目录

目录

1、 转换式电源供给器

1.0概论

1.1非线上转换式电源供给器

1.2电源供给器专有名词

2、 电源输入部份

2.0双倍电压的技巧

2.1零件选择与设计方法

2.1.1输入整流器

2.1.2输入滤波电容器

2.2输入保护组件

2.2.1突波电流

2.2.2输入暂态电压保护

3、 电源转换器的种类

3.0各类转换器定义与原理

3.1隔离返驰式转换器

3.1.1返驰式转换器交换电晶体

3.1.2返驰式转换器变压器－－扼流圈

3.1.3基本返驰式转换器的变压型式

3.2隔离顺向式转换器

3.2.1顺向式转换器交换电晶体

3.2.2顺向式转换器变压器

3.2.3基本顺向式转换器的变化型式

3.3推挽式转换器

3.3.1推挽式转换器变压器

3.3.2推挽式转换器电晶体

3.3.3推挽式电路的限制

3.4推挽式转换器的变化型式

3.4.1半桥式转换器

3.4.2串联式耦合电容器

3.4.3转换二极体

3.5全桥式电路

3.6新型式无涟波输出的转换器

4、 转换器功率电晶体的设计

4.0概论

4.1电晶体的选择

4.2双极式功率电晶体的开关作用

4.3双极式电晶体交换时间的定义（电阻性负载）

4.4电感性负载交换时间的关系

4.5电晶体反饱和电路

4.6双极式电晶体基极驱动电路的方法

4.6.1恒定驱动电流电路

　 4.6.2比例式基极驱动电路

　 4.6.3反饱和电路用于基极驱动

　 4.7双极式电晶体二次崩溃的考虑

4.7.1顺向偏压的二次崩溃

4.7.2逆向偏压的二次崩溃

4.8交换式电晶体保护电路：RC箝制电路

4.9功率型MOSFET用作开关

4.9.1概论

4.9.2基本MOSFET的定义

4.9.3MOSFET门极驱动的考虑

4.9.4MOSFET静态操作点的特性

4.9.5MOSFET的安全操作区（SOA）

4.9.6驱动功率型MOSFET的设计考虑

4.9.7用于驱动MOSFET的电路

4.9.8功率型MOSFET开关保护电路

5、 高频率的功率变压器

5.0概论

　　5.1电磁的原理

　　5.2磁滞回路

　　5.3基本变压器原理

　　5.4铁心材料与几何形状的选择

　　5.5脉波宽度调变的半桥式转换器的功率变压器设计

5.6实际上的考虑

5.7返驰式转换器的变压器――扼流圈设计

5.7.1设计过程

5.8一般高频变压器的考虑

6、 电源输出部份：整流器、电感器与电容器

6.0概论

　　6.1输出整流与滤波电路

　　6.2转换式电源供给器设计上功率整流器的特性

　　 6.2.1快速与超快速回复二极管

　　 6.2.2肖特基障壁整流器

　　 6.2.3暂态过电压抑制电路

　　 6.2.4计算返驰式、顺向式与推挽式转换器整流二极体峰值电流的容许值

　　6.3输出电感器的设计

　　 6.3.1一般性的考虑

　　 6.3.2设计方程式的推导

　　6.4输出滤波电容器的设计

7、 转换式稳压器的控制电路

7.0概论

　 7.1转换式稳压器系统的隔离方法

　 7.2脉波宽度调变（PWM）系统

　 7.2.1单端的、不连续的组件、PWM控制电路

　 7.2.2积体电路PWM控制器

　 7.3应用于商业上的单石PWM控制电路

　 7.3.1TL494PWM控制电路

　 7.3.2UC1840可规划，非线上的PWM控制器

　 7.4其它型式的PWM控制器

8、 转换式电源转换器周边附加电路与组件

8.0概论

8.1光耦合器

8.2自给偏压的方法

8.3作为输入与输出隔离之用的光耦合器电路设计

8.4柔和起动电路设计

8.5电流限制电路

8.5.1应用于初级参考直接驱动的电流限制电路

8.5.2应用于基极驱动器的电流限制电路

8.5.3一般的电流限制电路

8.6过电压保护电路

8.6.1以积纳二极体做侦测的保护电路

8.6.2以积体电路做过电压保护电路

8.7交流线路损失侦测电路

9、 转换式电源供给器稳定度分析与设计

9.0概论

　　9.1拉普拉斯转换

　　9.2转移函数

　　9.3波德图

　　9.4回授原理与稳定度的准据

　　9.5稳定度的分析

9.5.1控制－输出转移函数

9.5.2误差放大器的补偿

9.6环路稳定度的测量

10、电磁与射频干扰(EMI-RFI)的考虑

10.0概论

10.1FCC与VDE传导的杂讯规格

10.2在转换式电源供给器中RFI的来源

10.3RFI抑制用的交流输入线路滤波器

11、电源供给器电气安全标准

11.0概论

11.1电源供给器结构的安全需求

11.1.1空间需求

　　 11.1.2电介质测试承受度

　　 11.1.3漏电流测量

　　 11.1.4绝缘电阻

　　 11.1.5PC板需求

　　11.2变压器结构的安全需求

　　 11.2.1变压器的绝缘

　　 11.2.2变压器电介质强度

　　 11.2.3变压器绝缘电阻

　　 11.2.4变压器沿面与间隙距离

　　 11.2.5变压器的水阻

　　 11.2.6VDE规格的变压器温度额定值

　　 11.2.6UL与CSA规格的变压器温度额定值

1、 转换式电源供给器

THE SWITCHING POWER SUPPLY:AN OVERVIEW

1.0概论(INTRODUCTION)

由于LSI与VLSI芯片技术的快速成长，尤其是在微处理机与半导体记忆器的发展上，使得电子产品在系统设计上，朝向高密度化、重量轻、效率高及低价格的方向。

以往电源系统是以线性串联稳压器方式来做设计，对现在系统设计上来说，它不仅重量重，体积大，无效率，且是一种落伍的设计。而目前的趋势是朝向体积小，重量轻，高效率的电源系统来设计发展，也就是一般所谓的非线上转换式电源供给器(off-the-line switching power supply)。

最近几年来，由于功率半导体，控制电路与被动组件的快速研究发展，使得转换式电源供给器目前己被大量生产，不仅在可靠度上大大提高，而且价格上也渐渐下降。因此，我们有必要要转换式电源供给器的设计上予以深切明了，提升电子技术的新领域与新的境界。

1.1非线上转换式电源供给器(THE OFF-THE-LINE SWITCHING POWER SUPPLY)

非线上转换电源供给器设计的方法有好几种型式，如半桥式(half-bridge)、返驰式(flyback)，或是顺向式(forward)，而以那种方式来做设计，主要取决于它的价格、性能及设计者的选择。不管设计者以那种方法来做设计、转换式电源供给器的基本结构是相同的，如图1-1所示。首先将进来的AC交流线电压，直接予以整流与滤波，得到DC直流高电压，再将其转换进入转换组件中，如电晶体、硅控整流器(SCR)等，切割成高频率(一般频率都在20kHz)，高电压的方波信号。

此方波信号再进入步降(step-down)隔离变压器的初级，而由次级所感应的电压，经由整流滤波，就可获得低电压电流输出。不管是输入电压有无变化或是输出负载有无变动，我们都必须保持输出直流电压的稳定，因此需将此输出电压予以监视，并将信号回授至控制逻辑电路，如此才能达到稳压效果。此控制逻辑电路的作用就是将输出电压与参考电压做比较，并调整转换组件的导通周期，由于转换组件所切割出来的是高频方波信号，因此在陡峭的上升时间(rise time)与下降时间(fall time)部份，就会有一系列谐频(harmonic frequencies)产生，此谐频若传导回到是AC交流线上，就会对其它仪器设备有所干扰，因此一台好品质的转换式电源供给器，就必须在AC交流电源输入端装上射频干扰(radio frequency interference RFI)滤波器，减少这些频率的干扰到可接受的程度。

本书会将转换式电源供给器每一结构部份，详细予以解析，其主要目的就是让读者在融会贯通之后，有能力去设计可靠度高、价格低、效率高的转换式电源供给器。

1.2电源供给器专有名词(POWER SUPPLY TERMINOLOGY)

我们将对转换式电源供给器常用的专有名词解释如下：

橇杆电路(crowbar circuit)：应用于电源供给器输出端的保护电路，以防电压情况发生。

效率(efficiency)：此值代表输出功率与输入功率比值百分比，用%来表示，在满载(full load)情况量测。

电磁-射频干扰(EMI-RFI)：电磁干扰(electromagnetic interference)与射频干扰(radio frequency interference)乃由电源供给器的转换组件传导与幅射出不需要的高频能谱。

有效串联电阻(ESR)：所谓有效串联电阻(equivalent series resistance ESR)乃指电容器中的电阻值，一般来说电容器中的ESR值愈低是愈好。

持住时间(hold-up time)：一般指移去AC输入电压而输出电压仍维持稳定值的继续时间，此持住时间愈大愈好。

突波电流限制器(inrush current limiting)：属于保护电路的一种，用来限制当电源启动时所产生的峰值线电流。避免滤波电容在满电荷情况下，损失多余之功率。

隔离电压(isolation voltage)：电路中任何部份与底板的地之间可允许操作的最大电压。此最大的交流或直流电压亦需适用于电源供给器的输入端与输出端之间。

线稳压率(line regulation)：当负载与周围温度保持不变情况下，AC交流输入在一定的百分比(一般在±10%)变化下，而在输出端电压的变化率。

负载稳压率(load regulation)：当线电压与周围温度保持不变情况下，输入电压不变而输出电压从不加负载到全载所产生的电压变化百分比。

杂讯与涟波(noise and ripple)：重叠加在直流输出电压之上的交流电压与高频波尖(spikes)，一般都以均方根值(SMS)或峰对峰值来表示，单位是毫伏特(millivolts)为大小。

