componentes electrónicos para audio e imagen.pdf

www.FreeLibros.org

mm

*

& i

i m

w m

i ecm

co

en el

ectr

ónic

a COMPONENTES ELECTRÓNICOSPara audio e imagen

En este libro se estudian todos aquellos

componentes electrónicos que son comunes a

cualquier aparato de consumo. Cada uno de los

componentes se estudia de manera monográfica,

tanto desde el punto de vista de su diseño y

fabricación como desde el de sus características

técnicas, las cuales se desarrollan con gran

detenim iento, con el fin de que el lector pueda

in terpre tar correctam ente los datos y curvas

dados por los fabricantes.

Merecen especial atención las referencias

a los pequeños com ponen tes de m onta je

superficial (SMD), tan empleados en los modernos

aparatos electrónicos compactos.

$

edicionesceac*

r i r i n n p n i aTécnico en electrónica

COMPONENTESELECTRÓNICOS

Para audio e imagen

F r a n c i s c o R u i z V a s s a i l o

edicionesceac

A unque se han tom ado todas las precauciones necesarias para asegurar la exactitud de las inform aciones proporcionados en este libro, ni el autor ni el ed itor pueden ser considerados responsables de las consecuencias derivadas de inform aciones incorrectas o m al presentadas, asi com o tam p o co de o m isiones o errores q ue se hubieran podido producir en la realización de este libro.

N o se perm ite la reproducción total o parcial de este libro, ni el registro en un sistem a inform ático, ni la transm isión bajo cu alquier form a o u través de cualquier m edio, ya sea electrónico, m ecánico, p o r fotocopia, p or grabación o p o r otros m étodos, sin el perm iso previo y por escrito de los titulares del copyright

Diseño de cubierta: Singular S.L.Maquetación y diseño: RBA Realizaciones S.A.Ilustraciones: Luis Bogajo y Santiago Boix

© Francisco Kuiz Vassallo© Grupo Editorial Ceac, S.A., 2000Para la presente versión y edición en lengua castellanaEdiciones Ceac es marca registrada por Grupo Editorial Ceac, S.A.

Grupo Editorial Ceac, S.A. Perú, 164 - 0 8 0 20 Barcelona Internet: http://www.ceacedit.com

http://www.ceacedit.com

Contenido

1 Conductores y circuitos impresos 7

2 Conectores 31

3 Resistencias 45

4 Resistencias ajustables y potenciómetros 67

5 Condensadores 81

6 Bobinas y ferritas 115

7 Transformadores y autotransformadores 135

8 Resistencias no lineales 159

9 Diodos rectificadores 191

10 Diodos Zener 213

11 Diodos varicap y conmutadores de banda 225

12 Diodos emisores de luz 235

13 Transistores bipolares 249

14 Transistores unipolares 287

15 Circuitos integrados 313

16 Radiadores de calor 349

17 Cristales y cerámicas piezoeléctricas 365

18 Displays de cristal líquido 379

Abreviaturas 393

índice 395

5

Conductores y circuitos impresos

INTRODUCCIÓN

La conexión eléctrica entre los componentes de un circuito electrónico se realiza mediante hilos y cables de cobre, o mediante circuitos impresos.

Los circuitos impresos son láminas de material aislante, más o menos rígidas, sobre las que se disponen unas tiras de cobre -en una o en ambas caras- por las que circulan las señales eléctricas de unos componentes a otros.

El hecho de utilizar como elemento preferente de Interconexión el circuito impreso no quiere decir que no se utilicen hilos y cables conductores, empleados sobre todo para la interconexión entre placas de circuitos impresos y entre éstas y otros componentes externos tales como, por ejemplo, Interruptores, altavoces, antenas, etc.

CLASIFICACIÓN DE LOS CONDUCTORES

En una primera clasificación se pueden dividir los conductores en dos grandes grupos:

• conductores para bajas frecuencias• conductores para altas frecuencias

Para las corrientes de baja frecuencia se utilizan hilos y cables conductores, aislados o no, así como circuitos Impresos. Para las líneas transmisoras de radiofrecuencia se emplean cables especiales, como, por ejemplo, los cables coaxiales, y los circuitos impresos.

Veamos las características técnicas que deben presentar todos estos elementos de interconexión, empezando el estudio por los hilos y cables.

HILOS Y CABLES CONDUCTORES

Se denomina conductor todo material que permita el paso continuo de una corriente eléctrica cuando es sometido a una diferencia de potencial eléctrico.

Todos los materiales en estado sólido y líquido tienen propiedades conductoras, pero ciertos materiales son relativamente mejores conductores que otros, y algunos están casi totalmente desprovistos de esta propiedad. Por ejemplo, los metales son los mejores conductores, mientras que los óxidos y sales metálicas, minerales, materias fibrosas, etc., tienen conductividad relativamente baja que, no obstante, queda afectada favorablemente por la absorción de la humedad.

Aunque todos los metales son buenos conductores de la electricidad, la comparación entre unos y otros demuestra que la plata, el cobre y el aluminio, son los que presentan menor resistividad, por lo que son los más idóneos para la fabricación de hilos y cables para la conducción de la corriente eléctrica. En la práctica, y salvo casos muy especiales, la plata, a pesar de ser el mejor conductor, queda descartada por su elevado precio, por lo que la fabricación de conductores queda limitada a la utilización del cobre y el aluminio.

Capítulo 1

7

ELECTRÓNICOS

Comparando el cobre con el aluminio el primero resulta ser mejor conductor, pero su precio es más elevado. Sin embargo, y debido a que la cantidad de cobre que se utiliza en un circuito electrónico es pequeña, apenas si se encarece por la utilización de este metal, proporcionando a cambio unas mejores características, por lo que el cobre es el metal más utilizado en la fabricación de todo tipo de conductores para circuitos electrónicos.

Los conductores utilizados en electrónica para interconectar componentes que trabajan en baja frecuencia se fabrican en forma de hilos o de cables de cobre.

Recibe el nombre de hilo conductor aquél que está formado por un único conductor, cilindrico o plano, de sección muy pequeña en comparación con su longitud, con y sin aislamiento (figura 1.1), y cuya principal característica, desde el punto de vista mecánico, es la de presentar una cierta rigidez, tanto mayor cuanto mayor sea su sección.

~ i ■ iüít i ra)

1.1 a) Hilo conductor desnudob) Hilo conductor aislado.c) Hilo conductor plano sobre soporte flexible.

Este tipo de conductor no debe someterse a esfuerzos mecánicos de torsión ni dobladura, pues se rompe con facilidad. Su principal aplicación se encuentra en la realización de puentes entre pistas de circuitos impresos, pues debido a su rigidez resulta fácil introducirlo por los orificios del circuito impreso.

Otra aplicación importante es la fabricación de bobinas, tanto de alta como de baja frecuencia, y la de transformadores de baja frecuencia.

Los cables están formados por un número más o menos elevado de hilos conductores trenzados entre sí (figura 1.2), lo que proporciona una gran flexibilidad y una gran resistencia mecánica a la rotura por torsión o dobladura.

1.2 Forma constructiva de un cable conductor.

Su principal aplicación se encuentra en la conexión entre componentes y circuitos que, por su especial disposición, pueden modificar su posición entre ellos. Así, por ejemplo, todas las conexiones entre componentes de un televisor, como el tubo de rayos catódicos, altavoz, potenciómetros, etc. (que están dispuestos de forma fija en el mueble) y los circuitos impresos a ellos conectados (que se deslizan mediante guías para extraerlos del mueble en caso de reparación) se realizan mediante cables.

También está obligado por norma el uso de cables en la conexión de los aparatos a la red eléctrica de alimentación, ya que el continuo uso de éstos por parte del usuario daría lugar a la rotura del conductor si fuese un hilo rígido.

Dado que en electrónica el sistema de conexión es normalmente la soldadura, la mayor parte de los conductores de cobre están estañados, tanto si son hilos como cables, facilitándose con ello la soldadura.

Como la mayor parte de los circuitos electrónicos se alimentan con tensiones y corrientes de pequeño valor, la sección de los conductores es muy reducida, aunque siempre conviene conocer la intensidad de corriente que ha de circular por ellos para evitar calentamientos y averías inesperadas.

CONDUCTORES Y CIRCUITOS IMPRESOS

En algunos oasos, cuando no existe posibilidad alguna de contacto eléctrico entre conductores, o entre éstos y otras partes del circuito -lo que daría lugar a cortocircuitos-, se emplean conductores desnudos, es decir, sin aislamiento eléctrico. Por el contrario, cuando se sospecha un posible contacto eléctrico es imprescindible utilizar conductores recubiertos con material aislante.

También se utilizan conductores aislados en aquellos casos en los que, aun sin existir posibilidad de cortocircuitos, interese distinguir unos cables de otros mediante recubrimientos de distintos colores.

Para el recubrimiento de los conductores se emplean materiales aislantes muy diversos, dependiendo el tipo utilizado de la tensión eléctrica, temperatura, humedad y otras condiciones ambientales. Actualmente está generalizado el uso de lacas y materiales plásticos, tales como el cloruro de polivinilo y el teflón, en distintos grosores de recubrimiento. En muchos casos se añade una cubierta de fibra de vidrio o de nailon.

En la industria electrónica se emplean gran variedad de conductores aislados, por lo que resulta prácticamente imposible reseñarlos todos. Así, además de una amplia gama de secciones, los conductores (figura 1.3) pueden ser unifilares, bifilares, trifilares, etc., puesto que en muchos casos se precisan múltiples líneas de interconexión entre los circuitos.

d)

1.3 a) Cable conductor aislado unifilar. b) Cable conductor aislado bifilarcon cubierta, c) Cable conductor aislado trifilar con cubierta, d) Cable conductor aislado multitilar con cubierta.

Otra particularidad de los conductores aislados utilizados en electrónica es el color de su aislamiento, el cual adopta diferentes colores con el fin de facilitar el montaje y seguimiento de los circuitos. Este sistema de identificación, mediante colores, es esencial en las mangueras de conductores, pues elimina la necesidad de marcar los extremos de cada uno de ellos.

El grupo de conductores de la figura 1.4 recibe el nombre de conductor plano.

1.4 Conductor plano formado por cables aislados Individualmente con PVC, y codificados por colores.

Consiste en una serie de cables conductores aislados individualmente, dispuestos en un mismo plano (uno al lado de otro) y recubiertos en su conjunto por un plástico transparente que los mantiene unidos y permite, al mismo tiempo, distinguir el color de cada uno. Estos conductores susti-

9

COMPONENTES ELECTRÓNICOS

tuyen a las mangueras formadas por varios conductores sueltos, que deben mantenerse unidos mediante cintas aislantes u otros elementos de sujeción.

El plástico transparente que recubre los conductores posee escasa resistencia mecánica, por lo que resulta fácil separar los conductores cuando el número que se precise de ellos sea inferior al número de conductores que contiene el conductor plano, o cuando se deba efectuar la desviación de uno de ellos en el curso de la trayectoria del conjunto.

Estos conductores resultan idóneos cuando deben ¡nterconectarse dos circuitos electrónicos mediante conexiones enchufables, como ocurre, por ejemplo, entre dos módulos de un televisor. Cada uno de los cables que forman el conductor plano está formado por varios hilos trenzados de pequeña sección; por ejemplo, siete hilos de 0,2 mm de diámetro.

Aunque la primera impresión es que los conductores de este tipo no soportarán intensidades o tensiones altas, se puede afirmar que conductores planos como los de la figura 1.4 son capaces de soportar 250 V de tensión alterna entre cables adyacentes, y dejar pasar corrientes eléctricas de hasta 1,4 A a una temperatura ambiente de 70 "C.

Se fabrican en versiones de 10 y 20 vías (cables). Los colores utilizados para identificar cada uno de los cables siguen la misma norma del código de identificación de resistencias y condensadores, tal y como se comprueba en la tabla 1.1.

Tabla 1.1 Código de colores para la identificación de cables planos.

Un dato que debe tenerse presente cuando se utilizan cables planos es la capacidad que se forma entre núcleos adyacentes, ya que dos conductores eléctricos separados por un aislante forman una capacidad parásita que puede afectar al buen funcionamiento del circuito, sobre todo si se trabaja con señales de radiofrecuencia. En el caso de los cables de la figura 1.4 la capacidad entre conductores adyacentes es de 50 pF por metro de longitud del cable.

El cable plano de la figura 1.4 no es adecuado para ser utilizado en un sistema de conectores de cinta. Para eso se fabrican cables planos de tipo IDC, codificados o no por colores, como el de la figura 1.5.

1.5 Cable plano IDC.

El cable plano de la figura 1.5 presenta grandes ventajas en lo que respecta a la reducción de espacio y peso, y se utilizan en ordenadores y equipos de audio o digitales. Está formado por conductores de hilo de cobre estañado trenzado, colocados en paralelo y laminados entre capas de PVC (pollcloruro de vinilo) gris para formar el cable plano.

El paso entre conductores está normalizado en 1,27 mm y la capacidad parásita entre ellos es de unos 50 pF por metro de longitud. Soportan tensiones continuas entre cables adyacentes de 300 V y la corriente nominal que puede soportar cada uno de los cables es de 1 A.

cable n,° color cable n.° color cable n.iJ cok» cable n.° color

1 marrón 6 azul 11 marrón 16 azul

2 rojo 7 violeta 12 rojo 17 violeta

3 naranja 8 gris 13 naranja 18 gris

4 amarillo 9 blanco 14 amarillo 19 blanco

5 verde 10 negro 15 verde 20 negro

10


Todos los conductores citados son ¡dóneos para la circulación de corriente continua o alterna de baja frecuencia, pero si la señal a transportar es de alta frecuencia se produce una radiación de energía electromagnética que puede afectar a otros componentes y circuitos próximos (e incluso alejados, si la energía transportada es elevada), es decir, el aislamiento plástico no evita la radiación ni la captación de señales de radiofrecuencia por parte del cable.

1.6 Cables apantallados para el transporte de señales de radiofrecuencia.

Para evitar esto, en las etapas de radiofrecuencia se utilizan cables apantallados, como los de la figura 1.6. Estos cables son idénticos a los anteriores, pero se les añade en fábrica una malla de cobre flexible tejida sobre el aislante, que hace de pantalla para las señales de alta frecuencia. La malla de cobre se recubre, en ocasiones, con una cubierta protectora aislante. El blindaje debe conectarse siempre a masa del circuito para que sea eficaz.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS CONDUCTORES

Las características técnicas de los conductores definen sus propiedades eléctricas, mecánicas y fisicoquímicas.

Dado que en electrónica los conductores no están sometidos a elevados esfuerzos mecánicos ni a agentes químicos, sólo estudiaremos las propiedades eléctricas, tanto del material conductor como del aislante que lo recubre, añadiendo para este último sus propiedades químicas.

En lo que respecta al material conductor, las características eléctricas principales son:

• Resistencia eléctrica.• Resistividad eléctrica.• Conductividad eléctrica.• Densidad de corriente.• Resistencia al paso de corrientes de alta frecuencia.

Respecto al aislamiento, las características técnicas que debemos considerar son las siguientes:

• Resistencia de aislamiento.• Rigidez dieléctrica.• Constante dieléctrica.• Inflamabilidad.• Temperatura de seguridad.• Resistencia al ozono.• Resistencia a la luz solar.

Resistencia eléctricaPor bueno que sea un material conductor siempre ofrece una cierta oposición al paso de la corriente eléctrica, que debe tenerse presente en algunas aplicaciones.

Para un material conductor la resistencia u oposición al paso de la corriente eléctrica (R) es, en general, independiente de la tensión a él aplicada (V) y de la corriente que por él circula (7); es, en realidad, un parámetro que depende de la naturaleza y dimensiones del material.

11

ELECTRÓNICOS

En conductores de sección uniforme la resistencia es directamente proporcional a la longitud (/) e inversamente proporcional a la sección (S):

Siendo p un coeficiente de proporcionalidad distinto para cada material conductor, denominado resistividad.

Resistividad eléctricaLa resistividad eléctrica, o resistencia específica, es la medida de la resistencia eléctrica de una cantidad de material dado, que permite su comparación con la de otro material con las mismas dimensiones.

La fórmula para el cálculo de la resistividad es:

RS P = ^

Si R se mide en ohmios, S en milímetros cuadrados y / en metros, la resistividad queda expresada en ohmios por milímetro cuadrado y metro, es decir:

x mm2

Como en electrónica sólo se utiliza el cobre en la fabricación de hilos y cables, el único valor de resistividad que interesa es el de este material, cuyos valores más corrientes se indican en la tabla 1.2:

Tabla 1.2 Resistividad a 20 °C de cobres utilizados en electrónica.

Cíase de cobre Resistividad a 20 °G (Q ■ mm2/m)

Puro 0,0167

Recocido 0,0172

Duro 0,0176

Duro telefónico 0,0246

Conductividad eléctricaLa conductividad eléctrica es la inversa de la resistividad, definida en el parágrafo anterior, y está expresada por:

, - 1 - 1 7 ~ p " RS

La conductividad se expresa normalmente en Siemens por metro y milímetro cuadrado de sección, es decir:

S x m

Y= n r f

Siendo el Siemens (S) la inversa de la unidad de resistencia eléctrica (Q).


Densidad de corrienteRecibe la denominación de densidad de corriente eléctrica (J) el cociente de la intensidad de co rriente que circula por el conductor por su sección.

Si se utiliza, como es normal, la sección expresada en mm2, la densidad de corriente viene dada en amperios por milímetro cuadrado de sección (A/mm2).

La fórmula para el cálculo de la densidad de corriente es:

Así, una densidad de corriente de 2 A/mm2 significa que por el conductor circulan 2 A por cada milímetro cuadrado que posea su sección.

Los conductores eléctricos presentan un límite de densidad de corriente que no debe ser sobrepasado con el fin de evitar sobrecalentamientos excesivos y caídas de tensión anormales. Como orientación, diremos que la densidad de corriente máxima admitida por un hilo conductor está comprendida entre 2 y 3 A por mm2 de sección, lo que quiere decir que, considerando como valor medio el de2,5 A/mm2, un conductor de 0,159 mm2 de sección sólo admite una intensidad de corriente máxima de:

I = JS = x o,159 mm2 = 0,4 A1 mm

Así, si se considera como límite el de 2,5 A/mm2, y si por el conductor ha de circular una corriente superior a 400 mA, la sección de 0,159 mm2 es insuficiente y deberá tomarse otra mayor.

Resistencia en alta frecuenciaEn electrónica es normal que se trabaje con corrientes eléctricas de alta frecuencia, las cuales afectan a los conductores (desde el punto de vista de su resistencia) debido a que se producen fenómenos de inducción electromagnética en el interior del conductor, y cuyo efecto es una modificación de la distribución de la corriente eléctrica por su sección.

Efectivamente, trabajando en alta frecuencia la densidad de corriente es mayor en la periferia del conductor y va disminuyendo hacia el centro, donde puede llegar a ser prácticamente nula. Este fenómeno se conoce con el nombre de efecto Kelvin o, también, efecto pelicular.

Por causa del efecto pelicular la resistencia eléctrica de un conductor es mayor en corriente alterna que en corriente continua y, además, resulta proporcional a la frecuencia de la corriente, es decir, con señales de muy alta frecuencia la resistencia del conductor alcanza valores muy superiores a los que posee cuando por él circula corriente continua.

Resistencia de aislamientoSe denomina resistencia de aislamiento de un material aislante a la resistencia que opone al paso de la corriente eléctrica, medida en la dirección en que deba asegurarse el aislamiento.

Como la corriente de fuga de un material aislante sigue dos caminos posibles, uno sobre la superficie del material y el otro a través del cuerpo del material, se distingue entre resistencia de aislamiento superficial y resistencia de aislamiento transversal o volumétrica.

La resistencia de aislamiento superficial es la resistencia que ofrece la superficie del material al paso de la corriente eléctrica cuando se aplica una tensión entre dos puntos de ella (figura 1.7).

o + —o

Electrodos

1.7 Resistencia de aislamiento superficial de un material aislante.Material aislante

13

ELECTRÓNICOS

El valor de esta resistencia se refiere a la superficie comprendida entre las dos zonas sometidas a tensión, las cuales están en contacto con los electrodos, y suele medirse en megaohmios por centímetro cuadrado (Mí2/cm2). A esta magnitud se la denomina también resistividad superficial.

La resistencia de aislamiento transversal corresponde a la resistencia que opone el material aislante a ser atravesado por la corriente eléctrica, cuando se aplica una tensión entre dos caras opuestas del mismo (figura 1.8). Se denomina también resistividad transversal o volumétrica, y se expresa en Mf¿ • cm2/cm.

1.8 Resistencia de aislamiento transversal de un material aislante

En un mismo material aislante la resistividad transversal no posee un valor constante, como suele ocurrir con los materiales conductores, sino que varía con la temperatura, la tensión aplicada, el tiempo, la humedad, el espesor del material, etc., destacando los efectos debidos a la variación de temperatura, cuyo aumento produce una disminución de la resistividad transversal. Por consiguiente, la resistencia de aislamiento se indica a la temperatura máxima que se prevé tendrá que soportar el material.

Cuanto mayor sea la resistividad del aislamiento de un conductor, tanto mejor actúa como tal. No obstante, este dato no basta por si solo para juzgar la calidad de un aislante, ya que deben considerarse también otras propiedades eléctricas, máxime si se tiene en cuenta que en electrónica (salvo circuitos especíales como, por ejemplo, los de la etapa de MAT de un televisor) las tensiones con las que se trabaja no son ni mucho menos elevadas y, por lo tanto, no se exigen grandes aislamientos.

Rigidez dieléctricaEl material aislante perfecto no se conoce todavía, lo cual quiere decir que, por bueno que sea el aislamiento de un conductor, siempre se produce una pequeña corriente de fuga. Con ella el material aislante se calienta localmente y el calentamiento permite el paso de más corriente (ya que disminuye la resistividad transversal). Este efecto es acumulativo, y si la tensión alcanza un valor suficientemente elevado puede producirse la perforación del aislante.

El fallo se manifiesta por una superficie quemada o por una perforación del material que, en ocasiones, pasa desapercibida y resulta difícil de localizar.

Se denomina rigidez dieléctrica a la propiedad de un material aislante de oponerse a ser perforado por la corriente eléctrica. Su valor se expresa por la relación entre la tensión máxima que puede aplicarse sin que el aislante se perfore (llamada tensión de perforación) y el espesor de la pieza aislante. Se expresa en kV/mm.

Debe tenerse presente que la rigidez dieléctrica no es directamente proporcional al espesor del aislante.

Es muy frecuente utilizar erróneamente el concepto de rigidez dieléctrica por no prestar la debida atención a este importante concepto. Así, por ejemplo, si un aislamiento de 2 mm de espesor se perfora a 20 kV, un aislamiento del mismo material de 1 mm de espesor no se perfora a 10 kV. sino antes.

También los aumentos de temperatura hacen disminuir la rigidez dieléctrica. Otros factores que influyen sobre ella son la humedad y el envejecimiento del aislante.


Todo ello tiene especial importancia en los conductores aislados sometidos a tensiones elevadas, como el conductor de MAT de un televisor, el cual soporta tensiones superiores, en muchos casos, a los 18 kV con respecto a masa. El calentamiento y el envejecimiento del aislamiento del cable, acompañados de una posible proximidad del potencial negativo, hacen que sea muy frecuente la perforación del aislante después de unos años de trabajo.

Constante dieléctricaSe llama constante dieléctrica de una materia aislante a la relación entre la capacidad de un condensador que utilice como dieléctrico el material considerado, y ia capacidad del mismo condensador utilizando corno dieléctrico el aire.

En el caso de los conductores eléctricos utilizados en electrónica, pueden producirse capacidades parásitas entre dos de distinta polaridad, o entre uno y masa. El aislante actúa como dieléctrico que favorece el aumento del valor de la capacidad parásita, la cual es generadora de muchas anomalías de difícil localización.

Es conveniente realizar siempre conexiones lo más cortas posibles, perpendiculares entre potenciales distintos, alejadas entre sí, y utilizar aislamientos cuya constante dieléctrica sea lo más pequeña posible. Siguiendo estos consejos se evita la creación de capacidades parásitas, tan perjudiciales en los circuitos electrónicos que trabajan en radiofrecuencia, y en el supuesto de que éstas se produzcan (por no poder llevar a cabo algunos de los consejos expuestos), su valor será muy pequeño.

InflamabilidadEs la facilidad que tiene un material para inflamarse. Algunos aislantes son muy inflamables mientras que otros sólo lo son ligeramente, y otros son completamente ininflamables.

Siempre que sea posible se deben preferir los hilos conductores cuyo aislante sea menos inflamable, el cual ofrecerá, en todo momento, una mayor seguridad de funcionamiento, sobre todo si está próximo a puntos donde la temperatura es elevada, o en lugares con peligro de producción de arcos o chispas.

Temperatura de seguridadEn ocasiones los conductores están situados en zonas generadoras de calor (como sucede en las etapas de potencia de baja frecuencia, o en las fuentes de alimentación) y, por lo tanto, han de soportar temperaturas superiores a la del medio ambiente.

El sometimiento de un aislante a una temperatura elevada altera sus características, disminuyendo su resistencia de aislamiento, su rigidez dieléctrica y, también, su resistencia mecánica, además de aumentar su facilidad para ser atacado por agentes químicos.

Por consiguiente, es muy importante conocer su capacidad de resistencia a la acción del calor, es decir, la temperatura límite a que puede estar sometido el aislante de un conductor sin que se produzca la degradación de sus características. Debe tenerse en cuenta que la perforación del aislante no se presenta inmediatamente al llegar a cierta temperatura crítica, sino que se produce por la acción prolongada de dicha temperatura.

Antes de su destrucción, muchos aislantes al alcanzar cierta temperatura se ablandan y deforman; se dice entonces que han alcanzado su punto de reblandecimiento. En consecuencia, la temperatura de segundad antes citada, y que es la máxima a que puede trabajar el aislante, ha de ser inferior a la temperatura en que se alcanza su punto de reblandecimiento.

Finalmente diremos que muchos aislantes tienen un punto de reblandecimiento bajo, inferior a 90 °C, por lo que siempre resulta conveniente evitar su contacto directo con componentes que radien excesivo calor.

Resistencia al ozonoEl ozono es una forma alotrópica del oxígeno, y su fórmula quimica es 0 3, es decir, que tiene una molécula constituida por tres átomos de oxígeno.

El ozono se produce al ionizarse el aire por la acción de un campo eléctrico. Es mucho más oxidante que el oxigeno ordinario y fácilmente reconocible por su olor a marisco.

15


Los materiales aislantes están a veces sometidos a la acción del ozono desprendido; sobre todo cuando las tensiones son elevadas. Al ser el ozono un poderoso oxidante, es la causa de que se produzcan deterioros en los materiales aislantes.

Resistencia a la luz solarAunque la circuitería de un aparato electrónico no está normalmente sometida a la luz solar, sí que lo están los cables de transmisión de la antena al receptor, por lo que estos cables han de soportar bien la acción de la luz solar.

Efectivamente, la luz solar posee en su composición radiaciones ultravioletas que provocan reacciones químicas, especialmente en verano. Las quemaduras producidas por el sol son uno de sus efectos, y otro son los cambios químicos provocados en muchos materiales aislantes.

Los efectos de la luz solar sobre los aislantes son su decoloración y transformación en un material frágil, que acaba por ser inadecuado para la misión que debía cumplir.

MATERIALES UTILIZADOS EN LA FABRICACIÓN DE HILOS Y CABLES PARA ELECTRÓNICA

Una vez efectuado el estudio de las características técnicas que deben exigirse a los materiales utilizados en la fabricación de hilos y cables, a continuación se exponen los materiales conductores y aislantes más utilizados, con indicación de sus principales aplicaciones cuando se preste a ello.

Cobre electrolíticoLas características técnicas del cobre electrolítico coinciden, casi exactamente, con las del cobre puro, ya que su contenido mínimo de cobre ha de ser del 99,9 %.

La resistividad del cobre electrolítico es la más baja de todos los tipos de cobre utilizados en la fabricación de conductores, pues a 20 "C es de tan sólo 0,01673.

Cobre recocidoEl cobre recocido, llamado también cobre blando, tiene una resistencia a la rotura de 22 a 28 kg/mm2.

El cobre recocido es dúctil y maleable, se maquina fácilmente y se utiliza, sobre todo, en la fabricación de conductores eléctricos que no tengan que estar sometidos a grandes esfuerzos mecánicos (por ejemplo, en instalaciones eléctricas interiores de viviendas y cables para circuitos electrónicos).

Cobre duro telefónicoTiene una gran resistencia mecánica (de 50 a 70 kg/mm2) y su principal campo de aplicación lo constituyen las líneas de telecomunicación.

El cobre duro telefónico contiene estaño y cierta cantidad de fósforo, por lo que su denominación correcta debería ser bronce fosforoso.

De los diferentes tipos de cobre existentes, es el que posee mayor resistividad (0,0246 C2 • mm2/m a 20 °C), por lo que no es muy adecuado para el circuito de un aparato electrónico.

PolietilenoDesde el punto de vista de sus cualidades eléctricas, el polietileno es uno de ios más importantes materiales termoplásticos. Actualmente es el material plástico más utilizado para el recubrimiento de conductores.

Es un material sólido, incoloro, traslúcido, graso al tacto, blando en pequeños espesores, siempre flexible, inodoro y no tóxico. Tiene un aspecto similar al de la parafina.

Se descompone a unos 300 °C. Sin plastificantes se reblandece a 115 °C; es importante señalar que su punto de fusión está muy próximo al de reblandecimiento, por lo que se recomienda no utilizarlo con temperaturas superiores a 80 °C.

Cuando se utiliza como aislante de cables sometidos a la intemperie, deben añadírsele estabilizadores, especialmente antioxidantes, que le proporcionan mayor resistencia frente al oxígeno y la

16


conocida acción destructiva de los rayos ultravioletas de la luz solar, que provocan el endurecimiento del material y una disminución de sus cualidades eléctricas y mecánicas.

Es muy resistente a la humedad, de la que absorbe menos del 0,005 %. Es uno de los plásticos más resistentes a los agentes químicos que se conocen actualmente. Presenta excelentes propiedades eléctricas, especialmente a altas frecuencias.

Mediante la adición de cargas de negro de carbono, puede mejorarse su resistencia al calor y a la luz. Posee además la gran ventaja, ya indicada, de ser siempre flexible, sin necesidad de plastificantes.

Arde entre fácil y moderadamente, con ligero resplandor, con llama azul en la parte baja y amarilla en la parte alta. Funde y gotea mientras arde. Huele a parafina quemada.

Polietileno reticuladoEl polietileno reticulado es un material resultante de las tentativas de eliminar la condición termo- plástica del polietileno, aumentando así las temperaturas de trabajo y de fusión del material.

Aunque no sea lo mismo, podemos comparar la reticulación con la vulcanización de un elastó- mero, ya que se proporciona al producto tratado la propiedad de fundirse a alta temperatura sin reblandecimiento previo; por esta razón, al polietileno reticulado se le conoce también con el nombre (inapropiado) de «polietileno vulcanizado».

Cabe distinguir el polietileno reticulado sin carga, de características dieléctricas semejantes a las del polietileno termoplástico, del polietileno reticulado cargado con negro de carbono, en el que las propiedades dieléctricas quedan ligeramente disminuidas, pero en el que sus propiedades mecánicas y de estabilidad a la intemperie quedan notablemente reforzadas.

El polietileno reticulado admite perfectamente temperaturas de trabajo de unos 90 °C, pudiendo alcanzar, en casos de emergencia y durante corto tiempo, hasta 130 °C sin que la estructura del aislamiento quede afectada. Alrededor de los 300 °C se carboniza sin previa fusión.

Estas excelentes características térmicas, junto con sus propiedades eléctricas, superiores a las que poseen la mayor parte de los materiales aislantes, convierten al polietileno reticulado en el material idóneo para constituir el aislamiento de cables expuestos a fuertes puntos de carga, o utilizarlo en circuitos expuestos a temperaturas ambientales elevadas o con escasa refrigeración.

Policloruro de viniloEl policloruro de vinilo (PVC) se denomina también cloruro de polivinilo. Es un material plástico cuyas excelentes cualidades hacen que sea el aislante más utilizado, es decir, es el más importante de todos los materiales plásticos, a lo cual ha contribuido también su módico precio.

Como aislante eléctrico, el policloruro de vinilo es ampliamente utilizado para el recubrimiento de cables eléctricos que han de trabajar a la frecuencia industrial de 50 Hz (cables de conexión a la red eléctrica), no siendo adecuado su uso en alta frecuencia debido a que sus pérdidas dieléctricas resultan elevadas en esas condiciones, por lo que a elevadas frecuencias es preferible utilizar cables aislados con polietileno.

A pesar de ello, es muy utilizado como aislante de conductores en el alambrado de aparatos electrónicos, debido, entre otras cosas, a la facilidad de diferenciar los diversos conductores gracias al gran número de colores que pueden obtenerse por mezcla de colorantes y pigmentos.

El policloruro de vinilo es inodoro, insípido y no tóxico. Es insoluble en agua. Resulta excepcionalmente resistente a los agentes químicos, tales como ácidos, álcalis, aceites, alcoholes, etc. Posee una gran resistencia al ozono y al oxígeno atmosférico.

Arde con dificultad y su llama se extingue por sí sola; la llama es de color amarillento, con tono grisáceo en el borde. Sin llegar a arder, se ablanda por la acción del calor y despide olor a cloro. Sus propiedades mecánicas son solamente medianas.

PolitetrafluoretilenoEl politetrafluoretileno, conocido con el nombre comercial de teflón, fue descubierto en 1941 por los laboratorios Du Pont .

Se trata de un material aislante que conserva las mismas propiedades físicas y químicas que el polietileno, con la particularidad de que la presencia de flúor en su composición le proporciona una excepcional resistencia a los agentes químicos.

17


Es traslúcido, blanco o grisáceo, e inalterable a la luz solar y a los agentes atmosféricos. Posee nula absorción de la humedad; y gran resistencia al envejecimiento por oxidación, especialmente a altas temperaturas.

En funcionamiento permanente abarca una gama de temperaturas comprendida entre -55 °C y +325 °C sin perder ninguna de sus propiedades. Se descompone a una temperatura de 450 a 500 °C. No arde, pero se pone incandescente.

Presenta excelentes propiedades eléctricas, incluso a altas temperaturas y altas frecuencias. No le atacan los ácidos ni los disolventes, ni siquiera a temperaturas elevadas; en cambio, sí pueden atacarlo los álcalis concentrados.

Su precio es muy elevado (unas diez veces mayor que el del polietileno), lo que lo hace prohibitivo como aislante de conductores eléctricos. Sin embargo, se emplea como aislamiento de conductores sometidos a condiciones de funcionamiento muy exigentes, y en el campo de las altas frecuencias.

IDENTIFICACIÓN DE LOS CONDUCTORES

La cubierta aislante de los conductores utilizados en electrónica se tiñe de diversos colores con el fin de facilitar el montaje y seguimiento del circuito, sobre todo si éste es muy complejo.

El código utilizado depende en gran parte de la complejidad de los circuitos, por lo que en ocasiones es necesario recurrir a conductores con varias bandas de color para su identificación. A título de ejemplo, exponemos un código muy utilizado en el alambrado de circuitos electrónicos:

• Conexiones a masa: negro• Positivo de alimentación: rojo• Emisores de transistores: amarillo• Bases de transistores: verde• Negativo de alimentación: violeta (púrpura)

En el caso de los conductores de alimentación de red, el código está normalizado según los siguientes colores: azul para una fase y negro para la otra; para el conductor de puesta a tierra: franjas amarillas y verdes.

CIRCUITOS IMPRESOS

Básicamente un circuito impreso es una placa de material aislante, a una de cuyas caras se han adherido tiras de cobre desnudo, niqueladas o plateadas, que hacen las funciones de conductores. En la otra cara de la placa aislante se sitúan los componentes del circuito (resistencias, condensadores, transistores, circuitos integrados, etc.), los cuales, a través de unas perforaciones existentes en la placa y unos puntos de soldadura, se ponen eléctricamente en contacto con las tiras de cobre de la otra cara, siendo éstas las que sirven de conductores eléctricos entre los distintos componentes, formando de esta manera un circuito de dimensiones reducidas.

La denominación de circuito impreso procede del hecho de que en su fabricación se utilizan procesos de imprenta.

En la figura 1.9 se puede ver parte de una placa de circuito impreso. Las pistas de cobre se han dibujado en negro, y cada una de ellas termina en un topo con orificio para introducir y soldar los terminales de los componentes.

1.9 Dibujo de un fragmento de un circuito impreso.

18


Tipos de placa base para circuitos impresosPara la fabricación de un circuito impreso se parte de una placa de material aislante, la cual debe poseer una serie de cualidades tales como la de ser ligera, resistente y no atacable por ácidos corrosivos.

Los materiales de uso más frecuente en la fabricación de placas de circuitos impresos son los siguientes:

• Baquelitas.• Fibra de vidrio,• Poliamidas de vidrio.• Keviar.• Compuestos de cuarzo.• Alúminas (cerámicas).• Invar-cobre.

La baquelita (laminado de papel y compuestos fenólicos) se utilizaba mucho en la fabricación de circuitos impresos para equipos de gran consumo (radio, televisión, amplificadores de audio, etc.). La razón de ello era su precio, mucho más barato que el de otros materiales.

La fibra de vidrio ha sustituido prácticamente a las placas de baquelita. Se emplea en la fabricación de circuitos impresos profesionales y en los equipos de gran consumo, debido a que ya no es tanta la diferencia de precio con las de baquelita y a que resulta de fácil mecanizado y poco peso. Como desventaja hay que citar su mala conductividad térmica. Su coeficiente térmico de expansión es del orden de 13 a 17 x 10 '6/K.

Las poliamidas de vidrio tienen, aproximadamente, el mismo coeficiente de expansión térmico que la fibra de vidrio, pero su conductividad térmica es muy superior. Como desventaja cabe citar su precio, que es unas cuatro veces el de la fibra de vidrio.

El keviar tiene la ventaja de ser el material más ligero, no tiene problemas de dimensiones y su coeficiente térmico de expansión es del orden de 4 a 8 x 10^/K . Como desventaja podemos destacar su difícil mecanizado y que es propenso a la absorción de agua.

Los compuestos de cuarzo tienen un coeficiente de expansión térmica comprendido entre 6 y 12 x 1CTb/K; su conductividad térmica es buena y sus propiedades dieléctricas son excelentes. Como inconveniente diremos que son muy difíciles de mecanizar.

Las alúminas (cerámicas) son muy utilizadas en la fabricación de circuitos híbridos y en aplicaciones militares de alta fiabilidad. Es un material muy frágil, pesado y difícil de mecanizar. Otro inconveniente radica en que el proceso de implantación de pistas es muy laborioso.

El invar-cobre posee un coeficiente de dilatación que puede elegirse, ya que sólo es necesario variar la proporción de cobre e invar. Es un material difícil de fabricar y, por lo tanto, caro.

Todas estas placas de circuitos impresos se fabrican en dos versiones, denominadas e y e, y cuyas dimensiones se indican en la tabla 1.3.

Tabla 1.3 Dimensiones de las placas de circuito impreso.

De todo lo expuesto se deduce que, en el campo del gran consumo (radio, televisión, etc.), la fabricación de los circuitos impresos se realiza actualmente utilizando como soporte la fibra de vidrio, de la cual existen diferentes versiones y calidades que resumimos en la tabla 1.4, con el fin de poder compararlas y así elegir, entre las diferentes opciones, aquella que más se acomode a las necesidades concretas.

1,3 ± 0,05 mm

0,8 ± 0,03 mm

1,7 mm

1,1 mm

2,54 mm

0,635 mm

19


Características2 ¡ $$$■ i ! ® i'jfn ii i® ;

Tipo de placa de fibra de vidrio

G10 Ü11 FR4 FRS T FIATeflón

Resina epoxi epoxi epoxi epoxi teflón

Densidad 1,8 1,8 1.8 1.8 1,7

Resistencia superficial ( ti • cm) 2 x 1012 2 x 10’2 2 x 1012 2 x 1012 1 x 10”

Rigidez dieléctrica (kV/mm) 30 30 30 30 30

Constante dieléctrica 5 5 5 5,2 2,6

Absorción de agua (%) 0,3 0,3 0,3 0,3 0,01

Temperatura máxima de servicio (°C) 145 145 145 145 250

Resistencia en el baño de soldadura (s/°C) 10/250 10/250 20/260 20/260 20/260

Tabla 1.4 Características técnicas de tas planchas de libra de vidrie utilizadas en ia fabricación de circuitos impresos.

FABRICACIÓN DE CIRCUITOS IMPRESOS

A las placas base se les adhiere, en una de sus caras, una lámina de cobre extremadamente puro. Es conveniente que la cara de la lámina de cobre que está en contacto con la placa aislante sea rugosa, con la finalidad de lograr una mejor adherencia.

El pegado de la lámina de cobre sobre la placa base suele hacerse mediante prensa y a elevada temperatura, utilizando pegamento de características dieléctricas semejantes a ia placa aislante. El espesor de la lámina de cobre oscila entre 0.025 y 0,070 mm.

Una vez efectuado el pegado de la lámina de cobre sobre la placa aislante, se imprime sobre la primera el cableado del circuito. A continuación, se procede a proteger toda la parte impresa contra la acción del ácido en el que posteriormente se sumergirá la placa. De esta forma el ácido ataca el cobre no protegido (destruyéndolo) y deja en la placa aislante únicamente el cobre perteneciente al circuito.

Una vez realizada esta operación se procede a retirar la capa protectora que se había colocado, con lo que el circuito ya impreso puede pasar a su mecanizado.

El mecanizado consiste en la realización de las perforaciones que deben servir para la introducción de los terminales de los componentes y la tornillería, y su posterior soldadura a las pistas del circuito impreso.

Veamos ahora distintos procedimientos de impresión de circuitos impresos.

Método offsetEste procedimiento se basa en el sistema offset de imprenta. Se prepara una plancha de aluminio o de cinc, en la que se graba el circuito a imprimir, quedando éste en relieve. Esta plancha se entinta y se imprime sobre la cara de cobre de las placas de los futuros circuitos impresos.

Se procede luego a proyectar un haz pulverizado de betún o resina que se adhiere sólo a las partes entintadas. Mediante un procedimiento térmico se calienta la placa, con lo que el betún adherido y la tinta forman una sustancia protectora que cubre parte de la lámina de cobre (la que corresponderá a las pistas).

20


La placa así dispuesta se sumerge en ácido corrosivo, atacando éste las partes de la placa no protegidas. Posteriormente se procede al lavado de la placa, normalmente con agua, procurando que quede desprovista por completo de ácido, grasa o cualquier otra materia molesta para el posterior montaje de los componentes (figura 1.10).

d)

1.10 Fabricación de un circuito impreso mediante el método offset,a) Unión de la placa base (1) con la de cobre (2). b) Impresión del circuito, c) Añadido de betún o resina (3). d) Inmersión en ácido (4). e) Lavado del circuito con chorro de agua (5).

Método de serigrafíaEn este procedimiento el entintado de la placa se efectúa mediante una plantilla, en la cual se recorta el circuito a imprimir.

Se superpone luego la plantilla a la plancha de cobre del futuro circuito impreso y se entinta el conjunto, quedando el circuito dibujado sobre la plancha de cobre cuando se retira la plantilla.

Según el tipo de tinta empleada, ésta puede ser ya suficiente para proteger al circuito de la acción del ácido. En caso de que no sea así, se puede seguir el procedimiento utilizado en el método offset de adherir a la tinta betún o resina. El resto del procedimiento a seguir es el m ismo (figura 1.10).

21


Método fotomecánicoBásicamente, consiste en realizar en tinta negra el dibujo del circuito impreso, sobre un papel que no modifique sus dimensiones con la humedad o temperatura (por ejemplo, en poliéster), y a mayor tamaño del definitivo. Actualmente da mejores resultados dibujar el circuito con pistas adhesivas, especialmente diseñadas para este menester, ya que cubren mejor el papel que el trazado con tinta china.

Una vez realizado el dibujo, se fotografía para obtener un cliché o negativo, en el que los trazos correspondientes al dibujo (pistas del circuito impreso) son transparentes y el resto completamente opaco.

Mediante una copiadora se coloca el cliché sobre cada una de las placas del circuito, que han sido previamente cubiertas con material fotosensible, por ejemplo, un líquido que se torna viscoso, o incluso sólido, al recibir luz ultravioleta.

Al proyectar la luz requerida sobre el conjunto formado por el cliché y la placa, en ésta queda endurecido el material fotosensible expuesto a la luz, que corresponde únicamente a las partes transparentes del cliché, es decir, al circuito a imprimir. La plancha queda así preparada para ser atacada con ácido, de forma igual a la descrita en los apartados anteriores.

El método fotomecánico es el que ofrece más precisión en las pistas, por lo que es el más utilizado.

Método artesanoEste método se utiliza sólo para la realización de prototipos, ya que resulta caro desde el punto de vista industrial; además de que los resultados no son tan «limpios» como los anteriores.

Para fabricar un circuito impreso de forma artesanal, primero se dibuja sobre la lámina de cobre las diferentes pistas del circuito que se desea fabricar, para lo cual se utiliza un rotulador de tinta grasa especial, o bien pistas y círculos de transferencia por presión.

Una vez dibujado el circuito sobre la placa de cobre, se introduce en un baño de ácido, el cual elimina todas aquellas partes no protegidas por la tinta. La sustancia más utilizada es el percloruro férrico (CI3Fe). Para un buen ataque al cobre es conveniente que se trabaje con temperaturas comprendidas entre 25 y 30 °C.

Advertimos que este caso conlleva los riesgos propios del trabajo con ácidos, por lo que se debe operar con la máxima atención y cuidado, con el fin de evitar accidentes que, en ocasiones, pueden ser muy peligrosos, como ocurre, por ejemplo, con las salpicaduras de ácido sobre los ojos.

Una vez atacada la placa, se extrae ésta de la cubeta con unas pinzas de plástico (sin tocar con los dedos el ácido) y se introduce en otra cubeta con agua, en donde se agita y limpia a fondo, de forma que no quede el menor rastro de ácido. Finalmente, con un disolvente para grasas se quitan las protecciones de las pistas, se pulen ligeramente y se pasa a su mecanizado mediante minitaladradoras.

Destacamos que las pistas de circuitos impresos son fácilmente oxidables, por lo que es conveniente que una vez realizados se protejan con un barniz protector, dejando sólo sin cubrir los puntos donde deban efectuarse las soldaduras.

CÁLCULO DE LAS PISTAS DE COBRE

En lo que atañe al diseño de los conductores y a la colocación de los componentes en el circuito impreso, se busca la máxima reducción de volumen y, al propio tiempo, una cierta facilidad en el seguimiento práctico del circuito para casos de posibles averías.

Uno de los cuidados a tener en cuenta a la hora de realizar el diseño de un circuito impreso es evitar que los elementos semiconductores se encuentren cerca de posibles fuentes caloríficas, que como se sabe los perjudican extraordinariamente.

Otro detalle a tener presente es calcular si las superficies y las secciones de las tiras de cobre son suficientes para las intensidades de corriente que por ellas circularán, ya que en caso contrario se produce calentamiento en las tiras de cobre, lo cual puede ser perjudicial. Este problema, sin embargo, lo han resuelto fácilmente los fabricantes de circuitos impresos, ya que poseen tablas en las que se reflejan las intensidades y las secciones necesarias para cada pista.

22


A título orientativo, diremos que con planchas de cobre para circuitos impresos de 35 pm de espesor, la resistencia de la pista, medida en ohmios por metro, es de:

Donde L es el ancho de la pista en milímetros.La intensidad de corriente máxima admisible por una pista de estas características es de:

De esta fórmula se deduce que el ancho de la pista puede calcularse a partir de la expresión:

Asi, si por una pista de 35 ¡am de espesor debe circular una intensidad de corriente de 1,5 A, el ancho de la pista debe ser de:

CIRCUITOS IMPRESOS MULTICAPA

El constante aumento de la complejidad de los circuitos electrónicos, así como la necesidad de reducir el volumen ocupado por los mismos, ha exigido una nueva solución al alambrado.

Esta solución son los denominados circuiios impresos mutticapa, en los cuales se aplican dos técnicas básicas. En la primera, se unen los circuitos de una o dos caras convencionales para fo rmar placas multicapa. La segunda consiste en ir formando capas sucesivas de material aislante y conductores, siguiendo el trazado de los originales correspondientes.

La primera solución presenta el inconveniente de la conexión entre capas, para cuya solución existen varios métodos: agujeros metalizados (pasadores metálicos, que se hacen fundir en su posición entre capas) y ojetes (los cuales también se hacen fundir en las mismas condiciones).

La segunda técnica en la fabricación de circuitos impresos multicapa no presenta problema alguno en la conexión entre capas, ya que los conductores están metalizados sobre los puntos de conexión de las capas precedentes. Esta solución, sin embargo, resulta cara.

Una gran ventaja de los circuitos impresos multicapa es la de ofrecer la posibilidad de un blindaje integral, en forma de planos de masa entre capas, que eliminen la ¡ntermodulación o interferencia entre éstas. El blindaje actúa asimismo como disipador de calor.

CABLES PARA RADIOFRECUENCIA

En la transmisión de energía eléctrica de radiofrecuencia a través de cables e hilos conductores se presentan fenómenos físicos que hacen inútil la utilización de cables o hilos convencionales. Por este motivo en la técnica de la radiofrecuencia se utilizan cables especiales, los cuales pueden ser simétricos o asimétricos.

La característica simétrica o asimétrica de un cable de radiofrecuencia es muy importante para efectuar correctamente las adaptaciones generador-cable y cable-receptor.

Se dice que un cable es simétrico cuando los dos conductores que constituyen la línea son iguales, al margen de que estén o no apantallados. En las figuras 1.11 y 1.12 se han dibujado un par de

23


cables simétricos, ambos de 240 Q (el de la figura 1.11 sin cubierta y el de la figura 1.12 con ella). Tanto en uno como en otro, los dos conductores que forman el cable son ¡guales y, por lo tanto, existe simetría.

1.11 Cable simétrico de 240 W de ¡mpedancia.

1.12 Cable simétrico de 240 W de impedancia, con cubierta.

Se dice que una línea es asimétrica cuando la forma constructiva de los conductores no es la misma. En la figura 1.13 se muestran cuatro cables asimétricos de 75 Ll. En este caso existe un único conductor central y el segundo (coaxial) lo rodea, actuando, además, como pantalla.

1.13 Cables asimétricos de 75 W de impedancia.

A continuación se dan a conocer las características técnicas de estos cables.

Velocidad de propagaciónCuando una onda de radiofrecuencia se propaga por una línea de transmisión, su velocidad no es de 300.000 km/s sino bastante menor, dependiendo del dieléctrico de la línea, de tal forma que cuanto menos dieléctrico posea mayor es la velocidad de propagación.

La velocidad de propagación se expresa en %, y oscila entre un 66 % para las líneas coaxiales y un 98 % para las líneas planas con hilos desnudos.

Conociendo el factor de velocidad de propagación del cable, es posible determinar la longitud de onda de la señal que por él circula, lo cual resulta necesario para ciertas aplicaciones. En este caso la fórmula a aplicar es la del cálculo de la longitud de onda de las ondas radioeléctricas, multiplicado el resultado por el factor de velocidad V.

Así, supongamos que se desea conocer la longitud de onda de una señal de radiofrecuencia de 100 MHz que se transmite por una línea coaxial con dieléctrico de polietileno, cuyo factor de propagación es del 69,5 %. La longitud de onda vale, en este caso,

v ,, 300 Mm/s _ „X = - V ■=■ - - ■ — x 0.695 = 2,09 m

/ 100 MHz

Lo cual significa que en cada 2,09 metros de la línea se repite el valor instantáneo de la amplitud de onda de la señal que por ella circula. La longitud de onda en la línea tiene por tanto un valor más pequeño que en el espacio libre, que en ese caso sería de 3 metros.

24


Resistencia óhmicaComo en cualquier cable, también los de radiofrecuencia ofrecen una resistencia óhmica al paso de la corriente eléctrica, lo cual provoca una pérdida de potencia que se disipa en forma de calor, según la fórmula:

P = R I2

Las pérdidas resistivas dependen de la pureza del cobre, y son independientes de la frecuencia de la señal eléctrica que circula por la línea.

Pérdidas en el dieléctricoDado que no existe el dieléctrico perfecto, siempre se tienen unas pérdidas en el dieléctrico, las cuales dependen de su espesor, tipo y del valor de la frecuencia de la señal que por el cable circule. Cuanto más fino sea el dieléctrico y más alta la frecuencia de la señal, mayores serán las pérdidas.

Las pérdidas se expresan en dB por metro, aunque algunos fabricantes lo expresan en dB por cada 100 metros. Las pérdidas en el dieléctrico suponen una atenuación de la señal que debe ser tenida muy en cuenta.

Al comparar dos cables debe tenerse presente que uno será tanto mejor con respecto al otro cuanto más baja sea su atenuación. Si no se conocen los datos técnicos de los cables comparados, se deberá tener presente que cuanto mayor sea el diámetro de una línea coaxial menores serán sus pérdidas, ya. que el dieléctrico será más grueso. Asimismo, cuanto mejor sea el dieléctrico, menores serán las pérdidas. Un cable aislado con espuma de poliuretano es mejor que uno aislado con polietileno, siendo el aire el mejor aislante.

Las líneas simétricas tienen una atenuación muchísimo más baja que cualquiera de las coaxiales.

Impedancia característicaLa impedancia de un cable es la oposición que ofrece éste al paso de la corriente alterna.

Depende de las características constructivas del cable. Sin embargo, y dado que los cables de radiofrecuencia deben adaptarse en impedancia tanto al generador de señal como al receptor de señal a que se conectan, los fabricantes de cables normalizan las impedancias siendo valores normalizados los de 50 Í2, 75 Í2, 240 í i y 300 O a 200 MHz.

Capacidad nominalLos dos hilos que forman el cable, tanto si éste es simétrico como asimétrico, forman las placas de un condensador parásito, cuyo dieléctrico es el aislante existente entre ellos.

Esta capacidad es muy pequeña, del orden de 50 a 100 pF por cada metro de cable, pero debe tenerse presente en según qué aplicaciones, sobre todo cuando se trabaja en las gamas de frecuencias de UHF y SFIF.

Tensión máxima de servicioEs el valor máximo de tensión que se puede aplicar entre los dos conductores del cable sin que el dieléctrico sufra daño alguno.

Depende, lógicamente, del material con el que está construido el aislante y su espesor. Actualmente la tensión máxima que puede soportar un cable, con los buenos materiales aislantes que se fabrican, oscila entre unos 750 V y 11 kV.

Temperatura límite de cubiertaLa temperatura límite de la cubierta depende exclusivamente del material con que esté fabricada. Como orientación, en la tabla 1.5 se indican las temperaturas límite de los diversos tipos de cubierta para cables.

25


Tabla 1.5 Temperaturas limite de los materiales utilizados para cubiertas de cables.

Designaciónmilitar

Tipo de cubierta Limite de temperatura (°C)

Tipo I Cloruro de polivinilo negro -40 a +80

Tipo II Cloruro de polivinilo gris -25 a +80

Tipo lia Cloruro de polivinilo negro o gris -40 a +90

Tipo Illa Polietileno negro -55 a +85

Tipo V Fibras de vidrio trenzadas -55 a +250

Tipo VII Teflón (politetrafluoruro de etileno) -55 a +250

Tipo IX Teflón (fluorato etílico propílico) -55 a +200

CABLES SIMETRICOS

El cable simétrico está compuesto por dos conductores paralelos, separados por una distancia determinada, siempre constante.

Se fabrican cables simétricos de 75 £2, 150 £2, 240 £2 y 300 £2.Entre los cables simétricos más utilizados caben citar los siguientes:

• Cinta plana bifilar.• Cinta oval bifilar.• Tubo bifilar.• Cable bifilar apantallado.

A continuación estudiaremos las características más importantes de cada uno de estos cables.

Cinta plana bifilarEste cable (figura 1.14) se fabrica con 75 £2, 150 £2, 240 £2 o 300 £2 de impedancia característica, siendo el más utilizado el de 300 £2.

Aislamiento de polielileno

Conductor de cobre

1.14 Constitución de una cinta plana bifilar.

A

Su atenuación, a 100 MHz, es de unos 8 dB por cada 100 metros en el cable de 150 £2, y deunos 4,5 dB por cada 100 metros en el de 300 £2.

La cinta plana bifilar se encuentra en el comercio en los colores transparente, blanco, marfil, gris y negro. Las tres primeras son de aplicación en interiores, las de color gris se utilizan tanto en interiores como en exteriores, y las de color negro se emplean en exteriores.

Las inclemencias de tiempo agrietan estos cables, y la humedad y el polvo provocan cortocircuitos o cambios de impedancia, que hacen variar sus características. Por tanto, las cintas planas

26


bifilares para exteriores, de eolor negro, tienen el aislamiento de polietileno mezclado con negro de carbono, lo cual las hace más resistentes a la intemperie.

En general se aconseja que las instalaciones con este tipo de cable se renueven periódicamente, por ejemplo, cada año, lo cual ha sido la causa de que su uso quede limitado a interiores.

Es totalmente desaconsejable su empleo en UHF, debido a las variaciones de características que sufren.

Cinta oval bifilarEste cable (figura 1.15) se fabrica con una impedancia característica de 300 Q, y su atenuación a 100 MHz es de tan sólo unos 3 dB por cada 100 metros.

Protección de policloruro de vinilo

1.15 Constitución de una cinta oval bifilar.

Su aislamiento es de polietileno celular o expanso, protegido por una capa de PVC. Su forma oval permite que el agua y el polvo resbalen por su superficie, lo que le confiere una mayor duración que la cinta plana bifilar. Se fabrican en los colores blanco o gris, que son los colores de acabado del policloruro de vinilo.

Tubo bifilarEl tubo bifilar (figura 1.16) se fabrica con una impedancia de 300 O y una atenuación, a 100 MHz, de unos 3 dB por cada 100 metros.

Aislamiento de polietileno celular

Conductor de cobre

Tubo de polietileno

Conductor de cobre

1.16 Constitución de un tubo bifilar.

Su duración es superior a la de la cinta plana bifilar, aunque debe evitarse la entrada de agua o humedad en el interior del tubo, la cual puede condensarse en su interior y cambiar, por tanto, la constante dieléctrica de la línea; en este caso, puede considerarse que el dieléctrico es el aire. Este inconveniente lo hace menos utilizado que el cable oval bifilar, anteriormente descrito.

Se presenta en el comercio con los colores blanco o gris.

Cable bifilar apantalladoExisten en el comercio varios tipos constructivos de cables bifilares apantallados, todos basados en una misma idea: la de evitar la captación de interferencias y disturbios industriales en la línea, así

27


como la influencia de las paredes y objetos metálicos inmediatos al recorrido de la línea. A título de ejemplo, describiremos el cable bifilar apantallado de la figura 1.17, ya que son pequeñas las diferencias con otros fabricados.

1.17 Constitución de un cable apantallado.

Se fabrica con las siguientes impedancias características: 75 O, 150 £2 y 300 £2. La atenuación de estos cables es más elevada que la de los anteriormente descritos; así, el de 75 £2 tiene una atenuación de unos 10 dB por cada 100 metros, y el de 300 £2 unos 6,5 dB por cada 100 metros (medidas tomadas a 100 MHz).

La presencia de la pantalla de cobre en estos cables aumenta su capacidad parásita, la cual influye en las pérdidas. Así, el cable bifilar apantallado de 75 £2 tiene una capacidad de unos 57 pF/m, el de 150 £2 unos 30 pF/m y el de 300 £2 unos 18 pF/m. Este Inconveniente lo hace inadecuado para líneas de más de 20 metros, ya que las pérdidas serían muy elevadas.

Los cables simétricos tienen como principal desventaja el que siempre presentan una cierta radiación a lo largo de la línea, lo que puede causar interferencias en otros aparatos y, por los mismos motivos, son perfectos captadores de interferencias.

Cables coaxialesLos cables coaxiales pertenecen al grupo de los asimétricos, ya que están constituidos por un conductor central de cobre y otro conductor concéntrico al anterior, que actúa, además, como pantalla. Ambos conductores están aislados entre sí por un dieléctrico de polietileno sólido o polietileno celular.

La principal ventaja de los cables coaxiales radica en que no son influidos por señales parásitas, ni por paredes, masas metálicas u otras líneas eléctricas, razón por la cual pueden colocarse directamente sobre cualquier estructura.

1.18 Constitución de un cable coaxial.

En la figura 1.18 se muestra la forma constructiva de uno de estos cables, el cual se fabrica con impedancias de 50 a 150 £2, aunque las más usuales sean las de 50 £2, 72,5 £2 y 75 £2, ya que son las que poseen menores pérdidas y se adaptan mejor a las antenas dipolos de radio y televisión.

Su atenuación es algo más elevada que la de los cables bifilares no apantallados, pero tiene la ventaja de que permanece constante e invariable en el transcurso del tiempo, con lo que, a la larga, resultan más económicos, ya que no se renuevan tan a menudo.

Protección de policloruro de vinilo Trenza pantalla de cobre

Aislamiento de polietileno Conductor de cobre

Conductor de cobreAislamiento de polietileno

Conductor pantalla de cobre

Cubierta de PVC

28


Una variante de los cables coaxiales es la que se muestra en la figura 1.19, en el cual el dieléctrico es el aire.

Conductor de cobre

Espiral de hilo de polietileno

Tubo de polietileno

Conductor pantalla de cobre! ! \

j \ Cubierta de PVC

i \ \\

m m m1.19 Constitución de un cable coaxial con dieléctrico de aire.

El conductor central se mantiene en su lugar gracias a un espaciador en espiral, de hilo de polietileno. Este cable tiene muy pocas pérdidas, pero debido a su constitución algo difícil y poca adaptabilidad a las instalaciones en edificios, no es muy utilizado, limitándose su empleo a grandes líneas de transmisión de alta frecuencia.

De los tres tipos fundamentales de cables coaxiales (con aislamiento de polietileno sólido, con aislamiento de polietileno celular y con asilamiento de aire), el segundo es el más utilizado, ya que es el que presenta más ventajas si consideramos las características técnicas y económicas de ia instalación. La única precaución a tomar con los cables aislados con polietileno celular consiste en evitar recodos muy pronunciados en el tendido de la línea y el apriete excesivo de las abrazaderas de sujeción, ya que el aislamiento de espuma podría quedar aplastado.

29

Conectores

INTRODUCCIÓN

Recibe el nombre de conector (o conectador) todo dispositivo completo de conexión eléctrica, formado por una clavija de contacto y una hembrilla donde se aloja. Mediante estos dos elementos es posible establecer o interrumpir una continuidad eléctrica entre dos circuitos o entre dos aparatos.

Los conectores siempre se disponen en el extremo de un cable o grupo de cables, efectuándose la unión mecánica y eléctrica entre cable y conector por diferentes procedimientos, tales como soldadura, tornillo, presión, etc.

Actualmente hay una enorme variedad de conectores, por lo que resulta imposible la descripción de todos ellos; pero sí es posible, y esto será lo que veremos en este capítulo, la descripción de los modelos más importantes y algunas de sus variantes.

TERMINALES

En los aparatos electrónicos con dos o más circuitos impresos resulta muy ventajosa la conexión eléctrica entre ellos mediante terminales y clips, como los que se muestran en las figuras2.1 y 2.2, ya que permiten la desconexión rápida de un circuito impreso y su sustitución por otro en caso de avería. Esta forma de conexión está diseñada para ser manipulada sólo por personal cualificado, no siendo accesible al usuario del aparato.

Los terminales de la figura 2.1 son unas pequeñas lengüetas metálicas, terminadas en punta por uno de sus extremos, y con un pequeño orificio en el otro que permite la introducción y soldadura del extremo de un cable si se prefiere la conexión permanente. El extremo en punta de flecha permite su fácil introducción en los orificios de un circuito impreso, hasta la muesca.

Una vez introducido el terminal en el orificio del circuito impreso, se efectúa un punto de soldadura para garantizar el perfecto contacto eléctrico entre la pista del circuito impreso y el terminal.

En la figura 2.3a puede verse el dibujo de uno de estos terminales con un cable soldado a él, y en la figura 2.3b el mismo terminal, pero al que

2.1 Terminales para conexión a placa de circuito impreso.

fo t

2.2 Clips tipo faston para conexión de un cable a una lengüeta o terminal como los de la figura anterior.

31


se ha enchufado un clip (tipo faston) como los de la figura 2.2. El hilo conductor se une al clip fes- fon mediante presión y punto de soldadura.

a) b)

2.3 a) Conexión fija de un cable a un terminal como el de la figura 2.1. b) Conexión de un cable dotado de clip tipo faston a un terminal como el de la figura 2.1.

Para finalizar diremos que los terminales y clips tipo faston se fabrican en una amplia gama de medidas, lo que permite su utilización con todo tipo de cables, aunque en electrónica se utilicen para secciones de cables comprendidas entre 0,25 y 1,64 mm2.

Otro tipo de terminal, muy utilizado, es el que se muestra en la figura 2.4, consistente en una pequeña lámina metálica en forma de U que permite su fácil introducción en un borne con tornillo y tuerca. Este tipo de terminal es muy utilizado para la conexión de líneas de 300 Q simétricas a la entrada de antena de receptores de radio fabricados en Estados Unidos y Japón.

2.4 Terminal de cable para conexión mediante bornes con tornillo y tuerca.

CLAVIJA BANANA

Las denominadas clavijas banana no son otra cosa que simples clavijas de enchufe unipolares. Se fabrican en infinidad de modelos y tamaños, con manguitos flexibles o rígidos, con sistema de fijación del cable medíante tornillo o por soldadura, etc., así como en una amplia gama de colores, lo cual permite adaptar el color de la clavija al del cable y evitar conexiones erróneas. En la figura 2.5 se muestra una clavija banana así como la hembrilla unipolar empotrable utilizada con ella.

2.5 Clavija tipo banana con su correspondiente hembrilla.

Actualmente se emplea mucho un grupo de tres bananas, como las que se muestran en la figura 2.6, que permiten conectar cámaras de vídeo a magnetoscopios y televisores, bien sea directamente (mediante las correspondientes hembrillas) o mediante un adaptador de 21 contactos a euroconector.

Estas bananas son bipolares, es decir, poseen cada una de ellas dos conexiones eléctricas de forma coaxial. Una de ellas es un espárrago central, conectado al alma del cable, rodeado de un tubo cilindrico, metálico, que se conecta a la malla del cable (masa).

32

CONECTORES

2.6 Bananas tipo S para conexión entre aparatos de audio y vídeo.

Está normalizado que la banana amarilla corresponda a la señal de vídeo, y la roja y blanca a las dos señales de audio (estereofonía).

JackUna variante de la clavija banana es el jack, consistente en una clavija capaz de establecer una conexión bipolar o tripolar sobre un único espárrago (figura 2.7).

-I—i——14.5—r -

00 “> --1 V :3i f c j t— 34.5-

La hembrilla de una clavija jack debe ser adecuada a las especiales características de conexión de ésta. En la figura 2.7 se muestra también una hembrilla para clavija jack.

Los jacks se utilizan en aparatos de radio, televisión y alta fidelidad, siendo su aplicación la de conectar un circuito a la vez que desconecta otro. Este proceso de conmutación se muestra gráficamente en la figura 2.8.

-va :

3)

2.8 Conmutación de dos circuitos mediante clavija tipo jack. a) Cuando el jack está fuera de su hembrilla, el circuito A alimenta al B.b) Cuando el jack está introducido en su hembra, el circuito A alimenta al C y desconecta el B.

33


En la disposición de la figura 2.8a, el circuito A alimenta al componente o circuito B; por ejemplo, un amplificador (A) que alimenta a su altavoz (B).

En la disposición de la figura 2.8b el circuito A (amplificador) pasa a alimentar al componente C (un auricular por ejemplo), y al mismo tiempo se desconecta el altavoz B, ya que la introducción de la clavija jack en la hembrilla abre los contactos cerrados de esta última.

El anillo de la hembrilla conecta con el manguito de la clavija y el muelle con la punta. Al introducir la clavija jack, la punta deforma el muelle de la hembrilla, abriéndose los contactos de ruptura. Al extraer la clavija jack de la hembrilla, el muelle vuelve a su posición de reposo y se restablece de nuevo el contacto eléctrico en el contacto de ruptura.

Se fabrican clavijas jack con dos o tres contactos (figura 2.9). La de dos contactos se utiliza para circuitos bipolares, como los de las fuentes de alimentación exteriores en receptores de radio, preparados mediante este sistema para ser alimentados por pilas o por red.

J L",V(u jl

-w -

2.9 Clavijas tipo jack de dos y tres contactos respectivamente.

aa

Las de tres contactos son muy utilizadas en la conmutación de altavoces a auriculares, en equipos de alta fidelidad estereofónicos, ya que en ellos se precisan tres cables (uno para cada canal y un tercero común que sirve de retorno y de blindaje a los otros dos).

Las clavijas y hembrillas tipo jack se fabrican en diferentes longitudes y diámetros, siendo las más corrientes las de 5,25 mm y 6,35 mm (1/4 de pulgada).

Para finalizar, en la figura 2.10 se muestran los símbolos mediante los cuales se representan las clavijas y hembrillas tipo jack en los esquemas electrónicos.

2.10 Símbolos de bases y clavijas jack. a) Clavija bipolar. El trazo largo representa la punta y el corto el manguito de la clavija, b) Base jack bipolar. El anillo conecta con el manguito de la clavija y el muelle con la punta, c) Base jack bipolar con contacto de ruptura, d) Base jack tripolar con contactos de ruptura.

a)

V K

C)

V

b)

V K

A3Z!

d)

-o-o-o-o

CONECTORES PARA ALTAVOCES DIN 41529

Para la conexión de los bailes a los amplificadores se utilizan, entre otros, los conectores según norma DIN 41529, uno de los cuales se puede ver en la figura 2.11. En la figura 2.12 se muestran dos bases de enchufe para estos conectores.

34

CONECTORES

19 mm

2.11 Conector para altavoces según norma DIN 41529y forma de conectarlo.

Los conectores para altavoces DIN 41529 son idóneos para cumplir esta función, sobre todo en equipos estéreo, en donde deben conectarse dos bafles, ya que el especial diseño de sus terminales {uno central plano y el otro lateral cilindrico) evita errores de conexión, permitiendo que ambos bafles queden siempre conectados con todos los altavoces en fase.

2.12 Bases de enchufe para conectores de altavoces según la norma DIN 41529.

CONECTORES BIPOLARES PARA CONEXIÓN A LA RED

Para la conexión de los aparatos a la red eléctrica pueden utilizarse cables que partan directamente de éstos; sin embargo, en el caso de aparatos portátiles, esto no es aconsejable, ya que el cable de conexión a la red supone una molestia durante el traslado y el funcionamiento con pilas o acumuladores.

En ese caso se recomienda la utilización de conectores bipolares como los que se muestran en la figura 2.13, los cuales forman parte del receptor, y consisten en dos clavijas macho de conexión eléctrica, más una toma de tierra para seguridad, convenientemente protegidas de posibles golpes que pudieran doblarlas o romperlas.

2.13 Conectores bipolares más tierra para conexión a la red eléctrica.

El cable de conexión a la red dispone en uno de sus extremos de la clásica clavija macho, y en el otro del conector hembra que se muestra en la figura 2.14, el cual se introduce en el conector macho de la figura 2.13 por simple presión, desconectando al mismo tiempo el circuito de alimentación por pilas.

2.14 Conector hembra acoplable a los conectores machos de la figura anterior.

35


La idea de que la hembra forme parte del cable de conexión a la red y el macho se disponga en el receptor se debe a motivos de seguridad, ya que con este diseño resulta imposible un accidental contacto eléctrico entre la persona que conecta el cable al aparato y cualquier parte activa conductora de la corriente.

CONECTORES MULTIPOLARES CIRCULARES (DIN)

Existe una gran variedad de conectores multipolares, con el fin de satisfacer exigencias muy diversas: espacio, intensidad de corriente, número de conexiones, etc.

Los conectores multipolares son muy utilizados en equipos de audio, tanto para la conexión de micrófonos como de altavoces, auriculares, sintonizadores, etc., asi como en algunos equipos de vídeo.

2.15 Conector macho multipolar circular, a) Conector montado,b) Conector desmontado.

El conector multipolar circular de la figura 2.15 es de dimensiones reducidas, con tres a ocho contactos dispuestos tal y como se muestra en la figura 2.16.

2.16 Disposición de los contactos en los conectores multipolares circulares.

En la figura 2.15b puede verse el despiece de uno de estos conectores, y en la figura 2.17 una hembra para prolongador y otra hembra para montaje sobre chasis. Observe que todos estos elementos disponen de una guía que evita cometer errores al enchufar el conector en la hembrilla.

2.17 Conectores hembra multipolares circulares.a) Hembra para prolongador montada y desmontada.b) Hembra para montajesobre panel. a)

La conexión de los diferentes cables al conector se efectúa mediante soldadura, y para evitar que el cable se desprenda, a causa de un tirón, se presiona éste mediante un ojete.

36

CONECTORES

Todos estos conectores poseen un blindaje, consistente en dos semiaros metálicos que rodean la pastilla aislante contenedora de las clavijas. En la figura 2.15b puede apreciarse con todo detalle este blindaje.

Se fabrican en diferentes versiones, de las cuales destacamos por su importancia la de la figura 2.18 (acodada) y las de la figura 2.19. que incorporan un aro de seguridad roscable que evita la desconexión accidental del conector.

2.18 Conector multipolar circular acodado.

2.19 Conectores multipolares con aro de segundad roscable.

CONECTORES PARA CIRCUITOS IMPRESOS

Los conectores para circuitos impresos se fabrican rectos o en forma angular.La conexión puede realizarse directamente sobre el circuito impreso (figura 2.20) o mediante un

adaptador (figura 2.21). En los tipos de inserción directa la localización se hace normalmente mediante una ranura extra en la parte hembra del conector.

2.20 Conector para circuito impreso. 2.21 Conector para circuito impreso.Conexión directa. Conexión mediante adaptador.

En los de inserción mediante adaptador es usual disponer un vástago o vástagos de alineación, engarzados a las patas del conector para conseguir el mínimo error de desalineación (figura 2.22).

2.22 Vástagos de alineación del conector al circuito impreso.

37


2.24 Disposición de los 21 contactos de un euroconector.

En ambos tipos de conectores es importante que los contactos tengan una película de oro de espesor razonable (como mínimo 0,05 mm). El paso entre contactos suele ser de 2,54 mm (0,1”), aunque también se fabrican con pasos de 3,81 mm, 3,96 mm y 5,08 mm.

Para finalizar, en la figura 2.23 se indica la forma de establecer contacto entre los conectores macho y hembra de un conector bilateral, el cual puede soldarse a la placa del circuito impreso por inmersión o mediante conexiones arrolladas (wirewrap).

2.23 Corte en sección mostrando la forma de efectuar la conexión eléctrica entre el contacto macho y la hembra de un conector bilateral.

EUROCONECTOR (SCART)

ESCART es el nombre por el que se conoce el sistema europeo de conexión audio/vídeo, según la norma EN50-049.

El euroconector es por tanto un conector normalizado, adoptado -o incluso de uso obligatorio- en algunos países europeos, cuya finalidad es la de ser utilizado por usuarios de televisores a los que se conecten periféricos tales como grabadores de vídeo, juegos electrónicos, ordenadores personales, equipos de Hl F|, etc.

El euroconector fue una idea del S yndicat Franqais des C onstructeurs D 'A pareils de Radio et T elevisión, por lo que en Francia se le conoce con la abreviatura SCART, siendo éste el primer país que obligó a su uso en todos los aparatos de televisión.

El euroconector o conector SCART es un conector hembra múltiple, con un total de 20 contactos más uno de masa, los cuales están dispuestos alternándose en dos filas, tal y como se

J ha dibujado en la figura 2.24. A esta parte se acopla un conec-+ | 2Q tor macho, dotado igualmente de 20 contactos (figura 2.25).

1 Los contactos, tanto los machos como las hembras, estánfabricados con plancha de latón estañado, de forma que se establezca una buena conexión eléctrica y permita, al mismo tiempo, que su coste sea reducido.

La forma asimétrica del euroconector (figura 2.24) evita todo posible error de conexión por parte del usuario. Todos los televisores, grabadoras de vídeo, ordenadores personales, etc., han de llevar obligatoriamente el conector hembra, por lo que la conexión entre uno y otro aparato se realiza mediante cables de conexión en cuyos extremos se disponen sendos conectores machos.

' 4 >

* 4 =

= ¡ á f

4*4 = "

4 =

4 =

4?4 = 2

2.25 Conector macho de un euroconector.

38

CONECTORES

Lo más importante del euroconector es su normalización en el orden de utilización de cada contacto, de forma que una entrada de vídeo tiene el mismo número de contacto en el emisor que en el receptor, lo cual significa que en los cables de unión (acabados con contactos macho) los cables están cruzados; así, por ejemplo, una salida de audio de canal derecho, cuyo borne es el 1, está conectado al borne 2 del otro conector, en el cual se encuentra la entrada de audio del canal derecho.

Contactos del euroconectorPor su especial importancia, a continuación se relacionan cada una de las funciones de los 21 contactos del euroconector:

1. Salida de señal de audio (canal derecho). En este borne se obtiene una señal de audio con una amplitud de 0,5 V eficaces y una impedancia de salida de, por lo menos, 1 kO.

2. Entrada de señal de audio (canal derecho). En este borne se podrá aplicar una señal de audio con una amplitud de 0,2 a 2 V eficaces, y una impedancia de entrada de 10 k i l

3. Salida de señal de audio (canal izquierdo). La amplitud de la señal de audio obtenida en este borne es de 0,5 V y su impedancia de, por lo menos, 1 kí2.

4. En este borne se encuentra la masa común de los dos canales de audio.5. En este borne se encuentra la masa de la componente de croma azul (B).6. Entrada de la señal de audio (canal Izquierdo o monofónico). La señal aplicable a esta en

trada deberá tener una amplitud comprendida entre 0,2 y 2 V eficaces, con una impedancia de entrada de 10 k í l

7. Entrada de la componente de croma azul (B). La señal de croma aplicable a este borne deberá tener un valor eficaz de 0,7 V, con una Impedancia de entrada de 75 Q.

8. Entrada de conmutación lenta. A través de esta entrada se puede pasar de la imagen del televisor a la proporcionada por una grabadora de vídeo. Con una tensión de entrada de 0 a 1 V se está en posición TV, y aplicando de 10 a 12 V se conmuta a vídeo. La impedancia de esta carga es, como mínimo, de 47 k£l.

9. En este borne se encuentra la masa de la componente de croma verde (G).10. Línea de intercomunicación.11. Entrada de la componente de croma verde (G). La señal de croma aplicable a este borne

deberá tener un valor eficaz de 0,7 V, con una impedancia de entrada de 75 O.12. Línea de intercomunicación.13. Masa de la componente de croma roja (R).14. Masa de intercomunicación.15. Entrada de la componente de croma roja (R). La señal de croma aplicable a este borne de

berá tener un valor eficaz de 0,7 V, con una impedancia de entrada de 75 Q.16. Entrada de conmutación rápida (RGB). Este borne es utilizado para la conmutación rápida,

necesaria para la inserción de una imagen a otra, por ejemplo caracteres. Con una tensión de 0 a 0,4 V la imagen será la del televisor, mientras que con una tensión de 1 a 3 V la señal será de vídeo, procedente del cable de conexión. La impedancia es de 75 Q.

17. Masa de la salida de vídeo compuesta (CVBS).18. Masa de conmutación rápida.19. Salida de la señal compuesta de vídeo (CVBS). La tensión eficaz de salida en este borne

es de 1 V y su impedancia de 75 Q.20. Entrada de la señal compuesta de vídeo (CVBS). La tensión eficaz aplicable a este borne

es de 1 V y su impedancia de 75 Q.21. Masa de blindaje del euroconector.

CONECTORES PARA RADIOFRECUENCIA

En el caso de líneas de transporte de señales de radiofrecuencia superiores a 1 MHz deben emplearse conectores especiales, todos ellos coaxiales, especialmente diseñados para ser utilizados como terminales de cables coaxiales.

39

ELECTRÓNICOS

Dado que existe una gran diversidad de modelos, hemos elegido aquellos conectores para radiofrecuencia que consideramos de mayor interés para ser utilizados en radio y televisión.

Las figuras 2.26 y 2.27 corresponden a unos conectores (macho y hembra respectivamente) según normas USA. En estos conectores, la malla del cable coaxial debe estañarse y soldarse en la cara interior del collarín estañado. El aislante del conductor debe tocar la espiga central.

2.26 Conectar coaxial macho, según norma USA.

2.27 Bases hembra de conectores coaxiales, según norma USA

En el conector coaxial según normas DIN (figura 2.28). el montaje es muy simple. El conductor central hace contacto en una base de resorte, mientras que el conductor externo queda apretado al cono por un manguito (figura 2.29).

2.28 Conectores macho y hembra para cables coaxiales, según normas Dll\l.

2.29 Forma de efectuar la conexión del cable coaxial a un conector como el de la figura anterior.

En la figura 2.30 se muestran unos conectores de la serie N; el de la figura 2.30a es una hembra para panel, el de la figura 2.30b una hembra aérea, y el de la figura 2.30c un macho aéreo.

a) b) c)

2.30 Conectores de la serie N para radiofrecuencia, a) Hembra para panel, b) Hembra aérea, c) Macho aéreo.

CONECTORES

Los conectores de la serie N son completamente estancos, con acoplamiento por rosca, y son los más populares.

De impedancia constante, para cables coaxiales RG8/U, RG9/U y RG10/U, pueden ser utilizados en líneas por las que circulen frecuencias de microondas {10 GHz), con mínimo desequilibrio en la línea o incremento de la relación de onda estacionaria.

Se fabrican en versiones de 50 Q y 70 Q y, aunque los de 50 O no se acoplan con los de 70 Í2, si que puede emplearse cable de 75 Q con un conector de 50 O cuando la impedancia no es crítica.

Soportan tensiones de pico de 500 V, o eficaces de 1.500 V durante un minuto. El tamaño de estos conectores es mediano.

2.31 Manguitos de acoplamiento para conectores de la serie N. a) Manguito recto hembra, b) Manguito recto macho, c) Manguito acodado, d) Manguito en T.

En la figura 2.31 se muestran varios manguitos de acoplamiento entre conectores de la serie N, utilizables para prolongar líneas.

Los conectores de la figura 2.32 son de la serie BNC; los modelos a y ó son hembras para panel, de los cuales el b posee un anclaje para cable, el c es una hembra aérea, y el d un macho aéreo.

a) b)

c)

2.32 Conectores de la serie BNC para radiofrecuencia, a) Hembra para panel, b) Hembra para panel con anclaje de cable, c) Hembra aérea, d) Macho aéreo.

Los conectores de la serie BNC son pequeños, estancos y de conexión y desconexión rápida por bayoneta.

La conexión se efectúa introduciendo el macho en la hembra, de forma que los dos pequeños pivotes que posee ésta se introduzcan en las ranuras que a tal efecto lleva el macho, .y a continuación se hace girar el macho un cuarto de vuelta en el sentido de la agujas del reloj, quedando así un acoplamiento estanco y robusto.

Los conectores de la serie BNC se emplean con cables coaxiales finos (RG55/U, RG59/U, RG62/U y RG71/U), con impedancia de 50 £1 Operan satisfactoriamente hasta 10 GHz con tensiones de 500 V de pico.

41


Al igual que en la serie N, también se fabrican manguitos de acoplamiento para conectores de la serie BNC, de los cuales mostramos algunos modelos en la figura 2.33.

2.33 Manguitos de acoplamiento para conectores de la serie BNC.a) Manguito hembra aéreo.b) Manguito recto macho.c) Manguito acodado.d) Manguito en T. C)

Los conectores de la figura 2.34 son de la serie C. Los de las figuras 2.34a, 2.34b y 2.34c son hembras para panel. El de la figura 2.34d es una hembra aérea, y el de la figura 2.34e un macho aéreo.

b)

2.34 Conectores de la serie C para radiofrecuencia, a), b) y c) Hembras para panel, d) Hembra aérea, e) Macho aéreo.

Los conectores de la serie C son de tamaño mediano, estancos y de impedancia constante de 50 £2, por lo que se utilizan con cables coaxiales de 50 £2, aunque pueden ser utilizados con cables de 70 £2 cuando la impedancia no sea crítica.

Operan satisfactoriamente a 1,5 kV en un margen de frecuencias de 0 a 10 GHz y a 4 kV en el margen de 0 a 2 GHz.

El sistema de conexión es por bayoneta, al igual que los de la serie BNC. Los cables coaxiales utilizables con estos conectores son los RG8/U, RG9/U, RG55/U y RG58/U, todos ellos de 50 £2.

La figura 2.35 corresponde a un manguito recto, uno acodado y otro en T para el acoplamiento de conectores de la serie C.

a) b) c)

2.35 Manguitos de acoplamiento para conectores de la serie C. a) Manguito recto, b) Manguito acodado,c) Manguito en T.

42

CONECTORES

En la figura 2.36 se muestran una hembra para panel, una hembra recta aérea y un macho recto aéreo de conectores de la serle HN. Estos conectores son estancos, de impedancia constante de 50 12, y están diseñados para aplicaciones de alta tensión hasta 1.500 V de pico a 5.000 V eficaces durante un minuto.

