59전자기술 | 2013•04

TECHNICAL REPORT

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nica

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EE

자동차의 배터리 전압은 보통 9V에

서 18V까지, 또는 심지어 6V 이하에

이르기까지 넓은 범위를 지닌다. 일부

애플리케이션에서는 모든 배터리 전압

범위에서 연속 12V가 필요하며 스타트

스톱 기능을 위해서도 파워 서플라이

가 5V 출력을 일정하게 유지할 필요가

있다.

이러한 애플리케이션에서는 선형 레

귤레이터, 벅(buck) 회로 및 부스트

(boost) 회로가 사용될 수 없으며, 스

텝업/스텝다운 파워 서플라이가 필요

하다. 자동차 시스템에서 가장 인기있

는 스텝 업/스텝 다운 회로는 Sepic

(Single Ended Primary Inductor

Converter)이다. Sepic은 그림 1과 같

이 공통 파워 스위치를 가진 부스트 및

벅 부스트로 구성되어 있다.

Sepic의 동작

S1이 ON 상태이면 인덕터 L1이 VIN

그림 1. Sepic의 구조

VIN

VIN

VO

VIN

SEPIC

부스트벅-부스트

-+

+

+

+

-

-

+

-

에 의해 충전되고, 인덕터 L2는 커패시

터 C1에 의해 충전되며 출력 커패시터

CO에 의해 부하 전류가 공급된다. S1이

ON 상태일 때 L1의 전압은 VIN과 같

고, 전압 L2는 전압 C1과 같다.

S1이 OFF 상태일 때 인덕터 L1과 인

덕터 L2는 방전되며 L1 전류가 C1, CO

를 충전시켜 부하 전류를 공급한다. L2

전류는 CO를 충전시키며 부하 전류를

공급한다. S1이 OFF 상태일 때 L1 전

압은 VIN-VC1-VO와 같고, L2 전압은

NCV8871을 이용한 Sepic 회로 설계

최근에는 자동차 시스템에서 점점 더 많은 전자 장치들이 사용되고 있는데, 이것은 파워서플라이에 더 많은

요구사항, 예를 들면 더 높은 출력 전류나 다양한 출력 전압 등이 요구된다는 것을 의미한다. 자동차 시스템

에서 가장 인기있는 파워 서플라이는 선형 레귤레이터와 스텝다운 스위칭 레귤레이터(벅), 스텝업 스위칭 레

귤레이터(부스트)이다.

Zhen LiON 온세미컨덕터

60

Technical Report NCV8871을 이용한 Sepic 회로 설계

VO와 같다.

그림 4는 인덕터 전류 및 전압 파형

을 나타낸 것이다.

전압-시간 평형 원리에 따르면 다음

과 같은 값들을 얻을 수 있다.

① 인덕터 L1의 경우

그림 2. S1이 ON 상태일 때 sepic의 동작

IL1

VOROCOVIN

CIN

VL1

L1

S1

L2

IC1

VD1

ID1

IL2

IL1

IS1

VC1

VL2VS1

C1D1

+

-

+ -

- +

+

++

-

-

-

IL2

그림 4. 인덕터의 전압 및 전류 파형

IO

VL1

VL2

IIN

IL1

IL2

VO-VC1

VIN

Control Signal of S1

VIN-VC1-VO

그림 3. S1이 OFF 상태일 때 sepic의 동작

VOROCOVIN

CIN

VL1

L1

S1

L2

IC1

VD1

ID1

IL2

IL1

IS1

VC1

VL2VS1

C1

D1

+

-

+ -- +

+

++

-

-

-

IL1IL2

61전자기술 | 2013•04

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(1)

② 인덕터 L2의 경우

(2)

여기서 D는 듀티 사이클이다(0 ＜ D

＜ 1). 식 (1)과 식 (2)를 합치면 다음과

같다.

(3)

(4)

식 (3)에 의하면 VO는 VIN보다 높거

나 낮을 수 있는데, 이것은 스텝 업이

나 스텝 다운 모두 Sepic에 사용할 수

있다는 것을 의미한다.

그림 1에는 별도로 두 개의 인덕터가

있다. 그리고 그림 5와 같이 Sepic에서

는 결합 인덕터도 괜찮다. 결합 인덕터

의 인덕턴스는 개별 인덕터의 절반이

될 수 있으며, 결합 인덕터를 갖고 있

는 Sepic의 경우, 공간을 덜 차지하면

서도 더 높은 효율을 갖게 된다.

Sepic의 회로 설계

최악의 Sepic 입력 전압은 최소 입력

전압이다. 그러므로 최소 입력 전압에

서 설계를 시작한다.

1. 최대 듀티 사이클 계산

여기서는 효율을 고려하지 않는다.

