平成27年 演算増幅器設計コンテスト発表会 · 2015. 12. 4. · 平成27年...
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平成27年 演算増幅器設計コンテスト発表会
2015年12月4日
発表会プログラム • 入賞者作品解説(シミュレーションの部)
• 入賞者作品解説(試作の部)
• 講評(兵庫審査委員長)
(敬称略)
部門1 部門2 部門3 部門4 部門5 13:30-13:45 陳広謙(東京都市大学) 2位 13:45-14:00 木村雨情(防衛大学校) 5位 奨励賞 14:00-14:20 芝内進(東京理科大学) 7位 2位 1位 2位 14:20-14:50 佐藤智朗(東京理科大学) 1位 1位 2位 1位
15:20-15:40 神谷彩斗(山梨大学) 2位 15:40-16:00 江川和穂(明治大学) 1位
協賛企業 • 新日本無線株式会社 • リニアテクノロジー株式会社 • 旭化成エレクトロニクス株式会社 • ルネサスエレクトロニクス株式会社 • 株式会社エヌエフ回路設計ブロック • セイコーインスツル株式会社 • セイコーNPC株式会社 • amsジャパン株式会社 • 株式会社 東芝 • ダイアログ・セミコンダクター株式会社 • ザインエレクトロニクス株式会社 • ディー・クルー・テクノロジーズ株式会社
表彰式会場のご案内 表彰式会場 第一食堂(一階)
発表会会場 (百年記念館)
演算増幅器設計コンテスト 部門1 2位
東京都市大学 情報通信工学科 4年
集積化システム・傘研究室 陳 広謙
2015/12/4 1
部門1 評価式
スルーレート ×同相入力範囲 ×直流利得消費電流
2015/12/4 2
部門1=直流利得の戦い
1~100% トレードオフ
設計目標
2015/12/4 3
過去のコンテスト結果より スコア1 × 1025 ☜入賞間違いなし
スルーレート 50V/μs以上 同相入力範囲 90%以上 消費電流 500μA以下 直流利得 260dB以上
設計方針 スルーレート ➥2段構成にし、位相補償容量を小さく ☜高速化
同相入力範囲 ➥フォールデッドカスコードを採用 ☜ダイナミックレンジ拡張
直流利得 ➥レギュレーテッドカスコードを採用 ☜高利得
消費電流 ➥流す電流を少なめに・バイアスの共用 ☜低消費電力
2015/12/4 4
回路構成概略
2015/12/4 5
初段 出力段
初段:フォールデッドカスコード 出力段:ソース接地
回路構成概略
2015/12/4 6
初段 出力段
初段:フォールデッドカスコード 出力段:ソース接地
メインアンプ(初段)
2015/12/4 7
vdd=+1.5V vss=-1.5V
レギュレーテッドカスコード
2015/12/4 8
利得Aのアンプ 出力抵抗
Rout≈A(gm2ro2)ro1
➡出力抵抗がアンプの利得A分だけ倍
メインアンプ(初段)
2015/12/4 9
vdd=+1.5V vss=-1.5V
補助アンプ
2015/12/4 10
vdd=+1.5V vss=-1.5V
a1,a2
a3,a4
回路構成概略
2015/12/4 11
初段 出力段
初段:フォールデッドカスコード 出力段:ソース接地
メインアンプ(出力段)
2015/12/4 12
ソース接地回路 初段と同様、レギュレーテッドカスコードを用いて ゲインブーストをおこなう ➡エラーが出てしまったため なくなく上側を外して提出
𝑅𝑢𝑝 = 𝑅𝑜67 𝑅𝑑𝑜𝑤𝑛 = 𝐴5 𝑔𝑚69𝑅𝑜69 𝑅𝑜68 𝑅𝑜𝑢𝑡 = 𝑅𝑢𝑝 ∥ 𝑅𝑑𝑜𝑤𝑛 ≈ 𝑅𝑜67 𝐴 = 𝑔𝑚67𝑅𝑜𝑢𝑡 ≈ 𝑔𝑚67𝑅𝑜67
vdd=+1.5V vss=-1.5V
提出回路(メインアンプ)
2015/12/4 13
vdd=+1.5V vss=-1.5V
提出回路(バイアス源)
2015/12/4 14
直流利得 評価回路
2015/12/4 15
直流利得 評価回路
評価する値 入力信号の周波数が0.1Hzの時の開ループ利得
𝐴0𝑠𝑖𝑚 = 𝑅𝐿𝑅𝐿 + 𝑟𝑜
𝐴0
𝐴0𝑠𝑖𝑚:シミュレーション値 𝐴0:実際の直流利得 𝑅𝐿:負荷抵抗(20kΩ) 𝑟𝑜:オペアンプの出力抵抗
AC解析結果
2015/12/4 16
位相余裕 68°
直流利得 149.77dB
カットオフ周波数4.5Hz
ユニティゲイン周波数112.5MHz
17
スルーレート 評価回路
2015/12/4
スルーレート 評価回路