3) c)

2.36 Conectores de la serie HN para radiofrecuencia, a) Hembra para panel, b) Hembra recta aérea, c) Macho recto aéreo.

El margen de frecuencia está comprendido entre 0 y 10 GHz y su acoplamiento es por rosca. Los cables coaxiales que deben utilizarse con estos conectores son los RG8/U, RG9/U y RG10/U, todos ellos de 50 ü .

El manguito de la figura 2.37 es acodado, para conectores de la serie HN.

2.37 Manguito acodado para acoplamiento de conectores de la serie HN.

La figura 2.38 muestra un conector hembra para panel y un conector macho, recto, aéreo de la serie UHF. Los conectores de esta serie se fabrican en dos tamaños diferentes, con uno o dos contactos. Es una serie económica, de aplicación general y de impedancia no constante.

2.38 Conectores de la serie UHF. a) Hembra para panel, b) Macho aéreo.

Trabajan satisfactoriamente hasta 200 MHz con tensiones de pico hasta 500 V, aunque pueden utilizarse con precaución hasta 500 MHz.

Los conectores de la serie UHF se fabrican para cables coaxiales RG8/U, RG9/U, RG19/U, RG11/U y RG12/U, mientras que los de la serie BI-UHF se fabrican para cables RG22/U. Tanto en una como en otra serie las dos piezas del contacto se conectan mediante rosca.

Las fotografías de la figura 2.39 corresponden a algunos manguitos de la serie UHF, y la de la figura 2.40 a un reductor para pasar de uno a otro tipo de cable. 2.39 Manguitos

para conectores de la serie UHF.a) Manguito recto.b) Manguito para paso de paneles.c) Manguito acodado.d) Manguito en T.

43


2.40 Adaptador para reducción de cable.

Para finalizar diremos que, en ocasiones, es preciso conectar entre sí dos líneas cuyos conectores pertenecen a distintas series. En estos casos se utilizan adaptadores especiales, uno de cuyos extremos está diseñado según una serie y el otro según la otra. Así, existen adaptadores de la serie N a la UHF, de la l\í a la BNC, de la BNC a la UHF, etc. En la figura 2.41 se muestran tres de estos adaptadores.

2.41 Algunos modelos de adaptadores para unir conectores de distinta serie.

44

Resistencias

INTRODUCCIÓN

Las resistencias, también denominadas resistores, son el componente más utilizado en los circuitos electrónicos.

Se trata de un componente de enorme importancia, a pesar de su sencillez, y al que debe prestarse tanta o más atención que a los componentes activos (transistores, circuitos integrados, etc.).

Es muy corriente, sobre todo en principiantes, que las resistencias se elijan por sus valores óhmicos y se descuiden factores tan importantes como sus tolerancias, potencias de disipación, o incluso el tipo de resistencia más adecuado para cada caso. Un buen profesional es consciente de la Importancia que este componente tiene en un circuito electrónico, hasta tal punto que una resistencia mal elegida puede ser la causa de serlos y repetidos defectos en un sofisticado aparato electrónico.

Dentro de un circuito las resistencias cumplen diversas funciones, tales como polarización, carga, filtrado, atenuación, divisor de tensión, limitador de corriente, etc.

Sea cual sea la misión que cumpla una resistencia en un circuito, su funcionamiento es siempre el mismo: oponer una cierta dificultad al paso de la corriente eléctrica. Esta dificultad se traduce en una generación de calor, es decir, en una pérdida de la energía, puesto que dicho calor no es aprovechable, al menos en los circuitos electrónicos.

CLASIFICACIÓN DE LAS RESISTENCIAS

Las resistencias se clasifican, según su construcción, en fijas, variables y ajustables.Su denominación básica es, además, consecuencia del elemento resistivo en sí, que puede ser

una composición de carbón, una película depositada o un bobinado. De acuerdo con esto las resistencias se clasifican en:

• resistencias de carbón aglomerado• resistencias de película de carbón• resistencias de película metálica• resistencias de película de cermet• resistencias bobinadas• resistencia bobinadas vitrificadas• resistencias sobre circuitos impresos• resistencias SMD miniatura de película metálica• resistencias SMD miniatura de película gruesa.

Resistencias de carbón aglomeradoEn las resistencias de carbón aglomerado, el elemento resistivo es una masa homogénea de grafito o negro de humo finamente pulverizado y mezclado con una resina que actúa como aglomerante. Esta mezcla es luego fuertemente prensada en forma cilindrica y encapsulada en un manguitode material aislante (como el plástico) o revestida con un barniz protector sobre el que se imprimen

45

ELECTRÓNICOS

las bandas de color que indican su valor óhmlco (figura 3.1). Los extremos del elemento resistivo están unidos a sendos terminales metálicos que facilitan la conexión del componente al circuito.

3.1 Constitución de una resistencia de carbón aglomerado.

Manguito

Elemento resistivo

Terminal de conexión

El valor óhmico de la resistencia de carbón aglomerado depende de las proporciones de grafito y aglutinante empleadas en su fabricación. Para pequeños valores de resistencia la cantidad de grafito (que es conductor) será mayor.

El principal inconveniente de este tipo de resistencia es que no es de precisión, ya que según se efectúa la mezcla de los materiales que la forman puede haber una gran disparidad de valores, incluso dentro de la misma fase de fabricación. Como resultado de ello, no suelen fabricarse resistencias de carbón aglomerado con tolerancias por debajo del 5 %. Se fabrican con tolerancias del 5, 10 y 20 %.

Otro inconveniente que presentan es la oxidación del carbón, lo cual da lugar a una variación importante del valor nominal de la resistencia, e incluso a su descomposición. Esto último es el motivo de que sea un componente muy propenso a averías, o causándolas asimismo en otros componentes del circuito al que pertenecen, tales como transistores, circuitos integrados, etc.

Un tercer inconveniente de estas resistencias es su elevada tensión de ruido, lo que las hace poco idóneas para ser utilizadas en etapas preamplificadoras, donde una alta tensión de ruido será muy amplificada por las etapas siguientes, dando lugar a un fuerte ruido en el altavoz.

Como virtud cabe citar su bajo precio, debido a lo barato de la materia prima utilizada, siendo el tipo de resistencia más económica.

Resistencias de película de carbónEn las resistencias en capa o película de carbón el elemento resistivo es una finísima capa de grafito cristalizado sobre un cuerpo aislante de forma cilindrica.

La composición y el grosor de la capa varía según el valor de la resistencia. La capa es continua para resistencias de hasta unos 10 kW (figura 3.2) y en forma de espiral para valores más altos (figura 3.3).

3.2 Resistencia de película de 3.3 Resistencia de películacarbón en forma de manguito. de carbón en forma de espiral.

El cuerpo aislante central es, en algunos casos, un minúsculo tubo de cristal con los terminales de conexión insertados en cada extremo (figura 3.4). Una vez depositada la capa de grafito sobre el tubo de cristal, ésta se recubre con una capa de resina aislante.

En otros casos el soporte aislante es una barrita de material cerámico sobre el que se deposita la capa resistiva. Una vez depositada la capa, se aplican a presión, en cada extremo de la barrita,

RESISTENCIAS

3.4 Corte en sección de una resistencia de película de carbón.

unas cazoletas metálicas sobre las que se sueldan los terminales de conexión. El conjunto se protege finalmente con varias capas de barniz que protege el carbón de posibles roces y facilita la d isipación del calor.

Sobre el barniz se pintan luego las tres o cuatro bandas de color que hacen referencia a su valor óhmico y tolerancia.

Este tipo de resistencia es muy utilizado debido a su excelente estabilidad frente a cambios en las condiciones de carga o en los niveles de humedad, junto con un nivel de ruido muy reducido y bajo precio (poco más que el de las de carbón aglomerado).

Son capaces de resistir temperaturas de 70 °C al aire libre en montaje horizontal. La temperatura superficial máxima permitida en el punto más caliente del cuerpo de la resistencia es de 155 °C.

Resistencias de película metálicaLas resistencias de película metálica son una variante de las de carbón estudiadas en el apartado anterior. Consisten en sustituir la capa de grafito cristalizado por una aleación metálica de alta constante resistiva (níquel y cromo, o bien oro y platino) o por un óxido metálico (óxido de estaño).

La capa metálica ha de ser inoxidable para que mantenga su valor óhmico constante durante toda su vida. A pesar de ello, se las recubre con barnices que impiden la acción del oxígeno atmosférico sobre ellas.

Al igual que en las de película de carbón, se efectúa un espiralado en la capa metálica para aumentar su resistencia y conseguir así resistencias de elevado valor.

Aunque el proceso de fabricación de estas resistencias es complejo, ya que conlleva una serie de severos controles de calidad y la materia prima utilizada es más cara que el grafito, el precio de las resistencias de película metálica es relativamente bajo (de tres a seis veces superior al de las de carbón aglomerado), lo cual justifica su utilización en aparatos de gran precisión y fiabilidad.

Efectivamente, un coste tres veces superior en la partida dedicada a las resistencias no afecta en gran medida al precio total del producto acabado y, sin embargo, la fiabilidad y precisión de éste aumenta considerablemente, pues mientras las resistencias de carbón no se pueden fabricar con tolerancias por debajo del 5 %, en las de película se obtienen tolerancias del 0,1, 0,5, 1 y 2 %.

Como inconveniente de estas resistencias cabe citar su baja potencia de disipación, ya que soportan mal el calor. Téngase en cuenta que el sobrecalentamiento da lugar a una deformación de la capa superficial, alterándose con ello el valor óhmico nominal de la resistencia. Esto último hace que su uso quede limitado a potencias de hasta unos pocos vatios.

Resistencias de película de cermetEl cermet es un material refractario formado por una mezcla íntima de productos cerámicos y metales en polvo. La presencia de los productos cerámicos en la capa resistiva hace que ésta adquiera un alto valor óhmico, razón por la cual las resistencias fabricadas con este material poseen elevados valores de resistencia óhmica (por encima de los 10 MLÍ).

Los cermets presentan una gran resistencia a la corrosión, soportan muy bien altas temperaturas, así como cambios bruscos de ésta, y poseen notable resistencia mecánica.

En la figura 3.5 se puede ver una resistencia de película de cermet de alto valor óhmico. Consta de un sustrato cerámico sobre el que se deposita una fina capa de cermet. Ésta se protege con un revestimiento de resina ignífuga.

3.5 Resistencia de película de cermet.

47


Son resistencias apropiadas para circuitos con gran ¡mpedancia de entrada, redes de tempori- zación y circuitos osciladores de cuarzo.

La resistencia de la figura 3.5 puede disipar hasta 0,4 W a una temperatura de 70 °C; su tolerancia es de ±5 %; el coeficiente de temperatura es de ±300 ppm/°C; la tensión continua máxima de trabajo es de 1 kV y pueden operar en el intervalo de temperaturas ambientes comprendidas entre 0 °C y +130 °C.

Resistencias bobinadasPara la fabricación de las resistencias bobinadas se utiliza hilo conductor que posea una resistividad elevada.

Como material resistivo se utilizan aleaciones metálicas en las que no sólo la resistividad es alta, sino que la variación de la resistencia por cambio de temperatura sea el menor posible. Un ejemplo típico es el constantán, que se compone de un 54 % de cobre, un 45 % de níquel y un 1 % de manganeso. En comparación con el cobre, su resistencia específica es 30 veces más alta, mientras que la alteración de la resistencia por causa de la temperatura es 400 veces menor.

El hilo conductor, de elevada resistencia específica, se arrolla sobre un cuerpo aislante, generalmente un tubo de cerámica (figura 3.6).

3.6 Corte en sección de una resistencia bobinada.

Los extremos del hilo generalmente se fijan con abrazaderas que, a su vez, pueden servir como conexiones para el montaje. Si las abrazaderas son desplazables se pueden obtener resistencias parciales (figura 3.7).

3.7 Aspecto externo de dos resistencias bobinadas con abrazaderas desplazables.

Otros materiales utilizados en la fabricación del bobinado de estas resistencias son el nicromo, el aluminio y el hierro.

La base aislante (de cerámica, esteatita, mica u otro aislante adecuado) ha de ser hueca (véase la figura 3.7) ya que estas resistencias se utilizan en partes del circuito donde el paso de corriente es elevado y, por tanto, su potencia de disipación será también alta. Con un diseño hueco de la base aislante se favorece la refrigeración de la resistencia y, en consecuencia, sus condiciones de trabajo.

Para evitar posibles cortocircuitos entre espiras del arrollamiento (o entre éste y otras partes del circuito en donde se dispongan) el cuerpo de la resistencia se recubre con una capa de esmalte vitrificado, el cual permite, además, soportar elevadas temperaturas de trabajo.

Las dimensiones de estas resistencias son considerables, ya que han de soportar potencias de disipación que en ocasiones alcanzan los 1.000 W.

Las resistencias bobinadas sólo se fabrican hasta, aproximadamente, 220 kQ, ya que el valor óhmico de las mismas viene dado por la igualdad:

48

RESISTENCIAS

donde r es la resistividad del hilo utilizado en Q-mm2/m, / la longitud del hilo en metros y S su sección en mm2, por lo que, incluso utilizando hilos de sólo 0,03 mm de diámetro, las dimensiones de la resistencia alcanzan valores excesivos.

Cuando la resistencia bobinada deba soportar cambios bruscos de temperatura se recurre a «tropicalizarla», lo cual consiste en recubrir la resistencia con algún aislante y disponer el conjunto dentro de un tubo cerámico o de vidrio cerrado, del cual sólo salen al exterior los terminales de co nexión.

Resistencias bobinadas vitrificadasLas resistencias vitrificadas son una variante de las estudiadas en el apartado anterior.

En esencia son de constitución idéntica, pero con la particularidad de que el bobinado está recubierto por un prisma cerámico vitrificado, de sección cuadrada, y de gran espesor comparado con el tamaño de la resistencia, permitiendo con ello un mejor aislamiento térmico de la resistencia respecto de componentes cercanos que disipen gran cantidad de calor. Esto último hace que sean idóneas para disponerlas en fuentes de alimentación, cerca del transformador o de los radiadores de calor de transistores de potencia. En la figura 3.8 se puede ver el aspecto externo de un par de resistencias bobinadas vitrificadas.

Resistencias sobre circuitos impresosOtra forma constructiva de resistencia, mucho menos utilizada que todas las anteriores, es la que emplea una base de circuito impreso (figura 3.9).

Se trata de depositar sobre un material aislante (fibra de vidrio, baquelita, etc.) una capa muy fina de material resistivo, cuyo espesor y superficie sea adecuado al valor óhmico que se desea obtener. El material utilizado puede ser oro, platino o el mismo cobre, pero de espesor muy pequeño, lo cual hace que el proceso sea muy delicado ya que es fácil que se cometan interrupciones en él.

En estas resistencias la longitud del material resistivo ha de ser grande, por lo que para reducir superficie la resistencia se diseña en forma de greca (figura 3.9). Los valores obtenidos con este tipo de resistencias son bajos y no están normalizados, ya que es un proceso de fabricación sobre el propio circuito impreso.

3.8 Aspecto externo de dos resistencias bobinadas vitrificadas.

3.9 Resistencia sobre base de circuito impreso.

49

Para obtener resistencias de valores más elevados se utiliza como material resistivo la fibra de vidrio metalizada, o bien pequeñas plaquetas de dimensiones variables de material cerámico con los extremos bañados en oro, para efectuar en ellos las conexiones.

Resistencias SMD miniatura de película metálicaSe trata de resistencias para montaje superficial (SMD), es decir, resistencias de dimensiones muy pequeñas, sin terminales de conexión, cuya conexión a las pistas de los circuitos impresos se realiza mediante procesos robotizados.

Las ventajas de esta tecnología se pueden resumir en los siguientes puntos:

- Gran densidad de componentes sobre la placa y una elevada miniaturización de los módulos electrónicos, gracias a las reducidas dimensiones de los componentes.

- No es necesario doblar ni cortar terminales.- Mejores cualidades eléctricas en circuitos de radiofrecuencia, pues se reducen las capaci

dades e inductancias parásitas.- No se necesita mecanizar la placa de circuito impreso (taladrado).- Se pueden utilizar placas de circuito impreso flexibles.- Se reduce el número de pistas en los circuitos impresos.- La robotización permite disponer simultáneamente un elevado número de componentes so

bre la placa del circuito impreso.- Reducción del trabajo posterior de revisión de las placas, pues disminuye el número de erro

res en el montaje.

Todas estas ventajas se resumen en una: menor coste en la fabricación y, por lo tanto, un abaratamiento del producto final.

Existen dos tipos de resistencias para montaje superficial: las miniatura de película metálica (figura 3.10) y las de chip basado en la tecnología de película gruesa (figura 3.11).

ELECTRÓNICOS

mm3.10 Resistencia miniatura de película metálica para montaje superficial.

Las resistencias miniatura de película metálica, también llamadas MELF (Metal Electrode Face Bonding), se obtienen por disposición de una fina película metálica sobre un núcleo cilindrico de cerámica, aislado por un encapsulado con resina epoxídica. Sus terminales son dos cápsulas metálicas, una en cada extremo, que reemplazan a los terminales de las resistencias convencionales (figura 3.10).

Las dimensiones de estas resistencias son de 3,6 mm de largo y 1,4 mm de diámetro. Se fabrican con valores comprendidos entre 0,22 Q y 10 MQ y tolerancias del 0,2, 0,25, 0,5, 1, 2 y 5 %. La potencia máxima de disipación a 70 °C es de 250 mW.

Resistencias SMD miniatura de película gruesaLas resistencias chip de película gruesa se fabrican mediante la serigrafía de una pasta resistiva sobre un sustrato cerámico (alúmina). El valor de la resistencia se obtiene por sinterizado.

m3.11 Resistencia miniatura de película gruesa para montaje superficial.

Los terminales de conexión de estas resistencias son dos pequeñas láminas metálicas, en forma de U, que se disponen firmemente en cada uno de sus extremos (figura 3.11).

Estas resistencias, con forma de paralelepípedo rectangular, se fabrican en dos tamaños: 2 x 1,25 x 0,5 mm y 3,2 x 1,6 x 0,6 mm.

Se fabrican con valores comprendidos entre 10 O y 10 MS2 y tolerancias del 2, 5 y 10 %.La potencia máxima de disipación a 70 °C es de 63 mW para las más pequeñas, y de 250 mW

para las de dimensiones mayores.

REDES DE RESISTENCIAS

Se fabrican también redes de resistencias dispuestas en encapsulado cerámico Dual In Une (DIL), en encapsulado moldeado Single In Une (SIL) y en encapsulado DIL para montaje superficial (SMD), como las que se muestran en las figuras 3.12, 3.13 y 3.14 respectivamente.

3.12 Resistencias dispuestas en encapsulado cerámico Dual In Une (DIL).

Vista superior. en encapsulado moldeado Single In Une (SIL).

Cada cápsula contiene siete u ocho resistencias individuales, o trece o quince resistencias conectadas, cada una de ellas de idéntico valor.

Son muy útiles en el diseño de circuitos digitales, donde se requieren muchas resistencias iguales de elevación (pull-up) o de caída (pull-down).

Otra de las ventajas de estas cápsulas con resistencias es el ahorro de espacio y tiempo requerido para el montaje.

Se fabrican siguiendo los valores normalizados de la EIA y con potencias de disipación de 0,125 W y 0,25 W (por resistencia individual).

7.62

1,27 0.44 0,61

3.14 Resistencias dispuestas en encapsulado DIL para montaje superficial (SMD).

ELECTRÓNICOS

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LAS RESISTENCIAS

No resulta económico la fabricación de todos los valores posibles de resistencias, ya que ello supondría un proceso artesanal que las encarecería notablemente. Por este motivo, las resistencias se fabrican con unos valores normalizados en todas sus características, que cubran toda una serie de necesidades técnicas y económicas.

Con el fin de que el diseñador de un circuito electrónico pueda elegir la resistencia más adecuada a las necesidades del circuito, los fabricantes de resistencias suministran toda clase de datos sobre sus características de funcionamiento, dimensiones, etc. Estas características técnicas son las siguientes:

• Potencia de disipación.• Valor óhmico.• Tolerancia.• Estabilidad.• Tensión máxima de trabajo.• Coeficiente de tensión.• Resistencia crítica.• Tensión de ruido.• Temperatura máxima de trabajo.• Limites de frecuencia.• Coeficiente de temperatura.• Sotdabitidad.• Almacenamiento.

Veamos por separado, y con todo detalle, el significado de cada uno de estos conceptos.

Potencia de disipaciónSiempre que una corriente eléctrica circula por una resistencia se genera calor en ella.

En la resistencia, como elemento constructivo, el calor es sumamente inoportuno por tres razones:

1. El calor producido no es aprovechable, por lo que supone una pérdida de energía.2. El calor aumenta la temperatura, con lo cual se modifica el valor de la resistencia. Después de

cierto tiempo se establece un estado de equilibrio entre el calor producido y el calor irradiado, con lo que la temperatura ya no sigue aumentando.

3. El calor producido por las resistencias puede afectar el correcto funcionamiento de otros componentes vecinos, tales como los semiconductores, cuya corriente de fuga aumenta con la temperatura.

De ninguna manera debe acumularse tanto calor que la resistencia resulte perjudicada, por lo que hay que eliminar este problema. En los equipos de radio, televisión y de alta fidelidad las resistencias se refrigeran por convección.

Efectivamente, dado que el aire caliente pesa menos que el aire frío y que, por tanto, tiende a subir hacia arriba, la resistencia al calentarse calienta al mismo tiempo el aire que la rodea, el cual sube hacia arriba y su lugar es ocupado por el aire fresco existente debajo de la resistencia o del circuito. Esto es fácil de comprobar, por ejemplo, en un televisor en marcha, en el cual la superficie superior del mueble está más caliente que la superficie inferior del mismo. Existe pues una continua circulación de aire frío ascendente que refrigera todos los componentes en los que se produce calor, como es el caso de las resistencias. Lógicamente, para que una refrigeración de ese tipo sea eficaz el mueble ha de disponer de los suficientes orificios de ventilación que permitan la libre circulación natural del aire desde la parte inferior a la superior.

De todas formas, por muy bien ventilado que esté el aparato, las resistencias siempre se calientan; pero lo importante es que ese calor no las dañe. Por este motivo las resistencias se fabrican para un determinado límite de carga, lo que evita que el calor generado las perjudique.

RESISTENCIAS

El límite de carga se indica en vatios. Por ejemplo, una resistencia de 2 W tiene como límite de carga esos 2 W, es decir, que la potencia eléctrica que se le suministre no debe sobrepasar los 2 W, pues si los sobrepasa se destruirá.

Es muy importante no confundir la potencia máxima de disipación, o capacidad de carga de una resistencia, con la potencia realmente radiada por ella, la cual debe ser menor.

La potencia disipada por una resistencia viene dada por la fórmula:

P = V I

Donde V es la tensión aplicada a sus bornes e I la corriente que por ella circula.Así, supongamos una resistencia de 47 £2 a la que se le aplica una tensión de 10 V. En estas cir

cunstancias de funcionamiento, la intensidad de corriente que por ella circula es de:

y la potencia disipada en ella será:

P = V I = 10 V x 0,213 A = 2,13 W

Si la resistencia es capaz de disipar esta potencia no ocurrirá nada, pero si la potencia máxima de disipación de la resistencia fuese de tan sólo 1 W, ésta se calentaría excesivamente y acabaría por destruirse.

La potencia disipada por una resistencia puede también calcularse con la fórmula:

P = I 2R

La potencia máxima de disipación de las resistencias varía con su tamaño. Cuanto mayor sea el tamaño, mayor será la superficie de la resistencia en contacto con el aire circundante y mayor será su poder de disipación de calor.

Las resistencias de carbón aglomerado se fabrican para 1/8 W, 1/4 W, 1/2 W, 1 W y 2 W de disipación.

Las resistencias de película de carbón se fabrican para 1/10 W (o 1/8 W), 1/4 W, 1/3 W, 1/2 W, 1 W, 1,5 W y 2 W.

Las resistencias de película metálica se fabrican normalmente para 1/4 W y 1/2 W.Finalmente, en las resistencias bobinadas existe una amplia gama de formatos y potencias de

disipación que van desde 1 W a 130 W.Pero no es suficiente conocer el valor de la potencia de disipación de una resistencia y sus con

diciones de trabajo para que ésta funcione correctamente en un circuito electrónico dado; además, debe conocerse la temperatura ambiente en la que ha de trabajar.

Efectivamente, la potencia de disipación de una resistencia queda seriamente afectada por la temperatura ambiente, puesto que resulta más fácil disipar calor con una temperatura baja que alta. Por esta razón, los fabricantes dan el valor de la potencia máxima de disipación para una temperatura ambiente dada, la cual suele ser de 70 °C.

Así, la capacidad de carga de una resistencia de película de carbón es, por ejemplo, de 0,5 W trabajando a una temperatura ambiente de 40 °C, y de sólo 0,25 W si la temperatura ambiente es de 70 °C.

En la figura 3.15 se puede ver el tamaño de algunas resistencias de película de carbón a tamaño natural y, al lado, la capacidad de carga admisible a 40 °C y a 70 °C.

Tamaño natural a 40 X a 70 °C

— ---------

mm —

0.25 W

0.5 W

1.0 W

1,5 W

0,125 W

0.25 W

0.5 W

1.0 W

3.15 Potencias de disipación máxima a 40 y 70 °C de algunas resistencias de película de carbón.

53


Ante la duda de cuál debe ser la potencia de disipación que debe tener una resistencia, lo mejor es elegir una resistencia con elevada potencia de disipación; sin embargo, han de considerarse dos importantes factores que influyen en la elección:

1. Elegir todas las resistencias con elevada potencia de disipación presupone aumentar considerablemente el volumen ocupado por el circuito.

2. Las resistencias de mayor potencia de disipación son más caras y, por lo tanto, se encarece el producto.

Por estos motivos deben realizarse cálculos sobre las condiciones de funcionamiento del circuito, de forma que cada resistencia tenga su potencia de disipación adecuada.

Para elegir una resistencia sin temor a que sea destruida por un exceso de temperatura, se procede de la siguiente forma:

1. Se calcula la potencia que disipará multiplicando la tensión que se le aplica por la intensidad de corriente que por ella circula.

2. Se determina bajo qué condiciones de temperatura trabajará y qué influencia ejercerá ésta sobre la potencia de disipación.

Veamos un ejemplo de cálculo: Para ello supondremos una resistencia de 200 í l a la que se le aplica una tensión de 10 V. La corriente que por ella circulará será:

y su potencia disipada:

Supongamos que se trata de una resistencia de película de óxido metálico de alta estabilidad, cuya variación de la potencia máxima de disipación en función de la temperatura ambiente viene determinada por la curva de la figura 3.16.

Si la resistencia ha de trabajar con una temperatura ambiente inferior a 25 °C, no existe, teóricamente, inconveniente alguno en utilizar una resistencia con una potencia máxima de disipación de 0,5 W; ahora bien, si la citada resistencia ha de trabajar con una temperatura ambiente de 100 °C, la potencia de disipación admisible queda reducida en un 35 %, es decir, al 65% de su valor nominal:

P = V I = 10 V x 0,05 A = 0,5 W

3.16 Porcentaje de la potencia de disipación en función de la temperatura ambiente, en una resistencia de película de óxido metálico.

0 25 50 100 150 200 235Temperatura ambiente (°C)

p .' max

54

RESISTENCIAS

Por lo que la resistencia se destruirá.A la temperatura ambiente de 100 °C se deberá: por tanto utilizar una resistencia con una po

tencia nominal de disipación de:

„ 100Pmáx 100 x 0,5 WP = ----- „ max = ----------------- = 0,77 W

65 65

Como no se fabrican resistencias de este valor, se utilizará su inmediato superior, es decir, 1 W.La temperatura ambiente es aquella en la que el circuito trabaja a pleno funcionamiento, la cual

en ocasiones es superior a la temperatura del local en donde se encuentre el aparato debido al calor desprendido por los componentes.

Así, por ejemplo, en un pequeño aparato de radio portátil el circuito no se calentará en exceso, ya que trabaja con pequeñas intensidades de corriente, por lo que en este caso se toma como orientación la máxima temperatura ambiente a la que ha de trabajar, aunque a veces pueda ser excedida (por ejemplo, cuando el usuario se lo lleva a la playa y lo expone al sol directo).

En los televisores no sucede este caso, ya que siempre trabajan en locales protegidos de la luz directa solar (para una mejor visión), por lo que la temperatura ambiente de estos locales no suele sobrepasar las propias del verano de cada lugar geográfico, pero el receptor sí trabaja con intensidades de corriente más elevadas, con etapas de potencia que generan mucho calor (el cual se concentra en el interior del mueble, aunque esté bien ventilado), superándose en varios grados la tem peratura ambiente del local.

Se ha comprobado que, aun conociendo el valor de la potencia máxima suministrada a la resistencia, este valor no coincide con el valor máximo que es capaz de disipar cuando cambian las condiciones ambientales de funcionamiento.

Como regla general de seguridad se elegirán las resistencias de forma que la disipación nominal sea, como máximo, el doble de la real.

Finalmente, diremos que algunos fabricantes eligen la pintura protectora exterior de tal forma que adquiera un marcado color tostado cuando la temperatura de la resistencia puede ser causa de alteraciones en sus características, aconsejándose en este caso la sustitución por otra de más potencia de disipación nominal.

Valor óhmico y tolerancia de las resistenciasEl valor óhmico de las resistencias, es decir, la oposición que ofrecen al paso de la corriente eléctrica, no tiene ninguna relación con su tamaño, sino con las materias constituyentes de las mismas.

Asi, una resistencia de 47 £2 puede tener el mismo tamaño que otra de 47 k£2, por la simple razón de poseer la misma potencia de disipación nominal, o bien incluso ser más grande de tamaño (siendo más pequeña de valor), debido a poseer una potencia de disipación nominal mayor.

Lógicamente, en la práctica resulta imposible fabricar resistencias cuyos valores óhmicos abarquen todos los posibles. Por esta razón los fabricantes han adoptado una serie de valores determinados, los cuales siguen una progresión definida matemáticamente. Esta serie de valores fue confeccionada durante los años 40 por la E.I.A. (Asociación de Industrias Electrónicas de EE UU).

Para su confección se tuvieron en cuenta las inevitables tolerancias de fabricación de los componentes, de tal forma que coincidiera la máxima tolerancia de un determinado valor con la mínima del siguiente. Ello es debido a que en todo proceso de fabricación debe preverse un determinado margen de tolerancia en las características del producto acabado.

Veamos un ejemplo de lo que acabamos de exponer: supongamos que se están fabricando resistencias de 150 £2, pero debido a las tolerancias del proceso de fabricación, se obtienen resistencias cuyos valores no son exactamente de 150 £2, sino valores próximos a éste.

Nos encontramos así con dos valores: uno teórico de 150 £2 y otros reales que oscilan alrededor de los 150 £2. La diferencia entre ambos valores se llama desviación absoluta.

Si una resistencia mide 147 £2 y su valor teórico, es decir, el que se quiere obtener, es de 150 O, la desviación absoluta será:

150 £2 -1 4 7 £2 = 3 £2

55


Normalmente, en lugar de la desviación absoluta es preferible utilizar el concepto de desviación relativa, la cual se obtiene con la fórmula:

valor real - valor te ó r ic o __ . , x •-------------100 %valor teórico

La tolerancia de una resistencia es la máxima desviación, normalmente relativa, admisible en ella. Como consecuencia, si una resistencia tiene una desviación relativa que sobrepasa el valor de la tolerancia, esa resistencia no se considera aceptable.

Así, supongamos que al medir el valor de una resistencia obtenemos 154,5 £2, siendo su valor teórico de 150 £2. En esta circunstancia la desviación relativa será:

154,5 £2 - 150 £2 4,5 £2 n/ 450 £2 n T1ÓQ 150Í1 , 0 0 % = , 5 0 ñ % = 3 %

Si la tolerancia de fabricación admitida es del 5 %, la resistencia en cuestión es válida, puesto que el 3 % de desviación es inferior al 5 %. Pero si la tolerancia de fabricación admitida es de tan sólo un 1 %, entonces la resistencia debe desecharse por mala.

La tolerancia puede dar un valor real de la resistencia superior o inferior al valor teórico, por este motivo se indica siempre con los signos ±.

Así, si se tiene una resistencia de 560 £2 con una tolerancia de ±5 %, el valor real de dicha resistencia estará comprendido entre:

5 x 560 £2 2.800 £2560 £2 + -------------- = 560 £2 + — — — = 560 £2 + 28 £2 = 588 £2

560 £25 x 560 £2“Too _ 560 £2 -

2.800 £2 100 560 £2 - 28 £2 = 532 £2

Es decir, que si la resistencia posee un valor real comprendido entre 532 £2 y 588 £2, se puede dar por buena, pero nunca si ese valor es superior o inferior a estos valores límites.

Las resistencias no se construyen, por tanto, en todos los valores posibles, sino en ciertos valores normalizados. Esto simplifica la fabricación, abarata sus costes de fabricación y facilita el almacenaje. Además, hay una razón obvia: una resistencia con un valor teórico de 150 £2 y una tolerancia de ±5 % puede tener cualquier valor real comprendido entre 142,5 £2 y 157,5 £2, por lo que sería ilógico introducir otros valores teóricos en este campo, ya que entonces podrían aparecer dos resistencias con diferente valor teórico pero con el mismo valor real. Por esto, los valores teóricos se fijan de manera que sus límites de tolerancia se solapen un poco entre sí.

En la tabla 3.1 puede ver los valores normalizados según E.I.A.En la parte superior de cada columna de la tabla 3.1 se ha puesto la letra E y un número. Esta

letra y su número definen la tolerancia de todos los valores indicados debajo de ella. Las tolerancias correspondientes a cada columna son las siguientes:

COLUMNA TOLERANCIA

±0,5 %±1 %±2 %±5 %±1 0 %±20 %-20 % +80 %

-0 % +100 %

E192 . E96 . . E48 . . E24 . . E12 . . E6 . . .

E3 . . .

56

RESISTENCIAS

E192 E96 E48 E,92 E96■

E48 E192;

E192 E96:E48

'E24 E12 E6

1,00 1,00 1,00 1,78 1,78 1,78 3,16 3,16 3,16 5,62 5,62 5,62 1,0 1,0 1,01,01 1,80 3,20 5,69 1,11,02 1,02 1,82 1,82 3,24 3,24 5,76 5,76 í,2 1,21,04 •1,84 3,28 5,83 1,31,05 1,05 1,05 1,87 1,87 1,87 3,32 3,32 3,32 5,90 5,90 5,90 1,5 1,5 1,51,06 1,89 3,36 5,97 1,61,07 1,07 1,91 1,91 3,40 3,40 6,04 6,04 1,8 1,81,09 1,93 3,44 6,12 2,01,10 1,10 1,10 1,96 1,96 1.96 3,48 3,48 3,48 6,19 6,19 6,19 2,2 2,2 2,21.11 1,98 3,52 6,26 2,41,13 1,13 2,00 2,00 3,57 3,57 6,34 6,34 2,7 2,71.14 2,03 3,61 6,42 3,01,15 1,15 1,15 2,05 2,05 2,05 3,65 3,65 3,65 6,49 6,49 6,49 3,3 3,3 3,31.17 2,08 3,70 6,57 3,61,18 1,18 2,10 2,10 3,74 3,74 6,65 6,65 3,9 3,91,20 2,13 3,79 6,73 4,31,21 1,21 1,21 2,15 2,15 2,15 3,83 3,83 3,83 6,81 6,81 6,81 4,7 4,7 4,71,23 2,18 3,88 6,90 5,11,24 1,24 2,21 2,21 3,92 3,92 6,98 6,98 5,6 5,61.26 2,23 3,97 7,06 6,21.27 1,27 1,27 2,26 2,26 2,26 4,02 4,02 4,02 7,15 7,15 7,15 6,8 6,8 6,81.29 2,29 4,07 7,23 7.51,30 1,30 2,32 2,32 4,12 4,12 7,32 7,32 8,2 8,21,32 2,34 4,17 7,41 9,11,33 1,33 1,33 2,37 2,37 2,37 4,22 4,22 4,22 7,50 7,50 7,501,35 2,40 4,27 7,591,37 1,37 2,43 2,43 4,32 4,32 7,68 7,681,38 2,46 4,37 7,771,40 1,40 1,40 2,49 2,49 2,49 4,42 4,42 4,42 7,87 7,87 7,871,42 2,52 4,48 7,961,43 1,43 2,55 2,55 4,53 4,53 8,06 8,061,45 2,58 4,59 8,161,47 1,47 1,47 2,61 2,61 2,61 4,64 4,64 4,64 8,25 8,25 8,251,49 2,64 4,70 8,351,50 1,50 2,67 2,67 4,75 4,75 8,45 8,451,52 2,71 4,81 8,561,54 1,54 1,54 2,74 2,74 2,74 4,87 4,87 4,87 8,66 8,66 8,661,56 2,77 4,93 8,761,58 1,58 2,80 2,80 4,99 4,99 8,87 8,871,60 2,84 5,05 8,981,62 1,62 1,62 2,87 2,87 2,87 5,11 5,11 5,11 9.09 9,09 9,091,64 2,91 5,17 9,201,65 1,65 2,94 2,94 5,23 5,23 9,31 9,311,67 2,98 5,30 9,421.69 1,69 1,69 3,01 3,01 3,01 5,36 5,36 5,36 9,53 9,53 9,531,72 3,05 5,42 9,651.74 1,74 3,09 3,09 5,49 5,49 9,76 9,761,76 3,12 5,56 9,88

Tabla 3.1 Serie de valores normalizados según E.I.A.

57

ELECTRÓNICOS

Así, en la columna E24 de la tabla 3.1 todos los valores de esta columna corresponden a una relación de tolerancia de ±5 %. Si las necesidades del circuito admiten una tolerancia del ±10 %, se puede pasar con menos valores: partiendo de la columna E24, se deja uno de cada dos valores y así resulta la columna E12. De igual forma se obtiene la columna E6 (dejando uno de cada dos valores de la columna E12).

También se observa en la tabla 3.1 que los valores obtenidos se solapan debido a las tolerancias de fabricación.

Sin duda el lector se preguntará qué ocurre con los valores de resistencias elevadas, ya que las columnas E de la tabla 3.1 están compuestas de números formados por una unidad y uno o dos decimales. Pues bien, la obtención de los demás valores de resistencias se realiza multiplicando estos valores básicos por 10, 100, 1.000, etc. Así, del valor básico 6,8 O resultan los valores derivados: 68 £2, 680 £2, 6,8 k£2, 68 k£2, 680 k£2, etc.

Finalmente, cabe decir que en los circuitos electrónicos para radio y televisión se utilizan resistencias de las columnas E12 y E24, debido a que corresponden a tolerancias bastante aceptables (±10 % y ±5 % respectivamente) y así no se encarecen en exceso los aparatos. En circuitos de precisión, como en los aparatos de medida, donde lo más importante no es el precio sino la calidad, se utilizan resistencias de precisión con tolerancias del 1%, e incluso menos.

EstabilidadLa estabilidad y la precisión son términos que a veces pueden crear confusiones.

La estabilidad es el cambio de valor de la resistencia en condiciones de almacenamiento o de trabajo, mientras que la precisión es la tolerancia de la resistencia al ser fabricada o seleccionada.

Así, se puede definir la estabilidad como el grado de independencia del valor óhmico de la resistencia frente a la temperatura, humedad, envejecimiento, etc.

Está demostrado que la variación de temperatura (bien sea del medio ambiente, bien sea por el calor generado en las resistencias), origina incrementos permanentes en el valor óhmico de las resistencias, mientras que altos índices de humedad aumentan transitoriamente el valor óhmico de las resistencias.

En general, las resistencias más estables son las bobinadas (del orden del 1 al 2 %), seguidas, en este orden, por las de película metálica, las de película de carbón y las aglomeradas.

Tensión máxima de trabajoLa tensión máxima de trabajo es la tensión máxima que puede aplicarse a una resistencia en función del valor óhmico, con el fin de no sobrepasar la potencia máxima de disipación.

Así, para una resistencia de 2.000 £2 y 2 W, la tensión máxima aplicable es de 20 V, puesto que:

r V 20 V " f í " 200 £2 " ’

P = V I = 2 0 V x 0 , 1 A = 2 W

También la longitud de la resistencia influye sobre la tensión máxima que debe aplicársele. Puede admitirse que para una resistencia de 5 cm de longitud la tensión máxima aplicable es de unos1.000 V, mientras que para resistencias de longitud 1/4 de la anterior, es decir, 1,25 cm, la tensión máxima de trabajo es inferior a 50 V.

De todas formas este parámetro difiere de uno a otro tipo de resistencia, por lo que los fabricantes especifican este dato en sus catálogos.

Coeficiente de tensiónCuando a una resistencia se le aplica una tensión entre sus terminales, el valor de ésta sufre una variación, la cual es proporcional a la calidad de la resistencia. Esta variación del valor de la resistencia es, a su vez, tanto mayor cuanto mayor sea el valor óhmico de la resistencia, siendo por tanto acusable para valores elevados, por encima de los 100 k£2.

En las resistencias de carbón la variación que sufre el valor óhmico de la resistencia es del orden del 0,02 % por cada voltio aplicado; en las resistencias de película metálica esta variación es de tan sólo el 0,0001 % por voltio aplicado; y en las bobinadas la variación es prácticamente nula.

RESISTENCIAS

En los catálogos de los fabricantes este valor suele expresarse en partes por millón (ppm). Así, por ejemplo, una resistencia de película de carbón que tenga un coeficiente de tensión inferior a 5 ppm, significa que su valor óhmico varia en 5 ohmios por cada millón de ohmios y por voltio aplicado. Si la resistencia es de 100 kQ y la tensión a ella aplicada es de 10 V, la variación que sufrirá el valor de dicha resistencia será inferior a:

100.000 O x - nr^ ^ x 10 V = 5 í í 1.000.000

Valor que es totalmente despreciable.

Resistencia críticaSe denomina resistencia crítica aquel valor de resistencia que para su potencia nominal de disipación provoca una caida de tensión igual al máximo admisible por el tipo de resistencia.

Así, si 1/ es la tensión máxima admisible por la resistencia y P la potencia de disipación nominal de ésta, el valor de resistencia crítica Rc será:

Rc = 'C c p

Dado que la tensión máxima de trabajo es del orden de 200 a 800 V y la potencia de disipación no sobrepasa los 2 W (por el tamaño de la resistencia), la resistencia crítica variará de una a otra.

Tensión de ruidoLa tensión de ruido o ruido de fondo de una resistencia es un factor muy importante a la hora de elegir un tipo determinado de resistencia, pues afecta a la calidad del aparato fabricado.

Efectivamente, en toda resistencia se generan dos tipos de ruido:

1. Ruidos de agitación térmica.2. Ruidos debidos a los cambios internos en la resistencia cuando la corriente circula a través

de ella.

El primero es debido a la agitación molecular que se genera en cualquier conductor sometido a temperaturas superiores al cero absoluto.

El segundo se debe a que, cuando una corriente circula por una resistencia, aparece en ella una caída de tensión que no es absolutamente constante, variando continuamente dentro de unos límites. A esto se le da el nombre de ruido de fondo, y es independiente del primero.

La tensión de ruido depende del tipo de resistencia y se expresa en |¿V por voltio de caída de tensión.

A mayor resistencia más tensión de ruido se genera, así como a menor potencia de disipación, tal y como se puede apreciar en la figura 3.17, donde se muestran las curvas de tensión de ruido, en función dei valor óhmico, de diferentes resistencias de película de carbón de potencias de disipación distintas.

3.17 Curvas características de la tensión de ruido en función de la resistencia óhmica y de la potencia de disipación, en varias resistencias de película de carbón.

59


Así, por ejemplo, una resistencia de película de carbón, de 0,33 W de potencia de disipación a 40 °C y 20 Q de valor nominal, genera una tensión de ruido de unos 0,6 p.V por voltio aplicado, mientras que una resistencia de 2 MQ y 2 W de potencia de disipación a 40 °C genera más de 1 pV por voltio aplicado.

De estas curvas se deduce que son preferibles las resistencias de elevada potencia de disipación y bajo valor óhmico para las etapas de preamplificación, ya que de lo contrario la tensión de ruido será elevada y, como será amplificada en etapas siguientes, se reproducirá en el altavoz con intensidad apreciable.

Las resistencias de película de metal y las de película de óxido generan una tensión de ruido muy baja, siendo por tanto idóneas para ser utilizadas en etapas preamplificadoras.

La experiencia demuestra que en las resistencias de composición (compuestas por diversos materiales) el ruido de fondo crece linealmente con la corriente, mientras no se pase de unos 15 mA. Para comentes más elevadas el ruido de fondo presenta un curso parabólico.

Como se ha dicho, y lo repetimos por su importancia a veces olvidada, la tensión de ruido afecta en gran medida a las etapas preamplificadoras de baja frecuencia, puesto que se amplifica en sucesivas etapas y puede llegar a aparecer con gran amplitud a la salida de la etapa final; por esta razón en los equipos de cierta categoría es imprescindible utilizar resistencias de elevada calidad en las etapas preamplificadoras.

Temperatura máxima de trabajoLa temperatura ambiente afecta en gran medida a las resistencias. Así, las resistencias aglomeradas de carbón soportan temperaturas de hasta unos 100 °C; sobrepasada ésta, se producen cambios en la estructura de la envolvente usada para la amalgama de la resistencia.

La temperatura máxima recomendada en la superficie es de unos 110 a 115 °C.Las resistencias pirolíticas pueden funcionar con temperaturas superficiales máximas de 150 °C,

las de película metálica a 200 °C y las de película de óxido a 300 °C.Para las resistencias bobinadas recubiertas de barniz, o con esmalte vitreo protector del arrolla

miento, la temperatura máxima de trabajo depende de la cubierta protectora. Con cubierta de barniz la temperatura máxima recomendable es de 130 °C, mientras que para los tipos de cubierta vitrea el límite es muy superior, por encima de 320 °C (algunas pueden trabajar a 450 °C).

Límites de frecuenciaEn corriente alterna, las resistencias aglomeradas de carbón con valores óhmicos alrededor de los 10 kQ se comportan como resistencias puras hasta frecuencias de varios MHz. Para frecuencias más altas la capacidad de derivación de la resistencia llega a ser predominante y la impedancia desciende.

La inductancia de las resistencias aglomeradas de carbón no es causa, generalmente, de perturbaciones con frecuencias inferiores a los 100 MHz.

En los circuitos atenuadores, de carga, o divisores de tensión utilizados en VHF y UHF, debe tenerse en cuenta que las resistencias de capa espiralada y, sobre todo, las bobinadas presentan una autoinducción nada despreciable. Por ello, en estos circuitos es aconsejable utilizar las resistencias aglomeradas o las de capa sin espiralar.

En las resistencias de película sin espiralar, el valor óhmico sufre menos alteración a elevadísi- mas frecuencias, debido al efecto pelicular de la corriente alterna, pues el elemento resistivo es precisamente una película.

Los fabricantes de resistencias indican en sus catálogos la influencia de la frecuencia sobre la resistencia.

En la figura 3.18 se han dibujado las curvas características del cociente Z/Rn de tres resistencias de 10 kQ, 100 kQ y 1 MQ en función de la frecuencia. Se observa que cuanto mayor es el valor de la resistencia menor es el cociente Z/R„, es decir, ofrece menor impedancia al paso de la alta frecuencia.

Veamos un ejemplo de lectura de las curvas de la figura 3.18: supongamos una resistencia de 10 kQ y otra de 100 kQ trabajando en un circuito por el que circula una corriente de 10 MHz; en esta circunstancia, el cociente Z/Rv de la resistencia de 10 kQ es de 1, es decir, que ofrece una impedancia de 10 kQ al paso de la corriente alterna.

60

RESISTENCIAS

10 101 103 /(MHz)

3.18 Curvas características del cociente Z/R„ en función de la frecuencia, en tres resistencias de película de carbón espiralado.

Sin embargo, la resistencia de 100 kQ presenta un cociente Z /fín de, aproximadamente, 0,68, lo que quiere decir que, aunque su resistencia óhmica sea de 100 kí2, su impedancia al paso de la corriente alterna es de sólo 68 kQ, lo cual influye, sin duda, en el correcto funcionamiento del circuito.

Como consecuencia de lo expuesto se puede afirmar que, en los circuitos que han de trabajar con altas frecuencias, las resistencias han de tener las siguientes características generales:

• Dimensiones lo más pequeñas que sea posible.• Resistencia reducida.• Ser del tipo de película.• Son preferibles las resistencias largas y finas que las cortas y gruesas.• Las conexiones deben ser tan cortas como sea posible.• No deben presentar deformaciones geométricas bruscas a lo largo de su longitud.

Coeficiente de temperaturaEl valor óhmico de cualquier resistencia difiere de una temperatura a otra. La variación del valor óh- mico de la resistencia con la temperatura puede calcularse por medio del denominado coeficiente de temperatura.

En la tabla 3.2 se indican los coeficientes de temperatura aproximados para cada clase de resistencia.

Tipo de resistencia Temperaturas : límites de medida en C

■Coeficiente de temperatura (% por °C)

Aglomeradas de carbón +20 a +70 ±0,12

Película metálica oro platino -40 a +150 +0,025 a + 0,06 según composición

níquel cromo -40 a +150 +0,015 a +0,02 según composición

Película de óxido -40 a +300 -0,05 a +0,05

Bobinadas de uso general +20 a +130 +0,02

de precisión +20 a +130 +0,0005

Tabla 3.2Coeficientes de temperatura de las resistencias.

61


De la tabla 3.2 se deduce que para instrumentos de precisión las mejores resistencias son las bobinadas de precisión, ya que son las menos afectadas por el coeficiente de temperatura. Las resistencias aglomeradas de carbón son las más susceptibles a la temperatura, ya que su valor óhmico varía un ±0.12% por cada grado centígrado de variación de la temperatura.

Los fabricantes de resistencias suelen indicar en sus catálogos el coeficiente de temperatura mediante datos numéricos o mediante curvas características, como la de la figura 3.19, referida a resistencias de película de carbón.

3.19 Coeficiente de temperatura en partes por millón y grado centígrado en función del valor nominal, en una resistencia de película de carbón.

p.p.m.°C0

Intervalo de confiama del 90 %

Valormedio

En las curvas características de la figura 3.19 se comprueba que el coeficiente de temperatura se expresa en partes por millón por grado centígrado, en función del valor óhmico.

A partir de cierto valor óhmico (unos 10 kQ) el coeficiente de temperatura desciende rápidamente, mientras que permanece constante entre 10 Q y 10 kQ. Por debajo de 10 Q el coeficiente de temperatura puede ser positivo e inferior a 150 ppm/°C.

En la curva de la figura 3.19 se ha indicado un intervalo de confianza del 90 % (líneas a trazos) ya que el valor medio (línea continua) está tomado de una muestra de resistencias bajo prueba, cuyos coeficientes de temperatura oscilan por encima y por debajo de dicha línea continua hasta los límites dados por las líneas discontinuas.

Veamos finalmente un ejemplo de utilización de esta curva; para ello, tomaremos como referencia la línea continua de valores medios y supondremos que a 25 °C el valor óhmico de una resistencia es de 100 kQ.

De la figura 3.19 se obtiene un coeficiente de temperatura de, aproximadamente, 210 ppm/°C, el cual es negativo por ser de carbón.

Si en esta circunstancia, y debido al funcionamiento del aparato, la temperatura ambiente sube a, por ejemplo, 45 °C, el valor óhmico de la resistencia bajará a:

= " » • [ ’ - T ó ^ o ó 145 ^ - 25

= 100.000 Q (1 - 0,00021 x 20 °C) = 99.580 Q

Es decir, el valor óhmico de la resistencia ha disminuido en 420 Q.Para finalizar, diremos que si bien en las resistencias de carbón el coeficiente de temperatura es

negativo, como en el ejemplo expuesto, en las metálicas el coeficiente es positivo. Así, una resistencia de película metálica suele tener un coeficiente de temperatura de 100 ppm/°C, valor éste muy bajo y que la hace muy estable ante cambios de temperatura.

Bajo pedido especial los fabricantes de resistencias de película metálica pueden suministrar resistencias con coeficientes de temperatura de tan sólo 50 ppm/°C.

62

RESISTENCIAS

SoldabilidadEl sobrecalentamiento a que es sometida cualquier resistencia ai ser soldada a un circuito puede provocar alteraciones en la misma, sobre todo en las aglomeradas de carbón y, en menor extensión, en las pirolíticas.

Este cambio, debido al sobrecalentamiento, puede llegar a ser bastante importante (del orden de un 25 %, de forma permanente) al soldar conexiones excesivamente cortas en equipos miniatura. Para evitar estos cambios de valor es aconsejable no efectuar soldaduras a distancias inferiores a 1,25 cm de la resistencia.

Estos efectos también pueden mitigarse efectuando soldaduras rápidas, uniendo el terminal de conexión de la resistencia a un elemento metálico que absorba el exceso de calor (por ejemplo las puntas de unos alicates) y el cual no deberá separarse antes de 15 segundos después de quitar el soldador, consen/ando limpias todas las superficies de las soldaduras, estañando los terminales de la resistencia antes de efectuar la soldadura y manteniendo un buen contacto térmico entre el soldador y el punto de unión.

AlmacenamientoDurante el almacenamiento las resistencias sufren cambios en su valor óhmico, más o menos importantes según el tipo.

Las resistencias aglomeradas pueden cambiar en un 5 %, las bobinadas en un 0,5 % y las de película metálica en sólo un 0,1 % (e incluso menos).

INDICACIÓN DEL VALOR DE UNA RESISTENCIA

El valor óhmico de una resistencia se indica por medio de cifras (en las bobinadas, por ejemplo) o por anillos de color grabados sobre el cuerpo de la resistencia (en las aglomeradas de carbón y en las de película metálica o de carbón).

El sistema de indicación del valor óhmico mediante anillos de color presenta las siguientes ventajas:

• En resistencias muy pequeñas es más perceptible el color que unas cifras impresas.• Los anillos de color son bien legibles desde cualquier punto de vista, lo que es especial

mente ventajoso si las resistencias están en lugares poco accesibles.

A las ventajas expuestas se contraponen las siguientes desventajas:

• La impresión en color del valor de las resistencias es más cara que la impresión en cifras.• Es necesario aprender de memoria el código para no tener que mirarlo constantemente.

Existen dos métodos de indicar el valor óhmico de una resistencia mediante anillos de color. El primero se utiliza para las resistencias de las series E6, E12 y E24, y consiste en cuatro anillos de color (tres para el valor óhmico y uno para la tolerancia); el segundo se utiliza para resistencias de las series E48 y E96, y consiste en cinco anillos de color (cuatro para el valor óhmico y uno para la tolerancia).

En la tabla 3.3 se indican los valores de la clave de colores internacional, o código de colores, para las resistencias de las series E6, E12 y E24, puesto que como se puede comprobar en la ta bla 3.1 los valores normalizados de estas tres series están constituidos por dos cifras significativas y un factor por el que se multiplican.

El cuarto anillo corresponde a la tolerancia, la cual es de ±20 % para la serie E6, ±10 % para la serie E12 y ±5 % para la serie E24.

Los anillos se leen desde un extremo hacia el centro de la resistencia, tal y como se indica en la figura 3.20, aunque en ocasiones los anillos en vez de estar dispuestos a un lado están pintados en el centro, en cuyo caso se deberá disponer el anillo correspondiente a la tolerancia en el lado derecho.

63


Tabla 3.3Código de colores internacional para identificación de resistencias de las series E6. E12 y E24.

..........COLOR

,1.er anillo

-------------- -------------1.a cifra

2.° anillo

2.a cifra

> : L;'0 í' 1

o i: ¿ícolc

■::3.a' anillo

Factor

4.° anillo -----------------------Tolerancia

Negro - 0 10° -

Marrón 1 1 101 -

Rojo 2 2 102 -

Naranja 3 3 103 -

Amarillo 4 4 10" -

Verde 5 5 10f> -

Azul 6 6 106 -

Violeta 7 7 107 -

Gris 8 8 10® -

Blanco 9 9 10® -

Plata - - 0,01 ±10%

Oro - - 0,1 ± 5 %

Ninguno - - - ±20 %

El anillo correspondiente a la tolerancia, que normalmente es dorado o plateado, se lee en uno y otro caso en último lugar.

1." anillo (V1 cifra)2.5 anillo (2? cifra)

3.e' anillo (Factor multiplicador) Tolerancia

3.20 Orden de lectura de los anillos de una resistencia de las seríes E6, E12 o E24.

El primer anillo indica la primera cifra del valor de la resistencia y el segundo anillo la segunda cifra. Ambos anillos indican un número de dos cifras, que ha de estar incluido en las columnas normalizadas E6, E12 o E24 de la tabla 3.1.

El tercer anillo indica el factor por el cual se tienen que multiplicar las dos primeras cifras para obtener el valor definitivo de la resistencia en ohmios. El cuarto anillo indica la tolerancia.

64

RESISTENCIAS

En la tabla 3.4 se puede ver el código de colores de identificación de resistencias de las series E48y E96.

Consta de un total de cinco anillos, puesto que las columnas E48 y E96 poseen tres cifras significativas. Se trata de resistencias de precisión, menos utilizadas que las anteriores.

COLOR 1 er anillo 2.° anillo 3 o anillo 4.° anillo%w, m t!á j ̂/, i v?

5.a anillo

1 .H cifra 2.a cifra 3.a cifra . Factor Tolerancia.

Negro 0 0 10°

Marrón 1 1 1 101 ±1 %

Rojo 2 2 2 10s ±2 %

Naranja 3 3 3 103 -

Amarillo 4 4 4 10" -

Verde 5 5 5 105 ±0,5 %

Azul 6 6 6 10fi -

Violeta 7 7 7 107 -

Gris 8 8 8 108 -

Blanco 9 9 9 10í!

Plata - - - 0,01 -

Oro - - - 0,1 -

En la figura 3.21 se puede ver la forma de leer los anillos de estas resistencias, muy similar a la indicada para la figura 3.20, pero con la particularidad de que el tercer anillo corresponde ahora a la tercera cifra significativa en lugar del factor multiplicador.

I.61" anillo (1.3 cifra)

2.- anillo (2.3 cifra)3.e: anillo (3 3 cifra)

4.s anillo (Factor multiplicador) Tolerancia

-<íw > 3.21 Orden de lectura de los anillos de una resistencia de las series E48 o E96.

Tabla 3.4Código de colores internacional para identificación de resistencias de las seríes E48 y E96.

65


ELECCIÓN DE LA RESISTENCIA ADECUADA

En este capítulo hemos visto las resistencias utilizadas en electrónica y sus características técnicas.También hemos subrayado, en repetidas ocasiones, que no todas las resistencias son utiliza-

bles en cualquier circuito electrónico, ya que es fácil que no le proporcionen la calidad final que de ellos se espera, como ocurre por ejemplo con las resistencias aglomeradas de carbón, las cuales generan mucho ruido y, por lo tanto, no son utilizables en etapas preamplificadoras.

Mediante la tabla 3.5 se puede elegir la mejor resistencia para un determinado circuito, pues en ella se resumen las características generales de los diversos tipos de resistencias, en aquellos puntos que más influyen en la elección.

Tipo

, ’’ ■l i l i !

Gama de potencias

m

, , , ,, , Gama de

.

| Gama de“ a

Coeficientede

temperatura% a a C;

índice de precio respecto a las de carbón

aglomerado

Carbón aglomerado 0,250,512

1 0 ü - 1 0 mü3,3 ü - 22 MÜ 10 ü - 22 MÜ

220 Ü - 22 Mí}

5 -1 0 -2 05 -1 0 - 2 05 -1 0 - 2 05 -1 0 - 2 0

<20

150250500500

-0,4 a -2 1

Película de carbón

sin espiralado 0,51

3,3 ü - 22 MÜ 10 fí - 22 MÜ

5 - 10 5-10 <2 300

450 -0,2 a -0,5 1,31

con espiralado 1/80,250,512

10 ü - 330 kíí 1 ü - 1 Mí}1 ü - 22 MÜ

3,3 Ü - 22 Mí} 10Ü-22 MÜ

normal: 2 - 5 - 1 0

envejecida: 0,5 - 1 - 2

<2

125250500750750

-0,2 a -0,5 1,54

Película de níquel y cromo aleados

0,250,51

1 Ü - 1 Mí} 0,47 ü - 1,5 MÜ

1 Ü - 4,7 ü0,1 - 0,5 - 1 - 2 <0,3

200300500

-0,1 a + 0,1 3 a 6

Película de oro y platino aleados

0,250,51

0,33 Ü - 220 kü 0,33 ü - 220 kü 0,33 Ü - 220 kü

0,5 - 1 <0,1 - 0,25 a 0,35 7,7

Película de óxido de estaño - 10 ü - 10 MÜ 1 - 2 - 5 0,5-2 - -0,4 a +0,4 3

Bobinadas 1 a 1000 0,1 Ü - 220 kü 2 -5 -1 0 - - -0.1 a +0.1 muy variable

Tabla 3.5 Características generales de las resistencias.

66

Resistencias ajustables y potenciómetros

INTRODUCCIÓN

Todas las resistencias estudiadas en el capítulo precedente poseen un valor nominal fijo, no variable. No obstante, se fabrican también resistencias cuyo valor óhmico puede modificarse entre un valor mínimo (generalmente cero ohmios) y un valor máximo. Para ello se les añaden unos dispositivos móviles. Estas resistencias reciben el nombre de resistencias ajustables (o reóstatos) y potenciómetros.

Las resistencias ajustables están dotadas de un dispositivo móvil, con el que se toma parte de su valor total y éste se fija después permanentemente.

Estas resistencias se utilizan para ajustar el valor total de una cadena de resistencias a un valor fijo, bien determinado, que permita el funcionamiento en unas determinadas condiciones. Normalmente el dispositivo de ajuste no es accesible directamente desde el exterior del aparato, con el fin de evitar su manipulación por profanos.

Como ejemplo de aplicación de estas resistencias podemos citar la utilizada para equilibrar una etapa de potencia en contrafase.

Los potenciómetros son resistencias dotadas de un dispositivo móvil mediante el cual se toma parte del valor total (al Igual que las ajustables), pero con la importante diferencia de que forman un divisor de tensión, es decir, en todo momento circula corriente por la totalidad del elemento resistivo, y una conexión central, variable en posición, toma parte del valor total de la resistencia.

Al igual que las ajustables, también se utilizan para hacer funcionar un circuito bajo unas condiciones dadas, pero permitiendo su modificación. El dispositivo móvil es normalmente accesible desde el exterior del aparato, pudiendo ser manejado por cualquier persona.

Como ejemplos de estos potenciómetros podemos citar el de regulación de volumen de un amplificador de audio, o el de regulación de brillo de un televisor.

RESISTENCIAS AJUSTABLES

Las resistencias ajustables están constituidas por una lámina de carbón aglomerado, con una conexión fija al exterior por uno de sus extremos. Sobre la lámina de carbón aglomerado se desliza un segundo contacto (figura 4.1).

Lámina de carbón

Curs

4.1 Constitución de una resistencia ajustable de carbón aglomerado.Terminales de la resistencia

67


Según sea la posición del cursor sobre la capa de carbón, así será el valor de la resistencia. Otro tipo de resistencias ajustables son las bobinadas, las cuales están dotadas de una abra

zadera deslizante por el cuerpo de la resistencia, y que según sea su posición tomará uno u otro valor del total (figura 4.2).

4.2 Constitución de una resistencia ajustable bobinada.

Tanto en uno como en otro caso estas resistencias poseen sólo dos elementos de conexión, lo cual las diferencia de los potenciómetros (dotados de tres elementos de conexión).

El valor óhmico de la resistencia está comprendido entre un valor nulo (cuando el cursor está junto al contacto fijo) y un valor máximo que depende del valor óhmico total del elemento resistivo (cuando el cursor se encuentra en el extremo opuesto de la resistencia).

Cuando el cursor está junto al contacto fijo, o próximo a él, la resistencia es nula (o casi nula), por lo que la intensidad de corriente que por ella circula es muy elevada, dando lugar a un calentamiento excesivo del elemento resistivo y, por lo tanto, se corre el riesgo de su destrucción. Por este motivo, las resistencias de ajuste se utilizan siempre en asociación con una resistencia en serie, de valor fijo, que limita la intensidad de corriente, evitando que se produzca un cortocircuito directo (figura 4.3).

4.3 La resistencia fí, en serie con Ala resistencia ajustable fíA, limita la / fí>intensidad de corriente que circula Tpor esta última cuando suresistencia es muy baja. . —

De todas formas, es absurdo utilizar una resistencia ajustable entre los dos polos de una fuente de alimentación, ya que su misión, como ya se ha indicado, es ajustar el valor óhmico de una cadena de resistencias a su valor correcto. Así, en el caso de la figura 4.3, la resistencia R forma con f íA un divisor de tensión que, por exigencias del circuito, deberá ser de valor exacto o variable entre dos límites muy estrechos. Si, por ejemplo, la tensión en bornes del conjunto ha de ser dividida exactamente por dos, se pueden utilizar dos resistencias iguales pero, debido a las tolerancias de fabricación de las resistencias, esto es difícil de obtener. Sustituyendo una de ellas por una resistencia ajustable resulta mucho más fácil obtener el valor de tensión deseado.

Para finalizar, en la figura 4.4 se muestra el aspecto externo de algunas resistencias ajustables.

Anillo deslizante

4.4 Fotografías de cuatro resistencias ajustables (dos de ellas miniatura), para disposición vertical y horizontal sobre circuito impreso.

68

RESISTENCIAS AJUSTABLES Y POTENCIÓMETROS

POTENCIÓMETROS

Los potenciómetros son muy similares a las resistencias ajustables, aunque en ellos se añade un tercer terminal que hace que su funcionamiento sea totalmente distinto.

Además de la resistencia variable, existe una resistencia fija formada por toda la capa de carbón. Por la totalidad de la capa de carbón siempre circula corriente.

En la figura 4.5 se puede ver la constitución de un potenciómetro de carbón. Comparándolacon la figura 4.1 se aprecia la existencia del tercer terminal.

4.5 Constitución de un potenciómetro de carbón aglomerado.

Entre los terminales extremos existe siempre una resistencia de valor fijo. Entre el terminal central (el del cursor) y cada uno de los extremos el valor óhmico es variable entre un valor nulo y el máximo propio del elemento resistivo, según sea la posición del cursor.

Se puede comparar el potenciómetro con un divisor de tensión formado por dos resistencias en serie cuyos valores individuales cambian de valor según la posición del cursor, pero cuyo valor óhmico total es siempre el mismo; es decir, un divisor de tensión en el cual el aumento de valor de una de sus resistencias supone una disminución del mismo valor en la otra.

Clasificación de los potenciómetrosExiste gran variedad de potenciómetros, cada uno de ellos diseñado para fines concretos. En un principio se pueden clasificar en dos grandes grupos:

• Potenciómetros ajustables• Potenciómetros variables

Los potenciómetros ajustables son aquellos cuyo cursor se desplaza, durante el ajuste del aparato, a una posición bien determinada, permaneciendo en ella de forma fija durante prácticamente toda la vida del aparato al que pertenece, a menos que el envejecimiento o reparación del mismo aconseje un nuevo ajuste.

Los potenciómetros variables son aquellos que pueden accionarse en cualquier momento para variar las condiciones de funcionamiento del aparato, para lo cual se disponen de forma que sean fácilmente accesibles por el usuario.

Además de esta primera clasificación, los potenciómetros también pueden clasificarse en potenciómetros de uso general y en potenciómetros de precisión.

Los de uso general pueden subdividirse en potenciómetros de hilo bobinado y en potenciómetros de carbón. Normalmente siguen leyes lineales y logarítmicas.

Los potenciómetros de precisión son siempre de hilo bobinado y, generalmente, siguen leyes lineales, senoidales, cosenoidales u otras funciones matemáticas.

Ya se ha dicho que los potenciómetros, tanto los de ajuste como los variables, se fabrican de numerosas formas constructivas. Dado que exponerlas todas resulta de difícil y larga exposición, a título de ejemplo, exponemos a continuación algunas de ellas.

69


4.6 Fotografías de ocho potenciómetros de ajuste (cuatro de ellos miniatura) para disposición vertical y horizontal sobre circuitos impresos.

En la figura 4.6 se muestran varios potenciómetros de ajuste. En todos ellos se observa la presencia de tres terminales de conexión (en lugar de los dos que tienen las resistencias ajustables de la figura 4.4).

Observando con atención la figura 4.6, en la cual todos los potenciómetros están fotografiados con la misma ampliación, se puede observar que los cuatro primeros (a, b. c y d) son miniatura.

Los potenciómetros b, c, f y g de la figura 4.6 tienen el terminal del cursor dispuesto entre los terminales extremos, mientras que los potenciómetros a, d, e y h lo tienen dispuesto en el centro, pero en el extremo opuesto del cuerpo del componente.

También se puede observar en la figura 4.6 que unos modelos son para conexión vertical y otros para conexión horizontal sobre circuito impreso.

Con todo ello queremos hacer patente que son innumerables los diseños que el fabricante pone en manos del profesional, de forma que siempre se puede encontrar el modelo que mejor se ajuste a las necesidades del montaje.

Todos los potenciómetros de ajuste de la figura 4.6 están dotados de una ranura en su órgano móvil. En dicha ranura se introduce la punta de un destornillador para girar a derecha o izquierda el elemento deslizante de ajuste. De esta forma sólo los entendidos procederán al ajuste del potenciómetro, evitando que manos inexpertas manipulen el interior del aparato y provoquen el desajuste del circuito. Como ejemplo de aplicación de estos potenciómetros citamos el control automático de ganancia de receptores de radio y televisión.

En la figura 4.7 se muestran varios potenciómetros de ajuste dotados de un pequeño botón de plástico, mediante el cual se acciona el cursor del potenciómetro, haciendo innecesario el uso del

4.7 Fotografía de varios potenciómetros de ajuste, dotados de un botón de plástico que facilita la labor de ajuste.

70


destornillador. Estos potenciómetros suelen utilizarse en aquellas partes de un aparato en las que el accionamiento de los mismos no presupone un grave desajuste del circuito. Al igual que los anteriores, se fabrican en unidades independientes o con varios en un mismo cuerpo, para montaje horizontal o vertical, etc.

En la figura 4.8 se muestran varios potenciómetros de carbón, de los denominados de mando, los cuales se utilizan en aquellas partes del conjunto de circuitos que han de ser controladas por el usuario, por ejemplo, los controles de tono, volumen, brillo, contraste, etc., de un televisor.

4.8 Fotografía de varios potenciómetros de carbón para mando.

Se fabrican con ejes de diferente longitud, lo que permite su salida al exterior del mueble por los orificios preparados para ello, aunque en ocasiones es preciso cortar parte del extremo del eje para adaptarlo a las dimensiones que exija el botón de mando. Los ejes suelen ser cilindricos, aunque también se fabrican con un pequeño rebaje lateral que evite el deslizamiento del botón de mando, ya sea mediante un tornillo de presión o mediante un botón de mando cuyo orificio se adapte a la forma del espárrago del potenciómetro.

Se observa, en la figura 4.8, que los terminales de conexión de estos potenciómetros se disponen en la parte lateral o en la posterior de sus cuerpos, con terminales rectos o doblados, lo cual facilita la conexión al circuito según el diseño de éste.

Si bien los potenciómetros de ajuste estudiados anteriormente se sujetan por soldadura de los terminales, los de mando se sujetan mediante tuerca y contratuerca (figura 4.8), ya que están sometidos a mayores esfuerzos mecánicos.

También se fabrican grupos de dos o tres potenciómetros de carbón dispuestos en un mismo cuerpo y gobernados por un único eje, o bien con dos ejes coaxiales que permiten el gobierno por separado de cada uno de los potenciómetros. Mediante estos potenciómetros es posible regular simultáneamente dos etapas electrónicas, o bien regularlas por separado, con un botón especial cuya parte posterior gobierna un potenciómetro y la parte anterior el otro.

En aparatos de radio portátiles de pequeño tamaño alimentados por pilas, en los que la intensidad de corriente es pequeña, se utilizan potenciómetros miniatura dotados de interruptor, como los de la figura 4.9. En estos potenciómetros los dos'terminales extremos (más anchos) corresponden al interruptor y los tres centrales al potenciómetro. Al inicio del recorrido se abre o se cierra el circuito de alimentación, de forma que la puesta en marcha y apagado de! aparato siempre se realiza con volumen sonoro a cero.

4.9 Pequeños potenciómetros de carbón dotados de interruptor, muy utilizados en receptores de radio portátiles.

71


4.10 Potenciómetro de accionamiento longitudinal dotado de terminales con ojete para conexión a cableado.

En la actualidad, suelen utilizarse bastante los potenciómetros de control de volumen, brillo, contraste, etc., de accionamiento longitudinal en vez de rotacional (figura 4.10). Este tipo de potenciómetros tiene la ventaja, respecto a los giratorios, de ofrecer una mejor visualización de la posición del cursor por parte del usuario, mediante la colocación de una escala longitudinal.

Son muy utilizados en aquellos circuitos donde existe una gran concentración de componentes, pues admiten su montaje en batería aprovechando de forma óptima el espacio disponible.

Trimmers potenciométricos SMDLa creciente miniaturización de los circuitos electrónicos afecta a todos los componentes y, naturalmente, los potenciómetros no son una excepción.

En la figura 4.11 se muestran varios potenciómetros para montaje superficial (SMD).

1.75

4.11 Trimmers potenciométricos para montaje superficial (SMD), con las respectivas plantillas de los contactos para el diseño del circuito impreso.

Se fabrican en estructura abierta y cerrada, con dimensiones de 2 a 12 mm2 según modelo. Estos potenciómetros soportan muy bien la soldadura de reflujo y la manual, siendo ideales para el montaje automático.

El ajuste del valor óhmico se realiza mediante una huella en cruz en la parte superior del potenciómetro. Pueden soportar potencias de 150 y 250 mW a 70 °C. El elemento resistivo es el cermet, que posee unas buenas características de temperatura.

Potenciómetros multivueltaEn aplicaciones donde se requiere una gran precisión en el ajuste de los circuitos resulta interesante que los potenciómetros utilizados en ellos sean del tipo multivuelta, es decir, que para obtener el valor máximo se deba girar el cursor (tornillo) varias vueltas, que pueden superar las veinte.

En la figura 4.12 se muestran varios potenciómetros de esta clase. Las diferencias que se pueden observar entre unos y otros se encuentran en el acceso al cursor de ajuste, que puede realizarse por la parte superior o por una de las caras laterales, y en la disposición de las patitas de co-

iO.65

i + -

f *

| 1. 5

L

r i T í1

fo.9 „fu,l 1. 2i T

- 12 - 0 8 J .

3 . 2

14J

72


1.0 2 :2O6.35 T T

X V

1

4.12 Potenciómetros multivuelta.

1 2 3 O

nexión. Esto permite al diseñador elegir aquel modelo que mejor se adapte al circuito, tanto por su volumen como por la forma de acceso al ajuste.

Las dimensiones de estos potenciómetros son muy pequeñas, tal y como se indica en los acotados de la figura 4.12.

En todos estos potenciómetros el cursor queda inoperante en los extremos del recorrido.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS POTENCIÓMETROS

Al igual que las resistencias, los potenciómetros se fabrican de forma que cubran toda una serie de necesidades técnicas y económicas. Con este fin, los fabricantes suministran datos técnicos sobre sus características de funcionamiento, dimensiones, etc. Entre las características técnicas de mayor interés para el profesional electrónico caben citar las siguientes:

• Valor óhmico.• Disipación máxima.• Linealidad.• Resolución.• Coeficiente de temperatura.• Tensión máxima admisible.• Tolerancia.• Resistencia efectiva mínima.• Resistencia a la humedad.• Ángulo de rotación.• Variación del valor óhmico en función del ángulo de rotación.• Nivel de ruido.• Estabilidad.• Resistencia de aislamiento.• Par de accionamiento.• Par extremo.

i sl i . 5i1 □-------------- L

11 Ó O3 o 1

i 2 rLnJ

73

ELECTRÓNICOS

• Velocidad de accionamiento para potenciómetros de servicio continuo.• Comportamiento ante las vibraciones.

A continuación analizaremos cada uno de los parámetros citados.

Valor óhmicoLos potenciómetros de hilo bobinado para uso general se fabrican con valores superiores a los 500 Q, y los de carbón hasta 5 MQ. El límite inferior es, aproximadamente, de 1 O para los potenciómetros de hilo bobinado y de 10 Q para los de carbón, aunque resulta difícil mantener la estabilidad de la resistencia por debajo de los 250 Q.

Los potenciómetros de precisión se fabrican con una resistencia en el límite superior de, aproximadamente, 100 kQ; por encima de este valor el tamaño del potenciómetro excede de los 13 cm de diámetro.

Los potenciómetros SMD se fabrican con resistencias de 100 Q a 1 MQ, según modelo, y los multivuelta se fabrican con valores de hasta 5 MQ.

Los valores citados pueden hacerse variar, del mínimo al máximo, de forma lineal, logarítmica, antilogarítmica, etc., según las necesidades y aplicaciones del potenciómetro. En radio y televisión sólo se utilizan los potenciómetros que siguen leyes lineales y logarítmicas.

El valor óhmico de un potenciómetro viene indicado mediante cifras y letras en su propio cuerpo. Así, la indicación 4K7 lin advierte que se trata de un potenciómetro cuyo valor máximo de resistenciaes de 4.700 Q siguiendo una ley lineal, y la indicación 10K log, advierte que el potenciómetro en cuestión tiene una resistencia máxima de 10 kQ y sigue una ley logarítmica.

Potencia de disipación máximaLa disipación máxima, o potencia máxima de trabajo de un potenciómetro, depende de la seguridad requerida por lo que respecta a la elevación de temperatura del mismo. Los fabricantes especifican en sus catálogos la potencia máxima de trabajo para una o dos temperaturas ambientes dadas, las cuales suelen ser de 40 °C y 70 °C. Así, por ejemplo, la potencia máxima de disipación de un pequeño potenciómetro lineal puede venir expresada de la siguiente forma:

• Potencia nominal a 40 °C: 0,25 W• Potencia nominal a 70 °C: 0,10 W

En otras ocasiones la potencia máxima de trabajo se representa en función de la temperatura mediante una curva característica como la de la figura 4.13. La ordenada se ha dividido en porcentajes de la potencia máxima admisible, mientras que la abscisa se divide en °C. De su lectura se deduce que entre 0 y 40 °C el potenciómetro admite una potencia de disipación máxima del 100 % de su valor, mientras que a partir de 40 °C el porcentaje de la potencia de disipación máxima decrece rápidamente, de forma que a 70 °C el potenciómetro puede resultar dañado.

p,(% W) 100%

40 %

4.13 Potencia nominal de un potenciómetro enfunción de la temperatura. 40 70 T (°C)

X


Así, un potenciómetro cuya potencia nominal sea de 400 mW a 40 °G, sólo admite 320 mW a 50 °C (un 80 % de la nominal), 240 mW a 60 °C (un 60 % de la nominal) y 160 mW a 70 °C (un 40 % de la nominal).

A título orientativo, se puede decir que las potencias máximas de trabajo en los potenciómetros de hilo bobinado oscilan entre 0,5 W y 120 W (según modelo) a 70 °C, y entre 1 W y 150 W a 40 °C. En los potenciómetros de carbón, las potencias máximas de trabajo son bastante inferiores, variando según el modelo entre 40 mW y 1 W a 70 °C, y entre 0,1 W y 2 W a 40 °C. En lo que respecta a los potenciómetros SMD las potencias de disipación no superan los 250 mW a 70 °C.

Finalmente cabe decir que los potenciómetros que siguen una ley logarítmica soportan, a igualdad de las demás condiciones, una potencia máxima de disipación algo inferior a los lineales.

LinealidadSe dice que un potenciómetro posee una linealidad ideal cuando a cada incremento igual del ángulo de rotación (o del movimiento longitudinal) del contacto deslizante, corresponde un cambio constante de resistencia.

En la práctica esto nunca se logra, por lo que la linealidad, o la precisión lineal, es la cantidad que varía la resistencia real, en cualquier punto del contacto deslizante sobre la pastilla de carbón o del hilo, de la esperada línea recta que se obtendría en un gráfico de coordenadas resistencia-ángulo de giro o resistencia-recorrido. Por ejemplo, si un potenciómetro de 100 k£2 proporciona una linealidad de ±0,1 %, ello quiere decir que su valor no debe variar en más de 100 £2 a cada lado de la línea de error nulo.

ResoluciónRecibe la denominación de resolución la variación de resistencia producida por un cierto cambio de la posición del contacto deslizante (generalmente la resistencia por vuelta del hilo resistivo). Así, la resolución es función del número de espiras del potenciómetro.

Por ejemplo, un potenciómetro de 200 £2, conteniendo 50 espiras de hilo, tiene una resolución de 4 O, es decir, 4 Q por espira.

La resolución puede definirse más específicamente como resolución en resistencia (ohmios por vuelta), resolución en tensión (caída de tensión por vuelta) o resolución angular (cambio mínimo en el ángulo del contacto, necesario para producir una variación de resistencia).

En general la resolución en resistencia es la mitad de la linealidad. Así, si la linealidad es de ±0,1%, la resolución en resistencia será del 0,05% o incluso menos.

Coeficiente de temperaturaPara obtener el coeficiente de temperatura de un potenciómetro se procede como sigue:

1. Se mide la resistencia del potenciómetro, despreciando la resistencia del contacto deslizante, a la temperatura ambiente y se anota el valor obtenido.

2. Se eleva la temperatura ambiente y se mantiene hasta que el valor de la resistencia se estabiliza de nuevo, anotándose tanto la temperatura como el valor óhmico del potenciómetro.

3. Las operaciones citadas se repiten tres o cuatro veces.

El coeficiente de temperatura para cada una de las operaciones se calcula mediante la fórmula:

( « 2 - ^ ) 1 06 f l i f o - r , )

donde:

a = coeficiente de temperatura en partes por millón, f?, = resistencia a la temperatura inferior, Tv en ohmios.R2 = resistencia a la temperatura superior, T2, en ohmios.7", = temperatura inferior en °C.T2 = temperatura superior en °C.

75


El coeficiente de temperatura medio de las tres o cuatro operaciones efectuadas no debe exceder de ±250 partes por millón por grado centígrado (es decir, ±0,025 %/°C) para los potenciómetros de hilo bobinado de uso general, o de ±1.200 partes por millón por grado centígrado en los potenciómetros de carbón (±0,12 %/°C).

Normalmente, los fabricantes de potenciómetros suministran este dato en sus catálogos mediante cutvas características como las de la figura 4.14, referida a un potenciómetro de carbón. En esta curva la ordenada se ha dividido en partes por millón y °C de temperatura, mientras que la abscisa se ha dividido en valores óhmlcos siguiendo una ley logarítmica.

p.p.m./0 C

4.14 Curva característica del coeficiente de temperatura en partes por millón y °C de temperatura, en función del valor nominal de un potenciómetro de carbón.

En la figura 4.14 se ha Indicado también, mediante línea recta discontinua, el valor aceptable según norma CEI-190, la cual es fácilmente superable por la tecnología actual.

La línea continua corresponde a los coeficientes de temperatura, obtenida con valores medios y con un límite de confianza del 95 % sobre el valor dado. Se obsen/a que el coeficiente de temperatura oscila entre poco más de 500 ppm/°C para los potenciómetros por debajo de 200 í l y por encima de 600 k£2, y algo menos de 500 ppm/"C para los que poseen una resistencia comprendida entre estos dos valores. Por encima de 1 MQ el coeficiente de temperatura se eleva rápidamente.

La lectura de la curva de la figura 4.14 se efectúa de la siguiente forma. Supongamos que se tiene un potenciómetro de carbón de 10 k£2. Según la citada curva, el coeficiente de temperatura de este potenciómetro es de, aproximadamente, 300 ppm /cC, es decir, que su resistencia disminuirá un 0,030 % por cada grado centígrado que aumente la temperatura, puesto que se trata de un potenciómetro de carbón y este material posee un coeficiente de temperatura negativo (disminuye su valor óhmico al aumentar la temperatura). De acuerdo con este dato, y si el potenciómetro posee una resistencia de 10 k í i a 40 °C, su resistencia a 70 °C será:

f í70. = R40, [ i - .,-qqqooo (70° C - 4 0 °C)] = 10 k f l (1 - 0,009) = 9.910 Q

(90 ohmios inferior al valor nominal).

Tensión máxima admisibleEn los potenciómetros cabe distinguir entre tensión máxima de trabajo a través del elemento resistivo y tensión máxima de trabajo entre el eje y el elemento resistivo. Tanto uno como otro dato vienen dados por el fabricante.

Por lo general la tensión máxima de trabajo oscila entre unos 250 V para los potenciómetros de tamaño pequeño y 1 kV para los de mayor tamaño.

El valor de tensión máxima admisible también es variable según sea el potenciómetro lineal o no lineal. Así, si un potenciómetro lineal admite una tensión máxima de, por ejemplo, 500 V, un potenciómetro logarítmico de igual resistencia óhmica sólo admite 350 V.