회로가 CCM(Current Continues

Mode)에서 동작한다고 가정했을 때

최대 듀티 사이클은 다음과 같다.

(5)

여기서 VF는 다이오드 D1의 순방향

전압이고 VIN_MIN은 최소 입력 전압이다.

2. 최대 입력 전류 계산

(6)

여기서 η는 VIN_MIN에서 구한 효율

이다.

3. 인덕터 전류의 리플 계산

일반적으로 인덕터 전류의 리플은

최대 입력 전류의 20~40%이다. 그 비

율이 ‘r’로 되도록 설정한다.

(7)

4. 인덕터의 인덕턴스 계산

개별 인덕터에 대해 그림 4를 따라

계산한다.

(8)

여기서, fS는 동작 주파수이다.

결합 인덕터에서 식 (9)와 같다.

(9)

또한, 그림 4에서 다음과 같은 식을

얻을 수 있다.

L1의 최대 DC 전류는 IIN_MAX 이다.

L1의 순간 최대 전류는 다음과 같다.

(10)

L2의 최대 DC 전류는 IO이다. L2의

순간 최대 전류는 다음과 같다.

(11)

5. C1의 커패시턴스 계산

일반적으로 C1은 세라믹 커패시터

이다.

그림 6은 C1의 전류 및 전압 파형을

나타낸 것이다. C6에 의하면 IO는 다음

과 같다.

최소 입력 전압에서 C1은 식 (12)와

같다.

(12)

ΔVC1은 C1의 전압 리플이며 일반적

으로 최대 입력 전압의 5%이다.

VO

CO

D1

C1S1

L

1:1

RO

+

-

VIN

CIN

그림 5. Sepic 회로와 결합 인덕터

62

Technical Report NCV8871을 이용한 Sepic 회로 설계

6. 출력 커패시터의 선택

그림 7은 출력 커패시터의 전압 및

전류 파형을 나타낸 것이다. 출력 전압

리플은 두 부분으로 구성되어 있는데,

한 부분은 출력 커패시터의 ESR에 의

해 발생되고 다른 부분은 출력 커패시

터의 커패시턴스에 의해 발생된다. 그

그림 6. C1의 전류 및 전압 파형

Control signal of S1

IIN

-IO

VC1_AC

IC1

그림 7. CO의 전압 및 전류 파형

Control signal of S1

IIN

-IO

IC0

IL1＋IL2－IO

VCo_Cap_AC

Vco_ESR_AC

림 7에 의하면 다음과 같다.

① 커패시턴스에 의한 출력 전압 리플

(13)

② ESR에 의한 출력 전압 리플

(14)

③ 총 출력 전압 리플

계산을 간단하게 하기 위해 총 출력

전압 리플을 다음과 같이 생각할 수

있다.

(15)④ CO 전류의 RMS 값

전류 리플은 고려하지 않는다.

(16)

7. MOSFET의 선택

그림 8은 S1의 전압 및 전류 파형을

나타낸 것이다. S1의 최대 전압은

VIN_MAX＋VO 이고, S1의 순간 최대 전류

는 IIN_MAX＋IO＋ΔI이다. 전류 리플을

무시했을 때 VIN_MIN에서 S1의 RMS는

식 (17)과 같다.

(17)

S1의 전도 손실은 다음과 같다.

(18)

여기서, RDSON은 드레인-소스의 저

항(On Resistance)이다. 또한 S1의

스위칭 손실은 식 (19)와 같다.

(19)

여기서 tON은 S1 턴온 타임, tOFF는 S1

턴오프 타임인데 이것은 S1의 QGD로

구할 수 있다(QGD는 게이트-드레인 전

하이다).

(20)

63전자기술 | 2013•04

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그림 8. S1의 전압 및 전류 파형

Control signal of S1

IIN+IO

IS1

VS1VIN+VO

그림 9. D1의 전압 및 전류 파형

Control signal of S1

IIN+IO

ID1

VD1

VIN+VO

(21)

여기서 ISRC는 드라이버의 소싱 전류

(Sourcing Current), ISINK는 드라이

버의 싱킹 전류(Sinking Current)

이다.

8. 다이오드의 선택

그림 9는 다이오드 D1의 전압 및 전

류 파형을 나타낸 것이다. 순간 최대

전류는 IIN＋IO＋ΔI이며 최대 평균 전

류는 IO, 최대 역방향 전류는 VIN_MAX＋

VO이다. 다이오드의 전력 손실은 식

(22)와 같다.

(22)

NCV8871을 기반으로 한

설계 사례

NCV8871은 외부 N채널 MOSFET

을 구동시키며 조정 가능한 출력 비동

기식 부스트 컨트롤러이다. 이 소자는

내부 기울기 보정 기능과 함께 순간 최

대 전류 모드 컨트롤을 이용한다.

