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S.E.P. S.E.S. D.G.E.S.T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO

cenidet

MODELADO Y SIMULACIÓN DE UN SISTEMA PARA TRANSMISIÓN BIDIRECCIONAL DE DATOS EN

APLICACIONES DE ALTA TEMPERATURA

T E S I S PARA OBTENER EL GRADO DE

MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA P R E S E N T A:

NEFTALI REYES PICASSO

Director de tesis: Dr. Marco A. Oliver Salazar

CUERNAVACA, MORELOS, MÉXICO. JUNIO DE 2005

i

CONTENIDO

Lista de figuras………………………………………………………………….…..iii Lista de tablas………………………………………………………………….……vi Lista de acrónimos.………………………………………………………………..viii 1 Introducción…………………………………………………………………….…..1

1.1 Antecedentes………………………………………………………………….…1 1.2 Descripción del problema……………………………………………………….3 1.3 Soluciones existentes……………………………………………………………3 1.4 Propuesta de solución…………………………………………………………...8 1.5 Objetivo y alcance de la tesis……………………………………………………9 1.6 Organización de la tesis………………………………………………………...10

2 Modelo del cable…………………………………………………………………..11

2.1 Formas de obtener el modelo…………………………………………………..11 2.2 Modelo físico del cable……………………………………………………...…12 2.3 Identificación: modelo paramétrico……………………………………………13 2.4 Frecuencias de interés del modelo no paramétrico……………………….……15 2.5 Comparación de los modelos OE, ARX, ARMAX y no paramétricos……...…16 2.6 Selección del modelo………………………………………………………...…21

3 Técnicas de transmisión…………………………………………………………..23

3.1 Modulación FSK………………………………………………………..…...…23 3.2 Modulación ASK…………………………………………………………....…25 3.3 Modulación unipolar …………………………………………………...…...…27 3.4 Cantidad de potencia………………………………………………………...…28 3.5 Complejidad relativa………………………………………………………...…29 3.6 Ancho de banda, ventajas y desventajas………………..…………………...…30

Contenido

ii

3.7 Comparación de esquemas………………………………………...………...…32 4 Simulaciones y resultados.………………………………………………………..33

4.1 Esquema TX1 - Cable - RX1………………………..…………………………34 4.2 Simulaciones del esquema TX1 - Cable - RX1……..…………………………38 4.3 Gráficas de las corridas TX1 - Cable - RX1…………...………………………40 4.4 Resultados de las corridas TX1 - Cable - RX1………...………………………51 4.5 Esquema TX2 - Cable - RX2…………………………..………………………52 4.6 Simulaciones del esquema TX2 - Cable - RX2…..……………………………53 4.7 Gráficas de las corridas TX2 - Cable - RX2………...…………………………54 4.8 Resultados de las corridas TX2 - Cable - RX2…...……………………………65 4.9 Observaciones………………………….………………………………………66

5 Conclusiones y trabajo a futuro.…………………..……………………………..67

5.1 Sumario y conclusiones………………..….……………………………………67 5.2 Aportaciones del trabajo de tesis……..….……….……………………………68 5.3 Trabajo a futuro……………….……….....……………………………………69

Referencias.……………………….…….….….…………………………………………..71 Apéndice A Especificaciones del cable…………………………...….………………......73 Apéndice B Modelos OE, ARX Y ARMAX del cable…….…………………………….75

B.1 Obtención de los modelos OE………….………………………………...……75 B.2 Obtención de los modelos ARX..……………………………………………...81 B.3 Obtención de los modelos ARMAX…………………………………………...88

Apéndice C Tecnologías de semiconductores de alta temperatura...………………….95

C.1 Electrónica de soporte y materiales usados para elaborar circuitos de Alta Temperatura…………………………………..……………...98 C.2 Materiales para la construcción de circuitos………………………………….100 C.3 Lista de componentes sugerida para el sistema de adquisición de datos en aplicaciones de alta temperatura………………………………….102

iii

LISTA DE FIGURAS

1.1 Herramientas típicas para perforación, monitoreo y adquisición de datos en pozos petroleros………………………………………………………...2 1.2 Sistema SLIMETRE v1………………………………………………………...........4 1.3 Medición de variables mientras se perfo ra el pozo empleando

ondas electromagnéticas……………………………………………………………..5 1.4 Modelo de 4 etapas para generar la función de transferencia……………………….6 1.5 Diagrama a bloques de la electrónica básica en una sonda para pozos de alta temperatura..…………………………………………………………..7 1.6 Pozo petrolero y pozos multilaterales…………….…………………………………8 1.7 Diagrama a bloques de un sistema para transmisión bi-direccional de datos para aplicaciones en pozos petroleros…….….……………………………..9 2.1 Modelo de parámetros concentrados……..….……………………………………..12 2.2 Bode del modelo de parámetros concentrados……………………………………..13 2.3 Señal de entrada al cable y respuesta al escalón (400Hz)…...……………………..13 2.4 Esquema usado para la realización de la prueba……….…...……………………..14 2.5 Señal de entrada y señal de salida en el cable…...……...……………………….....15 2.6 Diagrama de bode del juego de datos……………………………………..………..15 2.7 Diagrama de bode de los modelos SPA, OE 6, ARX 5 y ARMAX 4…...………....16 2.8 Respuesta al escalón del modelo no paramétrico y de los modelos

OE 6, ARX 5 y ARMAX 4………………...…..……….………………………….18 2.9 Respuesta al impulso del modelo no paramétrico y de los modelos

OE 6, ARX 5 y ARMAX 4………………...…..……….………………………….18 2.10 Función de correlación para el modelo OE de orden 6…………………………….19 2.11 Función de correlación para el modelo ARX de orden 5.……………………….....20 2.12 Función de correlación para el modelo ARMAX de orden 4.………………….....20 2.13 Modelo ARMAX…..….……………………………………………………………21 2.14 Diagrama de bode del modelo ARMAX de orden 4…..………………...................22 3.1 Transmisor de FSK binario………….…..………………………………................24 3.2 Generación de FSK…..………….............................……………………................24 3.3 Demodulador de FSK-PLL.......................................................................................24 3.4 Detección coherente y no coherente de una señal FSK….....……………...............25 3.5 Esquemático de un PLL……..………………….….................................................25 3.6 Generación de ASK…..………………………………............................................26 3.7 Modulador M-ASK…..………………………………………………….................26 3.8 Demodulador coherente M-ASK………..………………………………................26 3.9 Demodulación coherente de una señal ASK…………………………….................26 3.10 Demodulación ASK no coherente……..………………………………...................27 3.11 Detección no coherente de una señal ASK…..…..…..……..……………...............27 3.12 Diagrama a bloques para el sistema de transmisión de datos..…………………….28 3.13 Diagrama a bloques de transmisión bi-direccional…...……………………………28

vi

LISTA DE TABLAS

2.1 Resultados del tiempo de retraso y de establecimiento

a diferentes frecuencias.............................................................................................14 2.2 Frecuencias de interés, atenuación y ganancia..........................................................16 2.3 Atenuación y ganancia para SPA, OE 6, ARX 5 y ARMAX 4................................17 3.1 Comparación de esquemas de transmisión de datos.................................................32 4.1 Ganancia K1..............................................................................................................39 4.2 Limitador de Voltaje LV1.........................................................................................39 4.3 Comparador de nivel Comp1....................................................................................39 4.4 Ganancia K2..............................................................................................................40 4.5 Limitador de Voltaje LV2.........................................................................................40 4.6 Comparador de nivel Comp2....................................................................................40 4.7 Matrices de correlación del estado transitorio a 1200 Hz.........................................42 4.8 Matrices de correlación del estado transitorio a 6200 Hz.........................................43 4.9 Matrices de correlación del estado transitorio a 9600 Hz.........................................44 4.10 Matrices de correlación del estado transitorio a 100 KHz........................................46 4.11 Matrices de correlación del estado estacionario a 1200 Hz......................................47 4.12 Matrices de correlación del estado estacionario a 6200 Hz......................................48 4.13 Matrices de correlación del estado estacionario a 9600 Hz......................................50 4.14 Matrices de correlación del estado estacionario a 100 KHz.....................................51 4.15 Promedio de recuperación de la señal sentido TX1 - Cable - RX1............................51 4.16 Ganancia K3..............................................................................................................54 4.17 Limitador de Voltaje LV3.........................................................................................54 4.18 Comparador de nivel Comp3....................................................................................54 4.19 Ganancia K4..............................................................................................................54 4.20 Limitador de Voltaje LV4.........................................................................................54 4.21 Comparador de nivel Comp4....................................................................................54 4.22 Matrices de correlación del estado transitorio a 1200 Hz….....................................56 4.23 Matrices de correlación del estado transitorio a 6200 Hz….....................................57 4.24 Matrices de correlación del estado transitorio a 9600 Hz….....................................58 4.25 Matrices de correlación del estado transitorio a 100 KHz........................................60 4.26 Matrices de correlación del estado estacionario a 1200 Hz......................................61 4.27 Matrices de correlación del estado estacionario a 6200 Hz......................................62 4.28 Matrices de correlación del estado estacionario a 9600 Hz......................................64 4.29 Matrices de correlación del estado estacionario a 100 KHz.....................................65 4.30 Promedio de recuperación de la señal sentido TX2 - Cable - RX2............................65

Apéndice B

B.1 Loss Function y FPE para los modelos OE de orden 3,5 y 6....................................76 B.2 Atenuación y ganancia de los modelos OE 3,5 y 6...................................................78 B.3 Loss Function y de FPE de los modelos ARX de orden 3,4 y 5...............................82

Lista de tablas

vii

B.4 Atenuación y ganancia de los modelos ARX 3, 4 y 5...............................................84 B.5 Loss Function y de FPE de los modelos ARMAX de orden 3, 4 y 5........................89 B.6 Atenuación y ganancia de los modelos ARMAX 3, 4 y 5........................................91

Apéndice C

C.1 Tecnologías de semiconductores HT........................................................................95 C.2 Dispositivos digitales (disponibles en SOI por Honeywell) ....................................96 C.3 Dispositivos digitales de Texas Components............................................................96 C.4 Dispositivos digital - analógicos de Texas Components...........................................96 C.5 Dispositivos analógicos HTMOS..............................................................................97 C.6 Dispositivos analógicos de Texas Components........................................................97 C.7 Dispositivos de potencia HTMOS............................................................................97 C.8 Dispositivos de potencia de Texas Components......................................................98 C.9 Epóxicos y adhesivos…………………………......................................................101

viii

LISTA DE ACRÓNIMOS

ADC Analog to Digital Converter ARMAX Auto Regresive Moving Average with exogeneous inputs ARX Auto Regresive with exogeneous inputs ASIC Application Specific Integrated Circuit ASK Amplitude Shift Keying BPSK Binary Phase Shift Keying CMOS Complementary Metal-Oxide Semiconductor DAC Digital to Analog Converter DC Corriente directa DSB-SC Double Side Band - Supressed Carrier ESR Electric Series Resistance FPE Final Pediction Error from a model FSK Frequency Shift Keying HT High Temperature HTASIC High Temperature Application Specific Integrated Circuit HTMOS High Temperatura Metal Oxide Semiconductor I.I.E. Instituto de Investigaciones Eléctricas KPa Kilo Pascales KB Kilobytes MOSFET Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor OE Output Error OOK On-off Keying P.E.P. Pemex Exploración y Producción PEMEX Petróleos Mexicanos PLL Phase Locked Loop RAM Random Access Memory Si Silice SiC Silice Carbide SMT Surface MounT SOI Silicon on Insulator SPA Análisis Espectral SRAM Static Random Access Memory TCR Temperature Coefficient of Resistance TFE Thin Film Electronics VCO Voltage Controlled Oscilator

1

CAPÍTULO 1

INTRODUCCIÓN

1.1 Antecedentes La perforación de pozos petroleros permite encontrar los yacimientos y explotarlos, a estos pozos se les monitorea para determinar su tiempo de vida productivo. Mientras se perfora se emplean herramientas que también permiten la adquisición de presión y temperatura entre otras mediciones, el monitoreo de las variables de interés permite a los expertos estimar la vida útil de los pozos. Si se desea realizar un monitoreo del pozo de manera permanente o por periodos más cortos se emplean sondas permanentes o temporales. La temperatura que las herramientas mencionadas anteriormente deben soportar alcanza hasta los 200 ºC y presiones de hasta 68,948 KPa en los pozos petroleros. La perforación, monitoreo y adquisición de datos en pozos petroleros ha presentado a la electrónica digital y analógica una aplicación con retos. Colocar un instrumento para medir presión o flujo al final de un cable de 5,000 metros, tiene problemas para la electrónica como son la exposición a la alta temperatura por periodos extendidos (varios meses) con temperaturas de 185 ºC, hasta periodos más cortos en ambientes de 250 ºC (horas a días).[1] Dichas herramientas en realidad son sistemas que integran sensores, y para la concepción de estos sistemas se deben conseguir diseños que toleren la tensión mecánica y química. Y por si estos retos no fueran suficientes, dichos diseños a parte de ser para alta temperatura, deben proveer comunicaciones confiables, operación alterna con baterías, precisión y un buen tiempo de vida. [2] Estos requerimientos superan la capacidad de los circuitos integrados de silicio. Sin embargo, el acoplamiento de técnicas de diseño para una tecnología de alta temperatura con empaquetados de alta temperatura dan como resultado sistemas de adquisición de datos muy confiables. Estos sistemas pueden operar en condiciones de temperaturas hasta de 225 ºC con tiempos de vida mayores a los 5 años. [3]

Introducción 2

En la figura 1.1 se muestran las herramientas para monitoreo y adquisición de datos mientras se perfora el pozo y las herramientas temporales y permanentes para monitoreo y adquisición de datos en pozos, estas herramientas son llamadas “Downhole instruments” en inglés.

Figura 1.1 Herramientas típicas para perforación, monitoreo y adquisición de datos en pozos petroleros [1]

Sondas “Logging tools” Se colocan dentro de los pozos para recopilar información que revela la calidad y potencial de producción del pozo. Estas herramientas pueden ser de 2 tipos: herramientas de cable (reciben la alimentación de voltaje o corriente desde la superficie y las comunicaciones se realizan a través del mismo medio) o herramientas de memoria (se alimentan con módulos de baterías y los datos se almacenan en memorias no volátiles), o una combinación de ambas.

Herramientas para medición durante la perforación “Measurement while drilling tools” Herramientas empleadas para obtener la información direccional de pozo, tales como la inclinación del medio, el azimut, y la dirección de la cara de la herramienta. Recientemente se han incluido mediciones tales como la resistividad, radiación gamma, torque, niveles de vibración y aceleración. Debido al alto costo de las operaciones de perforación estos instrumentos deben ser altamente confiables.

Sondas permanentes “Permanent Gages” Se instalan en pozos productores y se monitorean en la superficie de los mismos de manera periódica a través de varios años, las variables que se monitorean son: la temperatura, la presión, el flujo y diferentes variables químicas. Estas herramientas deben tener desempeño estable a largo plazo.

Introducción 3

En algunas de las herramientas mencionadas, los datos adquiridos por la sonda se transmiten a través del cable que soporta a la herramienta, sin presencia de componentes electrónicos en el interior del pozo. Sin embargo, estas mediciones son susceptibles al ruido ya que la información generada por sensores debe viajar la longitud completa del cable (aproximadamente 7 km.), adquiriendo niveles elevados de ruido en el trayecto. 1.2 Descripción del problema La electrónica usada en dispositivos militares soporta hasta 150 ºC, en casos de ambientes adversos como los pozos petroleros la temperatura alcanza hasta 200 ºC y se requiere de dispositivos electrónicos que trabajen apropiadamente y soporten tales condiciones. El emplear un sistema de comunicaciones donde el medio de transmisión es un cable electromecánico, que incluye transmisores y receptores para el procesamiento de datos debe contemplar un buen acoplamiento de impedancias. El nivel de ruido que se puede adquirir a lo largo de hasta 7 km de distancia (profundidad máxima de un pozo petrolero) afecta el desempeño del sistema, y por ello se debe emplear un esquema de transmisión que elimine dichas problemáticas y logre la confiabilidad del sistema. La comunicación en un sentido se tiene cuando la sonda o “logging tool” se encuentra enviando la información hacia el equipo en superficie. La información enviada consiste de bloques de datos con las variables de interés: presión, temperatura, coples, etcétera. Pero cuando en cierta parte del pozo se desea realizar alguna prueba que demande el uso específico de herramientas especializadas, se requiere que la sonda o “logging tool” pueda recibir comandos desde la superficie. Se toma en cuenta el caso en que el programa de adquisición se desee cambiar por uno diferente y la sonda pueda recibirlo y ejecutarlo. Lo anterior demanda de una comunicación en ambos sentidos o bi-direccional. 1.3 Soluciones existentes Se realizó una búsqueda en la literatura y en Internet para encontrar soluciones a los problemas mencionados anteriormente. Estas soluciones se comentan a continuación.

a) SLIMETRE v1 En la Gerencia de Geotermia del IIE se han desarrollado proyectos en colaboración con PEMEX Exploración y Producción (P.E.P), uno de estos proyectos el llamado SLIMETRE v1 consistió en el desarrollo de una sonda para adquisición de datos en pozos petroleros. Brevemente a continuación se mencionan algunos datos relevantes de esta sonda. Las principales características del proyecto SLIMETRE v1 fueron los siguientes:

• Captación de señales provenientes de transductores de presión y temperatura a una distancia de 7.5 Km., sin que se tuviese electrónica de acondicionamiento y/o procesamiento en la herramienta.

