朱慶隆、童宇宏：單級高功因電子安定器 123

單級高功因電子安定器

朱慶隆 童宇宏

南台科技大學電機工程系

摘 要

本文提出一種結合返馳式與 D 類新架構之單級高功因電子安定器，此

結合返馳式與 D 類之單級高功因電子安定器，是使用兩組返馳式轉換器與

D 類諧振換流器來整合成一單級高功因電子安定器，由於有兩組返馳式轉

換器，因此對整個電路而言，具有兩組功因修正電路功能，此兩組轉換器

是相互交替導通的，使得輸入電流能操作在近臨連續與不連續導通模式之

邊界情況，使輸入電流波形更圓滑，達到更低的輸入電流諧波、較低功率

開關電流應力等優點。

關鍵詞：返馳式轉換器、單級高功因、電子安定器。

A SINGLE-STAGE HIGH POWER FACTOR ELECTRONIC BALLAST WITH FLYBACK AND CLASS D CONVERTER

Ching- Lung Chu Yu-Hung Tung

Department of Electrical Engineering Southern Taiwan University of Technology

Tainan, Taiwan 710, R.O.C.

Key Words: flyback converter, single stage high power factor, electronic ballast.

ABSTRACT

A new single-stage converter with combined flyback and class D high power factor electronic ballast is presented in this paper. The single-stage converter of combined flyback and class D high power factor electronic ballast is composed of two flyback converters and a class D resonant in-verter. The two flyback converters are alternatively turned on to produce an input current near the critical range of the discontinuous conduction mode (DCM) and the continuous conduction mode (CCM). As a result, this pro-posed single-stage converter with high power factor electronic ballast can provide a smoother input current waveform, lower input current harmonics and less switching current stress.

技術學刊 第二十一卷 第二期 民國九十五年 123Journal of Technology, Vol. 21, No. 2, pp. 123-134 (2006)

