chapter 3 4g lte

Chương 3. OFDMA và SC-FDMA của LTE

Chương 3OFDMA VÀ SC-FDMA CỦA LTE

3.1. MỞ ĐẦU

Trong chương này trước hết ta sẽ xét nguyên lý OFDM và ứng dụng của nó trong mô hình lớp vật lý OFDMA đường xuống của LTE. OFDM đã được tiếp nhận là sơ đồ truyền dẫn đường xuống cho LTE và cũng được sử dụng cho các công nghệ không dây băng rộng khác như WiMAX và các công nghệ truyền hình quảng bá DVB.

Nhược điểm của điều chế OFDM và các phương pháp truyền dẫn đa sóng mang khác là sự thay đổi công suất tức thời của tín hiệu phát rất lớn dẫn đến tỷ số giữa công suất đỉnh và công suất trung bình (PAPR: Peak to Average Power) rất lớn. Điều này làm giảm hiệu suất của bộ khuyếch đại công suất và tăng giá thành bộ khuyếch đại công suất. Nhược điểm này rất quan trọng đối với đường lên vì các MS phải tiêu thụ công suất thấp và có giá thành hạ.

Nhiều phương pháp đã được đề xuất để giảm PAPR của tín hiệu OFDM, Tuy nhiên hầu hết các phương pháp này chỉ đảm bảo giảm PAPR ở mức độ không cao. Ngoài ra các phương pháp này đòi hỏi tính toán phức tạp và giảm hiệu năng đường truyền. Truyền dẫn đơn sóng mang băng rộng là một giải pháp truyền dẫn đa sóng mang phù hợp cho đương lên nghĩa là cho máy phát của MS. Tuy nhiên cần nghiên cứu xử lý méo dạng sóng tín hiệu xẩy ra trong môi trường thông tin di động do phađinh chọn lọc tần số. LTE sử dụng một dạng điều chế cải tiến của OFDM có tên gọi là DFTS-OFDM ( DFT Sprread OFDM: OFDM trải phổ bằng DFT). Đây một công nghệ đầy hứa hẹn cho thông tin đường lên tốc độ cao trong các hệ thống thông tin di động tương lai. DFTS-OFDM có hiệu quả thông lượng và độ phức tạp tương tự như OFDM. Ưu điểm chính của của DFTS-OFDM là tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAPR: Peak to Average Power Ratio) thấp hơn OFDM. DFTS-OFDM. LTE sử dụng DFTS-OFDM cho đa truy nhập đường lên với tên gọi là SC-FDMA. Chương này xét nguyên lý của DFTS-OFDM và SC-FDMA ứng dụng trong LTE.

3.2 . TÓM TẮT NGUYÊN LÝ OFDM

Truyền dẫn OFDM là một kiểu truyền dẫn đa sóng mang. Sau đây là một số đặc trưng quan trọng cuả OFDM:

Sử dụng nhiều sóng mang băng hẹp. Chẳng hạn nếu một hệ thống MC-WCDMA (WCDMA đa sóng mang) băng thông 20MHz sử dụng 4 sóng mang với mỗi sóng mang có băng tần là 5MHz, thì với băng thông như vậy

57


OFDM có thể sử dụng 2048 sóng mang với băng thông sóng mang con 15MHz

Các sóng mang con trực giao với nhau và khỏang cách giữa hai sóng mang con liền kề bằng đại lượng nghịch đảo của thời gian ký hiệu điều chế sóng mang con (hình 3.1). Vì thế các sóng mang con của OFDM được đặt gần nhau hơn so với FDMA

Hình 3.1. Ký hiệu điều chế và phổ của tín hiệu OFDM

Ta ký hiệu N là tổng số sóng mang con của hệ thống truyền dẫn OFDM và P là số sóng mang con mà một máy phát trong hệ thống có thể sử dụng. Sơ đồ khối phát thu của hệ thống OFDM được cho trên hình 3.2. Hoạt động của hệ thống OFDM trên hình 3.2 như sau.

Hình 3.2. Sơ đồ khối của một hệ thống OFDM

3.2.1. Máy phát

58


Các khối ký hiệu điều chế thông thường (QPSK hay 16- QAM chẳng hạn) gồm P ký hiệu điều chế (ký hiệu là ) được đưa qua bộ biến đổi nối tiếp vào song song (S/P) để được P luồng song song với độ dài ký hiệu của mỗi luồng bằng TFFT, trong đó TFFT được gọi là độ dài hiệu dụng của một ký hiệu OFDM. Mỗi ký hiệu điều chế Xi (i=0,1,…,P-1) có giá trị phức thể hiện phổ rời rạc của sóng mang con thứ i trong số N sóng mang con của hệ thống. Các sóng mang con được điều chế được kết hợp với N-P sóng mang con rỗng (bằng không) để tạo nên tập {Xi} (i=0,1,…, N-1) giá trị phức và được đưa lên N đầu vào của bộ biến đổi fourier nhanh ngược (IFFT). IFFTcho ra N sóng mang con trong miền thời gian {xi} (i=0,1,…, N-1). Các sóng mang con trong miền thời gian này

được thể hiện ở các mẫu rời rạc với tần số lấy mẫu fs=Nf= , trong đó f ta

khoảng cách giữa các sóng mang con và là chu kỳ lấy mẫu. Tín hiệu

đầu ra IFFT được biểu diễn ở dang các mẫu rời rạc. Sóng mang con thứ i tại thời điểm k trong miền thời gian được xác định như sau:

xi,k = (3.1)

trong đó i (i=0,1,…,N-1), k (k là một số nguyên nằm trong khỏang từ - đến ) ký hiệu cho sóng mang con thứ i của ký hiệu OFDM thứ k tương ứng; Xi,k giá trị phức của tín hiệu được điều chế thông thường thứ i tại thời điểm k; m (m=0,1,…,N) là mẫu thứ m của tín hiệu được lấy mẫu với thời gian lấy mẫu T s=TFFT/N tương ứng với tần số lấy mẫu fs= N/TFFT.

Tín hiệu đầu ra bộ biến đổi song song vào nối tiếp (P/S) trong miền thời gian tại thời điểm k được xác định như sau:

(3.2)

Đối với OFDM ta có thể biểu diễn tín hiệu phát trong miền tần số như sau:

, trong đó [.]T là phép chuyển vị, P là số ký

hiệu điều chế thông thường trong khối k và số số không bằng N-P. Tín hiệu trong miền thời gian nhận đựơc bằng cách nhân tín hiệu trong miền tần số với ma trận sau:

59


(3.3)

trong đó hàng của ma trận trong (3.3) thể hiện các sóng mang con tại thời điểm lấy mẫu m.

Bộ chèn CP (Cyclic Prefix) thực hiện chèn V mẫu (độ dài TCP) của ký hiệu OFDM vào đầu ký hiệu này để được độ dài ký hiệu bằng: T=TFFT+TCP, trong đó TFFT là độ dài hiệu dụng còn TCP là khoảng thời gian bảo vệ để chống ISI (nhiễu giữa các ký hiệu) gây ra do phađinh đa đường và V mẫu được chèn là V mẫu được copy từ các mẫu cuối cùng của tín hiệu xk. Thông thường TCP được chọn bằng thời gian trễ trội cực đại (trễ của đường truyền đến muộn nhất còn được xét so với trễ của đường đến sớm nhất). Khi này m trong phương trình (3.3) sẽ là: m=0,1,…, N-1,…, N+V-1) và tổng số mẫu đầu ra bộ CP sẽ bằng N+V. Ta có thể biểu diễn tín hiệu sau chèn CP trong miền thời gian và miền tần số như trên hình 3.3.

Hình 3.3. Trình bầy OFDM (sau chèn CP) trong miền thời gian và tần số

Bộ biến đổi số vào tương tự (DAC) cho ta tín hiệu tương tự có dạng sau:

60


(3.4)

Hay

(3.5)

Ý nghĩa của việc chèn CP được giải thích trên hình 3.4. Trong trường hợp kênh tán thời do bị phađinh đa đường một phần tính trực giao giữa các sóng mang con sẽ bị mất đi: phần cuối của ký hiệu OFDM phát trước do đến trễ sẽ chồng lấn lên phần đầu của ký hiệu OFDM phát sau. Trong trường trường hợp này khoảng thời gian tương quan của bộ giải điều chế cho ký hiệu được xét sẽ chồng lấn một phần lên ký hiệu trứơc đó (hình 3.4a). Vì thế tích phân tín hiệu đi thẳng sẽ chứa nhiễu cuả tín hiệu phản xạ từ ký hiệu trước đó. Hậu quả là không chỉ xẩy ra nhiễu giữa các ký hiệu (ISI) mà còn cả nhiễu giữa các sóng mang con (ICI: Inter Channel Interference).

61


Hình 3.4. Giải thích ý nghĩa chèn CP. a) không chèn CP, b) chèn CP.

