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Amplificadores de potencia de audio
n
Multiplicador de Vbe
Éste circuito opera alimentado por una fuente de corriente
BECE VRRV
+= 1
2
1
Tener en cuenta que VBE
depende de la corriente de
colector
Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1
BE2
1CE V
RRV
+= 1
( ) 121CE IRRV +=Zona corte
del transistor
Zona activa del
transistor
R1 = R2 = 1KΩ
Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1
21 RR =
y las resistencias R1 y R2
Impedancia del multiplicador
Ω10I
Vz 10mAI1
CE1
≈∆∆
≅ =
R1 = R2 = 1KΩ
Impedancia del multiplicador como sistema realimentado
( )( )( )
Ω8
RRRRRRgm
RRfa
zZ
1PI11O
1OOO ≈
+=
+= 1//////1
//1
2
mA10ICQ =
V0,4Agm /=
Ω750RPI =
300=β
V100VA =
KΩ10RO =
f
1R1f −=
ZOZO
a
Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia
Circuito utilizado para análisis por simulación
Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia
Ω10,8ZO =
Zona capacitiva
Zona inductiva
(La gráfica se obtuvo por simulación con R1=R2=1KΩ , I1=10mA e IALTERNA=0,1mA)
Zona resistiva
Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia
Circuito utilizado para análisis por simulación
Corrección con capacitor
Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia
Ω10,8ZO = Zona capacitiva
R1=R2=1KΩ I1=10mA IALTERNA=0,1mA C1=5nF, 10nF y 20nF
5nF
10nF20nF
Corrección con capacitor
Zona resistiva
Variación de la tensión del multiplicador con la temperatura R1 = R2 = 1KΩ
− 3,4mV/ºC37ºC
27ºC
Mejoramiento del multiplicador de VBE para independizarloaún más de la corriente de polarización
3CBE2
1CE RIV1
RRV −
+≅
Tener en cuenta que VBE
depende de la corriente de
colector
Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1
1KΩRR 21 ==
y la resistencia de colector R3
R3=0ΩR3=10Ω
R3=20Ω
R3=30ΩR3=40Ω
Estudio evolutivo de un amplificador de tensión orientado a su aplicación en amplificador de
potencia de audio
Amplificador de tres etapas
Sumador
Ganancia relativamente
baja
Ganancia relativamente
alta
Ganancia unitaria de tensión y muy alta de corriente
Baja excursión de tensión a la
salida
Alta excursión de tensión a la
salida
Amplificador de Tensión
Impedancia de salida muy baja
+
_Separador
Circuito analizado en la clase de Realimentación
La topología de la etapa de salida resulta poco eficiente en amplificadores de potencia
ETAPA DE SALIDA CLASE A
ETAPA DE GRAN AMPLIF. DE TENSIÓN
ETAPA DE COMPARACION(O SUMADOR)
• La realimentación permite estabilizar la polarización y la ganancia de tensión. También selogra relativamente alta impedancia de entrada, baja impedancia de salida y reducidadistorsión armónica.
• Se opera con doble fuente en serie (o fuente dividida) fijando el punto medio comomasa, lo que permite conectar directamente la carga sin capacitor de acoplamiento.
