζωνικές κεραίες είναι όλες οι σχισμοκεραίες τις οποίες μελετήσαμε, ιδιαίτερα

δε η τριγωνική σχισμοκεραία (bow-tie).

Με την έκθεση της ρυθμιστικής αρχής [132], αναθεωρήθηκε η σχεδόν αυθαίρετη χρήση

του όρου «ευρυζωνικός» σε «υπερευρυζωνικός» για κάθε αμφίδρομο επικοινωνιακό σύστημα με

στιγμιαίο φασματικό περιεχόμενο 500 MHz ή ποσοστό εύρους φάσματος 20%. Σύμφωνα με

αυτήν, τα συστήματα με κεντρική συχνότητα λειτουργίας μεγαλύτερη από 2.5 GHz, πρέπει να


Διζωνικότητα, Ευρυζωνικότητα και Υπερευρυζωνικοτητα

εμφανίζουν εύρος τουλάχιστον 500 MHz, ενώ συστήματα με συχνότητα λειτουργίας μικρότερη

των 2.5 GHz, πρέπει να εμφανίζουν ποσοστό εύρους τουλάχιστον ίσο με 20%. Τα UWB

συστήματα αποστέλλουν και λαμβάνουν εξαιρετικά σύντομες κυματομορφές που διαρκούν

μερικά nanosec, χωρίς να χρειάζονται ημιτονοειδείς φέρουσες και επεξεργασία σε ενδιάμεσες

συχνότητες (Intermediate Frequencies –IF). Οι εξαιρετικά μικρής διάρκειας παλμοί, φέρουν

ακραίο ευρυζωνικό φασματικό περιεχόμενο, κάτι που αμέσως καθίσταται πλεονέκτημα

μοναδικό για τηλεπικοινωνιακές εφαρμογές και ραντάρ όπως:

α) ενισχυμένη αναλυτικότητα για ανίχνευση στόχων μέσα από εμπόδια (π.χ. Ραντάρ

Διείσδυσης Υπεδάφους- Ground Penetrating Radar-GPR)

β) μέτρηση αποστάσεων με ακρίβεια χιλιοστού

γ) μεταφορά δεδομένων με εξαιρετικά υψηλούς ρυθμούς διαμεταγωγής

δ) συστήματα με πολύ μικρό φυσικό μέγεθος, με μεγάλη επεξεργαστική ισχύ και

αμελητέας καταναλώσης.

Πριν την δημοσιοποίηση της έκθεσης της FCC, το ενδιαφέρον για UWB συστήματα

περιοριζόταν σε στρατιωτικές εφαρμογές. Μετά την έκθεση, το ενδιαφέρον για εμπορικές

εφαρμογές πήρε σάρκα και οστά. Τα 7.5 GHz που δοθήκαν (3.1 -10.6 GHz) προς εκμετάλλευση,

οδήγησαν σε μια πρωτοφανή έκρηξη ερευνητικού ενδιαφέροντος σε διάφορους τομείς

(αναφέρθηκαν παραπάνω), αλλά κυρίως στα ασύρματα δίκτυα. Στην έκθεση ορίζονται

αυστηρά οι εκπεμπόμενες στάθμες ισχύος (κάτω από -41.3 dBm), επιτρέποντας έτσι στα

μελλοντικά UWB ασύρματα δίκτυα να επικάθονται φασματικά στα ήδη υπάρχοντα (IEEE

802.11 τοπικά ασύρματα δίκτυα) και να συνυπάρχουν χωρίς προβλήματα παρεμβολών.

Η συνύπαρξη αυτή δικαιολογεί την ερευνητική μας επιδίωξη για κεραίες με τόσο μεγάλο εύρος

λειτουργίας που θα καλύπτουν ουσιαστικά το προσφερόμενο φάσμα και ταυτόχρονα θα εξυπηρετούν και τις

εκάστοτε ασύρματες υπηρεσίες και εφαρμογές. Στα πλαίσια αυτής της προσέγγισης σχεδιάστηκαν

υπερευρυζωνικές κεραίες χρησιμοποιώντας τις τεχνοτροπίες της συνεπίπεδης σχισμοκεραίας

(ορθογωνικής και τριγωνικής), τις ελλειπτικές και κυκλικές δομές με επίσης συνεπίπεδη

κυματοδήγηση και μικροταινιακά τροφοδοτούμενες δομές εμπνευσμένες από τις γεωμετρικά

συγγενικές ελλειπτικές σχισμοκεραίες. Η F-ανεστραμμένη γεωμετρία και διάφορες

τροποποιημένες F-γεωμετρίες με παρασιτικά στοιχεία μελετήθηκαν ενδελεχώς προς την

κατεύθυνση αυτή, χωρίς ενθαρρυντικά αποτελέσματα.



1.4 ΕΦΑΡΜΟΣΜΕΝΟΙ ΜΕΘΟΔΟΙ ΑΥΞΗΣΗΣ ΕΥΡΟΥΣ ΦΑΣΜΑΤΟΣ

ΚΑΙ ΔΙΕΓΕΡΣΗΣ ΠΟΛΥΖΩΝΙΚΟΤΗΤΑΣ Σταδιακά και με την έκρηξη των εμπορικά διαθέσιμων ασύρματων υπηρεσιών, η ανάγκη

για ταυτόχρονη εξυπηρέτηση πολλών συχνοτικών περιοχών οδήγησε σε αναζήτηση τεχνικών

μεγιστοποίησης του διαθέσιμου φάσματος ή διέγερσης επιπλέον συντονισμών. Θεωρώντας το

κόστος κατασκευής μια παράμετρο που ουσιαστικά δεν λαμβάνουμε υπ’ όψιν (άλλωστε θα

αναφερθούμε και σε καθαρά ερευνητικά παραδείγματα εφαρμογών που στην πλειονότητα τους

δεν ακολουθούν τον δρόμο της μαζικής παραγωγής) το βασικό κριτήριο υλοποίησης των

τεχνικών αυτών πάνω σε οποιοδήποτε πρωτότυπο διδιάστατο ή τρισδιάστατο ακτινοβολητή

είναι η διατήρηση του αρχικού μεγέθους ή ακόμα και η σμίκρυνση του. Αναφερόμενοι τόσο σε

ακτινοβολητές προσωπικών τερματικών συσκευών (κινητά τηλέφωνα, pagers, laptops κ.ά) αλλά

και σε εντός ή εκτός χώρου κεραίες σταθμών βάσεις (κινητή τηλεφωνία, Wi-Fi, κ.α) το μέγεθος

παίζει τον αισθητικά αλλά και λειτουργικά πρωτεύοντα ρόλο. Πρόθεσή μας είναι η καταγραφή

των κυριότερων τεχνικών αύξησης φάσματος ή διέγερσης επιπλέον συντονισμών σε κεραίες

μικροταινιακής τεχνοτροπίας και σχισμοκεραίες, επιθυμώντας την διατήρηση του μεγέθους τις

επίπεδης δομής ή και της μείωσής της, όπου κρίνεται εφικτό. Χρησιμοποιούνται οι κεραίες

μικροταινιακού καλύμματος αρχικά, διότι αποτελούν βιβλιογραφικά την πλουσιότερη πηγή

σχετικής πληροφορίας. Ανεξαρτήτως δε τεχνοτροπίας σχεδίασης (π.χ. μικροταινία ή

σχισμοκεραία), η φιλοσοφία του οποιοδήποτε εφαρμοσμένου νεοτερισμού μπορεί να επεκταθεί

αντίστοιχα και σε άλλες περιπτώσεις. Έτσι πρέπει να αναφερθεί, ότι η μελέτη σε τεχνικές

αύξησης του εύρους μικροταινιακών δομών έδωσε σημαντική ώθηση στην προσπάθεια

επίτευξης ευρυζωνικής συμπεριφοράς σε δομές σχισμοκεραιών, όπως θα παρουσιαστούν στα

επόμενα κεφάλαια.

1.4.1 Αύξηση εύρους σε μικροταινιακά καλύμματα

Οι μικροταινίες αποτελούν το γονιμότερο πεδίο εφαρμογής τεχνικών αναβάθμισης του

εύρους λειτουργίας γιατί από την φύση τους και συγκρινόμενες με άλλους ακτινοβολητές, είναι

κατά βάση στενού εύρους ζώνης. Η κλασσικότερη υλοποίηση ταινίας είναι του τετραγωνικού

καλύμματος πάνω σε διηλεκτρικό υπόστρωμα με επίπεδο γείωσης, όπως φαίνεται στο Σχήμα 10.

Το εύρος λειτουργίας αυτής δεν μπορεί να ξεπεράσει το 5-10%, ως προς την κεντρική

συχνότητα. Αυτό σημαίνει απευθείας ότι στη καλύτερη των περιπτώσεων η κεραία μπορεί να


Εφαρμοσμένοι μέθοδοι αύξησης εύρους φάσματος και διέγερσης πολυζωνικότητας

καλύψει μια μικρή ζώνη συχνοτήτων μερικών δεκάδων ΜΗz. Αν και η διατήρηση του μεγέθους

αποτελεί σχεδιαστικό μονόδρομο, επιβάλλεται ν1α αναφέρουμε πως μία επιτυχημένη

τροποποίηση είναι η προσθήκη επιπλέον στρώματος διηλεκτρικού πάνω από υπάρχον

κάλυμμα, όπως έχει περιγραφεί στα [133-137], που επιφέρει αύξηση του εύρους ζώνης

λειτουργίας ενώ ταυτόχρονα αυξάνει ταυτόχρονα το κόστος κατασκευής. Παρόμοια μέθοδος

που οδηγεί στην αύξηση εύρους με αντίστοιχη αύξηση μεγέθους και κόστους είναι η αύξηση του

πάχους διηλεκτρικού, που όπως έχει αναλυθεί στην βιβλιογραφία [138], επιφέρει προβλήματα

επαρκούς τροφοδοσίας και μειωμένης αποδοτικότητας (efficiency), λόγω κυρίως της διέγερσης

επιφανειακών ρευμάτων. Με τον ίδιο τρόπο και την προσθήκη διηλεκτρικών υποστρωμάτων

πάνω από το ακτινοβολούν κάλυμμα επιτυγχάνεται αύξηση του κέρδους, όπως έχει περιγραφεί

στα [139-140]. Το συγκεκριμένο πεδίο έρευνας δεν μας έχει απασχολησεί σε κανένα σημείο της

διατριβής.

Σχήμα 10. Η κλασσικότερη υλοποίηση μικροταινιακού καλύμματος.

Από τις πρώτες μεθόδους αύξησης εύρους ήταν η προσθήκη γειτονικών παρασιτικών

καλυμμάτων που συζευγνύονται μέσω εγκοπών με το αρχικό κάλυμμα. Οι πρώτες αναφορές

ξεκινούν το 1984 και αφορούν την προσθήκη επιπλέον καλυμμάτων γύρω από το κεντρικό που

συζευγνύονται είτε ηλεκτρομαγνητικά [141-147], είτε απευθείας [148] (με την προσθήκη

μικροταινιακής γραμμής), είτε με τον συνδυασμό των παραπάνω συζεύξεων [149] (δες Σχήμα

11.). Η εισαγωγή παρασιτικών ακτινοβολητών υιοθετείται εκτός από τα ορθογωνικά καλύμματα

και σε κυκλικά όπου εισάγονται ομόκεντροι δακτύλιοι [147]. Διαφοροποιήσεις εμφανίζονται

και στην σχισμή που συζευγνύει ηλεκτρομαγνητικά 2 γειτονικά καλύμματα. Στο [145]

παρουσιάζεται τροποποιημένη σε ζιγκ-ζακ. Σε όλα τα παραπάνω παραδείγματα η αύξηση του

εύρους ζώνης οδηγεί στην ταυτόχρονη αύξηση μεγέθους.

Μεγάλο ενδιαφέρον εμφανίζει η μεθοδολογία αύξησης εύρους με την χρήση διακριτών

στοιχείων (lumped elements) και διαδρόμων γείωσης. Τα στοιχεία αυτά προστίθενται μέσα στο

διηλεκτρικό τροποποιώντας την μέχρι τώρα εύκολα διαχειρίσιμη διδιάστατη γεωμετρία σε



τρισδιάστατη. Όσον αφορά τα διακριτά στοιχεία, συνηθέστερα είναι chip resistors χαμηλής

αντίστασης (1 Ω), που με την εισαγωγή τους (Σχήμα 12.) οδηγούν σε απώλειες το συντονισμένο

κυκλωματικό ισοδύναμο του μικροταινιακού καλύμματος, με αποτέλεσμα την μείωση του

Σχήμα 11. Παραδείγματα μεθοδολογίας αύξησης εύρους με την εισαγωγή σύζευξης σε μικροταινιακά

καλύμματα.

συντελεστή ποιότητας και την αύξηση του εύρους ζώνης λειτουργίας [150-152]. Με την μέθοδο

αυτή παρατηρείται αύξηση του εύρους ζώνης με ταυτόχρονη διατήρηση του μεγέθους της

κεραίας, αν και λόγω της εισαγωγής αντίστασης η αποδοτικότητα (efficiency) της μειώνεται

κατά πολύ. Η εισαγωγή chip-resistors επιφέρει μείωση της συχνότητας λειτουργίας σε σχέση με

την κλασσική υλοποίηση. Eπομένως, η τεχνική αυτή μπορεί να οδηγήσει σε σημαντική μείωση

μεγέθους για συγκεκριμένη συχνότητα λειτουργίας. Περαιτέρω μείωση της συχνότητας

λειτουργίας επιτυγχάνεται με την παράλληλη εισαγωγή chip-capacitor όπως αναφέρεται στο

[153] και φαίνεται στο Σχήμα 12.

Αντίστοιχη μείωση μεγέθους για συγκεκριμένη συχνότητα λειτουργίας επιτυγχάνεται

χρησιμοποιώντας διαδρόμους γείωσης (shorting pins ή shorting walls). Μια διεξοδική μελέτη

των shorting pins σε τετραγωνικά και κυκλικά καλύμματα παρουσιάζεται στο [154], όπου

συνδυαστικά περιγράφεται το αποτέλεσμα τις εισαγωγής τους, με τα αποτελέσματα που

επιφέρουν στην μείωση του συνολικού μεγέθους και στο επιτευχθέν εύρος ζώνης λειτουργίας.

Παρόμοιες μελέτες που πραγματεύονται την εισαγωγή shorting walls παρουσιάζονται στα [155-

156]. Η τεχνικές αυτές υλοποιούν ουσιαστικά μια ολόκληρη κλάση κεραιών για φορητές

ασύρματες κατασκευές, τις PIFA (Planar Inverted-F Antennas), που αποτελούν σε συντριπτικό

ποσοστό τις κεραίες των DECT και κινητών μικροκυψελικών τηλεφώνων.



Σχήμα 12. Εισαγωγή chip-resistor σε τετραγωνικό μικροταινιακό κάλυμμα και chip-capacitor σε

κυκλικό μικροταινιακό κάλυμμα.

Η βιβλιογραφία κυριολεκτικά κατακλύζεται από μελέτες για αυτές τις κεραίες, λόγω της

άμεσης σύνδεσής τους με τις αγορές κινητής τηλεφωνίας. Σκοπεύουμε λίγο παρακάτω σε αυτή

την παράγραφο να αναφερθούμε στις τεχνικές διέγερσης πολυζωνικότητας που έχουν βρει

γόνιμο έδαφος σε αυτές τις κεραίες. Ο αναγνώστης στο Σχήμα 13. μπορεί να δει μια

γενικευμένη απεικόνιση των PIFA κεραιών, που υλοποιούνται με ένα η περισσότερα shorting

pins και shorting walls. Η τροφοδοσία τους μπορεί να είναι ομοαξονική ή μέσω μικροταινίας

(απευθείας ή συζευγμένη).

Σχήμα 13. PIFA γεωμετρίες με διαδρόμους γείωσης (shorting pin και shorting wall).

Παράλληλα με τα παραπάνω, μπορεί περιληπτικά να αναφέρθεί η μέθοδος ευρυζωνικής

προσαρμογής εισόδου, που επιτυγχάνεται με την χρήση δικτυώματος προσαρμογής στην είσοδο

της κεραίας. Στην γενικότερη περίπτωση, στην σειρά με το κυκλωματικό ισοδύναμο του

μικροταινιακού ακτινοβολητή, προστίθεται ένα παθητικό κύκλωμα όπως έχει περιγραφεί στα

[157-159] και γραφικά παρουσιάζεται στο Σχήμα 14. Το κύκλωμα αυτό μπορεί να υλοποιείται

με διακριτά στοιχεία (R, L, C) ή μεταλλικά stubs (αύξηση μεγέθους) και αναφέρεται

επιπρόσθετα σαν μία ακόμα μέθοδος βελτίωσης του εύρους ζώνης. Παρόμοιες μέθοδοι,



χρησιμοποιούνται σαν καθημερινή πρακτική για την προσαρμογή εισόδου ενεργών

κυκλωμάτων.

Σχήμα 14. Γραφική απεικόνιση δικτυώματος προσαρμογής για την επίτευξη μεγαλύτερου εύρους

λειτουργίας.

Όπως εισαγωγικά αναφέρθηκε, εξαιρετικά μεγάλο ενδιαφέρον παρουσιάζουν οι

τεχνικές διέγερσης πολυζωνικότητας ή ενίσχυσης της ευρυζωνικότητας σε τεχνολογίες

μικροταινιακού καλύμματος και τεχνολογίες PIFA. Στις παρακάτω παραγράφους θα επιδιωχθεί

η όσο το δυνατόν περιεκτικότερη και αντιπροσωπευτικότερη περιγραφή των κυριότερων

τεχνικών εισαγωγής παράλληλων συντονισμών και αύξησης εύρους ζώνης, με την εισαγωγή

σχισμών στο κάλυμμα και στο επίπεδο γείωσης. Θα περιοριστεί η αναφορά στις τεχνικές που

δεν αυξάνουν την πολυπλοκότητα της κατασκευής (όπως θα μπορούσε να είναι η εισαγωγή

επιπλέον μεταλλικών επιπέδων παρασιτικής τεχνολογίας), ενώ ταυτόχρονα δεν συντελείτε

επιβάρυνση κόστους και πρόσθετης μηχανολογικής εργασίας. Το ενδιαφέρον μας δηλαδή

επικεντρώνεται σε σχέδια τα οποία παράγονται από βασικές υλοποιήσεις με την προσθήκη

επιπλέον σχισμών.

Οι σχισμές επανακαθορίζουν την «κυκλοφορία» των επιφανειακών ρευμάτων,

μεγαλώνοντας τις διαδρομές τους (ευρυζωνική λειτουργία και πιθανή μείωση μεγέθους) ή

δημιουργώντας καινούριες (πολυζωνική λειτουργία). Έτσι, μια δεδομένη γεωμετρία αποκτά

καινούριες ιδιότητες, αφού στην μεν πρώτη περίπτωση αυξάνεται το ηλεκτρικό μήκος και κατά

συνέπεια μειώνεται η συχνότητα συντονισμού, ενώ στην δεύτερη διεγείρονται επιπλέον ρυθμοί

πέραν του βασικού ΤΜ10, κάτι που αυτομάτως συνεπάγεται την διέγερση γειτονικών

συντονισμών που τελικά αθροίζονται με τον κεντρικό (ευρυζωνικότητα). Η σημασία της

αύξησης του ηλεκτρικού μήκους είναι μεγάλη, αφού η ίδια σε μέγεθος κεραία μπορεί να

εξυπηρετεί ασύρματα πρωτόκολλα χαμηλοτέρων συχνοτήτων.

Ο αναγνώστης μπορεί να καταλάβει καλύτερα την σημασία της αύξησης του ηλεκτρικού

μήκους αναλογιζόμενος την όλο και μεγαλύτερη μείωση μεγέθους των κινητών τηλεφώνων. Σε



όλο και μικρότερες συσκευές, όπου αναλογικά το μέγεθος τις κεραίας μικραίνει, καθώς

διατηρείται σταθερή συχνότητα λειτουργίας, πρέπει να αυξάνεται το ηλεκτρικό μήκος και

Σχήμα 15. Διάφορες υλοποιήσεις μικροταινιακών καλυμμάτων με σχισμές.

ταυτόχρονα να παραμένει το κόστος κατασκευής σταθερό (ή και να μειώνεται). Ιδίας

προσέγγισης είναι και το αντίστροφο παράδειγμα. Θεωρώντας μια κεραία που εξυπηρετεί την

GSM τηλεφωνία και αναζητώντας λύση για διαλειτουργικότητα με υπηρεσίες Bluetooth ή Wi-Fi

(σε υψηλότερη δηλαδή συχνότητα λειτουργίας), τίθεται το σχεδιαστικό δίλημμα της εισαγωγής

δεύτερης κεραίας που υπερδιπλασιάζει το κατασκευαστικό κόστος ή της τροποποίησης του

υπάρχοντος ακτινοβολητή, ώστε να διεγείρει έναν επιπλέον συντονισμό. Οι σχεδιαστικές

συστημικές λογικές στην σύγχρονη εποχή της μαζικής φτηνής παραγωγής καθοδηγούνται

περισσότερο από τεχνοοικονομικούς δείκτες που υπαγορεύουν την διατήρηση των γνωστών

επιτυχημένων λύσεων, με την προσθήκη μικρών αλλαγών. Επομένως, σε εταιρικό επίπεδο, θα

αναζητούνταν η λύση της τροποποίησης της κεραίας π.χ. με την εισαγωγή σχισμών και όχι η

αντικατάστασή της ή προσθήκη δεύτερης για την υψηλότερη συχνότητα.

Η εισαγωγή σχισμών σε ένα μικροταινιακό κάλυμμα τυπωμένο οδηγεί σε σμίκρυνση του

μεγέθους για την ίδια συχνότητα λειτουργίας. Στο [160] παρουσιάζεται η μεθοδολογία

εισαγωγής σχισμών περιφερειακά σε τετραγωγικό κάλυμμα που οδηγεί σε μείωση μεγέθους

κατά 48%, διατηρώντας αμετάβλητα να χαρακτηριστικά ακτινοβολίας. Αντίστοιχη

προγενέστερη μελέτη [162], υλοποιεί μικροταινιακό κάλυμμα μειωμένο κατά 44%. Στα [162-163]

οι σχισμές τοποθετούνται κατά τέτοιο τρόπο, ώστε πέραν του ΤΜ10 να παράγεται και ο ΤΜ01

που συχνοτικά συνορεύει με τον προηγούμενο. Στο Σχήμα 15α. απεικονίζεται γενικευμένα η

φιλοσοφία ενσωμάτωσης σχισμών σε ένα μικροταινιακό κάλυμμα. Οι σχισμές τοποθετούνται

περιμετρικά στην μεταλλική επιφάνεια και οι συνολικές τους διαστάσεις και το πλήθος τους,

καθορίζουν την συμπεριφορά της κεραίας. Οι σχισμές μπορεί να είναι ασύμμετρες μεταξύ τους

και όχι απαραίτητα τοποθετημένες στην περίμετρο τις ακτινοβολούσας γεωμετρίας. Στην



βιβλιογραφία έχουν παρουσιαστεί ορθογωνικές σχισμές τέμνουσες κάθετα την ροή των

επιφανειακών ρευμάτων (Σχήμα 15β.), τετραγωνικές (Σχήμα 15γ.) ακόμα και κυκλικές. Η θέση

της σχισμής ως προς το σημείο τροφοδοσίας καθορίζει την συχνότητα συντονισμού, ενώ το

μέγεθος της σχισμής καθορίζει το εύρος ζώνης λειτουργίας.

Σχήμα 16. Μικροταινίες ορθογωνικού καλύμματος με σχισμές τύπου α) «Π», β) «Ε» και μαιάνδρου.

Μια κατηγορία κεραιών, που επίσης έχει μελετηθεί σε μεγάλο βαθμό, είναι αυτές με

σχισμές σχήματος «Π», «Ε» και «L». Η εισαγωγή σχισμών αυξάνει εντυπωσιακά το εύρος ζώνης

λειτουργίας γιατί επαναπροσδιορίζει την ροή των επιφανειακών ρευμάτων, ενώ διεγείρονται

ταυτόχρονα γειτονικοί συντονισμοί πέραν του βασικού. Στα [164-166] παρουσιάζονται μελέτες

εισαγωγής «Π» σχισμής (Σχήμα 16α.) σε τετραγωνικά και τριγωνικά μικροταινιακά καλύμματα

που επιτυγχάνουν εντυπωσιακή αύξηση του εύρους λειτουργίας. Η διέγερση γειτονικών

ρυθμών επιτυγχάνεται επίσης με την εισαγωγή σχισμών σχήματος «Ε», όπως απεικονίζεται στο

Σχήμα 7β. [167]. Εργαστηριακά, η απόξεση του μετάλλου σε αυτή την μέθοδο γίνεται εύκολα

και τα αποτελέσματα είναι εντυπωσιακά, όσον αφορά το τελικό εύρος ζώνης λειτουργίας. Η

τεχνική αυτή μπορεί κάλλιστα να εφαρμοστεί σε τριγωνικά και κυκλικά καλύμματα, με εξίσου

ευεργετικά αποτελέσματα στο εύρος ζώνης. Ο εναλλάξ συνδυασμός σχισμών στο πάνω και κάτω

μέρος του καλύμματος, έχει χρησιμοποιηθεί ευρέως, οδηγώντας σε υλοποιήσεις μαιάνδρου με

εφάμιλλα ευεργετικά αποτελέσματα σε κατηγορίες ορθογωνικών [168] και άλλων καλύμματων

(Σχήμα 7γ.).

Η μέθοδος εισαγωγής σχισμών «L» χρησιμοποιείται κυρίως σε PIFA υλοποιήσεις για την

γέννηση επιπλέον συντονισμών. Η εργασία [169] είναι η πιο αντιπροσωπευτική μελέτη

εφαρμογής της παρούσας τεχνικής. Στο Σχήμα 17. απεικονίζεται η διαδικασία σχεδίασης

κεραίας κινητής τηλεφωνίας με 3 μπάντες λειτουργίας με την εισαγωγή δύο σχισμών «L».



Σχήμα 17. Σχεδίαση ορθογωνικής PIFA κεραίας. Η εισαγωγή διαδοχικά σχισμών «L» δημιουργεί

ηλεκτρικά μικρότερους ακτινοβολητές στην ίδια κεραία.

Σε πρώτη φάση μια πρώτη σχισμή χωρίζει το μεταλλικό επίπεδο σε δύο μέρη, ένα

μεγάλο και ένα μικρό που αντιπροσωπεύουν ηλεκτρικά την GSM μπάντα (χαμηλή συχνότητα-

μεγάλο κομμάτι) και την DCS μπάντα (υψηλή συχνότητα- μικρό κομμάτι). Στην συνέχεια μία

ακόμα σχισμή που εισάγεται στο μικρό κομμάτι και το διαχωρίζει εκ νέου, δημιουργεί δύο νέα

ακτινοβολούντα στοιχεία με γειτονικές συχνότητες λειτουργίας, αυξάνοντας ευρυζωνικά την

προσαρμογή στην DCS μπάντα. Οι συχνότητες συντονισμού είναι τρεις, με την πρώτη στα 870

MHz και τις άλλες δύο γύρω από τα 1790 MHz. Ο αναγνώστης μπορεί να ανατρέξει και στις

μελέτες [170-171] για να αντλήσει πληροφορίες σχετικά με την σχεδίαση διαλειτουργικών PIFA

κεραιών.

Σχήμα18. Εισαγωγή σχισμών στο επίπεδο γείωσης και αλλαγή επιφανειακών ρευμάτων.



Εφαρμόζοντας την ίδια σχεδιαστική λογική, η εισαγωγή σχισμών στο επίπεδο γείωσης επιφέρει

το ίδιο ακριβώς αποτέλεσμα με παραπάνω, μειονεκτώντας (εξαρτάται από την σχεδιαστική

λογική που ακολουθείται) στην εκδήλωση ακτινοβολίας κάτω από το επίπεδο γείωσης. Στο [172]

παρουσιάζεται λεπτομερώς η εισαγωγή σχισμών σε ένα συμβατικό τετραγωνικό κάλυμμα

ομοαξονικής τροφοδοσίας. Οι σχισμές επιφέρουν μείωση της συχνότηταςσυντονισμού για το

ίδιο μέγεθος ορθογωνικού καλύμματος, ενώ συγκριτικά με το αρχικό μοντέλο, το εύρος ζώνης

σημειώνει σημαντική αύξηση, και σχεδόν διπλασιάζεται. Στο Σχήμα 18. παρουσιάζουμε την

ένταση των επιφανειακών ρευμάτων πριν και μετά την εισαγωγή των σχισμών. Σαν

επακόλουθο η κεραία εμφανίζει χαμηλότερη συχνότητα λειτουργίας και ενισχυμένο κέρδος.

Είναι προφανές από την γραφική απεικόνιση ότι τα επιφανειακά ρεύματα «συμπιέζονται»

ανάμεσα στις σχισμές, οδηγώντας σε αύξηση του μήκους διαδρομής και έντασής τους.

1.4.2 Αύξηση εύρους και δίεγερση πολυζωνικότητας σε

σχισμοκεραίες

Από την φύση τους οι σχισμοκεραίες είναι περισσότερο ευρυζωνικές από τις

μικροταινίες. Με την γενικότερη απαίτηση για διαλειτουργικά (πολυζωνικά) συστήματα και

την πρόσφατη εισαγωγή του IEEE 802.15.3a UWB πρωτοκόλλου, και συνεκτιμώντας όλα εκείνα

τα πλεονεκτήματα αυτής της κλάσης κεραιών (χαμηλό προφίλ, δικατευθυντικότητα, χαμηλές

απώλειες, ταχεία ενσωμάτωση με παθητικά και ενεργητικά κυκλωματικά στοιχεία), η

αναβάθμιση των χαρακτηριστικών τους αποτελεί ένα γόνιμο επιστημονικό πεδίο έρευνας.

Οι τεχνικές που χρησιμοποιούνται δανείζονται πολλά στοιχεία από τις αντίστοιχες

μεθόδους των μικροταινιακών κεραιών. Έτσι, έχουν μελετηθεί δομές με περισσότερες από μίας

ακτινοβολούντες σχισμές, υβριδικές δομές με συνδυασμούς διαφορετικών σχισμών,

σχισμοκεραίες με προσαρμογή εισόδου και υλοποιήσεις ευρυζωνικών στοιχειοκεραιών.

Αναλυτικότερα, στα [11, 15, 16], περιγράφησαν υλοποιήσεις συζευγμένων

σχισμοκεραίων (Σχήματα 6β., 19α.) που εκμεταλλεύονται την διαφορετική συχνότητα

συντονισμού των σχισμών. Το τελικό αποτέλεσμα είναι μια ευρυζωνική κεραία γειτονικών

συντονισμών. Οι αποστάσεις μεταξύ των σχισμών, όπως και οι διαστάσεις τους μπορεί να

υπακούουν σε μια λογαριθμική-περιοδική νόρμα (Σχήμα 19β.). Σημειώνεται ότι ένα μεγάλο

μέρος τις διατριβής αξιοποίησε την τεχνική αυτή για κατακόρυφη αύξηση του εύρους ζώνης

λειτουργίας. Ο συνδυασμός διαφορετικών σχισμών έχει μελετηθεί λεπτομερώς στο [11] (δες

Σχήμα 7γ.). Σε αυτή την περίπτωση, το ζευγάρι των επαγωγικά τροφοδοτούμενων σχισμών



τροφοδοτεί έμμεσα την προσαρμοσμένη ορθογωνική σχισμοκεραία. Με αυτό τον τρόπο

επιτυγχάνονται 2 συντονισμοί, που τελικά προστίθενται όντας γειτονικοί, αυξάνοντας το εύρος

ζώνης λειτουργίας, ειδάλλως εξυπηρετούν δύο διαφορετικές συχνοτικές περιοχές. Την ίδια

σχεδιαστική φιλοσοφία αξιοποιούν οι υβριδικές σχισμοκεραίες [91-92] και [96] όπως

παρουσιάστηκαν στα Σχήματα 7α., 7β. και τώρα στο Σχήμα 10γ. Σε αυτές τις

Σχήμα 19. α) Συζευγμένη ορθογωνική σχισμοκεραία, β) σχισμοκεραία log-periodic και γ) υβριδική

σχισμοκεραία.

κλάσεις κεραιών, συνδυάζονται κάτω από συνθήκες σύζευξης δύο είδη σχισμοκεραιών. Σαν

παράδειγμα, στην κεραία που απεικονίζεται στο Σχήμα 19γ. συζεύγνεινται μια βροχοσχισμή

(slot loop) με τροποποιημένη ορθογωνική σχισμοκεραία (rectangular slot). Το τελικό

αποτέλεσμα είναι μια σχισμοκεραία με δύο περιοχές λειτουργίας, κάθε μία εκ των οποίων

αποδίδεται και σε μία σχισμή. Η τεχνική της εισαγωγής σχισμών για την δημιουργία

καινούριων ακτινοβολητών σε υπάρχουσες υλοποιήσεις, έχει παρουσιαστεί αναλυτικά στην

προηγούμενη ενότητα. Με την μέθοδο αυτή, τα επιφανειακά ρεύματα ανακατευθύνονται σε

νέες διαδρομές δημιουργώντας νέους συντονισμούς.

Σχήμα 20. Η τεχνική της εισαγωγής α) ορθογωνικού και β) σχήματος «Π» σχισμής σε ορθογωνικά

καλύμματα συνεπίπεδης κυματοδήγησης εκατέρωθεν της συνεπίπεδης κυματοδήγησης.



