S.E.P. S.E.I.T. D.G.I.T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOL~GICO

cenidet

SISTEMA DE ALIMENTACI~N ININTERRUMPIBLE EN CD CON CORRECCI~N DEL FACTOR

DE POTENCIA

T E S I S PARA OBTENER EL GRADO D E :

M A E S T R O E N C I E N C I A S EN INGENIERÍA E L E C T R ~ N I C A

P R E S E N T A

H O R A C I O V I S A I R O C R U Z

SEP CENiDET QGIT CENTRB QE INPORMACIBN

DIRECTOR DE TESIS

g o o - a 4 0 7 Dr. E L h JOSÉ JUAN RODRÍGUEZ SEGURA

CUERNAVACA, MORELOS

r’

JULIO 2000

S.E.P. S.E.1.T S.N.1.T

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOL~GICO

ACADEMIA DE LA MAESTR~A EN ELECTR~NICA

cenidet

FORMA R11 ACEPTACION DEL TRABAJO DE TESIS

Cuemavaca, Mor.

Dr. Jesús Amoldo Bautista Corral Director del cenidet Presente

Jefe del Depto. de Electrónica At’n. Dr. Luis Gerardo Vela Valdés

Después de haber revisado el trabajo de tesis titulado: “Sistema de Alimentación Ininterrumpible en CD con Corrección del Factor de Potencia ”, elaborado por el alumno Horacio Visairo Cruz, bajo la dirección del Dr. Elías José Juan Rodríguez Segura, el trabajo presentado se ACEPTA para proceder a su impresión.

A T E N T A M E N T E

8.E.P D.G.I.1 CEMlRO NACIONAL DE INVESTIGACI~

Y DESARROUO TECNOLOOlw SUBDlRECClON ACADEMIU

C.C.P.: Dr. Abraham Claudio Sánchez I Pdte. de la Academia de Electrónica Ing. Jaime Rosas Alvarez / Jefe del Depto. de Servicios Escolares Expediente.

INTERIOR INTERNADO PALMIRA SIN. CUERNAVACA. MOR MÉXICO ~

AP 5-164 CP 62050, CUERNAVACA, TELS. (73112 2314.12 7613,18 7741. FAX (73) 12 2434 Dr. Luis Gerarda Vela ValdéslJefe del Depto de Electrónica EMAIL velaluis@.cenidet.edu.mx

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cenidef

Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico

Cuernavaca, Morelos

Ing. Horacio Visairo Cruz Candidato al grado de Maestro en Ciencias en Ingeniería Electrónica Presente

Después de haber sometido a revisión su trabajo final de tesis titulado: “Sistema de Alimentación lninterrumplible en CD con Corrección del Factor de Potencia”, y habiendo cumplido con todas las indicaciones que el jurado revisor de tesis le hizo, le comunico que se le concede autorización para que proceda a la impresión de la misma, como requisito para la obtención del grado.

Reciba un cordial saludo.

A T E N T A M E N T E

Dr. Luis Gerardo Vela Váldes Jefe del Depto. de Electrónica

C.C.P. expediente.

INTERIOR INTERNADO PALMIRA S/N. CUERNAVACA, MOR. MEXICO AP 5-164 CP 62050, CUERNAVACA. TELS. (73]122314. 127613. 187741. FAX (73) 122434 Dr. Luis Gerardo Vela VáldesIJefe del Depto de Electrónica

w EMAlL velaluis@cenidet.edu.mx

S.E.P D.0J.T CEMRO NACOW DE IWEsTwACKyl Y DESARROUO iECNOi.OGiIc0 SUBDIRECCION ACAMMICA

cenidet

1

/

JI mi hermosa amada:

hjanára.

@eáico esta tesis

Que me ha dado la existencia y a quien debo todo lo que soy y lo que espero ser.

3 mis padres: Susana y Cehhnio

Que con su ejemplo he aprendido el valor J de la familia y en quienes tengo absoluto apoyo y confianza.

3 mis hermanos: Sara@ Nancy, Qm'n y Cehdonw

Que sin lugar a duda son parte importante de mi vida.

3 gíijanáka

Mi compañera y ayuda idónea.

AGRADECIMIENTOS

Ante todo, agradezco a mis padres, hermanos y familiares su apoyo y confianza en todo momento.

Gracias Nancy y Sinuhé, por facilitarme las cosas en Cuemavaca.

Alejandra, de manera muy especial te agradezco tu paciencia y comprensión. Amorcito, gracias por permanecer a mi lado.

El más sincero agradecimiento a mis futuros suegros: María y Baldomero. Gracias por brindame su confianza.

Agradezco a mi asesor Elias Rodríguez, sus invaluables consejos y su apoyo incondicional en todo momento. Elías, gracias por todas tus atenciones durante mis estancias en Celaya.

Gracias Nimrod y Claudia, por su hospitalidad en Celaya.

Agradezco sus valiosos comentarios a mis revisores: Dra. María Cotorogea, Dr. Abraham Claudio y M.C. Alberto Campos.

A mis compañeros de generación: Marco A. Coutreras, Roberto Galindo, José A. Hoyo, Alejandro López, Miguel A. Méndez, Carlos M. Morcillo, Margarita Paz, Marco A. Rodríguez y René Vite; gracias por su amistad y apoyo durante este periodo de dos años.

A mis profesores del CENIDET, gracias por ayudarme en mi formación académica.

Al Dr. Jaime Arau y al Dr. Luis G. Vela les agradezco su apoyo brindado desde la jefatura del departamento de electrónica.

Al CONACYT, gracias por el apoyo económico para realizar mis estudios de maestría.

r

TABLA DE CONTENIDO

OBJETIVOS

V

vi1

CAPÍTULO I

SISTEMAS DE ALIMENTACI~N ININTERRUMPIBLES

I. 1 Introducción 1

1.3 Corrección del factor de potencia en sistemas de alimentación 4 1.4 Revisión del estado del arte de SAI's en CD 7 1.5 Propuesta de un nuevo SAI en CD con corrección del factor de potencia 15

1.2 Sistemas de alimentación inintempibles (SAI's) 2

CAPÍTULO 11

TEOFÚA DE OPERACI~N Y ANÁLISIS TEÓRICO DE LA SOLUCIÓN PROPUESTA

11.1 Introducción 11.2 Teoría de operación de la topología propuesta

11.2.1 Operación en modo normal If

11.2.2 Operación en modo cargador 11.2.3 Operación en modo respaldo 11.2.4 Etapa de control

11.3.1 Eficiencia del sistema con multisalidas

11.4.1 Convertidor Flyback en modo de conducción discontinuo (MCD) 11.4.2 Convertidor Flyback como corrector del factor de potencia

11.3 Análisis de transferencia de energía y eficiencia

11.4 El convertidor Flyback

11.5 Teoría de control y análisis de estabilidad

17 18 19 21 21 22 24 28 32 35 41 46

I

CAPÍTULO 111

ASPECTOS CRÍTICOS DE DISEÑO: ETAPA DE POTENCIA

111.1 Introducción III.2 Especificaciones del SAI en CD propuesto 111.3 Norma Internacional IEC 1000-3-2 111.4 Diseño de la etapa de potencia del convertidor auxiliar

ii1.4.1 Diseño del transformador 111.4.2 Esfuerzos en los dispositivos de potencia Iii.4.3 Salida auxiliar 111.4.4 Capacitores de salida

111.5.1 Diseño del transformador I11.5.2 Esfuerzos en los dispositivos de potencia 111.5.3 Capacitor de salida

Iii.5 Diseño de la etapa de potencia del convertidor principal

Iii.6 Diseño de la etapa de potencia del cargador de baterías

51 52 53 56 57 58 59 60 61 62 64 65 66

CAPÍTULO IV

ASPECTOS CRÍTICOS DE DISEÑO: ETAPA DE CONTROL

IV. 1 IV.2 IV.3 lv .4 Iv.5

introducción Aspectos preliminares Diseño del lazo de compensación para el convertidor principal Diseño del lazo de compensación para el convertidor auxiliar Diseño del lazo de compensación para el cargador de baterías

69 70 70 77 85

CAPÍTULO v

RESULTADOS EXPERIMENTALES

V. 1 Introducción V.2 Especificaciones del prototipo desarrollado V.3 Factor de potencia V.4 Distorsión armónica total

89 90 91 92

V.5 Eficiencia V.6 Respuesta dinámica V.7 Esfuerzos en los dispositivos de potencia V.8 Comente de carga de la batería V.9 Pruebas al sistema con tensión de entrada por debajo ,de la

especificación de entrada mínima.

95 96

1 O0 101

101

CAPÍTULO VI

CONCLUSIONES

VI. 1 Introducción VI.2 Conclusiones VI.3 Trabajos futuros VI.4 Otros logros obtenidos

1 o5 106 108 108

REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS 109

SIMBOLOGiA Y ABREVIACIONES 113

LISTA DE FIGURAS 115

LISTA DE TABLAS 119

APÉNDICE A: Curvas de capacidad de baterías Power-Sonic 121

123

125

APÉNDICE B: Definición del factor de potencia

APÉNDICE C: Diseño del transformador Flyback del convertidor principal

APÉNDICE D: Cartas de aceptación en congresos internacionales 127

La mayona de los usuarios de equipos electrónicos, en alguna ocasión hemos sufrido las consecuencias de un mal funcionamiento en nuestro equipo como resultado de una falla en la línea de alimentación, las cuales pueden ser desde sobretensiones o bajas de tensión hasta cortes temporales de energía, causando en algunos casos un daño irreparable al equipo.

Por consiguiente, resulta evidente la necesidad de proteger a los equipos contra dichas fallas en la línea de alimentación. En aplicaciones donde los equipos electrónicos no tienen un funcionamiento crítico pueden ocuparse reguladores de tensión o acondicionadores de línea. Sin embargo; en aplicaciones tales como el procesamiento de datos, sistemas de comunicación, control de procesos, equipo de cómputo, equipo médico, PLC’s y unidades terminales remotas, entre otras, es de suma importancia contar con un sistema de alimentación in in tempible (SAI) debido a que en dichas aplicaciones un mal funcionamiento de los equipos puede representar pérdidas económicas o aún poner en riesgo vidas humanas.

Los SAI’s en CA se han usado como una alternativa para brindar respaldo a equipos que requieren de un funcionamiento continuo aún cuando la energía del suministro eléctrico se vea suspendida. Sin embargo, el inconveniente con este tipo de soluciones es que se tiene una reducción considerable de la eficiencia del sistema como consecuencia de la redundancia de las etapas de potencia en que se procesa la energía.

No obstante, los SAI’s en CD son una alternativa más barata, confiable y eficiente que los SAI’s en CA debido principalmente a que la energía se procesa a través de un menor número de etapas. Esto es posible debido a que un SAI en CD se obtiene incluyendo el respaldo en baterías dentro de la misma fuente conmutada del equipo, evitando con ello la redundancia de etapas que tienen los SAI’s en CA.

La incorporación de un esquema activo de corrección del factor de potencia en un SA1 en CD permite un mejor aprovechamiento de la energía demandada de la línea de alimentación. Además, permite que el equipo cumpla con las normas y estándares internacionales que regulan los límites de la calidad de la corriente que se demanda de la línea. Sin embargo, la problemática radica en que la eficiencia global del sistema se reduce y el tamaño y costo se incrementan debido a que se adiciona una etapa de potencia extra para la corrección del factor de potencia, aumentando con ello el número de dispositivos en el sistema.

Como respuesta a esta problemática, en este trabajo de investigación se presenta el desarrollo de un SA1 en CD multisalidas con corrección del factor de potencia y buena regulación de la tensión de salida en una estructura sencilla y de alta eficiencia para aplicaciones en baja y mediana potencia. En este documento se presenta el principio de operación y el análisis teórico del sistema propuesto así como las consideraciones de diseño y los resultados experimentales obtenidos de un prototipo de laboratorio desarrollado.

V

'VI

OBJETIVOS

Un sistema de alimentación debe reunir una serie de especificaciones técnicas tales como regulación, corrección del factor de potencia, eficiencia, tamaño, costo, etc. Sin embargo, en la mayoría de los casos, es de suma importancia que también cuente con respaldo en baterías.

Por consiguiente, este trabajo de tesis tiene la finalidad de abarcar el estudio de un SAI en CD para proporcionar una opción más adecuada en cuanto a las características que requieren la mayoría de aplicaciones de cargas críticas. Por lo tanto, el trabajo presente tiene como meta alcanzar los siguientes objetivos.

Objetivo general.

Desarrollar un SAI en CD de altas prestaciones que tenga la capacidad de corrección del factor de potencia, alta eficiencia, respaldo en baterías y buena regulación de la tensión de salida en una estructura sencilla para aplicaciones en baja y mediana potencia.

Objetivos particulares.

P Proponer o seleccionar una topología en base a los requerimientos de las aplicaciones de la mayoría de los SAI’s en CD comerciales, tales como capacidad de potencia, incorporación de corrección del factor de potencia, regulación, eficiencia, respaldo en baterías, tamaño y costo.

P Hacer un estudio detallado de la topología en cuanto a eficiencia y estabilidad.

9 Realizar simulaciones en PSPICE que describan el funcionamiento de la topología.

9 Construir un prototipo que permita la obtención de resultados con el fin de evaluar el rendimiento de la topología propuesta.

VI1

VIII

CAPÍTULO I

SISTEMAS DE ALIMENTAC~ÓN ININTERRUMPIBLES

1.1 Introducción

En este primer capítulo se muestra un panorama general de los problemas más comunes en los sistemas de alimentación y la forma tradicional en que se han solucionado. Asimismo, se expone la importancia de los Sistemas de Alimentación Ininterrumpihles en CD (SAl‘S en CD o UPS’S en CD por sus siglas en inglés, Unintemptihle Power System) haciéndose ver las ventajas de éstos sobre los SAI’s en CA, principalmente en cuanto a eficiencia, tamaño y costo.

Posteriormente, se aborda la problemática del bajo factor de potencia que presentan la mayoría de los sistemas de alimentación y se comentan las soluciones activas y pasivas para corregir el factor de potencia y así cumplir con las normas y estándares que regulan la calidad de la corriente de línea que demandan los equipos electrónicos.

También se incluye una revisión del estado del arte de los S M ’ s en CD y se realiza un resumen de las características de éstos en cuanto a corrección del factor de potencia (CFP), eficiencia, respuesta dinámica y aislamiento entre la entrada y la batería.

Finalmente, se propone un nuevo SAI en CD multisaiidas con corrección del factor de potencia, alta eficiencia y buena regulación de la tensión de salida basado en el convertidor Flyback.

1

. .. ., , 1 ,> ’ . . , , . , >, 2;. . . ’ :.. . ;. 1 , .

1.2 Sistemas de alimentación ininterrumpibles . ,

En la actualidad existen diversos tipos de aparatos electrónicos que para tener un buen funcionamiento requieren ser altamente conñables ante alguna falla en el suministro eléctrico. En diversas aplicaciones, tales como el procesamiento de datos, comunicaciones, control de procesos, equipo médico, etc., es de suma importancia contar con un sistema de alimentación altamente conñable ya que en tales aplicaciones un mal funcionamiento de los equipos puede representar grandes pérdidas económicas o poner en riesgo vidas humanas.

Aigunas de las fallas más comunes en la línea del suministro eléctrico son microcortes, cortes largos, sobretensiones, bajo voltaje, variaciones de frecuencia o bien, interrupción total del suministro. En los equipos que no tienen un funcionamiento critico, basta con utilizar reguladores de tensión o acondicionadores de línea para solventar estos problemas. No obstante, en las aplicaciones mencionadas anteriormente, la mejor forma de proteger a los equipos es utilizar un sistema de alimentación inintenumpible, ya sea externo (SAI en CA) o integrado en la fuente conmutada del equipo (SAI en CD).

Existen dos esquemas básicos de un SAI en CA: el SAI “juera de línea” y el SAI “en línea”. En un SAI ‘tfuera de línea” (figura 1-1) la carga se encuentra conectada directamente a la línea y el SAI sólo funciona cuando ocurre una falla en ésta. La conmutación de la línea al SAI se realiza mediante un interruptor provocando que en esta transición exista una interrupción momentánea en la alimentación de la carga. Por otro lado, en un SAI “en linea” (figura 1-2) la carga siempre está conectada al SAI, el cual alimenta en todo tiempo a la carga tomando energía de la batería; y por tanto cuando existe alguna falla en la línea, no se presenta interrupción alguna en la alimentación de la carga.

Tensión de Líneo

Rectificodor raodor Inversor

I

I / - I Banco de Baterías - T *

Figura 1-1. Diagrama a bloques de un SA1 en CA tipo “/¡¡era de línea”.

2

-. .

Rectificador Corgodor inverso;

Tensión de Línea

Batwins -

Figura 1-2. Diagrama a bloques de un SAI en CA tipo “en línea”

. Aún cuando los MI‘S “en línea” son una buena alternativa, el precio que se paga al emplear este tipo de esquemas es una reducción de la eficiencia global y un incremento en el tamaño y costo del sistema. Como puede observarse en el diagrama a bloques de la figura 1-3, el SAi se coloca precediendo a la fuente de alimentación conmutada del equipo ( S W S por sus siglas en inglés, Switch Mode Power Supply) y la transferencia de energía de la línea a la carga es procesada en diversas etapas redundantes entre sí.

Partiendo de la tensión de línea, primero es necesario una etapa de conversión CNCD seguida de una CD/CD para el cargado de baterías; posteriormente se requiere de otra etapa CD/CD que partiendo de la tensión de las baterías, alimenta’al inversor (etapa CD/CA); y por último, a la entrada de la fuente de alimentación conmutada del equipo, se requiere de otra etapa CNCD seguida de otra CD/CD para alimentar a la carga.

......................................................................................................................... I

C D K D 1. _-

vo :

’ # . 3 .

+ CDlCD : . -

~,

Inversor ; Cargador de

.......................................................................................................... S A i en CA Fuente conmutoda

Figura 1-3. Solución tipica para incorporar el respaldo en batenas a una fuente conmutada empleando un SA1 en CA.

3

Una alternativa más conveniente en cuanto a eficiencia, tamaño y costo son los SAI‘s en CD (figura I-4), los cuales se forman integrando el respaldo en baterías dentro de la misma fuente conmutada del equipo. De esta manera se evita la redundancia de etapas, ya que sólo se emplea una etapa de rectificación, un cargador de baterías y una etapa de conversión CD/CD que parte de la tensión de las baterías para alimentar a la carga.

Figura 1-4. Esquema de un sistema de alimentación ininterrumpible en CD

Esta simplificación de etapas tiene un efecto positivo sobre el costo y tamaño del sistema de alimentación; además de presentar una alta eficiencia, debido a la reducción de etapas en cascada en que se procesa la energía. El costo del sistema es reducido sustancialmente, debido a la eliminación del inversor del SAI en CA y del rectificador de la fuente conmutada.

1.3 Corrección del factor de potencia en sistemas de alimentación

Los SAI’s en CD, al igual que la mayoría de los equipos electrónicos, tienen en su etapa de entrada un esquema de conversión CNCD formado por un puente rectificador y un filtro tipo capacitivo. Este esquema es ampliamente utilizado por su simplicidad y bajo costo. Sin embargo, debido a la polarización de los diodos rectificadores, el capacitor de filtrado sólo demanda corriente de la línea cuando la tensión de CA es más grande que la tensión en el capacitor, lo cual ocurre sólo en un pequeño intervalo de tiempo en el momento en que la forma de onda de tensión alcanza su valor pico.

Cuando la tensión de entrada es menor que la tensión en el capacitor, los diodos del puente rectificador no conducen y el capacitor provee la energía a la carga. Por el contrario, cuando la tensión en el capacitor es menor que la tensión de línea, el capacitor demanda una comente de carga grande debido a su baja impedancia, teniéndose una corriente de línea de forma pulsante como se muestra en la figura 1-5.

Este esquema de rectificación representa para la línea de alimentación una carga no lineal y tiene efectos nocivos sobre la calidad de la corriente de línea. Una de las desventajas de este esquema es un bajo factor de potencia, usualmente entre 0.5 y 0.7, que como consecuencia reduce la potencia de salida máxima obtenible del rectificador. Otra desventaja es la alta distorsión armónica en la comente de línea que Uega a ser superior al 100%.

El presentar un bajo factor de potencia (FP) provoca que la energía que se demanda de la línea de alimentación no sea aprovechada correctamente y se"refleje en pérdidas en el sistema de distribución, ocasionando que la capacidad de generación de energía eléctrica se incremente, lo cual conlleva un incremento en los costos de generación de electricidad.

Figura

a)

Esquema básico conversi

Voltaje de linea

Voltaje en el mpocitor

Voltaje rectificado

C

b l

CD, a) Diagrama eléctnco, b) Formi de onda características

Esta problemática ha dado origen a la creación de normas y estándares que regulan los límites de la calidad de la corriente de línea. Estas normas establecen los valores máximos de los armónicos inyectados a la línea de alimentación por un equipo electrónico. Por consiguiente, es necesario que el SAI cuente con un esquema de corrección del factor potencia (CFP) que permita cumplir con dicha normatividad.

De esta manera, se han desarrollado alternativas para corregir el factor de potencia y disminuir la distorsión armónica a través de métodos pasivos y métodos activos.

5

Los métodos pasivos son muy simples y se componen de filtros LC, obteniéndose valores del factor de potencia de hasta 0.94. Sin embargo, su tamaño y peso se incrementan debido a que los elementos magnéticos son diseñados a baja frecuencia [l].

Los métodos activos, por su parte, mejoran notablemente el tamaño al emplear un convertidor CD/CD entre el puente rectificador y el filtro tipo capacitivo, logrando valores del factor de potencia casi unitarios con valores de distorsión armónica total menores al 5%.

Dado que las soluciones activas ofrecen mejores prestaciones para corregir el factor de potencia sin sacrificar especificaciones técnicas, estas soluciones están siendo ampliamente desarrolladas y utilizadas en la actualidad. No obstante, el precio que se paga al emplear este tipo de soluciones en los equipos electrónicos y en especial en los sistemas de alimentación con respaldo en baterías, es que es necesario adicionar un convertidor CD/CD extra, debido a que la tensión de salida del corrector del factor de potencia es, en la mayoría de los casos, mayor que la tensión pico de entrada, además de que la tensión de salida presenta una mala regulación.

