5-1

第五章 PIFA 天線設計

5-1 手機發展的趨勢

手機是個人行動通訊系統中相當重要的設備，也是台灣通訊工業界非常熟悉

且極為重要的一環，而天線是手機的重點，其設計的好與不好，悠關手機的性能。

目前手機的天線設計已經由外顯型式(External)走向內藏式(Internal)的方向，

同時天線本身也具備下列優點：

1. 操作於雙頻、三頻或多頻帶且頻寬夠寬：因為手機不是手持式就是口袋

式，都緊靠在身體某一部份，使用場所又不一定，頻寬必需足夠寬，在

輻射或接時才不會因受環境影響產生頻寬不足的窘境。

2. 製造成本低廉且不受別人專利(Patent)的限制。

3. 型式簡單，易於大量製造。

4. 寬廣的輻射場型：由於手機所接收的不是直接波，而是多重反射的結果，

由於收到的訊號來自四面八方，因此天線場型應該愈全向性愈好，因此

天線增益也相對比較低。

5. 對於不同極化方向的隔離度要小：因為接收電波來自不同方向沒有一定

的極化方向，所以手機的天線對於極化的隔離度不要太強。

5-2 設計目的

隨著行動無線通訊系統的普及，可攜式無線通訊的需求不斷增加。為了使行

動電話的進一步微小化，開發小型天線(Small and low profile antenna)的需

求日益增加。從設備操作的觀點看來，小型天線適合使用於這類可攜式裝置

5-2

(Portable devices)上。在這類小型天線中，平面型倒 F天線(Planar inverted-F

antenna)(簡稱 PIFA)目前廣泛用於可攜式無線電話手機上，是很早使用在手機

的一種隱藏式天線。

5-3 平面倒 F 型天線的理論簡介

典型的 PIFA 包含一個矩形平面金屬片、接地板，和一個寬度比平面金屬片

的短邊要窄的短路板。如圖 5-1 所示，前章我們已經介紹過 patch 天線，在此我

們可將 PIFA 視為是一種在 patch 中間加入短路板的矩形 patch 或微帶型天線

(Microstrip antenna)(簡稱 MSA)的變形，只是一般 PIFA 天線金屬板之間沒有

介質基板。去除基板後中間短路型式的 patch 天線如圖 5-2 所示，這種短路型式

的 MSA 實際上是由前章 TM100模式產生振盪的 patch 天線。矩形 patch 是以 TM100

模態在金屬輻射體與接地板之間運作，且電場在中間為 0，因此可以在 patch 天

線中間放置一短路片而不影響場型，再將平面金屬板的其中一半移除使平面金屬

板的面積減為原有的一半，如圖 5-3 所示。當短路板的寬度縮小至比平面金屬板

寬度要短時，天線結構的有效電感就會上昇，若短路板的長度進一步縮減，而且

共振頻率將變得比相同大小平面板的傳統短路型 MSA 的共振頻率低。當短路形式

的 MSA 天線，其短路板的寬度縮小之後，所得的結構將和 PIFA 的一樣。所以，

PIFA 是一種 MSA 變形的天線。

5-3

圖5-1 PIFA的架構圖

因為平面倒 F 型天線可視為利用λ/4 諧振的小型薄型的天線，體積相對較

小，故一般都被用來作為行動通訊用的隱藏式天線。它的動作原理在此可利用同

軸饋入型Patch(微帶)天線來加以說明。當同軸饋入型Patch(微帶)天線諧振時，

如圖 5-2 所示，patch 兩端邊是開路，其長邊長度必須為λ/2，諧振時，天線中

央的電場為零，也就是說，電壓為零，故在中央處代表是短路，因此若在此將天

線接地，其諧振頻率不會變化。此時天線的體積可以減為一半，但相對的天線的

頻寬也變成約一半。所謂約一半是指中央短路的 patch 天線是 patch 天線尺寸的

一半，因此其指向性及增益也有不同的關係。若取圖 5-2 結構在中央處用金屬平