評価する値 立ち上がりまたは立ち下がりスルーレートのどちらか小さい方
要件 ・出力電圧波形の立ち上がり 及び立ち下がりがそれぞれ 一つのみ ・出力電圧は100μs以内に収束 し、収束した後の出力電圧が 入力電圧の2.04倍以下
18
過渡解析結果
2015/12/4
立ち上がり87.8V/us
立ち下がり78.1V/us
部門1 評価結果
2015/12/4 19
評価項目 結果
スルーレート 6.1763e+07 V/s
消費電流 3.0520e-04 A
同相入力範囲 9.7333e+01 %
直流利得 1.7834e+02 dB
スコア 1.6271e+22
感想 • 実際に自分の手を動かして回路設計を行うことで、より理解を深めることができました
• 理解と共に回路設計の面白さだけでなく、設計する難しさに気付かされました
• 来年度は他の部門にも挑戦したいです
2015/12/4 20
演算増幅器設計コンテスト事務局の皆様
協賛されている企業の皆様 新日本無線株式会社 第一設計部の皆様
厚くお礼申し上げます
謝辞
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1800k�
200k�
250k�
50k�
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演算増幅器設計コンテスト部門2 2位部門3 1位部門4 2位
東京理科大学 理工学研究科
電気工学専攻 兵庫研究室
修士1年 芝内進
部門2 評価式・設計方針
• 利得の要件は40dB以上• 消費電力・出力抵抗を重視
2
入力換算雑音×出力抵抗×消費電力
位相余裕×利得帯域幅積
� 評価式
部門2 提出回路
• vdd=0.9V, vss=-0.9V• バルク pmos:ソース端子,nmos:vss 3
利得段 出力段バイアス回路
M1 M12
R0
V1
M17 M16
V2
M0
M23
M3
M4 M5
M26 M20
M24
M8
M9
M10
M21
M15
M19
M22C0
inp inn
V1 V1
V1
V3
V3
V2
V2
V1
vdd
vss
out
0.27/2.7 0.27/2.7
4.4/1
60/160/1
1.6/11.6/1
8/1.5 2.4/1.2 100/0.18
15/0.7 15/0.7
1.4/0.18 1.4/0.18
55/2.5
1.5/1
20/0.3
0.28/2.1 15/2.52pF
部門2 バイアス回路
vgs17=vgs16にするとvds1=vds12
精度を落とすことなく電流をミラーできる
4
M1 M12
R0
V1
M17 M16
V2
M0
vdd
vss
� カスコードカレントミラー
部門2 利得段
� 差動増幅回路利得要件:40dB以上
通常の差動増幅回路では利得要件を満たせない
pmosのみをカスコード_差動利得43dB
5
M23
M3
M4 M5
M26 M20
M24
C0
inn
V1 V1
vdd
vss
部門2 出力段
Flipped Voltage Follower(FVF)
6
vdd
vss
M2
M1
M3
vi
vo
vb
1≈Argg
1=R v
o1m2m1out
Super Source Follower
vdd
vss
vi
vo
vb1
vb2
M0
M2
M1
M3
部門2 出力段
7
0
カスコード→出力抵抗を下げる
vdd
vss
vi
vo
vb折り返す
M8
M9
M10
M21
M15
M19
M22
V3
V1V1
V2
V2
out
vdd
vss
部門2 評価結果
• 設計方針通り消費電力,出力抵抗を低減できた
8
消費電力 4.9999e-05 [W]
出力抵抗 1.6065e-01 [Ω]
入力換算雑音 2.6496e-03 [V]
利得帯域幅積 2.8627e+07 [Hz]
位相余裕 5.5703e+01 [deg]
スコア 1.4985e+21
部門3 評価式・設計方針
� 同相除去比(CMRR)
差動利得:Ad同相利得:Ac 小さくする
9
電源電圧×消費電流×占有面積
同相除去比×位相余裕
� 評価式
c
d
AA
=CMRR
部門3 提出回路
10
バイアス回路 利得段 出力段
• vdd=1.2V, vss=-1.2V• バルク pmos:ソース端子,nmos:vss
M20 M19
R0
V1M21
V2
M18 M0
M10 M11
M12
M13
M6
M8
M23
M22
inpinn
vdd
vss
out
V1M9