Introducción 4

• Interfase Hombre-Máquina para Windows con capacidades gráficas poderosas y control total del proceso de adquisición de datos para las variables designadas en el sistema.

• Acondicionamiento de señales para el manejo de las señales analógicas provenientes de la herramienta: temperatura, presión y detección de coples en la tubería petrolera. En la figura 1.2 se muestra el sistema SLIMETRE v1.

Figura 1.2 Sistema SLIMETRE v1 [4] La desventaja de Slimetre v1 es la relación señal a ruido la cual se puede mejorar transmitiendo los datos en forma digital a través del cable utilizando un esquema de modulación mejor que el empleado actualmente.

b) Medición electromagnética mientras se perfora[5] Esta herramienta transmite los datos obtenidos desde el fondo del pozo hacia la superficie enviando una onda electromagnética a través de la formación, y una antena en la superficie se encarga de tomar esa información, la cual es posteriormente decodificada y procesada por computadora [5]. Este sistema puede operar usando baterías para alimentar la herramienta, eliminando la necesidad de un generador. La vida de las baterías se prolonga puesto que la herramienta no tiene partes que involucren movimientos mecánicos y por ello emplea muy poca energía, el sistema se observa en la figura 1.3

Introducción 5

Figura 1.3 Medición de variables mientras se perfora el pozo empleando ondas electromagnéticas [5]

La ventaja de este sistema es que tiene un sistema de telemetría que puede enviar y recibir información en ambas direcciones. Los datos se envían de la herramienta hacia la superficie y los comandos se pueden enviar de la superficie hacia la herramienta. Esto significa que el formato o secuencia de datos a ser transmitidos se pueden alterar en cualquier momento para enfrentar cualquier situación durante la perforación. La transmisión de datos se puede modificar para optimizar el consumo de potencia maximizando la vida de las baterías. Toda la información se almacena en una base de datos, incluyendo los datos que se reciben en tiempo real. Los parámetros que se miden son: presión, temperatura, inclinación de la herramienta, rayos gamma. La desventaja es que se trata de un sistema o producto muy costoso.

c) Reducción de los parámetros de distorsión del cable empleando herramientas de modelación [6]

Las herramientas de modelación a través de computadora permiten el diseño de unidades de telemetría que se pueden aplicar a sistemas de adquisición de datos en pozos petroleros, entre otras aplicaciones se tiene el diseño de ecualizadores que permiten una taza de transmisión de datos mucho más rápida. La mayoría de las herramientas están suspendidas dentro del pozo empleando un cable diseñado para un buen desempeño mecánico, no así para un buen desempeño eléctrico.[6] El cable proporciona la potencia así como un canal de comunicación eléctrico muy pobre entre la herramienta y el equipo en superficie de tal forma que las comunicaciones se encuentran muy limitadas debido a la atenuación de la señal. Para obtener los datos del cable se emplean los ecualizadores que permiten que las tazas de transmisión entre la herramienta y superficie se incrementen, es así que se emplean herramientas de modelación para el diseño del ecualizador deseado.

Introducción 6

Sherratt en [6] menciona sobre el diseño de un ecualizador que permite que la taza de transferencia de datos entre la sonda y el equipo en superficie sea mayor. Sin embargo, una limitante es que el cable no se puede cambiar, entonces para lograr mayores tazas de transferencia a través del cable, se deben encontrar los parámetros eléctricos del cable así como la función de transferencia con la ayuda de herramientas de modelación estándar. Los parámetros necesarios para realizar la modelación del sistema eléctrico se muestran en la figura 1.4 donde se consideran las características eléctricas del cable, así como de la carga y de la fuente, y la función de transferencia del sistema. El modelo del sistema consiste de una fuente, el cable de 4 etapas y la carga, cada etapa del cable se caracteriza por dos resistencias y un capacitor. La desventaja está en que el modelado del cable no incluye el parámetro de la inductancia, este factor influye en la respuesta frecuencial del modelo.

Figura 1.4 Modelo de 4 etapas para generar la función de transferencia [6] d) Eliminación de protección térmica para sondas geotérmicas que operan a más de 300 ºC [7] Randy Normann explica en [7] el esfuerzo de Sandia National Laboratories por la creación de sondas de alta temperatura en aplicaciones geotérmicas sin emplear un aislamiento térmico. Hoy en día la electrónica de la herramienta puede operar hasta 300 ºC con algunas limitantes, puesto que algunos componentes trabajan sólo hasta 250 ºC. Se desarrolló una herramienta como primer prototipo de alta temperatura para la medición de presión y de temperatura que emplea un cable como línea de transmisión y de alimentación, dicha herramienta se encuentra basada en el microcontrolador HT83C51, con 32KB de RAM. Esta herramienta ha sido probada en ambientes de laboratorio hasta 300 ºC. Una herramienta de este tipo tiene dos alternativas de alimentación: a través del cable o con baterías. En la figura 1.5 se muestra el diagrama a bloques de la electrónica básica para el sistema de adquisición de datos en pozos de alt a temperatura.

Introducción 7

Figura 1.5 Diagrama a bloques de la electrónica básica en una sonda para pozos de alta temperatura [7]. La información de los sensores es primero procesada por circuitos analógicos y posteriormente por circuitos digitales. Uno de los principales materiales semiconductores es el Sílice Carbide o SiC, los dispositivos elaborados con este material operan a temperaturas que exceden los 350 ºC. El SiC tiene las ventajas de que opera a altas temperaturas y tiene una gran estabilidad química, haciéndolo un material deseable para tecnología de micro maquinaria, así en un futuro, los dispositivos de SiC pueden contener electrónica y sensores en un mismo chip. Su desventaja es que se trata de un sistema muy acotado porque sólo permite la lectura de las variables presión y temperatura.

e) Sistema electrónico de alta temperatura para monitoreo y control de pozos petroleros inteligentes [8]

Los pozos petroleros modernos y complejos que cuentan con muchas zonas productivas y que operan empleando una tubería común de producción se pueden beneficiar significativamente empleando un monitoreo y control detallado para cada flujo de petróleo, agua y gas de cada fuente dentro del pozo como se muestra en la figura 1.6.

Introducción 8

Figura 1.6 Pozo petrolero y pozos multilaterales [8] SINTEF Electronics & Cibernetics concluyeron un proyecto para la industria petrolera, donde se necesitaron setenta sensores primarios y siete sistemas de control para válvula de estrangulamiento en un pozo complejo. El sistema se basa en circuitos integrados de aplicación específica para alta temperatura o HTASIC (por sus siglas en inglés) diseñados específicamente para su función. Dos de estos componentes se encargan de la comunicación con superficie, a través de 5 kilómetros de cable de tipo monoconductor. Uno de los HTASIC se emplea para estabilizar la alimentación para cada sensor y circuito de control. Dos HTASIC realizan la interfase con los sensores primarios. El sistema emplea una técnica de multiplexión en el tiempo, y transmite comandos de control hacia la herramienta dentro del pozo cuando se requiere, y también se monitorean los sensores de la herramienta de manera contínua. La alimentación y las señales no tiene componente de DC, esto habilita el uso de un acoplador inductivo como parte del cable en la parte de la herramienta, simplificando la operación del sistema y del mantenimiento. Un total de siete sensores primarios se usan para el proceso de monitoreo en cada posición de entrada de flujo. Dos transductores de presión (1-1000 bar), un transmisor de presión diferencial (+/-1bar), un sensor de capacitancia para los cortes agua/gas, y un sensor de presión diferencial (+/- ºK). Además se tiene un sensor de temperatura y dos sensores de posición de tipo estrangulamiento. También monitorean varias corrientes y voltajes dentro de la herramienta. El sistema en conjunto se probó para medición y control de las funciones en un pozo de entrenamiento. Todo el sistema, incluyendo la electrónica soportó 200 ºC completamente funcional. La desventaja, es un sistema muy costoso. 1.4 Propuesta de solución En este trabajo de tesis se propone simular un sistema electrónico de transmisión de datos que contenga transmisor y receptor, empleando un cable electromecánico como medio de comunicación. El sistema permitirá la comunicación bi-direccional usando un esquema half duplex.

Introducción 9

Se busca que el sistema opere en ambientes adversos de trabajo con temperaturas hasta de 200 ºC y presiones de hasta 68,948 KPa y con profundidades de hasta 7 km en pozos petroleros. En la figura 1.7 se muestra un diagrama a bloques para un sistema de transmisión de datos bi-direccional. En la parte superior de la figura se tienen los bloques del equipo en superficie seguido por el medio de transmisión que lleva la información. En la parte inferior se muestran los bloques que conforman a la sonda donde se alojan a los transductores de alta temperatura.

Figura 1.7 Diagrama a bloques de un sistema para transmisión bi-direccional de datos para aplicaciones en pozos petroleros

1.5 Objetivo y alcance de la tesis Objetivo general Simular un sistema electrónico de transmisión de datos para pozos petroleros que emplee una comunicación bi-direccional con un esquema half duplex, en este esquema la transmisión puede ocurrir en ambas direcciones, pero no al mismo tiempo. Alcances

• Realizar una investigación para conocer los diferentes sistemas de transmisión

y seleccionar el que se adecue a las características de una aplicación de alta temperatura.

• Diseñar un esquema electrónico que permita simular el sistema de comunicaciones.

Introducción 10

• Simular un sistema de transmisión de datos con una comunicación bi-direccional y un esquema half duplex.

1.6 Organización de la tesis Este trabajo consta de cinco capítulos y tres apéndices. En el capítulo uno se muestran los antecedentes que originaron la necesidad de crear sistemas que trabajen en condiciones adversas y que anteponen a la electrónica retos para lograr la comunicación de datos en ambientes de alta temperatura como sucede en los pozos petroleros. En el capítulo dos se analiza el medio de transmisión, en este caso un cable electromecánico y se obtiene un modelo del mismo. Se utilizan técnicas de identificación de sistemas y experimentales. De las opciones analizadas se escoge el mejor modelo del cable para su posterior representación en un paquete computacional donde se realizan simulaciones en el sentido transmisor – cable - receptor y viceversa. Posteriormente en el capítulo tres se realiza un análisis de la técnica de modulación más apropiada para realizar las comunicaciones de manera half duplex considerando el ancho de banda del medio, entre ellas la modulación unipolar, el FSK y el ASK en sus casos coherente y no coherente, así como la complejidad en hardware y su disponibilidad para implementarla en alta temperatura. En el capítulo cuatro se muestran las simulaciones del sistema empleando el paquete Multisim 7 para lograr la comunicación bi-direccional. Se presentan los resultados obtenidos para las corridas realizadas así como un algoritmo de operación para lograr el buen funcionamiento del sistema de transmisión de datos bi-direccional y con el esquema half duplex. En el capítulo cinco se presentan las conclusiones obtenidas y las sugerencias para un trabajo a futuro. El Apéndice A muestra las especificaciones eléctricas del monocable usado como medio de transmisión. El Apéndice B muestra la selección de los modelos óptimos OE, ARX y ARMAX para representar al cable a través de un modelo paramétrico. El Apéndice C muestra el resultado de una búsqueda bibliográfica para determinar los componentes que integrarían a la herramienta “logging tool” con dispositivos de alta temperatura: resistencias, capacitores, circuitos integrados de estado sólido de tipo digital y analógico.

11

CAPÍTULO 2

MODELO DEL CABLE

El cable es el medio de transmisión para enviar y recibir datos entre el transmisor y el receptor (sistema superficie-sonda). Para realizar las simulaciones se requiere el modelo del cable. Con el modelo del cable se determina su ancho de banda, y con ello las ganancias a los diferentes rangos de frecuencia en que se pueden transmitir los datos del sistema de comunicaciones.

2.1 Formas de obtener el modelo

Se tienen dos opciones para obtener un modelo del cable. La primera es obtener el modelo físico considerando las especificaciones eléctricas que proporciona el fabricante. La segunda forma de obtener el modelo es a través de un proceso de identificación. Cada uno de los modelos está acotado por las siguientes características: a) Modelo físico Representación a través de componentes eléctricos

Requiere de valores nominales Respuesta en frecuencia a través del diagrama de bode

b) Modelo por Identificación Representación a través de modelos paramétricos (OE, ARX, ARMAX) No requiere valores nominales Función de transferencia y diagrama de bode

Con el modelo del cable obtenido en este capítulo se simulará el sistema de comunicaciones respetando el ancho de banda del cable y transmitiendo datos con el esquema half duplex.

Modelo del Cable 12

2.2 Modelo físico del cable

Para obtener un modelo físico del cable se necesita determinar su impedancia característica o cZ , este dato se obtuvo a través de pruebas de reflexometría. Para la prueba realizada se emplearon los dispositivos que se mencionan a continuación:

• generador de pulsos Agilent • osciloscopio Tektronix • potenciómetro 1,000 ohms • cable de 7 km de longitud ( en el apéndice A se presentan sus especificaciones)

La señal de entrada fue un pulso de 1 Vp a una frecuencia de 10 Hz, el ancho del pulso fue de 10 µs.

El valor de la impedancia característica se obtuvo experimentalmente con un valor de ZC = 100 ohms, y los datos de R, C y L para los 7 km de cable son: C = 1.0286 µF (proporcionado por el fabricante) R = 136.741 ohms (proporcionado por el fabricante)

L = 1.48 mH se obtuvo despejando su valor de la fórmula CL

Zc =

Con estos parámetros se representa el modelo de “parámetros concentrados” de la figura 2.1.

Figura 2.1 Modelo de parámetros concentrados

Para observar la respuesta en frecuencia del modelo físico se empleó el paquete computacional Microsim PSpice, el cual es un software que permite simular la respuesta en frecuencia de un circuito eléctrico implementado en un esquemático. La respuesta obtenida se puede observar gráficamente.

En la figura 2.2 se muestra la respuesta frecuencial que da el simulador Microsim para el modelo de parámetros concentrados, la respuesta muestra un comportamiento pasabajas. El ancho de banda para este modelo es de 2.84 KHz.

Modelo del Cable 13

Figura 2.2 Diagrama de bode del modelo de parámetros concentrados

2.3 Identificación: modelo paramétrico

Tiempo de muestreo para la identificación del sistema Una prueba importante para un sistema es su respuesta al escalón, por ello se obtuvo la respuesta al escalón del cable teniendo como entrada una señal cuadrada y se le varió la frecuencia desde 400 Hz hasta 20 KHz. El parámetro de mayor importancia es el tiempo de establecimiento, el cual es equivalente al 63 % en magnitud del voltaje de salida, ese tiempo es llamado “Tao (τ)”. Se determinó que la respuesta al escalón presenta un retraso del orden de microsegundos. En la figura 2.3 se muestra la entrada escalón aplicada al cable (parte superior) y la salida (parte inferior). La salida tiene una ganancia de 10 con respecto a la entrada para una mejor apreciación visual. La frecuencia de la señal de entrada fue de 400 Hz para esta figura.

Figura 2.3 Señal de entrada al cable y respuesta al escalón (400Hz)

Modelo del Cable 14

Después de incrementar la frecuencia de la señal de entrada hasta 4 KHz se obtuvieron los resultados que se muestran en la Tabla 2.1 Tabla 2.1 Resultados del tiempo de retraso y de establecimiento a diferentes frecuencias

Frecuencia de entrada (KHz)

Tiempo de retraso (µs)

Tiempo de establecimiento

(µs) 0.4 78 144 1 78 142 2 72 126 3 72 126 4 72 126

El 63 % del valor final de la “τ” del sistema se alcanzó a los 126 µs. Tomando aproximadamente un décimo de la “τ” como tiempo de muestreo se obtuvieron muestras cada 10 µs. Obtención del juego de datos del cable A continuación se muestra el proceso para la identificación del sistema. El esquema utilizado para realizar la prueba estuvo integrado por la planta o cable Gp(s), por el generador de ruido (espectro frecuenc ial amplio) y por el osciloscopio Tektronix empleado para muestrear las señales de entrada y de salida. El esquema mencionado anteriormente se muestra en el diagrama a bloques de la figura 2.4.