La incorporación de un esquema activo de corrección del factor de potencia en un sistema de alimentación inintemmpible en CD permite un mejor aprovechamiento de la energía demandada de la línea de alimentación. Sin embargo, la eficiencia global del sistema de alimentación se reduce y el tamaño y costo se incrementan. La reducción de la eficiencia se debe principalmente al número de etapas de conversión que se conectan en cascada y dado que se adiciona una etapa extra como corrector del factor de potencia, el número de dispositivos se incrementa. En la figura 1-6 se muestra el esquema de un SAI con respaldo en baterías integrado en la fuente de alimentación y la incorporación de la etapa de corrección del factor de potencia.

lOWNiJhl)] $iq=&+ . . . . . . . . .

Figura 1-6. Esquema de alimentación ininterrumpible en CD con corrección activa del factor de potencia

Como respuesta a esta problemática surge la necesidad de innovar SAI's en CD capaces de suministrar energía inintermmpible, corregir el factor de potencia y además presentar una alta eficiencia tanto para esquemas con una sola salida como para esquemas multisalidas.

6

, 1.4 Revisión del estado del arte de SAI's en CD

Los SAi's en CA se han usado como una alternativa para brindar respaldo a equipos que requieren de un funcionamiento continuo, aún cuando la energía del suministro eléctrico se vea suspendida. Por el contrario, los SAi's en CD son una alternativa más económica, confiable y eficiente que los SAi's en CA ya que la eficiencia se incrementa de un 15 al 20 % a un costo de no más del 10 al 20 % de una fuente de alimentación conmutada convencional [2]. Así, hasta la fecha se han reportado algunos trabajos, en los cuales se hace uso de tales sistemas para diversas aplicaciones en las que se requiere energía ininterrumpida altamente confiable.

Las características ideales que se buscan en todo sistema de alimentación son las siguientes:

I/

J J J J J J J J J

Bajo costo. Alta eficiencia. Respaldo en baterías. Aislamiento galvánico. Circuito de control sencillo. Alta integración de potencia. Rápida regulación de la tensión de salida. Capacidad de corrección del factor'de potencia. Estructura de potencia sencilla y de tamaño pequeño.

Es de suma importancia que un sistema de alimentación cuente, con un esquema capaz de corregir el factor de potencia, ya que los equipos electrónicos deben cumplir con normas y estándares que regulan los límites de la calidad de la comente que se demanda de la línea [3]. Sin embargo, el hecho de incorporar la corrección del factor de potencia al SAI, implica agregar una etapa extra lo cual repercute en una reducción de la eficiencia global del sistema. Debido a esto, en el diseño de las topologías empleadas en los SAI's en CD, es importante considerar que la energía sea procesada lo menos posible a trav4s de las diferentes etapas con el fin de conseguir una eficiencia más alta. Para esto, es necesario que el SAI cuente con un esquema que reduzca el número de etapas de conversión de la energía.

Es dificil que una sola topología .logre reunir todas las características mencionadas anteriormente. No obstante, se han hecho publicaciones donde se presentan los esfuerzos de los autores por tratar de satisfacer algunas de dichas especificaciones [4-111. De dichas publicaciones, sólo [7-111 incorporan un esquema activo de corrección del factor de potencia.

u) Solución propuesíu en 141

En [4] se presenta el esquema de un convertidor CD/CD ininternimpible para aplicaciones de SAI's en CD. La figura 1-7 muestra el circuito del convertidor inintermmpible propuesto; este consta de un convertidor principal y un cargador de baterías y tiene dos diferentes modos de operación, el modo normal y el modo respaldo. Bajo el modo de operación normal, cuando la potencia de entrada Vzn está funcionando apropiadamente, el convertidor principal es un convertidor Cúk aislado y el cargador de batería es un convertidor Buck controlado en modo de corriente. En el modo de respaldo, cuando la potencia de entrada Vzn falla, el convertidor principal funciona como un convertidor SEPZC dual, permitiendo que la potencia de la batería sea transferida a la carga.

...............................

[7fE5 L e

VL3 t L,

............ UJ - Cargador de

Bateria

Figura 1-7. Circuito del convertidor inintemunpible propuesto en [4].

La eficiencia de este esquema en modo de operación normal está dentro del rango del 81 al 85 % y en modo respaldo dentro del 80 al 86 YO. No obstante, tiene un bajo factor de potencia y no existe aislamiento entre la tensión de entrada y la batería.

8

b) Solucibn propuesta en IS]

En [5] se propone un esquema en el cual se consigue tener aislamiento entre la entrada y la salida, así como entre la batería y la entrada. La topología que aquí se propone, integra un cargador/descargador de baterías y un regulador de la tensión de salida, usando una sola etapa de conversión.

La topología del convertidor propuesto, mostrada en la figura 1-8, está basada en un concepto de tres puertos usando un solo circuito magnético de alta frecuencia y un convertidor operando como un Flyback en modo discontinuo, tanto en el modo de operación normal como en el de respaldo.

La batería puede ser recargada, si así se requiere, en el modo de operación normal sin afectar la capacidad del manejo de la carga del convertidor.

Los resultados experimentales de un prototipo construido basado en esta topología con potencia de 24 W muestran una eficiencia pico de alrededor del 80 YO, tanto para la operación en modo normal como en modo respaldo y el desarrollo transitorio muestra una transición suave de un modo de operación al otro. '

Figura 1-8. Topologia de tres puertos propuesta en [ 5 ] .

c) Solucibn propuesta en 161

En [6] se presenta un convertidor Flyback integrado operando en modo de conducción continuo, desarrollando las funciones de fuente de alimentación conmutada y fuente de alimentación inintemmpible.

La salida en CD es obtenida desde la entrada principal a través de un convertidor Flyback durante la operación en modo normal y desde la batería de respaldo a través de otro convertidor

9 ?

Flyback cuando la alimentación de la línea falla. En la figura 1-9 se muestra el circuito propuesto del convertidor Flyback integrado, así como los diferentes modos de operación del mismo.

Este convertidor procesa la energía en una sola etapa, alcanzando una eficiencia de hasta el 85 % en modo normal a potencia de salida de 50 W; y tiene la capacidad de ser extendido para proveer múltiples salidas con aislamiento. A pesar de estas ventajas, este convertidor presenta desventajas, tales como: no incorporar la corrección del factor de potencia, además de que la corriente en el modo de carga es dependiente de la carga y no puede ser controlada independientemente; y como consecuencia, el convertidor no puede recargar la batería cuando no existe carga.

Figura 1-9. Circuito del convertidor propuesto en [6]. a) Convertidor Flyback integrado, b) Circuito equivalente en modo de operación normal, c) Circuito equivalente en modo respaldo, d) Circuito equivalente en modo cargador.

d) Solución propuesta en [7/

En [7] se propone un esquema que es similar y mejora las características del convertidor mostrado en [6 ] . A diferencia, esta topología opera como un pre-regulador con capacidad de corrección del factor de potencia, con la batería integrada en el lado primario del transformador.

En el modo de operación normal el circuito equivalente es un convertidor Flybuck en modo de conducción discontinuo. Cuando el convertidor está operando en modo discontinuo, demanda de manera natural una corriente senoidal, la cual es proporcional a la tensión de entrada Durante el modo cargador, todavía se preserva la capacidad de corrección del factor de potencia.

En este esquema, la corrección del factor de potencia es posible, siempre y cuando el ciclo de trabajo del interruptor permanezca constante durante un período de línea, lo cual conlleva a que el sistema tenga una mala regulación de la tensión de salida.

Otra desventaja notable en este esquema es la falta de aislamiento entre la línea de entrada y la batería.

Los valores máximos de eficiencia a potencia de salida de 50 W en modo normal y modo cargador son del 88 % y 86 %, respectivamente.

Filtro € M i

Figura 1-10. Circuito del convertidor propuesto en [7].

e) Solución propuesta en [8 y 9J

En [8 y 91 se presenta una fuente de alimentación en modo conmutado (SMF'S) con respaldo en baterías y con corrección del factor de potencia. Este esquema, figura 1-1 1, está formado por una etapa principal y un cargador de baterías.

En el modo de operación normal, el circuito equivalente es un convertidor Boost-Flyback en modo de conducción discontinua en una sola etapa, compartiendo el interruptor de potencia

Q,. En el modo de operación cargador, la tensión en el capacitor CI puede ser usado como fuente de alimentación para el cargador de baterías. Este es un convertidor Buck en modo de conducción continua (Q2, DI y L2) con una estrategia de control híbrida. El circuito equivalente en el modo respaldo es un convertidor Flyback, el cual opera en modo de conducción discontinuo. En este modo de operación, la batería está conectada a un bobinado de derivación central del transformador del Flyback a través del interruptor Qj.

Figura 1-11. Circuito del convertidor propuesto en 181.

Este esquema cuenta con una rápida regulación de la tensión de salida, además de un factor de potencia alto. Sin embargo, debido a la colocación de las estructuras Boost y Flyback, la transferencia de energía de la línea de alimentación a la carga se lleva a cabo a través de dos etapas, con 10 cual la energía se procesa dos veces impactando en la eficiencia global del sistema. La eficiencia experimental obtenida en un prototipo de 100 W es de alrededor del 81 %.

JJ Solución propuesta en [l O/

En [lo] se presenta el esquema de un SAI en CD basado en dos conceptos: el primero consiste en la integración de las etapas de rectificación, corrección y regulación en una estructura sin procesar toda la energía dos veces, como sucede en los esquemas típicos, [I I ] ; el segundo consiste en integrar la capacidad de respaldo en baterías al CFP incorporando el concepto “en y fuera de linea”. El cargador de baterías opera ‘@va de &ea” mientras que en el modo de respaldo la batería se conecta “en Zínea” automáticamente.

En la figura 1-12 se muestra la estructura general del convertidor propuesto, el cual está compuesto de tres módulos. El primero es un módulo de CFP, éste integra la etapa de rectificación con la etapa de corrección en una sola estructura. El segundo (módulo auxiliar) es un convertidor CDKD auxiliar, el cual provee una rápida regulación de la tensión de salida; asimismo, este módulo es usado en el modo de operación de respaldo para transferir la energía suministrada por la batería hacia la carga. El tercer módulo es un cargador de baterías.

12

I - I

Figura 1-12. Esimctura general del convertidor propuesto en [IO]

El módulo de CFP está formado por un convertidor Flyback operando en modo de conducción discontinuo, el cual está conectado directamente a la línea de CA y la salida de éste está formada por dos capacitores en serie, Ci y CZ de la figura 1-13, C, está en paralelo con la carga y corresponde a la salida del sistema; CZ es el elemento de almacenamiento y tendrá rizo de baja frecuencia.

El módulo auxiliar, formado por un convertidor Buck-Boosf, toma energía del capacitor C2 para proveer la rápida respuesta dinámica en el modo normal y de respaldo.

La etapa del cargador de baterías toma energía del capacitor CZ para proveer la corriente de carga paraja batena. El cargador de baterías está conectado en paralelo con el capacitor CZ y 'la batena está conectada en paralelo con el capacitor C2 a través del diodo D,.

Figura 1-13. Convertidor propuesto en [lo].

Este esquema tiene ventajas, tales como corrección del factor de potencia, alta eficiencia y rápida regulación de la tensión de salida. No obstante, tanto la eficiencia como la calidad de la corriente de línea dependen de la tensión en el capacitor C2. Además, dado que ésta varía de

13

acuerdo a la tensión de línea y al cargador de baterías, el uso de este esquema está limitado en aplicaciones de tensión universal.

La eficiencia de este esquema, en modo de operación normal a potencia de salida de 50W, es del 82 'YO.

fl Cuadro comparativo de las diferentes propuestas de solución

En la tabla 1-1 se muestra un cuadro comparativo de las Características en cuanto a CFP, eficiencia, respuesta dinámica y aislamiento entre la entrada y la batería, de las topologías mostradas en las referencias [4-lo].

Tabla 1-1. Cuadro comparativo de las soluciones presentadas en [4-I O].

* Alta eficiencia, pero existe un compromiso entre ésta y el contenido armónico. Asimismo. la eficiencia se deteriora para un rango de enlrada universal.

De la tabla anterior puede observarse que [lo] tiene mejores características de manera global. Sin embargo, la eficiencia tiene gran dependencia de la tensión de entrada y la potencia del cargador de baterías.

Existe un numeroso grupo de investigadores en el ámbito internacional interesados en el campo de los SAI's en CD lo cual muestra el auge que estos sistemas han tenido en aplicaciones en que se requieren mejorar aspectos en cuanto a confiabilidad, eficiencia, CFP, regulación, tamaño y costo. Por lo tanto, es de gran interés contar con un esquema de altas prestaciones que satisfaga los requerimientos de la mayoría de las aplicaciones en baja y mediana potencia en que

encuentran lugar este tipo de sistemas, tales como el procesamiento de datos, control de procesos, monitoreo remoto, equipo de cómputo y equipo médico, entre otras.

1.5 Propuesta de un nuevo SA1 en CD con corrección del factor de potencia

Con el propósito de mejorar las caracteristicas de los kistemas presentados en la tabla 1-1, se propone el esquema de un SAi en CD multisalidas con corrección del factor de potencia y alta eficiencia basado en el convertidor Flyhack.

El SAI que se propone, es un esquema multisalidas y está basado en el concepto “en y fuera de linea” [IO]. “Fuera de línea” porque la batería sólo se conecta cuando ocurre alguna falla en la línea, evitando con ello que la bateria se encuentre en un ciclo de carga y descarga y de esta manera prolongar la vida útil de la misma. ‘‘En línea” porque el transitorio de modo normal a

La topología propuesta se compone de tres bloques: un módulo principal, un módulo auxiliar y un cargador de haterías. En la figura 1-14 se muestra el diagrama a bloques y puede observarse que la salida principal y las auxiliares reciben tanto energía procesada una sola vez a través del módulo principal, como energía procesada dos veces por medio del módulo auxiliar, con lo cual existe un incremento en la eficiencia global del sistema.

modo respaldo es muy rápido. i f

Figura 1-14. Diagrama a bloques del SAI en CD propuesto.

A diferencia de la topología presentada en [IO], en el esquema propuesto se puede tener un sistema con tensión de entrada universal, ya que se tienen dos circuitos de control de propósito general independientes: uno para el módulo principal y otro para el auxiliar. Con ello se evita el compromiso entre la tensión de entrada, la eficiencia y la calidad de la corriente de línea.

15

Contrariamente a lo propuesto en [8, 9 y 111, la corrección del factor de potencia puede llevarse a cabo sin procesar dos veces toda la energía que se entrega a la carga. Es decir, en el esquema propuesto, parte de la energía procesada es transferida directamente desde la entrada hacia las diferentes salidas. Esto permite un mejor procesamiento de la energía aumentando la eficiencia del sistema.

En la figura 1-15 se muestra el diagrama eléctrico de la topología propuesta, y pueden observarse los tres bloques que la componen:

P El módulo prznczpal, formado por un convertidor Flyback operando en modo de conducción discontinuo (MCD), el cual es encargado de realizar la corrección del factor de potencia y de mantener una tensión constante en el capacitor de almacenamiento C-

P El módulo auxzlzar, formado por otro convertidor Flyback operando en MCD, que además de proveer una buena respuesta dinámica permite tener un esquema multisalidas

P El módulo del cargador de baterías, formado por un convertidor Buck operando en MCC, el cual provee una corriente constante para la carga de la batería

Figura 1-15. Diagrama eléctrico del S A i en CD propuesto.

Con el S A I en CD propuesto, pueden englobarse las características de corrección del factor de potencia, alta eficiencia, buena regulación de la tensión de salida y rápida respuesta dinámica en la transición de modo normal a modo respaldo. Además, debido a que la topología es una opción multisalidas, tiene un amplio campo de aplicación en todo tipo de aparatos electrónicos de baja y mediana potencia que funcionen con diferentes niveles de CD y requieran alimentación ininterrumpida.

CAPÍTULO 11

TEORÍA DE OPERACJÓN Y ANALISIS TEÓRJCO DE LA so~uciónl PROPUESTA

11.1 Introducción

En este capítulo se presenta la teoría de operación del SA1 en CD propuesto y se describen sus característica en cada modo de operación: normal, cargador y respaldo. Asimismo, se hace un análisis teórico de la transferencia de energía y un análisis matemático para determinar la eficiencia del sistema llegando a la obtención de las ecuaciones generales para determinar la eficiencia global del sistema con n salidas.

Posteriormente, se analiza el convertidor Flyback operando en modo de conducción discontinuo (MCD) y como pre-regulador corrector del factor de potencia.

Finalmente, se describe la teoría de control y los criterios para determinar la estabilidad de un sistema de alimentación retroalimentado.

17

11.2 Teoría de operación de la topología propuesta

En el capítulo I se revisaron las características de las diferentes topologías para implementar un SAI en CD y se propuso un esquema que integra la capacidad de corrección del factor de potencia, la regulación de la tensión de salida y el respaldo en baterías en una estructura sencilla y de alta eficiencia. La estructura general y el diagrama eléctrico de la topología propuesta se muestran nuevamente en las figuras 11-1 y 11-2, respectivamente, en las cuales se muestran los tres bloques que la componen: un modulo principal, un módulo auxiliar y un cargador de baterías.

Figura 11-1. Diagrama bloques del SA1 en CD propuesto.

P W Y I : D,

Figura ií-2. Diagrama eléctrico del SA1 en CD propuesto.

Esta topología está basada en el concepto “en yfuera de línea”, [ I O ] . Con este esquema se aprovechan las ventajas tanto del SAI “en linea” como del SA1 ‘‘juera de linea”, evitando el uso ineficiente de la batería y la lenta respuesta dinámica en la transición del modo de operación normal al modo respaldo.

El módulo principal es un pre-regulador corrector del factor de potencia el cual demanda una forma de onda de comente de entrada senoidal logrando un alto factor de potencia. Este módulo está conectado directamente a la línea a través de un puente de diodos y su salida está formada por la asociación en serie de los capacitores CI y C a ~ ~ . CI está conectado en paralelo con la carga ya que éste es el capacitor de la salida principal de todo el sistema en conjunto y el capacitor CALM funciona como un capacitor de almacenamiento. Este módulo se compone de un convertidor Flyback operando en modo de conducción discontinuo (MCD) y está formado por T, Ql, DO y la asociación en serie de los capacitores C, y CALM mostrados en la figura 11-2. Este convertidor puede operar tanto en modo de conducción continuo (MCC) como en discontinuo y lograr en ambos casos un factor de potencia alto.

El módulo auxiliar es un convertidor CDKD el cual no sólo garantiza una rápida regulación de la tensión de la salida principal sino también proporciona un esquema multisalidas. Este convertidor toma energía necesaria del capacitor CALM y la envía a la carga para proveer la rápida regulación de la tensión de salida. Asimismo, este convertidor es el encargado de proveer el respaldo en baterías con la misma etapa de control cuando ocurre alguna falla en la línea. Este módulo se compone de otro convertidor Flyback operando en MCD y está formado por Q2, Lp,,, L S ~ , , ~ ~ , , Ls,,,~, D I, D2, C/ y Cz. El módulo auxiliar también puede operar en ambos modos de conducción pero cuando se seleccione debe tenerse en cuenta que éste será el mismo tanto para cuando la linea funcione correctamente (modo normal) como para cuando ocurra un corte de energía temporal (modo respaldo). La estabilidad y la rápida regulación de la tensión de la salida principal del sistema dependen de la etapa de control de este modulo.

El cargador de baterías es un convertidor Buck operando en MCC, el cual está conectado en paralelo con el capacitor de almacenamiento y lo componen Q 3 , DB y L g . Al igual que el convertidor auxiliar, el cargador de baterías toma energía del capacitor CALM para cargar a la batería con una comente de carga constante con bajo rizo de comente de alta frecuencia. Gracias a que el lazo de retroalimentación del pre-regulador mantiene una tensión constante en los

I1 capacitores CI y CALM, la tensión en el capacitor de almacenamiento no sufre variación como consecuencia de la energía requerida por el cargador de baterías.

En el convertidor propuesto se identificarán los tres distintos modos de operación: normal, cargador y respaldo. Su funcionamiento y características se describen en los apartados siguientes.

11

I/

11.2.1 Operación en modo normal

El modo de operación normal tiene lugar cuando la línea está funcionando correctamente. En este modo de operación el convertidor funciona como dos convertidores Flyback integrados

19

compartiendo los capacitores CI y CALM y la estructura que se tiene es similar a la de un esquema "juera de liriea" ya que las cargas son alimentadas tanto por el convertidor principal como por el auxiliar y no desde la bateria. La batería no se conecta al sistema debido a que la tensión en el capacitor de almacenamiento, CALM, es mayor que la tensión de la batería y por lo tanto el diodo D, se polariza inversamente. El circuito equivalente para este modo de operación se muestra en la figura 11-3.

: D,

Figura 11-3. Convertidor propuesto eii modo de operación normal.

Cuando los interruptores Q, y Q2 están encendidos, los inductores Lp y Lp,,,, almacenan energía proporcional a Vzn y a la tensión en el capacitor de almacenamiento, respectivamente; siendo el tiempo de encendido diferente para cada caso en particular. Durante este tiempo, los diodos DO, D I, DZ y D, no conducen.

En el momento en que los interruptores Q1 y QZ son apagados, la energía almacenada en Lp es transferida al devanado secundario del transformador T y a los capacitores C,,LM, CI , y C2 a través de los diodos DO, DI y Dz, respectivamente. Esta energía es procesada una sola vez y es enviada tanto a la salida principal como a las auxiliares ya que, como se observa en la figura 11-3, la posición de LP,,,~ en el convertidor propuesto permite procesar la energía en cada salida de manera más eficiente. En un apartado posterior se hace un análisis de transferencia de energía y eficiencia para determinar la cantidad de energía que es enviada directamente a través del convertidor principal hacia las diferentes salidas.