Στο Σχήμα 20. παρουσιάζονται δύο παρόμοιες τεχνικές σε σχισμοκεραίες

μικροταινιακού καλύμματος. Στην πρώτη περίπτωση [33], μια ορθογωνική σχισμή χωρίζει το

κάλυμμα σε δύο μέρη, δημιουργώντας δύο διαδρομές επιφανειακών ρευμάτων (Σχήμα 20α.),

τουτέστιν δύο συντονισμούς άμεσα εξαρτώμενους από την διαδρομή των ρευμάτων. Στην

προκειμένη περίπτωση, λόγω της μεγάλης διαφοράς των ρευματικών δρόμων, η κεραία

συντονίζει στα 2 GHz και 5 GHz, αντίστοιχα. Χρησιμοποιώντας μία σχισμή «Π» το ορθογωνικό

κάλυμμα [41] χωρίζεται σε δύο περιοχές και επομένως σε δύο συντονισμούς (Σχήμα 20β.). Το

ορθογωνικό κάλυμμα που τροφοδοτείται από τον κεντρικό αγωγό της συνεπίπεδης

κυματοδήγησης καθορίζει τον ένα συντονισμό, ενώ η περίμετρος του ορθογωνικού δακτυλίου

τον δεύτερο και χαμηλότερης συχνότητας συντονισμό.

Μια ιδιαίτερα ενδιαφέρουσα και σχετικά καινούρια τεχνική ευρυζωνικής προσαρμογής

σχισμοκεραιών, είναι η προσθήκη ορθογωνικών [173], τετραγωνικών ή σταυροειδών [32]

σχισμών (Σχήμα 12.). Με τον τρόπο αυτό επιτυγχάνεται καλύτερη προσαρμογή, ενώ

ταυτόχρονα και εξαρτώμενη πάντα από το σχήμα των σχισμών, προκαλείται καταστολή των

ανώτερων αρμονικών που δύναται να προκαλέσουν προβλήματα ηλεκτρομαγνητικής

συμβατότητας. Το τελευταίο οφείλεται στο γεγονός ότι οι σχισμές (Σχήμα 12 β., 12γ.)

λειτουργούν σαν photonic bandgap (PBG) δομές, καταστέλλοντας εντυπωσιακά τους ρυθμούς

ανώτερης τάξης, ενώ παράλληλα αυξάνουν το εύρος ζώνης λειτουργίας.

Σχήμα 21. Προσθήκη σχισμών στην συνεπίπεδη τροφοδοσία για ευρυζωνική προσαρμογή και καταστολή

ανώτερων αρμονικών (β,γ).

Τέλος, αναφέρουμε δύο διαφορετικές τεχνικές επίτευξης διζωνικότητας σε μονόπολα

τροδοφοτούμενα από συνεπίπεδο κυματοδηγό. Η πρώτη τεχνική [118] βασίζεται στην επίτευξη

διαφορετικών δρόμων των επιφανειακών ρευμάτων, ενώ η δεύτερη [115] εισάγει σχισμές στον

κεντρικό αγωγό της συνεπίπεδης κυματοδήγησης μετατρέποντάς τον σε μαίανδρο. Στο Σχήμα

22. απεικονίζονται οι δύο μονοπολικές κεραίες. Η λειτουργία της πρώτης είναι προφανής.

Τα επιφανειακά ρεύματα διαλέγουν δύο δρόμους (σημειωμένοι με διακεκομένες γραμμές).


Βιβλιογραφία

Σχήμα 22. α) Διζωνικό μονόπολο και β) Μονόπολο μαιάνδρου και ορθογωνικής λουρίδας.

Η κεραία εμφανίζει τον πρώτο συντονισμό εξαιτίας της σπείρας (μεγάλο ηλεκτρικό μήκος-

χαμηλή συχνότητα συντονισμού) και τον δεύτερο λόγω της ορθογωνικής μεταλλικής νησίδας. Η

δεύτερη κεραία αποτελείται από ένα μαίανδρο (μείωση μεγέθους) και μία ορθογώνια λουρίδα

σαν άμεση συνέχεια του μαιάνδρου. Εδώ, ο πρώτος συντονισμός οφείλεται στον συνδυασμό

μαιάνδρου και ορθογώνιας λουρίδας (μεγάλο ηλεκτρικό μήκος) και ο δεύτερος στην σύζευξης

τους.

1.5 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [1] C. P. Wen, ‘‘Coplanar Waveguide: A Surface Strip Transmission Line Suitable for

Nonreciprocal Gyromagnetic Device Applications,’’ IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 17,

no. 12, pp. 1087—1090, Dec. 1969.

[2] Rainne N. Simons, Coplanar Waveguide Circuits, Components and Systems, Johh-Wiley and

Sons Inc, 2001, ISBN 0-471-16121-7.

[3] S. S. Bedair and I. Wolff, ‘‘Fast and Accurate Analytic Formulas for Calculating the

Parameters of a General Broadside—Coupled Coplanar Waveguide for (M)MIC Applications,’’

IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 37, no. 5, pp. 843—850, May 1989.

[4] G. Ghione, and C. U. Naldi, ‘‘Coplanar Waveguides for MMIC Applications Effect of Upper

Shielding, Conductor Backing, Finite-Extent Ground Planes, and Line-to-Line Coupling,’’ IEEE

Trans. Microw. Theory Tech. , vol. 35, no. 3, pp. 260 - 267, Mar. 1987.

[5] J. P. Jacobs, J. Joubert, and J. W. Odendaal, “Radiation Efficiency and impedance bandwidth

of Conductor-Backed CPW-Fed Slot Dipole Antenna with Two- Layered Dielectric Substrate,”

Microw. Opt. Technology Lett. vol. 34, no. 2, pp. 138-141, 2002.



[6] T. Weller, L. P. B. Katehi, G.M. Rebeiz, ‘‘High performance microshield line components,”

IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 43, no. 3, pp. 534 – 543, Mar. 1995.

[7] V. Milanovic, M. Gaitan, E. D. Bowen, and M. E. Zaghloul, “Micromachined microwave

transmission lines in CMOS technology,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 45, no. 5, pp.

630 – 635, May 1997.

[8] J. M. Laheurte, L. P. B. Katehi, and G. M. Rebeiz, ‘‘CPW-Fed Slot Antennas on Multilayer

Dielectric Substrates,’’ IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 44, no. 8, pp. 1102-1111, Aug. 1996.

[9] E. Vourch, M. Drissi, and J. Citerne, ‘‘Slotline dipole fed by a coplanar waveguide,’’ IEEE

AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 2208-2211, 1994.

[10] Tzung-Fang Huang, Shih-Wen Lu, and Powen Hsu, ‘‘Analysis and Design of Coplanar

Waveguide-Fed Slot Antenna Array,’’ IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 47, no. 10, pp. 1560-

1565, Oct. 1999.

[11] Huan-Chang Liu, Tzyy-Sheng Horng, and Nikolaos G. Alexopoulos, “Radiation of printed

Antennas with a Coplanan Waveguide Feed,’’ IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 43, no. 10,

Oct. 1995.

[12] Huang-Shang Tsai, Robert A. York, “FDTD Analysis of CPW-Fed Folded-Slot and Multiple-

Slot Antennas on Thin Substrates,’’ IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 44, no. 2, Feb. 2003.

[13] Kin-Lu Wong, and Wen-Shan Chen, “Slot-loaded Bow_tie Microstrip Antenna for Dual-

Frequency Operation,’’ Electron. Lett., vol. 34, no. 18, pp. 1713-1714, 3rd September 1998.

[14] Abdelnasser A. Eldek, Atef Z. Elsherbeni, and Charles E. Smith, “Wideband Microstrip-Fed

Printed Bow-Tie Antenna for Phased-Array Systems,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 43, no. 2,

pp. 123–126, Oct. 2004.

[15] G. Bindu, V. Hamsakkutty, Anil Lonappan, Joe Jacob, Vinu Thomas, C. K. Aanandan, and

K. T. Mathew, “Wideband Bow-Tie Antenna With Coplanar Stripline Feed,” Microw. Opt.

Technol. Lett., vol. 42, no. 3, pp. 222–224, Aug. 2004.

[16] Yu-De Lin, and Syh-Nan Tsai, “Analysis and Design of Broadside-Coupled Striplines-Fed

Bow-tie Antennas, ’’ IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 46, no. 3, Mar. 1998.

[17] Xu-Pu Zhang, and Shun-Shi Zhong, “Resonant Frequencies and Dual-Frequency operation

of a Bow-Tie Microstrip Antenna,“ IEEE AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 60-63, June 2002.

[18] R. Nilavalan, G. S. Hilton and R. Benjamin, “Wideband Printed Bowtie Antenna Element

Development for Post Reception Synthetic Focusing Surface Penetrating Radar,” Electron. Lett.,

vol. 35, no. 20, pp. 1771-1772, 30th September 1999.



[19] Yasuhiro Nishioka, Osamu Maeshima, Toru Uno, and Saburo Adachi, “FDTD Analysis of

Resistor-Loaded Bow-Tie Antennas Covered with Ferrite-Coated Conducting Cavity for

Subsurface Radar,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 47, no. 6, June 1999.

[20] Yu-De Lin, and Syh-Nan Τsai, “Coplanar Waveguide-Fed Uniplanar Bow-Tie Antenna,”

IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 45, no. 2, Feb. 1997.

[21] Seong-Youp Suh, Warren Stutzman, William Davis, Alan Waltho, and Jeffrey Schiffer, “A

Novel Broadband Antenna, the Low-Profile Dipole Planar Inverted Cone Antenna

(LPdiPICA),” IEEE AP-S Int. Symp. Dig., vol. 1, pp. 775-778, June 2004.

[22] Junho Yeo, Yoonjae Lee, and Raj Mittra, “Design of Wideband Planar Volcano-Smoke Slot

Antenna (PVSA) for Wireless Communications,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 655-658, June

2003.

[23] Joanna Powell, and Anantha Chandrakasan, “Differential and Single Ended Elliptical

Antennas for 3.1-10.6 GHz Ultra Wideband Communication,” IEEE AP-S Int. Symp. Dig., vol. 3,

pp. 2935-2938, June 2004.

[24] Horng-Dean Chen, “Broadband CPW-Fed Square Slot Antenna With a Widened Tuning

Stub,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 51, no. 8, Aug. 2003.

[25] E. A. Soliman, S. Brebels, E. Beyne, and G. A. E. Vandenbosch, “CPW-Fed Cusp Antenna,”

Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 22, pp. 288-290, Aug. 1999.

[26] H. F. Hammad, Y. M. M. Antar, and A. P. Freundorfer, “A New CPW Antenna Suitable for

MMIC Applications,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 23, no. 5, pp. 304–306, Dec. 2003.

[27] K. Li, C. H. Cheng, T. Matsui, and M. Izutsu, “Coplanar Patch Antennas: Principle,

Simulation and Experiment,” AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 402-405, July 2001.

[28] S. Pandey, and R. Ramadoss, “Coplanar Patch Antenna fed at the Non_Radiating Edge,”

AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 3397-3400, June 2004.

[29] J. Papapolymerou, C. Schwartzlow, and G. Ponchak, “A folded-Slot Antenna on Low

Resistivity Si Substrate with a Polyimide Interface Layer For Wireless Circuits,” Silicon

Monolithic Integrated Circuits in RF Systems Digest, pp. 215-218, 2001.

[30] R. Usaha, and M. Ali, “Design of Broadband Modified Folded Slot Antennas for C-Band

Wireless Applications,” IEEE Topical Conference on Wireless Communication Technology, pp. 150-

151, 2003.

[31] Sarawuth Chaimool, Sithiporn Kerdsumang, Prayoot Akkraeakthalin, and Vech Vivek, “A

Broadband CPW-Fed Square Slot Antenna Using Loading Metllic Strips and a Widened Tuning



Stub,” Proceedings of International Symposium on Communications and Information Technologies 2004

(ISCIT 2004), Sapporo, Japan, vol. 2, pp. 730-733, Oct. 2004.

[32] Xian-Chang Lin, and Ling-Teng Wang, “A Broadband CPW-Fed Loop Slot Antenna With

Harmonic Control,” IEEE Antennas Wirell. Propag. Lett., vol. 2, pp. 323-325, 2003.

[33] W. L. Liu, and W. R. Chen, “CPW-Fed Compact Meandered Patch Antenna for Dual-Band

Operation,” Electron. Lett., vol. 40, no. 18, pp. 1094-1095, 2nd September 2004.

[34] Shih-Wen Lu, Chih-Hsiang Yang, and Powen Hsu, “A CPW-Fed Slot-Loop Antenna With

Low Cross-Polarization Radiation,” Proceedings of Asia-Pasific Microwave Conference

(APMC2000), vol. 2, pp. 1400-1402, Dec. 2000.

[35] Ming-Hau Yeh, Powen Hsu, and Jean-Fu Kiang, “Analysis of a CPW-Fed Slot Ring

Antenna,” Proceedings of Asia-Pasific Microwave Conference (APMC2001), Tapei, Taiwan, vol. 3,

pp. 1267-1270, Dec. 2001.

[36] R. Chair, A.A. Kishk, and K. F. Lee, “Ultrawide-band Coplanar Waveguide-Fed

Rectangular Slot Antenna,” IEEE Antennas Wirell. Propag. Lett., vol. 3, pp. 227-229, 2004.

[37] Jyh-Ying Chiou, Jia-Yi Sze, and Kin-Lu Wong, “A Broad-band CPW-Fed Strip-Loaded

Square Slot Antenna,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 51, no. 4, April 2003.

[38] Paul L. Chin, Atef Z. Elsherbeni, and Charles E. Smith, “Characteristics of Coplanar Bow-

Tie Patch Antennas,” AP-S Int. Symp., vol. 1, pp. 398-401, June 2002.

[39] K. C. Gupta, “Design of Frequency-Reconfigurable Rectangular Slot Ring Antennas,” AP-S

Int. Symp., vol. 1, pp. 326-327, July 2000.

[40] K. F. Tong, K. Li, T. Matsui, and M. Izutsu, “Wideband Coplanar Waveguide fed Coplanar

Patch Antenna,” AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 406-409, July 2001.

[41] Marie C. Mukandatimana, Tayeb A. Denidni, and Larbi Talbi, “Design of a New Dual-Band

CPW-fed Slot Antenna for ISM Applications,” Proceedings of IEEE 59th Vehicular Technology

Conference, VTC 2004, vol. 1, pp. 6-9, May 2004.

[42] Laurent Giauffret, Jean-Marc Lahurte, and A. Papiernik, “Study of Various Shapes of the

Coupling Slot in CPW-Fed Microstrip Antennas,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 45, no. 4,

April 1997.

[43] W. Menzel, and W. Grabherr, “A Microstrip patch Antenna with Coplanar Feed Line,”

Microw. Guided Wave. Lett., vol. 1, no. 11, Nov. 1991.

[44] Shih-Wen Lu, Tsung-Fang Huang and Powen Hsu, “CPW-Fed Slot-Loop Coupled Patch

Antenna on Narrow Substrate,” Electron. Lett., vol. 35, no. 9, pp. 682-683, 29th April 1999.



[45] Giorgio Montisci, and Giuseppe Mazarella, “An Alternative Layout for CPW-Fed Pronted

Antennas with Low Back Radiation,” Microw. Opt. Technology Lett. vol. 36, no. 6, pp. 481-483,

2003.

[46] Mon-Chun Pan, “Design of Compact Rectangular Microstrip Antenna with a CPW Feed,”

AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 510-513, July 2001.

[47] A. A. Omar, “Coplanar Waveguide-Fed-Dual Band Microstrip Patch Antenna,” AP-S Int.

Symp., vol. 4, pp. 568-571, June 2003.

[48] Sheng-Ming Deng, Ming-Dong Wu, and Powen Hsu, “Analysis of Coplanar Waveguide-

Fed Microstrip Antennas,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 4, no. 7, July 1995.

[49] M. Boulmalf, and G. Y. Delisle, “CPW-Fed Microstrip Antenna for Indoor Broadband

Wireless Communications,” AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 802-805, June 1998.

[50] Chih-Yu Huang, and Ching-Wei Ling, “CPW Feed Circularly Polarised Microstrip Antenna

Using Asymmetric Coupling Slot,” Electron. Lett., vol. 39, no. 23, pp. 1627-1628, 13th November

2003.

[51] K. Hettak, G. Y. Delisle, and M. G. Stubbs, “A Novel CPW Coupled Patch Antenna

Topology for Dual Band Operation,” AP-S Int. Symp., vol. 4, pp. 162-165, June 2003.

[52] Xian-Chang Lin, and Lin-Teng Wang, “A Wideband CPW-Fed Patch Antenna With

Defective Ground Plane,” AP-S Int. Symp., vol. 4, pp. 3717-3720, June 2004.

[53] K. Hettak, and G. Y. Delisle, “A Novel Reduced Size CPW-Coupled Patch Antenna

Topology For Millimeter Waves Applications,” AP-S Int. Symp., vol. 4, pp. 3840-3843, June 2004.

[54] Jin-Sen Chen, “CPW-Fed Compact Equilateral triangular-Ring Slot Antenna,” AP-S Int.

Symp., vol. 3, pp. 2416-2419, June 2004.

[55] Sheng-Ming Deng, and Hsiao-Hsun Kan, “Analysis of CPW-fed Triangle Patch Antennas,”

AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 398-401, July 2001.

[56] Jin-Sen Chen, “Studies of CPW-Fed Equilateral Triangular-Ring Slot Antennas and

Triangular-Ring Slot Patch Antennas,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 53, no. 7, July 2005.

[57] Jin-Sen Chen, and Horng-Dean Chen, “Dual-Band Characteristics of Annular-Ring Slot

antenna with Circular Back-Patch,” Electron. Lett., vol. 39, no. 6, pp. 487-488, 20th March 2003.

[58] Sheng-Ming Deng, “A Coplanar Waveguide-Fed Circular Microstrip Patch Antenna,” AP-S

Int. Symp., vol. 2, pp. 930-923, June 1998.

[59] Chiang-Chuan Hsu, Powen Hsu, and Jean-Fu Kiang, “Analysis of Coplanar Waveguide-

Fed Circular Patch Antenna,” Proceedings of Asia-Pasific Microwave Conference (APMC2001),

Tapei, Taiwan, vol. 3, pp. 1338-1341, Dec. 2001.



[60] I-Jen Chen, Chung-Shao Huang, and Powen Hsu, “Circularly Polarized Patch Antenna

Array Fed by Coplanar Waveguide,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 52, no. 6, June 2004.

[61] Mourad Nedil. Tayeb A. Denidni, and Lari Talbi, “Design of a New Bow-Tie Slot Antenna

Excited by Inductively and Capacitively Feeding Configurations,” AP-S Int. Symp., vol. 2, pp.

896-899, June 2003.

[62] Mourad Nedil, Tayeb A. Denidni, and Larbi Talbi, “Millimeter Wave Design of New Two-

Imbricated-Slot Antennas for Increasing Bandwidth an Ka Band,” Proceedings of the 12th

International Conference on Antennas and Propagation (ICAP 2003), University of Exeter, UK, pp.

534-537, 31st March – 3rd April 2003.

[63] K. F. Tong, K. Li, T. Matsui, and M. Izutsu, “Broad-Band Double-Layered Coplanar Patch

Antenna with Adjustable CPW Feeding Structure,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 52, no.

11, Nov. 2004.

[64] D. R. Jahagirdar, and R. D. Stewart, “Nonleaky Conductor-Backed Coplanar Waveguide-

Fed Rectangular Microstrip Patch Antenna,” Microw. Guided Wave. Lett., vol. 8, no. 3, Mar. 1998.

[65] Huan-Chang Liu, Tzy-Sheng Horng, and Nikolaos G. Alexopoulos, “Radiation of printed

Antennas with a Coplanan Waveguide Feed,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 43, no. 10,

Oct. 1995.

[66] K. Hettak, G. Y. Delisle, and M. G. Stubbs, “A Novel Variant of Dual Polarized CPW-fed

Patch Antenna for Broadband Wireless Communications,” AP-S Int. Symp., vol. 1, pp. 286-289,

July 2000.

[67] Chris R. Trent, and Tom M. Weller, “Design and Tolerance Analysis of a 21 GHz CPW-fed,

Slot-Coupled, Microstrip Antenna on Etched Silicon,” AP-S Int. Symp., vol. 1, pp. 402-405, June

2002.

[68] A. Suzuki, and M. Haneishi, “A Broadband Microstrip Antenna fed by a Coplanar

Waveguide with Dogbone Slot,” AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 494-497, July 2001.

[69] H. Aissat, L.Cirio, M. Grzeskowiak, J.-M. Laheurte, and O. Picon, “Circularly Polarised

Planar Antenna excited by Coplanar Waveguide Feedline,” Electron. Lett., vol. 40, no. 7, pp. 402-

403, 1st April 2004.

[70] Eko T. Rahardjo, S. Kitao and M. Haneishi, “Circularly Polarized Planar Antenna Excited

by Cross-Slot Coupled Coplanar Waveguide Feedline,” AP-S Int. Symp. Dig., vol. 3, pp. 2220-

2223, June 1994.



[71] Mourad Nedil, Tayeb A. Denidni, and Larbi Talbi, “A New Back-to-Back Slot Bow-Tie

Antenna for Millimenter-Wave Applications,” Canadian Conference on Electrical Engineering

(CCECE), vol. 3, pp. 1433-1436, May 2003.

[72] Steven Mestdagh, Walter De Raedt, and Guy A. E. Vandenbosch, “CPW-Fed Stacked

Microstrip Antennas,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 52, no. 1, Jan. 2004.

[73] K. Hettak, G. Y. Delisle, and M. G. Stubbs, “A New Type of Dual Frequency CPW-Coupled

Patch Antenna Configurations,” AP-S Int. Symp. Dig., vol. 3, pp. 386-389, July 2001.

[74] W. S. T. Rowe, and R. B. Waterhouse, “Broadband CPW Fed Stacked Patch Antenna,”

Electron. Lett., vol. 35, no. 9, pp. 681-682, 29th April 1999.

[75] W. S. T. Rowe, and R. B. Waterhouse, “Reduction of Backward Radiation for CPW Fed

Aperture Stacked Patch Antennas on Small Ground Planes,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., -

vol. 51, no. 6, June 2003.

[76] Γεώργιος Μιχαήλ, Σχεδίαση και Ανάπτυξη Μικροκυματικών Παθητικών Διατάξεων

Κινητών Δορυφορικών Επικοινωνιών, Διδακτορική Διατριβή ΕΜΠ , Μάρτιος 2004.

[77] E. A. Soliman, S. Brebels, G. Vandenbosch, and E. Beyne, “X-Band Brick Wall Antenna Fed

by CPW,” Electron. Lett., vol. 34, no. 9, pp. 836-838, 30th April 1998.

[78] Ezzeldin A. Soliman, Steven Brebels, Guy A. E. Vandenbosch, and Eric Beyne, “Antenna

Arrays in MCM-D Technology Fed by Coplanar CPW Neworks,” IEEE Trans. Microw. Theory

Tech., vol. 48, no. 6, pp. 1065—1068, June 2000.

[79] Abdelnaseer A. Eldek, Atef Z. Elsherbeni, and Charles E. Smith, “Two-Dimensional Array

of Rectangular Slot Antennas Tuned With Patch Stubs For Wide Bandwidth and Large Scanning

Range,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 45, no. 2, pp. 149–151, April 2005.

[80] Cuthbert M. Allen, Adbelnasser A. Eldek, Atef Z. Elsherbeni, and Charles E. Smith, ”A

Wideband Coplanar-Waveguide-Fed Multi-Slot Antenna for Radar Applications,” Microw. Opt.

Technol. Lett., vol. 39, no. 1, pp. 24–27, Oct. 2003.

[81] K. Li, C. H. Cheng, T. Matsui, and M. Izutsu, “Simulation and Experimental Study on

Coplanar Patch and Array Antennas,” Proceedings of Asia-Pasific Microwave Conference

(APMC200), pp. 1411, 2000.

[82] Laurent Desclos, “V-Band Double-Slot Antenna Integration on LTCC Substrate Using

Thick-Film Technology,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 28, no. 5, pp. 354–357, Mar. 2001.

[83] Hiroaki Kobayashi, and Yoshizumi Yasuoka, “Slot-Array Antennas Fed by Coplanar

Waveguide for Millimeter-Wave Radiation,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 46, no. 6, pp.

800—805, June 1998.



[84] Tzung-Fang Huang, Shih-Wen Lu, and Powen Hsu, “Analysis and Design of Coplanar

Waveguide-Fed Slot Antenna Array,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 47, no. 10, Oct. 1999.

[85] H. F. Hammad, A. P. Reundorfer, and Y. M. M. Antar, “CPW antennas for slab-beam quasi-

optical power combining arrays,” Canadian Conference on Electrical Engineering (CCECE), vol. 2,

pp. 981-984, Mar. 2000.

[86] H. S. Tsai, and R. A. York, “Multi-Slot 50-Ω Antennas for Quasi-Optical Circuits,” IEEE

Microw. Guided Wave. Lett., vol. 5, no. 6, June 1995.

[87] G. Tzeremes, Tsai S. Liao, Paul K. L. Yu, and C. G. Christodoulou, “Computation of

Equivalent Circuit Models of Optically Driven CPW-Fed Slot Antennas for Wireless

Communications,” IEEE Antennas Wirell. Propag. Lett., vol. 2, pp. 140-142, 2003.

[88] George Tzeremes, Majid Khodier, Tsai S. Liao, Paul K. L. Yu, and C. G. Christodoulou,

“Optically Driven CPW Fed Slot Antennas and Arrays for Wireless Communications,” AP-S Int.

Symp., vol. 2, pp. 659-662, June 2003.

[89] Shih-Yuan Chen, and Powen Hsu, “A CPW-Fed Horn-Shaped Slot Array Antenna for 5-

GHz WLAN Access Point,” Proceedings of Conference in Antenna Design and Modeling for Wireless

Communications (ECWT 2004), Amsterdamn, pp. 281-284, 2004.

[90] Santiago Sierra-Garcia, and Jean-Jacques Laurin, “Study of a CPW Inductively Coupled Slot

Antenna,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 47, no. 1, Jan. 1999.

[91] Jin-Sen Chen, “Dual-Frequency Slot Antennas Fed By Capacitively Coplanar Waveguide,”

Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 32, no. 6, pp. 452–453, Mar. 2002.

[92] Jin-Sen Chen, “Dual-Frequency and Broadband Characteristics of Hybrid Coupled Slot

Antennas Fed by Coplanar Waveguide,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 38, no. 6, pp. 496–498,

Sept. 2003.

[93] Alpesh U. Bhode, Christopher L. Holloway, Melinda Piket-May, and Richard Hall, “Wide-

band Slot Antennas With CPW Feed Lines: Hybrid and Log-Periodic Designs,” IEEE Trans.

Antennas. Propagat., vol. 52, no. 10, Oct. 2004.

[94] Jin-Sen Chen, “Dual-Frequency Annular-Ring Slot Antennas Fed by CPW Feed and

Microstrip Line Feed,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 53, no. 1, pp. 569-571, Jan. 2005.

[95] Jin-Sen Chen, “Multi-frequency Characteristics of Annular-Ring Slot Antennas,” Microw.

Opt. Technol. Lett., vol. 38, no. 6, pp. 506–501, Sept. 2002.

[96] Wen-Shan Chen, and Kin-Lu Wong, “A Dual-frequency coplanar Waveguide-Fed Slot

Antenna,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 25, no. 3, pp. 226–228, May 2000.



[97] Wen-Shan Chen, and Kin-Lu Wong, “A Coplanar Waveguide-Fed Printed Slot Antenna For

Dual-Frequency Operation,” AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 140-143, July 2004.

[98] Jin-Sen Chen, and Shun-Yun Lin, “Triple-Frequency rectangular-ring Slot Antennas fed by

CPW and Microstrip Line,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 37, no. 4, pp. 243–246, May 2003.

[99] B. L. Ooi, X. D. Xy, and Irene Ang, “Triple-Band Slot Antenna with Spiral EGB Feed,” IEEE

International Workshop on Antenna Technology (IWAT): Small Antennas and Novel Metamaterials,

March 7-9, Marina Mandarin Singapore, pp. 329-332, 2005.

[100] B. Chen, B. L Ooi, M. S. Leong, and F. Hong, “Bandwidth Enhancement for Multi-band

Slot Antenna by PGB Feed,” AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 2079-2082, June 2004.

[101] S.-Y. Chen, and P. Hsu, “CPW-fed folded-Slot Antenna for 5.8 GHz RFID Tags,” Electron.

Lett., vol. 40, no. 24, pp. 1526-1517, 25th November 2004.

[102] Amjad A. Omar, and Y. M. M. Antar, “A New Broad-band, Dual-Frequency Coplanar

Waveguide Fed Slot-Antenna,” AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 904-907, July 1999.

[103] R. B. Hwang, “A Broadband CPW-fed T-Shaped Antenna for wireless communications,”

IEE Proc.-Microw. Antennas Propag., vol. 151, no. 6, Dec. 2004.

[104] W.-C. Liu and C.-M. Wu, “Broadband Dual-Frequency CPW-Fed Planar Monopole

Antenna With Rectangular Notch,” Electron. Lett., vol. 40, no. 11, pp. 642-643, 27th May 2004.

[105] W.-C. Liu, “Design of a CPW-fed notched planar monopole antenna for multiband

operations using a genetic algorithm,” IEE Proc.-Microw. Antennas Propag., vol. 152, No 4, pp.

271-275, Aug. 2005.

[106] K. Chung, T. Yun, and J. Choi, “Wideband CPW-Fed Monopole Antenna with Parasitic

Elements and Slots,” Electron. Lett., vol. 40, no. 17, pp. 642-643, 19th August 2004.

[107] Hyeonjin Lee, Hun Nam, and Yeongseog Lim, “A Design of Printed Square Loop Antenna

for Omni-directional Radiation Patterns,” Proceedings of Radio and Wireless Conference

(RAWCON), 10-13 August, pp. 253-256, 2003.

[108] W.-C. Liu, “Broadband Dual-Frequency Meandered CPW-Fed Monopole Antenna,”

Electron. Lett., vol. 40, no. 21, pp. 1319-1320, 14th October 2004.

[109] Jianxin Liang, Lu Guo, Choo C. Chiau and Xiaodong Chen, “CPW-Fed Circular Disc

Monopole Antenna for UWB Applications,” IEEE International Workshop on Antenna Technology

(IWAT): Small Antennas and Novel Metamaterials, March 7-9, Marina Mandarin Singapore, 2005.

[110] N. Fortino, G.Kossiavas, J. Y. Gauvignac, and R. Staraj, “Novel Antennas for Ultra-

Wideband Communications,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 41, no. 3, pp. 166–169, May 2004.



[111] Seong-Youp Suh, Warren Stutzman, William Davis, Allan Waltho, and Jeffrey Schiffer, “A

Novel CPW-Fed Disc Antenna,” AP-S Int. Symp., vol.3, pp. 2919-2922, June 2004.

[112] Hyungkuk Yoon, Hyungrak Kim, Kihun Chang, Young Joong Yoon, and Young-Hwan

Kim, “A Study on the UWB Antenna with Band-Rejection Characteristics,” AP-S Int. Symp., vol.

2, pp. 1784-1787, June 2004.

[113] Jeongpyo Kim, Taeyeoul Yoon, Jaemoung Kim, and Jaehoon Choi, “Design of an Ultra

Wide-band Printed Monopole Antenna Using FDTD and Genetic Algorithm,” IEEE Microw.

Wirel. Component Lett., vol. 15, no. 6, June 2005.

[114] W.-C. Liu, and C.-F. Hsu, “Dual-Band CPW-Fed Y-Shaped Monopole antenna for

PCS/WLAN application,” Electron. Lett., vol. 41, no. 7, pp. 390-391, 31st March 2005.

[115] Horng-Dean Chen, Wen-Shyang Chen, Yuan-Tung Cheng, and Yin-Chang Lin, “Dualband

Meander Monopole Antenna,” AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 48-51, June 2003.

[116] Wei-Ting Liu, and Shyh-Tirn Fang, “A Planar Compact CPW-Fed Antenna, “Proceedings of

Asia-Pasific Microw. Conference (APMC2001), Tapei, Taiwan, vol.2, pp. 934-937, Dec. 2001.

[117] Jeun-Wen Wu, Yau-Der Wang, Hai-Ming Hsiao, and Jui-Han Lu, “T-Shaped Monopole

Antenna with Shorted L-Shaped Strip-Sleeves for WLAN 2.4/5.8-GHz Operation,” Microw. Opt.

Technol. Lett., vol. 46, no. 1, pp. 65–69, July 2005.

[118] T. H. Kim, and D. C. Park, “CPW-fed Compact Monopole Antenna for Dual-Band WLAN

Applications,” Electron. Lett., vol. 40, no. 6, pp. 219-293, 17th March 2005.

[119] Horng-Dean Chen, and Hong-Twu Chen, “A CPW-Fed Dual-Frequency Monopole

Antenna,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 52, no. 4, April 2004.

[120] Yacouba Coulibaly, Tayeb A. Denidni, Larbi Talbi, and Abdel R. Sebak, “A New Single

Layer Broadband CPW Fed-Printed Monopole Antenna For Wireless Applications,” Canadian

Conference on Electrical Engineering (CCECE), vol. 3, pp. 1541-1544, May 2004

[121] M. Kitlinski, and R. Kieda, “Compact CPW-Fed Sierpinski Fractal Monopole Antenna,”

Electron. Lett., vol. 40, no. 22, pp. 1387-1388, 28th October 2004.

