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Spesso, soprattutto nelle applicazioni a bassa tensione, il confronto fra transistor bipolari e Mosfet non sempre è a favore di questi ultimi,

soprattutto se si utilizzano i dispositivi più recenti

BJT O MOSFET NEI CIRCUITIDI ALIMENTAZIONE?

C ome è noto ai progettisti, i BJT -prima dominatori incontrastatidel mercato nelle applicazioni di

potenza - hanno dovuto lasciare progres-sivamente il passo ai transistor Mosfet,caratterizzati da minori tempi di svuota-mento nella fase di spegnimento, conconseguenti ridotte perdite di commuta-zione e quindi maggiori frequenze dilavoro nelle applicazioni switching, atutto vantaggio non solo delle dimensio-ni dei dissipatori, ma anche dell’ingom-bro dei filtri passa-basso.

Mosfet: luci e ombreI transistor Mosfet non offrono solo van-taggi ma presentano anche alcuni incon-venienti. Come è noto la resistenza dicanale - sebbene sia stata ridotta oggi apoche decine di milliohm grazie allestrutture multicellulari - costituisceancora un problema alle elevate corren-

ti, cosa che porta a una dissipazione nontrascurabile nella fase di conduzione chein parte annulla gli effetti dei ridottitempi di commutazione. Inoltre, il van-taggio di disporre di uno switch pilotatoin tensione viene vanificato dal fatto che,alle elevate frequenze di lavoro oggi uti-lizzate (vari Megahertz), la presenza diuna consistente componente capacitivasul gate del Mosfet fa sì che le correntidi pilotaggio divengano paragonabili aquelle necessarie per pilotare un transi-stor bipolare. Nelle applicazioni switching a elevatacorrente i progettisti si debbono quindiporre l’alternativa fra l’impiego dei

Mosfet o dei BJT come switch esterni airegolatori integrati.ON Semiconductor, a questo proposito,ha pubblicato recentemente alcune noteapplicative proprio su questo tema, conl’obiettivo di analizzare le problematicherelative proprio alla riduzione dellapotenza dissipata, soprattutto alla lucedelle nuove famiglie di transistor bipola-ri caratterizzati da valori di tensione disaturazione VCE(sat) decisamente conte-nuti, e che si pongono quindi come inte-ressante alternativa alle soluzioni aMosfet. Infatti - come si può vedere dalgrafico di figura 1 - le famiglie di transi-stor bipolari di recente produzione sono

ecnologie

Paolo De Vittor

T

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(A

/mm

2 )

1950 1960 1970 1980 1990 2000 2010

Anno

Nuovi BJT a bassa VCE (sat)[equival. a 30 mΩ a 1.0 A]

MOSFET

BJT tradizionali

TrenchMosfet

Fig. 1 - I transistor bipolari di recenteproduzione sono in grado di operare adensità di corrente che si avvicinano aquelle dei transistor Mosfet, con valo-ri di resistenza interna equivalentedecisamente ridotti

982 tecn bjt imp OKPAOLA.e$S:852 TECNOimp 24-04-2008 16:59 Pagina 37

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in grado di operare a densità di correnteche si avvicinano molto a quelle dei transi-stor Mosfet, con valori di resistenza inter-na equivalente in conduzione (data dal rap-porto fra tensione di saturazione e corren-te) concorrenziali con quelle dei Mosfet.Proprio per effettuare un confronto fraBJT e Mosfet, la nota applicativa di ONSemiconductor analizza le più comunitopologie di circuiti di alimentazione.

CaricabatteriaIl primo esempio fornito è quello di untipico circuito di carica di una batteriada 4,2 Volt a 1,0 Ampere partendo dauna tensione di 5,0 V.Normalmente in questi circuiti si utiliz-za un transistor Mosfet che però - acausa del diodo interno di substrato -richiede l’aggiunta di un diodo Schottkyin serie, per evitare la scarica della bat-teria nel caso in cui non sia presente latensione d’ingresso (Fig. 2). Se si utiliz-za un Mosfet da 60 mΩ di RDS(on) e undiodo Schottky da 360 mV a 1 A, si puòcalcolare facilmente che la dissipazionedei due elementi-serie diviene di 420milliwatt. Nel caso invece in cui si sostituisca ilMosfet con un BJT di nuova generazionequale ad esempio l’NSS12600CF8T1G, siha una dissipazione di soli 120 mW, conun risparmio di ben 300 mW. Si noti cheil vantaggio è derivato sostanzialmentedall’eliminazione del diodo Schottky(che da solo dissipa 360 mW).Nel conteggio si è tenuto conto anchedella potenza richiesta per il pilotaggiodel BJT, fattore trascurabile nel caso delMosfet. Con il transistor bipolare, inol-tre, può essere eliminato il diodo di limi-tazione delle sovratensioni, grazie alfatto che i BJT sono ampiamente tolle-ranti nei confronti delle scariche elettro-statiche ESD, mentre i Mosfet sonopiuttosto delicati da questo punto divista. La possibilità di eliminare il diodoSchottky e il diodo Zener permette inol-tre di ridurre il numero dei componenti,contenendo quindi l’ingombro e il costodella sezione di alimentazione.