Al mismo tiempo que los interruptores Qi y QZ son apagados, la energía almacenada en LP",,~ es transferida a los capacitores CI y C2 a través de los diodos DI y D2, respectivamente. Esta

20

. .

energía también se envía tanto a la salida principal como a la auxiliar pero ya procesada dos veces a través del capacitor de almacenamiento.

I/

I1 11.2.2 Operación en modo cargador

El sistema empieza a operar en modo cargador después de que la batería proporcionó toda la corriente a la carga en modo respaldo. Si el tiempo que se mantuvo el sistema en modo respaldo fue sólo durante una interrupción momentánea, sin llegar a haber un corte de energía temporal, no será necesario recargar a la batería sino hasta que la tensión en sus terminales haya disminuido aproximadamente un 10 % de su tensión nominal.

La operación en modo cargador es similar a la operación en modo normal y de igual manera sólo tiene lugar cuando la línea se encuentra operando correctamente. Tanto el convertidor principal como el auxiliar continúan operando de ia misma forma que en el modo de operación normal a diferencia de que ahora el cargador de baterías (convertidor Buck) se conecta en paralelo con el capacitor de almacenamiento, CALM, como se aprecia en la figura 11-4 a).

Cuando Q3 está encendido, el capacitor CAL^ actúa como una fuente de tensión para el convertidor Buck y el inductor LB almacena energía. En el momento en que Q 3 es apagado, el inductor LB transfiere la energía almacenada hacia la batería a través del diodo DB, figura 11-4 b).

Como el convertidor Buck representa una carga para él capacitor de almacenamiento, la tensión en éste tiende a decrecer y debe ser compensada mediante el ciclo de trabajo del interruptor Q,. Por lo tanto, el ciclo de trabajo del interruptor Q, en modo cargador se incrementa ligeramente en comparación al modo normal ya que ahora se 'considera la potencia que se envía tanto a la carga como a la batería.

Figura 11-4. Cargador de baterías en modo cargador

11.2.3 Operación en modo respaldo

El modo respaldo empieza cuando ocurre un corte temporal en la línea. En este modo de operación la batería se conecta automáticamente en paralelo con el capacitor de almacenamiento,

21 SEP CENBDET DGIT

' CENTRO DE INFORMA CION

Ca,.,+,, a través del diodo D,, suministrando la energía necesaria al convertidor auxiliar para llevar a cabo el respaldo.

Una vez que la tensión de la batería ha disminuido aproximadamente un 10 % de su tensión nominal, el circuito de control deberá deshabilitarse para evitar sobredescargar a la batería y reducir su vida útil.

El circuito equivalente para este modo de operación se muestra en la figura 11-5.

I : D,

Figura 11-5. Convertidor propuesto para la operación en modo respaldo.

Debido a que en modo normal la tensión en el capacitor de almacenamiento es mayor que la tensión de la batería, el diodo D, es polarizado inversamente evitando que la batería se conecte al sistema. Cuando ocurre un corte de energía en la línea, el sistema continúa operando en modo normal hasta que la tensión en el capacitor CALM es 0.7 volts menor que la tensión de la batería y es en este momento cuando la batería se conecta automáticamente en paralelo con dicho capacitor. Esta condición depende del tiempo de sostenimiento (hold-up time) especificado para la tensión en el capacitor CAL,+, y la tensión umbral del diodo D,.

11.2.4 Etapa de control

Debido a que tanto el convertidor principal como el auxiliar operan en MCD, ambas etapas de control pueden implementarse con un esquema de control por seguidor de tensión evitando el uso de un lazo de retroalimentación de corriente.

22

Las etapas de control de los módulos principal y auxiliar operan independientemente debido a que la señal PWM del interruptor Q, es usada para formar una comente de entrada senoidal mientras que la señal PWM del interruptor Q 2 es usada para obtener una rápida regulación de la tensión de la salida principal. Sin embargo, ambas señales PWM están sincronizadas respecto a su tiempo de bajada (9 para asegurar que la energía se transfiera Correctamente hacia las cargas y además se evite la interferencia de ruido en ambos módulos debido a la conmutación. Asimismo, la etapa de control del cakgador de baterías es independiente de ambos módulos lo cual permite que el cargado de las baterías se realice de forma correcta.

En la figura 11-6 se muestran las formas de onda de voltaje de compuerta, comente en el devanado primario del transformador de cada convertidor y la comente que finalmente se entrega a cada capacitor de salida. En esta figura se muestra claramente la ventaja de operar las señales PWM sincronizadas en el tiempo de bajada (t,).

La figura 11-6 a) ilustra el caso en que las señales PWM están sincronizadas en el tiempo de subida (tr). En este caso, como los tiempos de encendido de Q, y son diferentes, la energía procesada por ambos módulos no es transferida al mismo tiempo teniéndose formas de onda distorsionadas como las que se muestran sombreadas en dicha figura.

En la figura 11-6 b) se tienen las formas de onda correspondientes a las señales PWM sincronizadas en el tiempo de bajada (t,). A diferencia del caso anterior, en éste, la energía procesada por ambos módulos es transferida al mismo tiempo, con lo cual se consigue cargar a los capacitores de salida con una forma de onda de comente sin distorsión, evitando que se incremente la generación de interferencia electromagnética (EMI) debido al ruido causado por los interruptores y diodos en la conmutación.

Figura 11-6. Formas de onda de corriente en el convertidor propuesto. a) Señales PWM sincronizadas en el tiempo de subida. b) Señales PWM sincronizadas en el tiempo de bajada.

23

11.3 Análisis de transferencia de energía y eficiencia

Un pre-regulador corrector del factor de potencia ideal con una tensión de entrada senoidal, puede demandar una comente de la misma forma logrando un alto factor de potencia (idealmente unitario). De esta manera, como la potencia de entrada es el producto de estas dos formas de onda, se obtiene una forma de onda senoidal del doble de la frecuencia como la que se muestra en la figura 11-7 para un periodo de línea. Asumiendo una eficiencia ideal del 100% en el pre-regulador, la forma de onda de la potencia de salida es igual a la potencia de entrada.

Figura 11-7. Corriente, tensión y potencia de entrada en un pre-regulador corrector del factor de potencia ideal.

La comente de salida del módulo principal fluye hacia la salida principal a través de la asociación en serie de los capacitores C, y CALM. Esta corriente multiplicada por las tensiones en C, y en C a L ~ produce dos formas de onda de potencia con la misma forma que la potencia de salida pero con amplitudes menores a ésta. Por lo tanto, la potencia de salida del módulo principal es dividida en dos partes; PDJR, y PALM, de acuerdo a las tensiones en los capacitores Cl y C A ~ ~ , respectivamente.

La posición de los capacitores C, y CALM en la topología propuesta permite que no toda la energía que se envía a la carga se procese dos veces. Además, debido al lugar que ocupa el devanado pnmano del transformador del convertidor auxiliar, es posible transferir parte de la energía procesada por el módulo principal directamente hacia la salida principal (PDIRZ) y a las demás salidas ( P D I R ~ ) , como se muestra en la figura 11-8. La configuración de la topología propuesta permite un mejor procesamiento de la energía ya que se tiene un aumento de la eficiencia global del sistema.

Vi" 2i Q9 Figura 1J-8. Flujo de potencia hacia las diferentes salidas procesada una sola vez a través del módulo principal

Por lo tanto, el total de la potencia que se entrega a la salida principal y que es procesada una sola vez a traves del módulo principal es igual a la suma de PB,R, y p i ~ R 2 . En la figura 11-9 puede verse el flujo de potencias durante un periodo de linea.

Figura 11-9. Flujo de potencia en un periodo de línea.

En donde:

Poc~p: Potencia de salida del módulo principal. Asumiendo una eficiencia ideal del loo%, ésta será igual a la potencia de entrada demandada de la línea.

25

PDIR: Es la potencia que se envía directamente a la carga y que es procesada una sola vez por medio del convertidor principal. Esta corresponde a la suma de las potencias P B , ~ , y P,,,. En el caso de la figura 11-9, Pmi es igual al 40% de POCFP.

PAL,+,: Esta es la potencia almacenada en el capacitor de almacenamiento CAL,+,. PAux: Es la potencia que envía el módulo auxiliar a la carga y puede determinarse

substrayendo la potencia PD/,Q de la potencia requerida por la carga (Po). Sólo esta parte de la potencia entregada a la carga es la que se procesa dos veces. Potencia requerida por la carga, que en el caso ideal será igual al promedio de la potencia de entrada asumiendo que PocFP=Piiz.

Po:

Las cargas conectadas en la salida principal y auxiliar son puestas en paralelo con los capacitores C, y Cr, respectivamente, y ambas son alimentadas tanto por el módulo principal como por el auxiliar. La tensión de la salida principal se mantiene constante debido a que la suma de las corrientes que recibe de ambos módulos también es constante.

Para analizar la eficiencia del sistema, primeramente se determinará la cantidad de energía que está siendo transferida a la salida principal sin ser procesada dos veces.

Observando el circuito de la figura 11-10, para el caso en que el sistema tiene sólo una salida principal, y siendo IDO la corriente que circula por el diodo DO e ID, la comente que circula por el diodo Di, tenemos que la potencia total de salida del módulo principal corresponde a la expresión dada por las ecuaciones (11-1) y (11-2).

De donde la cantidad de potencia que es transferida directamente a la salida principal y al capacitor de almacenamiento está definida por las ecuaciones (11-2) y (11-3), respectivamente.

Donde:

(11-5)

. . . - ..

.<, " . . .

Figura 11-10. Flujo de potencia hacia la salida principal procesada por el módulo principal.

Para obtener la condición de máxima eficiencia, la potencia que se procesa una sola vez (PDIR) podría maximizarse. Sin embargo, en la figura 11-9 se puede apreciar que para evitar la presencia de rizo de baja frecuencia en la tensión de salida, la potencia que se procesa directamente a través del convertidor principal (PDIR) en ningún momento debe exceder a la potencia de salida (Po). Por lo tanto, el valor máximo permitido para PDIR es el 50% de la potencia de salida del módulo principal como se establece en la ecuación (11-6).

P,,,(wt) I 0.5'PoCFp(Wt) (11-6)

Sustituyendo la ecuación (11-3) en la ecuación (11-6) obtenemos la condición de máxima - eficiencia descrita por la ecuación (11-7).

(11-7)

Como se aprecia en la ecuación (II-7), la tensión en el capacitor de almacenamiento, VALM, debe seleccionarse dependiendo de los criterios de cada diseño en particular debido a que VALM puede tener un impacto fuerte en la eficiencia del sistema. Primeramente se diseña la etapa de potencia de ambos convertidores y una vez conocidos los valores de las corrientes en los diodos puede determinarse el valor de la constante K , y con ello determinar la tensión en el capacitor de almacenamiento para lograr la condición de máxima eficiencia.

La energía procesada una sola vez y que se transfiere directamente a la salida sólo depende de la eficiencia del convertidor principal. Sin embargo, la energía que es transferida a través del convertidor auxiliar dependerá tanto de la eficiencia del convertidor principal como de la del auxiliar. Por lo tanto, la eficiencia global del sistema será igual al porcentaje de la potencia que se está transfiriendo directamente hacia la carga multiplicado por la eficiencia del convertidor principal más el porcentaje de la potencia de almacenamiento multiplicado por la eficiencia de ambos convertidores. Lo anterior está expresado en la ecuación (11-8).

21

(11-8)

Sustituyendo las ecuaciones (11-3) y (11-4) en la ecuación (11-8) y factorizando obtenemos la expresión niostrada en la ecuación (11-9).

donde:

(11-9)

(11-10)

11.3.1 Eficiencia del sistema con multisalidas

En un esquema multisalidas, la transferencia de energía se analiza de manera similar al caso anterior, con la diferencia de que la energía que está siendo transferida por el devanado primario del transformador del convertidor auxiliar, ahora es dividida hacia cada salida auxiliar.

En la figura 11-8 se muestra el circuito para el caso de una salida principal y una auxiliar. En este caso, la energía que está siendo transferida por el devanado primario del transformador del convertidor auxiliar, ahora es dividida en P D I R ~ y PDIR3 y por tanto, la potencia total de salida del módulo principal está definida por las ecuaciones (11-11) y (11-12), siendo ahora ZDZ la corriente que circula por el diodo D2.

-

P°CFP = pDIRl + pDlR2 + PD1R3 + = PDIR + PALM (11-11)

"CFP =(IDO f l D I ) . V o l + I D 2 +IDO 'VALM (11-12)

Y en este caso, la cantidad de potencia procesada una sola vez y la potencia en el capacitor de almacenamiento la definen las ecuaciones (11-1 3 ) y (11-14), respectivamente.

(11-13)

(11-14)

28

Donde los valores de K/ y KZ están expresados por las ecuaciones (11-5) y (11-15), respectivamente.

(11-15)

Al igual que en el caso anterior, para obtener la condición de máxima eficiencia, la potencia que se envía a la salida principal sin ser procesada dos veces puede maximizarse. Sin embargo, debe considerarse que para evitar la presencia de rizo de baja frecuencia en la salida principal el valor máximo permitido de la potencia que se envía directamente a ésta es el 50% de la potencia de salida del convertidor principal.

En el caso de un sistema multisalidas, al igual que cuando se tiene una sola salida, para determinar la condición de máxima eficiencia sólo se considera la energía que se está transfiriendo directamente a la salida principal sin ser procesada dos veces (ecuación 11-7). La comente que fluye hacia la salida principal a través del diodo Dl tiende a disminuir conforme aumenta el número de salidas auxiliares y como consecuencia la constante K, de la ecuación 11-7 tiende hacia un valor unitario, lo cual da como resultado que la tensión en el capacitor de almacenamiento pueda disminuir hasta ser mayor o igual a la tensión de la salida principal. ES

decir, a medida que se aumenta el número de salidas auxiliares, la eficiencia puede mejorarse si se disminuye la tensión en el capacitor de almacenamiento. Si la tensión en el capacitor de almacenamiento se mantiene constante, la eficiencia global también tenderá a permanecer constante aún cuando aumente el número de salidas auxiliares, debido a que la eficiencia se evalúa de manera global.

Asimismo, la eficiencia global del sistema está dada por la ecuación (11-16) y se obtiene de la misma manera que en el caso anterior sólo que ahora considerando la potencia que está siendo enviada directamente a cada salida auxiliar.

a 2 + V A 7J = 7JP . a* +

donde:

(11-16)

(11-17)

En [12] se muestra un esquema con un convertidor Buck-Boost en el módulo auxiliar. Este podría ser sustituido por un convertidor con topología aislada y proveer una alternativa de múltiples salidas. Sin embargo, la potencia enviada a cada salida auxiliar seria procesada dos

29

veces y como consecuencia se tendría una disminución de la eficiencia global del sistema conforme aumentara el número de salidas auxiliares.

Para evaluar la eficiencia teórica del esquema propuesto y compararla con lo que se tendría en [12], se hicieron simulaciones en PSPICE con una salida principal de 48 V, una salida auxiliar de 12 V y una tensión en el capacitor de almacenamiento de 82 V. Para determinar la eficiencia global, ecuación (11-16), se consideró una eficiencia del 80 % tanto en el convertidor principal como en el auxiliar. En las figuras 11-1 1 y 11-12 se muestra la tendencia de la eficiencia y del voltaje en el capacitor de almacenamiento conforme aumenta la potencia total de salida.

I - L i

T I 721 - ' I I

__ . 72 m ai

Potencia de salida, (W)

Figura 11-1 1. Eficiencia en función del número de salidas del esquema propuesto, de [12] y de un esquema típico.

4

72 m La

Potencia de salida, (W)

Figura 11-12. Tendencia del voltaje en el capacitor de almacenamiento para conservar la condición de máxima eficiencia.

La figura Ii-1 1 muestra los valores de eficiencia para tres distintos casos: en el primero sólo se tiene una salida principal de 72W; para el segundo caso se agregó una salida auxiliar de 8W; en el tercer caso se sustituyó la salida de 8W por una de 18W, lo cual equivaldría a tener dos salidas auxiliares de 9W cada una. Como puede observarse en la figura, con el esquema propuesto en [12] se tendría una disminución de la eficiencia conforme aumenta el número de salidas auxiliares, debido a que éstas siempre se alimentan 'con energía que es procesada dos veces. Por el contrario, en el esquema propuesto en este trabajo la eficiencia tiende a mantenerse constante. En la figura también puede verse la eficiencia que se tendría en un esquema típico de dos etapas en cascada.

Asimismo, en la figura 11-12 se muestra que la condición de máxima eficiencia puede obtenerse disminuyendo el voltaje en el capacitor de almacenamiento conforme aumenta el número de salida auxiliares.

En general, para el caso de un esquema multisalidas a partir de 2 salidas hasta n se tienen las expresiones de las ecuaciones (11-18) a la (11-23).

Potencia total de salida del módulo principal:

Potencia procesada una sola vez que se transfiere directamente a las diferentes salidas:

Potencia en el capacitor de almacenamiento:

donde el valor de la constante K, es:

m=2

01-21)

31

La condición de máxima eficiencia para cualquier número de salidas, se determina mediante la ecuación (11-7).

La eficiencia total del sistema es descrita por:

donde el valor de a,, es:

m=2 an = Ki .VAL,

11.4 El convertidor Flyback

En el convertidor Flyback pueden i ntificarse

(Ir-22)

(Ir-23)

IS de operación: transferencia de energía completa (modo de conducción discontinuo, MCD) y transferencia de energía incompleta (modo de conducción continuo, MCC). El modo de operación está determinado por la inductancia magnetizante del transformador, el ciclo de trabajo del interruptor y la comente de salida, figura 11-13,

s mo

Figura 11-13. Modos de operación en el convertidor Flyback: a) Modo de conducción discontinuo (MCD), b) Modo de conducción continuo (MCC).

En el MCD toda la energía que fue almacenada en el devanado primario del transformador,. durante el tiempo de encendido del interruptor, es transferida a la salida durante el tiempo de apagado o periodo de retroceso. En el caso del MCC, una parte de la energía almacenada en el transformador al final del tiempo de encendido permanece en el transformador al comienzo del próximo ciclo de conmutación.

En general, el convertidor Flyback en MCD es usado con mucho mayor frecuencia que en MCC debido principalmente a dos razones. La primera es que en el MCD la inductancia magnetizante del transformador es más pequeña que en el MCC y por lo tanto el convertidor responde más rápidamente ante variaciones tanto en la carga como en la tensión de entrada. La segunda es que debido a que la función de transferencia del convertidor Flyback en MCC tiene un cero en el semiplano derecho, el ancho de banda del lazo de,control es reducido drásticamente.

La figura 11-14 muestra el circuito básico del convertidor Flyback con una sola salida y su principio de operación puede analizarse en dos distintas fases; una fase en la que se lleva a cabo el almacenamiento de energía y otra en la que se realiza la transferencia de esa energía almacenada hacia la carga (fase de retroceso o Flyback).

i f

Figura Ii-14. Circuito básico del convertidor Flyback.

a) Fase de almacenamiento de energía

Cando el interruptor Q está encendido el devanado primario del transformador T actúa como un inductor almacenando energía proporcional a la tensión de entrada y debido a que la polaridad de los devanados primario y secundario son opuestas, no existe transferencia de energía a la carga debido a que el diodo de rectificación D es polarizado inversamente. Durante esta fase, sólo está activo el devanado primario y el transformador puede verse como un simple inductor en serie con la fuente de entrada. Cuando el interruptor Q conduce, la corriente del primano lP se incrementará linealmente a una razón dada por la ecuación (11-24), hasta alcanzar su valor máximo Ip.

33

- dt L,

01-24)

Durante este periodo, la densidad de flujo en el núcleo se incrementará desde un valor residual B,. a su valor pico de trabajo Bw. Las correspondientes formas de onda de comente del primario y cambios en la densidad de flujo se muestran en la figura 11-15,

t

Figura 11-15. Corriente del primario y magnetización durante la fase de almacenamiento de energía (b,,).

b) Fase de transferencia de energía

Cando Q se apaga, la comente del primario deberá decrecer a cero. Sin embargo, esta energía no puede cambiar sin un correspondiente cambio en la densidad de flujo -AB. Como el cambio en la densidad de flujo es ahora con pendiente negativa, la polaridad de las tensiones en los devanados se invierte como consecuencia del colapso del campo magnético (acción de retroceso o Flyback). En este momento, el diodo rectificador D conduce y la comente magnetizante es transferida al secundario.

La corriente del secundario fluye en la misma dirección que la comente original en el primario comenzando con un valor máximo IS hasta regresar a cero durante el periodo de apagado. El valor de IS está dado por la ecuación (11-25).

34

Donde n es la relación de vueltas del transformador e I p la comente del primario al instante del apagado del interruptor.

La forma de onda de corriente en el secundario y el cambio en la densidad de flujo se muestran en la figura 11-16,

t

4

Figura II-16. Corriente del secundario y rnagnetización durante la fase de iransfercncia de energía (LE).