2.500

2.000

1.500

10 k 100 k (Límite de confianza 95 %)

76


ToleranciaAl igual que en el caso de las resistencias, en los potenciómetros la tolerancia determina la precisión con la que ha sido fabricado.

Para los potenciómetros de carbón de uso general, incluidos los de montaje superficial SMD, la tolerancia suele ser de ±20 %, mientras que para los de hilo bobinado de uso general la tolerancia es, aproximadamente, de ±10 %.

Resistencia efectiva mínimaTodo potenciómetro posee algún sistema de terminales del elemento resistivo, lo cual produce unas zonas muertas en las que el contacto deslizante gira unos pocos grados sin originar cambio en el valor de la resistencia.

Hay un pequeño intervalo (que se conoce con el nombre de resistencia de despegue) hasta que el contacto deslizante hace contacto eléctrico con el elemento resistivo.

Para los potenciómetros de carbón de uso general la resistencia de despegue ha de ser Inferior al 5 % del valor nominal, y para los potenciómetros de hilo bobinado sólo del 3 %.

Resistencia a la humedadLa causa más frecuente de avería en los potenciómetros es la humedad. Para evitar los daños provocados por ella (tales como corrosión de las partes metálicas, deformaciones de las partes plásticas, etc.), los potenciómetros se fabrican en su parte metálica con materiales no corrosivos, o bien disponen de anillos de estanqueldad entre la caja y el eje de giro.

Para determinar la resistencia a la humedad de un potenciómetro el fabricante lo somete a una prueba, consistente en mantenerlo un gran número de horas (por ejemplo, 500 h) en un recinto con un 95 % de humedad relativa y midiendo después el valor nominal del potenciómetro, el cual ha de variar lo menos posible.

En un potenciómetro de carbón de uso general la prueba antes citada provocaría una variación del valor resistivo nominal inferior al 10 %,

En la figura 4.15 puede verse la curva característica de incremento porcentual de resistencia en función del valor óhmico de potenciómetros de carbón, sometidos a la prueba de calor húmedo establecida por la norma DIN 41450, consistente en someter el potenciómetro a un preacondiciona- miento de 23 ± 2 °C y 50 ± 5 % de humedad relativa durante 24 horas, después de las cuales se mide su resistencia y, a continuación, se almacena durante 250 horas a 40 °C con una humedad relativa del 90 al 95 %. Pasada esta prueba el potenciómetro se extrae del almacén y se mide su resistencia pasadas 24 horas y a temperatura y humedad relativa normal (25 ± 5 °C y 45 a 70 % de humedad relativa).

En la figura 4.15 se observa que los incrementos de resistencia después de esta prueba se encuentran por debajo del 5 %, siendo aceptables según la norma DIN 41450 incrementos del 15 % hasta valores de 100 kü , y del 20 % para valores por encima de 100 kQ (línea a trazos).

AR 30(%)

20

10

Valor aceptable Dll\l:41450^

100 1 k 10 k 100 k 1M 10 M(Límite de confianza 95%) R„ (Q)

4.15 Curva característica del incremento porcentual de resistencia en función del valor óhmico de unos potenciómetros de carbón sometidos a calor húmedo durante 250 h.

77

ELECTRÓNICOS

Ángulo efectivo de rotaciónAl tratar el concepto de resistencia efectiva nominal se mencionaba que en todo potenciómetro existen unas zonas muertas que se corresponden con dos ángulos de giro ineficaces. Estos ángulos generalmente no exceden del 10 % del ángulo total de rotación en los potenciómetros de hilo bobinado de uso general, y del 30 % en los potenciómetros de carbón.

El ángulo efectivo de rotación será por tanto igual a:

360° - (2 x ángulo muerto + espacio ocupado por los terminales)

Variación del valor óhmico en función del ángulo de rotaciónComo hemos visto, para cada ángulo de giro del cursor se tiene un valor óhmico diferente.

Los fabricantes proporcionan las denominadas curvas de variación del valor óhmico en función del ángulo de rotación (figura 4.16), que permiten conocer el valor óhmico del potenciómetro para cada ángulo de rotación.

4.16 Variación del valor óhmico de un potenciómetro en función del ángulo de rotación.A, potenciómetro lineal;B, potenciómetro logarítmico;C, potenciómetro antilogarítmico. Rotación del cursor

En esta figura se han dibujado, sobre un mismo sistema de coordenadas cartesianas, tres curvas pertenecientes a otros tantos potenciómetros; la curva A corresponde a un potenciómetro lineal, la 6 a un potenciómetro logarítmico, y la C a un potenciómetro antilogarítmico.

En el caso de potenciómetros con eje deslizante longitudinal, las curvas citadas no se representan, naturalmente, en función del ángulo de rotación, sino en función del % de deslizamiento longitudinal del cursor (figura 4.17).

4.17 Variación del valor óhmico de un potenciómetro en función del porcentaje de deslizamiento lineal. A, potenciómetro lineal;B, potenciómetro logarítmico;C, potenciómetro antilogarítmico.

0 25 50 75 100%Desplazamiento del cursor


En el caso de los potenciómetros lineales, el valor óhmico de su resistencia varía de forma d irectamente proporcional al ángulo de giro o de desplazamiento del cursor. Así, en el caso de la figura 4.17, cuando el cursor se encuentra al 50 % de su recorrido, la resistencia del potenciómetro entre el cursor y cada uno de los terminales extremos es también del 50 %.

Los potenciómetros lineales ideales son aquellos cuya curva característica es una línea recta perfecta, lo cual se cumple salvo en las zonas extremas, debido a la resistencia de despegue ya estudiada.

En los potenciómetros logarítmicos, el valor óhmico existente entre el cursor y cada uno de los extremos sigue una ley logarítmica; es decir, que por cada ángulo de giro a el valor óhmico se multiplica por 10.

Así, un potenciómetro logarítmico de 10 kQ tendrá una resistencia entre el cursor y uno de sus terminales extremos de 10 kQ cuando el cursor esté situado en un ángulo de 360°, de 3 kQ a 270°, de 1 kQ a 180°, de 300 Q a 90°, y de 0 Q a 0°.

El potenciómetro antliogarítmico (curva C de las figuras 4.16 y 4.17) es, lógicamente, de comportamiento opuesto al logarítmico, es decir, aumenta logarítmicamente su resistencia al aumentar el ángulo de giro o de desplazamiento del cursor.

Nivel de ruidoEl nivel de ruido se obtiene aplicando una tensión continua de valor conocido (normalmente 10 V) a los terminales extremos del elemento resistivo y midiendo la tensión parásita de ruido en mV. La relación entre ambas magnitudes se expresa en dB.

A título orientativo diremos que un potenciómetro lineal de carbón para uso general suele tener un nivel de ruido inferior a 20 dB (nivel 0 dB = 0,1 mV a 1 kHz), y en los modelos logarítmicos el nivel de ruido es inferior a 5 dB hasta el 5 % aproximadamente de la resistencia total y menor de 25 dB para valores mayores del citado 5 %.

EstabilidadMediante el dato «estabilidad» es posible conocer los cambios que sufrirá la resistencia del potenciómetro en el transcurso del tiempo o bajo condiciones severas de funcionamiento.

Como dato orientativo diremos que en los potenciómetros de carbón de uso general la tolerancia de la estabilidad es del 15 %, y para los de hilo de uso general del 26 %.

Resistencia de aislamientoLa resistencia óhmica entre el eje de accionamiento y el elemento resistivo se denomina resistencia de aislamiento.

Esta resistencia ha de ser de valor muy elevado (generalmente no inferior a 1.000 MQ), con el fin de evitar pérdidas de corriente y eliminar peligros al operador cuando acciona el eje.

Para medir la resistencia de aislamiento se aplican 500 V (corriente continua) entre el eje y los terminales del elemento resistivo. Dichos terminales se cortocircuitan para efectuar la prueba, la cual se lleva a cabo durante un minuto.

Par de accionamientoSe denomina par de accionamiento la fuerza necesaria para que el contacto deslizante comience a moverse. Se mide en g-cm, y su valor aumenta con el tamaño del potenciómetro.

Como ejemplo diremos que un potenciómetro SMD suele tener un par de accionamiento de 10 a 150 g-cm.

Durante el accionamiento el par es ligeramente inferior al del momento de arranque. Actualmente la tendencia es expresar en los catálogos la fuerza de accionamiento en Newton.

Así, a un potenciómetro de carbón, del tipo de accionamiento longitudinal, es preciso aplicarle una fuerza de 1 a 3,5 N para que el cursor se desplace.

Par extremoEl cursor del potenciómetro puede deteriorarse si se fuerza al llegar a los extremos de su recorrido; para evitarlo, el potenciómetro debe estar dotado de unos sólidos topes, los cuales no deben sufrir deterioro alguno al recibir el impacto del contacto deslizante en su uso normal.

79


Las normas establecen una prueba, según la cual, colocando el contacto deslizante en uno de los extremos de su recorrido y aplicando un par al eje comprendido entre 5,7 y 11,4 kg-cm, no debe producirse daño alguno.

En la actualidad los fabricantes de potenciómetros indican en sus catálogos el esfuerzo en el tope en Newton. Así, un potenciómetro de carbón de accionamiento longitudinal es capaz de soportar una fuerza de 50 N a 10 mm de la base de la corredera.

Velocidad de accionamientoEl desgaste y, por lo tanto, la vida del potenciómetro, dependen de la velocidad de rotación y de la presión de contacto. Ésta debe ser, por lo tanto, lo más baja posible.

Comportamiento ante las vibracionesEn un potenciómetro pueden presentarse serios problemas si el contacto deslizante vibra.

Entre éstos, podemos destacar contactos intermitentes y cambio de la resistencia por deslizamiento del cursor al ser sometido a una vibración como, por ejemplo, en los receptores de radio utilizados en automóviles.

En consecuencia, es necesario evitar, o al menos disminuir, las vibraciones, situando incluso el potenciómetro en otro lugar si fuera necesario.

80

Condensadores

INTRODUCCIÓN

Los condensadores son dispositivos capaces de almacenar una determinada cantidad de electricidad. Están compuestos por dos superficies conductoras enfrentadas, llamadas placas o armaduras, aisladas entre sí por un material dieléctrico.

La capacidad de un condensador para almacenar electricidad es directamente proporcional a la superficie de las placas conductoras enfrentadas e inversamente proporcional a la distancia de separación entre ellas, y depende de la constante dieléctrica del aislante existente entre las placas.

Si el dieléctrico es el aire la constante dieléctrica es 1. Si entre las armaduras se interpone una lámina de papel impregnado, cuya constante dieléctrica es 3,5, se obtiene un condensador con 3,5 veces más capacidad que el que utiliza el dieléctrico de aire.

CLASIFICACION DE LOS CONDENSADORES

El dato más importante de un condensador es su capacidad, la cual puede ser fija o variable. Esto los divide en dos grandes grupos:

• Condensadores fijos.• Condensadores variables.

Según el tipo de dieléctrico utilizado los condensadores fijos se clasifican en:

Condensadores de mica.Condensadores de papel.Condensadores de poliestireno (styroflex).Condensadores de polipropileno.Condensadores de poliéster.Condensadores de policarbonato.Condensadores de película plástica metalizada.Condensadores cerámicos.Condensadores de sulfuro de polifenileno (SMD).Condensadores electrolíticos de aluminio.Condensadores electrolíticos de tantalio.

Se fabrican condensadores con otros tipos de dieléctrico, pero que por su poca aplicación no hemos creído necesario citarlos en esta obra.

Condensadores de micaLa mica es un silicato de aluminio con una mezcla variada de sales cuya resistividad es muy elevada, del orden de 1015 a 1017 £2 ■ cm, lo que la hace un excelente dieléctrico para la fabricación de condensadores.

ELECTRÓNICOS

5.1 Corte en sección de un condensador con dieléctrico de mica.

Armadura metálicaCuerpo de plástico moldeado

Dieléctrico de mica

Terminal de conexión

Los condensadores de mica consisten en un conjunto formado por una o más hojas de mica y otras más pequeñas de aluminio colocadas alternativamente (figura 5.1).

Las hojas de aluminio de número par se desplazan ligeramente en un sentido y las Impares en sentido contrario, de forma que unas bridas metálicas -que mantienen apretado el paquete- unan eléctricamente las hojas pares con uno de los terminales y las Impares con el otro (figura 5.2).

5.2 Forma de establecer conexión entre todas las placas pares por un lado y las impares por otro, en un condensador de mica.

Placas

Cuerpo de plástico moldeado

metálicaDieléctrico

Terminal

Finalmente, el conjunto se protege con un plástico moldeado sobre el que se Imprime el valor del condensador.

Una variante más reciente en la fabricación de esta clase de condensadores consiste en la sustitución de las hojas de aluminio por un metalizado superficial de la lámina de mica con plata.

Dado que la mica es un dieléctrico muy estable y de elevada resistividad, estos condensadores resultan ¡dóneos para ser utilizados en circuitos que trabajan en alta frecuencia, tales como las etapas osciladoras de radiofrecuencia, que admiten tensiones entre placas de varios miles de voltios con espesores de mica de unas pocas mieras.

Se fabrican con capacidades que oscilan entre 5 pF y 100 nF.Los condensadores de mica metalizada no admiten frecuencias de trabajo tan elevadas como

los de lámina. Para obtener elevadas capacidades debe utilizarse un mayor número de placas y aumentar la cantidad de plata depositada sobre la mica durante el proceso de fabricación.

Los condensadores de mica resultan en la actualidad de elevado precio, razón por la cual se limita su empleo a aparatos profesionales.

Condensadores de papelLos condensadores con dieléctrico de papel son de uso general. Se fabrican enrollando una hoja de papel entre dos hojas metálicas y añadiendo al conjunto una sustancia impregnada (figura 5.3).

Las hojas metálicas, que normalmente son de aluminio, se disponen desplazadas hacia uno y otro lado, de forma que al enrollar las láminas sobresalgan cada una de ellas por un extremo del dieléctrico.

Cada lámina queda conectada a un terminal de conexión, y todo el conjunto se encierra en una resina termoplástlca moldeada, saliendo al exterior sólo los terminales de conexión.

CONDENSADORES

Disco de cerámica odeneopreno _ \ Disco metálico prensado

contra los extremos de / las hojas

Terminales de cobre estañados

Dieléctrico de papel (Dos o más hojas)

Disco de baquelita

5.3 Constitución de un condensador con dieléctrico de papel.

Terminal

Una variante de los condensadores de papel son los de papel metalizado. En éstos un lado del papel está metalizado (figura 5.4). Este procedimiento de fabricación evita los posibles huecos entre dieléctrico y armadura.

Como principales características de estos condensadores cabe destacar su pequeño tamaño y su poder autorregenerante después de aplicarle una sobretensión. Cuando el dieléctrico se perfora, debido a una sobretensión, el metal en la zona perforada se evapora, evitando el cortocircuito entre placas.

Esta forma constructiva es la más usual en este tipo de condensadores, aunque para capacidades elevadas se adopta el modo tubular, en forma de botes cilindricos o paralelepípedos. En este caso es usual que los dos terminales del condensador salgan al exterior por una de las bases.

También se fabrican condensadores con dieléctrico de papel impregnado en aceite. Se hacen así para mejorar la rigidez dieléctrica del papel, ya que el aceite la aumenta y, por tanto, permite que puedan aplicarse tensiones mayores entre las placas del condensador.

Además, el aceite es un material refrigerante que aumenta los márgenes de temperatura en los que puede trabajar el condensador, mantiene estable la capacidad y aísla del medio ambiente a todo el conjunto.

Los condensadores de papel impregnado en aceite son muy utilizados en las emisoras de radio, ya que son idóneos para trabajar en circuitos donde las tensiones de funcionamiento permanentes alcanzan varios miles de voltios.

Debido a las elevadas tensiones y corrientes a las que son sometidos estos condensadores, sus terminales tienen bornes de conexión de gran sección y, en ocasiones, roscados con tuerca de sujeción (figura 5.5). 5'5 Condensador con dieléctrico de papel metalizado.

de elevada capacidad.

5.4 Constitución de un condensador de papel metalizado.

Cubierta de cartulina baquelizada

Hojas de papel metalizado

Disco de neopreno

Zonas extremas no metalizadas

Caja tubular metálica rebordeada

Elemento de retención soldado en el extremo del cuerpo central

83


Condensadores styroflex (poliestireno)Los condensadores styroflex (o estiroflex) fueron uno de los primeros condensadores con dieléctrico de plástico.

Su dieléctrico es el poliestireno, nombre con el que también se les conoce aunque sea más extendida la denominación comercial de styroflex.

El poliestireno tiene una constante dieléctrica más baja que la de otros materiales plásticos, pero tiene la ventaja de no desintegrarse con las ondas ultracortas ni con las frecuencias de televisión. Además, resiste la humedad, el ácido sulfúrico concentrado y la acetona.

En la figura 5.6 se muestra la fotografía de un con- 5 . 6 condensador styroflex dedensador styroflex. También se fabrican en forma de configuración cilindrica.paralelepípedo.

En estos condensadores el dieléctrico es bastante más ancho que las hojas de aluminio o estaño que forman sus placas. Las hojas de poliestireno y las de aluminio se enrollan y, a continuación, se colocan sendos alambres de conexión en cada uno de los extremos, los cuales se sueldan a las armaduras (figura 5.7).

5.7 Constitución de un condensador styroflex (poliestireno).

El conjunto de láminas de aluminio y dieléctrico se calienta luego, con el fin de que se contraiga el exceso de plástico y el condensador se cierre.

Los condensadores styroflex son muy populares ya que presentan una serie de ventajas desde el punto de vista de su utilización, entre las que cabe citar:

• Reducido factor de pérdidas.• Gran resistencia de aislamiento.• Coeficiente de temperatura negativo con respuesta lineal.

Se fabrican con tensiones de trabajo comprendidas entre 30 y 600 V, dependiendo su tamaño de la tensión (a mayor tensión mayor tamaño).

Su precio es más elevado que los de papel y los de mica, pero su coeficiente de temperatura negativo, que compensa en parte las variaciones que sufren las inductancias con núcleo de ferrita, hace que sean muy utilizados en las etapas de radiofrecuencia.

La tolerancia de estos condensadores puede alcanzar valores muy bajos, del orden del 0,25 %, por lo que son muy adecuados para circuitos de radiofrecuencia de gran precisión.

Sólo en los casos en que no deba extremarse la fiabilidad del circuito, pueden ser sustituidos por los de poliéster, al ser estos últimos de precio más bajo.

Hojas de aluminio o estaño

Terminales soldados a las hojas metálicas

Hojas de dieléctrico

84

CONDENSADORES

Condensadores de polipropilenoEl polipropileno es un plástico que posee propiedades análogas a las del polietileno, pero tiene mayor resistencia al calor, a los disolventes orgánicos y a la radiación nuclear.

Los condensadores de polipropileno se fabrican igual que los de poliestlreno, pero sustituyendo, lógicamente, un dieléctrico por el otro.

Son ¡dóneos y muy efectivos para ser utilizados en circuitos resonantes, en particular cuando éstos han de trabajar a temperaturas cercanas a los 85 °C.

Al igual que los styroflex, su coeficiente de temperatura es negativo, por lo que pueden sustituir y ser sustituidos por ellos. El aspecto externo de estos condensadores es muy similar a los de styroflex.

Condensadores de poliésterLos condensadores de poliéster han sustituido a los de papel. Su construcción es idéntica, con la única diferencia de sustituir el dieléctrico de papel por uno de poliéster y metalizar los extremos salientes de las cintas de aluminio de forma que las espiras de dichas cintas queden cortocircuitadas, reduciéndose así la inductancia parásita creada por las espiras. A dichos condensadores se les denomina, por tal motivo, condensadores inductivamente pobres.

El conjunto así fabricado se recubre luego con una cera sintética, o sustancia similar, sobre la que se imprime el valor del condensador. En algunas ocasiones la cubierta externa es transparente, lo que permite apreciar su configuración.

Se fabrican en forma cilindrica o plana, de tamaño normal o miniatura. Presentan varias ventajas sobre los de papel, entre las que cabe citar su mayor resistencia mecánica, no ser higroscópicos y soportar un amplio margen de temperaturas que va desde -55 °C a +150 °C, con gran rigidez dieléctrica.

El dieléctrico de poliéster carece de poros y su espesor es más pequeño que el dieléctrico de papel (inferior a 1 gm). En el caso de los condensadores miniatura de película ultradelgada de poliéster el espesor del dieléctrico está comprendido entre 1,5 y 2 pm (de 15 a 20 veces más fino que un cabello humano normal).

La capacidad de estos condensadores tiende a aumentar ligeramente cuando aumenta la temperatura, mientras que disminuye al aumentar la frecuencia. Como dato orientativo diremos que su capacidad disminuye un 3 % cuando se le aplica una frecuencia de 100 kHz. A partir de este valor de frecuencia el porcentaje de disminución de capacidad aumenta mucho, por lo que no es aconsejable su utilización a frecuencias por encima del algunos megahercios.

Se fabrican con capacidades comprendidas entre 2 pF y 10 uF según tipo y modelo, con tensiones de servicio comprendidas entre 30 y 1.000 V.

Condensadores de policarbonatoLos condensadores de policarbonato se fabrican en una gama de capacidades que va desde 1 nF hasta 10 pF, es decir, con valores de capacidad bastante grandes.

Su margen de temperatura es similar a los de poliéster y su tensión de trabajo es muy superior a la de los anteriores, ya que abarca desde los 60 a los 1.200 V con un bajo coeficiente de pérdidas.

Se fabrican normalmente con cuerpo cilindrico, y terminales de conexión por ambos lados o con salida por una sola de las bases.

Condensadores de película plástica metalizadaCon el fin de reducir las dimensiones de los condensadores de poliéster, policarbonato, polipropileno, etc., se ha desarrollado una nueva técnica de fabricación en la cual las láminas de aluminio se sustituyen por un metalizado superficial del dieléctrico. Estos condensadores reciben la denominación de condensadores de película plástica metalizada.

Al igual que los de papel metalizado antes citados, tienen propiedades autorregenerantes si se perforan por sobretensión.

Los condensadores de plástico metalizado están diseñados para ser utilizados en circuitos Impresos. Por esta razón, acostumbran a devanarse las cintas metalizadas en forma plana en lugar de

85


5.8 Corte en sección de un condensador con dieléctrico de plástico metalizado.

cilindrica, y los terminales suelen salir paralelamente en lugar de axialmente, tal y como se muestra en la figura 5.8.

El condensador se presenta recubierto de laca, en forma de paralelepípedo y, muy raramente, en forma cilindrica.

Existen dentro de este grupo los condensadores de poliéster metalizado, los de acetato de celulosa metalizada, los de policarbonato metalizado y los de polipropileno metalizado.

Condensadores cerámicosLos condensadores cerámicos son los que más se acercan al condensador ideal, pues su inductancia, factor de potencia y tangente de pérdidas son prácticamente nulas.

Se fabrican en forma tubular, paralelepípeda y en disco (figura 5.9).

Los condensadores cerámicos tubulares consisten en un tubito de cerámica obtenida por extrusión. El tubito se metaliza interiormente, de forma que uno de los extremos del metalizado sobresalga y cubra una estrecha faja en la parte exterior (figura 5.10).

El resto de la superficie exterior se metaliza de forma que deje una faja libre para que no haga contacto eléctrico con la anterior.

5.9 Condensadores cerámicos.

Tubo cerámico

Laca protectora

Armadurainterior

5.10 Corte esquematizado de un condensador cerámico tubular.

86

CONDENSADORES

Las armaduras del condensador quedan así formadas por las dos capas metálicas que cubren Interior y exteriormente al tubo cerámico.

Los terminales de conexión están formados por dos espiras de alambre, soldadas sobre la armadura exterior y la prolongación de la armadura interior.

El conjunto se recubre de una laca protectora, sobre la que se Imprime con cifras o franjas de color el valor capacitivo del condensador u otros datos que en su momento veremos.

El terminal correspondiente a la armadura exterior se sitúa de forma que quede más alejado del extremo del tubo que el otro terminal (figura 5.10).

De los dos terminales, el de la armadura exterior es el que debe conectarse a masa por razones de seguridad y de radiación de la armadura «viva» (la Interior, no conectada a masa).

Los condensadores cerámicos de disco están constituidos por un disco cerámico cuyas dos caras han sido metalizadas y sobre las cuales se sueldan los terminales de conexión (figura 5.11).

Se fabrican también condensadores cerámicos multicapa, consistentes en varias capas de cerámica metalizada, de modo que estén conectadas entre sí, por un lado, todas las capas pares y, por el otro, todas las impares. El resultado de esta disposición es la suma de todas las superficies, con lo cual se aumenta la capacidad del conjunto. En las figuras 5.12 y 5.13 se muestra el corte esquematizado de dos condensadores cerámicos multicapa con indicación de sus partes constituyentes.

El modelo de la figura 5.12 no posee patitas de conexión, sino unas terminaciones longitudinales a ambos lados, cuyo fin es la de servir como puntos de soldadura sobre circuito impreso en cadenas de montaje automatizadas (condensador SMD). Su tamaño es minúsculo: tan sólo 3,45 mm de largo por 1,85 mm de ancho en el formato industrial estándar 1206; o de 2 mm de largo, por 1,25 mm de ancho y 0,7 mm de espesor en el formato industrial estándar 0805.

5.11 Corte esquematizado de un condensador cerámico de disco.

Dieléctrico cerámico

5.12 Corte esquematizado Terminaciones de de un condensadorpaladium-plata cerámico multicapa. del tipo

chip, para montaje automático sobre circuito impreso (SMD).Capas de metal

87

ELECTRÓNICOS

Dieléctrico cerámico Terminaciones de paladium-plata

5.13 Corte esquematizado de un condensador cerámico multicapa con terminales para montaje manual sobre circuito impreso.

Cubierta

Capas de metal

Patitas de conexión

El modelo de la figura 5.13 posee patitas de conexión y, por lo tanto, es el utilizado para montaje por soldadura manual sobre circuito impreso.

El titanato de bario es una cerámica especial cuya utilización en la fabricación de condensadores hace que éstos sean muy eficaces en el acoplamiento, filtrado y supresión de interferencias. Se fabrican con capacidades de 10 a 220 nF y tensiones nominales de hasta 63 V.

Una clase especial de condensadores cerámicos son los denominados pasantes o pasamuros (figura 5.14).

Casquillo roscado (metálico)

5.14 Corte esquematizado de un condensador cerámico pasamuros.

Estos condensadores se emplean allí donde la corriente continua o la corriente alterna de baja frecuencia debe atravesar una pared apantalladora, mientras que la corriente alterna de alta frecuencia debe derivarse a masa.

El condensador pasante consta de un manguito, roscado o no, que se atornilla o se suelda en el apantallamiento, y que está unido a la armadura externa del condensador.

Una particularidad de los condensadores cerámicos es la gran variedad de propiedades dieléctricas que pueden conseguirse añadiendo determinados aditivos a la masa cerámica. Por este motivo la E.I.A. ha dividido los materiales cerámicos en dos grandes grupos.

Los del grupo I poseen unas pérdidas muy pequeñas, del orden de 0,3 x 10"3, y su capacidad está afectada por un coeficiente de temperatura perfectamente determinado. Se fabrican según ta blas E12, e incluso E24 (véase la tabla 3.1 del capítulo 3), desde unas fracciones de picofaradio hasta 1 nanofaradio.

Los coeficientes de temperatura normalizados más corrientes en este grupo son: +100, 0, -33, -150, -330, -750 y -1.500 partes por millón del valor nominal.

CONDENSADORES

De todas estas características se deduce que los condensadores cerámicos del grupo I son idóneos para ser utilizados en circuitos sintonizadores, funcionando perfectamente con frecuencias de varios miles de MHz debido a sus reducidas pérdidas e inductancía parásita prácticamente nula.

Los materiales cerámicos del grupo II poseen una constante dieléctrica muy elevada, de 1.000 a 10.000 veces superior a la del aire, lo que permite obtener unos condensadores muy pequeños pero con elevadas capacidades (hasta 10 nF). El coeficiente de temperatura en este grupo es elevado e irregular, y las pérdidas elevadas (de 10 a 30 x 10~3).

Por todos estos motivos no son utilizables en circuitos sintonizadores, pero sí resultan ideales para ser utilizados en etapas de alta frecuencia para desacoplo o paso.

La tolerancia en la capacidad de los condensadores cerámicos del grupo II es elevada, debido a inconstancias del dieléctrico. Para garantizar un valor mínimo se fabrican con tolerancias asimétricas, es decir, que el valor de la capacidad del condensador tiende más al límite alto que al bajo.

Los condensadores cerámicos del grupo II se fabrican según las tablas E12, E6 y E3, siendo la más normal la E6.

Los condensadores cerámicos miniatura tienen unas dimensiones que pueden llegar a ser de tan sólo 3,7 mm de ancho por 5,2 mm de alto. Estos condensadores son muy utilizados en circuitos de sintonía transistorizados, y se fabrican con capacidades de 1 a 150 pF.

Condensadores de película de sulfuro de polifenileno (PPS) para montaje superficialLos condensadores de película de sulfuro de polifenileno constan de varios dieléctricos, apilables y metalizados, de este material aislante.

Se fabrican para montaje superficial (SMD), por lo que su aspecto externo es el que se muestra en la figura 5.15.

5.15 Condensadores de película de sulfuro de polifenileno (PPS) para montaje superficial (SMD).

Soportan tensiones continuas entre placas de hasta 50 V, perforándose si se les aplica durante un tiempo de 1 a 5 segundos una tensión del 175 % del valor nominal.

Se fabrican con valores comprendidos entre 100 pF y 100 nF. Las dimensiones de estos diminutos condensadores dependen de su capacidad, según se indica en la tabla 5.1.

Capacidad■

Longitud Ancho

de 100 pF a 2,2 nF 2,0 1,25 0,8

4,7 nF 3,2 1,6 0,8

10 nF 3,2 1,6 1,0

22 nF 3,2 2,5 1,4

47 nF 4,8 3,3 1,4

100 nF 4,8 3,3 2,0

Tabla 5.1Dimensiones en mm de los condensadores de película de sulfuro de polifenileno para montaje superficial.

89


Condensadores electrolíticos de aluminioPara grandes capacidades (desde 1 pF hasta 20.000 pF) se ha desarrollado una clase especial de condensadores: los electrolíticos.

El condensador electrolítico generalmente es un condensador formado por dos folios de aluminio arrollado, que están separados por un papel absorbente. El papel está impregnado de un electrólito, es decir, un líquido conductor de la corriente eléctrica.

El papel no es el dieléctrico en sí, por la sencilla razón de que un dieléctrico no puede ser nunca conductor. El dieléctrico lo constituye una película finísima de óxido de aluminio (ALOJ que se forma sobre el folio positivo cuando al condensador se le aplica una tensión continua.

Bajo la acción de esta tensión circula una fuerte corriente, que luego va decreciendo a medida que aumenta el espesor de la película no conductora de óxido de aluminio. La corriente residual que finalmente aparece es tan sólo de. aproximadamente, 50 mA en un condensador de 1 pF cuando se le aplica una tensión continua de 100 V. Esto corresponde a una resistencia de carga superior a 2 M£2.

La elevada capacidad del condensador electrolítico no se consigue con la extensa superficie de las armaduras, sino mediante la clase de dieléctrico.

En efecto, la constante dieléctrica del óxido de aluminio es sólo de 6,87, pero el espesor de la película de óxido de aluminio es sumamente pequeño, aproximadamente 0,1 mm. A mayores tensiones de servicio el espesor de la película de óxido crece algo, pero este crecimiento tiene también sus límites, ya que la máxima tensión admisible es de unos 550 V. Por encima de este valor se producen chispas en el electrólito.

La misión del electrólito estriba en proporcionar el oxígeno necesario para la formación del óxido de aluminio y en establecer una unión conductora entre el folio negativo y la superficie oxidada aislante del folio positivo. El folio negativo no es, por tanto, ninguna armadura del condensador, sino que tan sólo sirve para la conducción de la corriente.

Existen dos tipos de condensadores electrolíticos: los de superficie lisa y los de superficie rugosa. El funcionamiento en ambos es exactamente el descrito en las líneas anteriores, diferenciándose únicamente por la capacidad obtenida.

Efectivamente, al objeto de ampliar la superficie útil del folio positivo, éste se hace rugoso en la parte que está en contacto con el electrólito, y sobre la cual se formará el óxido de aluminio que hará de dieléctrico. Esta rugosidad se obtiene mediante la acción de un ácido o por procedimientos mecánicos. En la figura 5.16 se ha dibujado la constitución de un condensador electrolítico de superficie rugosa; se puede observar que la superficie de las armaduras enfrentadas (folio positivo y electrólito) aumenta considerablemente en comparación con la superficie lisa del folio positivo.

5.16 Principio de funcionamiento de un condensador electrolítico de superficie rugosa.

Folio positivo de superficie corroída

Película de óxido (dieléctrico) Electrólito

i / Folio negativo! /

+ . i _

i

Los condensadores electrolíticos de superficie no rugosa son, a igualdad de capacidad, más voluminosos que los de superficie rugosa, pero generalmente ofrecen mejores parámetros eléctricos, de modo que son imprescindibles para aplicaciones especiales, como por ejemplo en las etapas de audio de receptores de radio y televisión o de equipos de alta fidelidad.

En la figura 5.17 se muestra la fotografía de un condensador electrolítico de aluminio. Consta de un tubo de aluminio cerrado en el que se aloja el condensador propiamente dicho, con un tapón

90

CONDENSADORES

de caucho que asegura una buena estanqueidad contra la evaporación del electrólito y que actúa como válvula de seguridad que se abre en caso de ebullición del electrólito, evitando así el riesgo de explosión.

Los terminales pueden ser paralelos, saliendo ambos a través del tapón de caucho, o axiales, cuando uno de ellos está soldado al tubo de aluminio. Otros modelos poseen una rosca en el tubo de aluminio que permite la unión mecánica del condensador a un chasis metálico que, al mismo tiempo, sin/e como terminal de conexión eléctrica (polo negativo).

Los condensadores electrolíticos de aluminio descritos son componentes polarizados, por lo que sus 517 condensador electrolíticoterminales no deben ser cambiados. Por tal motivo, en ¡je aluminio.estos condensadores se indica por lo menos el polo positivo con un signo •<+», El terminal positivo tambiénse reconoce por salir aislado de la cubeta, mientras que el terminal negativo generalmente está dispuesto sobre la misma cubeta. También es frecuente encontrar el terminal negativo designado por un signo «-», una línea o un aro negro.

Como consecuencia de la polaridad de los condensadores electrolíticos, no deben aplicarse a ellos tensiones de polaridad cambiante. Solamente se pueden aplicar tensiones continuas o tensiones alternas superpuestas a tensiones continuas mayores que no modifiquen la polaridad,

Efectivamente, si se comete un error en la conexión de estos condensadores, de forma que se aplique un potencial negativo al folio positivo con respecto al electrólito, se produce continuamente la formación de una capa de óxido sobre la hoja del cátodo) simultáneamente con la disipación excesiva de calor interno y la producción de gas, lo cuál conduce finalmente a la destrucción del condensador, el cual puede llegar a explotar si no se desprende a tiempo el tapón de caucho que lo cierra. Por lo tanto debe respetarse la polaridad del condensador, aunque se puede, admitir una polarización inversa de hasta unos 2 V, ya que el cátodo posee una capa de óxido que se forma automáticamente al contacto con el aire. Lógicamente, en todos aquellos esquemas en los que figuren condensadores electrolíticos deberá indicarse la polaridad del mismo con objeto de evitar errores.

En el caso de aplicar una tensión alterna superpuesta a una continua a un condensador electrolítico polarizado, deberá tenerse presente el valor de cresta o pico negativo de la componente alterna t/M, ya que ésta, restada de la componente continua positiva, no debe sobrepasar la línea cero (figura 5.18).

5.18 La cresta o pico negativo de la componente alterna, superpuesta a una tensión continua y aplicada a un condensador electrolítico, no debe sobrepasar nunca la linea cero.

Así, si a un condensador electrolítico se le debe aplicar una tensión alterna de 6 V eficaces, esta tensión corresponde a una tensión máxima de:

Vm = Vrm s ^ = 6 V x 1,41 = 8,46 V

-Ve

91


es decir, la tensión alterna citada de 6 V eficaces es la máxima que puede ser superpuesta a una tensión continua de 8,46 V para que el pico negativo de la componente alterna no sobrepase el valor 0 V y el condensador quede polarizado en sentido correcto.

Existen otros tipos de condensadores electrolíticos, los cuales no están polarizados (bipolaríza- dos). En estos condensadores el cátodo y el ánodo tienen las mismas dimensiones (en volumen y tamaño), por lo que ambos poseen la misma capacidad de carga. Con este diseño el condensador puede trabajar con tensión continua en cualquier sentido, así como con tensión alterna pura.

Dado que la tensión alterna produce autocalentamiento, debe permanecer muy por debajo de la tensión nominal continua.

Como consecuencia de la conexión en serie de las dos capacidades parciales, la capacidad to tal es en estos condensadores la mitad de una capacidad simple, razón por la cual, a Igualdad de capacidad, un condensador no polarizado posee doble volumen que uno polarizado.

Los condensadores electrolíticos tienen elevadas capacidades y reducido volumen. A esta ventaja se le oponen algunos Inconvenientes, tales como:

• No se puede despreciar su resistencia de carga. En un condensador de 500 ,uF circula, por ejemplo, una corriente de 1 mA al serle aplicada una tensión de servicio de 500 V. Esto corresponde a una resistencia de carga de 0,5 MQ. En comparación con él, un condensador arrollado con dieléctrico de plástico de alta calidad presenta una resistencia de carga de, aproximadamente, 10® MQ.

• La tolerancia de capacidad de los condensadores electrolíticos es mucho mayor que en otras clases de condensadores. La capacidad puede llegar a ser el 100 % mayor que el valor nominal impreso. La tolerancia en sentido negativo es más pequeña, aproximadamente -10 %.

• La temperatura ejerce una gran influencia, tanto sobre la capacidad como sobre la resistencia de carga.

Por todos los motivos apuntados los condensadores electrolíticos sólo se emplean en electrónica en aquellos casos en que se precise una gran capacidad, pero que no exijan un valor exacto de ella. Entre las aplicaciones más destacadas están los circuitos de filtrado y desacoplo de las etapas de audio y de filtrado de la tensión rectificada de las fuentes de alimentación.

También se fabrican condensadores electrolíticos de aluminio para montaje superficial (SMD), los cuales pueden trabajar con temperaturas de hasta 85 °C y son ideales para aplicaciones de PCB con elevada densidad de componentes.

Se fabrican con capacidades que cubren una gama comprendida entre 0,1 y 100 pF y tensiones de perforación de 6,3, 10, 16, 25, 36 y 50 V.

Sus dimensiones son extremadamente pequeñas, tal y como corresponde a los componentes para montaje en superficie (de 4,3 x 4,3 mm2, 5,3 x 5,3 mm2 y 6,6 x 6,6 mm2, siendo la altura en

Condensadores electrolíticos de tantalioLa tendencia a la miniaturización de los aparatos electrónicos exige, cada vez más, condensadores electrolíticos de tamaño más pequeño para una determinada capacidad. Un gran paso en este sentido se ha conseguido sustituyendo el óxido de aluminio por el óxido de tantalio (Ta2Os).

En estos condensadores la constante dieléctrica alcanza el 27,3 (frente al 6,87 del óxido de aluminio), lográndose además mejores tolerancias de valor (±20 %), menor corriente de fuga y, sobre todo, una reducidísima ¡nductancia que los hace adecuados para ciertos desacoplos en circuitos de alta frecuencia. En la figura 5.19 se muestra el corte esquematizado de un condensador electrolítico de tantalio.

El tantalio es un metal refractario no maleable ni dúctil, que puede trabajarse solamente por sinterizaclón. La sinterización consiste en someter a elevada compresión y temperatura el polvo de tantalio mez-

todos ellos de 5,4 mm).

5.19 Dibujo esquematizado de la constitución interna de un condensador electrolítico de tantalio.

92

CONDENSADORES

ciado con una sustancia aglomerante. Con ello se obtiene un prensado del material y, de esta forma, la configuración deseada.

Los cuerpos slnterlzados ofrecen una superficie útil mucho mayor que los folios corroídos de óxido de aluminio, aumentando con ello la capacidad del condensador a igualdad de superficie de sus placas.

Existen dos tipos de condensadores de tantalio: los de electrólito líquido y los de electrólito sólido.Los de electrólito líquido son similares a los de aluminio, con la diferencia de que el líquido va

dentro de una capa absorbente de bióxido de manganeso.En el caso de que el bióxido de manganeso venga en forma de pastilla, se obtiene el conden

sador de tantalio con electrólito sólido.Todo el conjunto se recubre de una capa de grafito que hace de cátodo, y de un revestimiento

de resina sobre la que se imprime el valor del condensador así como la indicación de su polaridad, ya que son condensadores polarizados.

Los condensadores de tantalio de electrólito sólido se caracterizan por la escasa dependencia a la temperatura de su capacidad y resistencia de carga. Por otro lado, presentan la ventaja de no poder perder electrólito, el cual puede destruir en algunas ocasiones otros componentes del circuito.

Algo desventajosa resulta la circunstancia de que los de electrólito sólido no puedan emplearse para tensiones de servicio superiores a 80 V (corriente continua), y a 125 V (corriente continua) los de electrólito líquido.

Existen muchas formas de presentación de estos condensadores, destacando como más usuales las de forma cilindrica con encapsulado metálico y las de forma de perla.

El principal inconveniente de estos condensadores es su elevado precio, muy superior al de los de óxido de aluminio, por lo que se procura prescindir de ellos siempre que sea posible.

Para finalizar diremos que en los condensadores electrolíticos, tanto los de aluminio como los de tantalio, se ha generalizado o extendido aún menos la normalización de los valores de capacidad y de las tensiones de servicio. Sin embargo, debido a que casi nunca se exige de ellos un valor de capacidad determinado, esto no resulta ser un gran inconveniente y se emplea, sencillamente, aquel condensador que ofrezca el mercado, de valor inmediato superior al calculado o nominal. El hecho de emplear un condensador electrolítico de 100 o 125 ¡uF no tiene importancia, ya que la tolerancia es superior a la diferencia entre ambos valores citados.

Condensadores ajustables (trimmers)Los condensadores ajustables, también denominados trimmers y padders según su tamaño, son pequeños condensadores de hasta, aproximadamente, 500 pF, los cuales se utilizan para ajustar a un valor correcto la capacidad total de un circuito.

Para variar la capacidad se recurre a tres procedimientos:

• Variando la superficie de las armaduras.• Variando la separación entre armaduras.• Variando el dieléctrico.

En la práctica se utilizan los tres (figura 5.20).En los trimmers el ajuste de la capacidad se realiza una sola vez, con el fin de conseguir un va

lor determinado de capacidad. Si este valor de capacidad se altera con el tiempo (envejecimiento), el valor puede reajustarse.

a) b)

I

c)

5.20 Tres posibilidades para el ajuste de la capacidad de un condensador: a) miando la superficie enfrentada de las armaduras: b) miando la separación entre armaduras: c) variando el dieléctrico.

93


5.21 Diferentes tipos de trimmers: a) trimmer de presión; b) trimmer de disco; c) trimmer de placas; d) trimmer tubular o cilindrico.

Para ei ajuste se utiliza generalmente un destornillador de plástico, ya que si se utiliza uno metálico se alteraría la capacidad del condensador cuando la punta del destornillador entrase en contacto con el tornillo de ajuste del trimmer.

En la figura 5.21 pueden verse diferentes formas de trimmers, denominados respectivamente como:

• trimmer de presión (figura 5.21a).• trimmer de disco (figura 5.21b).• trimmer de placas (fig u ra 5.21 c).• trimmer tubular o cilindrico (figura 5.21af).

La capacidad de un trimmer puede variar de 1,4 pF a 50 pF, según el modelo; en los trimmers de disco con dieléctrico cerámico pueden conseguirse mayores capacidades. Generalmente la relación entre la mayor y la menor capacidad ajustable es de 1:10.

En la actualidad se fabrican trimmers de dimensiones reducidísimas para montaje superficial (SMD), como los de la figura 5.22.

gil

1,45

10.2 —

r

i

6.6 P to t 6 6

01.4/P to t 6,5

0

3.0

T

L—

5.22 Trimmers para montaje superficial (SMD).

94

CONDENSADORES

Los trimmers de la figura 5.22 son cerámicos para montaje superficial, de 2, 3 y 4 mm, diseñados para su empleo en aparatos muy compactos de telecomunicación, audio y vídeo.

En todo trimmer cabe distinguir entre la armadura fija o estator y la armadura desplazadle o rotor. Esta última se ajusta mediante un tornillo que ejerce más o menos presión sobre dicha armadura según el ángulo de giro, o bien la hace desplazar de forma que una mayor o menor superficie de ella queda enfrentada con el estator.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS CONDENSADORES

Corno cualquier otro componente electrónico, los condensadores poseen una serie de características técnicas mediante las cuales es posible seleccionar aquel que resulte más adecuado para un circuito determinado.

Las principales características técnicas de los condensadores son las siguientes:

• Valor capacitivo.• Tolerancia.• Tensión máxima de trabajo.• Tensión de prueba.• Corriente de carga.• Tangente de delta.• Coeficiente de temperatura.• Resistencia de aislamiento.• Inductancia parásita.• Frecuencia de resonancia propia.• Factor de potencia.

A continuación se estudian cada uno de los citados parámetros.

Valor capacitivoLa capacidad de almacenamiento de electricidad de un condensador se expresa en faradios (F). Sin embargo, dado que esta unidad resulta excesivamente grande, en la práctica se utilizan los submúltiplos pF, nF y piF.

La unidad de capacidad, el faradio, corresponde a la capacidad de almacenar una cantidad deelectricidad de 1 culombio en un condensador al que se le aplica una tensión de 1 voltio, es decir:

Al igual que en las resistencias, en la fabricación de condensadores se recurre a las tablas E (véase la tabla 3.1 del capitulo 3), mediante las cuales es posible disponer de toda una gama de valores capacitivos sin que las tolerancias de los mismos se interfieran y, por lo tanto, se repitan valores de capacidades reales en condensadores de distinta capacidad teórica.

Dado que uno de los factores que más influye en la capacidad de un condensador es su dieléctrico, resulta lógico pensar que no todos los tipos de condensadores estudiados a lo largo de este capítulo cubren toda la gama de capacidades necesarias en el diseño de un aparato electrónico, es decir, que cada tipo de condensador tiene unos límites de capacidad determinados.

En la tabla 5.2 se reseñan la gama de valores disponibles en el comercio para cada tipo de condensador, según la tensión máxima de trabajo admisible por cada uno de ellos.

ToleranciaEl valor real de la capacidad de un condensador discrepa, dentro de ciertos límites, del valor teórico o nominal indicado en el condensador. Estas discrepancias son debidas al proceso de fabricación y se designan por tolerancias.

95


..........Condensador Gama

de valoresGama de tensiones máximas de trabajo

Tipo Dieléctrico Armadura

Mica Mica Aluminio o depósito de plata

2 pF a 22 nF 250 a 4.000 V

Papel Papelparafinado

Aluminio 1 nF a 10 |iF 250 a 1.000 V

Styroflex Poliestireno Aluminio 10 pF a 4,7 nF 4,7 pF a 22 nF

25 a 63 V 160 a 630 V

Poliéster Poliéster Aluminio 4,7 nF a 1,5 |iF 1 nF a 470 nF

100 a 160 V 400 a 1.000 V

Poliéstermetalizado

Poliéster Aluminio depositado al vacío

47 nF a 10 |iF 10 nF a 2,2 ^F 10 nF a 470 nF

63 a 100 V 250 a 400 V 630 a 1.000 V

Policarbonatometalizado

Policarbonato Aluminio depositado al vacío

47 nF a 10 ¡rF 10 nF a 2,2 jiF 10 nF a 470 nF

63 a 100 V 250 a 400 V 630 a 1.000 V

Cerámico (Grupo I)

Cerámica Depósito de plata 0,56 pF a 560 pF 0,47 pF a 330 pF

63 a 100 V 250 a 500 V

Cerámico (Grupo II)

Titanato de bario

Depósito de plata 4,7 nF a 470 nF 220 pF a 22 nF 100 pF a 10 nF 470 pF a 0 nF

15 a 50 V 63 a 100 V

250 a 500 V 1.000 V

Electrolítico de aluminio

Óxido de aluminio

Aluminio 100 uF a 10 mF2.2 (J.F a 4,7 mF 470 nF a 2,2 mF2.2 |uF a 22 |uF

4 a 10 V 16 a 40 V 63 a 160 V

200 a 450 V

Electrolítico de tantalio

Óxido de tantalio

Positivo: Tantalio Negativo: Metalizado

2,2 jaF a 100 |.rF 220 nF a 22 pF

3 a 10V 16 a 40 V

Tabla 5.2 Valores de capacidad y tensiones máximas de trabajo según ei tipo de condensador.

Las tolerancias para cada tipo de condensador se resumen en la tabla 5.3.En algunos casos la tolerancia negativa no es igual a la positiva, es decir, que en un condensa

dor, por ejemplo, electrolítico, de 125 mF con una tolerancia de -10 % +50 %, el valor real del condensador está comprendido entre:

Cmín = 125 ,uF - 125 ^ 10 = 125 nF - 12,5 nF = 112,5 pF

y

_ 1 2 5 u F x 5 0Cmax = 125 jaF + ^ - - = 125 J1F + 62,5 n F = 187,5 nF

96

CONDENSADORES

Tipo de condensador Gama de toleranciasv ' . . . " ' : . . ' . " : ó

r:

Mica 0,5 % a 20 %

Papel 5 %, 10 %, 20 %

Styroflex (Poliestireno) ±1 pF (< 50 pF), 2,5 %, 5 %, 10 %

Película de poliéster 5 %, 10 %, 20 %

Poliéster metalizado 5 %, 10 %, 20 %

Policarbonato metalizado 5 %, 10 %, 20 %

Cerámicos (grupo 1) 2 %, 5 %, 10 %

Cerámicos (grupo II) (-20 +50 %) (-20 +80 %) ±20 %

Electrolítico de aluminio (-10 +50 %) (-10 +100 %) (-20 +30 %)

Electrolítico de tantalio ±20 %(-20 +50 %)

Tabla 5.3 Gama de tolerancias para los condensadores.

Tensión máxima de trabajoOtra magnitud importante de los condensadores es su tensión máxima de trabajo, también llamada tensión nominal o tensión de servicio. Corresponde al valor máximo de tensión admisible entre las placas del condensador.

Cuando se aplica una tensión alterna a los terminales del condensador, hay que cuidar que su valor de pico o cresta no sobrepase el valor nominal Indicado.

En muchos casos la tensión nominal desciende al aumentar la frecuencia, por lo que se debe asegurar que el condensador trabaje en las condiciones óptimas de tensión y frecuencia. Este dato suele ser suministrado por los fabricantes mediante las curvas características de variación de la tensión nominal en función de la frecuencia.

En la figura 5.23 se muestran cuatro curvas de variación de la tensión nominal (\/eff) en función de la frecuencia, en diferentes condensadores de polipropileno con distintas tensiones nominales y capacidades.

5.23 Curvas características de variación de la tensión nominal en fundón de la frecuencia en diferentes condensadores de polipropileno. (Continúa en la página siguiente)

97


5.23(Continuación)

La primera de ellas hace referencia a condensadores de polipropileno de 0,022 pF, 0,1 ,uF y 0,47 pF, con una tensión nominal continua de 100 V y alterna de 63 V eficaces. Entre 100 Flz y 20 kFIz el condensador de 0,47 pF admite una tensión alterna entre sus placas de 63 V eficaces, pero a partir de dicha frecuencia la tensión nominal desciende rápidamente, de forma que si se le aplica una corriente alterna de 100 kFIz, sólo admite unos 25 V eficaces entre placas.

Esto es particularmente importante al elegir un condensador para un determinado circuito, ya que si ha de trabajar con frecuencias y tensiones elevadas deberá comprobarse que el condensador soporte dicha tensión, aunque en su cuerpo se indique un valor de tensión nominal suficiente.

Tensión de pruebaOtro dato que indican los fabricantes de condensadores es la tensión de prueba, cuyo valor es siempre superior al de la tensión nominal de servicio.

Si la tensión aplicada al condensador sobrepasa la tensión de prueba, puede ocurrir que se perfore el dieléctrico. En la mayoría de los condensadores ocurre entonces que esta perforación conduce a un cortocircuito permanente en el interior del condensador, que lo inutiliza completamente.

En la tabla 5.2. se indican las tensiones máximas de trabajo para cada tipo de condensador.

Corriente de cargaAl conectar un condensador descargado a una fuente de alimentación de corriente continua, o entre dos puntos de un circuito bajo tensión, circula una corriente que tiende a disminuir a medida que el condensador se carga, hasta desaparecer al quedar totalmente cargado. A esta corriente se la conoce con el nombre de corriente de carga.

Si la fuente de alimentación es alterna, el condensador sufre sucesivas cargas y descargas al ritmo de los cambios de sentido de la corriente alterna, por lo que circula una corriente de carga en ambos sentidos. Esta corriente de carga tiene la particularidad de estar desfasada 90° en adelanto con respecto a la tensión aplicada al condensador.

Efectivamente, en la figura 5.24 se aprecia cómo en el instante f0, es decir, cuando el condensador queda conectado a la fuente de alimentación, la corriente es máxima, siendo la tensión nula.

+

5.24 Desfase entre la corriente de cargay la tensión aplicada --------- tensióna un condensador. corriente

CONDENSADORES

A medida que avanza el tiempo, es decir, en los instantes f,, t2, la corriente de carga va disminuyendo progresivamente de valor, puesto que las armaduras del condensador van asimilando la carga eléctrica y, por lo tanto, se van saturando.

Como consecuencia de este aumento de la cantidad de electricidad almacenada en el condensador la tensión va aumentando hasta que la corriente alcanza el valor cero amperios (corriente nula e inicio del cambio de sentido), en cuyo instante el condensador comienza la carga en sentido opuesto y la tensión entre placas disminuye.

Se demuestra así que la corriente de carga se presenta con un cuarto de onda (90°) de adelanto con respecto a la tensión.

Esta circunstancia sólo se da en un condensador ideal, ya que en la práctica este ángulo es ligeramente inferior a 90°, tal y como se verá a continuación.

Tangente de deltaEn todo condensador, además de la corriente de carga, circula una pequeña corriente de fuga en fase con la tensión aplicada. Esta corriente de fuga se debe a que el dieléctrico no es perfecto, y por lo tanto deja pasar a través de él la citada corriente.

El hecho de que un dieléctrico no sea perfecto equivale a poner en paralelo con el condensador ideal una resistencia de elevado valor, tal y como se muestra en la figura 5.25.

La corriente de fuga queda en fase con la tensión aplicada al condensador ( I R en fase con V en la figura 5.26), mientras que la corriente de carga ideal I c queda desfasada 90° en adelanto con respecto a la tensión t/.

5.25 Un condensador real, cuyo dieléctrico no es perfecto, equivale a la conexión en paralelo de un condensador ideal, de igual capacidad que el real, con una resistencia cuyo valor óhmico es el del dieléctrico.

5.26 La intensidad de corriente que circula por un condensador real ( I CreJ es igual a la suma vectorial de la corriente de fuga a través del dieléctrico I R y la corriente de carga y descarga del condensador I c.

El ángulo que forma en realidad la corriente que circula por el condensador con respecto a la tensión a él aplicada es igual a la suma vectorial de la corriente de fuga I R más la corriente ideal I c, es decir, el ángulo del vector resultante / Creai de la figura 5.26 con respecto al vector V, y cuyo valor es igual a:

El ángulo que forman la corriente de carga ideal I c con la corriente de carga real /Crea, se denomina ángulo delta (8).

Dado que la tangente trigonométrica es la relación entre las intensidades de las corrientes de fuga e ideal, el coeficiente de pérdidas de un condensador se expresa como tangente de delta (tg 8), es decir:

99


5.27 Cuanto mayor sea el dieléctrico menor será la corriente de fuga I fí y más se acercará el valor de la corriente real I Creal al de la corriente ideal I c, disminuyendo el ángulo 8 y como consecuencia, la tg 8.

Cuanto más bajo sea el valor de tg 8 menor será el ángulo de pérdidas 8 y, en consecuencia, más perfecto será el condensador.

Efectivamente, de la figura 5.27 se deduce que cuanto menor sea el valor de I R (mejor dieléctrico), más se acerca el valor de 7Creal al valor de la corriente ideal I c, disminuyendo el valor del ángulo 8, es decir, reduciéndose el cociente I R/ I c que corresponde a la tangente de 8.

El ángulo de pérdidas 8 viene dado por los fabricantes para una frecuencia y una temperatura dadas. Ello se justifica por los siguientes motivos:

• La corriente de carga y descarga de un condensador ideal viene dada por la fórmula:

donde Xc es la reactancia capacitiva del condensador, cuyo valor viene dado por la igualdad:

1X,.

2 n f C

De esta última igualdad se deduce que el único parámetro que puede hacer variar la reactancia de un condensador dado es f, por lo que si f influye sobre Xc es lógico deducir que también lo hará sobre la corriente I c.

• La temperatura influye sobre el valor óhmico del dieléctrico y, como consecuencia, sobre la intensidad de corriente de fuga I fí a través de él.

De todo lo expuesto se deduce que la frecuencia y la temperatura influyen sobre el cociente I R/ Jc, es decir, sobre la tg 8, por lo que es preciso conocer en qué condiciones se han realizado las pruebas para poder comparar un condensador con otro.

En la figura 5.28 se muestra, a título de ejemplo, la curva característica tg 8 en función de la temperatura para un condensador de papel impregnado. Se lee en ella que la tg 8 disminuye de valor

5.28 Curva característica del valor de tg 8 en función de la temperatura de un condensador de papel impregnado, para una frecuencia constante.

tg 8 ■ 10~‘ 160

120

80 —

40

-30 ~20-15 0 +15 +30 +45 +60 +75 f85+90 +105 +120 °C

100

CONDENSADORES

tg 5 • 1(T3

5.29 Curva característica del valor de tg 8 en función de la frecuencia de un condensador de poliéster metalizado.

desde -20 °C hasta unos 50 °C; es decir, que aproximadamente a 50 °C el condensador presenta la menor corriente de fuga JR. A partir de 50 °C la tg 8 vuelve a incrementar su valor, aumentando con ello la corriente de fuga I R.

En la figura 5.29 puede verse la curva característica de la variación del ángulo de pérdidas 8 en función de la frecuencia, a temperatura constante, de un condensador de poliéster metalizado.

En esta curva característica cuanto mayor es la frecuencia de la corriente alterna aplicada mayor es la tg 8, puesto que aumenta el cociente R/Xc, ya que Xc disminuye de valor.

Coeficiente de temperaturaComo se sabe, la conductividad de muchos conductores eléctricos varía con la temperatura. El valor en ohmios de los hilos y las resistencias viene por ello afectado más o menos por la temperatura.

Este fenómeno se presenta también en los condensadores, sólo que aquí ésta es una propiedad del dieléctrico.

La influencia de la temperatura sobre la capacidad se expresa a través del llamado coeficiente de temperatura TK.

La variación de capacidad AC, se calcula con la fórmula:

AC = TK ■ C ■ AT

en la que C es la capacidad del condensador, en pF y a 20 °C.El coeficiente de temperatura tiene un valor muy pequeño, por ejemplo, del orden de 100 ■ 10"6.

Escribiéndolo de esta forma, el coeficiente de temperatura es igual a la variación de capacidad en pF que se presenta al variar la temperatura en 1 °C por cada pF de capacidad del condensador.

A continuación, y a título de ejemplo, se calcula la variación de capacidad de un condensador de4,7 nF al subir la temperatura de 20 a 50 °C, siendo su coeficiente de temperatura TK = 100 x 10”6. En este caso la variación de temperatura será:

AT = 50 °C - 20 °C = 30 °C

y la variación de capacidad resulta con ello ser de:

A C = T K x C x A T = 100 x 10^ x (4,7 x 103 pF) x 30 °C = 14,1 pF

es decir, la capacidad pasa a valer:

C = 4,7 nF + 0,0141 nF = 4,7141 nF

Los materiales dieléctricos pueden poseer un coeficiente de temperatura positivo o negativo. Enel primer caso, la capacidad aumenta con la temperatura, y en el segundo disminuye al aumentarla temperatura.

101


Conectando un condensador con coeficiente de temperatura positivo con otro de coeficiente negativo, es posible compensar las variaciones de capacidad debidas a los cambios de temperatura, eligiendo convenientemente los valores de capacidad de cada uno de ellos para que el conjunto dé el valor de capacidad que se necesite.

En la tabla 5.4 se relacionan los coeficientes de temperatura de los diferentes tipos de condensadores, excepto los cerámicos, los cuales se relacionan en la tabla 5.5, ya que en ellos se ha adoptado universalmente la anotación «ppm» (partes por millón). P significa coeficiente positivo, N negativo y PNO nulo.

Algunos fabricantes indican en sus catálogos la variación de la capacidad en función de la temperatura mediante curvas características, de las cuales se muestra un ejemplo en la figura 5.30, referida a un condensador de poliéster metalizado.

En la figura 5.30 se lee que entre unos 15 y 35 °C la capacidad del condensador es la nominal (AC/C = 0). Por debajo de los 15 °C el condensador pierde capacidad y por encima de los 35 °C adquiere más capacidad.

Tabla 5.4 Coeficientes de temperatura de los condensadores.

Tipo Coeficiente de temperatura entre 20 y 35 °C (% °C)

Mica ±0,1 %

Papel +0,5 %

Styroflex (poliestireno) -0,15 %

Película de poliéster +0,3 %

Poliéster metalizado +0,3 %

Policarbonato metalizado +0,3 %

Electrolítico de aluminio + 1 %+5 %

Electrolítico de tantalio + 1 %

Tabla 5.5 Coeficientes de temperatura de los condensadores cerámicos.

Designación Coeficiente de temperatura

Designación

P100 +100 • 10“® N150 -150 • 10‘6

P33 +33 ■ 10"6 N220 -220 • 10'6

PNO 0 N330 -330 • 10'6

N33 -33 • 10-® N470 -470 • 10^

N47 -47 • 10“® N750 -750 • 10-6

N75 I >sl oí o O) N1500 -1.500 • 10-®

102

CONDENSADORES

5.30 Curva característica de la variación de la capacidad en función de la temperatura de un condensador de polléster

-50 40 -20 0 +25 +50 +7585 +100 +125 (°C) metalizado.

Así, a -40 °C el condensador pierde aproximadamente un 4 % de su capacidad nominal, mientras que a 85 °C su capacidad llega a ser un 4 % más alta.

Resistencia de aislamientoNormalmente, la corriente de fuga a través del dieléctrico se incrementa con el aumento de la frecuencia de la corriente aplicada ai condensador. Por este motivo, en la fabricación de condensadores deben utilizarse materiales de alta calidad.

Las pérdidas que se presentan cuando se aplica corriente continua a un condensador se denominan resistencia de aislamiento.

En la tabla 5.6 se indica la resistencia de aislamiento para diferentes tipos de condensadores. La resistencia de aislamiento disminuye al aumentar la temperatura, por lo que algunos fa

bricantes suelen indicar en sus catálogos la curva característica de la resistencia de aislamiento en MQ ■ (iF en función de la temperatura, tal y como se muestra en la figura 5.31 referida en este caso a un condensador de poliéster metalizado.

: T'po Resistencia de aislamiento en MQ

Mica > 50.000

Papel > 10.000

Styroflex (Poliestireno) > 100 y > 100.000 según tipo

Película de poliéster > 100.000

Poliéster metalizado > 20.000

Cerámicos (grupo I) > 5.000 y > 10.000 según tipo

Cerámicos (grupo II) > 1, > 5.000 y > 10.000 según tipo

Electrolítico de aluminio Corriente de fuga; < 0,05 |uA x V x y siempre > 4 pA

Electrolítico de tantalio Corriente de fuga: > 0,02 nA x V x |uF y siempre > 4 |uA

Tabla 5.6 Resistencia de aislamiento de los condensadores.

103


Mi2 x p f

5.31 Curva característica de la resistencia de aislamiento en función de la temperatura de un condensador de poliéster metalizado.

Asi, para un condensador cuya capacidad es de 0,22 pF y su resistencia de aislamiento de230.000 MQ, entre 0 y 25 °C se tiene un producto RC de:

RC = 230.000 MQ x 0,22 pF = 50,600 MQ • pF

tal y como se deduce en la curva característica de la figura 5.31.SI en esta circunstancia la temperatura sube a 75 °C y suponiendo que la capacidad se

mantenga en 0,22 pF, de la figura 5.31 se deduce que a 75 °C el producto RC ha descendido a7.000 MQ • pF, lo que quiere decir que su resistencia de aislamiento ha disminuido a:

R =7.000 MQ • pF

30.000 MQ0,22 pF

es decir, casi la octava parte que a 25 °C.

Inductancia parásitaTodo condensador presenta una cierta Inductancia parásita, muy variable, según la forma constructiva del mismo. Por ejemplo, un condensador de láminas enrolladas presenta una Inductancia parásita muy superior a uno plano.

Dicha inductancia parásita puede suponerse conectada en serie con el condensador y, como toda Inductancia, resulta despreciable a bajas frecuencias.

Sin embargo, si la frecuencia aplicada al condensador es muy elevada, la inductancia parásita se pone de manifiesto, aumentando con ello la reactancia del condensador, es decir la oposición al paso de la corriente alterna.

Frecuencia de resonancia propiaSe denomina frecuencia de resonancia propia de un condensador aquella frecuencia con la cual se igualan las reactancias capacitiva y de inductancia parásita.

Por debajo de la frecuencia de resonancia propia el condensador se comporta como tal, mientras que por encima de dicha frecuencia de resonancia el condensador se comporta como una bobina.

Este fenómeno es la causa de que muchos condensadores, de tipo no adecuado al circuito en los que se conectan, no den los resultados que de ellos cabría esperar.

Factor de potenciaA lo largo de este capítulo se ha visto que todo condensador real puede asimilarse a un condensador ideal que posea:

104

CONDENSADORES

a) una resistencia en derivación (debida a la resistencia de aislamiento en corriente continua y a las pérdidas por tg 5 en corriente alterna);

b) una inductancia en serie (debida a la inductancia parásita del condensador).

Además de lo expuesto, un condensador real posee unas resistencias óhmicas en sus terminales y armaduras que en ciertos casos no deben despreciarse, y a las que podemos considerar como una resistencia en serie con nuestro hipotético condensador ideal.

Si al condensador se le aplica una comente alterna, éste presenta una impedancia Z constituida por la suma geométrica de la reactancia capacitiva Xc y la resistencia óhmica R que consideramos en serie con él, es decir:

Z = y¡xcz + R2

Se denomina factor de potencia o coseno k de un condensador al cociente de dividir la resistencia parásita R por la impedancia total Z. es decir:

Reos <p = —

Si R es igual a cero (caso imposible en los condensadores reales), el factor de potencia será nulo y, por lo tanto, el condensador no consume energía.

INDICACIÓN DEL VALOR DE LOS CONDENSADORES

Los valores de la capacidad de los condensadores vienen impresos sobre el mismo componente, o están indicados mediante puntos o aros coloreados, de forma análoga a como se hace con las resistencias.

Desgraciadamente, hoy en dia aún persisten varios sistemas o códigos de colores para los condensadores, lo que dificulta en cierto modo su identificación. Por esta razón, en las tablas que se incluyen a partir de la página siguiente, se indican los códigos más utilizados en la actualidad.

En las tablas anteriores, en las que la identificación del valor capacitivo se efectúa por cifras, éstas se imprimen sobre la superficie del condensador de muy diversas maneras, pero siempre haciendo referencia a la unidad picofaradio.

Así, un condensador de 4.700 pF puede identificarse por cualquiera de las siguientes anotaciones:

4700 p Se suprime la F de Faradio.4700 Se suprime la p de pico y la F de Faradio.4.7 k La k de kilo representa que 4,7 se multiplica por 1.000 pF.4.7 n Se sustituye pF por la n de nanofaradio, puesto que 4,7 nF = 4.700 pF.4 n 7 La n de nanofaradio se utiliza como coma decimal.0,0047 pF Indicación en pF, puesto que 4.700 pF = 4,7 nF = 0,0047 pF.,0047 pF La misma indicación anterior, pero suprimiendo el cero de la unidad microfaradio.472 La cifra 2 indica que detrás de 47 deben añadirse dos ceros.

ELECCIÓN DEL CONDENSADOR ADECUADO

Como hemos visto, se fabrican numerosos tipos de condensadores, lo cual dificulta a veces la elección del más adecuado para un determinado circuito.

Dentro del grupo de los condensadores con dieléctrico de plástico también se tienen diferentes tipos, con características similares pero no iguales, por lo que en este caso la dificultad de elegir el más adecuado es, si cabe, mayor.

Por estas razones, a continuación se resume en pocas líneas cuál es el condensador idóneo para utilizar en cada circuito de radio, televisión y alta fidelidad, así como las curvas comparativas

105


t - EE<

■S3 ,co> c;S S Ío u c Ü ¡o o — y "o «o * n¡•ri c §a-S-S•c» - c:

«S P^ T3 ü

O -< •̂ 3 00S? 5?

-ES o03 O

•Sí °<o .$> :Sí xat s

V+‘O

Mrjz w

c _2 CO

■S-lO oZ rsiO o

Val

or

capa

citiv

o en

pF

Te

rce

rco

lor

Mu

ltip

lica

do

r

Neg

ro(i

)

Ma

rró

n(1

0)

Roj

o(1

00)

Nar

an

ja(1

000)

Am

ari

llo(1

0000

) <■> s-c ss c o

> 2i

Vio

leta

(0,0

01)

Gri

s(0

,01)

Bla

nco

(0,1

)

Seg

undo

colo

r

2.a

Cifr

a

Neg

ro(0

)

Ma

rró

n(1

) c

ce ~

Nar

an

ja(3

)

Am

ari

llo(4

)

o-o ^o £

> Azu

l(0

)

Vio

leta

(7)

Gri

s(8

)

Bla

nco

(9)

Pri

mer

colo

r

ceiu«e _

O£po

¿

c'O ^L. —c<S —-

%

o ^ 'c 'csce

Nar

an

ja(3

)

Am

ari

llo(4

)

Ver

de(5

)

Azu

l(6

)

Vio

leta

(7)

Gri

s(8

)

Bla

nco

(9)

u.c-

G o5

A\ +lo ' - W

ir;CN in o oCM

501 +

0 - +

20

- 30

- 20

+

50

- 20

+

80

ri

Tole

ra n

c

CjuCL

o t

V +* O

o" 0,25

0,5

- tN

o CQ O Q Lu O X —> 2 ce CO N

, ^ ~! ¡p ,"§; S 8 ' -S| Xj O ^ *C3 CO CQ -Vc .í3 £: 03 ^ £3: 3̂ «s -b i g qS -Sí1 0 3 ^

106

CONDENSADORES

c

u,o.

o 5?

« +lu

w>o v es S. w M

arr

ón

(1) .o —-’o'cs

c¿ ^

Nar

anja

(3)'

i

Ver

de(5

)

1 1 1

01o

du

sjh

Jou.ex2 O.v + iO

O

x; Ma

rró

n(0

,1)

1 i io _V «o _«■* o✓

1 1v. írT

’ Z 0-1 O o B

lanc

o1

O Q3 .0)^3'OCD O C 5 O

ui cs - sr & -8

oo.03

o> -bS-s §.-g^3 §■•w Z/\s 1 °>c ~ «■ffi £ "o? 'P £c: >~-. c\j 053 ¿ U U O )

ÜH

zo>

Mre

T cr

eer

colo

r

Fac

tor

mu

ltip

lica

do

r

Neg

ro(1

)

Ma

rró

n(1

0)

Roj

o(1

00)

Nar

anja

(100

0)

Am

ari

llo(1

0000

)

(000001)5PJ3A i

(I00

‘0)P

W|0|A

i/> —•C o O o

Bla

nco

(0,1

)

Seg

undo

colo

r

re

es

Neg

ro(ó

)

C«OL. -----— —(5J '

, o _'©‘esQ¿

Nar

anja

(3)

Am

ari

llo(4

)

u

u”"'>

'r -N w< W'

Vio

leta

(7

) |

? Xo - aa

•ií o 2 _

c £re

= ox ; .

5 1/5 _ uC ~ W>© c ’es M X* "o ^ u x re °

¿ ° Z 2re

yE w

<> >

O ' 'CQ

re’Üc o b b

ob

Xb b b

•cb

Xb

Xb

Vco

’o

3

« yu s uÍX -

tdoO

O

8

+

cóco+

oCO

1 1

Ar -

1

oo

1

oeses1

0co

1

0r-»n*

1

OOr*

1 l

ü1 d. “ d. o •o C

olo

r

Rojo

+

V

iole

ta o0 G

risos

curo

Neg

ro

Ma

rró

n

Roj

oos

curo

Roj

ocl

aro

Nar

anja

Am

ari

llo

Ver

deos

curo

Azu

lcl

aro

Vio

leta 3 -

N 5

< g

107

CONDENSADORES

i

= c

fZ<Dn

U.Cu2 ^

A\ + l

o

y ¡ So r iz ~

■o ^

P3 —" 2

o5"Ci s ^en ' ’

zI "C ^

£* 1/5> " "

I I I

Bla

nc

o

(10)

oOH

u .Cu_ U,

n o .

V +l 'O

o&Sz

c‘0 U rn 3 i I I

“ ir .

> ~ I I ̂írTC rj

001S 3- 22

u_

o

mcurnon>

ti j5 t¡ o H °

cn

U-

0

z ~

cPJ 3 2

fe>0Pt5 i■n __z -

“fe «

<

V OÍ"C ac - I

rt .—-

"fe *c> ¿ ó 0_ n '*-’

5t3 u.fe O§ s00

Qoi

a *z w

C■o ^

2 “

O ^ O'oi C¿ 2n ' 'z

£ *r

<

33 ^5 '-TI

> < ~o*2 — > L/ w

O?S5

3 ¿2E o £ u

Üo

O ÍSZ

c•o ^

P1 —" 2

0O'fi' X ~

en£■>

w ^en w "z

_ort g <

<li3) ^s e >

N 3" < ^4> ___

"o>

gou5 gS3

01Cuco

S aS -afe a § » fe 8 ■8 s

'CtJ —c O Caf 8 £'o ^ -S° 1 § ^ *C3 Cb03 "C3« i c o¿ 8 « t■Q O >q•s 8 -ü

m

H 2 U£ rae 2 o .

¿ 2 - E^ 5 Cu C

oe

ñc

ien

te 5

8

+

¿fO+

0

"f0(Ó

1

!

r^"t"1

1

lOr"~1

■f0ó<NfS

1

■00 órorO1

■cÓ

Ór -

1

f0

¡Tír- '

1

O

glO

1

u 7 ° *TD o

0U

+ 2 — 4; O

1 1 C2; > —

cu 3

0 S0

0oij<u

Z

C'O

n5

^ 0fe ̂ 33 ‘sJ C¿ JT

0 0O P!

OS ~

c 1

cíZ

O C ■tS 3 0 O > 0

"= 0< u

4jO

>

_ O

5 3 < %

O

n

LL.Cu

A\ +l U

0,5

- 2,5

LO O c53 8

1 T - 20

+

30

- 20

+

50 c í oc 1 +

0c«00

H

u.Cu

£ n.y *O

0 ' 0.25

0,5

- n

f?O

uJCQ O O LL ü U" —% * 2 X CO N

u

» i0 ° r¿ CL5 n.

= 20 2

h

8

+

0

•í0rófO

1

£lÓr -

1

|

óuo

1

%

(N<N

1

i0óco

1

t s

■•t-

1

0ómr^

1

•có

I105

1

C.-> iE < u I -J Cu X CO H D &“

<15t íO

.O l■o -2? 'O 3̂ ^ c:2 :§ . 3̂*»<§ ^3 -C:re S >2 a

Co OP .$?P vo•§ « . <05 —-o oCO Q_

S 5o C3) ctj coCO Q5c: £05 i ?

I I

109

de cif

ras

y le

tras)

.


Val

or

capa

citiv

o cu

pF Terc

erco

lor u

u! Neg

ro0

) 'C _

s

- Oc o c¿ ~Z-

■

r g

Z 3E 2

< w

Ver

de

(100

000)

1

Vio

leta

(0.0

01)

(iri

s(0

.01)

3 o

% s </>

n

Ü

rviz

n '—•5

o ’S rj ' ’z <

o-O

>sí vC

< ^

r¡

o S>

ou>“ ^

5

Prim

erco

lor

íu

O 2P§z

'0 ^ u. •—ro -—-5

C*<N

ra

n ro z

H 2-E

<

-O ^

>N Ce'

< wo ^ O ^ >

•SIZ ¿c

U>

coc 5^

5

oQ.

O)

q3 <0 ^ 8 •g §

> s?o

•oo<o

i ■§’ <xs coI c;! ■§ C= o

Tol

eran

cia

U.CUO s®

A\ +lu

mO - <N 2,

5

lO2 OJ

001 +

0

-

- 20

+

30

- 20

+

50

- 20

+

80

ti,a,

2 a. v + iü

O 0,25 LO

- CN

CQ u Q uu O X — . * ■? Cu O í uo N

c::oo.§ co■S 8H §O.TS^ g

t « is ^ i« a 5? ^ & 2 10 c -2 i5 o .S5

o

110

CONDENSADORES

V a lo r capacitivo en pF

P rim er Segundo Puntoco lo r co lo r central

1 * C ifra 2.‘ C ifra Factor

N eg ro N eg ro N egro(0) (<)) (1)

M a rrón M a rrón M arrón(1) (1) (10)

R ojo R ojo R ojo(2) (2) (100)

Naranja Naranja Naran|a(3 ) (3) (1000)

A m a rillo A m a rillo A m a rillo(4) (4) (10000)

Verde Verde Verde(5) (5) ( ! 00000)

Azu l Azu l(6) (ó)

V iole ta V io le ta V iole ta(7 ) (7) (0.001)

Gris Gris Gris(8) (8) (0.01)

Blanco Blanco Blanco(9 ) (9) (O.D

Tensión m áxim a

C o lo r V

N eg ro 10

M a rrón —

R ojo 4

Naranja 40

A m a rillo 6.3

Verde 16

Azu l —

Viole ta —

G ris 25

Blanco 2.5

Tabla 5.18 Código de identificación de condensadores electrolíticos de tantalio.

de características típicas de los condensadores con dieléctrico plástico, de forma que el lector pueda escoger con seguridad aquél que resulte más eficaz en cada aplicación.

Circuitos de sintonía hasta 200 kHz:

• Cerámicos del grupo I.• Styroflex.• Película de poliéster.

Circuitos de sintonía hasta 30 MHz:

• Cerámicos del grupo I.• Styroflex.

Circuitos de sintonía hasta 1.000 MHz:

• Cerámicos del grupo I.

Desacoplo de radiofrecuencia:

• Cerámicos del grupo II (16 - 50 V).• Cerámicos del grupo II (63 - 500 V).• Cerámicos del grupo II (1 kV).

111


Paso de radiofrecuencia:

• Cerámicos del grupo I.• Cerámicos del grupo II (16 - 50 V).• Cerámicos del grupo II (63 - 500 V).• Cerámicos del grupo II (1 kV).

Desacoplo de audiofrecuencia:

• Cerámicos del grupo II (16 - 50 V).• Cerámicos del grupo II (63 - 500 V).• Película de poliéster.• Poliéster metalizado.• Electrolíticos de aluminio.• Electrolíticos de tantalio.

Paso de audiofrecuencia de alta impedancia:

• Cerámicos del grupo I.• Cerámicos del grupo II (63 - 500 V).• Cerámicos del grupo II (1 kV).• Styroflex.• Película de poliéster.• Poliéster metalizado.

Paso de audiofrecuencia de baja impedancia:

• Electrolíticos de aluminio.• Electrolíticos de tantalio.

Desacoplo toda banda:

• Electrolítico de tantalio.• Electrolítico de aluminio en paralelo con cerámico.

Filtros de altavoz:

• Poliéster metalizado.

Filtros de audiofrecuencia para control de tono:

• Cerámicos del grupo I.• Styroflex.• Película de poliéster.• Poliéster metalizado.

Filtros de corriente continua rectificada:

• Electrolíticos de aluminio.

Antiparasitado de red:

• Cerámicos del grupo I (1 kV).• Cerámicos del grupo II (1 kV).• Poliéster metalizado (1 kV).• Electrolíticos de aluminio (1 kV).

112

CONDENSADORES

Circuitos en régimen de impulsos :

• Styroflex.• Película de poliéster.

Para finalizar, en la figura 5.32 se han dibujado las curvas características comparativas de los condensadores con dieléctrico plástico, lo cual facilitará la elección de esta clase de condensadores. Dichas cun/as hacen referencia a:

• Incremento porcentual de capacidad en función de la temperatura (figura 5.32a).

• Incremento porcentual de capacidad en función de la frecuencia (figura 5.32b).

• Factor de disipación (tg 8) en función de la temperatura y a 1.000 Hz (figura 5.32c).

• Factor de disipación (tg 8) en función de la frecuencia (figura 5.32d).

• Resistencia de aislamiento en función de la temperatura (figura 5.32e).

b)

d)

3)

c)

M i) x \xF

e)

5.32 Curvascaracterísticastípicascomparativas de los condensadores con dieléctrico de plástico.

113

Bobinas y ferritas

INTRODUCCIÓN

Las bobinas, también llamadas inductancias o solenoides, son probablemente los componentes electrónicos que más varían en su diseño.

Cuanto más alta sea la frecuencia de la corriente alterna que circula por una bobina, menor será el número de espiras que se necesitan para obtener una determinada reactancia al paso de la corriente.

Como consecuencia, se fabrican bobinas de reducido número de espiras y tamaño para funcionar en aparatos que trabajan en las gamas de frecuencia de VHF, UHF y SHF, y voluminosas bobinas, con muchas espiras, como elementos de filtro de la corriente alterna industrial de hasta unas decenas de hercios.

Una importante característica de estos componentes, en lo que respecta a su fabricación, es que en muchas ocasiones su construcción es artesanal, es decir, hecha por el propio profesional en su taller, utilizando hilo conductor de sección adecuada. Esta característica no se da en las resistencias y condensadores, cuya fabricación corre a cargo de empresas especializadas.

CLASIFICACIÓN DE LAS BOBINAS

Según la frecuencia de la corriente alterna las bobinas se clasifican en dos grandes grupos:

• Bobinas para altas frecuencias (o de radiofrecuencia).• Bobinas para bajas frecuencias.

Según el núcleo o soporte donde va arrollada la bobina, éstas se clasifican en:

• Bobinas con núcleo de aire.• Bobinas con núcleo de hierro.• Bobinas con núcleo de pulvimetal.• Bobinas con núcleo de ferrita.

Además, las bobinas pueden estar apantalladas, es decir, situadas dentro de un recipiente metálico que evita la transferencia de energía entre la bobina y los elementos del circuito situados fuera del apantallamiento.

FORMULAS PARA EL CALCULO DE UNA BOBINA

En una bobina con núcleo de aire, su coeficiente de autoinducción L viene dado por la fórmula:

N2SL = 1,257 — —

10a/

115


Donde L se expresa en henrios (H), N es el número de espiras de la bobina, S es la sección abarcada por una espira en cm2, y I la longitud del solenoide en cm.

Si a la bobina se le añade un núcleo ferromagnético, la fórmula anterior se escribe:

A/2S mL = 1,257

10® /

Donde ju es el coeficiente de permeabilidad del núcleo.Así, en una bobina para radiofrecuencia de 5 mm de longitud, formada por dos espiras de 7 mm

de diámetro interior bobinadas al aire, se obtiene que la sección abarcada por una espira vale:

S = Tir2 = 3,1416 x (3,5 mm)2 = 38,48 mm2 = 0,3848 cm2

Con este dato se calcula el coeficiente de autoinducción de la bobina:

i = 1,257 ~ ,1,257 X 2 * « 0.3W 8 mm* _ x 10"8 x H = 38.7 nH10®/ 10 x 0,5 cm

Si esta bobina trabaja en un circuito por el que circulan corrientes del orden de los 100 MHz (porejemplo, en la etapa de radiofrecuencia de un receptor de radio para FM), la reactancia al paso de estas señales será:

XL = 2nfL = 2 x 3,1416 x 100 x 106 Hz x 38,7 x 10~9 H » 24 Q

En las fórmulas expuestas no se tiene en cuenta el diámetro del hilo, el cual depende de la intensidad de corriente que circula por la bobina.

Con el fin de facilitar el cálculo de las bobinas, en la tabla 6.1 se relacionan los diámetros de hilo esmaltado más utilizados en la fabricación de éstas, con indicación de la sección correspondiente, el número de espiras por centímetro que ocuparía el devanado (estando las espiras juntas) y las intensidades de corriente admisibles.

Si las espiras han de ir juntas, el hilo utilizado en la fabricación de la bobina deberá estar revestido con un barniz aislante que evite cortocircuitos entre espiras; y en aquellos casos en los que el devanado esté sometido a elevadas tensiones, se aconseja que el hilo esté recubierto de aislamiento plástico como, por ejemplo, el policloruro de vinilo.