M14
M15
M16
M17V2
V2
V1
V10.75/1
2.5/1 2.5/1
9.5/1 18/1
10.3/1
2/0.18 2/0.18
9.2/1 9.2/1
9.2/1 9.2/1
10/1 10/1
5/1 5/1
8.6/1
2.4/1
C0 1pF
部門3 利得段
� フォールデッドカスコードアンプ_低電圧動作向き
11
M0
M10 M11
M12
M13
M6
M8
inpinn
vdd
vss
V1M9
M14
M15
M16
M17
V2
V1
V1
電流源をカスコード→出力抵抗が増大
同相利得が小さくなる→CMRRが増大
0
部門3 評価結果
12
位相余裕 7.3748e+01 [deg]
占有面積 1.5663e+03 [μm2]
消費電流 7.0992e-05 [A]
同相除去比 2.7196e+02 [dB]
電源電圧 2.4000e+00 [V]
スコア 1.0951e+16
部門4 評価式・設計方針
13
位相余裕×出力電圧範囲×電源電圧変動除去比
� 評価式
差動利得をあげる→電源電圧変動除去比を改善
部門4 提出回路
14
バイアス回路 利得段 出力段
• vdd=1.5V, vss=-1.5V• バルク pmos:ソース端子,nmos:vss
inp inn
M10
M13 M12
M28
M0
M3 M4
M5 M6
M1 M2
M7 M8
M29
M30M31
M32 M33
M34 M35
M36 M37
M20
M21C30 C29
C10
C9
C22 C21
R24
R23R25
R26
R0
Va
Va
Vb
Vb
VbVa
out
vdd
vss
V1V2
V1V1
V2 V2
9.7/1
9.4/1
0.54/1 0.54/1
48/1
23/1 23/1
23/1 23/1
6/1 6/1
0.82/1 0.82/1 0.94/1
100/1
部門4 評価結果
15
電源電圧変動除去比 1.7373e+02 [dB]
出力電圧範囲 7.9667e+01 [%]
位相余裕 6.5728e+01 [V]
スコア 2.5441e+12
感想
16
• 回路を見直してみると不適切な箇所がまだまだあるため、来年に活かそうと思います
• 演算増幅器の勉強をできる良い機会を頂き、とても勉強になりました
演算増幅器設計コンテスト部門1 1位部門2 1位部門3 2位部門4 1位
東京理科大学 理工学研究科
電気工学専攻 兵庫研究室
修士2年 佐藤 智朗
目標◆昨年の自分のスコアを更新する
2
発表順番
1.部門1,部門42. 部門23. 部門3
部門1 部門2 部門3 部門4昨年 1位 3位 2位 1位今年 1位 1位 2位 1位
部門1
3
部門1評価式
消費電流
直流利得同相入力範囲スルーレート
昨年の目標:青
今年の目標:赤
スルーレートの改善
部門4
4
部門4評価式位相余裕出力電圧範囲電源電圧変動除去比
dd
dVDD A
APSRR ss
dVSS A
APSRR
正電源側 負電源側
・差動利得を上げることにより両電源のPSRRの向上
部門1の回路を利用
昨年の復習
5
・できるだけ少ない段数で利得をとる
レギュレーテッドカスコードの利用
レギュレーテッドカスコード回路
6
M2
M1
-A
vout
122 oomout rrgAr
出力抵抗を補助アンプの利得倍だけ向上
部門1、部門4提出回路
7
Vdd
Vss
vref
va
vb
vd
vc
vf
veinp inm
Vdd
Vss
Vss
Vdd
VddVdd
Vss
out
vc
a b
c d
g
h
inm2 inp2
e f
vcm
vrefinm2
vc
vcmva
inp2
Vdd Vdd Vdd Vdd
Vss Vss Vss Vss
e
vb
vf
ve
vd
vcvc
vd
ve
vf
vb
f va
vb
vf
ve
vd
g h
vd
ve
vf
vb
va
a b c d
vaM121
M122
M5
M4
M3
M9
M1 M2
M8
M0
M7
R0M13
M15
M11
M30M24 M23
M21 M19
M20 M22
M32 M29
M72M73 M38
M113M114
M18
M119
M123
R7
C4
M102
M132
M133
M115
M140
M141
C0 C1 C2 C3
M124
M131
M130
M134
M139
M142 M80
M138
M135
M129
M128
M63 M125
M126
M127
M136