非线上电源供给器(off-the-line power supply)：也就是一般所称的转换式电源供给器，输入交流信号直接做整流与滤波，不使用低频的隔离变压器。

输出暂态响应(output transient response)：在指定的稳压限制范围内，将输出负载电流做步级改变，观察输出电压维持固定值所需之时间。

过载或过电流保护(overload or overcurrent protection)：乃指负载之变动超过电流所需，此电路装置用于保护电源供给器免于受损。

遥远侦测(remote sensing)：当其负载与转换式电源供给器成一距离时，我们就要考虑到此连接线的内阻抗是否会使正常的输出电压产生压降，而无法使系统正常工作，通常是用I2R公式来计算。

柔和起动(soft start)：防止转换式电源供给器在开机瞬间产生巨大电流脉动，因此我们将其工作周期(duty cycle)由零值缓慢上升到其操作点。

2、电源输入部份（THE INPUT SECTION）

2.0双倍电压的技巧(THE VOLTAGE DOUBLER TECHNIQUE)

在前章我们己经提到过转换式电源供给器，其输入的AC交流电压信号，直接予以整流即可，并不需要在输入端与整流器之间，使用到低频的隔离变压器。由于目前制造商对其电子产品都追求国际化，纷纷打入国际市场，因此从事电源供给器的设计者来说，就必须明了国际间目前使用的输入电压是多少，一般所使用的电压是90伏特至130伏特交流电压或是180伏特至260伏特的交流电压。

在图2-1所示为双倍电压之电路，当开关S1置于关闭状态时，它可操作于115伏特交流电压下，因此当交流电压在正半周时，电容器C1被充电至峰值电压，此值为115Vac×1.4= 160Vdc，而在此正半周期间是经由二极体D1与D2所整流，同理在负半周时，经由二极体D3与D4的整流，电容器C2被充电至160Vdc，而最后输出的总电压为电容器C1与C2的总和值，其大小为320 Vdc。当开关S1打开时，四个二极体D1- D4就形成全波桥式整流器，可操作于230伏特交流电压，最后输出的总电压也是相同为320 Vdc。

2.1零件选择与设计方法(COMPONENT SELECTION AND DESIGN CRITERIA)

2.1.1输入整流器(Input Rectifiers)

当我们选择使用桥式整流器时，不管是整体包装的或是由分离组件来组成，设计者都需考虑到以下一些重要规格：

1.最大顺向整流容许值：此值是依转换式电源供给器所设计的功率大小来决定，所选择的二极体至少要能承受所计算出来的二倍稳态电流值。

2.峰值逆向电压(PIV)阻隔值：由于输入部分所使用的整流器都是在较高电压状态，因此在选择二极体时，需考虑其峰值逆向电压(PIV)的额定值，一般都在600伏特以上。

3.另外需考虑具有较高的突波电流容许值，避免开关在打开瞬间，其峰值电流破坏二极体。

2.1.2输入滤波电容器(Input Filter Capacitors)

要如何正确地计算与选择输入滤波电容器是一项重要的课题，对以下一些性能参数值会有所影响：也就是电源供给器输出的低频交流涟波(ripple)与保持时间(holdover time)。一般来说高品质的电解电容器就具有好的滤涟波电流容许能力，以及低的ESR值，此时电解电容器至少工作于200 Vdc电压下。在图2-1中电阻R4与R5，与电容器互相并联，其作用是当开关电源关闭时，提供电容器放电之路径。

要计算滤波电容器的公式如下：

V

It

C

D

=

（2-1）C：电容器，单位μF(微法拉)

I：负载电流，单位A(安培)

t：电容器所能提供电流时间，单位ms(毫秒)

△V：容许的峰对峰涟波值，单位V(伏特)。

例题2-1

50W的转换式电源供给器，工作于115 Vac，60Hz情况下，试计算输入滤波电容器之值。

解：首先我们需计算直流负载电流，假设此电源供给器在最差的情况下，也有百分之七十的效率，则在50W输出下，我们可求得其输入功率大小

W

P

P

out

in

5

.

71

7

.

0

50

=

=

=

h

再利用图2-1的电压倍压方法，可求得在115 Vac交流输入电压下，直流输出电压为2(115×1.4)＝320 Vdc，因此直流负载电流为

A

E

P

I

in

22

.

0

320

5

.

71

=

=

=

现在假设我们设计所能容许的峰对峰涟波值为30V，而且电容器在每一半周情况下必须能维持电压单位，也就是每一半周对60Hz的交流线频率来说大约是8ms的时间，使用2-1公式可得

F

F

C

m

58

10

58

30

10

76

.

1

30

)

10

8

(

22

.

0

6

3

3

=

´

=

´

=

´

=

-

-

-

我们可选用电容器一般标准规格值50μF

由于倍压电路之结构电容器C值为C1值与C2值串联之结果，因此当选用C值为50μF时，C1与C2值应选用100μF之电容器。

2.2输入保护组件(INPUT PROTECTIVE DEVICES)

2.2.1突波电流(Inrush Current)

如果设计者在设计转换式电源供给器时，在输入部份没有加入电流限制装置的话，一般来说，电源供给器在打开瞬间都会有极大的峰值突波电流，而这些电流造成之因，乃由于滤波电容器之充电而引起，在开关导通时，交流线源上就会呈现非常低的阻抗值，其大小约等于ESR值。因此，线路中若没有保护组件的话，其突波电流甚至可高达数百安培，这是非常危险的。

为了解决突波电流至安全值范围，以及开关在导通时交流线源上阻抗值问题，我们一般常用以下二种方法，第一种是用电阻-闸控开关(resistor-triac)的组合组件，第二种是使用负温度系数(negative temperature coefficient NTC)的热阻体(thermistor)，在图2-1中，我们可看到这些组件如何应用于线路里。

电阻-闸控开关的方法：使用电阻-闸控开关的组合组件来达到突波电流限制之目的，需将电阻器串联于交流线源上，同时将triac与电阻器并联组合在一起，当输入滤波电容器己经充满电荷时，triac会被导通，当然triac要能达到导通状态，吻合预先设定之情况，必须要有触发电路(trigger circuit)，来让它触发导通方可。另外当triac导通时，所有的输入电流都会流经其上，因此在组件的选择上与散热方面的处理，需多加留意。

热阻体的方法：使用负温度系数(NTC)的热阻体，可置于交流线源上或是置于桥式整流器的直流汇流排上，如图2-1所示。

在图2-2中为NTC热阻体的电阻-温度特性曲线与温度系数α的关系，当电源供给器开关打开时，经由交流线源上的阻抗值就是热阻体的电阻值了，如此就可达到限制突波电流的目的。

当电容器开始充电时，电流开始流经热阻体，此时热阻体就会有发热现象产生，由于本身又具有负温度系数之特性，所以热阻体温度升高，其电阻值反而下降了。至于若能正确地选择热阻体，在稳态负载电流下，其电阻值将会最小，而且也不会影响到整个电源供给器的效率。

2.2.2输入暂态电压保护(Input Transient Voltage Protection)

虽然目前一般市电其交流电压的标准额定值一般都为115 Vac或是230Vac，然而其共通的都会被感应而有高压波尖的产生，这是由于附近的感应交换(inductive switching)所引起或是天然情况所产生如电暴(electrical storms)或雷电(lightning)之类。尤其是在严重的雷雨产生时，电压波尖高达5kV是常有之事。

我们由感应交换的电压波尖可得知其储存的能量为

2

2

1

LI

W

=

(2-2)

在此L为电感器的漏电感，I为流经绕组的电流。

除非能很成功有效地予以抑制，否则电压波尖虽然时间非常短暂，但是它却能够带足够的能量，来将输入整流器转换电晶体严重破坏。

大多数应用于此种情况的抑制组件为金属氧化变阻体(metaloxide varisor MOV)暂态电压抑制器，如图2-1所示，它装置于交流线的输入端。此种组件其作用就如同是一个可变的阻抗，当暂态电压出现在变阻体两端时，变阻体的阻抗就会快速地下降到最低值，将输入电压定位到安全值范围，在此暂态期间能量是消耗在变阻体上，以下有几个步骤是指导如何正确地选择所需的变阻体组件：

1.首先要选择MOV的交流电压额定值，其值必须比最大的稳态电路值大百分之十到百分之二十左右。

2.计算或估测电路中可能遇到的最大暂态能量有多少焦耳。

3.最后要确定此组件的最大峰值突波电流的额定值大小。

以上这三点的额定值若确定无误后，我们就可以从制造厂商的资料手册中，查出所需的金属氧化变阻体了。

3、电源转换器的种类（TYPES OF POWER CONVERTERS）

3.0各类转换器定义与原理(DEFINITIONS AND DIMENSIONING)

虽然有很多作者与研究人员创造研究出很多种类的转换器电路，但是追根究底还是可归纳出三种最基本的电路出来，第一种称为“返驰式(flyback)”或者称为“buck-boost”型式，第二种称为“顺向式(forward)”或者称为“buck”型式，第三种称为“推挽式(push-pull)”或是称为“buck-derived”型式，在图3-1中，就是返驰式转换器的基本电路模型，其操作原理说明如下。

在图3-1 (a)中，当电路中的开关S关闭时，电流就会流经电感器L，并将能量储存于其中，由于电压极性的关系，二极体D是在逆向偏压状态，此时负载电阻RL上就没有电压输出，当开关S打开时，如图图3-1(b)所示，此时由于磁场的消失，电感器L呈逆向极性，二极体D为顺向偏压，环路中则有IC感应电流产生，因此负载RL上的输出电压其极性正好与输入电压相反，由于开关ON/OFF的作用，使得电感器的电流交替地在输入与输出间，连续不断的改变其方向，不过这二者电流都是属于脉动电流形式，所以在buck-boost转换器电路中，当开关是在导通周期时，能量是储存于电感器里，反之，当开关是在打开(OFF)周期时，能量会转移至负载上。