Một cách khác để giải thích nhiễu giữa các sóng mang con trong kênh vô tuyến phađinh tán thời như sau. Nguyên nhân tán thời của kênh là do đáp ứng tần số của kênh phađinh chọn lọc tần số. Vì thế tính trực giao giữa các sóng mang không chỉ được đảm bảo bởi phân cách giữa chúng trong miền tần số mà còn bởi cấu trúc đặc thù miền tần số của từng sóng mang: thậm chí nếu kênh miền tần số không đổi đối với búp phổ chính cuả một sóng mang con OFDM và chỉ có các búp phổ bên bị hỏng do tính chọn lọc tần số của kênh vô tuyến, thì điều này cũng dẫn đến mất tính trực giao giữa các sóng con cùng với nhiễu giữa các sóng mang con. Do các búp bên của mỗi sóng mang con OFDM lớn, nên dù lượng tán thời đã bị hạn chế (tương ứng với tính chọn lọc tần số của kênh vô tuyến thấp) vẫn có thể xẩy ra nhiễu giữa các sóng mang con.

Để giải quyết vấn đề này và làm cho OFDM có khả năng thực sự chống tán thời trên kênh vô tuyến, chèn CP (Cyclic Prefix: tiền tố chu trình) được thực hiện. Chèn CP tăng độ dài ký hiệu OFDM từ TFFT lên TFFT+TCP trong đó TCP là độ dài của CP tương ứng với việc giảm tốc độ ký hiệu OFDM. Từ hình 3.4b ta thấy tương quan vẫn được thực hiện trên đoạn thời gian TFFT=1/f và tính trực giao sóng mang con sẽ được đảm bảo ngay cả trong trường hợp kênh tán thời chừng nào đoạn tán thời còn ngắn hơn độ dài CP.

62


Nhược điểm của chèn tiền tố CP là chỉ một phầnTFFT/(TFFT+TCP) của công suất tín hiệu thu là phần thực tế được bộ giải điều chế OFDM sử dụng và điều này có nghĩa là mất một phần công suất khi giải điều chế OFDM. Ngoài việc mất công suất, chèn CP còn gây ra mất băng thông vì tốc độ ký hiệu OFDM giảm trong khi độ rộng băng tần của tín hiệu không giảm.

Một cách khác để giảm CP là giảm khoảng cách giữa các sóng mang f tương ứng với tăng TFFT. Tuy nhiên cách này làm tăng độ nhạy cảm của truyền dẫn OFDM với sự thay đổi nhanh của kênh kho trải Doppler cao và các kiểu sai số tần số khác.

Cấn lưu ý rằng CP không thể bao phủ toàn bộ độ dài của tán thời kênh. Nói chung cần có một sự cân nhắc giữa mất công suất do CP và hỏng tín hiệu (do ISI và ICI) mà phần dư tán thời do CP không phủ hết gây ra. Điều này có nghĩa rằng tồn tại một điểm tối ưu cho độ dài CP mà việc tăng nó không ảnh hưởng xấu đến mất công suất dẫn đến giảm kích thước ô và ngược lại việc giảm nó không làm ảnh hưởng xấu đến hỏng tín hiệu.

3.2.2. Máy thu

Tín hiệu đầu vào máy thu (đầu ra kênh) có dạng sau:

y(t)= x(t)h(t)+(t) (3.6)

trong đó h(t) là độ lợi kênh và (t) là tạp âm Gauss trắng cộng và ký hiệu cho tích chập. Bộ biến đổi từ tương tự vào số (ADC) sẽ biến đổi y(t) vào số, bộ loại bỏ CP sẽ loại CP. Qua trình loại CP đựơc thực hiện bằng tích chập vòng. Dưới đây ta sẽ giải thích nguyên lý tích chập vòng.

Ta có thể biểu diễn ký hiệu OFDM bao gồm CP rời rạc trong miền thời gian ở dạng vectơ sau:

(3.7)Trong đó xm ký hiệu cho mẫu m của tín hiệu OFDM ytong miền thời gian.

Nếu không xét tạp âm, tín hiệu đầu ra của kênh sẽ là , trong đó h là vectơ có độ dài v+1 để biểu thị đáp ứng kênh xung kim trong thời gian ký hiệu OFDM. Hình 3.5 giải thích quá trình tích chập dịch vòng giữa đáp ứng kênh xung kim h và x đầu vào cho hai mẫu đầu tiên của y.

63


Hình 3.5. Minh họa quá trình tích chập quay vòng giữa đáp ứng kênh xung kim h và xCP.

Dựa trên các phân tích trên, ta có thể biểu diễn tín hiệu đầu ra kênh sau tích chập vòng cho các mẫu hữu ích như sau:

(3.8)

Sau tích chập vòng nếu chỉ giữ lại các tnàh phần đầu tiên ở vế trái của hệ phương trình (3.8) ta sẽ loại bỏ được CP.

Ta có thể biểu diễn lại phương trình (3.8) ở dạng ma trận quay vòng như sau

(3.9)

= Xh +

Sau bộ loại bỏ CP, V mẫu của CP bị loại bỏ và N mẫu còn lại là các mẫu của tín hiệu hữu ích . Bộ biến đổi nối tiếp vào song song cho ra N luồng song song

ứng với N sóng mang con thu của tín hiệu thu trong miền thời gian:

(i=0,1,...,N-1) ở dạng các mẫu rời rạc m (m=0,1...,N-1). Các sóng mang này được đưa lên bộ biến đổi FFT để chuyển đổi từ miền thời gian vào miền tần số. Sau

FFT máy thu lấy ra P sóng mang con cần thu thu trong miền tần số (i=0,1,

…, P-1), mỗi sóng mang con được xác định như sau:

(3.10)

trong đó i (i=0,1,…,P-1), ký hiệu cho mẫu m trong miền thời gian của ký hiệu điều chế thông thường thứ i trong khối P ký hiệu được phát tại đầu ra cuả kênh, k (k là một số nguyên nằm trong khỏang từ - đến ) là khối thứ k tương ứng; là giá trị phức của tín hiệu thu trong miền tần số trong khối ký hiệu k; m

64


(m=0,1,…,N-1) là mẫu thứ m của tín hiệu được lấy mẫu trong miền thời gian với thời gian lấy mẫu Ts=TFFT/N tương ứng với tần số lấy mẫu fs= N/TFFT.

Tín hiệu đầu ra bộ biến đổi nối tiếp vào song song sẽ là chuỗi nối tiếp các ký hiệu thu của khối k có thể được biểu diễn ở dạng vectơ sau:

(3.11)

Tổng quát ta có thể biểu diễn toàn bộ các bước xử lý tín hiệu của một hệ thống thông tin OFDM với các tín hiệu ở dạng vectơ như trên hình 3.6.

Hình 3.6. Hệ thống thông tin OFDM băng gốc với các tín hiệu ở dạng vectơ.

Truyền dẫn OFDM có thể được biễu diễn trong không gian hai chiều: tần số- thời gian như trên hình 3.7.

Hình 3.7. Biểu diễn tín hiệu truyền dẫn OFDM trong không gian hai chiều (tần số-thời gian)

65


3.3. ƯỚC TÍNH KÊNH VÀ CÁC KÝ HIỆU THAM KHẢO

Kênh OFDM bao gồm tổ hợp điều chế OFDM (xử lý IFFT), kênh vô tuyến tán thời và giải điều chế OFDM (xử lý FFT) được mô tả ở dạng kênh miền tần số trên hình 3.8. Nếu coi rằng CP đủ lớn ( khi này tích chập kênh vô tuyến tán thời trong khoảng thời gian lấy tích phân TFFT của bộ giải điều chế có thể coi là tích chập dịch vòng tuyến tính), thì các nhánh kênh miền tần số H0,…, HP-1 có thể được rút ra trực tiếp từ các đáp ứng kênh xung kim như trên hình 3.8 (hình vẽ phía dưới).

Hình 3.8. Mô hình kênh OFDM trong miền tần số

Để khôi phục lại ký hiệu phát cho quá trình xử lý tiếp theo (chẳng hạn tách ký hiệu số liệu và giải mã kênh), máy thu phải nhân với phức liên hợp của Hi:

(hình 3.9). Quá trình này thường được gọi là cân bằng một nhánh và được áp dụng cho từng sóng mang con được thu. Để có thể thực hiện điều này, máy thu phải ước tính các nhánh kênh miền tần số H0,H1,…,HP-1.

66


Hình 3.9. Mô hình kênh phát thu OFDM miền tần số với bộ cân bằng một nhánh

Các nhánh kênh miền tần số có thể được ước tính gián tiếp bằng cách trước hết ước tính đáp ứng kênh xung kim sau đó tính toán Hk. Tuy nhiên phương pháp nhanh hơn là ước tính các nhánh kênh miền tần số trực tiếp. Trong trường hợp này hệ thống chèn các ký hiệu tham khảo (còn được gọi là các ký hiệu hoa tiêu) tại các khoảng thời gian quy định trong lưới thời gian tần số của OFDM (hình 3.10). Do biết trước được các ký hiệu tham khảo này nên máy thu có thể ước tính kênh miền tần số xung quanh vị trí ký hiệu tham khảo. Các ký hiệu tham khảo phải có mật độ đủ lớn cả trong miền thời gian và miền tần số để có thể đảm bảo các ước tính kênh cho toàn bộ lưới thời gian tần số ngay cả trong trường hợp các kênh vô tuyến bị phađinh chọn lọc tần số và thời gian cao.