Alimentazioni a basso drop-outAnche nel caso in cui sia necessario ali-mentare le schede Compact Flash (CF)partendo da un’alimentazione di 3,3 V, lanota applicativa di ON Semiconductorevidenzia come sostituendo il Mosfet diregolazione con un BJT a bassaVCE(sat) si ottiene un incremento dellatensione d’uscita. Come si può vedere

Corrente d’uscita = 1.0 ARDS(ON) Mosfet = 60 mWVr Schottky = 360 mW

Potenza dissipata = 420 mWVcc

Isns

VsnsGND

Out

5.0 V 4.2 VR_sense

1A Schottky

PMU

Vcc

Isns

VsnsGND

Out

5.0 V 4.2 VR_senseNSS12600CF8T1G

PMU

VBAT

VBAT

BJT a bassa VCE (sat)

Mosfet e diodo Schottky

Corrente d’uscita = 1.0 AVCE(sat)@1.0 A (beta 100) = 70 mVEquval RDS (on) = 70 mΩ

= 70 mWCorrente di base del BJT = 10 mA

= 50 mW

Potenza dissipata = 120 mW

Soluzione a Mosfet

RDS(ON) @ 3.5 Vgate = 220 mΩPdiss. @ 1.0 A = 220 mWVDROP sul Mosfet = 220 mVV su Flash Card = 3.08 V

10kΩ

10kΩ

µC control(+3.3V)

+3.3VAO3403

+3.08V

10kΩ

10kΩ

µC control(+3.3V)

+3.3V

NSS20200LT1G

+3.08V

SchedaCompact

Flash330Ω

Con BJT a bassa VCE (sat)

VCE (sat) @ 1.0 A Beta 100 = 100 mVPdiss. di Coll.@ 1.0 A = 100 mWPdiss. in Base = 33 mWPdiss. Totale sul BJT = 133 mWVDROP sul BJT = 100 mVV su Flash Card = 3.2 V

SchedaCompact

Flash

Fig. 2 - Valori di potenza dissipata nelcircuito di carica di una batteria nelcaso in cui si impieghi un BJT anzichéun Mosfet

Fig. 3 - Nell’alimentare schedeCompact Flash l’impiego di un transi-stor bipolare permette di aumentarela tensione di lavoro



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dagli schemi di figura 3 nel caso in cui siutilizzi un transistor Mosfet la caduta ditensione risulta essere di 220 mV, conuna tensione effettiva sulla scheda CF disoli 3,08 Volt.Passando a una soluzione a BJT il cir-cuito si semplifica, viene ridotta lapotenza dissipata (da 220 a 133 mW) esoprattutto si ottiene una tensione piùelevata per alimentare la scheda aCompact Flash, che passa da 3,08 V a3,2 Volt. Si noti inoltre la possibilità dieliminare il diodo Zener di limitazione,necessario nel caso del Mosfet ma non

con il BJT. Si noti inoltre che la riduzio-ne della potenza dissipata va a tutto van-taggio della maggior durata della batte-ria nelle applicazioni portatili, ormaiestremamente diffuse.La medesima nota applicativa mettealtresì a confronto due soluzioni (una aMosfet e l’altra a BJT) utilizzabili per icircuiti di protezione contro le sovraten-sioni, evidenziando la minor comples-sità di soluzioni basate su transistorbipolari a bassa VCE(sat) senza penaliz-zare la velocità di commutazione, a pattodi inserire un diodo a recupero veloce.

Altri utili confronti possono essere fattianalizzando i circuiti switching di ali-mentazione che debbono utilizzare tran-sistor esterni, come ad esempio i circui-ti di regolazione della corrente di ali-mentazione dei LED bianchi. Nelletopologie di tipo buck/boost, il ricorsoai transistor bipolari permette di conte-nere la dissipazione (si vedano a tal pro-posito le note applicative AN920, AN954e AND8284 reperibili sul sito di ONSemiconductor).Nei circuiti di alimentazione l’area occu-pata dal transistor di potenza - e ciò valesia se realizzati on-chip sia esternamen-te a livello discreto - riveste una quotanon trascurabile dell’intero circuito digestione dell’alimentazione, e con laprogressiva miniaturizzazione degliintegrati PMU di controllo (Fig. 4) ha inpratica triplicato l’ingombro sul circuitostampato nonché il costo del dispositivostesso, in quanto - a parità di correntegestita - l’area di silicio del transistor èrimasta invariata.