[122] S. M. Deng, C. L. Tsai, C. W. Chiu, and S. F. Chang, “CPW-Fed Dual Rectangular Ceramic

Dielectric Resonator Antennas through Inductively Coupled Slots,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 1,

pp. 1102-1105, June 2004.

[123] Bratin Ghosh, Yahia M. M. Antar, Aldo Petosa, and Apisak Ittipiboon, “Feed

Configurations of CPW-Fed DRA,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 1347-1350, June 2004.

[124] Sheng-Ming Deng, “A CPW-Fed Rectangular Dielectric Resonator Antenna,” Proceedings of

Asia-Pasific Microwave Conference (APMC2001), Tapei, Taiwan, vol.2, pp. 954-957, Dec. 2001.



[125] G. Lathiere, R. Gillard, and H. Legay, “Dielectric Resonator Antenna with Orthogonal

Slotline Feed, “Electron. Lett., vol. 40, no. 12, pp. 715-716, 10th June 2004.

[126] M. S. Al Salameh, Yahia M. M. Antar, and Guy Seguin, “Coplanar-Waveguide-Fed Slot-

Coupled Rectangular Dielectric Resonator Antenna,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 50,

no. 10, Oct. 2002.

[127] S. M. Deng, C. L. Tsai, C. W. Chiu, and S. F. Chang, “CPW-Fed Ceramic Dielectric

Resonator Antennas with High Profile,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 1, pp. 1098-1101, June 2004.

[128] Roger A. Kranenburg, Stuart A. long, and Jeffery T. Williams, “Coplanar Waveguide

Excitation of Dielectric Resonator Antennas,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 39, no. 1, Jan.

1991.

[129] Yong-Xin Guo, and Kwai-Man Luk, “Dual-Polarized Dielectric Resonator Antennas,”

IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 51, no. 5, May 2003.

[130] Yong-Xin Guo, and Kwai-Man Luk, “On improving Coupling Between a Coplanar

Waveguide Feed and a Dielectric Resonator Antenna,“ IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 51,

no. 8, Aug. 2003.

[131] Guillaume Lathiere, Raphael Gillard, and Herve Legay, “Novel Orthogonal CPW Feeds

for Dielectric Resonator Antennas,” 13th Journees Internationales De Nice Sur Les Antennes (JINA),

Nice, France, 8-10 Nov. 2004.

[132] FCC First Report and Order: In the matter of Revision of Part 15 of the Commission’s

Rules Regarding Ultra-Wideband Transmission Systems, FCC 02–48, April 2002.

[133] H. Yang, and H. N. Alexopoulos, “Gain enhancement methods for printed circuit antennas

through multiple superstrates,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 35, no. 7, pp. 860-863,

Jul.1987.

[134] R. Q. Lee, and K. F. Lee, “Gain enhancement of microstrip antennas with overlaying

parasitic directors,” Electron. Lett., vol. 24, no. 11, pp. 656-658, 26th May 1998.

[135] M. Khodier, and C. G. Christodoulou, “A technique to further increase the bandwidth of

stacked microstrip antennas,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 1394-1397, July 2000.

[136] Xiao-Hai Shen; G. A. E. Vandenbosch, and A. Van de Capelle, “Study of gain

enhancement method for microstrip antennas using moment method,” IEEE Trans. Antennas

Propagat., vol. 43, no. 3, pp. 227-231, Mar. 1995.

[137] L. Leger, T. Monediere, and B. Jecko, “Enhancement of gain and radiation bandwidth for a

planar 1-D EBG antenna,” IEEE Antennas Wirell. Propag. Lett., vol. 15, no. 9, pp. 573-575, Sep.

2003.



[138] D. M. Pozar and D. H. Schaubert, Microstrip Antennas, The Analysis and Design of

Microstrip Antennas and Arrays. New York IEEE Press, 1995.

[139] D. Jackson, and N. Alexopoulos, “Gain enhancement methods for printed circuit

antennas,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 33, no. 9, pp. 976-987, Sep.1985.

[140] T. K. –C. Lo, and Hwang Yeongming, “Bandwidth enhancement of PIFA loaded with very

high permittivity material using FDTD,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 798-801, June 1998.

[141] L. Bernard, R. Loison, R. Giillard, and T. Lucidarme, “High directivity multiple

superstrate antennas with improved bandwidth,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 522-525, June

2002.

[142] G. Kumar, and K. Gupta, “Broad-band microstrip antennas using additional resonators

gap-coupled to the radiating edges,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 32, no. 12, pp. 1375-

1379, Dec.1984.

[143] J. C. MacKichan, P. A. Miller, M. R. Staker, and J. S. Dahele, “A wide bandwidth

microstrip subarray for array antenna applications fed using aperture coupling,” IEEE AP-S Int.

Symp., vol. 2, pp. 878-881, June 1989.

[144] V. Nalbandian, and C. S. Lee, “Bandwidth enhancement of microstrip antenna with leaky-

wave excitation,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 1224-1227, July 1999.

[145] W. Saksiri, and M. Krairiksh, “A couple microstrip antenna employing serrated coupling,”

IEEE Antennas Wirell. Propag. Lett., vol. 15, no. 2, pp. 77-79, Feb. 2005.

[146] W. Saksiri, and M. Krairiksh, “Lumped element model approach for the bandwidth

enhancement of coupled microstrip antenna,” Proceedings of International Symposium on Circuits

and Systems (ISCAS 2003), vol. 1, pp. 581-584, May 2003.

[147] D. M. Kokotoff, R. B. Waterhouse, C. R Birtcher, and J. T Aberle, “Annular ring coupled

circular patch with enhanced performance,” Electron. Lett., vol. 33, no. 24, pp. 2000-2001, 20th

Nov. 1997.

[148] G. Kumar, and K. Gupta, “Directly coupled multiple resonator wide-band microstrip

antennas,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 33, no. 6, pp. 588-593, Jun.1985.

[149] Chun-Kun Wu, and Kin-Lu Wong, “Broadband microstrip antenna with directly coupled

and parasitic patches,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 22, no. 5, pp. 348–349, Sep. 1999.

[150] Kin-Lu Wong, and Yi-Fang Lin, “Small broadband rectangular microstrip antenna with

chip-resistor loading,” Electron. Lett., vol. 33, no. 19, pp. 1593-1594, 11th Sep. 1997.



[151] S. V. Hum, J. Chu, R. H. Johnston, and M. Okoniewski, “Improving the bandwidth of

microstrip patch antennas using resistive loading,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 276-279,

June 2003.

[152] Kin-Lu Wong, and Jian-Yi Wu, “Bandwidth enhancement of circularly-polarised

microstrip antenna using chip-resistor loading,” Electron. Lett., vol. 33, no. 21, pp. 1749-1751, 9th

Oct. 1997.

[153] C. L. Tang, Studies of compact circular microstrip antennas, M.S. thesis, Department of

Electrical Engineering, National Sun Yat-Sen University, Kaohsiung, Taiwan, 1998.

[154] R. B. Waterhouse, S. D. Targonski, D. M. Kokotoff, “Design and performance of small

printed antennas,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 46, no. 11, pp. 1629-1633, Nov. 1998.

[155] A. K. Shackelford, Kai-Fong Lee, and K. M. Luk, “Design of small-size wide-bandwidth

microstrip-patch antennas,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 45, no. 1, pp. 75-83, Feb. 2003.

[156] Li Yuan, K. M. Luk, R. Chair, and K. F. Lee, “A wideband triangular shaped patch antenna

with folded shorting wall,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 4, pp. 3517-3520, June 2004.

[157] C. Barth, K. Van Caekenberghe, and K. Sarabandi, “An embedded broadband impedance

matching technique for microstrip patch antennas,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 2B, pp. 214-217,

July 2005.

[158] H. F. Pues, and A. R. Van de Capelle, “An impedance-matching technique for increasing

the bandwidth of microstrip antennas,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 37, no. 11, pp. 1345-

1354, Nov. 1989.

[159] P. Bhattacharjee, “An impedance matching technique for increasing bandwidth of a

circular microstrip antenna,” Int. Geoscιence and Remοte Sensing Symposium, IGARSS 1993.

[160] D. T. Notis, P. C. Liakou, and D. P. Chrissoulidis, “Dual polarized microstrip patch

antenna, reduced in size by use of peripheral slits,” 34th European Microwave Conference, vol.

1, pp. 125-128, Oct. 2004.

[161] G. S. Row, S. H. Yeh, and K. L. Wong, “Compact dual polarized microstrip antennas,”

Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 27, no. 4, pp. 284–287, Nov. 2000.

[162] Shaoqiu Xiao, Bing-Zhong Wang, Wei Shao, and Yan Zhang, “Bandwidth-enhancing

ultralow-profile compact patch antenna,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 53, no. 11, pp.

3443-3447, Nov. 2005.

[163] Shaoqiu Xiao, Zhenhai Shao, Bing-Zhong Wang, Ming-Tuo Zhou, and Masayuki Fujise,

“Design of Low-Profile Microstrip Antenna with Enhanced Bandwidth and Reduced Size,”

IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 54, no. 5, pp. 1594-1599, May 2006.



[164] Steven Weigand, Greg H. Huff, Kankan H. Pan, and Jennifer T. Bernhard, “Analysis and

Design of Broad-and Single-Layer Rectangular U-slot Microstrip Patch,” IEEE Trans. Antennas

Propagat., vol. 51, no. 3, pp. 457-468, Mar. 2003.

[165] K. F. Lee, K. M. Luk, K. F. Tong, Y. L. Yung, and T. Huynh, “Experimental study of the

rectangular patch with a U-shaped slot,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 1, pp. 10-13, July 1996.

[166] Kin-Lu Wong, and Wen-Hsiu Hsu, “Broadband triangular microstrip antenna with U-

shaped slot,” Electron. Lett., vol. 33, no. 25, pp. 2085-2087, 4th Dec. 1997.

[167] K. L. Wong and W. H. Hsu, “A broadband rectangular patch antenna with a pair of wide

slits,” IEEE Trans. Antennas Propagat. vol. 49, 1345–1347, Sept. 2001.

[168] J. H. Lu and K. L. Wong, “Slot-loaded, meandered rectangular microstrip antenna with

compact dual-frequency operation,” Electron. Lett. 34, 1048–1050, May 28, 1998.

[169] C. W. Chiu, and F. L. Lin, “Compact dual-band PIFA with multi-resonators,” Electron. Lett.

38, 538–540, 6th June 2002.

[170] Yong-Xin Guo, M. Y. W. Chia, and Zhi Ning Chen, “Miniature built-in multiband

antennas for mobile handsets,” IEEE Trans. Antennas Propagat. vol. 52, no. 8, pp. 1936-1944, Aug.

2004.

[171] Wen-Shyang Chen, Tzung-Wern Chiou, and Kin-Lu Wong, “Compact PIFA for

GSM/DCS/PCS triple-band mobile phone,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 4, pp. 528-531, June 2002.

[172] Zhan Li, and Yahya Rahmat-Samii, “Optimization of PIFA-IFA Combination in Handset

Antenna Designs,” IEEE Trans. Antennas Propagat. vol. 53, no. 5, pp. 1770-1778, May. 2005.

[173] S. M. Deng, C. W. Chiu, T. M. Lai, and T. W. Chen, “A Broadband CPW-fed nonuniform

folded-slot antenna,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 43, no. 2, pp. 147–148, 20th Oct. 2004


Σχισμοκεραίες: Σχεδίαση και ανάπτυξη νεοτεριστικών δομών

2 ΣΧΙΣΜΟΚΕΡΑΙΕΣ: ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ

ΑΝΑΠΤΥΞΗ ΝΕΟΤΕΡΙΣΤΙΚΩΝ ΔΟΜΩΝ

2.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Σε αυτό το κεφάλαιο, γίνεται περιγραφή όλων των δομών τεχνοτροπίας σχισμοκεραίας

που αναπτύχθηκαν και εξελίχθηκαν στα πλαίσια της διδακτορικής διατριβής. Σκοπός μας είναι

να δοθεί στον αναγνώστη με λεπτομέρεια και ακρίβεια η πορεία που ακολουθήθηκε μέχρι και

τον πειραματικό χαρακτηρισμό της κάθε δομής. Θα προσπαθήσουμε να προσδιορίσουμε με

σαφήνεια την πορεία από την προσομοίωση μέχρι την τελική επιλογή του πρωτοτύπου,

επικεντρώνοντας την προσοχή μας στα διάφορα ενδιάμεσα στάδια παραμετρικής μελέτης.

Αξίζει να σημειωθεί ότι τα σύγχρονα εμπορικά προσφερόμενα λογισμικά πακέτα Η/Μ

προσομοίωσης παρέχουν στον χρήστη την δυνατότητα σχεδίασης σε τρισδιάστατο CAD

περιβάλλον πλήρως παραμετροποιημένων σχεδίων, αντιστοιχίζοντας την κάθε διάσταση σε μια

μεταβλητή. Οι μεταβλητές αυτές μπορεί να μεταβάλλονται με περιοδικό τρόπο ή βάση κάποιας

συνθήκης βελτιστοποίησης (π.χ. μέγιστη προσαρμογή χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου με

τα 50 Ω της χαρακτηριστικής αντίστασης ομοαξονικού καλωδίου). Η λογική της πλήρους

παραμετροποίησης, αν και χρονοβόρα, επιφέρει εντυπωσιακά αποτελέσματα αφενός στην

τελική αξιολόγηση ενός ακτινοβολητή και αφετέρου στην επιλογή του καλύτερου μοντέλου

προς υλοποίηση.

2.2 ΜΕΛΕΤΗ ΟΡΘΟΓΩΝΙΚΩΝ ΔΟΜΩΝ Στην ενότητα 1.2.1, εισήχθησαν οι τρεις βασικές δομές ορθογωνικής σχισμοκεραίας με

την κεντρικά τροφοδοτούμενη ενός μήκος κύματος να είναι και η βασική δομή προς μελέτη

69 Διδακτορική Διατριβή Ευάγγελος Αγγελόπουλο


(Σχήμα 2α.). Ανάλογες δομές έχουν μελετηθεί διεξοδικά στην διεθνή βιβλιογραφία για

διάφορες εφαρμογές.

Το 1994, παρουσιάστηκε η εργασία των Kormanayos et. al. [174], που περιέγραφε τον

συνδυασμό μιας κεντρικά τροφοδοτούμενης ενός-μήκους κύματος σχισμοκεραίας με έναν

μικροκυματικό ταλαντωτή. Η σύνθετη αντίσταση της σχισμοκεραίας χρησιμοποιείται απευθείας

σαν σχεδιαστική παράμετρος μαζί με ένα ολοκληρωμένο HEMT για να παραχθεί ένας ενεργός

πομποδέκτης στα 20 GHz. Από το 1994 και μετά έχουν δημοσιευτεί εργασίες με αυτού του

είδους την κεραία σε πολυστρωματικά διηλεκτρικά [8, 175-177] και σε GaAs για MMIC

εφαρμογές [178]. Η πρώτη δημοσίευση όπου το σχήμα της κεραίας μεταβάλλεται παραμετρικά

ώστε να εξαχθούν αντίστοιχα παραμετρικά διαγράμματα για την απόκρισή της, εμφανίζεται το

1998 από τον Jen-Fen Haung et.al [179]. Διάφορες άλλες εφαρμογές με την κεραία να

συνδυάζεται με PIN διόδους που ελέγχουν το ηλεκτρικό μήκος της σχισμής και καθώς

τροφοδοτούνται ανά ζευγάρια να μεταβάλλουν τον συντονισμό της και σε συνδυασμό με

πιεζοηλεκτρικό μετατροπέα που ανάλογα με την τάση τροφοδοσίας του μεταβάλλει την ενεργή

eeff διηλεκτρική σταθερά οδηγώντας την σχισμοκεραία σε διαφορετικό συντονισμό, μπορούν να

αναζητηθούν στα [180-181]. Το 2000 [182] και 2004 [93] αντίστοιχα, παρουσιάστηκαν από τους

ίδιους συγγραφείς, δύο πολύ σημαντικές εργασίες που εισήγαγαν για πρώτη φορά υβριδικές

δομές (βλέπε Σχήμα 7γ.), βασισμένες στην κεντρικά τροφοδοτούμενη ενός μήκους κύματος

σχισμοκεραία, με μεγιστοποιημένο εύρος φάσματος. Η υβριδική δομή των δύο εργασιών

επιδείκνυε ποσοστό εύρους φάσματος ίσο με 49% για VSWR<2 στην συχνότητα των 4.8 GHz. Τα

2.4 GHz του επιτευχθέντος φάσματος επικυρώνονται από τις μετρήσεις των πρωτοτύπων που

παρουσιάζονται στις εργασίες, εισάγοντας παράλληλα και ένα σημαντικό μειονέκτημα: τις

εξαιρετικά μεγάλες διαστάσεις του υβριδικού ακτινοβολητή. Με πρόχειρους υπολογισμούς, το

υβριδικό πρωτότυπο που είναι τυπωμένο σε διηλεκτρικό με σταθερά er = 4.3, φέρει διαστάσεις

της τάξεως των 50 x 40 mm2.

Η προσέγγισή που υιοθετήθηκε έχει ως βασικό γνώμονα την μελέτη και ανάπτυξη ενός

πρωτοτύπου ευρυζωνικού επίπεδου ακτινοβολητή με περιορισμένο μέγεθος και προφίλ,

ακολουθώντας την σχεδιαστική φιλοσοφία της εισαγωγής «παρασιτικών» δομών που θα

διέγειραν παρακείμενους της κεντρικής συχνότητας συντονισμούς, χωρίς την επιβάρυνση του

συνολικό μεγέθους της αναβαθμισμένης υλοποίησης. Στην [93], η εισαγωγή της χωρητικής

σχισμής που τροφοδοτείται απευθείας από την σχισμοκεραία ενός μήκος κύματος, αν και

οδήγησε στην αναβάθμιση του εύρους ζώνης, συνάμα αύξησε το συνολικό εμβαδόν της κεραίας.


Μελέτη ορθογωνικών δομών

Παράλληλα, μελετήθηκε για πρώτη φορά η τροφοδότηση με συνεπίπεδο κυματοδηγό

χαρακτηριστικής αντίστασης μεγαλύτερης των 50 Ohm αν και αποτελεί μονόδρομο και κάτι

δεδομένο ως προς την σχεδιαστική συστημική πρακτική, η τροφοδότηση με γραμμές 50 Ohm.

Ανακαλύφθηκε ότι το εύρος ζώνης της ορθογωνικής σχισμοκεραίας αυξάνεται, καθώς η τιμή της

χαρακτηριστικής αντίστασης μεταβάλλεται κοντά στα 100 Ohm. Ταυτόχρονα, αναπτύχθηκε μια

νεοτεριστική μορφή μετάβασης (transition) από χαρακτηριστικές τιμές αντιστάσεων

μεγάλυτερες των 50 Ohm, σε τιμές χαρακτηριστικής αντίστασης 50 Ohm, ώστε να υπάρχει

συμβατότητα με τις συνηθισμένες ομοαξονικές γραμμές (coaxial lines) και να διευκολύνεται ο

χαρακτηρισμός των ιδιοτήτων τους σε εργαστηριακό περιβάλλον.

Στην περίπτωση μας, το μήκος της σχισμής καθορίζει την συχνότητα συντονισμού. Η

επιδίωξη μας για σχεδιασμό κεραιών για ασύρματες εφαρμογές (WLAN) προσάρμοσε την

συχνότητα συντονισμού στα 5.5 GHz, δηλαδή την κεντρική συχνότητα των πρωτοκόλλων IEEE

802.11a/g (5.1-5.9 GHz). Παράλληλα, κατευθυνθήκαμε με γνώμονα την υπερκάλυψη του

παραπάνω εύρους ώστε να επιτυχθεί υπερευρυζωνικότητα. Η κεραία είναι τυπωμένη σε

εύκαμπτο διηλεκτρικό υπόστρωμα TLC-30 της εταιρείας Taconic, πάχους 1.575 mm με

διηλεκτρική σταθερά εr = 3, tanδ = 0.002 στην συχνότητα των 10 GHz και πάχος μετάλλου ίσο με

0.017 mm. Το διηλεκτρικό αυτό υπόστρωμα είναι συμβατό με την μέθοδο της φωτοχημικής

χάραξης που εφαρμόστηκε σε όλα τα πρωτότυπα σχισμοκεραίας που αναπτύχθηκαν και

περιγράφονται σε αυτή την διατριβή. Η ακριβής διαδικασία παραγωγής των κεραιών

περιγράφεται λεπτομερώς στο κεφάλαιο 5 της διπλωματική εργασίας των Αναστόπουλου-

Γκιθώνα [183]. Η διαδικασία αυτή επιλέχθηκε λόγω της μεγάλης ακρίβειάς της, μιας και οι

διαστάσεις των σχισμών που έπρεπε να κατασκευαστούν κυμαίνονταν από 0.3 mm έως και

μερικά χιλιοστά.

Θεωρούμε μια συμβατική ορθογωνική σχισμοκεραία τυπωμένη στο παραπάνω

διηλεκτρικό υπόστρωμα (Σχήμα 10.) διαστάσεων L x W x h με μήκος σχισμής L1, πλάτος σχισμής

u και διαστάσεις συνεπίπεδου κυματοδηγού ίσες με g (σχισμή) και s (μεταλλική λωρίδα). Οι

διαστάσεις που περιγράφονται ανήκουν σε ένα πλήρως παραμετρικό μοντέλο το οποίο

μελετήθηκε αρχικά για διάφορες τιμές της χαρακτηριστικής αντίστασης του οι οποίες με την

σειρά τους προσδιορίζονται αποκλειστικά από τις τιμές s και g (για σταθερές τιμες του πάχος (h)

και της τιμής του διηλεκτρικού εr). Έτσι, ορίζοντας την τιμή του μήκους σχισμής L1 ίσο με λg/2

για την συχνότητα των 5.5 GHz και το πλάτος της σχισμής u ίσο με λg/8 ( στην εργασία [179] έχει

διεξοδικά μελετήθει η επίδραση του πλάτους u στην συμπεριφορά ορθογωνικής κεραίας)

διεξήγαμε έρευνα για την συσχέτιση του εύρους ζώνης και της τιμής της χαρακτηριστικής



Σχήμα 23. Συμβατική ενός μήκους κύματος κεντρικά τροφοδοτούμενη ορθογωνική σχισμοκεραία.

αντίστασης εισόδου (Zin) όταν η τελευταία μεταβάλλεται. Παρατηρήθηκε στην προσομοίωση η

άμεση συσχέτιση μεταξύ σταθερά αυξανόμενου εύρους φάσματος και αυξανόμενης Zin. Η

μεταβολή της χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου επιτεύχθηκε, διατηρώντας σταθερή την τιμή

της μεταβλητής s = 1.5 mm καθώς μεταβάλλεται η διάσταση της σχισμής g από 0.1 mm έως 0.9

mm, με αποτέλεσμα οι τιμές της χαρακτηριστικής αντίστασης να διακυμαίνονται μεταξύ 50

Ohm και 90 Ohm. Στο Σχήμα 11., παρουσιάζονται τα αποτελέσματα της μελέτης για πέντε

περιπτώσεις διαφορετικής Zin μαζί με το ποσοστό εύρους κάθε φορά, το οποίο μεγιστοποιείται

γύρω στο 45%, όταν η Zin είναι περίπου ίση με 90 Ohm (s = 1.5 mm, g = 0.9 mm). Αξίζει να

επισημανθεί ότι το ποσοστό εύρους αγγίζει ένα μέγιστο, που στην προκειμένη περίπτωση είναι

το 45%, όσο και αν αυξηθεί η χαρακτηριστική αντίσταση εισόδου. Αυτομάτως λοιπόν τίθεται

ένα σχεδιαστικό όριο το οποίο και επιβεβαιώνεται για αντίστοιχες δομές που λειτουργούν σε

διαφορετικές συχνότητες. Η παρατήρηση αυτή είναι πολύ χρήσιμη για έναν μηχανικό και αυτό

διότι μπορεί να προσαρμόσει πολύ εύκολα την κεραία στο υπόλοιπο front-end αν γνωρίζει πως

η λειτουργία της είναι ανεπηρέαστη για ένα μεγάλο εύρος διαφορετικών τιμών Zin. Ειδικότερα,

σε χαμηλότερο επίπεδο σχεδίασης, όταν σχεδιάζεται δηλαδή ένα ολοκληρωμένο κύκλωμα, είναι

εξαιρετικό σχεδιαστικό πλεονέκτημα να ξέρει κανείς πως η έξοδος ενός μικροκυματικού

ενισχυτή ισχύος (Power amplifier) ή ενός ενισχυτή ισχύος χαμηλού θορύβου (Low Noise

Amplifier- LNA) μπορεί να μη είναι προσαρμοσμένη σε μια συγκεκριμένη τιμή

χαρακτηριστικής αντίστασης εξόδου. Ανεξαρτήτως φιλοσοφίας σχεδίασης, είναι κοινή

πρακτική πως κάθε σύστημα πρέπει να είναι προσαρμοσμένο με το οτιδήποτε ακολουθεί την



συστημική αλυσίδα, γι’ αυτό συνηθίζεται η χρήση των 50 Ohm σαν αναφορά (που είναι η

συνηθέστερη τιμή χαρακτηριστικής αντίστασης) .

Σχήμα 24. Μελέτη S11 συμβατικής ορθογωνικής σχισμοκεραίας για διάφορες τιμές χαρακτηριστικής

αντίστασης (Zin) καθώς το g μεταβάλλεται, ενώ το s = 1.5 mm, L1 = 16 mm, L = 40 mm, W = 26 mm και h =

1.575 mm.

Επηρεαζόμενοι από αυτή την ανάγκη για συμβατότητα με τα 50 Ohm, επινοήσαμε για

την συνεπίπεδη κυματοδήγηση, μια μετάβαση (transition) από τιμές μεγαλύτερης

χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου σε τιμές χαρακτηριστικής ίσης με 50 Ohm. Αυτό έγινε

αρχικά για να διευκολύνουμε τον εργαστηριακό χαρακτηρισμό παρέχοντας συμβατότητα με

τον εργαστηριακό εξοπλισμό (μιας και χρειαζόμαστε 50 Ohm ομοαξονικές γραμμές-

τερματισμός SMA). Αντιμετωπίζοντας το ζήτημα θεωρητικά, παρέχουμε λύση συμβατότητας

και προσαρμογής εξόδου οποιασδήποτε χαρακτηριστικής αντίστασης εξόδου ενεργού

κυκλώματος με τον συνεπίπεδο ακτινοβολητή που ακολουθεί. Σε μία ολοκληρωμένη συστημική

σχεδίαση το παραπάνω ζήτημα αποτελεί θέμα καθημερινής τριβής για τον σχεδιαστή μηχανικό

οποιουδήποτε μικροκυματικού κυκλώματος.

2.2.1 Μετάβαση χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου

Το επόμενο βήμα ήταν η εισαγωγή στην παραπάνω ορθογωνική σχισμοκεραία του

Σχήματος 23. της μετάβασης που θα οδηγούσε την χαρακτηριστική αντίσταση των Zin > 50 Ohm

(που έδινε και μεγάλο εύρος λειτουργίας) σε Zin = 50 Ohm. Η βιβλιογραφία έχει να επιδείξει

δύο πρόσφατα δημοσιευμένες εργασίες που εισάγουν για πρώτη φορά την μετάβαση στην

γραμμή μεταφοράς σχισμοκεραίων. Η πρώτη εργασία [184], πραγματεύεται την μετάβαση από

50 σε 50 Ohm για μια τριγωνική σχισμοκεραία, ώστε να διευκολυνθεί η διαδικασία των



μετρήσεων, διότι η κεντρική μεταλλική λωρίδα της γραμμής μεταφοράς είχε πολύ μικρό πλάτος

για να συγκληθεί πάνω της ο κεντρικός μεταλλικός αγωγός ομοαξονικού καλωδίου. Με αυτό

τον τρόπο, η συνεπίπεδη γραμμή φαρδαίνει χωρίς να αλλάζει η συμπεριφορά της. Η δεύτερη

εργασία [185], αφόρα μια ρομβοειδή σχισμοκεραία η οποία τροφοδοτείται από συνεπίπεδη

τροφοδοσία 50 Ohm, η οποία φαρδαίνει γραμμικά τρόπο πριν συναντήσει τις ρομβοειδές

σχισμές. Στην διάταξη που παρουσιάζεται στο [185], διατηρείται σταθερό το μέγεθος της

μεταλλικής λωρίδας καθώς αυξάνει γραμμικά η σχισμή της γραμμής μεταφοράς (κατ’ αναλογία

με το Σχήμα 23., αναφερόμαστε στην μεταβλητή g). Με αυτό τον τρόπο σταδιακά η τιμή της Zin

αυξάνει και το ποσοστό εύρους βελτιώνεται ανάλογα.

Στο Σχήμα 25., απεικονίζεται η προσέγγιση στον τρόπο μοντελοποίησης της μετάβασης

που προτείνεται. Όπως και προηγουμένως, το μοντέλο που παρατίθεται στο Σχήμα 25. είναι

πλήρως παραμετρικό και με μεγάλο βαθμό σχεδαστικής δυσκολίας, διότι η μετάβαση

υλοποιείται με πλάγιες γραμμές που στο καρτεσιανό σχεδιαστικό καμβά ορίζονται

παραμετρικά με μια γωνία και μία διάσταση. Η μετάβαση υλοποιείται στην γραμμή μεταφοράς

από το επίπεδο 1 στο επίπεδο 2. Η μεταλλική λωρίδα διαστάσεων s φαρδαίνει σταδιακά (καθώς

τρέχει η διάσταση y2) και μετασχηματίζεται σε s’, ενώ η σχισμή g σταδιακά στενεύει και

τερματίζει στην διάσταση g’. Έτσι, επιτυγχάνεται η μετατροπή της τιμής της χαρακτηριστικής

Σχήμα 25. Συμβατική ορθογωνική σχισμοκεραία με μετάβαση χαρακτηριστικής αντίστασης συνεπίπεδης

κυματοδήγησης (CPW-to-CPW transition).

αντίστασης από την τιμή του επιπέδου 2 (g –s –g) στην τιμή του επιπέδου 1 (g’-s’-g’).

Συγκεκριμένα και μετά από ενδελεχή παραμετρική μελέτη των εμπλεκόμενων μεταβλητών,

διατηρώντας τα λειτουργικά χαρακτηριστικά της σχισμοκεραίας όπως περιγράφονται στην



λεζάντα του Σχήματος 24., ώστε να επιτυγχάνεται συντονισμός γύρω από τα 5.5 GHz,

παρουσιάζουμε στο Σχήμα 26. τα αποτελέσματα της προσομοίωσης για διάφορες μεταβάσεις

από Zin > 50 Ohm σε Zin = 50 Ohm. Αυτό επιτυγχάνεται διατηρώντας αφενός τα μεγέθη s’ και g’

σταθερά (s’ = 4.5 mm, g’ = 0.3 mm), ώστε η χαρακτηριστική αντίσταση του επιπέδου 1 να είναι

ίση με 50 Ohm και αφετέρου μεταβάλλοντας την μεταβλητή g (η s διατηρείται σταθερή και ίση

με s = 1.5 mm). Διατηρώντας την μεταβλητή d = 6 mm και y1 = y2 = 3 mm επιτυγχάνουμε

μέγιστο ποσοστό εύρους ίσο με 42% και για μετάβαση από τα 83 Ohm (επίπεδο 2) στα 50 Ohm

(επίπεδο 1).

Στο παρακάτω σχήμα μπορεί να παρατηρηθεί ότι η φιλοσοφία της μετάβασης που

εισάγουμε μπορεί αποτελεσματικά να χρησιμοποιηθεί σε ορθογωνικές σχισμοκεραίες που

φέρουν χαρακτηριστική αντίσταση εισόδου (στο επίπεδο 2) οποιασδήποτε τιμής μεταξύ 75 και

90 Ohm, διότι τα ποσοστά επιτευχθέντος εύρους κυμαίνονται από 37% έως και 42% σε σχέση με

την κεντρική συχνότητα των 5.5 GHz.

Οι παρατηρήσεις που μπορεί να γίνουν σε αυτή την περίπτωση είναι τρεις. Αρχικά οτι η

μετάβαση της Zin από 90 σε 50 Ohm γίνεται μαζί με μια μικρή ολίσθηση της κεντρικής

συχνότητας προς τα κάτω. Αυτό αντιμετωπίζεται με την επιλογή μετάβασης από τα 83 στα 50

Ohm που δίνει και το ίδιο αποτέλεσμα χωρίς τον φόβο συχνοτικής ολίσθησης.

Σχήμα 26. Αποτελέσματα μετάβασης από Zin > 50 Ohm ( g μεταβάλλεται, s = 4.5 mm) σε Zin = 50 Ohm (s’ =

4.5 mm, g’ = 0.3 mm), d = 6 mm, y1 = y2 = 3 mm, ενώ οι υπόλοιπες μεταβλητές είναι ίδιες με το Σχήμα 24.

Κατά δεύτερο λόγο, ότι η απορρόφηση ισχύος γύρω από τα 5.5 GHz είναι μικρότερη σε

σχέση με το μοντέλο χωρίς μετάβαση. Στην περίπτωση αυτή μπορούμε να σχολιάσουμε πως

πολλά πραγματικά συστήματα λειτουργούν με S11 ακόμα και μικρότερη από -10 dB (π.χ.