Hình 3.10. Các ký hiệu tham khảo trên trục thời gian tần số

3.4. MÃ HÓA KÊNH VÀ PHÂN TẬP TẦN SỐ TRONG TRUYỀN DẪN OFDM

Chất lượng kênh vô tuyến bị phađing chọn lọc tần số luôn luôn thay đổi trong miền tần số. Hình 3.11a và b cho thấy sự phụ thuộc của chất lượng kênh vô tuyến (công suất tín hiệu thu hoặc tỷ số tín hiệu trên tạp âm) vào tần số cho trường

67


hợp đơn sóng mang băng rộng (WCDMA chẳng hạn) (hình 3.11a) và đa sóng mang (OFDM) (hình 3.11b). Trong trường hợp truyền dẫn đơn sóng mang, mỗi ký hiệu điều chế được truyền trên một băng thông rộng, trong đó do ảnh hưởng của pha đinh chọn lọc tần số băng thông này có thể bao gồm cả vùng tần số có chất lượng truyền dẫn cao và vùng tần số có chất lượng truyền dẫn thấp. Việc truyền dẫn thông tin trên một băng tần rộng gồm nhiều dải băng với chất lượng khác nhau này đựơc gọi là phân tập tần số.

Trái lại trong trường hợp OFDM, mỗi ký hiệu chỉ được truyền trên một băng thông hẹp. Vì thế một số ký hiệu có thể rơi vào vùng tần số có chất lượng kênh rất thấp. Vì thế từng ký hiệu riêng lẻ thông thường sẽ không nhận được phân tập tần số ngay cả khi kênh mang tính chọn lọc tần số cao. Kết quả là tỷ lệ lỗi bit cơ sở của truyền dẫn OFDM trên kênh chọn lọc tần số tương đối kém và kém hơn nhiều so với tỷ số lỗi bit cơ sở trong trường hợp truyền dẫn đơn sóng mang băng rộng.

Tuy nhiên trong thực tế mã hóa kênh được sử dụng trong hầu hết các hệ thống thông tin số nhất là trong trường hợp thông tin di động. Trong mã hóa kênh mỗi bit thông tin được truyền phân tán trên nhiều bit mã. Nếu sau đó các bit mã này thông qua các ký hiệu điều chế được sắp xếp lên các sóng mang con và các sóng mang con này được phân bố hợp lý trên toàn bộ băng thông truyền dẫn của tín hiệu OFDM (hình 3.11c), thì mỗi bit thông tin sẽ nhận được phân tập tần số (nghĩa là mỗi bit này được truyền trên các băng tần có chất lượng khác nhau của kênh) mặc dù các sóng mang con và cả các bit mã không nhận được phân tập tần số. Phân bố các bit mã trong miền tần số như trên hình 3.11c đôi khi đựơc gọi là đan xen tần số. Đan xen tần số trong trường hợp này giống như đan xen trong miền thời gian được sử dụng kết hợp với mã hóa kênh để chống phađinh thay đổi theo thời gian.

68


Hình 3.11. Giải thích vai trò của mã hóa kênh trong OFDM: Mã hóa kênh kết hợp với đan xen tần số để cung cấp phân tập tần số cho truyền dẫn OFDM

Như vậy, tương phản với truyền dẫn đơn sóng mang băng rộng, mã hóa kênh (kết hợp với đan xen tần số) là khâu quan trọng để truyền dẫn OFDM nhận được ích lợi từ phân tập tần số trong kênh chọn lọc tần số. Vì mã hóa kênh thường được sử dụng trong thông tin di động nên đây không phải là nhược điểm quá nghiêm trọng của OFDM, ngoài ra cũng cần nhấn mạnh rằng ngay cả khi tỷ lệ mã khá cao hệ thống vẫn nhận được một lượng phân tập tần số sẵn có.

3.5. LỰA CHỌN CÁC THÔNG SỐ OFDM CƠ SỞ

Để sử dụng OFDM cho truyền dẫn trong thông tin dộng, cần lựa chọn các thông số cơ sở dưới đây:

Khoảng cách giữa các sóng mang con f Số sóng mang con N cùng với khoảng cách giữa sóng mang con quyết

định toàn bộ băng thông truyền dẫn của tín hiệu OFDM Độ dài CP: TCP. Cùng với khoảng cách giữa các sóng mang f=1/TFFT,

TCP quyết định độ dài ký hiệu OFDM: T=TCP+TFFT, hay tốc độ ký hiệu OFDM

3.5.1. Khoảng cách giữa các sóng mang con của OFDM

69


Tồn tại hai tiêu chí cần cân nhắc trong việc chọn sóng mang con:

Khoảng cách giữa các sóng mang con càng nhỏ càng tốt (TFFT càng lớn càng tốt) đê giảm thiểu tỷ lệ chi phí cho CP: TCP/(TFFT+TCP)

Khoảng cách giữa các sóng mang con quá nhỏ sẽ tăng sự nhạy cảm của truyền dẫn OFDM đối với trải Doppler

Khi truyền qua kênh phađinh vô tuyến, do trải Doppler lớn, kênh có thể thay đổi đáng kể trong đoạn lấy tương quan TFFT dẫn đến trực giao giữa các sóng mang bị mất và nhiễu giữa các sóng mang.

Trong thực tế, đại lượng nhiễu giữa các sóng mang có thể chấp nhận rất lớn tùy thuộc vào dịch vụ cần cung cấp và mức độ tín hiệu thu chịu được tạp âm và các nhân tố gây giảm cấp khác. Chẳng hạn tại biên của một ô lớn tỷ số tín hiệu trên tạp âm cộng nhiễu có thể khá thấp khi tốc độ số liệu thấp. Vì thế một lượng nhỏ nhiễu bổ sung giữa các sóng mang con do trải Doppler có thể bỏ qua. Tuy nhiên trong các trường hợp tỷ số tạp âm cộng nhiễu cao chẳng hạn trong các ô nhỏ hay tại vị trí gần BS, khi cần cung cấp các tốc độ số liệu cao, cùng một lượng nhiễu giữa các sóng mang con như trên cũng có thể gây ảnh hưởng xấu hơn nhiều.

Cần lưu ý rằng ngoài trải Doppler, nhiễu giữa các sóng mang con cũng xẩy ra do hoạt động không chính xác của máy phát và máy thu như: các sai số tần số và tạp âm pha.

3.5.2. Số lượng các sóng mang con

Sau khi đã chọn được khoảng cách giữa các sóng mang con theo môi trường (dựa trên cân nhắc giữa trải Doppler và tán thời), số lượng các sóng mang con được xác định dựa trên băng thông khả dụng và phát xạ ngoài băng.

Độ rộng băng tần cơ sở của tín hiệu OFDM bằng P.f, nghĩa là số sóng mang con nhân với khoảng cách giữa các sóng mang con. Tuy nhiên phổ của tín hiệu OFDM cơ sở giảm rất chậm bên ngoài độ rộng băng tần OFDM cơ sở (hình 3.12). Lý do gây ra phát xạ ngoài băng lớn là việc sử dụng tạo dạng xung chữ nhật dẫn đến các búp sóng bên giảm tương đối chậm. Tuy nhiên trong thực tế lọc hoặc tạo cửa sổ miền thời gian được sử dụng để loại bỏ phần lớn các phát xạ ngoài băng của OFDM. Trong thực tế cần dành 10% băng tần cho băng bảo vệ đối với tín hiệu OFDM. Chẳng hạn nếu băng thông khả dụng là 5MHz thì độ rộng băng tần OFDM P.f chỉ có thể vào khoảng 4,5MHz. Giả sử LTE sử dụng khoảng cách giữa các sóng mang là 15kHz, thì điều này tương đương với vào khỏang 300 sóng mang con trong 5MHz.

70


Hình 3.12. Phổ của tín hiệu OFDM cơ sở 5MHz.

3.5.3. Độ dài CP

Về nguyên tắc, độ dài CP TCP phải bao phủ được độ dài cực đại của tán thời dự tính có thể xẩy ra. Tuy nhiên tăng độ dài CP mà không giảm f dẫn đến tăng chi phí công suất cũng như băng thông. Mất công suất dẫn đến kích thước ô giảm và hệ thống bị hạn chế nhiều hơn bởi công suất, vì thế cần có sự cân đối giữa mất công suất cho CP và thiệt hại tín hiệu do tán thời không được CP bao phủ hết. Ngoài ra mặc dù khi kích thước ô tăng tán thời tăng, nhưng khi kích thước ô vượt quá một giá trị nào đó cũng không nên tăng TCP, vì mất công suất có thể gây ảnh hưởng xấu lên tín hiệu nhiều hơn ảnh hưởng của tán thời do không được phủ hết bởi CP.