II.4.1 Convertidor Flyback en modo de conducción discontinuo (MCD)

En el apartado anterior se identificaron los dos posibles modos de operación del convertidor Flyback, el MCD y el MCC Asimismo, se describió el principio de operación del convertidor en MCD como dos fases de operación distintas, la fase de almacenamiento de energía y la fase de transferencia de energía En este apartado se hace un análisis detallado en estado estable del convertidor Flyback en MCD y se obtienen las ecuaciones fundamentales de diseño como en [13]

Durante el periodo de encendido, la tensión de entrada es aplicada directamente al devanado primario y la corriente crece linealmente a una razón dada en la ecuación (11-26)

35

dt Lp LP (11-26)

Multiplicando ambos miembros de la ecuación (11-26) por dt e integrando la comente de O a I p y la tensión de O a DTs se obtiene la comente en el devanado primario:

(II-27)

AI final del tiempo de encendido, la comente del primario alcanza un valor pico igual a:

Esta corriente representa una energía almacenada de:

Lp . I ,2 E =

2

(11-28)

(11-29)

donde: E está dado en Joules Lp en Henrios I p en Amperes

Cuando el interruptor es apagado, la corriente en la inductancia magnetizante obliga a invertir las polaridades tanto del devanado primario como del secundario y debido a que la comente en un inductor no puede cambiar instantáneamente, la comente del primario es transferida al secundario con una amplitud igual a:

I, = I p .[?) (11-30)

Bajo estas condiciones, el diodo de rectificación a la salida es polarizado directamente y la comente del secundario fluye hacia el capacitor de salida decreciendo linealmente hasta cero a una razón de:

36

di s - Vo dt L, (u-31)

donde V, es la tensión de salida y 1,s la inductancia del devanado secundario. Debido a que una cantidad de energía E en Joules enviada en un tiempo T, en segundos

representa potencia de entrada en Watts, la potencia demandada de la entrada en un periodo de conmutación es:

Sustituyendo la ecuación (11-28) en la (11-32) tenemos:

01-32)

(11-33)

Como puede observarse en la ecuación (11-33), el lazo de retroalimentación mantiene constante la tensión de salida manteniendo el producto V n T , constante.

a) Cálculo de la tensión de salida

Para determinar la relación que guarda la tensión de salida con la tensión de entrada, el tiempo de encendido y la carga, podemos relacionar la potencia de salida, ecuación (11-34), con la potencia de entrada, asumiendo una eficiencia de aproximadamente el 80%. Bajo estas condiciones y considerando una tensión de entrada mínima .'y un ciclo de trabajo máximo, la potencia de entrada será igual a 1.25 veces la potencia de salida, ecuación (11-35).

VO Po =- RO

(n-34)

Pin = i.25.P0 (u-35)

Sustituyendo las ecuaciones (11-33) y (11-34) en la ecuación (11-35) tenemos:

1.25.vo2 - - (Vinmin 'Tonmm RO 2 .T , .LP

Despejando Vo de la ecuación (11-36) tenemos:

2.5 , T, '. L, Vo = Vin nzin . Ton r i t a (11-37)

De la ecuación (11-37) se concluye que el lazo de retroalimentación regula la tensión de salida decrementando To, conforme VcD o R, aumentan, o bien incrementándolo conforme VCD o R, disminuyen.

b) Esfuerzos en tertsión en el interruptor

Despreciando el sobretiro causado por la inductancia de dispersión y considerando una caída de 1 Volt en el diodo de salida, el esfuerzo máximo en tensión a través del interruptor durante el apagado será igual a la suma de la tensión máxima de entrada y la tensión del devanado secundario reflejada al primario, como lo muestra la ecuación 11-38,

Donde n es igual a la relación de transformación en el transformador y está dada por:

La relación de transformación se selecciona dependiendo de las especificaciones de operación del interruptor, procurando que la tensión máxima en el mismo sea lo suficientemente baja para que el pico de tensión causado por la inductancia de dispersión sumado a la tensión máxima en el interruptor, no supere las condiciones máximas de operación del dispositivo.

e) Tiempo de encendido máximo

Para asegurar que el núcleo no se sature, la excursión de flujo magnético no debe exceder por amba o por debajo de su lazo de histéresis (figura 11-16), Para ello, el producto volt-segundo durante la fase de almacenamiento (Al en la figura 11-17) deberá ser igual al producto volt- segundo durante la fase de transferencia (A2 en la figura 11-17), como se establece en la ecuación (11-40) en la cual se considera que la caída tanto en el interruptor Ql como en el diodo rectifícador es de 1 Volt.

(Vhnljn -iV).T0,,, =n. (V0 +IV).T, (11-40)

Donde 7, es el tiempo requerido para que la corriente del secundario regrese a cero Para asegurar que el circuito opere en MCD es necesario que, como se muestra en la

figura 11-17, exista un tiempo muerto ( 7 d ) para que el tiempo de encendido máximo (To,,), el cual ocurre cuando el voltaje de entrada es mínimo, sumado con el tiempo de la fase de retroceso (Tr) sea aproximadamente sólo el 80% de un periodo de conmutación completo Esto permite un margen de 0.27; previniendo algún decremento en R,, lo cual de acuerdo a la ecuación (11-37) puede provocar que el lazo de retroalimentación incremente To, para mantener V, constante

I1

IP t

Figura 11-17. Forinas de onda de corriente en cl priinario y secundario y balance de energía en MCD.

Es importante asegurar el MCD ya que si el amplificador de error se diseñó para mantener el lazo estable en MCD y el circuito entra momentáneamente a MCC, éste tenderá a oscilar Por lo tanto, para asegurar que el convertidor permanezca en MCD, el máximo tiempo de encendido queda establecido como

O bien,

39

Sustituyendo la ecuación (11-42) en la ecuación (11-40), podemos determinar el máximo tiempo de encendido considerando un tiempo muerto (TD) del 20% del periodo de conmutación.

- 0.8.T, .n.(V, +1V) (U-43) -

(VI" >nil1 - 1v)+ n ' (vo + 1v) Ton inax

d) Inductancia del primario

La inductancia del devanado primario puede hallarse despejando L p de la ecuación (II- 36).

O bien.

(11-44)

(11-45)

e) Esfuerzos en corriente en el inierruptor

La corriente pico maxima en el interruptor es proporcional a la tensión de entrada y al tiempo de encendido. Esto es:

(11-46)

El valor rms de la comente del primario es igual al valor de CD durante el tiempo de encendido:

(11-47)

La comente rms en el diodo del secundario, expresada por la ecuación (11-48), es una onda triangular con un valor pico dado por la ecuación (11-30) y con duración Tr.

40

11.4.2 Convertidor Flyback como corrector del factor de potencia

Debido al incremento en los requerimientos de la calidad de la corriente de línea, ha incrementado el interés en el uso de fuentes de rectificación conmutadas CNCD con corrección del factor de potencia (CFP). Para tal propósito, se han "empleado una amplia variedad de topologías de circuitos y métodos de control. Sin embargo, las topologías más comúnmente usadas son los convertidores Boost y Flyback.

El convertidor Boost puede manejar potencias de salidas grandes y la corriente de entrada es continua y tiene menos armónicos de conmutación comparado con el convertidor Flyback. Sin embargo, las limitaciones del convertidor Boost son que no tiene aislamiento galvánico y protección contra sobrecorriente originada por algún corto circuito o en el arranque. Además, la tensión de salida del convertidor Roost es mayor que la tensión pico de entrada.

Para aplicaciones de CFP, el convertidor Flyback es más atractivo que el convertidor Boosf debido a su simplicidad y flexibilidad. Con la topología Flyback se resuelven los problemas de falta de aislamiento galvánico y protección contra corto circuito. También, la tensión de línea no es necesariamente menor que la tensiód'de salida como es el caso en un convertidor Boost. Sin embargo, la limitación principal del convertidor Flyback es el bajo nivel de potencia que puede manejar, que usualmente no excede los 500 W para un solo módulo.

El convertidor Fhback operando en MCC puede alcanzar un alto factor de potencia pero es necesario el uso de técnicas de control por modo corriente, las cuales regulan la corriente de entrada para que sea proporcional a la tensión de línea, tales como el control de carga, etc. [14,15]. Sin embargo, también puede conseguirse un alto factor de potencia operando el

'' convertidor Flyback en MCD con un circuito de control muy simple como lo es el control por seguidor de tensión.

En [I61 se demuestra que el convertidor Flyback en MCD operando con ciclo de trabajo constante durante un semiciclo de línea puede operar como un resistor libre de pérdidas ya que se presenta como una carga resistiva a la red de alimentación. Bajo estas condiciones, la forma de onda de corriente de entrada tiende a seguir a la de tensión y estando en fase dan como resultado un factor de potencia idealmente unitario. Las ecuaciones derivadas de este análisis se muestran a continuación.

Como se mostró anteriormente, la corriente del primario crece linealmente hasta alcanzar un valor pico, I,,@, igual a:

1

y como la tensión de entrada puede representarse de la siguiente manera:

V,,(t) = vpk .Sen(&) (11-50)

Podemos obtener la corriente de entrada sustituyendo la ecuación (11-50) en la (11-49):

vpk . Sen( WI) D Ts ip(t) =

LP (11-51)

Para determinar la comente promedio de entrada se integra ip(t) en un periodo de conmutación:

1 Ts Iavg(t)=-. Ts o JI,(t).dt (11-52)

Por tanto, la corriente promedio de entrada queda determinada por:

vpk . Sen(&). D~ . T, 2.Lp

I a v g ( 4 = (11-53)

O bien, la ecuación (11-53) puede rescribirse en función de la inductancia del secundario como:

Si definimos a la resistencia efectiva que presenta el convertidor como:

2 2.n .L, Re = D~ .T,

entonces la corriente promedio de entrada puede escribirse como:

(11-54)

(11-55)

(11-56)

de donde se observa que el promedio o componente de baja frecuencia de la corriente de entrada obedece a la ley de Ohm ya que la resistencia efectiva es controlable mediante la variación del ciclo de trabajo del convertidor.

a) Balance depotencia: rectificador ideal

La potencia promedio que fluye al puerto de entrada de un convertidor operando como un resistor libre de pérdidas está dada por la ecuación (11-57).

Esta potencia es transmitida a la carga, que en el caso de una carga resistiva R, la potencia de salida es:

2 Vu rms Po =

RU (KL-58)

Como en este caso el convertidor se comporta como un resistor libre de pérdidas, podemos igualar las ecuaciones (11-57) y (11-58) teniendo como resultado:

Sustituyendo en la ecuación (11-59) el valor de R, dado por la ecuación (11-55) podemos hallar el valor de la tensión de salida:

Donde el valor de K está dado por:

(U-60)

43

Para mantener una comente de entrada senoidal, el convertidor debe operar en MCD durante un semiciclo de línea. Como se aprecia en la figura 11-17, la comente del inductor del secundario cae a cero antes del final del periodo de conmutación. Esto pude expresarse como:

D, <1- D 01-62)

Donde:

(11-63)

Sustituyendo la ecuación (11-63) en la (11-62) y despejando D tenemos que para un periodo de conmutación, el convertidor opera en MCD dado que:

(11-64)

Considerando que el ciclo de trabajo, la tensión de salida y la relación del número de vueltas n son constantes, entonces el convertidor siempre operará en MCD y el ciclo de trabajo será:

1 D < (liz) (11-65)

De la solución en estado estable, ecuación (11-60), podemos determinar el ciclo de trabajo que produce la tensión de salida deseada para una tensión pico de entrada dada:

(11-66)

Igualando las ecuaciones (11-65) y (11-66) y solucionando para K y Ls tenemos:

(11-67)

44

El peor caso ocurre con la resistencia de carga mínima R, ,¡, (máxima potencia de salida) y mínima tensión de línea V,, Por lo tanto, la inductancia referida al secundario es:

La corriente ims en el transistor, la cual es mayor con tensión de entrada mínima y potencia de salida máxima, está dada por la ecuación (11-70).

Ih inns = vpk 2 min . D . T s - E n .L s

Y la tensión de bloqueo en el interruptor es:

VInt max = ' v o + Vpk max (n-71)

Las corrientes pico y ims en el diodo rectificador están dadas por las ecuaciones (II-72) y (11-73), respectivamente, y son mayores a máxima corriente de salida.

vpk min ' ' Ts I D p k =

n . L ,

2 0.75 , " o . Ts = -.(2.K) 3 LS

Y la tensión de bloqueo en el diodo es:

Vpk mar n VD.,, vo

(U-73)

W-74)

45

11.5 Teoría de control y análisis de estabilidad

Todo sistema de alimentación conmutado cuenta con una etapa de control encargada de controlar las variaciones en el ciclo de trabajo del interruptor con la finalidad de mantener una rápida regulación de la tensión de salida ante variaciones en la carga o en la linea. Para ello, es importante considerar un amplio ancho de banda en el lazo de retroalimentación con un margen de ganancia y de fase adecuados.

Cualquier regulador conmutado puede tratarse como un sistema de control en lazo cerrado como el diagrama a bloques que se muestra en la figura 11-18, en el cual la señal de salida es retroalimentada y comparada con la entrada. Una señal de referencia R(s) es comparada con la señal de retroalimentación B(s) en el punto de suma, dando como resultado una señal de error E(s) que entra al bloque G(s) para finalmente obtener una salida C(s).

Figura 11-18. Diagrama a bloques de un sistema de control en lazo cerrado

A partir de la figura 11-18 podemos encontrar la función de transferencia en lazo cerrado.

C(S) = G(s). E(s)

B(s) = H(s). C(S)

(11-75)

(11-76)

E(s) = R(s) - B(s) (11-77)

Sustituyendo la ecuación (11-76) en la (11-77), tenemos:

E(s) = R(s) -H(s).C(s) (11-78)

Y ahora sustituyendo la ecuación (11-78) en la (11-75), se tiene:

46

C(S) = G(s) . R(s) - (3s). H(s) ,C(S) w-7-79)

Factorizado C(s), podemos obtener la función de transferencia a lazo cerrado.

El término G(s) es la ganancia a lazo abierto, mientras que el término G(s)H(s) es llamada la función de transferencia a lazo abierto.

La solución de la ecuación característica, ecuación (11-SI), da una visualización acerca de la estabilidad del sistema ya que proporciona la ubicación de los polos de la función de transferencia a lazo cerrado, los cuales caracterizan la respuesta del sistema.

1 + (3s). H(s) = o (rr--81)

El análisis de estabilidad tiene como objetivo asegurar que la ganancia a lazo cerrado cruce la región de ganancia unitaria (O dB) con una pendiente de -20 dB por década. Así también, debe asegurar que el sistema sea estable haciendo que en ese mismo punto el cambio de fase sea menor a 360". La magnitud de ganancia que está por debajo de la ganancia unitaria cuando el corrimiento de fase total es 360' es llamada margen de ganancia, mientras que el margen de fase es la diferencia entre el corrimiento de fase actual y 360' cuando la ganancia del lazo es unitaria como se muestra en la figura 11-19,

En la figura 11-20 se muestra un sistema a lazo cerrado de una fuente de alimentación conmutada. El lazo de retroalimentación se compone de dos bloques típicos: el modulador, donde se lleva a cabo el procesamiento de potencia y el amplificador de error, donde se realiza la compensación de la función de transferencia del sistema.

Para asegurar que un sistema de alimentación conmutado sea estable, el lazo de retroalimentación debe optimizarse. El primer paso es determinar la función de transferencia. control-salida del modulador y graficar su diagrama de Bode. :,El siguiente paso es determinar la frecuencia de cruce a ganancia unitaria y el margen de fase deseados. El paso final consiste en compensar el lazo de retroalimentación o amplificador de error de manera que su ganancia sea igual al recíproco de la ganancia control-salida del modulador a la frecuencia deseada.

La frecuencia de transición o frecuencia de cruce a ganancia unitaria debe escogerse en función del ancho de banda deseado; sin embargo, una fuente de alimentación conmutada tendrá una buena respuesta dinámica con un ancho de banda de alrededor de un quinto de la frecuencia de conmutación. El margen de fase deseado deberá ser de al menos 30" o mejor. Las fuentes de alimentación conmutadas con un margen de fase de 60" tendrán también una buena respuesta dinámica.

t u PuntLde tansición a ganancia unitaria

f Margen de ganancia = l/a

1 ............................

Margen de Fase

1 Frecuencia de transición a ganancia unitaria

4- f

Figura 11-19. Margen de fase y de ganancia de un sistema de alimentación rehoalimentado. El desplazamiento de fase está en términos de 180" debido a que la retroalimentación de CD es negativa.

Modulador

v,,, Amplificador ................................................

Figura 11-20. Sistema tipico de alimentación conmutado a lazo cerrado, mostrando el modulador y el amplificador de error.

Para lograr una estabilidad global del sistema y un margen de fase adecuado, la ganancia del amplificador de error combinada con la ganancia del modulador deberá producir una ganancia global que cruce con una pendiente de -20 dB por década la línea de ganancia unitaria (O dB) a la misma frecuencia de transición deseada. La pendiente de -20 dB por década introduce un retrazo de fase de 90", el cual combinado con el commiento de fase de 180" ya existente debido al amplificador inversor (amplificador de error), da un total de retrazo de fase de 270". Debido a que faltan 90" para obtener los 360°, el margen de fase es de 90".

De la misma manera, una pendiente de 4 0 dB por década introduce un retrazo de fase de -180" y una pendiente de 4 0 dB por década introduce un retrazo de fase de -270". Por consiguiente, es obvio que un sistema en lazo cerrado con una pendiente de 4 0 dB por década en el cruce de la frecuencia a ganancia unitaria no tiene margen de fase debido a que el corrimiento de fase total es de 360" mientras que un sistema con pendiente de -60 dB por década oscilará como consecuencia de que el commiento de fase total excede los 360".

ASPECTOS CRITICOS DE DISENO: ETAPA DE POTENCIA

111.1 Introducción

En este capítulo se tratan los aspectos críticos de diseño del S A I en CD propuesto considerando un prototipo con potencia de salida de 100 W.

Debido a que uno de los objetivos es conseguir un alto factor de potencia y un bajo contenido armónico, primeramente se hace una revisión de la norma internacional LEC 1000-3-2 (EN 61000-3-2) la cual especifica los valores máximos de las comentes armónicas inyectadas a la línea del suministro eléctrico por un equipo electrónico.

En este apartado se presenta el desarrollo para el diseño de las etapas de potencia del convertidor principal, el convertidor auxiliar y el cargador de baterías. Asimismo, se especifican los dispositivos elegidos para la etapa de potencia de cada convertidor.

111.2 Especificaciones del SA1 en CD propuesto

Para verificar el funcionamiento del SAI en CD propuesto se diseñó un prototipo experimental con las siguientes especificaciones:

Voltaje de la salida principal: Voltaje de la salida auxiliar: Potencia del cargador de baterías: Potencia total de salida: Rango del voltaje de entrada: Voltaje de batería: Regulación del voltaje de la salida principal: Frecuencia de operación del convertidor principal: Frecuencia de operación del convertidor auxiliar: Frecuencia de operación del cargador de baterías:

45 V @ 72 W 12 V @ 18 W low 100 w 90 - 130 VIIIIS 45 V (4 x 12V @ 1.2 AHr) 1 YO de Vo 100 m z 100 kH2 100 kHz

En el prototipo experimental se ha considerado una salida principal y una auxiliar así como un rango de tensión de entrada amplio para que el prototipo tenga una buena regulación ante cualquier variación en la línea de alimentación. Para el caso en que la tensión en la línea de alimentación sea baja, deberán considerarse los esfuerzos en comente máximos de los dispositivos de potencia y cuando la tensión en la línea sea alta deberán considerarse los esfuerzos máximos en tensión de los mismos.

Con la finalidad de obtener un prototipo de alta integración de potencia, se propone una frecuencia de conmutación de 100 kHz para los tres convertidores; el convertidor principal, el auxiliar y el cargador de baterías. Es decir, se pretende obtener el prototipo a la potencia de salida deseada con el menor tamaño posible.

La tensión de las baterías se obtiene con un banco de 4 baterías de 12 V con capacidad de 1.2 AHr y se han designado 10 W para proporcionar la corriente de carga a las baterías.

Uno de los aspectos importantes a considerar en el prototipo es la calidad de la comente que demanda de la línea de alimentación. Para ello, se tomarán como referencia los valores máximos de los armónicos de comente inyectados a la línea de alimentación por un equipo electrónico especificados por alguna norma internacional como lo es la norma europea IEC 1000- 3-2.

52

,.:,..i .~

111.3 Norma internacional IEC 1000-3-2

El término de “calidad de la energía (power qualify)” ha llegado a convertirse en un tema de interés en años recientes. Este interés ha crecido con el advenimiento de la tendencia positiva de la industria para mejorar la eficiencia eléctrica adecuadamente, debido a la proliferación de los equipos electrónicos en ambientes domésticos y comerciales. La misma tecnología que permite un uso más eficiente de la energía eléctrica, como lo es la tecnología de conversión de potencia en modo conmutado, puede representar también un impacto negativo en la calidad de la energía. Las fuentes de alimentación conmutadas demandan altas corrientes armónicas de la línea del suministro eléctrico, lo cual causa una variedad de efectos indeseables en los sistemas de distribución de potencia. Esto ocasiona que los sistemas de distribución sean ineficientes debiendo soportar la carga de comentes excesivas que circulan por las líneas de transmisión hacia las cargas conectadas a la línea.

La calidad de la corriente de la línea de alimentación también puede deteriorarse debido a las fluctuaciones de voltaje causadas por dispositivos tales como balastros electrónicos y dispositivos para control de intensidad luminosa. La entrada de CA controlada por fase de estos dispositivos puede causar grandes cambios de corriente rms en la línea de alimentación, lo cual se ve reflejado en una desviación sustancial del voltaje rms. La amplitud y frecuencia de estas desviaciones pueden causar que las lámparas incandescentes parpadeen, lo cual es molesto a la vista humana.

Las consecuencias de estos fenómenos en la línea de alimentación han ocasionado que las comisiones reglamentarias internacionales actualicen los requerimientos de las normas o estándares e implementen reglamentaciones para equipos eléctricos y electrónicos. La Unión Europea considera estas consecuencias lo suficientemente graves para exigir cumplir con las normas de emisiones armónicas. Estas normas, posiblemente más conocidas por sus versiones pasadas como IEC 555-2 y 555-3 (EN 60555 parte 2 y 3), recientemente fueron revisadas y publicadas como las normas iEC 1000-3-2 y 1000-3-3 (EN 61000-3-2 y 61000-3-3). La primera establece los límites de las emisiones de armónicos de corriente en la línea de alimentación y la segunda las fluctuaciones de voltaje y parpadeo. En Estados Unidos los límites de los armónicos de corriente son regulados por la norma ANSI 519. Esta norma es adoptada de las recomendaciones de la norma IEEE 519, la cual define los límites de los armónicos inyectados a la línea de alimentación en un punto común de acoplamiento (PCC) y no aplica para equipos individuales.