προσαρμογή κεραιών κινητών τηλεφώνων που λειτουργούν κοντά στα -6 dB). Επίσης, πολλές



φορές τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων διαφέρουν από τα πειραματικά δεδομένα, κάτι

που θα φανεί και παρακάτω.

Κατά τρίτο λόγο, παρατηρούμε ότι οι επιδόσεις της κεραίας χωρίς μετάβαση που

απεικονίζονται στο Σχήμα 24. με τις επιδόσεις της κεραίας με μετάβαση (Σχήμα 26.) ως προς το

εύρος ζώνης, είναι ταυτόσημες. Έτσι μπορούμε να υποστηρίξουμε την υπόθεση ότι και η

ευρυζωνική συμπεριφορά της κεραίας διατηρείται και η ανάγκη για άμεση συμβατότητα με

συνεπίπεδες γραμμές μεταφοράς των 50 Ohm ικανοποιείται. Από μία άλλη οπτική γωνία, η

δυνατότητά μας να μπορούμε να διαλέγουμε πολλές τιμές Zin (επίπεδο 2) για να επιτυγχάνουμε

ποσοστά εύρους φάσματος μεγαλύτερα του 37% (από 76 έως και 90 Ohm), συνεπάγεται και

μεγάλη κατασκευαστική ανοχή. Πιο απλά, υποθέτοντας πως η μεταβλητή g υποχρεώνεται σε

εσκεμμένο κατασκευαστικό λάθος, το τελικό αποτέλεσμα για το εύρος φάσματος λειτουργίας

μπορεί να είναι σχεδόν το ίδιο ακόμα και αν το σφάλμα είναι 0.4 mm (περίπτωση g = 0.5 mm,

BW = 37% με περίπτωση g = 0.9 mm και BW = 42%).

2.2.2 Εισαγωγή L επαγωγικά συζευγμένων σχισμών

Η βασική μας επιδίωξη για δομές με αναβαθμισμένο ευρυζωνικό χαρακτήρα και

διατήρηση μεγέθους, οδήγησαν στην περαιτέρω μελέτη του μοντέλου του Σχήματος 25. Στην

βιβλιογραφία των συνεπίπεδων σχισμοκεραιών υπάρχουν μόνο δύο εργασίες [90, 186] που

προτείνουν την αύξηση του φάσματος λειτουργίας με την εισαγωγή παρασιτικών επαγωγικών

σχισμών. Και στις δύο περιπτώσεις εισάγονται L-σχήματος σχισμές, επαγωγικά συζευγμένες με

την γραμμή μεταφοράς και συμμετρικά τοποθετημένες εκατέρωθεν της γραμμής μεταφοράς

(και σε απόσταση r), όπως φαίνεται στο Σχήμα 27. Οι σχισμές φέρουν ένα κυρτό κομμάτι που

εκτείνεται παράλληλα στην γραμμή μεταφοράς και διευκολύνει την σύζευξη της μαγνητικής

ροής του κύματος (Η-πεδίο) που μεταφέρεται στην συνεπίπεδη γραμμή, με αποτέλεσμα την

διέγερση και ακτινοβολίση (Ε-πεδίο) των οριζοντίων σχισμών. Λόγω της αντίθετης κατεύθυνσης

του μαγνητικού πεδίου εκατέρωθεν της γραμμής μεταφοράς, τα ηλεκτρικά πεδία που

διεγείρονται εμφανίζονται, για μεν τα κάθετα (στην CPW γραμμή) τμήματα, με την ίδια

κατεύθυνση, για δε τα οριζόντια κυρτά τμήματα, με αντίθετη κατεύθυνση. Στην πρώτη

περίπτωση, η ακτινοβολία του κάθε κάθετου τμήματος της L-σχισμής προστίθεται και

συμβάλει στο co-polarization, σε αντίθεση με την ακτινοβολία των οριζόντιων τμημάτων που

ακυρώνεται και ουσιαστικά συμβάλει στο cross-polarization. Ενσωματώνοντας λοιπόν, την

παραπάνω ιδέα στην διάταξη τ ου Σχήματος 25., προσέχοντας παράλληλα να διατηρείται η



Σχήμα 27. Γεωμετρία επαγωγικά συζευγμένων L- σχισμών με CPW γραμμή μεταφοράς.

πλήρης παραμετρική φύση του μοντέλου, στοχεύουμε στην αύξηση του ευρυζωνικού προφίλ της

διάταξης, διεγείροντας μια ακόμα συχνότητα συντονισμού που γειτονεύει με τον συντονισμό

στα 5.5 GHz. Αν μάλιστα ο νέος συντονισμός είναι κοντά στον προηγούμενο, για να μπορέσει

να «προστεθεί», το συνολικό εύρος ζώνης λειτουργίας θα μεγαλώσει, και η κεραία θα καλύπτει

υψηλότερες συχνοτικές περιοχές με ευρυζωνικό τρόπο.

Η σύλληψη της παραπάνω ιδέας πραγματοποιείται εισάγοντας το ζεύγος των L-σχισμών

με μήκος και πλάτος ίσο με L2 = λg/2 και u2 = λg/8 για την συχνότητα των 8 GHz, όπως

απεικονίζεται στο Σχήμα 28. Για να επιτευχθεί ο συντονισμός στα 8 GHz εκτός της ρύθμισης των

κατασκευαστικών μεταβλητών L2 και u2, το υπόλοιπο των μεταβλητών s2, d20, g2 και d2, πρέπει να

ρυθμιστεί με ακρίβεια για να αποφευχθούν αφενός οι υψηλές τιμές cross-polarization (που

Σχήμα 28. Γεωμετρία του προτεινόμενης ορθογωνικής σχισμοκεραίας με CPW-σε-CPW μετάβαση

επαγωγικά συζευγμένη με ζευγάρι L-σχισμών.



εισάγονται εξαιτίας του οριζοντίου τμήματος d2 x g2 ) και αφετέρου τυχόν κατασκευαστικές

αστοχίες κατά την φάση της κατασκευής. Έτσι, διεξήχθησαν ενδελεχείς παραμετρικές μελέτες

για να καταλήξουμε στην μικρότερη ελάχιστη κατασκευάσιμη διάσταση, που θα εξασφαλίζει

μια επιτυχημένη σύζευξη και ταυτόχρονα ακτινοβολία στο μακρινό πεδίο με φασματική

καθαρότητα (γραμμική πόλωση). Παράλληλα, μελετήθηκε η σύζευξη των δύο ζευγών σχισμών

μεταξύ τους. Βρέθηκε ότι μια λειτουργική απόσταση μεταξύ των ορθογωνικών σχισμών

(διάσταση d12), πρέπει να είναι τουλάχιστον μεγαλύτερη από 1.5 mm, ώστε να γίνεται

αντιληπτό το φαινόμενο του δεύτερου συντονισμού. Στο Σχήμα 29., παρουσιάζεται γραφικά το

παραπάνω συμπέρασμα. Θα μπορούσε να ειπωθεί ότι όταν η d12 γίνει μεγαλύτερη από 2.5 mm ή

περίπου λg/8 στα 8 GHz, επιτυγχάνεται μια ευρυζωνική συμπεριφορά με ποσοστά εύρους

φάσματος μεγαλύτερα του 65% ή 4.4 GHz. Παρατηρείται ότι για τιμές της απόστασης d12

μεγαλύτερες των 3 mm το οριζόντιο τμήμα της L-σχισμής τείνει να «εμβολίσει» το πλάγιο

τμήμα της μετάβασης, άσχετα αν η S11 βελτιώνεται αισθητά και στις δύο περιοχές συντονισμού

(5.5 και 8 GHz). Είναι προφανές, ότι πρέπει να διατηρείται μια ισορροπία μεταξύ επιδόσεων

και κατασκευαστικής αστοχίας.

Σχήμα 29. Αποτελέσματα S11 για διάφορες τιμές της απόστασης μεταξύ των ακτινοβολούντων ζευγών

σχισμών με L2 = 8 mm, u2 = 2.5 mm, s2 = 3.5 mm, g2 = 0.6 mm, d2 = 1 mm, d20 = 6.5 mm. Οι υπόλοιπες

κατασκευαστικές μεταβλητές αναγράφονται στην λεζάντα του Σχήματος 26.

2.2.3 Εργαστηριακός χαρακτηρισμός ορθογωνικών

σχισμοκεραιών

Κατασκευάστηκαν δύο πρωτότυπα, η ορθογωνική σχισμοκεραία με μετάβαση όπως

απεικονίζεται στο Σχήμα 25. και η ορθογωνική σχισμοκεραία με μετάβαση και επαγωγικά



συζευγμένες σχισμές L-σχήματος, όπως απεικονίζεται στο Σχήμα 28. Από εδώ και στο εξής, οι

κεραίες θα αναφέρονται σαν πρωτότυπα I και ΙΙ. Το πρωτότυπο Ι, τροφοδοτείται από μια

μετάβαση 83 σε 50 Ohm και το πρωτότυπο ΙΙ, είναι πανομοιότυπο με το πρωτότυπο Ι σε όλες τις

διαστάσεις, εκτός φυσικά από τις διαστάσεις των L-σχισμών. Ο Πίνακας Ι περιλαμβάνει

συγκεντρωμένες τις διαστάσεις και των δύο πρωτοτύπων.

Οι μετρήσεις έγιναν συγκολλώντας ομοαξονικούς SMA connectors και οδηγώντας τα

πρωτότυπα σε περιβάλλον ανηχωικό θαλάμου, αφού προηγουμένως χαρακτηρίστηκαν με την

βοήθεια αναλυτή δικτύου (HP 8719D). Στο Σχήμα 30., παρουσιάζονται σε ένα γράφημα οι

μετρήσεις των δύο πρωτοτύπων. Στα 8 GHz, οι επαγωγικά συζευγμένες L-σχισμοκεραίες

εισήγαγαν ένα δεύτερο συντονισμό που προστιθέμενος στον γειτονικό του διαμορφώνει

ΠΙΝΑΚΑΣ I. ΔΙΑΣΤAΣΕΙΣ ΠΡΩΤΟΤYΠΩΝ (I & II) σε διηλεκτρικό TLC-30

L = 40 mm W = 26 mm L1 = 16 mm u = 4 mm

s = 1.5 mm s’ = 4.5 mm g = 0.7 mm g’ = 0.3 mm Πρωτότυπο

I y1 = 3 mm y2 = 3 mm d = 6 mm

L2 = 8 mm u2 = 2.5 mm s2 = 3.5 mm d2 = 1 mm Πρωτότυπο

II d20 = 6.5 mm g2 = 0.6 mm

ευρυζωνική συμπεριφορά με καταγεγραμμένο εύρος ζώνης 4.56 GHz (από 4.44 GHz έως 9 GHz)

ή αλλιώς 68% ως προς την κεντρική συχνότητα των 6.72 GHz. Παρατηρούμε ότι ο πρώτος

Σχήμα 30. Μέτρηση S11 για το Πρωτότυπο Ι (___) και το Πρωτότυπο ΙΙ (___). Με την εισαγωγή της L-

σχισμής ένας καινούριος συντονισμός δημιουργήθηκε στα 8 GHz.



συντονισμός μετατοπίστηκε σχεδόν ένα GHz προς τα κάτω. Αυτό, αποδίδεται σε

κατασκευαστικό λάθος και στην εισαγωγή της μεταλλικής διάταξης του ομοαξονικού καλωδίου.

Σχήμα 31. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο I στα 5 GHz

( ____ : co-pol μέτρηση, co-pol προσομοίωση , ____: cross-pol μέτρηση). Η εικόνα του Πρωτότυπου

Ι περιλαμβάνεται στα διαγράμματα.

Σχήμα 32. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο II στα 5 GHz και 8

GHz ( ____ : co-pol μέτρηση, co-pol προσομοίωση, ____: cross-pol μέτρηση). Η εικόνα του

Πρωτότυπου IΙ περιλαμβάνεται στα διαγράμματα.

Τα διαγράμματα ακτινοβολίας μετρήθηκαν με την βοήθεια ενός ρότορα και μίας χοανοκεραίας



εκπομπής, λαμβάνοντας και καταγράφοντας ισχύ με την βοήθεια του αναλυτή

φάσματος για κάθε 10 μοίρες περιστροφής του ρότορα. Γνωρίζοντας εκ των προτέρων την

συμπεριφορά των πρωτοτύπων (από τα αποτελέσματα της προσομοίωσης) στο μακρινό πεδίο,

περιμέναμε ιαγράμματα ακτινοβολίας που μοιάζουν με διπόλου, χωρίς έντονες διακυμάνσεις

και μηδενισμούς. Επομένως, το διάστημα των 10 μοιρών για δειγματοληψία έδινε με σαφήνεια

την εικόνα του μακρινού πεδίου.

Οι μετρήσεις των δύο βασικών επιπέδων πόλωσης, του x-z (Η-επίπεδο ή co-polarization)

και του y-z (Ε-επίπεδο ή cross-polarization) (δες Σχήμα 25.), έδειξαν ένα ευρύ δι-κατευθυντικό

(bi-directional) προφίλ ακτινοβολίας. Ο αξονικός λόγος (axial ratio) στην βασική κατεύθυνση

ακτινοβολίας (boresigth) εμφανίζεται λιγότερος από -20 dB για το Η-επίπεδο και -10 dB για το

Ε-επίπεδο. Στα Σχήματα 31. και 32. απεικονίζονται οι παραπάνω σχολιασμοί των μετρήσεων

και προσομοιώσεων των διαγραμμάτων ακτινοβολίας των δύο πρωτοτύπων. Οι μετρήσεις

έγιναν για τις συχνότητες των 5 και 8 GHz. Παράλληλα, με τα παραπάνω πρέπει να τονιστεί ότι

στην συχνότητα των 5 GHz η παρουσία της «παρασιτικής» σχισμής ουδεμία αλλαγή επέφερε

στα μετρούμενα διαγράμματα ακτινοβολίας. Για την περίπτωση του δεύτερου Πρωτοτύπου και

για την συχνότητα των 8 GHz παρατηρούμε μια αύξηση της κατευθυντικότητας στο x-z επίπεδο

και μια ελαφρά απόκλιση κατά 150 του κεντρικού λοβού ακτινοβολίας για το y-z επίπεδο. Αυτό

πρέπει να αποδοθεί στο επαγωγικά συζευγμένο ζεύγος L-σχισμών που δρά παρασιτικά στις

αρχικά ακτινοβολούσες λg σχισμές (συνολικά).

Χρησιμοποιώντας την μέθοδο προσομοίωσης υπολογίζουμε την αποδοτικότητα

(efficiency) των κεραιών σε τουλάχιστον 90% ενώ το μέγιστο κέρδος σε όλο το φάσμα

συντονισμού κυμαίνεται από 4 έως και 8.2 dBi.

2.3 ΜΕΛΕΤΗ ΤΡΙΓΩΝΙΚΩΝ ΔΟΜΩΝ Οι τριγωνικές σχισμοκεραίες συνεπίπεδης τροφοδοσίας (ή αλλιώς παπιγιόν), έχουν

μελετηθεί στο παρελθόν σε πιο ουσιαστικό βαθμό απ’ ότι οι ορθογωνικές, διότι φέρουν πιο

ελκυστικά χαρακτηριστικά ως προς το εύρος ζώνης τους και τα λιγότερο κατευθυντικά

διαγράμματα ακτινοβολίας τους (η γωνία που αντιστοιχεί σε εύρος δέσμης των 3 dB στο

μακρινό πεδίο είναι πιο αμβλεία). Το τελευταίο χαρακτηριστικό, αποτελεί πλεονέκτημα για τα

σύγχρονα ασύρματα δίκτυα, όπου συνήθως μας ενδιαφέρει μια πιο παν-κατευθυντική κάλυψη.

Η ευρυζωνική ή ακραία συμπεριφορά είναι επιδίωξη γενικότερη, γιατί με μία κεραία στο πεδίο



της συχνότητας καλύπτονται τα βασικότερα πρωτόκολλα ασύρματης μετάδοσης πληροφοριών

(ΙΕΕΕ 802.11a/b/g) και ταυτόχρονα εξυπηρετείται και το υπερευρυζωνικό πρωτόκολλο (ΙΕΕΕ

802.15.3a).

Υπάρχει ένας σεβαστός αριθμός δημοσιευμένων εργασιών σχετικά με τις τριγωνικές

σχισμοκεραίες. Στην εργασία του 1998 [187], μελετήθηκε για πρώτη φορά η κλασσική τριγωνική

σχισμοκεραία συναρτήσει των γωνιών ανοίγματος των τριγωνικών σχισμών και αναφέρθηκε

ποσοστό εύρους ζώνης ίσο με 36%. Το 1999 [188], παρουσιάστηκε η εργασία μιας τριγωνικής

σχισμοκεραίας για την Ku-μπάντα (15 GHz) τυπωμένη με φωτολιθογραφικές μεθόδους, ενώ

παραλλαγές της κλασσικής γεωμετρίας που εξασφαλίζουν ευρυζωνικότητα έχουν παρουσιαστεί

το 1999 [189] και 2004 [190-191].

Η προσέγγισή μας ειδικά για τις τριγωνικές σχισμοκεραίες και σε εναρμόνιση με την

διεθνή βιβλιογραφία εμφανίζει 3 νεοτεριστικές ιδιαιτερότητες:

α) Όπως και με τις ορθογωνικές σχισμοκεραίες εισήχθη για πρώτη φορά μετάβαση

χαρακτηριστικής αντίστασης.

β) Μελετήθηκε για πρώτη φορά μια ασύμμετρη τριγωνική δομή (η τριγωνική σχισμή δεν

ήταν ισοσκελές τρίγωνο).

γ) Τα δύο παραπάνω συνδυάστηκαν με την εισαγωγή τριγωνικών “παρασιτικών” δομών

για την ανάπτυξη πρωτοτύπων κεραιών με ποσοστό εύρους 123 % ή σχεδόν 6.5 GHz εύρος

ζώνης λειτουργίας.

Θεωρούμε μια κλασσική συμβατική τριγωνική σχισμοκεραία τροφοδοτούμενη από

συνεπίπεδο κυματοδηγό όπως φαίνεται στο Σχήμα 33., με 150 μοίρες άνοιγμα τριγωνικής

σχισμής (θ = φ = 150), συνολικές διαστάσεις διηλεκτρικού (Taconic TLC-30, er =3) 47 mm (L) επί

36 mm (W) και μήκος συντονισμού (L1) ίσο με 22 mm, ενώ η τιμή της κατασκευαστικής

μεταβλητής u έγινε βάση της εργασίας [187] και ισούται με 2 mm. Όπως λεπτομερώς έχει

αναλυθεί προηγουμένως, η χαρακτηριστική αντίσταση εισόδου είναι ένας σχεδιαστικός

παράγοντας άμεσα και αναπόσπαστα συνδεδεμένος με το εύρος ζώνης σχισμοκεραιών

συνεπίπεδης κυματοδήγησης. Για αυτόν τον λόγο και για να ανακαλύψουμε πώς επιδρά η

αλλαγή τιμής σύνθετης αντίστασης εισόδου, διατηρούμε την μεταβλητή s σταθερή και

μεταβάλουμε το πλάτος της σχισμής g , δίνοντας ένα εύρος διακύμανσης μεταξύ 50 και 90 Ohm.

Καθώς το g μεγαλώνει και η Zin πλησιάζει την τιμή των 65 Ohm το διάγραμμα των S-

παραμέτρων εμφανίζει σταδιακά δύο συντονισμούς γύρω από τα 4 και 9 GHz όπως μπορεί να

φανεί εμφανώς στο Σχήμα 34. Στην περίπτωση όπου Zin = 90 Ohm, η κεραία θα μπορούσε


Μελέτη τριγωνικών δομών

οριακά να χαρακτηριστεί ακραίως ευρυζωνική μιας και η απορρόφηση ενέργειας στο διάστημα

από τα 2.5 GHz έως και τα 10.5 GHz δεν χαρακτηρίζεται από VSWR <2, αφού εξαιρείται η

περιοχή μεταξύ 6 και 8 GHz, όπου τα επίπεδα S11 είναι οριακά μεγαλύτερα από -10 dB.

Σχήμα 33. Συμβατική τριγωνική σχισμοκεραία.

Σχήμα 34. Αποτελέσματα προσομοίωσης για μια συμβατική τριγωνική σχισμοκεραία για διαφορετικές

τιμές χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου καθώς μεταβάλλεται το g και s = 1.5 mm, L1 = 22 mm, u = 2

mm, θ = φ = 150, L = 47 mm, W = 36 mm.

2.3.1 Μελέτη ασύμμετρης τριγωνικής σχισμοκεραίας

Η νεοτεριστική προσέγγιση που προτείνεται, αφορά την ασυμμετρία της τριγωνικής

δομής ως προς τον x άξονα. Μέχρι στιγμής δεν έχει αναφερθεί σε καμία δημοσιευμένη εργασία

κάτι ανάλογο. Ο λόγος ίσως να είναι ότι η μοντελοποίηση ενός τέτοιου προβλήματος είναι



σημαντικά δυσκολότερη από την μοντελοποίηση του αντίστοιχου συμμετρικού. Σχεδιάσαμε

λοιπόν την τριγωνική σχισμοκεραία του Σχήματος 33. με ανεξαρτησία καθορισμού των γωνιών

θ και φ. Αυτό το πλεονέκτημα δίνει την δυνατότητα ενός επιπρόσθετου ελεγκτικού μηχανισμού

της συμπεριφοράς της κεραίας. Παρατηρείται πως από τις δύο ανεξάρτητα μεταβαλλόμενες

γωνίες, βαρύνουσα σημασία είχε η τιμή της γωνίας φ. Το Σχήμα 35. δείχνει ευκρινώς πώς η

μεταβολή της γωνίας φ (όταν θ = 150) επιδρά στην S11 για την περιοχή μεταξύ 6.35 GHz και 7.8

GHz. Η διαφορά στις τιμές της απόκρισης για φ = 150 και φ = 30ο είναι μεγαλύτερη από 5 dB.

Σχήμα 35. Αποτελέσματα προσομοίωσης για διαφορετικές γωνίες φ σε τριγωνική σχισμοκεραία με θ = 150

και χαρακτηριστική αντίσταση εισόδου Zin = 90 Ohm (g = 0.9 mm, s = 1.5 mm). Οι υπόλοιπες μεταβλητές

είναι ίδιες με το Σχήμα 21. Παρατηρείται σε μεγέθυνση η βελτίωση της απόδοσης μεταξύ 6.35 και 7.8

GHz.

Επιπροσθέτως, από τα αποτελέσματα της μελέτης, φαίνεται ότι το ασύμμετρο μοντέλο

εμφανίζει δύο ευρυζωνικούς συντονισμούς, ο πρώτος μεταξύ 2.45 και 6.35 GHz και δεύτερος

μεταξύ 7.8 και 10.65 GHz, αντίστοιχα. Τα αποτελέσματα αυτά υπολογίζονται με συνεπίπεδη

τροφοδοσία 90 Ohm, οπότε και κρίνεται σκόπιμο να εισάγουμε μετάβαση για τα 50 Ohm.

2.3.2 Μετάβαση χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου

Με απαράλλακτη σχεδιαστική λογική, εισήχθη στο ασύμμετρο μοντέλο του Σχήματος

33., μετάβαση ιδίας τεχνοτροπίας με την αυτήν που παρουσιάστηκε στο προηγούμενο κεφάλαιο

(Σχήμα 36.). Η μετάβαση από τα 90 Ohm στα 50 με την εισαγωγή της μετάβασης είναι εφικτή

χωρίς προβλήματα προσαρμογής. Στην περίπτωση της κεραίας αυτής όμως, λόγω της μεγάλης

ευρυζωνικότητας της, θέλαμε να ελέγξουμε την συμπεριφορά της σε περιπτώσεις κακής



προσαρμογής στα 50 Ohm ως αποτέλεσμα κατασκευαστικής αστοχίας. Ας υποθέσουμε ότι

κατασκευάζουμε μια κεραία πανομοιότυπη με αυτή του Σχήματος 36. Η κεραία αυτή εισάγει

την ασυμμετρία των σχισμών αλλά και μια μετάβαση που μετασχηματίζει την χαρακτηριστική

αντίσταση εισόδου από την τιμή των 90 Ohm (g = 0.9 mm, s = 1.5 mm) στην τιμή των 50 Ohm

(g’ = 0.3 mm, s’ = 4.9 mm). Αν τύχαινε η διάσταση g’ να ήταν 0.2 ή 0.5 mm (με όλες τις άλλες

διαστάσεις σταθερές στις παραπάνω τιμές), η μετάβαση θα μετασχημάτιζε τα 90 Ohm σε 45 ή 55

Ohm αντίστοιχα. Προκύπτει δηλαδή ότι 0.1 mm κατασκευαστικού λάθους διαταράσσει στην

καλύτερη περίπτωση την χαρακτηριστική αντίσταση εισόδου κατά 5 Ohm. Επειδή τέτοιες

Σχήμα 36. Ασύμμετρη τριγωνική σχισμοκεραία με μετάβαση χαρακτηριστικής αντίστασης εισόδου. Η

τεχνοτροπία σχεδίασης είναι ίδια με αυτή του προηγουμένου κεφαλαίου.

Σχήμα 37. Αποτελέσματα προσομοίωσης για διαφορετικές μεταβάσεις στο ασύμμετρο μοντέλο από Zin =

90 Ohm (g = 0.9 mm, s = 1.5 mm) σε Zin = 50 Ohm (g’ = 0.3 mm, s’ = 4.9 mm), Zin = 45 Ohm (g’ = 0.2 mm, s’

= 4.9 mm) και Ζin = 55 Ohm (g’ = 0.5 mm, s’ = 4.9 mm), όταν φ = 300, θ = 150, d = 4 mm, y1 = 10 mm and y2

= 6 mm. Οι υπόλοιπες μεταβλητές είναι ίδιες με αυτές που αναφέρονται στο Σχήμα 34.



«κακοτεχνίες» πρέπει να προβλέπονται, θεωρήθηκε τουλάχιστον ενδιαφέρουσα η μελέτη της

συμπεριφοράς της κεραίας σε επιβαλλόμενη κατασκευαστική αστοχία, όπως παρουσιάζεται στο

Σχήμα 37. Η συμπεριφορά της κεραίας είναι ομαλή για τις περιπτώσεις μετάβασης τόσο από 90

σε 50 Ohm όσο και στις περιπτώσεις μετάβασης από 90 σε 45 ή 90 σε 55 Ohm. To S11 διατηρείται

κάτω από -10 dB (VSWR<2) σε ένα πολύ μεγάλο εύρος συχνοτήτων (σχεδόν για 7 GHz), αλλά

μόλις οριακά κάτω από -10 dB, γεγονός που δημιουργεί σχεδιαστική αβεβαιότητα. Η

αβεβαιότητα αυτή αίρεται στην επόμενη ενότητα, με την εισαγωγή επαγωγικά συζευγμένων

τριγωνικών σχισμοκεραιών, υιοθετώντας κατ’ αναλογία το σχεδιαστικό μοτίβο που

εφαρμόστηκε στις ορθογωνικές σχισμοκεραίες.

2.3.3 Εισαγωγή επαγωγικά συζευγμένων τριγωνικών σχισμών

Χρησιμοποιώντας τις ίδιες κατευθυντήριες γραμμές με αυτές του προηγούμενου

κεφαλαίου και με την επιδίωξη οι τιμές του διαγράμματος S11 να είναι εκτός από ευρυζωνικές

αλλά και πολύ κάτω από το όριο των -10 dB, διαμορφώσαμε ένα πλήρως παραμετρικό

ασύμμετρο μοντέλο εισάγοντας ένα επιπλέον ζευγάρι επαγωγικά συζευγμένων τριγωνικών

σχισμοκεραιών, όπως φαίνεται στο Σχήμα 38. Ο τρόπος λειτουργίας των επαγωγικά

συζευγμένων εκ συνεπίπεδης γραμμής μεταφοράς σχισμών, έχει περιγράφει αναλυτικά στην

ενότητα 2.2.2. Η προσοχή μας επικεντρώνεται ουσιαστικά στην επίτευξη μέγιστης σύζευξη με

ελάχιστη εμφάνιση cross- πόλωσης. Πρέπει να σημειωθεί, ότι λόγω της τριγωνικής φύσης των

παρασιτικών σχισμών, η εισαγωγή τους στον σχεδιαστικό καμβά εισάγει κατασκευαστικούς

περιορισμούς που λαμβάνονται υπόψη.

Υπογραμμίζεται ότι οι «παρασιτικές» σχισμές που χρησιμοποιήσαμε, προέκυψαν και

αυτές ασύμμετρες. Αυτό σημαίνει απευθείας, ότι το μοντέλο έγινε προσομοιωτικά

πολυπλοκότερο, αλλά ταυτόχρονα η ευελιξία και η δεδομένη πια μελετητική ευκολία

ενισχύθηκαν. Στην περίπτωση κατά την οποία θ2 = 150, φ2 = 300, L2 = 10 mm, d2 = 3 mm, g2 = 0.9

mm, u2 = 1 mm, s2 = 8 mm and d20 = 6 mm, ενώ όλες οι υπόλοιπες μεταβλητές παρουσιάζονται

στον Πίνακα ΙΙ, η επιθυμητή υπερευρυζωνική συμπεριφορά (UWB) επιτυγχάνεται. Τα

“παρασιτικά” στοιχεία στην περίπτωση αυτή εμφανίζουν μια πιο γενικευμένη επίδραση στο

διάγραμμα S11.



Σχήμα 38. Γεωμετρία προτεινόμενου ασύμμετρου τριγωνικού μοντέλου με επαγωγικά συζευγμένες

τριγωνικές δομές.

Στην περίπτωση των ορθογωνικών σχισμών τα L παρασιτικά εισήγαγαν έναν επιπλέον

συντονισμό, ο οποίος γειτόνευε με τον πρώτο, και συνολικά εμφανίστηκε η κεραία με

εμπλουτισμένο εύρος ζώνης. Εδώ, ο εμπλουτισμός είναι καθολικός, καθότι το S11 διάγραμμα

βελτιώνεται σε όλο το εύρος ζώνης λειτουργίας.

2.3.4 Εργαστηριακός χαρακτηρισμός τριγωνικών σχισμοκεραιών

Η επιβεβαίωση της προσομοιωτικής μελέτης έγινε, αφού κατασκευάστηκαν δύο

πρωτότυπα που από εδώ και εμπρός θα ονομάζονται Πρωτότυπο ΙΙΙ και Πρωτότυπο IV. Οι

κατασκευαστικές λεπτομέρειες των δύο πρωτοτύπων παρατίθενται στον Πίνακα ΙΙ. Και τα δύο

χαρακτηρίστηκαν ως προς την εμπέδησή τους και τα διαγράμματα ακτινοβολίας τους. Τα

αποτελέσματα έδειξαν αμέσως ότι η εισαγωγή των τριγωνικών παρασιτικών σχισμών βελτίωσε

την προσαρμογή, σε όλο το εύρος ζώνης κατά τουλάχιστον 3 dB. Ειδικότερα, στην περιοχή

μεταξύ 6 και 8 GHz η βελτίωση αυτή είναι μεγαλύτερη από 5 dB (βλέπε Σχήμα 39.). Το

μετρημένο ποσοστό εύρους των 123%, που αφορά προσαρμογή στις συχνότητες από 2.47 GHz

έως και 10.41 GHz, σε σχέση με την κεντρική συχνότητα των 6.45 GHz, καλύπτει σχεδόν το 98%

των αναγκών του προτεινόμενου φασματικού περιεχομένου, βάσει του ΙΕΕΕ 802.15.3a.

Με δεδομένο το γεγονός ότι το μήκος της τριγωνικής σχισμής L1 ρυθμίζει την κατώτερη

συχνότητα συντονισμού, θα μπορούσε κανείς να υποστηρίξει πως μεγαλύτερες τριγωνικές (ή

ορθογωνικές) σχισμοκεραίες μπορούν να εξυπηρετήσουν και ασύρματα πρωτόκολλα



ΠΙΝΑΚΑΣ II. ΔΙΑΣΤAΣΕΙΣ ΠΡΩΤΟΤYΠΩΝ (III & IV) σε διηλεκτρικό TLC-30

L = 47 mm W = 36 mm L1 = 22 mm u = 2 mm

s = 1.5 mm s’ = 4.9 mm g = 0.9 mm g’ = 0.3 mm

y1 = 6 mm y2 = 10 mm d = 4 mm φ = 300

Πρωτότυπο

IΙΙ

θ = 150

L2 = 10 mm u2 = 1 mm s2 = 8 mm d2 = 3 mm Πρωτότυπο

IV g2 = 0.9 mm θ2 = 150 φ2 =300 d20 = 6 mm

Σχήμα 39. Μέτρηση S11 για τα Πρωτότυπα ΙΙΙ (___) και Πρωτότυπα ΙV (____). Η εισαγωγή των

επαγωγικά συζευγμένων τριγωνικών σχισμοκεραιών πετυχαίνει εύρος ζώνης για VSWR<2 ίσο με 7.94

GHz.

χαμηλότερων μπαντών, όπως UMTS, DTS κ.ά. Αυτό αυτομάτως αλλάζει τις εξωτερικές

διαστάσεις. Μελετήσαμε και το ενδεχόμενο αυτό και καταλήξαμε στο συμπέρασμα ότι είναι

εφικτή η εξυπηρέτηση μιας μπάντας από 2.2 έως 9.4 GHz (120%), αν η διάσταση L1 γίνει

μεγαλύτερη από 25 mm.