在图3-2为顺向转换器基本电路型式，其操作原理说明如下，当开关S关闭时，电流就会顺向地流经电感器L，此时在负载上就会有带极性的输出电压产生，如图3-2(a)所示，由于输入电压极性的关系，二极体D此时是在逆向偏压状态。如图3-2(b)所示，当开关S打开时，电感器L会改变磁场，二极体D则为顺向偏压状态，因此在电容器C中就会有电流流过，因此在负载RL上输出电压的极性仍是相同的，一般我们称此二极体D为“自由转轮(free-wheeling)”或“飞轮(flywheel)”二极体。

由于此种转换动作，使得输出电源是一种连续形式而非脉动电流形式，相对的由于开关S在ON/OFF之间改变，所以输入电流则为不连续形式，也就是所谓的脉动电流形式。

最后在图3-3中则为推挽式转换器的基本电路型式，其实它是由二个顺向转换器的电路所组成，操作于互相推挽的动作状态，开关S1与S2互相在ON/OFF状态间互相交换，此种电路一般也称之为buck-derived。

3.1隔离返驰式转换器(THE ISOLATED FLYBACK CONVERTER)

在图3-1中的返驰式转换器，其输入与输出间，并没有安全的隔离装置，一般在转换式电源供给器里常用的隔离组件是变压器(transformer)。更正确的来说，虽然在电路图中出现是变压器形式，但是其动作状态却是扼流圈(choke)形式，因此我们亦可直呼为变压器-扼流圈(transformer-choke)。

在图3-4所示的电路为隔离返驰式转换器(isolated flyback converter)与其稳态的电路波形。电路的操作原理如下说明，当电晶体Q1导通时，变压器的初级绕组渐渐地会有初级电流流过，并将能量储存于其中，由于变压器-扼流圈的输入与输出绕组，其极性是相反的，因此二极体被逆向偏压，此时没有能量转移至负载。

当电晶体不导通时，由于磁场的消失导致绕组的极性反向，此时二极体D会被导通，输出电容器C会被充电，负载RL上有IL电流流过。

由于此种隔离组件的动作就像是变压器与扼流圈，因此在返驰式转换器输出部分，就不需要额外的电感器了，但是在实际电路应用中，为了抑制高频的转换杂讯波尖，我们还是会在整流器与输出电容器之间加装小型的电感器。

3.1.1返驰式转换器交换电晶体(The Flyback Converter Switching Transistor)

在返驰式转换器中所使用的转换电晶体，必须考虑二个因素就是电晶体在OFF时的峰值集极电压大小与电晶体转换成ON时的峰值集极电流大小。此峰值集极电压乃电晶体在转换成OFF状态时，所需要承受的电压大小

max

max

1

d

-

=

in

CE

V

V

(3-1)

在此Vin为直流输入电压，δmax为最大工作周期。

因此公式3-1，就是告诉我们选择使用转换电晶体时，为了避免其受损坏，必须考虑的集极电压值大小。因此相对地工作周期就必须保持在低值范围，也就是δmax<0.5，在实际的应用中，大都是取δmax为0.4，如此峰值集极电压就限制在VCE.max≤2.2 Vin，所以非线上的返驰式转换器设计，其电晶体一般我们选择能有800V左右的工作电压即可。

另一项要设计选择的就是电晶体在ON时的集极工作电流，也就是

n

I

I

L

C

=

(3-2)

在此IL为变压器-扼流圈的初级峰值电流，n是初级对次级的圈数比。

我们亦可用转换器的输出功率与输入电压，来表示集极的峰值工作电流，其公式导出如下，在扼流圈中能量转移的公式可表示如下式

h

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

=

T

LI

P

L

out

2

2

(3-3)

在此η(eta)为转换器的效率。

在变压器-电感器的电压可表示成

dt

Ldi

V

in

=

(3-4)

如果我们假设di＝IL，而且1/dt＝f /δmax，则公式3-4可重写为

max

d

f

LI

V

L

in

=

(3-5)

或是

f

I

V

L

L

in

max

d

=

(3-6)

将公式3-6代入公式3-3中，我们可得到

L

in

L

L

in

out

I

V

fI

I

f

V

P

max

2

max

2

1

2

d

h

h

d

=

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

=

求解上式可得

max

2

d

h

in

out

L

V

P

I

=

(3-7)

现在，再将公式3-7代入公式3-2中，就可得到电晶体的工作电流可用输出功率与输入电压来表示

max

2

d

h

in

out

C

V

P

I

=

(3-8)

在此假设转换器的效率为0.8(80%)，工作周期为δmax＝0.4(40%)，则公式3-8可简化为

in

out

C

V

P

I

2

.

6

=

(3-9)

3.1.2返驰式转换器变压器－－扼流圈(The Flyback Converter Transformer-Choke)

由于返驰式转换器的变压器－－扼流圈，其仅在B-H特性曲线的单一方向来做转换运动，因此在设计变压器－－扼流圈时，不可设计于饱和工作状态，在第五章我们会有较详细的分析与设计。毫无疑问的所使用的铁心(core)，需有较大的体积并且有空气间隙(air gap)。

有效的变压器－－扼流圈的体积大小为

max

2

max

2

0

B

L

I

Volume

out

L

e

m

m

=

(3-10)

在此 IL.max：由负载电流所决定

μe：铁心材料的相对导磁率(permeability)

Bmax：铁心的最大磁通密度

我们在选择相对导磁率时，必须选择足够大，以避免铁心会有温度升高的情形发生，也由于对铁心与绕线尺寸大小的限制，因此会产生钢损失与铁心损失(copper and core losses)。

3.1.3基本返驰式转换器的变压型式(Variations of the Basic Flyback Converter)

当我们提到基本的返驰式电路时，转换电晶体在转换成不导通(turn-off)状态时，其集极电压必须承受至少二倍的输入电压。因此对商业上使用图3-5的电路，它是由二个电晶体所组成的返驰式转换器电路。此二个电晶体在ON或OFF状态时，会同时一起作用，二极体D1与D2的动作就如定位二极体(clamping diodes)能够限制电晶体的最大集极电压至Vin值，因此在选用电晶体时，就可采用耐集极电压值低的电晶体，但是线路就必须额外使用Q2，D1，D2这三个组件了。

使用返驰式电路的优点就是非常简单，因此对转换式电源供给器来说，它可达到多重输出的目的，此乃隔离组件对所有的输出，其动作状态就如一个共有的扼流圈。因此对每一个输出部份，仅需用到二极体与电容器即可，图3-6，就是一个实际的电路。

3.2隔离顺向式转换器(THE ISOLATED FORWARD CONVERTER)

乍看之下，隔离顺向式转换器(isolated forward converter)的电路与返驰式转换器的电路，似乎有几分相似，但是实际研究它，此二电路之间在原理操作上还是有明显的不同，在图3-7所示，就是基本的顺向式转换器电路，与电路波形。

由于顺向式转换器中所使用的隔离组件，乃是一个真正的变压器，因此为了获取正确有效的能量转移，必须在输出端有电感器，做为次级感应的能量储存组件。而变压器的初级绕组与次级绕组(primary and secondary windings)有相同之极性，如图中所示的圆圈符号，此电路的操作原理如下：当电晶体Q1于ON的状态时，初级绕组渐渐会有电流流过，并将能量储存于其中，由于变压器次级绕组有相同的极性，此能量就会顺向转移至输出，且同时经由顺向偏压二极体D2，储存于电感器L中，此时的二极体D3为逆向偏压状态。当电晶体Q1转换成OFF状态时，变压器的绕组电压会反向，D2二极体此时就处于偏压的状况，此时飞轮二极体(flywheel diode) D3则为顺向偏压，在输出回路上有导通电流流过，并经由电感器L，将能量传导至负载上。

变压器上的第三个绕组与二极体D1互相串联在一起，可达到变压器消磁(demagnetization)作用，如此可避免当电晶体Q1于OFF时，变压器的磁能会转回至输入直流汇流排上。在图3-7的波形中有黑色部份的区域，乃为磁化—消磁电流(magnetizing-demagnetizing current)

L

V

T

I

in

mag

max

d

=

(3-11)

在此Tδmax为Q1电晶体ON时的周期，L为输出电感值(微亨利μH)。

3.2.1顺向式转换器交换电晶体(The Forward Converter Switching Transistor)

在图3-7中，由于变压器的第三个绕组与二极体D1的作用，因此Q1电晶体OFF时，其集极电压被限制为

in

CE

V

V

2

max

=

(3-12)

我们由波形中亦可得知集极的峰值电压2 Vin，恰为D1二极体在导通之时刻，其导通周期为Tδmax。我们再来看看图中的波形，当电晶体在ON时，集极电流值的大小，就相当于返驰式转换器的集极电流值，再加上净磁化电流值，因此，集极的峰值电流，可写成下式

L

V

T

n

I

I

in

L

C

max

d

+

=

(3-13)

在此 n：初级对次级的圈数比

IL：输出电感器的电流，A

Tδmax：电晶体ON时的周期

L：输出电感器，μH

吾入得知

n

V

V

in

out

max

d

=

(3-14)

可是

max

d

out

in

nV

V

=

(3-15)

因此公式3-13可改写为

L

nTV

n

I

I

out

L

C

+

=

(3-16)

假设磁化电流部份( nT Vout)/L与集极峰值电流比较下其值非常小，可予以忽略，此时IC电流值的大小就与3-1-1节所导出来的IC值相同

in

out

L

C

V

P

n

I

I

2

.