124 技術學刊 第二十一卷 第二期 民國九十五年

圖 1 雙級高功因電子安定器電路架構

圖 2 單級高功因電子安定器電路架構

一、前 言

日光燈在高頻下操作有很多優點，約在三十多年前即

有相關的論文發表[1,2]，在最近幾年，由於半導體元件在

功率上的突破及品質和性能的提升，使得電子安定器發展

快速，體積變小、重量減輕、發熱減少、噪音降低、容易

加入功因修正功能與容易加入其他保護功能等優點，這些

均證實發展高頻電子安定器的必要性[3-5]。 在 1999 年時由 Antonio 等人所提出之文章[6]，文中使

用返馳式轉換器與半橋式諧振換流器來整合成單級式電子

安定器，並且操作在不連續導通模式，以達高功因的目的

[7,8]，此電路在未濾波前之輸入電流為不連續電流的波

形。在此，本論文提出一新的架構是用二組返馳式轉換器

與 D 類諧振換流器來整合成單級返馳式高功因電子安定

器。在此架構中，兩組返馳式轉換器是相互交替導通的，

並操作在近臨連續與不連續導通模式之邊界情況，因此，

此架構未濾波前之輸入電流，雖依然操作於不連續電流導

通模式，以相同輸入功率計算時，此輸入電流峰值波形較

小、輸入電流總諧波量較低，流過功率開關的電流較小等

優點。

二、電路架構

圖 1 為雙級高功因電子安定器電路架構。前級以返馳

式轉換器做為功因修正電路，後級以 D 類共振換流器驅動

燈管。由於雙級的安定器需要有兩組控制電路分別驅動轉

換器與換流器，且需要三個主動開關，使電路本身較為複

雜且效率較低。 圖 2 是將圖 1 的雙級高功因電子安定器整合成一單級

高功因電子安定器[6]，此種架構可節省一組控制電路與一

圖 3 輸入電流波形

圖4 提出新架構的結合返馳式與D類之單級高功因電

子安定器

個功率開關，如此便可簡化控制電路的複雜度、提高電路

的穩定性與效率。 在圖 2 所提出的電路架構，電路是操作在 DCM 模式，

且工作週期 d1 操作在小於 50%以下，可達到單功因的目

的。d1為 Q1導通且二極體 D1截止週期，d2為 Q1截止且二

極體 D1導通週期，d3為 Q1截止且二極體 D1截止週期。從

圖 2 所示電路中，輸入端所呈現的輸入電流 iin波形如圖 3所示，在圖中可知，當功率開關 Q1導通時，輸入電流會追

隨輸入電壓 Vs 的波形，當功率開關 Q1 信號 Vgs1 截止時，

則輸入電流降為零。 在本論文中，提出有別於圖 3 的輸入電流 iin 波形的

新電路架構如圖 4 所示，在此新架構中，是使用兩組返馳

式轉換器來整合成單級高功因電子安定器；在這電路當

中，這兩組返馳式轉換器是相互交替導通的，每組返馳式

轉換器同樣操作在 DCM 模式下，工作週期 d1操作在小於

50%以下，換言之對整個電路而言有兩組功因修正的功

能，在此架構的輸入電流 iin波形如圖 5 所示的輸入電流的

波形。此即因兩組返馳式轉換器相互導通所產生的結果，

因此在此新架構的輸入電流 iin之總諧波量會較低、流過功

率開關的電流會較小等優點。

朱慶隆、童宇宏：單級高功因電子安定器 125

圖 5 提出新架構之輸入電流

三、電路工作模式

本電路根據以下假設做簡化分析： (一) 所有開關元件皆為理想，導通時，視為短路；關閉時，

視為開路。 (二) 直流鏈電容 Cdc 夠大，可將直流鏈電壓 Vdc 視為電壓

源，忽略其漣波。 (三) 電源頻率 fL遠小於切換頻率 fs，因此，在每一個高頻

工作週期內，輸入電壓可視為定值。 (四) 換流器切換頻率大於諧振電路的諧振頻率 fr，諧振電

路呈現電感性，諧振電流落後換流器的輸出電壓 VLA。 (五) 諧振電路的負載品質因數足夠高，將諧振電流 ir視為

正弦波。 (六) 螢光燈管點亮前，可視為開路，點亮穩定工作時可視

為純電阻負載。 根據功率開關元件的導通狀態，可將電路在一個高頻

的工作週期內分為六個工作模式如圖 6，其各工作模式下

的電壓電流理論波形顯示如圖 7。 (一) 工作模式Ⅰ：Q1 OFF，Q2 OFF，ir<0，t0 <t <t1

0)(1 =tip (1)

0)(1 =tis (2)

0)(2 =tip (3)

)()()( 02

022

12 tt

LV

tiNN

tis

dcps −−⋅= (4)

2)(

)( dcrsLA

Vdt

tdiLtV =+ (5)

LA

LALApr R

tVdt

tdVCti )()()( += (6)

工作模式Ⅰ為 Q1與 Q2截止時，此時變壓器 T2二次側

繞組極性與二極體 D6為順偏，使 D6導通，並將能量傳至

直流鏈電容 Cdc，提供所需的諧振電流 ir，在此瞬間負的諧

振電流 ir經由二極體 D1形成迴路，當怠滯時間結束後，則

進入到工作模式Ⅱ。 (二) 工作模式Ⅱ：Q1 ON，Q2 OFF，ir<0, t1< t <t2

)()( 11

11 tt

L

Vti

p

refp −= (7)

0)(1 =tis (8)

0)(2 =tip (9)

)()()( 02

022

12 tt

LV

tiNN

tis

dcps −−⋅= (10)

2)(

)( dcrsLA

Vdt

tdiLtV =+ (11)

LA

LALApr R

tVdt

tdVCti )()()( += (12)

當諧振電流 ir 為零時，二極體 D1 截止，Q1 經由閘極

訊號 Vgs1觸發導通，使得變壓器 T1的初級線圈電感電流 ip1

從零開始線性增加，因 Q1滿足零電流切換導通，此時由於

變壓器 T1一次側 N1與二次側 N2 繞組極性是相反的，因此，

二次側繞組的極性與二極 D3為逆偏，因此不能將能量傳至

直流鏈電容 Cdc 充電。能量繼續由 is2 與直流鏈電容 Cdc提

供，由於操作在 DCM 模式下，當 is2遞減為零後，進入工

作模式Ⅲ。 (三) 工作模式Ⅲ：Q1 ON，Q2 OFF，ir > 0，t2< t <t3

)()( 1p1

ref1p1 tt

L

Vti −= (13)

0)(1 =tis (14)