M137
M67
バルクを省略している場合はすべて電源電圧
M119 : 16u/1uM123 : 35u/0.18u
M114,M113 : 0.61u/1uM38 : 0.33u/0.18u
M18 : 1.23u/1u
M125,M126,M127,M128,M129,M131,M130,M132,M133 : 0.93u/1u ,1.85u/1uM136,M137,M135,M138,M134,M139,M142,M115,M140,M141 : 0.31u/1u , 0.62u/1uM67,M80 : 2.8u/1u ,5.6u/1u
M102,M124 : 16.6/1u
M72,M73,M32,M29 : 9u/1u ,12u/1uM20,M22 : 3u/1u ,4.5u/1uM21,M19 : 3.7u/1u , 3.7u/0.5uM30 : 7.4u/1uM24,M23 : 1u/0.18u ,3.5u/0.18uM121 : 1.85u/1u
M122 : 0.4u/2u
M5 :1.85u/1uM4,M7,M3,M0 : 4.17u/1uM9,M8 ; 5.2uM1,M2 : 0.58u/1u
M13 : 0.34u/1uM15 : 2u/1u
M11 : 0.58u/1uC4:0.5pR7:10k
R0 :140k
C0,C1,C2,C3 ; 0.3p , 0.4p
出力段CMFB
補助アンプ
入力段
バイアス回路
Vdd=1.5VVss=-1.5V
・黒字は部門1の素子値・赤字は部門1から部門4の変更箇所
去年の部門1、部門4提出回路の工夫点
8
◆レギュレーテッドカスコードのメインアンプにはフォールデッドカスコード、補助アンプにはトリプルカスコードを用いることにより利得を向上
◆スルーレート、消費電流対策にメインアンプには大きい電流を流し補助アンプは電流を小さくする
◆レギュレーテッドカスコードにより利得は十分なので出力段にはソースフォロワを用いる
周波数特性
9
-50
0
50
100
150
200
-400
-300
-200
-100
0
100
0.1 10 1000 105 107 109
Gain Phase
Gai
n[dB
]
Phase[deg]
Frequency[Hz]
直流利得:176dB位相余裕:68°消費電流:151μ A
スルーレート
10
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
0 1 10-5 2 10-5 3 10-5 4 10-5 5 10-5 6 10-5 7 10-5 8 10-5
Vou
t[V]
t[msec]
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
0 1 10-5 2 10-5 3 10-5 4 10-5 5 10-5 6 10-5 7 10-5 8 10-5
Vou
t[V]
t[msec]
立上がり:7.35×107V/s 立下がり:1.55×108V/s
電源電圧変動除去比(PSRR)
11
-50
0
50
100
150
200
0.1 10 1000 105 107 109
PS
RR
[dB
]
Frequency[Hz]
-50
0
50
100
150
200
0.1 10 1000 105 107 109
PS
RR
[dB
]
Frequency[Hz]
Vdd側:180dB Vss側:182dB
結果
12
スルーレート[V/s]
消費電流[A]
同相入力範囲
[%]
直流利得[dB]
スコア
7.4112×107
1.5094×10-4
100 196.55 3.3005×1023
電源電圧変動除去比[dB]
出力電圧範囲[%]
位相余裕[deg]
スコア
180.76 53 65.791 3.8058×1012
部門1
部門4
スルーレート
13
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
0 1 10-5 2 10-5 3 10-5 4 10-5 5 10-5 6 10-5 7 10-5 8 10-5
Vou
t[V]
t[msec]
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
0 1 10-5 2 10-5 3 10-5 4 10-5 5 10-5 6 10-5 7 10-5 8 10-5V
out[V
]
t[msec]