Amplificador de tres etapas con realimentación
Alta ganancia Separador
Sumador
BAJAZ
ALTAZ
X1
fPo
lariz
ació
n
Carga
Generador
Desa
copl
e CC
Fuente
La topología de etapa de salida mas comúnmente utilizada es clase B
Amplificador de tres etapas con realimentación total
ETAPA DE
SALIDA CLASE B
VO
VI
VI
VO
afa
VV
I
O
+≅
1
a
0f =
VO‘
‘aV
V
I
O ='
Slew Rate
Reducción del cruce por realimentación
Transferencia de la etapa de salida clase B
VO
VIVBE4 = 0,7V
VBE5 = - 0,7V
VCC+
VCC−
Sin corrección de cruce
Deformación de la señal de salida
VO
VI
VO
Distorsión armónica = 15% con Vi=3Vpico
Notar la presencia de armónicas altas, tanto pares como impares
Análisis espectral de la señal de salida
Transferencia de la etapa de salida clase B
VBEQ4
VBEQ5
Con corrección de cruce
ICQ4
ICQ5
VO
VI
VCC+
VCC−
VB4
VI
VI
VB5
VCEQ4 = -VCEQ5VCE
ICQ4Q
IC4
IC4MAX --IC5MAX
--IC5
--ICQ5
VBEQ4 = 0,6V = -VBEQ5
Polarización de los transistores con ICQ=1mA
t
VSP1=−VCE
t
IC4
ICIC5
Deformación de la señal de salida
VO
VI
Distorsión armónica = 2% , Vi=3Vpico, ICQ=1mA
Análisis espectral de la señal de salida
VO
Distorsión armónica = 2% con Vi=3Vpico
Notar una reducción relativa de las armónicas impares mas bajas
Polarizando los transistores con ICQ=1mA
VCEQ4 = -VCEQ5VCE
ICQ4Q
IC4
IC4MAX --IC5MAX
--IC5
--ICQ5
Polarización de los transistores con ICQ=100mA
t
t
IC4
ICVBEQ4 = 0,75V = -VBEQ5IC5
VSP1=−VCE
VO
Distorsión armónica = 0,3% con Vi=3Vpico
Notar una reducción relativa progresiva de las armónicas superiores
Polarizando los transistores con ICQ=100mA
Análisis espectral de la señal de salida
VCEQ4=--VCEQ5VCE
ICQ4Q
IC4
IC4MAX --IC5MAX
--IC5
--ICQ5
VBEQ4 = 1V = -VBEQ5
Polarización los transistores con ICQ=1A
--IC5
t
IC4
IC
t
--ICQ
VSP1=−VCE
VO
Distorsión armónica = 0,08% con Vi=3Vpico
Notar la fuerte reducción relativa de las armónicas mas altas
Polarizando los transistores con ICQ=1A
La etapa está operando en clase A
Análisis espectral de la señal de salida
Corrección del cruce por polarización con diodos
VO
VI
Corrección del cruce por polarización y realimentación
VO
VI
Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador
¿Cómo se fusiona la segunda etapa y la tercera etapa?
Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador
La corriente de polarización de los diodos es la misma que la del colector de T3
Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador
Los diodos tienen deriva térmica similar a la del transistores T4 y T5.Y menor inercia térmica que el termistor usado en diseños antiguos.
Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador
R permite un ajuste preciso de las corrientes de polarización ICQ4 e ICQ5
El transistor permite reemplazar a varios diodos con el circuito multiplicador deVbe y tiene las misma deriva térmica que la juntura base emisor de lostransistores de salida
Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador
Mayor estabilidad térmica de etapa de salida
• Se logra agregando una resistencia en serie con los emisores de los transistores de salida de manera de lograr una realimentación en su polarización
• Se logra aumentando el beta de los transistores de salida contecnología Darlington de manera que se logre el aumento de laganancia de la segunda etapa aislándola de la impedancia de carga
Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa
• Se incrementa la ganancia de tensión de la segunda etapa medianteel aumento de la impedancia vista por el colector del transistor T3
• Una forma es mediante la tecnología Bootstrap (tirabotas).
Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa
Funcionamiento del circuito bootstrap (tira botas)
x 0,99i
i
ivZ =
Z
iv ovii
6'Rvv
vZoi
i
−=
io vv 99,0=
6'Rvvi oi
i−
=
6'100 RZ =
SP121etapa3i RββZ =
etapa3iT3 Z//Z.gmetapasegundaladetensióndeGanancia =
• Otra forma es mediante la implementación de una carga activa
Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa
• La batería auxiliar se reemplaza por una tensión de referencialograda con dos diodos
Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa
Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa
• Se reemplaza la resistencia de polarización del par diferencial por unafuente de corriente
• Se logra mejorar el manejo de tensiones de modo común y el CMRR
Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa
• Otra mejora importante es reemplazar la carga resistiva de T1por una activa lograda con un espejo de corriente
• Se logra duplicar la ganancia de la primera etapa
• Para mejorar la linealidad de la etapa de entrada se agregarealimentación local por medio de resistencias en los emisores
Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa
Amplificador de audio = Amplificador Operacional
Especificaciones típicasPotencia de salida = 50W sobre 8 ohm a 1KHz con THD 0,01%Potencia de salida = 80W sobre 4 ohm a 1KHz con THD 0,02%Distorsión armónica total = 0,05% de 20 Hz a 20KHz a 1W/8ohmDistorsión por intermodulación = 0,05 % a 1W/8ohmDistorsión por intermodulación transitoria (TIM)= rara vez especificadoAncho de banda = 10 Hz a 100 KHz a 1W/8ohmAncho de banda de potencia = 10 Hz a 50 KHz a 50W/8ohmSobreimpulso de la tensión de salida = rara vez especificadoFactor de amortiguamiento = 200Impedancia de entrada = 50 KohmCorrimiento de la tensión de salida = ±20mV entre 20 y 50 ºC de temp. amb.Ruido = mejor que 90dB de relación señal ruido o 10uV RMS máx. a la salidaConsumo sin señal = 5WProtección contra cortocircuito a la salidaProtección contra tensión continua a la salida
Amplificador de audio de potencia
Variaciones de topologías de amplificadores
Transistores de salida en cuasi darlington
Transistores de salida en paralelo
Transistores de salida en darlington
Bootstrap a la salida
Bootstrap a la entrada
Segunda etapa complementaria
Segunda etapa complementaria (dos pares diferenciales en cascada)
Segunda etapa complementaria (dos pares diferenciales en cascada), sin tercera etapa
Segunda etapa simple, sin tercera etapa
Segunda etapa complementaria (dos pares diferenciales en paralelo), sin tercera etapa
Segunda etapa complementaria (dos pares diferenciales en paralelo)
Primera etapa simple y bootstrap a la salida
Tercera etapa simple
Tercera etapa simple mas amplificador operacional
Tercera etapa simétrica
Tercera etapa simétrica mas amplificador operacional
Turner 730
Etapa de potencia del amplificador Turner 730
Distorsión armónica
Esquema de un amplificador de audio de potencia
(lazo cerrado)
CARGA
Medición o simulación a lazo abierto
Con éste filtro pasabajos se abre el lazo de alterna conservando el lazo de continua
Distorsión armónica a lazo abierto
Distorsión armónica a lazo cerrado
DA=2%
DA=0,004%
af1DA
DA ABIERTOLAZOCERRADOLAZO +
≅
10mV
10V
10µV
10mV
10V
10mV
Distorsión armónica total
Se produce fundamentalmente por:
• Transferencia alineal de la primera y segunda etapa• Conmutación en tercera etapa (“cruce” en salida clase B)• THD = Total harmonic distortion , en inglés
La tensión de salida de una etapa en emisor común es:
...33
221 +++= ssso VaVaVaV
Desarrollando en serie se puede reemplazar por:
( )1−=T
sVV
QCARGAo eIRV
Con señal sinusoidal se puede expresar:...wtsenoVawtsenoVawtsenoVaV 33
s322
s2s1o +++=∧∧∧
Definiendo distorsión armónica como la relación entre la sumade las componentes armónicas a la fundamental, se tiene paralas componentes segunda y tercera armónica:
)(wtsenoVV SS
∧=
2
1
33
3 2414
==
∧
∧
∧
T
s
s
s
VV
Va
Va
HDT
s
s
2s
VV
Va
Va
HD∧
∧
∧
==412
1
2
2
Resulta evidente la necesidad de exitar la segunda etapa con bajos niveles de señal y que a su vez la misma provea una alta ganancia de tensión
Siendo:T
QCARGA
VIR
a =1 22 2 T
QCARGA
VIR
a = 33 6 T
QCARGA
VIR
a =
( ) ( ) ...3wtsenowt3seno4Va2wtcos1
2VawtsenoVaV
3s3
2s2
s1o +−+−+=
∧∧∧
...3wtseno4Va2wtcos
2Vawtseno
4V3aVa
2VaV
3s3
2s2
3s3
s1
2s2
o +−−
++=
∧∧∧∧
∧
Distorsión de cada etapa
• Se mantiene el circuito realimentado para sostener la correcta polarización.
• Se neutraliza la realimentación de alterna.• Se busca medir cada etapa por separado,
independizándola del efecto de carga de las otras.