Một lý do để có thể phải sử dụng TCP dài hơn liên quan đến trường hợp truyền dẫn đa ô với việc sử dụng SFN (Single-Frequency Network) mà sẽ xét trong phần sau.

Như vậy để tối ưu hiệu năng đối với các môi trường khác nhau, một số hệ thống OFDM hỗ trợ nhiều độ dài CP. Các độ dài CP khác nhau này có thể được sử dụng trong các trường hợp sau:

CP ngắn hơn trong các môi trường ô nhỏ để giảm thiểu chi phí cho CP CP dài hơn trong các môi trường có tán thời rất lớn và đặc biệt trong trường

hợp SFN

3.6. ẢNH HƯỞNG CỦA THAY ĐỔI MỨC CÔNG SUẤT TỨC THỜI

Một trong số các nhược điểm của truyền dẫn OFDM là sự biến động lớn trong công suất phát tức thời dẫn đến giảm hiệu suất bộ khuyếch đại công suất và tiêu thụ công suất của đầu cuối di động cao hơn hoặc phải giảm công suất phát ra dẫn đến giảm cự ly phủ sóng.

71


Nhiều phương pháp đã được đề xuất để giảm giá trị đỉnh của tín hiệu OFDM:

Dành trước tông. Dành trước một tập sóng mang con không sử dụng cho truyền dẫn số liệu. Các sóng mang con này được điều chế để có thể triệt bỏ các giá trị đỉnh lớn của toàn bộ tín hiệu OFDM và vì thế có thể giảm khoảng lùi của bộ khuyếch đại công suất. Nhược điểm của phương pháp dành trước tông là mất băng thông do không thể sử dụng một số sóng mang con cho truyền dẫn số liệu. Ngoài ra tính toán phương pháp điều chế cho dành trước tông cũng rất phức tạp

Xáo trộn chọn lọc. Chuỗi bit sau mã hóa kênh được xáo trộn với các mã ngẫu nhiên hóa. Sau đó mỗi chuỗi được xáo trộn được điều chế OFDM, và tín hiệu có công suất đỉnh thấp nhất được chọn để phát. Sau giải điều chế OFDM tại phía thu, giải ngẫu nhiên (giải xáo trộn) và giải mã kênh được thực hiện cho tất cả các chuỗi ngẫu nhiên có thể có. Nhựơc điểm của phương pháp này là tăng độ phức tạp của máy thu vì phải thực hiện nhiều giải mã đồng thời.

3.7. SỬ DỤNG OFDM CHO GHÉP KÊNH VÀ ĐA TRUY NHẬP

Hình 3.13 mô tả sử dụng OFDM cho đa truy nhập OFDM để có thể truyền dẫn đồng thời các đến/từ các máy đầu cuối bằng phân chia tần số. Phương pháp này được gọi là ghép kênh các người sử dụng cho đường xuống (từ trạm gốc đến các máy đầu cuối di động) và đa truy nhập cho đường lên (từ các máy đầu cuối di động đến trạm gốc).

Hình 3.13. OFDM được sử dụng cho sơ đồ ghép kênh/đa truy nhập: a) đường xuống, b) đường lên

Trên đường xuống, OFDM được sử dụng làm sơ đồ ghép kênh các người sử dụng. Trong khoảng thời gian một ký hiệu OFDM, toàn bộ các sóng mang con khả dụng được chia thành các tập con khác nhau và được gán cho các người sử dụng khác nhau để truyền đến các đầu cuối khác nhau (hình 3.14.a).

Tương tự trên đường lên, OFDM được sử dụng làm sơ đồ đa truy nhập. Trong khỏng thời gian một ký hiệu OFDM toàn bô các sóng mang con khả dụng

72


được chia thành các tâp con khác nhau và được gán cho các người sử dụng khác nhau để truyền từ các đầu cuối khác nhau đến trạm gốc (hình 3.14b). Sơ đồ đa truy nhập đường lên sử dụng OFDM được gọi là đa truy nhập phân chia theo tần số trực giao (OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access) đối với đường từ MS đến BS

Thông thường thuật ngữ OFDMA được sử dụng cho cả đường xuống và đường lên vì thế trong tài liệu này để đơn giản ta sẽ chỉ sử dụng thuật ngữ này cho các hai đường.

Hình 3.13 giả thiết rằng các sóng mang con liên tiếp được sử dụng để truyền đến/từ máy di động đầu cuối. Tuy nhiên các tập con sóng mang con được phân bố trên toàn bộ các sóng mang con khả dụng cũng được sử dụng để truyền đến/từ các máy đầu cuối di động (hình 3.14). Lợi ích của các sơ đồ OFDM phân bố là có thể nhận được phân tập tần số bổ sung trải rộng trên toàn băng thông rộng hơn cho từng đường truyền.

Hình 3.14. Ghép kênh người sử dụng/OFDMA phân bố

Trong trường hợp OFDMA được sử dụng cho đường lên, tín hiệu OFDM phát đi từ các đầu cuối di động khác nhau được ghép kênh theo tần số, điều quan trọng là các truyền dẫn từ các đầu cuối ở các vị trí khác nhau so với trạm gốc phải đến trạm gốc một cách đồng bộ theo thời gian. Đặc biệt là sự mất đồng bộ giữa các truyền dẫn từ các đầu cuối di động khác nhau tại trạm gốc phải nhỏ hơn độ dài CP để đảm bảo tính trực giao giưã các sóng mang con thu được từ các đầu cuối di động khác nhau để tránh nhiễu giữa các người sử dụng.

Do khác nhau về khoảng cách từ các đầu cuối di động đến trạm gốc và vì thế dẫn đến khác nhau về thời gian truyền lan (sự khác nhau có thể vượt xa độ dài CP), nên cần phải điều khiển định thời phát của từng đầu cuối (hình 3.15). Điều khiển định thời phát nhằm điều chỉnh định thời phát cuả từng đầu cuối di động để đảm bảo rằng các truyền dẫn đường lên được đồng bộ tại trạm gốc. Do thời gian truyền lan thay đổi khi đầu cuối di động chuyển động trong ô, điều khiển đinh thời phát phải là một quá trình tích cực liên tục điều chỉnh định thời phát cho từng đầu cuối di động.

73


Hình 3.15. Điều khiển định thời phát đường lên

Ngay cả khi điều khiển định thời phát hoàn hảo, vẫn luôn có một lượng nhiễu giữa các sóng mang con do sai số tần số. Trong trường hợp sai số tần số hợp lý và trải Doppler nhỏ nhiễu này thường tương đối nhỏ. Tuy nhiên điều này chỉ xẩy ra khi coi rằng các sóng mang con khác nhau được thu tại trạm gốc với công suất gần như nhau. Trên đường lên do khoảng cách giữa các đầu cuối di động đến trạm gốc khác nhau vì thế suy hao đường truyền của các đường truyền này cũng có thể rất khác nhau. Nếu hai đầu cuối phát cùng một công suất thì do khoảng cách khác nhau công suất tín hiệu thu tại trạm gốc từ hai đầu cuối này có thể rất khác nhau và vì thế tín hiệu thu từ trạm đầu cuối mạnh hơn sẽ gây nhiễu đối với tín hiệu thu yếu hơn cho dù vẫn duy trì được trực giao hoàn hảo giữa các sóng mang con. Để tránh điều này cần phải thực hiện điều khiển công suất phát của các đầu cuối ở một mức độ nhất định đối với OFDMA đường lên bằng cách giảm công suất của đầu cuối ở gần trạm gốc để đảm bảo công suất của các tín hiệu thu gần như nhau.

3.8. PHÁT QUẢNG BÁ VÀ ĐA PHƯƠNG TRONG NHIỀU Ô VÀ OFDM

Các dịch vụ quảng/ đa phương trong hệ thống thông tin di động cho phép

cung cấp đồng thời thông tin cho nhiều đầu cuối di động. Các dịch vụ này thường được trải rộng trên một vùng rộng lớn chứa nhiều ô như trên hình 3.16a. Thông tin quảng bá/đa phương có thể là một TV clip mới, thông tin về tính hình thời tiết địa phương, thông tin về thị trường chứng khoán tại một thời điểm cho trước và được nhiều người quan tâm.

Khi cần cung cấp cùng một thông tin cho nhiều đầu cuối di động trong cùng một ô, tiện lợi nhất là cung cấp thông tin này bằng cách sử dụng một đường truyền dẫn vô tuyến quảng bá cho toàn ô đồng thời đến tất cả các đầu cuối di động liên quan (hình 3.16b), chứ không nên phát thông tin này bằng các đường truyền dẫn riêng cho từng đầu cuối di động (truyền đơn phương, hình 3.16c).