Bobinas con núcleo de aireLas bobinas con núcleo de aíre constan de un arrollamiento de hilo conductor devanado sobre un soporte de fibra, plástico u otro material no magnético y sin hierro alguno en sus Inmediaciones (figura 6.1).

6.1 Constitución de una bobina con núcleo de aire.

Soporte aislante no magnético

Hilo conductor

116

BOBINAS Y FERRITAS

Diámetro(mm)

Número de. espiras por cm

i amperios para de corriente de

----------------- — i,2,5 A /m tif

ma densidad

■■..........3 A/mrrE

0,08 0,0050 86 0,010 0,013 0,0150,10 0,0078 72 0,016 0,020 0,024

0,12 0,0113 61 0,022 0,028 0,0340,15 0,0177 50 0,035 0,045 0,0530,18 0,0254 42,2 0,051 0,063 0,0760,20 0,0314 38,6 0,063 0,080 0,094

0,22 0,0380 35,4 0,076 0,095 0.1140,25 0,0491 31,6 0,098 0,120 0,1470,28 0,0616 28,5 0,123 0,154 0.1840,30 0,0707 26,7 0,141 0,175 0,212

0,32 0,0884 25,2 0,161 0,201 0.2410,35 0,0962 23,2 0,190 0,240 0,2890,38 0,1134 21,7 0,227 0,283 0,3400,40 0,1257 20,5 0,251 0,310 0,377

0,45 0,159 18,5 0,318 0,400 0,4770,50 0,196 16,7 0,390 0,490 0,588

0,55 0,238 15,38 0,476 0,600 0,7140,60 0,283 14,28 0,566 0,700 0,8490,65 0,332 13,3 0,664 0,830 1,0000,70 0,385 12,34 0,770 0,960 1,1600,75 0,442 11,62 0,884 1,100 1,330

0.80 0,503 10,86 1,01 1,250 1,5100.90 0,636 9,7 1,27 1,600 1,9101.00 1,785 8,84 1,57 1,960 2.3601.20 1,131 7,46 2,26 2,830 3,3901,30 1,327 6,94 2,65 3,320 3.980

Tabla 6.1 Características de los hilos esmaltados para la fabricación de bobinas.

6.2 Bobina para radiofrecuencia con núcleo de aire.

En numerosas ocasiones la bobina no tiene soporte, siendo suficiente la propia rigidez mecánica del hilo para que ésta quede conformada (figura 6.2).

Se trata de la forma más simple de construcción de una bobina, que en ocasiones consta de una sola espira o incluso de una fracción de ésta.

En la fabricación de estas bobinas se utiliza generalmente hilo de cobre, cuando la frecuencia de la señal que ha de circular por la bobina es de hasta 50 MHz. Para frecuencias superiores se emplea el cobre plateado, con el fin de evitar pérdidas.

117


En RF se utiliza hilo de Litz, consistente en un determinado número de hilos finos aislados individualmente, o bien hilos trenzados en grupos de tres. Cada grupo de tres hilos pasa desde la superficie exterior al interior del cable, con lo cual se distribuye la corriente superficial a través de la sección recta total; de esta forma se incrementa la sección efectiva y se reducen las pérdidas en alta frecuencia debidas al efecto pelicular.

El efecto pelicular consiste en la tendencia de la corriente alterna a circular por la superficie de los conductores. Este fenómeno aumenta con la frecuencia y hace que, al disminuir la sección útil, aumente la resistencia efectiva del conductor.

Las bobinas con núcleo de aire se construyen desde una fracción de espira hasta varios cientos de espiras superpuestas en varias capas.

Normalmente las bobinas se impregnan, con el fin de hacerlas resistentes a la humedad y para mejorar su comportamiento ante las fuerzas mecánicas que puedan soportar.

La bobina que se muestra en la figura 6.2 es simple, pero también puede estar dotada de una toma intermedia.

Es muy importante que todas las espiras de la bobina tengan la misma separación, aunque en ocasiones es necesario acercar entre sí algunas de ellas para ajustar el valor del coeficiente de autoinducción de la bobina, puesto que acercando o alejando las espiras entre sí la autoinducción admite un margen de variación en su valor.

La conexión de la bobina al circuito impreso se realiza directamente, es decir, que el propio hilo de la bobina hace en sus extremos la función de terminal.

Al conectar la bobina, debe tenerse muy en cuenta que la mayoría de ellas utilizan hilo de cobre recubierto de un barniz aislante, por lo que deben rascarse suavemente los extremos de la bobina con un papel de lija antes de efectuar su soldadura. De lo contrario no se establece el contacto eléctrico necesario entre el hilo de cobre y el estaño.

Cuando la bobina está arrollada sobre un tubo de fibra, plástico u otro material, se disponen unos terminales de conexión en los que ya van soldados los extremos de la bobina. Esto es muy usual en las bobinas cuyo hilo, por ser muy flexible (como el hilo de Litz), no adquiere por sí solo la conformación adecuada, siendo imposible arrollarlo al aire (sin soporte). Un ejemplo de esta forma de devanado son las bobinas de sintonía de los receptores de radio, las cuales, aunque después se introduzca un núcleo de ferriía, están devanadas sobre un soporte y disponen de terminales de conexión (figura 6.3).

6.3 Forma constructiva típica de una bobina de sintonía para receptor de radio.

En el caso de las bobinas con núcleo de aire, utilizadas en etapas de RF de las bandas de VHF y superiores, el efecto pelicular reduce la sección útil del hilo empleado en la fabricación de la bobina, por lo que en estos casos debe utilizarse hilo de sección bastante superior a la indicada en la tabla 6.1.

Una forma constructiva muy especial de las bobinas con núcleo de aire son las denominadas nido de abeja.

La configuración en nido de abeja consiste en arrollar varias capas de hilo de Litz, desplazando las espiras en uno y otro sentido de forma que se obtenga una posición cruzada de las espiras (figura 6.4).

6.4 Forma constructiva de una bobina con núcleo de aire y devanado en nido de abeja.

118

BOBINAS Y FERRITAS

Esta forma de devanado proporciona una gran autoinducción y una resistencia mecánica considerable, puesto que en la forma expuesta se favorece la inmovilización del hilo.

Las bobinas en nido de abeja se utilizan en las etapas de sintonía de los radiorreceptores de OM y en algunas bobinas de choque de RF.

Bobinas con núcleo de plancha de hierroEl núcleo magnético se utiliza para incrementar la inductancia sin aumentar el número de espiras de la bobina.

Consiste en insertar dentro del bobinado un núcleo de material ferromagnético.La inductividad L de una bobina con núcleo ferromagnético se puede definir por medio de la

fórmula:

Donde N es el número de espiras de la bobina, y f ím la reluctancia o resistencia magnética del trayecto de las líneas de fuerza expresada en AAA/b (amperio-vuelta por weber).

Para obtener altas inductividades se puede aumentar el número de espiras, pero esto tiene la desventaja de que aumenta la resistencia óhmica del bobinado e incrementa considerablemente el volumen de la bobina; por estos motivos es preferible disminuir la reluctancia, lo cual se consigue con un núcleo de hierro cerrado, sin interrupción, puesto que un entrehierro presenta una reluctancia considerable.

A causa del constante cambio de magnetización y de las corrientes parásitas, llamadas también corrientes de Foucault, se originan dentro del núcleo de hierro pérdidas que producen calor.

Se reducen considerablemente las pérdidas ocasionadas por las corrientes parásitas construyendo un núcleo de hierro a base de planchas aisladas entre sí que, según la aplicación de la bobina, tienen un grosor comprendido entre 0,05 y 0,5 mm (figura 6.5).

Las pérdidas por cambio de magnetización se reducen también utilizando núcleos de aleaciones ferromagnéticas especiales, tales como el ferrosilicio y el ferroníque!. Este último proporciona altas permeabilidades, que pueden alcanzar valores de hasta 32.000 en láminas de hierro silicio de grano orientado, es decir, que con un núcleo de estas características el coeficiente de autoinducción puede multiplicarse por 32.000.

De todas formas, dichas pérdidas no desaparecen por completo.En la figura 6.6 se muestra una bobina con núcleo de planchas de hierro, y en la figura 6.7 tres

formas distintas de núcleos de plancha de hierro, las cuales se denominan, según su forma, como corte de Ul, de El y de M respectivamente.

Las bobinas con núcleo de hierro (o cualquiera de sus aleaciones) se utilizan sólo en circuitos de baja frecuencia, tales como fuentes de alimentación y amplificadores de audio.

Con frecuencias más elevadas las pérdidas por corrientes parásitas en el hierro aumentan. Ya no resulta suficiente que se construya el núcleo con un paquete de planchas delgadas, sino que debe hacerse otra subdivisión en «islas» magnéticas, eléctricamente aisladas entre sí. Un progreso esencial en este sentido se alcanzó utilizando hierro en polvo fino, mezclado con una materia sin-

6.5 Corrientes parásitas en un núcleo magnético. a) núcleo magnético macizo, b) núcleo magnético laminado.

119


6.6 Aspecto externo de una bobina con núcleo de planchas de hierro.

a) b)

6.7 Formas constructivas de núcleos de planchas de hierro, a) corte en Ul. b) corte en El. c) corte en M.

tética aislante y comprimido todo para formar el núcleo de la bobina. La materia básica de estos núcleos de hierro para alta frecuencia es un polvo de hierro que se extrae del pentacarbonito de hierro. El diámetro de estas partículas de hierro es de 1 a 10 jim . Tales materias magnéticas se hallan en el mercado bajo diversas denominaciones comerciales.

Bobinas con núcleo de ferritaLas ferritas son óxidos de metales magnéticos con características de dieléctrico, es decir, materiales magnéticos aislantes al paso de la corriente eléctrica (figura 6.8).

120

BOBINAS Y FERRITAS

Como ejemplo de ferritas podemos citar:

• Ferríta de níquel (Ni • Fe20 4).• Ferríta de cobalto (Co • Fe20 4).• Ferríta de manganeso (Mn • Fe20 4).• Ferríta de magnesio (Mg ■ Fe20 4).

Todos estos compuestos tienen estructura parecida: son cristales mixtos, io que en la fórmulaquímica está indicado por el punto. Estos cristales mixtos no son conductores y por esto no hacefalta pulverizarlos.

Para su elaboración se utiliza el procedimiento de la técnica cerámica: núcleos construidos por medio de inyección, a presión, o bien en fundición, que se cuecen a temperaturas de 1.300 °C.

Estos núcleos son muy duros y tienen el tacto de la porcelana. Si se los deja caer se rompen con facilidad. Como denominación comercial de las ferritas podemos citar el Ferroxcube, de Philips.

Los núcleos de ferrita fabricados como se ha indicado sólo se pueden trabajar tallándolos. Para componerlos se unen dos caras talladas planas por medio de pegamento. Si se hace con sumo cuidado, el espacio que queda en la unión de las caras es inferior a 10 ^irn, con lo que la dispersión del flujo magnético es muy reducida.

Una forma de núcleo especialmente pobre en dispersión es el de campana, que se compone de dos moldes pegados y completamente cerrados (figura 6.9a). También existen los núcleos medio abiertos (figura 6.9b) y los abiertos (figura 6.9c).

a)

I

i l l f eX < ^ y v X /s>V;<A'- XX ' X

■ l

b)

6.9 Núcleos de ferríta pobres en dispersión (zona tramada),a) núcleo de campana, b) núcleo medio abierto, c) núcleo abierto.

Cuando se necesita obtener un valor exacto de la inductividad, ésta deberá ser graduable, puesto que siempre hay que contar con las tolerancias propias de fabricación. Esto se consigue fácilmente por medio de un entrehierro variable.

Por ejemplo, se modifica el núcleo del molde de tal manera que el pivote central sea más corto que el molde. Uno o ambos pivotes centrales se construyen vacíos y se proveen de rosca, en la que se aplica un tornillo que es del mismo material que el núcleo del molde. Enroscando más o menos el tornillo varia el entrehierro, y con ello la inductividad, en un 10 %.

Este procedimiento de ajuste se denomina nivelación o sintonización, y se efectúa primero tras el montaje de las conexiones y, eventualmente, deberá repetirse más adelante.

En la figura 6.10 se han dibujado las partes constituyentes de una bobina con núcleo de ferrita, con indicación de sus dimensiones principales. Las letras designan las siguientes partes de la bobina:

121


5,5

15 10 x 10

b)

7x 7

c)

3)

6.10 Partes constituyentes de una bobina apantallada con núcleo de ferrita: a) pantalla de latón niquelado;b) campana de ajuste de ferrita;c) núcleo de ferrita con rosca;d) carrete; e) base de la bobina.

7x 7

d)

a)

b)

c)d)e)

Blindaje o pantalla de latón niquelado. Esta pantalla se conecta a masa y con ella se evita que las señales de RF generadas en la bobina salgan al exterior interfiriendo a otros aparatos o partes del circuito.Campana de ajuste con roscado exterior, constituida por una ferrita adecuada a la gama de frecuencias de trabajo.Núcleo de ferrita adecuada a la gama de frecuencias de trabajo.Carrete soporte de la bobina.Base.

CARACTERISTICAS TÉCNICAS DE LAS BOBINAS

Las características técnicas más importantes de las bobinas son las siguientes:

• Valor inductivo.• Tolerancia.• Variación de la inductancia.• Margen de frecuencias.• Resistencia de aislamiento.• Coeficiente de temperatura por grado centígrado.• Factor de calidad.

Todos estos factores son dependientes en mayor o menor grado de las características técnicas del núcleo y del hilo, utilizado en el devanado.

Valor inductivoEl coeficiente de autoinducción (L) de una bobina se expresa en henrios (H).

Una bobina tiene una inductancia de 1 H cuando una variación de corriente de 1 A/s da lugar a una fuerza electromotriz de 1 V, es decir:

Et 1 V x 1 s K I = 1 A ^ = 1H

Dado que esta unidad es, en muchos casos, excesivamente grande, se utilizan los submúltiplos mH, |iH y nH.

En las bobinas con núcleo de aire el coeficiente de autoinducción depende exclusivamente de sus características constructivas, es decir, del número de espiras, sección de la espira y longitud del

122

BOBINAS Y FERRITAS

arrollamiento, mientras que en el caso de una bobina con núcleo ferromagnético el coeficiente de autoinducción depende también del coeficiente de permeabilidad del núcleo, como ha quedado reflejado en las fórmulas expuestas al comienzo de este capítulo.

Un gran porcentaje de las bobinas utilizadas en electrónica son diseñadas por el propio profesional, aunque también se fabrican normalizadas siguiendo los valores establecidos por las tablas E, igual que las resistencias y condensadores.

ToleranciaEl valor del coeficiente de autoinducción discrepa, dentro de unos ciertos límites, del valor nominal o valor teórico de la bobina.

Estas discrepancias son debidas al proceso de fabricación, y se designan, como en el caso de las resistencias y condensadores, por tolerancias.

Variación de la inductanciaEn las bobinas con núcleo ajustable, la variación que sufre el coeficiente de autoinducción al ajustar el núcleo se Indica de forma porcentual. Así, en una bobina de 260 ptH, cuyo valor inductivo pueda variarse en ±10 %, podemos ajustar su valor entre 234 pH a 286 pH.

En ciertos casos los fabricantes indican el tanto por ciento de la variación de la Inductancia en función de la carrera del núcleo, tal y como se puede apreciar en la figura 6.11.

M%

6.11 Curva característica del tanto por ciento de variación de la Inductancia en función de la carrera del núcleo.

Así, en el caso de la figura 6.11, el valor nominal de la inductancia queda incrementado en un 15 % cuando el núcleo está ajustado a tope. Al desplazarlo unos 0,23 mm el valor de la inductancia es el nominal. Y al desplazarlo 0,75 mm el valor de la inductancia desciende a un 15%.

Margen de frecuenciasUn dato muy importante a tener presente es el margen de frecuencias en que puede trabajar una bobina.

No todos los núcleos son adecuados para trabajar en alta frecuencia, ya que los hilos del bobinado pueden resultar inadecuados:cuando se produce en ellos el efecto pelicular al trabajar en RF.

Otro parámetro de gran influencia al trabajar en RF son las capacidades parásitas que se forman entre espiras de la bobina, que pueden llegar a producir cortocircuitos para las señales.

Los fabricantes de bobinas suelen indicar en sus catálogos tanto la frecuencia central de trabajo de la bobina como la capacidad parásita entre sus terminales.

Resistencia de aislamientoLos hilos utilizados en la fabricación de bobinas están recubiertos de un barniz o aislante que evita el cortocircuito directo entre espiras adyacentes. Este aislante puede, sin embargo, perforarse si la tensión aplicada a la bobina sobrepasa un cierto valor.

Aquí cabe hacer una distinción entre tensión aplicada a los terminales de la bobina y tensión soportada entre dos espiras contiguas, puesto que la tensión se reparte por igual entre ellas.

123


En el caso de una bobina de una sola capa, la tensión entre espiras es igual a la tensión aplicada entre los terminales de la bobina dividida por el número de espiras. Así, si la bobina consta de 100 espiras y se le aplican 35 V, la tensión entre espiras contiguas será de:

35 V"^ qq- = 0,35 V (entre espiras contiguas)

La resistencia de aislamiento entre terminales se indica en MQ, para una tensión continua dada.Cuando la bobina está formada por dos o más capas de hilo conductor, debe tenerse en cuen

ta, además, la tensión entre capas contiguas. Esta tensión es igual a la tensión aplicada a la bobina dividida por el número de capas, con lo cual el valor obtenido es mayor que el de la tensión entre espiras, pudlendo ser en muchos casos peligrosa para la integridad de la bobina, ya que el barniz aislante puede no soportarla.

Para aumentar el aislamiento entre capas se recurre entonces a disponer un material aislante entre capa y capa del bobinado, como el papel impregnado o cinta de material plástico.

Coeficiente de temperaturaLa conductividad de muchos conductores eléctricos varía con la temperatura. El valor óhmico de los hilos con los que se fabrican las bobinas viene por ello afectado, más o menos, por la temperatura.

La influencia de la temperatura sobre la bobina se expresa en partes por millón de variación por °C.

Factor de calidadToda bobina puede realizar tanto mejor su cometido cuanto más pequeña sea su resistencia óhmi- ca. Por esta razón es de gran interés el concepto factor de calidad (Q) de la bobina.

La calidad de una bobina se define como la relación entre su reactancia inductiva (XL) y su resistencia óhmica (fí), y viene expresada por la fórmula:

^ XL 27i f L R R

Con frecuencias elevadas se empeora la calidad de la bobina, a pesar de que, según la fórmula anterior, cabe suponer lo contrario. Ello se debe a que con frecuencias elevadas la resistencia óhmica aumenta debido al efecto pelicular.

Para que la calidad de una bobina sea grande, su resistencia óhmica debe tener un valor bajo y su inductividad ha de ser elevada.

Por ejemplo, en bobinas sin previa magnetización que no precisan de entrehierro, el aumento de la Inductividad se consigue mediante la formación especial del trayecto de líneas de fuerza. Para ello, el núcleo de la bobina se cierra quedando en forma de anillo o toro y la bobina se reparte por toda la longitud del núcleo. La construcción de tales bobinas con núcleo anular es muy cara, ya que se precisa maquinaria especial de bobinar.

Los fabricantes de bobinas indican en sus catálogos la calidad de las mismas a una frecuencia dada. Por ejemplo, mediante la Indicación:

Q(6<x> khz) = 125

o bien mediante curvas características como las de la figura 6.12, en la que se lee el factor de calidad Q en función de la frecuencia de cuatro bobinas, de inductancia diferente e igual diámetro de hilo. Se observa en dichas curvas que existe un pico de calidad en el cual la relación XL/f í es máxima. Por encima y por debajo de dicho pico la curva desciende, debido a los motivos ya apuntados.

El factor de calidad de una bobina para etapas de RF oscila entre 50 y 200, aunque puede ser diferente según la aplicación del circuito.

124

BOBINAS Y FERRITAS

6.12 Factor de calidad en función de la frecuencia, de cuatro bobinas para receptor de televisión:a) bobina de 2,13 n H. b) bobina de 0,56 u H. c) bobina de 0,26 ¡.i H.d) bobina de 90 pH. (Diámetro del hilo 0,15 mm.)

CARACTERÍSTICAS CONSTRUCTIVAS DE LAS FERRITAS

Las ferritas son componentes químicos de fórmula general:

M Fe2 0 4

Donde M representa un metal bivalente como el cobre (Cu), magnesio (Mg), manganeso (Mn), níquel (Ni), cinc (Zn) o el propio hierro (Fe). En este último caso se obtiene la fórmula Fe30 4, que es la de la magnetita.

La particularidad de estos compuestos es la de aumentar la resistividad, de forma que sustituyendo un átomo de hierro por cualquiera de los metales bivalentes citados se aumenta la resistividad de 10"? S2/cm (ferrita de hierro) hasta unos 10e Q/cm.

Todas las ferritas así fabricadas se denominan ferritas simples, ya que forman un aglomerado cristalino que contiene una sola clase de cristal:

Cu Fe50 4; Mg Fe20 4; Mn Fe2 0 4; NI Fe2 0 4; Zn Fe2 0 4

Existe otro tipo de ferrita, que es el actualmente utilizado, en el que se mezclan dos o más ciases de cristal, denominándose por ello ferritas mixtas.

Son cuatro los tipos fundamentales de ferritas mixtas:

• Ferritas de manganeso-cinc (Mn Zn Fe2 0 4).• Ferritas de níquel-cinc (Ni Zn Fe2 0 4).• Ferritas de magnesio-manganeso (Mg Mn Fe2 0 4).• Ferritas de níquel-cobre (Ni Cu Fe2 0 4).

De todas ellas, las dos primeras son las utilizadas en los aparatos de radio, televisión y alta fidelidad, por lo que se estudiarán con mayor detalle; la tercera es utilizada en dispositivos de memoria y registradores magnéticos, y la cuarta se emplea para la realización de transductores piezomag- néticos de potencia para generadores de ultrasonidos.

En el comercio las ferritas reciben diferentes denominaciones comerciales, tales como Ferrox- cube.

Ferritas de manganeso-cincLas ferritas de manganeso-cinc, cuya denominación comercial por Philips es la de Ferroxcube 3, se subdivlden a su vez en diversos grados.

125


Ferroxcube 3AFerrita con elevado valor de permeabilidad inicial, idónea para ser utilizada en transformadores de pequeña potencia y banda de paso ancha, para equipos de comunicaciones.

Es útil en la fabricación de pequeños transformadores de Impulsos.Su uso se extiende desde las audiofrecuencias más altas hasta cerca de los 100 kHz.Puede ser empleada en condiciones de polarización con corriente continua.

Ferroxcube 3BFerrita con bajas pérdidas, muy recomendada para la fabricación de bobinas con alto factor de calidad Q, coeficiente de temperatura bajo y elevada estabilidad.

Las principales variedades del Ferroxcube 3B son las siguientes:

3B2: para frecuencias de 300 Hz a 100 kHz.3B3: para frecuencias de 100 a 700 kHz.3B4: para frecuencias bajas, cuando se exijan pérdidas muy pequeñas por hlstéresis.3B5: presenta pérdidas por hlstéresis todavía menores, y permeabilidad inicial algo más elevada.

Ferroxcube 3CFerrita muy adecuada para dispositivos que exigen valores relativamente altos de inducción magnética (superiores a 50 mT), como los transformadores de salida de línea y las bobinas de desviación horizontal y vertical de las pantallas de televisión.

Esta ferrita es muy apropiada para la producción en masa de núcleos en forma de U o en forma de anillo.

Ferroxcube 3D2Ferrita utllizable cuando se requieran altos valores de Inducción magnética.

Su inducción máxima es mayor que la del grado 3C, y varía menos con la temperatura. Presenta, sin embargo, menor permeabilidad inicial y mayores pérdidas que el Ferroxcube 3C.

Ferroxcube 3EEs el grado de Ferroxcube 3 que presenta mayor permeabilidad inicial.

Es una ferrita apropiada para transformadores de banda de paso ancho en equipos de comunicaciones.

En núcleos envolventes se emplea el Ferroxcube 3D3, 3B7, 3H1, etcétera.

Ferritas de níquel-cincEstas ferritas difieren considerablemente de las anteriores, ya que presentan menor permeabilidad inicial y menor inducción máxima de saturación, pero mayor fuerza coercitiva y elevados valores de resistividad, gracias a lo cual resultan idóneas para ser utilizadas en RF.

Se conocen comercialmente con diferentes denominaciones, como la de Ferroxcube 4 de Philips.

Ferroxcube 4AFerrita muy similar a la del grado 3B, excepto por su resistividad, que es mucho mayor.

Ferroxcube 4BFerrita muy adecuada para circuitos de sintonía, en frecuencias comprendidas entre 1 y 2 MHz. Es la más utilizada en la fabricación de varillas de Ferroxcube para antenas.

Ferroxcube 4CFerrita idónea para ser utilizada en circuitos que trabajan con frecuencias comprendidas entre 2 y 5 MHz.

Ferroxcube 4DFerrita idónea para trabajar con frecuencias comprendidas entre 5 y 20 MHz.

126

BOBINAS Y FERRITAS

Ferroxcube 4EPara frecuencias comprendidas entre 20 y 50 MHz.

Ferroxcube 4FPara frecuencias comprendidas entre 50 y 100 MHz.

Ferroxcube 4HFerrita especialmente desarrollada para su empleo en aceleradores de partículas y en atenuadores de microondas. No utilizable por tanto en radio y televisión.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LAS FERRITAS

En las ferritas caben distinguir dos grupos de características técnicas: las referidas a las propiedades mecánicas y las referidas a las propiedades eléctricas y magnéticas.

Las características mecánicas de una ferrita son las siguientes:

• Peso especifico.• Módulo de Young.• Coeficiente de dilatación lineal.• Resistencia a la tracción.• Resistencia a la compresión.• Calor específico.• Conductividad térmica.

Las características eléctricas y magnéticas principales son las siguientes:

• Resistividad.• Constante dieléctrica.• Permeabilidad inicial.• Temperatura de Curie.• Coeficiente de temperatura.• Frecuencia de trabajo.• Inducción magnética.

A continuación se estudia el significado de todos estos parámetros, prestando mayor atención a los eléctricos y magnéticos.

Peso específicoEl peso específico es el peso por unidad de volumen de la ferrita. Se expresa en gramos por centímetro cúbico de material (g/cm3) y depende de los materiales constituyentes de la ferrita.

Como ejemplo diremos que el Ferroxcube 3 posee un peso específico de unos 4,7 a 4,8 g/cm 3,mientras que el Ferroxcube 4 posee un peso específico comprendido entre 3,5 y 5 g/cm3.

Módulo de YoungEl módulo de Young o módulo de elasticidad [M] se expresa en kg/mm2, y es la relación entre el esfuerzo de tracción y el alargamiento producido por este esfuerzo en la ferrita. Es una característica propia del material y se calcula con la fórmula:

donde F es la fuerza de tracción en kg, s la sección transversal inicial de la ferrita en mm2, / la longitud inicial de la ferrita en mm, y Al el alargamiento en mm.

Como dato diremos que el módulo de Young en el Ferroxcube es de 15.000 kg/mm2.

127


Coeficiente de dilatación linealCuando una ferrita se calienta aumentan sus dimensiones en todos los sentidos, aumentando por tanto su superficie y volumen. Se dice entonces que el material se dilata.

El coeficiente de dilatación linea! expresa el aumento de dimensiones de la ferrita por cada °C de aumento de temperatura.

En el Ferroxcube el coeficiente de dilatación lineal es de, aproximadamente, 10'5/°C.

Resistencia a la tracciónLa resistencia a ia tracción (at) se expresa por la relación entre la fuerza aplicada F (expresada en kg) y la sección s de la ferrita (expresada en mm2); es decir, por:

ot = — (kg/mm2) s

Para obtener esta magnitud se sujeta la barra de ferrita por un extremo y por el otro se aplica una fuerza de tracción hasta que la ferrita se rompe.

Como dato informativo diremos que la resistencia a la tracción del Ferroxcube es de, aproximadamente, 1,8 kg/mm2.

Resistencia a la compresiónPara la realización del ensayo de compresión, se coloca la barra de ferrita entre las dos placas de compresión de una prensa, de forma que el eje de la ferrita coincida exactamente con el eje de la prensa, y se aplica el esfuerzo de compresión.

Antes de romperse la ferrita se deforma, reduciéndose su altura y ensanchándose su sección transversal.

La resistencia a la compresión (o j se expresa en kg/mm2, es decir:

oc = - j - (k9/mm2)

donde Fc es la fuerza de compresión (en kg fuerza) y s es la sección de la ferrita (en mm2).El Ferroxcube posee una resistencia a la compresión de 7,3 kg/mm2 aproximadamente, sobre

pasada la cual se rompe.

Calor específicoEl calor específico de un material (entre dos límites de temperatura f, y t2) es la relación que existe entre la cantidad de calor (Q) necesario para elevar la unidad de masa del cuerpo (un gramo) de la temperatura f, a la temperatura t2. Viene dado por la expresión:

donde C es el calor específico en cal/g/°C y Q es la cantidad de calor en calorías/gramo.El Ferroxcube posee un calor específico de 0,17 cal/g/°C, es decir, que si a un gramo de Fe

rroxcube se le aplican 0,17 calorías, su temperatura aumenta un grado centígrado.

Conductividad térmicaRecibe el nombre de conductividad térmica de un material la facilidad que presenta al paso del calor.

La conductividad térmica se produce cuando todos los puntos del material no están a la misma temperatura; entonces, el calor se propaga de molécula a molécula, desde los puntos más calientes a los más fríos en un tiempo determinado. Se expresa en cal/(cm • s • °C).

En el caso del Ferroxcube, la conductividad térmica es menor de 14 x 1CT3 cal/(cm • s • °C).

128

BOBINAS Y FERRITAS

ResistividadLas ferritas poseen una elevada resistividad, lo que reduce al mínimo las pérdidas por corrientes parásitas. Por este motivo el material puede ser empleado en la fabricación de núcleos compactos, tanto para bobinas como para transformadores.

La resistividad se expresa en í2/cm y disminuye con la frecuencia.Las ferritas de níquel-cinc poseen una resistividad mucho mayor que las de manganeso-cinc,

razón por la cual se utilizan para frecuencias más elevadas.En la tabla 6.2 se indican los datos de resistividad de los Ferroxcube 3 y 4 para frecuencias de

1 kHz y 10 MHz.

; ■Tipo de ferrita Resistividad (W/cm)

á1 kHzi iif V. Ai - AV. A > A $ í i '#*¿$>1+,!.

a 10 MHz

Ferroxcube 3 100 10

Ferroxcube 4 5 x 106 0,2 x 106 Tabla 6.2 Resistividad del Ferroxcube.

Constante dieléctricaSe llama constante dieléctrica de un material aislante a la relación entre la capacidad de un condensador que emplea como dieléctrico el material considerado, y la capacidad del mismo condensador empleando como dieléctrico el vacío.

La constante dieléctrica de las ferritas disminuye al aumentar la frecuencia.En la tabla 6.3 se indican las constantes dieléctricas de los Ferroxcube 3 y 4 para frecuencias

de 1 kHz y 10 MHz.

Tipo de ferrita ’t tú-

a 10 MHz

Ferroxcube 3 150.000 50.000

Ferroxcube 4 400 15 Tabla 6.3 Constante dieléctrica del Ferroxcube.

Permeabilidad inicialComo en todo material ferromagnético el valor de la permeabilidad normal (|i) de las ferritas se aparta del valor de la permeabilidad inicial (g0) a medida que aumenta la intensidad del campo magnético (H) y, por lo tanto, la inducción magnética.

La permeabilidad de un material ferromagnético viene dada por la expresión:

B

donde B es la inducción magnética (en mT) y H es la intensidad de campo magnético a la que se somete el material (en A/m).

Así, en la figura 6.13 se muestran las curvas características de la inducción en función de la Intensidad de campo de una ferrita. Se observa que este parámetro también depende de la temperatura,

129


6.13 Curvas características de la inducción magnética en función de ta intensidad de campo magnético de una ferrita, para cuatro temperaturas distintas.

(mT)

de forma que a igualdad de intensidad de campo magnético el valor de la inducción magnética es menor cuanto mayor sea la temperatura.

De las curvas de la figura 6.13 se deduce también que la permeabilidad no tiene un valor constante, sino que disminuye al aumentar la intensidad de campo magnético H, es decir, al aumentar el valor de la intensidad de corriente eléctrica (/) y/o el número de espiras (A/) de la bobina, y/o al disminuir su longitud (/), puesto que:

acercándose el núcleo a la saturación, según la curva de histéresis.Recibe el nombre de permeabilidad inicial de un material ferromagnético aquel valor máximo de

permeabilidad p0 cuando la intensidad de campo magnético H tiende a cero.La permeabilidad p depende también de la frecuencia en régimen de elevada inducción mag

nética. La diferencia entre la permeabilidad normal y la inicial disminuye al disminuir la frecuencia. Asi, para el Ferroxcube 3 el valor p se aproxima al de p0 para frecuencias menores de 600 Hz.

En la tabla 6.4 se indican los valores de permeabilidades iniciales de los Ferroxcube.

Tabla 6.4 Permeabilidad inicial de los Ferroxcube.

Ferritas de manganeso-

cinc

Permeabilidad inicial p0 a 20 °C

Ferritas de níquel-cinc

Permeabilidad inicial p() a 20 °C

3A 1.400 ± 15 % 4A 600 ± 20 %

3B 900 ± 20 % 4B 250 ± 20 %

3B2 900 ± 20 % 4C 125 ± 20 %

3B3 900 ± 20 % 4D 50 ± 20 %

3B4 900 ± 20 % 4E 15 ± 2 0 %

3B5 1.200 ± 20 % 4F 7 ± 20 %

3C2 1.100 ± 20 %

3D2 750 ± 20 %

3E 2.500 ± 15 %

130

BOBINAS Y FERRITAS

~°c 0 " 11 + 6.14 Curva característicade variación de ia

— Punto permeabilidad inicial | ifl en20 °C de Curie función de ia temperatura.

Temperatura de CurieEl valor de la permeabilidad inicial depende considerablemente de la temperatura, ya que aumenta con la temperatura hasta alcanzar un valor máximo y disminuye después rápidamente a partir de éste, tal y como se aprecia en la figura 6.14.

Esta disminución de la permeabilidad se produce entre 150 y 190 °C para las ferritas de manganeso-cinc, y entre 120 y 550 °C para las ferritas de níquel-cinc.

Aquel valor de temperatura en el cual la ferrita adquiere el mismo valor de permeabilidad inicial que tenía a 20 °C, se conoce con el nombre de punto de Curie.

Por encima del punto de Curie el núcleo de ferrita queda perjudicado de forma permanente. Como consecuencia, nunca se debe hacer trabajar una bobina con núcleo de ferrita a una temperatura próxima al punto de Curie, cuyo valor es proporcionado por el fabricante.

En la tabla 6.5 se relacionan los puntos de Curie de los Ferroxcube.

Ferritas de manganeso-

cinc

................ ...........Punto de

Curie en °CFerritas de níquel-cinc

Punto de Curie en "C

Ferroxcube 3A 100 Ferroxcube 4A 125

Ferroxcube 3B 150 Ferroxcube 4B 250

Ferroxcube 3B2 150 Ferroxcube 4C 350

Ferroxcube 3B3 150 Ferroxcube 4D 400

Ferroxcube 3B4 150 Ferroxcube 4E 500

Ferroxcube 3B5 150 Ferroxcube 4F 600

Ferroxcube 3C2 150

Ferroxcube 3D2 210

Ferroxcube 3E 100 Tabla 6.5 Punto de Curie de las ferritas.

20 °CPunto de Curie

131


Coeficiente de temperaturaEl gráfico de la figura 6.14 muestra que a temperaturas normales la permeabilidad inicial posee un coeficiente de temperatura positivo, es decir, que la permeabilidad aumenta con el aumento de temperatura.

El coeficiente de temperatura en este caso es igual a:

o , = - % m0 a 7

donde AT representa el incremento de temperatura.En el caso de que el núcleo posea un entrehierro, la fórmula anterior no es válida, ya que el en-

trehierro reduce la permeabilidad del circuito a un cierto valor eficaz |_i’ , y el coeficiente de temperatura se reduce en la proporción:

= ^T Mo2 * r

La permeabilidad eficaz (¡i) representa la permeabilidad de un material hipotético que, si se utilizara en el circuito magnético (sin entrehierro), daría la misma reluctancia que la del circuito real con entrehierro.

Esta permeabilidad eficaz no debe confundirse con la relación LJLn entre las inductancias del devanado con y sin núcleo ferromagnético, pues en este caso la distribución del núcleo sería considerablemente distinta.

En la tabla 6.6 se indica los coeficientes de temperatura ccT de los ferroxcube de Phiups . Estos coeficientes de temperatura son los obtenidos a temperaturas normales comprendidas entre 20 y 50 °C.

Frecuencia de trabajoCada ferrita está especialmente fabricada para trabajar a una frecuencia dada.

La frecuencia de trabajo es pues la más idónea para la ferrita en cuestión, y se ha indicado en páginas anteriores al describir cada una de ellas.

Tabla 6.6 Coeficientes de temperatura de los Ferroxcube.

Ferritas de manganeso

-cinc

Ferritas de níquel-cinc

Factor de temperatura

aT

3A 4,5 x 10-6 4A 6 x 10"®

3B 3 x 10"6 4B 8 x 10"6

3B2 2 x 10® 4C 12 x 10"®

3B3 2 x 10~® 4D 15 x 10"6

3B4 4 x 10"® 4E 15 x 10"®

3B5 4 x 10"6 4F 35 x 10"6

3C2 4,5 x 10-®

3D2 4,5 x 10‘ 6

3E 4 x 10"®

132

BOBINAS Y FERRITAS

Inducción magnéticaEl valor de la inducción magnética viene dado por los fabricantes mediante curvas características como la de la figura 6.13, o bien mediante tablas características referidas a una intensidad de campo magnético determinado.

BOBINAS IMPRESAS

En la figura 6.15 puede verse parte de un circuito impreso sobre el que se ha grabado una bobina. Ésta es una forma de diseño de bobinas muy utilizada en algunos aparatos electrónicos.

6.15 Bobina grabada sobre circuito impreso.

En el diseño de estas bobinas debe tenerse en cuenta la longitud de la pista de cobre, sección de la misma y distancia entre espiras. De acuerdo con estas magnitudes, así será la inductancia de la bobina obtenida.

Resulta un sistema muy adecuado para aprovechar espacios vacíos de un circuito Impreso, ya que sobre ellos pueden disponerse componentes de cierto volumen y reducir así el tamaño del circuito.

133

Transformadores y autotransformadores

INTRODUCCIÓN

El transformador está basado en el principio de que la energía eléctrica se puede transportar eficazmente por inducción magnética desde una bobina hasta otra (u otras) por medio de un flujo magnético variable, siempre que las bobinas estén situadas en el mismo circuito magnético.

Aunque en electricidad existen transformadores monofásicos, trifásicos y exafásicos, en radio y televisión sólo se utilizan los transformadores monofásicos, ya que únicamente se trabaja con señales alternas monofásicas, por lo que en este capítulo estudiaremos exclusivamente esta clase de transformadores.

PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO

Supóngase un circuito magnético formado por planchas de material ferromagnético (o de ferrita), sobre el que se arrolla una bobina a la que se aplica una tensión alterna senoidal (figura 7.1).

o

Io-

7.1 Fenómenos que se producen en un circuito magnético con una bobina arrollada sobre él y sometida a una tensión alterna senoidal.

En esta circunstancia, siempre que no se llegue a la saturación del núcleo magnético, es decir, siempre que la permeabilidad magnética p se mantenga constante, la corriente que circula por la bobina y el flujo magnético creado por esta corriente serán senoidales.

Por autoinducción, en cada una de las espiras se crea una fuerza electromotriz:

Ad>

Si llamamos np al número total de espiras de la bobina, entre los extremos de éstas se engendra una fuerza electromotriz de autoinducción igual a:

AO

135


Si se considera nula la resistencia óhmica de la bobina (caso teórico que no se da en la práctica pero que sirve para obtener las conclusiones que siguen), para compensar esta f.e.m. de autoinducción es necesaria una tensión entre terminales de:

A®

Es decir, que:

^ + ep = 0

Si al núcleo anterior se arrolla una segunda bobina, se habrá constituido un transformador monofásico (figura 7.2).

7.2 Fenómenos que se producen en un circuito magnético con dos bobinas arrolladas sobre él y sometida una de ellas a una tensión alterna senoidal (transformador monofásico en vacío).

o-1

o

?o-

La primera bobina (a la que se le aplica la tensión vp) recibe el nombre de primario, y la segunda bobina (en la que se obtiene la tensión vs) se denomina secundario.

Efectivamente, si se aplica una tensión vp al primario circulará una corriente /p por el devanado primario, de np espiras, la cual genera un flujo magnético ® en el núcleo.

Dicho flujo magnético aumenta y disminuye de valor, cambiando de sentido al ritmo de la corriente alterna, por lo que engendra en el devanado ns una f.e.m. es de valor:

A®“ " n* ~aT

En el caso de la figura 7.2 el secundario está abierto, es decir, el transformador funciona en vacío, por lo que la corriente en el secundario es nula y se tiene que:

es =

Se llama relación de transformación a la igualdad:

Vn vacíof — ___________________

‘ Vs vacío

(Recuérdese que es norma que las letras mayúsculas representen valores eficaces de las tensiones y corrientes alternas, y las letras minúsculas valores instantáneos.)

Como puede deducirse fácilmente, la relación de transformación también se expresa por:

136

TRANSFORMADORES Y AUTOTRANSFORMADORES

<t>

n p n s Ve~

7.3 Transformador monofásico en carga.

Si ahora se conecta al secundario una carga f íL (figura 7.3), por el primario circulará una corriente ip, que no tiene por que ser la misma que en el caso anterior.

Si se aplica la misma tensión primaria (t/p) que en el caso anterior, en el secundario aparece una tensión (vg) sensiblemente igual a la tensión secundaria en vacío; o sea, que tendremos:

r , = r,Vi vacío VrVs vacío Vs

Prescindiendo de las pérdidas por dispersión de flujo (parte del flujo magnético engendrado en el primario, que no pasa por el núcleo del secundario) y de las pérdidas debidas a las resistencias y a las reactancias en los arrollamientos, la energía suministrada al primario será igual a la energía suministrada por el secundario, es decir, que:

De esta última igualdad se deduce que:

V I = V I5 S

■̂s _' J p n &

Estas relaciones son las correspondientes a un transformador ideal, y son importantísimas para el diseño de cualquier transformador. De ellas se deduce que:

• La corriente en el secundario es tanto mayor cuanto menor sea el número de espiras de este devanado.

• La tensión en el secundario es tanto mayor cuanto mayor sea el número de espiras del secundario.

Así, en un transformador ideal, formado por un devanado primario de 200 espiras y un secundario de 50 espiras, la relación de transformación será:

np 200 espiras _ 41 ns 50 espiras 1

Si al primario de este transformador se le aplica una tensión de 220 V, la tensión en el secundario será:

V 220 Vya = -le- = = 55 vs rt 4

Si al secundario se le conecta una carga de 10 kO, la corriente que circula por éste será:

Vs 55 V ^L = ~ = 5,5 mAs Rl ^0kü.

137


Mientras que por el primario circula una corriente de:

. I s 5,5 mAL = — = = 1,375 mAp r, 4

En el ejemplo expuesto se confirma que la tensión en el secundario es menor que en el primario y la corriente en el secundarlo mayor que la del primario.

El ejemplo desarrollado se refiere a un transformador reductor de tensión, en el cual el número de espiras del secundario es más pequeño que el del primario.

Se fabrican también transformadores en los cuales el número de espiras del secundario es mayor que el del primario; se trata de un transformador elevador de tensión, en el cual, y aplicando la misma relación expuesta, la corriente en el secundario es ahora menor que la del primario.

En electrónica se utilizan tanto transformadores elevadores como reductores de tensión.Los transformadores reductores de tensión se utilizan, por ejemplo, en la mayoría de las fuen

tes de alimentación, en las cuales debe reducirse la tensión de 125 o 220 V de la red a otra de valor más bajo, adecuada para la alimentación de los circuitos transistorizados o con integrados.

Como ejemplo de transformador elevador de tensión se puede citar el de salida de líneas de los receptores de televisión, en el cual se obtiene una MAT de varios miles de voltios.

En resumen, para que un transformador reduzca la tensión es preciso que el secundario tenga menos espiras que el primario, mientras que si lo que se desea es un aumento de tensión el secundario debe tener mayor número de espiras que el primario.

FUERZA ELECTROMOTRIZ INDUCIDA

En una bobina atravesada por un flujo magnético variable el valor eficaz de la fuerza electromotriz inducida es:

donde E es la f.e.m. inducida (en voltios), f la frecuencia de las variaciones de flujo magnético (en hercios), n el número de espiras de la bobina y <t>má¡< el valor máximo del flujo magnético (en webers).

Veamos un ejemplo: supongamos un transformador cuyo secundario posee 100 espiras y cuyo flujo máximo en una sección recta del núcleo es de 3 mWb. Si la variación del flujo se produce con una frecuencia de 50 Hz (caso de la c.a. de la red), la fuerza electromotriz inducida en el secundario valdrá:

Es — 2tt /ns«&máx —V 2

= —¡=- x 2 x 3,14 x 50 Hz x 100 espiras x 3 x 10"3 Wb = 66,64 V { 2

Suponiendo despreciables las pérdidas de flujo por dispersión, el flujo magnético en las dos bobinas, primaria y secundaria, será el mismo, luego se puede admitir que la f.e.m. en cada una de ellas es proporcional al número de espiras de la bobina, es decir:

Efectivamente, los parámetros f y <t>máx son idénticos en el primario y en el secundario, variando sólo el número de espiras.

138


Si el primario posee 330 espiras, la fuerza electromotriz en el primario será:

Ep = 27cfríp<í>m¿x —

{ ix 2 x 3,14 x 50 Hz x 330 espiras x 3 x 10~3 Wb = 220 V

Valor éste que también se obtiene a partir de la relación de transformación:

'p - *-s330 espiras 100 espiras

FORMA CONSTRUCTIVA DE LOS TRANSFORMADORES

En su diseño más simple un transformador está constituido por un devanado primario y un devanado secundario, cada uno de los cuales con n espiras, pudiéndose obtener un transformador reductor o un transformador elevador de tensión.

En electrónica, sin embargo, es muy usual que los transformadores estén dotados de dos o más devanados secundarios, independientes o no entre sí, de forma que puedan obtenerse dos o más tensiones secundarias. En la figura 7.4 se muestran los símbolos de varios transformadores, seleccionados entre los muchos que pueden darse, dotados con más de dos devanados.

1/2 n.

1/2 n.

b)

1/2 m.

1/2 n.,

c)

a)

6,5/10 ns

-O A

-O B

2/10 n.

-o c

0,5/10 n.-O D

-O Ed)

1/2 n„

1/2 n.

1/2 n .

1/2 n.t

b)

7.4 Representación de los símbolos de transformadores monofásicos con dos o más devanados secundarios.

139


El símbolo de la figura 7.4a corresponde al de un transformador con dos devanados secundarlos ns1 y ns2 independientes, los cuales pueden tener o no el mismo número de espiras y ser reductores o elevadores de tensión.

La figura 7.4£> corresponde al símbolo de un transformador cuyo secundario ns posee una toma central, con lo cual se obtienen dos tensiones ¡guales y opuestas en fase entre cada terminal extremo y la toma media del secundario, y/o una tensión total entre terminales extremos igual al doble de las tensiones Individuales. Al igual que el de la figura 7.4a, puede ser reductor o elevador de tensión.

El símbolo de la figura 7.4c corresponde al de un transformador con dos devanados secundarios independientes (nsl y ns2), uno de los cuales posee una toma central como el de la figura 7.46.

El transformador de la figura 7.4d posee un único devanado secundario pero con tomas Intermedias en diferentes puntos de su arrollamiento. Con este transformador se obtiene un sinnúmero de tensiones, según los terminales utilizados. Así, suponiendo que entre los terminales extremos del secundarlo (puntos A y £ de la figura 7Ad) se tengan 10 V, las tensiones que pueden obtenerse de este transformador serán:

0,5 V entre D y £1 V entre C y D

1,5 V entre C y £2 V entre B y C3 V entre B y D

En total, 10 tensiones distintas.Finalmente, en la figura 7.4e se muestra el símbolo de un transformador como el de la figu

ra 7.4c pero en el cual se ha hecho una toma Intermedia en el devanado primario, de forma que entre ésta y cada uno de los terminales extremos se pueda aplicar una tensión de red de 110 V, yentre terminales extremos de 220 V. Este tipo de transformador es muy utilizado en aparatos de radio y televisión preparados para trabajar Indistintamente a 125 o 220 V.

Los devanados de los transformadores se realizan con hilo de cobre esmaltado de sección adecuada a la intensidad de corriente que ha de circular por ellos, es decir, su sección será tanto mayor cuanto mayor sea la intensidad de corriente que por él circule.

Los conductores se arrollan sobre un carrete de material aislante (plástico, cartón baquelizado o similar) como el que se muestra en la figura 7.5.

3.5 V entre 6 y £6.5 V entre A y B8.5 V entre A y C9.5 V entre A y D 10 V entre A y £

Estos carretes disponen de unos orificios en sus extremos, por donde salen al exterior los conductores de los devanados para su posterior conexión al circuito en que se aplican.

Los devanados se disponen en el carrete de diferentes formas, tal y como se Indica en la figura 7.6, es decir, uno encima del otro, superpuestos o en columnas distintas. La disposición en una u otra forma constructiva depende únicamente de las dimensiones finales del transformador y del tipo de núcleo utilizado.

140


Primario

Secundario

3)

•X>>■ x

Secundario•

Primario

b)

Primario Secundario

c)

7.6 Disposición de los devanados sobre el carrete: a) uno encima del otro: b) superpuestos: c) en columnas diferentes.

Entre capa y capa se dispone, cuando las tensiones son elevadas, papel impregnado o cinta de material plástico aislante que evite cortocircuitos entre capas.

Una vez realizados los arrollamientos, se introduce en su interior un núcleo de planchas de material ferromagnético (transformadores para baja frecuencia) o un núcleo de ferrita (transformadores de alta frecuencia).

AutotransformadoresEl autotransformador es una variante especial de los transformadores. La única diferencia que distingue a un autotransformador de un transformador está en la forma constructiva de los devanados.

En los transformadores, el devanado primario está aislado eléctricamente de los devanados secundarios, siendo el único contacto entre ellos el flujo magnético a través del núcleo común.

Los autotransformadores poseen un devanado único, del cual se derivan las conexiones del primario y del secundario, tal y como se aprecia en la figura 7.7.

<i>

7.7 Constitución de un autotransformador.

141


Los autotransformadores se utilizan sólo cuando la potencia con la que se trabaja es pequeña, porque las tensiones elevadas en una u otra parte del devanado podrían dar lugar a cortocircuitos.

Al igual que el transformador, el autotransformador puede ser elevador o reductor de tensión.Un transformador como el de la figura 7.7, dotado de tres terminales de conexión, trabaja como

reductor de tensión cuando la tensión primaria se aplica entre los terminales A y C, y la tensión secundaria se obtiene entre los terminales B y C. El terminal C es pues común a ambos circuitos (primario y secundario), así como la parte del arrollamiento existente entre B y C.

Como consecuencia de lo expuesto, por la parte del arrollamiento existente entre los puntos B y C circula tanto la corriente primaria como la secundaria.

Se puede afirmar que el autotransformador reductor de tensión es un divisor de tensión inductivo, en el cual la tensión primaria se reparte por igual entre el total de espiras del devanado, y en el que la tensión secundaria tendrá un valor proporcional al número de espiras existente entre cada terminal extremo y la toma central.

Así, si el autotransformador de la figura 7.7 posee un devanado con un total de 300 espiras, efectuándose una toma intermedia en la espira número 100 (correspondiente al terminal B de la figura), al aplicar una tensión alterna de, por ejemplo, 15 V entre los terminales A y C, esta tensiór se reparte por igual entre las espiras, es decir, que entre espira y espira habrá una tensión de:

15 V0,05 V por espira

300 espiras

Teniendo en cuenta que se ha efectuado una toma en la espira 100, la tensión entre los terminales B y C será de:

100 espiras x 0,05 V/espira = 5 V

y entre los terminales A y B de:


De todo ello se deduce que en todo autotransformador reductor de tensión, con una sola bobina y una toma intermedia, encontramos una tensión total entre terminales extremos igual a la tensión primaria, y dos tensiones parciales entre la toma intermedia y cada uno de los terminales extremos cuya suma es igual a la tensión total del primario.

Se observa asimismo que por cada terminal del autotransformador circula una corriente cuyo valor es inversamente proporcional al número de espiras; es decir, que por el terminal común C de la figura 7.7 circula una intensidad de corriente igual a la diferencia de las corrientes parciales I p e I s.

Un autotransformador puede utilizarse también como elevador de tensión. En este caso la tensión primaria se aplica entre los terminales B y C de la figura 7.7, obteniéndose la tensión secundaria entre los terminales extremos C y A.

Efectivamente, supongamos que al autotransformador del ejemplo anterior se le aplica una tensión primaria entre los terminales B y C de 5 V. Como entre B y C hay un total de 100 espiras, la tensión de 5 V se reparte por igual entre ellas, es decir:

5 V= 0,05 V por espira

100 espiras

Al ser el número total de espiras de 300, entre los terminales A y C se obtiene una tensión de:


En resumen, todas las fórmulas referentes a las relaciones de transformación expuestas para el caso de los transformadores son válidas para los autotransformadores, teniendo sólo en cuenta que el número de espiras del secundario corresponde a las existentes entre la toma intermedia y el

142


terminal extremo del que se obtenga la tensión secundaria (en el caso de autotransformadores reductores de tensión), o al total de espiras si se trata de autotransformadores elevadores de tensión. Es decir, en los autotransformadores se cumplen también las igualdades:

En la figura 7.8 se han dibujado los símbolos utilizados para la representación de autotransformadores, tanto elevadores como reductores de tensión.

a) b)

7.8 Símbolos de autotransformadores reductores de tensión (a) y elevadores de tensión (b).

En definitiva, salvo la particularidad mencionada, todo lo que se expone en este capítulo referido a los transformadores es igualmente válido para los autotransformadores, por lo que no creemos necesario ampliar el tema.

NÚCLEOS PARA TRANSFORMADORES

En la actualidad, se utilizan núcleos de chapa magnética para los transformadores que han de trabajar con señales de baja frecuencia, y núcleos de ferrita para los transformadores que han de trabajar con señales de alta frecuencia; aunque dadas las grandes ventajas de estas ferritas, también son utllizables en los transformadores de baja frecuencia de audjo.

El lector interesado en la utilización de las ferritas como núcleos de transformadores de radiofrecuencia puede consultar el capítulo anterior, dedicado a las bobinas; en las líneas que siguen, nos limitamos a exponer las características técnicas de las chapas de material ferromagnétlco.

Los núcleos de transformadores, tanto de chapa como de ferrita, se diseñan en diferentes formas (figura 7.9).

7.9 Diferentes formas constructivas de núcleos para transformadores de chapa magnética o de ferrita: a) de tres columnas: b) toroidal:

c) c) de dos columnas.a)

143


En el caso de núcleos de ferrita, al ser éstos macizos, los núcleos están formados por dos piezas separadas (figura 7.9a y c) para permitir la introducción en su interior del o de los carretes.

Los núcleos toroidales están formados por una sola pieza, lo cual dificulta el devanado, el cual deberá hacerse manualmente o con máquinas de bobinar especiales.

En el caso de núcleos de chapa magnética, éstas se disponen alternadas, de forma que el conjunto quede sólidamente unido formando un bloque compacto. En las cuatro esquinas de las chapas se realizan unos orificios por los que se hace pasar unos espárragos roscados, y en los que se disponen unas tuercas que, fuertemente apretadas, permiten una unión firme y sólida de todas las chapas (figura 7.10).

7.10 Disposición de las chapas del núcleo de un transformador de baja frecuencia.

La chapa que se emplea en los núcleos de los transformadores es una plancha especial de acero al silicio, el cual presenta ciertas ventajas sobre otros materiales férreos, tales como una menor pérdida de energía, lo cual representa, aparte de un menor consumo, menos producción de calor en el transformador. El silicio hace que la chapa se vuelva quebradiza, tanto más cuanto más silicio contenga la aleación.

Por otra parte, el contenido de silicio de una chapa magnética es inversamente proporcional a sus pérdidas por kilo. Así, una chapa cuyo contenido de silicio es del 1 %, presenta 3,6 W de pérdidas por kilo, mientras que si el contenido de silicio es del 2,2 % las pérdidas pasan a ser de 2,4 W por kilo.

La elección del contenido de silicio de la chapa magnética es pues un compromiso entre las pérdidas eléctricas y las propiedades mecánicas del material, ya que si el contenido de silicio es elevado se hace difícil el mecanizado y manipulación de la chapa.

Sobre la superficie de la chapa magnética se forma una pequeña capa natural de calamina, que es suficiente para actuar como aislante de las pequeñas corrientes parásitas de Foucault que se produzcan.

Es importante que las chapas que se empleen en la fabricación de transformadores tengan el corte limpio y sin rebabas, ya que de lo contrario podrían producirse cortocircuitos francos entre chapas y aumentar con ello las pérdidas por corrientes parásitas. Sobre todo es muy importante no proceder a un limado de las chapas una vez montado el paquete, pues aumentarían los cortocircuitos entre ellas.

Otro punto importante es que todas las chapas tengan el mismo grosor, sobre todo en el caso, bastante frecuente, de que estén compuestas de dos partes.

No vamos a entrar en el cálculo de transformadores, ya que ello es toda una especialidad cuyo desarrollo técnico exigiría una obra completa, pero sí queremos poner en conocimiento del lector que cada transformador exige un cierto número de centímetros cuadrados de sección de núcleo, en

144


función del flujo magnético que por él ha de pasar, pues si la sección no es suficiente se produciría saturación del núcleo y, como consecuencia, un mal paso de la energía del primario al secundario. Por esta causa, y una vez conocida la sección del núcleo, se elige el carrete adecuado a dicha sección y se van introduciendo en él chapas hasta llenar por completo el interior del carrete.

Las chapas han de quedar muy apretadas entre sí, ya que de lo contrario vibran y hacen ruidos desagradables. Para evitar las vibraciones es muy útil que la primera y última chapas tengan 1 o 2 mm de espesor, y apretar el conjunto fuertemente con espárragos y tuercas.

Aunque actualmente lo más usual es que el transformador venga montado por una firma especializada en estos trabajos, creemos interesante dar a conocer las dimensiones más usuales de algunas chapas de hierro-silicio, las cuales se indican en las tablas 7.1 y 7,2.

Como se puede ver en las figuras 7.11 y 7.12, la dimensión C del núcleo central suele ser el doble que la de las columnas laterales. Ello se hace así porque el flujo magnético presente en cada una de las ramas laterales es la mitad del presente en la rama central (figura 7.14).

Figura........ .

..........Dímer sienes r

c■

r mmD

7.11 31 29 9 6,5 1942 34 14 7 2048 40 16 8 2454,8 42,5 13 8 4057 47 19 9,5 2862 49 16 8,5 5568 56 22 14,5 3572 60 24 12 3686 72 28 14 4396 80 32 16 48

113 94 37 20 58,5124 103 40 21 61154 128 51 26 76

7.12 43 35 14,5 7 21,548 40 16 8 2157 47 19 9 2872 64 24 12 3684 70 28 14 4296 80 32 16 48

Tabla 7.1 Dimensiones de las chapas para núcleos de tres columnas.

7.12 Dimensiones de las chapas para núcleos de tres columnas y corte en forma El (véase la tabla 7.1).

Tabla 7.2 Dimensiones de las chapas para núcleos de dos columnas.

A

7.11 Dimensiones de las Chapas para núcleos de tres columnas y corte en forma de doble F (véase la tabla 7.1).

A

C

7.13 Dimensiones de las chapas para núcleos de dos columnas y corte en forma i l l (véase la tabla 7.2).

____

145


7.14 El flujo magnético presente en la columna central es el doble que el de las columnas laterales.

A! elegir una chapa magnética se deben tener en cuenta sus pérdidas. Como dato de interés d iremos que, para una inducción magnética de 1 T por cm2, la pérdida por kilo en la chapa de hierro-silicio es de 2,2 W con una frecuencia de 50 Hz, mientras que en una chapa de hierro dulce con las mismas condiciones es de 3 W, es decir, un 27 % superior (figura 7.15).

7.15 Curvas características de las pérdidas en función de la inducción, para una frecuencia de 50 Hz, de las chapas de hierro dulce ( I) y de hierro-silicio ( I I ) .

En la figura 7.15 se observa que a medida que aumenta la inducción en el hierro aumentan las pérdidas por kilo de chapa; es decir, que en una chapa de silicio y para una inducción de 0,5 T la pérdida es sólo de 0,66 W/kg aproximadamente, aumentando a 3 W/kg cuando la inducción es de unos1,5 T (las pérdidas se multiplican casi por cinco mientras que la inducción sólo se ha triplicado).

Pero las pérdidas no sólo aumentan con el aumento de inducción, también lo hacen, y esto es muy importante en electrónica, con la frecuencia.

Efectivamente, en la figura 7.16 se han dibujado las curvas características de las pérdidas en función de la inducción para varias frecuencias de trabajo de las chapas de hierro-silicio utilizadas en los transformadores.

Así, por ejemplo, trabajando a 50 Hz y con 1 T de inducción, las pérdidas son de, aproximadamente, 1,5 W/kg, mientras que con la misma inducción y trabajando a 2 kHz las pérdidas alcanzan casi los 300 W/kg, lo cual supone un bajo rendimiento del transformador. Por esta razón, a partir de unos 300 Hz es preferible la utilización de ferritas.

Otro dato a tener en cuenta es la curva de magnetización de la chapa, ya que a partir de un cierto valor de la intensidad de campo el núcleo se satura y apenas si aumenta la inducción.

En la figura 7.17 puede verse la curva característica de magnetización de una aleación de hierro-silicio, con 4 a 5 % de silicio (chapa de transformador), y en la que se observa cómo a partir de 800 A/m el núcleo comienza a saturarse.

146


7.16 Curvas de pérdidas totales, en función de la inducción y de la frecuencia, de las chapas de hierro-silicio.

B (T)

7.17 Curva de magnetización de la aleación hierro-silicio, con 4 a 5 % de silicio (chapa de transformador).

Efectivamente, con 0,8 kA/rn de intensidad de campo la inducción es de 1,3 T aproximadamente, mientras que con 16 kA/m (20 veces mayor), la inducción sólo sube 0,4 T (alcanza los 1,8 T).

Una mejora en la fabricación de chapas para transformadores son las denominadas aleaciones hierro-silicio de grano orientado, consistentes en un laminado en frió en lugar de la laminación en caliente.

Al igual que en la mayoría de materiales magnéticos, los cristales estructurales de estas aleaciones se magnetizan más rápidamente según unos ejes cristalográficos, por lo que la laminación en frío y el proceso térmico subsiguiente se efectúan de forma que la dirección de más fácil magnetización de los cristales coincida en lo posible con la dirección de la laminación.

Los materiales ferromagnéticos de grano orientado tienen mayor permeabilidad y menores pérdidas por histéresis. No obstante, hay que tener en cuenta que el aumento de permeabilidad solamente es efectivo cuando la chapa se magnetiza en la dirección en que está laminada, mientras que en las demás direcciones la permeabilidad queda disminuida, como se comprueba en la figura 7.18.

2.0

1.8

16

14

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

0-320 -160

H (kA/m)1.6 3.2 4.6 6.4 8.0 9.6 11.2 12.8 14.4 16.0

320 480 640 800 960 1.120 1.280 1.440 1.600H (A/m)

o

147


7.18 Curvas de permeabilidad en función de la inducción de una chapa de hierro-silicio de grano orientado. Líneas continuas: chapa de hierro-silicio con 3 % de silicio y grano orientado. Líneas a trazos: chapa de hierro-silicio con 3,5 % de silicio y laminada en caliente.

0 0,1 0,2 0,3 0.4 0,5 0,6 0.7 0,8 0,9 1,0 1,1 1.2 1,3 1.4 1,5 1.6 1,7BU)

En dicha figura se observa cómo las permeabilidades longitudinal y transversal de una chapa de hierro-silicio al 3 % y de grano orientado, comparadas con las permeabilidades de una chapa de las mismas características pero laminada en caliente, a igualdad de inducción magnética, toma valores mayores en sentido longitudinal, mientras que en sentido transversal es algo menor.

Las chapas de hierro-silicio de grano orientado se utilizan en la fabricación de núcleos de transformadores para aplicaciones en electrónica y telecomunicación, ya que en RF las pérdidas son menores que las de hierro-silicio laminadas en caliente.

Otras aleaciones utilizadas como chapas para núcleos de transformadores son las de hierro-níquel, con un contenido de níquel de hasta el 79 %.

Son muchos los porcentajes de níquel que pueden utilizarse en la fabricación de estas chapas, variando con ello las características magnéticas de las mismas. Su estudio sería excesivo para incluirlo aquí, por lo que nos limitamos a exponer, de forma resumida, las de mayor interés para el técnico electrónico.

El Permalloy es el nombre comercial con el que se conoce a las aleaciones de hierro-níquel. Según el contenido de níquel podemos diferenciar los Permalloy A, B y C.

El Permalloy A contiene un 21,5 % de níquel, el B contiene un 50 % de níquel, y el C un 78,5 % de níquel, un 3 % de molibdeno y un 0,5 % de manganeso.

El Supermalloy o Permalloy al cromo está constituido por un 16,5 % de hierro, 78,1 % de níquel y 2,9 % de cromo, o bien por un 15 % de hierro, 79 % de níquel, 5 % de molibdeno y menos de 1 % de manganeso.

En la tabla 7.3 se dan las características técnicas de cada una de las citadas aleaciones.Otra aleación de hierro-níquel que merece citarse es el Isoperm , cuya permeabilidad es cons

tante. Esta aleación está constituida por un 50 % de hierro, 35 % de níquel y 15 % de cobre.

. . . .Denominación

comercialPermeabilidad

Inicial HoPermeabilidad

máxima¡ | $

Inducción de saturación

m

Fuerza Resistividad eléctrica

(Q, mm2/rn) ........ ........................

Permalloy A 12.000 95.000 1,05 3,00 0,21

Permalloy 8 2.800 75.000 1,6 3,84 0,46

Permalloy C 20.000 120.000 0,8 2,40 0,60

Permalloy al cromo 1.600 50.000 0,8 3,00 0,26

Supermalloy >150.000 >1.250.000 0,8 2,40 0,65

Tabla 7.3 Características técnicas de las aleaciones hierro-níquel.

148


Su permeabilidad es aproximadamente constante e igual a 100, para valores de intensidad de campo magnético de hasta 8 kA/m. Este material se emplea en la fabricación de los núcleos de las bobinas y transformadores de alta frecuencia.

El Megaperm 4510 (45 % de hierro, 45 % de níquel, 10 % de molibdeno) es una aleación con elevada resistividad eléctrica (0,97 Q mm2/m) que lo hace idóneo para el trabajo en altas frecuencias, ya que cuanto mayor sea la resistividad eléctrica menores serán las pérdidas por corrientes de Foucault.

HILO DE COBRE

El hilo de cobre es otro de los elementos importantes en la fabricación de transformadores. En este caso no podemos hablar de distintas calidades, pues se sobreentiende que el cobre para hilos de conducción eléctrica es prácticamente puro, es decir, cobre electrolítico.

El cobre es un excelente conductor de la corriente eléctrica, pero si contiene impurezas, aunque sea en pequeñas cantidades, su resistividad se altera, lo cual, por lo general, casi siempre influye en el sentido de aumentar su resistencia.

En la tabla 7.4 se relacionan los hilos de cobre más utilizados para ia fabricación de pequeñostransformadores, con indicación de sus características principales.

Diámetro de hilo desnudo

(mm)'

Diámetro de hilo : esmaltado

(mm)

Sección del cobreM ;

Resistencia por 1.000 m a 20 °C

(O);í •

Espiras por cms de ventana del núcleo

0,10 0,150 0,008 2.270 5.500

0.12 0,140 0,011 1.580 4.000

0,15 0,170 0,018 1.000 2.800

0,18 0,200 0,025 700 2.070

0,20 0,220 0,031 565 1.720

0,25 0,275 0,049 360 1.140

0,30 0,325 0,071 250 810

0,35 0,380 0,096 185 590

0,40 0,430 0.126 142 470

0,50 0,535 0,196 91 305

0,60 0,640 0,283 63 215

0,70 0,740 0,385 46 160

0,80 0,840 0,503 35 125

0.90 0,950 0,636 28 100

1,00 1,050 0,785 28 82

1,10 1,160 0,950 19 68

1,20 1,260 1,131 16 58

1,30 1,360 1,327 13,5 50

1,40 1,460 1,539 11,6 44

1,50 1,560 1,767 10,1 39

1,60 1,660 2,011 8,88 33

1,80 1,870 2,515 7,03 26

2,00 2,070 3,141 5,68 20

Tabla 7.4 Hilos de cobre utilizados en la fabricación de transformadores.

149


En lo que respecta a los hilos esmaltados, cabe decir que el diámetro de éstos es aproximado, ya que puede variar de uno a otro fabricante.

El número de espiras por cm2 (indicado en la quinta columna de la tabla 7.4) es muy útil para saber de antemano si un determinado devanado puede ser alojado en la ventana del núcleo.

Un detalle importante, a la hora de elegir un hilo para ser bobinado en un carrete de transformador, es el recocido del mismo. Efectivamente, para que un hilo se adapte bien al carrete es necesario que sea blando, pues de lo contrario no se somete fácilmente a la forma del carrete. Para ello es preciso que el hilo de cobre sea sometido a un recocido antes de esmaltarlo, pues de lo contrario sería bastante rígido y su manipulación resultaría dificultosa.

AISLAMIENTOS

Los aislantes eléctricos que se utilizan normalmente en la fabricación de pequeños transformadores no son muchos, pero constituyen uno de los elementos a los que se debe prestar más atención. Basta con decir que el 95 % de las averías que se producen en los transformadores son debidas a fallos de aislamiento, aparte de las averías debidas a sobrecargas, las cuales modifican las características del aislamiento que, al no poder soportar el aumento de temperatura, provoca su perforación.

Un aislante falla cuando, por las razones que sean, la diferencia de tensión existente entre los dos elementos que el aislante separa logra perforarlo, poniendo en contacto directo ambos elementos.

Esta perforación del aislante puede ser debida a diferentes causas, entre las que destacamos las siguientes:

• Presencia de partículas metálicas en el interior del aislante, las cuales pueden vibrar bajo el efecto del campo magnético alterno y perforar con ello el aislante en el que se alojan.

• Presencia de elevadas tensiones que ionizan posibles burbujas de aire ocluidas en la masa aislante.

• Presencia de humedad en el aislante, por ser higroscópico y tomar por ello agua del aire atmosférico.

• Temperatura excesiva. Se ha observado que todo aislante disminuye su resistividad al aumentar la temperatura, por lo que es necesario que el transformador no se caliente en exceso.

De todo lo expuesto se deduce que es totalmente imprescindible la utilización de buenos aislantes, con gran rigidez dieléctrica, que no absorban humedad y que sean insensibles a las tem peraturas normales de funcionamiento que se les designe. Además, han de poseer buenas propiedades mecánicas para que no se rompan o se agrieten al manipularlos.

El dato más importante a la hora de escoger un dieléctrico es su tensión de perforación, es decir, el valor de tensión bajo el cual un aislante de grueso determinado se perfora. En la tabla 7.5 se relacionan los materiales aislantes más utilizados en la fabricación de transformadores y su tensión de perforación.

Los materiales aislantes tales como papel, cartón, tela, etc., se impregnan por lo general de alguna sustancia aislante, como barniz, parafina, cera, etc.

Según el producto de impregnación el aislante queda más o menos rígido, especialmente si son sometidos a prensado, como ocurre en la mayoría de los casos. En este caso deberán tratarse con sumo cuidado, pues es fácil producir en ellos pequeñas grietas que disminuyen en buena parte sus propiedades aislantes.

Los materiales aislantes citados en la tabla 7.5 se utilizan para el aislamiento entre capas, pues el aislamiento entre espiras se lleva a cabo mediante el barniz aislante de que está dotado el hilo conductor, por ser la tensión existente entre espira y espira de pequeño valor.

El estudio de los materiales aislantes es toda una especialidad, tan amplia que por sí sola excedería sobradamente la extensión de este libro, sobre todo con la inclusión de los nuevos aislan-

150


Aislante

Papel vidrio 0,03 650

Papel vidrio 0,04 800

Papel aceitado 0,05 1.000

Tela aceitada 0,05 3.100

Cartón presphan 0,05 3.200



Mica 0,05 8.000

Mica pura 0,05 12.500

Tabla 7.5 Tensión de perforación de los aislantes utilizados en transformadores.

tes plásticos. Aconsejamos al lector Interesado en esta materia que solicite de los fabricantes de materiales aislantes catálogos de sus productos, con datos técnicos de sus cualidades eléctricas, químicas y mecánicas.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS TRANSFORMADORES

Al construir o adquirir un transformador han de tenerse en cuenta una serie de características técnicas, para que sean las adecuadas a las prestaciones que de ellos se esperan. Estas características técnicas son las siguientes:

• Potencia nominal.• Pérdidas de potencia.• Rendimiento.• Tensión primaria y secundaria.• Calentamiento.

Potencia nominalRecibe el nombre de potencia nominal aquella que puede obtenerse en el secundario sin sobrecalentamientos peligrosos y en servicio continuo.

En un transformador monofásico, la potencia nominal es igual al producto de la tensión en el secundario por la intensidad de corriente que circula por él. Se expresa en voltamperios (VA).

Así, por ejemplo, si en los terminales del secundario de un transformador se obtienen 12 V y la intensidad máxima de corriente que por él puede circular es de 5 A, y a una temperatura no superior a 50 °C, la potencia nominal de dicho transformador será:

Pn = VsI s = 1 2 V x 5 A = 60VA

Si un transformador no llega a su temperatura normal de régimen, significa que no trabaja a plena carga.

151


En el caso de transformadores con más de un secundario, la potencia nominal será igual a la suma aritmética de las potencias individuales de cada secundario;

Pn = PS1 + P s2 + P83 = V.1 ; S1 + K2 I& + Vs3Js3

No debe confundirse VA con W, ya que los primeros indican potencia aparente y los segundos potencia activa.

En los transformadores utilizados en electrónica se indica siempre la potencia aparente. Ello se hace así porque según la clase de carga que alimenta el transformador varía la potencia activa (es decir, los vatios que suministra).

Si la carga es inductiva o capacitiva puede haber muchos voltamperios y pocos vatios. En cambio, si la carga es resistiva, los vatios se aproximan más a los voltamperios, aunque nunca llegan a ser iguales ya que siempre queda la inductancia del propio transformador.

A la relación entre la potencia activa y la potencia aparente se le da el nombre de factor de potencia o coseno (p:

potencia activa Weos <p = ------------------------------= —

potencia aparente VA

Dicho coseno (p es siempre menor que 1, puesto que el valor absoluto de la potencia aparente siempre es superior al de la potencia activa.

De todo ello se deduce por qué los fabricantes de transformadores indican siempre en sus catálogos la potencia máxima que pueden suministrar en VA, es decir, la potencia aparente, ya que desconocen cuáles son las características técnicas del aparato que el transformador ha de alimentar.

Al elegir un transformador debe prestarse una muy especial atención a esta magnitud, rechazando valores de potencia nominal inferiores a la demandada por el aparato consumidor, pues en caso contrario el transformador corre serio peligro de destrucción. Ante la duda, es siempre preferible elegir un transformador capaz de suministrar una potencia nominal por encima de las necesidades del aparato consumidor.

Pérdidas de potenciaEn los transformadores, como en cualquier otro dispositivo eléctrico, se producen pérdidas de potencia.

Una parte de estas pérdidas se producen ya en vacío y se conservan inalterables en carga, por lo que se las conoce con el nombre de pérdidas en vacío-, otra parte de las pérdidas solamente aparecen cuando el transformador está en carga y dependen, esencialmente, de la carga, siendo aproximadamente proporcionales a ésta: se denominan pérdidas debidas a la carga.

Las pérdidas en vacío son las que se producen en el circuito magnético a causa de la histére- sis y de las corrientes de Foucault; por lo tanto son esencialmente pérdidas en el hierro. Aunque con el transformador en vacío también aparecen pérdidas por efecto Joule en el arrollamiento primario, debidas a la corriente en vacío I 0. Como esta corriente es muy pequeña, pueden despreciarse estas pérdidas y tener en cuenta sólo las pérdidas en el hierro.

Las pérdidas debidas a la carga se producen en los circuitos eléctricos del primario y secundario del transformador; se denominan también pérdidas en el cobre.

Se deben al efecto Joule, por efecto del paso de la corriente primaria y secundaria por los respectivos arrollamientos y valen:

Pc = I p2Rp + I s%

Donde I p e I s son las intensidades de corriente en primario y secundario respectivamente, y F¡p y Rs son las resistencias óhmicas propias de dichos devanados.

Estas pérdidas son por tanto proporcionales a la corriente de carga, ya que cuanto mayor sea dicha corriente mayor serán los valores de I p e I s.

152


Durante el funcionamiento en carga del transformador aparecen simultáneamente las pérdidas en vacío y las pérdidas debidas a la carga, de forma que las pérdidas totales valen:

P = P + P' p ' v T * 0

RendimientoEl rendimiento de un transformador, como el de cualquier dispositivo eléctrico, está definido por la Igualdad:

potencia cedidati = — ------------—

potencia absorbida

Si llamamos:

P = potencia útil o cedida en W PA = potencia absorbida en W P0 = potencia perdida en W

podemos expresar el rendimiento como sigue:

P Pa ~~p * ~ ~ p V p ~

Ahora bien, el transformador es un dispositivo eléctrico cuyo rendimiento es particularmente elevado, debido a la pequeña reluctancia de su circuito magnético, desprovisto de entrehierros, por lo que un pequeño consumo de energía es suficiente para crear una inducción elevada. El rendimiento de un transformador está pues cercano a la unidad, por lo que en aparatos de pequeño consumo, como es el caso de receptores de radio, televisión y alta fidelidad, apenas si influyen sobre el consumo total del aparato.

El rendimiento de todo transformador es máximo cuando se cumple la relación:

Pérdidas en el hierro = Pérdidas en el cobre

Esta Igualdad nunca se da en la práctica, ya que las pérdidas en el cobre siempre son varias veces superiores a las pérdidas en el hierro.

De todas formas, y debido al pequeño consumo de los aparatos electrónicos, el rendimiento de un transformador no merece ser tenido en cuenta, ya que, como se ha dicho, siempre suele ser alto incluso en los transformadores peor diseñados.

Tensión primaria y secundariaSabemos que tensión primaria es aquella que se aplica a los terminales del arrollamiento primario y tensión secundaria la que se obtiene en el arrollamiento secundario.

La tensión primaria es, por ejemplo, la que proporciona el enchufe de la red de alimentación (caso de transformadores de fuentes de alimentación) o la salida de una etapa amplificadora que se conecte al arrollamiento primario.

El arrollamiento primario debe estar previsto para esta tensión y frecuencia, a la vez que debe poder alimentar los voltamperios necesarios para el secundarlo o secundarios, más las pérdidas d isipadas por calor en los arrollamientos y por corrientes parásitas en el núcleo.

La tensión secundaria es la que debe obtenerse en los terminales del arrollamiento secundario cuando éste trabaja a plena carga y a la temperatura de régimen.

En los pequeños transformadores utilizados en electrónica, cuando trabajan con poca carga o sin ella, existe más tensión en los terminales del secundario o, lo que es lo mismo, al conectar la carga disminuye la tensión en los terminales de este arrollamiento. Esto es fácil de comprobar midiendo con un voltímetro la tensión en terminales del secundarlo estando éste sin la carga conectada, y

153


después efectuando la misma medida con la carga conectada. Se observará que al conectar la carga la tensión en terminales del secundarlo disminuye algo. Esta disminución de tensión es debida a las fugas magnéticas por una parte y a la resistencia que poseen los arrollamientos por otra.

Por tanto, al elegir un transformador, debe tenerse presente la tensión que se aplicará en su primario y la tensión que suministrará su secundario a plena carga, pues si sólo se tiene en cuenta la tensión secundaria en vacío es muy posible que la carga reciba una tensión insuficiente.

CalentamientoLa capacidad de carga de un transformador está limitada por la temperatura máxima admisible en el Interior de los arrollamientos.

Un valor excesivo de la temperatura de los arrollamientos provoca la carbonización lenta de los aislamientos que están en contacto con el cobre. Es por tanto el aislante utilizado en la fabricación del transformador el que condiciona su límite de temperatura.

Así, por ejemplo, el algodón se carboniza a unos 220 °C, y el papel aislante a unos 170 °C. Sin embargo, antes de alcanzar esas temperaturas, los papeles y cartones se vuelven quebradizos y, por consiguiente, su estructura física o mecánica se modifica.

Por otra parte, y dado que los transformadores son componentes estáticos, es decir, que no poseen piezas en movimiento, tienen mas dificultades en enfriarse.

De todo ello se deduce que el transformador ha de instalarse en una zona bien aireada, a menos que por su pequeña potencia no precise de refrigeración, como ocurre con los transformadores de Fl.

Dado que se producen pérdidas en el núcleo cuando éste se somete a la Influencia de un campo magnético alterno (los circuitos magnéticos excitados por corriente continua no presentan estas pérdidas), y pérdidas en el cobre debidas a la resistencia óhmica propia de los arrollamientos, estas pérdidas se transforman en calor que debe ser radiado, pues de lo contrario las bobinas aumentarían progresivamente de temperatura hasta producirse la destrucción del aislamiento y con ello el cortocircuito directo entre espiras.

Para la eliminación del calor generado en un transformador se recurre a la radiación, la conducción y la convección.

Por radiación, toda la superficie del transformador irradia calor, calentando a su vez los cuerpos que reciben dichas radiaciones directamente, sin intervención del aire.

Por conducción se aprovecha la diferencia de temperatura entre la superficie del transformador y el aire ambiente que lo rodea. Siempre que entran en contacto dos cuerpos, uno caliente y otro frío, hay un transporte de calor por conducción del cuerpo caliente hacia el frío, a expensas, como es lógico, del cuerpo caliente, que va cediendo su temperatura.

Por convección se aprovecha el fenómeno del calentamiento del aire que rodea al transformador, el cual al aumentar de volumen pesa menos que el aire frío; esto hace que se establezca una corriente ascendente de aire caliente que va siendo sustituido por aire frío. De esta forma el transformador va perdiendo parte de su calor.

De todo ello se deduce que cuanto más caliente esté el transformador más activa será la pérdida de calor, por el hecho de existir más diferencia de temperatura entre el transformador y los cuerpos que lo rodean, Incluyendo el aire.

Sin embargo, y como es lógico, llega un momento en el que el calor producido es igual al perdido, y a partir del cual la temperatura del transformador se estaciona y no varía; se dice entonces que se ha llegado al punto de equilibrio.

La temperatura alcanzada en el punto de equilibrio no debe rebasar la que se considera como máxima de seguridad para los aislamientos del transformador.

En la tabla 7.6 se Indican los límites de calentamiento en °C para diferentes aislantes utilizados en los arrollamientos de pequeños transformadores.

Los calentamientos citados en la tabla 7.6 se entienden como máximos, o sea que si se supone que un transformador está trabajando a una temperatura ambiente de 25 °C, y su aislante es de papel Impregnado, el incremento admitido de temperatura será de:

70 °C - 25 °C = 45 °C

154


Aislante'

Limite de calentamiento f'JC)

Hilo esmaltado 80

Algodón, seda o papel no Impregnado 50

Algodón, seda o papel impregnado 70

Tabla 7.6 Límites de calentamiento de los aislantes utilizados en transformadores.

En la actualidad se fabrican hilos aislados con resinas sintéticas que admiten temperaturas del orden de los 100 C'C. En este caso, los demás aislantes entre capa y capa también han de ser especiales, como los derivados del vidrio, pues los papeles y cartones normales ya no serian útiles.

Existe otra clase de hilo aislado con siliconas que puede llegar a soportar 180 °C.En resumen, el calor es el principal enemigo de los transformadores, y para evacuarlo eficaz

mente el mejor sistema es aumentar la superficie de enfriamiento.Tratándose de los pequeños transformadores utilizados en electrónica, su superficie de enfria

miento es toda la parte exterior, por lo que a igualdad de potencia un transformador de grandes dimensiones queda mejor refrigerado que otro de pequeñas dimensiones, lo cual siempre supone un inconveniente dada la tendencia a miniaturizar los circuitos electrónicos.

EJEMPLOS DE TRANSFORMADORES UTILIZADOS EN ELECTRÓNICA

Para completar este estudio sobre los transformadores, en las líneas que siguen se exponen algunos de los modelos utilizados en electrónica.

En la figura 7.19 se muestran las fotografías y dimensiones en mm de un par de transformadores encapsulados para alimentación, protegidos contra cortocircuitos.