Ο χαρακτηρισμός σε ανηχωικό περιβάλλον έγινε για 4 συχνότητες (2.5 GHz, 5 GHz, 8

GHz and 10 GHz) και για τα δύο βασικά επίπεδα ακτινοβολίας (Σχήμα 40.). Να σημειωθεί, ότι

λόγω εξαιρετικά μεγάλων απωλειών καλωδίων, οι μετρήσεις cross-polarization για τις

συχνότητες των 8 και 10 GHz δεν παρουσιάζονται. Το Πρωτότυπο Ι ακτινοβολεί δι-

κατευθυντικά (bi-directionally) με εύρος δέσμης 3 dB για τα 2.5 και 5 GHz ίσο με 1200 και 820



Σχήμα 40. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο IΙΙ στα 2.5 GHz, 5

GHz, 8 GHz και 10 GHz ( ____ : co-pol μέτρηση, co-pol προσομοίωση , ____: cross-pol μέτρηση). Η

εικόνα του Πρωτότυπου IIΙ περιλαμβάνεται στα διαγράμματα.

μοίρες, αντίστοιχα. Το αξονικό πηλίκο στο x-z επίπεδο είναι μικρότερο από 15 dB στα 2.5 GHz

και μικρότερο από 25 dB στα 5 GHz. Για το δεύτερο επίπεδο y-z λαμβάνουμε σχεδόν τα ίδια

αποτελέσματα για τον αξονικό λόγο, ενώ το εύρος δέσμης 3 dB στα δύο επίπεδα είναι 820 και 630

αντίστοιχα. Η μέτρηση στα 8 GHz φανερώνει ένα ομοιο-κατευθυντικό διάγραμμα ακτινοβολίας

στο αζιμούθιο (x-z) και δι-κατευθυντικό στο επίπεδο ανύψωσης του (y-z). Το αξονικό πηλίκο

εμφανίζει τιμές χαμηλότερες των 15 dB για κάθε γωνία στο x-z επίπεδο. Τελικώς, η μέτρηση των

10 GHz φανερώνει αξονικό λόγο 15 dB στην κατεύθυνση μέγιστης ακτινοβολίας στο x-z επίπεδο

και ένα διάγραμμα με πολλούς μηδενισμούς στο y-z επίπεδο. Σε σύγκριση με τα Πρωτότυπα Ι

και ΙΙ, τα Πρωτότυπα ΙΙΙ και ΙV είναι δι-κατευθυντικά με πιο πλατιά διαγράμματα ακτινοβολίας

(3 dB beamwidth) και χαμηλότερα επίπεδα cross-πόλωσης στα y-z επίπεδα. Το υπολογισμένο

κέρδος για το Πρωτότυπο ΙΙΙ κυμαίνεται μεταξύ 3 και 5 dBi, ενώ η απόδοσή του (efficiency)

υπερβαίνει το 95%.



Σχήμα 41. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο IV στα 2.5 GHz, 5

GHz, 8 GHz και 10 GHz ( ____ : co-pol μέτρηση, co-pol προσομοίωση , ____: cross-pol μέτρηση). Η

εικόνα του Πρωτότυπου IV περιλαμβάνεται στα διαγράμματα.

Οι μετρήσεις του Πρωτοτύπου ΙV φαίνονται στο Σχήμα 41. Είναι πολύ σημαντικό και

πρέπει να σημειωθεί, ότι εμφανίζεται αξιοσημείωτη συμφωνία μεταξύ προσομοίωσης και

πειράματος, ενώ ταυτόσημα είναι τα αποτελέσματα για το τρίτο και τέταρτο πρωτότυπο στην

συχνοτική περιοχή κάτω από τα 8 GHz. Η εισαγωγή των τριγωνικών σχισμών φαίνεται να

επηρεάζει την συμπεριφορά του Πρωτοτύπου ΙV στις υψηλές συχνότητες. Αν και η προσαρμογή

βελτιώνεται, τα διαγράμματα ακτινοβολίας (και κυρίως η ομοιο-κατευθυντικότητα στην

περιοχή γύρω από τα 8 GHz) αλλοιώνονται. Σε οποιαδήποτε άλλη συχνότητα όμως, τα

διαγράμματα ακτινοβολίας του Σχήματος 41. μοιάζουν ίδια με τα διαγράμματα του Σχήματος

40. Επί της ουσίας, το εύρος δέσμης 3 dB για το x-z επίπεδο στις συχνότητες των 2.5 και 5 GHz

είναι 1250 και 760 αντίστοιχα, τιμές που αν συγκριθούν με αυτές του Πρωτοτύπου ΙΙΙ (1200 και

820), είναι πολύ κοντά. Η εισαγωγή των επαγωγικά συζευγμένων σχισμών επέφερε μεταβολές

στην τιμή του αξονικού λόγου, ο οποίος μίκρυνε (π.χ για το x-z επίπεδο στα 5 και 10 GHz), ενώ

εντοπίζονται διαγράμματα ακτινοβολίας με πολλούς λοβούς και μηδενικά. Για το Πρωτότυπο


Μελέτη καμπυλωμένων ασύμμετρων τριγωνικών σχισμοκεραιών με διζωνικά χαρακτηριστικά

ΙV το κέρδος υπολογίστηκε να μεταβάλλεται μεταξύ 3 και 7 dBi, ένω η απόδοση του

ακτινοβολητή δεν έπεσε κάτω από 98%.

2.4 ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΜΠΥΛΩΜΕΝΩΝ ΑΣΥΜΜΕΤΡΩΝ ΤΡΙΓΩΝΙΚΩΝ

ΣΧΙΣΜΟΚΕΡΑΙΩΝ ΜΕ ΔΙΖΩΝΙΚΑ ΧΑΡΑΚΤΗΡΙΣΤΙΚΑ Στην ενότητα αυτή θα ολοκληρωθεί η μελέτη των τριγωνικών σχισμοκεραιών με την

παρουσίαση καμπυλωμένων πρωτοτύπων που αναπτύχθηκαν στις πρώτες φάσεις της

διδακτορικής διατριβής, όπου η ανάγκη για νεοτεριστικές διζωνικές υλοποιήσεις με

ταυτόχρονη εξυπηρέτηση των 2.45 και 5.5 GHz (κεντρικών συχνοτήτων), αποτελούσε τον

κεντρικό ερευνητικό μας προσανατολισμό. Η περίοδος συμπίπτει με την επιδίωξη πολλών

εταιρειών του χώρου να παρουσιάσουν τελικά προϊόντα με διαλειτουργικότητα

(interoperability) σε δύο ή περισσότερες συχνοτικές περιοχές (ταυτόχρονη υποστήριξη ΙΕΕΕ

802.11a/b/g).

Χρησιμοποιώντας το βασικό τριγωνικό μοντέλο [187] και καμπυλώνοντας τις πλευρές

του επιτυγχάνεται η διέγερση συντονισμών σε χαμηλότερες συχνότητες σε σχέση με τους

συντονισμούς που διεγείρουν τα αντίστοιχα γραμμικά μοντέλα. Παράλληλα, για πρώτη φορά

επισημαίνεται η διακοπτική ιδιότητα που εμφανίζουν οι τριγωνικές σχισμοκεραίες. Η μεταβολή

ενός μόνο τεχνικού χαρακτηριστικό μπορεί να καταστείλει έναν από τους δύο συντονισμούς,

περιορίζοντας την λειτουργικότητα της κεραίας σε μία μπάντα συχνοτήτων.

Αναλυτικότερα, θεωρούμε ένα γενικευμένο μοντέλο όπως παρουσιάζεται στο Σχήμα

42α. Παρατηρούμε αρχικά ότι κάθε ευθεία γραμμή του κλασσικού τριγωνικού μοντέλου (

Σχήμα 42β.), εκτός από την συνεπίπεδη γραμμή τροφοδοσίας, έχει αντικατασταθεί από ένα

κυκλικό τομέα παραμετρικά τροποποιήσιμο. Οι τέσσερις διαφορετικές ακτίνες έχουν καθοριστεί

έτσι ώστε το προσομοιωμένο πρωτότυπο να εμφανίζει συντονισμούς στις κεντρικές συχνότητες

των 2.45 και 5.5 GHz αντίστοιχα. Ο Πίνακας ΙΙΙ εμπεριέχει τις συντεταγμένες των κυκλικών

τομέων, ως προς το σύστημα συντεταγμένων του σχεδιαστικού καμβά, καθώς και τις τιμές των

κατασκευαστικών μεταβλητών. Όπως έχει αναφερθεί και στις προηγούμενες ενότητες, το μήκος

των καμπυλωμένων τριγωνικών οπών (ορίζεται από την μεταβλητή L1 ) και το άνοιγμά τους

(ορίζεται από την μεταβλητή d), καθορίζουν την συχνότητα συντονισμού και το εύρος

συντονισμού. Σημειώνεται ότι το διηλεκτρικό υπόστρωμα ανήκει στην κατηγορία TMM από



την Rogers και εμφανίζει σταθερά διηλεκτρικής διαπερατότητας εr = 3.27 και πάχος

διηλεκτρικού 3.125 mm.

Σχήμα 42. α) Ασύμμετρο καμπυλωμένο τριγωνικό και β) αντίστοιχο ασύμμετρο τριγωνικό πλήρως

παραμετρικό μοντέλο.

Σχήμα 43. Προσομοίωση καμπυλωμένου και αντίστοιχου γραμμικού μοντέλου.

Στο Σχήμα 43. παρουσιάζουμε τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων για τις

περιπτώσεις του καμπυλωμένου (Πρωτότυπο V) και του αντίστοιχου γραμμικού μοντέλου

(Πρωτότυπο VI). Αρχικά παρατηρούνται δύο συντονισμοί στην περιοχή των 2.5 GHz και 5.5

GHz, που διαφέρουν στην συχνότητα συντονισμού του πρώτου ρυθμού. Στην περίπτωση του

Πρωτοτύπου V είναι κεντραρισμένη στα 2.45 GHz, ενώ στην περίπτωση του Πρωτοτύπου VΙ ο

ίδιο ρυθμός εμφανίζεται υψηλότερα στα 2.75 GHz. Συμπεραίνουμε, ότι ένα καμπυλωμένο

μοντέλο που προκύπτει από το αντίστοιχο γραμμικό προσφέρει σημαντικά χαμηλότερη


Μελέτη καμπυλωμένων ασύμμετρων τριγωνικών σχισμοκεραιών με διζωνικά χαρακτηριστικά

συχνότητα συντονισμού (η διαφορά είναι 300 MHz), διατηρώντας την ευρυζωνική

συμπεριφορά στην μπάντα των 5 έως 6 GHz.

Σχήμα 44. Διακοπτική ιδιότητα καμπυλωμένης ασύμμετρης τριγωνικής σχισμοκεραίες. Η μεταβολή της d

καταστέλλει τον συντονισμό στα 2.45 GHz.

ΠΙΝΑΚΑΣ III. ΔΙΑΣΤAΣΕΙΣ ΚΑΜΠΥΛΩΜEΝΗΣ ΣΧΙΣΜΟΚΕΡΑΙΑΣ σε διηλεκτρικό Rogers-4003

Κυκλικά τόξα Συντεταγμένες (mm) Rx (mm)

1ο (0.5 , 14.5) → (2.3 , 17.25) R1 = 3.53

2ο (2.3 , 17.25) → (17.65 , 31.6) R2 = 57 3ο (17.65 , 31.6) → (22.7 , 8.25) R3 = 23.4 4ο (22.7 , 8.25) → (1.85 , 10.6) R4 = 52.5

Κατασκευαστικές μεταβλητές Ονομασία Διαστάσεις (mm)

L 49.5 W 35.5 d 10.6 L1 23.8 s 1

g 1.35

Οι ιδιότητες αυτές δύναται να χρησιμοποιηθούν επικουρικά με τις ιδιότητες των

ασύμμετρων τριγωνικών σχισμοκεραιών των προηγούμενων παραγράφων, προσφέροντας

περισσότερα εργαλεία σχεδιαστικής ευελιξίας. Η καμπυλωμένη γεωμετρία από την φύση της

σχεδίασης της είναι πρωτότυπη. Ουσιαστικά όμως και πέρα από την πρωτοτυπία του

μηχανολογικού σχεδίου, οι ιδιότητες της είναι εφάμιλλες με τις γραμμικές σχισμοκεραίες,



ειδικότερα ως προς το ακτινοβολούν προφίλ. Στο Σχήμα 45. συγκρίνουμε το x-z και y-z επίπεδο

των διαγραμμάτων ακτινοβολίας στις συχνότητες των 2.45 και 5.5 GHz. Αξίζει να επισημανθεί

ότι το γραμμικό μοντέλο είναι αρκετά ευρυζωνικό ώστε να είναι προσαρμοσμένο και στην

συχνότητα των 2.45 GHz. Τα διαγράμματα ακτινοβολίας υπολογίζονται να εμφανίζουν σχεδόν

πλήρη συμφωνία μεταξύ τους, τόσο στο οριζόντιο x-z επίπεδο, όσο και στο κάθετο y-z επίπεδο

ακτινοβολίας. Μια αμελητέα διαφορά επισημαίνεται στα διαγράμματα cross-pol του

οριζοντίου επιπέδου στα 5.5 GHz (της τάξεως των 5 dB) που είναι λογική, λόγω των

καμπυλωμένων μεταλλικών επιφανειών, αλλά και ταυτόχρονα μη ουσιαστική από την

σχεδιαστική οπτική του μηχανικού. Το μέγιστο κέρδος υπολογίστηκε σε 2 και 5 dB αντίστοιχα,

για το x-z και y-z επίπεδο.

Σχήμα 45. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα επίπεδα x-z και y-z για την καμπυλωμένη και γραμμική

σχισμοκεραία.

Τα κατασκευασμένα πρωτότυπα φαίνονται στο Σχήμα 46.


Μελέτη υπερευρυζωνικών ελλειπτικών-κυκλικών σχισμοκεραιών συνεπίπεδης κυματοδήγησης

Σχήμα 46. Κατασκευασμένα πρωτότυπα καμπυλωμένης γεωμετρίας και αντίστοιχης γραμμικής.

2.5 ΜΕΛΕΤΗ ΥΠΕΡΕΥΡΥΖΩΝΙΚΩΝ ΕΛΛΕΙΠΤΙΚΩΝ-ΚΥΚΛΙΚΩΝ

ΣΧΙΣΜΟΚΕΡΑΙΩΝ ΣΥΝΕΠΙΠΕΔΗΣ ΚΥΜΑΤΟΔΗΓΗΣΗΣ Η ανάγκη για εύκολα κατασκευάσιμους ακτινοβολητές με υπερευρυζωνικό προφίλ έχει

διαμορφώσει έντονα μια τάση προς την σχεδίαση πρωτοποριακών επίπεδων δομών χαμηλού

προφίλ με μικροταινιακή ή συνεπίπεδη τροφοδοσία. Η πρώτη περίπτωση, εφαρμόζεται ευρέως,

αλλά συγκρινόμενη με την δεύτερη εμφανίζει μεγαλύτερες απώλειες και χαμηλότερο εύρος

λειτουργίας. Στην ενότητα 1.2.4.4. έγινε εισαγωγική μνεία στα UWB μονόπολα που φέρουν

κυκλικά στοιχεία και τροφοδοτούνται από συνεπίπεδο κυματοδηγό (Σχήμα 8β.). Αναφέρεται

ότι η συμπεριφορά τους [109] είναι εξαιρετική, όσον αφορα το εύρος ζώνης που εμφανίζουν και

αποτελούν σχεδιαστικό εφαλτήριο για τους ακτινοβολητές που θα περιγραφούν στις παρακάτω

σελίδες. Παράλληλα με τα μονόπολα, τα τελευταία χρόνια έχουν παρουσιαστεί εργασίες με

τετραγωνικές σχισμοκεραίες [24], τριγωνικές σχισμοκεραίες [58], ελλειπτικές τυπωμένες κεραίες

[23] και ελλειπτικής γεωμετρίας διαφορικές κεραίες [21-22, 192], από τις οποίες οι δύο πρώτες

παρουσιάζουν σχεδιαστικά καινοτόμες λύσεις, ενώ οι υπόλοιπες με τις ελλειπτικές γεωμετρίες,

πειραματικές αποδείξεις ότι αυτού του είδους οι γεωμετρίες μπορούν να αποτελέσουν λύσεις για

υπερευρυζωνικές εφαρμογές.

Όλα τα παραπάνω, συνεπικούρησαν στην σχεδίαση και ανάπτυξη 3 πρωτοτύπων

ελλειπτικής και κυκλικής γεωμετρίας, όπως παρουσιάζεται στο Σχήμα 47. Αυτή η κεραία,

αποτελείται από ένα ελλειπτικό (ή κυκλικό) τομέα που έρχεται σαν άμεση συνέχεια του

κεντρικού αγωγού του συνεπίπεδου κυματοδηγού και μιας ελλειπτικής (ή κυκλικής) σχισμής



μέσα στην οποία αναπτύσσεται ο τομέας που προαναφέραμε. Η όλη δομή είναι τυπωμένη σε

εύκαμπτο διηλεκτρικό υπόστρωμα Taconic TLC-30 με er = 3 και πάχος 1.575 mm.

Σχήμα 47. Γεωμετρία ελλειπτικής δομής. Η κυκλική δομή είναι ειδική περίπτωση της ελλειπτικής και

παραλείπεται.

Η μοντελοποίηση που ακολουθήθηκε και για αυτή την περίπτωση ήταν πλήρως

παραμετρική. Τόσο η εσωτερική δομή όσο και η αντίστοιχη σχισμή καθορίζονται από

διαστάσεις των αξόνων x και y που είναι αντίστοιχα R1, L1 και R2, L2. Οι διαστάσεις του

συνεπίπεδου κυματοδηγού ρυθμίζονται από τις μεταβλητές s (πάχος κεντρικού αγωγού), g

(σχισμή) και d (μήκος), ενώ οι συνολικές διαστάσεις της κεραίας ορίζονται από τις μεταβλητές L

(μήκος) και W (πλάτος). Οι κεραίες σε αυτή την περίπτωση τροφοδοτούνται από συνεπίπεδη

γραμμή χαρακτηριστικής αντίστασης 50 Ohm, επομένως ο εργαστηριακός χαρακτηρισμός είναι

εύκολος και αποφεύγεται η χρήση μετάβασης, που θα επέφερε σημαντικές επιβαρύνσεις στην

διαδικασία μοντελοποίησης και στην λιτή σχεδίαση που αποτυπώνεται στο παραπάνω σχήμα.

Η μετάβαση από ελλειπτική σε κυκλική διάταξη πραγματοποιείται όταν R1 = L1 και R2 = L2.

Ειδική μνεία πρέπει να γίνει για την μεταβλητή dw, η οποία καθορίζει την απόσταση

της μεταλλικής νησίδας από το τέλος της συνεπίπεδης γραμμής μεταφοράς ή διαφορετικά από

το ελλειπτικό επίπεδο γείωσης. Με δεδομένες τις τιμές του κυματοδηγού (g = 0.3 mm, s = 3.5

mm, d = 8 mm), των κέντρων των ελλείψεων (R1 = 8 mm, R2 = 16 mm, L1 = 6 mm και L2 = 12

mm) και των εξωτερικών διαστάσεων W = 40 mm και L = 35 mm στο Σχήμα 48.,

παρουσιάζονται τα αποτελέσματα της προσομοίωσης του ελλειπτικού μοντέλου για διάφορες

τιμές του dw. Ο πρώτος συντονισμός εμφανίζεται κοντά στα 3 GHz. Αν το μοντέλο μας ήταν το

κυκλικό μονόπολο με ακτίνα R1 = 8 mm, ο πρώτος συντονισμός θα καθοριζόταν από την

διάμετρο του δίσκου που περίπου ισοδυναμεί με λg/4 (για την ακρίβεια 0.28λg). Η κεραία



συμπεριφέρεται σαν μονόπολο πάνω από επίπεδο γείωσης [109] και εμφανίζει συντονισμούς

πρώτης και δεύτερης αρμονικής (γύρω από τα 6 και 9 GHz), οι οποίοι μεταβάλλονται ανάλογα

με την διακύμανση της μεταβλητής dw. Η μεταβλητή αυτή επιπλέον ρυθμίζει την απόσταση της

μεταλλικής νησίδας από το κυκλικό επίπεδο γείωσης που ακολουθεί βέβαια την γεωμετρία της

νησίδας, εμφανίζοντας την μικρότερη απόσταση στο σημείο όπου η μεταβλητή d λαμβάνει την

μικρότερη τιμή της (τερματισμός συνεπίπεδης γραμμής μεταφοράς). Η απόσταση αυτή αυξάνεται

ομαλά δίνοντας την δυνατότητα στην προσαρμογή της κεραίας να περνάει από τον ένα ρυθμό στον άλλο και

εκεί αποδίδεται το εξαιρετικά μεγάλο εύρος ζώνης των κεραιών αυτών. Αν και το Σχήμα 48. εμφανίζει

τα αποτελέσματα προσομοίωσης ενός ελλειπτικού σχεδίου, παρόμοια συμπεριφορά

λαμβάνουμε και στο αντίστοιχο κυκλικό σχέδιο. Ειδική μνεία πρέπει να γίνει για την

προσαρμογή αυτών τον κεραιών που θυμίζουν κεραίες Vivaldi. Η μέτρηση της S11 φανερώνει

προσαρμογή που ξεπερνάει και τα 18 GHz όπως θα παρουσιαστεί παρακάτω, ενώ σαφή

προσδιορισμό του συνολικού εύρους προσαρμογής αδυνατούμε να δώσουμε. Ο αναλυτής

δικτύου που είχαμε διαθέσιμο μέτρησε προσαρμογή που σε κάθε περίπτωση εκτεινόταν από την

πρώτη αρμονική (που καθορίζεται από την ισοδύναμη διάμετρο ενός κυκλικού μονόπολου

τροφοδοτούμενο από CPW) μέχρι τα 20 GHz, δηλαδή την ανώτερη συχνότητα λειτουργίας του

οργάνου.

Σχήμα 48. Προσομοίωση S11 του ελλειπτικού μοντέλου για διάφορες τιμές της μεταβλητής dw για το

ελλειπτικό μοντέλο. L = 40 mm, W = 35 mm, L1 = 6 mm, R1 = 8 mm, L2 = 12 mm, R2 = 16 mm, d = 8 mm, s

= 3.5 mm, g = 0.3 mm.



2.5.1 Εργαστηριακός χαρακτηρισμός ελλειπτικών σχισμοκεραιών

Για την πειραματική επαλήθευση των προβλέψεων σχεδιάστηκαν τρία Πρωτότυπα, το

ένα ελλειπτικής τεχνολογίας (Πρωτότυπο VΙΙ), όπως το μοντέλο του Σχήματος 47. το δεύτερο

(Πρωτότυπο VΙΙΙ) και τρίτο (Πρωτότυπο ΙΧ) κυκλικής τεχνολογίας (R1 = L1 και R2 = L2).

ΠΙΝΑΚΑΣ IV. ΔΙΑΣΤΑΣΕΙΣ ΕΛΛΕΙΠΤΙΚΩΝ ΠΡΩΤΟΤΥΠΩΝ (VΙΙ , VΙΙI & ΙΧ) σε διηλεκτρικό TLC-30

in (mm) L W L1 R1 L2 R2 d dw

Πρωτότυπο

VΙΙ 40 35 6 8 12 16 8 0.3

Πρωτότυπο

VΙΙI 40 40 7.5 7.5 15 15 8 0.3

Πρωτότυπο

ΙΧ 90 90 20 20 35 35 10 0.3

Οι μετρήσεις επαληθεύουν αρχικά το υπερευρυζωνικό προφίλ των κεραιών, ενώ

ταυτόχρονα παρατηρείται συμφωνία των προσομοιωμένων αποτελεσμάτων με τα μετρήσιμα,

ειδικότερα μέχρι τα 10 GHz. Από την συχνότητα των 10 GHz και πάνω ο ομοαξονικός

σύνδεσμος (SMA connector) που χρησιμοποιήσαμε έχει μη προβλέψιμη συμπεριφορά η οποία

δεν δύναται να βαθμονομηθεί. Με την χρήση του Agilent E8358A, που λειτουργεί από 0 έως 20

GHz, λάβαμε μετρήσεις που επιδεικνύουν προσαρμογή μέχρι και τα 20 GHz.

Αναλυτικά το ελλειπτικό Πρωτότυπο VΙΙ εμφανίζει προσαρμογή από τα 2.65 GHz μέχρι

και τα 20 GHz, δηλαδή 17.35 GHz ή ποσοστό εύρους 153% ως προς την κεντρική συχνότητα των

11.325 GHz. Η συμπεριφορά των κεραιών αυτών μπορεί να προσεγγιστεί από την συμπεριφορά

που εμφανίζει ένα λg/4 μονόπολο που τροφοδοτείται από CPW. Σε αυτές τις κεραίες η πρώτη

αρμονική καθορίζεται από την διάμετρο του μονόπολου. Στην περίπτωσή μας ο πρώτος

συντονισμός εμφανίζεται στα 3.4 GHz (δες Σχήμα 49.) που θα είχε παραχθεί ισοδύναμα από ένα

κυκλικό μονόπολο με διάμετρο ίση με 0.25*λg ή 12.725 mm. Λόγω τις ελλειπτικής διάταξης (L1 ≠

R1), η «ισοδύναμη διάμετρος» αναζητείται μεταξύ του διαστήματος 2* L1 (= 12 mm ή 0.23 λg) και

2*R1 (= 16 mm ή 0.31 λg), δηλαδή των 2 αξόνων της έλλειψης. Προκύπτει ότι η θεώρηση μας

είναι σωστή λόγω του ότι 2* L1 < 0.25*λg < 2*R1.



Σχήμα 49. Μέτρηση και προσομοίωση του ελλειπτικού Πρωτοτύπου VΙΙ. Το εύρος προσαρμογής

ξεπερνάει τα 17.35 GHz.

Ανάλογα χαρακτηριστικά εμφανίζει το Πρωτότυπο VΙΙΙ. Η κυκλική αυτή κεραία,

προσαρμόζεται από τα 2.95 GHz και μέχρι το ανώτερο όριο των 20 GHz, επομένως εμφανίζει

συνολικό φάσμα 17.05 GHz, ή ισοδύναμο ποσοστό 148% ως προς τη κεντρική συχνότητα των

11.325 GHz (Σχήμα 50.). Η πρώτη της αρμονική εμφανίζεται στα 3.2 GHz που ισοδύναμα θα

δημιουργούσε ένα CPW μονόπολο με διάμετρο ίση με 13.52 mm, ενώ η διάμετρος της 2*R1 = 15

mm αντιστοιχεί σε 0.28*λg.

Τα Πρωτότυπα VΙΙ & VΙΙΙ φέρουν συνολικές διαστάσεις 40 x 35 x 1.575 mm3 και 40 x 40 x

1.575 mm3, αντίστοιχα. Σημειώνεται, ότι τόσο μικρές επίπεδες κεραίες με τόσο ευρυζωνική

συμπεριφορά έχουν αναφερθεί ελάχιστες. Φροντίσαμε οι κεραίες να εμφανίζουν κατώτερη

συχνότητα λειτουργίας κάτω από τα 3 GHz, ώστε να αντισταθμιστεί τυχόν αποσυντονισμός

λόγω κατασκευαστικού σφάλματος. Τα δύο Πρωτότυπα απεικονίζονται στο Σχήμα 51.

Σχήμα 50. Μέτρηση και προσομοίωση του Πρωτοτύπου VΙΙΙ. Το εύρος προσαρμογής ξεπερνάει τα 17.05

GHz



Σχήμα 51. Πραγματικές απεικονίσεις του ελλειπτικού (VΙΙ) και κυκλικού (VΙΙI) πρωτοτύπου. Ο Πίνακας

ΙV περιγράφει τις διαστάσεις τους.

Στην πορεία διαφάνηκε η ανάγκη να υλοποιηθεί μια κεραία που να μπορεί να

υποστηρίζει και χαμηλότερες συχνότητες κοντά στα 1 GHz. Το Πρωτότυπο ΙΧ, μια κεραία

μεγάλων διαστάσεων (90 x 90 mm2) κυκλικής διάταξης, έδωσε συντονισμό ανάλογο των

διαστάσεων της. Συγκεκριμένα, η κεραία εμφανίζει VSWR < 2 από την συχνότητα των 1.3 GHz

και μέχρι την μετρητική ικανότητα του αναλυτή δικτύου, τα 20 GHz. Συνολικά, το υπερμεγέθες

αυτό πρωτότυπο εμφανίζει εύρος λειτουργίας 18.3 GHz ή το εντυπωσιακό ποσοστό των 175%,

ως προς την κεντρική συχνότητα λειτουργίας.

Σχήμα 52. Μέτρηση και προσομοίωση του Πρωτοτύπου IX. Το εύρος λειτουργίας ξεπερνάει τα 18.7 GHz.

Όπως παρουσιάζεται στο Σχήμα 52. ο πρώτος συντονισμός εμφανίζεται στα 1.4 GHz και

κατ’ αντιστοιχία η διάμετρος 2R1 = 40 mm, αντιστοιχεί σε ισοδύναμο CPW μονόπολο με

διάμετρο 0.32*λg. Η ελαφρώς διαφοροποιημένη από τα 0.25*λg αποδίδεται στην διάσταση d που

στο ισοδύναμο μονόπολο καθορίζει το επίπεδο γείωσης και ισοδυναμεί με 0.1*λg στα 1.4 GHz,

οδηγώντας σε συμπεριφορά ασύμμετρου μονόπολου. Αυξάνοντας την τιμή της διάστασης d,

αυξάνουμε το πραγματικό επίπεδο γείωσης που οδηγεί την ισοδύναμη διάμετρο κοντά στα



0.25*λg. Παραλείπουμε την φωτογραφία του μοντέλου, διότι οπτικά δεν διαφέρει από το

κυκλικό πρωτότυπο απεικονίζεται στο Σχήμα 51.

Το Πρωτότυπο ΙΧ, λόγω του εύρους της συχνότητας λειτουργίας του δύναται να

χρησιμοποιηθεί σε συστήματα ραντάρ απεικονίσεως υπεδάφους. Θεωρώντας ότι η σχέση μεταξύ

προσαρμογής σε χαμηλότερες συχνότητες ως προς το μέγεθος της κεραίας είναι γραμμική

(εξαρτάται από την διάμετρο), η κεραία μπορεί να ρυθμιστεί να λειτουργεί μέχρι και τα 100

MHz, γεγονός που θα οδηγήσει σε μεγέθη κεραιών τουλάχιστον 30 x 30 cm2.

Όλες οι κεραίες που κατασκευασθήκαν σε αυτή την ενότητα μετρήθηκαν ως προς τα

διαγράμματα ακτινοβολίας τους στον ανηχωικό θάλαμο του Ινστιτούτου Πληροφορικής και

Τηλεπικοινωνιών στον Δημόκριτο. Τα μικρά σε μέγεθος πρωτότυπα (VΙΙ & VΙΙΙ)

χαρακτηρίστηκαν στις συχνότητες των 3.4, 6.8 και 8.9 GHz. Οι συχνότητες αυτές επιλέχθηκαν

να είναι ίδιες για τα VΙΙ & VΙΙΙ ώστε να μπορεί να διαμορφωθεί συσχετιστικά άποψη για τα

χαρακτηριστικά ακτινοβολίας τους. Οι συχνότητες των 3.4 και 6.8 GHz αποτελούν ουσιαστικά

την πρώτη και δεύτερη αρμονική του ελλειπτικού πρωτοτύπου. Η συχνότητα των 8.9 GHz

αποτελεί την μέγιστη συχνότητα στην οποία μπορούμε να μετρήσουμε με τον διαθέσιμο

αναλυτή φάσματος του εργαστηρίου, που έχει άνω λειτουργική περιοχή τα 9 GHz. Λόγω της

εντυπωσιακής προσαρμογής των κεραιών, σε όποια συχνότητα και αν παρθούν μετρήσεις, δεν

εμφανίζονται απώλειες προσαρμογής.

Ξεκινώντας από το ελλειπτικό πρωτότυπο VII, παραθέτουμε στο Σχήμα 53. τις μετρήσεις για τις

παραπάνω συχνότητες. Η συμπεριφορά του ακτινοβολητή στις χαμηλές συχνότητες θυμίζει το

ακτινοβολούν προφίλ ενός τυπωμένου μονόπολου, με σχεδόν ομοιοκατευθυντικό διάγραμμα

ακτινοβολίας στο x-z επίπεδο και δικατευθυντικό στο κάθετο επίπεδο ή αλλιώς y-z επίπεδο. Η

συμπεριφορά αυτή επιζητείτε από τους σχεδιαστές κεραιών γενικότερα κυρίως για φορητό

τηλεπικοινωνιακό εξοπλισμό. Αναλυτικότερα, η γωνία ημίσειας ισχύος, είναι 1000 και 800

αντίστοιχα για το οριζόντιο x-z και το κάθετο y-z επίπεδο στα 3.4 GHz, ενώ το μέγιστο κέρδος

τις κεραίας φτάνει τα 4.7 dBi. Καθώς αυξάνεται η συχνότητα, και συγκεκριμένα στα 6.8 GHz, οι

γωνίες ημίσειας ισχύος γίνονται 780 και 600 αντίστοιχα, με το μέγιστο κέρδος φτάνει στα 4 dBi.