Cumplir con las normas asegura que el equipo no generará corrientes armónicas a niveles que causen degradación inaceptable en la línea de alimentación. Esto contribuye directamente a reunir los niveles de compatibilidad electromagnética establecidos en otros estándares EMC (Electromagnetic Compatibility) tales como el IEC 1000-2-2, el cual define los niveles de

53 -.

compatibilidad para perturbaciones conducidas de baja frecuencia en sistemas de alimentación de bajo voltaje.

La norma IEC 1000-3-2 especifica los límites de las corrientes armónicas generadas por un equipo conectado al sistema de alimentación. Los límites especificados son aplicables a sistemas de distribución con voltaje de entrada nominal de 230 V (monofásicos) y 400 V (tnfásicos) a 50 o 60 Hz, y para todos los equipos eléctricos y electrónicos con valores de corriente de hasta 16 A por fase. Los armónicos de interés en esta norma son del 2" al 40°, [17].

La norma clasifica a los equipos electrónicos conectados a la línea de alimentación en cuatro clases: clase A, clase B, clase C y clase D. En la figura 111-1 se muestra el diagrama de flujo para clasificar a los equipos incluyendo la forma de onda para la clasificación de los equipos clase D

. . . . . . . . . . . . . .

Forma de onda poro 1. clase 0

Figura iiI-1. Clasificación de los equipos electrónicos de acuerdo a la noma iEC 1000-3-2.

La clase A incluye a los equipos que trabajan con consumos balanceados de línea tnfásica y accionadores de motores eléctricos. Además pertenecen a esta clase todos los otros equipos excepto los que están establecidos en una de las tres clases restantes. Para los equipos de esta clase, los límites de los armónicos de la corriente de entrada no deberán exceder los valores absolutos dados en la tabla In-1.

54

Tabla Il l- I . Límites de la norma IEC 1000-3-2 para los equipos clase A .

8 < n < 4 0

En la clase B se incluyen los equipos portátiles. Los armónicos de la corriente de entrada de los equipos de esta clase no deberán exceder los valores máximos permisibles dados en la tabla III-1 multiplicados por un factor de 1.5.

La clase C abarca los equipos de iluminación, incluyendo dispositivos para control de iluminación (dimming). Los límites de las corrientes armónicas de los equipos de esta clase no deberán exceder los límites relativos dados en la tabla 111-2.

Tabla III-2. Límites de la norma IEC 1000-3-2para los equipos clase C

como un porcentaje de la corriente de entrada

I 9 5

3

-- 11 r* i. cs el factor dc pocciicia del circuilo - I-.

55

La clase D incluye a los equipos que tienen una corriente de entrada con “forma de onda especial (no senoidal)”. La mayoría de los equipos electrónicos que presentan en su etapa de entrada un puente rectificador y un filtro capacitivo pertenecen a esta clase. Los límites de las corrientes armónicas para los equipos de la clase D están definidos de acuerdo a la condición de carga y no deberán exceder los valores derivados de la tabla 111-3, los cuales son válidos para todas las aplicaciones que tengan una potencia de entrada activa > 75 W. Estos límites no aplican para los equipos con una potencia de entrada activa 5 75 W.

Tabla 111-3. Límites de la norma IEC 1000-3-2 para los equipos clase D.

Corriente armónica máxima Corriente armónica permisible por Watt máxima permisible

111.4 Diseño de la etapa de potencia del convertidor auxiliar

La etapa de potencia del SAI en CD propuesto la componen el módulo principal, el módulo auxiliar y el cargador de baterías, los cuales serán revisados de manera independiente.

Dado que para el cálculo del convertidor principal se debe establecer una tensión de salida igual a la tensión de la salida principal más la del capacitor de almacenamiento, primeramente deberán hacerse los cálculos del convertidor auxiliar para determinar la relación de transformación en el transformador. Esto nos permitirá prevenir la cantidad de corriente que será transferida directamente a la salida principal sin ser procesada dos veces y en base a ello proponer una tensión en el capacitor de almacenamiento.

El convertidor seleccionado para el módulo auxiliar es un convertidor Flyback operando en MCD y tiene la capacidad de proveer un esquema multisalidas. Este convertidor toma energía necesaria del capacitor C- y la envía a la carga para proveer la rápida regulación de la tensión de salida. Este módulo lo componen (32, Lpo,, Ls,,], Ls,,z, D I, D2, CI y CZ mostrados en la figura 111-2.

Figura IU-2. Módulo auxiliar: convertidor Flyback operando en MCD

El convertidor auxiliar debe diseñarse para enviar la potencia requerida tanto por la salida principal como por la auxiliar. También, debe considerarse una tensión de entrada mínima igual a la tensión mínima en las baterías.

En la sección 11.4.1 se analizó el convertidor Flyback operando en MCD y se determinaron las ecuaciones fundamentales para el diseño del mismo, las cuales son retomadas en este capítulo.

m.4.1 Diseño del transformador

Considerando una tensión mínima en las baterías de 43.5 Volts, correspondiente a una tensión del 10 % por debajo de la tensión nominal, el tiempo de encendido máximo para una relación de transformación unitaria (na=l), calculado a partir de la ecuación (11-43), es igual a:

= 4 . 2 8 ~ ~ - 0.8.10 us. 1 , (48V + 1V) - ( 4 3 3 -1v)+ 1. (48V + 1v)

El valor del inductor del devanado primario dependerá de la tensión de entrada mínima y del tiempo de encendido máximo, considerando la máxima potencia de salida. A partir de la ecuación (a-45) tenemos:

57

Dado que la relación de transformación n se expresa de la siguiente manera: -

el valor del inductor del devanado secundario correspondiente a la salida principal es igual a:

iíI.4.2 Esfuerzos en los dispositivos de potencia

La corriente pico máxima en el interruptor es proporcional a la tensión de entrada mínima y al tiempo de encendido máximo. De la ecuación (11-46) se tiene:

43.5v. 4.28 us = 2, o7 A - VBat min ' Ton mmr = 15.44uH IQ2pk -

LPaUX m-5)

La corriente ims en el interruptor es igual al valor de CD durante el tiempo de encendido y se obtiene a partir de (11-47):

La comente pico en el diodo de salida puede determinarse a partir de la ecuación (11-30):

m-7) I,, pk no . IQZpk = 1 ' 12.07A = 12.07 A

La corriente rms en el diodo de salida se obtiene a partir de la ecuación (11-48) y tiene un valor igual a:

58

La tensión máxima en el interruptor está determinada por la tensión de salida y la tensión de entrada máxima (VALM,,,~). Suponiendo una tensión en el capacitor de almacenamiento del doble de la tensión de salida, la máxima tensión de bloqueo en el interruptor corresponde a:

Asimismo, la máxima tensión de bloqueo en el diodo es:

VDIrnm =(vo l +1v)+ VALMmm na

96V 1

= (48v+lv)+- = 145 v

III.4.3 Salida auxiliar

Para la salida auxiliar, primeramente deberá determinarse la relación de transformación que nos permita obtener la tensión de salida deseada. En este caso, consideraremos una tensión de salida de 14 Volts:

= 3.26 - n,.(Vol +1V) - - 1.(48V+lV) (v02 + iv) 14V + 1V naux -

Dada la relación de transformación para la salida auxiliar, el inductor del devanado de la salida auxiliar es igual a:

Si consideramos que la corriente del primario reflejada en el diodo de la salida auxiliar corresponde sólo a una potencia de 18 W (20 % de la potencia total), podemos determinar la comente pico y rms en el diodo de la salida auxiliar como:

0.2 = 3.26.12.07A. 0.2 = 7.88 A ID2pk = ’ IQ2 pk .

5 9

En la tabla 111-4 se muestran los cálculos considerando diferentes relaciones de transformación.

Tabla 111-4. Cálculos para el convertidor auxiliar con dqerentes relaciones de transformación

En la tabla 111-4 se puede observar que conforme aumenta la relación de transformación, el valor de la inductancia del devanado de la salida auxiliar ( L s a u ~ ) disminuye hasta ser inferior a 1 uH. Esto puede llegar a complicar el diseño magnético debido principalmente al tan reducido número de vueltas que requerirá este devanado. Por lo tanto, para este caso se seleccionó una relación de transformación de n,=l.

III.4.4 Capacitores de salida

El capacitor de salida debe atenuar la componente de baja frecuencia. Considerando en la salida principal una potencia de 72 W, un ciclo de trabajo del 28 % y un rizo en el voltaje de salida del 2.5 YO de Vo, podemos calcular el valor del capacitor de salida como en [18] mediante la ecuación (III-15), en donde Po corresponde a la potencia de salida, D al ciclo de trabajo, f e s igual al doble de la frecuencia de línea, AVO corresponde al rizo del voltaje de salida y Vo al voltaje de salida.

72W. 0.28 = 464 UF - -

2 . n .120Hz.(0.025.48V). 48V

Podemos considerar un rizo en la salida del 2.5 % de Vo debid qu el 50 % de la energía es procesada dos veces y por lo tanto filtrada dos veces.

@I-15)

%proximad? ente _ _

De acuerdo al valor del capacitor calculado por la ecuación (111-1 5), se seleccionaron dos capacitores en paralelo de 220 UF con tensión de 63 Volts para la salida principal.

60

El rizo de baja frecuencia en la salida auxiliar depende del capacitor de salida, C2.

Considerando un rizo del 5 YO de la tensión de la salida auxiliar, el valor del capacitor calculado por medio de la ecuación (In-15) es de 682 uF. Por consiguiente, para la salida auxiliar se seleccionaron tres capacitores en paralelo de 220 uF a 25 Volts.

En la tabla III-5 se resumen los valores calculados para el convertidor auxiliar así como los dispositivos de potencia seleccionados.

Tabla Ill-5. Valores calculados y dispositivos de potencia seleccionados para el convertidor auxiliar.

Para el interruptor de potencia del convertidor auxiliar ((32) se escogió un MOSFET IRFP254 debido principalmente a su voltaje de ruptura de 250 V y a su baja resistencia de encendido de 0.14 a. Los diodos HFA15TB60 para DI y D2 se escogieron principalmente debido a su característica de recuperación rápida.

111.5 Diseño de la etapa de potencia del convertidor principal

El convertidor principal es un pre-regulador corrector del factor de potencia formado por un convertidor Fbback operando en MCD que es visto por la línea como una carga resistiva como se explicó en la sección 11.4.2. Este convertidor se encuentra conectado directamente a la línea a través de un puente de diodos y está formado por Lp, Ls, Qi, Do y la asociación en serie de los capacitores C, y C- mostrados en la figura 111-3.

Vi"

Figura III-3. Módulo principal: pre-regulador Flyback.

61

m.5.1 Diseño del transformador

La tensión de salida de este convertidor corresponde a la suma de la tensión de la salida principal y la tensión en el capacitor de almacenamiento.

Para evitar la presencia del rizo de baja frecuencia en la salida principal, la tensión en el capacitor de almacenamiento deberá obedecer a la condición de diseño establecida en el capítulo LI. En la sección 11.3 se hizo el análisis de transferencia de energía y eficiencia y se llegó a la condición establecida por la ecuación (II-6), en la cual se expresa que la tensión en el capacitor de almacenamiento es mayor o igual a la tensión de la salida principal dividida entre un factor KJ, ecuaciones (111-16) y (III-17):

K1= IDO

IDO +]Dl

On-16)

m-17)

Las corrientes fD# e fDl corresponden a las comentes que circulan por los diodos Do y D,, respectivamente, como se muestra en la figura 111-4.

n.1 I

Figura ilI-4. Flujo de potencia hacia la salida principal procesada por el módulo principal

Mediante simulaciones en PSPICE se comprueba que para una relación de transformación unitaria en el convertidor auxiliar, la comente ZDJ corresponde aproximadamente al 70 % de fD#. Por lo tanto, la tensión en el capacitor de almacenamiento puede determinarse mediante:

m-18) V ~ M >1.7.VO, >1.7.48V>81.6V

De la condición anterior se propone una tensión en el capacitor de almacenamiento de 92 V. Dado que la tensión de salida de este convertidor corresponde a la suma de la tensión de la salida principal y la tensión en el capacitor de almacenamiento, se tiene:

@I-19) v o = vol +VKM = 4 8 v + 9 2 v = 140 v

Para una relación de transformación unitaria (np=l), una tensión de entrada mínima de 90 Vrms y una tensión de salida de 140 V a potencia de salida máxima, el valor de la inductancia crítica referida al secundario, calculada de la ecuación (11-69) es igual a:

=111.1uH - 140V2 . l o us -

Para asegurar el MCD ante cambios en la carga y en la tensión de entrada, podemos escoger un valor de inductancia referida al secundario igual al 75 % de la inductancia crítica calculada; esto es:

Por tanto, la inductancia del devanado primario será igual a:

Lp = n p 2 . L s =12.83.3uH=83.3uH on-22)

El ciclo de trabajo máximo ocurre cuando la tensión de entrada es mínima y la potencia de salida máxima. Este puede determinarse a partir de la ecuación (11-66):

on-23)

63

IiI.5.2 Esfuerzos en los dispositivos de potencia

Los esfuerzos en corriente son máximos a tensión de entrada mínima y potencia de salida máxima. En estas condiciones, la corriente pico en el diodo de salida, calculada de la ecuación (11-72), es igual a:

m-24) = 6.92A vpk min 'D'Ts - f i .9OV.O.4536 .10~~ -

1 . 8 3 . 3 ~ H IDOpk = np . L s

La corriente rms puede hallarse a partir de la ecuación (11-73):

14ov.1ous 1 & = 1.67 A 83.3 uH

=-.( 2 4.1OOW.83.3~H 3 14ov*.1ous

La corriente pico en el interruptor es igual a:

IDOpk 6.92A __ = 6.92 A IQlpk = __ - - 1 nP

m-25)

La corriente rms en el interruptor, calculada de la ecuación (II-70), es igual a:

La máxima tensión de bloqueo en el interruptor puede hallarse a partir de la ecuación (II-71):

@I-28) VQlmar = n p ' V , +Vpkmar =1.14OV+183.84V=323.84V

La máxima tensión en el diodo, calculada a partir de la ecuación (II-74), es igual a:

vpk m m 183.84V = 140V + =323.84 V

1 VDOmar =vo + nP

(In-29)

La tabla Iíi-6 muestra los valores de inductancia del devanado primario y secundario así como los esfuerzos en tensión y en corriente de los semiconductores de potencia para diferentes relaciones de transformación.

De los valores en la tabla 111-6 se concluye que la relación de transformación más adecuada es n,=l. Con esta relación de transformación no se requiere de un interruptor con especificaciones de tensión supenor a los 500 V, lo cual deja un margen para el posible sobretiro de tensión en el interruptor debido al efecto de la inductancia de dispersión.

Tabla 111-6. Cálculos para el convertidor principal con diferentes relaciones de transformación

III.5.3 Capacitor de salida

Considerando una potencia de salida de 100 W, un ciclo de trabajo del 50 '70 y un rizo en el voltaje de salida del 1.5 % de Vo, el valor del capacitor de salida puede calcularse mediante:

= 225 UF lOOW.O.5 - - 2 . z. 120Hz. (0.015.140V).140V

w-30)

El capacitor de salida visto por el convertidor principal corresponde a la asociación en serie de los capacitores C, y C-. Como el valor del capacitor C, ya fue previamente calculado, sólo resta determinar el valor del capacitor C- de tal manera que la capacitancia equivalente sea igual a 225 uF.

Cl.Ceq - 440uF.225uF =460uF

C , - C,, -

4 4 0 ~ F - 225 UF CALM = @I-31)

De acuerdo al valor calculado para el capacitor de almacenamiento, se seleccionaron dos capacitores en paralelo de 220 UF con tensión de 100 V.

65

En la tabla III-7 se resumen los valores calculados para este convertidor así como los dispositivos de potencia seleccionados.

Tabla 111-7. Valores calculados y dispositivos de potencia seleccionados para el convertidor principal.

Se escogió un MOSFET IFWP460 para el interruptor del convertidor principal (Q,) debido principalmente a su voltaje de ruptura de 500 V y a su baja resistencia de encendido de 0.27 !2, la cual es muy inferior comparada con la de 0.85 Cl del IRF840. El diodo HFAl5TB60 para DI se escogió principalmente debido a su característica de recuperación rápida.

Una vez calculados tanto el convertidor principal como el auxiliar podemos determinar, mediante simulaciones en PSPICE y mediante la ecuación 11-11, la cantidad de potencia que está siendo transferida directamente a las salidas sin ser procesada dos veces. En este caso, ésta corresponde al 50.05 % de la potencia de salida total, de los cuales el 34.57 % pertenece a la salida principal y el 15.47 % a la salida auxiliar. Cabe señalar que se cumple la condición de la ecuación 11-5, en la cual se establece que para evitar el rizo de baja frecuencia en la salida principal, el porcentaje de potencia procesada una sola vez en ésta, debe ser inferior al 50 % de la potencia de salida total.

111.6 Diseño de la etapa de potencia del cargador de baterías

El cargador de baterías es un convertidor Buck operando en MCC, el cual está conectado en paralelo con el capacitor de almacenamiento y lo componen Qj, DB y LB (figura In-5). Ai igual que el convertidor auxiliar, el cargador de baterías toma energía del capacitor C- para cargar a la batería con una corriente de carga constante con bajo rizo de corriente de alta frecuencia.

Figura DI-5. Cargador de baterías: convertidor Buck en MCC.

66

Algunas aplicaciones, comúnmente llamadas cíclicas, requieren que la carga sea hecha en un tiempo relativamente corto. En este tipo de aplicaciones, para las baterías de plomo ácido Power-Sonic, se establece que la corriente máxima de carga inicial se limite a un valor del 20 % de la capacidad de la batería (0.20 x C Amps.). La carga completa está determinada por el voltaje y la comente hacia la batería. La batería estará totalmente cargada cuando, a un voltaje de carga máximo de 2.45 f0.05 Volts/celda, la corriente aceptada por la batería disminuya hasta ser menor al 1 % de la capacidad de la batería (0.01 x C Amps.) [19].

Generalmente, no todas las aplicaciones requieren que la batería sea cargada tan rápido o tan frecuentemente como en las aplicaciones cíclicas. No obstante, la batería debe mantenerse constantemente cargada para reemplazar la energía que es disipada debido a las pérdidas internas y a la degradación misma de la batería. Esto se puede lograr usando un método de carga a voltaje constante llamado “carga a voltaje flotado”. El voltaje de flotación recomendado es de 2.25 a 2.30 Volts/celda. Manteniendo este voltaje de flotación, se le permitirá a la batería definir su propio nivel de comente y permanecer totalmente cargada sin tener que desconectar el cargador de la batería. La corriente de goteo (trickle current) para una batería en flotación totalmente cargada ai voltaje de carga recomendado será típicamente de alrededor de 0.001 x C (10 mA para una batería de 10 AH, por ejemplo).

La capacidad de la batería es la cantidad de energía eléctrica disponible desde una o más celdas cargadas, La capacidad de la batería, expresada en ampere-hora (AH), es el producto de la comente descargada y del tiempo que dura la descarga. En el apéndice A se muestran las curvas características para la mayoría de los modelos de las baterías Power-Sonic con diferentes especificaciones de ampere-hora, de la cual puede seleccionarse la batería más adecuada dependiendo de la comente de descarga y del tiempo de respaldo requerido por alguna aplicación específica.

Tomando en cuenta las especificaciones de carga de las baterías Power-Sonic, para una batería con capacidad de 1.2 AH se propone una corriente de carga del 17 YO de su capacidad (O. 17 x C), lo cual corresponde a una comente de carga de 200 mA. Por io tanto, el inductor del convertidor Buck debe diseñarse considerando estos requerimientos.

De acuerdo a [20], la inductancia del convertidor Buck en MCC está determinada por la ecuación (ID-32):

@I-32)

Donde el tiempo de encendido To, y el ciclo de trabajo están determinados por las ecuaciones (ID-33) y (DI-34), respectivamente.

@I-33)

@I-34)

Sustituyendo la ecuación (DI-33) en la (II1-32), tenemos:

Considerando la tensión de salida de 48 V, una tensión máxima en el capacitor de almacenamiento de 100 V y una corriente de carga de 200 mA, puede determinarse el valor de la inductancia por medio de (HI-35):

~ . ( V ~ ~ M - V ~ ) . V ~ .T, LB =

VALM . Io - 5 . (1oov - 48V). 48V. I O U S = 6, mH -

1OOV. 0.2A

La potencia consumida por el cargador de baterías puede determinarse mediante:

Los esfuerzos en corriente y en tensión en el interruptor Q3 están determinados por la

En la tabla HI-8 se resumen los cálculos para el cargador de baterías así como los corriente de carga de la batería y la tensión en el capacitor de almacenamiento, respectivamente.

dispositivos seleccionados.

Tabla III-8. Valores calculados y dispositivos de potencia seleccionados para el cargador de baterías.

Para el interruptor del convertidor Buck se eligió un MOSFET IRF840 debido su bajo costo. Aunque tiene una resistencia de encendido grande, las pérdidas no son significativas debido a que la corriente que circula por el interruptor es pequeña. De igual forma, el diodo MUR860 se seleccionó por su bajo costo.

CAPITULO Iv

ASPECTOS CRITICOS DE DISENO: ETAPA DE CONTROL

IV.l Introducción

En este capítulo se muestra el procedimiento para el diseño del lazo de compensación de los diferentes convertidores, considerando los requerimientos de corrección del factor de potencia para el convertidor principal y rápida regulación de la tensión de salida en el convertidor auxiliar.

También, se revisan de manera general las características de los métodos de control por multiplicador y por seguidor de tensión.

IV.2 Aspectos preliminares

Las etapas de control del convertidor principal y auxiliar así como la del cargador de baterias operan de manera independiente. La señal P W I del convertidor principal es usada para demandar una forma de onda de corriente de entrada senoidal, la señal P W z del convertidor auxiliar es usada par obtener una rápida regulación de la tensión de salida y la señal PWM3 del cargador de batenas es usada para proveer una comente de carga constante a la batería.