PRIMERA ETAPA
VSALPRIMERA ETAPA
VENTDIFERENCIAL
ISALPRIMERAETAPA
VSALPRIMERA ETAPA
ABRIENDO EL LAZO
ISALPRIMERAETAPA
Amplitud entrada = 3mVpicoResistencia emisor par diferencial = 0 ΩDistorsión = 4,81%
Notar que solo 3mV producen un altísimo nivel de distorsión, se buscará reducirlo con el agregado de realimentación local como se muestra en la siguiente diapositva
Amplitud entrada = 3,5mVpicoResistencia emisor par diferencial = 100 ΩDistorsión = 0,02%
El costo es una reducción de ganancia de 10dB.El beneficio es una reducción de la distorsión de mas de 40 dB.Notar que la componente segunda armónica es muy alta en relación a la tercera, cuando se esperaba que hubiera ocurrido cancelación debido al uso del espejo de corriente como carga activa
703u
A
688u
A
Notar que las corrientes de colector del par diferencial son levemente diferentes
703u
A
688u
A
Se propone medir la corriente de salida del par diferencial mediante una resistencia de 1 ohm
ABRIENDO EL LAZOISAL
PRIMERAETAPA
I = 0
VENTDIFERENCIAL
Carga casi ideal para una fuente de corriente
La segunda y tercera armónica tienen un peso importante en la distorsión
695,
5uA
695,
5uA
Se agrega una resistencia y se ajusta su valor para equilibrar las dos corrientes de colector como se muestra en el siguiente esquema
ABRIENDO EL LAZOISAL
PRIMERAETAPA
VENTDIFERENCIAL
I = 0
La segunda resulta muy reducida respecto de la tercera
Comparación entre antes y después de igualar las corrientes de colector del par diferencial
SEGUNDA ETAPA
ISALSEGUNDAETAPA
ISALPRIMERAETAPA
Carga casi ideal para una fuente
de corriente
BLOQUEODE SEÑAL
GENERADOR DE CORRIENTE
I = 0
I
VDIF = 0
MEDICIÓN DE CORRIENTE
Amplitud entrada = 0,1mApicoDistorsión = 12%
Amplitud entrada = 0,05mApicoDistorsión = 0,6%
Amplitud entrada = 0,01mApicoDistorsión = 0,1%
Se nota que por debajo de 0,05mA la reducción de la señal de entrada no es tan importanteen la reducción de la distorsión como lo es para señales mayores a 0,05mA, debido a que paraéste circuito el operar con señales del orden de 0,05mA o menores cae dentro de su zonacuasi lineal.
TERCERA ETAPA
Polarización
IENTSeñal de prueba
VSAL
I
I
Ajuste de simetría de las corrientes I de la tercera etapa
Ajuste de I
Señal de prueba
Se abre lazo
Anulando 1ra y 2da etapas
Notar que a partir de 200mA la distorsión corresponde a un funcionamiento clase A para la amplitud de 3Vpico de la señal de salida con la que se efectuaron todas las mediciones
Se ajusta el valor de la corriente de polarización de la tercera etapa desde una situación de corte hasta 1A en los transistores de salida
I DistorsónuA %
0 200,01 14
0,1 121 10
10 8100 6
1000 410000 2,220000 1,730000 1,440000 1,250000 1
100000 0,5200000 0,14500000 0,08
1000000 0,06
0
2
4
6
8
10
12
14
0,01 0,
1 1 10 100
1000
1000
0
1000
00
1000
000
Espectro de la señal de salida para I=10mA y Vopico=3V
¿Cual es el valor recomendable para I? Justificar
Notar que la distorsión disminuye a medida que aumenta la amplitud.Sin embargo al acercarse al recorte de la etapa de salida vuelve a crecer.Ver el gráfico siguiente
¿Cómo varía la distorsión de la señal de salida del amplificador en función de su amplitud?(Solo la tercera etapa más el efecto de carga de la segunda)
Se midió para una corriente I=10mA obteniéndose los siguientes valores.