Figura 2.4 Esquema usado para la realización de la prueba del cable

Material ocupado

• Generador Agilent modelo 33120A • Cable de 7 km del fabricante CAMESA • Osciloscopio Tektronix modelo TDS1012

El juego de datos se almacenó en el osciloscopio, el modelo TDS1012 permite como máximo 2500 muestras por cada canal. Posteriormente usando una computadora, se procedió a emplear MATLAB y seleccionar los modelos ARX, ARMAX, OE que presentaron mejor aproximación al juego de datos (véase el Apéndice B). En la figura 2.5 se muestra la pantalla del osciloscopio Tektronix con el juego de datos.

Modelo del Cable 15

Figura 2.5 Señal de entrada (traza superior) y señal de salida en el cable (traza inferior)

2.4 Frecuencias de interés del modelo no paramétrico El modelo del cable tiene un nivel de complejidad respecto a su representación en el simulador, dentro de las frecuencias de trabajo en las cuales se desea realizar las comunicaciones se seleccionó un modelo que lo represente. Para determinar los valores de frecuencia para la transmisión de datos se usa la gráfica de Bode del juego de datos que se muestra en la figura 2.6 y después se obtendrá el modelo del cable en la sección 2.5.

Figura 2.6 Diagrama de bode del juego de datos del cable

Modelo del Cable 16

Las frecuencias de interés que se muestran en líneas color gris en la figura 2.6, se determinaron considerando la atenuación de la señal. K es la ganancia que dar a la señal en la frecuencia de interés y ese valor se observa en la tabla 2.2. Se tienen tres frecuencias de interés. A los 7539 rad/seg. la señal se atenúa hasta 47 dB y tiene una fase de 140 grados. Después en 38956 rads/seg. la señal se atenúa hasta 63 dB y tiene una fase de -30 grados. En 60,319 rads/seg. la señal se atenúa 58 dB y tiene una fase de -165 grados. Los datos anteriores se resumen en la tabla 2.2.

Tabla 2.2 Frecuencias de interés, atenuación y ganancia

Modelo Frecuencia

(Hz) Frecuencia (rads/seg)

Atenuación (dB)

Ganancia (K)

Fase (grados)

SPA o 1200 7539 -47 223 140 Análisis Espectral 6200 38956 -63 1412 -30

del juego de datos 9600 60319 -58 794 -165

2.5 Comparación de los modelos OE, ARX, ARMAX y no paramétricos Como se comentó en la sección 2.3, a través del programa MATLAB se obtuvieron las respuestas de los modelos OE, ARX y ARMAX para diferentes órdenes utilizando el juego de datos obtenido a través de la adquisición de datos entrada – salida en el cable. En el apéndice B se muestran dichas respuestas y el análisis realizado para seleccionar el orden de la mejor respuesta de cada uno de los modelos. Para la selección se tomó en cuenta su respuesta en magnitud y fase con respecto a la respuesta no paramétrica. Así como su respuesta al escalón y al impulso y las pruebas de los residuos. Las mejores respuestas se obtuvieron con los modelos OE orden 6, ARX orden 5 y ARMAX orden 4. Ahora se hará una selección entre los tres modelos para obtener la mejor respuesta. En la figura 2.7 se muestra el diagrama de bode del juego de datos y de OE 6, ARX 5 y ARMAX 4.

Figura 2.7 Diagrama de bode de los modelos SPA, OE 6, ARX 5 y ARMAX 4

Modelo del Cable 17

De la figura 2.7 se toma como base que el SPA a 1200 Hz se atenúa 47 dB y tiene una fase de 140 grados. Ahora se compara con el modelo OE 6 que se atenúa 40 dB y tiene una fase de 165 grados. ARX 5 se atenúa 48.5 dB y tiene una fase de -25 grados y ARMAX de orden 4 se atenúa 47 dB y tiene una fase de 165 grados. Siguiendo con el SPA a 6200 Hz que se atenúa 63 dB y tiene una fase de -30 grados, se compara con OE 6 que se atenúa 60 dB y tiene una fase de -50 grados. ARX 5 se atenúa 56.5 dB y tiene una fase de -78.5 grados y ARMAX 4 se atenúa -75 dB y tiene una fase de -45 grados. Se considera el SPA a 9600 Hz que se atenúa 58 dB y tiene una fase de -165 grados, se compara con OE 6 que se atenúa 68 dB y tiene una fase de -65 grados. ARX 5 se atenúa 58.5 dB y tiene una fase de -92.5 grados y ARMAX de orden 4 se atenúa 65 dB y tiene una fase de -145 grados. Lo anterior se resume en la tabla 2.3.

Tabla 2.3 Atenuación y ganancia para SPA, OE 6, ARX 5 y ARMAX 4

Modelo Frecuencia

(Hertz) Frecuencia (rads/seg)

Atenuación (dB)

Ganancia (K)

Fase (grados)

1200 7539 -47 223 140 SPA 6200 38956 -63 1412 -30

9600 60319 -58 794 -165 1200 7539 -40 100 165

OE 6 6200 38956 -60 1000 -50 9600 60319 -68 2512 -65 1200 7539 -48.5 266 -25

ARX 5 6200 38956 -56.5 668 -78.5 9600 60319 -58.5 841 -92.5 1200 7539 -47 224 165

ARMAX 6200 38956 -75 5623 -45 4 9600 60319 -65 1778 -145

Respuesta al escalón

En la figura 2.8 se presenta la respuesta al escalón del modelo no paramétrico y de los modelos OE 6, ARX 5 y ARMAX 4. En la figura se muestra en detalle (desde -0.0001 segundos hasta 0.0005 segundos) la respuesta del sistema. En esta gráfica desde los -0.0001 segundos hasta 0 segundos el modelo no paramétrico (en color azul claro) y el modelo ARMAX 4 (en color lila) tienen valores de magnitud casi iguales. Desde los 0.0001 segundos hasta los 0.0005 segundos el modelo OE 6 (en color rojo) tiene valores casi iguales en magnitud al modelo no paramétrico en comparación con los modelos ARX 5 y ARMAX 4.

Modelo del Cable 18

Figura 2.8 Respuesta al escalón del modelo no paramétrico y de los modelos OE 6, ARX 5 y ARMAX 4

Respuesta al impulso

En la figura 2.9 se observa la respuesta al impulso del modelo no paramétrico y de los modelos OE 6, ARX 5 y ARMAX 4. Se muestra en detalle (desde -0.0001 segundos hasta 0.0005 segundos) la respuesta del sistema. En esta gráfica desde los -0.0001 segundos hasta los 0.00005 segundos el modelo no paramétrico (en color azul claro) y el modelo ARMAX 4 tienen valores en magnitud casi iguales. Desde los 0.0001 segundos hasta los 0.0005 segundos el modelo OE 6 (en color rojo) tiene valores casi iguales en magnitud al modelo no paramétrico en comparación con los modelos ARX 5 y ARMAX 4.

Figura 2.9 Respuesta al impulso del modelo no paramétrico y de los modelos OE 6, ARX 5 y ARMAX

Modelo del Cable 19

Residuos Los siguientes comentarios se aplican a todas las pruebas de los residuos hechas en este capítulo y en el apéndice B. Para realizar esta prueba se empleó el comando resid de Matlab. La prueba de los residuos hace lo siguiente:

• Se calcula y se prueban los residuos asociados a un modelo a través de un análisis de correlación (El concepto de correlación se basa en el grado de relación que poseen dos variables entre sí. El coeficiente de correlación permite predecir si entre dos variables existe o no una relación o dependencia matemática.).

• Se calcula cuando los residuos del modelo (o errores de predicción) se aplican al juego de datos.

• Se calculan y se despliegan la función de correlación de los residuos del modelo y la función de correlación cruzada entre los residuos del modelo y las entradas.

Las curvas de respuesta deben ser pequeñas, cada punto dentro de la curva se llama retraso o lag. En todos los casos se dan regiones de confiabilidad del 99 % alrededor del cero. Para que un modelo pase la prueba de los residuos, las curvas idealmente deben estar dentro de las regiones amarillas. En la gráfica 2.10 para el modelo OE de orden 6 se observa en la parte superior la función de correlación de los residuos, desde el retraso 0 hasta el retraso 14 muestran un valor positivo, del retraso 15 al 24 se mantienen dentro de la zona de confiabilidad. En la parte inferior de la gráfica 2.10 se tiene la función de correlación cruzada entre los residuos y las entradas donde se observa que los retrasos del -25 al 25 excluyendo el retraso 9 se mantienen dentro de la zona de confiabilidad.

Figura 2.10 Función de correlación para el modelo OE de orden 6 En la gráfica 2.11 para el modelo ARX de orden 5 se observa en la función de correlación de los residuos que los retrasos 5,9 y 14 salen parcialmente de la zona de confiabilidad mostrando un valor positivo. Los retrasos 6,13 y 19 salen parcialmente de la zona

Modelo del Cable 20

mostrando un valor negativo. En la parte inferior de la gráfica 2.11 se tiene la función de correlación cruzada entre los residuos y las entradas donde se observa que los retrasos del -25 al 25 se mantienen dentro de la zona de confiabilidad excluyendo a los retrasos 0 y 7 que muestran un valor más negativo que los demás.

Figura 2.11 Función de correlación para el modelo ARX de orden 5

En la gráfica 2.12 para el modelo ARMAX de orden 4 se observa en la parte superior la función de correlación de los residuos, donde los retrasos 4,11 y 14 salen parcialmente de la zona de confiabilidad mostrando un valor más positivo que los demás. El retraso 6 sale parcialmente de la zona mostrando un valor negativo. En la parte inferior de la gráfica 2.35 se tiene la función de correlación cruzada entre los residuos y las entradas donde se observa que los retrasos del -25 al 25 se encuentran dentro de la zona de confiabilidad. Esta gráfica se mantiene en un estado óptimo.

Figura 2.12 Función de correlación para el modelo ARMAX de orden 4

Modelo del Cable 21

2.6 Selección del modelo El modelo ARMAX de orden 4 presenta las mejores características en relación con los modelos ARX 5 y OE 6. Su respuesta en magnitud y fase es de las más cercanas al modelo no paramétrico aunque sus respuestas al escalón y al impulso del modelo están entre las mejores de los tres modelos. En la prueba de los residuos el modelo ARMAX 4 es el óptimo respecto a ARX 5 y OE 6. Por lo tanto se selecciona al modelo ARMAX de orden 4 como mejor candidato. El modelo paramétrico ARMAX orden 4 tienen la siguiente representación matemática

)()()(

)()()(

)( qeqAqC

quqAqB

qy +=

donde:

4321 04751.01689.02427.0425.11)( −−−− +++−= qqqqqA 321 0003809.00001297.0001096.0000761.0)( −−− −−+−= qqqqB

17419.01)( −−= qqC El diagrama a bloques del modelo ARMAX se presenta en la figura 2.13

Figura 2.13 Modelo ARMAX En la figura 2.14 se tiene la respuesta en frecuencia del modelo ARMAX 4 seleccionado.

Modelo del Cable 22

Figura 2.14 Diagrama de bode del modelo ARMAX de orden 4

Inicialmente se obtuvo un modelo del cable usando los datos del fabricante y la impedancia característica, el ancho de banda de ese modelo fue de 2.84 KHz. Posteriormente se obtuvo un modelo de tipo paramétrico (ARMAX de orden 4), este modelo es válido dentro de las frecuencias de trabajo en las cuales hay interés por realizar las comunicaciones. ARMAX 4 es el modelo sugerido para trabajar en un simulador porque nos da una mejor representación del modelo físico en comparación con el modelo obtenido con los datos del fabricante.

23

CAPÍTULO 3

TÉCNICAS DE TRANSMISIÓN

Selección de la técnica para el esquema de transmisión La transmisión y recepción de datos en el caso bi-direccional involucra emisores y transmisores en cada extremo del medio de transmisión (cable electromecánico). El hardware involucrado deberá soportar altas temperaturas. Se analizaron tres opciones para llevar a cabo el envío de información: modulación unipolar, modulación FSK (Frequency Shift Keying) y modulación ASK (Amplitude Shift Keying). Se analizaron estas tres técnicas porque permiten una modulación sencilla, una modulación en frecuencia y una modulación en amplitud respectivamente. En este capítulo se presentan los circuitos necesarios para implementar las técnicas mencionadas, las ventajas y desventajas de utilizar cada una de ellas y por último, se presenta un análisis comparativo que llevó a seleccionar la más apropiada para este trabajo de tesis.

3.1 Modulación FSK

Para tener una salida de FSK se requiere una entrada digital binaria y una entrada de fuente analógica; ambas señales se procesan en el transmisor FSK para generar la salida correspondiente. Existen transmisores FSK para temperatura ambiente que trabajan a frecuencias fijas. También existen transmisores FSK para alta temperatura (hasta 220ºC) que trabajan a frecuencias fijas. Se debe tomar en cuenta el ancho de banda del medio de transmisión y decidir si se puede aplicar esta técnica. En la figura 3.1 se observan los componentes de entrada y salida a un transmisor FSK.

Técnicas de transmisión 24

Figura 3.1 Transmisor de FSK binario [9]

Para la generación de una señal FSK se requiere una señal moduladora o banda base que se alimente a un oscilador controlado por voltaje o VCO, lo anterior se observa en la figura 3.2.

Figura 3.2 Generación de FSK [10]

Para demodular la señal FSK proveniente del transmisor se requiere un comparador de fase y una retroalimentación del Oscilador Controlado por Voltaje o VCO para configurar un lazo de amarre de fase o Phase Locked Loop por sus siglas en inglés. Con estos componentes se obtiene la información original (datos binarios). Los componentes de un demodulador FSK se observan en la figura 3.3.

Figura 3.3 Demodulador de FSK-PLL [9]


Para la detección coherente de una señal FSK se requiere que la señal de entrada se module con dos señales de diferente amplitud y frecuencia. El resultado de la multiplicación se alimenta hacia un amplificador diferencial, después hacia un filtro pasabajas, lo cual se muestra del lado izquierdo de la figura 3.4. Del lado derecho de la figura 3.4 se muestra la detección no coherente de una señal FSK. El detector tiene como entrada la señal FSK la cual se alimenta a dos lazos. Cada lazo en la detección no coherente contiene un filtro pasabanda y un detector de envolvente. Ambas señales se alimentan a un amplificador diferencial y hacia un circuito binario para restaurar la señal original.

Figura 3.4 Detección coherente y no coherente de una señal FSK [10]

En la figura 3.5 se muestra el principio de operación de un PLL. En dicha figura se detallan sus componentes; la salida del voltaje de control se origina por la comparación entre la diferencia de la frecuencia del oscilador de referencia y la frecuencia del contador programable. Cuando la frecuencia de referencia y la frecuencia del contador son iguales se produce un voltaje a la salida del VCO.

Figura 3.5 Esquemático de un PLL [11] 3.2 Modulación ASK

Pasando al esquema de modulación digital ASK se tiene en primera instancia el modulador. Para generar la señal ASK se necesita la señal unipolar modulada por una senoidal de cierta frecuencia, el modulador se muestra en la figura 3.6.


Figura 3.6 Generación de ASK [10]

En la figura 3.7 se muestra un modulador tipo M-ASK coherente. Este modulador requiere la secuencia binaria alimentada hacia el convertidor serie-paralelo que pasa hacia un convertidor digital análogo, la salida se modula a través de una señal senoidal.

Figura 3.7 Modulador M-ASK [12]

La señal transmitida se recibe en el modulador, después la señal se procesa multiplicándose por una señal coseno, pasa hacia un comparador y después por un convertidor analógico digital, al final se obtiene una secuencia binaria, esto se muestra en la figura 3.8. Se trata de un demodulador tipo coherente M-ASK.

Figura 3.8 Demodulador coherente M-ASK [12] Cuando la señal es ASK simple se emplea el detector coherente, este dispositivo multiplica la señal por otra señal senoidal y se emplea un filtro pasabajas para obtener la señal en banda base, esto se muestra en la figura 3.9.

Figura 3.9 Demodulación coherente de una señal ASK [10]


También se tiene la opción de detectar la señal ASK proveniente del medio usando un detector no coherente, la señal se suma con otra y se filtra con un pasabajas. Posteriormente se usa un detector de envolvente y se le hace pasar por un dispositivo de umbral de tipo análogo digital, este demodulador se muestra en un diagrama a bloques en la figura 3.10.