Il vantaggio della bassaVCE(sat)Il motivo di fondo che spiega i vantaggianalizzati è da ricercare sostanzialmen-te nel fatto che i Mosfet, nonostante ibassi valori di resistenza di conduzioneRDS(on) oggi raggiunti, quando operanonella metà superiore del limite di cor-

TABELLA 1 - DIFFERENZE FRA BJT E MOSFET IN RELAZIONE AI PARAMETRI PIÙ IMPORTANTIParametro BJT MOSFETVce-sat / Rds-on bassa in saturazione, richiede elevata Vgs

con pilotaggio in corrente per ottenere la piena conduzioneCapacità di blocco bidirezionale unidirezionale, richiede diodo

Schottky in serieCorrente di picco elevata buonaTensione di pilotaggio meno di 1V da 2v a 10v a seconda del progettoCorrente di pilotaggio media bassaVelocità di commutazione bassa in saturazione elevata

elevata in zona lineareSensibilità alle ESD bassa elevataCosto basso medioCommutazione correnti elevate media ottimaCommutazione tensioni elevate ottima ottimaCommutazione basse tensioni ottima scarsa

1990 2000 20101960 1970 1980

Anno

PMU

transistor-serie10

9

8

7

6

5

4

3

2

1

0

26

24

22

20

18

16

14

12

10

Geo

met

rie

inte

gra

te (

µm

)

Are

a o

ccu

pat

a (%

)

PMU

transistor-serie

Fig. 4 - Evoluzione del rapporto fra area del transistor-serie di regolazione e del-l’unità di gestione dell’alimentazione in un tipico sistema


rente evidenziano cadute di conduzionenon trascurabili, che sono più elevatedei corrispondenti transistor bipolari dianaloga tensione e corrente massima.Si confrontino ad esempio le caratteri-stiche di uscita dei due transistor utiliz-zati negli schemi di figura 3, il MosfetAO3403 e il BJT NSS20200, il primo da30V/2,6A e il secondo da 20V/4A,entrambi disponibili in package TO-236(SOT-23). Come si può vedere dal gra-fico di figura 5, confrontando persovrapposizione le caratteristiche diuscita dei due transistor, si può notarecome le curve a Vgs costante delMosfet risultino decisamente più spo-state verso destra rispetto alle curve aIb costante del BJT.

Ciò significa che, a pari corrente di lavo-ro, la caduta di tensione sul Mosfetrisulta più elevata che sul BJT, nono-stante il basso valore di RDS(on).Riportando infatti in grafico i soli valori

della tensione di on-state ai capi dei duedispositivi (Fig. 6) si può notare che ilMosfet AO3403, anche utilizzando unatensione di gate di 5V - non disponibilenegli odierni sistemi portatili a bassa

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10

8

6

4

2

0

Co

rren

te I D

e I C

[A

]

Tensione VDS e VCE [V]

0 1 2 3 4 5

Vgs = 2.0V

2.5V

Ib = 20mA

Ib = 10mA

Ib = 3mA

-3.0V-3.5V

-5V

Mosfet AO3403

BJT NSS20200

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Fig. 5 - Confronto fra le caratteristiched’uscita di un Mosfet e di un BJT dibassa tensione ed elevata corrente



tensione - presenta una caduta di 170mVa 1A, che a 3V sale a 250mV. Il BJTNSS20200 invece presenta una VCE(sat)di soli 60 mV a 1A, e supera i 250mVsolo oltre i 4°. Questo se si utilizza unguadagno “forzato” IC/IB di 10 (sovrasa-turazione), mentre se ci si accontenta diun guadagno di 100 la VCE(sat) a 1A salea 100mV, che è comunque meno dellametà rispetto al Mosfet, a tutto vantag-gio della dissipazione e della idealità deilivelli di tensione nei sistemi operanti abatteria.