Constan de un devanado primario y dos secundarios, con potencias de 0,75 y 1,6 VA en cada devanado secundario. La tensión del primario es de 220 V a 50 Hz.

£ Z > C2

c SEC 1

7.19 Forma constructiva y dimensiones de algunos transformadores de alimentación protegidos contra cortocircuitos.

3 2

155


Los dos devanados secundarios, que proporcionan tensiones de 6, 9, 12, 15 o 18 V, según modelo, se pueden conectar en serie o en paralelo, lo que proporciona una amplia gama de opciones de tensiones y corrientes de salida.

Merece la pena destacar las reducidas dimensiones de los mismos y su conexión a circuito impreso mediante soldadura.

La ilustración de la figura 7.20 corresponde a un transformador de alimentación con núcleo toroidal. Este tipo de transformador presenta la ventaja, frente a los convencionales, de poseer una menor dispersión de flujo magnético y, por lo tanto, se aprovecha mejor el mismo con menor peso y volumen. Es muy utilizado en fuentes de alimentación para amplificadores de alta fidelidad, sobre todo si la fuente es de gran potencia.

I

7.20 Transformador de alimentación toroidal con doble primario para conexión a 110 o 220 V

evo

110/120 V O

evo

Marrón 110/120 V o

Como inconveniente cabe resaltar la tendencia que tienen sus planchas de hierro a vibrar, por lo que tienen un mayor coste de fabricación debido a que se deben eliminar estas vibraciones.

El modelo de la figura 7,20 posee dos devanados primarios independientes, que pueden conectarse en serie para el funcionamiento a 220/240 V, o en paralelo para el funcionamiento a 110/120 V.

El devanado secundario posee toma central, con lo que se obtienen tensiones desde 2 x 6 V hasta 2 x 35 V y potencias de 30 a 330 VA según modelo.

En la figura 7.21 se puede ver un transformador de aislamiento de audio. Se trata de un transformador con relación 1:1, es decir, con igual número de espiras en primario y secundario, cuya misión es aislar altavoces de 3 a 15 £2.

Carcasa de apantaltamiento

Transformador

7.21 Aspecto externo de un transformador para aislamiento de altavoces.

5¡ Pantalla

156


t 7.22 Transformador de audiofrecuencia miniatura para montaje sobre PCB.

Los transformadores de audiofrecuencia de la figura 7.22, en modelos abiertos o encapsulados, son del tipo miniatura para montaje sobre placa de circuito impreso. Son transformadores para aplicaciones de aislamiento y adaptación de impedancias en etapas de audio.

Sus dimensiones son muy reducidas. El más pequeño sólo tiene 18 mm de longitud, 18 mm de ancho y 15 mm de alto.

En el caso de utilizarse con relación 1:1 (transformador de aislamiento), las impedancias de entrada y salida son de 800 ü y pueden trabajar con señales comprendidas dentro de la banda de audio (entre 60 Hz y 25 kHz) y potencias de 2 mW.

Cuando se trata de transformadores adaptadores de impedancias, se han de tener muy en cuenta sus impedancias de entrada y salida, las cuales deben ser respectivamente las mismas que la de salida de la etapa que se conecta a su primario y la de entrada de la etapa a la que se conecta su secundario.

Para el cálculo de esta adaptación de impedancias, con la que se obtiene la máxima transferencia de energía de una a otra etapa, se parte de la fórmula:

Donde n es la relación de transformación. Así, en el caso de un transformador cuya impedancia de primario sea de 3 k£2 y de secundario de 250 ü , se obtiene una relación de transformación de:

Es decir, que dicho transformador posee una espira en el secundario por cada 3,5 del primario. La figura 7.23 corresponde a un transformador de Fl para receptor de radio.

7

o -o

-o3

4

67.23 Transformador para Fl de radio.

157


Estos transformadores poseen un blindaje conectable a masa para evitar interferencias de RF con otros receptores. Además, incorporan en su circuito primario un pequeño condensador cerámico conectado a los terminales de este devanado, mediante el cual el circuito primario queda sintonizado a la Fl del receptor.

Los transformadores de Fl poseen un núcleo ajustable de ferrita, para sintonizarlo a los valores de la Fl con los que hay que trabajar.

158

_ . . . . . , S l i f f i B I IResistencias no lineales

INTRODUCCIÓN

Las resistencias estudiadas en ei capítulo 3 son tocias lineales, es decir, que su curva característica / - !{V¡ es una línea recta: cuanto mayor sea la tensión aplicada mayor será la intensidad de corriente que por ellas circula, permaneciendo su valor óhmico inalterable.

Existen resistencias cuyo valor óhmico no es constante, sino que depende de una magnitud no mecánica externa a ellas, como la temperatura, la tensión o la intensidad de la luz. Estas resistencias reciben el nombre de resistencias no lineales, puesto que su vaior óhmico es alterable y su curva característica 1 = f(V) no es una recta. Hay cuatro tipos de resistencias no lineales:

• Resistencias VDR.• Resistencias NTC.• Resisteiicias PTC.• Resistencias LDR.

Todas estas resistencias pertenecen al grupo de ios semiconductores, si bien su forma de actuación en los circuitos electrónicos depende de magnitudes diferentes; así, las resistencias NTC y PTC dependen de la temperatura, mientras que las VDR dependen de la tensión aplicada y las LDR de la intensidad luminosa que sobre eilas incida.

§}: RESISTENCIAS VDR DE CARBURO DE SILICIO

Las VDR (Voltage Dependent Resistor), también llamadas varistores, son resistencias dependientes r de la tensión, es decir, variables con la tensión.

Se trata de un componente que varía su resistencia de acuerdo con el valor de la tensión que . «e le aplica. El material semiconductor utilizado en la fabricación de ras VDR es, principalmente, el

carburo de silicio. La dependencia de la tensión es debida a la resistencia de contacto entre los ¡cristales de carburo.

< • Las propiedades eléctricas de las resistencias VDR dependen del carburo de silicio, y el con- | ; 9‘Omerado prensado está formado por una complicadísima red de resistencias conectadas en se- m - .fie y en paralelo mediante contactos en la estructura cristalina.

í í ̂ . La forma definitiva se consigue prensando los granos de carburo de silicio junto con un com- ' f f t poneri‘'e cerámico, en forma de discos o de varillas (figuras 8.1 a 8.3).

’ aaracterísticas ^ cnicas de ’as VD^2 ® rBsis’enc'a óhmíca de una VDR varía con la tensión, de ello se deduce que la corriente que

* Una no eSl en mocio alQcino, proporcional a ia tensión aplicada. La curva caracie-tensión en función de la corriente es, pues, lo más importante de una VDR.

V o embargo, también han de tenerse en cuenta otras características que influyen sobre su fun- 8kfciento' ,ales 00010 la potencia disípela, el coeficiente de temperatura, la tolerancia, etc., las

s*2 «studian a continuación.


2 3 mú

I—r5,2 mix t I...

74 ±5 1612 23 mín

m— -Jrífz ,j j_5 max

0,6 b

1

8.2 Resistencia dependiente de la tensión en forma de varilla.

6 míx

tan

m•41• 2;'>íA'í

1g

4 ,5 m í)ir ...—•

:4 ■ ’j... \ij 5 móx

54 ntíx

0,6

8.3 Resistencia dependiente de la tensión de disco pequeño.

Curva característica de una VDREn la figura 8.4 se ha dibujado la curva característica de la tensión en función de la corriente 1/ = f{!) de una VDR, en escala lineal. En la figura se observa que con ei aumento de la tensión aplicada a la VDR su valor óhmico disminuye rápidamente.

8.4 Curva característica tensión-corriente de una VDR. trazada en escala lineal.

En ia figura 8.5 se ha dibujado la misma curva característica, pero trazada con escala logarítmica doble, con lo cual la relación tensión-corriente se representa esta vez por una línea recta, aunque los cocientes V/1 (es decir, la resistencia) son diferentes en cada punto de la curva característica.

0

míx 5

8.1 Resistencia dependiente de la tensión en iorma de disco.

j 50 ± 2íii.

160

RESISTENCIAS NO LINEALES

Asi, cuando a la resistencia se le aplica una tensión de 10 V, la comente que por ella circüla es de 3 mA, siendo el valor óhmico de la VDR:

fivrjn = — = —— — ~ 3,33 k£2 ™ ; 3 mA

Si en esta circunstancia se aumenta la tensión aplicada a la VDR hasta 20 V, la intensidad de corriente que por ella circula será de unos 75 mA, con lo que su valor óhmico pasa a ser de:

y/ 20 v^VDR = r ' = 7T ~ 267 £2VDR I 75 mA

Es decir, que al aumentar el valor de la tensión aplicada a la resistencia de 10 a 20 V (el doble), el valor óhmico de la VDR pasa de 3.333 £2 a 267 £2 (disminuye a más de la doceava parte de su valor inicial).

La relación entre la corriente y la tensión en una VDR puede expresarse, de manera aproximada, por:

log V = log C + ¡3 log I

Es decir:

l / = C 7 p

Donde:

V = Tensión aplicada a la resistencia en voltios.C = Tensión en la que I es igual a 1 A.I = Corriente que circula por la resistencia, en amperios.(1 = tg rp (pendiente de la recta de la figura 8.5, es decir, tg (p = AV/AI).

Los valores prácticos de (5 se hallan situados entre 0,16 y 0,40, y los de C entre 14 y algunos miles. Para determinar con exactitud los valores de las constantes C y (3, es preciso medir tres puntos

de la cun/a característica, pudiendo efectuarse una interpolación sólo en el caso de que dichos tres puntos estén en línea recta sobre una escala logarítmica doble.

Efectivamente, la ecuación expuesta no es válida para valores pequeños de tensión y corriente, como sucede en los puntos P y Q de la figura 8.5, ya que la interpolación daría valores muy altos de (3 y C.

Las VDR no presentan síntomas de polarización cuando la tensión cambia de polaridad (por ejemplo, en corriente alterna), de lo que se deduce que la corriente cambia de dirección pero no de valor y, por tanto, la ecuación dada anteriormente es válida únicamente cuando se toman los valores absolutos de V e I.

Valor óhmico de una VDRResulta evidente que, por las especiales características de las VDR, no es posible establecer un valor óhmico para ellas, ya que éste varía con la tensión. Por este motivo, ios fabricantes de VDR indican en sus catálogos la tensión presente en ellas cuando por la VDR circula una intensidad de corriente que suele ser de 1 mA.

Por ejemplo, en la VDR modelo 2322 592 1406 de la firma Philips se obtiene una tensión entre sus termínales de 22 V cuando por ella circula una corriente de 1 mA, lo que quiere decir que el valor óhmico de esta resistencia, cuando circula por ella 1 mA, es de 22 k£2.

Tensión máxima aplicable a una VDREn otros casos, se indican también las tensiones máximas aplicables a las VDR, tanto en tensión continua (Vü c) como en valor eficaz de tensión alterna {Vrm s).

161


Asi, por ejemplo, a las VDR de Philips se les puede aplicar tensiones continuas comprendidas entre 38 y 745 V, o tensiones alternas de valores eficaces comprendidos entre 30 y 550 V (según modelo).

Superar la tensión máxima que se puede aplicar a un determinado tipo de VDR supone la destrucción de la misma, pues la potencia disipada en ella aumenta considerablemente, tal y como se demuestra en el siguiente apartado.

Potencia de disipación de una VDREn las VDR la potencia disipada es igual al producto de la tensión por la corriente que por ella circula.

Como la corriente es igual a:

I = KVa

donde a es igual al cociente 1/(3 y K al cociente 1/C°, se tiene que:

P = KV “ * 1

Si a = 5, la potencia disipada en la VDR es proporcional a la sexta potencia de la tensión, por lo que deberá tenerse sumo cuidado en que la tensión aplicada no exceda de un determinado valor máximo, pues de lo contrario se sobrepasaría el régimen tolerable por la resistencia.

Así, si a una VDR con un valor de C igual a 14 y un cociente 1/(3 igual a 5, se le aplica una tensión de 8 V, se tiene:

K = c W = - ¿ r = l ^5- = 1.8 5 9 x 1 0 -6

siendo la potencia disipada igual a:

P = KVa*' = 1,859 x 1CT6 x (8 V)6 = 0,487 W

Si en esta circunstancia la tensión se eleva tan sólo un 12 %, es decir,

8 V x 12 V = 8 V + — - ■ ■ - = 8,96 V

100

La potencia disipada pasa a ser:

P = KVa • ' = 1,859 x 10'€ x (8,96 V)6 = 0,962 W

De estos cálculos se deduce que un aumento de tensión de sólo un 12 % provoca un aumento de la potencia disipada del doble, por lo que es muy importante que la tensión aplicada a la VDR no sobrepase un determinado valor máximo, pues en caso contrario se rebasaría el régimen admisible.

Téngase también en cuenta que, puesto que las VDR poseen un coeficiente de temperatura negativo, con disipación elevada, el valor óhmico de la resistencia disminuye y, como consecuencia, aún aumenta más la potencia disipada en ella.

Los fabricantes de VDR indican en sus catálogos las potencias máximas de disipación admitidas por sus modelos, las cuales no están normalizadas como en el caso de las resistencias lineales. Así, potencias máximas de disipación usuales en VDR son: 0,25 W, 0,4 W, 0,7 W, 0,8 W, 1 W, 2 W y 3 W.

Finalmente, cabe decir que en ningún caso deben conectarse resistencias VDR en derivación con el propósito de obtener una mayor disipación de potencia.

Máxima intensidad de corriente no repetitivaOtro importante parámetro dado por los fabricantes de varístores es el de la máxima intensidad de corriente transitoria, no repetitiva (Jnrp), que puede soportar el componente.

162


Como resulta lógico, cuanto mayor sea el tiempo de duración del impulso menor será el valor de la intensidad de corriente que puede soportar la VDR, por lo que los fabricantes indican este valor bajo unas condiciones de duración del Impulso establecidas por norma.

Esta duración se establece entre 8 y 10 ,us dentro de un lapso de tiempo de 20 ¡as.Asi, la VDR modelo 2322 592.6006 de Philips es capaz de soportar un impulso de corriente de

400 A, cuya duración total (subida y bajada) no supere los 20 jas.

8.6 Curva característica del pico de corriente en función del ancho del impulso.

En la figura 8.6 puede verse la curva característica del pico de corriente en función del ancho de impulso. En esta curva característica la intensidad de corriente se indica en porcentaje del valor numérico /. indicado por el fabricante; el tiempo f, es el de subida del impulso, y las normas establecen que sea el tiempo comprendido entre el 10 y el 90 % del valor de / p; finalmente, t2 es la duración total del impulso, y comprende el tiempo transcurrido desde que la intensidad de corriente tiene un 10 % de su valor máximo hasta que alcanza el 50 % del valor máximo en el proceso de descenso.

Aplicando esta curva característica al varístor que hemos puesto de ejemplo, el 10 % del valor máximo indicado por el fabricante será 4 A (inicio de los tiempos f, y f2>), al alcanzar el 90 % del valor total (360 A) el tiempo t, concluye, luego se alcanza el valor máximo de 400 A y se inicia el descenso del impulso, que se da por finalizado cuando la intensidad de corriente alcanza un valor de 200 A (final del tiempo t2).

Máxima energíaLa máxima energía soportada por una VDR se indica en julios, y se establece por norma que sea la correspondiente a un impulso de energía cuya duración sea de 10 |.is, dentro de un tiempo total de 1.000 |ís .

La maxima energía que puede soportar la VDR se determina mediante la fórmula:

W = KvQI Dt2

donde K es un coeficiente que depende del valor de t2 cuando t, está comprendido entre 8 y 10 ps (véase la tabla que acompaña a la figura 8.6).

Cuanto mayor sea el valor de K, es decir, cuanto mayor sea t2 con respecto a t v mayor será la energía que podrá soportar la VDR, lo cual resulta lógico ya que la energía aplicada se disipa en más tiempo.

A título informativo, diremos que la máxima energía que puede soportar el varístor que se ha puesto de ejemplo a lo largo de este capítulo es de 2,9 J.

Coeficiente de temperaturaHasta aquí no se han tenido en cuenta los efectos debidos a la temperatura. Sin embargo, no siempre pueden ser despreciados, puesto que el valor de C tiene un apreciable coeficiente de tempera

163


tura negativo. El valor de p es, sin embargo, prácticamente independiente de la temperatura, por lo que con cierta aproximación se puede establecer la igualdad:

= C0 (1 + a t)

Siendo

C, = valor de C de la VDR, a la temperatura t °C.C0 = valor de C de la VDR, a 0 °C. a = coeficiente de temperatura.

Para distintos materiales el valor de a varía entre -0,0010 y -0,0018.En circuitos donde la corriente es constante, el coeficiente de temperatura para la tensión varía

entre - 0 , 1 0 y -0,18 % °Cr'.En circuitos en los que la tensión es constante, el coeficiente de temperatura para la corriente

varía entre +0,4 y +0,8 % °C“ \ según el valor de p.Los fabricantes de VDR indican en sus catálogos las curvas características del coeficiente de

temperatura en función de la corriente (figura 8.7).

rx (%/°C)0,25

0,2

0,15

8.7 Curva característica del o, 1coeficiente de temperatura en función de la corriente de una VDR, para temperaturas ¿ 0 5comprendidas entre 25 y 125 °C. ' 10' 10? 103 I (\iA) 1(f

En esta curva se observa cómo, para una intensidad de corriente de 10 ¡aA, el coeficiente de temperatura es de, aproximadamente, 0,25 % °C 'i , mientras que con 10 mA el coeficiente de temperatura es de tan sólo 0,1 % ° C 1. Esta curva es válida para temperaturas comprendidas entre 25 y 125 °C.

Capacitancia típicaDebido a sus características constructivas las VDR presentan una capacidad parásita, que se considera en paralelo con ellas, y cuyo valor puede afectar al correcto funcionamiento de los circuitos de RF.

Esta capacidad varía con la frecuencia, por lo que los fabricantes de VDR indican el valor con referencia a 1 kHz.

Trabajando con señales de 1 kHz la capacidad parásita típica de las VDR suele oscilar entre 30 pF y 15 nF, según modelo.

En el caso de que la VDR trabaje con corriente alterna de BF (limitada entre 0,5 y 5 kHz) se puede despreciar la influencia de su pequeña capacidad parásita, no afectando a la dependencia entre la resistencia y la tensión. No sucede lo mismo con corrientes que superen los valores de las frecuencias citadas.

Si la tensión aplicada a la resistencia tiene forma senoidal, la característica tensión-corriente no lineal hace que la corriente sea no senoidal, pero por razones de simetría incluirá sólo los armónicos impares.

164


Por los mismos motivos, cuando la corriente que circula por la VDR sea senoidal, la tensión en ella será entonces no senoidal.

En corriente alterna de RF, el efecto de capacidad provoca un aumento aparente de (3 y, por lo tanto, la característica tensión-corriente en escala logarítmica deja de ser una línea recta, tal y como puede observarse en la figura 8.8.

8.8 Curva característica tensión-corriente de una VDR para

i (mA) distintas frecuencias.

Es de destacar que con tensiones y corrientes elevadas la influencia de la capacidad parásita de la VDR es menos importante, ya que disminuye el valor de la resistencia sobre la que actúa en derivación esta capacidad.

Varistores con óxidos metálicosLas VDR de carburo de silicio tienen su principal aplicación en circuitos en los que la tensión se extiende de 10 V a 25 kV. Por debajo de 10 V es prácticamente imposible fabricar VDR de carburo de silicio con buenas características.

Para aplicaciones de 1 a 15 V se ha desarrollado una gama de VDR a partir de otro sistema: el óxido de titanio.

Existe otro tipo de varistor, a base de óxido de cinc, el cual, al contrario de las VDR de carburo de silicio, se destina principalmente a aquellas aplicaciones en las que se disipa potencia intermitente, por ejemplo, en la supresión de transitorios, y para evitar la formación de arcos en contactos.

En la figura 8.9 se comparan los diversos tipos de varistores con una resistencia lineal.Las VDR de óxido de titanio y de óxido de cinc pertenecen al grupo de las denominadas VDR

de óxidos metálicos o varistores con óxidos metálicos.

10.000

“ 1.000$c:•-Sc:■5.C

c;c§ 100 t£

’U ,----------- —10 |iA 100 nA 1 mA 70 mA 100 mA 7 A 70 A características de diversos tipos

Corriente instantánea de VDR y una resistencia lineal.

R Q Cnmnaraniñn entre las

165


VDR de óxido de titanioLas VDR de óxido de titanio (T¡02) se fabrican en forma de discos, gracias a la posibilidad de obtener cristales de óxido de titanio de grandes dimensiones, lo que permite elaborar VDR para tensiones muy bajas (2,7 V a 15 V).

El valor de (3 en este tipo de resistencias está comprendido entre 0,1 y 0,2, siendo 0,15 un valor típico. Esto significa que, si la corriente que circula a través de la VDR aumenta en un factor igual a 10, dentro de la parte recta de su característica, la tensión en sus extremos aumenta en un factor igual a 1,4.

Otra ventaja de las VDR de óxido de titanio es la elevada constante dieléctrica del óxido de titanio (86 a 170), por lo que su capacidad parásita es también bastante elevada, favoreciendo la utilización de ia resistencia como limitador.

VDR de óxido de cincPara un gran número de aplicaciones, tales como la supresión de sobretensiones transitorias, protección contra chispas, etc., se requiere que el valor de p sea inferior a 0,05. Por este motivo ha sido necesario hacer un sistema de base que permita elaborar VDR cuyo valor p, correspondiente a una tensión infinita, sea inferior a 0,01. Esto se ha conseguido con el sistema de óxido de cinc.

En la fabricación de este tipo de VDR se selecciona, con gran cuidado, y se controla desde el punto de vista de su pureza y de su granulado, el óxido de cinc que ha de ser utilizado. Éste se mezcla íntimamente con un componente aislante formado por óxidos metálicos que servirá de segunda fase.

A la mezcla así constituida se le da forma, generalmente por prensado, y a continuación se cuece a alta temperatura durante el tiempo necesario para que los granos de óxido de cinc queden separados unos de otros por una capa de óxido aislante.

Después de este tratamiento, se metalizan las superficies, se sueldan las patillas y el conjunto se reviste con una pintura protectora o se coloca en una caja de plástico, según sea la aplicación a la que se destine el componente.

VDR asimétricasCon el fin de obtener VDR con valores muy pequeños de C, los fabricantes de este tipo de resistencias han desarrollado una basada en el efecto de capa de barrera.

Dado que estas VDR presentan características distintas según sea el sentido de la corriente que circule por ellas, han sido llamadas VDR asimétricas.

En las VDR asimétricas se marca el cátodo, por ejemplo con un punto blanco, es decir, la patilla a la cual deberá conectarse el negativo para que la resistencia trabaje en sentido directo.

En el sentido de conducción la VDR presenta un bajo valor de C y un muy bajo valor de (3 (del orden de 0,07), tal y como se deduce del análisis de la curva característica de tensión-corriente en sentido directo de la figura 8.10 superior.

I (mA)

8.10 Curvas características de la tensión en función de la corriente en sentido directo (a la izquierda) y en sentido inverso (a la derecha) de una resistencia VDR asimétrica.

166


En dicha figura se observa que pequeñas variaciones de tensión provocan fuertes cambios en la intensidad de corriente que por ella circula, del orden de mA, es decir, que el cociente:

es muy pequeño.En el sentido inverso, el valor de la resistencia, así como el de C, es considerablemente mayor.

Esto queda confirmado en la curva característica de tensión-corriente en sentido inverso de la figura 8.10 inferior, en la que se observa que grandes variaciones de tensión en sentido inverso dan lugar a pequeñas variaciones en la intensidad de corriente que circula por la VDR asimétrica, es decir que el cociente anterior (tg <p) es aquí elevado.

Aunque estas resistencias muestran cierta correspondencia con las características de un diodo, tienen diferencias notables, tales como:

• La VDR asimétrica posee una elevada capacidad (unos 0,15 ¡iF en sentido inverso).• Las tolerancias de las VDR asimétricas son pequeñas.• El coeficiente de temperatura de las VDR asimétricas es muy pequeño.• Las características de las VDR asimétricas son más inclinadas (pequeño valor de (5).• Las VDR asimétricas se fabrican para tensiones de 1 a 1,35 V y 1 mA, valores por encima

de los utilizados en la mayor parte de los diodos semiconductores.

Los varistores asimétricos tienen aplicación en numerosos circuitos de radio y televisión.

Código de identificación de las VDRLas VDR se identifican medíante tres o cuatro anillos de color y, en ocasiones, mediante un punto de color cuando su aplicación es especial.

Dado que el valor óhmico de los varistores es variable en función de la tensión que se les aplique, los anillos de color no hacen referencia al valor óhmico, sino al valor de tensión cuando por el varistor circula una corriente de 100, 10 o 1 mA.

En cierto modo existe relación con el valor óhmico, ya que si se conoce la tensión y la corriente aplicada a la VDR resulta fácil calcular su valor óhmico en dichas condiciones, pero sólo en dichas condiciones, ya que como se ha dicho en repetidas ocasiones el valor óhmico varía con el valor de la tensión aplicada.

En la figura 8.11 se han dibujado cuatro tipos diferentes de VDR (de disco, tubular y pequeño disco), con el orden de lectura de sus tres primeros anillos.

8.11 Orden de lectura de los anillos en las resistencias VDR.

167

ELECTRÓNICOS

El primer anillo Indica la corriente que circula por la resistencia a la tensión nominal, y que puede ser de 1 mA, 10 mA o 100 mA.

El código de colores de este primer anillo se indica en la tabla 8.1.

Tabla 8.1 Relación entre el código de identificación de las VDR y la corriente que circula por ellas a la tensión nominal.

Este código está vinculado con el de las resistencias lineales. Efectivamente, supónganse tres VDR que. a igual tensión nominal de 18 V, dejan pasar 1, 10 y 100 mA respectivamente.

En estas condiciones, el valor óhmico de la primera resistencia es de 18 V : 1 mA = 18 kQ, es decir, que si fuese una resistencia lineal su tercer anillo sería naranja, de ahí que 1 mA se represente con el color naranja.

El valor óhmico de la segunda resistencia es de 18 V : 10 mA = 1,8 kQ, de ahí que el primer anillo indicativo de la VDR sea en este caso rojo.

Finalmente, la tercera resistencia tiene un valor óhmico de 18 V : 100 mA = 180 Q, por lo que 100 mA se representa mediante el color marrón.

El código de identificación del segundo y tercer anillos hace referencia a la tensión nominal de la resistencia, la cual está normalizada según tablas E12 internacionales (véase la tabla 3.1. en el capítulo 3), pero codificando cada valor de dos en dos, tal y como se indica en la tabla 8.2.

Si la VDR no posee un cuarto anillo, ello indica que su tolerancia sobre el valor de la tensión nominal es de ±20 %, mientras que si posee un cuarto anillo, de color plateado, indica que su tolerancia es de ±10 %.

La potencia de disipación de los varistores viene dada por su tamaño, siendo tanto mayor la potencia de disipación cuanto mayor sea el diámetro del disco de la VDR.

RESISTENCIAS NTC

Las resistencias NTC (Negative Temperature Coefficient), también llamadas termistores NTC, son resistencias cuyo coeficiente de temperatura es negativo, es decir, que el valor óhmico de su resistencia depende de la temperatura.

Las resistencias NTC se fabrican a partir de óxidos semiconductores, tales como el óxido férrico (Fe20 3) sustituyendo algunos de sus iones de hierro. En la práctica sólo unos pocos compuestos pueden ser utilizados en la fabricación de resistencias NTC, puesto que los demás poseen propiedades muy inestables.

Las resistencias NTC se fabrican con:

a) Soluciones sólidas de Fe30,4 y materiales con estructura cristalina en forma de espinela (por ejemplo, Zn2T i04 o MgCrjOJ.

b) Óxido férrico con adición de pequeñas cantidades de óxido de titanio (Ti02).c) Óxido de níquel (N¡02) o de cobalto (CoO) o una combinación de estos óxidos con peque

ñas adiciones de Li20 .

naranja

marrón


Tensión nominal (V)

N.° de orden Código de color en VDR (2.° y 3.” anillos)

- 16 marrón - azul

10 18 marrón - gris

12 20 rojo - negro

15 22 rojo - rojo

18 24 rojo - amarillo

22 26 rojo - azul

27 28 rojo - gris

33 30 naranja - negro

39 32 naranja - rojo

47 34 naranja - amarillo

56 36 naranja - azul

68 38 naranja - gris

82 40 amarillo - negro

100 42 amarillo - rojo

120 44 amarillo - amarillo

150 46 amarillo - azul

180 48 amarillo - gris

220 50 verde - negro

270 52 verde - rojo

330 54 verde - amarillo

Tabla 8.2 Relación entre el código de identificación de las VDR y su tensión nominal.

A veces se añaden óxidos estabilizadores para conseguir una mejor reproducción y estabilidad¡te sus características.

En la fabricación de estas resistencias se emplean sólo materias primas cuidadosamente seleccionadas. A continuación, se lleva a cabo una mezcla intensa y se le adiciona una ligazón plástica que dé forma a la masa, bien sea en forma de varilla o de disco. Después se someten estas varillas o discos a una temperatura suficientemente elevada para permitir que los óxidos se disuelvan y se mezclen entre sí. El último paso consiste en la colocación de los contactos eléctricos, soldándolos con pasta de plata o mediante otros métodos.

169

COMPONENTES ELECTRONICOS

En la figura 8.12 se pueden ver varios modelos de resistencias NTC.

© o T o ~ |

8.12 Resistencias NTC en forma de disco.

Características técnicas de las resistencias NTCCuando se elige una resistencia NTC han de tenerse en cuenta una serie de características técnicas, mediante las cuales es posible conocer el comportamiento de la resistencia en un circuito dado. Estas características técnicas son las siguientes:

• Característica resistencia-temperatura.• Característica tensión-corriente.• Tiempo de recuperación.• Estabilidad.• Valor órímico.• Tolerancia.• Constante de disipación y potencia máxima de disipación.• Margen de temperatura.

Característica resistencia-temperaturaSin duda la relación entre resistencia y temperatura es la más importante para conocer el comportamiento de una NTC en un circuito, puesto que con ella es posible determinar el valor óhmico que adquiere la resistencia al ser sometida a una temperatura dada.

La relación resistencia-temperatura de una resistencia NTC se expresa, aproximadamente, con la fórmula:

R = Aem

donde R es el valor de la resistencia a temperatura absoluta T, A y B son constantes para una resistencia dada, y e es la base de los logaritmos neperianos (e = 2,718).

Esta ecuación se muestra gráficamente en la figura 8.13, donde se ha representado R en función de la temperatura en grados centígrados.

R Kf (O)

10'

1(f

10'

10P

8.13 Variación que experimenta la resistencia de una NTC en función de 10-:>la temperatura. -50 50 150 250 T (°C) 350

170


En la figura 8.13 se observa que mientras la escala de valores de resistencia es logarítmica la de temperatura es lineal, es decir, que en una NTC la resistencia no aumenta proporcional mente con la temperatura, como ocurre con los metales, sino que disminuye siguiendo una ley logarítmica.

Para una resistencia NTC dada, el valor de B puede ser calculado de la siguiente forma:

1. Se mide el valor óhmico de la resistencia a una temperatura T: ,2. Se mide el valor óhmico de la resistencia a una segunda temperatura T2.3. Con los dos valores obtenidos, y teniendo en cuenta que:

R, = Aeen-‘

y

f í2 = AeBn2

se puede establecer la igualdad:

- píB/R-B/Tj)r 2

donde:

log fí, - log R2 = B log e

Y despejando B se tiene:

B _ 1__ Jog f í1 - log f l2log e 1 1

Cuando se calcula B con esta fórmula, se puede considerar que B es una constante, ya que con el aumento de temperatura sólo se producen pequeñas desviaciones.

El coeficiente de temperatura a de una resistencia NTC se obtiene a partir de la fórmula:

Ba = ~ - j T

Según los materiales utilizados en la fabricación de una resistencia NTC, la constante B puede variar entre 2.000 y 5.500 K.

Si una resistencia NTC posee una constante B de 4.000 K, se tiene un coeficiente de temperatura a de -4 ,50 % por °C a la temperatura de 298,15 K (25 °C), es decir, que su valor óhmico disminuye un 4,50 % por cada grado centígrado de aumento de temperatura.

Para facilitar el cálculo del valor de una resistencia NTC a una temperatura dada, cuando se conoce el valor óhmico a 25 °C (dado normalmente por el fabricante) y el valor de la constante 6, en la figura 8.14 se muestra la relación f í25 ,C/R r en función de la temperatura para distintos valores de B.

Así, supóngase una resistencia NTC cuyo valor óhmico es de 15 kQ a 25 °C y su valor de B es 3.000 K. Si la temperatura en la resistencia sube a 60 °C, la relación fí25 ..c/fíT será, según la figura 8.14, de aproximadamente 3/1, es decir, que a 60 °C el valor óhmico de la resistencia desciende a 5 kQ.

Característica tensión-corrienteCuando, debido al paso de la corriente a través de una resistencia NTC, ésta se calienta a una tem peratura muy por encima de la temperatura ambiente, resulta interesante conocer la relación entre corriente y calda de tensión en la resistencia.

171


8.14 Relación ^25 .(/Rj en r2¡.función de la temperatura, para distintos valores de B.

En la figura 8.15 se puede ver esta curva característica para una resistencia NTC imaginaria. En ella V e I figuran en escala logarítmica, pues de esta forma pueden incluirse las líneas de potencia y resistencia.

8.15 Característica tensión-corriente de una resistencia NTC.

La llamada característica estática se mide a una temperatura ambiente constante y las lecturas de V se toman después de establecer el equilibrio, es decir, cuando la potencia consumida es igual a la potencia disipada.

Como se puede observar en la citada figura 8.15, para corrientes muy pequeñas el consumo de potencia es demasiado pequeño para registrar un aumento de temperatura y, como consecuencia, un descenso del valor óhmico de la resistencia. En esta parte de la curva característica la relación entre tensión y corriente es lineal, es decir, cumple la ley de Ohm.

Para potencias por encima de, aproximadamente, 0,05 W, la característica deja de ser lineal.A un cierto valor de I la caída de tensión alcanza un valor máximo, después disminuye al seguir

aumentando la corriente (zona de resistencia negativa) para aumentar de nuevo a partir de un cierto valor de la intensidad de corriente I.

Veamos con algo más de detalle todo lo que acabamos de exponer sobre la curva de la resistencia NTC imaginaria de la figura 8.15. En este caso se supone que la temperatura ambiente es de 25 °C durante toda la prueba.

I 0.2 0.5 1 2 5 10 20 50 100 200 500 f.,I

172

REStSTENCIAS NO LINEALES

El valor óhmico de la resistencia NTC a 25 °C es de 20 kQ, tal y como se deduce de la parte lineal de la curva característica de la figura 8.15, en la que todos los cocientes V /I dan como resultado 20 kQ.

A medida que aumenta la tensión aplicada aumenta linealmente el valor de la intensidad de corriente, puesto que la temperatura ambiente no varía y la potencia disipada en la resistencia es pequeña.

Sin embargo, cuando la tensión aplicada alcanza unos 33 V y la corriente es de 3,3 mA, la potencia de disipación en la resistencia supera los 0,1 W, calentándose ésta por la potencia disipada (no por la temperatura ambiente que hemos considerado constante) y, como consecuencia, se inicia un descenso del valor óhmico de la resistencia.

A algo más de 0,1 W la temperatura en la resistencia alcanza los 50 °C, con lo que el valor óhmico de la misma, en dicho punto, es de, aproximadamente:

V 33 V= 10 kQ

I 3,3 mA

(la mitad de cuando la potencia disipada estaba por debajo de 0,1 W).

Tiempo de recuperaciónToda resistencia NTC precisa un tiempo de enfriamiento, durante el cual ésta va recuperando progresivamente su valor óhmico inicial a la temperatura ambiente. Este tiempo de enfriamiento recibe el nombre de tiempo de recuperación (x) o constante de tiempo de recuperación, puesto que es constante para cada tipo de resistencia.

El valor óhmico de la resistencia durante el enfriamiento no sigue una ley lineal, sino exponencial, tal y como se puede comprobar en la figura 8.16, en la que se ha dibujado la curva característica de variación de la resistencia en función del tiempo de enfriamiento normal de una resistencia NTC de 1 kQ a 25 °C.

R(ü)

id

5

2

Id

5

2

Id

5

2

10'0 4 0 80 1 2 0 160 2 0 0 2 4 0 2 8 0 320

T( s)

8.16 Curva de variación del valor óhmico en función del tiempo, en condiciones de enfriamiento normal, de una resistencia NTC. Temperatura ambiente, 25 °C.

Inicialmente, el valor de la resistencia NTC es de unos 25 Q, a los 40 s alcanza los 85 Q, a los 80 s sube a 200 Q, etc., hasta alcanzar su valor nominal de 1 kQ a 25 °C a los 300 s.

En la práctica, el tiempo de recuperación no es aquel que transcurre entre el inicio del enfriamiento y el instante en que la resistencia alcanza su valor nomina! a 25 °C, sino el tiempo que ha de transcurrir entre el inicio del enfriamiento y el instante en el que la resistencia alcanza la mitad de

173


su valor óhmico a 25 °C. En el caso de la figura 8.16 el tiempo de recuperación t es, por tanto, de 150 segundos.

Los fabricantes de resistencias NTC indican en sus catálogos mediante curvas como la de la figura 8.16, o mediante datos numéricos, los tiempos de recuperación de sus productos. Así, por ejemplo, la constante de tiempo térmico de las resistencias NTC de la serie 2322 640 90106 de Philips es de 13 s; lo cual indica que, a partir del instante en que la NTC Inicia su enfriamiento después de haber trabajado a su máxima potencia (es decir, a la máxima temperatura admisible), hasta que alcanza la mitad de su valor óhmico a 25 °C, han de transcurrir 13 segundos.

EstabilidadCuando funciona en un circuito electrónico, toda resistencia NTC sufre, al igual que cualquier otro componente electrónico, un envejecimiento que provoca una variación de su valor óhmico nominal a 25 °C.

Esta variación del valor óhmico es muy pequeña, del orden del 1,2 % de su valor nominal como máximo, lo cual no tiene importancia en los circuitos de radio y televisión pero sí en los aparatos de medida de precisión, por lo que es conveniente que las resistencias NTC utilizadas en instrumentos de medida hayan sido sometidas a un envejecimiento previo, consistente en someterlas durante un gran número de horas a una temperatura elevada.

Una vez realizado este envejecimiento, el valor óhmico de la resistencia NTC se mantiene constante, es decir, ha alcanzado su estabilidad.

Valor óhmicoLos valores óhmicos de las resistencias NTC se refieren siempre a la temperatura ambiente de 25 °C, ya que dada su característica de variación de resistencia con la temperatura es preciso tomar una como referencia.

Se fabrican en valores según columnas E internacionales (véase el capítulo 3), pero sin cubrir to dos los valores posibles.

rcc)

8.17 Influencia de la tolerancia del valor de B sobre la curva característica resistencia- temperatura de una resistencia NTC.

Los fabricantes indican en sus catálogos el valor óhmico de sus resistencias NTC a 25 °C y, en ocasiones, a otras temperaturas, tales como 40, 50, 96,5 y 100 °C. Lógicamente, junto con este dato suministran el valor de B (en grados Kelvin) a la temperatura de 25 °C, de forma que el profesional pueda calcular, según se expuso anteriormente, el valor óhmico de la resistencia a cualquier temperatura.

ToleranciaLos valores de la resistencia a 25 °C y de B se dan con cierta tolerancia.

La tolerancia de las resistencias NTC a 25 °C es normalmente de +20 %, aunque también se fabrican con tolerancias de ±10 %.

El valor de B tiene, en la mayoría de los casos, una tolerancia de 5 %. Debido a la tolerancia del valor de 6, la desviación de la curva nominal a temperaturas diferentes a 25 °C puede ser mayor que la tolerancia dada para 25 °C.

En la figura 8.17 se muestra la desviación producida por la tolerancia de B sobre el valor óhmico nominal de una resistencia NTC de 10 kQ. A partir de 25 °C, la curva superior proporciona los valores límites de resistencia para combinaciones de:

174


a) tolerancia +B y +fí25 desde 25 °C a temperaturas más bajas.b) tolerancia -B y +R25 desde 25 °C a temperaturas más altas.

La curva inferior da los valores límites de resistencia para combinaciones de:

c) tolerancia -B y -R 25 desde 25 °C a temperaturas más bajas.d) tolerancia +B y - f í 25 desde 25 °C a temperaturas más altas.

El valor óhmico real de la resistencia está pues comprendido entre los límites dados por las curvas superior e inferior de la figura 8.17, aunque en la práctica rara vez se presentarán los casos másdesfavorables.

Constante de disipación y potencia de disipación máximaLa constante de disipación indica el aumento de temperatura de 1 °C por cada unidad de potencia disipada y viene dado en los catálogos en mW/°C.

No debe confundirse este parámetro con el de máxima potencia de disipación de la resistencia, la cual se da en W, al igual que en las resistencias lineales.

Así, una resistencia NTC cuya constante de disipación sea de 5,5 mW/°C aumenta su tem peratura 1 °C cada vez que aumente 5,5 mW la potencia disipada, por lo que si la resistencia NTC está disipando 55 mW ello provoca un aumento de 10 °C en ella.

La potencia máxima de disipación indica la potencia máxima que puede soportar la resistencia NTC sin que se destruya.

Ambos datos suelen ser facilitados por los fabricantes y han de tenerse en cuenta, en especial el segundo, para evitar la destrucción de la resistencia.

Margen de temperaturasToda resistencia NTC posee unos límites de temperatura, sobrepasados los cuales la NTC deja de comportarse como tal.

Los fabricantes de resistencias NTC indican en sus catálogos los márgenes de temperatura de trabajo, o la temperatura máxima tolerable por la resistencia, a la potencia máxima y a 25 °C de tem peratura ambiente. Así, una NTC puede tener unos márgenes de temperatura de trabajo comprendidos entre -25 y +155 °C, o bien ser capaz de soportar +155 °C cuando se alcanza su potencia máxima de disipación a la temperatura ambiente de 25 °C.

Este parámetro está relacionado con la constante de disipación y la potencia máxima de disipación dadas en el apartado anterior.

Efectivamente, supongamos una resistencia NTC cuya constante de disipación sea de 4,5 mW/°C a 25 °C, y que pueda soportar una potencia máxima de 0,6 W. Con estos datos se puede calcular qué incremento de temperatura o temperatura máxima de trabajo puede soportar la resistencia cuando se alcanza la potencia máxima de disipación de 0,6 W. Para ello basta con efectuar la operación:

0,6 W = 133,33 °C0,0045 W/°C

A estos 133,33 °C se le suman los 25 °C iniciales, dando un valor de temperatura máxima a plena potencia de 0,6 W de:

133,33 “C + 25 °C = 158,33 °C

Dado que esta temperatura es el límite admisible, se considera que dicha resistencia puede soportar, sin que se destruya, una temperatura de 150 °C.

Código de identificación de las resistencias NTCEn las resistencias NTC se indica su valor mediante diferentes procedimientos, tales como el de franjas de color o mediante un color único.

175


En la figura 8.18 se muestra una resistencia NTC identificable por tres o cuatro franjas de color que se leen de abajo a arriba y no al revés, como es usual en las VDR.

El código es el mismo que se utiliza en las resistencias lineales, es decir, compuesto por tres anillos cuando la tolerancia es de ±20 % y por cuatro cuando es de ±10 % (último anillo de color plata).

— 3,3 ± 0.5 —3

máx\

17 ni ín

8.18 Dimensiones de una resistencia NTC y orden de lectura de su código de identificación.

IVniiii

5 máx

2 ±1

í2,54

00,6

Así, por ejemplo, una resistencia NTC que tenga los anillos rojo-rojo-oro posee una resistencia óhmica a 25 °C de 2,2 ohmios, puesto que el color rojo indica 2 y el oro indica que debe multiplicarse por el factor 0,1:

22 x 0,1 = 2,2 ü

En otros tipos, el valor óhmico viene indicado por un único punto de color, o bien están pintadas de un solo color, por lo que aconsejamos solicitar a las firmas fabricantes de resistencias NTC catálogos de las mismas, con el fin de poder identificar aquellas resistencias de aplicación especial pintadas con un único color.

Elección del tipo de resistencia NTC adecuadaSi se ha de seleccionar una resistencia NTC para un circuito dado, han de considerarse los siguientes puntos:

1. Forma adecuada al circuito en cuestión: varilla, cilindrica, disco o perla.2. Valor óhmico de la resistencia a 25 °C.3. Coeficiente de temperatura que se precisa.4. Cuál es el cambio del valor óhmico de la resistencia que se precisa dentro de un intervalo de

temperatura dado.5. Potencia que deberá disipar:

a) Sin cambio perceptible del valor óhmico de la resistencia debido al calentamiento.b) Con cambio máximo en el valor de resistencia.

6. Tiempo de recuperación que se precisa.

Éste es el orden con el que se debe trabajar para seleccionar la resistencia NTC.

RESISTENCIAS PTC

Las resistencias PTC (Positive Temperature Coefficient), también llamadas termistores PTC, son resistencias cuyo coeficiente de temperatura es positivo, es decir, que su valor óhmico depende de la

176


temperatura, al igual que las resistencias NTC estudiadas en los párrafos anteriores, pero con la particularidad de que, mientras en las resistencias NTC disminuye su valor óhmico al aumentar la tem peratura, en las resistencias PTC aumenta su valor óhmico al aumentar la temperatura.

r4,5 máx

10.6

45

o 0.8

Á

4.8

k34

10máx

1.6 máx

12 máx ± M

7Z691548.19 Algunos tipos corrientes de resistencias PTC con sus dimensiones.

En la figura 8.19 se puede ver el aspecto externo y dimensiones de algunas de estas resistencias, las cuales se fabrican normalmente en forma de discos o perlas.

El coeficiente de temperatura de una resistencia PTC es pues positivo, aunque esta particularidad sólo se produce entre determinadas temperaturas, fuera de las cuales puede ser igual a cero e incluso negativo.

Una particularidad de las resistencias PTC, que las diferencia de las NTC, es que el valor absoluto del coeficiente de temperatura, en la mayor parte de los casos, es mucho mayor que el de las resistencias NTC.

Las resistencias PTC se fabrican básicamente con titanato de bario (BaTiO;j) o soluciones sólidas de titanatos de bario y de estroncio, mediante un procedimiento análogo al seguido en la fabricación de resistencias NTC.

Para su fabricación se tritura y se da forma adecuada a una mezcla de carbonato de bario, óxidos de estroncio y titanio, y otros materiales, de acuerdo con las características eléctricas que se desee obtener. Una vez desecadas, las resistencias PTC son sometidas a elevadas temperaturas y, a continuación, se les aplican con sumo cuidado los contactos sobre este semiconductor, que es del tipo N. Finalmente, se sueldan los terminales sobre las superficies de contacto y se las recubre de una laca especial protectora.

Características técnicas de las resistencias PTCPara la correcta elección de una resistencia PTC han de tenerse en cuenta una serie de características técnicas, mediante las cuales es posible conocer el comportamiento de la resistencia en el circuito,

177


Estas características técnicas son las siguientes:

• Característica resistencia-temperatura.• Característica tensión-corriente.• Factor de disipación.• Temperatura de conmutación.• Coeficiente de temperatura.• Margen de temperaturas de trabajo.• Constante de tiempo térmico.• Máxima tensión admisible.• Valor óhmico.• Tolerancia.

Característica resistencia-temperaturaEn líneas anteriores se afirma que en las resistencias PTC aumenta su resistencia al aumentar la temperatura; ello es cierto pero con algunas restricciones.

Efectivamente, en la figura 8.20 se ha representado las variaciones que sufre el valor óhmico de una resistencia PTC en función de la temperatura.

8.20 Variación que experimenta el valor óhmico de una resistencia PTC en función de la temperatura.

En principio, la resistencia no experimenta casi variación alguna (zona I); cuando se aumenta la temperatura ligeramente se llega a la zona II, en la cual un pequeño aumento de ésta origina un considerable aumento de R Sin embargo, si se sigue aumentando la temperatura, se entra en la zona III, en la cual cae de nuevo el valor óhmico, con lo cual la resistencia PTC deja de actuar como tal, puesto que en lugar de aumentar disminuye su valor óhmico, permitiendo, por tanto, el paso de una mayor corriente, lo que puede llegar a provocar la destrucción de la resistencia.

Las zonas en las cuales es posible trabajar con las resistencias PTC son tan sólo la I y la II. Debe tenerse esto muy en cuenta para evitar que la temperatura pase a la zona III, en la cual se corre el peligro de destruir el componente.

De todo lo expuesto se deduce que la zona III, al no ser zona de trabajo adecuada, no interesa, por lo que los fabricantes de resistencias PTC indican en sus curvas características sólo las zonas I y II.

Por otro lado, y dado que por la ley de Ohm la intensidad de corriente que circula por una PTC es tanto mayor cuanto mayor sea la tensión a ella aplicada, y que todo aumento de corriente trae como consecuencia un aumento de temperatura en la resistencia PTC, resulta obligado indicar en estas curvas características bajo qué condiciones de tensión aplicada se han realizado los ensayos. Así, en la figura 8.21 se muestran las curvas características resistencia-temperatura de una resistencia PTC para dos valores de tensión, uno de ellos igual o inferior a 1,5 V de corriente continua (curva continua superior) y el otro un impulso de 60 V (curva discontinua inferior).

178


8.21 Curva característica de la resistencia en función de la temperatura de una resistencia PTC.

T(° C)

Se observa en las curvas de la figura 8.21 que por debajo de unos 125 °C el valor óhmico de la resistencia es inferior al nominal de la misma, que hemos considerado de 50 í i a 25 °C.

A partir de esta temperatura crece el valor óhmico de la resistencia con el aumento de temperatura, hasta alcanzar unos 200 k íí a 235 °C, con una tensión continua aplicada igual o inferior a 1,5 V.

Si en lugar de 1,5 V de tensión continua se le aplica un impulso de 60 V, la resistencia alcanza un valor de unos 60 kí l a 235 °C, pero la corriente que por ella circula continúa calentándola y, por lo tanto, se inicia el descenso de la curva, es decir, se entra en la zona peligrosa III (figura 8.20).

Característica tensión-corriente de una resistencia PTCLas curvas características estáticas de la tensión en función de la corriente de una resistencia PTC son de gran interés para el profesional, ya que con ellas se muestran claramente los límites de corriente de estos componentes.

Hasta cierto valor de tensión la característica tensión-corriente es una línea recta que sigue la ley de Ohm, pero el valor de la resistencia aumenta tan pronto como la corriente ha calentado al componente, de modo que su temperatura llega a la temperatura de conmutación, es decir, a la temperatura a la cual el valor óhmico de la resistencia PTC es igual al doble del que corresponde a 25 °C (figura 8.22).

8.22 Característica tensión- corriente de una resistencia PTC, para diferentes valores de temperatura ambiente, representada en escala lineal.

179


La cun/a característica tensión-corriente depende de la temperatura ambiente y del coeficiente de transferencia de calor al medio ambiente.

Las curvas características tensión-corriente de la figura 8.22 se han representado en escala lineal, sin embargo en la práctica son más útiles las representadas en escala logarítmica (figura 8.23).

8.23 Característica tensión- corriente de una resistencia PTC, para dos valores de temperatura ambiente, representadas en escalas logarítmicas.

Obsérvese en esta última figura cómo a 25 °C la intensidad de corriente sube de valor al subir la tensión aplicada, hasta que ésta alcanza los 2,5 V.

Por encima de 2,5 V la intensidad de corriente desciende de valor, lo cual nos indica y confirma que la resistencia aumenta su valor óhmico.

Factor de disipaciónHemos visto que las resistencias PTC dependen en cierto grado de la tensión. Así, para tensiones elevadas el valor óhmico de la resistencia es menor que el esperado.

Por esta razón, no resulta difícil obtener la cun/a característica tensión-corriente a partir de la curva característica resistencia-temperatura con una constante de disipación dada.

Así, en la figura 8.24 se ha dibujado una curva característica tensión-corriente en la que, además, se han añadido las escalas de resistencia y potencia disipada en cada condición de trabajo. En ella se observa que, aun aumentando el valor óhmico de la resistencia con el aumento de tensión, el descenso de corriente no es suficiente y, por lo tanto, se alcanzan valores de potencia disipada peligrosos para la integridad de la resistencia.

8.24 Curva característica de la tensión en función de la corriente de una resistencia PTC, representada en escalas logarítmicas y con indicación de los valores óhmicos y potencias disipadas en cada circunstancia.

180


A pesar de todo ello no resulta difícil calcular, con bastante aproximación, el valor máximo de la curva característica tensión-corriente si se conoce la curva característica resistencia-temperatura y la constante o factor de disipación. Veamos cómo se procede para efectuar este cálculo.

La potencia de disipación vale:

P = I 2 fí

Por lo tanto, un pequeño aumento de potencia disipada valdrá:

AP = 2 IR A l + I 2 AR

En el máximo de la curva característica tensión-corriente el incremento de corriente será nulo, ya que la curva inicia en dicho punto su descenso, por lo tanto la fórmula anterior queda como sigue:

^R m

El subíndice M indica que los valores de la fórmula corresponden al máximo de la curva característica tensión-corriente.

Por otro lado se tiene:

AP = D A T

siendo D la constante o factor de disipación de la resistencia y AT el incremento de la temperatura.El factor de disipación D se expresa, al igual que en las resistencias NTC, en mW/°C y corres

ponde a la potencia que determina un aumento de temperatura de 1 °C.En esta circunstancia se establece la igualdad:

APm = D A Tm

y como, según se ha dicho anteriormente,

= I*/

se puede escribir la nueva igualdad:

D A7~m = AfíM

Y despejando el valor de I h

T 2 _ n

M

de donde:

D(Tm ^amb)

Ya que:

A ~ ^"amb

AP?m R,M

Para finalizar, diremos que el coeficiente de disipación de las resistencias PTC oscila entre 6 y 15 mW/°C según modelo. También se indica en mW/K, siendo lógicamente el valor absoluto el mismo.

181


Temperatura de conmutaciónRecibe el nombre de temperatura de conmutación (TJ aquel valor de temperatura bajo el cual el valor óhmico de la resistencia PTC es dos veces el valor de minima resistencia f ímín a 25 °C (figura 8.25).

8.25 A la temperatura de conmutación Ts el valor óhmico de la resistencia PTC es dos veces su valor mínimo

Coeficiente de temperaturaEl coeficiente de temperatura (a) de una resistencia PTC se define como el resultado de dividir el incremento del valor óhmico de la resistencia por el producto de su valor óhmico nominal y el incremento de temperatura, es decir:

AR

y se expresa en % por °C.Si se traza la curva característica de la resistencia en función de la temperatura, con valores de

f í en escala logarítmica y de T en escala lineal, como es usual en la práctica, se puede escribir:

d In R

De donde se deduce:

1 lo g f í - lo g R ,“ = 0,4343 T.¿ - T,

Como se puede comprobar sobre la figura 8.26, la tangente a un punto cualquiera de la curva característica resistencia-temperatura es proporcional al valor de a en dicho punto.

8.26 La tangente a un punto de la curva característica resistencia-temperatura es proporcional al coeficiente de temperatura a.

182


La fórmula anterior se escribirá:

100 tog R,¿ - iog R ¡“ ~ "04343

Dándose en este caso el resultado de %/°C.Lógicamente, el coeficiente de temperatura no es el mismo a lo largo de la curva característica,

debido a la no linealidad de ésta, por lo que los fabricantes indican en sus catálogos el valor co rrespondiente al punto en el que la resistencia multiplica su valor por 10, es decir, cuando ñ 2 = 10 R ,, en cuyo caso la fórmula anterior queda reducida a la expresión:

100a =

0,4343 (72 - 7",)

Así, supongamos que una resistencia PTC posee, a 90 °C, una resistencia de 1 kU, y que al aumentar la temperatura hasta 100 °C la resistencia alcanza los 10 k£2. El coeficiente de temperatura de esta resistencia será:

a = --------- — ■ = ------------------ - ° ° ---------------= 23 %/°C0,4343 {T2 - 7,) 0,4343 x (100 °C - 90 °C)

Margen de temperatura de trabajoSe ha dicho en líneas anteriores que las resistencias PTC sólo actúan como tales dentro de unos márgenes de temperatura, ya que por debajo y por encima de éstos la curva característica no responde a lo que se requiere del componente.

Es muy importante tener presente este dato a la hora de adquirir una resistencia PTC, el cual suele ser facilitado por los fabricantes para una potencia cero y para la máxima tensión aplicable.

Así, por ejemplo, el margen de temperatura en la que es operante la resistencia PTC modelo 2322 622 91001 de P hilips está comprendido entre 0 y +155 °C a potencia cero, y entre 0 y +55 °C a la tensión continua máxima de 180 V.

Constante de tiempo térmicoLa constante de tiempo térmico (t) representa el tiempo requerido por una resistencia PTC para alcanzar un 63,2 % del total de la diferencia entre el valor inicial y el valor final de temperatura en su cuerpo, cuando se la somete a un cambio de temperatura en condiciones de potencia cero.

Para obtener este valor se mide la temperatura 7, de la resistencia PTC a la tensión máxima y a una temperatura ambiente 70 de 25 °C. Conociendo el valor de la temperatura de conmutación, la constante de tiempo térmica viene dada por la expresión:

i =In (7, - Tq)

Ts -T o

Donde t es el tiempo requerido para refrigerar la resistencia PTC y hacerla pasar de la temperatura 7, a la temperatura de conmutación 7S, cuando está a una temperatura ambiente de 25 °C.

La constante de tiempo térmico de las resistencias PTC suele estar comprendido entre 10 y 50 s.

Máxima tensión admisibleÉste es otro de los parámetros importantes a tener en cuenta a la hora de elegir una resistencia PTC.

Los fabricantes de resistencias PTC indican también en sus catálogos este parámetro, referido siempre a corriente continua y en ocasiones a una temperatura ambiente dada.

Es importante no superar nunca en los extremos de la resistencia el valor máximo de tensión que se indique.

183


Código de identificación de las resistencias PTCLas resistencias PTC se identifican por un punto de color según el código dado por el fabricante.

C o m o e jem p lo de ello, en la tab la 8 .3 se dan los có d ig o s de co lo res y ca racte rís ticas técn icas de las res istencias PTC d e la serle 2322 6 6 0 de Philips.

Resistencia PTC n.°

Valor a 25 °C

(íi)

Temperaturaconmutación

°C

Coeficiente de temperatura

(%/°C)

Constante de tiempo

térmico (x)

Factor de disipación (mWAC)

tíw m m F w

Tensiónmáxima

(Veo)

Margen de temperatura de trabajo

de potencia cero C5C)

Margen de temperatura

máxima tensión

(°C)

91001 (sin color)

250 ±25 %

+6 +5 17 6 25 -25 a + 155 0 a 55

91002amarillo

50 ±15 %

+80 +18 50 8,5 50 10 a + 125 0 a 55

91003verde

40 ±15 %

+ 110 +75 50 8,5 50 10 a + 125 0 a 55

91004naranja

30 ±15 %

+45 +16 50 8,5 50 10 a + 125 0 a 55

91005rojo

50±15 %

+25 +9 40 6 40 10 a + 125 0 a 55

91006rojo

60±30 %

+30 +7 20 7 25 10 a + 125 0 a 55

91007naranja

50 ±30 %

+50 +16 18 7 25 10 a + 125 0 a 55

91008amarillo

50 ±30 %

+80 +23 18 7 25 10a + 125 0 a 55

91009verde

50±30%

+ 105 +40 - 7 25 10 a + 125 0 a 55

Tabla 8.3 Características técnicas de las resistencias PTC de la serie 2322 660 de Philips.

RESISTENCIAS LDR

Las LDR (del inglés «Light Dependent Resistor»), también llamadas resistores LDR y fotorresistencias, son componentes semiconductores que varían su valor óhmico al incidir sobre ellos una radiación luminosa.

A medida que la intensidad luminosa que incide sobre una LDR aumenta, su resistencia al paso de la electricidad disminuye de valor.

En la figura 8.27 se puede ver el aspecto y dimensiones de algunas de estas resistencias, que difieren bastante de lo convencional.

Los materiales fotosensibles más utilizados en la fabricación de las LDR son el sulfuro de talio, el sulfuro de cadmio, el seleniuro de cadmio y el sulfuro de plomo.

Su construcción se efectúa disponiendo sobre una plaquita de material inerte gran cantidad de electrodos a una distancia muy próxima y, entre ellos, se deposita el material fotosensible. Todo el

184


♦ 1,5 m ox

43±31.7 ±0.3

8.27 Diferentes tipos de fotorresistencias con sus dimensiones.

conjunto se encierra luego herméticamente en una ampolla de vidrio, o mediante un recubrimiento de laca o sustancia plástica transparente, con el fin de protegerlo contra la humedad, polvo, etc., y, al mismo tiempo, facilitar que sobre la fotorresistencia propiamente dicha incida la luz.

Cuando la LDR no está expuesta a radiaciones luminosas, la mayoría de los electrones están firmemente unidos a los átomos que forman la red cristalina. Los electrones libres, como los que existen en los metales, se encuentran sólo en cantidades muy pequeñas, y su presencia se debe a la energía térmica del material.

Cuando sobre la LDR inciden radiaciones luminosas, la energía de la radiación es absorbida por la red cristalina. En esta circunstancia se libera un cierto número de electrones a causa de esta energía suplementaria absorbida por el material, por lo que la LDR se hace más conductora, es decir, disminuye su resistencia eléctrica. Este efecto fotoconductor aumenta considerablemente si el sulfuro de cadmio contiene pequeñas cantidades de elementos activantes, como el cobre, el galio o la plata.

Características técnicas de las LDRLas características técnicas que han de tenerse en cuenta al elegir una fotorresistencia son pocas, por lo que no resulta difícil su elección.

Son las siguientes:

• Característica de la resistencia en función de la iluminación.• Respuesta espectral.• Dependencia de la temperatura.• Tiempo de recuperación.• Tolerancia.• Tensión admisible.• Potencia de disipación.• Ruido.• Capacidad parásita.

Curva característica de la resistencia de una LDR en función de la iluminaciónComo se ha dicho, las LDR constituyen en esencia resistencias variables cuyo valor óhmico está determinado por la mayor o menor cantidad de flujo luminoso que reciben. Cuanto menor es la iluminación, mayor es la resistencia eléctrica de la fotorresistencia. De todo ello se deduce que una de las características técnicas más importantes de una LDR es aquella que establece la relación entre resistencia óhmica e iluminación, es decir, la curva característica resistencia-iluminación. En la figura 8.28 se muestra la curva característica resistencia-iluminación de una LDR.

Como se puede comprobar al leer la citada curva, la resistencia eléctrica de una LDR es muy elevada en la oscuridad (2.500 í i a 50 lux), bajando a unos 25 Ü cuando sobre ella Incide una iluminación de 9.000 lux.

185

ELECTRONICOS

8.28 Curva característica de la resistencia en función de la iluminación de una LDR. tff L

La relación entre el valor de la resistencia y la iluminación puede ser expresada con cierta aproximación por medio de la fórmula:

R = AL°

Siendo R el valor de la resistencia en ohmios, L la iluminación en lux, y A y a constantes.El valor de a depende del material utilizado y del proceso de fabricación. En general varía entre

0,7 y 0,9.Para finalizar, diremos que los fabricantes suministran tres curvas características resistencia-ilu

minación (figura 8.28).La de trazo continuo corresponde a la denominada curva nominal, y representa el funciona

miento de la fotorresistencia al comienzo de su vida.Las otras dos curvas, de trazo discontinuo, corresponden a la curva característica típica máxi

ma y a la curva característica típica mínima, y muestran los límites típicos de producción.

Respuesta espectral de una LDRLa radiación luminosa incidente sobre una LDR solamente produce efecto eléctrico dentro de una determinada banda de longitudes de onda. Esto quiere decir que no todas las longitudes de onda de la energía luminosa ejercen el mismo efecto en una LDR.

Así, en el extremo rojo del espectro se encuentra una longitud de onda umbral, por encima de la cual no se produce efecto fotoeléctrico. La energía de los fotones de las radiaciones luminosas situadas más allá de esta longitud de onda es insuficiente para excitar los electrones y hacer que pasen de la banda de valencia a la de conducción.

Para longitudes de onda por debajo del valor umbral, la respuesta aumenta al principio, ya que al aumentar la energía de los fotones se excitan cada vez más los electrones. Existe, sin embargo, una longitud de onda crítica, por debajo de la cual disminuye la respuesta.

Todo lo expuesto queda reflejado en la curva de respuesta espectral que se muestra en la figura 8.29, y en la cual se puede ver la relación existente entre la resistencia eléctrica de una LDR y la longitud de onda de la energía luminosa incidente sobre ella. Obsérvese que la respuesta máxima de una LDR se obtiene con unas longitudes de onda de unos 6.000 Á.

Como consecuencia de todo ello los fabricantes de fotorresistencias indican en sus catálogos el valor de estos componentes para una temperatura de color dada, la cual se establece en 2.700 K. Esta iluminación es aproximadamente el color dado por una lámpara de filamento de tungsteno bajo condiciones normales de funcionamiento y con una iluminación de 1.000 lux.


8.29 Curva de respuesta espectral de una LDR.

Dependencia de la temperatura de una LDRDado que en la oscuridad el valor óhmico de una LDR no es infinito, cuando se aplica una diferencia de potencial a una fotorresistencia circula por ella una corriente eléctrica aunque no esté iluminada.

Como consecuencia de la agitación térmica, a temperaturas, ligeramente por encima de 0 K algunos electrones pasan de la banda de valencia a la de conducción. La resistencia en la oscuridad aumenta con la temperatura ambiente y puede disminuir enfriando el componente.

A los niveles prácticos de iluminación, el coeficiente de temperatura es muy pequeño, por lo que puede ser despreciado.

Tiempo de recuperación de una LDRCuando una LDR pasa de un cierto valor de Iluminación a la oscuridad total, el valor de su resistencia eléctrica no aumenta inmediatamente, es decir, que para alcanzar el valor de oscuridad debe transcurrir cierto tiempo.

El tiempo o grado de recuperación de una LDR es una medida práctica del aumento del valor de la resistencia con el tiempo, y se expresa en kQ/s.

Dado que esta magnitud varía según el nivel inicial de iluminación incidente sobre la fotorresls- tencia, los fabricantes en ocasiones Indican en sus catálogos las curvas características de la resistencia en función del tiempo de subida del valor óhmico con la iluminación como parámetro, tal y como se aprecia en la figura 8.30.

Veamos un ejemplo de utilización de dichas curvas. Supongamos que una fotorresistencia iluminada con una lámpara Incandescente (2.700 K) que le proporciona 100 lux pasa a la oscuridad.

En este caso se tiene que a 100 lux la resistencia es de 1 kí2 y al pasar a la oscuridad se alcanzan los 4 M i l

El tiempo en alcanzarse los 4 MQ una vez apagada la lámpara, es de 5 s, por lo que el tiempo de recuperación es de:

4 M í2 - 1 kí2

8.30 Curvas características del tiempo de subida del valor óhmico de la resistencia, con la iluminación como parámetro.

5 s= 8 0 0 kí"2/s

187

itr3 102 W ' 1CP t (s) 101


El tiempo de recuperación varia pues según el nivel previo de iluminación, ya que se parte de un valor óhmico más o menos elevado y, por tanto, más o menos cercano al valor óhmico en la oscuridad.

En los tipos corrientes de fotorresistencias, el tiempo de recuperación es mayor de 200 k íi/s (durante los primeros 20 segundos a partir de un nivel de iluminación de 1.000 lux).

En sentido inverso, es decir, en el paso de la oscuridad a un cierto valor de Iluminación, la velocidad del tiempo de recuperación es mucho mayor.

Así, por ejemplo, al pasar de la oscuridad a un nivel de iluminación de 300 lux, se tarda menos de 10 ms en alcanzar un valor de resistencia que corresponde a un nivel de iluminación de 400 lux.

Tolerancias de una LDRLas curvas características resistencia-iluminación de las fotorresistencias se miden para dos valores de iluminación: 1.000 lux y oscuridad total.

Para 1.000 lux se especifican los valores máximo y mínimo de la resistencia.En oscuridad total se especifica sólo el valor mínimo de la resistencia, que se alcanza después

de transcurrido cierto intervalo de tiempo.Dado que el valor de a no es absolutamente constante, sino que presenta cierta dispersión, la

dispersión para un nivel de iluminación diferente a los 1.000 lux citados puede ser algo mayor que la correspondiente a 1.000 lux (figura 8.28).

Tensión admisible en una LDRLa tensión admisible es aquella tensión de pico máxima que puede aplicarse a una LDR, suponiendo, lógicamente, que no se supere la potencia máxima de disipación.

Si se supera el valor de tensión máxima admisible la fotorresistencia se destruye.

Potencia de disipación de una LDRLa potencia disipada en una LDR es igual al producto de la tensión a ella aplicada por la corriente que por ella circula.

Ahora bien, dado que la intensidad que circula por una LDR no sólo depende de la tensión aplicada, sino del valor óhmico que adquiera en cada instante según la iluminación que en ella incida, deberán tenerse presente todos estos parámetros para no superar la potencia máxima admisible por la LDR.

Todo ello se comprueba en la figura 8.31, en donde se puede ver la curva característica de la intensidad de corriente en función de la tensión aplicada a una LDR con la iluminación como parámetro y con las curvas de potencia de disipación a 25 y 70 °C. Estas curvas se han realizado con una lámpara incandescente de 2.700 K.

Así, trabajando a 25 °C, la potencia de disipación nominal de la LDR es de 400 mW, por lo que para no superar esta potencia máxima debe reducirse la tensión o la intensidad de corriente al aumentar la Iluminación. Es decir, con una iluminación de, por ejemplo, 100 lux no puede aplicársele a la fotorresistencia una tensión superior a unos 20 V, pues el valor óhmico alcanzado dejaría pasar demasiada corriente y, por lo tanto, se superarían los 400 mW de disipación máxima.

8.31 Curva característica de la intensidad de corriente en función de la tensión aplicada a una LDR. con la iluminación como parámetro y con una potencia máxima disipable de 400 mW a una temperatura ambiente de 25 °C y de 100 mW a 70 X.

188


Obsérvese asimismo en la figura 8.31 que al aumentar la temperatura ambiente la potencia de disipación baja a 100 mW, por lo que serán más estrechos los márgenes de tensión y corriente aplicables a la LDR.

Los fabricantes de LDR indican en sus catálogos la potencia máxima de disipación de sus productos a 25 y 70 °C, las cuales oscilan entre 70 mW y 2.5 W a 25 °C, y entre 20 mW y 700 mW a 70 °C, según modelo.

Insistimos que, aunque se conozca el valor de potencia de disipación máxima, debe comprobarse si éste no se supera al quedar la fotorresistencia iluminada con el nivel máximo.

Ruido en una LDREl valor óhmico de una LDR no permanece constante debido a diferentes factores, por lo que entre sus terminales se producen unas variaciones de tensión que dan origen a ruido.

De todas formas, y como las fotorresistencias generalmente sólo se utilizan para ciertos controles en los que el ruido es un parámetro secundario, no suele tenerse en cuenta en el diseño de los circuitos.

Capacidad parásita de una LDRPor su especial forma constructiva las fotorresistencias presentan una capacidad parásita que limita su funcionamiento a bajas frecuencias.

La capacidad parásita de las LDR es inferior a los 6 pF, cuando su respuesta de frecuencia está comprendida entre 10 y 100 Hz.

Trabajando a 1 kHz y con una capacidad parásita de 6 pF la reactancia capacitiva de la LDR es de unos 26,5 Mí2.

Si se le aplican frecuencias mayores, lógicamente la reactancia capacitiva disminuye y, por lo tanto, afecta al correcto funcionamiento de la LDR.

Comparación entre las diferentes LDRPara finalizar con el tema de las fotorresistencias, en la tabla 8.4 se comparan algunas de ellas, con indicación de sus características más importantes.

.. .CdS

Tipo de fotorresistencia

Cd Se PbS

Umbral de sensibilidad (lux) 10‘2 10"3

Ruido de fondo medio medio fuerte

Respuesta de frecuencia (Hz) 10 a 1.000 10 a 1.000

Influencia de la temperatura media a grande media a grande grande

Disipación máxima (W) 5 x 10"2 a 2 5 x 10"2 a 2

Tensión máxima (V) 500 500 300

Superficie sensible (mm2) 1 a 500 1 a 500 1 a 500

Respuesta espectral (|im) Visible. Visible. Infrarrojo.Máximo en el Máximo en el Máximo

rojo (0.65) rojo (0,7) hacia 2,5

Tabla 8.4 Comparación de las características de algunas resistencias LDR.

189

Diodos rectificadores

INTRODUCCIÓN

Con la denominación general de semiconductores se califican ciertos cuerpos simples (tales como el silicio, germanio, etc.) cuya estructura cristalina hace que no dispongan de electrones libres capaces de establecer una corriente eléctrica; sin embargo, bajo determinadas condiciones, sus electrones exteriores o de valencia pueden ser liberados y, como consecuencia, se convierten en cuerpos conductores.

Para conseguir esto se recurre a diversos procedimientos, tales como el calor, la luz o, sin duda el más importante, introduciendo en la estructura cristalina del cuerpo ciertas sustancias de constitución atómica determinada. Estas sustancias crean unas características especiales, las cuales lo transforman en un cuerpo más o menos conductor.

Entre los cuerpos más utilizados en la fabricación de diodos semiconductores destacan el germanio y el silicio.

El germanioEl germanio es un cuerpo simple que ocupa el número 32 en la tabla periódica de los elementos, es decir, posee 32 protones en su núcleo atómico y 32 electrones que giran alrededor de dicho núcleo, de los cuales cuatro son de valencia (cuatro electrones en la órbita exterior más alejada del núcleo).

Para que un cuerpo mantenga su estabilidad molecular precisa de ocho electrones de valencia, por lo que parece que el germanio debería pertenecer al grupo de los cuerpos no estables; esto no es así, y el motivo de que el germanio sea un cuerpo estable con sólo cuatro electrones de valencia se debe a que mantiene por sí solo la estabilidad a base de una reciprocidad mutua con cuatro electrones de los átomos vecinos, complementándose y consiguiendo así los ocho electrones necesarios para su estabilidad molecular. Véase en la figura 9.1, de forma gráfica, lo que se acaba de exponer.

9.1 Representación gráfica de la estructura atómica del germanio o del silicio. Cada átomo utiliza para su estabilidad cuatro electrones de los átomos adyacentes.

En realidad este fenómeno es bastante más complejo, pero el efecto en sí se comprende fácilmente observando dicha figura.

Como consecuencia de ello, el germanio es un cuerpo completamente aislante, ya que no existen en su seno electrones libres capaces de establecer una corriente eléctrica.

191


El silicioAl principio sólo se utilizó germanio en la fabricación de semiconductores; sin embargo, durante la Segunda Guerra Mundial, se descubrió que existe otro cuerpo simple que posee, al igual que el germanio, cuatro electrones de valencia y, por lo tanto, es capaz de comportarse como él.

Este cuerpo simple es el silicio, el cual ocupa el número 14 en la tabla periódica de los elementos, ya que posee un total de 14 protones y 14 electrones, de los que cuatro son de valencia y, por lo tanto, también es susceptible de ser utilizado en la fabricación de todo tipo de semiconductores.

Entre las ventajas que presentan los semiconductores de silicio con respecto a los de germanio, cabe destacar su correcto funcionamiento dentro de un amplio campo de temperaturas de trabajo (funcionamiento sensiblemente normal dentro del Intervalo de temperaturas entre -1 8 °C y +100 °C).

Como consecuencia de ello, el silicio se emplea normalmente en la fabricación de diodos rectificadores para grandes intensidades de paso de corriente, siendo muy utilizados en fuentes de alimentación para la rectificación de la corriente alterna de la red, mientras que los diodos de germanio se utilizan en circuitos de pequeñas señales, como las etapas detectoras de la señal de audio en receptores de radio, debido a una ventaja que ofrecen sobre ios de silicio, y es que precisan, como más adelante se verá, de menor tensión directa para pasar al estado de conducción.

Tanto el germanio como el silicio, en estado puro, son cuerpos aislantes, por lo que parece un contrasentido que dentro del apartado de semiconductores se citen dos cuerpos que en realidad son aislantes. Sin embargo, lo que realmente se comporta como un semiconductor no es el germanio o el silicio en estado puro, sino unos cuerpos compuestos cuya base principal es el germanio o el silicio, aunque se generaliza y se aplica el nombre de semiconductores a estos dos cuerpos aislantes.

Cristal NSupongamos una estructura cristalina, de germanio o de silicio, como la de la figura 9.1, en la que se sustituyen algunos de los átomos de germanio o de silicio por otros átomos extraños cuya valencia sea 5, es decir, con cinco electrones en su órbita externa. Átomos de este tipo son el arsénico, el antimonio y el fósforo.

Esta operación recibe el nombre de dopado. En ese caso la estructura cristalina queda alterada, tal y como se indica en la figura 9.2, en la que se muestra cómo la estabilidad química del cristal se modifica como consecuencia de la impureza introducida.

9.2 Representación gráfica del dopado de un cristal de silicio con un átomo de antimonio. Al poseer el átomo de antimonio cinco electrones de valencia, en una de las uniones queda un electrón libre o carga negativa. ' i - t e " V ' l ' * -

Electrónsobrante

Como la estabilidad química se produce cuando la suma de todos los electrones de valencia es ocho, y la impureza (a causa de la covalencia de sus electrones con los de los átomos adyacentes) posee nueve electrones de valencia, se tiene un electrón sobrante, o carga negativa sobrante.

192

DIODOS RECTIFICADORES

9.3 Al aplicar una diferencia de potencial eléctrico entre dos caras de un cristal tipo l\l. los electrones se desplazan hacia el polo positivo

)-------- de la fuente de alimentación.

En la figura 9.3 se ha dibujado un cristal de silicio dopado con un átomo de arsénico, siendo suficiente un solo átomo de arsénico en un conjunto de 100 millones de átomos de silicio.

Si entre dos caras de este cristal se aplica una diferencia de potencial eléctrico, el electrón libre del átomo de arsénico es atraído por el polo positivo de la fuente de alimentación y repelido por el negativo, puesto que cargas eléctricas de signo opuesto se atraen y del mismo signo se repelen.

En la figura 9.3 el electrón se desplaza hacia la derecha, indicándose el recorrido mediante flechas. En su desplazamiento, el electrón puede pasar a formar parte de la capa de valencia de otro átomo de silicio, siendo uno de los electrones de valencia de este último átomo ei que prosigue el recorrido hacia el polo positivo de la fuente de alimentación.

Durante el transcurso de este fenómeno, el átomo de arsénico captura un electrón de uno de los átomos adyacentes por su lado izquierdo que, además, es repelido por el polo negativo de la fuente de alimentación, provocando que en dicho átomo sólo se tengan siete electrones de valencia y, por lo tanto, haciendo que capture a su vez otro electrón.

En resumen, entre el polo negativo y el positivo de la fuente de alimentación se establece, a través del cristal, una pequeña corriente, por lo que el cristal recibe por ello el nombre de semiconductor tipo N, ya que son cargas negativas las que provocan la circulación de corriente.

A los átomos con cinco electrones de valencia se les denomina átomos donadores.

Cristal PEn contraposición a los cristales semiconductores tipo N se encuentran los semiconductores tipo P, cuya conductividad se explica por los portadores de carga positiva o huecos.

Falta un electrón (hueco)

9.4 Representación gráfica de la unión de átomos de silicio con uno de indio. Al poseer el indio tres electrones de valencia, en la unión queda un hueco o laguna por rellenar (pequeño círculo blanco en la figura).

En la figura 9.4 se ha representado un cristal de germanlo o de silicio dopado con una impureza, tal como el aluminio, el indio o el galio, que poseen tres electrones de valencia.

A estos átomos se les conoce con el nombre de átomos aceptadores o simplemente aceptadores, debido a que aportando sólo tres electrones de valencia y compartiendo otros cuatro de los átomos vecinos, en su órbita externa o de valencia falta un electrón para que se establezca la estabilidad química.

193


9.5 Al aplicar una diferencia de , ..potencial eléctrico entre dos carasde un cristal tipo P, los huecos se \ I 3 Á.A® 7desplazan hacia el polo negativo -de la fuente de alimentación. ( i { 0 1 \ # H # I ) f # ? ?

En las figuras 9.4 y 9.5 se ha representado con un pequeño círculo blanco el lugar donde falta un electrón, lugar que se conoce con el nombre de laguna o hueco.

El hueco no permanece mucho tiempo en el mismo lugar, debido a que un electrón de las Inmediaciones pronto lo ocupa.

Esto, que a primera vista parece sorprendente ya que todos los electrones están ligados a sus átomos y, por lo tanto, no hay electrones libres, es debido a los movimientos térmicos de los átomos.

En realidad los átomos oscilan alrededor de su posición, lo cual produce choques entre ellos, por lo que algunos electrones son extraídos de sus órbitas y pasan fácilmente a ocupar huecos, apareciendo nuevos huecos en las órbitas donde se localizaban primitivamente dichos electrones. También estos huecos quedan pronto ocupados por otros electrones, por lo que puede afirmarse que los huecos «viajan» por todo el cristal.

Si se aplica una tensión eléctrica entre dos caras opuestas de este cristal, tal y como se indica en la figura 9.5, los electrones «buscadores de huecos» son atraídos por el polo positivo, pero los huecos se desplazan hacia el polo negativo de la fuente de tensión.

Cuando los electrones llegan al extremo derecho del cristal (figura 9.5) y lo abandonan, surgen nuevos huecos que se mueven hacia la izquierda.

Diodo de uniónEn la figura 9.6 se ha representado un cristal de silicio cuya cara izquierda es un semiconductor tipo P y la cara derecha un semiconductor tipo N. Hemos elegido el silicio como elemento semiconductor por ser el más utilizado en la tecnología actual, pero para nuestro ejemplo sería igualmente válido el germanio.

9.6 Unión de dos cristales P y N para la formación de un diodo.

La pieza de silicio descrita no es la composición de otras dos, sino que constituye un único cristal que durante su fabricación, y mediante procedimientos especiales, ha sido dopado en una de sus dos mitades con átomos de impurezas aceptadoras, y con donadoras en la otra. A un cristal dopado de esta forma se le llama unión PN.

A efectos de una mayor simplicidad en la figura, se han representado los huecos en gris claro ylos electrones en negro.

Entre las dos clases de silicio aparece una zona (Z) que contiene muy pocos portadores de carga, y que se ha representado mediante una superficie gris oscuro.

194


Ésta aparece debido a que en la frontera de las zonas P y N los huecos del silicio P son ocupados por los electrones libres del silicio N, por lo que no existen en dicha zona portadores de carga.

La zona Z posee, pues, una elevada resistencia específica y, por lo tanto, es aislante al paso de la corriente eléctrica.

te te te m i i 6 » 6

te te te * * «

<M « i « te * *te * fe te te * 9.7 Al aplicar una diferencia de

potencial eléctrico a una unión PN, con el positivo conectado al cristal N y el negativo al cristal P. la zona Z se amplía y el diodo actúa como un aislante.

En la figura 9.7 se ha dibujado una unión PN a la que se ha aplicado una tensión eléctrica entre sus caras opuestas, de forma que el polo negativo queda aplicado al cristal de silicio P y el polo positivo al cristal de silicio N.

Con esta disposición los huecos se concentran hacia el polo negativo y los electrones libres hacia el polo positivo. El resultado de esto es la ampliación de la zona Z, ya que aún queda más empobrecida de portadores de carga.

Al aplicar una tensión eléctrica de la forma expuesta a una unión PN, la resistencia de la unión aumenta todavía más. La corriente que circula de una a otra parte del cristal es, por tanto, muy pequeña, del orden de algunos microamperios.

En la figura 9.8 se ha conectado la misma fuente de tensión eléctrica, pero esta vez con la polaridad invertida (positivo al cristal P y negativo al cristal N).

te te te te te te tete te te te te te te tete te te te te te te tete te te te • te te te te 9.8 Al aplicar una diferencia de

potencial eléctrico a una unión PN. con el positivo conectado al cristal P y el negativo al cristal N, la zona Z se estrecha y el diodo se hace conductor.

En esta circunstancia los huecos de silicio tipo P son repelidos hacia la zona Z por el polo positivo de la batería, y los electrones libres del silicio tipo N son igualmente repelidos hacia la zona Z por el polo negativo de la batería. La zona de resistencia resulta así muy estrecha y la resistencia de la unión PN se reduce considerablemente, con lo que la intensidad de corriente que circula por el cristal será elevada.

El sentido del flujo de electrones de N a P se designa por sentido de paso, mientras que el sentido opuesto de P a N se le denomina sentido de bloqueo.

Es de destacar que en el sentido de bloqueo la corriente no es totalmente nula, es decir, siempre existe una pequeña corriente de fuga que recibe el nombre de corriente inversa del diodo y que se designa con el subíndice R (del inglés reverse).