Figura 3.10 Demodulación ASK no coherente [13]

Otro esquema para detección no coherente de una señal ASK se muestra en diagrama a bloques en la figura 3.11. Se aprecia que la señal proveniente del medio de transmisión se envía al detector de envolvente, después al filtro y hacia la restauración binaria de la señal.

Figura 3.11 Detección no coherente de una señal ASK [10]

En lo que respecta a la detección no coherente de ASK, para eliminar la necesidad de sincronizar las fases de las portadoras de transmisión y recepción, se utiliza un esquema de detección no-coherente como sigue: a la salida del detector de envolvente se toma en cada intervalo la decisión de si se envió un “1” o un “0”.

La probabilidad de error para un receptor ASK no coherente es mayor que la probabilidad de error de un receptor coherente operando a la misma potencia, velocidad y ruido. Sin embargo, el receptor no coherente es más simple de implementar en hardware que el receptor coherente. [13]

3.3 Modulación unipolar Considerando la opción modulación unipolar para la transmisión de datos emisor - receptor (sonda superficie) se emplea el puerto del transmisor en sonda para enviar datos hacia el receptor en superficie. Los datos provenientes del transmisor entran a una etapa de potencia, de ahí se acopla la señal hacia el cable y llega a superficie, donde se realiza el proceso inverso de desacople. Considerando la opción de transmisión unidireccional, se muestra un diagrama a bloques del sistema completo en la figura 3.12.


Figura 3.12 Diagrama a bloques para el sis tema de transmisión de datos sonda - superficie

En lo que respecta a la transmisión en el otro sentido (superficie sonda), se considera usar el esquema donde se recibe la señal, se envía a una etapa de potencia y amplificación, se acopla la señal al cable, se transmite por el cable, se acopla al equipo receptor, se amplifica, se usa una etapa de amplificador y detector de nivel y se procesan los datos en la sonda o receptor. Este diagrama a bloques se muestra en la figura 3.13.

Figura 3.13 Diagrama a bloques transmisión superficie - sonda Las opciones consideradas: FSK, ASK y modulación unipolar cumplen con los requisitos para lograr la transmisión bi- direccional. A continuación se analiza la probabilidad de error que existe para cada una de ellas, así como la complejidad relativa de cada uno de los esquemas y por último se toma en cuenta también el ancho de banda que demanda cada esquema y se sugiere una técnica final. 3.4 Probabilidad de error y cantidad de potencia En la figura 3.14 se muestran los desempeños contra la probabilidad neta de error de los sistemas de modulación ASK coherente y no coherente y FSK coherente y no coherente. Estos desempeños se grafican en la figura 3.14 sobre un intervalo de tasas de error de interés. Los resultados se grafican contra la energía de bit E divida entre n, la densidad espectral de potencia de ruido (unilateral). En la figura se hace notar que FSK coherente requiere menor cantidad de potencia que FSK no coherente y que ASK (coherente y no coherente). ASK coherente requiere menor cantidad de potencia que ASK no coherente. [14]


Figura 3.14 Probabilidad de error para diferentes sistemas de modulación digital binaria

3.5 Complejidad Relativa Los transmisores para sistemas ASK son fáciles de construir y tienen la ventaja de que no existe potencia transmitida cuando no se envían datos. Una desventaja de la ASK es que el umbral de decisión en el receptor se debe ajustar a los cambios en los niveles de la señal recibida. La complejidad del receptor FSK depende principalmente si se usa un método de modulación coherente o no coherente [14]. En la figura 3.15 se muestra la complejidad relativa con los esquemas de modulación representativos. De la complejidad relativa con los esquemas de modulación representativos, el ASK (OOK) y el FSK muestran una complejidad baja relativa, pero el OOK es el de menor complejidad.

Figura 3.15 Complejidad relativa de esquemas de modulación representativos [14]

En la figura 3.16 se muestra la modulación polar y unipolar, la señal ASK, la señal FSK, la señal BPSK y la DSB-SC, señales pasa banda moduladas digitalmente.


Figura 3.16 Señales pasa banda moduladas digitalmente [15]

3.6 Ancho de banda, ventajas y desventajas Considerando las opciones FSK, ASK y la modulación unipolar a continuación se muestra para cada una el ancho de banda, las ventajas y desventajas entre ellas. Modulación FSK El ancho de banda mínimo para esta modulación está dada por

bffB 22 +∆= donde:

2

fsfmf

−=∆

f∆ Desviación de frecuencia pico fm Frecuencia de marca (1 lógico) fs Frecuencia de espacio (0 lógico) fb Razón de cambio a la entrada del modulador (bits por segundo)


Ventajas:

• permite la transmisión de programas • la probabilidad de error para este sistema de modulación digital binario es menor

que el de ASK y Modulación unipolar.

Desventajas:

• la frecuencia de los 0’s y los 1’s es alta (del orden de100 KHz usando el HTASIC) • demanda más hardware en comparación con ASK y Modulación unipolar • su complejidad relativa es mayor en comparación al esquema ASK y modulación

unipolar Modulación ASK

En la figura 3.17 se observa gráficamente el ancho de banda requerido para ASK. Donde R= 1/Tb es la taza de transferencia de bits. El ancho de banda nulo a nulo es de 2R. Es decir, el ancho de banda de transmisión de la señal OOK es BT=2B donde B es el ancho de banda base puesto que OOK es una señalización tipo modulación de amplitud. [15]

Figura 3.17 Espectro de frecuencia de señales digitales pasa banda. Ventajas:

• modulación digital simple del tipo DSB-LC • permite la transmisión de programas • demanda menos hardware en comparación de FSK • la probabilidad de error para este sistema de modulación digital binario es menor

que el de Modulación unipolar, pero mayor a FSK • su complejidad relativa es menor en comparación al esquema FSK

Desventajas:

• demanda más hardware en comparación con Modulación unipolar


Modulación unipolar

El ancho de banda para la modulación unipolar está dado por R = 1/ Tb donde Tb es la taza de bits por segundo. En este caso se tiene la opción de seleccionar el baud rate permitido por el ancho de banda del cable. Ventajas:

• permite la transmisión de programas. • el hardware requerido para su implementación es menor en comparación de FSK y

ASK. • Existe mayor cantidad de componentes de alta temperatura disponibles para su

implementación en comparación con ASK y FSK. Desventajas:

• menor inmunidad al ruido en comparación a FSK y ASK. • la probabilidad de error para este sistema de modulación digital binario es mayor

que FSK y ASK 3.7 Comparación de esquemas La tabla 3.1 muestra los esquemas de modulación FSK, ASK y la técnica de Modulación unipolar, los compara usando valores de 3 para calificarlo como bueno, 2 como regular y 1 como malo. El que mejor desempeño mostró fue el Modulación unipolar.

Tabla 3.1 Comparación de esquemas de transmisión de datos

Esquema de transmisión

Característica FSK ASK Modulación

Unipolar Ancho de banda 1 2 3

Complejidad de hardware 1 2 3

Inmunidad al ruido pe 3 2 1

Temperatura de operación 1 2 3

Transmisión programas 3 3 3

Coherente y no coherente 1 2 3

Total 10 13 16

Los componentes que se requieren para la implementación de Modulación unipolar se encuentran disponibles en alta y baja temperatura, lo cual la hace la selección idónea en comparación a ASK (no coherente) y FSK. Estos últimos tienen mayores ventajas en lo que respecta a la probabilidad de error, pero la circuitería necesaria par implementarlas es más compleja a comparación del modulación unipolar.

33

CAPÍTULO 4

SIMULACIONES Y RESULTADOS

Para realizar las simulaciones se requiere de un esquema que permita lograr la transmisión en el sentido transmisor - cable - receptor y viceversa, así se propone el esquema representado en el siguiente diagrama a bloques:

Figura 4.1 Diagrama a bloques del esquema transmisor - cable - receptor El paquete computacional empleado se llama Multisim 7, este software provee una interfaz gráfica amigable para el usuario y permite guardar en disco los resultados de las simulaciones para su posterior análisis. En Multisim 7 se incluyen los esquemas del transmisor, cable y receptor dentro de un esquemático para realizar las corridas o simulaciones en el sentido TX - Cable - RX y viceversa, logrando una comunicación bi-direccional. El sentido TX1 - Cable - RX1 indica que el Transmisor TX1 se encuentra operando en superficie y a temperatura ambiente mientras que el Receptor RX1 se encuentra a cierta profundidad dentro de un pozo de alta temperatura. La fuente que da potencia a TX1 es de 40 volts. El sentido TX2 - Cable - RX2 indica que el Transmisor TX2 se encuentra a cierta profundidad dentro de un pozo de alta temperatura y Receptor RX2 se encuentra operando en superficie y a temperatura ambiente. La fuente que da potencia a TX2 es de 15 volts. Este sistema de comunicaciones empleará circuitos a dos hilos que pueden usarse para la transmisión half-duplex. La transmisión a dos hilos contiene una configuración de circuito

Simulaciones y resultados 34 que es equivalente a sólo dos cables. Los cables son capaces de ejecutar una transmisión de dos sentidos, pero el transmisor y el receptor no lo pueden hacer. Para intercambiar información en la dirección opuesta, las ubicaciones de transmisor y receptor deben ser conmutadas. La figura 4.2 muestra un circuito a dos hilos activo (es decir, uno que proporciona ganancia). Con esta configuración se coloca un amplificador en el circuito entre el transmisor y el receptor. El amplificador es un dispositivo unidireccional y por tanto limita las transmisiones a un solo sentido.

Figura 4.2 Configuración de circuito de dos hilos activa 4.1 Esquema TX1 - Cable - RX1 Para las simulaciones se procede a conectar los bloques en el simulador de la siguiente manera, el Transmisor 1 conectado al modelo del cable y al otro extremo conectado el Receptor 1. Se tiene una etapa de potencia, de ahí los datos se acoplan al cable, viajan a través del medio y se reciben en el otro extremo del cable como una señal analógica que se amplifica. De ahí se procede a recuperar los datos a través del acondicionamiento de la señal. Más adelante se explica cada una de las etapas presentadas en el esquema de la figura 4.3.

Figura 4.3 Diagrama a bloques del esquema TX1 - Cable - RX1

Los bloques que conforman el sistema en un sentido son: • Tx1 • CABLE

• Rx1 A través del Transmisor 1 o TX1 se generan los datos usando un patrón aleatorio de ocho bits a través de un registro de corrimiento. El patrón de datos se envía a la etapa de potencia usando un transistor de efecto de campo, posteriormente la señal se acopla al cable. Este esquema se muestra en la figura 4.4.

Simulaciones y resultados 35

Figura 4.4 Transmisor 1 o TX1

El cable es el medio de transmisión de los datos y su modelo ARMAX de orden 4 fue obtenido en el Capítulo 2. El esquema del modelo del cable se muestra en la figura 4.5

Figura 4.5 Esquema del cable en Multisim 7 (modelo ARMAX 4)

El modelo ARMAX 4 está representado por la siguiente ecuación en tiempo discreto:

)()()(

)()()(

)( qeqAqC

quqAqB

qy += (4.1)

donde:

4321 04751.01689.02427.0425.11)( −−−− +++−= qqqqqA 321 0003809.00001297.0001096.0000761.0)( −−− −−+−= qqqqB

17419.01)( −−= qqC

Simulaciones y resultados 36 Multisim 7 sólo permite el uso de bloques en Laplace por ello se obtuvo el equivalente al ARMAX 4 usando el comando “d2c” de Matlab. El comando “d2c” convierte un modelo de tiempo discreto a tiempo continuo. La función de transferencia del modelo obtenido en Laplace es la siguiente:

)()()(

)()()(

)( sesAsC

susAsB

sy += (4.2)

donde:

1915210354 074.2808.1209.8047.3)( esesesessA ++++= 17112734 056.1011.4252.66.308000761.0)( esesesssB −−−−−=

2015211354 552.1763.7008.1776.3)( esesesessC ++++=

Si la respuesta en frecuencia en magnitud y fase entre el modelo ARMAX 4 y el modelo equivalente en Laplace son semejantes, entonces se puede implementar la función de transferencia en Laplace del modelo equivalente en el simulador Multisim 7. La respuesta en frecuencia en magnitud y fase entre el modelo ARMAX 4 y el modelo equivalente en Laplace se observa en la figura 4.6 siguiente:

Figura 4.6 Bode del modelo ARMAX de orden 4, SPA y Sistema continuo

Simulaciones y resultados 37 El Receptor 1 o RX1 está conformado por una etapa de ganancia K1, un limitador de voltaje LV1 y un comparador de nivel Comp1 para generar la transición de nivel de 0 a nivel 1. Para detectar una transición de nivel 1 a nivel 0 se cuenta con una etapa de ganancia K2, un limitador de voltaje LV2 y un comparador de nivel Comp2. La salida de los comparadores Comp1 y Comp2 se alimentan a un arreglo de lógica secuencial para generar la señal digital recuperada. El esquema completo se presenta en la figura 4.7

Figura 4.7 Esquema del Receptor 1 o RX1 Los bloques que componen al Receptor 1 o RX1 se comentan a continuación. El bloque de ganancia K1 se usa para amplificar la señal de voltaje proveniente del modelo del cable. La implementación física es a través de amplificadores operacionales en la configuración de amplificadores inversores. Su implementación en Multisim se muestra en la figura 4.8a. Los limitadores de voltaje permiten filtrar las señales de voltaje útiles, y así detectar los picos de voltaje provenientes de los comparadores Comp1 y Comp2 para generar los pulsos de unos y ceros. Su implementación en Multisim se muestra en la figura 4.8b

Figura 4.8a Bloque de ganancia Figura 4.8b Limitador de voltaje

A cada limitador de voltaje se le configuran tres parámetros: el límite inferior, el límite superior y la ganancia que se le dará al voltaje existente entre los límites inferior y superior.

Los comparadores de nivel permiten detectar los picos de voltaje que indican el cambio de nivel de cero a uno o viceversa. Se representan a través de un amplificador operacional en configuración de comparador, donde a la entrada inversora se le conecta el voltaje de umbral y en la entrada no inversora se conecta el voltaje de comparación. Los comparadores de nivel generan los pulsos que permiten generar una señal digital a través de lógica secuencial. Esta configuración se muestra en la figura 4.9


Figura 4.9 Comparador de nivel 4.2 Simulaciones del esquema TX1 - Cable - RX1 Para las simulaciones TX1 - Cable - RX1 se empleó el esquemático que se muestra a continuación en la figura 4.10

Figura 4.10 Esquema TX1 - Cable - RX1

Para todas las simulaciones se observó que la señal recuperada en el receptor mostró un tiempo de establecimiento. Se determinaron las características de la señal en estado estable para configurar la circuitería y regenerar los datos enviados desde el transmisor. En la figura 4.11 se muestra la señal recuperada en la primera etapa del receptor, se muestran los cambios de voltaje generados por la transición de ceros a unos y unos a ceros, así como el tiempo de establecimiento y el estado estacionario.


Figura 4.11 Tiempo de establecimiento y estado estacionario

La configuración de los bloques para detección de cambios de cero a uno usada para las corridas se muestra en las siguientes tablas 4.1, 4.2 y 4.3:

Tabla 4.1 Ganancia K1

K 1 Volts Ganancia 223

Tabla 4.2 Limitador de Voltaje LV1

LV 1 Volts

Ganancia 0.5 Limite Inferior -2.0 V

Límite Superior 2.0 V

Tabla 4.3 Comparador de nivel Comp1

COMP 1 Volts Voltaje de umbral 0.5 V

La configuración de los bloques para detección de cambios de uno a cero usada para las corridas se muestra en las siguientes tablas 4.4, 4.5 y 4.6:



K 2 Volts Ganancia -5


LV 2 Volts

Ganancia 2 Limite Inferior 5.2 V

Límite Superior 12 V


COMP 2 Volts Voltaje de umbral 6.0

4.3 Gráficas de las corridas TX1 - Cable - RX1

Se realizaron cinco corridas (C1 a C5), cada corrida tiene un patrón de datos diferente. Para cada una de las siguientes frecuencias de transmisión se realizaron las cinco corridas: 1,200 Hz, 6,200 Hz, 9,600 Hz y 100,000 Hz. Las frecuencias seleccionadas son tres frecuencias de interés (ver capítulo 2) y la cuarta fue seleccionada para observar los efectos a alta frecuencia. Para cada gráfica se muestra en color rojo la señal transmitida por TX1 y en color azul la señal recuperada por RX1. Primero se muestran las gráficas de las corridas que muestran el efecto de un tiempo de establecimiento de la señal recuperada (figura 4.12, figura 4.13, figura 4.14 y figura 4.15), después de cada gráfica se muestra la matriz de correlación de datos entre datos transmitidos y datos recibidos, y también se presenta el promedio de recuperación de la señal para las cinco corridas de cada frecuencia. A partir de las gráficas podemos observar un efecto por el tiempo de establecimiento, el cual sucede porque en este sentido (TX1 - Cable - RX1) el sistema contiene elementos capacitivos e inductivos que responden a los cambios instantáneos de voltaje y de corriente y después tiene un estado estacionario en su respuesta. Las gráficas C1 a C5 del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 1,200 Hz se muestran en la figura 4.12.