立上がり:7.35×107V/s 立下がり:1.55×108V/s
立上がりのスルーレートが遅い
スルーレート
14
inp inm
Vdd
Vss
Vdd
vc
a b
c d
e f
vcmva M30
M24 M23
M21 M19
M20 M22
M32
M73Ipush:弱い
Ipull:強い
検討回路
15
inp inm
Vdd
Vss
Vdd
vc
a b
c d
g
h
inm inp2
e f
vcmva M30
M24 M23
M21 M19
M20 M22
M32 M29
M72M73
vc
e f
inpM149 M148
M150
追加
nMOS入力によりスルーレートを強化gmが2倍になることで利得を約6dB向上
全体の回路図
16
Vdd
Vss
vref
va
vb
vd
vc
vf
veinp inm
Vdd
Vss Vss
Vdd
Vdd Vdd
Vss
out
vc
a b
c d
g
h
inm2 inp2
e f
vcm
vrefinm2
vc
vcmva
inp2
Vdd Vdd Vdd Vdd
Vss Vss Vss Vss
e
vb
vf
ve
vd
vcvc
vd
ve
vf
vb
f va
vb
vf
ve
vd
g h
vd
ve
vf
vb
va
a b c d
vaM121
M122
M5
M4
M3
M9
M1 M2
M8
M0
M7
R0M13
M15
M11
M30
M24 M23
M21 M19
M20 M22
M32 M29
M72M73 M38
M113M114
M18
M119
M123
R7
C4
M102
M132
M133
M115
M140
M141
C0 C1 C2 C3
M124
M131
M130
M134
M139
M142 M80
M138
M135
M129
M128
M63 M125
M126
M127
M136
M137
M67
バルクを省略している場合はすべて電源電圧
vc
e f
inpM149 M148
M150
Vdd=1.5VVss=-1.5V
周波数特性
17
直流利得:182dB位相余裕:56°消費電流:150μ A
-50
0
50
100
150
200
-400
-300
-200
-100
0
100
0.1 10 1000 105 107 109
Gain Phase
Gai
n[dB
]
Phase[deg]
f[Hz]
スルーレート
18
立上がり:1.01×108V/s 立下がり:2.46×108V/s
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.99998 1 1.00002 1.00004 1.00006 1.00008 1.0001
V out[V
]
t[msec]
去年
今年
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
2 2.0000042.0000082.0000122.000016 2.00002 2.000024
V out[V
]
t[msec]
今年
去年
部門4結果
19
昨年
今年
電源電圧変動除去比
[dB]
出力電圧範囲[%]
位相余裕[deg]
スコア
180.76 53 65.791 3.8058×1012
183.6 60 64.8 5.8968×1012
部門1結果
20
昨年
今年
スルーレート[V/s]
消費電流[A]
同相入力範囲[%]
直流利得[dB]
スコア
7.4112×107
1.5094×10-4
100 196.55 3.3005×1023
1.0797×108
1.5043×10-4
100 203.75 1.1053×1024
部門2
21
部門2評価式
入力換算雑音出力抵抗消費電力
位相余裕利得帯域幅積
2
昨年の目標:青
今年の目標:赤
昨年の復習
22
過去のコンテストにおいて用いられている手法・スーパーソースフォロワ・スーパーソースフォロワ+負帰還アンプ
Flipped voltage followerを利用
Flipped voltage follower(FVF)
23
out
vbias
M1
M0
M2
vin
FVF
out
vbias
M1
M0
M2
vin
vbia2
M3
スーパーソースフォロワ
0120
1
oommout r//rggr
0130
1
oommout r//rggr
FVFの方が電流パスが1本少ないのにも関わらずスーパーソースフォロワと同程度の出力抵抗
フォールデッドカスコード型FVF