126 技術學刊 第二十一卷 第二期 民國九十五年

(a) 工作模式 Ⅰ (d) 工作模式 Ⅳ

(b) 工作模式 Ⅱ (e) 工作模式 Ⅴ

(c) 工作模式 Ⅲ (f) 工作模式 Ⅵ

圖 6 工作模式

朱慶隆、童宇宏：單級高功因電子安定器 127

圖 7 理論波形

0)(2 =tip (15)

0)(2 =tis (16)

2)(

)( dcrsLA

Vdt

tdiLtV =+ (17)

LA

LALApr R

tVdt

tdVCti )()()( += (18)

因 is2 遞減為零，所以二極體 D6 為截止，能量僅由直

流鏈電容 Cdc 提供，ip1 持續線性上昇並會達到峰值。此時

進入工作模式Ⅳ。 (四) 工作模式Ⅳ：Q1 OFF，Q2 OFF，ir > 0，t3 < t < t4

0ti p1 =)( (19)

)()()( 31

312

11 tt

LV

tiNN

tis

dcps −−⋅= (20)

0)(2 =tip (21)

0)(2 =tis (22)

2)(

)( dcrsLA

Vdt

tdiLtV −=+ (23)

LA

LALApr R

tVdt

tdVCti )()()( += (24)

進入工作模式Ⅳ的瞬間，開關 Q1 截止，諧振電流

ir 由 Q1 轉移到二極體 D4 上，形成迴路，閘極信號 Vgs1

與 Vgs2 之間有一段怠滯時間，在怠滯時間結束後，Vgs2

觸發 Q2 導通，此時變壓器 T1 二次側繞組極性與二極體

D3 為順偏，所以提供能量到直流鏈電容 Cdc。此時進入

工作模式Ⅴ。 (五) 工作模式Ⅴ：Q1 OFF，Q2 ON，ir < 0，t4 < t < t5

0)(1 =tip (25)

)()()( 31

312

11 tt

LV

tiNN

tis

dcps −−⋅= (26)

)()( 42

22 tt

L

Vti

p

refp −= (27)

0)(2 =tis (28)

2)(

)( dcrsLA

Vdt

tdiLtV −=+ (29)

LA

LALApr R

tVdt

tdVCti )()()( += (30)

諧振電流 ir為零時，二極體 D4截止 Q2經由閘極訊號

Vgs2 觸發導通，變壓器 T2的初極線圈電感電流 ip2開始由零

線性增加，所以 Q2 滿足零電流切換導通，由於變壓器 T2

一次側 N1 與二次側 N2 繞組極性為反向，所以二極體 D6

為逆偏，因此在此模式中能量將由 is1繼續提供給直流鏈電

容 Cdc，直到 is1 遞減至零，進入工作模式Ⅵ。

t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6

128 技術學刊 第二十一卷 第二期 民國九十五年

圖 8 D 類串聯諧振並聯負載等效電路

(六) 工作模式Ⅵ：Q1 OFF，Q2 ON， ir< 0，t5 < t < t6

ip1(t)=0 (31)

is1(t)=0 (32)

)()( 4p2

ref2p2 tt

LV

ti −= (33)

is2(t)=0 (34)

2V

dttdiLtV dcr

sLA −=+ )()( (35)

LA

LALApr R

tVdt

tdVCti )()()( += (36)

在此模式 ip2 仍持續線性上昇至峰值，由於操作在

DCM 模式下，is1會在 Q1導通前，遞減至零，所以在此模

式中能量僅由直流鏈電容 Cdc提供，當 Q2截止經過怠滯時

間結束後，繼而回到工作模式Ⅰ。

四、電路分析

本節將針對所提出的電路架構，來推導返馳式轉換

器以及諧振換流電路的方程式，做為電路各元件設計的

依據。

1. 返馳式轉換器

當控制返馳式轉換器操作在 DCM 模式時，並使開關

切換頻率 fs保持固定，則輸入電流 iin可以追隨輸入電壓 Vs

波形且同相，如此可以達到高功因的目的。在第 2 節中可

知輸入電流 iin 與輸入總功率 PT 是由兩組返馳式轉換器的

總和值可表示為：

iin=ip1+ip2 (37)

PT =P1+P2 (38)

因此在這針對一組返馳式轉換器做分析，在總輸入功

率 PT 與輸入電壓 Vs 的條件下，可知每一組返馳式轉換器

各提供總輸入功率 PT 與輸入電流 Iin 的一半，則一組返馳

式轉換器的峰值輸入電流 Ip1與平均輸入功率P1表示成[6]：

1

21

1 2 ps

max,sp Lf

VdI = (39)