Aún cuando las señales P W I y PWMz operan de manera independiente, ambas están sincronizadas con el tiempo de bajada (ir), De esta manera se asegura que la energía se transfiera correctamente hacia las cargas sin que se incremente la generación de interferencia electromagnética (EM) debido al ruido causado por los interruptores y diodos en la conmutación.

Para asegurar que el sistema sea estable y tenga buena dinámica, el lazo de retroalimentación deberá diseñarse tomando en cuenta tres aspectos: el margen de fase, el ancho de banda y la ganancia en baja frecuencia a lazo cerrado.

La estabilidad del sistema se asocia al margen de fase y margen de ganancia, mientras que la dinámica se asocia al ancho de banda y la ganancia en baja frecuencia a lazo cerrado.

El primer paso en el diseño de la etapa de control para cada uno de los convertidores es determinar la función de transferencia control-salida del convertidor y graficar su diagrama de Bode. Posteriormente debe determinarse la frecuencia a ganancia unitaria y el margen de fase deseados. Finalmente deberá diseñarse el lazo de compensación de tal manera que se obtengan el ancho de banda, la ganancia y el margen de fase requeridos.

IV.3 Diseño del lazo de compensación para el convertidor principal

La función primordial del convertidor principal es conseguir un factor de potencia alto. Por lo tanto, el lazo de control debe diseñarse de manera tal que obligue a que la corriente de entrada sea de forma senoidal y que la tensión de salida se mantenga constante.

Existen dos formas de realizar fisicamente el control de un corrector del factor de potencia [2i]:

P Usando un “control por multiplicador”, el cual emplea dos lazos de retroalimentación; uno de corriente y otro de tensión.

k Usando un “control como seguidor de tensión”, en el cual se emplea un solo lazo de retroalimentación de tensión y el convertidor opera en MCD.

Mediante la realización física de un lazo de retroalimentación de la corriente de entrada cuya referencia sea una senoide rectificada puede conseguirse una forma de onda de corriente de

entrada senoidal. Por otra parte, en ciertas topologías de potencia y operando en MCD, es posible conseguir que la forma de onda de la comente de entrada siga a la forma de onda de tensión sin necesidad de un lazo de retroalimentación de corriente. Por lo tanto, al ser la tensión una senoide rectificada también lo será la comente de entrada, logrando así un factor de potencia alto.

El control como seguidor de tensión presenta ventajas y desventajas con relación al control por multiplicador. Entre las primeras, la más destacable es la simplicidad del modo de control, que permite evitar el sensado de la corriente de entrada y todo su tratamiento posterior. Al no ser necesario realizar operaciones analógicas (multiplicaciones y divisiones), el corrector podrá funcionar en redes de distribución de frecuencias más altas que las de red típicas. Además, existe un ahorro importante en el costo del circuito de control, ya que para este fin podrá usarse cualquier circuito de control de propósito general para convertidores CD/CD conmutados.

Por el contrario, las desventajas derivan del hecho de tener que trabajar en MCD, con lo cual se tienen mayores esfuerzos en corriente y mayores pérdidas por conducción en el interruptor durante el tiempo de encendido y por conmutación en el diodo durante el tiempo apagado.

Cuando ciertas topologías de convertidores operan en MCD, el valor medio de la corriente en su entrada es proporcional a la tensión de entrada siempre y cuando se mantenga el ciclo de trabajo constante. Dos ejemplos típicos son el convertidor Boosf y el Buck-Boost.

En la figura IV-1 se muestra el esquema de control por seguidor de tensión, en el que se ha dibujado un condensador C,, (colocado en la entrada del convertidor) cuya tarea es filtrar las componentes de alta frecuencia de la comente ig. También se observa la existencia de un único lazo de tensión el cual determina el ciclo de trabajo del interruptor.

Sin embargo, debido a que el ciclo de trabajo debe permanecer constante para que el convertidor comja de manera natural el factor de potencia, es necesario filtrar el rizado de baja frecuencia (del doble de la frecuencia de línea) que se encuentra presente a la salida del convertidor. Por lo tanto, resulta necesario disponer de un fitro pasabajas en el lazo de retroalimentación lo cual hace que la dinámica sea muy lenta. Este mismo problema también existe en el tipo de control por multiplicador.

Filtro

‘*a-@ posnbaJas

Figura W-l. Esquema de control por seguidor de tensión.

71

Debido al hecho de que el convertidor principal opera en MCD, el lazo de retroalimentación puede implementarse usando la técnica de control como seguidor de tensión, lo cual permite un diseño sencillo, de fácil implementación y de bajo costo.

El modelo dinámico del convertidor se muestra en la figura IV-2, en la cual se representa el diagrama a bloques del convertidor operando en lazo cerrado. El sistema también puede representarse como en la figura IV-3.

Amplificador Modulodor Etapa de de ermr PWM potencio

Di"iS0r resistivo

Figura N-2. Modelado dinámico del convertidor.

Figura N-3. Diagrama a bloques del sistema en lazo cerrado

Como se estudió en la sección II-3; en un sistema en lazo cerrado, la señal de salida (Vo) es retroalimentada y comparada con una señal de referencia (VR& dando como resultado una señal de error (Ve) que modifica al sistema para finalmente obtener la salida deseada.

En la ecuación (IV-1) se muestra la función de transferencia en lazo cerrado del diagrama a bloques de la figura IV-3.

De donde la expresión del numerador corresponde a la ganancia en lazo abierto y la,función de transferencia en lazo abierto está dada por la ecuación (IV-2):

La ubicación de los polos y ceros del convertidor principal pueden encontrarse analizando el filtro de salida formado por el inductor L,,, y la asociación en serie de los capacitores CI y C- de la figura IV-4.

Vin = 127 V Vo = 140 V Ro = Vo2/Po=196 Ohms

RLF,,, LPom

+ L,.,= 16uH

vo

- Rea = 0.08 Ohms

R,,,= 0.09 Ohms vi, C,,,= 440 UF

Re, C,= 440 UF Re, = 0.08 Ohms

Figura IV-4. Circuito equivalente de salida del convertidor principal.

La función de transferencia en términos de S queda expresada por:

vo - s . a + b Vb s 2 . c + s . d + e

Go(s) = - - ov-3 )

73

Sustituyendo los valores del circuito de la figura IV-4, tenemos:

s.6.O71.1O4 +0.172 s .7.216.10-'0 +~ .9 .506 .10-~+0.173

Go(s) = w-9)

La ganancia en CD desde la salida del amplificador de error al nodo del voltaje de salida se puede calcular a partir de la ecuación del voltaje de salida deducida en el capítulo 11, ecuación (11-35), en la cual se asume una eficiencia del 80 %:

En la figura IV-5 puede verse que el modulador P W M compara la salida del amplificador de error Ve con un triángulo de O a 3 Volts generando pulsos rectangulares con un ancho (Ton) igual al tiempo desde el inicio del triángulo hasta su intersección con el nivel de CD.

... , .. . ... . , 3 Volts * o ve Volts

I . . I , I . *

Figura IV-5. Generación de la seiíal PWM comparando la seiíai de error con una triangular.

Como puede verse en la figura:

Ve - Ton 3 Ts

O bien:

Sustituyendo Ton en la ecuación (IV-lo), tenemos:

Finalmente, la ganancia en CD desde la salida del amplificador de error hasta el nodo del voltaje de salida es:

La función de transferencia de la red de muestreo, por tratarse de un divisor de tensión, es una constante:

Donde VR es el voltaje de salida del divisor resistivo. Así, la función de transferencia del conjunto G(s) es:

G(s) = GNs) . M(s) . K (IV-16)

~ . 2 . 8 0 4 + 1 0 - ~ +0.797 s .7.216 .IO-'' + s . 9.506. + O. 173

G(s) = 2 W-17)

La respuesta en frecuencia de la función de transferencia G(s) se muestra en la figura IV- 6.

Debido a que el ciclo de trabajo debe permanecer constante durante un periodo de línea, el ancho de banda del sistema debera ser de alrededor de un cuarto de la frecuencia de línea; es decir, de alrededor de 15 Hz. Por lo tanto, se propone que la red de compensación en el amplificador de error agregue un polo en el origen con una ganancia tal que nos permita tener el ancho de banda deseado. El circuito de compensación propuesto para el convertidor principal se muestra en la figura IV-7.

Frecuencia (Hz)

Figura iV-6. Respuesta en frecuencia del sistema en lazo abierto.

Figura VI-I. Circuito de compensación propuesto para el convertidor principal.

La función de transferencia de la red de compensación se muestra en la siguiente ecuación:

RZ 1 Ae(s) = - . R, s . C . R 2 + 1

Proponiendo los valores de la figura IV-7, se obtiene la respuesta en frecuencia mostrada en la figura IV-8, la cual aplica un polo en el origen a una frecuencia de 0.15 Hz con una ganancia de 25 dB.

76

Finalmente, la respuesta total del sistema será igual a

GT(s) =Ae(s).M(s).Go(s).K w-19)

La respuesta en frecuencia total del sistema se muestra en la figura IV-9 y puede observarse que se tiene un ancho de banda de aproximadamente 15 Hz y un margen de fase de 90°, con lo cual se asegura la corrección del factor de potencia y la estabilidad del sistema.

IV.4 Diseño del lazo de compensación para el convertidor auxiliar

Ai igual que en el convertidor principal, para el convertidor auxiliar se ha elegido un control por seguidor de tensión. En este caso, el lazo de compensación deberá tener un ancho de banda amplio, de alrededor de un quinto de la frecuencia de conmutación. De igual manera, deberá tener alta ganancia en baja frecuencia y un margen de fase superior a 45' cruzando la región de ganancia unitaria (O dB) con una pendiente de -20 dB por década.

Cuando el lado primario del convertidor Flybuck es reflejado al secundario, puede obtenerse el convertidor Ruck-Roost como se muestra en la figura IV-10, en la cual también se identifican las terminales activa, pasiva y común del convertidor.

77

101 102 10, F r e ~ u e n c i a ( H L )

100 10’ I o’ 108 Frecuencia (Hz)

Figura IV-9. Respuesta en frecuencia del sistema en lazo cerrado

“ : l D N

R,=32 Ohms V,,=92 V C,=440 UF Lp=16 uH Re=0.080hms

b)

Figura IV-10. Convertidor Flyback: a) Circuito básico, b) Convertidor Flyback con el lado primano reflejado al secuendario (Convertidor Buck-Boost).

La ubicación de los polos y ceros del convertidor puede encontrarse mediante un análisis de variables de estado promediadas [22] o bien, sustituyendo en el convertidor el modelo en pequeña señal del “interruptor PWM” [23].

En [23] ; Vatché Vorpérian establece que de acuerdo al método de variables de estado promediadas, cuando un convertidor de modulación de ancho de pulso (PWM) opera en MCD, el estado de la comente del inductor desaparece del modelo del convertidor. Sin embargo, en [23] muestra que no existe justificación teórica ni experimental de la desaparición del estado del

inductor como lo establece el método de variables de estado promediadas. Asimismo, se muestra que los ceros en el semiplano derecho en las funciones de transferencia control-salida de los convertidores Boost, Buck-Boost y Cuk en MCC también están presentes en MCD.

Por ejemplo, cuando el modelo del “interruptor P W ’ en MCD es sustituido en el convertidor Buck, Boost o Buck-Boost, dejando intacto el inductor del convertidor, el modelo promediado tiene dos polos reales. El primer polo,f,,, coincide con el mismo dado por el modelo de variables de estado promediadas, mientras que el segundo polo, f p 2 , ocurre en el rango f p 2 2 Fs/z. La contribución del segundo polo sobre la respuesta de la fase puede ser significativa y tiene lugar en el rango de frecuencias por debajo de la mitad de la frecuencia de conmutación. Además, debido a que el segundo polo corresponde a una constante de tiempo más pequeña que la mitad del periodo de conmutación, su contribución a la respuesta transitoria decaerá en un periodo de conmutación o menos y por lo tanto, la respuesta transitoria observada será dominada por el primer polo.

La diferencia fundamental entre los dos métodos es que el modelo de variables de estado promediadas predice que el estado de la corriente discontinua no contribuye al orden del modelo promediado mientras que el modelo del “interruptor PWM” predice lo contrario. Por lo tanto; mientras que el uso del modelo del “interruptor PWM” en MCC da los mismos resultados que los dados por el método de variables de estado promediadas, en MCD el modelo del “interruptor P W da resultados diferentes a los dados por el de variables de estado promediadas.

Para determinar la función de transferencia control-salida del convertidor auxiliar emplearemos el modelo en pequeña señal del “interruptor PWM” en MCD debido a sus evidentes ventajas sobre el modelo de variables de estado promediadas.

El modelo del “interruptor PWM” en MCD representa las características en CD y en pequeña señal de la parte no lineal del convertidor, el cual consta de un interruptor pasivo y un activo (figura N-10). En la figura IV-11 a) se muestra el modelo en pequeña señal del “intemptor P W en MCD, el cual consta de tres terminales: terminal activa (a), terminal pasiva @) y terminal común (c), Así también, en la figura IV-11 b) se muestra el circuito a ser analizado para determinar la función de transferencia control salida del convertidor auxiliar.

(I P

c

Figura IV-11. a) Modelo en pequeña señal del intenuptor PWM en MCD. b) Circuito a ser analizado para determinar la función de transferencia control-salida del convertidor auxiliar.

79

Analizando el circuito de la figura IV-11 b), podemos encontrar la función de transferencia control salida del convertidor auxiliar como la expresada en la ecuación (IV-20).

Donde:

RO z2 = M . (I +M). L,

Del análisis en estado estable, puede obtenerse la ganancia M expresada como:

En la tabla IV-1 se muestran las frecuencias a las que aparecen los polos y ceros de la función de transferencia control-salida del convertidor auxiliar considerando los valores de los elementos mostrados en la figura IV-10 b) así como la ganancia del modulador PWM y del divisor resistivo. La tabla muestra los cálculos para cuando el sistema opera en modo normal y para cuando lo hace en modo respaldo. Asimismo, puede observarse que el cero en el semiplano derecho (ZZ) tiene la misma dependencia de M y de los parámetros del circuito como en MCC.

A diferencia del convertidor principal, el auxiliar debe tener un ancho de banda grande así como alta ganancia en baja frecuencia y baja ganancia en alta frecuencia. El diseño del lazo de compensación debe hacerse considerando la respuesta en frecuencia del convertidor tanto en modo de operación normal como en modo respaldo.

Tabla IV-I. Ubicación de los polos y ceros de la función de transferencia control-salida del convertidor auxiliar.

En el modo de operación normal, la tensión de entrada corresponde a la tensión en el capacitor de almacenamiento, VAL~=92 Volts. Sin embargo, en el modo respaldo la tensión de entrada es igual a la tensión del banco de baterías, que en el peor caso es igual a V ~ ~ y 4 3 . 5 Volts. En las figuras IV-12 y IV-13 se muestra la respuesta en frecuencia de la función de transferencia control-salida del convertidor auxiliar considerando una tensión de entrada de 92 Volts y de 43.5 Volts, respectivamente.

Frecuencia (Hz)

Figura iV-12. Respuesta en frecuencia de la función de transferencia control-salida del convertidor auxiliar considerando una tensión de entrada de 92 Volts.

81

Frecuencia (Hz)

Figura JV-13. Respuesta en frecuencia de la función de transferencia control-salida del convertidor auxiliai considerando una tensión de entrada de 43.5 Volts.

La respuesta en frecuencia se pudo verificar experimentalmente mediante el siguiente procedimiento. Primeramente se conectó el convertidor en lazo abierto a la tensión de salida deseada de 48 Volts y a potencia de salida máxima. Posteriormente, se perturbó el ciclo de trabajo con una señal de CA incrementando la frecuencia de dicha señal para hacer un barrido en frecuencia desde 1 hasta 100 &. A medida que se fue haciendo el barrido en frecuencia, se midió el rizo del voltaje de salida para determinar la ganancia control-salida del convertidor en lazo abierto. La ganancia control-salida experimental que se obtuvo se muestra en la figura IV- 14, la cual es muy similar a la teórica mostrada en la figura IV-12.

Figura JV-14. Ganancia experimental control-salida del convertidor auxiliar para una tensión de entrada de 92 Volts.

Para satisfacer los requerimientos de ancho de banda, ganancia y margen de fase, se propone el circuito de compensación mostrado en la figura IV-15, el cual permite agregar un cero a una frecuencia $= 1/ (2 .z .R2 .Cl) y un polo a la frecuencia &J = (C, +Cz)/ (2 . í r .R2 .C1 .Cz ) con unaganancia AV = R z I R l .

& = 560 k Ohm L A a

Figura IV-15. Circuito de compensación propuesto para el convertidor auxiliar

La función de transferencia del circuito de compensación propuesto se muestra en la ecuación (IV-27):

Proponiendo los valores de la figura IV-15, se obtiene la respuesta en frecuencia mostrada en la figura IV-16 en la cual se ha configurado un polo a una frecuencia de 15.7 kHz y un cero a 2.8 I<Hz con ganancia de 35 dB.

En las figuras IV-17 y IV-18 se muestra la respuesta total del sistema para una tensión de entrada de 92 Volts y de 43.5 Volts, respectivamente. En ambas figuras se puede apreciar un ancho de banda entre los 10 y 25 kHz y un margen de fase entre 80 y 90", con lo cual se asegura la estabilidad y una buena respuesta dinámica.

En la tabla IV-2 se muestra que la respuesta total del sistema en ambos modos de operación, normal y respaldo, opera con un amplio ancho de banda y un buen margen de fase. Con ello se asegura que el sistema sea estable y que tenga una buena respuesta dinámica en ambos modos de operación.

Tabla IV-2. Ancho de banda y margen de fase del convertidor auxiliar.

83

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Frecuencia (Hz)

10' 108 1 o' Frecuencia (Hz)

Figura iV-16. Respuesta en fiecuencia del compensador propuesto para el convertidor auxiliar

Figura iV-17. Respuesta total del sistema del convertidor auxiliar con tensión de entrada de 92 V.

100 10, 101 101 10' Frecuencia (Hz)

Frecuencia (HI)

Figura iV-18. Respuesta total del sistema del convertidor auxiliar con tensión de entrada de 43.5 V.

IV.5 Diseño del lazo de compensación para el cargador de baterías

Analizando el circuito de salida del cargador de baterías como en la figura IV-19, podemos determinar la ubicación de los polos y ceros.

VA,, 92 V

Vo = 40 V * I .

Vio R, 100 m Ohms

L,, = 6 mH

Figura iV-19. Circuito equivalente de salida del convertidor principal.

La función de transferencia entrada salida está expresada por la ecuación (IV-28):

85

1 s.- LBuck + RLFBuck +RBat

vo - GO@) = - - vin

RBat RBat

Del análisis en CD del convertidor Buck podemos encontrar la ganancia desde la salida del amplificador de error al nodo del voltaje de salida como:

. . RBat

De la figura IV-5 tenemos que:

Por lo tanto, la ganancia desde la salida del amplificador de error al nodo del voltaje de salida es:

VALM 1

RLFBuck w-31) RBat

La función de transferencia de la red de sensado es igual a la constante:

1.2 VO 48

K=---- vscn - - 0.025 w-32)

donde Vsen es el voltaje en la resistencia de sensado de la corriente de carga de las baterías. Por lo tanto, la función de transferencia del conjunto G(s) es como la que se muestra en las ecuaciones IV-33 y IV-34.

G(s) = G ~ s ) . M(s) . K w-33)

547.619 s . 6 . w 7 + ~ . 6 0 . 1 , 1 0 - ~ +14

G(s) = w-34)

La respuesta en frecuencia de la función de transferencia G(s) se muestra en la figura IV- 20.

86

10' 10' 101 10' 1 o' Frecuencia ( H I )

Figura TV-20. Respuesta en frecuencia del cargador de baterías en lazo abierto

Para el cargador de baterías se propone el compensador mostrado en la figura IV-21, el cual agrega un polo a 159 kHz con una ganancia de 80 dB.

R, i i k Ohm

v, R z = 10M Ohm

C : l p F v-

Figura TV-21. Circuito de compensación propuesto para el cargador de baterías.

Para los valores indicados en la figura IV-21, el compensador tiene la respuesta en frecuencia mostrada en la figura IV-22.

10' 102 103 10' Frecuencia (Hz)

Figura iV-22. Respuesta en frecuencia del compensador propuesto para el cargador de baterías,

La respuesta total del sistema GT(s) se muestra en la figura IV-23 y puede observarse una ganancia de 3 IdB, un ancho de banda de 1.5 kHz y un margen de fase de 90".

Frecuencia (Hz)

Figura iV-23. Respuesta en frecuencia del cargador de baterías en lazo cerrado

RESULTADOS EXPERIMENTALES

V.l Introducción

En este capítulo se presentan los resultados experimentales de un prototipo de laboratorio con potencia de salida de 100 W del S A I en CD propuesto. Estos resultados se obtuvieron considerando los diferentes modos de operación del sistema.

En este apartado se muestra el rendimiento del esquema propuesto en cuanto a corrección del factor de potencia, distorsión armónica, eficiencia y respuesta dinámica. De la misma manera, se presentan los esfuerzos tanto en tensión como en corriente en los dispositivos de potencia.

En la última sección del capítulo se analiza el comportamiento del sistema ante condiciones de entrada por debajo de la tensión mínima especificada.

Los resultados obtenidos confirman las ventajas del sistema propuesto sobre los sistemas de alimentación típicos.

V.2 Especificaciones del prototipo desarrollado

El funcionamiento del SAI en CD propuesto se verificó por medio de un prototipo experimental diseñado bajo las especificaciones de operación dadas en la sección 111-2. Bajo dichos requerimientos, se obtuvo el prototipo de la figura V-1 con los valores mostrados en la tabla V-l.

Figura V-l. SA1 en CD probado experimentalmente.

Tabla Y-I. Valores calculados y dispositivos de potencia seleccionados para el SAI en CD desarrollado.

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V.3 Factor de potencia

En la figura V-2 se muestran las formas de onda de tensión (90 Vrms) y corriente (1.3 Arms) de entrada bajo las peores condiciones de operación: máxima potencia de salida y mínima tensión de entrada.