6

=

=

(3-17)

3.2.2顺向式转换器变压器(The Forward Converter Transformer)

在设计顺向式转换器的变压器时，需多加留意选择适合的铁心大小与铁心的空气间隙，以防铁心被饱和了。在第五章里我们会有变压器的公式，来设计出适合的顺向式变压器。变压器的铁心大小为

max

2

2

0

B

L

I

Volume

mag

e

m

m

=

(3-18)

在此

L

nTV

I

out

mag

=

(3-19)

另外需注意的是电晶体开关δmax的工作周期需保持低于百分之五十以下，如此当经由第三绕组变压器电压会被定位，而输入电压之间会有伏特—秒(volt-seconds)积分作用产生，当Q1电晶体ON时，定位于某一准位，当Q1电晶体OFF时，其值为零。如果工作周期大于百分之五十，也就是δ>0.5将会破坏伏特—秒(volt-seconds)积分作用的平衡，使得变压器趋于饱和状态，也会产生极高的集极电流波尖，而破坏了转换电晶体。

虽然变压器的第三绕组与二极体的定位动作，能够限制电晶体的集极峰值电压至二倍的输入直流电压，但是有一点需留意的是，在绕制变压器时，需将第三绕组与初级绕组紧密来绕制(使用双线绕法)，如此方可减少由漏电感产生的致命电压波尖。

3.2.3基本顺向式转换器的变化型式(Variations of the Basic Forward Converter)

如同在返驰式转换器的情况，由于输入电压过高，电晶体承受较大的耐压值，因此改用二个电晶体的变化型式，同理顺向式转换器亦可应用此种变化的型式，如图3-8电路所示，此二个电晶体开关会同时ON或OFF，但是电晶体上所承受的电压不会超过Vin以上。

顺向式转换器亦可应用于多重输出的电路中，不过在每一输出部份都需要有额外的二极体与扼流圈。在此需注意的是飞轮二极体至少要与主要的整流二极体有一样的电流额定值，这是因为当电晶体OFF时，会有满电流输出，在图3-9的电路，就是多重输出顺向转换器(multiple-output forward converter)。

3.3推挽式转换器(THE PUSH-PULL CONVERTER)

推挽式转换器(push-pull converter)乃是由二个反相位工作的顺向式转换器组合而成，在每一半周时，推挽式转换器会将功率传导至负载上，所以此种转换器更正确地来说应该称呼为推推转换器(push-push converter)，但是延用流行至今，我们还是习惯称呼为推挽式转换器。

在图3-10中，就是基本传统的推挽式电路结构与它的电路波形图。由于它有二个转换电晶体与输出二极体，由波形中观察得知，在每一组中的平均电流都被减少至百分之五十，此大过于等效的顺向转换器。在电晶体导通期间，二极体D1与D2同时导通，会将隔离变压器的次级短路，并将功率传导至输出，其动作状态就如飞轮二极体。

此转换器的输出电压可导出如下

n

V

V

in

out

max

2

d

=

(3-20)

在公式3-20中的δmax值必须低于0.5，为了避免转换电晶体同时导通，而破坏了电晶体。假设δmax＝0.4，则公式3-20可写成

n

V

V

in

out

8

.

0

=

(3-21)

在此n为初级对次级的圈数比。

3.3.1推挽式转换器变压器(The Push-Pull Converter Transformer)

在前面我们所讨论的返驰式与顺向式转换器中，其变压器仅利用到B-H特性曲线一半

部份，因此铁心就较为笨大而且有空气间隙，假定在推挽式转换器的二个电晶体，其导通时间相同，则变压器就会使用到B-H曲线的各半部，如此铁心的大小仅需返驰式或顺向式的一半即可，而且空气间隙也不需要了。

变压器的体积大小可由下面公式求得

max

2

2

0

4

B

I

Volume

magL

e

m

m

=

(3-22)

在此I.mag＝nVoutT/4L为磁化电流。

在第3章中，将继续对以推挽式为基底的转换器有更深入的设计分析。

3.3.2推挽式转换器电晶体(The Push-Pull Converter Transistors)

由于推挽式转换器的每一半部份就是属于顺向式转换器，因此在OFF时，每一电晶体的集极电压被限制为

in

CE

V

V

2

max

=

(3-23)

每一电晶体的集极峰值电流为

mag

L

C

I

n

I

I

+

=

(3-24)

假设Imag<

n

I

I

L

C

=

(3-25)

我们可如3-2-1节所示，导出电晶体集极工作电流，以输出功率、效率与工作周期来表示之，如下：

in

out

C

V

P

I

max

hd

=

(3-26)

假设转换器的效率η＝0.8，工作周期δmax＝0.8，则电晶体集极工作电流为

in

out

C

V

P

I

6

.

1

=

(3-27)

3.3.3推挽式电路的限制(Limitations of the Push-Pull Circuit)

虽然推挽式转换器提供了一些优点，如非隔离的基极驱动与较简单的驱动电路，但是它也有一些缺点，使得非线上的转换器在使用上变得较为不实际。

第一个就是有关电晶体电压额定值的限制，也就是电晶体需能承受转换器二倍的输入电压，再加上由变压器的漏电感所产生的漏波尖值(leakage spike)，如图3-11所示。因此，若使用在输入交流电压为230Vac情况下，则非线上推挽式转换器的转换电晶体，其集极的耐压额定值，就必须大于800V了，这对高功率转换器来说，的确是一个令人伤脑筋的问题，因为要具有高电流，高电压的电晶体并不普通而且价格上也非常贵。

对推挽式电路来说，图3-11也显示出第二个较为严重的问题，也就是变压器的铁心饱和(saturation)的问题，在今日所使用的转换式电源供给器，大都使用陶铁磁铁心(ferrite core)材料来做变压器，乃因在20kHz以上高频率具有低功率的损失，然而不幸的是，陶铁磁铁心具有高磁化系数(high susceptibility)，会使得铁心容易产生饱和，这也是因为其低的磁通密度值(flux density)，一般约为3000高斯(gauss G)。因此，只要小的直流偏压值，就会使得铁心趋于饱和状态。如此显而易见，在此情况下推挽式电路将会有什么情况发生了。当其中一个电晶体开关ON时，其磁通会在B-H曲线的一个方向上移动着，当第一个电晶体OFF，第二个电晶体ON时，则磁通会在B-H曲线的另一个相反方向移动。为了使这二个区域的磁通密度能够相等，在所有工作情况与温度下，转换电晶体的饱和与转换特性必须是一样的。如果电晶体特性是不一样的，就会在B-H曲线的一个方向上发生“磁通摆动”，使得铁心趋于饱和区域。铁心的饱和会使得其中一个电晶体的集极有高的电流波尖产生，如图3-11所示。

这些过大的电流波尖在电晶体中会造成很大的功率损失，使得电晶体会有发烫现象产生，电晶体特性会变得更不平衡，铁心更容易趋于饱和状态，且产生更高的饱和电流，此种恶劣情况将连续下去，直到电晶体达到热跑脱(thermal runaway)现象，最后导致电晶体的破坏。

对于此种问题有二种可能解决方法，首先我们可以增加铁心的间隙，如此会造成漏电感值的增加，而且需加装会消耗功率的箝制器，因此所花费的代价就是降低了转换式电源供给器的效率。另外我们可使用对称的修正电路，经由驱动产生器来保持修正ON-OFF比值相等，来确使功率变压器达到平衡操作，使用此种方法就是需有额外电路，因此会增加转换器的成本与复杂性。

为了减少推挽式电路的缺点，可使用半桥式(half-bridge)或全桥式(full-bridge)功率转换器，对转换式电源供给器设计者来说，使用半桥式转换器来做设计，是较为流行的，在3-4-1节中有更深入的分析与讨论。

3.4推挽式转换器的变化型式(CIRCUIT VARIATIONS OF THE PUSH-PULL CONVERTER)

3.4.1半桥式转换器(The Half-Bridge Converter)

如前章节所提，使用半桥式电路有二个主要理由，第一点就是它能在输入交流电压115V或230Vac的工作情况下，不需使用到高压电晶体。第二点就是我们只需使用到简单的方法就能来平衡每一转换电晶体的伏特—秒(volt-seconds)区间，而功率变压器不需有间隙且不需使用到价格高的对称修正电路，图3-12所示为基本的变输入电压半桥式转换器。

在半桥式转换器结构中，功率变压器有一端点连接到由串联电容器C1与C2所产生的浮点电压值端点，其浮点电压值为Vin/2，所以在标准的输入电压下，其值为160Vdc。变压器的另一端点则经由串联电容器C2连接到Q1的射极与Q2的集极接头处，当Q1电晶体ON时，此处变压器端点会产生正的160V电压脉波，当Q1电晶体OFF，Q2电晶体ON时，变压器的初级圈会极性反转，因此，会产生负的160V电压脉波，在这Q1与Q2电晶体ON-OFF动作中，其产生的峰对峰方波电压值为320V，经由变压器转换降低为次级电压，再经过整流，滤波而得到直流输出电压。

由上面半桥式转换器原理得知，此转换器己达到第一个目标了，也就是转换电晶体所承受的电压值，不需再大于Vin以上，因此我们就可选择使用耐压额定值较低的转换电晶体，一般选择400V耐压的电晶体即可。

不过当使用半桥式电路时，有一个小小的代价需付出，这是因为变压器电压被减少至Vin/2，因此，电晶体的工作电流将会加倍，如果假设转换器的效率为80%，工作周期δmax=0.8，则电晶体工作电流为

in

out

C

V

P

I

3

»

(3-28)

第二个目标就是要达到自动平衡每一转换电晶体的伏特—秒(volt-seconds)积分，在图3-12中，我们就可看到在变压器初级圈串联了一个电容器的作用了。假设在图3-12中的二个转换功率电晶体，其转换特性没有相互匹配的话，就如当电晶体Q2能快速OFF时，而电晶体Q1却是缓慢地达到OFF状态。

在图3-13(a)所示为Q1与Q2接头处的交流电压波形，这是Q1电晶体缓慢OFF时所产生的效果，而有交流电压波形旁边部份，有一额外斜线区域，此乃伏特—秒(volt-seconds)的不平衡。如果此不平衡的波形被驱动于功率变压器中，将会有磁通摆动的现象发生，而造成铁心的饱和与电晶体集极电流波尖的产生，因此，会降低整个转换器的效率，甚至造成电晶体热跑脱而破坏了电晶体。

所以，我们可以在变压器的初级绕组中，串联加入耦合电容器，经由此电容器，直流偏压会成比例的将伏特—秒(volt-seconds)积分不平衡部份予以去掉。此时交流波形的直流准位会向上移动，在图3-13(b)，就是二个转换周期的平衡伏特—秒(volt-seconds)积分波形。

为了降低电晶体OFF的时间，可在基极电路上加装使用制止二极体，使用此法在效果上会使得电晶体并不完全达到饱和状态，如此也会减少其储存时间(storage time)，在第四章中，将会有对制止二极体更详细的讨论与应用。

3.4.2串联式耦合电容器(The Series Coupling Capacitor)

在上一节中己对功率变压器的耦合电容器有所描述，一般来说使用薄膜非极性电容器，即可处理全部的初级电流，为了降低热效应的产生，电容器需使用有较低的ESR值，或是将一些电容器并联在一起使用，也可降低其ESR值，并得到所希望的电容值大小。以下我们将对如何来正确选择耦合电容器，其值的大小做个分析。

我们由图3-12得知，线路中的耦合电容器与输出滤波电感器形成了一个串联共振电路(series resonant circuit)，由电路原理得知，其共振频率为

C

L

f

R

R

p

2

1

=

(3-29)

以此 fR：共振频率，kHz

C：耦合电容值，μF

LR：反射滤波电感值，μH

变压器初级圈的反射滤波电感值为

L

N

N

L

S

P

R

2

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

=

(3-30)

在此NP/NS为变压器初级至次级圈数比，L为输出电感值(μH)

将公式3-30代入3-29，我们可求得耦合电容值C为

(

)

L

N

N

f

C

S

P

R

2

2

2

/

4

1

p

=

(3-31)

为了使耦合电容器能够线性地充电，因此共振频率的选择必须低于转换器的转换频率。一般在实际电路设计上，我们都选定共振频率大小的约为转换频率的四分之一，表示如下：

S

R

f

f

25

.