74


Hình 3.13. Phát quảng ba đa ô (a), đơn ô (b) và phát đơn phương (c)

Phát quảng bá trên hình 3.16b phải được định cỡ để có thể đạt đến các đầu cuối di động thu yếu nhất bao gồm cả các đầu cuối tại biên ô. Điều này dẫn đến chi phí tài nguyên khá cao (công suất máy phát trạm gốc để có thể đạt được tốc độ số liệu dịch vụ cho trước). Một giải pháp cho vấn đề này là hạn chế tốc độ số liệu quảng bá để đảm bảo tỷ số tín hiệu trên tạp âm giới hạn chẳng hạn đối với biên ô và đặc biệt là đối với các ô kích thước lớn. Một giải pháp khác cho phép duy trì tốc độ số liệu quảng bá cao là giảm kích thước ô để tăng công suất thu tại biên ô. Nhưng điều này dẫn đến tăng số lượng ô để đảm bảo vùng quảng bá cho trước và làm tăng giá thành triển khai hệ thống.

Trong trường hợp phát quảng bá đa ô, có thể tiết kiệm tài nguyên mà vẫn đảm bảo tốc độ số liệu nếu các đầu cuối di động tại biên ô sử dụng công suất thu từ truyền dẫn quảng bá của nhiều ô khi tách sóng/ giải mã số liệu quảng bá. Vì thế có thể đạt được độ lợi công suất lớn, nếu các đầu cuối có thể thu đồng thời và kết hợp các truyền dẫn quảng bá từ nhiều ô trước khi tách tín hiệu và giải mã. Phương pháp này được gọi là kết hợp mềm các truyền dẫn quảng bá/đa phương từ nhiều ô và đã được ứng dụng cho MBMS (Multimedia Broadcast/Mulricast Service: dịch vụ quảng bá/ đa phương đa phương tiện) trong WCDMA.

Trong trường hợp WCDMA, mỗi ô phát quảng bá trên đường xuống sử dụng một mã ngẫu nhiên riêng vì thế đầu cuối có thể nhận biết tín hiệu từng ô trong quá trình kết hợp mềm. Mặc dù kết hợp mềm tăng đáng kể công suất thu cho các đầu cuối tại biên ô, tuy nhiên truyền dẫn quảng bá từ các ô khác nhau vẫn gây

75


nhiễu cho nhau. Điều này làm hạn chế tỷ số tín hiệu trên nhiễu và vì thế giới hạn tốc độ số liệu.

Một giải pháp để loại bỏ nhược điểm nói trên và cải thiện hơn nữa các dịch vụ quảng bá/ đa phương trên mạng thông tin di động là đảm bảo rằng các truyền dẫn quảng bá từ các ô khác nhau hoàn toàn giống nhau và được phát đồng bộ theo thời gian. Trong trường hợp này các truyền dẫn thu được từ các ô khác nhau nhìn từ đầu cuối di động thể hiện như một truyền dẫn duy nhất bị ảnh hưởng của truyền sóng đa đường (hình 3.17). Phát các tín hiệu giống nhau được đồng bộ theo thời gian, đặc biệt là trong trường hợp cung cấp các dịch vụ quảng bá/đa phương đôi khi được gọi là khai thác mạng đơn tần số (SFN: Single Frequency Network).

Hình 3.17. Tương đương giữa phát quảng bá đa ô được đồng bộ và truyền sóng đa đường

Trong trường hợp truyền dẫn từ nhiều ô giống nhau và được đồng bộ thời gian, “nhiễu giữa các ô” do các truyền dẫn trong các ô lân cận xét từ đầu cuối sẽ được thay thế bằng tín hiệu bị hỏng do tán thời. Nếu truyền dẫn quảng bá sử dụng OFDM với CP bao phủ phần chính của tán thời, thì các tốc độ số liệu quảng bá chỉ bị giới hạn bởi tạp âm và điều này có nghĩa có thể đạt được tốc độ số liệu quảng bá rất cao đặc biệt là trong các ô nhỏ hơn. Ngoài ra khác với kết hợp mềm đa ô của WCDMA MBMS, Máy thu OFDM không cần nhận dạng các ô khi kết hợp mềm, vì tất cả các truyền dẫn nằm trong giới hạn của CP sẽ được máy thu ‘tự động’ thu nhận (giống như trường hợp truyền sóng đa đườmg của một tín hiệu).

3.9. NGUYÊN LÝ TRUYỀN DẪN DFTS-OFDM

3.9.1. Sơ đồ khối hệ thống DFTS-OFDM

Hình 3.18. cho thấy sơ đồ khối của hệ thống DFTS-OFDM và OFDM tương ứng.

Trên hình 3.18 và trong các phần sau ta sử dụng các ký hiệu sau đây:: ký hiệu số liệu thứ p (p=0,1,…,P-1) trong khối số liệu tại đầu vào bộ DFT của

DFTS-OFDM

76


: Mẫu n (n=0,1,…,P-1) trong miền tần số của tín hiệu tại đầu ra của DFTXi: Sóng mang con thứ i (i=0,1,…,N-1) được điều chế trong miền tần số tại đầu vào của bộ IFFT xi: Sóng mang con thứ i (i=0,1,…,N-1) của tín hiệu OFDM trong miền thời gian tại đầu ra của IFFTxi,k (m): Mẫu m (m=0,1,…, N-1) của tín hiệu OFDM tại đầu ra của bộ biến đổi từ song song vào nối tiếp (PS) tại thời điểm k (k là một số nguyên nằm trong khỏang từ - đến ).. .

P/S: Biến đổi song song và nối tiếpP: Số ký hiệu điều chế đưa lên DFTN: Tổng số sóng mang con FFTTu, TFFT : Các độ dài ký hiệu của người sử dụng và độ dài hiệu dụng của ký hiệu OFDMHình 3.18. Cấu trúc máy phát và máy thu của các hệ thống: a) DFTS-OFDM, b)OFDM.

3.9.2. Máy phát DFTS OFDM

Máy phát DFTS-OFDM biến đổi tín hiệu nhị phân thành một dẫy sóng mang được điều chế. Để vậy nó thực hiện các thao tác xử lý tín hiệu như trên hình 3.18. Xử lý tín hiệu được thực hiện theo từng khối ký hiệu điều chế. Mỗi khối có bao gồm P ký hiệu trong đó mỗi ký hiệu có độ dài Tsmod. Vậy một khối là một khoảng thời gian Tsmod.P. Tại đầu vào của máy phát, bộ điều chế băng gốc biến đổi đầu vào nhị phân thành thành một chuỗi nhiều mức các số phức và nhóm chúng

77


thành các khối ký hiệu (p=0,1,…,P-1) có khuôn dạng của một trong số các sơ

đồ điều chế sau: BPSK, QPSK, 16QAM hoặc 64QAM, trong đó P là số sóng mang con mà hệ thống OFDM dành cho máy đầu cuối. Hệ thống thực hiện thích ứng điều chế và vì thế tốc độ bit truyền dẫn sẽ phù hợp với điều kiện kênh hiện thời của máy đầu cuối. Bước thứ nhất trong quá trình điều chế DSTF-OFDM là thực hiện biến đổi Fourier rời rạc (DFT: Discrete Fourier Transform) kích thước P để

tạo ra thể hiện miền tần số của các ký hiệu đầu vào, trong đó n=0,1,…, P-1

và P<N. Sau đó tập sóng mang con được điếu chế được kết hợp với N-P sóng mang con rỗng (bằng không) để được tập sóng mang con được điều chế miền tần số (i=0,1,…,N-1) đưa lên đầu vào bộ IFFT. Sau IFFT ta được tập các sóng mang con được điều chế {xi} trong miền thời gian tại đầu ra của IFFT. Khi này mỗi xi (i=0,1,…,N-1) điều chế một tần số. Sau bộ biến đổi nối tiếp vào song song (S/P) ta được các mẫu của tín hiệu OFDM x(m). Sau đó tín hiệu OFDM sẽ điều chế một sóng mang và tất cả các ký hiệu được điều chế sẽ được truyền lần lượt. Giống như OFDM, giá trị của N là một số lũy thừa hai (N=2k trong đó k là một số nguyên) để có thể xử lý FFT theo cơ số hai với độ phức tạp thấp và P =N/Q là một ước số nguyên của N. Q được gọi là thừa số trải rộng băng tần của chuỗi ký hiệu. Nếu tất cả các đầu cuối đều phát P ký hiệu trên một khối, thì hệ thống có thể xử lý đồng thời Q cuộc truyền dẫn đồng thời mà không bị nhiễu đồng kênh (CCI: Co-Channel Interference). Máy phát thực hiện hai quá trình xử lý tín hiệu nữa trước khi phát. Nó chèn một tập ký hiệu với tên gọi là CP (Cyclic Prefix) đóng vai trò thời gian bảo vệ để ngăn chặn nhiễu giữa các khối (IBI: Inter-block Interference) do truyền đa đường. Máy phát cũng thực hiện lọc tuyến tính (được gọi là tạo dạng xung) để giảm năng lượng ngoài băng. Tổng quát, CP là copy phần cuối cuả khối và đặt vào phần đầu của khối. Việc sử dụng nó có hai lý do. Trước hết nó đóng vai trò khoảng bảo vệ giữa hai khối liền kề. Nếu độ dài của CP lớn hơn trải trễ cực đại của kênh, thì sẽ không có IBI. Thứ hai nó cho phép chuyển đổi tích chập tuyến tính rời rạc thời gian vào tích chập dịch vòng rời rạc thời gian. Vì thế số liệu phát qua kênh có thể được mô hình như tích chập vòng giữa đáp ứng xung kim và khối số liệu được truyền, mà trong miền tần số là nhân theo từng điểm của các mẫu DFT. Khi này để lọai bỏ méo kênh, tại máy thu ta chỉ cần chia DFT của tín hiệu thu cho DFT của đáp ứng xung kim theo từng điểm hoặc có thể sử dụng kỹ thuật cân bằng miền tần số phức tạp hơn.