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mVn ChZ 500 mV% W m m s Line/ 667 rn , , ,!,

Figura V-2. Voltaje y comente de entrada a máxima potencia de salida y mínima tensión de entrada a) (CHI: 4A/DIV), (CH2: lOOV/DIV). b) I=1.3 Arms, V=90 Vrms.

El factor de potencia puede expresarse como el producto de dos factores: el factor de distorsión, el cual es el cociente de la corriente fundamental rms y la corriente total rms y el factor de desplazamiento, el cual es el coseno del ángulo de desplazamiento entre la fundamental de la comente y la tensión de entrada. En el apéndice B se da una explicación más detallada de la definición del factor de potencia.

Como puede observarse en la figura V-2 b), el factor de desplazamiento es prácticamente unitario ya que las dos formas de onda se encuentran en fase. De igual manera, el factor de distorsión también tiende a ser unitario debido a que el contenido armónico es sumamente inferior a la componente fundamental de la corriente de entrada. Por lo tanto, el prototipo desarrollado nos permite tener un factor de potencia cercano a la unidad.

En la figura V-3 se muestra la gráfica del comportamiento del factor de potencia respecto a la variación de la potencia de salida. Como puede observarse en la gráfica, el factor de potencia se degrada ligeramente conforme la potencia de salida es menor, pero en todo el rango de potencias de 10 hasta 100 W permanece arriba de 0.99.

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Potencia de Salida, (W)

Figura V-3. Factor de potencia ante distinias condiciones de potencia de salida

V.4 Distorsión armónica total

La distorsión armónica total, también descrita en el apéndice B, proporciona el contenido armónico total y es una medida de la similitud entre la forma de onda de comente y SU

componente fundamental. Para determinar la distorsión armónica total de la comente de entrada con una buena resolución, las mediciones se hicieron considerando 6 ciclos de línea. En la figura V-4 se muestra la forma de onda de comente de entrada para una potencia de salida máxima y tensión de entrada nominal. En las figuras V-5 y V-6 se muestra el contenido armónico de la misma, expresado en valores absolutos y como un porcentaje de la fundamental, respectivamente.

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Figura V-4. Corriente de entrada a máxima potencia de salida y tensión de entrada nominal considerando 6 ciclos de línea (CH4: IAIDIV).

92

Figura V-5. Contenido armónico de la comente de entrada mostrada en la figura V-4.

Número de armónico

Figura V-ó. Contenido armónico expresado como un porcentaje de la fundamental de la corriente de entrada mostrada en la figura V-4.

La norma internacional IEC 1000-3-2 descrita en la sección m.3, nos proporciona los valores máximos de los armónicos de corriente que pueden ser inyectados a la línea por un equipo electrónico. Dentro de la clasificación de la norma, el S A I en CD desarrollado pertenece a la clase A.

En la tabla V-2 se muestran, extrapolados para distintas tensiones de entrada, los valores máximos permitidos por la norma para los equipos clase A.

El SAI en CD propuesto cumple satisfactoriamente con la norma ya que los valores de los armónicos de la corriente de entrada (figura V-5) son sumamente inferiores comparados con los impuestos por la noma IEC 1000-3-2 para una tensión de entrada de 130 Vrms.

93

Tabla Y-2. Limites de la norma IEC 1000-3-2 para los equipos clase A .

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La forma de onda de la comente de entrada a potencia de salida de 100 W, tiene una distorsión armónica total (DAT) del 5%. La gráfica de la figura V-7 muestra el comportamiento de la distorsión armónica total ante distintas potencias de salida de 10 a 100 W.

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94

- y . -- V.5 Eficiencia

La eficiencia se midió en los tres distintos modos de operación: normal, cargador y respaldo. Asimismo se hicieron mediciones para diferentes potencias de salida y diferente tensión de entrada. Las figuras V-8, V-9 y V-10 muestran las gráficas de eficiencia experimental en modo de operación normal, cargador y respaldo, respectivamente. En las figuras se puede observar que la eficiencia pico en modo normal es del 86 %, mientras que en modo cargador y respaldo se tiene una eficiencia pico del 88 %. Para que un sistema típico de dos etapas en cascada tuviera una eficiencia del 88 YO, se requeriría tener una eficiencia del 93.8 % en ambas etapas.

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20 4.9 el 80 100

Potencia de salida, (W)

Figura V-8. Eficiencia del sistema en modo de operación normal

Figura V-9. Eficiencia del sistema en modo cargador.

95

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Polencia de salida, (w)

Figura V-10. Eficiencia del sistema en modo respaldo.

V.6 Respuesta dinámica

El hecho de ocupar dos etapas de control independientes para la corrección y la regulación permite conseguir un alto factor de potencia, una baja distorsión armónica y una buena regulación de la tensión de salida. Además, a diferencia de [lo], se evita que la eficiencia dependa de la tensión de entrada y del cargador de baterías, con lo cual se puede tener un sistema con tensión de entrada universal. No obstante, debido a la misma estructura de la topología, ambos controles interactúan de manera directa con la salida. Es decir, aún cuando la función del convertidor principal no es mantener una regulación de la tensión de salida, parte de la energía procesada por este convertidor es transferida directamente a la salida principal.

Cuando se produce un escalón de carga negativo, como del 100 al 50 % de la potencia de salida, puede provocarse una sobretensión en la salida ya que el convertidor principal sigue entregando la misma energía a la salida que antes del escalón debido a su lenta dinámica. Esto no ocurre en la transición negativa, del 50 al 100 %, porque la energía la suministra el módulo auxiliar. No obstante, hay varias opciones para mejorar la respuesta dinámica.

Una opción consiste en el uso de un circuito que detecte sobretensión y apague o limite el ciclo de trabajo del convertidor principal.

También se puede fijar en el diseño un punto de trabajo de tal manera que el convertidor principal proporcione menos energía directamente a la salida, aunque ello implique una disminución del rendimiento. De esta manera, aunque haya un escalón de carga siempre llega menos energía directamente a la salida y la sobretensión es menor.

Otra opción es aumentar la capacidad del capacitor de salida. A mayor capacidad, el exceso de comente proporcionado por el convertidor principal se absorberá con una menor sobretensión.

En el prototipo desarrollado se implementó la primera alternativa utilizando un circuito comparador, con lo cual se obtuvieron resultados favorables dentro de los márgenes permitidos para aplicaciones de cargas críticas.

Una manera muy sencilla y práctica de evaluar la estabilidad del sistema de alimentación es medu su respuesta dinámica ante cambios de carga del 75 al 100 % de la potencia de salida total a una razón del doble de la frecuencia de linea, [24].

En las figuras V-11 y V-12 se muestra la respuesta dinámica ante cambios de carga en modo normal y respaldo, respectivamente. En dichas figuras se puede observar una regulación inferior al 1 % de la tensión de salida

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Figura V-11. Rizo del voltaje de salida (CHI: O.SV/DIv) y corriente de salida (CH3: lA/DIV) ante conmutación de carga del 70% al 100% en modo normal

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Figura V-12. Rizo del voltaje de salida (CH1: 0.5VDIV) y corriente de salida (CH3: 1AíDIv) ante conmutación de carga del 50% al 100% en modo respaldo.

En las figuras V-13 y V-14 se muestra la respuesta dinámica en la transición de modo normal a modo respaldo y en las figuras V-15 y V-16 la transición de modo respaldo a modo normal. La transición de modo normal a modo respaldo se hace de manera automática como en un sistema tipo ON-LINE debido a la ubicación de la batería y al igual que en la conmutación de carga, el transitorio de modo respaldo a modo normal se encuentra dentro del 1 % de la tensión de salida.

97

El transitorio durante el encendido se muestra en la figura V-17, en la cual se puede observar que no existe sobretiro alguno en la tensión de salida.

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Figura V-13. Voltaje de salida (CH1: 20VDIV) y comente de descarga de la batena (CH3: 1MDIV) en la transición de modo normal a modo respaldo.

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Figura V-15. Voltaje de salida (CHI: 20VDIV) y comente de descarga de la batena (CH2: IADIV) en la transición de modo respaldo a modo normal.

Figura V-14. Rizo del voltaje de salida (CH1: OSVDIV) y comente de descarga de la batería (CH2: lA/DIV) en la transición de modo normal a modo respaldo.

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Figura V-16. Rizo del voltaje de salida (CH3: OSVDiV) y comente de descarga de la batena (CH2: 1ADIV) en la transición de modo respaldo a modo normal.

98

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Figura V-17. Transitorio durante el encendido del voltaje de salida (CHI: 2OVDrv) y la comente de entrada (CH2: IA DIV).

En las figuras V-18 y V-19 se muestra el transitorio ante un cambio en la tensión de línea de 130 a 90 Vrms y viceversa, respectivamente. En estas figuras se observa que para cualquier cambio en la tensión de entrada dentro del rango de operación, el transitorio en la tensión de salida se sigue manteniendo dentro del 1 % de Vo.

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Figura V-18. Rizo del voltaje de salida (CHI: OSVDIV) y comente de entrada (CH2: 1AIDIV) ante un cambio en la línea de 130 a 90 Vrms.

Figura V-19. Rizo del voltaje de salida (CHI: OSVDIV) y corriente de entrada (CH2: lA/DIV) ante un cambio en la línea de 90 a 130 Vrms.

99

V.7 Esfuerzos en los dispositivos de potencia

En las figuras V-20 y V-21 se muestran los esfuerzos en tensión y en comente en el interruptor y diodo de salida del convertidor principal. De igual manera, en las figuras V-22 y V- 23 se muestran los esfuerzos correspondientes al convertidor auxiliar.

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Figura V-20. Voltaje drenaje-fuente (CH2: 200VDIV) y comente (CH3: 4AIDIV) en el intenuptor del convertidor principal.

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Figura V-22. Voltaje drenaje-fuente (CH2: 1OOVDIV) y comente (CH3: 4A/DIV) en el intenuptor del convertidor auxiliar.

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Figura V-21. Corriente en el diodo de salida (CH3: SAIDIV) y voltaje de compuerta (CH4: IOVDIV) del interruptor del convertidor principal.

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Figura V-23. Comente en el diodo de salida (CH3: SA/DiV) y voltaje de compuerta (CH4: IOVDIV) del intenuptor del convertidor auxiliar.

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V.8 Corriente de carga de la batería

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En la figura V-24 se muestra la corriente de carga de la batería, la cual corresponde al 17.5 % de la capacidad de la misma. Como en este caso se cuenta con baterías de 1.2 AHr, la comente de carga corresponde a 21 0 mA.

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Figura V-24. Corriente de carga de la batería (CH3: 1OOmADIV).

V.9 Pruebas al sistema con tensión de entrada por debajo de la especificación de entrada mínima

En ciertos casos, la línea de alimentación pueden experimentar problemas tales que se presente el caso de una baja tensión sostenida, por debajo de la tensión de entrada mínima especificada. En estas condiciones, la tensión en el capacitor de almacenamiento puede decrecer hasta cierto valor tal que el SA1 se encuentre en la frontera entre el modo de operación normal y el modo respaldo.

Para verificar, bajo estas condiciones, el desempeño del SAi en CD desarrollado, se redujo la tensión de salida a 30 V, se propuso un voltaje en el capacitor de almacenamiento de 55 V y se disminuyó la tensión de entrada desde 130 Vrms hasta O V. La razón de disminuir la tensión de salida de 48 V a 30 V fue para que no apareciera el rizo de baja frecuencia en la salida cuando la tensión en el capacitor de almacenamiento fuera muy cercana a 48 V ya que la batería se conecta hasta que la tensión en dicho capacitor es inferior a 48 V.

101

Cuando se tiene tensión de entrada de 130 Vrms, la tensión en el capacitor de almacenamiento se alcanza sin ningún problema, lo cual mantiene polarizado inversamente al diodo que conecta a la batena con el sistema. Las formas de onda del voltaje en el capacitor de almacenamiento (CHl), la comente de descarga de la batería (CH2) y el rizo del voltaje de salida (CH3) se muestran en la figura V-25.

Dentro del rango de entrada de 90 a 130 Vrms para el cual se diseñó el prototipo, tanto la tensión en el capacitor de almacenamiento como la tensión de salida se mantienen constantes. Sin embargo, cuando la tensión de entrada ha disminuido hasta 80 Vrms, empieza a apreciarse una disminución de la tensión en el capacitor de almacenamiento. Esto ocurre porque aún cuando el convertidor principal se encuentra en lazo cerrado, el ciclo de trabajo máximo se determinó considerando una tensión de entrada mínima de 90 Vrms. Por tanto, al tener una tensión de entrada inferior a la mínima especificada en el diseño, el convertidor principal no puede mantener la tensión deseada en el capacitor de almacenamiento como consecuencia de la limitación del ciclo de trabajo máximo. Si el ciclo de trabajo no se limitara, el núcleo del transformador del convertidor principal podría saturarse.

A medida que la tensión en el capacitor de almacenamiento decrece como consecuencia de la disminución de la tensión de entrada, puede observarse cómo en los momentos en que el nzo del voltaje en el capacitor de almacenamiento llega a su valor mínimo, el diodo que conecta a la batería con el sistema se polariza directamente y conecta momentáneamente a la batena, figura V-26. Por lo tanto, la tensión de salida en todo momento permanece constante.

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Figura V-25. Voltaje en el capacitor de Figura V-26. Voltaje en el capacitor de almacenamiento (CHI: SOVDIV), comente de almacenamiento (CH1: 50V/DIV), comente de descarga de la bateria (CHZ: lA/DiV) y rizo del descarga de la bateria (CHZ: lA/DIV) y rizo del voltaje de salida (CH3: O.SV/DrV) a tensión de voltaje de salida (CH3: O.SV/DIV) a tensión de entrada de 130 V m . entrada de 60 Vrms.

En la figura V-27 se observa que para cuando la tensión de línea ha descendido a 30 Vrms, la batería suministra casi por completo la corriente al sistema. Asimismo, en la figura V- 28 se muestra el caso en el cual ya no existe tensión de línea y en este momento toda la comente de carga es suministrada por la batería por medio del convertidor auxiliar.

Si la baja tensión ha durado el tiempo suficiente para descargar a la bateria, el circuito de control deberá desactivarse para no dañar a la batería como consecuencia de una sobredescarga

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Figura V-27. Voltaje en el capacitor de almacenamiento (CHI: SOVDIV), corriente de descarga de la batería (CHZ: 1AiDIV) y rizo del voltaje de salida (CH3: 0.SVIDIV) a tensión de entrada de 30 Vrms.

TEBL un: s.aoks/s HI R ~ S 1 [ +-

. . . . . ~ . , . . I . ..l. . . : . . . . j . , . . ; . . . ; . . . .

Figura V-28. Voltaje en el capacitor de almacenamiento (CHI: SOVDIV), comente de descarga de la bateria (CH2: lA/DIV) y rizo del voltaje de salida (CH3: O.SV/DIV) sin tensión de enirada.

De estos resultados podemos concluir que sin requerir un circuito especial para el sensado de la línea, el sistema es capaz de mantener la regulación de la tensión de salida ante una baja tensión en la línea de alimentación. Por lo tanto, si la tensión de la línea ha descendido basta un valor por debajo de la tensión mínima especificada, la batería proporcionará la comente necesaria automáticamente, manteniendo en todo momento la regulación de la tensión de salida.

104

- . .

CONCLUSIONES

VI.1 Introducción

Las conclusiones hechas en este capítulo hacen notar los aspectos más relevantes del SAI

Como en toda línea de investigación, también se proponen algunos trabajos futuros con

Finalmente, se comentan los logros obtenidos con este trabajo de tesis.

en CD desarrollado.

las finalidad de dar seguimiento al trabajo realizado.

105

VI.2 Conclusiones

Los problemas en el suministro de energía pueden tener consecuencias graves ya que no sólo afectan el funcionamiento del equipo de manera temporal sino que pueden dañarlo de manera irreparable. Los reguladores de tensión o supresores de voltaje pueden proteger al equipo contra algunas de las fallas en la línea. Sin embargo, para proteger a los equipos considerados como cargas críticas es necesario el uso de un sistema de alimentación in in tempib le (SAI).

El requerimiento de un SAI es cada vez mayor debido a la complejidad y susceptibilidad de las nuevas tecnologías de equipos electrónicos. La prioridad de un S A I es aún más notoria en la industria, ya que simplemente no se permiten cortes de energía en sus sistemas vitales como en el control de procesos, o la pérdida de datos valiosos e irrecuperables en sus equipos de procesamiento de datos.

La mayoría de los sistemas de alimentación tienen en su etapa de entrada un esquema de rectificación formado por un puente de diodos y un filtro capacitivo. Este tipo de rectificación genera altos niveles de comentes armónicas que repercuten en un sobredimensionamiento de los sistemas de distribución. Esto a simple vista parece no ser grave pero, dependiendo del tipo de generación de electricidad, el hecho de generar más energía eléctrica de la que realmente es aprovechada puede llegar a tener un impacto ambiental negativo. Como consecuencia, el concepto de “calidad de la energía (power qualig)” ha llegado a ser un tema de interés actualmente.

Un sistema de alimentación con corrección del factor de potencia, tiene un mejor aprovechamiento de la energía demandada de la línea de alimentación y permite cumplir con las normas y estándares internacionales que regulan los límites de las comentes armónicas que pueden ser inyectados a la línea por un equipo electrónico. La problemática de incorporar la corrección del factor de potencia a un sistema de alimentación es que la eficiencia disminuye notablemente debido a que es necesario agregar una etapa de conversión extra. Al respecto, se han hecho publicaciones donde se presentan topologías que buscan incorporar la corrección del factor de potencia en una sola etapa de conversión. Sin embargo, se tienen estructuras tanto de potencia como de control complejas y que además no integran el respaldo en baterías.

El SAI en CD propuesto provee el respaldo en baterías ante cualquier falla en la línea de alimentación y comge el factor de potencia empleando etapas tanto de potencia como de control sencillas. Además se consigue una eficiencia alta debido a que, a diferencia de un esquema típico de dos etapas en cascada, la topología permite que no toda la energía sea procesada dos veces. Alrededor de un 50 % de la potencia total de salida es enviada a través del convertidor principal sin ser procesada dos veces.

La etapa de potencia se compone de tres módulos: el módulo principal, encargado de corregir el factor de potencia; el módulo auxiliar, que permite tener un esquema multisalidas y

mediante el cual se lleva a cabo la regulación de la tensión de salida; y el cargador de baterías, el cual provee una corriente de carga constante para la carga de las baterías.

Los resultados teóricos se verificaron primeramente por medio de simulaciones en el simulador PSPICE y posteriormente se comprobaron de manera experimental mediante la construcción de un prototipo de laboratorio con potencia de salida de 100 W, diseñado para una tensión de salida principal de 48 Volts y una auxiliar de12 Volts.

Debido a que se ocupan dos etapas de control de propósito general independientes para la corrección y la regulación, la topología propuesta permite conseguir un alto factor de potencia, manteniendo al mismo tiempo una buena regulación de la tensión de salida. Aunque los controles operan independientemente, ambos se encuentran sincronizados con respecto a su tiempo de bajada para asegurar una mejor transferencia de energía.

El factor de potencia medido experimentalmente con el S A i en CD desarrollado es de 0.99 y la distorsión armónica total a potencia de salida de 100 W es del 5 %. Al mismo tiempo, se comprueba que el contenido armónico de la corriente de entrada es inferior a los valores establecidos por la norma internacional iEC 1000-3-2 (EN 61000-3-2). Esto es posible debido a que el módulo principal lo compone un convertidor Flyback operando en MCD y corrige de manera natural el factor de potencia empleando un solo lazo de retroalimentación como seguidor de tensión.

En términos de regulación, el sistema desarrollado tiene una regulación inferior al 1 % de la tensión de salida. De igual manera, ante cambios de carga y de línea la regulación se sigue manteniendo dentro del límite del 1 %.

El SAI en CD propuesto aprovecha las ventajas tanto del SAI “en línea” como del S A I “jüera de linea”. En modo normal, la batería se encuentra conectada al sistema como en un tipo “juera de línea” mientras que en modo respaldo, la batería se conecta automáticamente “en línea”. De esta’ manera, se tiene un uso eficiente de la batería y una rápida respuesta dinámica en la transición de modo normal a modo respaldo.

A diferencia de la solución presentada en [lo], en el esquema propuesto no se tiene un compromiso entre la calidad de la comente de línea y la eficiencia. Esto permite que el sistema tenga lugar en aplicaciones con tensión de entrada universal ya que se emplean dos controles independientes para la corrección y la regulación.

A diferencia de otros esquemas típicos [S, 9 y 111, la corrección del factor de potencia y la regulación pueden lograrse sin ser necesario procesar dos veces toda la energía que se entrega a las diferentes salidas. Esto permite un aumento en la eficiencia global del sistema.

El sistema de alimentación desarrollado en este trabajo de tesis tiene un amplio campo de aplicación en aparatos electrónicos de baja y mediana potencia que funcionen con diferentes niveles de CD y requieran alimentación ininterrumpida. Entre las aplicaciones ,más comunes se encuentran: el procesamiento de datos, sistemas de comunicación, control de procesos, equipo de cómputo, equipo médico, PLC’s y unidades terminales remotas (RTU’s), entre otras.

107

VI.3 Trabajos futuros

Para dar un adecuado seguimiento al trabajo de investigación realizado, se proponen una sene de trabajos que pueden ayudar a explorar aún más las ventajas okecidas por el S A I en CD desarrollado.

9 Extrapolar en potencia el S A I en CD propuesto, probando el esquema con los convertidores operando en MCC o bien con otras topologías de potencia.

k Abarcar el estudio de alternativas que provean aislamiento entre la batería y la carga.

9 Con la finalidad de mejorar la regulación en las salidas auxiliares, se propone estudiar la técnica de regulación cruzada (cross regulation).