板作短路至地，則形成圖 5-3 所示的結構，此結構稱之為λ/4 短路型微帶天線，

此時天線的體積減半，相對的 Q值上升，頻寬也會變成約一半[1]。如果將圖 5-3

短路型結構在天線開路端部彎曲向下，由於這種天線的端部為開路，金屬下彎可

以增加電容大小，如圖 5-4 所示，這種作法可以更加縮短天線所需的諧振長度。

5-4

圖 5-2 同軸饋入型 Patch 天線 圖 5-34λ短路型微帶天線

圖 5-4 附加電容型天線

另外，用同軸線之探針饋入訊號到λ/4 短路型微帶天線時，電流的流經路

徑，可用圖 5-5 來解釋。圖 5-5 是圖 5-3 的橫切面示意圖，在探針饋入附近因有

短路板，故電流訊號從探針直接流向短路板回流到地面，此時電流如圖 5-5(a)

所示，電流呈現反向路徑的模態，電流會相互抵消，這種電流分佈使天線不會諧

振而產生輻射。

(b)同向模式(a)反向模式

圖 5-5 4λ短路型微帶天線的電流

相對的，參考圖 5-5(b)所示的電流模態，電流訊號從探針經過金屬板的下

側流向右端，在開路端部折返由導體上方回流經由短路板回到地，但接地處阻抗

5-5

幾乎是 0，因而在接面處形成阻抗不連續造成電流反射，在金屬上面流動的路徑

(b)的電流，整個路徑長度約為λ/2，此時在短路處的電流和探針上的電流方向

相反，相位延遲為π，電流在饋入端短路端變成同相。此時，電流在兩處為同相

模態，電流的路徑為λ/2，形成諧振產生輻射。

因此，若是λ/4 短路型微帶天線的話，在短路板和探針上，因流著同相的

電流，因此若只看平板上面電流的話，也可看作電流從短路板流向天線的開路端，

當左邊短路，右邊是開路時，電流在此區域形成四分之一波長諧振。

圖5-6是金屬平板不同寬度 1L 與長度 2L 時電流的方向圖，如圖所示，其中粗

黑體代表接地的短路板，短路板寬度為W， 1L 是金屬寬度， 2L 代表金屬板長度，

如同圖5-1所標示。此圖顯示當 21 LWL >− 情況下，平面板底層的電流主要是由

平面板的長邊側面流動到開路的邊。然而，在 1 2L W L− > 情況下(如右下角 1LW <

情況)，電流則由平面板的短側面流動到開路的邊 [2]。

圖5-6 當 1 2L -WL 情況下，電流在平面板流動的方向

當天線結構如圖5-6右下圖之電流分布產生共振時，波長可被表示成

1 2L +L = 4λ (5-1)

5-6

其中λ是波長。然而，在短路板寬度W的變動情況下，此共振頻率的公式並沒有

把W的影響表示出來。根據表面電流的分析結果，吾人認為共振的1/4波長等於在

短路板和平面板上流動中的電流所經過的有效長度。然而，在 1W/L =1情況下，

共振頻率可以表達成

2L +H= 4λ (5-2)

若 W=0 則公式被表示成

1 2L +L +H= 4λ (5-3)

當天線高度H遠比波長短時,可以忽視開路邊的邊緣效應影響，共振頻率由

(5-2) 和(5-3)計算式所得的結果與測量的結果相似，此時大約有3%的誤差，參

考一些研究文獻整理得到表5-1與表5-2。比較量測與估算結果由表可知，在

0

5-7

表5-1 當W=L1時，共振頻率計算的結果與測量的值

表5-2 當W=0時，共振頻率計算的結果與測量的值

電流流動的路徑若變長的話，就會降低天線的諧振頻率，這種作法可以達

到尺寸縮小的目的，因此天線可以進行縮小化設計。如圖 5-7 所示，最好的方式

是縮短短路板的寬度部分，隨著短路板的長度縮短，此時電流會產生轉彎，當把

短路板作成最小時，板上所流的電流在對角線上流動，其路徑變長，諧振頻率可

以降低。此時的諧振頻率 rf 以圖 5-7 的參數而言，能用下列的近似式（c代表光

速）：

1 2

14rcf

L L H= ×

+ + (5-7)