Simulaciones y resultados 41 C1 C2

C3 C4

C5

Figura 4.12 Gráficas C1 a C5 del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 1200 Hz Las matrices de correlación obtenidas de los datos correspondientes a las corridas C1 a C5 de la figura 4.12 se muestran en la tabla 4.7.

Simulaciones y resultados 42 Tabla 4.7 Matrices de correlación del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 1200 Hz

C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.7684 0.7684 1.0000

1.0000 0.9603 0.9603 1.0000

1.0000 0.8766 0.8766 1.0000

1.0000 0.7456 0.7456 1.0000

1.0000 0.8840 0.8840 1.0000

La señal enviada por el transmisor 1 se recupera en el receptor 1 en un promedio del 84.7%; este porcentaje corresponde al tiempo de establecimiento enviando datos a 1200 Hz. Las gráficas C1 a C5 del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 6,200 Hz se muestran en la figura 4.13.

C1 C2

C3 C4


C5

Figura 4.13 Gráficas C1 a C5 del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 6200 Hz

Las matrices de correlación obtenidas de los datos correspondientes a las corridas C1 a C5 de la figura 4.13 se muestran en la tabla 4.8.

Tabla 4.8 Matrices de correlación del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 6200 Hz

C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.6706 0.6706 1.0000

1.0000 0.7925 0.7925 1.0000

1.0000 0.5517 0.5517 1.0000

1.0000 0.4777 0.4777 1.0000

1.0000 0.8352 0.8352 1.0000

La señal enviada por el transmisor 1 se recupera en el receptor 1 en un promedio del 67 %, este porcentaje corresponde al tiempo de establecimiento enviando datos a 6200 Hz. Las gráficas C1 a C5 del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 9,600 Hz se muestran en la figura 4.14.

C1 C2


C3 C4

C5




C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.5520 0.5520 1.0000

1.0000 0.5427 0.5427 1.0000

1.0000 0.3837 0.3837 1.0000

1.0000 0.7222 0.7222 1.0000

1.0000 0.6990 0.6990 1.0000

La señal enviada por el transmisor 1 se recupera en el receptor 1 en un promedio del 58 %, este porcentaje corresponde al tiempo de establecimiento enviando datos a 9600 Hz. Las gráficas C1 a C5 del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 100 KHz se muestran en la figura 4.15.


C1 C2

C3 C4

C5

Figura 4.15 Gráficas C1 a C5 del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 100 KHz



Tabla 4.10 Matrices de correlación del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 100 KHz

C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.0713 0.0713 1.0000

1.0000 0.2474 0.2474 1.0000

1.0000 0.0515 0.0515 1.0000

1.0000 0.0965 0.0965 1.0000

1.0000 0.0040 0.0040 1.0000

La señal enviada por el transmisor 1 se recupera en el receptor 1 en un promedio del 9.4 %, este porcentaje corresponde al tiempo de establecimiento enviando datos a 100,000 Hz. Para el estado estacionario se muestran las gráficas de las corridas (figura 4.16, figura 4.17, figura 4.18 y figura 4.19), después de cada gráfica se muestra la matriz de correlación de datos transmitidos y datos recibidos, y también se presenta el promedio de recuperación de la señal para las cinco corridas de cada frecuencia. Las gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 1,200 Hz se muestran en la figura 4.16.

C1 C2

C3 C4


C5

Figura 4.16 Gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 1200 Hz Las matrices de correlación obtenidas de los datos correspondientes a las corridas C1 a C5 de la figura 4.16 se muestran en la tabla 4.11.

Tabla 4.11 Matrices de correlación del estado estacionario a la frecuencia de 1200 Hz

C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.9815 0.9815 1.0000

1.0000 0.9622 0.9622 1.0000

1.0000 0.9405 0.9405 1.0000

1.0000 0.9599 0.9599 1.0000

1.0000 0.9539 0.9539 1.0000

La señal enviada por el transmisor 1 se recupera en el receptor 1 en un promedio del 96 %, este porcentaje corresponde al estado estacionario enviando datos a 1200 Hz. Las gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 6,200 Hz se muestran en la figura 4.17.

C1 C2


C3 C4

C5

Figura 4.17 Gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 6200 Hz



C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.7348 0.7348 1.0000

1.0000 0.7467 0.7467 1.0000

1.0000 0.9248 0.9248 1.0000

1.0000 0.8059 0.8059 1.0000

1.0000 0.8038 0.8038 1.0000

La señal enviada por el transmisor 1 se recupera en el receptor 1 en un promedio del 80 %, este porcentaje corresponde al estado estacionario enviando datos a 6200 Hz. Las gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 9,600 Hz se muestran en la figura 4.18.


C1 C2

C3 C4

C5





C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.7052 0.7052 1.0000

1.0000 0.7379 0.7379 1.0000

1.0000 0.7973 0.7973 1.0000

1.0000 0.7708 0.7708 1.0000

1.0000 0.7866 0.7866 1.0000

La señal enviada por el transmisor 1 se recupera en el receptor 1 en un promedio del 76 %, este porcentaje corresponde al estado estacionario enviando datos a 9600 Hz. Las gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 100 KHz se muestran en la figura 4.19.

C1 C2

C3 C4


C5

Figura 4.19 Gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 100 KHz


Tabla 4.14 Matrices de correlación del estado estacionario a la frecuencia de 100 KHz

C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.0708 0.0708 1.0000

1.0000 0.1630 0.1630 1.0000

1.0000 0.0911 0.0911 1.0000

1.0000 0.0340 0.0340 1.0000

1.0000 0.0214 0.0214 1.0000

La señal enviada por el transmisor 1 se recupera en el receptor 1 en un promedio del 7.6 %, este porcentaje corresponde al estado estacionario enviando datos a 100,000 Hz. 4.4 Resultados de las corridas TX1 - Cable - RX1 En la siguiente tabla se muestra en la columna de la izquierda la frecuencia de operación, en las siguientes columnas el promedio de recuperación de la señal para el tiempo de establecimiento y el estado estacionario respectivamente, de las cinco corridas correspondientes a cada frecuencia. El porcentaje de recuperación promedio de la señal es mayor en el estado estacionario que en el tiempo de establecimiento. Conforme se incrementa la frecuencia de operación se va disminuyendo el porcentaje de recuperación promedio de la señal lo cual se resume en la tabla 4.15.

Tabla 4.15 Promedio de recuperación de la señal sentido TX1 - Cable - RX1

Frecuencia (Hz) T. Establecimiento

(%) E. Estacionario

(%) 1,200 84.70 95.96 6,200 66.55 80.32 9,600 57.99 75.96

100,000 9.41 7.61

Simulaciones y resultados 52 4.5 Esquema TX2 - Cable - RX2

Para las simulaciones se procede a conectar los bloques en el simulador de la siguiente manera, el Transmisor 2 conectado al modelo del cable y al otro extremo el Receptor 2. Se tiene una etapa de potencia, de ahí los datos se acoplan al cable, viajan a través del medio y se reciben en el otro extremo del cable como una señal analógica que se amplifica. De ahí se procede a recuperar los datos a través del acondicionamiento de la señal. Más adelante se explica cada una de las etapas presentadas en el esquema de la figura 4.20.

Figura 4.20 Diagrama a bloques TX2 - Cable - RX2

Los bloques que conforman el sistema en un sentido son: • Tx2 • CABLE

• Rx2 A través del Transmisor 2 o TX2 se generan los datos usando un patrón aleatorio de ocho bits a través de un registro de corrimiento. El patrón de datos se envía a la etapa de potencia usando un transistor de efecto de campo, posteriormente la señal se acopla al cable. Este esquema se muestra en la figura 4.21. Se hace notar que la fuente de alimentación es de 15 Volts.

Figura 4.21 Transmisor 2 o TX2

Simulaciones y resultados 53 El Receptor 2 o RX2 está conformado por una etapa de ganancia K3, un limitador de vo ltaje LV3 y un comparador de nivel Comp3 para generar la transición de nivel de 0 a nivel 1. Para detectar una transición de nivel 1 a nivel 0 se cuenta con una etapa de ganancia K4, un limitador de voltaje LV4 y un comparador de nivel Comp4, la salida de los comparadores Comp3 y Comp4 se alimentan a un arreglo de lógica secuencial para generar la señal. El esquema completo se presenta en la figura 4.22

Figura 4.22 Receptor 2 Una diferencia entre el esquema TX1 - Cable – RX1 y el esquema TX2 - Cable - RX2 es que el TX1 usa un fuente de 40 V para darle potencia a la transmisión de la señal y el TX2 usa una fuente de 15 V para el mismo propósito. Lo anterior trae como consecuencia que la configuración de los limitadores de voltaje y de los voltajes de umbral para cada esquema sean diferentes. 4.6 Simulaciones del esquema TX2 - Cable - RX2

Para las simulaciones TX2 - Cable - RX2 se empleó el esquemático que se muestra a continuación en la figura 4.23.

Figura 4.23 Esquema TX2 - Cable - RX2

La configuración de los bloques para detección de cambios de cero a uno usada para las corridas se muestra en las tablas 4.16, 4.17 y 4.18:



K 3 Volts Ganancia 223


LV 3 Volts

Ganancia 1 Limite Inferior -1

Límite Superior 7



La configuración de los bloques para detección de cambios de uno a cero usada para las corridas 4.19, 4.20 y 4.21:


K 4 Volts Ganancia -5


LV 4 Volts

Ganancia 1 Limite Inferior 2.1 V

Límite Superior 5 V



4.7 Gráficas de las corridas TX2 - Cable - RX2 Se realizaron cinco corridas (C1 a C5) para cada una de las siguientes frecuencias de transmisión: 1,200 Hz, 6,200 Hz, 9,600 Hz y 100,000 Hz Para cada gráfica se muestra en color rojo la señal transmitida por TX2 y en color azul la señal recuperada por RX2. Primero se muestran las gráficas de las corridas en el tiempo de establecimiento (figura 4.24, figura 4.25, figura 4.26 y figura 4.27), después de cada gráfica se muestra la matriz de correlación de datos transmitidos y datos recibidos, y también se presenta el promedio de recuperación de la señal para cada frecuencia. A partir de las gráficas podemos observar el tiempo de establecimiento el cual sucede porque en este

Simulaciones y resultados 55 sentido (TX2 - Cable – RX2) el sistema contiene elementos capacitivos e inductivos que responden a los cambios instantáneos de voltaje y de corriente y después tiene un estado estacionario en su respuesta. Las gráficas C1 a C5 del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 1,200 Hz se muestran en la figura 4.24.

C1 C2

C3 C4

C5


Simulaciones y resultados 56 Las matrices de correlación obtenidas de los datos correspondientes a las corridas C1 a C5 de la figura 4.24 se muestran en la tabla 4.22.


C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.9833 0.9833 1.0000

1.0000 0.6720 0.6720 1.0000

1.0000 0.8971 0.8971 1.0000

1.0000 0.4578 0.4578 1.0000

1.0000 0.8999 0.8999 1.0000

La señal enviada por el transmisor 2 se recupera en el receptor 2 en un promedio del 78 %, este porcentaje corresponde al tiempo de establecimiento enviando datos a 1,200 Hz. Las gráficas C1 a C5 del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 6,200 Hz se muestran en la figura 4.25.

C1 C2

C3 C4


C5



Tabla 4.23 Matrices de correlación del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 6200

Hz

C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.5690 0.5690 1.0000

1.0000 0.4810 0.4810 1.0000

1.0000 0.3738 0.3738 1.0000

1.0000 0.3499 0.3499 1.0000

1.0000 0.6971 0.6971 1.0000

La señal enviada por el transmisor 2 se recupera en el receptor 2 en un promedio del 49 %, este porcentaje corresponde al tiempo de establecimiento enviando datos a 6,200 Hz. Las gráficas C1 a C5 del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 9,600 Hz se muestran en la figura 4.26.

C1 C2


C3 C4

C5



Tabla 4.24 Matrices de correlación del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 9600

Hz

C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.6933 0.6933 1.0000

1.0000 0.4969 0.4969 1.0000

1.0000 0.6386 0.6386 1.0000

1.0000 0.6301 0.6301 1.0000

1.0000 0.1832 0.1832 1.0000

La señal enviada por el transmisor 2 se recupera en el receptor 2 en un promedio del 53 %, este porcentaje corresponde al tiempo de establecimiento enviando datos a 9,600 Hz. Las gráficas C1 a C5 del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 100 KHz se muestran en la figura 4.27.


C1 C2

C3 C4

C5

Figura 4.27 Gráficas C1 a C5 del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 100 KHz



Tabla 4.25 Matrices de correlación del tiempo de establecimiento a la frecuencia de 100 KHz

C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.0771 0.0771 1.0000

1.0000 0.0167 0.0167 1.0000

1.0000 0.3195 0.3195 1.0000

1.0000 -0.1489 -0.1489 1.0000

1.0000 0.1249 0.1249 1.0000

La señal enviada por el transmisor 2 se recupera en el receptor 2 en un promedio del 7.8 %, este porcentaje corresponde al tiempo de establecimiento enviando datos a 100,000 Hz. Para el estado estacionario se muestran las gráficas de las corridas (figura 4.28, figura 4.29, figura 4.30 y figura 4.31), después de cada gráfica se muestra la matriz de correlación de datos transmitidos y datos recibidos, y también se presenta el promedio de recuperación de la señal para cada frecuencia. Las gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 1,200 Hz se muestran en la figura 4.28. C1 C2

C3 C4


C5

Figura 4.28 Gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 1200 Hz Las matrices de correlación obtenidas de los datos correspondientes a las corridas C1 a C5 de la figura 4.28 se muestran en la tabla 4.26.


C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.9833 0.9833 1.0000

1.0000 0.9897 0.9897 1.0000

1.0000 0.9671 0.9671 1.0000

1.0000 0.9703 0.9703 1.0000

1.0000 0.9775 0.9775 1.0000

La señal enviada por el transmisor 2 se recupera en el receptor 2 en un promedio del 98 %, este porcentaje corresponde al estado estacionario enviando datos a 1,200 Hz. Las gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 6,200 Hz se muestran en la figura 4.29.

C1 C2

Simulaciones y resultados 62 C3 C4

C5




C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.9032 0.9032 1.0000

1.0000 0.8562 0.8562 1.0000

1.0000 0.8599 0.8599 1.0000

1.0000 0.8454 0.8454 1.0000

1.0000 0.8595 0.8595 1.0000

La señal enviada por el transmisor 2 se recupera en el receptor 2 en un promedio del 86 %, este porcentaje corresponde al estado estacionario enviando datos a 6,200 Hz. Las gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 9,600 Hz se muestran en la figura 4.30.


C1 C2

C3 C4

C5





C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.8531 0.8531 1.0000

1.0000 0.8629 0.8629 1.0000

1.0000 0.8363 0.8363 1.0000

1.0000 0.9037 0.9037 1.0000

1.0000 0.7101 0.7101 1.0000

La señal enviada por el transmisor 2 se recupera en el receptor 2 en un promedio del 83 %, este porcentaje corresponde al estado estacionario enviando datos a 9,600 Hz. Las gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 100 KHz se muestran en la figura 4.31.

C1 C2

C3 C4


C5

Figura 4.31 Gráficas C1 a C5 del estado estacionario a la frecuencia de 100 KHz


Tabla 4.29 Matrices de correlación del estado estacionario a la frecuencia de 100 KHz

C1 C2 C3 C4 C5

1.0000 0.1334 0.1334 1.0000

1.0000 0.0635 0.0635 1.0000

1.0000 0.3440 0.3440 1.0000

1.0000 -0.1496 -0.1496 1.0000

1.0000 0.0148 0.0148 1.0000

La señal enviada por el transmisor 2 se recupera en el receptor 2 en un promedio del 8.1 %, este porcentaje corresponde al estado estacionario enviando datos a 100,000 Hz. 4.8 Resultados de las corridas TX2 - Cable - RX2 En la siguiente tabla se muestra en la columna de la izquierda la frecuencia de operación, en las siguientes columnas el promedio de recuperación de la señal para el tiempo de establecimiento y el estado estacionario respectivamente, de las cinco corridas correspondientes a cada frecuencia. El porcentaje de recuperación promedio de la señal es mayor en el estado estacionario que en el tiempo de establecimiento. Conforme se incrementa la frecuencia de operación se va disminuyendo el porcentaje de recuperación promedio de la señal lo cual se presenta en la tabla 4.30.