La intensidad de corriente en sentido directo se identifica con el subíndice F (del Inglés forward).El diodo semiconductor formado por un cristal dopado positivamente en una cara y negativa

mente en la otra, recibe el nombre de diodo de unión o de juntura, puesto que puede compararse a la unión de dos cristales de silicio, uno P y otro N, aunque sea un único cristal dopado de forma diferente en sus dos mitades.

195


9.10 Distintas cápsulas de diodos semiconductores, con indicación de sus dimensiones.

Diodo de punta de contactoExiste otro tipo de diodo semiconductor, denominado de punta de contacto (figura 9.9).

Las propiedades de estos diodos son las mismas que las de los de unión o juntura, con la diferencia de su forma constructiva, consistente en un cristal tipo N sobre el que se aplica una punta muy fina en forma de muelle rodeada de cristal tipo P, el cual está en contacto con el cristal N o viceversa.

9.9 Dibujo esquematizado de la constitución de un diodo de punta de contacto. 1) Punta de contacto en forma de muelle. 2) Cristal tipo P. 3) Cristal tipo N.4) Base metálica.

Cápsulas para diodos semiconductoresLa unión PN que forma todo diodo semiconductor se introduce en una cápsula herméticamente cerrada que la protege del medio ambiente y facilita su manipulación, saliendo al exterior sólo los terminales de conexión.

Existe una gran cantidad de variedades de cápsulas según la potencia a la que debe trabajar el diodo. En la figura 9.10 se muestran algunas de las más usuales, con sus dimensiones y denominaciones.

00-7- 0 0.52 máx 1

h i = 11 1

25,4 min _ 7,6 máx

2 máx 2 máxDO-14

0,56 máx

2 máx 2 máx

DO-15 (SOD-40) 00-35

0,56 máx

ki

a

25,4 mtn 4,25 máx 25,4 mín

S0D-17

0.56 máx

7.6

3.4 máx

S0D-18

1,05 máx

4 máx 4 máx

— —11— ~~n~ I — ( © )

25.4 min 6,35 máx j 25,4 min2.0 máx

196


SOD-22

0,80 mi>r

2 máx 2 máx

i *r T~ (EZ)

SOD-34 (2)

0.56 máx

28 mln 5,57 máx 28 mln

15 mín 11,5 máx , 15 mln

2 máx 2 máx

SOD-28

5 máx

8^ x ' ool -<S ca £«OI§ ' ~ «í i

SOD-51

1,05 máx

i *L

10.5 máx

4

10

4,5 máx

n>2.8 mín ¡ S máx 2,8 mín

9.10 Distintas cápsulas de diodos semiconductores, con indicación de sus dimensiones. (Continuación)

18

Lógicamente las cápsulas para diodos que han de trabajar con elevadas potencias son más grandes, puesto que han de disipar más calor.

Ánodo y cátodo de un diodo rectificadorRecibe el nombre de ánodo el cristal P, y cátodo el N.

Al utilizar un diodo semiconductor es muy importante la correcta conexión del ánodo y del cátodo, ya que de ella depende la polaridad de la señal rectificada a su salida. Téngase presente que un diodo semiconductor deja pasar la corriente en un sentido y la bloquea en el otro.

El sentido de paso es de ánodo a cátodo.Efectivamente, cuando se le aplica un potencial positivo al ánodo (cristal P) y negativo al cátodo

(cristal N), el diodo deja pasar la corriente eléctrica, mientras que si se aplica un potencial negativo al ánodo (cristal P) y positivo al cátodo (cristal N) el diodo bloquea el paso de la corriente alterna.

En la figura 9.11 se muestra el símbolo con el que se representa a los diodos semiconductores, con indicación del sentido de paso (a) y de bloqueo (b). Conviene siempre recordar que el triángulo representa el cristal P (ánodo) y el trazo lleno al cristal N (cátodo).

a k a k

-«a------

a) b)

9.11 Símbolo de un diodo semiconductor, a) Aplicando un potencial positivo al ánodo (a) con respecto al cátodo (k) ei diodo se hace conductor, b) Aplicando un potencial negativo al ánodo (a) con respecto al cátodo (k) el diodo queda bloqueado.

Debe tenerse presente, ya que ello es motivo de confusiones, que al polarizar en sentido directo a un diodo, es decir, con el positivo aplicado al ánodo, el diodo pasa a ser conductor y, por lo tanto, el potencial positivo aparece en el cátodo, tal y como se deduce de la figura 9.12a.

En el esquema de la figura 9.12a aparece el positivo en el terminal de la resistencia conectado al cátodo, ya que el diodo puede considerarse en este caso como un interruptor cerrado.

Cuando el diodo queda polarizado en sentido Inverso (figura 9.125), éste queda bloqueado, actuando como un Interruptor abierto, es decir, como una resistencia infinita, por lo que toda la ten-

197


9.12 a) Cuando el diodo está polarizado en sentido directo toda la tensión de entrada aparece en la resistencia de carga, con el positivo en el lado del cátodo,b) Cuando el diodo está polarizado en sentido inverso, toda la tensión de entrada aparece en éste, con el negativo en el ánodo.

+

sión aparece en la unión PN con negativo en ánodo y positivo en cátodo y, como consecuencia, en la resistencia no aparece tensión alguna.

De todo ello se deduce que los diodos semiconductores han de llevar alguna indicación en la cápsula que permita al profesional distinguir el ánodo del cátodo. Esta indicación se realiza imprimiendo en el cuerpo de la cápsula el símbolo del diodo en el sentido correcto, mediante un pequeño aro de color o una forma redondeada de la cápsula en el lado correspondiente al cátodo, tal y como sucede con los tipos de cápsula DO-14 y SOD-18 que se muestran en la figura 9.10.

En radio y televisión los tipos de cápsulas más utilizadas son las correspondientes a los diodos de pequeña potencia, en los cuales se identifica al cátodo mediante un aro de color (figura 9.13).

9.13 Identificación del cátodo en un diodo rectificador, mediante un aro impreso sobre la cápsula en el lado correspondiente al cátodo.

Puentes rectificadoresLos tipos de cápsulas expuestas en las líneas anteriores corresponden a unidades rectificadoras, es decir, que en su interior sólo existe una unión PN. Estos diodos sirven para formar circuitos rectificadores de media onda o de onda completa, utilizando dos o cuatro elementos adecuadamente conectados.

9.14 Montaje en puente de cuatro diodos rectificadores.

Se fabrican cápsulas en las que se disponen cuatro diodos rectificadores conectados en puente (figura 9.14), lo que permite el diseño de un rectificador de onda completa en una sola cápsula.

En la figura 9.15 puede verse una de estas cápsulas. En ellas se imprime las polaridades que corresponden a cada terminal, de forma que no exista posibilidad alguna de error en su conexión. Así, las patitas con el signo ~ son a las que se debe aplicar la corriente alterna a rectificar, mientras

198


9.15 Cápsula de puente rectificador de silicio.

que la tensión continua positiva aparece en la patita marcada con el signo + y la negativa en la patita marcada con el signo

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS DIODOS SEMICONDUCTORES

En la actualidad se fabrican diodos semiconductores que cubren toda la gama de necesidades técnicas de los aparatos y equipos electrónicos. Para elegir correctamente el diodo rectificador más adecuado a un circuito deben conocerse sus características técnicas, las cuales varían de uno a otro diodo y dependen de las magnitudes de la señal alterna que deben rectificar.

Los fabricantes clasifican sus diodos en dos grandes grupos: diodos para pequeña señal y diodos rectificadores.

Esta clasificación es muy importante para una primera elección del diodo, como se verá más adelante.

Pero no sólo es importante elegir el diodo de acuerdo con esta clasificación, además deben tenerse presente una serie de características técnicas que son proporcionadas por los fabricantes en sus catálogos mediante datos numéricos y curvas características.

Antes de entrar en el estudio de los parámetros de un diodo, conviene estudiar el código de símbolos literales utilizado internacionalmente para distinguir un parámetro de otro.

Símbolos literales para diodos semiconductoresLos símbolos literales utilizados para distinguir los diferentes parámetros de un diodo semiconductor están formados por letras y subíndices, según la publicación 148 de la IEC.

Las magnitudes eléctricas principales son la intensidad, la tensión y la potencia.Cuando se trata de valores instantáneos se representan con letras minúsculas:

i = Intensidad de corriente instantánea, v = Tensión instantánea, p = Potencia instantánea.

Cuando se hace referencia a valores de corriente continua, medios, eficaces y máximos, éstos se indican con una letra mayúscula y un subíndice, el cual procede de una abreviatura inglesa y que por lo tanto es preciso aprender de memoria para evitar errores. Dichos subíndices son los siguientes:

(AV), (av) = Valor medio (average valué)F, f = Sentido directo (forward)M, m = Valor máximo (máximum valué)R, r = Sentido inverso (reverse)(RMS), (rms) = valor eficaz (root-meam-square valué)

El subíndice puede estar formado por más de una indicación. Así, por ejemplo, / F(AV) indica el valor medio de la intensidad de corriente en el sentido de paso.

Ahora bien, en toda corriente alterna se dan una serie de fenómenos, repetitivos o no, tales como impulsos transitorios de tensión y corriente, que en muchas ocasiones han de ser tenidos en cuenta ya que pueden perjudicar al diodo.

199


fl. 16 Tensiones inversas que se dan en una corriente alterna. • m i/u

21 n / _ N

V ftN

11/

271/ O) t

En la figura 9.16 se ha dibujado una onda senoidal, en la que se han señalado valores de tensión que Influyen sobre el funcionamiento de un diodo. Dichas tensiones son:

^nrms = Tensión nominal eficaz. f/RWM = Tensión de punta límite.\/RN = Tensión nominal inversa.'/rsm = Máxima tensión inversa de pico admisible.

La curva 7 de la figura 9.16 corresponde a la tensión nominal eficaz de la fuente de alimentación recomendada por el fabricante del diodo; la curva 2 corresponde al límite de la tensión de pico transitoria (l/RSM); y la curva 3, a la típica forma de onda de tensión repetitiva transitoria.

Curva característica de un diodo semiconductorEn la figura 9.17 se ha dibujado la curva característica de un diodo semiconductor.

Obsérvese que en sentido directo, para tensiones directas (VF) por encima de unos 0,5 a 0,7 V, la resistencia del diodo es pequeña y, por lo tanto, la corriente en sentido directo ( Í F) es elevada.

9.17 Curva característica de un diodo semiconductor de silicio.

Cuando el diodo se opone al paso de la corriente eléctrica, es decir, cuando está polarizado en sentido inverso, su resistencia es elevada y por él circula una pequeñísima comente de fuga ( / R), aunque la tensión inversa aplicada (t/R) sea elevada.

200


Sobrepasado un cierto valor de l/R, que en el caso de la figura 9.17 hemos establecido en 70 V, el diodo pasa a ser conductor y, como consecuencia de la enorme energía que se genera en él, se destruye.

Como consecuencia de todo ello, la curva característica del diodo semiconductor tiene una forma semejante a la representada en la figura 9.17, en la que la característica inversa de la corriente viene expresada en pA y no en mA como ocurre con la característica directa, y que la escala de tensión directa está dividida en décimas de voltio mientras que la de tensión inversa lo está en decavoltios.

Examinando el gráfico se pueden observar las siguientes características:

• La curva tiene forma exponencial en las proximidades del cero y se acerca rápidamente al valor máximo admisible a medida que aumenta la tensión directa; es decir, la resistencia propia del diodo que se opone al paso de la corriente directa es de muy bajo valor y disminuye rápidamente al aumentar la tensión.

• La corriente inversa aumenta muy lentamente, aun en el caso de tensiones algo elevadas. Nótese que la resistencia disminuye ante tensiones inversas muy elevadas, pudiendo llegar a resultar nula e incluso negativa. Este caso no puede considerarse, pues el recalentamiento producido por la resistencia del diodo al paso de la corriente inversa puede llegar a destruirlo. La tensión inversa correspondiente al codo de la curva característica inversa, sobrepasada la cual el diodo pasa a conducir en sentido inverso, recibe la denominación de tensión de Zener, y es una cualidad que se aprovecha en un cierto tipo de diodos (diodos Zener).

La temperatura alcanzada en la unión de los cristales PN, como consecuencia del paso de la corriente, influye sobre el comportamiento de éste, tanto en sentido directo como inverso, provocando un aumento del paso de corriente. Este fenómeno apenas si tiene importancia en sentido directo, pero sí que es apreciable en sentido inverso.

Así pues, cuanto mayor sea la temperatura en la unión mayor será el paso de corriente en sentido inverso, razón por la cual en ciertas ocasiones es preciso dotar ai diodo de aletas disipadoras de calor.

Los fabricantes de diodos suelen indicar en sus catálogos las curvas características directa e inversa por separado, tal y como se estudia a continuación en un diodo para pequeña señal y en un diodo rectificador.

9.18 Curvas características de la intensidad de corriente en función de la tensión, en un diodo para pequeña señal polarizado en sentido directo.

201


La figura 9.18 corresponde a la curva característica I F = f(V,) del diodo para pequeña señal de germanio AA119.

Como se puede comprobar este diodo no puede rectificar tensiones elevadas, por lo que su uso queda limitado a la rectificación de pequeñas señales, tales como la portadora modulada en amplitud o en frecuencia de un receptor de radio, es decir, se trata de un diodo especialmente d iseñado para etapas detectoras.

Las curvas en línea continua corresponden a los valores típicos de este diodo, a temperaturas ambiente de 25 y 60 °C. Obsérvese que a 60 °C la intensidad de corriente en sentido directo es algo más elevada.

Las curvas a trazos corresponden a los valores máximos garantizados por el fabricante, por lo que por encima de dichos valores el diodo no puede ser considerado como bueno.

El diodo pasa a conducir en sentido directo cuando el potencial que se le aplica supera el potencial que se genera en la zona aislante de la unión; en el caso del diodo AA119 éste comienza a conducir en sentido directo cuando la tensión directa aplicada supera los 0,3 V a 25 °C, lo cual quiere decir que tensiones directas por debajo de dicho valor no son rectificadas.

9.19 Curvas características de la intensidad de corriente en función de la tensión, en un diodo para pequeña señal polarizado en sentido inverso.

En la figura 9.19 se han dibujado las curvas características del mismo diodo en sentido Inverso.En este caso, tal como se ha dicho en líneas anteriores, sí que la temperatura Influye conside

rablemente sobre la Intensidad de corriente inversa.Con elevadas tensiones inversas, del orden de 40 V, la intensidad de corriente en sentido inver

so es muy pequeña, no alcanzándose los 100 a 25 °C.Como información complementaria a estas curvas diremos que los limites de este diodo son los

siguientes:

Tensión inversa máxima (14=): 30 V.Tensión inversa de pico repetitivo máxima (t/RRM): 45 V.Intensidad de corriente máxima en sentido directo (JF): 35 mA.Intensidad de corriente de pico repetitivo máxima en sentido directo ( /FRM): 100 mA.Temperatura ambiente máxima (7"amMu,): 60 °C.

La figu ra 9.20 co rre spo nde a las curvas caracte rís ticas I F = f(VF) de un d iod o rectificado r de s ilicio, con cre tam e n te las co rrespond ien tes al m ode lo BY 126 de Philips.

En este diodo se ponen en juego intensidades de corriente mucho más elevadas, del orden de los 10 A con tensiones directas de poco más de 1 V.

202


9.20 Curvas características l f = f( VF) de un diodo rectificador de silicio.

Al igual que en el caso anterior es preciso aplicar un mínimo de tensión directa para que el diodo se haga conductor en sentido de paso.

La curva característica de la figura 9.21 corresponde al mismo diodo pero en sentido inverso. Con tensiones próximas a los 500 V en sentido inverso, la corriente de fuga inversa (JR) apenas si supera los 40 ^A, con una temperatura de unión (7¡) de 140 °C.

9.21 Curva característica I R = f(VR) de un diodo rectificador de silicio.

Del estudio de estas curvas características se desprende que éste no es un diodo utilizable en etapas detectoras, siendo sin embargo idóneo para el rectificado de la corriente alterna de la red.

Los valores máximos de tensiones, corrientes y temperaturas que puede soportar este diodo son, según el fabricante, los siguientes:

Tensión de punta inversa límite (t/RWM); 450 v-Tensión inversa de punta periódica máxima admisible (VRRM): 650 V.intensidad de corriente máxima en sentido directo ( I F(AV)): 1 A.Intensidad de corriente de choque máxima admisible ( JFSM)): 40 A.Temperatura máxima en la unión (T¡): 150 °C.

203


Para finalizar con el estudio de estas características, en la figura 9.22 se ha dibujado la curva «intensidad inversa-temperatura de la unión» del diodo de silicio BY 126.

En dicha curva, se observa cómo al aumentar la temperatura de la unión (7¡) aumenta en forma logarítmica la intensidad de corriente de fuga inversa JR.

100h

(nA)

10

1

9.22 Curva característica I R = f(T¡) de un diodo rectificador de silicio.

Así, a 70 °C la corriente inversa es de tan sólo 1 jaA, pero al doblarse la temperatura de la unión, es decir, al alcanzarse los 140 °C en la unión, la Intensidad de corriente inversa supera los 40 juA, por lo que resulta cuarenta veces mayor que a 70 °C.

Diodos de silicio de recuperación rápidaCuando se desea rectificar una corriente alterna de RF, es preciso recurrir a un tipo especial de diodos rectificadores cuya peculiaridad principal está en la conmutación rápida del estado de conducción al de bloqueo, ya que los diodos rectificadores de uso común tardan un cierto tiempo en pasar de un estado a otro y, por lo tanto, no es posible efectuar adecuadamente la rectificación.

o H

9.23 Disposición de un diodo semiconductor y una resistencia en serie con él, para obtener en la pantalla de un osciloscopio la imagen de la tensión rectificada. o-

R al osciloscopio

Así, supongamos un circuito como el de la figura 9.23, compuesto por un diodo de silicio en serle con una resistencia de carga R. A los bornes de entrada del circuito se le aplica una onda cuadrada cuya frecuencia es de 50 Hz (figura 9.24).

Si en esta circunstancia se aplica la tensión presente en la resistencia a la entrada vertical de un osciloscopio, en la pantalla de éste aparece una onda como la que se muestra en la figura 9.25, compuesta por los semiciclos positivos de la tensión de entrada (de amplitud V) y los semiciclos negativos, de amplitud I nR (siendo I R la corriente de fuga que deja pasar el diodo mientras está polarizado en sentido inverso).

204


1

1

1

9.24 Tensión en forma de onda cuadrada aplicada a la entrada del circuito de la figura 9.23.

rV L

9.25 Tensión rectificada que aparece a la

En resumen, se puede afirmar que la corriente ha sido rectificada, puesto que el valor de Ip fí de los semiciclos negativos es muy Inferior al valor de V de los semiciclos positivos, hasta tal punto que la tensión I^R puede considerarse prácticamente nula.

Supongamos ahora que la frecuencia de la señal aplicada a la entrada del circuito de la figura 9.23 sea del orden de unos kilohercios.

En esta circunstancia la señal a la salida del rectificador, es decir, en la resistencia de carga R, ya no será la representada en la figura 9.25, sino que tomará la forma dibujada en la figura 9.26. en la que se puede apreciar cómo los semiciclos positivos permanecen igual, mientras que los negativos presentan unos picos de corriente I R0 en el momento de la conmutación, que posteriormente van atenuándose hasta alcanzar el valor de la corriente de saturación inversa I fí.

9.26 Corriente rectificada a la salida del circuito de la figura 9.23, cuando la frecuencia de la tensión aplicada a su entrada es muy elevada.

El fenómeno descrito recibe el nombre de fenómeno de recuperación inversa, y consiste en que, en el momento de ser polarizado el diodo en sentido inverso, éste no queda bloqueado instantáneamente. sino que permite el paso de la corriente como si estuviese polarizado en sentido directo, necesitando un cierto tiempo para alcanzar su estado de bloqueo. La rectificación no es perfecta.

Con el fin de estudiar más a fondo este fenómeno, hemos representado en la figura 9.27, a mayor escala, uno de los semiciclos negativos de la corriente a través de la resistencia R. En ella se aprecia que la intensidad de corriente inversa ( / R0) permanece constante durante un tiempo f , , comenzando después a disminuir de forma progresiva.

El tiempo t? es el tiempo adicional necesario para que la corriente inversa / R0 alcance un valor tolerable, y lo hemos fijado arbitrariamente en 0,1 JRO,

salida del circuito de la figura 9.23.

205


9.27 Semiciclo negativo de la corriente rectificada, cuando la tensión aplicada a la entrada del circuito de la figura 9.23 es muy elevada. t„ = t, + 12 es el tiempo de recuperación inversa del diodo.

La suma aritmética de los tiempos f, y t2 recibe el nombre de tiempo de recuperación inversa de un diodo (f„) que, como se ha dicho, es el tiempo transcurrido desde el instante de la conmutación hasta el momento en que la corriente inversa alcanza el valor de 0,1 JR0.

Este fenómeno de recuperación inversa limita la frecuencia de utilización del diodo, ya que si la frecuencia aumenta de forma que el semiperíodo se hace comparable con el tiempo de recuperación, el diodo deja de comportarse como rectificador y deja pasar la corriente en los dos sentidos.

El caso límite se produce cuando el tiempo del semiperíodo negativo es igual al tiempo f, de recuperación.

Aparte de todo lo expuesto, durante el tiempo t> el diodo recibe un sobrecalentamiento adicional debido al paso de corriente en sentido inverso, que es tanto mayor cuanto mayor sea la frecuencia, pudiéndose llegar a su destrucción.

De lo dicho se deduce que, cuando deba trabajarse con frecuencias elevadas, se necesita que el tiempo de recuperación en inversa sea lo suficientemente pequeño para que los efectos citados sean despreciables.

Los diodos rectificadores pueden clasificarse, según el tiempo de recuperación inversa, en los tres grupos siguientes:

• Diodos normales: t„ = 50 ns.• Diodos rápidos: frr = 1 a 6 ns.• Diodos ultrarrápidos: t „ = 1 a 2 ns.

Sin embargo, diremos que para la rectificación de la corriente alterna de la red son suficientes los diodos rectificadores de silicio del tipo estándar (muy lentos), cuyos tiempos de recuperación son del orden de los 10 ps, mientras que para frecuencias del orden de los 100 kHz son necesarios diodos rectificadores con un tiempo de recuperación de unos 5 ns.

Veamos ahora a qué se debe la existencia del tiempo de recuperación inversa. Cuando un diodo está polarizado en sentido directo existe una cierta cantidad de portadores minoritarios (impurezas) que atraviesan la unión PN. Una vez eliminada la polarización directa, estos portadores necesitan un tiempo determinado para recombinarse, es decir, que la capacidad que tienen los portadores minoritarios de fluir no cesa instantáneamente al eliminar la polarización directa, sino que dura un cierto tiempo. Esto significa que el diodo alcanza su estado de alta resistencia en sentido inverso al paso de corriente, cuando los portadores minoritarios se han recombinado.

SI se aplica una polarización inversa, el fenómeno anterior se acelera.SI el tiempo de crecimiento de la tensión inversa es muy corto, como sucede con la onda cua

drada de la figura 9.24, o con una frecuencia de valor muy elevado, los portadores minoritarios que aún no se hayan recombinado son atraídos por la tensión inversa en forma de un pico de corriente de valor:

, I fíR VR i f í0 ~ ~ R ~ R

206


Donde Ip fí = Vp es la tensión inversa de polarización aplicada al diodo y R es la resistencia externa de carga conectada al diodo.

Todo lo expuesto sucede durante el tiempo í, de la figura 9.27.Una vez que la cantidad de portadores minoritarios no recombinados sea incapaz de suminis

trar la corriente / R0 pedida por la carga, la corriente inversa dada por el diodo comienza a disminuir de valor hasta alcanzar el valor I R de la corriente de saturación inversa (final del tiempo t2 de la figura 9.27).

Si aumenta la corriente J|; que circula por el diodo cuando está polarizado en sentido directo, aumenta el número de portadores minoritarios que atraviesan la unión y, por lo tanto, aumenta el tiempo necesario para recombinar dichos portadores.

Asi, en la figura 9.28 se ha dibujado la curva característica del tiempo de recuperación en inversa. en función de la corriente directa del diodo BAV10 de Philips, en la que se observa cómo con una intensidad de corriente directa ¿V de 250 mA el tiempo de recuperación en inversa es de, aproximadamente, 2,9 ns, mientras que si la corriente directa aumenta a 600 mA el tiempo de recuperación en inversa sube a 5.8 ns. Esta curva se ha trazado para un diodo que trabaja con una resistencia de carga de 100 í l . una intensidad de corriente inversa máxima ( / RM) de 400 mA y una temperatura de unión (7¡) de 25 °C.

En la figura 9.29 se ha dibujado la curva característica de la tensión directa (\ZF) en función del tiempo de recuperación en inversa (?„.), para varias intensidades directas (/F). Se observa cómo, a igualdad de intensidad de corriente directa, los tiempos de recuperación son más altos cuanto menor es la tensión directa aplicada al diodo. Estas curvas corresponden a temperaturas de la unión (T) de 25 °C.

9.28 Curva característica del tiempo 9.29 Curva característica de lade recuperación en inversa, en tensión directa en función delfunción de la intensidad de corriente tiempo de recuperación en inversa,en sentido de paso.

Es tiempo de destacar que. análogamente, si aumenta el pico de corriente inversa dado por el diodo en el momento de la conmutación (JRM), los portadores minoritarios se recombinan con más rapidez y, como consecuencia, disminuye el tiempo de recuperación inversa. Esto último se muestra en la figura 9.30, donde se ha dibujado la curva característica de la intensidad de corriente máxima en sentido inverso en función del tiempo de recuperación en inversa, para diversos valores de intensidad de corriente en sentido directo, con una carga de 100 Í2 y a 25 °C de temperatura de unión.

207


Así, por ejemplo, si por el diodo circula una intensidad directa de 400 mA y se produce una intensidad en sentido Inverso (al conmutar) de 300 mA, el tiempo de recuperación en Inversa es de 5 ns, mientras que si I m es de 200 mA el tiempo de recuperación en Inversa sube a 6 ns.

De todo lo expuesto se deduce que el tiempo de recuperación en sentido inverso t„ es directamente proporcional a la corriente directa I F e Inversamente proporcional a la corriente inversa / R0.

El tiempo de recuperación inversa de un diodo depende por tanto del circuito, puesto que I F e JR0 dependen de él.

Finalmente diremos que tiempos largos de recuperación en Inversa traen como consecuencia un aumento de la temperatura de la unión y viceversa, puesto que durante el tiempo en que el diodo debería estar bloqueado circula una corriente Inversa I R0 que generará calor en la unión. Por este motivo los fabricantes de diodos suministran también, para aquellos diodos de aplicación en etapas de RF, la curva característica del tiempo de recuperación Inversa en función de la temperatura de unión (figura 9.31). En ella se puede observar que con una temperatura de unión (7¡) de 40 °C, y unas Intensidades I F e JRM de 400 mA, el tiempo de recuperación en Inversa es de unos 4,5 ns, aumentando a 5,75 ns cuando la temperatura de la unión alcanza los 100 °C.

i i i— r rvalores típicos fl, = 100Q medido al 10% de I m

= 25° C

Rl = 100 O.I r = 400 mA JRM = 400 mA medido al 10% de I m

9.30 Curva característica de la intensidad de corriente inversa máxima, en función del tiempo de recuperación en inversa, para diferentes intensidades directas.

9.31 Curva característica del tiempo de recuperación en inversa en función de la temperatura de la unión.

Para disminuir el tiempo de recuperación de un diodo debe aumentarse la razón de recombinación de los portadores minoritarios para que estos portadores desaparezcan. Esto se logra disminuyendo la vida media de los portadores minoritarios.

Uno de los métodos empleados consiste en disminuir la resistividad del silicio de partida.En efecto, si se tiene una unión PN lograda difundiendo una zona P en un cristal de silicio tipo

N, los portadores minoritarios estarán constituidos en su mayor parte por huecos que han pasado de la zona P a la zona N.

Al disminuir la resistividad del silicio N de partida se produce un aumento de la concentración en dicha zona, y esto hace que los portadores minoritarios que lleguen a ella se recombinen con más facilidad. El sistema descrito tiene, sin embargo, el Inconveniente de presentar tensiones de ruptura pequeñas.

Un segundo método, más apropiado para disminuir la vida media de los portadores sin perjudicar la tensión de ruptura, consiste en introducir en el silicio trampas o centros de recombinación de

208


los portadores; esto se consigue introduciendo niveles intermedios dentro de la zona prohibida (de unión) del silicio. Estos niveles intermedios se obtienen produciendo dislocaciones en la red cristalina del silicio, mediante un enfriamiento rápido después de la difusión. Presenta, sin embargo, el inconveniente de ser un proceso de difícil control y reproducción.

El tercer método, que es el más usual, consiste en introducir en el silicio impurezas que produzcan directamente estos niveles de energía Intermedios dentro de la zona prohibida. Como impureza se utiliza el oro, ya que presenta un nivel aceptador de 0,54 eV debajo de ¡a banda de conducción y un nivel donador de 0,35 eV por encima de la banda de valencia. Teniendo en cuenta que la banda prohibida del silicio tiene un ancho de 1,16 eV, la Introducción de las impurezas de oro supone la existencia de dos niveles Intermedios prácticamente centrados en la banda prohibida del silicio y que actuarán como centros de recombinación.

Capacidad de un diodoHemos visto que todo diodo semiconductor está formado por la unión de dos cristales P y N. entre los que se forma una zona aislante que desaparece al aplicarle una tensión en sentido directo.

Cuando se aplica una tensión inversa al diodo dicha zona aislante aumenta, por lo que un diodo polarizado en sentido inverso puede compararse perfectamente con un condensador cuyas placas son los cnstales P y N y cuyo dieléctrico es la zona central libre de portadores de carga (figura 9.7).

Debido a las pequeñas dimensiones de los cristales, asi como de la zona de alta resistencia central, la capacidad de este condensador parásito es muy pequeña, pero debe tenerse presente cuando se trabaja con frecuencias elevadas, del orden de los megahercios. ya que dejará pasar d ichas señales.

Por este motivo los fabricantes de diodos semiconductores facilitan en sus catálogos el valor de la capacidad parásita del diodo, en especial en aquellos modelos especialmente diseñados para trabajar en RF, así como la variación de dicha capacidad al aumentar la tensión inversa aplicada al diodo.

En la figura 9.32 se ha dibujado la curva característica de la capacidad de un diodo de silicio en función de la tensión inversa.

_ -_ ~

t = 1 MH2 _ ok « rT

s . tÍDica—

0 10 20 VR(\I) 30

9.32 Curva característica de la capacidad de un diodo en función de la tensión inversa a él aplicada.

Se puede comprobar en esta gráfica que la capacidad del diodo es de 1,7 pF cuando no se le aplica tensión alguna en sentido inverso.

Al aumentar la tensión inversa aumenta la zona central de aita resistencia, lo que equivale a un aumento del espesor del dieléctrico del condensador parásito y, por lo tanto, se produce una disminución de la capacidad que, aunque no es muy importante, puede afectar al comportamiento de circuitos de afta precisión.

209


Así, en la curva de la figura 9.32, se tiene que al aplicar una tensión inversa de 20 V la capacidad parásita desciende a 1,4 pF.

La diferencia de capacidad no es demasiada, pero dado que su influencia es importante en determinados circuitos, los fabricantes indican en ocasiones en sus catálogos sólo el valor máximo de capacidad a una frecuencia de 1 MHz. Por ejemplo, la capacidad del diodo BA 222 de Phiups es inferior a 2 pF con una tensión inversa l/R de 0 V.

Elección del diodo rectificador adecuado para un circuitoLa elección del diodo rectificador más correcto depende de las características de la carga, es decir, de la tensión y corriente que exige la carga y de si ésta ha de trabajar en baja o alta frecuencia.

Es muy importante recordar que los picos de tensión, tanto repetitivos como transitorios, influyen considerablemente sobre el diodo, ya que éste puede recibir tensiones muy elevadas, aunque sean de pequeña duración, que provoquen su destrucción.

Es pues imprescindible investigar si en el circuito donde se ha de disponer el diodo se producen dichos impulsos, y si el diodo es capaz de soportarlos.

Finalmente, debe siempre tenerse presente que en los diodos de germanio debe aplicársele una tensión directa mínima de 0,35 V y en los de silicio de 0,7 V, a fin de que se supere el potencial de barrera de la unión y el diodo pase a conducir.

Códigos de designación de los diodos rectificadores semiconductoresPara la designación de los diodos rectificadores semiconductores se utilizan diversos códigos. El más extendido en Europa consta de dos letras seguidas de un número de serie.

La primera letra indica el material semiconductor utilizado. La segunda letra indica la aplicación principal, o la aplicación y construcción en el caso de que se requiera una mayor diferenciación.

El número de serie está formado por tres cifras para los diodos diseñados para su aplicación en aparatos de uso doméstico (radio, televisión, etc.), o por una letra y dos cifras para los diodos d iseñados para equipos profesionales.

En la tabla 9.1 se indica el significado de cada una de las letras constituyentes de este código.

■Letra

Primera letra................................................ ....

Significadoutra

Segunda letra

Significado

iP H Ijíím vm l

N.°í

Número de serie ;........................... -...............

Significado

A Dispositivo que utiliza materiales con un margen de banda de 0,6 a 1,0 eV, tales como el germanio.

A Diodo detector, diodo de alta velocidad, diodo mezclador.

Trescifras

Aplicación en aparatos de uso doméstico.

B Dispositivo que utiliza materiales con un margen de banda de 1,0 a 1,3 eV, tales como el silicio.

Y Diodo rectificador, diodo recuperador, diodo de eficiencia.

Una letra

y dos cifras

Aplicación en equipos profesionales.

Tabla 9.1 Código de designación de diodos rectificadores semiconductores (sistema moderno).

Así, sin tener en cuenta las tres últimas cifras, serán cuatro las denominaciones posibles para los diodos rectificadores semiconductores:

AA = Diodo detector de germanio.AY = Diodo rectificador de germanio.BA = Diodo detector de silicio.BY = Diodo rectificador de silicio.

210


Existe un código, todavía vigente, utilizado en los origenes de la fabricación de diodos semiconductores, que está también formado por dos letras y tres cifras aunque es mucho menos significativo que el anterior, ya que la primera letra, que siempre es una O, indica que se trata de un elemento semiconductor (sin indicar material) y la segunda letra, que siempre es una A, indica que se trata de un diodo (sin indicar aplicación). Las tres cifras que siguen a continuación hacen referencia al tipo de diseño o desarrollo particular del fabricante.

En el sistema norteamericano, el código consta del número 1, la letra N y un número de serie. El número 1 indica que se trata de un elemento con una sola unión (diodo), la letra N indica que es semiconductor, y las cifras finales las proporciona cada fabricante y corresponden a un modelo dado.

211

Diodos Zener

INTRODUCCIÓN

Los diodos Zener, también denominados diodos reguladores de tensión (Voltage regulator diodes), son elementos semiconductores de silicio que poseen en sentido directo o de paso una característica de diodo rectificador normal, mientras que en sentido inverso, y para una corriente inversa por encima de un determinado valor, presentan una tensión constante cuyo valor depende de las características técnicas de cada diodo en particular.

Este fenómeno de tensión constante en el sentido de bloqueo convierte a los diodos Zener en dispositivos excepcionalmente útiles, cuando se quiere obtener una tensión relativamente insensible a las variaciones de la tensión de alimentación o de la corriente de la carga, es decir, como dispositivos reguladores del valor de la tensión.

CONSTITUCIÓN DE UN DIODO ZENER

Dependiendo de las características que se deseen obtener, los diodos Zener se fabrican por procesos de aleación o de difusión.

Los diodos Zener con tensiones de ruptura de hasta unos 9 V presentan mejores características cuando se fabrican por aleación, mientras que los que poseen tensiones de ruptura superiores a los 12 V tienen mejores características si se fabrican por el proceso de difusión. Para tensiones de ruptura comprendidas entre 9 y 12 V, el método de fabricación viene determinado por otros factores.

En la figura 10.1 se muestra el procedimiento de fabricación de un diodo Zener por aleación.

10.1 Procedimiento de fabricación de un diodo Zener por aleación.

Este método consiste en calentar en un horno apropiado, y a una temperatura de unos 650 “C, una pequeña pastilla de cristal de silicio tipo N, a la que se coloca encima una minúscula cantidad de material tipo P. Al ser calentados en el horno se produce la aleación entre ambos elementos en una zona de forma circular.

Los diodos Zener fabricados por el procedimiento de difusión se obtienen depositando boro (para la formación del material tipo P) en una de las caras de una delgada lámina de cristal de silicio, y en la otra cara vapor de fósforo (para la formación del material tipo N) (figura 10.2).

El conjunto se introduce en un horno a una temperatura superior a 1.200 °C. El calor provoca que en el cristal de silicio penetre el fósforo por un lado y el boro por el otro, difundiéndose ambos materiales en el cristal.

213


10.2 Procedimiento de fabricación de un diodo Zener por difusión.

Silicio

Fósforo

Una vez obtenido el diodo, se procede a la colocación de los terminales y a protegerlo del medio ambiente mediante una cápsula como las que se muestran en la figura 10.3.

Las cápsulas a y ó de la figura 10.3 disponen de terminales de conexión, mientras que las otras tres son para montaje superficial (SMD).

10.3 Algunas cápsulas utilizadas para diodos Zener:a) S0D68 (D034):b) S0D66 (D041);c) S0T23:d) SOD80C:e) S0D110.

Curva característica I F = f(VF) de un diodo ZenerSi se aplica una tensión en sentido directo a un diodo Zener (f/F), éste actúa como un diodo rectificador normal, es decir, deja pasar la corriente eléctrica; por lo tanto, en el sentido de paso o de polarización directa la corriente ( I F) aumenta rápidamente de valor, aun con pequeñas tensiones.

En la figura 10.4 se ha dibujado la curva característica VF = f { IF) de los diodos Zener de la serie BZX84 de P h i l i p s para una temperatura de unión (7j) de 25 °C.

10.4 Curva característica I F = f(VF) de los diodos Zener de la serie BZV85 de P h ilip s .

Como se puede comprobar es una curva idéntica a ¡a de los diodos rectificadores de silicio, en la que se observa que el diodo pasa a conducir a partir de unos 0,5 a 0,7 V de tensión directa.

La resistencia del diodo Zener cuando está polarizado en sentido directo es, por consiguiente, pequeña.

214

DIODOS ZENER

Curva característica I z = ffV^} de un diodo ZenerAl invertir la polaridad de la tensión aplicada, y si ésta no sobrepasa un determinado valor, el diodo también se comporta como un diodo normal, es decir, bloquea el paso de la corriente dejando pasar tan sólo una pequeña intensidad que, bajo el punto de vista práctico, no se tiene en cuenta.

10.5 Curvas características inversas de los diodos Zener de ia serie BZX79 de P h ilip s .

En las curvas características de la figura 10.5, correspondientes a ios diodos de la serie BZX79 de P h i l i p s se puede comprobar que los diodos Zener no permiten el paso de la corriente en sentido inverso mientras no se supere un cierto valor de la tensión inversa, denominado tensión de ruptura, tensión de codo o tensión de Zener [Vz).

Cuando se alcanza el valor V¿ la corriente en sentido inverso aumenta bruscamente de valor, es decir, el diodo pasa a ser conductor en el sentido inverso.

El fenómeno de ruptura, es decir, el paso de bloqueo a conducción en sentido inverso al sobrepasar un determinado valor de tensión, recibió en un principio el nombre de efecto Zener, porque se pensó que era debido al mecanismo descrito por Zener en su teoria sobre los fenómenos de ruptura en dieléctricos (piénsese que un diodo polarizado en sentido inverso es comparable perfectamente a un condensador cuyas placas fuesen los cristales P y N y cuyo dieléctrico fuese la zona de unión de ambos cristales; por lo tanto, si dicha zona de unión o zona prohibida pasa a ser conductora, ello equivale a la perforación de un dieléctrico).

Hoy en día se cree, sin embargo, que esta ruptura se debe a los efectos de campo, cuando se produce para tensiones inferiores a 5 V, y se atribuye a un efecto de avalancha cuando tiene lugar a tensiones por encima de los 7 V. Entre los 5 y 7 V la ruptura es producida por una combinación de ambos efectos.

Asi pues, para bajas tensiones es válida la teoría de ruptura de Zener y para altas tensiones se acepta la teoría de avalancha propuesta por Me Kay y Me Affee.

Sin embargo, y por los motivos apuntados, todos los diodos Zener se llaman así en honor a este físico, y el valor de tensión bajo el cual se produce la ruptura se le conoce también con el nombre de tensión de Zener.

Para finalizar, diremos que las curvas de la figura 10.5 corresponden amueve diodos Zener diferentes (de la serie BZX79 de P h i l i p s ) , que abarcan desde los 4,7 V a los 10 V. En estas curvas las cifras que siguen a la letra C corresponden a las tensiones de Zener, utilizándose la V como coma decimal. Así, la curva C7V5 pertenece a un diodo Zener de la serie BZX79 cuya tensión de Zener es de 7,5 V; se puede observar en dicha curva que mientras no se alcanza este valor de tensión inversa la intensidad de corriente en sentido de bloqueo es nula, pero que al alcanzarse los 7,5 V el diodo pasa a conducir y aumenta considerablemente la corriente en sentido de bloqueo ( I 7), la cual alcanza los 200 mA cuando la tensión inversa aplicada al diodo es de algo más de 8 V.

Es importante destacar también que en las curvas características en sentido inverso de los diodos Zener no se utilizan los subíndices R de reverse, sino la Z de Zener, ya que lo que se desea destacar son estos valores.

215


Efecto Zener y efecto avalanchaEn el apartado anterior se dice que el fenómeno de ruptura de un diodo Zener puede ser debido al efecto Zener o al efecto de avalancha, según la tensión inversa aplicada. A continuación se exponen en pocas líneas la diferencia entre estos dos efectos.

Al aplicar una tensión inversa pequeña a un diodo, circula una corriente cuyo valor es igual al de la corriente de pérdidas superficiales, más la normal de saturación, estando formada esta última por huecos y electrones generados térmicamente.

Si se aumenta la tensión inversa, al principio no aumenta el número de portadores y, por lo tanto, no aumenta la corriente.

Sin embargo, cuando se alcanza un cierto valor de la tensión inversa se produce una ruptura espontánea de los enlaces covalentes de los átomos próximos a la unión PN. La ruptura de dichos enlaces genera pares electrón-hueco y se produce así un notable aumento de la corriente. Esta acción es el efecto Zener propiamente dicho.

La tensión a la cual se produce el efecto Zener depende del grado de dopado del silicio y puede ser muy elevada, aunque a menudo se obtiene un aumento brusco de la corriente inversa, debido a un efecto de avalancha, y por debajo del nivel de la tensión inversa que corresponde al efecto Zener citado.

Al aumentar la tensión inversa aumenta la velocidad de los portadores. Esta velocidad puede ser suficiente para provocar la ionización, si los átomos chocan con las moléculas del semiconductor con suficiente energía.

Los portadores de carga resultantes de la ionización por colisión toman parte en nuevas colisiones y producen a su vez nuevos portadores.

El rápido aumento del número de portadores y, por consiguiente, de la corriente, es lo que constituye el denominado efecto avalancha.

Sin embargo, sea cual sea el mecanismo que produzca la ruptura (Zener o avalancha), la tensión de ruptura de un diodo Zener se produce a un nivel bien definido y estable, prácticamente constante.

Procurando no sobrepasar la temperatura de unión máxima admisible por el diodo, la ruptura es reversible y no destructiva, es decir, el diodo regresa a su estado de bloqueo al descender la tensión inversa por debajo del valor de la tensión de ruptura. Esto diferencia a estos diodos de los rectificadores, en los cuales si se alcanza la tensión de Zener el diodo resulta destruido.

Tensión de referenciaLa tensión entre cátodo y ánodo del diodo después de la ruptura se denomina tensión de referencia. Su valor no puede ser mucho mayor que el de la tensión de ruptura, siendo casi constante.

Efectivamente, en la figura 10.5 se puede observar cómo la tensión inversa en los diodos Zener de la serie BZX79 permanece casi constante una vez superada ia tensión de Zener (Vy.

La tensión de referencia es, para cada tipo de diodo, una tensión de valor prácticamente constante y con ciertas tolerancias lógicas de fabricación.

En los catálogos de los fabricantes se indica normalmente la tensión de Zener y su tolerancia. Así, el diodo Zener BZV85C3V6 posee una tensión de Zener de 3,6 V ±5 %, lo que significa que este diodo pasa a conducir en sentido inverso con una tensión inversa comprendida entre 3,42 y 3,78 V.

Resistencia ZenerSe denomina resistencia Zener la relación entre la variación de tensión A1/z y la variación de intensidad A Iz en el sector Zener, es decir, debajo del punto K de la figura 10.6, y se calcula mediante la expresión:

A partir de esta expresión se deduce que la variación de tensión en bornes de un diodo Zener es, por debajo del punto K:

At/Z = rz A I z

216

DIODOS ZENER

4,7V 10.6 Curva característica0 inversa del diodo BZX79C4V7

0 con indicación del punto K.correspondiente a la tensión de Zener de este diodo (4,7 /).

100

h(mA)

200

Asi, si la intensidad I z varía en 15 mA, la tensión Vz en el diodo (con una r-¿ de 1,2 Q), varía sólo ligeramente.

Efectivamente, a partir de la fórmula anterior y de los datos dados se obtiene:

Al/Z = rz A IZ = 1,2 Í2 x 15 mA = 18 mV

La tensión varía poco, Incluso con un cambio considerable de intensidad. Esta particularidad es aprovechable para obtener tensiones estabilizadas.

El valor de r7 no es constante, sino que varía con el valor de I z, tal y como se comprueba en la curva característica rz = f { I7) de la figura 10.7.

En esta curva se lee que, para pequeños valores de I z, del orden de 1 mA, la resistencia de Zener es de 500 Í2, mientras que a 10 mA la resistencia de Zener baja a 20 Í2. Se trata pues de una resistencia dinámica, ya que pasa de un valor elevado a otro pequeño al aumentar la corriente de Zener.

10 l/2(V) 5

h(fl)

10.7 Curva característica rz = f ( Iz) del diodo Zener BZX79C4V7.

217


Coeficiente de temperatura de un diodo ZenerEl coeficiente de temperatura (S2) de los diodos Zener se mide en mV/K, siendo negativo para los de baja tensión y positivo para los de alta tensión.

Controlando la corriente inversa en la región comprendida entre 5 y 6 V, el coeficiente de temperatura puede hacerse positivo o negativo.

En las figuras 10.8 y 10.9 se han dibujado las curvas características del coeficiente de temperatura S¿ en función de la corriente de Zener I z, de los diodos Zener de la serie BZX84 de P h i

l i p s . En ellas se puede ver cómo por encima de unos 4,7 V el coeficiente de temperatura pasa a ser positivo (figura 10.9).

10.8 Curvas características del coeficiente de temperatura Sz en función de la corriente de Zener I z para los diodos Zener de la serie BZX84 de P h ilip s (diodos con pequeña tensión de Zener).

I¿( mA)

10.9 Curvas características del coeficiente de temperatura Sz en función de la corriente de Zener I z para los diodos Zener de la serie BZX84 de P h ilip s (diodos con alta tensión de Zener).

La lectura de estas curvas es como sigue:Para un diodo determinado, por ejemplo el BZX84C4V3 (figura 10.8), el coeficiente de tem

peratura (S2) es de, por ejemplo, -2 ,4 mV/K cuando la corriente de Zener ( I z) es de 5 mA, y todo ello a una temperatura ambiente de 25 °C.

Esto significa que con esta intensidad de corriente la tensión de ruptura del diodo disminuye -2 ,4 mV por cada grado Kelvin.

Si la corriente de Zener aumenta a, por ejemplo, 20 mA, el coeficiente de temperatura pasa a ser de -1 ,2 mV/K, es decir, un aumento de la Intensidad de corriente de Zener supone una disminución del coeficiente de temperatura Sz y, por lo tanto, una menor disminución de la tensión de ruptura del diodo.

Efectivamente, supongamos que el diodo Zener BZX84C4V3 que se ha tomado de ejemplo pasa a trabajar a una temperatura ambiente de 75 °C con una intensidad I¿ de 5 mA, lo que supone un coeficiente de temperatura (S¿ de -2 ,4 mV/°C.

Con estos datos se puede calcular la tensión de Zener a 75 °C (VZ75):

'/ Z7S'1 = ^225” + Sz (E^u - 25 °C) == 4,3 V + [-2,4 mV/K (75 °C - 25 °C)] = 4,3 V - 0,12 V = 4,18 V

Si la corriente de Zener sube a 20 mA, el coeficiente de temperatura pasa a ser de -1,2 mV/K, por lo que en este caso la tensión de Zener cuando el diodo trabaja a 75 °C es de:

Vzrs* = ^Z25° + S2 (ramb - 25 CC) == 4,3 V + [-1,2 mV/K (75 °C - 25 °C)] = 4,3 V - 0,06 V = 4,24 V

218

DIODOS ZENER

Es decir, algo mayor que en el caso anterior.También la temperatura influye sobre el valor de la tensión de Zener, debido al coeficiente de

temperatura del componente.Efectivamente, si el diodo que se ha puesto de ejemplo pasa a trabajar a una temperatura am

biente de 150 °C y con una corriente de 20 mA (que corresponde a un Sz de -1 ,2 mV/K), la tensión de Zener alcanza un valor de:

V z iiy - ^ Z 2 5 ’ + S z ( 7 " a r n b ~ 2 5 °C) =

= 4,3 V + (-1,2 mV/K (150 °C - 25 °C)j = 4,3 V - 0,15 V = 4,15 V

En resumen, en este tipo de diodo, cuyo coeficiente de temperatura es negativo, un aumento de la corriente I¿ da lugar a un aumento de la tensión de Zener, mientras que un aumento de tem peratura causa una disminución de la misma.

Lógicamente, en los diodos Zener con coeficientes de temperatura positivos todo esto se invierte.

Sensibilidad térmica de un diodo ZenerEn la figura 10.10 se han dibujado las curvas características I z = f(Vz) de los diodos Zener BZX70 de P h i l i p s , para dos temperaturas de unión distintas.

38 36 34 320,001

0.01

0,1

110.10 Curvas características

h I z = f(Vz) para temperaturas' ' de unión (T¡) de 150 °Cy

25 °C de los diodos Zener m de la serie BZV85 de P h ilip s .

La curva correspondiente a una temperatura de unión (7j) de 25 °C es la de funcionamiento normal del diodo, el cual entra en conducción cuando se le aplica una tensión inversa de 33 V (tensión de Zener).

Si la temperatura de la unión alcanza los 150 °C, entonces el diodo entra a conducir con tensiones inversas mayores (del orden de los 36,8 V).

El desplazamiento entre ambas curvas es ocasionado por la sensibilidad térmica del diodo, y es igual a la tensión que corresponde a:

Sz(Tamb- 25 °C)

Donde Sz es el coeficiente de temperatura del diodo y Tarib la temperatura ambiente a la que trabaja el diodo.

219


Corriente de funcionamiento de un diodo ZenerLa corriente de funcionamiento de un diodo Zener ha de estar comprendida entre el 20 % de la corriente de Zener máxima y la corriente del codo de la característica inversa; es decir, que para que un diodo Zener trabaje cerca del codo de la curva característica inversa, es necesario que la tensión de ruptura posea un valor superior a los 7 V, ya que los diodos con esta tensión de ruptura poseen una característica de ruptura mucho más pronunciada que la de los diodos con tensión Zener más baja.

En la figura 10.6 se comprueba cómo los diodos con tensión de ruptura inferior a 7 V presentan un codo de la curva característica Vz = f { IF) menos pronunciada.

Potencia de disipación en régimen estable de un diodo ZenerLa potencia máxima que puede disipar un diodo Zener viene dada por la fórmula:

o _ ^jm ax ~ 7*amb “ tot ~ o

r *thj-amb

Donde:

Ptot = disipación máxima admisible en régimen estable./¡máx = temperatura máxima admisible en la unión y en funcionamiento.Tamb = temperatura ambiente.f í thj-amb = resistencia térmica total entre la unión y el ambiente.

El valor de R,h¡.amb lo dan los fabricantes en sus catálogos, y es válido sólo para elementos sin disipadores de calor y montados al aire.

El factor f í thl.amü depende del tipo y tamaño del disipador térmico utilizado y puede ser determinado a partir de la siguiente expresión:

^ t h ¡ - a m b — C ? l h ¡ - m b ^ t h m b - b ^ t h b - a m b

Donde:

P,hl-mb = resistencia térmica entre unión y base de montaje.t̂hmb-b = resistencia térmica entre base de montaje y radiador.

ñ !hb.amb = resistencia térmica entre radiador y ambiente.

Veamos un ejemplo de utilización de ia fórmula, aplicada a un diodo Zener de la serie BZY91, el cual tiene una potencia máxima de 75 W y una tensión de Zener que va de 10 a 75 V según modelo.

Si el diodo ha de disipar sólo 30 W, la máxima temperatura ambiente admisible por éste, con una resistencia térmica radiador-ambiente de 2 °C/W, se calcula de la siguiente forma (datos obtenidos del catálogo de fabricante):

ñ n,,mb = 1,47 °C/W fí thmb.b = 0,2 °C/W ^ t h b - a m b = 2 °CAA/

f í thj amb = 1,47 °C/W + 0,2 °C/W + 2 °C/W = 3,67 °C/W

La temperatura de unión admisible por el BZY91 es, según fabricante, de 175 °C, por lo que:

Ptot = T,nJ? ~ 7amb = 30 W'•thj-amb

Y despejando Tamb:

^amb ^"jmax í^ to t * ^thj-amb) —= 175 °C - (30 W x 3,67 °CAA/) = 64,90 °C

220

DIODOS ZENER

Como resultado, en las condiciones expuestas, el diodo BZY91 puede ser utilizado a una temperatura ambiente (Tami) que no exceda de los 64 °C.

De todos estos cálculos se deduce que la potencia de disipación máxima admisible por un diodo Zener está influida por la temperatura ambiente, ya que cuanto mayor sea ésta menos se refrigerará el diodo y, por lo tanto, menor será su capacidad de disipación.

10.11 Curva característica de la potencia máxima de disipación de un diodo Zener en función de la temperatura ambiente.

En la figura 10.11 se ha dibujado la curva característica de Plot = f iT ^ ) de un diodo Zener de la serie BZX61 de P h i l i p s , cuya potencia máxima disipable es de 1 W hasta 25 °C, y a partir de dicha temperatura desciende progresivamente hasta ser totalmente nula a 175 °C, es decir, cuando la temperatura ambiente iguala a la temperatura máxima de la unión y por lo tanto deja de disipar calor.

Capacidad de un diodo ZenerSi a un diodo Zener se le aumenta la tensión inversa aplicada a sus terminales, se produce una migración de electrones y huecos, por lo que el espesor eficaz de la unión de los cristales P y N aumenta y, como consecuencia, la capacidad del diodo disminuye.

Efectivamente, la capacidad de un diodo Zener viene expresada por:

q - K[V + 0,6)n

Siendo K una constante propia del diodo, V la tensión aplicada al diodo (de signo positivo para tensiones inversas) y el exponente n tiene un valor aproximado de 0,5.

Si se aumenta la tensión aplicada al diodo hasta un valor igual a 2V, se tiene:

C K1 (2V + 0,6)n

Y, por lo tanto:

K K(21/ + 0,6)" < {V + 0,6)"

Por lo que, en definitiva, C, < C.En la figura 10.12 se han dibujado las curvas de capacidad en función de la tensión inversa de

los diodos Zener de la serie BZX70. En ellas se puede leer cómo disminuye la capacidad al aumentar la tensión inversa, hasta que ésta alcanza el valor de Zener, en cuyo instante desaparece esta capacidad, puesto que el diodo pasa a conducir en sentido inverso.

221


10.12 Curvas características de la capacidad en función de la tensión inversa de los diodos reguladores de tensión BZX70 de Philips.

RuidoCuando en un diodo Zener existen uniones imperfectas o cargas espaciales, se producen variaciones bruscas de la tensión de referencia que dan origen a ruidos. •

Este ruido es generalmente bastante bajo, nunca superior a los 10 mV, por lo que apenas Influye sobre la tensión en bornes del diodo. Sin embargo, puede reducirse a una décima parte conectando un condensador de 10 a 100 nF en paralelo con el diodo. Este condensador no afecta al funcionamiento del diodo, ni tenderá a oscilar.

Elección del diodo ZenerAl igual que ocurre con la mayor parte de componentes electrónicos, los diodos Zener se fabrican normalizados, es decir, con unos valores de tensión de Zener y potencia de disipación determinados.

En lo que respecta a la tensión de Zener, los diodos Zener se fabrican siguiendo la tabla E24, con tolerancias de dicha tensión del 5, 10 y 15 %.

Los valores de tensión de Zener normalizados son los indicados en la tabla 10.1.

Tabla 10.1 Tensiones Zener normalizadas en la fabricación de diodos Zener.

2,4 5,6 13 33 75

2,7 6,2 15 36 82

3,0 6,8 16 39 91

3,3 7,5 18 43 100

3,6 8,2 20 47 110

3,9 9,1 22 51 120

4,3 10 24 56 130

4,7 11 27 62 160

5,1 12 30 68 180

200

222

DIODOS ZENER

En lo que respecta a la potencia de disipación, los diodos de tensión se fabrican para 280 mW, 320 mW, 400 mW, 1,3 W, 1,5 W, 2 W, 2,5 W, 7,5 W, 10 W, 15 W, 20 W y 75 W.

Estos datos son, pues, los primeros que han de tenerse en cuenta a la hora de elegir un diodo Zener para un circuito y, después, si las exigencias del circuito así lo aconsejan, deberán tenerse presentes todos los demás expuestos en este capítulo.

Código de identificación de los diodos ZenerExisten tres sistemas de identificación de diodos Zener. El más moderno consiste en tres letras seguidas de un número de serie y el valor que hace referencia a la tensión de Zener.

La primera letra es siempre una B, indicativa de que se trata de un elemento semiconductor de silicio. La segunda letra es una Z, indicativa de que se trata de un diodo Zener. A continuación sigue una letra (V, X o Y) y un número de serie dado por el fabricante.

Finalmente se añade la tensión de Zener utilizando la V como coma decimal. Así, el diodo BZV85C6V2 es un diodo Zener de la serie V85 cuya tensión Zener es de 6,2 V.

En ocasiones se añade a este código otro complementario que hace referencia a la tolerancia de la tensión de Zener según el siguiente código:

A = tolerancia nominal de la tensión de Zener del 1 %.B = tolerancia nominal de la tensión de Zener del 2 %.C = tolerancia nominal de la tensión de Zener del 5 %.D = tolerancia nominal de la tensión de Zener del 10 %E = tolerancia nominal de la tensión de Zener del 15 %

El código antiguo está formado por tres letras y un número de serie dado por el fabricante. La primera letra siempre es una O, Indicativa de que se trata de un elemento semiconductor. Las otras dos letras son AZ, y hacen referencia a que se trata de un diodo Zener.

El código norteamericano consiste, al igual que en los diodos rectificadores, en la indicación 1N seguido de un número de serie.

Cápsulas para diodos ZenerEn la figura 10.13 se han dibujado las cápsulas más utilizadas para diodos Zener, con indicación de su denominación y dimensiones.

O ) c

—11.6 í_máx

2,6máx

0.150 0,55 s 0,090 0.45 ~

/

J 0.55 | máx

25,4 mfn 3,04 25,4 mín _máx

K rm------ a

10 ‘

máxri

I . ! máx I y30°máx

l 0.81

28min 4,8 máx ___ 28 mín

3.02.8

r 19 - 0,95 |—

Z i 1

0,1máx

1 10°

1.4 2,51.2 máx

0.48 J | 0.38

, 1,60 ’ 1.45

- 0,3 3¿ 0,3

1,401.10

10.13 Tipos de cápsulas utilizadas en diodos Zener, con indicación de sus dimensiones.

1 -----------------------£

■ " 7

C J -

V .c r

U P

2.101.90

1,6 máx

223


Estos componentes destacan por sus reducidas dimensiones, en particular aquellos para montaje superficial (SMD).

Al igual que los diodos rectificadores semiconductores, el cátodo de los diodos Zener viene indicado por un aro impreso rodeando el cuerpo del componente o por cualquiera de los sistemas ya expuestos en el capítulo anterior. Debe pues respetarse dicha indicación al conectar un diodo Zener, y recuerde hacerlo en sentido inverso, es decir, con el cátodo conectado al positivo de la fuente de alimentación que se desea estabilizar.

224

Diodos varicap y conmutadores de banda

Capítulo 11

INTRODUCCIÓN

Los diodos varicap (o de capacidad variable) son diodos semiconductores cuya característica principal es la de presentar una capacidad en su unión PN que depende de la tensión inversa aplicada entre cátodo y ánodo del mismo.

Este efecto de capacidad en el sentido de bloqueo se presenta en todos los diodos, pero apenas si varía con el aumento de la tensión inversa; el diodo de capacidad variable está especialmente diseñado para que su capacidad varíe dentro de unos amplios márgenes según la tensión inversa aplicada, de forma que puede ser utilizado en circuitos sintonizadores y osciladores sustituyendo a los antiguos condensadores variables.

La sustitución de un condensador variable por un diodo varicap presenta, entre otras, las ventajas de eliminar elementos mecánicos móviles en las secciones de RF.

El diodo varicap forma parte de los circuitos oscilantes LC de RF, cuya frecuencia de resonancia se gobierna mediante una tensión de polarización inversa aplicada al diodo, de valor ajustable por el usuario mediante un potenciómetro, en lugar de hacerlo mediante el accionamiento del rotor de un condensador variable.

Otras ventajas que se deben destacar (relacionadas siempre con los condensadores variables) son la reducción de volumen, su menor precio y la posibilidad del mando a distancia mediante conductores.

PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO DE UN DIODO VARICAP

Como se sabe, toda unión PN puede compararse con una capacidad cuando está polarizada en sentido inverso. Esta capacidad depende del valor de la tensión aplicada a la unión.

Veamos esto que acabamos de exponer con algo más de detalle; para ello supondremos una unión PN en equilibrio, es decir, sin tensión alguna aplicada entre sus electrodos.

En esta circunstancia se forma en la zona de tránsito entre la región P y la N un campo eléctrico, debido a la difusión de portadores de carga positivos a la región N y viceversa, dejando por lo tanto átomos aceptadores o donadores ionizados a ambos lados de la unión, pero no en ésta, donde todos sus átomos no poseen carga eléctrica alguna.

La distribución de densidad de carga es tal, que se produce en la unión en equilibrio un potencial de contacto que evita que más portadores mayoritarios atraviesen la unión.

Supongamos que en ese estado de equilibrio el espesor de la zona Intermedia entre los dos cristales sea Z (figura 11.1).

Si se aplica un potencial inverso al diodo (Vfí), los portadores mayoritarios se alejan de la unión, haciendo que la zona de transición (Z) se haga más ancha (figura 11.2).

Dado que la zona de transición posee una cierta densidad, la carga total de la unión varía al variar la tensión inversa, es decir, se hace tanto más ancha cuanto mayor sea el valor de la tensión inversa Vfí aplicada al diodo, por lo que éste se comporta como un condensador cuya capacidad depende de la tensión aplicada.

Recuérdese que uno de los factores que influyen sobre la capacidad de un condensador es el espesor de su dieléctrico, y en.este caso el dieléctrico es la zona Z que se hace más o menos an-

225


11.1 Unión PN en estado de equilibrio.

N 1 P

% % %

• • •* m %

11.2 Unión PN polarizada en sentido inverso.

cha según el valor de la tensión inversa aplicada. Cuanto mayor es el espesor del dieléctrico menor es su capacidad.

El espesor de la región Z, también llamada región de carga espacial, depende de la raíz cuadrada o cúbica de la tensión inversa aplicada al diodo varicap. Por tanto, la capacidad del diodo varicap es inversamente proporcional a la raíz cuadrada o cúbica de la tensión \/R aplicada.

Esta tensión de polarización inversa debe estar perfectamente estabilizada y libre de oscilaciones, ya que de lo contrario se producirían variaciones continuas de la capacidad y, con ello, de la sintonía del circuito oscilante al que pertenece el diodo.

El cambio de valor de la tensión VR para ajustar la capacidad del diodo se obtiene de un pequeño potenciómetro lineal.

11.3 Algunas cápsulas utilizadas para diodos varicap: a) S0D27 (D035): b) SOD68 (D034);c) S0T23: d) S0D323: e) SOD80: (las cápsulas c.d. y e son para montaje SMD).

En la figura 11.3 se han dibujado algunas de las cápsulas utilizadas en los diodos de capacidad variable. Como se puede comprobar, la mayor parte son en apariencia iguales que las utilizadas para otras clases de diodos, por lo que en ocasiones resulta difícil distinguir unos de otros si no se recurre a los códigos de identificación que más adelante se indican.

Circuito equivalente de un diodo varicapEn la figura 11.4 se ha dibujado el circuito equivalente, para pequeñas señales, de un diodo varicap.

Consta de una capacidad Cd (correspondiente a la zona de bloqueo), en serie con una resistencia ra y una autoinducción L (que viene dada por la construcción y dimensiones de la cápsula). Tanto la autoinducción L como la resistencia r0 son prácticamente independientes de la tensión aplicada.

Así, por ejemplo, la inductancia L del diodo varicap BA102 es de, aproximadamente, 6 mH, y el de la resistencia rü menor de 3 . Aunque estos valores son muy pequeños, en ciertos casos han de tenerse presente, ya que pueden influir sobre las características del circuito oscilante del que forme parte el diodo.

226

DIODOS VARICAP Y CONMUTADORES DE BANDA

11.4 Circuito equivalente de un diodo varicap para pequeñas señales.

El valor de la capacidad es, como se ha dicho, ajustable según el valor de la tensión inversa aplicada.

La resistencia rü influye sobre el factor de calidad de la capacidad, y viene dado por la expresión:

° ~ 2jrfCdrd

La frecuencia a la cual el factor de calidad Q del diodo se hace uno es:

f - 1Q' 2rifC ár¿

Esta frecuencia marca el límite teórico de utilización del diodo varicap como reactancia variable. Dado que el diodo varicap puede compararse por sí mismo con un circuito oscilante LC serie

(figura 11.4), la frecuencia de resonancia, o frecuencia propia, a la cual la reactancia del conjunto es nula, viene dada por la fórmula:

X = 2n f L - — = 0 £2r 27tfrCd

Donde se deduce que:

12 n f± =

2 n frC«

Es decir:

(2« f,)zLCd = 1

Y despejando fr se obtiene:

2?t ]¡LC(i

Para valores de frecuencia superiores a la obtenida con esta igualdad el diodo es inductivo, por lo que también en este caso la utilización del diodo está limitada a las frecuencias inferiores a la de resonancia.

En los diodos varicap las pérdidas en RF obedecen, fundamentalmente, al paso de la corriente por el material semiconductor y los elementos internos de conexión, los Cuales se encuentran en serie con la unión PN en la que se localiza la capacidad.

En correspondencia con esto, se obsen/a, experimentalmente, que la parte real de la impedancia, o resistencia equivalente en serie, varía poco con la frecuencia, y que en particular los valores medidos a 100 MHz y a 470 MHz coinciden con una aproximación razonable.

También es relativamente pequeña la variación de la misma resistencia en función de la capacidad.

227


CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS DIODOS VARICAP

Para la elección y correcto funcionamiento de un diodo varlcap han de tenerse presente una serie de características técnicas, que no son muchas pero deben ser respetadas.

Estas características técnicas son las siguientes:

• Tensión inversa máxima.• Intensidad de corriente directa máxima.• Intensidad de corriente inversa máxima.• Temperatura de la unión.

Estas tres magnitudes deben tenerse en cuenta para evitar que el diodo resulte destruido.La tensión inversa máxima (VR) indica la máxima tensión que se puede aplicar permanentemen

te al diodo sin que éste se destruya. Por ejemplo, el diodo varicap BB134 soporta como máximo una tensión l/R de 30 V.

La intensidad de corriente directa máxima ( /F) es aquél valor de corriente en sentido directo que puede circular por el diodo. Es un valor que debe considerarse ya que, aunque el diodo trabajará en sentido inverso, puede suceder que un cambio de polaridad lo haga trabajar en sentido directo y, en este caso, debe limitarse la corriente que por él circule. En el BB134 que se ha elegido como ejemplo, esta corriente es de 20 mA como máximo.

La intensidad de corriente inversa máxima (/ R) indica el valor máximo de corriente que puede circular por el diodo en sentido inverso. Normalmente el fabricante del diodo índica este valor para la máxima tensión inversa aplicada y una temperatura de unión dada; la intensidad de corriente en sentido inverso depende de ambos parámetros. Como ejemplo diremos que el diodo varicap BB134 soporta una corriente máxima de 200 nA cuando se le aplica una tensión VR de 30 V y trabaja con una temperatura de unión de 85 °C.

El parámetro 7, (temperatura de la unión) establece los límites de temperatura en la unión durante el funcionamiento del diodo. Por encima y por debajo de las temperaturas indicadas el diodo varicap deja de funcionar. Temperaturas de unión normales son las comprendidas entre -55 °C y +125 °C.

Otras características, mediante las cuales podemos conocer el funcionamiento del diodo, son:

• Curva característica de la capacidad en función de la tensión inversa.• Curva característica de la corriente inversa en función de la temperatura y de la tensión inversa.• Curva característica del coeficiente de temperatura en función de la tensión inversa.

Curva característica de la capacidad en función de la tensión inversaMediante un sistema de coordenadas cartesianas se puede representar la curva característica de un diodo varicap, Cd = f(Vfí), que liga la tensión inversa aplicada al diodo con la carga eléctrica almacenada en la unión.

En la figura 11.5 se ha dibujado la curva característica Cd = f{VR) del diodo varicap BB134 de P h i l i p s , el cual es muy utilizado en sintonizadores de UHF para televisión y en circuitos VCO.

Cd (pF)

11.5 Curva característica Cd = f(Vfí) de un diodo varicap.

228


Como puede comprobarse, en dicha figura la curva resultante no es una función lineal, ya que al ser la capacidad Ca dependiente de la raíz cuadrada o cúbica de la tensión Vfí, el resultado nunca puede ser una línea recta, aunque en algunos casos así se hace para facilitar la lectura de la misma.

Efectivamente, para un cierto valor de l/R, por ejemplo 8 V, la capacidad de la unión es de, aproximadamente, 5,5 pF, mientras que para una tensión inversa de 1 V la capacidad de la unión no es ocho veces mayor, como cabría suponer al ser la tensión inversa ocho veces inferior, sino aproximadamente el triple (unos 16,2 pF).

Puede demostrarse que la capacidad de la unión, en función de la tensión inversa aplicada, viene dada por la expresión:

Donde K es una constante que depende del material de partida, l/R es la tensión inversa aplicada a la unión, Vt es el potencial del contacto (-0,7 V para el silicio) y n es un exponente que depende del gradiente de la tensión y, en consecuencia, del procedimiento de fabricación.■ Es importante destacar, en el diagrama de la figura 11.5, los límites de la tensión l/R.

El límite superior es el de 28 V, un poco por debajo de los 30 V (máxima tensión inversa que soporta este diodo sin que se destruya).

El límite inferior es de 0,5 V, indicando que no debe aplicarse al diodo varicap tensiones inversas por debajo de 0,5 V, ya que de ser así el diodo se convertiría en un rectificador ante las señales de RF que llegaran a superar el valor de 1 V.

Efectivamente, si a la tensión inversa aplicada al diodo se suma una tensión de RF de 1 V depico, durante los semiciclos positivos de la señal de RF su tensión se resta de la inversa aplicada al diodo, por lo que se tiene que éste pasa a trabajar polarizado con una tensión directa de 0,5 V y deja de cumplir su función de capacidad.

Otro dato a tener en cuenta, y que se indica en la curva característica del diodo, es la frecuencia y la temperatura de la unión a la que se realiza la medición, pues estos factores influyen igualmente sobre ella. En la figura 11.5 la frecuencia de la señal con la que se hace la medición es de 1 MHz, y la temperatura de la unión de 25 °C.

Curva característica de la corriente inversa en función de la temperaturaComo cualquier otro dispositivo semiconductor, los diodos varicap presentan en sentido de bloqueo una pequeña corriente de fuga o corriente inversa I fí, cuyo valor aumenta al aumentar la temperatura de la unión T¡.

Para comprobar el efecto que la temperatura de la unión ejerce sobre la corriente inversa, eldiodo se polariza en sentido inverso a una tensión fija y, en estas condiciones, se mide la corrienteinversa aumentando la temperatura de la unión entre 0 °C y la máxima admisible por el diodo.

En la figura 11.6 se ha dibujado la curva característica I R = f(T¡) máxima del diodo varicap BB134, la cual se ha obtenido con una tensión inversa fija de 28 V. En ella se observa la trayecto-

11.6 Curva característica / R = f(Tj de un diodo varicap.

229


ría de la curva típica, la cual acusa un paso de corriente inversa JR de 10 nA con una temperatura de unión T] de 25 °C, y crece de forma logarítmica hasta 200 nA (20 veces mayor) cuando la temperatura de la unión alcanza los 85 °C, que es la temperatura de unión máxima admisible por este diodo cuando trabaja en estas condiciones.

Curva característica de la corriente inversa en función de la tensión inversaEn la curva característica expuesta en el párrafo anterior se comprueba cómo la corriente inversa aumenta de valor al aumentar la temperatura de la unión, efectuándose las medidas para una tensión inversa fija.

En la práctica, sin embargo, la tensión inversa que se aplica a un diodo varicap no es fija, sino que varía entre ciertos límites ya que con ello se varía la capacidad del diodo.

Dado que, al igual que en cualquier diodo, la intensidad de corriente inversa aumenta al incrementar la tensión inversa, se tiene una relación entre tres magnitudes (JR, Vn y 71), por lo que los fabricantes de diodos varicap incluyen en sus catálogos curvas características JR = f(Vfí) como las que se muestran en la figura 11.7, y que están referidas a dos temperaturas de unión, una de 25 °C (o temperatura normal de trabajo) y la otra a la temperatura máxima admisible en la unión, que en el caso de la figura 11.7 es de 60 °C.

11.7 Curva característica I R = f(Vfí) de un diodo varicap, para dos temperaturas de unión.

En la figura 11.7 se puede comprobar cómo aumenta la corriente inversa al aumentar la tensión inversa, de forma que a una temperatura de unión de 25 °C y a 2 V de Vfí la corriente I fí es de tan sólo 0,01 nA, alcanzándose los 0,4 nA cuando se le aplican 30 V en sentido de bloqueo.

Finalmente diremos que entre ambas curvas límite existen infinidad de ellas, correspondientes a todas las temperaturas comprendidas entre 25 y 60 °C, pero carecen de interés práctico ya que lo que interesa es conocer el comportamiento del diodo en régimen de trabajo a la temperatura de unión normal y a la temperatura máxima admitida por la unión.

Curva característica del coeficiente de temperatura en función de la tensión inversaLa temperatura de la unión influye sobre el valor de la capacidad del diodo. Para conocer esta influencia los fabricantes facilitan las curvas características del coeficiente de temperatura (TC0) en función de la tensión inversa (V/n), válidas para temperaturas de unión (71) comprendidas entre 0 °C y la máxima admitida por el componente.

230


11.8 Curva característica del coeficiente de temperatura en función de la tensión inversa de un diodo varicap.

En la figura 11.8 puede verse una de estas curvas, en la que TC0 es el coeficiente de temperatura que se mide en (pF/pF)/K.

Así, el coeficiente de temperatura del diodo, con 3 V de tensión inversa, es de 2,8 x 10“¿ aproximadamente, y con 7 V es de 1,9 x 10"4. Ello quiere decir que la capacidad del diodo varía en esos factores por cada grado centígrado (o Kelvin) de temperatura de la unión, de lo que se deduce que cuanto mayor sea la tensión inversa aplicada menor será el coeficiente de temperatura y, por lo tanto, menos variará la capacidad del diodo respecto a la nominal.

RELACIÓN DE CAPACIDAD

La relación de capacidad es uno de los parámetros Importantes que deben ser considerados al elegir un diodo varicap para un circuito, ya que mediante ella se conoce cuántas veces es mayor la capacidad del diodo ai aplicarle una tensión inversa de valor superior a otra tomada como referencia.

Esto es muy importante, ya que conociendo esta relación se puede diseñar correctamente un circuito de sintonía de forma que cubra toda una gama de frecuencias.

Efectivamente, supóngase que debe diseñarse un sintonizador para la banda I de VHF de televisión, la cual cubre las frecuencias comprendidas entre 48,24 y 67,75 MHz.

Para diseñar correctamente el circuito es preciso que la capacidad del diodo varíe en el intervalo adecuado, pues si es corto no cubriría toda la. banda y si es muy amplio entraría en la banda II de emisiones de radio en FM.

La relación de capacidad se expresará pues medíante la fórmula:

- Cd(VR1)

0 i(V R 2)

Donde C(J(VR,j es la capacidad del diodo a la tensión inversa más pequeña y Cd(Vn2) es la capacidad del diodo a la tensión inversa mayor.

Así, por ejemplo, el diodo varicap BB105A presenta una capacidad de 11,5 pF cuando se le aplican 3 V de tensión inversa, y de 2,5 pF cuando se le aplican 25 V de tensión inversa.

De acuerdo con estos datos, la relación de capacidad de este diodo será de:

. _ C d(VR1) _ H ' 5 P F „ 4 g

Qí¡vr2) 2,5 pF

Debido a las tolerancias propias de fabricación, esta relación no es exacta, por lo que los fabricantes indican en sus catálogos los valores mínimo y máximo admisibles a una frecuencia dada. Así, el diodo BB134 que se ha puesto de ejemplo anteriormente tiene una relación de capacidad a 1 MHz comprendida entre 8,9 y 12.

231


ELECCIÓN DE UN DIODO VARICAP

El diodo varicap se debe elegir de acuerdo con la gama de frecuencias con las que debe trabajar. En líneas generales, se puede decir que diodos varicap con una capacidad máxima de 16 pF se utilizan para sintonizadores de UHF (400 MHz a 900 MHz), los de hasta 70 pF se emplean en los sintonizadores de VHF (30 MHz a 300 MHz); y los de hasta 500 pF en los sintonizadores de los receptores de radio de onda larga, media y corta.

De todas formas, y a título orientativo, a continuación se reseñan algunos diodos varicap fabricados por la firma P h i l i p s especialmente diseñados para diferentes bandas, debido a los valores de capacidad que poseen estos componentes:

Radio AM: BB112, BB130, BB212 Bandas I y III (TV): BB809, BB909A, BB909B Banda II (radio en FM): BB204B Bandas IV y V (TV): BB405B

DIODOS CONMUTADORES DE BANDA

Los diodos conmutadores de banda no son otra cosa que determinados modelos de diodos rectificadores de pequeña señal en los que se aprovecha cierto grado de variación de su capacidad, por lo que también son considerados como diodos varicap, como por ejemplo el BA102, el cual presenta una relación de capacidad inferior a 0,7 para una tensión inversa entre 10 y 4 V, y puede ser aprovechado para el CAF en receptores de televisión.

Se trata pues de diodos varicap cuya capacidad en sentido inverso es muy pequeña, del orden de 1,3 pF cuando se les aplica una tensión Vfí de 0,1 V, y de unos 0,8 pF cuando la tensión Inversa aplicada es de 30 V.

11.9 Curvas características Cd = f(VR) de varios diodos conmutadores de banda para sintonizadores de VHF de Ph il ip s .

En la figura 11.9 se ha dibujado la curva característica de la capacidad en función de la tensión inversa de los diodos conmutadores de banda BA482, BA483 y BA484 de P h i l i p s . Comparando estas curvas características con la de la figura 11.5 se aprecia que la única diferencia entre estos diodos se encuentra en los valores de sus límites de capacidad.

La función de estos diodos es la de conmutador de bandas; los que se han puesto de ejemplo se utilizan para conmutar las bandas I y III de VHF de televisión.

Dado que las curvas características técnicas de estos diodos son las mismas que las estudiadas para los diodos varicap, no creemos necesario repetirlas aquí.

232


CÓDIGO DE IDENTIFICACIÓN DE LOS DIODOS VARICAP

Los diodos varicap se identifican mediante las letras BB y un número de serie dado por el fabricante.La primera B indica que se trata de un dispositivo semiconductor de silicio y la segunda B que

es un diodo de capacidad variable.Además, los diodos rectificadores de pequeña señal, en los que se aprovecha cierto grado de

variación de capacidad y, por lo tanto, se consideran diodos varicap, se identifican con la letra Acomo segunda letra de código, como por ejemplo el BA682, por lo que también se puede considerar como un diodo de capacidad variable.

En ocasiones, al código expuesto se le añade un punto de color que indica variantes sobre el modelo principal.

Asi el diodo BA102 se fabrica en diferentes versiones según su capacidad, con VR = 4 V y f = 0,5 MHz, identificándose mediante puntos de color sobre su cuerpo según el siguiente código:

punto blanco: Cd = 20 a 24 pF punto amarillo: Cd = 24 a 30 pF punto azul: Cd = 30 a 37 pF punto verde: Cd = 37 a 45 pF.

CÁPSULAS PARA DIODOS VARICAP Y CONMUTADORES DE BANDA

En la figura 11.10 se han dibujado las cápsulas más utilizadas para los diodos varicap y conmutadores de banda, con indicación de su denominación y dimensiones.

Como se puede comprobar, también en el caso de los diodos varicap se tienen cápsulas para montaje superficial (SMD), empleadas en circuitos electrónicos muy complejos y compactos, como, por ejemplo, en cámaras de vídeo.

Para terminar, diremos que, al igual que cualquier otro diodo semiconductor, el cátodo de los diodos varicap viene indicado mediante un aro (normalmente blanco) rodeando el cuerpo del componente por la parte más cercana al terminal del cátodo, y que debe prestarse sumo cuidado en su conexión al circuito, ya que al cátodo se le debe aplicar tensión positiva para que el diodo quede polarizado en sentido inverso.

2,6 _ máx

1,6 L máx

28 min O4,8 máx 28 mín

€ 3 =25,4 min 3,04

máx3,02,8

25,4 min

1 0,81 i máx

I 0,55 I máx

0.55 ' 0,45

0,150 . 0,090 / V

10° / máxr-

_ °-1~ máx

\ 10°

I máx1,1

jnáx _ / 30° máx

1,9

- 0.95

J 3 ? _ 'R

1,41,2

t

" R d . . . l I

0,48 _

2,5máx

0,38

11.10 Tipos de cápsulas utilizadas en diodos varicap y conmutadores de banda, con indicación de sus dimensiones.

1,00máx

1,351,15

0,400.25

1,81.62.72,3

0,550.40

0,05 ' máx i

3.7 0,3 g ^ 0,3

1.601,45

233

Diodos emisores de luz

INTRODUCCIÓN

Los diodos emisores de luz, conocidos popularmente como LED (abreviatura inglesa de Light Emit- ter Diode), son diodos semiconductores capaces de radiar luz cuando por ellos circula una corriente eléctrica en sentido directo.

Son muy utilizados en los aparatos electrónicos como elementos indicadores luminosos: de puesta en marcha de aparatos, de recepción de emisiones de FM estéreo, de sintonía en vídeos, del nivel de señal en aparatos de alta fidelidad, etc., por citar algunas de las más conocidas aplicaciones.

La popularidad de los LED se debe a una serie de ventajas sobre las pequeñas lámparas incandescentes o de neón que se utilizaban en los orígenes de la electrónica, que se pueden resumir en:

• Menor temperatura de trabajo.• Mayor estabilidad mecánica.• Menores dimensiones.• Larga duración.• Compatibilidad con los actuales circuitos electrónicos, ya que trabajan con bajas tensiones.• Facilidad de modulación de la emisión luminosa.

Pero no sólo por estas razones los modernos circuitos electrónicos se diseñan con estos diodos. existe otra importante ventaja consistente en la posibilidad de disponer varios pequeños diodos en un único chip, en un orden determinado que luego se expone, que recibe el nombre inglés de display, y con el que es posible (con ayuda de codificadores integrados adecuados) visualizar signos alfanuméricos.

Esto permite la realización de relojes digitales luminosos, por ejemplo para radiorreceptores y vídeos, indicación de canales de televisión, etc., de pequeñas dimensiones y gran claridad de lectura tanto de día como de noche.

CONSTITUCIÓN DE UN LED

En los LED la radiación luminosa no es consecuencia de una elevación de temperatura en el mismo (como sucede con el filamento de una lámpara incandescente), sino en la conversión directa de la energía eléctrica en energía luminosa sin necesidad de desarrollar calor, por lo que se puede afirmar que la luz generada por un LED es una «/uz fría».

En la figura 12.1 se representa, de forma esquematizada, la constitución de un diodo emisor de luz de fosfoarseniuro de galio (GaAsP).

Consta de una capa epitaxial tipo N de fosfoarseniuro de galio, que se forma sobre un sustrato de arseniuro de galio. Una región P, muy delgada, se difunde en la capa epitaxial y en ella se constituye un ánodo en forma de peine o similar. Esta forma del ánodo tiene por finalidad reducir el efecto de enmascaramiento sobre la luz emitida.