5-8

圖 5-7 平面倒 F型天線

圖 5-8 PIFA 天線電流的流動方向

平面倒 F 型天線的指向性，雖然可以根據在平板上和短路板及探針所

流的電流利用電磁模擬正確地求得，但輻射場型則可根據圖 5-8 所示的天線

端部所假定的磁流（Magnetic current）來加以說明，如同 patch 天線的空

腔模型(Cavity model)[3]，若高度H

5-9

圖 5-9 平面倒 F型天線和磁流

因此，平面倒 F型天線所輻射的電磁波有水平極化與垂直極化方向的場，

而指向性不高，可以達到廣角輻射，比較可以適用於手持裝置的通信，但也造成

增益下降。一般小型化天線，天線電氣體積、頻寬與增益之間關係約略可以下式

表示：

常數值效率增益頻寬

電氣體積=

×× (5-8)

根據(5-8) 式可知，利用此種作法將天線小型化時，體積縮小若頻寬不變，增益

必須下降，平面倒 F型天線是犧牲增益來實現小型化的天線。

當 W 寬度和 L1相同時，吾人可以計算與量測阻抗頻寬，而且此時結構對應

於短路結構 MSA 的天線。吾人發現頻寬的增加取決於天線高度 H的增加及平面板

尺寸 L1/L2的比例。由研究結果顯示，當其短路平板的寬度比短路 MSA 天線更窄

時，可知 PIFA 的頻寬比短路結構 MSA 更窄，而且頻寬減少乃是取決於短路板寬

度的減少。

5-4 考慮機殼與手持影響的 PIFA 設計：

(a) 共振頻率

前節已經陳述鑲嵌在無限大接地面的 PIFA，其共振頻率隨著短路板的寬度

及平面板的尺寸長寬比而改變。然而，當 PIFA 鑲嵌在具有傳導性遮蔽物的可攜

帶式無線電設備時(例如手機機殼或手)，它的特性受到遮蔽物尺寸及外形所影響。

yz

x

2M

1M

4M

3M

5-10

因此，要描述一般的共振情況是比較困難的。在此種情況下，PIFA 的真實尺寸

必須藉由反覆實驗或模擬來設計。

(b) 頻寬

對於PIFA天線而言，天線的高度越高時可以得到更寬的頻寬，它與MSA天線表

現出來的趨勢類似，圖5-1所示，正方型金屬平板結構的PIFA放在無限大接地面

時，若W/L2=0.125，VSWR為1.5及2.0時，相對應的頻寬約有7~8%。但若PIFA鑲崁

在手持手機機殼上的頻寬比鑲崁在無窮接地面的頻寬更大。一般認為這個影響是

由在傳導機殼上流動的表面電流引起輻射所造成[1]。由現今之手機模擬與實驗

顯示，一般手機接地面尺寸是100×40 2mm 時，可以獲得相對應頻寬多於12%;然

而，天線高度較短(H=0.03λ)時，當手觸摸機殼時會影響天線特性，因此輸入阻

抗也會受到影響，阻抗匹配就必須仔細考慮了。

若不增加天線高度下，為了增加頻寬的PIFA，可以利用增加一個寄生元件或

產生雙重頻帶的共振方法，這些都是增加頻寬的有效方法。利用這些做法，天線

的體積就更可以縮到足夠的小，至於手持與機殼對天線阻抗匹配的影響在下一章

的模擬設計時會討論。

(c) 行動無線電環境中的有效増益(Effective Gain)