0

=

(3-32)

在此fS为转换器的转换频率(kHz)。

例题3-1

求工作于频率20kHz转换器的耦合电容值，其输出电感值为20μH，变压器圈数比为10。

解：由于转换频率为20kHz，由公式3-32可求得其共振频率为fR＝5kHz，由公式3-30可求出反射电感值为LR＝102(20×10-6)＝2000×10-6＝2mH，因此耦合电容值为

(

)

(

)

(

)

F

C

m

50

.

0

10

2

10

25

14

.

3

4

1

3

6

2

=

´

´

=

-

有关耦合电容器的另外一项重要值是其充电电压。由于电容器在每一半周会有充电与放电的情况，且会移动直流电压的准位，如图3-12所示。此移动的直流电压值会加或减至变压器初级圈Vin/2上，当然最精密的设计准据是发生在当充电电容器的电压将变压器初级圈Vin/2的电压予以降压(bucks)，因为如果此电压过高，在低电压线上，会干扰到转换器上的稳压率。

在此有二个步骤可用来检查此电压值，且依次来修正所计算的电容值，电容器充电电压为

dt

C

I

V

C

=

(3-33)

在此 I：初级平均电流，A

C：耦合电容值，μF

dt：电容器充电时间，μs

电容器充电时间为

max

2

d

T

dt

=

(3-34)

且

S

f

T

1

=

(3-35)

在此 T：转换周期，μs

δmax：工作周期

fS：转换频率，kHz

若对20 kHz转换器来说，其工作周期为0.8，则充电时间为20μs。

充电电压其合理值的范围是介于Vin/2的10%至20%之间，假设Vin/2=160V，则16≤VC≤32V的情况下，转换器才会有好的稳压率。如果充电电压超过了极限值，就必须重新计算较正确的电容值，此值为

C

dV

dt

I

C

=

(3-36)

在此 I：初级平均电流，A

dt：充电时间，μs

dVC：16V至32V之间的任意值

在16V至32V之间可任意选定dVC之值，我们可求出电容值大小，并选用标准值的电容器，至于新的串联耦合电容器之电压额定值，可由公式3-36所求出的耦合电容值，再代回至公式3-33，就可求出电压额定值，由此理论所计算出来的电压额定值都非常低，而在实际设计上我们都使用电压额定值200V的薄膜电容器(film capacitors)。

例题3-2

假设我们使用例题3-1所计算出来的电容器值，用于200W，20 kHz的半桥式转换器中，试证明所计算出来0.5μF的电容值是否可接受，若否，则重新计算正确的耦合电容值。

解：从公式3-28，我们可求出电晶体的工作电流为

(

)

A

I

C

86

.

1

320

200

3

=

=

假设转换器输入电压误差为±20%，则电晶体最大工作电流会发生在低电压线上，因此，我们重新修正，此最差情况的集极电流为

(

)

A

I

C

3

.

2

86

.

1

2

.

0

85

.

1

=

+

=

利用公式3-33，可求出耦合电容器的充电电压为

(

)

V

V

C

90

10

5

.

0

10

20

3

.

2

6

6

=

´

´

=

-

-

此求出的90V充电电压过高了，在低电压线上将会干扰到转换器稳压率。因此必须重新计算耦合电容器之值，充电电压值我们选为30V，利用公式3-36可得

(

)

F

C

m

5

.

1

30

10

20

3

.

2

6

=

´

=

-

因此我们可使用标准的电容器1.5μF，再利用公式3-33，得出其最小的电压额定值30V，为了安全理由，一般都选用200V电压额定值的电容器。

3.4.3转换二极体(The Commutating Diodes)

在图3-12中所示的基本半桥式转换器里，二极体D5与D6与电晶体Q1与Q2的集极，射极并联使用。此种二极体我们称之为转换二极体(commutating diodes)，具有以下二点功用。

1、 当电晶体变为OFF时，转换二极体将会使得变压器漏电感值的能量折回至主要的直流汇流排上。如此高能量漏电感的脉冲波尖，就不会像图3-11的推挽式电路，出现在VCE的波形上。

2、 在没有负载的突然情况下，由于变压器的磁通量会增加，此时转换二极体可以防止在ON时电晶体的集极至射极间电压摇摆至负电位，也就是说转换二极体可以将电晶体予以傍路，直到集极再度达到正电位，如此可避免电晶体组件的逆向导通与其可能的破坏。

转换二极体必须是高速回复类型(fast-recovery types)的二极体，同时要具有阻隔电压能力，其值至少二倍的电晶体OFF时，集极至射极电压。在实际应用电路中，我们大都选用具有450V逆向阻隔电压的二极体。

3.5全桥式电路(THE FULL-BRIDGE CIRCUIT)

在前面我们讨论过的半桥式电路，虽然己经能够成功地减少转换电晶体在OFF时，所产生的电压波尖至输入直流电压值的一半，不过所付出的代价是电晶体在ON时集极电流会加倍，就如推挽式的电路一般。此种限制对低功率或中功率的转换器来说，倒无大碍，但是对高功率转换器而言，就稍有困难了，因为能具有高电压，高电流的电晶体实在不多。

为了保留半桥式电路的电压特性与推挽式电路的电流特性，我们发展出另一种型式的电路，称之为全桥式转换器(full-bridge converter)电路，如图3-14所示。在此电路中，Q1与Q4电晶体，或是Q3与Q2电晶体会同时地导通。

由于这些电晶体的动作状态，使得变压器初级圈上的电压在＋Vin与－Vin之间摆动着，因此，这时电晶体在OFF状态时，集极电压绝不会超过Vin值，同时流经电晶体的电流也仅为等效半桥式电路的一半。

全桥式电路的缺点就是必须使用到四个电晶体，且由于Q1与Q4或Q3与Q2电晶体会同时ON，因此每一电晶体必须用到隔离的基极驱动器。

假设转换器的效率为80%，工作周期为0.8，则电晶体的工作电流为

in

out

C

V

P

I

6

.

1

=

(3-37)

此种转换器的其它特性就与半桥式转换器相同，所有导出计算组件的公式也适合应用于此。

3.6新型式无涟波输出的转换器(A NEW ZERO OUTPUT RIPPLE CONVERTER)

以上所讨论的各种电路，其输出电流都会有涟波(ripple)产生，近年来有一种新型式的转换器被发展研究出来，我们称之为＇Cuk转换器。这是由Dr.S. ＇Cuk所发展出来的，因此，以他的名字来称呼。此种转换器只要能将变压器设计完善，就可达到无涟波的输出。

在图3-15，就是基本的非隔离＇Cuk转换器。电路的操作原理说明如下：当Q1电晶体OFF时，二极体D1会导通，输入电流I1会将电容器C1充电，当Q1电晶体ON时，二极体D1不导通，此时电容器C1的正端点就接到地电位了。因此，电流I2流经电感器L2，会在负载上得到负的输出电压。

由于此种转换器结合了buck-boost特性，且能量的转移为电容性的，其输入电流与输出电流几近于纯直流的特性，转换涟波几乎可忽略了。但是，所谓的“忽略转换涟波”，并不是“没有涟波”之意，要达成此没有涟波的境界，此乃原理上的最终目标，幸运的是经由下面的观察无涟波输出的理论，似乎可以达到。为了使经由每一电感器的平均直流电压为零，且此二个波形必须是相等且一样的，因此，为了达到此目的，二个电感器必须共享相同的铁心，且需具有相同的圈数，如图3-16所示。

由于这二个耦合电感器构成了一个变压器，因此每一绕组的有效电感值，经由交互的感应能量转移，其值会被改变。如果我们将其圈数比定为1∶1，此二个电感值将会加倍速，因此能够减少输入与输出的涟波值，为无耦合转换器的一半。此乃重要的结果，因为如果我们适当地改变圈数比的话，也就是初级对次级圈数比能够与变压器感应耦合系数匹配，则输出电流的涟波就可能完全被消除，电路如图3-16所示。

虽然图3-16是一个非常有用的电路，但是美中不足的是输入与输出之间却没有设计隔离组件，因此，使用在非线上的结构时，最好能在输入与输出间加装隔离组件。以下我们就是要来讨论如何在＇Cuk转换器上达到隔离之效果，如图3-17所示，有三个步骤来完成它。

首先，如图3-17(a)所示，我们将耦合电容器C1分成二个串联的电容器CA与CB，而在这二个电容器的连接处，由于其平均值电压是不确定的而且是浮动的，我们亦可使其趋于零电位之值，也就是在电容器连接处与地之间，加上电感器L，如图3-17(b)所示。如果我们选的电感值够大的话，由二个串联电容器流经至此的电流，可忽略不计，因此转换器的操作保持不变不受影响。