또한 NCV8871은 3.2V~40V의 넓

은 입력 범위와 45V 부하 덤프(Load

Dump)에서 동작한다. 주파수, 전류

제한 트립 전압(Trip Current), 기울기

보상 및 일부 다른 파라미터들은 고객

의 필요 조건에 따라 공장에서 프로그

램될 수 있는데, 이 칩은 부스트나

Sepic 혹은 플라이백을 위해 구성되기

도 한다. 이 설계 예는 다음과 같다.

•입력 전압 범위 : 8~18V

•출력 전압 : 12V

•출력 전류 : 2A

•주파수 : 170kHz, 전류 제한 트립

전압 : 400mV, 드라이버 소싱 전류

: 800mA, 드라이버의 싱킹 전류 :

600mA, 게이트 구동 전압 : 10.5V

의 파라미터들을 가진 NCV887100

사용

1. 최대 듀티 사이클 계산

(23)

여기서 다이오드의 순방향 전압은

0.5V가 되어야 한다.

2. 최대 입력 전류 계산

(24)

VIN_MIN의 효율은 85%라고 평가된다.

3. 인덕터 전류의 리플 계산

(25)

전류 리플을 최대 입력 전류의 30%

로 설정한다.

4. 인덕터의 인덕턴스 계산

결합 인덕터를 사용하면 식 (26)과

같이 된다.

(26)

인덕터의 순간 최대 전류는 식 (27)

64

Technical Report NCV8871을 이용한 Sepic 회로 설계

과 같다.

(27)

인덕턴스가 9.8μH보다 높고 각 권

선의 최대 DC 전류가 3.5A보다 높으

며 각 권선의 포화 전류가 4.05A보다

높은 결합 인덕터를 선택하자. wurth

744873100을 예로 들면, 인덕턴스는

10μH이고 각 권선의 최대 DC 전류는

3.81A, 각 권선의 포화 전류는 7.2A,

DCR(Direct Current Resistance)은

36mΩ이다.

5. C1의 커패시턴스 계산

(28)

C1에서 두 개의 병렬 4.7㎌ 세라믹

커패시터를 사용한다. 그리고 부하 덤

프를 고려하여 정격 전압은 50V로

한다.

6. 출력 커패시터의 선택

세라믹 커패시터를 사용한다. ESR

에 의한 리플은 고려하지 않고, 출력

전압 리플이 200mV라고 하자.

(29)

CO에서 두 개의 병렬 22㎌ 세라믹 커

패시터를 사용한다. 정격 전압은 25V

이다.

7. MOSFET의 선택

부하 덤프를 고려할 때 S1의 최대 전

압은 52V이며, S1의 최대 순간 전류는

6.6A이다. MOSFET을 선택하자.

그림 10. NCV887100을 기반으로 한 12.2A Sepic 회로도

65전자기술 | 2013•04

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Onsemi, NVTFS5826NL, 최대 드

레인-소스 전압 60V, VGS＝10V에서

최대 드레인-소스 동작 저항은 24mΩ,

QGD는 4nC이다. 패키지는 u8FL 이다.

여기서 MOS 전류의 RMS 값은 식

(30)과 같다.

(30)

MOS의 전도 손실은 식 (31)과 같다.

(31)

MOS의 턴온/턴오프 시간을 구하면

다음과 같다.

그림 11. 그림 10의 설계도를 기반으로 한 Sepic 회로의 파형

Test Condition : VIN＝8V, VO＝12V, IO＝1A Test Condition : VIN＝8V, VO＝12V, IO＝1A

REFDES Description Package ManuFactory PN

L1 Coupled inductor, 10μH, IDC : 3.81A,ISAT : 7.2A, DCR＝36mΩ SMD Wurth 744873100

M1 MOSFET, 60V, 20A. 24mΩ@10Vgs, QGD＝4nC u8FL Onsemi NVTFS5826NL

D1 Schottky diode, 3A, 60V DPAK Onsemi MBRD360

U1 Boost controller SO8 Onsemi NCV887100

CINa Electrolytic capacitor, 100㎌, 50V

CINb Ceramic capacitor, 10㎌, 50V 1210

C1a, C1b Ceramic capacitor, 4.7㎌, 50V 1210

COa,COb Ceramic capacitor, 22㎌, 25V 1210

COC Electrolytic capacitor, 100㎌, 25V

C7 Ceramic capacitor, 1㎌, 16V 0603

C8 Ceramic capacitor, 1㎌, 50V 0805

C9 Not stuff 0603

C10 Ceramic capacitor, 100nF, 16V 0603

RS1, RS2, RS3 Current sense resistor, 120mΩ, 1W 2512

R1 Resistor, 1%, 90k 0603

R2, R4, R6 Resistor, 1%, 10k 0603

R3 Resistor, 5%, 0 0603

R5 Resistor, 1%, 3k 0603

표 1. 그림 10에 나온 설계도의 BoM 리스트

66

Technical Report NCV8871을 이용한 Sepic 회로 설계

(32)

(33)

MOS의 스위칭 손실은 다음과 같다.