Vo DistorsónV %
1 3,13 2,36 1,75
13,1 1,1516 1,0520 1,1
22,5 1,325,4 1,628,2 2,1
30 2,635 440 5,3
0
1
2
3
4
5
6
1 10
Distorsión en función de la amplitud pico de salida para I=10mA%
30101 203 6V
40
Disipación de potenciaLos transistores y diodos de potencia requieren un disipadorpara evacuar el calor y mantener su temperatura de junturapor debajo de la máxima especificada
Ver la página http://www.disipadores.com
103
Cálculo del disipador
V
I
IVPD .=
Se determina experimentalmente el aumento de temperaturade juntura, hallándose proporcional a la potencia disipada
DPjaTaTjT .θ=−=∆
Siendo θja la resistencia térmica juntura- ambiente
Sea un dispositivo semiconductor cualquiera
104
Operando con la ecuación experimental se define laLey de OHM térmica:
DPTaTjja −
=θ
Reescribiendo se obtiene:
jaTjm
jaTaPD θθ
+−=
Donde Tjm es la temperatura de juntura máxima
105
La resistencia juntura ambiente incluye las resistencias:
sacsjcja θθθθ ++=
cápsulajunturatérmicaaresistencijc =θ
disipadorcápsulatérmicaaresistencics =θ
ambientedisipadortérmicaaresistencisa =θ
O sea:
106
Se tiene el siguiente circuito térmico
107
Los fabricantes suelen especificar Tj máximay la potencia en función de la temperatura de la cápsula
Transistor típico:
( ) ( ) coccoccoj
DDcD TTconTT
TTPPTP ≥−
−−=
max
maxmax
Cº150=maxjT
Cº25=coT
W70=maxCOLECTORP
max
max
D
coj
PTT
jc−
=θ
108
Rendimiento de la etapa de salida clase B• Interesa conocer la eficiencia del amplificador y la
peor condición de operación de los transistores
Corriente promedio de colector (1 transistor):
∫ ==π
ππ 0)()(
21 P
PCIwtdwtsenII
Corriente promedio de la fuente (2 transistores):
πP
FUENTEII 2
=
109
Potencia promedio entregada por la fuente:
πCCP
CCFUENTEFUENTEVIVIP 2
==
Eficiencia:
CC
P
CCP
PP
FUENTE
CARGA
VV
VIVI
PP
422 ππ
η ===
Es cuando Vp se acerca a VCC , idealmente VP=VCC
%5,78785,04
=== ηπηCC
CC
VV
¿A que amplitud de señal se obtiene la máxima eficiencia?
η
ηmax
VCC
VP
110
La disipación de potencia en el colector de un transistor es:
2CARGAFUENTE
CPPP −
=
La máxima potencia en cada colector será cuando:4
2LPCCP
CRIVIP −=
π
De donde se obtiene.L
CCPP
LPCC
P
C
RVIIRIV
dIdP
CMAXP ππ20
2 max ==⇒=−=
CCPLPLPP VIRIRVVCMAXPCMAXP π
2maxmax ====
¿A que amplitud de señal se obtiene la máxima disipaciónde potencia en cada transistor?
111
Con lo que la máxima potencia disipada en los colectores de lostransistores se da cuando la tensión de salida es:
CCCCCCP VdeseaoVVV %7,63637,02max ==
π
La máxima potencia disipada en cada colector es entonces:
La potencia disipada (normalizada) en cada colector resulta:22
max 4
−
=
CC
P
CC
P
C
C
VV
VV
PP ππ
Resultando una eficiencia de:
%505,042
4 max==== = η
πππη
CC
CCVV
CC
P
VV
VV
PP
L
CCIICC R
VPPPP 2
2
max max π== =
112
La potencia disipada (normalizada) en cada transistor de salidapuede graficarse en función de la tensión pico de salida así:
113
114
115
Cálculo del RE mínimo requerido para compensar el embalamiento térmico
IEE
B
CIC1
IB1
C2B1C1E IIII ++=
C2C1E III +=
∴<<⇒>> C1B11 II1βsi
Además es:
C12C2 IβI =
Finalmente:
( )1βII 2C1E +=
IC2
RE introduce realimentaciónlocal que permite compensarel embalamiento térmico deQ1
116
La corriente de emisor del transistor cuasi-darlington es:
E
BE1BBE R
VVI −=
Igualando con ( )1βII 2C1E += resulta:
( )1βRVVI
2E
BE1BBC1 +
−=
La potencia generada en el transistor Q1 es:
C1CEG IVP =
Con lo que resulta:
( )1βRVVVP
2E
BE1BBCEG +
−=
117
Para evitar el embalamiento térmico, la generación de calor debe ser menor a la capacidad de disiparlo, por lo que debe cumplirse que:
La variación de potencia disipada es:
( )1βRKV
TjP
2E
CEG
+=
∂∂
La potencia disipable en el transistor Q1 , por ley de Ohm térmica es:
jaTaTjPD θ
−=
TjP
TjP GD
∂∂
≥∂∂
jaTjPD
θ1
=∂∂
Y la variación de potencia generada es:
mV/ºC2Tj
VKcon BE1 =∂∂
=
118
En su forma más conocida:
Notar que para el cuasi-darlington estudiado (NPN-PNP), el transistorque puede embalarse térmicamente es Q1, que además es el que cierrala malla de polarización estabilizada, por lo que debe considerarse para elcálculo de RE la manera en que éste transistor disipará su potencia, o seael valor resultante de θja según se utilice o no disipador térmico, luegopuede calcularse RE . Además será:
( )1βRKV
ja 2E
CE
+≥
θ1Combinando resulta en:
( )KV
1βRjaCE
2E +≤θ
CCMAXCECE VVV == y 2MIN2 ββ =
Finalmente:
( )1βKVjaR
2MIN
CC1E +≥ Qθ
119
Amplificadores Clase G
Introducción a otras clase de amplificadores con mayor eficiencia
que la clase B
¿Porqué se necesitan otras clases?
• La clase B satisface las necesidades de eficiencia en audio para el hogar ya que el contenido musical con alto rango dinámico requiere un promedio de potencia de unos pocos Vatios.
• La mayor eficiencia de las clases D, G y H, involucrando mayor costo de fabricación, solo se requiere y justifica en amplificación profesional.
Disipación en los transistores de salida
Clase B
Clase G
Fuente de corrienteExterior
Interior
Topología Clase G
Exterior
Exterior
Interior
InteriorCarga
En la siguiente diapositiva se
grafica en verde la señal de este nodo
En la siguiente diapositiva se
grafica en rojo la señal de este nodo
En la siguiente diapositiva se
grafica en azul la señal de este nodo
Efecto de aumento de la fuente de alimentación baja
Tiempo 0,2 milisegundos / división
Volta
je d
e sa
lida
y fu
ente
equ
ival
ente
Disipación en los transistores de salidaDi
sipac
ión
en d
e po
tenc
ia
en u
na m
itad
Disipación de potencia en la carga
Clase B
Clase G
Interior
Exterior+Interior
Comparación de eficiencia
Clase G Clase B
Disipación de potencia en la carga
Efic
ienc
ia
%
Clase G alternativa
En la siguiente diapositiva se
grafica en verde la señal de este nodo
En la siguiente diapositiva se
grafica en rojo la señal de este nodo
En la siguiente diapositiva se
grafica en azul la señal de este nodo
Clase G alternativa
Tiempo 0,2 milisegundos / división
Volta
je d
e sa
lida
y fu
ente
equ
ival
ente
Clase G alternativa
• La eficiencia es similar a clase G clásico
• El transistor exterior disipa poco porque está conmutando entre corte y saturación
• El transistor interior en cambio resulta más exigido en disipación y más comprometido con su área segura de operación
Protección en clase G
• Se utilizan las mismas técnicas que en clase B
• El transistor exterior no requiere protección
• El transistor interior puede limitarse en corriente y es en el que debe prestarse atención al SOA (área segura de operación)
Distorsión en clase G
• Debido a que la conmutación de fuente ocurre a un nivel alto, la distorsión no es mayor que la normal en clase B debido al cruce para la reproducción de una señal sinusoidal
• Resulta además enmascarada psicoacústicamente en reproducción de música por los niveles altos de señal y su proximidad en el contenido armónico.
Costos en clase G• Los costos de amplificadores clase G son
mayores que en clase B, aunque mucho menores (debido a la menor complejidad) comparando con clase D
• Se justifica en potencias mayores a 200 W y menores a 1000 W
• Por encima de los 1000 W debe pensarse en clase D