为了达到直流隔离的目的，因此，我们将电感器L改换成隔离变压器，如图3-17(c)所示，此种隔离式的＇Cuk转换器与无隔离的转换器亦保有相同之特性。在图3-18所示为耦合电感器无涟波输出的直流隔离式＇Cuk转换器电路电流波形图，在这电路中转移电容器CA与CB，被放置于变压器绕组的另一端，此举并不会影响转换器的操作。

虽然输入与输出电感器的耦合能够减少涟波的输出，但是也会产生不希望的边际效应，也就是在电源开启时，输出极性会反转，虽然此反向极性的脉波非常短暂，然而对敏感的电子负载装置来说，此乃致命之举，因此，在图3-18中，我们加装了一个制止二极体D2，来限制其暂态电压至1伏特或是更小之值，如此可用来保护敏感的电子装置。

4、转换器功率电晶体的设计

THE POWER TRANSISTOR IN CONVERTER DESIGN

4.0概论(INTRODUCTION)

在图1-1的方块图中，所描述的为转换式电源供给器，其转换的方块部份，主要包括转换组件，其种类非常多，如电晶体、SCR、GTO，都是电源设计者使用多年了，但是较受欢迎，也较常用的是双极式电晶体，近年来MOSFET亦大行其道，深受人们喜爱。因此，本章将讨论双极式电晶体与MOSFET的各种特性，以及他们在转换式电源供给器中的使用。

4.1电晶体的选择(TRANSISTOR SELECTION)

在设计转换器时，有二个电晶体的参数值需予以考虑，第一个就是电晶体在OFF时，其电压阻隔能力之值，其次，就是电晶体在ON时，其电流承载容许值。因此，这些参数值依所选用转换器之种类而定，再来选择适用的电晶体，在第三章中，我们己讨论过如何选择适当的组件的设计公式与方法。

对设计者来说，另一重要的考虑因素必须去面对的是，到底是要使用双极式电晶体或是MOSFET较好呢？其实这二者各有其优缺点，以目前来说，双极式电晶体价格上较便宜，然而使用MOSFET，其驱动电路较为简单。

另外，双极式电晶体的工作截止频率被限制在50kHz左右，而MOSFET可使用在高达200kHz的转换频率下。当然，若使用愈高的频率，组件可以更小型化，同时电源供给器也会更小型化，更简捷，事实上，这也是目前电源供给器设计的潮流与趋势。

4.2双极式功率电晶体的开关作用(THE BIPOLAR POWER TRANSISTOR USED AS A SWITCH)

双极式电晶体在本质上就是属于电流驱动的组件，乃因我们在基极端注入电流时，在集极端就会有电流的产生。集极电流值的大小是依电晶体的增益而定，其关系式为

B

C

I

I

=

b

(4-1)

在此IC为集极电流(A)，IB为基极电流(A)

基本上双极式电晶体有二种操作型式：线性与饱和型式。线性型式是用于放大电路中，而饱和型式则用于将电晶体开关于ON或OFF状态。

在图4-1所示为典型的双极式电晶体V－I特性曲线，当电晶体使用于转换状态时，我们可从V－I特性曲线上看出其饱和区域部份，也就是说在此区域，只要某一数值的基极电流能够将电晶体开关于ON状态，就会有大量的集极电流产生，此时集极至射极端的电压值非常小。

在转换电路的应用上，必须有足够的基极驱动电流，使得电晶体确实达到ON的状态，而逆向极性的基极电流，也必须确实使用电晶体处于OFF状态。由于电晶体并非理想的组件，因此，在操作上就会有延迟时间(delay times)与储存时间 (storage times) 产生。

在下节中我们将对不连续的双极式电晶体做某些定义，它是以步阶函数信号来驱动至电阻性负载。

4.3双极式电晶体交换时间的定义（电阻性负载）(SWITCH TIMES DEFINITIONS OF BIPOLAR TRANSISTORS(RESISTIVE LOAD))

我们以基极脉波电流IB，来驱动双极式NPN电晶体至电阻性负载，则其产生的基极-射极与集极-射极的电压波形，如图4-2所示，以下将以这些波形来做一些定义：

延迟时间(delay time)td：所谓延迟时间就是基极脉波驱动电流IB1至集极－射极电压VCE下降到初值90%之处的这段期间称之。

上升时间(rise time)tr：集极－射极电压波形VCE下降到10%至90%的这段时间，我们称之为上升时间。

储存时间(storage time)tstg：所谓储存时间就是反向的基极脉波驱动电流IB2至集极-射极电压VCE到达其终值的10%之处的这段期间称之。

下降时间(fall time)tf VCE：集极－射极电压波形VCE上升到10%至90%的这段时间，我们称之为下降时间。

4.4电感性负载交换时间的关系(INDUCTIVE LOAD SWITCHING RELATIONSHIIPS)

在上节中我们都是以集极－射极电压波形，来定义双极式电晶体的转换时间，由于负载是电阻性的，因此我们若以集极电流来定义转换时间，亦是相同的。然而如果电晶体所驱动的是电感性负载的话，集极的电压波形与电流波形将会有所不同，这是因为在所使用的电压情况下，流经电感器的电流，并不会瞬时产生，在电晶体OFF时，我们期望在电流开始下降以前，集极－射极电压能上升至直流电源电压。因此我们可定义出二种下降时间，一则以集极－射极电压波形来定义，tf VCE，另外以集极电流来定义，tf VCE，在图4-3为其波形图。

我们观察图4-3波形，可得知集极－射极电压波形所定义的tf VCE与电阻性负载情况相同，至于集极电流波形所定义的下降时间tf VCE为集极电流由初值的90%降至10%的这段期间称之。一般来说，负载电感L就可视为一电流源(current source)，因此它能较电阻性负载，快速地将基极－集极暂态电容予以充电，所以在相同的基极与集极电流下，对电感性电路来说，集极－射极电压的下降时间tf VCE是较短的。

4.5电晶体反饱和电路(TRANSISTOR ANTISATURATION CIRCUITS)

在图4-2的波形中，电晶体最长的转换时间就是其储存时间(storage time)tstg，因此如果能够降低储存时间，则整个电晶体的转换速度就会有所改进。因此，我们只要结合使用大型的逆向基极驱动反饱和的方法，就可减少储存时间至零的境界。

至于逆向基极电流的产生用来作基极驱动的方法，我们将在4-6节再做讨论，在此我们将讨论使用二种方法使得转换电晶体不会饱和，其目的就是要减少储存时间至零值，来改进电晶体的转换速度。

在图4-4(a)的电路中我们使用反饱和二极体，一般也称之为Baker式制止二极体，将此二极体与转换电晶体连接使用，可减少储存时间，由电路可得知，当电晶体ON时，二极体D2与D3顺向偏压，会有电压降产生，因此输入端电位会较基极端电位高，假设二极体D2与D3的顺向偏压为0.8V，则输入端会较基极端高出1.6V的电压降，由于电晶体集极端与D1二极体连接，因此输入端会较集极端高出0.8V的电压，所以，电晶体的集极端电压会大于基极端的电压，且为正值，其值为1.6－0.8＝0.8V，如此，电晶体就不在饱和状态了。由于电晶体都是在20kHz以上的高频率下工作，因此，反饱和二极体必须使用高速回复二极体的型式。二极体D2与D3其逆向阻隔电压额定值可以较低，但是二极体D1则必须具有至少2VCE的额定值，对转换式电源供给器来说，一般都使用800VPIV的二极体。

二极体D4是属于“包周(wrap-around)”的型式，它用来当电晶体OFF时，牵引逆向基极电流，将基极－射极端的电容放电，如此可减少储存时间。

在图4-4(b)所示，为达林顿连接的电路，其工作原理基本上是与前面所描述的相似，电晶体Q1的作用就是用来防止Q2电晶体完全地达到饱和状态，在此有一点非常重要的是电晶体Q1必须较Q2事先到达OFF状态，二极体D1提供了一个低阻抗的路径，作为Q2电晶体在OFF时，其逆向基极电流回路之用，R1与R2为低欧姆值的电阻，提供给电晶体Q1与Q2的漏电流路径。

图中的达林顿电路可以使用个别的分离组件来组合，亦可使用己装置在一起的单石(monolithic)达林顿电路。

4.6双极式电晶体基极驱动电路的方法(BASE DRIVE CIRCUIT TECHNIQUES FOR BIPOLAR TRANSISTORS)

4.6.1恒定驱动电流电路(Constant Drive Current Circuits)

在前节中我们己讨论过双极式电晶体，当做开关时在ON或OFF状态的限制，显而易见的，为了减少饱和的损失，必须有适当大小的顺向基极驱动电流IB1，为了减少储存时间与电晶体的转换损失(switching losses)，也必须有足够的逆向基极驱动电流IB2。

在此我们需注意的是，当IB2电流增加时，电晶体的储存时间与下降时间都会减少，射极至基极的逆向偏压VEB也会增加，而其逆向偏压的二次崩溃能量ESB，也会被降低，因此，在设计逆向驱动电路时，若不小心的话，转换电晶体很可能因为二次崩溃而被损坏了。在4-7-2节中，我们将讨论ESB的重要性，与双极式电晶体二次崩溃的现象。总而言之，在实际设计上，逆向基极驱动电路必须有低来源阻抗(source impedance)，也就是此电路必须能提供高的IB2电流与低的VEB电压。

一般在制造商的资料手册中，都会提供逆向射极至基极偏压的极限值，在实际电路设计上，所用的VEB值是从－2V到－5V之间，愈高的逆向基极电压会减少储存时间的延迟，这是因为会允许更少数的载子，经由复合而被中性化(neutralized)，因此移去所储存电荷的时间就更短了。

目前较常用的基极驱动电路是使用浮动式转换电晶体，如图4-5所示的电路波形。线路操作原理说明如下：当在变压器的次级端出现正脉波VS时，顺向基极驱动电流IB1会流入电晶体是Q1的基极，并将电晶体予以导通，电阻R1限制此电流至预先设定之值。此基极电流值乃由增益比(gain ratio)所定，在实际电路中增益比之值介于8到10之间，集极电流之值我们由输出功率的大小与转换器的型式，即可计算出来，因此基极电流，我们就可以由公式4-1预先决定了。

此正的驱动脉波会迅速地将电容器C充电，因此在电容器上的充电电压为

D

BE

S

C

V

V

V

V

-

-

=

(4-2)

在此 VS：变压器次级端电压振幅

VBE：Q1电晶体饱和基极－射极电压

VD：二极体D的顺向偏压

如果我们假设VBE＝VD＝0.8V，则公式4-2变为

6

.