Tabla 4.30 Promedio de recuperación de la señal sentido TX2 - Cable - RX2

Frecuencia (Hz)

T. Establecimiento (%)

E. Estacionario (%)

1,200 78.20 97.76 6,200 49.42 86.48 9,600 52.84 83.32

100,000 7.79 8.12

Simulaciones y resultados 66 Se obtuvo un mejor promedio de recuperación de la señal en el sentido TX2 - Cable - RX2 en comparación con el sentido TX1 - Cable - RX1. 4.9 Observaciones El esquema half duplex permite la trasmisión de datos en ambos sentidos pero no al mismo tiempo, para intercambiar información en la dirección opuesta las ubicaciones se conmutan entre TX1 - Cable - RX1 y TX2 - Cable - RX2. Cada sentido (TX1 - Cable - RX1 y TX2 - Cable - RX2) tiene una configuración diferente del otro en lo que respecta a los parámetros de ajuste para los bloques de ganancia (K), limitadores de voltaje (LV), y comparadores de nivel (Comp.) del transmisor y del receptor. En ambos sentidos TX1 - Cable - RX1 y TX2 - Cable - RX2 se realizaron simulaciones a diferentes frecuencias de transmisión (1200Hz, 6200 Hz, 9600 Hz y 100 KHz), el mejor promedio de recuperación de la señal se logró a 1200 Hz para ambos sentidos. También para ambos sentidos se observó que conforme se incrementa la frecuencia de transmisión de la señal el promedio de recuperación de la señal se empobrece. En las corridas realizadas (C1 a C5) a diferentes frecuencias de transmisión se observó un tiempo de establecimiento y un estado estacionario. Para ambos sentidos fue en el estado estacionario que se obtuvo el mayor promedio de recuperación de la señalen comparación al tiempo de establecimiento. De manera particular para el sentido TX1 - Cable - RX1 el promedio de recuperación de la señal en el tiempo de establecimiento fue del 84.7 % promedio mejorado en el estacionario con un 95.96 % a 1200 Hz. Mientras que para el sentido TX2 - Cable – RX2 el promedio de recuperación de la señal en el tiempo de establecimiento fue del 78.2 % promedio mejorado en el estacionario con un 97.76 % a 1200 Hz. Para disminuir el índice de error obtenido se puede cambiar la topología por otra u otras topologías más robustas en el proceso transmisión – recepción.

67

CAPÍTULO 5

CONCLUSIONES Y TRABAJO A FUTURO

A continuación se muestran las conclusiones obtenidas de este trabajo. Posteriormente se comentan las aportaciones del mismo y se propone un trabajo a futuro. 5.1 Sumario y conclusiones En este trabajo se desarrolló a nivel simulación el modelo de un sistema de comunicación electrónico que permite una transmisión de datos entre un equipo transmisor, un cable y un equipo receptor para lograr una comunicación bi-direccional. Se ocupa un esquema half-duplex para transferir la información. Este modelo del sistema de comunicación es el de sondas tipo “logging tool” las cuales trabajan recibiendo la alimentación de voltaje y de corriente necesarios desde la superficie. Para este desarrollo se emplearon dos métodos para obtener el modelo del cable. A través de pruebas de laboratorio se determinó la impedancia característica Zc, este parámetro permitió acoplar de manera apropiada la señal al transmisor y receptor. El primer método permitió obtener la respuesta en frecuencia del modelo eléctrico del cable usando los datos de impedancia característica, la capacitancia y la resistencia que proporcionan el fabricante. En el segundo método se emplearon técnicas de identificación de sistemas, usando modelos OE, ARX y ARMAX de orden bajo. Al final se seleccionó como el mejor modelo: al ARMAX de orden 4. Ese modelo dio una representación del cable para la etapa de simulaciones usada en el Capítulo 4. Se realizó un análisis de tres esquemas para implementar el sistema de comunicaciones y permitir una transmisión bi-direccional de datos half-duplex. Se consideró el uso de la Modulación unipolar, ASK y FSK, de ellas se analizó su implementación para alta temperatura, su inmunidad al ruido y la probabilidad de error y se decidió usar la modulación unipolar.

Conclusiones y trabajo a futuro 68 Se realizaron simulaciones usando el software Multisim 7. La simulación se hizo por bloques, primero implementando los esquemáticos de Transmisor 1 - Cable - Receptor 1. Se transmitió un patrón aleatorio de ocho bits desde el receptor, tal información se transmitió a través del cable, se recibió y se recuperó en el receptor. Para lograr la comunicación bi-direccional también se realizaron simulaciones en el sentido Transmisor 2 - Cable - Receptor 2 Se realizaron cinco corridas a diferentes frecuencias, de ellas se obtuvo la correlación entre los datos generados en el Transmisor contra los datos recibidos en el Receptor en cada sentido. Se observó en cada corrida un efecto de estado transitorio y de estado estacionario lo cual se aprecia en las gráficas mostradas en el Capítulo 4. El efecto transitorio se da debido a que el sistema contiene elementos capacitivos e inductivos que responden a los cambios instantáneos de voltaje y de corriente y después muestran un estado estacionario. El modelo del cable tiene influencia en la respuesta total del sistema y en los efectos observados. El porcentaje de recuperación promedio de la señal en ambos sentidos es mayor en el estado estacionario que en el estado transitorio. Conforme se incrementa la frecuencia de operación se va disminuyendo el porcentaje de recuperación promedio de la señal. Considerando el ancho de banda del cable así como la atenuación que presenta la señal al pasar por el medio de transmisión fueron seleccionadas 4 frecuencias para determinar aquellas que dieran un buen promedio de recuperación de la señal enviada. Las frecuencias seleccionadas fueron 1200 Hz, 6200 Hz ,9600 Hz y 100,000 Hz. La frecuencia de operación seleccionada fue la de 1200 Hz porque es la que presenta un mejor promedio de recuperación de datos para el modelo del sistema de comunicaciones presentado en este trabajo de tesis. 5.2 Aportaciones del trabajo de tesis Como producto del desarrollo de este trabajo de tesis se lograron las siguientes aportaciones: Se aporta un modelo del cable obtenido a través de la técnica de identificación de sistemas a 25 ºC. Se cuenta con el esquemático TX1 - Cable - RX1 y el esquemático TX2 - Cable - RX2 del sistema de comunicaciones ambos implementados en Multisim 7. Estos esquemáticos permiten la visualización gráfica de las formas de onda de voltaje tomados en diferentes puntos del circuito electrónico al realizar las simulaciones. Se aporta una investigación sobre los componentes disponibles actualmente en el mercado de la electrónica de alta temperatura. Se llevará a cabo la divulgación de los resultados obtenidos a través de su presentación en un Congreso Internacional.

Conclusiones y trabajo a futuro 69 5.3 Trabajo a futuro Como propuestas a trabajos futuros están:

• Obtener una nueva modelación del cable a través de la identificación de sistemas considerando cambios de temperatura desde 25 ºC hasta 220 ºC. El resultado permitirá realizar simulaciones involucrando el sistema completo TX1 - Cable - RX1 y TX2 - Cable - RX2.

• Realizar simulaciones donde se transmitan patrones aleatorios de más de 8 bits.

Considerar los cambios de temperatura en el sistema y determinar los nuevos puntos de ajuste de las ganancias, los limitadores de voltaje, así como de los comparadores de nivel.

• Seguir en la línea de investigación de los fabricantes de componentes de alta

temperatura y sus productos. Se espera una mayor diversidad de dispositivos electrónicos de alta temperatura por parte de los fabricantes, con el objetivo de implementar esquemas como FSK o ASK los cuales ofrecen una mayor inmunidad al ruido y una probabilidad de error mucho menor en comparación con la Modulación unipolar.

• Emplear técnicas ASK y FSK para realizar nuevas simulaciones con el o los nuevos

modelos de cable obtenidos considerando un rango de temperatura desde 25 ºC hasta 220 ºC.

• Establecer otras topologías más robustas en el proceso transmisión – recepción

buscando mejorar la respuesta mediante índices menores de error en la recepción de la señal. Como consecuencia de lo anterior se lograría aumentar la frecuencia de transmisión.

• Proponer, desarrollar y validar un protocolo de comunicación para la correcta y

síncrona transmisión – recepción de la señal.

• Realizar a nivel simulación pruebas de transmisión – recepción con información real de campo.

Conclusiones y trabajo a futuro 70

71

REFERENCIAS

[1] http://www.ssec.honeywell.com/hightemp/datasheets/SenExpo98.pdf Jay Goetz, High Temperature Electronics for Sensor Interface and Data Acquisition, Sensors Expo, October 7, 1998. [2] http://www.sensorsmag.com/articles/0600/20/main.shtml Jay Goetz, Sensors That Can Take the Heat. June, 2000. [3] http://www.ssec.honeywell.com/hightemp/tech_paper.html [4] Iglesias R. Eduardo, Torres R. Joaquin, et. al. Desarrollo, pruebas y utilización en campo del sistema Slimetre, Reporte final, IIE-PEP, México, 1999 [5] http://www.computalog.com/t3_body.cfm?pid=emwd&ug_flag=0&from=ds Electromagnetic measurement while drilling tool [6] R. S. Sherratt. Using modelling tools to optimise the calculation and subsequent reduction of cable distortion parameters with application to oil well logging systems, en Colloqium organized by professional group E10(IEE) UK, 1998. [7] Randy Normann and Joseph Henfling. Elimination of heat-shielding for geothermal tools operating up to 300 degrees Celsius, a conference held at the city of Albuquerque NM, del 12 al 15 de junio de 2000, 5th International High Temperature Conference, 2000, Session I. [8] Truls Fallet, Bjørn Raad and Mari Haugen Jensen. A high temperature electronic system for monitoring and control of intelligent oil wells, a conference held at the city of Albuquerque NM, del 12 al 15 de 2000, 5th International High Temperature Conference, 2000, Session I.

[9] Wayne Tomasi, Sistemas de Comunicaciones Electronicas, Prentice Hall, México,1996

[10] http://www.lions.odu.edu/~wstanley/02-05-02-1.pdf [11] Principle of the PLL oscillator http://www.interq.or.jp/japan/se- inoue/e_ckt11.htm [12] Amplitude-Shift Keying (ASK) Modulation http://www.elec.mq.edu.au/~cl/files_pdf/elec321/lect_mask.pdf [13] K. Sam Shanmugan. Digital and Analog Communication Systems, Jhon Wiley & Sons, Singapore, 1979.

Referencias

72

[14] Ferrel G. Stremler. Introduction to Communications Systems, Addison-Wesley, USA,1990. [15] Leon W. Couch II, Sistemas de Comunicaciones Digitales y Analógicos, Prentice Hall, México, 1998. [16] HITEN Report-1997, <www.hiten.com>, London England. [17] Naefe, J., W. Johnson, and R. Grzybowski. 1998. “High Temperature Storage and Thermal Shock Studies of Passive Component Attach Materials”Proc 4th Annual High Temperature Electronics Conference, Albuquerque NM. [18] Naefe, J., W. Johnson, and R. Grzybowski. 1998. “High-Temperature Storage and Thermal Cycling Studies of Heraeus-Cermalloy Thick Film and Dale Power Wirewound Resistors,” Proc 4th Annual High Temperature Electronics Conference, Albuquerque NM. [19] Grzybowski, R. 1998. “Long-Term Behavior of Passive Components for High-Temperature Applications—An Update,” Proc 4th Annual High Temperature Electronics Conference, Albuquerque NM 1998. [20] Grzbowski, R., and B. Gingerich. June 1998. “High-Temperature Integrated Circuits and Passive Components for Commercial and Military Applications,” Proc ASME Turbo Expo, Stockholm Sweden.

73

APÉNDICE A

ESPECIFICACIONES DEL CABLE

El cable es el medio de transmisión para enviar y recibir datos entre el transmisor y el receptor en un sistema de comunicaciones. Para obtener el modelo del cable se toma el modelo físico considerando las especificaciones eléctricas que proporciona el fabricante. Los datos de interés son las características eléctricas que nos proporciona el fabricante las más relevantes son: la resistencia eléctrica máxima de los conductores y la capacitancia máxima del conductor. Con los datos anteriores y el valor de la impedancia característica se puede obtener el modelo físico. En la siguiente página se muestra la hoja de especificaciones del fabricante CAMESA.

Apéndice A 74

75

APÉNDICE B

MODELOS OE, ARX Y ARMAX DEL CABLE

En este apéndice se muestra el procedimiento de selección de los modelos óptimos OE, ARX y ARMAX para usar como modelo del cable en un simulador. En primer lugar se usa el criterio de la graficación de los errores mínimos a través de la función de pérdida o Loss Function y del Error de predicción final o Final prediction error (FPE). Se busca en la gráfica el punto de inflexión para escoger el orden de tres modelos. Para los modelos seleccionados se grafica su Bode junto con el Bode del SPA. También se observa la respuesta al escalón, su respuesta al impulso y las gráficas de los residuos para cada modelo seleccionado. Después del análisis descrito se selecciona el modelo óptimo para cada estructura OE, ARX y ARMAX. B.1 Obtención de los modelos OE A continuación se muestra el procedimiento de selección de los modelos óptimos OE. Se usa el criterio de la graficación de los errores mínimos de las estructuras de los modelos (Loss Function y FPE) buscando en la gráfica el punto de inflexión para escoger el orden. En la figura B.1 se muestran las gráficas de Loss Function y FPE de los modelos OE de orden 1 al 10.

Apéndice B 76

Figura B.1 Gráficas de Loss Function y FPE para Output Error

De la gráfica anterior y considerando el mínimo error se toman los modelos OE 3,5 y 6. Tomando la magnitud del valor de Loss Function y de FPE, se muestran los modelos en la siguiente tabla B.1. Después se muestran los modelos OE y su representación matemática.

Tabla B.1 Loss Function y FPE para los modelos OE de orden 3,5 y 6

Orden del Modelo Loss Function FPE 3 5.720x10-5 5.744x10-5 5 5.721x10-5 5.764x10-5 6 5.685x10-5 5.742x10-5

oe3 = oe(datos2, [3 3 1])

)()()()(

)( tetuqFqB

ty +=

donde:

35251 59.4908.20001231.0)( −−−−− +−−= qeqeqqB 321 8881.08267.0042.11)( −−− +−−= qqqqF

oe5 = oe(datos2, [5 5 1])

)()()()(

)( tetuqFqB

ty +=

Apéndice B 77 donde:

55453251 763.4179.30001906.005.50001354.0)( −−−−−−−− ++−+−= qeqeqqeqqB 54321 3617.03624.08252.005129.09134.01)( −−−−− ++−+−= qqqqqqF

oe6 = oe(datos2, [6 6 1])

)()()()(

)( tetuqFqB

ty +=

donde:

654321 0001943.00007428.00013.0001337.00007686.00001806.0)( −−−−−− −+−+−= qqqqqqqB654321 8253.0956.3466.885.10002.9485.41)( −−−−−− +++−+−= qqqqqqqF

Diagrama de bode del juego de datos (SPA), y de los modelos OE 3,5 y 6

En el siguiente diagrama de Bode (figura B.2) se muestra la respuesta en frecuencia de amplitud y fase del juego de datos y de los modelos OE de orden 3,5 y 6.

Figura B.2 Diagrama de bode de los modelos SPA y OE (3,5 y 6)

De la figura anterior se analizan las frecuencias de interés. Tomando como base que el SPA a 1200 Hz se atenúa 47 dB y tiene una fase de 140 grados, ahora se compara con el modelo OE 3 a la misma frecuencia, éste se atenúa 40 dB y tiene una fase de 156 grados, el OE de

Apéndice B 78 orden 5 se atenúa 40 dB y tiene una fase de 160 grados, el OE 6 se atenúa 40 dB y tiene una fase de 165 grados. Siguiendo con el SPA, a 6200 Hz se atenúa 63 dB y tiene una fase de -30 grados. Se compara con OE 3 a la misma frecuencia, este modelo se atenúa 66 dB y tiene una fase de 26 grados. El OE 5 se atenúa 65.5 dB y tiene una fase de 26 grados, el OE 6 se atenúa 60 dB y tiene una fase de -50 grados. Se considera el SPA a 9600 Hz que se atenúa 58 dB y tiene una fase de -165 grados. Si se compara con OE 3 a la misma frecuencia, se atenúa 73 dB y tiene una fase de 30 grados. El OE de orden 5 se atenúa -73.5 dB y tiene una fase de 27 grados, el OE 6 se atenúa 68 dB y tiene una fase de -65 grados. Se muestran en la siguiente tabla B.2 los datos de las frecuencias de interés para los modelos seleccionados, su equivalencia en radianes sobre segundo, la atenuación de la señal a dicha frecuencia y la ganancia que se le debe dar a la señal para recuperarla.