Αξίζει να σημειωθεί ότι εκτός της αυξημένης κατευθυντικότητας, η κεραία εμφανίζει στο

οριζόντιο x-z επίπεδο ισχυρή cross-pol ακτινοβολία σε γωνίες ± 450 από της γωνίες μέγιστης co-

pol ακτινοβολίας, δηλαδή τις 00 και 1800 αντίστοιχα. Αυτό πρακτικά σημαίνει πως ένας

κυκλικής πόλωσης δέκτης στο x-z επίπεδο θα λαμβάνει σε μεγάλο εύρος γωνιών το υποτιθέμενο

εκπεμπόμενο σήμα. Ενδεικτικά αναφέρουμε πως η Εθ και Εφ συνιστώσα συνδυασμένες

εμφανίζουν γωνία ημίσειας ισχύος ίση με 1100. Ανάλογη συμπεριφορά δεν συναντάμε στο

κάθετο επίπεδο, όπου τα επίπεδα cross-pol είναι κατά βάση χαμηλότερα κατά 20 dB από τα



Σχήμα 53. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο VΙΙ στα 3.4 GHz, 6.8

GHz και 8.9 GHz( ____ : co-pol μέτρηση, ____: cο-pol προσομοίωση, cross-pol μέτρηση).

μετρημένα co-pol. Εδώ πρέπει να σχολιαστεί η ύπαρξη δικατευθυντικότητας αλλά με σταθερά

μειούμενη γωνία ημίσειας ισχύος (600 όπως αναφέρθηκε παραπάνω). Επίσης η κατεύθυνση

μέγιστης ακτινοβολίας μεταφέρεται σε γωνία περίπου 200 μοιρών ως προς το αζιμούθιο. Το

μετρημένο διάγραμμα ακτινοβολίας μοιάζει με φτερά πεταλούδας (αναφέρεται στην

βιβλιογραφία σαν butterfly shape) και απαντάται καθώς η συχνότητα αυξάνεται σε μονόπολα

τροφοδοτούμενα από συνεπίπεδο κυματοδηγό [109]. Παρατηρώντας το y-z επίπεδο στα 8.9

GHz, η διαπίστωση για την μετατόπιση της κατευθυντικότητας σε γωνία προς το αζιμούθιο

επιβεβαιώνεται, ενώ στο οριζόντιο επίπεδο εμφανίζονται και δευτερεύοντες λοβοί στις 900 και

2700, καταπιεσμένοι σε σχέση με τους κύριους λοβούς κατά 10 dB. Η γωνία ημίσειας ισχύος έχει

μειωθεί στις 400 για την co-pol ακτινοβολία, ενώ η ύπαρξη υψηλής cross-pol συνιστώσας σε

γωνίες ± 450 από της γωνίες μέγιστης co-pol ακτινοβολίας, διαμορφώνει αθροιστικά και για

έναν υποθετικό δέκτη κυκλικής πόλωσης, ισοδύναμη γωνία ημίσειας ισχύος ίση με 650.



Σχήμα 54. Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο VIΙΙ στα 3.4 GHz, 6.8

GHz και 8.9 GHz( ____ : co-pol μέτρηση, ____: cο-pol προσομοίωση, cross-pol μέτρηση).

μέγιστο κέρδος σε αυτή την συχνότητα μετρήθηκε ίσο με 6.33 dBi. H αποδοτικότητα των

κεραιών ξεπερνάει το 95% σε κάθε συχνότητα μέτρησης. Αξίζει να σημειωθεί η ταύτιση μεταξύ

μέτρησης και προσομοίωσης.

Συνεχίζοντας με το δεύτερο πρωτότυπο (VΙII), με την κυκλική ιδιομορφία,

ακολουθώντας την ίδια φιλοσοφία ως προς τις συχνότητες των 3.4, 6.8 και 8.9 GHz, στο Σχήμα

54. παρουσιάζονται οι μετρήσεις σε αντιπαραβολή με τις μετρήσεις της προσομοίωσης. Η

εντυπωσιακή ομοιότητα των μετρημένων μεγεθών αποτελεί την αρχική επισήμανση.

Βασιζόμενοι σε αυτό μπορούμε να ισχυριστούμε ότι η επιλογή κυκλικής ή ελλειπτικής

σχεδίασης μπορεί να αποφασιστεί με κριτήριο μόνο τα συνολικά γεωμετρικά χαρακτηριστικά

(μήκος και πλάτος) και το προφίλ εμπέδησης όπως έχει ήδη παρουσιαστεί στα Σχήματα 49 και

50. Η διαφορά στις επιμέρους αρμονικές αλλά και η κατώτατη συχνότητα λειτουργίας δύναται



να αποτελεί κριτήριο επιλογής. Η ομοιότητα των μετρημένων μεγεθών θα μπορούσε να

Σχήμα 55. Ρευματικές κατανομές των Πρωτοτύπων VII & VΙII στις συχνότητες 3.4 GHz, 6.8 GHz και 8.9

GHz.

αποδοθεί στην κατανομή των επιφανειακών ρευμάτων στην κυκλική νησίδα και στο κυκλικό

επίπεδο γείωσης που την περιβάλλει.



Στο Σχήμα 55. παρουσιάζονται 3 στιγμιότυπα επιφανειακής κατανομής ρεύματος για τα

δύο πρωτότυπα στις 3 συχνότητες χαρακτηρισμού. Είναι εμφανής η ταύτιση των επιφανειακών

ρευματικών κατανομών, οπότε και δικαιολογείτε επαρκώς η ταύτιση των μετρημένων

διαγραμμάτων ακτινοβολίας. Σε αυτό το σημείο μας δίνεται η δυνατότητα να παρατηρήσουμε

και τον τρόπο λειτουργίας των κεραιών αυτών και να ταυτοποιήσουμε τις ρευματικές

κατανομές με τις 3 αρμονικές που παρατηρούνται στα Σχήματα 49. και 50. Πράγματι, αυτό που

παρατηρείται στα 3.4 GHz είναι μια ομοιόμορφη κατανομή επιφανειακού ρεύματος στον δίσκο

(κυκλικό ή ελλειπτικό) και αντίστοιχα ομοιόμορφη ανάπτυξη ρευμάτων στην εσωτερική

περιφέρεια του επιπέδου γείωσης. Στον πρώτο ρυθμό δηλαδή, απεικονίζεται το ρεύμα να

αναπτύσσεται σε έναν ενιαίο δακτύλιο. Στην συχνότητα των 6.8 GHz, με την εμφάνιση της

δεύτερης αρμονικής, η κατανομή των ρευμάτων αποτυπώνεται σε δύο περιοχές του επιπέδου

γείωσης. Ειδικότερα για το κυκλικό πρωτότυπο, ανάλογο συμπέρασμα μπορεί να εξαχθεί και

στην συχνότητα των 8.9 GHz που συμπίπτει με την τρίτη αρμονική όπως και έχει παρουσιαστεί

στο Σχήμα 50. Τα επιφανειακά ρεύματα αναπτύσσονται σε 3 περιοχές του μεταλλικού επιπέδου.

Η λειτουργία των κεραιών αυτών, λαμβάνοντας σαν μέτρο σύγκρισης την κατανομή των

επιφανειακών ρευμάτων είναι σχεδόν ταυτόσημη με την λειτουργία του μονοπόλου που

παρουσιάζεται στην εργασία [109], στην οποία για πρώτη φορά ταυτίζεται η κατανομή

ρευμάτων με τις αρμονικές που παρατηρούνται κατά την μέτρηση. Επιπλέον, η ομοιόμορφη

κατανομή ρεύματος στον κυκλικό δίσκο στην πρώτη αρμονική, οδηγεί στο συμπέρασμα πως η

διάμετρος του κυκλικού δίσκου προσδιορίζει με μεγάλη ακρίβεια την πρώτη συχνότητα

συντονισμού, συμπέρασμα που επιτυχώς υιοθετήθηκε και στην περίπτωση μας.

Ολοκληρώνοντας την ενότητα αυτή, παρουσιάζουμε στο Σχήμα 56. τα διαγράμματα

ακτινοβολίας του Πρωτοτύπου VΙΙ που ελήφθησαν για έξι διαφορετικές συχνότητες, τις 1.3

GHz, 2.6 GHz, 3.9 GHz, 5.2 GHz, 7.1 GHz και 8.1 GHz. Τα διαγράμματα ακτινοβολίας στις

χαμηλές συχνότητες παρουσιάζονται ομοιοκατευθυντικά στο x-z επίπεδο και δικατευθυντικά

στο y-z επίπεδο. Καθώς η συχνότητα αυξάνει, οι επιφανειακές ρευματικές κατανομές γίνονται

περίπλοκες, γεγονός που οδηγεί σε διαγράμματα ακτινοβολίας με μηδενισμούς και πολλούς

δευτερεύοντες λοβούς ακτινοβολίας. Η συμπεριφορά αυτή εμφανίζεται επιπρόσθετα και λόγω

της ανεπάρκειας μεταλλικού επιπέδου γείωσης (κατασκευαστική μεταβλητή d στο Σχήμα 47.)

που εισάγει ισχυρή ασυμμετρία στα ρεύματα που αναπτύσσονται στην κυκλική νησίδα και στα

είδωλά τους, οδηγώντας σε συμπεριφορά ασύμμετρου μονόπολου. Σημειώνεται ότι λόγω του



Σχήμα 56 Διαγράμματα ακτινοβολίας στα δύο βασικά επίπεδα για το Πρωτότυπο ΙΧ στα 1.3 GHz, 2.6

GHz, 3.9 GHz, 5.2 GHz, 7.1 GHz και 8.1 GHz ( ____ : co-pol μέτρηση, ____: cο-pol προσομοίωση,

_ _ _ _cross-pol μέτρηση)..



μεγάλου μεγέθους του διηλεκτρικού, η απλή λύση του προβλήματος αυτού κρίνεται τεχνικά και

οικονομικά ανέφικτη. Εξάλλου, η ανάπτυξη του πρωτοτύπου αυτή έγινε με απώτερο σκοπό την

δημιουργία ενός ακτινοβολητή με όσο το δυνατόν χαμηλότερη συχνότητα λειτουργίας

βασισμένου στην τεχνοτροπία που αναλυτικά παρουσιάσαμε.

Στο Σχήμα 57. παρουσιάζουμε τα 6 στιγμιότυπα επιφανειακής κατανομής ρεύματος στις

συχνότητες χαρακτηρισμού. Για τις δύο πρώτες συχνότητες που ουσιαστικά εμφανίζονται σαν

την πρώτη και δεύτερη αρμονική της κεραίας η ρευματική κατανομή εμφανίζεται αφενός

ομοιόμορφη στην περιφέρεια της κυκλικής νησίδας και αφετέρου σε δύο διακριτές περιοχές,

επιβεβαιώνοντας την υπόθεσή μας για την ύπαρξη αρμονικών. Στις υψηλότερες συχνότητες τα

αποτελέσματα που παρατίθενται επιβεβαιώνουν την πολυπλοκότητα των ρευματικών

κατανομών που συνεπάγονται διαγράμματα ακτινοβολίας με πολλούς λοβούς. Και σε αυτή την

περίπτωση σημειώνουμε την συμφωνία προσομοίωσης και μέτρησης.

Σχήμα 57. Ρευματικές κατανομές του Πρωτοτύπου ΙΧ στις συχνότητες 1.3 GHz, 2.6 GHz, 3.9 GHz, 5.2

GHz, 7.1 GHz και 8.1 GHz.



2.6 ΔΗΜΟΣΙΕΥΜΕΝΕΣ ΕΡΓΑΣΙΕΣ [1] Evangelos. S. Angelopoulos, Yorgos. E. Stratakos, Antonis. I. Kostaridis, Dimitra. I.

Kaklamani and Nikolaos. K. Uzunoglu, “Multiband Miniature Coplanar Waveguide Slot

Antennas for GPRS–802.11b and 802.11b–802.11a Wireless Applications,” IEEE Wireless

Communications and Networking Conference, WCNC 2003, New Orleans USA, pp. 103–108, March

2003

[2] Evangelos. S. Angelopoulos, Yorgos. E. Stratakos, Antonis. I. Kostaridis, Dimitra. I.

Kaklamani and Nikolaos. K. Uzunoglu, “Design and Development of Dual Band Miniature

Coplanar Waveguide Slot Antennas,” Proceedings of the 12th International Conference on Antennas

and Propagation (ICAP 2003), University of Exeter, UK, pp. 496–500, 31st March – 3rd April 2003.

[3] Evangelos S. Angelopoulos, Chrissoula Papagianni, and Dimitra. I. Kaklamani, “A Dual-

Band Modified CPW-Fed Curved Bow Tie Slot Antenna with Wideband Characteristics,”

Proceedings of the 13th IST Mobile and Wireless Communications Summit 2004, Lyon, France, June

27–30, 2004, pp. 473–477.

[5] Evangelos S. Angelopoulos, Argiris Z. Anastopoulos, Christos E. Githonas, and Dimitra I.

Kaklamani, “A Modified Bow-Tie Slot Antenna Fed by a CPW-to-CPW Transition Loaded with

Inductively Coupled Slots for Ultra Wide - Band Applications,” IEEE International Workshop on

Antenna Technology (IWAT): Small Antennas and Novel Metamaterials, March 7-9, Marina

Mandarin Singapore, 2005.

[6] Argiris Z. Anastopoulos, Evangelos S. Angelopoulos, and Dimitra I. Kaklamani, “Design

Overview of a CPW-Fed Rectangular and Modified Bow-Tie Slot Antennas for Ultra Wide Band

Radio Applications,” Proceedings of ICAT 2005, Ahmedabad, India, 23-24 February, 2005.

[7] Evangelos S. Angelopoulos, Argiris Z. Anastopoulos, and Dimitra I. Kaklamani, “Ultra

Wide-Band Bow-Tie Slot Antenna Fed by a CPW–to-CPW Transition Loaded with Inductively

Coupled Slots,” Microw. Opt.Technol. Lett., vol. 48, no. 9, pp. 1816–1820, Sep. 2006.

2.7 ΑΝΕΞΑΡΤΗΤΕΣ ΑΝΑΦΟΡΕΣ ΑΠΟ ΤΡΙΤΟΥΣ [1] W. C. Liu, “Design of a CPW-fed notched planar monopole antenna for multiband

operations using a genetic algorithm,” IEE Proc.-Microw. Antennas Propag., vol. 152, no. 4, pp.

271-275, Aug. 2005.



[2]. W. -C. Liu, “Design of a Multiband CPW-Fed Monopole Antenna Using a Particle Swarm

Optimization Approach,” IEEE Trans. Antennas. Propag. vol. 53, no. 10, pp. 3273-3279, Oct. 2005.

[3] W.-C. Liu, and C.-M. Wu, “Broadband Dual-Frequency CPW-Fed Planar Monopole Antenna

with Rectangular Notch,” Electron. Lett., vol. 40, no. 11, pp. 642-643, 27th May 2004.

[4] A. A. Eldek, A. Z. Elsherbeni, and C. E. Smith, “Dual-Wideband Square Slot Antenna with a

U-Shaped Printed Tuning Stub for Personal Wireless Communication Systems,” Proceedings of

the Progress in Electromagnetics Research Symposium (PIERS 2005), pp. 319-333, 2005.

[5] W.-C. Liu, “Wideband dual-frequency double inverted-L CPW-fed monopole antenna for

WLAN application,” IEE Proc.-Microw. Antennas Propag., pp. 505-510, Dec. 2005.

[7] Wen-Chung Liu, and Chao-Ming Wu, “Dual Broadband Slit-Loaded CPW-Fed Monopole

Antenna for Wireless Communication,” Proceedings of the IEEE International Symposium on

Industrial Electronics, vol. 4, pp. 1377-1380, June 2005.

[8] Edson Toshiaki Ono, Implantacao de rede Wireless de Alta Velocidade, Universidade

Federal de Santan Catarina, Master Thesis.

2.8 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [174] Brian K. Kormanyos and Linda P. B. Katehi, “CPW-Fed Active Slot Antennas,” IEEE Trans.

Microw. Theory Techn., vol. 42, pp. 541-545, April 1994.

[175] Yaozhong Liu, Chung-Yi Lee, and Tatsuo Itoh, “Slotline Antenna with Non-Leaky

Coplanar (NLC) Waveguide Feed,” IEEE AP-S Int. Symp. Dig., vol. 1, pp. 366-369, June 1995.

[176] J. P. Jacobs, J. Joubert, and J. W. Odendaal, “Radiation Efficiency and Impedance

Bandwidth of Conductor-Backed CPW-Fed slot Dipole Antenna with Two-Layered Dielectric

Substrate,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 34, no. 2, pp. 138–141, July 2002.

[177] Bratin Chosh, Yahia M. M. Antar, S. F. Mahmoud, Aldo Petosa, and Apisak Ittipiboon,

“CPW-Fed Leaky Wave Antenna Using Resonance Gain,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 3225-

3228, June 2004.

[178] S. K. Padhi, N. C. Karmakar, and C. L. Law, “CPW-Fed MMIC Slot Dipole for MM-Wave

Applications,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 1, pp. 414-417, June 2002.

[179] Jen-Fen Huang, and Chih-Wen Kuo, “CPW-Fed Slot Antenna with CPW Tuning Stub

Loading,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 19, no. 4, pp. 257–258, Nov. 1998.

[180] J.-M. Laheurte, “Switchable CPW-Fed Slot Antenna for Multifrequency Operation,”

Electron. Lett., vol. 37, no. 25, pp. 1498-1500, 6th December 2001.



[181] Sang-Gyu Kim, and Kai Chang, “Frequency tunable CPW-Fed Slot Dipole Using

Piezoelectric Transducer,” Electron. Lett., vol. 39, no. 13, pp. 991-992, 26th June 2003.

[182] A. U. Bhode, C. L. Holloway, M. Piket-May, and R. Hall, “Coplanar Waveguide Fed

Wideband Slot Antenna,” Electron. Lett., vol. 36, no. 16, pp. 1340-1342, 3th Aug. 2000.

[183] Αργύρης Ζ. Αναστόπουλος, Χρήστος Ε. Γκιθώνας, Μελέτη Ευρυζωνικών Σχισμοκεραιών

Τροφοδοτούμενων Ομοεπίπεδη Γραμμή Μεταφοράς, Διπλωματική Εργασία, Σχολή

Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών, Τομέας Συστημάτων Μετάδοσης

Πληροφορίας και Τεχνολογίας Υλικών, Ε.Μ.Π, Αθήνα, Οκτώβριος 2004.

[184] Guiping Zheng, Ahmed A. Kishk, Allen W. Glisson, and Alexander B. Yakovlev, “Slot

Antenna Fed by a CPW Line With Tapered Transition,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 38, no. 6,

pp. 465–467, Sept. 2003.

[185] Jun-Wei Niu, and Shun-Shi Zhong, “A CPW-Fed Broadband Slot Antenna With Linear

Taper,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 41, no. 3, pp. 218–221, May 2004.

[186] Xan-Chang Lin, Ling-Teng Wang, Cheng-Liang Lai, and Yu-Seng Liu, “A broadband

CPW-Fed Inductive Slot Antenna,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 41, no. 1, pp. 12–14, April

2004.

[187] Jen-Fen Huang, and Chih-Wen Kuo, “CPW-Fed Bow-Tie Slot Antenna,” Microw. Opt.

Technol. Lett., vol. 19, no. 5, pp. 358–360, Dec. 1998.

[188] E. A. Soliman, S. Brebels, P. Delmotte, G. A. E. Vandenbosch, and E. Beyne, “Bow-Tie Slot

Antenna fed by CPW,” Electron. Lett., vol. 35, no. 7, pp. 514-515, 1th April 1999.

[189] M. Miao, B. L. Ooi, and P. S. Kooi, “Broadband CPW-Fed Wide Slot Antenna,” Microw.

Opt. Technol. Lett., vol. 25, no. 3, pp. 206–211, May 2000.

[190] Abdelnasse A. Eldek, Atef Z. Elsherbeni, and Charles E. Smith, “Wideband Bow-Tie Slot

Antenna With Tuning Stubs,“ Proceedings of IEEE Radar Conference, pp. 583-588, April 2004.

[191] Jun-Wei Niu, and Shun-Shi Zhong, “A Broadband CPW-Fed Bow-Tie Slot Antenna,” IEEE

AP-S Int. Symp., vol. 4, pp. 4483-4486, June 2004.

[192] Junho Yeo, Yoonjae Lee, and Raj Mittra, “Wideband Slot Antennas for Wireless

Communications,” IEE Proc-Microw. Antennas Propag., vol. 151, no. 4, pp. 351-355, Aug. 2004.


Εισαγωγή

3 ΥΠΕΡΕΥΡΥΖΩΝΙΚΕΣ ΚΕΡΑΙΕΣ ΜΙΚΡΟΤΑΙΝΙΑΚΗΣ

ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΤΡΟΦΟΔΟΤΟΥΜΕΝΩΝ ΝΗΣΙΔΩΝ

ΠΑΝΩ ΣΕ ΕΠΙΠΕΔΟ ΓΕΙΩΣΗΣ ΣΧΙΣΜΗΣ

3.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Το παρόν κεφάλαιο πραγματεύεται την σχεδίαση και κατασκευή νεοτεριστικών δομών

μικροταινιακής τεχνολογίας με υπερευρυζωνικό προφίλ. Οι κεραίες σε αντίθεση με τις

προηγούμενα παρουσιασθείσες υλοποιήσεις κατασκευάζονται σε ένα διηλεκτρικό υπόστρωμα

με 2 μεταλλικά επίπεδα εκατέρωθεν του διηλεκτρικού και η σχεδίαση τους είναι εμπνευσμένη

από τις ελλειπτικές κεραίες συνεπίπεδης κυματοδήγησης που παρουσιάστηκαν στο

προηγούμενο κεφάλαιο. Στην προκειμένη περίπτωση, μια μικροταινιακά τροφοδοτούμενη

νησίδα διεγείρεται πάνω από ένα επίπεδο γείωσης που φέρει σχισμή του ιδίου σχήματος με την

νησίδα. Στην βιβλιογραφία οι κεραίες είναι γνωστές ως Microstrip–fed Slot Antennaς. Οι

κεραίες αυτής της τεχνολογίας υποστηρίζουν με περιττή επάρκεια τα απελευθερωμένα 7.5 GHz

φάσματος, από τα 3.1 έως τα 10.6 GHz, του πρωτοκόλλου ΙΕΕΕ 802.15.3a. Το πρώτο μέρος του

κεφαλαίου αφιερώνεται στην μελέτη υπερευρυζωνικών υλοποιήσεων και το δεύτερο στην

περιγραφή στοιχειοκεραίας που προέκυψε από τον συνδυασμό συνεπτυγμένων πρωτοτύπων

ώστε να λειτουργεί σαν δορυφορικός δέκτης στην Ku-Band.

3.2 ΙΣΤΟΡΙΚΗ ΑΝΑΔΡΟΜΗ Από το 1953 και την εμφάνιση της πρώτης κεραίας μικροταινίας [193] και μέχρι σήμερα,

έχουν παρουσιαστεί κυριολεκτικά χιλιάδες υλοποιήσεις μικροταινιακών κεραιών.

Αντικειμενικά πλεονεκτήματα όπως η ευκολία κατασκευής, η σαφής εκ των προτέρων γνώση

των ακτινοβολούντων χαρακτηριστικών και η εξαιρετική συμβατότητα ενσωμάτωσής τους με


Υπερευρυζωνικές κεραίες μικροταινιακής τεχνολογίας τροφοδοτούμενων νησίδων πάνω σε επίπεδο γείωσης σχισμής

επίπεδες παθητικές ή ενεργητικές κυκλωματικές διατάξεις, συνέβαλαν στην καθιέρωση τους ως

βασικές λύσεις σε ολοκληρωμένα τηλεπικοινωνιακά συστήματα.

Με την ασύρματη επανάσταση που έχει συντελεστεί τα τελευταία χρόνια, η ανάγκη για

χαμηλού προφίλ ακτινοβολητών με αναβαθμισμένα χαρακτηριστικά κυρίως ως προς το ευρύ

φάσμα προσαρμογής τους (που αποτελεί το βασικότερο μειονέκτημα τους), συνεπικούρησε στην

στροφή της έρευνας σε πιο ευρυζωνικές μικροταινιακές υλοποιήσεις. Παράλληλα, οι εμπορικές

εφαρμογές επιζητούν ομοιοκατευθυντική κάλυψη ακτινοβολίας, ώστε να εξασφαλίζουν

αδιάκοπη ζεύξη με τους σταθμούς βάσης. Αυτό το χαρακτηριστικό δεν ικανοποιείται από τις

κλασσικές μικροταινιακές υλοποιήσεις λόγω της ύπαρξης επιπέδου γείωσης [194] που λειτουργικά

χρησιμοποιείται για να οδηγεί το σήμα εισόδου και ως εκ τούτου εκμηδενίζει την εκπεμπόμενη

ακτινοβολία στον υπο-χώρο, κάτω από αυτό. Συμπερασματικά λοιπόν, δύο είναι τα βασικότερα

αντικειμενικά μειονεκτήματα της μικροταινιακής τεχνολογίας: το χαμηλό εύρος προσαρμογής

και η ημι-κατευθυντικότητα των διαγραμμάτων ακτινοβολίας.

Η λύση στο διττό αυτό πρόβλημα έχει δοθεί στην βιβλιογραφία. Ενδεικτικά μπορούμε

να αναφέρουμε την χρήση τυπωμένων διπόλων [195], είτε τους ακτινοβολητές που

τροφοδοτούνται από συνεπίπεδη κυματοδήγηση και παρουσιάστηκαν στα δύο προηγούμενα

κεφάλαια. Όσον αφορά την τεχνολογία του μικροταινιακού καλύμματος, πολύ πρόσφατα

έχουν παρουσιαστεί μελέτες κεραιών που υλοποιούνται σε ένα διηλεκτρικό υπόστρωμα που

φέρει σχισμή στο επίπεδο γείωσης. Την σχισμή αυτή την διεγείρει η μικροταινιακή γραμμή που

ενδέχεται να τερματίζεται σε νησίδα. Τόσο η νησίδα όσο και η σχισμή φέρουν διάφορα

σχήματα με συνηθέστερο το ορθογωνικό.

Η πρώτη αναφορά στην βιβλιογραφία σχετικά με τον υπολογισμό της σύνθετης

αντίστασης μίας ορθογωνικής σχισμής σε επίπεδο γείωσης που τροφοδοτείται από μικροταινία,

έγινε το 1982 [196], ενώ το 1993 [197] παρουσιάστηκε η πρώτη αναλυτική μελέτη για τον

ακτινοβολητή του Σχήματος 58α. (που αποτελεί την γενικότερη μορφή αυτού του είδος

ακτινοβολητή). Το 1999 [198] παρουσιάστηκε η ίδια ακριβώς μελέτη κεραίας αλλά σε

ανισοτροπικό διηλεκτρικο υπόστρωμα. To 2000 δημοσιεύτηκε η πρώτη μελέτη στην οποία η

μικροταινιακή γραμμή τροφοδοτούσε μια μεταλλική λωρίδα [199], όπως παρουσιάζεται στο

Σχήμα 58β. και απετέλεσε την απαρχή δημοσίευσης πολλών παρόμοιων υλοποιήσεων [200-207].

Η ανάγκη για αναβάθμιση του εύρους ζώνης λειτουργίας έφερε στο προσκήνιο κεραίες που η

μικροταινία τερματίζεται σε διχάλα [208-210], τροποποιημένη διχάλα [211-212], ή και σταυρό

[213-214] Επίσης έχουν παρουσιαστεί κεραίες με ορθογωνική σχισμή στο επίπεδο γείωσης που

τερματίζονται σε νησίδα σχήματος παπιγιόν [215], κυκλικoύ τομέα [216-217] ή ακόμα και σε

διάταξη fractal [218]. Η ορθογωνική σχισμή στο επίπεδο γείωσης σε αρκετές περιπτώσεις έχει


Ιστορική Αναδρομη

αντικατασταθεί από τριγωνική [219-220], εξαγωνική [221], παπιγιόν [222] αλλά και εξωτικά

σχήματα με απώτερο σκοπό την καταστολή ανώτερων αρμονικών, όπως παρουσιάζεται στο

[223].

Σχήμα 58. α) Κλασσική υλοποίηση μικροταινίας που τροφοδοτεί ορθογωνική σχισμή, β) Η μικροταινία

τερματίζεται σε ορθογωνική λωρίδα.

Όλες οι κεραίες που έχουν αναφερθεί μέχρι στιγμής υλοποιούν ακτινοβολητές που κατά

γενική ομολογία εμφανίζουν ευρυζωνικό προφίλ λειτουργίας και δι-κατευθυντικά

διαγράμματα ακτινοβολίας, με την σχισμή στο επίπεδο γείωσης να αποτελείται από

ευθύγραμμα τμήματα ορθογωνικής συνηθέστερα διατομής. Ενδεικτικά μπορούμε να

αναφέρουμε πως μερικές από τις κεραίες που αναφέρθηκαν παραπάνω εμφανίζουν ποσοστά

εύρους (~10-80%), που είναι συντριπτικά μεγαλύτερα από τo συνηθισμένο ποσοστό της

συμβατικής κεραίας μικροταινιακού καλύμματος (~5-10%). Το 2002 δημοσιεύτηκε η πρώτη

κεραία με καμπυλωμένη ορθογωνική σχισμή [224] και μετρημένο εύρος κοντά στο 120% που

τροφοδοτείται από διχάλα, ενώ το 2005, ίδιας τροφοδοσίας κεραία [225] διεγείρει ελλειπτική

σχισμή με μετρημένο εύρος κοντά στο 110%. Στην συνέχεια, θα δείξουμε ότι ο συνδυασμός

τροφοδοσίας καμπυλωμένης νησίδας με αντίστοιχα καμπυλωμένη σχισμή παράγει ακραίως

ευρυζωνικές κεραίες με δεκάδες GHz πειραματικά επιβεβαιωμένο εύρος λειτουργίας.

Παράλληλα με την δική μας ερευνητική προσπάθεια το τρέχον έτος (2006), και με

διαφορά μερικών μηνών, παρουσιάστηκε μια πρωτοποριακή ιδέα [226] (για την οποία είχαμε

προϊδεάσει τον Σεπτέμβριο του 2005 στο Mediteranian Microwave Symposium- MMS2005 το

οποίο έγινε στην Αθήνα). Η ιδέα βασίζεται στην παρατήρηση πως μια συνεπίπεδα

κυματοδηγούμενη υλοποίηση μπορεί να μετασχηματιστεί σε μικροταινιακά κυματοδηγούμενη

διατηρώντας ακέραια τα χαρακτηριστικά ακτινοβολίας και υπερευρυζωνικότητας. Ο

μετασχηματισμός δεν επιφέρει καμία μεταβολή στις διαστάσεις (τόσο της νησίδας, όσο και της

σχισμής) που παραμένουν οι ίδιες, με μοναδική αναγκαία αλλαγή την τροποποίηση των



διαστάσεων που καθορίζουν την χαρακτηριστική αντίσταση εισόδου της μικροταινιακής

γραμμής. Όσον αφορά το εύρος ζώνης προσαρμογής, το ακραίως ευρυζωνικό προφίλ της

συνεπίπεδης υλοποίησης κυμαίνεται στα ίδια ποσοστά (για S11 < -10 dB) με αυτό της

Σχήμα 59. Συνεπίπεδη και αντίστοιχη μικροταινιακή υλοποίηση ακραίας ευρυζωνικής κεραίας όπως

παρουσιάζονται στο [226].

μικροταινιακής. Οι διαφορές παρατηρούνται στις πολύ υψηλές συχνότητες (άνω των 15 GHz),

όπου η κυματοδήγηση με μικροταινία εισάγει μεγάλες απώλειες διάδοσης. Για τις υλοποιήσεις

του Σχήματος 59. αξίζει να αναφέρουμε πως η κεραία συνεπίπεδης τροφοδοσίας είναι

προσαρμοσμένη στο εντυπωσιακό συχνοτικό διάστημα μεταξύ 1.82 και 18 GHz και η

μικροταινιακή μεταξύ 1.91 και 16.25 GHz.

3.3 ΕΛΛΕΙΠΤΙΚΗ ΜΙΚΡΟΤΑΙΝΙΑ ΑΚΡΑΙΑΣ ΕΥΡΥΖΩΝΙΚΟΤΗΤΑΣ Διατήρώντας την γεωμετρία του υπερευρυζωνικού ελλειπτικού πρωτοτύπου του

Σχήματος 47. και τροποποιώντας κατάλληλα την συνεπίπεδη κυματοδήγηση σε μικροταινιακή

(προσθέτοντας δηλαδή 1 ακόμα μεταλλικό επίπεδο κάτω από το διηλεκτρικό), οδηγούμαστε

στην υλοποίηση την οποία μελετούμε σε αυτό το Κεφάλαιο. Η διαδικασία που ακολουθήθηκε

ήταν η μεταφορά της ελλειπτικής νησίδας που τροφοδοτούνταν από τον κεντρικό αγωγό της

συνεπίπεδης κυματοδήγησης κάτω από το επίπεδο του διηλεκτρικού και η αναπροσαρμογή του

πλάτους s ώστε η μικροταινία να εμφανίζει χαρακτηριστική αντίσταση εισόδου 50 Ohm. Χωρίς

να μεταβάλλουμε οποιαδήποτε άλλη διάσταση (οι συνολικές διαστάσεις παραμένουν 40x 35 x

1.575 mm3), υλοποιείται μια υπερευρυζωνική μικροταινιακά τροφοδοτούμενη κεραία με

ελλειπτική σχισμή στο επίπεδο γείωσης, όπως απεικονίζεται στο Σχήμα 60. Οι διαστάσεις του

ελλειπτικού πρωτοτυπού συνεπίπεδης τροφοδοσίας (πρωτότυπο VII) και αντιστοίχως του νέου


Ελλειπτική μικροταινία ακραίας ευρυζωνικότητας

μικροταινιακού (Πρωτότυπο Χ), περιγράφονται στον Πίνακα IV στην σελ. 92. Το πάχος s της

γραμμής μεταφοράς διαμορφώνεται σε 3.9 mm (Zin = 50 Ohm), ενώ το διηλεκτρικό παραμένει

το TLC-30 της Taconic με το ίδιο πάχος των 1.575 mm και τα ίδια διηλεκτρικά χαρακτηριστικά.