1

-

=

S

C

V

V

(4-3)

当变压器的初级圈趋于零电位时，此时变压器次级圈亦同样趋于零电位，而己充满电荷的电容器C，会将Q2电晶体的基极顺向偏压，此时电晶体会被导通，因此，会牵引Q1电晶体的基极至负电位。

电容器此时会与Q1电晶体基极－射极接头处连接，因此会有大的逆向基极电流IB2产生，此电流值大小是由电容器与线路电阻值与电晶体Q1，Q2的特性来决定的。

另外一种应用于转换式电源供给器上，己证实非常有效用的基极驱动电路，如图4-6所示。此电路有个显着的优点是在使用最少的组件下，能提供适当的IB2电流，电路的操作原理如下：当电晶体Q1于ON状态时，基极驱动变压器的初级圈连接至供应电压VCC上，并将能量储存于变压器上，而初级圈两端会有电压脉波VP2产生，此电压脉波会耦合至次级端，由于变压器的初级端与次级端极性相同，因此次级端也会有正的电压脉波VS产生，可将Q2电晶体导通。

R1为基极限流电阻，其作用允许足够的IB1电流来驱动Q2电晶体导通，不需将电晶体过度驱动(overdriving)或过度饱和(oversaturating)，电阻R2提供Q2电晶体的基极－射极接头的漏电流路径，一般R2电阻值都非常低，其值介于50Ω至100Ω之间。

当Q1电晶体OFF时，储存在变压器的能量经由第三个绕组与二极体D1返回至VCC值，由于第三个绕组的极性与初级绕组的极性相反，因此会有反向极性的电压脉波VP2产生，此负的脉波电压会耦合至次级端，而有逆向驱动电流IB2产生。

当我们在设计基极驱动变压器时，初级至次级的圈数比，必须选择不超过Q2电晶体的VBE与VEB规格，一般初级绕组与第三绕组的圈数是相同的。

另外需注意的是初级绕组与第三绕组必须紧紧缠绕（以双绕方式），减少漏电感值，以避免产生过大的电压波尖。电晶体Q1的选择，必须电晶体在OFF时集极能承受最少二倍的VCC电压。为了简化变压器，我们将电路略作修正，并保有先前所描述的优点，此实际电路如图4-7所示。

如果正脉波电压VP出现于基极驱动变压器的初级绕组上，则在次级端也会有正的电压脉波VS产生，并将Q1电晶体导通。在正脉波期间，顺向驱动电流IB1会将电容器C充电，其极性如图4-7所示。电容器上的电压，由于二极体D1，D2与D3的顺向电压降，会被箝制于3V，我们可用电压额定值相同的齐纳二极体（zener diode）来取代这些二极体。当初级电压趋于零时，变压器次级端电压也会趋于零值，此时电容器C的正端点，即为Q1电晶体的射极电位。此时充电的电容器会连接至电晶体开关的基极—射极接头处，产生所需的逆向基极驱动电流IB2，并将电晶体OFF且减少其储存时间。

在图4-8中为简单的驱动电路，可用来驱动直接耦合的功率电晶体，由Q1与Q2电晶体组成的射极随耦器，会交替地将Q3电晶体ON或OFF，其基极电位为VCC或零电位。当电晶体Q1于ON状态时，Q2电晶体也会被导通，此时电容器C会被充电，齐纳二极体Z1会限制电容器C的充电（在实际电路中VZ＝4.3V）,而且也提供了顺向基极驱动电流IB1的路径,其电流值被电阻R1所设定。电晶体Q1于OFF状态，Q2于ON状态时，充电电容器C会有效地连接至Q3电晶体的基极—射极，因此，由于电容器的极性，会有逆向电流IB2的产生，IB2电流值大小是依电晶体Q2的增益，与电容器C之值与充电大小及线路的阻抗而定。

4.6.2比例式基极驱动电路（A Propotitional Base Drive Circuit）

在前节中所描述的基极驱动电路，都会提供恒定的驱动电流至电晶体开关，不过这些电路有个缺点就是当集极电流低时，由于电晶体β值的改变，以致于电晶体的储存时间无法足够地或有效地达到较短的时间。

因此，如果我们使用比例式基极驱动的方法，就可以控制β值了，而且事实上我们能够保持所有集极电流为一恒定值。所以，使用此种型式的驱动方法，在集极电流低的情况下，我们所期望的是去缩短储存时间，其结果会优于使用恒定驱动电流的方法。

在图4-9所示，就是比例式基极驱动电路，此电路的操作原理说明如下：当Q1电晶体ON时，T1变压器处于负饱和状态，此时Q2电晶体OFF，在Q1处于ON这段时间，在N1绕组上会有电流流过，此电流值大小会被串联电阻R所限制，因此在绕组上就会有能量储存并保持T1变压器在饱和状态，当Q1电晶体OFF时，储存在N1上的能量会转移至绕组N4上，并在Q2上有基极电流流通，此时会将Q2电晶体导通，因此会有集极电流的产生，则变压器N2绕组上会被激发而有能量储存，所以，在变压器T1上有标记圆点的各端点都会变成正电位，并牵引铁心由负饱和变成正饱和。

由于N2与N4绕组，其动作就如电流变压器，电晶体Q2会保持在ON状态，此时在所有集极电流准位下会强制β值保持常数。Q1电晶体变成ON时，Q2电晶体才会转换至OFF状态，下面的公式可用来计算变压器的圈数比，对Q2来说使用一个强制的β常数值，则有

2

4

N

N

=

b

(4-4)

在变压器操作期间，tON与tOFF的磁通密度必须相等，

off

on

t

t

f

D

f

D

=

(4-5)

且

C

A

B

max

2

=

f

D

(4-6)

在此Bmax为最大操作磁通密度（单位为高斯），AC为铁心面积（单位为平方公分）。

由基本的磁性公式我们可得

(

)

(

)

8

10

2

-

=

f

V

N

f

D

(4-7)

将公式4-6与公式4-7结合，我们可求得N1与N4变压器的绕组

(

)

C

CC

A

fB

V

N

max

8

1

2

10

=

（4-8）

(

)

C

BE

A

fB

V

N

max

8

4

2

10

=

（4-9）

在此VBE为Q2电晶体的基极—射极电压，f为转换器的操作频率（kHz）。将公式4-8与公式4-9相除，可得N1/ N4的圈数比为

on

off

BE

CC

t

t

V

V

N

N

=

4

1

（4-10）

4.6.3反饱和电路用于基极驱动（Antisaturation Circuits Used In Base Drives）

在4-5节中我们讨论使用二种方法，来使得功率转换器的转换电晶体不会达到饱和状态，如此可减少电晶体的储存时间，并予以忽略。这些反饱和电路可以与先前讨论的基极驱动电路互相结合，可获致更好的效果，图4-10的电路就是一个典型的应用，我们结合了Baker制止电路与基本的基极驱动电路来使用，其它的基极驱动电路，亦可与其连接使用，当然如果使用的转换电晶体为达林顿电晶体，因为本身具有反饱和特性，所以就不需使用反饱和二极体了。

4.7双极式电晶体二次崩溃的考虑（BIPOLAR TRANSISTOR SECONDARY BREAKDOWN CONSIDERATIONS）

4.7.1顺向偏压的二次崩溃（Forward-Bias Secondary Breakdown）

由我们讨论可知，功率转换器的转换电晶体，在其ON与OFF期间，需承受很大的应力（stress），为了能设计可靠的，无缺点的电路，从事设计的工程师们，必须要能清楚了解到，双极式功率电晶体在顺向偏压与逆向偏压状态下，其特性如何。

首当其冲的是，当电晶体在顺向偏压时，要防止转换电晶体ON时的二次崩溃（secondary breakdown），一般制造商都会提供电晶体的安全操作区域(safe-operating area SOA)的曲线规格，如图4-11就是一个典型的SOA曲线。此曲线乃集极电流对集极—射极电压，所获致的结果，其曲线轨迹所代表的意义就是电晶体所能操作范围的最大极限，因此，在电晶体ON期间，负载线若落于脉波的顺向偏压SOA曲线内，则电晶体就能安全地工作，不会超过热效应的极限SOA的导通（ON）时间。

顺向偏压二次崩溃的现象，乃由于过热点（hot spots）散乱地到处产生，超过了功率电晶体的工作区域而引起，也是由于在高压应力下，不相等的导通电流所引起。因为电晶体的基极—射极接头处的温度系数是负的，因此，过热点会增加局部电流（local current）产生，电流愈多也就是会产生更多的功率，换句话说，过热点的温度就会愈来愈高，由于集极—射极崩溃电压的温度系数也是负的，所以亦会有相同的结果产生。因此，如果我们不将电压应力移去，并终止电流的产生，则集极—射极接头会崩溃，而且也由于热跑脱现象，使得电晶体会受损坏。

最近国际半导体公司已发展研究出可以避免顺向崩溃的方法，此法乃是电晶体在制造时使用修正的射极稳流技术来完成，由此技术所制造出来的组件，能够操作在最大额定功率准位与集极电压下，不需担心二次崩溃的现象，在图4-12所示，为整个单石组件的结构图。

此方法就是将接面场效电晶体（junction field-effect transistor JFET）与功率电晶体串联，JFET的动作就如基极稳流电阻器，其电阻值的变化为集极—基极电压的函数，我们在JFET射极上串联了一个电阻器，因此，此方法不同于标准的射极稳流技术。在忽视集极电压下，基极稳流也保持恒定的功率消耗，当JFET夹止(pinch OFF)时，电阻器R就取而代之了。