Tabla B.2 Atenuación y ganancia de los modelos OE 3,5 y 6

Modelo Frecuencia


Atenuación (dB)

Ganancia (K)

Fase (grados)

1200 7539 -40 100 156 OE 3 6200 38956 -66 1995 26

9600 60319 -73 4467 30 1200 7539 -40 100 160

OE 5 6200 38956 -65.5 1884 26 9600 60319 -73.5 4732 27 1200 7539 -40 100 165

OE 6 6200 38956 -60 1000 -50 9600 60319 -68 2512 -65


En la figura B.3 se presenta la respuesta al escalón del modelo no paramétrico y de los modelos OE de orden 3,5 y 6. En la figura se muestra en detalle (desde -0.0001 segundos hasta 0.0005 segundos) la respuesta del sistema. En esta gráfica desde los -0.0001 segundos hasta 0 segundos el modelo no paramétrico y los 3 modelos OE tienen valores de magnitud casi iguales. El modelo OE 6 (en color lila) tiene valores casi iguales en magnitud al modelo no paramétrico (en color azul claro) hasta los 0.0005 segundos en comparación con los modelos OE 3 y OE 5.

Apéndice B 79

Figura B.3 Respuesta al escalón del modelo no paramétrico y de los modelos OE 3,5 y 6


En la figura B.4 se observa la respuesta al impulso del modelo no paramétrico y de los modelos OE de orden 3,5 y 6. En la figura se muestra en detalle (desde -0.0001 segundos hasta 0.0005 segundos) la respuesta del sistema. En esta gráfica desde -0.0001 segundos hasta 0.0005 segundos el modelo no paramétrico (en color azul claro) y el modelo OE 6 (en color lila) tienen valores de magnitud casi iguales en comparación con los modelos OE 3 y OE 5.

Figura B.4 Respuesta al impulso del modelo no paramétrico y de los modelos OE 3,5 y 6

Apéndice B 80

Residuos

En la gráfica de la figura B.5 para el modelo OE de orden 3 se observa en la parte superior la función de correlación de los residuos, desde el retraso 0 hasta el retraso 15 muestran un valor positivo pero fuera de la zona de confiabilidad. Del retraso 16 al 24 se mantienen dentro de la zona de confiabilidad. En la parte inferior de la figura B.5 se tiene la función de correlación cruzada entre los residuos y las entradas donde se observa que los retrasos del -25 al 25 se mantienen dentro de la zona de confiabilidad excluyendo al retraso 0.

Figura B.5 Función de correlación para el modelo OE de orden 3

En la gráfica de la figura B.6 para el modelo OE de orden 5 se observa en la parte superior la función de correlación de los residuos, desde el retraso 0 hasta el retraso 15 muestran un valor positivo fuera de la zona de confiabilidad. Del retraso 16 al 24 se mantienen dentro de la zona de confiabilidad. En la parte inferior de la figura B.6 se tiene la función de correlación cruzada entre los residuos y las entradas donde se observa que los retrasos del -25 al 25 se mantienen dentro de la zona de confiabilidad excluyendo al retraso 0.


Apéndice B 81 En la gráfica de la figura B.7 para el modelo OE de orden 6 se observa en la parte superior la función de correlación de los residuos, desde el retraso 0 hasta el retraso 15 muestran un valor positivo fuera de la zona de confiabilidad. Del retraso 16 al 24 se mantienen dentro de la zona de confiabilidad. En la parte inferior de la figura B.7 se tiene la función de correlación cruzada entre los residuos y las entradas donde se observa que los retrasos del -25 al 25 se mantienen dentro de la zona de confiabilidad excluyendo al retraso 0.


Selección de modelo OE El modelo OE de orden 6 presenta las mejores características en relación con los modelos OE 3 y 5. Su respuesta en magnitud y fase es de las más cercanas al modelo no paramétrico. Las respuestas al escalón y al impulso del modelo OE 6 son mejores que las de OE 3 y 5. Por lo tanto se selecciona al modelo OE de orden 6.

B.2 Obtención de los modelos ARX A continuación se muestra el procedimiento de selección de los modelos óptimos ARX. Se usa el criterio de la graficación de los errores mínimos de las estructuras de los modelos (Loss Function y FPE) buscando en la gráfica el punto de inflexión para escoger el orden. En la figura B.8 se muestran las gráficas de Loss Function y FPE de los modelos ARX de orden 2 al 10.

Apéndice B 82

Figura B.8 Gráficas de Loss Function y FPE para ARX De la gráfica anterior y considerando el mínimo error se toman los modelos ARX de orden 3, 4 y 5. Tomando la magnitud del valor de Loss Function y de FPE, se muestran los modelos en la siguiente tabla B.3. Después se muestran los modelos ARX y su representación matemática. Tabla B.3 Loss Function y de FPE de los modelos ARX de orden 3,4 y 5


arx3 = arx(datos2, [3 3 1])

)()(

1)(

)()(

)( teqA

tuqAqB

ty +=

donde:

321 04511.02387.07081.01)( −−− −−−= qqqqA 321 0002014.00002234.0000545.0)( −−− −+= qqqqB


)()(

1)(

)()(

)( teqA

tuqAqB

ty +=

Apéndice B 83 donde:

4321 06664.0001996.02559.07035.01)( −−−− +−−−= qqqqqA 4321 0001832.00001643.00002437.00005382.0)( −−−− −−+= qqqqqB


)()(

1)(

)()(

)( teqA

tuqAqB

ty +=

donde:

54321 1073.000865.002969.02563.06966.01)( −−−−− +−−−−= qqqqqqA 554321 496.50001294.00001351.00002473.00005297.0)( −−−−−− −−−+= qeqqqqqB

Diagrama de bode del juego de datos (SPA), y de los modelos ARX 3,4 y 5

En el siguiente diagrama de Bode (figura B.9) se muestra la respuesta en frecuencia de amplitud y fase del juego de datos y de los modelos ARX de orden 3, 4 y 5

Figura B.9 Diagrama de bode de los modelos SPA y ARX (3,4 y 5)

De la figura anterior se analizan las frecuencias de interés. Tomando como base que el SPA a 1200 Hz se atenúa 47 dB y tiene una fase de 140 grados, ahora se compara con el modelo ARX 3 a la misma frecuencia, éste se atenúa 47 dB y tiene una fase de -40 grados. El ARX

Apéndice B 84 de orden 4 se atenúa 49 dB y tiene una fase de -30 grados, el ARX 5 se atenúa 48.5 dB y tiene una fase de -25 grados. Siguiendo con el SPA a 6200 Hz que se atenúa 63 dB y tiene una fase de -30 grados, se compara con ARX 3 a la misma frecuencia; este modelo se atenúa 57 dB y tiene una fase de -80 grados, el ARX 4 se atenúa -57 dB y tiene una fase de -75 grados, el ARX 5 se atenúa 56.5 dB y tiene una fase de -78.5 grados. Se considera el SPA a 9600 Hz que se atenúa 58 dB y tiene una fase de -165 grados, se compara con ARX 3 a la misma frecuencia que se atenúa 60 dB y tiene una fase de -88 grados. El ARX de orden 4 se atenúa -59 dB y tiene una fase de -85 grados, el ARX 5 se atenúa -58.5 dB y tiene una fase de -92.5 grados. Se muestran en la siguiente tabla B.4 los datos de las frecuencias de interés para los modelos seleccionados, su equivalencia en radianes sobre segundo, la atenuación de la señal a dicha frecuencia y la ganancia que se le debe dar a la señal para recuperarla.

Tabla B.4 Atenuación y ganancia de los modelos ARX 3, 4 y 5

Modelo Hertz rads/seg Atenuación

(dB) Ganancia Fase

(grados) 1200 7539 -47 224 -40

ARX 3 6200 38956 -57 708 -80 9600 60319 -60 1000 -88 1200 7539 -49 282 -30

ARX 4 6200 38956 -57 708 -75 9600 60319 -59 891 -85 1200 7539 -48.5 266 -25

ARX 5 6200 38956 -56.5 668 -78.5 9600 60319 -58.5 841 -92.5


En la figura B.10 se presenta la respuesta al escalón del modelo no paramétrico y de los modelos ARX de orden 3, 4 y 5. En la figura se muestra en detalle (desde -0.0001 segundos hasta 0.0005 segundos) la respuesta del sistema. En esta gráfica desde -0.0001 segundos hasta 0 segundos el modelo no paramétrico y los 3 modelos ARX tienen valores de magnitud casi iguales. Desde 0 segundos hasta 0.0005 segundos la respuesta de ninguno de los modelos ARX se aproxima al modelo no paramétrico.

Apéndice B 85

Figura B.10 Respuesta al escalón del modelo no paramétrico y de los modelos ARX 3,4 y 5


En la figura B.11 se observa la respuesta al impulso del modelo no paramétrico y de los modelos ARX de orden 3,4 y 5. En la figura se muestra en detalle (desde -0.0001 segundos hasta 0.0005 segundos) la respuesta del sistema. En esta gráfica desde -0.0001 segundos hasta los 0.0005 segundos el modelo no paramétrico (en color azul claro) en comparación con los modelos ARX 3,4 y 5 no muestran valores aproximados en magnitud.

Figura B.11 Respuesta al impulso del modelo no paramétrico y de los modelos ARX 3,4 y 5

Apéndice B 86

Residuos

En la gráfica de la figura B.12 para el modelo ARX de orden 3 se observa en la parte superior la función de correlación de los residuos, donde los retrasos 0 al 25 muestran un valor positivo excluyendo a los retrasos 6,13,16,19 y 23 que salen parcialmente de la zona de confiabilidad mostrando un valor negativo. Los retrasos 3 y 4 salen de la zona mostrando un valor positivo. En la parte inferior de la figura B.12 se tiene la función de correlación cruzada entre los residuos y las entradas donde se observa que los retrasos del -25 al 25 se mantienen dentro de la zona de confiabilidad excluyendo a los retrasos 0 y 7.

Figura B.12 Función de correlación para el modelo ARX de orden 3

En la gráfica de la figura B.13 para el modelo ARX de orden 4 se observa en la función de correlación de los residuos que el retraso 4 sale de la zona de confiabilidad mostrando un valor positivo. Los retrasos 6, 13, 16, 19 y 23 salen parcialmente de la zona mostrando un valor negativo. En la parte inferior de la figura B.13 se tiene la función de correlación cruzada entre los residuos y las entradas donde se observa que los retrasos del -25 al 25 se mantienen dentro de la zona de confiabilidad excluyendo a los retrasos 0 y 7.

Apéndice B 87


En la gráfica de la figura B.14 para el modelo ARX de orden 5 se observa en la función de correlación de los residuos que los retrasos 5,9 y 14 salen parcialmente de la zona de confiabilidad mostrando un valor positivo. Los retrasos 6,13 y 19 salen parcialmente de la zona mostrando un valor negativo. En la parte inferior de la figura B.14 se tiene la función de correlación cruzada entre los residuos y las entradas donde se observa que los retrasos del -25 al 25 se mantienen dentro de la zona de confiabilidad excluyendo a los retrasos 0 y 7.


Apéndice B 88

Selección del modelo ARX El modelo ARX de orden 5 presenta las mejores características en relación con los modelos ARX 3 y 4. Su respuesta en magnitud y fase es de las más cercanas al modelo no paramétrico. En la prueba de los residuos el modelo ARX 5 es el óptimo con respecto a los otros dos. Por lo tanto se selecciona al modelo ARX de orden 5.

B.3 Obtención de los modelos ARMAX A continuación se muestra el procedimiento de selección de los modelos óptimos ARMAX. Se usa el criterio de la graficación de los errores mínimos de las estructuras de los modelos (Loss Function y FPE) buscando en la gráfica el punto de inflexión para escoger el orden. En la figura B.15 se muestran las gráficas de Loss Function y FPE de los modelos ARMAX de orden 2 al 10.

Figura B.15 Gráficas de Loss Function y FPE para ARMAX De la gráfica anterior y considerando el mínimo error se toman los modelos ARMAX 3,4 y 5. Tomando la magnitud del valor de Loss Function y de FPE, se muestran los modelos en la siguiente tabla B.5. Después se presentan los modelos ARMAX y su representación matemática.

Apéndice B 89

Tabla B.5 Loss Function y de FPE de los modelos ARMAX de orden 3, 4 y 5.


armax3 = armax(datos2, [3 3 1 0])

)()()(

)()()(

)( teqAqC

tuqAqB

ty +=

donde:

321 04164.04268.04096.01)( −−− −−−= qqqqA 21 0004203.00003365.00007531.0)( −− ++−= qqqB

12816.01)( −+= qqC armax4 = armax(datos2, [4 4 1 0])

)()()(

)()()(

)( teqAqC

tuqAqB

ty +=

donde:

4321 04751.01689.02427.0425.11)( −−−− +++−= qqqqqA 321 0003809.00001297.0001096.0000761.0)( −−− −−+−= qqqqB

17419.01)( −−= qqC armax5 = armax(datos2, [5 5 1 0])

)()()(

)()()(

)( teqAqC

tuqAqB

ty +=

donde:

54321 08834.0007547.005205.003093.002.11)( −−−−− +−+−−= qqqqqqA 453251 548.70002389.0925.80007795.0000771.0)( −−−−−− −−++−= qeqqeqqB

13324.01)( −−= qqC

Apéndice B 90

Diagrama de bode del juego de datos (SPA), y de los modelos ARMAX 3,4 y 5

En el siguiente diagrama de Bode (figura B.16) se muestra la respuesta en frecuencia de amplitud y fase del juego de datos y de los modelos ARMAX 3,4 y 5.

Figura B.16 Diagrama de bode de los modelos SPA y ARMAX (3,4 y 5)

De la figura anterior se analizan las frecuencias de interés. Tomando como base que el SPA a 1200 Hz se atenúa 47 dB y tiene una fase de 140 grados, ahora se compara con el modelo ARMAX 3 a la misma frecuencia; éste se atenúa -65.7 dB y tiene una fase de -130 grados. El ARMAX de orden 4 se atenúa -47 dB y tiene una fase de 165 grados, el ARMAX 5 se atenúa -52.2 dB y tiene una fase de 154 grados. Siguiendo con el SPA a 6200 Hz que se atenúa 63 dB y tiene una fase de -30 grados, se compara con ARMAX 3 a la misma frecuencia. Este modelo se atenúa 62.3 dB y tiene una fase de -166 grados, el ARMAX 4 se atenúa -75 dB y tiene una fase de -45 grados, el ARMAX 5 se atenúa 68.2 dB y tiene una fase de 134 grados. Se considera el SPA a 9600 Hz que se atenúa 58 dB y tiene una fase de -165 grados, se compara con ARMAX 3 a la misma frecuencia que se atenúa 62.1 dB y tiene una fase de -172.5 grados. El ARMAX de orden 4 se atenúa 65 dB y tiene una fase de -145 grados, el ARMAX 5 se atenúa 67 dB y tiene una fase de 189 grados. Se muestran en la siguiente tabla B.6 los datos de las frecuencias de interés para los modelos seleccionados, su equivalencia en radianes sobre segundo, la atenuación de la señal a dicha frecuencia y la ganancia que se le debe dar a la señal para recuperarla.

Apéndice B 91

Tabla B.6 Atenuación y ganancia de los modelos ARMAX 3, 4 y 5

Modelo Frecuencia


Atenuación (dB)

Ganancia (K)

Fase (grados)

1200 7539 -65.7 1928 -130 ARMAX 3 6200 38956 -62.3 1303 -166 9600 60319 -62.1 1274 -172.5 1200 7539 -47 224 165 ARMAX 4 6200 38956 -75 5623 -45 9600 60319 -65 1778 -145 1200 7539 -52.25 410 154 ARMAX 5 6200 38956 -68.2 2570 134 9600 60319 -67 2239 189


En la figura B.17 se observa la respuesta al escalón de los modelos no paramétrico y de los modelos ARMAX de orden 3,4 y 5. En la figura se muestra en detalle (desde -0.0001 segundos hasta 0.0005 segundos) la respuesta del sistema. En esta gráfica desde los -0.0001 segundos hasta 0 segundos el modelo no paramétrico y los 3 modelos ARMAX tienen valores de magnitud casi iguales. Desde 0 segundos hasta 0.0005 segundos el modelo ARMAX 4 (en color verde) tiene una respuesta que muestra valores muy parecidos en magnitud al modelo no paramétrico (en azul claro).