(34)

MOS의 총 손실은 486＋131＝

617mW이다.

NVTFS5826NL의 접합부에서 주

변으로의 열 저항은 47℃/W인데, 이

것은 650mm2, 2 oz. Cu 패드를 이용

하여 FR4 보드 위에 표면실장되어 있

다. 그 값은 데이터시트에서 찾을 수

있다. 데이터시트를 참고해 보면 온도

상승값은 47×0.617 ≈ 29℃이다. 그

러므로 MOS가 TA＝85℃에서 동작할

때 접합 온도는 85＋29＝114℃인데,

이는 최대 정격 접합 온도보다 작다.

따라서 NVTFS5826NL은 이 애플리

케이션에 사용해도 된다.

8. 다이오드의 선택

다이오드의 순간 최대 전류는 6.6A

이고 다이오드의 평균 전류는 2A, 다

이오드의 최대 역전압은 52V이다(부

하 덤프 전압 고려).

여기서 다이오드를 선택하자.

Onsemi, MBRD360, 최대 드레인-

소스 전압 60V, 평균 순방향 정류 전류

3A이며 패키지는 DPAK이다. TJ＝

150℃, 2A 순방향 전류에서 일반적인

순방향 전압은 0.3V이다. 다이오드의

전력 손실은 식 (35)와 같다.

(35)

MBRD360(최소 패드 사이즈의 표

면실장형 권장)의 열 저항은 80℃, 온

도 상승은 0.6×80＝48℃이다. 그러

므로, TA＝85℃에서 다이오드의 접합

온도는 85＋48＝133℃인데 이는 다이

오드의 최대 동작 정격보다 낮다. 따라

서 MBRD360은 사용해도 된다.

9. 전류 제한 저항 설정

MOS의 순간 최대 전류는 순간 최대

전류 모드 컨트롤과 전류 제한을 만들

기 위해 감지된다. 전류 제한 문턱 전

압은 고객의 요구에 따라 공장에서 설

정될 수 있다.

NCV887100의 전류 제한 문턱 전압

은 400mV이다. MOS의 순간 최대 전

류는 6.6A이다. 일반적으로 전류 제한

값을 MOS의 순간 최대 전류보다

1.3~1.5배 더 높게 설정한다. 그러면

전류 제한값은 ICL＝10A가 된다. 전류

감지 저항은 식 (36)과 같다.

(36)

감지 저항을 통과하는 전류의 최대

RMS 값은 식 (37), 감지 저항의 전력

손실은 식 (38)과 같다.

(37)

(38)

전류 감지 저항을 만들기 위해서는

120mΩ의 저항, 2512 패키지, 1W 정

격 전력을 가진 세 개의 병렬 저항을 이

용한다.

온세미컨덕터는 최신 스마트폰 개발에 있어서 엔지니어들이 직

면한 설계 요구를 충족시키는 가변 RF 부품(TRFC)의 신제품군을

선보였다. 이 새로운 소자는 튜닝 범위, RF 품질 팩터(Q), 동작주파

수와 최적의 결합으로 기존의 고정된 접근에 비해 우월한 솔루션을

보여준다. 낮은 삽입 손실 수동식 가변 집적회로(PTIC)의 TCP-

30xx 제품군과 TCC-103 PTIC 컨트롤러 IC는 작아지는 안테나의

체적과 점점 증가하는 주파수 범위에 최적화할 수 있도록 조절된

다. 이 제품은 또한 헤드앤 핸드 효과 (Head And Hand Effect)를

극복하도록 해준다.

온세미컨덕터의 TRFC 제품 라인 부서 데이비드 랙스(David

Laks) 이사는 “엔드유저들이 소형이고 두께가 얇으며 속도가 빠른

핸드셋을 열렬히 원하고 있으므로 스마트폰 시장에서 설계에 대한

도전도 점차 커지고 있다”며, “이들 단말기에서 안테나 크기는 점점

작아지지만 데이터 양이 급속도로 증가함에 따라 신뢰성 있는 안테

나 성능이 필수가 됐다. 온세미컨덕터의 가변 RF 부품은 통신 사업

자가 3G와 4G LTE 네트워크를 확장하면서 스마트폰 하드웨어 설

계자들에게 요구하게 되는 다양하고 특수한 안테나 성능 요구를 만

족시킬 수 있는 우월한 솔루션을 제공한다”고 밝혔다.

News | 온세미컨덕터

안테나 성능 확보를 위한 소형 박막 스마트폰용 가변 RF 부품 출시