1

221

1 4 ps

max,s

Lf

VdP = (40)

其中 Vs,max為輸入電壓峰值，d1為工作週期，fs為開關切換

頻率。 假若要使返馳式轉換器能在輸入電壓峰值時，工作在 DCM模式，則條件為：

max,s

dcV

Vd

dn −≤ 1 (41)

其中 Vdc 為直流鏈電容的電壓，n=N2 / N1，d 為

DCM/CCM 邊界導通週期，只要選擇比臨界值 n 較小的值

時，即可使返馳式轉換器操作在 DCM 模式。

2. 諧振換流器

分析諧振換流器之前，先做以下的假設： (一) 所有功率開關為理想元件，電感及電容不消耗功率。 (二) 直流阻隔電容 Cs之電容值遠大於 Cp。 (三) 諧振換流器的品質因數夠高，因此能使用基本波近似

法分析。 根據以上的假設，將圖 4 的諧振換流器簡化成圖 8。

在圖 8 中 rv 是為方波電壓 Vab 基本波成份的均方根值。 自然諧振頻率 f0(natural resonance frequency)：

ps CLf

⋅=

π21

0

(42)

在自然諧振頻率下的負載品質因數 QL：

p

s

LALApL

CL

RRCfQ =⋅⋅⋅= 02π (43)

朱慶隆、童宇宏：單級高功因電子安定器 129

表一 電路規格表

輸入電壓 Vs 110 V/60 Hz 燈管額定功率 PLA 18 W 燈管額定電壓 VLA 53.7 V 燈管額定電流 ILA 0.312 A 燈管電阻 RLA 172.1Ω 工作週期 d1 0.4 開關切換頻率 fs 25 kHz DC 輸出電壓 Vdc 160 V

諧振電路阻抗 Z0：

p

sCL

Z =0 (44)

由(43)式，串聯電感 Ls與並聯電容 Cp 可以分別表示為：

L

LAs Qf

RL

⋅⋅=

02π (45)

LA

Lp Rf

QC

⋅⋅=

02π (46)

諧振電路的輸入阻抗 Zin 表示為：

psLA

ps

LA

ssin

CfjR

CfjR

LfjZ

⋅⋅+

⋅⋅+⋅⋅=

π

ππ

21

22 (47)

燈管電壓 VLA 及電流 ILA 分別表示為：

2

0

22

01

⋅+

−

=

fQf

ff

vV

L

ss

rLA (48)

2

0

22

01

+

−

=

ff

ff

R

vI

ssLA

rLA (49)

五、電路參數設計

本文是以旭光牌 FL20D-18W 螢光燈為例，來做為設

計電路的參數，並使電子安定器操作在 DCM，以達到高功

因和高效率的目的，電路規格如表一所示。 (一) 返馳式轉換器操作在 DCM 模式的條件

返馳式轉換器的邊界條件為：

max,s

dcV

Vd

dn ⋅−≤ 1 (50)

依電路條件求出 n=1.55，只要選擇比邊界條件小的 n值即可使電路操作在不連續區模式下，在這裡選擇

n=1.53 為返馳式變壓器之匝數。 (二) 計算返馳式變壓器一次側電感 Lp1(=Lp2)與二次側電感

Ls1(=Ls2) 由 4.1 節所描述中可知，每個返馳式轉換器各提供總

輸入功率 PT 的一半，所以每個返馳式轉換器須提供

9W，假設電路效率為 85%，由(40)式計算一次側電感

Lp1 為：

mH63.3=p1L

所以 Ls1 為：

mH6.8== p1L2ns1L

(三) 計算輸入濾波器 Lf 與 Cf

在同樣的開關切換頻率條件下，圖 5 在未濾波前的輸

入電流波形的頻率比圖 3 在未濾波前的輸入電流波形

的頻率大一倍，也就是說在圖 5 的波形頻率為

50kHz。為了符合輸入電流的總諧波失真因數小於

5%，在此取 ish1/iinh1=0.03 計算，ish1 為濾波電感 Lf 之

基頻諧波電流， iinh1 為切換基頻諧波電流[9]，可得

34)2( 2 =⋅⋅⋅ ffs CLfπ (51)