當波長的大小與手機尺寸相當時，要分析手持式無線電設備上的天線特性，

可以利用矩量法(Method of Moment)和有限元素法(FEM)等數值方法所撰寫的商

業模擬軟體來進行模擬設計。PIFA鑲崁在機殼上的輻射場型，利用模擬發現PIFA

在垂直和水平兩個極化的無線電波表現相當，因此，PIFA適合使用於無法固定天

線極化方向的手攜式無線電設備。此外，對於交叉極化(Average cross

polarization power ratio)靈敏性高的天線中，由於無線通訊設備機殼的尺寸

和形狀會影響天線輻射場型，當交叉極化耦合相對比較大時，可以改進在市郊地

5-11

區平均接收的功率。因此，PIFA在多路徑環境中，它的有效增益低於半波長的偶

極天線;然而，PIFA的指向性Directivity)類似於偶極天線。因為行動中的無線

設備其天線的有效增益會影響無線通訊範圍，進而影響傳送無線訊號所需要的功

率，最後也影響電池的容量，因此在多路徑環境中有效増益是最重要的性能特性。

所以考慮無線通訊手機機殼的影響下來設計天線有效增益，對手持式無線電設備

而言相當重要。然而，當手持天線接近人體時天線的有效增益會降低，而且人體

會對電磁波產生吸收現象，因此研究上必須進行定量分析，此時政府都會制訂特

定吸收率(Specific absorption rate)(SAR)的接收下限，來對手持式無線通訊

設備進行規範，以避免頭部吸收過多電磁波。

5-5 平面倒 F 型天線的饋入位置選擇

平面倒 F 型天線的共振頻率是以 1/4 波長來決定的，而此天線設計上最重

要的就是饋入位置的選擇，圖 5-10 所示是 PIFA 結構的側視圖，與 patch 天線的

傳輸線模型理論相似，我們可以根據傳輸線模型可以找出其饋入位置，設計的主

要考量是由饋入端看進去的阻抗必須與同軸線阻抗互相匹配。當探針移到最左邊

靠短路板時輸入阻抗為 0，當天線探針移到最右邊時，輸入阻抗因開路之故達到

很大，因此如何找到 50Ω的位置是設計的重點。在自由空間中，根據傳輸線模

型，標準的1/4波長微帶天線(Microstrip patch antenna)，若傳輸線長度為 2L ，

寬度為 1L ，則輸入阻抗利用傳輸線理論可以近似於[2]:

inR (S)≈2 2

0 22

1 2

120 tan ( ){1 tan [ ( )]}[tan tan ( )]

S L SL S L Sλ β β

β β+ −

+ − (5-9)