24
out
vbias
M1
M0
M2
vin
0120
1
oommout r//rggr
out
vbias
M1
M0
M2
vin
vbias3
vbias2 M3
M4
out
vbias
M1
M0
M2
vin
vbias3
vbias2
vbias4
M3
M4
M5
折り返す カスコード化
420
1
ommout rggr 54413320
1
oomoommmout rrg//rrgggr
部門2提出回路
25
Vdd
Vss
inp
Vdd
Vss
outinm
nmosのバルクは全てVss
vb
vavd M4 M7
M2M1M3
R0 : 40k
M5vd
M18
M8 M9vc
vb
M12M16
M17 M13
M19 M6
vc vc
vb
va
vd
M21
M0
M14
M20 M23
M10
M11
C2
M11 : 20u/0.18uM10: 61u/0.18uM23 : 0.47u/1u
M20 : 17u/0.2uM21 : 0.47u/1uM0 : 0.75u/1u
M14 : 0.38u/1uM18 : 6u/0.18uM6,M19 : 3u/0.18uM8,M9 : 12u/0.18uM12,M13M16,M17 : 3.74u/0.18u
M4 : 0.33u/1uM7 : 0.52u/1uM1,M2,M3 : 0.35u/2u
M5 : 2.5u/1u
R0
C2 : 0.1p
バイアス回路 入力段 出力段
Vdd=1.0VVss=-1.0V
部門2提出回路の工夫点
26
◆FVFをフォールデッドカスコード化により出力抵抗を低減
◆入力段にカスコード回路を用いることにより利得の要件である40dBを達成
◆できる限り電流をしぼり、消費電力を削減
周波数特性
27
-50
0
50
100
150
200
-400
-300
-200
-100
0
100
0.1 10 1000 105 107 109
Gain Phase
Gai
n[dB
]
Phase[deg]
Frequency[Hz]
直流利得:50dB位相余裕:60°消費電力:214μ W利得帯域幅積:300MHz
出力抵抗:0.55Ω(フォールデッド型FVF):0.21Ω(カスコードカスコード型FVF)
結果
28
消費電力[W]
出力抵抗[Ω]
入力換算雑音
[V]
利得帯域幅積
[Hz]
位相余裕[deg]
スコア
2.0155×10-4
0.21421 2.0478×10-2
3.0986×108
62.643 1.0893×1020
部門2
昨年の反省点
29
・コンテストの出力抵抗の最小値は0.1Wであり、あと半分にできる
・位相補償を雑に行なってしまった順位の降格
・1位の人に比べて消費電力が倍近く大きい
今年のFVF
30
out
vbias
M1
M0
M2
vin
vbias3
vbias2
vbias4
M3
M4
M5
54413320
1
oomoommmout rrg//rrgggr
out
vbias
M1
M0
M2
vin
vbias3
vbias2
vbias4
M3
M4
M5
M6vbias5カスコード化
54420
1
oommmout rrgggr
・出力抵抗を昨年より半分に可能
FVFの消費電力
31
out
vbias
M1
M0
M2
vin
vbia2
M3
out
vbias
M1
M0
M2
vin
vbias3
vbias2 M3
M4
SSFFVF出力電圧範囲
dsoutdsDD VVVV 2 dsgsoutdsDD VVVVV
SSFよりFVFのほうが低電圧動作が可能
全体の回路図
32
Vdd=0.8VVss=-0.8V
Vdd
Vss
inp
Vdd
Vss
outinm
nmosのバルクは全てVss
vb
vavd M4 M7
M2M1M0
R0M3vd
M18
vb
M12M16
M17 M13
M19 M6
vb
vd
va
vd
M21
M5
M14
M20
M10
M11
vb
M15
C2
周波数特性
33
直流利得:42dB位相余裕:65°消費電力:53μ W利得帯域幅積:48MHz
出力抵抗 :0.1Ω(カスコードカスコード型FVF)
-40
-20
0
20
40
60
-400
-300
-200
-100
0
100
0.1 10 1000 105 107 109
Gain Phase
Gai
n[dB
]
Phase[deg]
f[Hz]
結果
34
部門2
消費電力[W]
出力抵抗[Ω]
入力換算雑音