4.7.2逆向偏压的二次崩溃（Reverse-Bias Secondary Breakdown）

我们曾在前面提过，在转换应用上的功率电晶体，其储存时间与转换损失这二个参数值非常重要，因此工程师在设计上就必须谨慎来处理。如果储存时间不能减少至最低值，变压器就会有饱和情况发生，而且转换器的稳压率的范围就被限制了。

另外转换损失也必须予以控制，否则整个系统的效率会大受影响，在图4-13中所示为高压功率电晶体在电阻性与电感性负载下，其关断时的特性曲线。查此曲线，我们可得知，电感性负载较电阻性负载，在电晶体OFF时，产生更多更高的峰值能量，在这些情况下，如果超过了逆向偏压安全操作区的范围（RBSOA），则就可能产生二次崩溃的现象。

在早期电晶体文献中，测定逆向偏压二次崩溃的方法是使用非定位电感性负载来测试电晶体，逆向偏压二次崩溃的能量ESB，可由下式求得

C

off

SB

I

L

E

2

2

1

=

(4-11)

在此

L

V

V

V

L

CC

CEX

CEX

off

-

=

(4-12)

计算求得的ESB值，求单位为焦耳，但是，由于以开路基极来关断或是以非常高的基极阻抗，来真正测试电晶体，则ESB值范围，可从毫焦耳(millijoules)变化至焦耳(joules)。若基于事实上的考虑，电晶体操作于崩溃电压VCEX附近时，则对目前电晶体规格来说，ESB的参数值乃相对地无效。

可选择的RBSOA额定系统，经由功率电晶体制造商己发展出来，其使用定位的电感性集极负载，如图4-14所示的曲线，它与顺向偏压的SOA曲线有些类似，由RBSOA曲线得知，当电压低于VCEO值，会操作在安全区域，而与逆向偏压VEB值无关，仅受限于电晶体的集极电流IC，若超过了VCEO值时，此时集极电流值必须予以减少，其值依所供给的逆向偏压而定。

显而易见的，逆向偏压VEB值的重要性，与其在RBSOA上的效果，另一重要之点乃是要避免，电晶体OFF时，基极－射极接头处的累增崩溃，在此情况下，电晶体OFF时的转换时间可以被减少。基极与射极接头处的累增崩溃，在任何情况下，我们都不考虑其关连性，因此，一般设计者为了保护转换电晶体，都使用制止二极体或是箝制电路，来避免此种情况。

4.8交换式电晶体保护电路：RC箝制电路(SWITCHING TRANSISTOR PROTECTIVE NETWORKS:RC SNUBBERS)

由前节的讨论，我们可清楚地得知，转换周期的最临界部分是发生在电晶体OFF之时，至于我们曾提过使用基极驱动的方法，是用来增加逆向基极电流IB2，来使得电晶体的储存时间可以被减小。不幸的是，在此情况下基极－射极接头可能会有累增崩溃产生而损坏了电晶体。我们可用以下二种方法来避免此种情况发生：（1）在低的集极－射极电压VCE下，将电晶体OFF，（2）在升高集极电压下减少集极电流值。

当我们所设计的电源供给器是属于转换型式时，此时使用第二种解决方法会来得较实际些，图4-15所示，就是达成此目的电路，我们在电晶体上使用了RC箝制电路，使得电晶体OFF时，集极电流能逸出转向，此电路工作原理如下：当Q1电晶体OFF时，电容器C经由二极体D1充电，其值为（VCC-VD），当Q1电晶体ON时，电容经由电阻器R的路径放电，有一点非常重要的是，箝制电路会消耗一些功率，而减少了转换电晶体的功率损耗，若没有使用箝制电路，则这些功率都会消耗在电晶体上。

以下的设计与分析过程，乃基于实际经验的结果，在实际电路设计上，这些公式能够有效成功地计算求出箝制电路之值，在图4-13（b）中，电晶体OFF时，其能量可写为

(

)

2

2

2

f

r

CE

C

CE

t

t

V

I

CV

E

+

=

=

（4-13）

在此 IC：最大集极电流，A

VCE：最大集极－射极电压，V

tr：最大集极电压上升时间，μs

tf：最大集极电流下降时间，μs

解公式4-13，我们可求得电容之值C

(

)

CE

f

r

C

V

t

t

I

C

+

=

（4-14）

如前面所说的电容器C在电晶体OFF时充电，在电晶体ON时（tON），经由电阻器R放电，则在电容器上的电压可写为

(

)

RC

t

V

V

on

CE

C

/

exp

-

=

（4-15）

为了保证电容器在于电晶体OFF之前充满电荷，其值趋近VCE，我们必须选择RC值，如此exp-(tON/RC)表示式，将会趋于1，在同一理由下，我们亦须选择RC值，使得在tON时，电容器能被放电。

由基本电路理论我们可得知，若要电容器经由电阻器完全放电，则需要五倍的时间常数（5τ；τ＝RC），假设在三倍时间常数之后，电容器就能完全放电，则我们可导出最大放电之电阻值：

C

t

R

on

3

=

（4-16）

由公式4-6所计算求得的电阻R，我们必须检查在ON时，流经电晶体的电容器放电电流，并由以下公式，限制它至0.25 IC值范围：

R

V

I

CE

dis

=

（4-17）

如果电阻值太低而且Idis>0.25 IC的话，则我们必须重新选择R值，直到满足上面所说的条件。

最后我们要来计算最大电阻的功率额定值，其公式为：

f

CV

P

CE

R

2

2

1

=

（4-18）

在此，f为转换器的工作频率，（kHz）。

以下我们就学个例题来说明验证上面的公式。

例题4-1

假设转换电晶体使有在半桥式转换器中时，其VCE＝200V，tf＝2μs，tr＝0.5μs，转换器工作于20kHz的频率下，而且电晶体集极电流IC＝2A，试计算箝制电路的电阻值R与电容器值C。

解：由公式4-14可得

(

)

(

)

nF

F

V

t

t

I

C

CE

f

r

C

25

025

.

0

200

10

2

5

.

0

2

6

=

=

´

+

=

+

=

-

m

我们取C值为22nF，假设tON为整个时间周期的40%，则

s

t

on

m

20

10

02

.

0

20

10

4

.

0

3

3

=

´

=

´

=

-

-

利用公式4-16可得

(

)

W

303

10

22

.

0

3

10

20

6

6

=

´

´

=

-

-

R

我们取R值为300Ω。检查放电电流可得

A

I

dis

67

.

0

300

200

=

=

此值会大于0.25IC，因此必须重新计算R值

(

)

(

)

W

400

2

25

.

0

200

25

.

0

=

=

=

C

CE

I

V

R

取电阻R＝430Ω

最后计算电阻的功率额定值为

(

)

(

)

(

)

W

P

R

1

2

10

2

200

10

025

.

0

3

2

6

=

´

´

=

-

4.9功率型MOSFET用作开关(THE POWER MOSFET USED AS A SWITCH)

4.9.1概论(Introduction)

虽然场效应电晶体(field-effect transistor FET)应用于电路设计上己有许多年了，而近年来功率型金属氧化半导体场效应电晶体(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor MOSFET)，也己成功地制造出来，并在商业上大量的应用于功率电子的设计上。而此MOSFET的功能需求，更超越了其它的功率组件，工作频率可达20kHz以上，一般都工作于100-200kHz，而不需像双极式功率电晶体有诸般经验上的限制。

当然，如果我们设计转换器工作于100 kHz频率下，比工作于20kHz的频率会有更多的优点，最重要的优点就是能减少体积大小与重量，功率型MOSFET提供设计者一种高速度，高功率，高电压，与高增益的组件，且几乎没有储存时间，没有热跑脱与被抑制的崩溃特性，由于不同的制造厂商会使用不同的技术来制造功率型的FET，因此就会有不同的名称，如HEXFET，VMOS，TMOS等，此乃成为每一公司特有的注册商标。虽然结构上会有所改变而增强了某些功能，但是所有的MOSFETs基本的工作原理都是相同的，事实上对某些应用上来说，使用特有型式的MOSFET有时亦会较使用其它型式来得适切引人些。

4.9.2基本MOSFET的定义(Basic MOSFET Definitions)

MOSFET的电路符号示于图4-16中，此为N通道的MOSFET，在图4-16中另一个为NPN双极式电晶体，可互相参考比较其符号之不同，当然亦有P通道的MOSFET，其电路符号中的箭头方向刚好与N通道相反，在图4-16的这二个电路符号，双极式电晶体的集极，基极，与射极端，就相对于MOSFET的漏极，栅极与源极端。

虽然此二者组件都称为电晶体，可是我们必须明了，双极式组件与MOSFET，在结构上与操作原理上还是有明显的不同。最大之不同点就是MOSFET为多数载流子半导体组件，而双极式则为少数载流子半导体组件。

4.9.3MOSFET门极驱动的考虑(Gate Drive Considerations of the MOSFET)

当我们使用到双极式功率电晶体时，此组件基本上是属于电流驱动的，也就是为了能在集极端有电流产生，必须在基极端注入电流，此产生的集极电流正比例于双极式电晶体的增益。

反之，MOSFET则为电压控制的(voltage-controlled)组件，也就是为了能在漏极端有电流产生，必须在闸极与源极之间，提供额定的电压值，由于MOSFET的闸极端与源极端之间会被氧化硅层(silicon oxide layer)作电气上的隔离，因此，仅有微量的漏电流会由所供应的电压源进入闸极。所以我们可以说，MOSFET具有极高的增益与极高的阻抗。

为了将MOSFET导通，闸极至源极电压脉波必须传导足够的电流，在期望的时间内，将输入电容器充电，MOSFET的输入电容值Ciss乃为金属氧化闸极结构所形成的电容值总和，此为闸极至漏极的电容值CGD与闸极至源极的电容值CGS。因此，驱动电压源阻抗Rg，其值必须非常低，为了达到电晶体高速之作用。

我们有一种方法可以大约计算驱动产