Trên hình 3.18 ta thấy sự khác nhau giữa DFTS-OFDM (hình 3.18a) và OFDM (hình 3.18b) chỉ ở chỗ DFTS-OFDM sử dụng thêm DFT tại phía phát và IDFT tại phía thu. Chính vì thế đôi khi DFTS-OFDM có tên gọi là DFT spread OFDM (OFDM được trải phổ bằng DTF) hay điều chế OFDM được mã hóa trước.

Nếu kích thước P của DFT bằng kích thước N của IFFT thì các khối DFT và IFFT trên hình 3.18a sẽ loại từ nhau. Tuy nhiên nếu P<N và các đầu vào IFFT còn lại được đặt vào không thì tín hiệu đầu ra IFFT sẽ là một tín hiệu có thuộc tính “đơn sóng mang”, nghĩa là một tín hiệu có thay đổi công suất ít và băng thông phụ thuộc vào P. Nếu ta coi rằng tần số lấy mẫu tại đầu ra của IFFT là fs thì băng thông

78


chuẩn của tín hiệu phát sẽ bằng B=P/Nfs. Vì thế nếu thay đổi kích thước P của khối, thì băng thông tức thời của tín hiệu phát sẽ thay đổi. Điều này cho phép ấn định băng thông linh hoạt. Ngoài ra bằng cách chuyển dịch các đầu vào IFFT theo cách sắp xếp đầu ra DFT, ta có thể dịch tín hiệu phát trong miền tần số. Để nhận được mức độ linh hoạt cao theo băng thông tức thời được xác định theo kích thước P của DTF, thông thường ta không thể đảm bảo P=2k với k là một số nguyên. Tuy nhiên chừng nào còn có thể biểu diễn P như là tích của các số nguyên tố nhỏ, DFT vẫn có thể xử lý FFT không theo cơ số 2 với độ phức tạp thấp. Chẳng hạn DFT kích thước P=144 có thể được thực hiện bằng cách kết hợp xử lý FFT theo cơ số 2 và cơ số 3 (32.24).

Lợi ích trước hết của DFTS-OFDM so với sơ đồ truyền dẫn đa sóng mang như OFDM là giảm mức độ thay đổi công suất phát tức thời hay PARP và nhờ thế tăng hiệu suất bộ khuyếch đại công suất. Lợi ích này được mô tả trên hình 3.19. Hình 3.19 cho thấy phân bố PAPR của DFTS-OFDM và OFDM thông thường. PAPR được định nghĩa như là tỷ số giữa công suất tín hiệu đỉnh trong một khối IFFT (một ký hiệu OFDM) và công suất tín hiệu trung bình.

Hình 3.19. Phân bố PAPR đối với OFDM và DFTS-OFDM. Đường liền nét: QPSK; đường đứt nét: 16QAM.

Từ hình 3.19 ta thấy PAPR của DFTS-OFDM thấp hơn nhiều so với OFDM thông thường. Trong trường hợp điều chế16QAM, PAPR của DFTS-OFDM hơi tăng. Trái lại đối với OFDM PAPR ít phụ thuộc vào sơ đồ điều chế hơn. Ta có thể giải thích điều này như sau. Tín hiệu OFDM phát là tổng của rất nhiều sóng mang con được điều chế độc lập, vì thế công suất tức thời có phân bố gần như hàm mũ không phụ thuộc vào sơ đồ điều chế áp dụng cho các sóng mang con khác nhau.

79


Mặc dù PAPR có thể được sử dụng để mô tả định tính sự khác nhau về biến động công suất giữa các sơ đồ truyền dẫn khác nhau, nhưng nó chưa phải là số đo tốt để đánh giá định lượng ảnh hưởng của sự biến động công suất lên độ lùi cần thiết của bộ khuyếch đại công suất. Số đo tốt hơn về ảnh hưởng này cùng như ảnh hưởng lên hiệu suất của bộ khuyếch đại công suất là số đo thành phần lập phương (CM: Cubic Metric). CM là số đo về đại lượng lùi cần thiết đối với một dạng sóng của tín hiệu cho trước so với lượng lùi cần thiết của dạng sóng tín hiệu chuẩn. Hình 3.19 cho thấy CM (được cho bên phải hình vẽ) có cùng xu thế như PAPR. Tuy nhiên sự khác nhau về CM nhỏ hơn sự khác nhau về PAPR.

3.9.3. Máy thu DFTS-OFDM

Nguyên lý hoạt động của máy thu DFTS-OFDM được cho ở phần dưới của hình 3.18a. Về cơ bản, máy thu thực hiện các xử lý tín hiệu ngược so với máy phát. Trước hết xử lý FFT kích thước N được thực hiện, tiếp theo loại bỏ các mẫu tần số không liên quan đến tín hiệu cần thu, cuối cùng xử lý DTF ngược kích thước P.

Trong trường hợp lý tưởng nếu không xẩy ra hỏng tín hiệu do kênh vô tuyến, giải điều chế DFTS-OFDM sẽ khôi phục lại hoàn hảo khối các ký hiệu được truyền. Tuy nhiên trong trường hợp tán thời gây ra do kênh vô tuyến bị phađinh chọn lọc tần số, tín hiệu DFTS-OFDM sẽ bị hỏng bởi “tự nhiễu”. Ta có thể hiểu điều này như sau:

1. Vì là tín hiệu đơn sóng mang băng rộng, tín hiệu trải phổ của DFTS-OFDM sẽ bị hỏng trong trường hợp kênh tán thời

2. Nếu kênh là chọn lọc tần số trên băng tần của DFT, thì DFT đảo tại máy thu không thể khôi phục đúng khối các ký hiệu phát gốc

Vì thế đối với DFTS ta cần sử dụng bộ cân bằng để bù trừ tính chọn lọc tần số của kênh. Máy thu DFTS-OFDM sử dụng bộ cân bằng miền tần số tuyến tính ít phức tạp hơn để bù trừ tính chọn lọc tần số của kênh. Nguyên lý bộ cân bằng miền tần số được cho trên hình 3.20.

Sau FFT, trong N mẫu tần số của tín hiệu sẽ chỉ có P sóng mang con cần thu được lấy ra và được đưa lên đầu vào cuả bộ cân băng miền tần số. Sau đó các mẫu này được cân bằng bởi bộ lọc miền tần số có nhiều nhánh lọc có các trọng số W0, W1,…, WP tương ứng như trên hình 3.20. Sau đó tín hiệu sau cần bằng được chuyển ngược lại miền thời gian bởi IDTF kích thước P (xem hình 3.18a).Các trọng số của các nhánh lọc W0, W1,…,WP-1 có thể được xác định trước hết bởi các đáp ứng xung kim của bộ lọc miền thời gian MMSE tương ứng sau đó chuyển vào miền tần số bằng DFT. Tuy nhiên bộ lọc miền thời gian MMSE có thế rất phức tạp nhất là khi số nhánh trễ cần lớn do tín hiệu truyền dẫn băng rộng. Tuy

80


nhiên việc chèn CP cho phép loại bỏ ngay từ đầu nhiễu ISI do chồng lấn giữa hai ký hiệu và vì thế trọng số nhánh lọc có thể được tính như sau:

(3.12)

Trong đó Hi là mẫu của đáp ứng tần số tại fi và PN là công suất tạp âm.

Hình 3.20. Bộ cân bằng miền tần số tuyến tính cho DFTS-OFDM

So với bộ cân bằng miền thời gian thì bộ cân bằng miền tần số đơn giản

hơn nhiều nhất là khi độ dài bộ cân bằng lớn. Đây chính là lý do mà bộ cân bằng miền tần số dược chọn cho DFTS-OFDM.

Nhựơc điểm chính của chèn CP là phải chi phí thêm băng thông và công suất không cần thiết cho CP.