先選擇輸入濾波電容器 Cf=470nF 則：

mH73.010470)10502(

34C)2(

34

923

2

=⋅⋅⋅⋅

=

⋅⋅=

−π

fπL

fsf

130 技術學刊 第二十一卷 第二期 民國九十五年

表二 電路一與電路二性能比較 電 路 一 電 路 二

功率因數 PF 0.99 0.99 輸入電流總諧波 THD 4.92% 4.43% 功率開關峰值電流 Ids(peak) 1.18 A 0.68 A

輸入濾波器 Lf , Cf Cf =470nF Lf =3mH

Cf =470nF Lf =0.7mH

直流鏈電容 Cdc Cdc=47µF Cdc=47µF 效率 η 84% 81%

圖 9 輸入電壓 Vs與輸入電流 Is模擬波形

圖 10 輸入電壓 Vs與輸入電流 Is實測波形

(四) 計算諧振電路的 Ls與 Cp 的值 為使得燈管有足夠高的啟動電壓，因此設計功率開關

的切換頻率 fs使其接近電路的諧振頻率 f0 [6,10]，設 fs

= f0 代入(48)式得：

Lr

LA Qv

V= (52)

其中 πdc

rV

v ⋅= 2

由(52)式可計算出負載品質因素為：

760.QL =

又

226==L

LA0 Q

Rz

所以諧振電路 Ls與 Cp 為：

mH44.1=⋅

=0

0s f2π

ZL

nF1.282

1 =⋅⋅

=00

p ZfπC

(五) 直流鏈電容 Cdc的容量計算[11,12] 由於開關的切換會造成輸出電壓含有高頻漣波，因此

必須選擇適當大小的電容器來抑制漣波電壓，由下式

可計算 d2 為：

5102 2

1

21

2 .TV

PLd

sdc

os =

⋅

⋅⋅=

其中 Ls1=Ls2 可得的 is1(p) = is2(p)峰值電流為：

A.L

TdVii

s

sdc)p(s)p(s 3870

1

221 =

⋅⋅==

其中 is1(p) = is2(p)的平均電流為：

A.di

ii )p(s)m(s)m(s 10

221

21 =⋅

==

所以直流鏈電容的電流 iCdc為：

2021 .iii )m(s)m(sCdc =+= A (53)

由圖 6 所示為操作在 DCM 模式，且因一週期有兩次

充電電流，所以直流鏈電容之輸出電壓漣波 VCdc為：

dc

s

L

dc

dc

sCdc

dcCdc C

TDRV

CTDi

CQV

⋅⋅

⋅=⋅

⋅⋅=∆=∆

2222 (54)

朱慶隆、童宇宏：單級高功因電子安定器 131

圖 11 單級高功因電子安定器中功率開關 Q1的信號

Vgs1、未濾波前的輸入電流 iin返馳式轉換器變壓

器初級側電流 ip實測形

圖 14 功率開關 Q1信號 Vgs1、諧振電感電流 ir、T1、

變壓器初級側電流 ip1與二次側電流 is1實測波形

圖 12 所提出的結合返馳式與 D 類之單級高功因電子

安定器架構中功率開關 Q1的信號 Vgs1、未濾波

前的輸入電流 iin、T1變壓器初級側電流 ip1與 T2

變壓器初級側電流 ip2 實測波形

圖 15 功率開關 Q2信號 Vgs2、諧振電感電流 ir、T2變

壓器初級側電流 ip2與二次側電流 is2模擬波形

圖 13 功率開關 Q1信號 Vgs1、諧振電感電流 ir、T1變

壓器初級側電流 ip1與二次側電流 is1模擬波形 圖 16 功率開關 Q2信號 Vgs2、諧振電感電流 ir、T2變

壓器初級側電流 ip2與二次側電流 is2實測波形

132 技術學刊 第二十一卷 第二期 民國九十五年

圖 17 燈管電壓 VLA與燈管電流 ILA模擬波形

所以電壓漣波百分比亦可表示為：

%CRTD

VV

dcL

s

dc

Cdc 1002

2 ×⋅⋅⋅

=∆

(55)