Σχήμα 60. Συνεπίπεδη και αντίστοιχη μικροταινιακή υλοποίηση υπερευρυζωνικής ελλειπτικής κεραίας.

3.3.1 Εργαστηριακός χαρακτηρισμός

Οι μετρήσεις στο πρωτότυπο X που κατασκευάστηκε με την μέθοδο της φωτοχημικής

χάραξης παρουσιάζονται στο Σχήμα 61. σε αντιπαραβολή με τις μετρήσεις του CPW

πρωτότυπου (VII). Τα αποτελέσματα επιβεβαιώνουν το ακραίως ευρυζωνικό προφίλ της

Σχήμα 61. Μέτρηση και προσομοίωση για το συνεπίπεδο-CPW (Πρωτότυπο VII) και μικροταινιακό-

microstrip (Πρωτότυπο Χ) ισοδύναμο.

κεραίας που εκτείνεται από τα 2.62 έως και τα 15.45.GHz, τουτέστιν142% ποσοστό εύρους ως

προς την κεντρική συχνότητα των 8.935 GHz. Παρατηρείται ότι η μετάβαση σε διαφορετική

τεχνολογία τροφοδοσίας επιφέρει σχεδόν μηδενική αλλαγή στην χαμηλότερη συχνότητα



Σχήμα 62. Διαγράμματα ακτινοβολίας CPW και MICROSTRIP πρωτοτύπου για το Η-επίπεδο (x-z

επίπεδο) και το Ε-επίπεδο (y-z επίπεδο) στις συχνότητες α) 3.4 GHz β) 6.8 GHz και γ) 8.9 GHz.

λειτουργίας (από τα 2.65 GHz στα 2.62 GHz), ενώ εμφανής είναι η διατήρηση της

ευρυζωνικότητας έως μία ορισμένη συχνότητα πάνω από την οποία η μικροταινία αποκόπτει

φανερά οποιοδήποτε ρυθμό.

Εντυπωσιακή είναι και η ομοιότητα των διαγραμμάτων ακτινοβολίας των δύο

πρωτοτύπων. Στο Σχήμα 62. παρουσιάζονται σε αντιπαραβολή οι μετρήσεις στις συχνότητες

των 3.4, 6.8 και 8.9 GHz, αντίστοιχα. Οι συχνότητες αυτές αντιστοιχούν στην πρώτη και δεύτερη

αρμονική του CPW πρωτοτύπου και τέλος στην μέγιστη μετρήσιμη συχνότητα του αναλυτή

δικτύου Agilent E8358A. Η ομοιότητα είναι εντυπωσιακή ακόμα και στις μετρήσεις cross-pol

στις παραπάνω συχνότητες. Οι κεραίες ανεξαρτήτως τεχνολογίας κατασκευής παρουσιάζουν

δικατευθυντικά διαγράμματα ακτινοβολίας στις χαμηλές συχνότητες (ομοιοκατευθυντικά ή

σχεδόν ομοιοκατευθυντικά διαγράμματα στο Η-επίπεδο και δικατευθυντικά στο Ε-επίπεδο).

Στις υψηλότερες συχνότητες (8.9 GHz) το προφίλ ακτινοβολίας μεταβάλλεται καθώς

εμφανίζονται πλευρικοί λοβοί, ειδικότερα στο Η- επίπεδο, ενώ στο Ε-επίπεδο η ακτινοβολία


Ελλειπτική μικροταινία ακραίας ευρυζωνικότητας

Σχήμα 63. Ρευματικές κατανομές συνεπίπεδου και μικροταινιακού πρωτοτύπου στις συχνότητες των 3.4,

6.8 και 8.9 GHz.

μεταφέρεται στα δύο άνω τεταρτημόρια. Το κέρδος που έχει μετρηθεί στις 00 για όλες τις

συχνότητες ταυτίζεται για τα δύο πρωτότυπα και κυμαίνεται για το Η-επίπεδο μεταξύ 3 και 4.5

dBi. Στο Ε-επίπεδο στην συχνότητα των 3.4 GHz για τις 00, το κέρδος μετρήθηκε 3.6 και 3.7 dBi,

ενώ στις υψηλότερες συχνότητες, οπού το μέγιστο κέρδος μεταφέρετε στις 200, μετρήθηκαν

ταυτόσημα κέρδη 3.5 dBi για τα 6.8 GHz και 6 dBi για τα 8.9 GHz, αντίστοιχα.



Η ομοιότητα των διαγραμμάτων ακτινοβολίας μπορεί να εξηγηθεί οπτικοποιώντας τα

επιφανειακά ρεύματα στις επιμέρους συχνότητες. Παρατηρώντας το Σχήμα 63. στο οποίο

απεικονίζονται οι ρευματικές κατανομές στις 3 συχνότητες, προκύπτει πως τα επιφανειακά

ρεύματα που αναπτύσσονται τόσο πάνω στην ελλειπτική νησίδα, όσο και στα όρια τις

ελλειπτικής σχισμής, ταυτίζονται. Το παραπάνω συμπέρασμα επεκτείνεται και για συχνότητες

μεγαλύτερες από τo άνω όριο δυνατοτήτων του μετρητικού εξοπλισμού που χρησιμοποιήσαμε,

όπως είναι η συχνότητα των 10.6 GHz. Στο Σχήμα 64. παρουσιάζονται οι ρευματικές κατανομές

των δύο πρωτοτύπων. Η προσομοίωση παράγει σχεδόν τα ίδια διαγράμματα ακτινοβολίας στα

Ε και Η-επίπεδα, συνηγορώντας στην άποψη πως δύο ουσιαστικά διαφορετικής τεχνολογίας

κεραίες μπορούν να χρησιμοποιηθούν με την ίδια λειτουργικότητα προσφέροντας πολύ μεγάλη

Σχήμα 64. Ρευματική κατανομή συνεπίπεδου και μικροταινιακού στην συχνότητα των 10.6 GHz.

σχεδιαστική ευελιξία. Αν αναλογιστούμε, ότι οι δύο τεχνολογίες που χρησιμοποιηθηκάν

αποτελούν σχεδιαστικό μονόδρομο για την συντριπτική πλειοψηφία των σύγχρονων

τηλεπικοινωνιακών συστημάτων, η παρατήρηση μας μπορεί να απλοποιήσει κατά πολύ την

ενσωμάτωση του ακτινοβολητή σε αυτά.

Η μικροταινιακή υλοποίηση που παρουσιάστηκε είναι ένα δείγμα κεραίας βαθμωτής

(scalable) αρχιτεκτονικής, πλήρως παραμετροποιήσιμης και προσαρμόσιμης σε ένα εξαιρετικά

μεγάλο εύρος συχνοτήτων. Με διαστάσεις 40 x 35 mm2 και εύρος λειτουργίας σχεδόν 13 GHz, ο

ακτινοβολητής αυτός μπορεί να εξυπηρετήσει με περιττή επάρκεια ένα υπερευρυζωνικό

ασύρματο δίκτυο. Όσο οι διαστάσεις αυξάνονται, τόσο χαμηλότερα μπορεί να προσαρμοστεί η

κεραία, παρουσιάζοντας παρόμοια συμπεριφορά με το υπερμέγεθες συνεπίπεδα

τροφοδοτούμενο ελλειπτικό πρωτότυπο (IX) διαστάσεων 90 x 90 mm2, που παρουσιάσαμε στο

προηγούμενο κεφάλαιο. Με την ίδια ακριβώς λογική θελήσαμε να εξετάσουμε την συμπεριφορά

της ίδιας κεραίας, αλλά μειωμένου μεγέθους, προσανατολιζόμενοι στην αγορά των σύγχρονων


Μικροταινιακή ελλειπτική στοιχειοκεραία στην Ku-Band

δορυφορικών τερματικών στην Ku-Band, συμπορευόμενοι με την ευτυχή συγκυρία της ένταξης

της Ελλάδος στην Ευρωπαϊκή Υπηρεσία Διαστήματος (E.S.A). Η επιδίωξή μας δεν περιορίστηκε

στην επανασχεδίαση του UWB πρωτοτύπου (re-scaling) αλλά και την επέκταση του σε

στοιχειοκεραία δύο, τεσσάρων και τελικώς οκτώ συγγραμικών κεραιών.

3.4 ΜΙΚΡΟΤΑΙΝΙΑΚΗ ΕΛΛΕΙΠΤΙΚΗ ΣΤΟΙΧΕΙΟΚΕΡΑΙΑ ΣΤΗΝ KU-

BAND Αν και οι κεραίες που εξυπηρετούν επίγεια ασύρματα ευρυζωνικά και υπερευρυζωνικά

δίκτυα αποτελούν την θεματική περιοχή της παρούσας διατριβής, η επισταμένη μελέτη των

κεραιών τις προηγούμενης ενότητας οδήγησε την έρευνα και προς άλλες κατευθύνσεις, όπως τα

δορυφορικά δίκτυα.

Σαν single element το πρωτότυπο Χ μπορεί κάλλιστα να ενσωματωθεί σε φορητό

τηλεπικοινωνιακό εξοπλισμό. Η διερεύνηση της δυνατότητας ανάπτυξης μιας υπερευρυζωνικής

στοιχειοκεραίας σταθερών διαγραμμάτων ακτινοβολίας χρησιμοποιώντας σε συγγραμική

διάταξη το πρωτότυπο Χ αποτέλεσε τον επόμενο ερευνητικό βήμα. Αυτή η κεραία θα μπορούσε

να βρει εφαρμογή σε σταθερές υπερευρυζωνικές ζεύξεις, με μειονέκτημα το μεγάλο της τελικό

μέγεθος (μία 1x8 στοιχειοκεραία θα ξεπερνούσε τα 40 x 10 cm2) που προκαλεί πολύ μεγάλες

δυσκολίες στην κατασκευή και ταυτόχρονα απαιτεί πολύ μεγάλα διηλεκτρικά υποστρώματα. Η

λύση στο πρόβλημα που προέκυψε δόθηκε με την συρρίκνωση του πρωτοτύπου Χ και την

αλλαγή εφαρμογής σε υψηλότερες προφανώς συχνότητες. Και πάλι θα κατασκευαζόταν μια

στοιχειοκεραία σταθερών διαγραμμάτων ακτινοβολίας που θα εξυπηρετούσε εφαρμογές στην

δορυφορική ζώνη συχνοτήτων, την Ku.

Η κεραία των 40 x 35 mm2 με την ακραίως ευρυζωνική συμπεριφορά που

προσαρμόζεται από τα 3 GHz, πρέπει να μειωθεί αρκετά σε μέγεθος για να λειτουργήσει στην

ζώνη μεταξύ 10.7 και 12.7 GHz, όπου λειτουργούν εφαρμογές δορυφορικής λήψης στην Ku-

μπάντα. Η προσέγγισή μας ήταν να μελετήσουμε προσομοιωτικά το μεμονωμένο στοιχείο και

σταδιακά να σχεδιαστούν στοιχειοκεραίες των δύο, τεσσάρων και τελικά των οκτώ

συγγραμικών στοιχείων.



3.4.1 Σχεδίαση μεμονωμένου στοιχείου στην Ku-band

Διατηρώντας απαράλλακτα τα κατασκευαστικά χαρακτηριστικά (χρησιμοποιήσαμε το ίδιο

διηλεκτρικό υπόστρωμα της Taconic με παραπάνω) και επανατροποποιώντας τις διαστάσεις

του UWB πρωτοτύπου X, δημιουργήσαμε ένα μικροσκοπικό ομοίωμα του με ικανοποιητικά

ευρυζωνικό προφίλ που καλύπτει με επάρκεια το εύρος τον περίπου 2 GHz της Ku-Band.

Επιλέξαμε από την αρχή να τροφοδοτήσουμε το παραμετρικό μοντέλο με χαρακτηριστική

αντίσταση 100 Ohm, διότι το δικτύωμα το οποίο τροφοδοτεί την στοιχειοκεραία χρησιμοποιεί

διακλαδώσεις των 100 Ohm. Το σχέδιο του μεμονωμένου στοιχείου παρουσιάζεται στο Σχήμα

65., ενώ στον Πίνακα V παρουσιάζονται οι τελικές του διαστάσεις. Τα αποτελέσματα τις

προσομοίωσης φαίνονται στο Σχήμα 66. Το μεμονωμένο στοιχείο εμφανίζει

Σχήμα 65. Γεωμετρία μεμονωμένου ελλειπτικού στοιχείου.

ευρυζωνική συμπεριφορά από 8 έως και 13.7 GHz. Σημαντική σχεδιαστική παράμετρος όπως

και στις CPW UWB ελλειπτικές υλοποιήσεις, είναι η μεταβλητή dw που καθορίζει το offset της

ελλειπτική νησίδας από το αντίστοιχα ελλειπτικό επίπεδο γείωσης σε κάθετη προβολή.

Παρατηρήσαμε εξ αρχής ότι η τιμή της απόστασης αποκτά κρισιμότητα όταν γίνει μεγαλύτερη

από 0.5 mm. Έτσι για το μεμονωμένο στοιχείο, αλλά και για όλες τις υλοποιήσεις

στοιχειοκεραίας επιλέχθηκε το 1 mm ως η ιδανικότερη λύση λόγω καλύτερης προσαρμογής.

.



Σχήμα 66. Αποτελέσματα προσομοίωσης παραμέτρου σκέδασης S11 μεμονωμένου στοιχείου για

διαφορετικές τιμές του dw.

ΠΙΝΑΚΑΣ V. ΔΙΑΣΤΑΣΕΙΣ ΜΕΜΟΝΩΜΕΝΟΥ ΣΤΟΙΧΕΙΟΥ ΣΤΗΝ KU-BAND σε διηλεκτρικό TLC-30

ΠΑΡΑΜΕΤΡΟΣ ΤΙΜΗ (mm)

L 15 W 15 L1 2 R1 3 L2 4 R2 6 dw 1

ΜΗΚΟΣ ΜΙΚΡΟΤΑΙΝΙΑΣ 4 ΠΛΑΤΟΣ ΜΙΚΡΟΤΑΙΝΙΑΣ 1

3.4.2 Στοιχειοκεραία 2 στοιχείων

Η στοιχειοκεραία των δύο στοιχείων προκύπτει από τον συνδυασμό 2 μεμονωμένων

στοιχείων που τροφοδοτούνται από έναν Τ – διακλάδωση (T-junction) που παρέχει συμμετρική

(και επομένως συμφασική) τροφοδοσία, όπως απεικονίζεται στο Σχήμα 67. Ο διακλάδωτης

τροφοδοτείται από ομοαξονικό ακροδέκτη SMA 50 Ohm και η διαίρεση ισχύος 1:2 γίνεται

ομαλά στους 2 κλάδους των 100 Ohm με ομαλή τριγωνική (miter) διακλάδωση 900. Η απόσταση

του κέντρου των ελλειπτικών νησίδων επιλέχθηκε να είναι ίση με 17 mm (περίπου ίση με λg στα



11 GHz). Οι συνολικές διαστάσεις του 1x2 πρωτοτύπου είναι 32 x 19 mm2 και το εύρος ζώνης

λειτουργίας εκτείνεται από 7.5 έως 12 GHz, όπως παρουσιάζεται στο Σχήμα 68. Το μέγιστο

κέρδος ακτινοβολίας στα 11 GHz υπολογίστηκε στα 6.8 dBi, ενώ η αποδοτικότητα (efficiency)

υπολογίζεται σταθερά άνω του 93%. Αξίζει να σημειώσουμε την πολύ καλή συμφωνία μεταξύ

μέτρησης και προσομοίωσης που έχει επιτευχθεί.

Σχήμα 67. Γεωμετρία 1x2 ευρυζωνικής στοιχειοκεραίας στην Ku- μπάντα.

Σχήμα 68. Μέτρηση και προσομοίωση παραμέτρου σκέδασης S11 1x2 στοιχειοκεραίας.


Ακολουθώντας την ίδια σχεδιαστική φιλοσοφία και επεκτείνοντας τον διαιρέτη ισχύος

σε μια επιπλέον Τ-διακλάδωση, οδηγηθήκαμε στην κατασκευή της 1x4 στοιχειοκεραίας. Το

συνολικό μήκος έχει σχεδόν διπλασιαστεί (66 mm) και το πλάτος αυξήθηκε στα 31 mm. Η

ευρυζωνική συμπεριφορά διατηρείται, αν και φανερά υποβαθμισμένη. Έχει μετατεθεί η

κατώτατη συχνότητα λειτουργίας από τα 7.5 στα 9 GHz, ενώ το άνω όριο των 12 GHz

παραμένει αμετάβλητο (Σχήμα 70.). Το κατασκευασμένο πρωτότυπο (δες την γεωμετρία του στο

Σχήμα 69.) χαρακτηρίστηκε ως προς την παράμετρο σκέδασης S11 και τα διαγράμματα



ακτινοβολίας στην συχνότητα των 11 GHz. Και σε αυτή την περίπτωση η συμφωνία πρόβλεψης

και πειραματικού χαρακτηρισμού ήταν εντυπωσιακή, ειδικότερα σε ότι αφορά τα Ε και Η

διαγράμματα ακτινοβολίας, τα οποία παρουσιάζονται στην επόμενη ενότητα μαζί με τις

μετρήσεις του 1x8 πρωτοτύπου σε ανηχωικό περιβάλλον. Να αναφέρουμε σε αυτό το σημείο ότι

τα 4 στοιχεία παράγουν κέρδος τις τάξης των 11.2 dBi.

Σχήμα 69. Γεωμετρία 1x4 ευρυζωνικής στοιχειοκεραίας στην Ku- μπάντα.



Προσθέτοντας μία ακόμα διακλάδωση καταλήγουμε στην στοιχειοκεραία των 8

στοιχείων και τελικού μεγέθους 134 x 34 mm2. Η κεραία παρουσιάζει 2.1 GHz εύρος

προσαρμογής από τα 10.2 έως τα 12.3 GHz, καταλαμβάνοντας σχεδόν το μεγαλύτερο μέρος της

Κu – band. Τα αποτελέσματα της μέτρησης στον αναλυτή δικτύου παρουσιάζονται στο Σχήμα

71., όπου και φαίνεται η ευρυζωνική συμπεριφορά της στοιχειοκεραίας. Μάλιστα, οι μετρήσεις

αποδείχτηκαν ευνοϊκότερες των προβλέψεων. Αξίζει να προσέξουμε το πλατό που

δημιουργείται εκατέρωθεν των 11 GHz στην τιμή του S11 που παραμένει σταθερή στα -25 dB.




Σχήμα 72. Μετρημένα και προσομοιωμένα διαγράμματα ακτινοβολίας στο α) x-z επίπεδο και

β) y-z επίπεδο στα 11 GHz για την 1x4 και 1x8 στοιχειοκεραία, ( ____ : co-pol μέτρηση, :

cross-pol μέτρηση, ______:co-pol προσομοίωση).


Δημοσιευμένες εργασίες

Στα 11 GHz μετρήθηκαν και τα διαγράμματα ακτινοβολίας (Σχήμα 72.) τα οποία

απεικονίζονται σε αντιπαραβολή με τα διαγράμματα του 1x4 πρωτοτύπου και επιδεικνύουν

αυξημένη κατευθυντικότητα όσον αφορά το x-z επίπεδο. Στις 00 του επιπέδου αυτού, δηλαδή

στην κατεύθυνση μέγιστης ακτινοβολίας, το κέρδος της κεραίας υπολογίστηκε περίπου ίσο με

13.4 dBi, ενώ μελλοντική εισαγωγή ενός λ/4 ανακλαστήρα θεωρητικά θα αύξανε το κέρδος

κοντά στα 15.5 dBi, με ταυτόχρονη καταστολή της ακτινοβολίας στο ημιχώριο πίσω από τον

ανακλαστήρα. Οι κεραίες, τόσο η 1x4 όσο και η 1x8 εμφανίζουν υψηλή καθαρότητα πόλωσης

(polarization purity) στις κατευθύνσεις μέγιστης ακτινοβολίας (boresight), που ξεπερνούν τα -30

dB κατά μέσο όρο. Αξίζει να αναφερθεί πως και οι στάθμες των πλευρικών λοβών στο x-z

επίπεδο των δυο στοιχειοκεραιών εμφανίζονται καταπιεσμένες για μεν την πρώτη περίπτωση

-13 dB (στις 360), για δε την δεύτερη περίπτωση -12 dB (στις 140).

Στο Σχήμα 73. απεικονίζεται σε φωτογραφία το 1x8 πρωτότυπο. Η πορεία που

ακολουθήθηκε στην ενότητα αυτή ανέδειξε την υψηλή προσαρμοστικότητα των ελλειπτικών

μικροταινιών σχισμής σε σύγχρονες δορυφορικές και ακραίες ευρυζωνικότητας εφαρμογές.

Σχήμα 73. Κατασκευασμένο 1x8 πρωτότυπο ευρυζωνικής στοιχειοκεραίας στην Ku-μπάντα.

3.5 ΔΗΜΟΣΙΕΥΜΕΝΕΣ ΕΡΓΑΣΙΕΣ [1] Argiris Z. Anastopoulos, Evangelos S. Angelopoulos, Dimitra I. Kaklamani, Antonis

Alexandridis, Fotis Lazarakis, and Kostas Dangakis, “Circular and Elliptical CPW-Fed Slot and

Microstrip-Fed Antennas for Ultra Wide-Band Applications,” Proceedings of Mediterranean

Microwave Symposium (MMS 2005), Athens, Greece, Sept. 6-8, pp.57-61, 2005.



[2] Evangelos S. Angelopoulos, Argyris Z. Anastopoulos, Dimitra I. Kaklamani, Antonis A.

Alexandridis, Fotis Lazarakis, and Kostas Dangakis, “A Novel Mictrostrip-Fed Elliptical Slot

Array Antenna,” Proceedings of the 14th IST Mobile and Wireless Communications Summit 2005,

Shiraz, Iran, Sept. 8–11, 2005, pp. 473–477.


Alexandridis, Fotis Lazarakis, and Kostas Dangakis, “Circular and Elliptical CPW-Fed Slot and

Microstrip-Fed Antennas for Ultra Wide-Band Applications,” IEEE Antennas Wirell. Propag.

Lett., vol. 5, pp. 294-297, 2006.


Alexandridis, Fotis Lazarakis, and Kostas Dangakis, “A Novel Wideband Microstrip-Fed

Elliptical Slot Array Antenna for Ku-Band applications,” Opt. Technol. Lett., vol. 48, no. 9, pp.

1816–1820, Sept. 2006.

3.6 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [193] G. A. Decamps, “Microstrip Microwave Antennas,” 3rd USAF Symposium on Antennas,

1953.

[194] D. M. Pozar, “Microstrip Antennas,” IEEE Proceedings, vol. 80, no. 1, pp.79-91, Jan 1992.

[195] Β. Ν. Bas, and K. K. Joshi, “Ιmpedance of a Radiating Slot in the Ground Plane of a

Microstripline,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 30, no. 1, pp. 992-926, Sept. 1982.

[196] Θεόδωρος Γ. Βασιλειάδης, «Σχεδίαση κεραιών ευρείας ζώνης και μελέτη ανακατασκευής

του τρισδιάστατου διαγράμματος ακτινοβολίας τους για χρήση σε μικροκυψελικά ασύρματα

δίκτυα», Διδακτορική διατριβή, Α.Π.Θ, Μάιος 2006.

[197] Masoud kahrizi, Tapan K. Sarkar, and Zoran A. Maricevic, “Analysis of a Wide Radiating

Slot in the Ground Plane of a Microstrip Line,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 41, no. 1,

pp. 29—37, Jan. 1993.

[198] T. N. Chang, and Yi-Chin Yuang, “Analysis of Microstrip-Fed Slot Antennas on Uniaxial

Substrates,” Proceedings of Asia-Pasific Microwave Conference (APMC1999), vol. 1, pp. 166-169,

Dec. 1999.

[199] Myung Ki Kim, Kwonil Kim, Young Hoon Suh, and Ikmo Park, “A T-shaped Microstrip-

line-Fed Wide Slot Antenna,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 1500-1503, July 2000.

[200] A. S. Abdallah, Liu Yuan-an, and Y. E. Mohammed, “Wide-Band Wide-Slot Microstrip

Antenna,” Proceedings of Asia-Pasific Radio Science Conference, pp. 27-30, Aug. 2004.



[201] Lei Zhu, Rong Fu, and Ke-Li Wu, “A Novel Broadband Microstrip-Fed Wide Slot Antenna

With Double Rejection Zeros,” IEEE Antennas Wirell. Propag. Lett., vol. 2, pp. 194-196, 2003.

[202] Jen-Yea Jan, and Jia-Wei Su, “Bandwidth Enhancement of a Printed Wide-Slot Antenna

With a Rotated Slot,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 53, no. 6, pp. 2111-2114, June 2005.

[203] Nader Behdad, and Kamal Sarabandi, “A Multiresonant Single-Element Wideband Slot

Antenna,” IEEE Antennas Wirell. Propag. Lett., vol. 3, pp. 5-8, 2004.

[204] Qinjiang Rao, Tayeb A. Denidni, and Ronald H. Johnston, “Single-Substrate Microstrip-

Fed Slot Antenna Array With Reduced Back Radiation,” IEEE Antennas Wirell. Propag. Lett., vol.

3, pp. 265-268, 2004.

[205] T.A. Denidni, and Q. Rao, “Design of single layer broadband slot antennas,” Electron. Lett.,

vol. 40, no. 8, pp. 461-463, 15th April 2004.

[206] Nader Behdad, and Kamal Sarabandi, “A Wide-Band Slot Antenna Design Employing A

Fictitious Short Circuit Concept,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 53, no. 1, pp. 475-482, Jan.

2005.

[207] Dong-Hyuk Choi, and Seong-Ook Park. “A Varactor-Tuned Active-Integrated Antenna

Using Slot Antenna,” IEEE Antennas Wirell. Propag. Lett., vol. 4, pp. 191-193, 2005.

[208] Ρ. Chair, Α. Α. Kishk, K. F Lee, and C. E. Smith, “Unidirectional Wideband Slot Aperture

Antennas,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 1875-1878, July 2004.

[209] Qing Xianming, M.Y.W. Chia, and Wu Xuanhui, “Wide-slot antenna for UWB

applications,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 1, pp. 834-837, June 2002.

[210] Jia-Yi Sze, and Kin-Lu Wong, “Bandwidth Enhancement of a Microstrip-Line-Fed Printed

Wide-Slot Antenna,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 49, no. 7, pp. 1020-1024, July 2001.

[211] Wang Hong-Jian, K.F Man, Sheng-wei Zhang, Jing Li, and He-Guang Liu, “Large

Bandwidth Fourfold-T-shaped Microstrip-fed Slot Antenna Using FDTD and Genetic

Algorithm,” IEEE International Conference on Industrial Technology (ICIT2005), pp. 287-290, 2005.

[212] Yong-Woong Jang, “Experimental Study of Large Bandwidth Three-Offset Microstripline-

Fed Slot Antenna,” IEEE Microw. Wirel. Component Lett., vol. 11, no. 10,pp. 425-427, Oct. 2001.

[213] Y. W. Jang, “Broadband Cross-Shaped Microstrip-Fed Slot Antenna,” Electron. Lett., vol.

36, no. 25, pp. 1771-1772, 7th December 2000.

[214] Wang Hongjian Lijing, Zhang Shengwei, Liu Heguang and Jiang Jingshan, “Broadband

Double Cross-Shaped Microstrip-fed Slot Antenna,” IEEE International Symposium on Microwave,

Antenna,Propagation and EMC Technologies for Wireless Communications, vol. 1, pp. 119-122, Aug.

2005



[215] P. H. Rao, V. Fusco, and R. Cahill, “Octave Bandwidth Printed Bow-Tie Fed Partial Cavity

Slot Antenna,” IEE Proc.-Microw. Antennas Propag., vol. 147, no. 6, pp. 483-486, Dec. 2000.

[216] Feng-Wei Yao, and Shun-Shi Zhong, “Broadband Slot Antenna with a Fan-Shaped

Microstrip Feed,” IEEE International Symposium on Microwave, Antenna,Propagation and EMC

Technologies for Wireless Communications, vol. 1, pp. 127-130, Aug. 2005.

[217] P.H. Rao, V.F. Fusco, and R. Cahill, “Linearly Polarised Radial Stub-Fed High

Performance Wideband Slot Antenna,”Electron. Lett., vol. 37, no. 6, pp. 335-337, 15th March

2001.

[218] W.J. Lui, C.H. Cheng, Y. Cheng, and H. Zhu, “Frequency Notched Ultra-Wideband

Microstrip Slot Antenna with Fractal Tuning Stub,” Electron. Lett., vol. 41, no. 6, pp. 294-296,

17th March 2000.

[219] Wen-Shan Chen, and Fu-Mao Hsieh, “Broadband Design of the Printed Triangular Slot

Antenna,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 4, pp. 3733-3736, June 2004.

[220] Y. F. Liu, K. L. Lau, Q. Xue, and C. H. Chan, “Experimental Studies of Printed Wide-Slot

Antenna for Wide-Band Applications,” IEEE Antennas Wirell. Propag. Lett., vol. 3, pp. 273-275,

2004.

[221] Jen-Yea Jan, Chih-Yang Hsiang, Jia-Wei Su, Yuan-Tung Cheng, and Wen-Shyang Chen,

“Printed Microstriap-line-Fed Wideband Slot antenna with a Hexagonal Slot,” IEEE AP-S Int.

Symp., vol. 1B, pp. 569-572, July 2005.

[222] Tayeb A. Denidni, Qinjiang Rao, Abdel R. Sebak, and Larbi Talbi, “A Broadband High-

Efficiency Bow-Tie Slot Antenna for WLAN Applications,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 43,

no. 4, pp. 317–320, Nov. 2004.

[223] Hyungrak Kim, and Young Joong Yoon, “Microstrip-Fed Slot Antennas With Suppressed

Harmonics,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 53, no. 9, pp. 2809-2817, Sept. 2005.

[224] Haeng-Lyul Lee, Hyun-Jin Lee, Jong-Gwan Yook, and Han-Kyu Park, “Broadband planar

antenna having round corner rectangular wide slot,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 460-463,

June 2002.

[225] P. Li, J. Liang, and X. Chen, “Ultra-wideband printed elliptical slot antenna,” IEEE AP-S

Int. Symp., vol. 3A, pp. 508-511, July 2005.

[226] Shi-Wei Qu, Chengli Ruan, and Bing-Zhong Wang, “Bandwidth Enhancement of Wide-

Slot Antenna Fed by CPW and Microstrip Line,” IEEE Antennas Wirell. Propag. Lett., vol. 5, pp.

15-17, 2006.


Εισαγωγή

4 ΕΠΙΠΕΔΕΣ ΤΥΠΩΜΕΝΕΣ ΚΕΡΑΙΕΣ

ΑΝΕΣΤΡΑΜΜΕΝΟΥ-F ΜΟΝΟΠΟΛΟΥ

4.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Η εξέλιξη των ασύρματων φορητών τερματικών διεκπεραίωσης υπηρεσιών φωνής και

δεδομένων είναι συνεχής. Η απαίτηση για ελαχιστοποίηση των διαστάσεων και αύξηση της

εργονομίας οδηγεί στην υιοθέτηση ακτινοβολητών χαμηλού προφίλ, με ομοιοκατευθυντικότητα

ακτινοβολίας και ευκολία συστημικής σχεδίασης.

Ανάλογα με την εφαρμογή και την χρήση των ολοκληρωμένων φορητών συσκευών, οι

κεραίες που έχουν κατά καιρούς αναφερθεί υλοποιούν διαφόρων ειδών τεχνοτροπίες σχεδίασης

με τις Επίπεδες Ανεστραμμένης- F γεωμετρίας (Planar Inverted-F Antennas- PIFA) και

Τυπωμένες Ανεστραμμένης-F γεωμετρίας (Printed IFA) να αποτελούν τις κυριότερες και

συχνότερα δημοσιευμένες επιλογές.

Η πρώτη κατηγορία κεραιών αφορά τρισδιάστατες υλοποιήσεις (μη τυπωμένες) με

επαγωγικές L και U σχισμές [169, 171, 227-235], μαιάνδρους [236-238], χωρητικά συζευγμένες

δομές [239-241] και παρασιτικά συζευγμένες δομές [242-243] που απαντώνται κυρίως, αν όχι

αποκλειστικά, σε ολοκληρωμένες συστημικές υλοποιήσεις κινητών συσκευών μικροκυψελικής

τηλεφωνίας και δεν θα μας απασχολήσουν περαιτέρω. Οι κεραίες αυτού του είδους έχουν

σχεδόν αντικαταστήσει τις ελικοειδείς κεραίες (helical), που σπανιότερα πια χρησιμοποιούνται

για λόγους μείωσης διαστάσεων, ελαχιστοποίησης της εκπεμπόμενης ακτινοβολίας προς τον

χρήστη και μεγάλης αντοχής στον αποσυντονισμό εξαιτίας της εγγύτητας του ανθρώπινου

σώματος.