3.9.4. DFTS-OFDM với tạo dạng phổ

Tín hiệu DFTS-OFDM được tạo ra trong các phần trước đây là tín hiệu có phổ dạng hình chữ nhật. Để giảm hơn nữa sự biến thiên của tín hiệu DFTS-OFDM, ta có thể thực hiện tạo dạng phổ thích hợp cho tín hiệu này. Sơ đồ tạo dạng phổ cho DFTS-OFDM được mô tả trên hình 3.21. Sau xử lý DFT kích thước P cho các ký hiệu điều chế, tín hiệu được định kỳ trải rộng trong miền tần số. Sau đó quá trình tạo dạng phổ được thực hiện bằng cách nhân các mẫu tần số với hàm tạo dạng phổ, chẳng hạn hàm cosin tăng căn bậc hai (mật độ phổ công suất có dạng cosin tăng) được biểu diễn như sau:

81


. (3.13)

Trong đó T là thời gian ký hiệu và thông số (01) là hệ số độ dốc.

Sau đó tín hiệu này được đưa lên bộ IFFT.

Hình 3.21. DFTS-OFDM với tạo dạng phổ miền tần số

Hình 3.22 cho thấy tạo dạng phổ cho phép giảm hơn nữa sự biến đổi công suất cuả tín hiệu phát nhờ vậy đạt được hiệu suất bộ khuyếch đại công suất cao hơn. Tuy nhiên cái giá phải trả cho tạo dạng phổ là việc giảm hiệu suất sử dụng phổ tần do phổ trở nên rộng hơn. Chẳng hạn khi hệ số dốc của bộ lọc cosin tăng =0,22 có nghĩa là băng thông tăng thêm 22% so với không tạo dạng phổ. Vì thế tạo dạng phổ chỉ áp dụng cho các trường hợp bị hạn chế công suất khi công suất phát chứ không không phải phổ là tài nguyên quý hiếm. Khi này việc giảm thay đổi công suất phát nhờ tạo dạng phổ cho phép cải thiện cự ly đường lên.

82


Hình 3.22. Phân bố PAPR và số đo thành phần lập phương đối với DFTS-OFDM có tạo dạng phổ.

3.10. TỔNG QUAN SC-FDMA

Trong các ứng dụng thông tin di động, OFDMA có ưu điểm rất lớn về khả năng đề kháng đối với ảnh hưởng của truyền tín hiệu đa đường. Khả năng đề kháng này đạt được nhờ việc hệ thống OFDM phát thông tin trên N sóng mang con băng hẹp trực giao với mỗi sóng mang con hoạt động tại tốc độ bit chỉ bằng 1/N tốc độ bit của thông tin cần truyền. Tuy nhiên dạng sóng OFDM thể hiện sự thăng giáng đường bao rất lớn dẫn đến PAPR cao. Tín hiệu với PAPR cao đòi hỏi các bộ khuyếch đại công suất có tính tuyến tính cao để tránh làm méo tín hiệu. Để đạt được mức độ tuyến tính này, bộ khuyếch đại phải làm việc ở chế độ công tác với độ lùi (so với điểm bào hòa) cao. Điều này dẫn đến hiệu suất sử dụng công suất (tỷ số công suất phát với công suất tiêu thụ một chiều) thấp vì thế đặc biệt ảnh hưởng đối với các thiết bị cầm tay. Một vấn đền khác gập phải ở OFDMA trong các hệ thống thông tin di động là cần dịch các tần số tham khảo đối với các đầu cuối phát đồng thời. Dịch tần phá hoại tính trực giao của các cuộc truyền dẫn đến nhiễu đa truy nhập.

Để khắc phục nhược điểm này, 3GPP đã nghiên cứu sử dụng phương pháp đa truy nhập đường lên sử dụng DFTS-OFDM với tên gọi là SC-FDMA và áp dụng cho LTE. Giống như trong OFDMA, các máy phát trong hệ thống SC-FDMA sử dụng các tần số trực giao khác nhau (các sóng mang con) để phát đi các ký hiệu thông tin. Tuy nhiên các ký hiệu này được phát đi lần lượt chứ không phải song song. Vì thế không như OFDMA, cách sắp xếp này làm giảm đáng kể sự thăng giáng của đường bao tín hiệu của dạng sóng phát. Vì thế các tín SC-FDMA có PAPR thấp hơn các tín hiệu OFDMA. Tuy nhiên trong các hệ thống thông tin di động bị ảnh hưởng của truyền dẫn đa đường, SC-FDMA đựơc thu tại BTS bị nhiễu giữa các ký hiệu khá lớn. BTS sử dụng bộ cân bằng thích ứng miền tần số để loại bỏ nhiễu này. Cách tổ chức này phù hợp cho các hệ thống thông tin di động nó cho phép giảm yêu cầu đối khuyếch đại tuyến tính trong máy cầm tay với trả giá bằng bộ cân bằng thích ứng miền tần số phức tạp trong BTS. Hình 3.23 mô tả nguyên lý SC-FDMA.

83


Hình 3.23. SC-FDMA trên cơ sở DFTS-OFDM. a) ấn định băng thông bằng nhau, b) ấn định băng thông không bằng nhau.

Hình 3.23a mô tả trường hợp đa truy nhập của hai đầu cuối được ấn định băng thông bằng nhau (có cùng P), còn hình 3.23b mô tả trường hợp đa truy nhập của hai đầu cuối được ấn định băng thông khác nhau.

Bằng cách dịch các đầu ra của DFT đến các đầu vào thích hợp của IFFT, hệ thống có thể phát tín hiệu vào đúng vị trí miền tần số được quy định theo lập biểu.

Hình 3.24 cho thấy sự khác nhau trong qua trình truyền các ký hiệu số liệu theo thời gian. Trên hình này ta coi rằng mỗi người sử dụng được phân 4 sóng mang con (P=4) với băng thông con bằng 15 kHz, trong đó mỗi ký hiệu OFDMA hoặc SC-FDMA truyền 4 ký hiệu số liệu đựơc điều chế QPSK cho mỗi người sử dụng. Hình 3.24 bên trái cho thấy đối với OFDMA 4 ký hiệu số liệu này đựơc truyền đồng thời với băng tần con cho mỗi ký hiệu là 15 kHz trong khoảng thời gian hiệu dụng TFFT của một ký hiệu OFDMA, trong khi đó đối với SC-FDMA bốn ký hiệu số liệu này đựơc truyền lần lượt trong khoảng thời gian bằng 1/P (P=4) thời gian hiệu dụng ký hiệu SC-FDMA với băng tần con bằng Px15 kHz (4x15Hz) cho mỗi ký hiệu.

84


Hình 3.24. Thí dụ minh họa sự khác nhay trong việc truyền các ký hiệu số liệu theo thời gian đối với OFMA và SC-FDMA: OFDMA truyền các ký hiệu số liệu đồng thời còn SC-FDMA truyền các ký hiệu số liệu lần lượt

Giống như OFDMA, thông lượng SC-FDMA phụ thuộc vào cách sắp đặt các ký hiệu thông tin lên các sóng mang con. Có hai cách phân lô các sóng mang con giữa các máy đầu cuối. Trong SC-FDMA khoanh vùng (LFDMA: Localized SC-FDMA) hay còn được gọi là DFTS-OFDM khoanh vùng (Locallized DTFS-OFDM), mỗi đầu cuối sử dụng một tập sóng mang con liền kề để phát đi ký hiệu của mình. Vì thế băng thông truyền dẫn LFDMA bằng một phần băng thông hệ thống. Trong SC-FDMA phân bố (DFDMA: Distributed FDMA) hay còn gọi là DTFS-OFDM phân bố (Distributed DFTS-OFDM), các sóng mang dành cho một đầu cuối được phân bố trên toàn bộ băng tần tín hiệu. Một phương án của SC-FDMA phân bố được gọi là SC-FDMA đan xen (IFDMA: Interleaved SC-FDMA), trong đó các sóng mang con được chiếm bởi một đầu cuối cách đều nhau và các sóng mang con giữa chúng để rỗng dành cho các đầu cuối khác. Hình 3.25 cho thấy hai cách sắp xếp nói trên, trong đó có ba đầu cuối, mỗi đầu cuối phát đi các ký hiệu trên bốn sóng mang con trong một hệ thống có 12 sóng mang con. Trên hình 3.25a, trong cách sắp xếp IFDMA đầu cuối 1 sử dụng các sóng mang con 0, 3, 6 và 9 còn trong các sắp xếp LFDMA (hình 3.25b) đầu cuối 1 sử dụng các sóng mang con 0,1,2,3.

85


Hình 3.25. Các phương pháp ấn định sóng mang con cho nhiều người sử dụng.

Hình 3.26 cho thấy sơ đồ thực hiện sắp xếp LFDMA và IFDMA.