[V]
利得帯域幅積
[Hz]
位相余裕[deg]
スコア
2.0155×10-4
0.21421 2.0478×10-2
3.0986×108
62.643 1.0893×1020
5.3655×10-5
0.1 6.0737×10-3
48×107 65.17 1.7889×1021
昨年
今年
電源電圧消費電流占有面積
同相除去比位相余裕
部門3
35
部門3評価式
昨年の目標:青
今年の目標:赤
昨年部門3提出回路
36
Vss
Vdd
inp inm
Vdd Vdd
Vss
VssVdd
Vss
va
vc
vb
vd
R1M3
M0M2
M4M6
M5 M1
M7
M8
M17 M16vf
vc
vd
va
M10 M11
M18M21
M14 M12
M13M15
ve vo
vo vevc
va va
vfM48
M49 M50 M51M52
M46M47 M69va
M75 M76
M89 M88
M87M86
M72 M71
vb
vc
R11 R12
C0 C1
M82
M81
va
out
vo ve
M82 : 10u/0.5uM81 : 15u/0.2uM69 : 10u/1u
M75,M76 : 2.2u/0.2uM88,M89 : 4u/0.2u
M71,M72M86,M87, : 2.4u/0.5uR11,R12 : 10kC0,C1 : 0.1p
M46,M47 : 3.7u/1uM49,M50,M51,M52 : 0.37u/0.2uM48 : 2.6u/1u
M12,M13,M14,M15 : 5.3u/0.2uM18,M21 : 1.5u/0.2uM16,M17 : 7.8u/0.2u
M10,M11 : 1.7u/0.2uM8 : 20u/2u
M3 : 3u/1u
M0,M1,M2 : 5.2u/1uM7 : 13.8u/1uM4,M6 : 7.4u/1uR1 : 5k
M5,1.15u/2u
入力段1入力段2CMFB 出力段
バイアス回路
Vdd=1.2VVss=-1.2V
部門3提出回路の工夫点
37
◆完全差動を用いて差動回路を2段にし、CMRRを向上
◆テール電流源となるトランジスタのLを大きくするc
d
AACMRR
周波数特性
38
-50
0
50
100
150
-400
-350
-300
-250
-200
-150
-100
-50
0
0.1 10 1000 105 107 109
Gain Phase
Gai
n[dB
]
Phase[deg]
Frequency[Hz]
直流利得:125dB位相余裕:75°消費電流:330μ A
CMRR
39
CMRR:215dB-50
0
50
100
150
200
250
0.1 10 1000 105 107 109
CM
RR
[dB
]
Frequency[Hz]
結果
40
部門3位相余裕[deg]
占有面積[μm2]
消費電流[A]
同相除去比[dB]
電源電圧[V]
スコア
80.405 634.75 3.2791×10-4
204.93 2.4 2.18393×1012
改良点
41
Vdd
Vss
M69va
M75 M76
M89 M88
M87M86
M72 M71
vb
vc
vo ve
va2M43
カスコード化
Vdd
Vss
M69va
M75 M76
M89 M88
M87M86
M72 M71
vb
vc
vo ve
・テール電流源の出力抵抗を強化
全体の回路図
42
Vdd=1.2VVss=-1.2V
周波数特性
43
直流利得:100dB位相余裕:81°消費電流:350μ A
-100
-50
0
50
100
150
-400
-300
-200
-100
0
100
0.1 10 1000 105 107 109
Gain Phase
Gai
n[dB
]
Phase[deg]
f[Hz]
CMRR
44
-50
0
50
100
150
200
250
300
0.1 10 1000 105 107 109
CM
RR
[dB
]
f[Hz]
去年
今年
CMRRの最大値:250dB
結果
45
部門3
位相余裕[deg]
占有面積[μm2]
消費電流[A]
同相除去比[dB]
電源電圧[V]
スコア
80.405 634.75 3.2791×10-4
204.93 2.4 2.18393×1012
81.1169 783.65 3.4987×10-4
258.46 2.4 1.0331×1015
昨年
今年
感想
46