其中 S：代表饋入端與接地端距離

0λ ：代表自由空間波長

β：代表傳輸線在諧振頻率時的傳播常數

5-12

圖 5-10 饋入的位置

利用公式 5-9 式，若傳輸線長度為 2L =61.3 mm，寬度為 1L =25.8 mm，饋入

端的輸入阻抗對 S作圖所得到的結果如圖 5-11 所示，經由此圖我們可以選擇 inR

= 0Z =50Ω達到阻抗匹配以決定 S 的大小，如此可以找到較恰當的饋入位置。當

短路板很窄時，傳輸線近似公式就無法準確地預測 50Ω的位置，此時必須藉助

於電磁模擬軟體，但一般而言，50Ω的饋入位置一般離短路的位置很近。

圖 5-11 饋入端的輸入阻抗與 S的關係圖

由公式(5-9)，我們可以得知，輸入阻抗與 1L 成反比，因 1L 的大小與輻射效

率(Radiation efficiency)很有關係，為了避免降低輻射效應，因此， 1L 的長

度必須足夠寬。由於此天線的共振頻率為λ/4，又λ/4= 1L + 2L +H，短路板寬度

一般都很小約 1mm，因此若 H高度先決定， 1L 若給定，則可以決定 2L 的長度。當

5-13

H 的高度愈高時，體積變大，天線 Q值下降，天線的頻寬就愈寬，但由於現今的

手機與手機天線趨勢愈來愈注重輕、薄、短、小，因此在設計上，H的高度還是

有一定的限制。在算出 1L 及 2L 兩個值的大小後，我們便可以由公式(5-9)決定 S

的位置，如此可以完成 PIFA 天線的設計。所設計之單頻 PIFA 天線模擬結果如圖

5-12 所示。

圖 5-12 GSM-900 的 PIFA 模擬結果圖

5-6 設計範例

我們以一個真實的 900MHz 手機天線為範例來說明 PIFA 天線設計過程，一開

始給定金屬平面尺寸是 100 mm× 100 mm，目標是設計諧振在 900MHz 之天線，我

們必須決定 PIFA 的 1L 、 2L 及 S，饋入方式是由接地平面下方以同軸線饋入，設

計步驟與設計過程如下：

(1)決定 H：一般而言，H的高度愈高，天線的頻寬就愈寬，但由於 H的高度太高

5-14

時，整體天線因結構的關係會晃，因此在此我們採用 H值為 8 mm。

(2)決定 1L ：決定 1L 之寬度為 50 mm。

(3)決定 2L ：由(5-2)式計算得到 2L = 76 mm。

(4)決定 S：參考圖 5-11，選擇 inR = 0Z =50Ω達到阻抗匹配，因此我們決定 S=10 mm

作為饋入位置。

(5)共振頻率：利用公式(5-7)，長( 1L )為 50 mm、寬( 2L )為 76 mm、H 為 8 mm，

可以計算出共振頻率 fr＝900 MHz。

(6)利用 FEKO 可以模擬得到 S11 及共振頻率、電流分佈與計算它的輻射場型。

5-7 實驗驗證與結論

圖 5-13 所示的天線結構圖，是參考文獻[5]的單頻手機天線範例，在此以本

例來說明PIFA天線模擬與實驗比較，此結構是一個設計在900MHz的PIFA天線，

短路板寬度是 12.9 mm，金屬接地平面尺寸是 116.1mm×51.6mm，饋入方式是由

接地平面下方以同軸線饋入，圖 5-14 是實驗與 FEKO 軟體模擬結果比較圖，圖(a)

為 S11 大小比較圖，諧振頻率為 900MHz，(b)為相位比較圖，由圖結果可驗證模

擬結果的可靠性。

圖 5-13 GSM-900 的 PIFA 天線結構圖

5-15

(a)振幅圖

(b)相位圖

圖 5-14 回流損失之實驗與模擬結果比較

圖 5-15 是在 SGS 公司量測 PIFA 天線之增益與輻射效率圖，PIFA 天線之增

益約為 3dB，而輻射效率約有 80%。由模擬軟體可得到電流分佈，利用電流分佈

計算電磁場，FEKO 軟體可以計算 PIFA 天線的輻射場型。圖 5-16 是 PIFA 天線於

SGS 公司所量測之輻射場型與 FEKO 軟體模擬結果之比較圖。由圖可知 E-theta

方向的場型具有全向的特性，同時 PIFA 天線有水平極化與垂直極化場量，這地

表 PIFA 非常適合於手持裝置之通訊設備上!

0.8 0.85 0.9 0.95 1 1.05 1.1

Frequency (GHz)

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

S11

(dB)

simulated resultmeasured result

0.8 0.9 1 1.1

Frequency(GHz)

-240

-200

-160

-120

-80

-40

0

40

80

120

160

200

240

Phas

e(de

g)

simulated resultmeasured result

5-16

0.7 0.75 0.8 0.85 0.9 0.95 1 1.05 1.1

Frequency (GHz)

-12

-8

-4

0

4

Ant

enna

Gai

n (d

Bi)

0

20

40

60

80

100

Rad

iatio

n Ef

ficie

ncy(

%)

圖 5-15 PIFA 天線之增益與輻射效率圖

Measured_E-thetaMeasured_E-phiSimulated_E-thetaSimulated_E-phi

圖 5-16 PIFA 天線之輻射場型圖

5-17

圖 5-17(a)為 PIFA 上的電流分佈，電流密度分佈在天線的短路端及饋入端

的電流密度較高(紅色部分)，由此可知鄰近區域電場也比較強。

圖 5-17 (a) 電流密度分佈

圖 5-17(b)為電流方向圖，由電流方向可知，饋入點電流流出到 PIFA 的天

線開路端，然後流到底再流回接地形成迴路。

圖 5-17 (b)電流方向圖

5-18

5-8 參考文線

[1] T. Taga and K. Tsunekawa, “Performance analysis of a built-in planar inverted-F

antenna for 800MHz and portable radio units,” IEEE Trans. on selected areas in

communications, vol.SAC-5, no.5, June 1988.

[2] K. Hirasawa, and M. Haneishi, “Analysis, design and measurement of small and

low profile antennas,” Norwood, MA: Artech. House, 1992.

[3] A. Balanis, “Antennas Theory,”2nd, John Wiley & Sons Inc., 1997.

[4] “最新天線工程＂，卓聖鵬編譯，全華圖書公司，八十九年五月。

[5] K. L. Virga, J. Drewniak, and Y. Rahmat-Sanii, “Low-profile

enhanced-bandwidth PIFA antennas for wireless communications Packaging,”

IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol.45, no.10,

pp.1879-1888, Oct. 1997.