Hình 3.26. Sơ đồ sắp xếp: a) LFDMA và b) IFDMA

Xét về khả năng đề kháng đối với lỗi truyền dẫn (điều này ảnh hưởng lên thông lượng), SC-FDMA phân bố có khả năng đề kháng pha đinh chọn lọc tần số tốt hơn SC-FDMA khoanh vùng vì thông tin cần truyền được trải rộng trên toàn bộ băng tần tín hiệu. Do vậy nó sẽ cung cấp khả năng phân tập tần số. Trái lại LFDMA cho phép đạt được phân tập đa người sử dụng khi xẩy ra phađinh chọn lọc tần số nếu nó ấn định cho từng người sử dụng phần băng tần trong đó người sử dụng này có đặc trưng truyền dẫn tốt nhất (độ lợi kênh cao). Phân tập đa người sử dụng dựa trên việc phađinh độc lập đối với các máy phát khác nhau. Hệ thống cũng cần có bộ lập biểu theo kênh (CDS: Channel Dependent Scheduler) cho các sóng mang. CDS đòi hỏi hệ thống giám sát chất lượng kênh truyền phụ thuộc tần số cho từng đầu cuối và thích ứng ấn định sóng mang con để thay đổi đáp ứng tần số kênh của tất cả các đầu cuối.

3.11. SẮP XẾP SÓNG MANG CON SC-FDMA

86


Một số phương pháp được sử dụng để sắp xếp các ký hiệu truyền dẫn xp lên các sóng mang con của SC-FDMA có thể được sử dụng. Các phương pháp này được chia thành phân bố và khoanh vùng như đã minh hoạ trên hình 3.26. Trong chế độ sắp xếp sóng mang con phân bố, các đầu ra của DFT được đặt trên toàn bộ băng thông với 0 được chèn vào vị trí các sóng mang con không được sử dụng. Như đã nói ở trên, IFDMA (SC-FDMA đan xen) là một trường hợp đặc biệt quan trọng của SC-FDMA phân bố (DFDMA). Trái với IFDMA, trong LFDMA (SC-FDMA khoanh vùng) đầu ra cuả DFT được đặt lên các sóng mang con liên tục, vì thế nó sẽ chiếm một đoạn cuả toàn bộ băng thông. Các phương pháp sắp xếp còn được chia thành tĩnh và lập biểu phụ thuộc kênh (CDS: Channel Dependent Scheduling). CDS ấn định các sóng mang con cho người sử dụng tùy thuộc vào đáp ứng kênh đối với người sử dụng. Đối với phương pháp thứ nhất, sắp xếp sóng mang con phân bố cung cấp phân tập tần số, bởi vì phổ của tín hiệu cần truyền được trải rộng trên toàn bộ băng thông. Với sắp xếp phân bố, CDS cải thiện thêm hiệu năng. Trái lại CDS rất quan trọng đối với sắp xếp sóng mang con khoanh vùng vì nó cải thiện đáng kể phân tập đa người sử dụng như đã nói ở trên.

Cho đến nay ta chỉ đề cập tổng quát việc xắp xếp P ký hiệu trong mỗi khối lên N>P các sóng mang con truyền dẫn. Tuy nhiên với N=256 trong các hệ thống thực tế, số khả năng sắp xếp có thể có quá lớn đối với các giải thuật lập biểu thực tế. Để giảm mức độ phức tạp sắp xếp, các sóng mang con được nhóm thành các chunk (khúc) và tất cả các sóng mang con trong cùng một chunk được ấn định đồng thời. Chẳng hạn 256 sóng mang con có thể chia thành 32 chunk, trong đó mỗi chunk có 8 sóng mang con hay 16 chunk với mỗi chunk có 16 sóng mang con. Hình 3.27 cho thấy một thí dụ về quá trình xử lý số cho các ký hiệu truyền dẫn của SC-FDMA trong miền tần số đối với P=4, Q=3 và N=12.

.

87


Hình 3.27. Thí dụ về các ký hiệu truyền dẫn của SC-FDMA trong miền tần số đối với P =4, Q=3, N=12

3.12. TRÌNH BÀY TÍN HIỆU TRONG MIỀN THỜI GIAN

3.12.1. Trình bày tín hiệu IFDMA trong miền thời gian

Ta có thể biểu diễn tín hiệu IFDMA trong miền thời gian như sau:

(3.14)

Trong đó

(3.15)

m=P.q+p; N=Q.P ; 0qQ-1; 0pP-1 (3.16)Để hiểu đựơc ba phương trình trên, ta xét thí dụ trong đó N=12, Q=3, P=4.

Đây là thí dụ trong dó kích thước FFT là 12 với tổng số sóng mang con bằng 12, có ba người sử dụng với mỗi người sử dụng đựơc cấp phát bốn sóng mang con cho bốn ký hiệu điều chế đầu vào (xem hình 3.27). . Từ phương trình (3.15) :

Xi=0=Xn=0, Xi=3=Xn=1, Xi=6=Xn=2 và Xi=9=Xn=3;

Sử dụng (3.16), ta có thể biến đổi phương trình (3.14) như sau:

88


=

= (3.17)

Với q=0 ta được:

x(m)=

= (3.18)

Từ phương trình (3.17) và (3.18) ta thấy sự phụ thuộc của tín hiệu sau biến đổi IFFT theo thời gian không khác gì tín hiệu đầu vào ( ). Hình 3.28 minh họa truyền dẫn các ký hiệu IFDMA theo thời gian. Từ hình này ta thấy các ký hiệu được truyền lần lượt theo thời gian, khác với OFDM các ký hiệu được truyền đồng thời theo thời gian.

3.12.2. Trình bày tín hiệu LFDMA trong miền thời gian

Tương tự như trên ta có thể biểu diễn tín hiệu LFDMA trong miền thời gian như sau:

(3.19)

Trong đó:

(3.20)

m=Q.p+q; N=Q.P ; 0qQ-1; 0pP -1 (3.21)

Để hiểu đựơc ba phương trình trên, ta xét thí dụ trong đó N=12, Q=3, P=4. Đây là thí dụ trong dó kích thước FFT là 12 với tổng số sóng mang con bằng 12, có ba người sử dụng với mỗi người sử dụng đựơc cấp phát bốn sóng mang con cho bốn ký hiệu điều chế đầu vào (xem hình 3.27). Ta xét thí dụ cho người sử dụng thứ nhất với q=0. Từ phương trình (3.19) và (3.20):

Xi=0=Xn=0, Xi=1=Xn=1, Xi=2=Xn=2 và Xi=3=Xn=3; m=Q.p

Sử dụng (3.21), ta có thể viết lại phương trình (3.19) như sau:

89


=

= =

= (3.22)Từ phương trình (3.21) ta thấy trong trường hợp q=0, tín hiệu đầu ra LFDMA giống như tín hiệu đầu vào.

Đối với trường hợp q0 ta nhận được phương trình biểu diễn tín hiệu đầu ra IFFT trong miền thời gian như sau :

(3.23)

Trong đó *m là giá trị xen giữa các ký hiệu xp (xem hình 3.28), cp,m là trọng số phức.

Như vậy trong trường hợp LFDMA các ký hiệu cũng được truyền lần lượt. Đây chính là lý do tại sao ở SC-FDMA PAPR thấp hơn ở OFDM.

Hình 3.28 cho thấy truyền dẫn ký hiệu SC-FDMA trong miền thời gian cho trường hợp N=12, Q=3 và P=4. Đối với IFDMA, các ký hiệu thời gian chỉ là lặp lại của các ký hiệu đầu vào gốc với quay pha hệ thống được áp dụng cho từng ký hiệu trong miền thời gian. Vì thế PAPR của tín hiệu SC-FDMA giống như trường hợp tín hiệu đơn sóng mang thông thường. Trong trường hợp LFDMA, tín hiệu thời gian là các bản sao chính xác của các ký hiệu thời gian đầu vào trong P vị trí lấy mẫu. N-P mẫu còn lại là tổng có trọng số của tất cả các ký hiệu trong khối vào. Hình 3.28 cho thấy thí dụ của các tín hiệu chiếm chunk bao gồm cả sóng mang không

Hình 3.28. Thí dụ về các ký hiệu truyền dẫn SC-FDMA trong miền thời gian

90


Hình 3.29 cho thấy biên độ của các ký hiệu SC-FDMA cho trường hợp N=64, P=16, Q=4 và QPSK.

Hình 3.29. Biên độ của các ký hiệu SC-FDMA cho trường hợp N=64, P=16, Q=4 và QPSK

3.13. TỔNG KẾT

Trong chương này ta đã xét nguyên lý chung của OFDM và DFTS-OFDM. OFDM là phương pháp truyền dẫn đa sóng mang cho phép truyền dẫn vô tuyến băng rộng với tiết kiệm băng thông nhất. Vì thế nó được sử dụng cho mô hình lớp vật lý OFDMA đường xuống của LTE. Tuy nhiên do nhược điểm của OFDM là nó có PAPR cao, nên DFTSS-OFDM được sử dụng cho mô hình lớp vật lý SC-FDMA đường lên. DFTS-OFDM là dạng cải tiến của OFDM trong đó các ký hiệu trước khi đưa lên IFFT được trải phổ nhờ DFT. Trong khi các ký hiệu điều chế được truyền song song trong OFDM, thì trong DFTS-OFDM (SC-FDMA) các ký hiệu này được truyền nối nối tiếp và đây chính là lý do tại sao PAPR của SC-FDMA thấp hơn của OFDM.

91

chapter 3 4g lte

Documents