Todos los LED se fabrican con semiconductores compuestos con el gallo como elemento principal, es decir, no se fabrican diodos emisores de luz dé germanio ni de silicio.

El motivo de ello es que el ojo humano sólo es sensible a una reducida parte del espectro de radiaciones electromagnéticas (frecuencias con longitudes de onda comprendidas entre 780 y 380 nm), lo que corresponde a una energía de, aproximadamente, 1,8 a 3,1 eV entre las bandas de conducción y valencia. NI el germanio ni el silicio poseen una separación entre la banda de valencia y de conducción con estos valores, por lo que no son materiales adecuados para generar radiaciones dentro del espectro visible.

Existen también LED fabricados con GaAs que generan radiaciones con longitudes de onda por encima de los 780 nm (hasta los 930 nm), que entran dentro del espectro de frecuencias no visibles (infrarrojos), y que son muy utilizados en aparatos de mando y control a distancia.

En la tabla 12.1 se relacionan los materiales compuestos más utilizados en la fabricación de diodos emisores de luz, así como las características principales de la luz que producen.

Se comprueba en la tabla 12.1 que en unos diodos emisores de luz se utiliza el GaAs y en otros el GaP.

Los de GaAs reciben el nombre de semiconductores directos, y en ellos un electrón puede caer directamente desde la banda de conducción a la de valencia, en cuyo caso la energía desprendida lo hace en forma de fotón.

Tabla 12.1 Materiales más importantes utilizados en la fabricación de LED.

Material X(mm)

Color de la luz

GaAs 880 infrarrojo

GaP(ZnO) 700 ultrarrojo

GaAsP 660 rojo

GaAIAs 650 hlperrojo

GaAsP/GaP 630 superrojo

GaAs: N/GaP 610 naranja

GaPAs 590 amarillo

GaP 565 superverde

GaP: N/GaP 555 verde

236

DIODOS EMISORES DE LUZ

Los de GaP se denominan semiconductores indirectos, y en ellos la recombinación sólo puede hacerse con la participación de una impureza, como el nitrógeno (N) y el óxido de cinc (ZnO).

Cuando a la unión PN de un LED se aplica una tensión en el sentido de conducción, es decir, una tensión directa VF, los electrones se introducen en la región anódica (cristal P) y los huecos en la región catódica (cristal N).

No obstante, muchos electrones, al no tener suficiente energía, no llegan a la banda de conducción, quedándose en la zona prohibida. Pero al no poder permanecer en la zona prohibida, y careciendo de empuje energético, vuelven a su banda de valencia.

Es precisamente al retornar cuando desprenden fotones (energía luminosa), dentro del espectro visible.

La energía luminosa radiada es de distinto color según el material utilizado en la fabricación del diodo. Asi, por ejemplo, para obtener luz roja se emplea el galio-arsénico, para la luz verde el galio fósforo, y para el color azul el carburo de silicio.

El chip que forma la unión PN de un LED es de dimensiones muy pequeñas, formando un cuadrado de 0,2 a 0,4 mm de lado, lo que lo hace totalmente inmanejable, razón por la cual se dispone en el interior de una cápsula epoxi que le proporciona estabilidad mecánica y mejora las características ópticas gracias a una lente ampliadora. Por la parte inferior salen al exterior los terminales que permiten su soldadura a las pistas del circuito impreso (figura 12.2).

La forma constructiva de la figura 12.2 es la más popular, aunque también se fabrican en otros tipos de cápsulas de dimensiones más o menos grandes (figura 12.3).

Dado que el LED funciona con polarización en sentido directo, puesto que en el inverso queda bloqueado y no radia luz, es preciso indicar y tener en cuenta el terminal del cátodo.

Lenteampliadora

Chip LED

Terminal del ánodo Placa de reflexión

tallada en el terminal del cátodo

12.2 Partes constituyentes de un LED.

12.3 Cápsulas típicas de diodos emisores de luz.

237


12.4 LED bicolor.

Éste se identifica de diversas formas, tales como mediante un terminal de conexión más corto que ei del ánodo; o disponiendo una pequeña pestaña en el terminal del ánodo o en el lado de la cápsula correspondiente al mismo; o por cualquier otro sistema.

Se fabrican también cápsulas conteniendo dos LED de distinto color (por ejemplo rojo y verde). Estos diodos están conectados en antlparalelo, de forma que cuando por uno circula corriente el otro queda bloqueado y viceversa. De esta forma es posible cambiar el color de la luz cuando cambia el sentido de la corriente, lo cual puede ser útil en ciertas aplicaciones (figura 12.4).

Displays de LEDLos displays están formados por diodos emisores de luz, dispuestos en el Interior de una cápsula y en un orden determinado, de forma que al hacer pasar o no la corriente por cada uno de ellos, y de acuerdo con un código, formen caracteres numéricos o alfabéticos (figura 12.5).

Los displays numéricos están formados por siete segmentos y un punto (que corresponde al punto decimal), sumando un total de ocho diodos emisores de luz.

12.5 Displays numérico y alfanumérico con LED.

Los alfanumérlcos tienen un mayor número de diodos emisores de luz, con el fin de poder formar con ellos cualquier carácter alfabético.

Los displays se fabrican en diferentes tamaños, y se construyen con segmentos emisores de luz alargando ópticamente la superficie emisora de luz de un único chip LED. En la figura 12.6 se puede ver un detalle de la forma constructiva de uno de estos segmentos.

12.6 Dibujo esquematizado en sección transversal de un segmento de display.

Terminal P°r opoxy de ánodo conductor)

Cavidad difusora del segmento

Encapsulado de plástico LEXAM

Terminal de sujeción

Terminal de cátodo

238


El chip de! LED se dispone en el fondo de una cavidad reflectora, que luego se rellena de resina epoxy con partículas difusoras de luz.

La luz emitida por el LED se distribuye así de forma uniforme por la totalidad del área emisora, obteniéndose una intensidad de luz constante desde cualquier ángulo con el eje, es decir, el segmento queda Iluminado uniformemente aunque el origen de la radiación luminosa sea el pequeño chip situado en el fondo.

Con el fin de facilitar la conexión del display, se unen interiormente todos los ánodos o todos los cátodos, dando lugar a displays con ánodo común o a displays con cátodo común. El empleo de uno u otro tipo depende del tipo de señal del descodificador (positiva o negativa) que activará los diodos.

Se fabrican también displays en los que se Incorporan, dentro de la misma cápsula, resistencias limitadoras de corriente, con lo cual se simplifica el montaje del display en el circuito impreso y, además, se ahorra espacio en éste.

12.7 Construcción típica de un display de siete segmentos.

En la figura 12.7 se puede ver el corte en sección de un display de siete segmentos, en la que se observa perfectamente la disposición de dos cavidades formando ángulo recto.

Los displays de gran tamaño disponen de dos o más chips de diodos emisores de luz por segmento, ya que uno solo es insuficiente para iluminar todo el segmento.

Cada uno de los segmentos que forman el carácter numérico se denomina con una letra (figura 12.8).

_A_

El lcI I m p

D

12.8 Cada uno de ios segmentos de un display se identifica por una letra.

Combinando ordenadamente las tensiones directas aplicadas a los ánodos puede formarse cualquier carácter. En la figura 12.9 se muestra cómo se forman las cifras del 0 al 9. Para ello, debe aplicarse polarización directa a los segmentos adecuados según se Indica en la tabla 12.2.

n i j j u c l ¡ u u/_/ I L J I J Ll I U J

12.9 Constitución de las cifras 0 a 9 en un display con diodos emisores de luz.

Segmentouniformementeiluminado

Segmento del dígito formado por una cavidad difusora

Encapsulado del display

Chip LED

Terminal de sujeción

239


Tabla 12.2 Segmentos que se iluminan en un dispiay aI aplicarle tensión directa.

• < ■ .Segmento encendido Cifra formada

A' ..

B¡ftJIJ i

V'Y-'í'y'''c 0

.. ,' . É. F G f|§¡

• • • • • • 0

• • 1

• • • • • 2

• • • • • 3

• • • • 4

• • • • • 5

• • • • • • 6

• • • 7

• • • • • • • 8

• • • • • • 9

• punto decimal

Finalmente en la figura 12.10 se ha dibujado el símbolo del circuito electrónico equivalente del dispiay, que consta de ocho LED, con sus respectivas conexiones exteriores de los ánodos y un cátodo común a todos ellos.

A o B o C D o E F o f io POO

12.10 Conexión de los LED de un dispiay de siete segmentos y punto decimal con cátodo común.

oCátodocomún

Los displays citados son los más corrientes, sin embargo se fabrican displays en los que se representan otras figuras no alfanuméricas, como por ejemplo una serie de segmentos verticales y paralelos entre sí, medíante los cuales es posible realizar vúmetros luminosos para equipos de alta fidelidad.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS DIODOS EMISORES DE LUZ

Para el correcto funcionamiento de un LED es preciso tener en cuenta una serie de características técnicas que son facilitadas por los fabricantes, mediante valores numéricos o mediante curvas características.

Estas características hacen referencia tanto a la parte eléctrica como a la radiación luminosa producida, siendo las más importantes las siguientes:

240


• Intensidad de corriente en sentido directo ( I F).• Tensión inversa (\/F).• Potencia total (Ptot).• Potencia de radiación de salida (FJ.• Intensidad luminosa ( IJ .

Curva característica de la intensidad de corriente en función de la tensión directaEn la figura 12.11 se han dibujado las curvas características I F = f(VF) de dos diodos emisores de luz, uno de arseniuro de galio y el otro de fosfuro de galio.

(mA)

12.11 Curva característica I f = f(Vf) de un LED de arseniuro de galio y otro de fosfuro de galio.

Hasta que no se alcanza un determinado valor de tensión directa [Vf) no se inicia la circulación de corriente ( I F), al igual que en cualquier otro diodo semiconductor, y sobrepasado el codo de la curva la corriente / F aumenta rápidamente de valor al aumentar ligeramente la tensión l/F.

Destaca en estas curvas, comparándolas con las de los diodos de silicio, que al ser el material base el galio se precisa una mayor tensión directa para que pasen a conducir (unos 0,6 a 0,7 V en los de silicio, y unos 1,3 V a 1,6 V en los de galio).

En las curvas de la figura 12.11 es necesario destacar:

1. Los LED de arseniuro de galio precisan de menor tensión en sentido directo para entrar en conducción.

2. La resistencia dinámica de los diodos de arseniuro de galio es más pequeña que la de los de fosfuro de galio.

Efectivamente, cada LED precisa de un valor de tensión directa, y presenta una resistencia dinámica que viene dada por los materiales utilizados en su fabricación y por un conjunto de parámetros tales como la geometría y área de la unión.

La resistencia dinámica (fís) es igual al cociente de la variación de tensión directa por la variación de intensidad directa, es decir,

El diodo emite luz cuando la tensión directa a él aplicada supera el codo de su curva característica I F = f(VF), es decir, cuando circula corriente por la unión. Este valor de intensidad en sentido

241


de paso es del orden de 2 a 50 mA, según modelo, para que el diodo comience a emitir radiaciones luminosas.

Lógicamente la corriente directa no puede superar ciertos valores sin que corra peligro el LED ya que, al igual que cualquier otro componente, los LED soportan hasta un límite de potencia de disipación (dada por el producto l/F/ F).

Con este fin, los fabricantes indican en sus catálogos la máxima tensión directa que puede aplicarse a un LED para una intensidad de corriente dada. Así, por ejemplo, el diodo emisor de luz CQV70 soporta una tensión directa máxima de 2,1 V con una intensidad de corriente I F de 10 mA, siendo la intensidad de corriente máxima en sentido directo de 30 mA.

Durante un breve instante, el diodo es capaz de soportar una elevada intensidad de corriente en sentido directo, que en ocasiones puede alcanzar valores elevados. Así, los LED de la serie MV5025 son capaces de soportar en sentido de paso una intensidad de pico de 2 A, siempre que este pico de corriente sea un impulso de 1 |as y que no se produzcan más de 300 impulsos por segundo.

Curva característica de la intensidad luminosa en función de la intensidad de corriente directaLa curva característica de la figura 12.12 corresponde a la intensidad luminosa (en mcd) en función de la corriente que circula por el diodo (en mA).

h(mcd)

2.0

1.82 1,603 <? E 1,4

<5 «. 1,2

s •§ 1,0

■§ e0.8

3 o c eU.b

c 0,4

0.212.12 Curva característica 7V = f( If) de un LED.

Corno se ve en la figura 12.12, la intensidad luminosa aumenta al aumentar la corriente directa, es decir, cuanto mayor sea la corriente a través del diodo mayor será la luz proporcionada por éste.

En ocasiones los fabricantes indican el valor de intensidad luminosa a la corriente directa nominal. Por ejemplo: 0,25 mcd a 20 mA.

En la figura 12.13 se ha dibujado otra de las curvas características que suelen facilitar los fabricantes de LED, y que corresponde a la variación típica de la intensidad luminosa en función del va-

1,1

1,0

<■o

.2 >- O «3<sNj

12.13 Curva característica de la eficiencia relativa en función de la corriente de pico.

5 10 15 20 25 30If (mA)

40 60 80 100 120Ipto corriente de pico (mA)

242


lor de pico de la corriente directa, es decir, la eficiencia relativa (intensidad luminosa por unidad de corriente) en función de la corriente de pico.

Esta curva se genera variando sólo el valor de pico de la corriente directa, manteniendo constante el valor medio de la comente directa. De ella se deduce que el funcionamiento de un LED esmás eficaz si la corriente directa que por él circula es pulsante.

Tensión inversaComo cualquier diodo semiconductor, los LED poseen un límite de tensión inversa de salida, sobrepasada la cual el diodo puede quedar destruido.

Esta tensión oscila, normalmente, entre 1,6 y 3 V, por lo que deberá evitarse sobrepasar estos valores.

Potencia total de disipaciónÉste es otro de los datos facilitados por los fabricantes que tampoco debe ser sobrepasado.

La máxima potencia de disipación se especifica siempre a la temperatura ambiente de 25 °C, pues al aumentar la temperatura dicha potencia límite es más pequeña.

En los diodos emisores de luz la potencia de disipación oscila entre unos 50 mW y 150 mW según modelo, mientras que en los displays se alcanzan valores de unos 400 mW.

Curva característica de la corriente directa en función de la temperaturaTambién los diodos emisores de luz están afectados por la temperatura, de forma que cuanto mayor sea ésta menor es el valor de la intensidad de corriente en sentido de paso.

En la figura 12.14 se ha dibujado la curva característica de la corriente directa ( I F) en función de la temperatura ambiente (Tamb).

W C)

12.14 Curva característica de la intensidad de corriente directa en función de la temperatura ambiente.

En esta curva se lee que hasta unos 25 °C la corriente directa permanece prácticamente constante (en este caso en 25 mA). De 25 °C a 85 °C la corriente I F decrece rápidamente con el aumento de temperatura, y a 85 °C la corriente directa queda anulada.

Curva característica de la intensidad luminosa en función de la temperatura ambienteEn un apartado anterior se ha dicho que la intensidad luminosa de un LED aumenta con la Intensidad de corriente directa (figura 12.12), y también se ha afirmado que la corriente directa disminuye al aumentar la temperatura. Como consecuencia de estos dos fenómenos se puede deducir que la intensidad luminosa de un LED disminuye al aumentar la temperatura.

243


12.15 Curva característica de la intensidad luminosa relativa en función de la temperatura ambiente. 160

140

120

100

80

60

40-55 -25 0 +25 +50 +75 +100

U (°C )

Efectivamente, en la figura 12.15 se ha dibujado la intensidad luminosa relativa de un LED en función de la temperatura ambiente. En ella se puede leer que la máxima intensidad luminosa se alcanza a temperaturas por debajo de 0 °C.

La ordenada de la curva característica de la figura 12.15 se ha dividido en porcentajes de intensidad luminosa ( I v), correspondiendo la intensidad luminosa nominal del 100 % a 25 °C, es decir, que a 25 °C la intensidad luminosa es la facilitada por el fabricante.

Así, supóngase un diodo emisor de luz cuya intensidad luminosa Jv sea de 0,8 mcd a 25 °C de temperatura ambiente y con 20 mA de I F. En esta circunstancia, y suponiendo que su curva característica I v = f(Tamb) sea la de la figura 12.15, si disminuye la temperatura ambiente a 0 °C la intensidad luminosa pasa a ser el 120 % de la nominal, es decir, sube a 0,96 mcd. Si, por el contrario, la temperatura ambiente sube a 50 °C, la intensidad luminosa pasa a ser el 80 % de la nominal, es decir, 0,46 mcd.

La abscisa de la figura 12.15 se ha dividido en todo el margen de temperatura a la que puede trabajar el LED en cuestión, es decir, entre -55 °C y +100 °C, variando entre estos límites la intensidad luminosa entre 1,52 mcd y 0,44 mcd aproximadamente.

Potencia de radiación de salidaOtra curva característica de interés es la de la potencia de radiación de salida o ROP (Radiated Out- put Power) en función de la intensidad de corriente directa, es decir, la curva característica <t>e = f [ I F).

Este parámetro indica la potencia que se transforma en radiación luminosa en el LED, la cual, lógicamente, es inferior a la potencia disipada en el componente. Se expresa en pW.

Los fabricantes suelen facilitar este parámetro mediante valores numéricos (por ejemplo 60 gW), indicando con ello que es la mínima potencia de radiación que se obtendrá en el diodo, o bien mediante curvas características como la de la figura 12.16, ya que como es lógico suponer esta potencia aumenta al aumentar la intensidad de corriente en sentido directo.

12.16 Curva característica de la potencia de radiación de salida en función de la intensidad de corriente directa.

<r>(mW)

8070605040302010

00 10 20 30 40 J f (mA)

244


En la figura 12.16 una intensidad directa de 20 mA da lugar a una potencia de radiación de salida de 35 (iW. Al doblar la Intensidad de corriente directa se dobla la potencia de radiación de salida, es decir, que esta curva característica es lineal.

Curva característica de la potencia de pico de salida en función de la corriente directa en forma de impulsosDado que el funcionamiento de un LED es más eficaz con impulsos de corriente directa, los fabricantes de estos componentes facilitan también la curva característica de la potencia de pico de salida en función de la corriente directa, cuando ésta es de impulsos, tal y como se ha dibujado en la figura 12.17.

5a•§

Xa•5¡

0 200 400 600 800 1.000Impulsos de corriente directa (mA)

12.17 Curva característica de la potencia de pico de salida en función de una corriente directa en forma de impulsos.

En esta curva característica se comprueba que, con impulsos de corriente de 200 mA, cuyo valor medio sea el nominal del diodo, la potencia de salida son picos de 0,4 mW. Sin embargo, la curva deja de ser lineal a partir de impulsos de corriente de 400 mA, puesto que los picos de la potencia de salida apenas si crecen de valor al aumentar el valor de los impulsos de corriente.

Distribución espacialSi se observa un LED desde distintos ángulos y a la misma distancia, se comprueba que la máxima luminosidad se obtiene cuando el ojo se encuentra en la vertical del diodo. Esto puede representarse mediante la curva de la distribución espacial de la figura 12.18.

En la curva característica de la figura 12.18 se observa que, con un ángulo de incidencia de 0o, es decir, con el ojo situado en el eje de simetría vertical del diodo, la intensidad luminosa percibida es del 100 %. A medida que el ojo se desplaza del citado eje de simetría, hacia un ángulo de 90° con respecto al mismo, la intensidad luminosa percibida desciende hasta anularse por completo a 90°.

o° 10° 20°

1.0

0.9

0.8

0.7

0.6

12.18 Distribución espacial de la radiación luminosa de un LED.0.5 0.4 0.3 0.2 0.1

245

ELECTRÓNICOS

Así, por ejemplo, si el ojo forma con el eje de simetría del diodo un ángulo de 40° la intensidad luminosa que percibe es de, aproximadamente, el 35 % del valor nominal, por lo que si el diodo radia con una intensidad de 1,5 mcd, en dicho ángulo la intensidad luminosa será de sólo 0,53 mcd.

Estas curvas son muy importantes a la hora de elegir un LED, ya que si éste ha de disponerse como elemento señalizador dentro de un ambiente luminoso y el observador no siempre se encuentra en la vertical del diodo, sino en un ángulo pronunciado con respecto a él, puede que no perciba la iluminación del mismo. En este caso debe elegirse un diodo cuya distribución espacial sea lo más omnidireccional posible.

En ocasiones los fabricantes indican en sus catálogos este parámetro mediante valores numéricos, en cuyo caso indican el ángulo en el cual la intensidad luminosa alcanza el 50 % de su valor

S O D-63S O O-76

JS,v

SOP-75 S O D-75

S G D -S5

12.19 Tipos de cápsulas utilizadas en LED, con indicación de sus dimensiones.


nominal. Así, por ejemplo, en el diodo CQY11C se percibe una intensidad luminosa del 50 % de su valor nominal cuando el ángulo de visión es de 7o, mientras que en el CQY49B es de 80°, de lo cual se deduce que con el CQY49B se percibe mejor su luz desde cualquier ángulo.

CÓDIGO DE IDENTIFICACIÓN DE LOS DIODOS EMISORES DE LUZ Y DISPLAYS

Tanto los diodos emisores de luz como los displays se identifican mediante dos letras y un número de serie formado por una letra y dos cifras.

La primera letra es una C, puesto que se trata de un dispositivo que utiliza materiales con un margen de banda de menos de 0,6 eV, tales como el arseniuro de galio.

La segunda letra es una Q, ya que en el código de designación de elementos semiconductores esta letra identifica a los elementos generadores de radiaciones; en este caso radiaciones luminosas.

El número de serie, precedido de una letra (Y o X) indica que se trata de un componente para aplicaciones profesionales, aunque en la actualidad está muy extendida su utilización en aparatos electrónicos de consumo (radio, televisión, vídeo, etc.).

CÁPSULAS PARA LED Y DISPLAYS LED

Para finalizar, en las figuras 12.19 y 12.20 se han dibujado las cápsulas más comunes de diodos emisores de luz y displays realizados con esta clase de diodos, con indicación de su denominación y dimensiones en milímetros.

CQY81, 81A

7.6

5.7

M 1t? IM

A /

fI j 7 I b: U

4.0

CQY81, 1B1(7

CQY61. 81A, 81B

líOt 10.16 máx

9.65

9.65

i l í:D I 3

19.05

2.54 1.40 12x2.54máx 0.90

17.05.0i

0.5Í mln

0.500.30

CQY82. 82A7.0 1(7n ~ i t

11.0

3,2

I A

Ql l t4.95 5. 151

C0Y82B

9.5

95

<9CQY82A.82B

12,7 máx

10,20

15.0

12.20 Cápsulas para displays LED. con indicaciónde sus dimensiones.

247


CQY84

| 12____CQY84 28.32 máx 29.6

! í8,06,0

0,51 mín

C0X85 CQX85 24,5 máx 29,6

0.32 0.23 ¡j:

.15.24'

3,6 \ 3.0 \

5,0máx

r MT 025$,1 16x2,54 0,38

8.0

1(7.57 rom

5,08máx

12.20 Cápsulas para displays LED, con indicación de sus dimensiones. (Continuación)

248

Transistores bipolares

INTRODUCCIÓN

La palabra transistor está compuesta por la unión de las palabras transferencia y resistor, ya que el funcionamiento de un transistor se basa en una transferencia de energía por medio de unas variaciones de resistencia.

En el estado actual de la tecnología los transistores se dividen en dos grandes grupos:

• Transistores bipolares.• Transistores unipolares.

En este capítulo se trata la constitución, funcionamiento y curvas características de los transistores bipolares, dejando el estudio de los unipolares para el siguiente capítulo.

UNIONES NPN Y PNP

Sea una unión PN a la que se agrega un nuevo cristal tipo N que haga contacto con el cristal P (figura 13.1a).

En esta circunstancia el cristal P queda entre dos cristales N (figura 13.1c). El mismo resultado se obtiene si dos uniones PN se unen por el cristal P (figura 13.1 ó).

Esta unión de tres cristales constituye el transistor, que en este caso es del tipo NPN, ya que el cristal P es común a las dos uniones PN.

Bajo el mismo principio constructivo, pero utilizando como cristal común de las dos uniones PN el cristal N, se forma el transistor PNP (figura 13.2).

El cristal común a las dos uniones del transistor recibe el nombre de base. Los otros dos cristales extremos se denominan colector y emisor respectivamente.

yp N P

c) c)

13.1 Constitución de un transistor NPN. 13.2 Constitución de un transistor PNP.

249


TEORÍA DE FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR

Supongamos un transistor NPN, al que se le aplica una tensión negativa a la base con respecto al emisor (figura 13.3).

En esta circunstancia la zona Z¡ de la unión emisor-base adquiere un valor de elevada resistencia óhmica, puesto que los electrones libres dél cristal N son atraídos por el potencial positivo de la fuente de alimentación, y los huecos del cristal P por el negativo de la misma fuente, desapareciendo de la zona Z, los portadores de carga. Se trata pues de un diodo polarizado en sentido inverso, por lo que la corriente a través de la unión será prácticamente nula.

13.3 Si entre emisor y base de un transistor NPN se aplica una tensión en sentido inverso, se forma una zona aislante en la unión Z, que impide la circulación de la corriente eléctrica.

Z, Zg

Si se polariza dicha unión en sentido directo, es decir, con el positivo de la fuente de alimentación aplicado al cristal P y el negativo al N, la unión Z, adquiere un valor de resistencia muy bajo, ya que los electrones del cristal N y los huecos del cristal P son repelidos por el negativo y el positivo de la fuente de alimentación, respectivamente, hacia la zona Z,, en donde se recombinan. La fuente de tensión continúa suministrando electrones al cristal N, por lo que se establece un paso continuo de corriente eléctrica a través de la unión (figura 13.4).

Z, Z,

Emisor Colector

13.4 Si entre emisor y base de un transistor NPN (unión ZJ se aplica una tensión en sentido directo, circula una corriente eléctrica a través de la unión.

El funcionamiento de la unión base-emisor de un transistor es por tanto idéntica a la de cualquier diodo rectificador, es decir, deja pasar la corriente cuando está polarizado en sentido directo y la bloquea cuando se polariza en sentido inverso.

Los mismos resultados se obtienen en la unión Z2 cuando se aplica un potencial eléctrico entre base y colector, tal y como se indica en las figuras 13.5 y 13.6.

Emisor

I Np N r

L ■i r

I Colector

Base

H

13.5 Si entre base y colector de un transistor NPN se aplica una tensión en sentido inverso, se forma una barrera en la unión Z2 que impide la circulación de la corriente eléctrica.

Emisor Colector

13.6 Si entre base y colector de un transistor NPN (unión Z2) se aplica una tensión en sentido directo, circula una corriente eléctrica a través de la unión.

250

TRANSISTORES BIPOLARES

Emisor

Z,

N N Colector

Base

13.7 Si entre emisor y colector de un transistor NPN se aplica una tensión eléctrica con el positivo a colector, se forman dos pequeñas barreras en las uniones Z ,yZ 2y por el transistor sólo circula una pequeñísima corriente de fuga, de valor despreciable.

Supóngase ahora un transistor NPN al que se le aplica una tensión continua entre emisor y colector, de forma que el polo positivo quede aplicado al colector y el negativo al emisor (figura 13.7).

Con esta polarización, los electrones libres del emisor (cristal N) los repele el polo negativo, mientras que los electrones libres del colector (cristal N) los atrae el polo positivo. De todo esto se deduce que se produce un desplazamiento de las cargas en sentido emisor a colector.

A pesar de ello, los electrones del emisor no poseen la suficiente energía para atravesar las uniones Z, y Z2, las cuales, al ser zonas aislantes sin portadores de carga, entorpecen el paso de la corriente. La corriente a través de los cristales es, por tanto, muy pequeña, considerándose a efectos prácticos como una pequeña corriente de fuga.

La principal barrera que se opone al paso de los electrones hacia el polo positivo la constituye la unión Z,, ya que una vez atravesada ésta los electrones se encontrarán bajo la Influencia del campo eléctrico del polo positivo de la fuente de alimentación y atravesarán sin dificultad la unión Z2.

Para eliminar la barrera Z, basta con polarizar en sentido directo la unión base-emisor (figura 13.4).Así pues, si se aplican los potenciales representados en la figura 13.8 a cada uno de los cristales

del transistor, queda eliminada la barrera Z v y los electrones libres del emisor la atraviesan, siendo atraídos por los potenciales positivos de la base y del colector.

Emisor )N P i N ,

'i w rI r

| Colector

Base U

H ill l

13.8 Si se polariza un transistor NPN en la forma indicada en la figura, éste pasa a ser conductor.

Dado que el potencial positivo del colector es mucho mayor que el de la base, ya que el de ésta sólo sirve para eliminar la barrera Z, (unos 0,7 V en transistores de silicio), los electrones se sienten más atraídos por el colector, por lo que se obtiene una elevada corriente de colector (Jc) y una pequeña corriente de base ( ÍB).

La corriente de emisor ( / E) es igual a la suma de las corrientes de colector y base, tal y como se deduce de las leyes de Kirchhoff:

= +

Naturalmente, la cuantía de electrones que se dirigen hacia el colector o hacia la base depende de la proporción en que el colector está polarizado más positivamente con respecto a la base, de forma que si las dos tensiones son iguales, prácticamente ningún electrón se dirige hacia el colector por estar éste más alejado.

Si en lugar de una tensión positiva con respecto al emisor se le aplica a la base una tensión negativa con respecto al emisor, la unión Z. queda polarizada en sentido inverso y, como consecuencia, no circula corriente alguna por el transistor (figura 13.9).

251


13.9 Si se polariza un transistor NPN en la forma indicada en la figura, es decir, con una tensión negativa en la base con respecto al emisor, por el transistor deja de circular la corriente eléctrica.

Emisor

Z1J - T ~~L

I w ■1P 1

1' n i

Colector

Base

- i i u

En resumen, en un transistor NPN se obtiene paso de corriente entre emisor y colector cuando a la base se le aplica potencial positivo con respecto al emisor, y se consigue un bloqueo al paso de la corriente cuando a la base se le aplica un potencial negativo con respecto al emisor.

Todo lo expuesto es válido para los transistores PNP, con la diferencia de que en éstos la conducción se produce cuando se aplica tensión negativa al colector con respecto al emisor y una tensión también negativa, aunque de inferior valor, a la base con respecto al emisor (figura 13.10).

En el caso de polarizar la base positivamente con respecto al emisor, la unión Z, se hace infranqueable para los electrones libres del emisor, ya que la unión base-emisor del transistor PNP queda polarizada en sentido inverso y, por lo tanto, la corriente de colector será nula (figura 13.11).

Z,

EmisorN

h

J

I Colector

Base

l l l l -

13.10 Si se polariza un transistor PNP en ia forma indicada en la figura, éste se hace conductor.

Emisor

I

Z,j ■ -» l

p < N i P 1! i iI Colector

Base

l i l i l í

13.11 Si se polariza un transistor PNP en la forma indicada en la figura, con una tensión positiva en la base con respecto al emisor, por el transistor deja de circular la corriente eléctrica.

En las figuras 13.12 y 13.13 se han dibujado los símbolos representativos de los transistores NPN y PNP respectivamente. En ellos el emisor se simboliza con una punta de flecha, igual que el ánodo de un diodo. Si el transistor es un PNP la punta de flecha señala hacia la base, ya que, al igual que los diodos, la punta de flecha indica que se trata de un cristal P. La punta de flecha en sentido opuesto a la base nos indica que se trata de un cristal N.

Emisor

Base O Base

Colector

13.12 Símbolo de los transistores NPN.

Emisor

€>Colector

13.13 Símbolo de los transistores PNP.

252

TRANSISTORES BIPOU\RES

Para la polarización correcta de un transistor deberán tenerse presente los siguientes puntos:

• Al emisor debe aplicársele polaridad del mismo signo que el cristal que lo constituye. Si es un cristal N se le aplica polaridad negativa, y si es un cristal P polaridad positiva.

• A la base también se le aplica polaridad del mismo signo que el cristal que la constituye. Este potencial debe ser menor que el aplicado entre colector y emisor.

• Al colector se le aplica potencial opuesto al cristal que lo constituye. Si es un cristal N se le aplica polaridad positiva, y si es un cristal P se le aplica polaridad negativa. Este potencial debe ser mayor que el aplicado entre base y emisor.

Transistor de puntas de contactoLos transistores de punta de contacto constan de una plaquita de material N o P (la base) sobre la que están aplicadas dos puntas metálicas que actúan como emisor y colector (figura 13.14). Las dos puntas metálicas están a una distancia de unos 50 mm una de otra.

13.14 Transistor de puntas de contacto. E: emisor.B: base. C: colector.

El material del emisor y colector se obtiene al soldar las puntas con el material base mediante un impulso de corriente, lo que tiene por efecto que éstas introduzcan impurezas en el cristal de base, creando zonas de unión alrededor de dichas puntas, de naturaleza opuesta a la de la base.

En la figura 13.15 se muestra un corte esquemático de un transistor de puntas de contacto, indicando sus partes constituyentes.

13.15 Corte esquemático de un transistor de puntas de contacto.1) Cápsula metálica o de resina epoxi. 2) Cristal tipo P o N. 3) Cierre soporte de resina epoxi. 4) Puntas de contacto de tungsteno, separadas unos 50 pm, y en cuyos extremos se forma el cristal de naturaleza opuesta al de la base. 5) Soporte metálico del semiconductor. 6) Terminal de conexión del emisor. 7) Terminal de conexión de la base. 8) Terminal de conexión del colector.

Debido a las extremadamente pequeñas zonas de cristal opuesto al de la base, y a la pequeña distancia existente entre colector y emisor, la capacidad interelectródica que se crea es pequeñísima, lo cual hace a este tipo de transistor idóneo para trabajar en etapas de radiofrecuencia.

Por el contrario, y por los mismos motivos, no soportan intensidades de corriente elevadas, por lo que no pueden ser utilizados en etapas de potencia.

Transistor de uniónSe denominan transistores de unión a todos los que están formados por capas superpuestas de material semiconductor.

1 — -

2 f \ ^

3/

253


13.16 Transistor de unión.E: emisor. B: base. C: colector.

C

En la figura 13.16 se muestra la forma constructiva de un transistor de unión, formado por una placa de semiconductor tipo N de 0,2 mm de espesor, que constituye la base, sobre cuyas caras se aplican el emisor y el colector en forma de dos bolitas de material P (generalmente aluminio en los transistores de silicio).

La penetración en el cristal de la citada Impureza se regula de forma precisa, de manera que la separación entre el emisor y el colector sea de tan sólo 50 ¡um.

Debido al grueso de la unión, las capacidades interelectródicas de estos transistores son relativamente elevadas, lo cual limita su empleo a frecuencias Inferiores a 20 MHz.

Como ventaja cabe destacar que admiten mayores intensidades de corriente, lo que permite su utilización en etapas amplificadoras de potencia.

El cristal de colector es mayor que el de emisor (figura 13.16), de forma que en la unión de co lector se recogen mejor los electrones que dan lugar a la corriente I c del transistor.

En la figura 13.17 se muestra el corte esquematizado de un transistor de unión, con Indicación de todas sus partes constituyentes.

13.17 Corte esquemático de un transistor de unión. 1) Cápsula metálica o de resina epoxi.2) Grasa protectora de silicona.3) Sujetador de plástico.4) Tapón soporte de resina epoxi.5) Transistor. 6) Terminal de conexión del emisor. 7) Terminal de conexión de la base.8) Terminal de conexión del colector.

-

rh*

l I

w - —J

Para finalizar, diremos que se fabrican transistores de unión para pequeñas y grandes potencias, dependiendo del refuerzo de las uniones y de la preparación del conjunto para la evacuación del calor.

Los transistores de unión se fabrican con la técnica de la difusión cuando han de ser utilizados para trabajar en RF, ya que esta técnica permite realizar uniones de reducido espesor. Sin embargo, y debido a los avances tecnológicos de los últimos años, es posible la fabricación de transistores de silicio por la técnica de la difusión tanto para alta como para baja frecuencia, pequeña o gran potencia, realizándose tipos capaces de trabajar perfectamente en etapas de potencia de RF.

La técnica de la difusión en sus distintas variantes es, pues, la más utilizada hoy en día en la fabricación de transistores de silicio.

254


Transistor por difusión planarEl transistor por difusión planar, también llamado transistor planar, es un transistor de unión formado por una plaqueta de silicio tipo P o tipo N la cual constituirá más tarde el futuro colector (figura 13.18).

Esta plaqueta se reviste por uno de sus lados de una capa de óxido de silicio; sobre esta capa se practican, mediante técnicas fotoquímicas, unas ventanas a través de las cuales se difunde material donador o aceptador, formándose la base del transistor. A continuación se difunde el emisor sobre la base mediante idéntico procedimiento.

4

13.18 Transistor de unión por difusión planar tipo PNP. B: base.E: emisor. C: colector. 1) Conexiones de aluminio. 2) Cristal tipo P del emisor. 3) Cristal tipo N de la base.4) Cristal tipo P del colector.5) Capa aislante de óxido de silicio.

Una vez realizadas todas las operaciones de difusión, se recubren las ventanas con un sustrato de óxido de silicio.

Sobre esta última capa se practican ventanas, que servirán para establecer los contactos exteriores para los terminales de base y emisor. En la parte inferior de la plaqueta de silicio se conecta el terminal de colector.

Según el tamaño y separación entre los cristales que forman el transistor, se obtendrán transistores con mayores o menores capacidades interelectródicas, y más o menos capaces de soportar elevadas intensidades de corriente eléctrica.

Los transistores planares de potencia pueden fabricarse tanto en versión PNP como en versión NPN, admitiendo tensiones de unos 100 V e intensidades máximas de corriente de unos 10 A.

Transistor homotaxialEl transistor homotaxial, denominado también de difusión única, se fabrica a partir de una plaqueta de material P homogénea sobre la que, al contrario del planar, no se forma ninguna capa de óxido.

Durante el proceso de difusión, el material donador penetra en el interior de la plaqueta por ambos lados, formando así el emisor y el colector. El material P entre ambas capas constituye la base del transistor.

Para reducir al máximo posible la caída de tensión en sentido directo del colector, se elimina, mediante ataque químico, una delgada capa de material de la parte del colector.

Estos transistores resultan extraordinariamente robustos y adecuados para trabajar con elevadas intensidades de corriente, por lo que resultan idóneos para trabajar en etapas amplificadoras de potencia en BF.

Debido al gran espesor de la base, la frecuencia de transición (producto de la ganancia por el ancho de banda) no es muy elevada (del orden de 1 MHz), y las tensiones admisibles pueden llegar a ser de hasta 100 V.

Los transistores homotaxiales sólo se suministran en versión NPN.

Transistor con base epitaxialSe denomina epitaxis el proceso tecnológico de fabricación de transistores, en el cual se origina el crecimiento del material semiconductor en estado de cristal sobre otro material semiconductor también en estado cristalino.

Los transistores así fabricados se denominan transistores mesa, y se obtienen haciendo crecer una delgada capa de silicio poco dopado y, por lo tanto, de elevada resistencia, el cual constituye la base, sobre un sustrato de silicio fuertemente dopado (baja resistencia) que constituye el colector.

255


Una vez efectuado el proceso descrito, la capa base se recubre con óxido de silicio.El emisor se obtiene practicando una ventana, mediante proceso fotoquímico, sobre la capa de

óxido de silicio y difundiendo el emisor sobre la base.Las conexiones externas de la base y el emisor se realizan a través de ventanas obtenidas me

diante operaciones de oxidación y fotograbado.Dado que el proceso de formación de la base es, en este tipo de transistores, muy lento, el es

pesor de la misma puede ser controlado con gran precisión, por lo que pueden obtenerse bases de espesores muy reducidos, permitiendo con ello que las capacidades interelectródicas puedan ajustarse y fabricar así transistores que trabajan a muy altas frecuencias.

Los transistores de base epitaxlal pueden trabajar con tensiones de hasta 200 V y con intensidades de corriente elevadas, lo que los hace especialmente Indicados para trabajar en etapas de potencia.

La frecuencia de transición máxima de los transistores de base epitaxial alcanza unos 5 MHz. Se fabrican tanto en versión PNP como en versión NPN.

Transistores mesa semiplanaresEn esta tecnología se parte de una plaqueta de silicio no oxidado que se expone a un proceso de difusión, es decir, se trata de un proceso similar al de la técnica homotaxlal, con la diferencia de que en el caso de la técnica mesa semiplanar el material que permanece entre las dos capas difundidas constituye el colector, mientras que en el caso de la técnica homotaxial constituye la base.

A continuación se elimina por completo la capa difundida inferior, después de haber recubierto toda la plaqulta con una capa de óxido de silicio.

El proceso siguiente consiste en difundir en la capa superior (base) el emisor, mediante técnica planar.

La denominación de estos transistores proviene por tanto del hecho de que la unión emisor-base se obtiene mediante tecnología planar, y la unión base-colector mediante tecnología mesa.

Estos transistores son menos robustos que los de base epitaxial, pero poseen una frecuencia de transición muy elevada, que alcanza los 50 MHz y pueden trabajar con tensiones muy elevadas (hasta unos 1.500 V).

Sólo se fabrican en versión NPN.

CÁPSULAS PARA TRANSISTORES

Existe una gran variedad de cápsulas para transistores, tanto en plástico como en metal (figura 13.19).El tamaño de la cápsula y de los terminales es una orientación que nos permite, a simple vista,

clasificar a un transistor dentro de los grupos de pequeña o gran potencia. Cuanto mayor sea la in-

Colector

Base Emisor Colector

Colector

13.19 Dibujo de algunas de las cápsulas utilizadas en transistores.

256


Emisor

Colector

Colector Emisor,

Base

Emisor

13.19 Dibujo de algunas de las cápsulas utilizadas en transistores (continuación). En este caso, se trata de cápsulas para montaje superficial (SMD), de dimensiones muy reducidas.

tensidad de corriente admisible por el transistor, mayor deberá ser la sección de sus terminales y mayor el tamaño de la cápsula para una mejor refrigeración. Además, todos los transistores de potencia poseen cápsula metálica, ya que el metal es mejor conductor térmico.

En la figura 13.19 se puede ver el aspecto de diversas cápsulas para transistores y en la figura 13.20 se Indican las denominaciones de cada una de ellas y la disposición de los terminales de colector, base y emisor, así como las dimensiones en milímetros.

SOT-25 (1) SOT-25 (2) ._ sí.

I& 4.■náxl j

I_J.VTVft

i

2.5■ O - i:u ni •T',' ril tu "f'i

. C

1 1 1

f.f/nfr I 154 1 264 1.3 m ii

_______ r ,6 iW _______ _ , 4.6.VU

6.4í.'ri»

4 3Ji?

!,41,G

SOT-37 (1)• 3.9L G.6

SOT-37 (2)

13.20 Cápsulas para transistores con indicación de sus dimensiones.

257


S0T-37(3)

4.8Otíx

SOT-37 (4)

4$KÁK

0.24irtá/.

144:máx i

SOT-41 6.48máx _ SOT-42

0.6

0.6

_ 1.8 máx_ )?m>x

j 6.4L _ \

SOT-48 (2)

3-32' 3.0 «MCI 27 j

i ‘----—

12011.2

13.20 Cápsulas para transistores con indicación de sus dimensiones. (Continuación)

D>

0.26 ota

258


SOT-48 (3) 3.02.7

8-32 Uf/C X{£fj!

L ' t i

SOT-48 (4) 3.0 _ 2.7

Metal

l '73 ]7.0

SOT-55

■4 i *

6 □

ó6J2 s 53

2f 27.2 J

0.27

r

- £ ___¡35 35i í .5 ______ 7.2


9.75 nú t

PtíStiCO

0.2

259


SOT-56 0.14/0.107

10-32U W — [ • -----------------

— r —9.559.00

100M. U

tf.50 5.75 Ito n 5.25 |

SOT-82 2.o2.3

sor-105

CX J 1»

0.}7o.n

1. 08 m u __ !

454.0 J _

Yo. 7 7 2 iv¿*

TO-1

646 , ¡¡

TO-1 (1)

j5.9 >TW

b l

~ máx\ 3 1 \__

í __O

TO-3 (1) 9.5 ¡nb

\4 214.0

20.3máx


260


TO-5 (1)

y*5>~ ed.SSfitir. / \ /

9 4:ns/9.4 ctfx

TO-5 (2)

S.ÓXÍK̂ J - »»«* J

6.3irtíti

ss.f/mSéTTÚA

TO-18 (1)

1

5.3.Tiáv

3,5C.V?Í

TO-60

5.1, |

S G t rt*

ro-72 (1)

A * / s

Y •

.osi/

52 Ufo

TO-126

19.3 ftáx

ro

- !S.1 I.7MLV

•

<71(1

4.5 ínáx

W

/5.áI7SW

íl:

7Ü-72 í?;

TO-92 (3)

4.3¡uto

H -

✓ <?& ■Tláv

TO-92 (2)

. ? : A v✓ í>65 .•rráx

52 nm

O

ro-220 i'í ;

r a

32 r3.0 L oMÍ

S C O

OM'rtK 132$

T »p»I

ro-55 f /;

y e nftígíwá* ✓ y

9.4 váx

TO-92 (1)4.2(MX


261


En muchas ocasiones los transistores han de trabajar con potencias superiores a la máxima admisible por ellos, en cuyo caso han de disponerse aletas de refrigeración que se fijan al transistor mediante un sistema de presión o tornillo.

En el supuesto de utilizar tornillos para sujetar el radiador al transistor, la cápsula de este último debe disponer de uno o dos orificios que permitan el paso del tornillo (figura 13.21).

13.21 Constitución de un transistor en cápsula SOT-93. 1) Cristal de vidrio pasivado. 2) Unión eutéctica oro/silicio.3) Peine soporte de cobre rígido.4) Terminales de conexión de aluminio.5) Hilos de conexión soldados ultrasónicamente. 6) Encapsulado especial de plástico de silicona.7) Terminales de cobre estañado.8) Orificio para la sujeción del radiador mediante tornillo.

Para finalizar con el estudio de las cápsulas utilizadas en los transistores, a continuación se hacen algunas observaciones sobre los tipos más corrientes.

Las cápsulas TO 18, TO 39 y TO 92 son de resina epoxi, y se utilizan en transistores para pequeña señal y baja potencia.

Para medias potencias la cápsula es metálica y puede disponer de orificio para la sujeción de un radiador (cápsulas TO 12 y TO 220).

Para grandes potencias el tipo de encapsulado es del tipo TO 3 y SOT 93A, en los que el colector va acoplado térmicamente a un gran dispositivo radiador, es decir, que el propio cuerpo metálico de la cápsula, que está unido al radiador, hace las funciones de electrodo de colector y, por lo tanto, el transistor sólo dispone de dos terminales (el de base y el de colector).

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS TRANSISTORES

El transistor es, sin duda, uno de los componentes electrónicos en los que deben tenerse presente más parámetros, razón por la cual este capítulo es algo más extenso.

En un principio se han de considerar las magnitudes eléctricas presentes en un transistor, tanto en régimen estático como en régimen dinámico.

~?Co

13.22 Tensiones y corrientes presentes en un transistor PNP en régimen estático.

En la figura 13.22 se representa el esquema de un transistor PNP montado en emisor común (emisor común a la entrada y a la salida del circuito), en el cual están representadas las principales tensiones y corrientes que aparecen en él en régimen estático.

Estas tensiones y corrientes son las siguientes:

7

262


• - I c = corriente continua de colector (sin señal).• - I 8 = corriente continua de base (sin señal).• 7e corriente continua de emisor (sin señal).• - \ /CE = tensión continua entre colector y emisor.• -V BE = tensión continua entre base y emisor.• - '/ cc = tensión de la fuente de alimentación del colector.• -V BB = tensión de la fuente de polarización de la base.

Como se puede apreciar, los símbolos utilizados para designar las tensiones y corrientes de base y colector van precedidos del signo menos, ya que estos electrodos reciben una tensión negativa con respecto al emisor (transistor PNP).

Las magnitudes se representan por letras mayúsculas, por tratarse de tensiones y corrientes continuas, y los subíndices están en mayúscula púr el mismo motivo.

h .

13.23 Tensiones y corrientes presentes en un transistor NPN en régimen estático.

Si en lugar de un transistor PNP, el transistor fuese NPN (figura 13.23), las tensiones y corrientes tomarían signo opuesto, es decir:

• Jc = corriente continua de colector (sin señal).• I B = corriente continua de base (sin señal).• - I E = corriente continua de emisor (sin señal).• VCB = tensión continua entre colector y emisor.

= tensión continua entre base y emisor.• ^cc = tensión de la fuente de alimentación del colector.• vBB = tensión de la fuente de polarización de la base.

Obsérvese, comparando las figuras 13.22 y 13.23, que siempre se toma como referencia de medida el colector o la base con respecto al emisor, por lo que si, como es lógico, las fuentes de alimentación cambian de polaridad según el tipo de transistor, resulta evidente que las tensiones cambiarán de signo en un transistor NPN con respecto al PNP.

Por el mismo motivo, las corrientes de base y colector son siempre de signo opuesto a la corriente de emisor, tanto si el transistor es un PNP como si es un NPN, ya que, como se sabe, / E siempre es igual a la suma de I B + I c y, por la ley de Kirchhoff, la suma de todas las corrientes que llegan y salen de un punto de un circuito es igual a cero.

Se entiende por régimen dinámico el estado de funcionamiento de un transistor al aplicarle una señal alterna entre base y emisor (caso de un transistor montado en circuito emisor común).

En las figuras 13.24 y 13.25 se han representado las principales corrientes y tensiones en régimen dinámico de un transistor PNP y otro NPN, respectivamente.

En ambos casos se trata de corrientes alternas eficaces, por lo que se representan por letras mayúsculas y subíndices en minúscula. En ningún caso se indica polaridad, puesto que la corriente alterna cambia continuamente de sentido.

263


13.24 Tensiones y comentes presentes en un transistor PNP en régimen dinámico.

I- -HI

13.25 Tensiones y corrientes presentes en un transistor NPN en régimen dinámico.

Las tensiones y corrientes presentes en los circuitos de las figuras 13.24 y 13.25 son las siguientes:

• I 0 = corriente alterna de colector.• / b = corriente alterna de base.• I B = corriente alterna de emisor.• l/ce = tensión alterna entre colector y emisor.

tensión alterna entre base y emisor.

CURVAS CARACTERÍSTICAS DE UN TRANSISTOR

En la figura 13.26 se representan, de forma simplificada, las curvas características de un transistor PNP montado en circuito emisor común. En estas curvas se puede apreciar la relación existente entre las diversas magnitudes eléctricas del transistor.

13.26 Curvas características de un transistor PNP.

Así, la tensión entre colector y emisor (-VCE) depende de la corriente de colector (— Jc); la corriente de colector (- I c) es, a su vez, función de la corriente de base (— / B); la corriente de base (—JB) depende de la tensión entre base y emisor (-\/BE) y, por último, la tensión entre base y emisor (-VBE) depende, en determinadas condiciones, de la tensión entre colector y emisor (-t/CE).

En resumen, la figura 13.26 se divide en las siguientes cuatro partes:

a) Cuadrante superior derecho: - I c = f(-VCE) para diferentes valores de - I B (característica de salida).

b) Cuadrante superior izquierdo: - I c = f { - IB) para un determinado valor de ^CE (característica de transferencia).

264


c) Cuadrante inferior izquierdo: - I B = f{-VBe) para un determinado valor de -V ce (característica de entrada).

d) Cuadrante inferior derecho: -V BE = f[-VCB) para diferentes valores de - I B (característica de reacción).

En el caso de transistores NPN, se obtienen las mismas curvas características, con la única diferencia del cambio de signo en todas ellas, como se puede apreciar comparando la figura 13.27 con la 13.26.

13.27 Curvas características h de un transistor NPN.

Además de estas cuatro curvas características, los fabricantes de transistores proporcionan otras que permiten estudiar el comportamiento de un determinado tipo de transistor bajo diversos estados de funcionamiento. Todas ellas, así como otros parámetros de interés para el profesional, se estudian con detalle en los párrafos siguientes.

Curvas características de salidaEn la figura 13.28 se han dibujado las curvas características de salida, o curvas de la intensidad de colector en función de la tensión entre colector y emisor, I c = f{VCE), de un transistor de baja frecuencia PNP.

Curvas similares a la dibujada, con valores lógicamente distintos, se obtienen en cualquier tipo de transistor bipolar PNP. Lógicamente, si es de tipo NPN los signos de polaridad estarán cambiados.

Mediante las curvas de la figura 13.28 el profesional puede conocer las variaciones que experimenta la corriente de colector (Jc), en función de la tensión aplicada entre colector y emisor (\/CE),

13.28 Característica de salida de un transistor PNP.

265


y para diferentes valores de la corriente de base (Jg), trabajando el transistor con una temperatura de unión (7") de 25 °C.

Estas curvas se obtienen a temperatura ambiente constante de 25 °C, puesto que, al igual que cualquier otro dispositivo semiconductor, la temperatura ambiente influye sobre el funcionamiento del transistor, como más adelante tendremos ocasión de comprobar.

De las curvas características de salida de la figura 13.28 se deducen los siguientes puntos determinantes del funcionamiento del transistor:

1. Para una corriente de base - I B pequeña, por ejemplo de 50 pA (en el caso del transistor que hemos tomado de ejemplo), la corriente de co lector- I c apenas si aumenta al aumentar la tensión entre colector y emisor “ ' ' c e -

Efectivamente, en la figura 13.28 se puede leer que con una corriente de base de 50 pA, y aplicando una tensión -V CE de 5 V, la corriente de colector es de aproximadamente 8 mA, y con la misma corriente de base y una tensión -V CB de 15 V (tres veces superior), la corriente de colector pasa a ser de unos 9 mA (sólo 1 mA más).

2. Para elevadas intensidades - I B, por ejemplo de 600 pA, la influencia de la tensión - \ /CE sobre la corriente - I c de colector es algo más elevada, lo cual puede comprobarse en la figura 13.28, ya que en ella -7 C es de 70 mA para una -V CE de 5 V, y de 86 mA para - VCB de 15 V (siendo la corriente - I B constante en 600 pA).

3. Pequeñas variaciones de la corriente de base se traducen en elevadas variaciones de la co rriente de colector, lo cual nos indica el poder amplificador de un transistor bipolar.

Resistencia de salida de un transistorSe ha dicho que cuanto mayor sea la corriente de base mayor será el valor de la variación que se obtiene en la corriente de colector, para iguales variaciones de tensión \/CE. Esto indica que la resistencia de salida de un transistor no es constante, sino que depende de la corriente de base.

13.29 Al aumentar la corriente de base disminuye la resistencia de salida del transistor. A Vrt -t'cf(V)

Confirmemos esto que se acaba de exponer con ayuda de la figura 13.29, correspondiente a un transistor NPN de baja frecuencia.

Para ello se supone, en principio, que el transistor recibe una tensión VCE de 5 V, y que la corriente de base, en estado de reposo (sin componente alterna alguna), es de 50 pA.

Si desde el punto de la abscisa que corresponde a 5 V se traza una perpendicular que corte a la curva I B = 50 pA, y desde este punto de intersección se traza una perpendicular sobre la ordenada, se obtienen los puntos A, A ' y A", indicados en la parte inferior de la figura 13.29.

266


Si se aumenta la tensión ^CE hasta 15 V sin variar la corriente de base, y se procede de la misma forma, se encuentran los nuevos puntos B, B ’ y B" (asimismo en la parte inferior de la figura 13.29).

Si se prolonga el segmento A ”A, hasta que corte al segmento B'B, se obtiene el punto C de corte de ambos segmentos (parte inferior de la figura 13.29).

Observando la figura se aprecia que los segmentos AB y AC forman el ángulo a.La tangente de este ángulo a es igual a:

CBl g a ‘ CA

o, lo que es lo mismo:

A "B ' tg a - - w A B

Como A ”B" representa una variación de la corriente de colector (AI c) y A 'B ' una variación de la tensión entre colector y emisor (A\/CE), sustituyendo valores se tiene:

A "B ” A lc 1 9 a A 'B ’ AVCE Rs 22

En esta fórmula Bs es la resistencia de salida del transistor, y h22 la inversa de la misma, es decir, elvalor a pequeña señal de la admitancia de salida en montaje emisor común (entrada en circuito abierto para la corriente alterna).

Veamos ahora, sobre la figura 13.29, el valor de la resistencia de salida (fíg) del transistor cuando la corriente I B permanece constante en 50 pA, y la tensión ^CE sube de 5 a 15 V.

En este caso, y para ^CE = 5 V, la corriente de colector es de, aproximadamente, 12,5 mA,mientras que cuando t7CE alcanza los 15 V la corriente de colector sube a 15 mA.

Con estos datos se obtiene una resistencia de salida de:

A IC 1 5 m A -1 2 ,5 m A 2,5 mA 1t g a = c -

AÍ/CE 15 V - 5 V 10 V fís

De donde:

AVrc 10 VFts = = ATT- * = 4 ^A lc 2,5 mA

La admitancia de salida, que suele expresarse en pAA/, vale, en este caso:

A ; c 2.500 pA= - i o v = 2 5 0 >lAA '

Los valores hallados corresponden a una corriente I B de 50 pA; para una corriente de base distinta estos valores varían.

Efectivamente, supóngase la parte superior de la figura 13.29, en la que se han obtenido los mismos puntos que en la parte inferior pero para una corriente I B de 400 pA.

En esta circunstancia, las variaciones de tensión t/CE siguen siendo de 10 V, pero la corriente I c varía ahora entre 75 y 88 mA, es decir, sufre un incremento de 13 mA.

La resistencia de salida vale ahora:

A\/ce 10 VBo = — r - = — -— — = 769 Í2

s A Jc 13 mA

267


y la admitancia de salida:

h22 -A I q

AV,CE

13.000 gA 10 V ~~

= 1.300 \xAN

De todo lo expuesto se deduce que la resistencia de salida de un transistor disminuye ai aumentar la intensidad de la corriente de base.

Ganancia de corrienteLa ganancia de corriente de un transistor se define como la relación entre la corriente de colector (Jc) y la corriente de base ( Í B).

Existen dos parámetros indicativos de ia ganancia de corriente: uno hace referencia al funcionamiento en corriente continua y el otro cuando el transistor trabaja como amplificador de corriente alterna.

La ganancia en corriente continua se representa por hFB, y es igual al cociente de dividir la corriente continua obtenida en colector por la corriente continua aplicada a la base, es decir,

La ganancia en corriente alterna a pequeña señal se representa por h.e, y es igual al cociente de dividir la variación de la corriente de colector (AI c) por la variación de la corriente de base (A/g):

h - — -c A / r

Veamos, mediante unos ejemplos, la diferencia entre ambos parámetros.Para averiguar la ganancia en corriente continua y a pequeña señal de un transistor se recurre

a las curvas características de salida (figura 13.30).En el caso de la ganancia en corriente continua (ñFE) se traza una perpendicular sobre la absci

sa, que la corte en el punto que corresponda a la tensión ^CE del transistor. En nuestro ejemplo se ha establecido una tensión VCE de 5 V (figura 13.30).

Esta perpendicular corta a todas las curvas características, por lo que si a partir de cada punto de intersección trazamos perpendiculares a la ordenada del sistema, se obtienen diferentes valores de I c para cada corriente I o de referencia.

13.30 Obtención del valor de la ganancia de corriente de un transistor NPN a partir de las curvas características de salida. (V)

268


Asi, si se toma la curva correspondiente a una corriente de base de 50 pA, la intensidad de corriente que se obtiene en colector es de unos 22 mA, y la ganancia en corriente continua será:

I c 22 mA „hf í = ^ p - = — . =4 40

JB 50 pA

Para una corriente continua I B de 175 pA. la corriente de colector pasa a ser de 67 mA, y la ganancia en corriente continua será ahora de:

»FF= £ » S A , , 3I g 1 75 |iA

(un poco menos que para JB = 50 pA).La ganancia en corriente continua varía para un mismo tipo de transistor según la corriente I c

y la tensión t /^ , por lo que los fabricantes suelen proporcionar en sus catálogos los valores mínimo, típico y máximo para una o dos corrientes de colector. Así, por ejemplo, las ganancias típicas en corriente continua del transistor BC107B son, según su fabricante, las siguientes:

• Para una corriente I c de 10 pA y una tensión ^C£ de 5 V, la ganancia en corriente continua mínima es de 40 y la típica de 150.

• Para una corriente I c de 2 mA y una tensión VCE de 5 V, la ganancia en corriente continua mínima es de 200, la máxima de 450, y la tiplea de 290.

Para el estudio de la ganancia a pequeña señal [hte) de un transistor utilizaremos las mismas curvas características de salida de la figura 13.30.

En este caso también se supone una tensión colector-emisor de valor constante (VCE = 5 V), pero la corriente de base varia entre dos limites, que en nuestro caso hemos establecido entre 50 y 200 pA.

La forma de cálculo es muy similar a la anterior, ya que también se traza una perpendicular a la abscisa en el punto correspondiente a la tensión t/ce que se toma como referencia (5 V). Esta perpendicular corta a las dos curvas extremas I B correspondientes a los valores máximo y mínimo de la corriente de base (en nuestro ejemplo 50 y 200 pA).

A continuación se trazan proyecciones desde las intersecciones obtenidas hasta la ordenada, con lo cual se obtienen dos nuevos puntos que corresponden, respectivamente, a las siguientes corrientes de colector (figura 13.30):

Para una / B de 50 pA: I c = 22 mA.Para una I B de 200 pA: 7C = 75 mA.

Las variaciones de corriente en estos electrodos serán:

A I B = 200 pA - 50 pA = 150 pAA /c = 75 mA - 22 mA = 53 mA

La ganancia de corriente a pequeña señal tiene en este caso un valor de:

A/c_ = 53 mA 10 A / B 150 pA

Los fabricantes indican en sus catálogos los valores típico, mínimo y máximo de ñte correspondientes a una frecuencia dada (que suele ser de 1 kHz), y para una corriente de colector y tensiónentre colector y emisor dadas.

Así, los valores mínimo, máximo y típico de ñ,e del transistor BC107B son, según su fabricante, los siguientes:

269


• Para una corriente I c de 2 mA, una tensión VCE de 5 V, y una frecuencia de 1 kHz, la ganancia mínima en corriente alterna a pequeña señal es de 240, la máxima de 500, y la típica de 330.

En el caso de transistores de potencia, la ganancia de corriente en circuito emisor común disminuye cuando aumenta la corriente de reposo de colector. Esto se debe a que las curvas características de salida I c = f(VCE) de un transistor de potencia difieren de las de un transistor de pequeña potencia en que la separación existente entre las curvas no es constante para una misma variación de corriente, tal y como se aprecia en la gráfica de la figura 13.31.

13.31 En los transistores de potencia, la ganancia de corriente en montaje emisor común disminuye cuando aumenta la corriente de reposo de colector. 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 -Vce (V)

En las curvas de la figura 13.31 se puede leer que, para una tensión ^CE de 10 V, al variar la corriente de base de 0,5 a 1 mA las variaciones de corriente de colector lo hacen desde unos 33 a 54 mA, por lo que en este caso la ganancia hie vale:

A I r i 5 4 m A - 3 3 m A 21 mAh = ^ —_______________ —_______ _ 4 0le A IB1 1 m A - 0 , 5 m A 0,5 mA

Si las variaciones de la corriente de base se sitúan entre 1 y 1,5 mA, las variaciones de corriente en colector lo hacen entre 54 y 70 mA, siendo en este caso la ganancia de corriente a pequeña señal de:

A I C2 70 m A - 5 4 m A 16 mAh — — _______________ —________ — 3 2fe A I B2 1 , 5 m A - 1 m A 0,5 mA

De esto se deduce que cuanto más cerca esté la señal de entrada del valor JB = 0, y a igualdad de amplitud de la señal de entrada, mayor será la ganancia del transistor.

Tensión de codoLa tensión de codo (VCEK) de un transistor se define como la tensión \/CE que corresponde a una variación brusca de la resistencia de salida.

Para el estudio de este parámetro se recurre a las curvas características de salida del transistor. Utilizaremos la curva - I c = f{-VCE) que se muestra en la figura 13.32, correspondiente a un transistor PNP imaginario. En ella se aprecia que, para bajas tensiones —VCE, existe un codo a partir del cual la corriente I c decrece rápidamente.

Supongamos un transistor que funciona con una tensión colector-emisor de 5 V, y una corriente de base de 60 |uA. En esta circunstancia la corriente de colector será, según la figura 13.32, de unos 4,4 mA.

La horizontal que pasa por el punto A forma con la curva característica - JB = 60 gA un ángulo a que define la resistencia de salida del transistor, es decir:

1

270


- I c (mA)

10

98

13.32 La tensión de codo es el valor 7V« correspondiente a un cambio brusco de la

i =80viA resistencia de salida del transistor.

6543

2

1

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 - l/f f (V)

Dado que en este punto el ángulo a es pequeño, también lo es la tangente del mismo, por lo que el valor de la resistencia de salida f ls será elevado.

Por el contrario, en el punto B. correspondiente a una tensión - l /CE igual a 0,2 V, una corriente - I c de 3,5 mA, e idéntica corriente - I B de 60 pA, la tangente del ángulo ¡3 es mucho mayor, siendo por tanto de pequeño valor la resistencia de salida Rs del transistor.

La tensión de codo (t/CEK) se define así como la tensión colector-emisor que corresponde a una variación brusca de la resistencia de salida.

Para todos los valores de la tensión colector-emisor inferiores a la tensión de codo (~\/CEK) la resistencia de salida de! transistor es por tanto muy baja, y también lo será la potencia disipada en él.

Corriente residualLa corriente residual o de fugas ( - / CE0) está causada por los aumentos de temperatura, y su correcta interpretación y estudio evitará posibles distorsiones de la señal de salida del transistor.

Esta corriente varía considerablemente cuando aumenta la temperatura, por lo que es preciso tenerla en cuenta al proyectar todo nuevo circuito.

En figura 13.33 se han dibujado con línea continua las curvas características de salida de un transistor cuando trabaja con una temperatura de unión (T¡¡ de 25 °C, y con línea a trazos las mismas curvas cuando la temperatura de la unión sube a 35 °C. Resulta evidente que, a igualdad de

150- I rc

—rT, = 2 5 ° C 7>35°C(mA)

- ' - I e = 7 .0 0 0 p A

13.33 Al aumentar la temperatura aumenta la corriente residual del transistor, por lo que el resultado es como si las curvas

0 5 10 - l /Cf(V) 20 características de salida se desplazasen hacia arriba.

271


tensión -V CB y de corriente - I BE, la corriente de colector es mayor cuando la temperatura de la unión sube de 25 a 35 °C, lo cual puede provocar distorsión en la señal que se esté amplificando.

La corriente residual se define por tanto como la corriente de colector mínima para una temperatura de funcionamiento dada, cuando la corriente de base es igual a 0 A.

Curvas características de transferenciaEn la figura 13.34 se muestra la curva característica I c = f ( IB) para una tensión VCÍZ = 4 V, o curva característica de transferencia de un transistor NPN.

Para obtener esta curva se aplica al transistor una tensión VCE de valor fijo, y se varía la corriente de base desde 0 hasta un valor determinado (0,6 mA en el caso de la figura 13.34).

13.34 Curva característica de transferencia de un transistor NPN.

Para cada corriente JB se obtiene, lógicamente, un valor de corriente de colector (7C), por lo que trasladando los valores obtenidos a un sistema de coordenadas cartesianas se obtiene una curva igual o similar a la de la figura 13.34.

Con esta curva se aprecia perfectamente el curso de I c para diferentes valores de I B, con lo cual resulta muy fácil deducir las ganancias de corriente hFE y hfe del transistor.

Finalmente diremos que la curva de la figura 13.34 corresponde a un transistor NPN, y que enel caso de transistores PNP la curva sería la misma pero los valores de I 0, I B y VCE tendrían signonegativo.

Veamos ahora cómo se obtienen las ganancias de corriente (hFE y híe) de un transistor a partir de las curvas características de transferencia. Para ello, en la figura 13.35 se ha trazado una curva característica- I c = f ( - I de un transistor PNP imaginario.

Para obtener la ganancia en corriente continua del transistor (ríFE) basta con tomar un valor cualquiera de la corriente de base, por ejemplo 50 |iA (punto A ' de la figura 13.35), y a partir de él se traza una normal al eje de abscisas hasta que corte a la curva característica en el punto A.

Desde el punto A se traza una perpendicular sobre el eje de ordenadas, leyéndose en éste el valor de la corriente I c que corresponde a la corriente JB antes citada (punto A ” de la figura 13.35), y que en nuestro caso es de 3 mA.

Con estos datos se puede calcular la ganancia en corriente continua del transistor, que en nuestro ejemplo es de:

I c 3 mA hFE = ^ = „ . = 60

I B 50 (iA

0,4 0.6I B (mA)

272


B"loT'v A

C\ 1 A”i N .

B'\ A'

100 90 80 70 60 50 40 30 20 10

~h(mA)10

13.35 Forma de obtener la ganancia de corriente de un transistor, a partir de la curva característica de transferencia.

Para obtener la ganancia en corriente alterna (/?fe) debe tomarse otra corriente de base y de colector, por ejemplo las de los puntos B' y B" de la figura 13.35, y que corresponden a una - J B de 70 l i A y una - I c de 4 mA.

Como la ganancia de corriente en alterna de un transistor vale:

A / ch- = — —-

,e A U

se puede escribir con referencia a la figura 13.35:

tg a =BCCÁ

B "A ” B ’A '

j A / cA / p

Sustituyendo ahora A /c y AJB por sus correspondientes valores se tiene:

4 mA - 3 mAA I rA I B 70 pA - 50 pA

1 mA 20 pA

= 50

De todo esto se deduce que la pendiente de la curva característica de transferencia expresa las ganancias de corriente del transistor, siendo tanto mayor la ganancia cuanto mayor sea la pendiente.

El caso expuesto es siempre cierto en transistores de pequeña potencia, ya que la pendiente de la curva característica de transferencia en estos transistores es lineal y, en consecuencia, la ganancia de corriente apenas varía al cambiar la corriente que circula por la base.

No sucede lo mismo con los transistores de gran potencia, cuya pendiente de la curva - / c = f ( - /B) adopta la forma representada en la figura 13.36, es decir, una línea más o menos curva.

En el caso de la figura 13.36, cuando la corriente I B varía entre 0,8 y 1 mA, la corriente I c lo hace entre 55 y 62 mA, mientras que cuando la corriente de base varía entre 1,8 y 2 mA, la de colector lo hace entre 81 y 84 mA.

Por lo tanto, en el primer caso la ganancia de corriente en alterna vale:

K = tg a =BC_CA

B "A " A I rA / pB 'A ’

62 mA - 55 mA 1 mA - 0,8 mA

7 mAa 2 mÁ”

= 35

En el segundo caso la ganancia de corriente en alterna vale:

h fe = t g O . =EF

~FDETD"

~ E V rA /cA / r

84 mA - 81 mA 3 mA2 mA - 1,8 mA 0,2 mA

= 15

273


13.36 En los transistores de potencia, la curva característica de transferencia es menos lineal que en los de pequeña potencia, lo cual indica que la ganancia varía mucho más según la corriente que circula por la base.

-hC(mA)100

90

80

70

60

50

40

30

20

10

- I B(mA) 2,0 1,8 1,6 1,4 1,2 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2

En resumen: En los transistores de potencia, para iguales variaciones de la corriente de base, la ganancia de corriente en alterna disminuye al aumentar la corriente de colector.

Curvas características de entradaEn la figura 13.37 se representan las curvas características de la variación de la corriente de base (—7b), en función de la variación de tensión entre base y emisor (-VBE), para dos valores de la tensión colector-emisor (-t/CE), de un transistor PNP, o curvas características de entrada del transistor. En el caso de transistores NPN las curvas son idénticas pero con los signos de las magnitudes cambiados.

Para trazar estas curvas se aplica al transistor una tensión -V cs de valor fijo (en nuestro caso 4 V para la primera curva y 8 V para la segunda), y luego se varía la tensión aplicada a la base entre 0 V y un valor determinado, que en nuestro ejemplo hemos fijado en 800 mV.

Para cada tensión -V BE se obtiene un valor de - I B, por lo que llevando estos valores a un sistema de coordenadas cartesianas se obtienen las curvas de la figura 13.37.

Se puede obtener una familia de curvas tan amplia como se desee, bastando para ello con aplicar tantas tensiones - t /CE como curvas se desee obtener.

En la figura 13.37 se puede leer que cuanto mayor sea la tensión -V CE mayor debe ser la tensión - V 'be para obtener la misma intensidad de base - I B,

- l g (nA) 9 0 0 8 0 0 7 0 0 6 0 0 5 0 0 4 0 0 3 0 0 2 0 0 1 0 0

80

160

240

320

400

480

560

640

720

80013.37 Curvas características de entrada de un transistor PNP.

274


Resistencia de entrada del transistorCon las curvas características de entrada de un transistor es posible determinar la resistencia de entrada del transistor.

En la figura 13.38 se ha dibujado la curva característica de entrada de un transistor PNP, para una tensión -V CE fija.

- / s(nA) 1.500 1.000 500

13.38 Obtención del valor de las resistencias de entrada de un transistor, para dos variaciones de la tensión l/BE y una tensión

invariable.

Se considera que la tensión de polarización de base, en condiciones de reposo, es -V BE = 520 mV. En esta circunstancia, la corriente I B es de 200 nA (figura 13.38).

Desde el punto A de la figura 13.38 se traza una paralela al eje - I B, y una tangente a la curva también en el punto A.

El ángulo a, formado por la horizontal y la tangente, es igual a la resistencia de entrada del transistor para la tensión dada -V BE.

Si se aumenta la corriente I B a 500 joA (punto B ” en el eje - I B), y se traza desde este puntouna perpendicular al eje - I B que corte a la horizontal y a la tangente en los puntos C y S respectivamente, se obtiene (proyectando B sobre el eje —VBE), una tensión de 680 mV (punto B' de la figura 13.38).

La resistencia de entrada de un transistor se define como el resultado de dividir las variaciones de la tensión base-emisor por las variaciones de la corriente de base, es decir,

□ _ ^ ber * - t í 7

Y como:

AYbe B 'A ’ BC— — = ----------= ------- = tq o.

A IB B "A " CA y

se confirma que:

Re = tg a

En nuestro ejemplo la resistencia de entrada del transistor vale:

r - AVbe = 680 mV - 520 mV = 160mV 9 e A IB 500 pA - 200 JliA 300 yA

275


En resumen, y tal como se ha confirmado, la pendiente de la característica - I B = f(-VBE) define la resistencia de entrada de un transistor para una tensión - \ /BE dada.

Esta resistencia de entrada varía según los valores de - \ /BE, ya que la curva característica de entrada no es lineal.

Veamos ahora qué variaciones sufre la resistencia de entrada de un transistor en función de la corriente I c. Para ello se utiliza la misma curva característica - I B = f(-VBE) de la figura 13.38, pero to mando un valor de 720 mV como tensión de polarización (punto D' de la figura 13.38), al cual le corresponde una intensidad de base de 800 pA.

Si, en esta circunstancia, se hace subir la corriente de base el mismo valor que en el caso anterior, es decir, 300 ,uA, de forma que se alcance una - I B de 1.100 pA, la tensión -V BE sube a 760 mV (punto E de la figura 13.38), por lo que la resistencia de entrada pasa a valer:

FE E’D' At/pE

R^ t 9 a = FD = F T T = A /b =

760 mV - 720 mV 40 mV130 Q

1.100 pA - 800 |iA 300 pA

Es decir, dos veces y media menor que en el caso anterior.De lo expuesto se deduce que la resistencia de entrada de un transistor disminuye cuando

aumenta la corriente de colector, ya que un aumento de I c es siempre consecuencia de un aumento de la corriente de base.

Inversamente, y como es lógico suponer, la resistencia de entrada de un transistor aumenta cuando disminuye la corriente de colector.

La mayor o menor curvatura de la característica de entrada de un transistor marca, pues, el mayor o menor inconveniente para la utilización del mismo.

Curvas características de reacciónLa figura 13.39 corresponde a una familia de curvas características ^BE = f(VCE) para diferentes valores de I 3, o curvas características de reacción, de un transistor NPN. En el caso de un transistor PNP la familia de curvas sería la misma pero con los signos de las magnitudes cambiados.

13.39 Curva característica de reacción de un transistor NPN.

80

160

240

320

400

480

560

640

720Ksf

(mV)

1 2I I

3 4 5 6 7 8 9 Vce

i*

ts

v- h

— ... j a

' h

I S = 200»A

I s = 400\iN

Con estas curvas características, se determina la tensión VCE del transistor al aplicarle una determinada tensión VBE.

Debido a la poca inclinación de las curvas, cualquier pequeña variación de la tensión VBE se traduce en elevadas variaciones de la tensión VCE.

276


13.40 Forma de determinar la realimentación interna de un transistor con ayuda de las curvas características de reacción.

Mediante estas curvas también se puede determinar la realimentación interna (h12e) del transistor, la cual viene definida por la igualdad (figura 13.40):

=At4B E

' 12b “ A t /a V C E

es decir, como la relación entre las variaciones de las tensiones base-emisor y colector-emisor.El punto A" de la figura 13.40 corresponde a una tensión VCE de 5 V. Esta tensión es la de re

poso del transistor, es decir, cuando a su base sólo se le aplica la tensión continua de polarización.La perpendicular desde el punto A" (en el eje -V CE) corta la característica - I B = 100 j.iA en el

punto A.Trazando una paralela al eje -V CB que pase por el punto A, se obtiene en el eje - V^ el punto A ' ,

correspondiente a una tensión VBE (en reposo) de 600 mV.Si la tensión VCÍ sube a 10 V, y se procede de igual forma que como se ha hecho con la tensión

- t /Cf: de 5 V, se encuentran los nuevos puntos fí" , B y B' (figura 13.40), y que corresponden a una tensión l/0E de 700 mV.

Prolongando la horizontal A'A hasta que corte la recta B"B, el punto de intersección de las mismas es el punto C que se indica en la figura 13.40. La tangente del ángulo a vale:

CB A'B' g a ~ ~CÁ = Á^B"

Y c o m o /v e ' representa las variaciones de la tensión base-emisor, y A"B" las variaciones de la tensión colector-emisor, se deduce que:

19 “ =

por lo que la realimentación interna es igual a la tg n.Cuanto mayor sea el ángulo que forma la horizontal con la curva característica mayor será el va

lor de la realimentación interna del transistor.

Curva característica Ptot = n r a mb)La curva característica P,ol rnáx = f(Tamb) de un transistor indica la potencia máxima admisible en el colector en función de la temperatura ambiente.

En la figura 13.41 se ha dibujado la curva característica P,0!máx = f(Tamb) correspondiente a los transistores BC337, BC337A y BC338.

277


13.41 Curva característica de la potencia máxima de disipación de colector de los transistores BC337, BC337A y BC338 en función de la temperatura ambiente.

De la lectura de esta curva característica se deduce que los transistores BC337, BC337A y BC338 admiten una potencia máxima de 800 mW, siempre y cuando trabajen a una temperatura ambiente por debajo de 25 °C. En cuanto la temperatura sobrepase los 25 °C, cada vez será menor la potencia que pueden disipar, so pena de estropearse. Así, a 50 °C la potencia máxima que pueden soportar estos transistores es de 640 mW, y a 150 °C la potencia que pueden soportar es cero, es decir, a 150 °C el transistor se destruye.

De esta curva se deduce también que todo transistor que trabaje a una Tamb de 25 °C posee un límite de potencia que no debe nunca ser sobrepasado. En el caso de los transistores BC337, BC337A y BC338, la potencia límite es de 800 mW. En otros transistores esta potencia máxima puede tener un valor distinto, por lo que al sustituir un transistor por otro siempre se debe comprobar si el nuevo tipo es capaz de soportar la potencia que proporcionaba el anterior.

Por los mismos motivos, y teniendo en cuenta que la potencia de disipación máxima es igual al producto:

P W máx = '/c e

al diseñar un circuito o aparato se debe tener mucho cuidado que el producto de la tensión colector-emisor que soporta el transistor, por la Intensidad de corriente de colector máxima que por él deba circular, no sobrepase el valor de potencia máxima que indica el fabricante en su catálogo.

Así, por ejemplo, el transistor BC107 es capaz de disipar una potencia máxima de tan sólo 300 mW a 25 °C. Ello quiere decir que si al citado transistor se le aplica una VCE de 3 V, la corriente máxima de colector que admitirá sin destruirse (a 25 °C) es de:

ic -tot máx

v,CE

300 mW 3 V

= 100 mA

por eso, las cun/as características de salida no suelen dibujarse más allá de los valores límites que puede soportar el transistor.

En todos los casos se ha considerado una temperatura uniforme de la cápsula (7case) de 25 °C, lo cual nos Indica que mientras la temperatura ambiente esté por debajo de la temperatura de la cápsula, el transistor podrá radiar calor al medio ambiente y, por lo tanto, podrá funcionar a la máxima potencia por él admitida. Al aumentar la temperatura por encima de los 25 °C,

278


cada vez resulta más difícil la radiación de calor y, por lo tanto, el transistor debe trabajar con menores potencias.

Como resumen de todo lo expuesto, la potencia máxima que puede suministrar un transistor es tanto menor cuanto mayor sea la temperatura ambiente en la que trabaje.

La potencia máxima admitida por un transistor puede aumentarse dotándolo de radiadores de calor, cuyo estudio se desarrolla en el capítulo 16 de este libro.

Para establecer una relación exacta entre la potencia disipada por el transistor y la temperatura ambiente, es necesario tener en cuenta:

a) La temperatura ambiente del lugar donde ha de trabajar el transistor.b) La capacidad térmica del transistor.c) El coeficiente de conductividad térmica del transistor.d) Las variaciones de la potencia eléctrica en función dei tiempo.

Todos estos parámetros se estudian en el capítulo 16, dedicado a los radiadores de calor.

Frecuencia de transiciónLa frecuencia de transición se define como el producto de la ganancia por el ancho de banda.

Esta frecuencia de transición depende de las condiciones de funcionamiento del transistor, razón por la cual los fabricantes suelen facilitar en sus catálogos las curvas características de ia frecuencia de transición (fT) en función de la intensidad de corriente de colector ( I c) y de la temperatura de la unión (T).

I c (mA)

13.42 Curva característica de la frecuencia de transición en función de la corriente de colector, para tres tensiones y una temperatura de unión de 25 °C.

En la figura 13.42 se han dibujado las curvas características fT = f ( Ic) del transistor 2N3553, para una temperatura de unión (7j) de 25 °C. En estas curvas se comprueba que el valor de la frecuencia de transición aumenta ligeramente al aumentar la tensión \/CE aplicada al transistor.

Por otro lado, con una corriente de colector I c de 125 mA se obtiene el máximo valor de fT, el cual desciende por encima y por debajo de dicho valor de corriente.

La curva de la figura 13.42 hace referencia a una temperatura de unión constante a 25 °C, lo cual no siempre es posible, por lo que los fabricantes facilitan también la curva característica de la frecuencia de transición en función de la temperatura de la unión, para una l/CE y una I c constantes, tal y como se muestra en la figura 13.43, correspondiente al mismo transistor 2N3553. En esta

279


13.43 Curva característica h = f(T¡) para una Vct de 28 V y una I c de 125 mA.

M°C)

última gráfica se comprueba que el valor de la frecuencia de transición crece ligeramente ai aumentar la temperatura de la unión de 25 °C a unos 65 °C, y desciende después para temperaturas por encima de los 65 °C.

Otras curvas características del transistorLas curvas características estudiadas son las más importantes para entender el comportamiento de un transistor en un circuito; sin embargo, existen otras que pueden considerarse de menor interés, aunque han de tenerse en cuenta en determinados casos.

La exposición detallada de todas ellas alargaría innecesariamente este capítulo, ya que consideramos al lector lo suficientemente preparado para efectuar la lectura de cualquier curva sobre un sistema de coordenadas cartesianas.

Por esta razón, nos limitamos a mostrar, a título de ejemplo, las curvas características de las figuras 13.44 a 13.56, correspondientes a un transistor de silicio planar epitaxial NPN para RF, indicando en el pie de cada figura la denominación de la curva y las condiciones de trabajo del transistor en las que se han efectuado las mediciones.

/¿.(mA)

13.44 Capacidad de entrada en función de la intensidad de corriente de colector, para diversos valores de la tensión l/CB (7= 10,7 MHz; T¡mb -2 5 °C).

13.45 Conductancia de entrada en función de la intensidad de corriente de colector, para diversos valores de la tensión l/C8 (f= 10,7 MHz; Tam¡) = 25 °C).

280


13.46 Ganancia de potencia óptima, en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para diversos valores de la tensión Ifo (f = 10.7 MHz; Tmb = 25 °C).

13.47 Admitancia de transferencia en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector (VCB=3a 10 V; f= 10.7 MHz; Tmb = 25 °C).

13.48 Conductancia de salida en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colectores para diversos valores de la tensión Vm (f = 10,7 MHz; Tamt = 25 °C).

13.49 Capacidad de reacción en montaje emisor común, en función de la tensión l/CB (1 = 10.7 MHz; I c =1 a 10mA;T3mb=25°C).

Se (mS)

/.-(mA)

13.50 Capacidad de salida en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para diversos valores de la tensión Vm (f = 10.7 MHz; Tmb = 25 °C).