◆コンテストを通じて回路設計の楽しさを学ぶことができ、これからも回路設計についてさらに探求したいと思いました
◆今後も回路設計を楽しみつつ頑張りたい
演算増幅器コンテスト 試作の部 2位 山梨大学 佐藤研究室 修士1年 神谷彩斗
1
要件 •直流誤差10%以内 • -3dB帯域幅が10kHz以上 •最大入力電圧が±0.1V以上 •振幅±0.1Vの1kHz方形波を入力したときの出力電圧のスルーレートが1V/μs以上
2
上記4項を満たしたうえで消費電流の低減
設計コンセプト •まずは要件を満たす回路の製作
•消費電流を抑えるためパスの本数を減らす
•スルーレートを最低限にし消費電流を減らす
3
設計した回路
4
バイアス回路
入力段 出力段
設計した回路
5
MOSFET チャネル長L(μm) チャネル長W(μm) 抵抗 抵抗値(kΩ) 容量 容量値(pF)
M1 70 1.8 R1 40 C1 20
M2 70 1.8 Rs 200
M3 60 1.8 Rb1 225
M4 60 1.8
M5 10 1.8
M6 10 1.8
M7 20 1.8
M8 20 1.8
M9 60 1.8
M10 80 1.8
M11 60 1.8
M12 36 1.8
M13 55.5 1.8
M14 25 1.8
M15 100 1.8
M16 100 1.8
M17 3.6 84
M18 3.6 84
M19 9 18
M20 9 18
M21 3.6 1.8
M22 3.6 9.8
M23 36 18
M24 9 1.8
設計ポイント
6
増幅段を最低限にし、 増幅率を大きくしたい
差動入力すべてをカスコード接続
設計ポイント
7
バイアス回路のパスをなるべく減らす
Rsの抵抗値を大きくして 流れる電流を小さくする
設計ポイント
8
出力に付加される1nfの容量をドライブさせる 電流を流す必要がある
A級増幅回路だと定常電流が大きく流れてしまう
必要な時に電流を大きく流せるAB級増幅回路 を用いる
but
-1.5
-1
-0.5
0
0.5
1
1.5
2
5.4 5.5 5.6 5.7 5.8 5.9 6 6.1
電圧
(V)
時間(ms)
スルーレートのシミュレーション結果
9
1.44V/μs
スルーレートをできるだけ小さくし消費電流を小さくする
1.22V/μs
測定方法
10
今年度の試作の部の測定方法に従って測定を行った
KENWOOD PR18-1.2A
Agilent Technologies DSO5034A
電源として使用 測定用オシロスコープ
帯域幅
11
入力周波数(kHz) 入力電圧(mV) 出力電圧(V) 増幅率(倍) 増幅率(dB) 0.1 115.07 1.0393 9.03 19.12
1 111.12 1.0385 9.35 19.41
10 111.12 1.0309 9.28 19.35 100 111.12 1.04 9.36 19.42 300 112.93 1.0942 9.69 19.73 400 112.93 1.1897 10.53 20.45 430 110.93 1.2422 11.20 20.98 500 111.9 1.5475 13.83 22.82 530 111.89 1.4187 12.68 22.06 600 112.09 1.2399 11.06 20.88 700 112.2 1.0464 9.33 19.39 800 112.59 0.90173 8.01 18.07 890 112.49 0.79822 7.10 17.02 900 112.52 0.78817 7.00 16.91
1000 112.93 0.70175 6.21 15.87
890kHzで-3dB帯域幅となる
スルーレート
12
立ち上がり 立下り
1.44V/μs 1.88V/μs
測定結果
13
測定項目 備考 測定結果 単位
直流利得 十分低い周波数の利得 9.86 倍
帯域幅 直流利得から-3dBとなる周波数 890 kHz
最大入力電圧 0.24 V
スルーレート 立ち上がり時 1.44 V/μs
立ち下がり時 1.88 V/μs
消費電流 入力端子接地時 230.1 μA
要件は全て満たしている
消費電力が大きくなってしまった
まとめ • 要件を満たす回路の作成ができた
• 消費電流の低減を工夫することできた
• 全てのMOSFETが飽和領域で動作できるアスペクト比を定めることが非常に難しかった
14
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