Η δεύτερη κατηγορία κεραιών αφορά μονοπολικές υλοποιήσεις τυπωμένες σε

διηλεκτρικό υπόστρωμα με επίπεδο γείωσης [244-250]. Οι κεραίες αυτές είναι διδιάστατου

προφίλ, αποτελούν κομμάτι της κυκλωματικού σχεδίου (και επομένως η κατασκευή τους δεν

επιβαρύνει το συνολικό κόστος), προσαρμόζονται εύκολα σε αρκετά μεγάλο εύρος συχνοτήτων,


Επίπεδες τυπωμένες κεραίες ανεστραμμένου-F μονοπόλου

είτε παθητικά, είτε με την χρήση διακριτών στοιχείων (L, C) και παράγουν σχεδόν

ομοιοκατευθυντικά διαγράμματα ακτινοβολίας. Tο 2002 παρουσίαστηκε η πρώτη υλοποίηση

κεραίας Printed-IFA σε πολυστρωματικό circuit board της εταιρείας ATMEL [251], για κάρτες

επέκτασης PCMCIA φορητών υπολογιστών, για την ελεύθερη ISM μπάντα των 2.4-2.5 GHz. Η

επέκταση της εργασίας αυτής σε μια διαλειτουργική υλοποίηση που μπορεί να προσφέρει

υπηρεσίες και σε μια δεύτερη συχνοτική περιοχή (5.15-5.35 GHz), αποτέλεσε επιδίωξη της

διδακτορικής διατριβής και παρουσιάζεται παρακάτω.

Η πρωτοτυπία της κεραίας που παρουσιάζουμε στηρίζεται στην επέκταση μιας

μονοζωνικής τυπωμένης ανεστραμμένης–F μονοπολικής υλοποίησης σε διζωνική, χωρίς

επιβάρυνση του συνολικού μεγέθους.

4.2 ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΤΥΠΩΜΕΝΗΣ ΑΝΕΣΤΡΑΜΜΕΝΗΣ

– F ΜΟΝΟΠΟΛΙΚΗΣ ΚΕΡΑΙΑΣ Το ανεστραμμένο μονόπολο (Σχήμα 74.β) αποτελεί παραλλαγή του κλασσικού λg/4

μονοπόλου (Σχήμα 74α.), η λειτουργία του οποίου βασίζεται στην θεωρία ειδώλων, καθώς

διπλώνεται παράλληλα με το επίπεδο γείωσης, εισάγοντας μια χωρητικότητα στην αντίσταση

εισόδου της κεραίας, η οποία αντισταθμίζεται με την εισαγωγή ενός βραχυκυκλώματος στο

τελικό τυπωμένο ισοδύναμο κύκλωμα (Σχήμα 74γ.). Το κλασσικό και ανεστραμμένο μονόπολο,

όπως και το τυπωμένο, τροφοδοτείται από ομοαξονική γραμμή, ο κεντρικός αγωγός της

Σχήμα 74. α) Κλασσικό μονόπολο β) ανεστραμμένο μονόπολο με αντιστάθμιση χωρητικότητας (με

διακεκομμένες) γ) τυπωμένο μονόπολο σε διηλεκτρικό υπόστρωμα.


Περιγραφή λειτουργίας τυπωμένης ανεστραμμένης – F μονοπολικής κεραίας

οποίας συνδέεται με το μονόπολο. Στη περίπτωση τελικής συστημικής σχεδίασης η ομοαξονική

γραμμή αντικαθίσταται από μικροταινιακή γραμμή.

Η λογική της σχεδίασης που ακολουθήσαμε βασίστηκε στο γεγονός ότι το σχέδιο που

παρουσιάζεται στο Σχήμα 74γ. μπορεί να τροποποιηθεί ανάλογα με την επιθυμητή συχνότητα

λειτουργίας. Η μεταβολή του μήκους L είναι καθοριστική και μεταβάλλει σχεδόν μονοσήμαντα

την συχνότητα συντονισμού, αν γίνει η υπόθεση, ότι όλες οι άλλες μεταβλητές παραμένουν

σταθερές. Ο Πίνακας VI, παρουσιάζει τα σχεδιαστικά χαρακτηριστικά δύο μονοπόλων που

υλοποιούν το καθένα την σχεδιαστική απαίτηση για συντονισμό σε δύο κεντρικές συχνότητες

λειτουργίας, στα 2.45 GHz (χρήση του δείκτη L) και 5.25 GHz (χρήση του δείκτη Η), ώστε να

ικανοποιούνται οι απαιτήσεις των πρωτοκόλλων IEEE 802.11a/b. Οι υπολογισμοί έγιναν

λαμβάνοντας υπόψη διηλεκτρικό υπόστρωμα FR4 με er = 4.4 και tanδ = 0.009. Οι διαστάσεις H

ΠΙΝΑΚΑΣ VI. ΔΙΑΣΤΑΣΕΙΣ ΜΟΝΟΠΟΛΩΝ σε διηλεκτρικό FR4 με er = 4.4, tanδ = 0.009

LL = 21.5 mm WL = 36 mm Μονόπολο

στα 2.45 GHz

D = 2.93 mm H = 4.7 mm

LH = 10.15 mm WL = 36 mm Μονόπολο

στα 5.5 GHz

D = 2.93 mm H = 4.7 mm

Σχήμα 75. Αποτελέσματα εξομοίωσης για το μονόπολο στην χαμηλή συχνότητα λειτουργίας των 2.45

GHz (αριστερά) και στην υψηλή συχνότητα λειτουργίας των 5.25 GHz (δεξιά).

και D παραμένουν σταθερές διότι το επόμενο σχεδιαστικό βήμα είναι ο συνδυασμός των δύο

μονοπόλων σε μια ενοποιημένη δομή. Το Σχήμα 75. παρουσιάζει τα υπολογισμένα S11 για

καθένα από τα δύο μονόπολα. Γνωρίζοντας εκ των προτέρων τις σχεδιαστικές ιδιαιτερότητες



του κάθε μονόπολου και επιδιώκοντας την διζωνική τελική υλοποίηση συνδυάσαμε τα δύο

μονόπολα σε ένα αφήνοντας μια σχισμή L σχήματος ανάμεσα τους. Οι διαστάσεις της σχισμής,

που εισάγει την διζωνική συμπεριφορά, είναι βελτιστοποιημένες κατά τέτοιο τρόπο ώστε στην

χαμηλή συχνότητα να λειτουργεί σαν βραχυκύκλωμα, ενώ στην υψηλή συχνότητα

Σχήμα 76. Γεωμετρία της προτεινόμενης διζωνικής κεραίας τυπωμένης σε PCMCIA κάρτα. Διακρίνεται η

L σχισμή πάχους 3 mm που λειτουργεί σαν ανοικτοκύκλωμα στην υψηλή συχνότητα λειτουργίας.

λειτουργίας σαν ανοικτοκύκλωμα. Στα 2.45 GHz λοιπόν, η χαμηλή συχνότητα λειτουργίας

ρυθμίζεται από το μήκος του μεγάλου μονοπόλου (ελαφρά διαφοροποιημένου από την τιμή

στον πίνακα VI λόγω της χωρητικής φύσης της σχισμής L), ενώ στα 5.25 GHz ο συντονισμός

καθορίζεται από το μήκος του μικρού μονόπολου (που είναι επίσης διαφοροποιημένο λόγω της

παρασιτικής λειτουργίας του μεγάλου μονοπόλου). Η PCMCIA δομή παρουσιάζεται στο Σχήμα

76. Το διάκενο των δύο μονοπόλων ρυθμίστηκε στα 3 mm, τιμή που αν διατηρείται σταθερή όσο

και να μεταβάλλεται το μήκος LH , παρέχει αξιόπιστη διζωνική λειτουργία όπως παρουσιάζεται

και στο Σχήμα 77. Παρατηρούμε εκεί, ότι παρόλο που μεταβάλλεται επιτυχώς η υψηλή

συχνότητα λειτουργίας (για διαφορετικές τιμές του μήκους LH), αυτό δεν επηρεάζει τον

συντονισμό γύρω από τα 2.45 GHz. Έτσι, η προσαρμογή σε οποιαδήποτε κεντρική συχνότητα


Εργαστηριακός χαρακτηρισμός της διζωνικής ανεστραμμένης –F κεραίας

λειτουργίας στην υψηλή ζώνη συχνοτήτων είναι εφικτή, χωρίς τον φόβο αποσυντονισμού στην

χαμηλή ζώνη συχνοτήτων.

Σχήμα 77. S11 για διαφορετικά μήκη LH. Παρατηρείται πως ο συντονισμός στην κεντρική συχνότητα των

2.45 GHz παραμένει αμετάβλητος.

4.3 ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΟΣ ΧΑΡΑΚΤΗΡΙΣΜΟΣ ΤΗΣ ΔΙΖΩΝΙΚΗΣ

ΑΝΕΣΤΡΑΜΜΕΝΗΣ –F ΚΕΡΑΙΑΣ Χρησιμοποιώντας τις διαστάσεις που αναφέρονται στον Πίνακα VI και το Σχήμα 76.

κατασκευάστηκε με την μέθοδο της μηχανικής χάραξης, το πρωτότυπο ΧΙ το οποίο

χαρακτηρίστηκε ως προς την εμπέδηση και τα διαγράμματα ακτινοβολίας του. Οι μετρήσεις σε

αναλυτή δικτύου επιβεβαίωσαν τα αποτελέσματα της προσομοίωσης, όπως απεικονίζεται στο

Σχήμα 78. Ο διπλός συντονισμός γύρω από τις κεντρικές συχνότητες των 2.45 και 5.25 GHz

υφίσταται με μεγάλη ακρίβεια ως προς τα αποτελέσματα της προσομοίωσης. Αξίζει να

σημειωθεί ότι η μέτρηση, ειδικά για την υψηλή μπάντα, φανέρωσε μια πιο ευρυζωνική

συμπεριφορά. Έτσι, με (VSWR<2), η κεραία στην χαμηλή μπάντα εμφανίζει συντονισμό 210

MHz ή ποσοστό εύρους 8.6% ως προς την κεντρική συχνότητα των 2.435 GHz και στην υψηλή

330 MHz ή ποσοστό εύρους 6.3% ως προς την κεντρική των 5.2 GHz.

Η μέτρηση στον ανηχωικό θάλαμο του Ε.Μ.Π για τα δύο βασικά επίπεδα ακτινοβολίας

έδειξε διαγράμματα σχεδόν ομοικατευθυντικά στην χαμηλή μπάντα και με πολλούς λοβούς

στην υψηλή (Σχήματα 79-81). Η ύπαρξη λοβών έχει αναλυθεί λεπτομερώς στην εργασία [251]



και οφείλεται στο επίπεδο γείωσης της PCMCIA κάρτας, το οποίο δεν είναι άπειρο και μόνο

Σχήμα 78. Σύγκριση μέτρησης και εξομοίωσης του κατασκευασμένου πρωτοτύπου ανεστραμμένης-F

μονοπολικής δομής.

Σχήμα 79. Διαγράμματα ακτινοβολίας στο επίπεδο zy. Μέτρηση (____) και προσομοίωση(_ _ _ _) στα

2.45 GHz και 5.25 GHz αντίστοιχα για την ανεστραμμένη-F κεραία.

μόνο τότε η συμπεριφορά του θα πλησίαζε αυτή του τέλειου ανακλαστήρα. Τώρα, που το

επίπεδο γείωσης έχει άμεσα συγκρίσιμες διαστάσεις με τα μονόπολα συντονισμού, το

αποτέλεσμα συνδυασμού ακτινοβολητή και κάρτας PCMCIA είναι ένα ασύμμετρο δίπολο με τις

ανάλογες επιδράσεις στο παραγόμενο διάγραμμα ακτινοβολίας.


Εργαστηριακός χαρακτηρισμός της διζωνικής ανεστραμμένης –F κεραίας

Σχήμα 80. Διαγράμματα ακτινοβολίας στο επίπεδο xz. Μέτρηση (____) και προσομοίωση(_ _ _ _) στα


Σχήμα 81. Διαγράμματα ακτινοβολίας στο επίπεδο xy. Μέτρηση (____) και προσομοίωση (_ _ _ _) στα


Η ανάπτυξη διζωνικών IFA κεραιών αποτέλεσε από το 2000 και μετά ένα από τα

γονιμότερα πεδία έρευνας, λόγω της ανάπτυξης των ευρυζωνικών διαλειτουργικών ασύρματων

δικτύων Wi-Fi και θα μπορούσε να είναι και σήμερα αν η παγκόσμια αγορά δεν στρεφόταν σε

προεγκατεστημένες υλοποιήσεις, ειδικότερα στους φορητούς υπολογιστές. Επομένως η ανάγκη

ειδικά για stand alone κάρτες επέκτασης είναι ξεπερασμένη.



4.4 ΔΗΜΟΣΙΕΥΜΕΝΕΣ ΕΡΓΑΣΙΕΣ [3.5.1] E. S. Angelopoulos, A. I. Kostaridis and D. I. Kaklamani, “A Novel Dual-Band F-Inverted

Antenna Printed on a PCMCIA Card,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 42, no. 2, pp. 153–156,

July 2004.

[3.5.2] E. S. Angelopoulos, A. H. Janssen, D. I. Kaklamani and S. G. Vassiliadis, “Multiband

Novel Diversity Monopole Antenna Printed on a PCMCIA Card,” CD–Rom Proceedings of the

Progress in Electromagnetics Research Symposium (PIERS 2004), Pisa, Italy, March 28–31, 2004 (1

page) (invited)

4.5 ΑΝΕΞΑΡΤΗΤΕΣ ΑΝΑΦΟΡΕΣ ΑΠΟ ΤΡΙΤΟΥΣ [1] Jeun-Wen Wu, Yau-Der Wang, Hai-Ming Hsiao, and Jui-Han Lu, “T-Shaped Monopole

Antenna with Shorted L-Shaped Strip-Sleeves for WLAN 2.4/5.8-GHz Operation,” Microw. Opt.

Technol. Lett., vol. 46, no. 1, pp. 65–69, July 2005.

[2] A. A. Eldek, A. Z. Elsherbeni, and C.E. Smith, “Dual-Wideband Square Slot Antenna with a

U-Shaped Printed Tuning Stub for Personal Wireless Communication Systems,” Proceedings of

the Progress in Electromagnetics Research Symposium (PIERS 2005), pp. 319-333, 2005.

[3] Jeun-Wen Wu, Hai-Ming Hsiao, Jui-Han Lu, and Yau-Der Wang, “Dual-Broadband T-

Shaped Monopole Antenna for Wireless Communications,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 1A, pp.

470-473, July 2005.

[4] A. A. Eldek, A. Z. Elsherbeni, and C.E. Smith, “Square Slot Antenna for Dual Wideband

Wireless Communication Systems,” J. of Electromagn. Waves and Appl., vol. 19, no. 12, 1571-1581,

2005.

[5] Hai-Ming Hsiao, Jui-Han Lu, and Jeun-Wen Wu, “Y-shaped monopole antenna with dual-

broadband operation for WLAN,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 48, no. 8, pp. 1476-1480, Aug.

2006.

[6] J. A. Evans, and M. J. Ammann, “Reduced-size reconfigurable tri-band printed antenna with

CPW tapered-feed and shorting post,” Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 48, no. 9, pp. 1850-1853,

Sept. 2006.



4.6 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [227] Z. D. Liu, P. S. Hall, and D. Wake, “Dual-Frequency Planar Inverted-F Antenna,” IEEE

Trans. Antennas. Propagat., vol. 45, no.10, pp. 1451-1458, October 1997.

[228] P. Salonen, M. Keskilammi, and M. Kivikoski, “Single-Feed Dual-Band Planar Inverted-F

Antenna with U-shaped Slot,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 48, no. 8, pp. 1262-1264,

August 2000.

[229] Pekka Salonen, Mari Komulainen, and Markku Kivikoski, “Dual Frequency Microstrip

Patch Antenna for WLAN/Bluetooth and HIPERLAN Applications,” Proceedings IEEE Radio and

Wireless Conference, RAWCON, pp. 207-209, August 2001.

[230] Pekka Salonen, Miko Keskilammi, and Markku Kivikoski, “Dual-Band and Wide-Band

PIFA with U- and Meanderline-Shaped Slots,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 116-119, July

2001.

[231] Shih-Huang Yeh, Kin-Lu Wong, Tzung-Wern Chiou,and Shyh-Tirng Fang, “Dual-Band

Planar Inverted F Antenna for GSM/DCS Mobile Phones,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol.

51, no.10, pp. 1124-1126, May 2003.

[232] Takashi Hosoe, and Koichi Ito, “Dual-Band Planar Inverted F Antenna for Laptop

Computers,” IEEE AP-S Int. Symp. Dig., vol. 3, pp. 87-90, June 2003.

[233] Tiago Gandara, Radoslaw Urban, Lucia Fregoli, and Custodio Peixeiro, “Small Multi-Band

Planar Inverted-F Antennas for Handsets of Mobile Communication, WLAN and WPAN

Systems,” Proceedings JINA 2004.

[234] D.Viratelle, and R.J. Langley, “Dual-Band Printed Antenna for Mobile Telephone

Applications,” IEE Proc.-Microw. Antennas Propag,. vol. 147, No. 5, October 2000.

[235] K. R. Boyle, “Differentially Slotted and Differentially Filled PIFAs,” Electron. Lett., vol. 39,

No. 1, 9-10, January 2003.

[236] H. T. Chen, T.W. Chiou, and K.L Wong, “A Novel Dual-Band Planar Inverted-F Antenna

for the Mobile Phone Application,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 446-449, June 2002.

[237] Dongsheng Qi, Binhong Li, and Haitao Liu, “Compact Triple-Band Planar Inverted-F

Antenna for Mobile Handsets,” Microwave Optical Technol. Lett., vol. 41, No. 6, pp. 483–486, June

2004.

[238] Kin-Lu Wong, and Kai-Ping Yang, “Modified Planar Inverted F Antenna,” Electron. Lett.,

vol. 34, No. 1, 7-8, January 1998.

[239] Corbett R. Rowell, and R. D. Murch, “A Capacitively Loaded PIFA for Compact Mobile

Telephone Handsets,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 45, No.5, pp. 837-842, May 1997.



[240] Corbett R. Rowell, and R. D. Murch, “A Compact PIFA Suitable for Dual-Frequency

900/1800- MHz Operation,” IEEE Trans. Antennas. Propagat., vol. 46, No.6, pp. 596-598, April

1998.

[241] Pey-Ling Teng, Chia-Luan Tang, and Kin-Lu Wang, “A Broadband Planar Patch Antenna

Fed by a Short Probe Feed,” Proceedings of Asia-Pasific Microwave Conference (APMC2001) Taipei,

Taiwan, vol. 3, pp. 1243-1246, 2001.

[242] V. Stoiljkovc, and G. Wilson, “A Small Planar Inverted-F Antenna with Parasitic Element

for WLAN Applications,” Proceedings of the 10th International Conference on Antennas and

Propagation (ICAP 1997), vol. 1, pp. 82-85, April1997.

[243] P. Song, P.S. Hall, H. Ghafouri-Shiraz, and D. Wake, “Triple-Band Planar Inverted F

Antenna,” IEEE AP-S Int. Symp.., vol. 2, pp. 908-911,July 1999.

[244] Mohammod Ali, and Gerard J. Hayes, “Analysis of integrated Inverted-F Antennas for

Bluetooth Applications,” IEEE Antennas and Propagation Conference on Wireless Communication.,

pp. 21-24, November 2000.

[245] Duixial Liu. Brian Gaucher, and Ephraim Flint, “A New Dual-Band Antenna for ISM

Application,” Proceedings of IEEE 56th Vehicular Technology Conference, VTC 2002¸ vol. 2, pp. 937-

940, September 2002.

[246] Shih-Huang Yeh, and Kin-Lu Wong, “Dual-Band F-Shaped Monopole Antenna for 2.4/5.2

GHz WLAN Applications,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 4, pp. 72-75, June 2002.

[247] Ruthie D. Lyle, and Duixian Liu, “Numerical Analysis of Inverted-F Antenna for WLAN

Applications,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 2, pp. 934-937, June 2003.

[248] Yen-Liang Kuo, Yuan-Tung Cheng, and Kin-Lu Wong, “Printed Inverted-F Antennas for

Applications in Wireless Communication,” IEEE AP-S Int. Symp., vol. 3, pp. 454-457,June 2002.

[249] Tian Tiehong, and Zhou Zheng, “Applications of Planar Inverted-F Antenna for

Bluetooth,” Proceedings of International Conference on Communication Technology (ICCT2003), vol.

2, pp. 1230-1233, 2003.

[250] Mitsuo Tagichi, Yoshifumi Yanagisako, and Kazumasa Tanaka, “Active Inverted-F

Antenna on Side of Small Conducting Plate,” IEEE AP-S Int. Symp.,, vol. 1, pp. 475-478, June

2003.

[251] C. Soras, M. Karaboikis, G. Tsachtsiris, and V. Makios, “Analysis and design of an

inverted-F antenna printed on a PCMCIA card for the 2.4 GHz ISM band,” IEEE Trans.

Antennas. Propagat. Mag., Vol. 44, No. 1, pp. 37-44, 2002.


Σύνοψη και θέματα μελλοντικής εργασίας

5 ΣΥΝΟΨΗ ΚΑΙ ΘΕΜΑΤΑ ΜΕΛΛΟΝΤΙΚΗΣ

ΕΡΓΑΣΙΑΣ

5.1 ΣΥΝΟΨΗ Στόχος της διδακτορικής διατριβής απότελεσε η ανάπτυξη πρωτοποριακών κεραιών ή η

εξέλιξη υφιστάμενων υλοποιήσεων σε νέες με αναβαθμισμένο λειτουργικό προφίλ. Ξεκινώντας

από τις σχισμοκεραίες συνεπίπεδης κυματοδήγησης μελετήσαμε τις δύο βασικότερες δομές της

βιβλιογραφίας, την ορθογωνική και τριγωνική και προτείναμε τρόπους διέγερσης επιπλέον

συντονισμών και αύξησης της ευρυζωνικότητας. Η προσθήκη επαγωγικά συζευγμένων σχισμών

εισήγαγε νέους συντονισμούς, ενώ νεωτεριστικές τεχνικές όπως η εισαγωγή μετάβασης

χαρακτηριστικής αντίστασης και η ασυμμετρία των σχισμών αναβάθμισαν το εύρος ζώνης

λειτουργίας άνω του 100%. Συνάμα, εισήχθη για πρώτη φορά η καμπύλωση σε γραμμικά

τριγωνικά μοντέλα.

Η αναζήτηση κεραιών με υπερευρυζωνικό προφίλ μας οδήγησε στην υλοποίηση

ελλειπτικών σχισμοκεραίων. Σε αυτές τις δομές, μία νησίδα τροφοδοτείται από την συνεπίπεδη

γραμμή μεταφοράς και διεγείρει σχισμή ιδίας γεωμετρίας με την νησίδα. Τα αποτελέσματα των

μετρήσεων είναι εντυπωσιακά, διότι παρουσιάζουν εύρη ζώνης λειτουργίας κοντά στα 20 GHz.

Μάλιστα θα μπορούσαμε να μιλάμε για ακόμα μεγαλύτερα εύρη, αν ο αναλυτής δικτύου είχε

την δυνατότητα μετρήσεων πέρα από τα 20 GHz.

Η μελέτη των παραπάνω κεραιών και η διαπίστωση της ευκολίας κατασκευής τους μας

ώθησε στην μελέτη αντίστοιχων δομών μικροταινιακής τροφοδοσίας. Η μετάβαση έγινε πάρα

πολύ απλά, μεταφέροντας την νησίδα (ελλειπτική ή κυκλική) στο μεταλλικό επίπεδο

εκατέρωθεν του διηλεκτρικού. Τα αποτελέσματα αποδείχθηκαν επίσης εντυπωσιακά για

μικροταινιακές κεραίες, ως προς το εύρος ζώνης λειτουργίας, υποδεεστέρα βέβαια των αρχικών

σχισμοκεραίων. Το πρωτότυπο που κατασκευάσθηκε συντόνιζε για σχεδόν 13 GHz. Το πιο


Θέματα μελλοντικής έρευνας

αξιοπρόσεκτο γεγονός όμως είναι ότι οι αρχικές συνεπίπεδης τροφοδοσίας υλοποιήσεις με τις

αντίστοιχες μικροταινιακές, εμφάνιζαν τα ίδια διαγράμματα ακτινοβολίας ακόμα και στα

επίπεδα της cross-πόλωσης. Αυτό σημαίνει, ότι ο μηχανικός μπορεί να επιλέξει ανάμεσα στις

δύο τεχνολογίες την τεχνοτροπία που του επιβάλλει η εκάστοτε μικροκυματική σχεδίαση.

Η επιθυμία μας να επεκτείνουμε το πεδίο εφαρμογής των κεραιών αυτών μας οδήγησε

στην συρρίκνωση τους και στην ρύθμιση του συντονισμού τους στην Ku-band, για να

σχεδιάσουμε τελικά μια στοιχειοκεραία 8 στοιχείων με ευρυζωνικό προφίλ και κατευθυντικά

διαγράμματα ακτινοβολίας χαμηλής cross – πόλωσης.

Τέλος, παρουσιάσαμε μια γεωμετρία ανεστραμμένου – F μονόπολου για κάρτες PCMCIA. Η

κεραία εισήγαγε ένα νεωτεριστικό τρόπο διέγερσης ενός επιπρόσθετου συντονισμού,

εξασφαλίζοντας ικανοποιητικές συνθήκες λειτουργίας σε ένα δεύτερο ασύρματο πρωτόκολλο

λειτουργίας.

5.2 ΘΕΜΑΤΑ ΜΕΛΛΟΝΤΙΚΗΣ ΕΡΕΥΝΑΣ

5.2.1 Σχεδίαση πολυζωνικής κεραίας και για λήψη ψηφιακού

τηλεοπτικού σήματος

Αναπόφευκτα, και βασιζόμενοι αρχικά στις επιστημονικές τάσεις των καιρών αλλά και

κατά δεύτερο λόγο στην τάση της παγκόσμιας αγοράς τηλεπικοινωνιών, οδηγούμαστε στην

προέκταση των μέχρι τώρα ιδεών μας με απώτερο σκοπό την συνέχιση της ερευνητικής μας

δραστηριότητας. Στις ημέρες μας, εκτός από την διαπιστωμένη ωρίμανση και διείσδυση των

δικτύων κινητής τηλεφωνίας, την συνεχιζόμενη ανάπτυξη των ασύρματων δικτύων

διαμεταγωγής δεδομένων υψηλής ταχύτητας, και την δειλή εμφάνιση των UWB εφαρμογών, η

λήψη ψηφιακού τηλεοπτικού σήματος από φορητούς δέκτες προορίζεται σαν το επόμενο

μεγάλο «στοίχημα» στο πεδίο της ψηφιακής αγοράς. Η λήψη τηλεοπτικού ψηφιακού σήματος

προϋποθέτει κεραία μεγάλων ηλεκτρικών διαστάσεων, διότι η συχνότητα λειτουργίας του

πρωτοκόλλου Digital Video Broadcasting (DVB) για εφαρμογές φορητών συσκευών –

Handhelds (DVB-H) που διαμορφώνει τις προδιαγραφές σχετικών συστημάτων, κυμαίνεται

μεταξύ 470-702 MHz. Μια φορητή συσκευή με δυνατότητα λήψης τηλεοπτικού σήματος, εκτός

από την μπάντα συχνοτήτων που προαναφέρθηκε, είναι λογικό να υποστηρίζει το GSM-DCS

πρωτόκολλο κινητής τηλεφωνίας και να είναι και συμβατό με τα ΙΕΕΕ 802.11 a/b/g. Η λογική

της διαλειτουργικότητας μεταξύ τόσων πολλών συχνοτικών περιοχών φέρει στο προσκήνιο την


Σύνοψη και θέματα μελλοντικής εργασίας

προσπάθεια υλοποίησης μιας όσο το δυνατόν μικροσκοπικής κεραίας με πολυσυχνοτική

λειτουργία, επίπεδου και χαμηλού προφίλ, τυπωμένη σε συμβατικό φτηνό διηλεκτρικό.

Η μέχρι τώρα προσέγγιση μας, που αποτελεί προϊόν παράλληλης συνεργασίας στα

πλαίσια μεταπτυχιακής διατριβής [252], είναι η μελέτη ανάπτυξης μιας κεραίας διαφορικής

λήψης μικροταινιακής τεχνολογίας, διπλής πόλωσης για τα πρωτόκολλα ΙΕΕΕ 802.11a/b/g),

συμβατής με το GSM και ταυτόχρονης υποστήριξης του DVB-H. Η κεραία που απεικονίζεται

στο Σχήμα 82., σε αρχική φάση κατασκευής, έχει δώσει ενθαρρυντικά λειτουργικά

χαρακτηριστικά. Η λειτουργία της βασίζεται στην εισαγωγή σχισμών για ελαχιστοποίηση των

ορθογωνικών καλυμμάτων και την ταυτόχρονη διέγερση δευτερευόντων συντονισμών, στην

εισαγωγή παρασιτικών στοιχείων για την διέγερση χαμηλότερης συχνότητας συντονισμών, και

τέλος την εισαγωγή δικτυωμάτων προσαρμογής εισόδου για την προσαρμογή στο DVB-H.

Παράλληλα μελετάται η ιδέα της διακοπτικής λειτουργίας των δύο πολώσεων μέσω

δικτυωμάτων PIN διόδων.

Σχήμα 82. Αρχικού σταδίου υλοποίηση διαφορικής πολυζωνικής κεραίας για τα πρωτόκολλα DVB-H,

GSM και 802.11a/b/g.

5.2.2 Χαρακτηρισμός υπερευρυζωνικών κεραιών στο πεδίο του

χρόνου

Οι ακραίως ευρυζωνικές υλοποιήσεις με συνεπίπεδη και μικροταινιακή τροφοδοσία των

Κεφαλαίων 2 και 3 έχουν χαρακτηριστεί πλήρως στα εργαστήρια του Δημόκριτου όσον αφορά τα

διαγράμματα ακτινοβολίας, στο πεδίο της συχνότητας. Για καμία ευρυζωνική υλοποίηση δεν

έχει γίνει χαρακτηρισμός στο πεδίο του χρόνου. Στα πλαίσια του ευρωπαϊκού προγράμματος

αριστείας κεραιών ACE2, έχει προγραμματιστεί ο χαρακτηρισμός των κεραιών σε εξειδικευμένο

εργαστήριο του εξωτερικού. Σκοπός είναι ο πλήρης χαρακτηρισμός των κεραιών στο πεδίο του



χρόνου και η μέτρηση της συνάρτησης μεταφοράς σε διαφορετικές γωνίες και στα δύο επίπεδα

πόλωσης.

5.2.3 Σχεδιασμός και βελτιστοποίηση UWB κεραιών και

στοιχειοκεραιών

Επίσης, στα πλαίσια εκπόνησης παράλληλης διδακτορικής διατριβής και σε άμεση

συνεργασία με το πανεπιστήμιο της Καταλονίας της Ισπανία (UPC), έχει ξεκινήσει πολύ

πρόσφατα μια ερευνητική συνεργασία πάνω στην παραμετρική προσομοίωση νεοτεριστικών

ευρυζωνικών υλοποιήσεων χρησιμοποιώντας γενετικούς αλγορίθμους βελτιστοποίησης

σμήνους (Particle Swarm Optimization- PSO) και ταυτόχρονη παράλληλη επεξεργασία. Στα

πλαίσια της συνεργασίας αυτής θα μελετηθούν συγκεκριμένες δομές και κυρίως διατάξεις UWB

στοιχειοκεραιών που αποτελούν σχεδιαστική πρόκληση λόγω του μεγάλου χρόνου

προσομοίωσης. Το ελληνικό κομμάτι συμμετοχής αναπτύσσει το αλγοριθμικό κομμάτι του

κώδικα παράλληλης επεξεργασίας και παρέχει την τεχνογνωσία ανάπτυξης και κατασκευής

UWB κεραιών, ενώ το ισπανικό παρέχει και ταυτόχρονα εξελίσσει τον κώδικα προσομοίωσης

που χρησιμοποιεί την μέθοδο των ροπών (Method of Moments - MOM). Οι κεραίες που

πρόκειται να μελετηθούν είναι μικροταινιακής και συνεπίπεδης τροφοδοσίας.

5.3 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ

[252] Τσιλιπάνος Χ. Κοσμάς, «Μελέτη και υλοποίηση ολοκληρωμένου συστήματος τυπωμένων

κεραιών για εφαρμογές ασυρμάτων δικτύων WLAN 802.11a/b/g,» Διπλωματική εργασία στα

πλαίσια του Μεταπτυχιακού Προγράμματος Ηλεκτρονικής & Ραδιοηλεκτρολογίας,

Πανεπιστήμιο Αθηνών, Απρίλιος 2005.


Σχεδίαση και Ανάπτυξη Επίπεδων Διζωνικών για Ασύρματα...

Documents