計算直流鏈電容 Cdc可從(54)式，令高頻漣波 ∆VCdc=50mV，可得：

Cdc

sCdc

LCdc

sdcdc V

TDiRVTDV

C∆⋅

⋅⋅=

⋅∆⋅

⋅⋅=

2222 =40.8µF

實際取 Cdc值為 47µF

六、電腦模擬與實測

將第 5 節的電路參數代入，用 IsSpice 模擬電路來模擬

與實測結果如下：電源電壓 Vs及輸入電流 Is模擬與實測波

形，分別如圖 9 與圖 10 所示，由圖 10 顯示輸入電流 Is波

形幾乎為正弦波，且約與電源電壓 Vs同相(PF=0.99)，顯示

的確能達到功因修正的效果。圖 11 所示為單級高功因電子

安定器中功率開關 Q1 的信號 Vgs1、未濾波前的輸入電流

iin、返馳式轉換器變壓器初級側電流 ip的實測波形。圖 12為所提出的結合返馳式與D類之單級高功因電子安定器架

構中功率開關 Q1的信號 Vgs1、未濾波前的輸入電流 iin、T1

變壓器初級側電流 ip1 與 T2 變壓器初級側電流 ip2 實測波

形。從圖 12 的未濾波前的輸入電流 iin 可知，的確能使用

兩組返馳式轉換器，交替互相導通，形成輸入電流 iin波形

有別於圖 12 所示中的未濾波前的輸入電流 iin 的波形以 2 倍頻率出現。由圖 13 至圖 16 分別顯示證明返馳式轉換器

中的 T1與 T2變壓器操作在 DCM 模式。圖 17 及圖 18 為操

作在 25kHz 下之穩態燈管電壓 VLA、燈管電流 ILA模擬與實

測波形，由圖中觀察出燈管電流 ILA波形較接近正弦波，且

與燈管電壓 VLA 幾乎同相位，由此可驗證燈管可趨近為電

阻性負載。

圖 18 燈管電壓 VLA與燈管電流 ILA實測波形

表二所示為電路一：單級高功因電子安定器（圖 2）、電路二：提出新架構的結合返馳式與 D 類之單級高功因電

子安定器（圖 4）的電路性能比較。表二中，在功率修正

因數部份兩者都可達到趨近於 1 的單功因的效果；輸入電

流總諧波因數 THD 中可看出電路二的 THD 的確比電路一

還低，這驗證了在第 2 節裏所描述的特性；流過功率開關

峰值電流 Ids，從電路二的值發現確實比電路一小大約一半

的值，這優點是可以減少功率開關順向電流的規格，進而

減少元件成本。在電路二的未濾波前輸入電流是為兩返馳

式轉換器的合成，因此，比電路一在未濾波前之輸入電流

有二倍的頻率，所以在設計輸入濾波器的值時，電路二的

濾波電感比電路一的濾波電感，有較小的電感量，所以能

增加電路的密度，以及降低濾波電感的成本。在效率上的

表現（效率 η為根據燈管電壓 VLA電流 ILA與市電之輸入電

壓 Vs 電流 Is之實際量測值），電路二就略差於電路一，原

因是在電路二中使用比電路一更多的元件，以致於在效率

上無法提高。 電路一：單級高功因電子安定器，如圖 2 所示。 電路二：所提新架構的結合返馳式與 D 類之單級高功因電

子安定器，如圖 4 所示。

七、結 論

整合後的單級電子安定器，控制電路獲得簡化，透過適

當的參數設計，使電路達到高功因的需求，電路中使用之元

件雖多, 但功率開關峰值電流較小，開關的切換損失降低，

整體電路依然有很好之轉換效率，經由文中的參數設計程

序，讓電子安定器的設計者有一規則可循，實現製作一高功

因、高效率、高可靠度、低諧波的螢光燈電子安定器。 在此提出新的電子安定器架構中，成功的把兩組返馳

式轉換器與D類諧振換流器結合成返馳式與D類之單級高

功因的電子式安定器，此架構的特點是使用兩組返馳式轉

換器，並且固定功率開關的切換頻率與責任週期，使操作

朱慶隆、童宇宏：單級高功因電子安定器 133

在不連續導通模式，可獲得高功率因數，由於這兩組轉換

器是相互交替導通，此一結果是使輸入電流的波形可以更

圓滑，進一步可降低輸入電流的諧波量、較低功率開關電

流應力等優點。

符號索引

d1 工作週期

fs 開關切換頻率

n=N2 / N1，d DCM/CCM 邊界導通週期 Vdc 直流鏈電容的電壓

Vs,max 輸入電壓峰值

參考文獻

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134 技術學刊 第二十一卷 第二期 民國九十五年