VI.4 Otros logros obtenidos

El trabajo de investigación realizado se sometió a la respectiva evaluación y fue aceptado para su publicación en el congreso internacional más importante a nivel mundial sobre electrónica de potencia, el International Power Electronics Specialists Conference 2000 (PESC 2000), así como en el Congreso Internacional de Electrónica de Potencia 2000, (CIEP 2000). De igual manera, con este trabajo se obtuvo el primer lugar en el XV Concurso Nacional de Creatividad 2000, fase local.

Los artículos publicados en dichos congresos internacionales se muestran a continuación y las cartas de aceptación se anexan en el apéndice D.

k E. Rodríguez, H. Visairo and J. Arau. “A High Efficiency DC-UPS with PFC”. IEEE Power Electronics Specialists Conference 2000, PESC’OO. 18-23 de junio del 2000. Galway, IRLANDA.

9 E. Rodríguez, H. Visairo and J. Arau. “A High Efficiencv DC-UPS with PFC”. ZEEE International Power Electronics Congress 2000, CIEP 2000. 15-19 de octubre del 2000. Acapulco, MÉXICO.

k “Primer lugar en el XV Concurso Nacional de Creatividad 2000, fase local”. 9 de junio del 2000. CENIDET. Cuernavaca. Mor., MÉXICO.

108

111

I21

131

141

151

161

171

IS1

191

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~~

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112

SIMBOLOGÍA Y ABREVIACIONES

A BlnU c1 C2 CA CALM CD CFP D Do DI Dz DB dB E EM1 FP IWg

1, 1, LB LP LPrIux Ls LSau.1

Lsauxz MCC MCD n v PALM PAUX

PDIR Pi. PO

PWM Qi

Qz

PoCFP

Ampere Densidad del flujo máxima Capacitor en la salida principal Capacitor en la salida auxiliar Comente alterna Capcitor de almacenamiento Comente directa Corrección del factor de potencia Ciclo de trabajo Diodo de salida (convertidor principal) Diodo en la salida principal (convertidor auxiliar) Diodo en la salida auxiliar (convertidor auxiliar) Diodo del convertidor Buck Decibeles Energía Interferencia electromagnética Factor de potencia Comente promedio Comente del primario Comente del secundario Inductancia del convertidor Buck Inductancia del primario (convertidor principal) Inductancia del primario (convertidor auxiliar) Inductancia del secundario (convertidor principal) Inductancia del secundario principal (convertidor auxiliar) Inductancia del secundario auxiliar (convertidor auxiliar) Modo de condcción continuo Modo de conducción discontinuo Relación de transformación Eficiencia Potencia de almacenamiento Potencia auxiliar Potencia procesada una sola vez a través del convertidor principal Potencia de entrada Potencia de salida Potencia de salida del corrector del factor de potencia Siglas en inglés de "Pulse Wide Modulation" Interruptor del convertidor principal Interruptor del convertidor auxiliar

Q3 SA1 SMPS TD tr Ton TO"

Tr Ts UPS V

Vin vo W

Vbnt

Interruptor del cargador de baterías Sistema de alimentación inintemmpible Siglas en inglés de "Switch Mode Power Supply" Tiempo muerto Tiempo de bajada Tiempo de apagado Tiempo de encendido Tiempo de subida Periodo de conmutación Siglas en ingles de "Unintemptible Power System" Volts Tensión de baterías Tensión de entrada Tensión de salida Watts

114

Figura 1-1. Figura 1-2. Figura 1-3.

Figura 1-4. Figura 1-5.

Figura 1-6.

Figura 1-7. Figura 1-8. Figura 1-9.

Figura 1-10. Figura 1-11. Figura 1-12. Figura 1-13. Figura 1-14. Figura 1-15,

Figura 11-1. Figura 11-2. Figura 11-3. Figura 11-4. Figura 11-5. Figura 11-6.

Figura 11-7.

Figura 11-8.

Figura 11-9.

Diagrama a bloques de un SAI en CA tipo “jiieru de línea”. Diagrama a bloques de un S A I en CA tipo “en ííneu”. Solución típica para incorporar el respaldo en baterías a una fuente conmutada empleando un S A I en CA. Esquema de un sistema de alimentación inintemmpible en CD. Esquema básico de conversión CAKD, a) Diagrama eléctrico, b) Formas de onda características. Esquema de alimentación in in tempible en CD con corrección activa del factor de potencia. Circuito del convertidor inintemunpible propuesto en [4]. Topología de tres puertos propuesta en [SI. Circuito del convertidor propuesto en [6 ] . a) Convertidor Flybuck integrado, b) Circuito equivalente en modo de operación normal, c) Circuito equivalente en modo respaldo, d) Circuito equivalente en modo cargador. Circuito del convertidor propuesto en [7]. Circuito del convertidor propuesto en [8]. Estructura general del convertidor propuesto en [lo]. Convertidor propuesto en [lo]. Diagrama a bloques del SA1 en CD propuesto. Diagrama eléctrico del SA1 en CD propuesto.

Diagrama bloques del SAI en CD propuesto. Diagrama eléctrico del S A I en CD propuesto. Convertidor propuesto en modo de operación normal. Cargador de baterías en modo cargador. Convertidor propuesto para la operación en modo respaldo. Formas de onda de corriente en el convertidor propuesto. a) Señales PWh4 sincronizadas en el tiempo de subida. b) Señales PWM sincronizadas en el tiempo de bajada. Comente, tensión y potencia de entrada en un pre-regulador corrector del factor de potencia ideal. Flujo de potencia hacia las diferentes salidas procesada una sola vez a través del módulo principal. Flujo de potencia en un periodo de línea.

LISTA DE FIGURAS

Figura 11-10. Flujo de potencia hacia la salida principal procesada por el módulo principal.

Figura 11-11. Eficiencia en función del número de salidas del esquema propuesto, de [12] y de

Figura IJ-12. Tendencia del voltaje en el capacitor de almacenamiento para conservar la

FiguraII-13. Modos de operación en el convertidor Flybnck a) Modo de conducción

Figura 11-14. Circuito básico del convertidor Flyback. Figura 11-15. Comente del primario y magnetización durante la fase de almacenamiento de

Figura IJ-16. Comente del secundario y magnetización durante la fase de transferencia de

Figura IJ-17. Formas de onda de comente en el primario y secundario y balance de energía en

Figura 11-18. Diagrama a bloques de un sistema de control en lazo cerrado. Figura 11-19. Margen de fase y de ganancia de un sistema de alimentación retroalimentado. El

desplazamiento de fase está en términos de 180" debido a que la retroalimentación de CD es negativa.

Figura 11-20. Sistema típico de alimentación conmutado a lazo cerrado, mostrando el modulador y el amplificador de error.

un esquema típico.

condición de máxima eficiencia.

discontinuo (MCD), b) Modo de conducción continuo (MCC).

energía (ton).

energía (toR).

MCD.

Figura JIJ-I. Clasificación de los equipos electrónicos de acuerdo a la norma IEC 1000-3-2. Figura 111-2. Módulo auxiliar: convertidor Flyback operando en MCD. Figura 111-3. Módulo principal: pre-regulador Flyback. Figura 111-4. Flujo de potencia hacia la salida principal procesada por el módulo principal. Figura 111-5. Cargador de baterías: convertidor Buck en MCC.

Figura IV-1. Esquema de control por seguidor de tensión. Figura IV-2. Modelado dinámico del convertidor. Figura IV-3. Diagrama a bloques del sistema en lazo cerrado. Figura IV-4. Circuito equivalente de salida del convertidor principal. Figura IV-5. Generación de la señal P W M comparando la señal de error con una triangular. Figura IV-6. Respuesta en frecuencia del sistema en lazo abierto. Figura VI-7. Circuito de compensación propuesto para el convertidor principal. Figura IV-8. Respuesta en frecuencia del compensador propuesto para el convertidor

Figura IV-9. Respuesta en frecuencia del sistema en lazo cerrado. Figura IV-10. Convertidor Flyback: a) Circuito básico, b) Convertidor Flyback con el lado

principal.

primario reflejado al secuendario (Convertidor Buck-Boost).

116

Figura IV-11. Circuito a ser analizado para determinar la función de transferencia control- salida del convertidor auxiliar mediante el modelo en pequeña señal del interruptor PWM en MCD.

Figura IV-11. a) Modelo en pequeña señal del interruptor PWM en MCD. b) Circuito a ser analizado para determinar la función de transferencia control-salida del convertidor auxiliar.

Figura IV-12. Respuesta en frecuencia de la función de transferencia control-salida del convertidor auxiliar considerando una tensión de entrada de 92 Volts.

Figura IV-13. Respuesta en frecuencia de la función de transferencia control-salida del convertidor auxiliar considerando una tensión de entrada de 43.5 Volts.

Figura iV-14. Ganancia experimental control-salida del convertidor auxiliar para una tensión de entrada de 92 Volts.

Figura IV-15. Circuito de compensación propuesto para el convertidor auxiliar. Figura IV-16. Respuesta en frecuencia del compensador propuesto para el convertidor

Figura IV-17. Respuesta total del sistema del convertidor auxiliar con tensión de entrada de 92

Figura IV-18. Respuesta total del sistema del convertidor auxiliar con tensión de entrada de

Figura IV-19. Circuito equivalente de salida del convertidor pnncipal. Figura IV-20. Respuesta en frecuencia del cargador de baterías en lazo abierto. Figura IV-21. Circuito de compensación propuesto para el cargador de baterías. Figura IV-22. Respuesta en frecuencia del compensador propuesto para el cargador de

Figura LV-23. Respuesta en frecuencia del cargador de baterías en lazo cerrado.

auxiliar.

V.

43.5 v .

batenas.

Figura V-l. SA1 en CD probado experimentalmente. Figura V-2. Voltaje y corriente de entrada a máxima potencia de salida y mínima tensión de

entrada. a) (CH1: 4A/DIV), (CH2: lOOV/DIV). b) 1=1.3 Arms, V=90 Vrms. Figura V-3. Factor de potencia ante distintas condiciones de potencia de salida. Figura V-4. Comente de entrada a máxima potencia de salida y tensión de entrada nominal

considerando 6 ciclos de línea (CH4: lA/DIV). Figura V-5. Contenido armónico de la comente de entrada mostrada en la figura V-4. FiguraV-6. Contenido armónico expresado como un porcentaje de la fundamental de la

comente de entrada mostrada en la figura V-4. Figura V-7. Distorsión armónica total ante distintas potencias de salida. Figura V-8. Eficiencia del sistema en modo de operación normal. Figura V-9. Eficiencia del sistema en modo cargador.

117

Figura V-10. Eficiencia del sistema en modo respaldo. Figura V-11. Rizo del voltaje de salida (CH1: OSVDIV) y corriente de salida (CH3: lA/DIV)

ante conmutación de carga del 70% al 100% en modo normal. Figura V-12. Rizo del voltaje de salida (CHI: 0.5VDIV) y corriente de salida (CH3: 1 m I V )

ante conmutación de carga del 50% al 100% en modo respaldo. Figura V-13. Voltaje de salida (CHI: 2OVDIV) y comente de descarga de la batena (CH3:

1AiDIV) en la transición de modo normal a modo respaldo. Figura V-14. Rizo del voltaje de salida (CH1: OSVDIV) y comente de descarga de la batería

(CH2: lA/DIV) en la transición de modo normal a modo respaldo. Figura V-15. Voltaje de salida (CHI: 20VDIV) y comente de descarga de la batería (CH2:

lA/DIV) en la transición de modo respaldo a modo normal. Figura V-16. Rizo del voltaje de salida (CH3: 0.5VDIV) y comente de descarga de la batería

(CH2: lA/DIV) en la transición de modo respaldo a modo normal. FiguraV-17. Transitorio durante el encendido del voltaje de salida (CH1: 20VDIV) y la

comente de entrada (CH2: 1A DIV). Figura V-18. Rizo del voltaje de salida (CHI: 0.5VDIV) y comente de entrada (CH2: lA/DIV)

ante un cambio en la línea de 130 a 90 Vrms. Figura V-19. Rizo del voltaje de salida (CHI: OSVDIV) y comente de entrada (CH2: 1NDIV)

ante un cambio en la línea de 90 a 130 Vrms. FiguraV-20. Voltaje drenaje-fuente (CH2: 200VDIV) y comente (CH3: 4A/DIV) en el

interruptor del convertidor principal. Figura V-21. Comente en el diodo de salida (CH3: SA/DIV) y voltaje de compuerta (CH4:

1 OVDIV) del interruptor del convertidor principal. FiguraV-22. Voltaje drenaje-fuente (CH2: 1OOVDIV) y comente (CH3: 4AiDIV) en el

interruptor del convertidor auxiliar. Figura V-23. Comente en el diodo de salida (CH3: 5A/DIV) y voltaje de compuerta (CH4:

10VDIV) del interruptor del convertidor auxiliar. Figura V-24. Corriente de carga de la batería (CH3: 1OOmAiDIV). Figura V-25. Voltaje en el capacitor de almacenamiento (CH1: SOVDIV), comente de

descarga de la batería (CH2: lA/DiV) y rizo del voltaje de salida (CH3: OSVDIV) a tensión de entrada de 130 Vrms.

Figura V-26. Voltaje en el capacitor de almacenamiento (CHI: 50V/DIV), comente de descarga de la batena (CH2: lA/DIV) y rizo del voltaje de salida (CH3: OSVDIV) a tensión de entrada de 60 Vrms.

Figura V-27. Voltaje en el capacitor de almacenamiento (CH1: SOVDW), comente de descarga de la batena (CH2: lA/DIV) y rizo del voltaje de salida (CH3: 0.5VDIV) a tensión de entrada de 30 Vrms.

Figura V-28. Voltaje en el capacitor de almacenamiento (CH1: SOVDN), corriente de descarga de la batería (CH2: lA/DIV) y rizo del voltaje de salida (CH3: OSVDIV) sin tensión de entrada.

118

LISTA DE TABLAS

Tabla 1-1. Cuadro comparativo de las soluciones presentadas en [4-lo].

Tabla 111-1. Tabla 111-2. Tabla 111-3. Tabla 111-4.

Tabla 111-5.

Tabla 111-6.

Tabla 111-7.

Tabla 111-8.

Límites de la norma IEC 1000-3-2 para los equipos clase A. Límites de la norma IEC 1000-3-2 para los equipos clase C. Límites de la norma IEC 1000-3-2 para los equipos clase D. Cálculos para el convertidor auxiliar con diferentes relaciones de transformación. Valores calculados y dispositivos de potencia seleccionados para el convertidor auxiliar. Cálculos para el convertidor principal con diferentes relaciones de transformación. Valores calculados y dispositivos de potencia seleccionados para el convertidor principal. Valores calculados y dispositivos de potencia seleccionados para el cargador de baterías.

Tabla IV-1.

Tabla IV-2.

Ubicación de los polos y ceros de la función de transferencia control-salida del convertidor auxiliar. Ancho de banda y margen de fase del convertidor auxiliar.

Tabla V-l.

Tabla V-2.

Valores calculados y dispositivos de potencia seleccionados para el SAI en CD desarrollado. Límites de la norma IEC 1000-3-2 para los equipos clase A.

120

APÉNDICE A. CURVAS DE CAPACIDAD DE BATERÍAS POWER-SONIC

121

122

APÉNDICE B. DEFINICIÓN DEL FACTOR DE POTENCIA

El factor de potencia se define como la razón entre la potencia promedio y la potencia aparente; esto es,

Potencia promedio - W FP = -- Potencia aparente VA

Asumiendo una fuente ideal de voltaje de entrada senoidal, ecuación (El-2), el factor de potencia puede expresarse como el producto de dos factores, el factor de distorsión y el factor de desplazamiento, ecuación (El-3).

El factor de distorsión Kd es el cociente de la comente fundamental rms y la corriente rms total, ecuación (El-4).

Donde la corriente rms total está definida como:

El factor de desplazamiento Ke es el coseno del ángulo de desplazamiento entre la fundamental de la corriente de entrada y la tensión de entrada, ecuación (B-6).

La distorsión armónica total está definida como:

123

Sustituyendo la corriente rms t o t t ~ ~ en la ecuaci expresarse en función de la distorsión armónica total como:

(B-4), el factor de distorsión puede

1 - - - Lns( i ) -

JLnS<i) 2 + (Ims(i) .DAT)’ Ilr+DAT2 Si la forma de onda de corriente está en fase con la forma de onda de tensión, el factor de potencia depende Únicamente del factor de distorsión, ecuación (B-9).

1

FP= JI+DAT2 (B-9)

124

Apéndice c. DISENO DEL TRANSFORMADOR FLYBACK DEL CONVERTIDOR PRINCIPAL

En esta sección se muestra el procedimiento para el diseño del transformador del convertidor principal. Para el caso del convertidor auxiliar se sigue el mismo procedimiento aquí descrito.

Este cálculo parte del hecho de que ya se ha calculado la corriente pico del primario (6.92 A) y se ha determinado el ciclo de trabajo máximo (0.45) así como la inductancia del primario (54 uH).

Selección y tamaño del núcleo.

Escogiendo una densidad de corriente de 200 c.m./A para el conductor y conociendo el valor rms de la corriente en el devanado primario, puede determinarse la cantidad de circular mil (c.m.) para el conductor mediante la ecuación (C-1).

c.m./A= 200.1, =200-6.92=1384c.m. (C-1)

Una vez conocido el valor de circular mil, puede escogerse el calibre más adecuado. En este caso se cuenta con hilo de Litz número 175/40 el cual tiene 1652 c.m. y un diámetro de 0.054 in.

También se cuenta con un núcleo tipo RM14 de material 3C55. El material 3C85 tiene una densidad de flujo &e315 mTeslas a 100" C (3150 Gauss) y para este diseño se ha considerado una densidad de flujo de 2000 Gauss.

El producto de áreas está determinado por la ecuación (C-2):

Donde: Lp: Inductancia del primario, H Ip: Corriente en el primario, A D: Diámetro del conductor, in Bmm: Densidad de flujo máxima, Gauss

El producto de áreas, calculado a partir de la ecuación (C-2), es igual a 2.09 cm4. El núcleo RM14 es el más adecuado ya que tiene un producto de áreas de 2.91 cm4, el cual es mayor al calculado.

125

Cálculo de la longitud del gap.

La longitud del gap (Zg) se puede determinar a partir de la ecuación (C-3).

(0.4. z , L p . Ip2).108

Ae ‘Bmm 2 Lg =

Donde. Ae: Area efectiva, cm2

Como el núcleo RM14 tiene un área efectiva de 2 cm2, el tamaño del gap calculado a partir de la ecuación (C-3), es igual a 0.6 mm.

Número de vueltas del devanado primario.

Para obtener el valor de la inductancia deseada, el número de vueltas del devanado primario se determina mediante la ecuación (C-4), de donde obtenemos un número de 14.12 vueltas.

Número de vueltas del devanado secundario.

Finalmente, el número de vueltas del devanado secundario se obtiene a partir de la ecuación (C-5).

Np .(Vo+l).(l-dm,) N. =

Donde: Vo: Voltaje de salida V-,n: Voltaje pico de entrada mínimo dmOx: Ciclo de trabajo máximo

Considerando un voltaje de entrada mínimo de 90 Vrms y un voltaje de salida de 48 Volts, el número de vueltas en el devanado secundario es igual a 14.3 vueltas.

.. . . . 126

..: . , .

I., . . . , ' .-**

APÉNDICE D. CARTAS DE ACEPTACIÓN EN CONGRESOS INTERNACIONALES

127

, ,

Power Elecímnlcs Specialists Conrerence 1823 June, 2000 hllp.//pesc00 nuiga/way.ie/

January 18,2000

PhD Ellst Rodriguez Instituto Tecnológiw de Celaya Deplo. de Elecir6nica Av. Tccnol6giw y A. G. Cubas SM

Guanajuato 38010 MCxiw

Celaya I , .

Rcierence Number: 390

Title: A High Efficiehcy DC-UPS with PFC

Authors: E. Rohgi icz ' ITC. MEXICO, H. Visairo, J. Arau. CENIDET. MEXICO

Dear PhD Rodrlgueq

I am pleased to inform you that your paper mentioned above has been selected by the Program Committee For pksenlalion at PESC 'OO. We m i v e d 596 digests and could only acccpt 264. Congratulationsl

Your are required to sign the aüached declaration fonn (please do it now, i iyou have not already deali with tlic maitu d e r receiving the e-mail from us) stating that you accept the invintion to preseni a paper. that you will submit the papa by the March 31.2000 deadline, that you will pay one registAion fee and that you or one of your co-authors will present the papFr at the conference. T I i s form should be faxed to +353-91-750 588 berote January 28, zm. Pleste note that this is a formalmd personal inviiaiion for you mid your co-authors to attend and i s un oficial document ofthc conference. It should be uscd by all authors oíche paper in obinining any approvals required 10

anend.

PI- review this letter and the,enclosed material carefully to ensute proper publication iq.ilie conrerencc record. Enclosed BTC the mntcrinls nMd+ for prcpnring your pnper in camera-ready Form and submitting (lie paper for inclusion In the printed conference procetdings and in CD-ROM format. Please follow the instructions carehlly; there are sbicl Foguimmcnts for inclusion in the proceedings and CD-ROM. Kindly check the heading Tor the accuracy ofpaper title. authors"namcs and aililialions and notify the cotiference immediatcly ofany clbanges.

A reference number has been assigned io your paper and is listed io the heading of this letter. I'lcase rcfci. to ilia1 number In all,wmespondence , . and include i t when you submit your paper for CD-ROM Bird Proceedings.

PESC 'O0 will publish ihe conference record on CD-ROM and well as in printed book form. Attendees wi l l have both printed Proceedings and a CD-ROM included in the registration fee. Additional CD.ROM's and printed proceedings will be oh sale at the conference for those needing additional versions. To itisulr paper inicgrity. authors rue =ked io submit both camera-ready copy and an electronic version on disk. Iiistructions Tor boili ionnais are included in Ihe author's kii and authon are asked lo comply fully with ALL specifications. If, in exceptional m e s you cannot produce a disk. your paper wi l l be scanned by the publisher.

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r Electronics Chapicr

Nehwnt-ing the World'

May 314 2000