Figura B.17 Respuesta al escalón del modelo no paramétrico y modelos ARMAX 3,4 y 5 (detalle)

Apéndice B 92


En la figura B.18 se observa la respuesta al impulso del modelo no paramétrico y de los modelos ARMAX de orden 3,4 y 5. En la figura se muestra en detalle (desde -0.0001 segundos hasta 0.0005 segundos) la respuesta del sistema. En esta gráfica desde los -0.0001 segundos hasta los 0 segundos el modelo no paramétrico y los 3 modelos ARMAX tienen valores de magnitud casi iguales. Desde 0 segundos hasta 0.0003 segundos el modelo ARMAX 4 (en color verde) muestra valores muy parecidos en magnitud al modelo no paramétrico (en color azul claro). Después de 0.0003 segundos ninguno de los modelos ARMAX muestra valores aproximados en magnitud al modelo no paramétrico.

Figura B.18 Respuesta al impulso del modelo no paramétrico y modelos ARMAX 3,4 y 5 (detalle)

Residuos

En la gráfica de la figura B.19 para el modelo ARMAX de orden 3 se observa en la parte superior la función de correlación de los residuos, los retrasos 3 y 4 salen de la zona de confiabilidad mostrando un valor positivo. Los retrasos 6,8, 13 y 19 salen parcialmente de la zona mostrando un valor negativo. En la parte inferior de la figura B.19 se tiene la función de correlación cruzada entre los residuos y las entradas donde se observa que los retrasos del -25 al 25 se encuentran dentro de la zona de confiabilidad excluyendo al retraso 7.

Apéndice B 93

Figura B.19 Función de correlación para el modelo ARMAX de orden 3

En la gráfica de la figura B.20 para el modelo ARMAX de orden 4 se observa en la parte superior la función de correlación de los residuos; los retrasos 4, 11 y 14 salen parcialmente de la zona de confiabilidad mostrando un valor positivo. El retraso 6 sale parcialmente de la zona mostrando un valor negativo. En la parte inferior de la figura B.20 se tiene la función de correlación cruzada entre los residuos y las entradas donde se observa que los retrasos del -25 al 25 se encuentran dentro de la zona de confiabilidad. Esta gráfica se mantiene en un estado óptimo.


En la gráfica de la figura B.21 para el modelo ARMAX de orden 5 se observa en la parte superior la función de correlación de los residuos, los retrasos del 0 al 25 se encuentran dentro de la zona de confiabilidad excluyendo al retraso 6 que sale parcialmente de la zona

Apéndice B 94 hacia la parte negativa. En la parte inferior de la figura B.21 se tiene la función de correlación cruzada entre los residuos y las entradas donde se observa que los retrasos del -25 al 25 se encuentran dentro de la zona de confiabilidad excluyendo al retraso 7.


Selección del modelo ARMAX

El modelo ARMAX de orden 4 presenta las mejores características en relación con los modelos ARMAX 3 y 5. Su respuesta en magnitud y fase es de las más cercanas al modelo no paramétrico aunque sus respuestas al escalón y al impulso del modelo no son las mejores de los tres modelos, pero en la prueba de los residuos el modelo ARMAX 4 es el óptimo con respecto a los otros dos. Por lo tanto se selecciona al modelo ARMAX de orden 4.

95

APÉNDICE C

TECNOLOGIAS DE SEMICONDUCTORES DE ALTA TEMPERATURA

Semiconductores disponibles comercialmente Existen algunas opciones de semiconductores disponibles comercialmente para su uso en alta temperatura. Como se muestra en la tabla C.1, la tecnología del Silicio o Si es la única tecnología con las mejores características para alta temperatura, dicha tecnología se encuentra madura para su producción.[16]

Tabla C.1 Tecnologías de semiconductores de alta temperatura (HT)

Tipos de dispositivos disponibles en SOI (Silicon on Insulator) Honeywell SSEC tiene hojas de especificaciones de los dispositivos que se mencionan a continuación así como hojas de aplicaciones.

Apéndice C 96 Estas partes han sido diseñadas específicamente para operación en alta temperatura, se tienen datos de características para los parámetros de los dispositivos. Los dispositivos digitales disponibles por Honeywell se muestran en la tabla C.2

Tabla C.2 Dispositivos digitales (disponibles en SOI por Honeywell)

La librería del Arreglo de compuertas HT200 (Gate Array Library) consiste de:

• Celdas SSI y MSI para drives de 1x,2x y 4x • 40 Compuertas tipo estándar y tipo complejas • 29 elementos lógicos secuenciales • Tercer estado y 1149.1 Boundary Scan • Macroceldas para RAM de hasta 16Kbytes • SRAM Drop- in hasta 40 Kbytes • Velocidad de reloj de hasta 20MHz a 225ºC

Los dispositivos digitales disponibles por Texas Components se muestran en la tabla C.3.

Tabla C.3 Dispositivos digitales de Texas Components

Los dispositivos digital - analógicos disponibles por Texas Components se muestran en la tabla C.4.

Tabla C.4 Dispositivos digital - analógicos de Texas Components

Apéndice C 97 Dispositivos Analógicos Los dispositivos analógicos que se encuentran disponibles en SOI por Honeywell se muestran en la tabla C.5.

Tabla C.5 Dispositivos analógicos HTMOS

Hay disponibilidad de ASICs de Custom Analog con soporte para modelación, y layout. Este fabricante tiene disponibles las herramientas para diseño, desarrollo del programa automático de prueba, y los modelos de Spice así como pruebas a alta temperatura. Los dispositivos analógicos disponibles por Texas Components se muestran en la tabla C.6.

Tabla C.6 Dispositivos analógicos de Texas Components

Dispositivos de Potencia Los dispositivos ana lógicos que se encuentran disponibles en SOI por Honeywell se muestran en la tabla C.7.

Tabla C.7 Dispositivos de potencia HTMOS

Los dispositivos de potencia disponibles por Texas Components se muestran en la tabla C.8.

Apéndice C 98

Tabla C.8 Dispositivos de potencia de Texas Components

Sensores Magnéticos de Alta Temperatura Los siguientes sensores se encuentran disponibles en Honeywell

• HTMC1001D/HTMC1021D- High Temperature Magnetic Sensors C.1 Electrónica de soporte y materiales usados para elaborar circuitos de Alta Temperatura Dispositivos pasivos y discretos [17] La durabilidad del empaquetado en los dispositivos pasivos en alta temperatura es de gran importancia. De manera frecuente, el sellado, la unión, y el empaquetado son los principales asuntos que afectan la confianza en los componentes mientras que la propiedad básica de los materiales no es muy robusta. De manera tradicional, en las aplicaciones de alta temperatura se han usado componentes para tarjetas perforadas (through-hole) debido a la disponibilidad de esos componentes. Su capacidad para soportar mayor temperatura entre los componentes y el circuito impreso a comparación de los empaquetados sin puntas de unión se atribuye al alivio de tensión que proveen los componentes con puntas. Los productos HTMOS de Honeywell están disponibles en empaquetados through-hole. Existe un deseo por emplear componentes de montaje superficial (SMT) debido al ahorro en espacio. Ahora existe mayor variedad de componentes pasivos SMT con terminaciones de alta temperatura haciendo la decisión más sencilla para escoger SMT. En general, los componentes SMT que no tienen terminaciones de punta se deben evitar por las diferencias de temperatura entre el circuito impreso y los materiales del componente. Para componentes SMT, las terminaciones de soldadura estándar Sn/Pb no están recomendadas para un rango de temperatura superior a > 200ºC. Las terminaciones finales deben ser de PdAg o Au arriba de 240 ºC. La soldadura recomendada para estas

Apéndice C 99 terminaciones son 97.5Pb, 1.5Ag, 1.0Sn o IndAlloy IND. 183 (88Au/12Ge) respectivamente. Resistencias de alta temperatura [18][19][20] Las resistencias aunque son menos complejos que otros componentes pasivos, son las más utilizados dentro del diseño electrónico. De esta manera, los modos de falla, los cambios, y el flujo térmico tienen efectos adversos en un circuito diseñado para operar en altas temperaturas. Las resistencias para implementación en alambre enrollado o wire wound están designadas para aplicaciones de alta temperatura, y por ello están adecuadas para ambientes de alta temperatura. Dale y Caddock fabrican resistencias para wire wound y de las cuales se tienen disponibles datos de pruebas a temperatura. Las resistencias de película gruesa o thick film también han sido diseñadas para alta temperatura. Heraeus-Cermalloy ha hecho una resistencia especial de alta temperatura con tinta la cual es impresa sobre un sustrato cerámico con una terminación Pd/Ag conveniente para temperaturas superiores a los 500 ºC. Las resistencias de película delgada o thin film se pueden crear para un uso en alta temperatura. Honeywell cuenta con un proceso para elaborar películas delgadas de cromo silicon sobre circuitos integrados Silicon on Insulator (SOI). Estás películas se depositan después del proceso debajo de la capa y antes que las películas de conductor sean depositadas y puestas en patrones. Los valores de resistencias tienen una precisión de +/-/2%. Algunos resultados publicados sobre pruebas realizadas demuestran que:

• El valor nominal de Dale 5W, y de Caddock 0.1 a 1 watt del tipo wire wound se desvió típicamente dentro del +/-/4% sobre varios cientos de horas.

• Algún cambio en el valor de la resistencia tipo wire wound puede ocurrir si ésta se encuentra ciclada térmicamente.

• Las resistencias wire wound Dale han superado pruebas de 10,000 horas con 1000 ciclos térmicos de -55ºC a 225ºC haciéndolas una buena solución para resistencias de potencia media.

• Los efectos de temperatura de 1% de 0ºC a 300ºC se ven en las resistencia s tipo thick film, no obstante, los efectos de edad muestran cambios de 3% en un par de horas, haciéndolas buenas candidatas para usarlas en aplicaciones de ata temperatura de potencia baja.

• Los cambios de las resistencias impresas fueron diferentes para formas distintas, las que tuvieron el menor cambio cuentan con una geometría cuadrada.

• Las resistencias tipo thin film de Honeywell cambiaron en menos del 0.7% por 1700 horas a 200 ºC. Dichas resistencias tienen un coeficiente de temperatura de resistencia (TCR) típico de -226ppm/ºC con una desviación estándar de 35 ppm/ºC. Los niveles de potencia deben mantenerse pequeños, y evitar cambios mayores debido al autocalentamiento.

Apéndice C 100

• Huntington Electric fabrica resistencias wire wound con efectos bajos de temperatura (30 ppm/ºC).

Es necesario estar conciente de que el fabricante en algunas ocasiones ajusta el valor de la resistencia con la distancia del alambre. Capacitores [18][19][20] La capacitancia cambiará de manera significativa y en forma frecuente al incrementarse la temperatura debido a la dependencia con la temperatura de la constante dieléctrica. El ESR y el factor de disipación también se ven afectados. Los capacitores de alta temperatura usualmente son de baja capacitancia debido a la ruptura mecánica causada por el estrés térmico en el empaquetado. Los capacitores electrolíticos no operan a más de 150 ºC debido a la rotura del dieléctrico. Los valores de varias decenas de microfaradios son típicos en Tantalio, pero las aplicaciones que conmutan sufren debido a los altos valores de ESR, y los capacitores requerirán colocarse en paralelo para obtener un valor más alto con un bajo ESR. Los capacitores Solid Tantalum están disponibles en diferentes valores de microfaradios. Los capacitores cerámicos de alta temperatura tienden a ser estables por largos periodos de tiempo excediendo en algunas pruebas las 5000 horas, no obstante, los valores de estos capacitores son usualmente menores a 0.1 microfaradios. Los capacitores electrostáticos de Teflón se desarrollaron por Custom Electronics, y tienen un coeficiente de temperatura (TC) de capacitancia en laboratorio de 200ºC. Algunos resultados publicados sobre pruebas realizadas demuestran que:

• Sprague y Transistor fabrican los capacitores wet slug tantalum. La pérdida del sellado hermético es el modo primario de falla para este tipo de capacitores. Las pruebas han demostrado que a 200ºC existe una pérdida gradual de funcionalidad más allá de 2500 horas con este tipo de capacitores.

• A 200ºC, los capacitores Solid Tamtalum de Matsuo exhiben un cambio de edad en la capacitancia en un porcentaje de 2, el cual se estabiliza con varios miles de horas más. El TC de capacitancia para estos capacitores es de 350 ppm/ºC.

• Los capacitores cerámicos dieléctricos X7R hechos por NOVACAP muestran una edad inicial en 200ºC, pero el cual se estabiliza con varios miles de horas más. El ciclado térmico produce en ellos un cambio temporal en el valor de un 2.5%.

Cristales [19] Pruebas de flujo por 5500 horas en cristales de CINOX, Anderson y Q-Tech han mostrado que la tecnología de fabricación de cristales existente para osciladores estables es de +/- 800ppm de -55ºC a 225ºC. Las técnicas de empaquetado usadas en los cristales de alta temperatura son una parte crítica en el diseño del componente. La falta de concordancia en el TCE en las estructuras internas pueden causar que el dispositivo muestre fallas de funcionamiento o una degradación gradual en su desempeño. No sólo se requiere verificar el TC de la frecuencia para un cristal de alta temperatura dado, es necesario considerar los efectos de edad a largo plazo.

Apéndice C 101 C.2 Materiales para la construcción de circuitos Materiales para la tarjeta [19] Los materiales para la tarjeta deben seleccionarse cuidadosamente y proporcionar una plataforma estable para los componentes electrónicos y la oblea del circuito integrado en temperaturas extremas. Algunas de las propiedades deseables para un buen material de empaquetado incluyen:

• Buena conductividad térmica • Resistencia al shock térmico • Alta resistividad eléctrica • Alta capacidad inerte mecánica y química • Expansión térmica que corresponda con los componentes y adhesivos empleados

Dependiendo del tipo de aplicación, los siguientes rangos de temperatura se recomiendan dependiendo del tipo de tarjeta: 1 Estándar FR4 hasta 175 ºC, en aplicaciones de baja potencia 2 Polyimide o Cyanate Ester hasta 250 ºC, en aplicaciones de baja potencia 3 Oxido de Aluminio 96%Alumina más de 500 ºC, en aplicaciones de baja potencia 4 Nitrido Aluminio hasta 600 ºC, en aplicaciones de potencia Cableado, interconecciones y soldadura [19] El cable de conexión TFE de teflón se recomienda para temperaturas hasta de 250 ºC, tales como el Alpha 5848; arriba de eso el Dearborn 311816 trabaja bien. Éste tiene conductores de cobre recubiertos de nickel los cuales tienen una capa doble de aislamiento de vidrio reforzado con cintas de mica tratados con vidrio trenzado. Varias soldaduras se emplean para fabricar los circuitos impresos: Adhesivos y epóxicos [19] Algunos epóxicos y adhesivos de alta temperatura se muestran en la tabla C.9.

Tabla C. 9 Epóxicos y adhesivos

Nombre del Producto Tipo de Material

Temperatura máxima de operación

EPO-TEK E3081 AG-filled epoxy 250ºC

Ablestik 71-1 AG-filled polymide 240ºC

Indalloy IND. 183 88Au/12Ge

Braze 356ºC

Grace Specialty Polymers AG-filled silicone 230ºC

Apéndice C 102 Transformadores e inductores. Se especifica que los materiales para la elaboración de los transformadores soportarán temperaturas hasta 220 ºC o superio res. El alambre usado para elaborar los transformadores típicos es barnizado y soporta alta temperatura y se recomienda elaborarlos de este material. El núcleo estaría construido por un material de ferrita. C.3 Lista de componentes sugerida para el sistema de adquisición de datos en aplicaciones de alta temperatura Resistencias: Caddock Capacitores: Novacap de montaje superficial Circuitos integrados de estado sólido Convertidor analógico digital de 12 bits para alta temperatura, marca Honeywell, número de parte HT574DB Multiplexor analógico de 8 canales diferenciales, para alta temperatura, marca Honeywell, número de parte HT507DB Memoria RAM estática de 32K x 8 para alta temperatura, marca Honeywell, número de parte HT6256DB Microcontrolador para alta temperatura, marca Honeywell, número de parte HT83C51DB Regulador lineal de voltage para alta temperatura, marca Honeywell, número de parte HTPLRG15V, HTPLRG10V, HTPLRG5V, Transistor de efecto de campo tipo N de potencia para alta temperatura, marca Honeywell, número de parte HTANFET-D Amplificador operacional marca Texas Components, número de parte TX284 Transformadores e inductores Se recomienda fabricarlos empleando alambre barnizado para soportar la alta temperatura así como el uso de ferritas para alta temperatura.

cenidet neftal… · herramientas para medición durante la perforación “measurement while...

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