Una tecnologia particolarePer ottenere una bassa tensione di satu-razione VCE(sat) si ricorre a una tecno-logia differente da quella normalmenteutilizzata, ovvero una struttura concen-trica (per i transistor di bassa correntepiù economici) o interdigitata classica.Nelle foto riportate in figura 7 infatti sipossono vedere le foto dei chip di duetipi di transistor: il primo classico (magià con la diffusione di emettitore checirconda completamente la base) e ilsecondo a struttura interdigitata, chegarantisce un più intimo contatto fra lezone di base e di emettitore e permetteuna migliore iniezione di portatori inbase con conseguenti minori resistenze-serie e una maggior uniformità di cor-rente attorno alla zona di emettitore.Per ottenere invece una tensione disaturazione più ridotta anche a elevatacorrente occorre però modificare ulte-

riormente la struttura, sfruttandoun’idea già implementata da varicostruttori parecchi anni orsono, che vasotto il nome di “perforated emitter”,visibile in figura 8 nella realizzazione diON Semiconductor, dove delle “dita”collegano l’emettitore a una serie di forinel chip. Ogni perforazione crea dei“mini-transistor” che operano in paralle-lo, permettendo così di distribuire piùuniformemente la corrente e di mini-mizzare eventuali surriscaldamenti loca-lizzati, potenzialmente molto pericolosiin quanto potrebbero portare il BJT inrapida deriva termica.Il tutto - abbinato a ulteriori ottimizza-zioni quali ad esempio il corretto distan-ziamento dei “plug” di emettitore, dellospessore della base e della resistività del substrato - porta ad un aumento del gua-

dagno di corrente, un incremento dell’a-rea operativa di sicurezza (assenza disecondo breakdown) e a una riduzionedella tensione di saturazione.ON Semiconductor ha a catalogo tuttauna serie di transistor bipolari sia PNP siaNPN realizzati con questa tecnica, e a que-sta famiglia di dispositivi è stato dato ilnome di e2PowerEdge, dove “e2“ sta per“Economic Energy”.La famiglia comprende BJT che vannoda 12V/1A fino a 60V/6A, tutti inpackage per montaggio superficiale(Fig. 9) con una potenza dissipabileche può raggiungere gli 0,8 Watt conun’area di rame da 8 mm2 su FR-4. Peralcuni di questi transistor la VCE(sat)

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0.35

0.3

0.25

0.2

0.15

0.1

0.05

0

Ten

sio

ne

VC

E(s

at) e

VD

S(O

N) [

V]

0 1 2 3 4 5

Corrente IC e ID [A]

Mosfet AO3403

BJT NSS20200

IC/IB = 100

IC/IB = 10

-3V

-5V

T = 25∞C

Fig. 6 - Confronto fra le cadute di ten-sione ai capi del Mosfet e del BJT delloschema delle figure 2 e 3 in fase di con-duzione

Fig. 7 - Layout tipico di due transistorbipolari: a struttura concentrica e ditipo interdigitato

Fig. 8 - Foto del chip di un transistor intecnologia “perforated emitter” di ONSemiconductor


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è di soli 45 mV a 1,0 A, il che equivale a una resisten-za di conduzione (analoga alla RDS(on) di un Mosfet)di soli 45 milliohm, difficile da riscontrare in un Mosfetin SOT-23 o anche solo in un SOT-223.

Emettitore perforatoIl fatto di realizzare una struttura di emettitore “perfora-ta” da zone di base permette di massimizzare sia il rap-porto perimetro/area dell’emettitore sia la superficie dicontatto fra base ed emettitore, in modo da aumentare ilguadagno di corrente e renderlo molto più lineare alvariare della corrente di lavoro, ciò che non è possibilecon le strutture classiche.L’idea è in sostanza quella di realizzare un certo numerodi mini-transistor in parallelo, in modo da raggiungere glistessi vantaggi che si ottengono negli schemi di potenza(audio, controllo motori, e così via) con dispositivi di ele-vata corrente, con l’obiettivo di ridurre la caduta di ten-sione in conduzione e minimizzare i tempi di commuta-zione.Un’idea del genere era già stata utilizzata parecchi anni fa- anche se con geometrie differenti - con gli “overlay tran-sistor” utilizzati negli stadi finali dei ponti per radiofre-quenza. Queste strutture vengono denominate “overlay”proprio poiché costituite da un elevato numero di transi-stor realizzati entro il medesimo substrato e interconnes-si da metallizzazioni “a ponte” isolate dall’ossido di silicio,in maniera analoga a quanto oggi si fa nei transistorMosfet, che sono ormai tutti di tipo “multicellulare”,proprio poiché più dispositivi in parallelo evidenzianoprestazioni decisamente superiori a quelle di un solodispositivo.

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Fig. 9 - Uno dei package per montaggio superficialeutilizzati da ON Semiconductor per i transistor a bassatensione di saturazione

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