13.51 Conductancia de entrada en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para dos valores de l/,-B (f = 100 MHz; Tm, = 25°C).

281


13.52 Ángulo de admitancia de transferencia directa 13.53 Módulo de la admitancia de transferenciaen función de la intensidad de corriente de colector directa en montaje emisor común, en función de(VCB = 3 a 10 V; f = 100 MHz; 7¡mt) = 25 °C). la intensidad de corriente de colector para dos

13.54 Capacidad de entrada en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para dos valores de l/CB (f =100 MHz; 7"amb = 25 °C).

I c { mA)

C„ 3 (PF)

2.5

1.5

2 3 4 5 6 7 8M mA)

2 3 4 5 6 7 8I c( mA)

13.55 Capacidad de salida en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para diversos valores de l/CB (f =100 MHz; Tmb = 25 °C).

13.56 Conductancia de salida en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para diversos valores de VCB (f = 100 MHz; Tmb = 25 °C).

282


ELECCIÓN DEL TRANSISTOR ADECUADO

Son miles los transistores que, con características distintas, se fabrican actualmente, por lo que la elección del más adecuado para una determinada aplicación depende de las características del circuito en donde deba trabajar.

Así, en la elección del transistor hay que tener presente los siguientes criterios relacionados con el circuito donde se disponga:

• Alta o baja frecuencia.• Alta, media o pequeña potencia.

A continuación, se debe seleccionar el transistor (germanio o silicio), teniendo presente que la tensión base-emisor de los transistores de silicio, para bajas corrientes, es de 0,6 a 0,7 V, mientras que en los de germanio es de 0,1 a 0,2 V (figura 13.57).

13.57 Características típicas de un transistor de germanio y otro de silicio.

La diferente ^BE equivale a una diferencia de la tensión de partida, pero el grado de variación de la corriente en función de la tensión \/BE, por encima de este valor de partida, es igual para ambos tipos de transistores.

La única consecuencia de esta diferencia en l/Be es que, en el caso de un circuito con polarización convencional, se precisa una mayor caída de tensión en la resistencia de emisor de los transistores de silicio para que éstos entren en zona de conducción.

Una vez efectuada esta preselección, debe elegirse, de entre todos los transistores existentes en el comercio, aquellos que responden a la ganancia que se desea obtener.

Finalmente, y teniendo en cuenta las condiciones de trabajo, se selecciona el transistor más adecuado, para lo cual resulta de sumo interés recurrir al estudio de las curvas características de los transistores posibles.

En el caso de transistores de potencia, los fabricantes suministran las curvas SOAR (Safe Opera- ting Area, o área de funcionamiento de seguridad), de las que se ofrece un ejemplo en la figura 13.58.

Los gráficos SOAR ofrecen al profesional los valores límites de corriente, tensión, potencia y temperatura, en los que puede funcionar un determinado transistor de potencia.

El área formada por todos los parámetros citados, añadiendo una cuarta condición límite para la segunda ruptura, constituye el área de funcionamiento de seguridad del transistor.

Así, en la figura 13.58 la corriente I c límite es de 20 A, siempre y cuando la tensión t/C£ no sobrepase los 10 V.

Entre 10 y 20 V de VCE el área de seguridad viene limitada por la potencia total de disipación, la cual es de 200 W en el caso de la figura 13.58.

Estos dos valores ( I c y P.oX) están relacionados con el efecto de la temperatura en el chip y en la cápsula.-

El tercer límite es el de la segunda ruptura.

283


13.58 Gráfico SOAfí de limites 100de funcionamiento de untransistor de potencia. ¡c

(A)

10

Limite de P,0,

Limíte de segunda ruptura

0.1

Efectivamente, si la corriente de colector pudiera aumentar sin límite, después de la ruptura en avalancha se produciría una segunda ruptura, la cual se debe a una elevada densidad de corriente en algún lugar dentro del chip del transistor y, como consecuencia, una elevada temperatura que puede provocar una modificación de la distribución de las Impurezas, e incluso una fusión local a través de la unión. Por consiguiente, y aunque el producto V0f: I c esté por encima de los valores límites de la segunda ruptura, el transistor no debe trabajar sobrepasando esta línea.

Finalmente, el cuarto límite viene dado por la tensión VC£. que en el caso de la figura 13.58 es de unos 55 V como máximo.

En el caso de tener que sustituir un transistor por otro, deben tenerse presente los siguientes puntos:

• Si el transistor está montado en circuito emisor común, el nuevo transistor ha de poseer una ganancia h.e de igual valor, con una tolerancia de ±30 %. Si el montaje es en base común, no cabe preocuparse de este parámetro*.

• La resistencia ha de ser igual o mayor.• El coeficiente de realimentación negativa interna b ,2e deberá ser igual o menor.• La conductancia de salida n22e ha de ser casi igual o inferior.

CÓDIGOS DE DESIGNACIÓN DE LOS TRANSISTORES BIPOLARES

Existen varios códigos de designación de transistores: los más importantes son el JEDEC (americano), el europeo antiguo, el Pro Electron (europeo actual) y el JIS (japonés). A continuación se expone cada uno de ellos.

Código JEDEC (norteamericano)En el código JEDEC, los transistores, sea cual sea la aplicación de los mismos, se designan por el prefijo 2N (dos uniones) seguido de un número de serie de cuatro o más dígitos, que corresponde a un modelo dado y es facilitado por el fabricante.

1. Se dice que un transistor está en montaje emisor común cuando la señal que se desea amplificar se aplica entre base y emisor, y la señal amplificada se obtiene entre los electrodos de colector y emisor. De igual forma, un montaje en base común es aquél en el cual la señal a amplificar se aplica entre emisor y base, y la señal de salida se obtiene entre colector y base.

Limite de(V c tO im tx )

284


Código europeo antiguoEn la nomenclatura europea antigua, se utilizan dos o tres letras seguidas de un número para designar un tipo o modelo en particular, pero de forma que no se aclaran sus características generales.

La primera letra siempre es una O, indicativa de que se trata de un elemento semiconductor, La segunda letra es una C, indicativa de que se trata de un transistor.

Código Pro ElectronEsta nomenclatura es bastante más acertada que las anteriores, pues no sólo permite identificar un determinado tipo de transistor sino que, además, mediante ella se deducen sus aplicaciones.

Consta de dos letras seguidas de un número de serie. La primera letra distingue el material semiconductor utilizado, empleándose una A para los transistores de germanlo, una B para los de silicio y una C para los de galio.

La segunda letra indica la aplicación del transistor, según el siguiente código:

C = Transistor para baja frecuencia, con una resistencia térmica entre unión y fondo de cápsu- la ( f l th j .m b ) superior a 1 5 °C/W.

D = Transistor de potencia para baja frecuencia, con una resistencia térmica entre unión y fondo de cápsula (Rmj.mb) igual o inferior a 15 °C/W.

F = Transistor para alta frecuencia, con una resistencia térmica entre unión y fondo de cápsula (F?thj.mb) superior a 15 “CAA/.

L = Transistor de potencia para alta frecuencia, con una resistencia térmica entre unión y fondo de cápsula (F?m,.mb) igual o inferior a 15 “CAA/.

S = Transistor para aplicaciones de conmutación, con una resistencia térmica entre unión y fondo de cápsula superior a 15 “CAA/.

U = Transistor de potencia para aplicaciones de conmutación, con una resistencia térmica entre unión y fondo de cápsula (f?,h|.mb) igual o inferior a 15 “CAA/.

El número de serie está formado por tres cifras para los transistores diseñados para su aplicación en aparatos de consumo (radio, televisión, etc.); y por una letra y dos cifras para los transistores diseñados para aplicaciones industriales y profesionales.

Código JIS (japonés)El código JIS está formado por dos letras y un número de serie de cuatro o más dígitos.

La primera letra siempre es una S, Indicativa de que se trata de un dispositivo semiconductor de silicio.

La segunda letra especifica el tipo de transistor, según el siguiente código:

A = Transistor PNP para alta frecuencia.B = Transistor PNP para baja frecuencia.C = Transistor NPN para alta frecuencia.D = Transistor NPN para baja frecuencia.

Código complementario para indicar la ganancia del transistorAdemás, es muy usual añadir un código complementario que indica la ganancia del transistor. Existen cuatro tipos de códigos complementarios de esta clase:

Literal:A = 110 a 220.B = 200 a 450.C = 420 a 800.

Punto de color:Rojo = 55 a 100.Naranja = 90 a 180.

285


Amarillo = 150 a 300. Verde = 235 a 470.

Numérico:6 = 40 a 100.1 0 = 60 a 160.1 6 = 100 a 250.25 = 160 a 400.40 = 250 a 600.

Números romanos:11 = 12,5 a 25.III = 20 a 40.IV = 30 a 60.V = 50 a 100.VI = 75 a 150.VII = 125 a 250.VIII = 180 a 310.IX = 250 a 460.X = 380 a 630.

286

Transistores unipolaresCapítulo 14

INTRODUCCIÓN

Los transistores unipolares basan su funcionamiento en las propiedades de las uniones PN polarizadas en sentido inverso, por lo que se trata de un componente de portadores mayoritarios. Los transistores bipolares, por el contrario, basan su funcionamiento en una combinación de uniones PN polarizadas en sentido directo o inverso, es decir, es un componente de portadores minoritarios.

Dentro del grupo de los transistores unipolares se distinguen dos subgrupos: los JFET y los MOSFET, dado que presentan ligeras variantes en sus funcionamientos.

En cada uno de los subgrupos citados, una tercera división clasifica a los transistores unipolares en dos tipos: de canal N y de canal P.

Finalmente, los MOSFET de canal N se subdividen a su vez en MOSFET de canal N de agotamiento, y en MOSFET de canal N de acrecentamiento, así como los MOSFET de canal P se subdividen en los tipos de agotamiento y de acrecentamiento (figura 14.1).

JFET

El JFET (Junction Field Effect Transistor) o transistor uniunión de efecto de campo, es un dispositivo semiconductor controlado por tensión, es decir, que el paso de la corriente eléctrica a través de él se controla mediante un campo eléctrico, y no por una corriente eléctrica, como sucede en los transistores bipolares.

De lo expuesto se deduce que los transistores JFET poseen una impedancia de entrada muy elevada, lo que permite comparar sus propiedades con las de las válvulas electrónicas de vacío. Por ello, los circuitos que utilizan válvulas termoiónicas pueden adaptarse fácilmente a transistores JFET. En este caso resulta idóneo el empleo de transistores JFET de canal N, ya que son controlados por tensiones negativas (Igual que las válvulas).

287


Como se ha dicho, existen dos tipos de transistores JFET: los de canal tipo P y los de canal tipo N. Dado que la movilidad del electrón es superior a la del hueco, los transistores de canal N ofrecen una mayor ganancia para una estructura dada. No obstante, la existencia de transistores JFET de canal P da más posibilidades de diseño, al poder utilizar tipos complementarios.

Al igual que los transistores bipolares, el JFET está dotado de tres terminales, pero aquí reciben las denominaciones de surtidor (S), puerta (G) y drenador (D), que corresponden a las iniciales de las palabras inglesas source (fuente o admisión), gate (puerta) y drain (salida). En cierto modo, estos electrodos equivalen al emisor, base y colector de los transistores bipolares, respectivamente (figura 14.1).

En la figura 14.2 se ha representado, de forma simplificada, un JFET de canal N.

14.2 Sección de un JFET de canal N en estado inactivo.

Consta de un cristal tipo N, en el que se han creado, por difusión de impurezas adecuadas, dos zonas de tipo P con una fuerte densidad de átomos donadores. Entre dichas zonas existen dos uniones PN, desprovistas de portadores, que se han representado mediante una superficie gris.

Sin embargo, las dos zonas de tipo P están eléctricamente unidas entre sí, por lo que se puede afirmar que sólo existe una unión.

En este transistor de canal N, el cristal P corresponde a la puerta (G) y será el que gobierne el paso de corriente a través del cristal N.

El funcionamiento del JFET se basa en la modulación de la resistencia óhmica de la zona tipo N (icanal) que existe entre los electrodos de surtidor (S) y drenador (D), por medio de las dos zonas P de la puerta.

Efectivamente, si se polarizan en sentido inverso las dos uniones PN que limitan el canal, los huecos del cristal P se sienten atraídos por el potencial negativo de la fuente de alimentación, y los electrones libres del cristal N son atraídos por el polo positivo de la fuente de alimentación. Como consecuencia, se crean dos capas despobladas de portadores libres que se extienden, en su mayor parte, por el cristal N (debido a la fuerte concentración de impurezas en la zona P).

Estas dos capas despobladas de portadores libres, que se comportan teóricamente como aislantes, reducen la sección del canal N, aumentando con ello la resistencia óhmica del canal (figura 14.3).

La sección del canal N con portadores de carga depende del valor de la tensión de polarización inversa aplicada a las uniones PN. Cuanto estas tensiones de polarización son tan elevadas que hacen que las dos capas aislantes establezcan contacto entre sí (figura 14.4), se dice que el canal ha quedado contraído. En este caso la resistencia óhmica del canal (entre surtidor y drenador) es teóricamente igual a infinito, y ninguna corriente eléctrica puede circular a tra vés de él.

En la figura 14.5 se ha dibujado el esquema de un JFET de canal N correctamente polarizado. El surtidor se conecta a masa, al drenador se le aplica una tensión positiva con respecto al surtidor

288

TRANSISTORES UNIPOLARES

14.3 Sección de un JFET de canal N funcionando en la zona de región óhmica.

14.4 Sección de un JFET de canal'N funcionando en la región de contracción.

14.5 Polarización de un JFET de canal N.

(Vds)> y a 'a puerta una tensión negativa con relación al surtidor (-1/ qs). Para cada combinación dada a estos valores de tensión, el ancho de las capas despobladas varía a lo largo del canal.

Haciendo variable la tensión ^GS' se controla el paso de la corriente eléctrica a través del transistor y, por lo tanto, a través de la resistencia R en serie con él, por lo que en ésta se obtiene una tensión \/R variable, y como la tensión l/R es mayor que - l / GS, se obtiene una amplificación de tensión.

El transistor puede ser de canal P y la película de la puerta de canal N. En tal caso, las tensiones de servicio ^DS y VQS tienen, naturalmente, polaridad opuesta, tal y como se ha dibujado en la figura 14.6, y también el sentido de circulación de la corriente de drenador I n queda invertido.

- l

- V tos

T 14.6 Polarización de un JFET de canal P.

289


CURVAS CARACTERÍSTICAS DE UN JFET

Al igual que los transistores bipolares, los transistores JFET se diseñan con diferentes características, de forma que sea posible disponer del más adecuado para cada función. Para determinar el comportamiento de un JFET se recurre a sus curvas características:

• Curva característica de la corriente de drenador (JD) en función de la tensión drenador-surtidor (\/DS), para diferentes valores de la tensión puerta-surtidor (\/GS).

• Curva característica de la corriente de drenador (JD), en función de la tensión puerta-surtidor (t/GS).

• Curva característica de la corriente de drenador ( I 0), en función de la temperatura de la unión (T).

Estas curvas son las principales, a las cuales cabe añadir otras que también se exponen en este capítulo en líneas generales.

Curva característica I D = f(l/DS) de un JFETEn la figura 14.7 se representan las curvas características de drenador de un JFET de canal N, trazadas para diferentes tensiones de puerta VGS.

14.7 Familia de curvas características de drenador de un JFET de canal N.

(mA)

8.0f«ss6.0

4.0

2.0

VP=2.5V

l/fís=0V

l/GS= 0.5 V

VGS= 1.5\l

El gráfico consta, básicamente, de dos regiones: la región óhmica y la región de contracción. La separación entre ambas zonas es el lugar geométrico de los puntos que cumplen la condición:

Vqs + VGs = VP

Donde VP es la tensión de Pinchet off. o tensión a la cual la resistencia del canal es prácticamente infinita.

Con tensiones de drenador de pequeño valor, la característica es lineal en la región óhmica y representa la modulación de la resistencia del canal desde su valor mínimo hasta (teóricamente) infinito, cuando la tensión de puerta VGS alcanza el valor de la tensión de contracción VP.

En la región de contracción el canal queda estrangulado, dado que t/os + es mayor que VP, por lo cual la corriente de drenador I D no varía aunque aumente la tensión de drenador VDS.

La tensión '/os máxima corresponde al valor de la tensión VP cuando la tensión VGS es nula, en cuyo instante la corriente JD es constante, alcanza su valor máximo y se satura (valor I oss).

Dado que la temperatura influye sobre la curva característica I D = f{VDS) de un JFET, puesto que al aumentar la temperatura disminuye la corriente de drenador (como luego se verá), los fabricantes de estos transistores suministran las curvas para una temperatura de unión dada, la cual suele ser de 25 °C. Véase en la figura 14.8, y como ejemplo de ello, la familia de curvas características I d = ^Vos> del JFET tipo BF256A, correspondiente a una temperatura de unión de 25 °C.

1,0 2.0 l/„ 3.0 4.0 5.0 l/pS(V)

Región de contracción

Regiónóhmica

290


14.8 Familia de curvas características de drenador del JFET de canal N tipo BF256A, para una temperatura en la unión de 25 °C.

0 10 20 VDS (V)

Mediante estas curvas es posible determinar la impedancia de salida (rds) del transistor, la cual se expresa mediante la fórmula:

rds = 13 [para VGS = constante]¿i¿Q

Dado que los transistores JFET funcionan como limitadores de corriente en la región de contracción, la impedancia de salida rds es de elevado valor.

Curva característica I D = f(-VGS) de un JFETPara obtener la curva característica de la intensidad de drenador en función de la tensión de puerta de un JFET, se le aplica entre drenador y surtidor una tensión constante y, a continuación, se hace variar la tensión de puerta entre cero voltios y un valor máximo para el cual la corriente de drenador es nula, es decir, hasta que el transistor entre en la zona de contracción.

6

h(mA)

4

2

0

14.9 Curva característica I D = f(VGS) del JFET de canal N tipo BF256A.

291


En la figura 14.9 se ha dibujado la curva característica I D = f(-Vas) del JFET de canal N tipo BF256A para una tensión \/DS de 15 V, y para una temperatura de la unión de 25 °C. Se aprecia perfectamente que la máxima corriente de drenador se obtiene cuando a la puerta no se le aplica tensión alguna.

A medida que aumenta la tensión negativa aplicada entre puerta y drenador, y debido a que estos transistores son del tipo de canal N, se va estrangulando el canal y, como consecuencia, disminuye la corriente de drenador, hasta hacerse nula al aplicársele, en el caso del BF256A, una tensión ^GS de unos 2,6 V.

Mediante esta curva característica se obtiene otro importante parámetro de los transistores JFET: la transconductancia g m.

La transconductancia se define como la inversa de la resistencia mínima del canal, y es igual al resultado de dividir la variación de la corriente de drenador ( I D) por la variación de la tensión de puerta {VGS), para una tensión drenador-surtidor (t/DS) constante, es decir,

m A l/ a v G S

En las hojas características dadas por los fabricantes suele darse el valor gmCI, que corresponde a la transconductancia del transistor para una tensión de puerta de cero voltios. Este valor también se representa p o ry fs, es decir, por la admitancia del transistor montado en surtidor común1.

Así, el transistor BF256A posee una admitancia de transferencia directa, en montaje surtidor común, mayor de 4,5 mS, valor éste obtenido con una tensión VGS de cero voltios, una tensión l/DS de 15 V, una temperatura ambiente de 25 °C, y una frecuencia de 1 kHz.

Conocido el valor de la transconductancia g m0 se puede conocer el valor de la resistencia mínima del canal (F?0) mediante la fórmula:

1

9mü

Así, la resistencia mínima del canal de un JFET, cuya transconductancia g^ sea de 5 mS, será de:

fí0 = 1 = c 1 „ = 200 Q S U 5 mS

Ésta es pues la resistencia más pequeña que presenta el transistor, la cual, como se ha dicho, se produce cuando no se aplica tensión a la puerta.

Curva característica I D = f(T¡) de un JFETResulta de gran interés para el profesional conocer cómo se comporta un JFET al aumentar la temperatura en su unión, puesto que en las curvas estudiadas en los párrafos anteriores se ha considerado constante la temperatura de la unión y, sin embargo, al Igual que en cualquier otro semiconductor, la temperatura de la unión ejerce gran influencia sobre las curvas características.

Por los motivos apuntados, los fabricantes de transistores JFET proporcionan en sus catálogos las curvas características de la corriente de drenador en función de la temperatura de la unión, para diferentes tensiones de puerta y para una tensión drenador-surtidor constante. Un ejemplo de curva de estas características es la de la figura 14.10, correspondiente al JFET de canal N tipo BF245A.

En la figura 14.10 se aprecia cómo al aumentar la temperatura de la unión la corriente I D disminuye, siendo tanto menor esta disminución de corriente cuanto mayor sea la tensión aplicada a la puerta.

1. En el montaje surtidor común la señal de entrada se aplica entre puerta y surtidor del JFET, y la señal amplificada se obtiene entre drenador y surtidor.

292


I d(mA)

20

15

10

5

00 50 100 150 T;(X)

Efectivamente, para una tensión ^GS nula, si la temperatura de la unión sube de 25 °C a 150 °Q (temperatura máxima de unión que puede soportar este transistor), la corriente I 0 baja de 17 mA a10,5 mA, mientras que para una tensión ^GS de -4 V, y con el mismo aumento de temperatura, la corriente JD sólo desciende de 3 a 1,75 mA.

Todo esto resulta lógico, ya que, cuanto menor sea la tensión aplicada a la puerta, más elevada será la corriente de drenador, y todo paso de corriente genera tanto más calor cuanto mayor sea su valor.

Corriente de puertaAunque los transistores JFET poseen una única unión, y se polarizan en sentido inverso, siendo gobernados por variaciones de la tensión inversa de puerta con respecto al surtidor, ello no quiere decir que no se produzca en sentido inverso una corriente de fuga, al igual que en los diodos polarizados en sentido inverso.

La corriente de puerta es. por tanto, una corriente de fuga en sentido inverso y, como resulta lógico, es tanto mayor cuanto mayor sea la tensión inversa aplicada a la puerta, aunque es del orden de los nA y, por ello, totalmente despreciable.

Los fabricantes indican en sus catálogos la corriente de corte de puerta con el drenador corto- circuitado a surtidor, es decir, con una tensión '/ns nula, y una tensión máxima aplicada entre puerta y surtidor. Esta magnitud se representa por - J GSS en los transistores JFET de canal N. y mediante Jqss en los transistores JFET de canal P.

Dado que la temperatura de la unión ejerce gran influencia sobre la comente de corte de puerta - I GSS, los fabricantes proporcionan la curva característica - / GSS = f(T), como la de la figura 14.11, correspondiente al JFET de canal N tipo BF245A.

Destaca, en esta curva, que la tensión inversa aplicada a la puerta con respecto al surtidor es de 20 V, mientras que la tensión drenador-surtidor es de cero voltios.

Mientras el aumento de temperatura en la unión sigue una ley aritmética, la corriente de puerta sigue una ley logarítmica, es decir, aumenta considerablemente con el aumento de temperatura en la unión.

Así, a una temperatura de unión de 25 °C, la corriente de puerta es de tan sólo 6 pA: al doblarse la temperatura en la unión la corriente de puerta sube a 25 pA (unas cuatro veces mayor), y al alcanzarse una temperatura de unión de 150 °C (máxima admitida por este transistor), la corriente de puerta alcanza un valor de 8 nA (unas 1.300 veces mayor que a 25 °C).

Otro dato que suelen facilitar los fabricantes (aunque de escaso interés, ya que la puerta ha de estar polarizada en sentido inverso) es la corriente de puerta máxima admisible por el transistor

14.10 Familia de curvas características I B = f(T¡) del JFET de canal N tipo BF245A.

293


14.11 Curva característica I GSS 10- I GSS = f(T.) del JFET de canal N tipo (mA)BF245A. ’

1

irr2

cuando entre puerta y surtidor se le aplica una tensión directa. Esta corriente se representa por I Q en los transistores JFET de canal N, y p o r - I G en los transistores JFET de canal P, es decir, con signos opuestos a los de la corriente en sentido inverso de puerta.

La corriente de puerta en sentido directo de un JFET varía de un tipo a otro, pero en líneas generales suele estar comprendida entre 5 y 50 mA.

Curva característica rds = f(-VQS) de un JFETEn un apartado anterior se ha definido la impedancia de salida de un JFET como el resultado de d ividir las variaciones de la tensión drenador-surtidor por las variaciones de la corriente de drenador. Esta impedancia de salida depende de la tensión inversa aplicada entre puerta y surtidor, ya que cuanto mayor sea esta tensión menor será la corriente que puede circular por el transistor.

Para determinar el valor de rds en función de la tensión - ^GS de un JFET, los fabricantes proporcionan curvas características, como la dibujada en la figura 14.12, correspondiente al JFET BC264D de canal N.

14.12 Curva característicards - f(~Ks) Oet JFET de canal N tipo 1°~'BC264D. 0 1 2 3 4 ~VGS(V)

Valores típicos

294


Se observa en esta curva característica que la impedancia de salida ( p j sigue un curso logarítmico al aumentar la tensión l/GS.

Así. cuando la tensión aplicada a la puerta es de 0 V la impedancia es de tan sólo unos 150 £2, aumentando a 10 k£2 cuando se aplican 2.6 V a la puerta.

Para la obtención de estas curvas se aplica una tensión de 0 V entre drenador y surtidor, y se toman las medidas a una temperatura ambiente de 25 °C, ya que tanto una como otra magnitud influyen sobre el valor de r^ .

Curva característica y(s = f ( ID) de un JFETLa admitancia de transferencia directa de un JFET. montado en surtidor común (salida cortocircuitada para la corriente alterna), depende de la intensidad de corriente de drenador que circula por el transistor.

V„(mAA/)

1

7.5

5

2.5

00 2.5 5 7.5 10 12,5 mA) 15

14.13 Curva característica yfs = f ( ID) del JFET de canal N tipo BC264D.

En la figura 14.13 se ha dibujado una curva característica y,s = f ( ID), para una tensión VDS de 15 V y una temperatura ambiente de 25 °C. Esta curva corresponde al JFET de canal N tipo BC264D.

Se puede ver en la figura 14.13 cómo la admitancia aumenta al aumentar la intensidad de corriente de drenador, siendo al principio de crecimiento elevado (con pequeñas intensidades de drenador) y luego lineal a partir de unos 2,5 mA de J0.

Curva característica Cis = f(- VGS) de un JFETTodo JFET montado en surtidor común presenta una capacidad de entrada (Cis), con salida cortocircuitada para la corriente alterna, cuyo valor depende de la tensión aplicada a su puerta (-t/GS).

Efectivamente, cuanto mayor sea la tensión inversa aplicada a la puerta, más ancha será la zona sin portadores de carga presentes en la unión PN del transistor, por lo que disminuye la capacidad existente en la unión. (Recuérdese que toda unión PN forma un condensador, cuyas placas son los cristales y cuyo dieléctrico es la zona sin portadores de carga existente entre los cristales, y que la capacidad de un condensador es inversamente proporcional al espesor del dieléctrico.)

Como consecuencia de todo ello, al aumentar la tensión inversa aplicada entre los cristales P y N de un JFET, aumenta el espesor de la zona sin portadores de carga y, por lo tanto, disminuye la capacidad de entrada.

295


14.14 Curva característica 6C.v = f(-VBS) del JFET de canall\l tipo BC264. C,

(PF)

4

2

05 -l/GS (V) 10

Todo lo expuesto queda reflejado en la figura 14.14, donde se puede observar cómo con una tensión de puerta nula la capacidad de entrada del transistor BC264 es de 6 pF, y al aplicar una tensión -V GS de 7,5 V, la capacidad de entrada disminuye a 2 pF. Esta disminución de capacidad no es lineal, sino que lo hace de forma exponencial, disminuyendo bastante de valor con pequeñas tensiones de puerta y luego menos con tensiones de puerta elevadas.

Para la obtención de esta curva se aplica al transistor una tensión \/os, por ejemplo 15 V, y se toman las medidas en una temperatura ambiente de 25 °C.

Curva característica Crs = f[VDS) de un JFETLa capacidad de transferencia inversa en surtidor común (Crs) de un JFET depende de la tensión l/DS que se le aplique.

Efectivamente, para una tensión de puerta fija, que supondría una capacidad de entrada fija (como se ha visto en el apartado anterior), la capacidad de transferencia inversa disminuye al aumentar la tensión t/DS, ya que ello supone un aumento de la corriente a través del transistor y, por lo tanto, una disminución de su capacidad.

3

C„(PF)

2

1

14.15 Curva característicaC,, = f(VDS) del JFET de canal oN tipo BC264.

Valores típicos -Vbs = 2V t = m Hz

= 25° C

296


En la figura 14.15 se ha dibujado el curso de la capacidad de transferencia inversa en surtidor común (entrada cortocircuitada por la corriente alterna) en función de la tensión ^ds- Esta curva se ha obtenido con una temperatura ambiente de 25 °C y una tensión continua - t /GS de 2 V.

En el caáo expuesto la capacidad Crs es de unos 2,3 pF al aplicar al transistor una tensión t/DS de 2 V, y desciende a 1 ,5 pF cuando '/ds sube a 20 V.

Curva característica CGS = f[VDS) de un JFETLa capacidad de salida en surtidor común (entrada cortocircuitada para la corriente alterna) de un JFET depende también de la tensión aplicada entre drenador y surtidor, tal y como se puede apreciar en la curva característica de la figura 14.16.

14.16 Curva característica Cos = f(VDS) del JFET de canal

0 10 -vos (V) 20 N tipo BC264.

Para la obtención de esta curva es necesario aplicar una tensión continua fija a la puerta (tensión - t /GS), ya que dicha tensión influye sobre la capacidad de salida, así como efectuar las medidas a una temperatura ambiente fija (normalmente de 25 °C).

Curva característica Ptot = f(Tamb) de un JFETLa potencia total de disipación de un JFET no es elevada, siendo normales valores que oscilan entre 300 y 1.800 mW a 25 °C.

Al Igual que en los transistores bipolares, la potencia de disipación viene limitada por la temperatura ambiente, de forma que disminuye al aumentar ésta.

14.17 Curva característica P,o, = f(Tamb) de un JFET.

297

ELECTRÓNICOS

En la figura 14.17 se ha dibujado la curva de la potencia de disipación en función de la temperatura ambiente de un JFET. Hasta 40 °C la potencia de disipación es de 300 mW, y a partir de esta temperatura la potencia disminuye de forma lineal, hasta hacerse nula a 175 °C.

Es pues muy importante conocer a qué temperatura ambiente operará el transistor para evitar que éste quede destruido por trabajar fuera de los límites establecidos.

Factor de ruido en un JFETPara una frecuencia y ancho de banda determinado, el factor de ruido (F) es la relación entre la po tencia total de ruido p, obtenida en drenador, y la parte de ésta introducida por la potencia de entrada p e, dada respecto a la fuente de señal en la que la temperatura de ruido es estándar a todas las frecuencias.

El factor de ruido se expresa normalmente en dB, calculándose a partir de la igualdad:

donde \ZP es la tensión de pico de la señal de entrada.El factor de ruido viene determinado, para un punto específico de funcionamiento, por la resis

tencia del generador de alimentación (RG) y por la frecuencia, o margen de frecuencias, dados.Para conocer el factor de ruido de un JFET, trabajando en unas condiciones determinadas, los

fabricantes proporcionan en sus catálogos las curvas características del factor de ruido en función de la resistencia del generador y de la frecuencia aplicada (figura 14.18).

14.18 Curva característica F = f(Re) de un JFET.

Para la obtención de esta curva se aplica, entre drenador y surtidor, una tensión fija de 15 V, con una corriente de drenador de 1 mA. La frecuencia de la señal debe ser de 1 kHz y la temperatura ambiente a la que se toman las medidas de 25 °C.

Destacamos que el factor de ruido de un JFET disminuye al aumentar la resistencia del generador. Así, en el caso de la figura 14.18, el factor de ruido es de 11 dB, con una resistencia de generador de 1 kQ, disminuyendo a casi cero cuando la resistencia del generador es de 1 MQ.

Dado que el factor de ruido queda influido por la frecuencia de la señal aplicada, siendo tanto menor cuanto mayor sea ésta, los fabricantes de JFET incluyen en sus catálogos curvas características como la de la figura 14.19, en la que se expresa el factor de ruido en función de la frecuencia de la señal aplicada para tres resistencias de generador dadas (1 kQ, 10 kQ y 1 MQ).


14.19 Curva característica F= f(f) de un JFET.

Para obtener estas curvas se aplica una tensión '/ DS de 15 V y una tensión - t /GS de 1 V.Con resistencias de generador de pequeño valor, el factor de ruido disminuye rápidamente al

aumentar el valor de la frecuencia aplicada, mientras que con resistencias de generador elevadas el factor de ruido es muy bajo y prácticamente constante.

A este respecto cabe decir que, para etapas amplificadoras de pequeñas señales, es preciso que el factor de ruido sea el más pequeño posible, del orden de 1 a 2 dB. Esto es particularmente importante trabajando con frecuencias muy elevadas, del orden de los GHz. En este caso se aconseja la utilización de transistores de efecto de campo de arseniuro de galio, los cuales ofrecen un bajo factor de ruido y alta ganancia.

Como orientación diremos que el factor de ruido de los JFET de arseniuro de galio oscila entre 1 dB a 2 GHz y 3,6 dB a 12 GHz, con una tensión \/DS de 4 V y una I D igual a 0,15 veces el valor de la corriente de saturación I DSS (60 mA).

MOSFET DE ACRECENTAMIENTO

Los transistores de efecto de campo con puerta aislada (insulated gate field effect transistor, IGFET) más conocidos por el nombre de transistores metal-óxido semiconductor (metal-oxide-semiconductor transistor, MOST o MOSFET), se comportan en su funcionamiento de una forma análoga a la de los JFET estudiados en los apartados anteriores.

Al igual que los JFET, el transistor MOS es un dispositivo controlado por tensión.Su principal característica es la elevada impedancia de entrada, la cual puede llegar a tomar va

lores de 10® Mí2.Esta elevada impedancia de entrada hace que la puerta sea muy sensible a los potenciales elec

trostáticos, los cuales pueden llegar a alcanzar valores de 50 o más voltios. El simple hecho de to car con el dedo el terminal de la puerta provoca la aparición de estos potenciales electrostáticos, con el consiguiente riesgo de destruir el transistor.

Con el fin de evitar este inconveniente, los transistores MOS se fabrican, generalmente, provistos en su interior de una serie de diodos Zener, los cuales hacen disminuir ligeramente la impedancia de entrada. De todas formas, siempre es aconsejable evitar tocar con los dedos el terminal de puerta y, a lo sumo, tomar el transistor envuelto en un papel de estaño.

La estructura física de un transistor MOS está constituida por un sustrato de semiconductor tipo N de elevada resistividad, es decir, de un cristal muy débilmente dopado (con pocas Impurezas). En este sustrato se forman por difusión dos regiones semiconductoras de cristal tipo P de baja resistividad (con gran cantidad de sustancias aceptadoras), separadas entre ellas por una distancia

299


que varía entre 5 x 1 0 ^ y 5 x 1 0 3 cm. Estas dos regiones de cristales P reciben el nombre de entrada (o surtidor) y salida (o drenador), al Igual que los JFET antes descritos (figura 14.20).

14.20 Estructura física de un MOSFET. 1) Metal; 2) Capa de óxido de silicio (Si02); S) Surtidor; G) Puerta; D) Drenador.

S G D

Una capa aislante de S i02 (óxido de silicio), de un espesor comprendido entre 800 y 2.000 f, cubre la superficie exterior del sustrato. Sobre esta capa de óxido se efectúa una metalización para la conexión del electrodo de gobierno o puerta (figura 14.20).

Dos orificios practicados sobre el óxido, sirven para realizar los contactos metálicos del surtidor y el drenador.

La estructura descrita, sobre la cual desarrollamos el estudio del funcionamiento de los transistores MOS, corresponde a un transistor MOS de cana! P, existiendo también el transistor MOS de canal N que, como se puede suponer, posee un sustrato de cristal tipo P y dos regiones de cristal N para el surtidor y el drenador.

La puerta está, por tanto, aislada eléctricamente del sustrato y, por supuesto, del drenador y surtidor. De ahí la gran impedancia de entrada de este componente.

Para el estudio del funcionamiento de estos transistores consideramos, en primer lugar, que los electrodos de entrada y de salida, así como el sustrato, se encuentran conectados a masa (figura 14.21). En esta circunstancia el transistor se puede comparar a un condensador cuyas placas son el sustrato y la puerta, y el dieléctrico la capa de óxido.

14.21 Al aplicar un potencial negativo a la puerta con respecto al sustrato, las cargas negativas de éste son repelidas de su región superficial y en su lugar, aparece una región despoblada de cargas móviles.

L Io o o o

• • • O O O; O O 1

0 0 0 o o oo o o o o

TSi se aplica una tensión negativa a la puerta con respecto al sustrato (-VG), este condensador

se carga y aparece una carga negativa que repele a los electrones que se encuentran en la región superficial del sustrato comprendida entre el surtidor y el drenador. Por lo tanto, esta reglón superficial del sustrato queda totalmente despoblada de cargas móviles y en su lugar aparece una carga positiva fija, semejante a la que se encuentra en las zonas de transición de las uniones PN; de tal forma, que si se aplica una tensión negativa al drenador, no habría circulación de corriente entre éste y la puerta.

300


Si se hace aún más negativa la tensión de puerta con respecto al sustrato (figura 14.22), hasta que alcance un cierto valor llamado tensión de umbral, aparece una carga positiva móvil en la región superficial del sustrato, que recibe el nombre de canal. Es decir, que parte del cristal semiconductor N pasa a ser del tipo P, formando un canal de circulación de corriente entre surtidor y drenador. De ahí que este transistor se denomine transistor MOS de canal P.

14.22 Si el potencial negativo aplicado a la puerta con respecto al sustrato aumenta, aparece una carga móvil en la región superficial del sustrato.

Como este canal une la entrada con la salida (surtidor con drenador), si se aplica una tensión negativa al drenador con respecto al surtidor circula una corriente por este canal, la cual será tanto mayor cuanto mayor sea la tensión que se aplique al drenador.

Si a la tensión negativa aplicada a la puerta se añade una tensión alterna cuyo valor máximo positivo no anule la tensión de umbral, se varía el número de cargas móviles en el canal, de acuerdo con los valores instantáneos de la tensión alterna aplicada a la puerta y, por consiguiente, se produce la modulación de la corriente continua que circula del surtidor al drenador, adquiriendo así la misma forma que la señal alterna aplicada a la puerta.

La corriente I D produce una caída de tensión a lo largo del canal, de valor RDSI D (siendo f íDS la resistencia del canal).

Esta tensión posee una polaridad opuesta al efecto producido por la tensión aplicada a la puerta, lo cual provoca una contracción del canal por el lado correspondiente al drenador.

Cuando esta caída de tensión es lo suficientemente elevada como para contraer totalmente el canal, la corriente de drenador tiende a saturarse y no aumenta aunque aumente la tensión aplicada a dicho electrodo. Cuando se da esta circunstancia se dice que el canal está contraído (figura 14.23).

-v* -V»

1 1 1¡ o .» o o ¡_

o o o 0 o o o o o o o

T

14.23 Cuando la caída de tensión en el canal es lo suficientemente elevada, la corriente de salida tiende a saturarse. Se dice entonces que el canal está contraído.

El funcionamiento de un transistor MOS de canal N es el mismo que el de un transistor MOS de canal P, cambiando el signo de las tensiones y de la carga eléctrica.

301


Los transistores descritos se denominan del tipo de acrecentamiento, ya que mediante la tensión de puerta aumentamos el número de cargas móviles en el canal de conducción.

MOSFET DE AGOTAMIENTO

Los MOSFET de canal P o de canal N, del tipo de agotamiento, poseen una estructura parecida a los del tipo de acrecentamiento, pero en éstos se crea una zona P para los de canal P (o N para los de canal N) en la región superficial del sustrato, entre surtidor y drenador (figura 14.24), con lo cual se consigue que Incluso para tensiones de puerta de 0 V existan cargas móviles en la región del canal, del mismo signo que las de surtidor y drenador y, por lo tanto, la existencia de una corriente de drenador.

14.24 Estructura física de un MOSFET de canal N del tipo de agotamiento.

Si se aplica una tensión negativa a la puerta con respecto al sustrato, en el caso de canal N (o positiva si el canal es P), la carga móvil situada en el canal disminuye hasta que desaparece por completo para una tensión de umbral determinado. En ese Instante cesa por completo la corriente de drenador.

En el caso de aplicar una tensión a la puerta de signo opuesto a los portadores de carga existentes en el canal, el funcionamiento del transistor es idéntico a los del tipo de acrecentamiento.

Curva característica de salida de un MOSFETEn la figura 14.25 se han dibujado las curvas características de salida, o curvas características de la corriente de drenador ( Jq) en función de la tensión de drenador ( t / ^ para diferentes valores de tensión de puerta (VGS), de un MOSFET.

14.25 Curvas características de salida de un MOSFET.

302


Como se puede apreciar en la citada figura, existen dos regiones, denominadas región triódica y región pentódica , separadas entre sí por una zona que cumple la condición:

^ ds = K bs - K ,

donde Vu es la tensión de umbral.En la región triódica el canal aún no está contraído, y la corriente de drenador es función de la

tensión de puerta y de la tensión de drenador, siendo su valor:

Jd = p [ V g s - ^ d s - V°f]donde p es un parámetro que depende de las características internas del transistor.

En la región pentódica el canal está contraído, y la corriente de drenador es aquí función de la tensión aplicada a la puerta y, como se sabe, independiente de la tensión aplicada al drenador. Su valor es el siguiente:

La curva característica expuesta se refiere a los MOSFET cuyo sustrato (o base) está conectado directamente al surtidor, es decir, con una tensión t/ss igual a 0 V.

En la figura 14.26 se pueden ver las curvas características I D = f(V0S), para diferentes valores de \/GS y una tensión Vss = 0 V, del MOSFET tipo BSV81, y en la que se puede comprobar todo lo expuesto.

14.26 Curvas características de salida del MOSFET de canal N tipo BSV81, con una tensión Kss nula.

En el caso de MOSFET con sustrato no conectado al surtidor, y a los que se le aplica una tensión Vss, la curva característica queda influida por esta tensión, por lo que en este caso es preferible recurrir a las curvas características de transferencia, es decir, las curvas I 0 = f(VGS) para diferentes valores de ^ss-

Curvas características de transferencia de un MOSFETLa curva característica de transferencia, o curva característica de la corriente de drenador en función de la tensión de puerta para una tensión de drenador constante, obtenida a lo largo de la línea AB de la figura 14.25, se muestra en la figura 14.27.

303


14.27 Curva característica de transferencia del MOSFET de canal N tipo BSV81, con una tensión Kss nula.

Para el trazado de esta curva se aplica una tensión t/DS de 14 V, y luego se aplican tensiones l/GS comprendidas entre -2 V y 0 V.

A medida que la tensión \/GS se hace menos negativa, la corriente de drenador aumenta, es decir, la corriente entre surtidor y drenador circula con más facilidad.

Con una tensión l/GS de -2 V se produce el corte de la corriente de drenador, ya que se trata de un MOSFET de canal N, cuyo funcionamiento es opuesto al de canal P descrito en las figuras 14.20 a 14.23.

El transistor BSV81 posee un terminal exterior para el sustrato, de forma que si a éste se le aplica una tensión continua con respecto al surtidor, es posible modificar la curva característica de transferencia, tal y como se muestra en la figura 14.28.

-0 -1 o vGS (V) 0.5

14.28 Curvas características de transferencia del MOSFET de canaIN tipo BSV81, para diversas tensiones Kss-

304


En la figura 14.28 se aprecia cómo al aplicar una tensión t/ss de 2 V aumenta la corriente de drenador, lo cual resulta lógico ya que al ser el sustrato un cristal P y, por lo tanto, ser el transistor de canal N, se evita, con esta tensión positiva aplicada al sustrato, que el canal quede despoblado de cargas minoritarias.

Si se comparan las figuras 14.27 y 14.28, se observa que la curva l/ss = 0 V se ha repetido en la figura 14.28, pero abarcando hasta valores positivos de 0,5 V de la tensión t/Gs.

Si la tensión aplicada al sustrato de cristal P es negativa, se recombinan las cargas minoritarias de este cristal, con lo cual aumenta la resistencia en el canal N, que une el surtidor con el drenador, por lo que disminuye la corriente de drenador (figura 14.28).

Para obtener la misma intensidad de corriente de drenador es preciso hacer menos negativo el valor de la tensión -^GS' de forma que repela menos a las cargas negativas que circulan por el canal N.

De todo lo expuesto se deduce que, para obtener una corriente de drenador de valor determinado, puede modificarse la tensión ^GS o la tensión

Por ejemplo, supongamos que se desea obtener una corriente I D de 10 mA, con una tensión 1/ps de 14 V, utilizando e! transistor BSV81, cuyas curvas son las de la figura 14.28. Esta corriente puede obtenerse con cualquiera de los pares de valores \/qS y l/gg siguientes:

^G S = -0,92 V; ^ss = 2 V

'■'GS = -0,67 V; ^ s s = 1 V

^G S = -0,40 V; V$s = 0 V

^G S = -0,06 V; Vss = -1 V

^G S = 0,2 V; Vss = -2 V

^G S = 0,5 V; ^ s s = -3 V

C u rv a c a ra c te r ís t ic a I D = f(Ros) d e u n M O S F E TLa corriente de drenador de un MOSFET no depende, entre ciertos límites, de la resistencia entre drenador y surtidor (fíDS), la cual es constante hasta ciertos valores de JD.

A partir de un valor determinado de I D la resistencia f íos aumenta de valor, pudiendo doblarse e, Incluso, triplicarse.

14.29 Curvas características I 0 = f(fíDS) de un MOSFET de canal N del tipo de acrecentamiento para dos tensiones Vgs-

En la figura 14.29 se han dibujado las curvas caracteristicas I D = /(fíDS) de un MOSFET de canal N del tipo de acrecentamiento, para dos tensiones de puerta VGS. Se observa que la resistencia fíDS es muy baja (del orden de 2 Q) para una tensión 1/GS de 10 V, y que permanece constante hasta valores de I D de unos 400 mA. A partir de este valor de corriente la resistencia drenador-surtidor sube ligeramente.

Para valores de t/GS de 5 V, la resistencia drenador-surtidor es algo más elevada, de unos 3,3 £2 para corrientes de hasta 100 mA; para corrientes de drenador por encima de los 100 mA la resis -

305


tencia aumenta hasta alcanzar los 8 ü con una I D de 500 mA, que es el valor máximo de corriente admitida por este transistor.

Potencia de disipación de los MOSFETActualmente se fabrican transistores MOS capaces de soportar potencias elevadas, como por ejemplo los transistores SIPMOS (Siemens-Power-MOS), que son capaces de trabajar con potencias de 60 W a 25 °C, y que sin embargo pueden ser activados con un nivel de entrada de 1 mA y 5 V.

En radio y televisión no es usual utilizar MOSFET de potencia, dejando esta función a los transistores bipolares.

Al igual que cualquier otro componente, la potencia de disipación de los transistores MOS viene limitada por la temperatura de la cápsula, es decir, que cuanto mayor sea dicha temperatura menos potencia es capaz de disipar el transistor.

En la figura 14.30 se ha dibujado la curva característica de la potencia de disipación en función de la temperatura ambiente de un MOSFET, la cual es constante hasta 25 °C y, a partir de esta temperatura, disminuye progresivamente, hasta hacerse nula a la temperatura de 150 °C (máxima soportada por la unión).

P* 1.0(W)

0,8

0.6

0,4

0,2

14.30 Curva característica 0P,0, = f( L J de un MOSFET.

Circuito equivalente de un MOSFETEntre los electrodos de un MOSFET aparecen una serie de capacidades parásitas que, para ciertas aplicaciones, han de tenerse presentes.

Se puede dibujar un MOSFET como se hace en la figura 14.31, en la que se pueden ver las resistencias y capacidades parásitas que aparecen en él, y que son las siguientes:

DO

] Pos

Cas T

14.31 Circuito equivalente ¿de un MOSFET. S

0 100 200 Tm,(° C)

306


Ros = Resistencia drenador-surtidor.Rg = Resistencia de puerta debida a la construcción interna del transistor.CMl = Capacidad de Miller, denominada así por el efecto Miller que produce, es decir, un incre

mento de la capacidad efectiva puerta-surtidor debida a la carga inducida electrostáticamente por el drenador en la puerta, a través de la capacidad puerta-drenador.

CDS = Capacidad drenador-surtidor, la cual depende de la tensión l/DS,Cgs = Capacidad puerta-surtidor, la cual es independiente de la tensión.

Los fabricantes de MOSFET indican, sin embargo, en sus catálogos las capacidades Cjss, Coss y CliS, bien mediante valores numéricos referidos a una tensión Vos fija, y una tensión VGS nula, bien mediante curvas características como las dibujadas en la figura 14.32, y en las que se indican los valores de dichas capacidades para distintos valores de tensión t /^ .

10 20 30 V0S(M)

14.32 Curvas características de las capacidades C^. Ceis y Crss de un MOSFET en función de la tensión V¡>S' para una temperatura de la unión de 25 °C. una frecuencia de 1 MHz y una tensión Vgs nula.

Las capacidades Ciss, Coss y Cr8S están relacionadas con las capacidades dibujadas en la figura 14.31 por las siguientes ecuaciones:

Clss = CGS + CM( oss = Cqs + CMl

^rsa — O,,,

De estas tres igualdades se deduce que sólo Ctss es igual a la capacidad CM„ y que las otras dos dependen de la capacidad CMi, es decir, del efecto Miller.

Así, teniendo en cuenta que. por ejemplo, la capacidad Crss de las curvas características de lafigura 14.32 es de 5 pF con una tensión V0Q de 10 V, las capacidades CGS y CDS valdrán:

Cqs = - C ,^ = 70 pF - 5 pF = 65 pF^ ds = Coas - C,5S = 20 pF - 5 pF = 15 pF

MOSFET de doble puertaExiste también un tipo de MOSFET en el que se disponen dos puertas, de forma que la corriente de drenador pueda ser gobernada por dos señales distintas. Véase en la figura 14.33 el símbolo de uno de estos transistores, en el que el sustrato está conectado al surtidor.

Estos transistores son muy utilizados en etapas conversoras, trabajando como mezclador de la señal de RF captada por la antena y aplicada a una de sus puertas, con la procedente del oscilador local y que se aplica a la otra puerta. El doble control hace que en drenador aparezca la señal de Fl.

307


14.33 Símbolo de un MOSFET de doble puerta.

G1G2

Lógicamente, para comprender el funcionamiento de este tipo de transistor es preciso co nocer sus curvas características referidas a las dos señales de control, y de las cuales mostramos, en la figura 14.34, las correspondientes al transistor MOST de doble puerta tipo BFR84 de P h i l i p s .

14.34 Curvas características 1D = f(VB1.s), para diversas tensiones VS2.S. de un MOSFET de doble puerta.

Para el trazado de estas curvas características se aplica al transistor una tensión fija entre drenador y surtidor de. por ejemplo, 1 0 V; luego se aplica una tensión fija a una de las puertas y se hace variar entre dos límites la tensión aplicada a la otra puerta, de forma que se obtengan los valores de intensidad de drenador correspondientes a cada par de tensiones \/G1.s -

En la figura 14.34 se observa que la tensión aplicada entre la puerta G 7 y el surtidor (t/Gt_s) abarca desde -3 V a +3 V, mientras que la aplicada entre las puerta G2 y surtidor (t/G2-s))lo hace entre -1 ,5 V y +4 V.

De estas curvas se deduce que si se aplica una tensión alterna a la puerta G7, y otra tensión también alterna pero de frecuencia distinta a la puerta G2, el valor de la intensidad de drenador queda influida por ambas tensiones y, por lo tanto, varía con una frecuencia igual a la diferencia de las dos frecuencias aplicadas a las puertas (proceso de mezcla).

Si se aplica una tensión continua de valor fijo a una de las puertas, las curvas características de salida de este tipo de transistor serán similares a las de una sola puerta pero, lógicamente, con la desviación que en ellas produce la tensión constante aplicada a una de las puertas.

CÁPSULAS PARA JFET Y MOSFET

Los JFET y MOSFET se fabrican con encapsulados tipo TO y SOT, al igual que los transistores bipolares, aunque en el caso de transistores de doble puerta, o de sustrato aislado, disponen de un cuarto terminal de conexión.

En la figura 14.35 se han dibujado las principales cápsulas utilizadas para estos transistores, con indicación de cada uno de sus terminales.

- 3 - 2 - 1 0 1 2 3Ysm (V)

308


SOT-5214,5 máx.

1,17 máx.

12,7 máx.

'4,5 5.3 máx.

0,48 máx.

S O T-103

4,8 máx.

2,7 máx.

0.75 máx.

1,05 máx.

TO

4.8máx.

5,3 máx. 12,7 mm.

0,48 máx.r

14.35 Dimensiones y terminales de las principales cápsulas utilizadas para los JFET y MOSFET.

309


TO - 72 (4)

1.

5,8 máx.

4.8máx.

0,48 máx.J 1 1

5,3 máx. 12,7 mín.

TO - 72 (5) TO - 72 (6)

12,7 mín.

0,48 máx.i

1

5,2 máx. 12,7 mín.

0,48 máx.

O0.850,55

2.5 max. i

5,2 máx. __ 12,7 mín.

__________ 0,48 máx.

'—

—

i2.5 | máx.

14.35 Dimensiones y terminales de las principales cápsulas utilizadas para los JFET y MOSFET. (Continuación)

máx.

310


Código de identificación de los JFET y MOSFETEn el código Pro Electron (europeo) los JFET y MOSFET se identifican con las mismas letras utilizadas para los transistores bipolares, por lo que, para no repetir conceptos, remitimos al lector al capítulo precedente.

Cabe, sin embargo, añadir que existen transistores unipolares cuyo crista! no es de silicio sino de arseniuro de galio, en cuyo caso la primera letra del código de identificación será la C.

En el código JEDEC (norteamericano) los JFET y MOSFET se identifican con 2N (aunque sean componentes con una sola unión). En este código los FET de doble puerta se identifican con 3N.

En el código JIS (japonés) sí existen diferencias con respecto al código utilizado para los transistores bipolares: La primera letra del código sigue siendo la S, pero la segunda es:

H = Transistor uniunión.J = Transistor de efecto de campo de canal P, incluidos los de potencia.K = Transistor de efecto de campo de canal N, incluidos los de potencia.

311

Circuitos integradosCapítulo 15

INTRODUCCIÓN

Todo circuito electrónico está compuesto por un conjunto, más o menos grande según la complejidad del circuito, de resistencias, condensadores, diodos, transistores, etc. Todos estos elementos, adecuadamente conectados entre sí, forman circuitos capaces de efectuar una función electrónica (oscilación, modulación, amplificación, etc.). Este tipo de circuitos, que aún se utilizan, recibe el nombre de circuito electrónico discreto.

Desde hace bastantes años, y gracias al gran desarrollo tecnológico de los semiconductores, se fabrican unos componentes en los que se logra la Incorporación de todo un circuito electrónico (con resistencias, diodos, transistores, etc.), en un único cristal semiconductor, y en un espacio mínimo de 10 mm2 o incluso menos. Este tipo de circuito es lo que se conoce por circuito integrado.

El circuito integrado, también denominado IC (del inglés Integrated Circuit), se utiliza en, prácticamente, todos los aparatos, bien solos, bien en compañía de circuitos discretos.

El IC permite reducir considerablemente el tamaño de los aparatos electrónicos, de forma que es posible diseñar circuitos complejísimos en muy poco volumen.

El gran desarrollo que se está produciendo en la técnica de la integración se debe al desarrollo de la técnica planar en la fabricación de transistores, la cual abrió las puertas a la integración, es decir, a la disposición en un solo sustrato de varios transistores. Esta técnica ha ido evolucionando espectacularmente, desde que en 1972 hiciera su aparición el primer microprocesador en una sola pieza de silicio, el muy conocido 8008 de la firma I n t e l , de caracteristicas muy inferiores a los actuales Pentium, de la misma firma.

Hasta esa fecha existía la conocida «ley de cuatro», según la cual la densidad de elementos activos integrables en un sustrato se multiplicaba por cuatro cada dos años. Actualmente esta ley ha empalidecido algo, ya que se produce cada tres años; sin embargo, el hecho de que cada tres años se multiplique por cuatro la cantidad de elementos integrables supone un avance tecnológico de caracteristicas gigantescas, dadas las cifras de componentes que se integran (del orden de decenas de miles).

Cada vez que la técnica parece tropezar con algún límite físico de integración, aparece una nueva técnica que amplía el límite. Así, cuando la técnica de la litografía fotográfica encontró problemas de nitidez para reproducir formas de dimensiones comparables a las de ¡as ondas de luz, se pasó a la utilización de las ondas ultravioletas (de menor longitud de onda), y después a la técnica de la litografía de rayos X y a la erosión «en seco» de las capas superficiales, siendo éste, por el momento, el límite tecnológico actual en la fabricación de circuitos integrados.

Imagínese el lector las dimensiones con que pueden realizarse componentes en circuitos integrados, en los que las longitudes y superficies se miden en longitudes de onda de rayos X, es decir, del orden de 1 0 ~ 7 a ICT10 centímetros.

Como dato podemos decir que actualmente es posible Integrar, en un solo sustrato, más de250.000 componentes.

En la fotografía de la figura 15.1 se muestran unos circuitos integrados encapsulados y sin en- capsular, con una regla que permite valorar sus dimensiones. Cada uno de los pequeños rectángulos que se aprecian en esa figura corresponde a un circuito integrado, con miles de componentes, formando complejas redes capaces de efectuar gran cantidad de funciones.

313


15.1 Circuitos integrados encapsulados y sin encapsuiar. La regla permite apreciar las reducidísimas dimensiones del chip.

El IC se ofrece al profesional encerrado en cápsulas cuyas dimensiones llegan a ser cientos de veces mayores que el «chip» que lleva dentro (figura 15.2), de forma que permita una manipulación fácil del componente, así como su soldadura a los circuitos impresos.

15.2 Las cápsulas de los circuitos integrados son varios cientos de veces mayores que el chip que llevan dentro.

L.as cápsulas para circuitos integrados tienen como único limite el número de conexiones, ya que cuanto más complejas sean las funciones que el IC realiza, más patitas de conexión se precisan para la entrada y salida de las señales que se tratan en él.

Indudablemente no puede darse noción del funcionamiento de todos los circuitos Integrados, puesto que existen miles de ellos, con aplicaciones muy diversas, y cada día aparecen nuevos circuitos integrados que mejoran a sus predecesores. Por consiguiente, en este capítulo nos limitaremos a estudiar los circuitos integrados desde el punto de vista de su tecnología constructiva, ofreciendo amplia información de algunos tipos utilizados en radio y televisión, descritos a lo largo de esta Enciclopedia.

CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS SEGÚN SU TECNOLOGÍA DE FABRICACIÓN

En una primera clasificación los circuitos integrados se dividen en dos grandes grupos:

• Circuitos integrados monolíticos.• Circuitos integrados híbridos.

En los circuitos integrados monolíticos (monolítico quiere decir un solo bloque) todos los elementos constituyentes del circuito (resistencias, condensadores, diodos, transistores, etc.) están contenidos en una única pastilla de silicio o chip.

Los circuitos integrados monolíticos se subdividen a su vez en dos grupos:

• Tecnología bipolar (TTL, TTL-Schottky, ECL, I2).• Tecnología unipolar (NMOS, PMOS. CMOS).

314

CIRCUITOS INTEGRADOS

En los circuitos integrados híbridos (híbrido quiere decir que está formado por dos o más elementos de distinta clase) se depositan los componentes pasivos (resistencias, bobinas y condensadores) en un sustrato y los elementos activos (diodos y transistores) se sueldan después; es decir, en un IC híbrido existe uno o más componentes discretos en combinación con un IC monolítico.

Los circuitos integrados híbridos se subdividen a su vez en circuitos integrados de película gruesa, y en circuitos integrados de película fina.

CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS POR SU APLICACIÓN

Por su aplicación, los circuitos integrados se clasifican en dos grandes grupos:

• Circuitos integrados analógicos.• Circuitos integrados digitales.

Los circuitos integrados analógicos (o lineales) son aquellos cuya magnitud de salida varía en el tiempo de acuerdo con la señal aplicada a su entrada; es decir, la señal de salida puede tener infinidad de valores intermedios entre un mínimo y un máximo. Como ejemplo de circuitos integrados analógicos citaremos los amplificadores operacionales.

Los circuitos integrados analógicos se utilizan en radio, televisión, equipos de alta fidelidad, etc., para el tratamiento de las señales de audio, vídeo, croma, etc.

Los circuitos integrados digitales son más fáciles de fabricar, ya que necesitan valores de capacidad más pequeños que los analógicos. Estos circuitos funcionan bajo la condición de todo o nada, es decir, la señal de salida puede tener un valor mínimo (estado 0 ) o un valor máximo (estado 1 ), pero nunca un valor intermedio entre ambos. Por estas especiales condiciones de funcionamiento los circuitos integrados digitales se emplean en el diseño y construcción de circuitos lógicos, cuya principal aplicación se encuentra en los ordenadores electrónicos, aunque cada vez se utilizan más en radio, televisión y en reproductores de CD (Compact Disc).

Los circuitos integrados digitales se clasifican a su vez en familias lógicas, las cuales son estudiadas más adelante en este mismo capítulo.

CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS SEGÚN EL GRADO DE INTEGRACIÓN

Según la cantidad de bloques funcionales integrados en un solo chip de silicio, los circuitos integrados reciben diferentes denominaciones. Estas denominaciones son las siguientes:

• SSI (Small Scale Integration).• MSI (Médium Scale Integration).• LSI (Large Scale Integration).• VSLI (Very Large Scale Integration).

La SSI es una integración a pequeña escala (menos de 100 transistores por chip). Son, por tanto, los circuitos integrados de menor complejidad.

En la MSI, o integración a escala media, el número de transistores integrados en un solo chip está comprendido 1 0 0 y 1 .0 0 0 .

La LSI es una integración a gran escala (entre 1.000 y 10.000 transistores integrados). En el grupo LSI también se integran memorias que contienen los elementos de cálculo y control de ordenadores y las ordenaciones lógicas programables.

Finalmente, en la VLSI (o integración a muy gran escala) se integran en un único chip más de10.000 transistores. Se incluyen en este grupo los microprocesadores.

315


CIRCUITOS INTEGRADOS MONOLÍTICOS

Un IC monolítico está formado por un solo cristal de silicio, en cuyo seno están integrados todos los componentes (activos y pasivos) del circuito.

A los componentes que forman el IC se les da el nombre de componentes integrados, con el fin de diferenciarlos de los convencionales o componentes discretos.

El material de partida es una plaquita semiconductora de silicio que, debido a los diversos tratamientos que recibe, se divide en zonas o islas dopadas que reciben el nombre de bloques funcionales. Cada bloque funcional realiza una función análoga a la de un componente discreto, como un transistor, un diodo, una resistencia, etc.

0»SiO, Al

¡ ■ í . 1 . ' . 1n rp

__»w

p

3)

Tb)

15.3 Circuito integrado monolítico, a) Esquema del circuito, b) Configuración representada por un corte en sección del chip.

La figura 15.3a muestra un circuito sencillo, formado por una resistencia, un transistor y un diodo, y la figura 15.3b su construcción en forma integrada.

Cada una de las zonas indicadas en la figura 15.3b forma estratos circulares, unos dentro de otros.

Por estar todos los componentes del circuito sobre la misma plaquita semiconductora de silicio, han de quedar aislados entre sí por uniones PN (diodos) que, una vez conectado el IC a una fuente de alimentación, reciben polarización en sentido inverso (de bloqueo).

El paso de corriente de uno a otro componente del IC se establece a través de pistas de aluminio, que son depositadas sobre una película aislante muy fina de dióxido de silicio (S¡02).

Mediante una adecuada distribución y conexión de los diferentes bloques funcionales en el seno del cristal de silicio se forma el IC, el cual tiene un comportamiento análogo al circuito equivalente constituido por componentes discretos.

La razón de que el comportamiento sea solamente análogo se debe a que los bloques funcionales, en el seno de un mismo cristal, presentan características peculiares que tienen como consecuencia el que un componente integrado presente un circuito equivalente, pero no igual, al de su homólogo discreto.

Efectivamente, el simple hecho de aislar entre sí los distintos bloques funcionales mediante diodos polarizados en sentido inverso, hace que el número de diodos que contiene un IC sea muy superior al de su homólogo discreto. Estos diodos aisladores son, por tanto, elementos parásitos del IC.

Los circuitos integrados monolíticos resultan particularmente apropiados cuando contienen como componentes solamente transistores, diodos y resistencias, aunque también es posible integrar condensadores. No así las ¡nductancias.

TRANSISTOR BIPOLAR INTEGRADO

Los transistores bipolares se realizan difundiendo tres capas que forman una estructura NPN o PNP (figura 15.4).

316


Destacamos, en el esquema de la figura 15.4a, que el símbolo del transistor no está rodeado por la circunferencia representativa de la cápsula, puesto que ésta no existe en estos transistores, ya que están integrados en un chip y la cápsula será la de todo el IC.

M - ° A

óE

3)

BE C

i Ulid lidp

N

p,

Ab)

15.4 Transistor bipolar integrado, a) Esquema, b) Configuración representada en corte.

El colector se aísla eléctricamente por medio de una zona P, (figura 15.4b), la cual forma, con el cristal N del colector, un diodo parásito o diodo de aislamiento.

Cuando el diodo de aislamiento está polarizado en sentido inverso (lo cual se logra conectando la zona P. al potencial más bajo de todo el circuito integrado, es decir, aplicando al ánodo, o punto A de la figura 15.4b, un potencial negativo con respecto al cátodo), el colector C queda eléctricamente aislado de los bloques funcionales contiguos.

El terminal de conexión del colector se dispone por la parte superior del sustrato, ya que el ánodo del diodo de aislamiento cubre completamente el fondo. Como consecuencia, la resistencia de colector aumenta y no pueden obtenerse tensiones de saturación colector-emisor tan bajas como en los transistores bipolares discretos.

Por el contrario, la estabilidad térmica es buena debido a la proximidad de los contactos de colector, emisor y base.

Además de lo expuesto, el diodo de aislamiento produce dos efectos perjudiciales sobre la característica del transistor integrado: introduce una capacidad en paralelo con el colector y aumenta la corriente parásita del colector.

En transistores integrados se pueden realizar modelos particulares que no tienen equivalente en el campo de los transistores discretos, y que resultan de especial interés en electrónica digital, tales como los transistores multiemisor, multicolector, etc. (figura 15.5).

.E lE2

a)

Hf C1C2

b)

15.5 Mediante la integración pueden obtenerse modelos particulares de transistores que no tienen equivalente en el campo de los transistores discretos, a) Transistor multiemisor. b) Transistor multicolector.

TRANSISTOR UNIPOLAR INTEGRADO

En la figura 15.6 se muestra el símbolo y la estructura de un transistor NMOS integrado.Se trata de una lámina de silicio tipo P. en cuya parte superior se difunden dos zonas N muy do

padas, y que constituyen el surtidor (S) y drenador (D) del transistor. Sobre todo ello se crea una capa aislante de dióxido de silicio.

Unos orificios o ventanas practicados en la capa de óxido de silicio, a la altura de las zonas N, permiten la conexión de los terminales de surtidor y drenador.

Una metalización de la capa de óxido de silicio, entre las ventanas de conexión de drenador y surtidor, constituirá la puerta (G) del transistor.

317


15.6 Transistor NMOS integrado, a) Símbolo, b) Configuración representada por un corte en sección del chip.

DNM OS |

i •'r J ^ —°Bn

sa)

0 G S Dióxido

8

b)

El transistor PMOS se realiza de igual forma que el NMOS, pero sobre un cristal de silicio N y, lógicamente, dopándolo con dos zonas P que formarán el drenador y surtidor del mismo.

En circuitos integrados de técnica unipolar el transistor más utilizado es el CMOS, que está constituido por dos transistores: uno NMOS y el otro PMOS, ambos de enriquecimiento.

En la figura 15.7 se ha dibujado el símbolo y la estructura de un CMOS integrado.

15.7 Transistor CMOS integrado,a) Símbolo, b) Configuración representada por un corte en sección del chip. a)

b)

Para integrar un transistor CMOS se parte de un cristal de silicio tipo N que constituye el sustrato.En este sustrato se practica una difusión profunda de átomos aceptadores, constituyendo así

un cristal tipo P (derecha de la figura 15.7b) que servirá para realizar el transistor NMOS.Para el transistor NMOS se difunden impurezas donadoras que constituyen los cristales N de

surtidor y drenador (derecha de la figura 15.7b).El surtidor y drenador del transistor PMOS se realiza difundiendo impurezas aceptadoras en dos

zonas de la superficie del sustrato N (izquierda de la figura 15.7b).Las puertas de uno y otro transistor se realizan de la forma ya explicada anteriormente para el

transistor NMOS.Es necesario que en la integración de transistores CMOS no se formen transistores bipolares

parásitos. Para ello se realizan dos difusiones N+ en unos pozos alrededor del PMOS y dos difusiones P+ en unos pozos alrededor.de NMOS (véase la figura 15.7b).

Aunque la densidad de integración es menor con transistores CMOS que con los bipolares, puesto que se necesitan dos transistores en lugar de uno, los circuitos integrados CMOS son muy utilizados ya que ofrecen las siguientes ventajas:

• Menor consumo de energía.• Los acoplamientos entre transistores son directos.• Una sola tensión de alimentación comprendida entre 3 y 18 V.• Impedancia de entrada muy elevada y, por tanto, corriente de entrada muy pequeña.

318


DIODOS INTEGRADOS

Los diodos se integran de dos formas posibles: utilizando dos capas semiconductoras P y N superpuestas o conectando transistores en la debida forma, puesto que todo transistor puede compararse con un par de diodos conectados en oposición, ya que están formados por dos uniones PN,

Efectivamente, pueden utilizarse las uniones colector-base o emisor-base de un transistor integrado, ya que la base siempre es un cristal de tipo opuesto a los de colector y emisor.

Si se utiliza el diodo colector-base, la tensión de ruptura será mayor que si se utiliza el diodo formado por el emisor y la base (mínimo 12 V).

A, C A,

X X X

At D Ao

2)

----------- 4

I . I

f------- i > i >---------- 1I 0

—L¿

- f aÜ l £í j

/

D

b)

15.8 Par de diodos integrados con cátodo común, a) Esquema,b) Configuración representada en corte.

1

C,

i ij L i ljli U U L iÜ - 1

— ° ct i4- \N N 1

D

b)

15.9 Par de diodos integrados con ánodo común, a) Esquema,b) Configuración representada en corte.

En las figuras 15.8 y 15.9 se muestran dos configuraciones utilizadas en los circuitos integrados para la formación de diodos. La configuración de la figura 15.8 corresponde a un par de diodos colector-base con cátodo común, y la de la figura 15.9 a un par de diodos colector-base con ánodo común.

RESISTENCIA INTEGRADA

Las resistencias integradas se obtienen mediante pistas de material semiconductor. Su valor óhmico depende de la sección y longitud de la pista, y de su resistencia específica. De esta forma pueden lograrse resistencias desde, aproximadamente, 10 Q hasta 30 k ll.

Las tolerancias que se obtienen son bastante elevadas, del orden del ±10 %.Otro inconveniente es, desde luego, la dependencia del valor de la resistencia respecto de la

temperatura. Sin embargo, debido a que todas las resistencias de un IC varían en la misma proporción, pues todas están sometidas a la misma temperatura, la interdependencia de sus valores óhmi- cos prevalece, es decir, unos compensan a los otros.

En la figura 15.10 se muestra la constitución de una resistencia integrada y el esquema de su circuito.

La resistencia consiste en una zona P larga y estrecha (marcada con [1 ] en la figura 15.10£>), dentro de una zona N (marcada con [2] en la misma figura).

319


15.10 Resistencia integrada.a) Esquema, b) Configuraciónrepresentada en corte. — — ----------*»--------------- <>—

1 : x 3: | 1 P(V 1 --------

N(2) 1

P<3)

D3)

Db)

Estas dos zonas forman a su vez una unión PN distribuida a lo largo de la resistencia (figura 15.1 Oa). La zona de cristal tipo N (2) y la zona de cristal tipo P (3) forman un diodo de aislamiento.

CONDENSADOR INTEGRADO

Para integrar un condensador hay dos procedimientos; en uno de ellos, la capacidad la constituye la zona de bloqueo de una unión PN, que trabaja en sentido de bloqueo. En este mismo fenómeno se basa el funcionamiento de un diodo de capacidad variable.

u— •— IF

P ' T " T

15.11 Capacidades integradas, a) Esquema, b) Configuración representada en corte.

o3)

0b)

En la figura 15.11 se muestra la forma constructiva de un condensador integrado y su esquema equivalente.

En el otro procedimiento, se emplea como dieléctrico del condensador una película de óxido de silicio (Si02), sobre la que se deposita una delgada capa de aluminio como placa exterior. La placa interna la forma la misma plaquita semiconductora. Con ello se alcanzan capacidades de unos 500 pF por mm2.

CONEXIONES ENTRE LOS COMPONENTES INTEGRADOS

Las conexiones entre los distintos bloques funcionales de un IC se realizan mediante metalizaciones obtenidas por evaporación de aluminio en el vacío.

Estas metalizaciones se efectúan sobre la capa de óxido de silicio que protege la superficie de los cristales P o N.

Como ejemplo véase en la figura 15.12 la sección longitudinal de un IC monolítico, que consta de un transistor, una resistencia y un condensador. En la misma figura puede verse una vista superior en la que se aprecian las conexiones entre los tres bloques funcionales, efectuadas mediante metalizaciones sobre la capa de óxido de silicio.

320


B E

b)

TC 3)

Metalizaciones _ .

= 3&

c)

15.12 Circuito integrado monolítico con transistor, resistencia y condensador, a) Esquema, b) Sección longitudinal, c) Vista desde la parte superior.

TRANSISTOR DARLINGTON

Antes de proseguir con el estudio de los circuitos integrados, hemos creído conveniente exponer la constitución de un IC muy simple, que se conoce con el nombre de transistor Darlington.

15.13 Esquema de un transistor Darlington.

El transistor Darlington es, en realidad, un IC constituido por un transistor final, un transistor de control y algunas resistencias (figura 15.13).

En la figura 15.14 se muestra la estructura de un transistor de potencia Darlington monolítico de base epitaxial, en la que se pueden apreciar las secciones de emisor y base correspondientes al transistor de excitación (E, y B,) y las secciones de emisor y base correspondientes al transistor de potencia (E2 y B2). Los colectores de ambos transistores son el sustrato común de la plaquita de cristal, y se encuentran en la parte inferior (no se distinguen en la figura 15.14).

15.14 Estructura de un transistor de potencia Darlington monolítico.

321


La fabricación se inicia con una plaquita de silicio muy dopada, sobre la que se hace crecer una capa epitaxlal de resistividad más elevada. Esta capa constituye el colector del componente.

A continuación se añade una segunda capa sobre el colector, ligeramente dopada y homogénea, que forma la base.

El emisor se difunde dentro del chip con ayuda de las técnicas usuales de máscara fotográfica.Para terminar se aplica un ataque químico de mesa, y se pasiva la unión colector-base para pro

tección.La ventaja esencial de un Darlington es la de alojar en un mismo cristal dos transistores, con lo

que se obtiene una mayor estabilidad de funcionamiento, al ser afectados ambos por la misma temperatura.

Los transistores Darlington se fabrican tanto en versión PNP como en versión NPN, siendo su aspecto externo el mismo que el de los transistores usuales, pues al igual que aquellos están dotados de tres terminales de conexión y utilizan los mismos tipos de cápsulas.

CIRCUITOS INTEGRADOS MONOLÍTICOS AISLADOS

Los circuitos integrados monolíticos aislados no se diferencian mucho de los circuitos integrados monolíticos estudiados en las líneas anteriores.

La diferencia se encuentra en la existencia de porciones del bloque semiconductor original (sustrato) que están aisladas entre ellas por medio de capas de óxido de silicio, con lo que se reducen las corrientes parásitas y, además, permite fabricar transistores NPN y PNP en un mismo sustrato.

CIRCUITOS INTEGRADOS DE PELÍCULA FINA

Los circuitos integrados de película fina se obtienen por evaporación y deposición, en el vacío, de metales y dieléctricos sobre una superficie lisa de cerámica o de vidrio (sustrato), mediante el aumento de la temperatura por encima del punto de ebullición, en el vacío, del material que debe depositarse.

El vapor del material que debe depositarse sobre el sustrato se condensa sobre éste en forma de capas o películas muy finas, de ahí el nombre de este tipo de IC.

El vapor del material a depositar se hace pasar a través de máscaras de geometría adecuada. Mediante el empleo de diversas máscaras se pueden obtener distintos componentes integrados.

Con la técnica de película fina se construyen, principalmente, resistencias, condensadores y alambrados o conexionados.

Los materiales más utilizados para la fabricación de resistencias en la tecnología de película fina son el tantalio, el nitruro de tantalio, el cromoníquel y compuestos metal-cerámica, dependiendo el valor óhmico de la resistividad, longitud y sección del depósito (figura 15.15).

15.15 Resistencia de película fina.

Para los condensadores se utiliza una película de aluminio (una placa), a continuación una de monóxido de silicio (dieléctrico) y, finalmente, otra de aluminio (la otra placa). Cada una de las películas queda unida al circuito mediante pistas de oro o de aluminio (figura 15.16).

322


AislanteMetal

15.16 Condensador de película fina.

Para la integración de transistores se recurre a la tecnología SOI (Silicon On Insulator), es decir, silicio sobre aislante, que permite la fabricación de circuitos integrados de película fina de gran densidad de integración.

0.4 nm 0.8 [im

15.17 Sustrato para la integración de un transistor, con tecnología SOI, en un circuito integrado de película fina.

En la tecnología SOI se utiliza la estructura que hemos representado en la figura 15.17, consistente en un sustrato de silicio, sobre el que se deposita una fina capa de unos 0 , 8 gm de dióxido de silicio y, sobre ésta, una finísima capa de silicio de unas 0,4 gm de espesor. Los transistores, generalmente CMOS, se depositan sobre esta última capa, quedando aislados unos de otros y, por tanto, no se necesitan casillas de aislamiento (figura 15.18).

Metalizaciones

Dieléctricos

i í \ \N‘ | P | V ~ 1 I P I IV ' I V |

Dióxido de silicio Si02

Sustrato de silicio15.18 Transistor CMOS integrado con tecnología SOI.

La tolerancia obtenida en los componentes de un circuito integrado de película fina es de ±0,1 % e incluso menor.

Los circuitos integrados de película fina presentan ventajas e inconvenientes. Como ventajas cabe citar la posibilidad de obtener altos valores en las resistencias, precisión de esios valores, independencia del valor de las capacidades con respecto a la tensión (recuérdese que en los circuitos integrados monolíticos los condensadores están formados por uniones PN polarizadas en sentido inverso y, por lo tanto, las capacidades varían según el valor de la tensión inversa aplicada), obtención de condensadores de elevadas capacidades (alternando varias películas metalaíslante) y mayor aislamiento de los diferentes componentes integrados (puesto que el sustrato es un material aislante).

Dióxido de silicio Si0¿

Silicio Si sustrato

323


Como inconvenientes podemos decir que el dieléctrico de los condensadores es muy fino y, por tanto, cualquier defecto puede hacer descender la tensión de ruptura a valores muy bajos y con ello perforar fácilmente el dieléctrico.

CIRCUITOS INTEGRADOS DE PELÍCULA GRUESA

La tecnología de película gruesa para fabricación de circuitos integrados está basada en la impresión de ciertas pastas conductoras o tintas, sobre sustratos rugosos y por procedimientos serigráfi- cos, a través de máscaras que definen la forma de los elementos constituyentes del circuito.

En la figura 15.19 se representa gráficamente lo que sería el proceso de fabricación de un IC de película gruesa. Se trata de la Impresión, sobre el sustrato, de los componentes discretos (transistores) y de las resistencias, condensadores y elementos de conexión, utilizando diversas composiciones de pastas.

En los circuitos integrados de película gruesa los sustratos más utilizados son la alúmina (que es un material cerámico) y algunos plásticos (resinas fenólicas, poliestireno, poliamidas, etc).

En los circuitos integrados de película gruesa pueden obtenerse condensadores de elevada capacidad.

La tolerancia de los componentes de un IC de película gruesa es de ±1 %.La principal diferencia entre los circuitos integrados de película fina y los de película gruesa se

encuentra en el espesor de las películas metálicas depositadas o impresas. Así. en los circuitos integrados de película fina se utilizan films metálicos depositados por evaporación en vacío, u otros medios químicos, hasta un espesor de unos pocos ángstroms, mientras que los circuitos integrados de película gruesa son redes de metales nobles impresas en un sustrato cerámico, hasta lograr un espesor de 0,5 a 2 milésimas de pulgada.

Componentes discretos (transistores condensadores, etc...)

Conductores y electrodo superior del condensador

Resistencias

< rx > Dieléctricos

Conductores y electrodo inferior del condensador

Sustrato

15.19 Proceso de formación de un IC de película gruesa.

FAMILIAS DE CIRCUITOS INTEGRADOS DIGITALES

Los circuitos integrados digitales se clasifican en familias lógicas, que se distinguen por características técnicas diferenciales: tiempo de propagación, potencia de disipación, inmunidad al ruido, etc.

Las familias lógicas más importantes son las siguientes:

• RTL = Resistor Transistor Logic.• DTL = Diode Transistor Logic.• TTL = Transistor Transistor Logic.• HILL = High LeveI Logic.• ECL = Emitter Coupled Logic.• CMOS = Complementary Metal Oxide Se

miconductor.• l2L = integrated Injection Logic.

Existen otras familias de circuitos integrados, y sin duda irán apareciendo otras, pero las citadas son de momento las más populares.

324


RTL (Resistor Transistor Logic)Los primeros circuitos integrados digitales se diseñaron basándose en puertas lógicas realizadas con componentes discretos (resistencias y transistores).

En la figura 15.20 se ha dibujado el esquema de una puerta lógica ÑOR de la familia RTL. En este circuito sólo se utilizan resistencias y transistores, de ahí el nombre de la familia.

+1/?

■o Q

15.20 Puerta lógica ÑOR de la familia RTL.

La función ÑOR es la más simple que puede diseñarse en esta tecnología RTL. Otras puertas exigen mayor número de transistores y por lo tanto mayor coste y mayores tiempos de propagación.

La máxima frecuencia de trabajo que se puede alcanzar con los integrados de la familia RTL es de unos 5 MHz.

DTL (Diode Transistor Logic)En la figura 15.21 se ha dibujado el esquema de una puerta NAND de dos entradas, para lógica positiva, de la familia DTL.

La puerta NAND es la de más sencilla realización dentro de esta familia de IC, aunque lógicamente es posible realizar cualquier otra puerta de diseño más complejo.

+v

\R2 R1

01

15.21 Puerta lógica NAND de la familia DTL.

La puerta NAND de la figura 15.21 está constituida por los diodos D i y D2 (en asociación con las resistencias R2 y fí3) y un transistor T que hace las funciones de inversor de la señal.

La tensión de umbral que presenta D3 aumenta la inmunidad al ruido del circuito.Con esta tecnología se han logrado tiempos de propagación por puerta de 25 ns y básculas

(flip-flop) con una frecuencia típica de trabajo de unos 10 MHz.

325

ELECTRÓNICOS

La familia DTL fue la primera que introdujo básculas JK integradas, facilitando con ello enormemente el diseño de equipos digitales que, hasta entonces, debían diseñarse a base de interconectar varias puertas elementales.

En la actualidad la familia DTL ha sido desplazada por la familia TTL.

TTL (Transistor Transistor Logic)La tecnología TTL ha sido, sin duda, la gran impulsora de la Electrónica digital ya que presenta grandes ventajas sobre sus antecesoras RTL y DTL.

Esta familia se subdivide a su vez en las siguientes:

TTL StandardEn la figura 15.22 se ha dibujado el esquema de una puerta NAND, para lógica positiva, de dos entradas, perteneciente a la familia TTL Standard.

El transistor TI de la figura 15.22 posee dos emisores (transistor multiemisor). Este transistor puede poseer tantos emisores como entradas tiene la puerta, siendo precisamente una de las peculiaridades de los circuitos TTL.

15.22 Puerta lógica NAND de la familia TTL Standard.

Díi íIS. [\ raI 130

T_L T3

r nA°B o

y

+51/

T2

b TA

R3 1 k

En realidad la puerta NAND se limita, exclusivamente, a los transistores T1 y 72. El transistor T i , realizando las funciones de los diodos de entrada de la tecnología DTL, y el transistor T2 como inversor. Los transistores T3 y T4 son una etapa adicional de salida, que se conoce con el nombre de totempole, y cuya misión es la de proporcionar una fan-out mayor a la puerta, es decir, permite que a la salida se pueda conectar una mayor cantidad de otras puertas lógicas.

TTL High SpeedEn la figura 15.23 se puede ver el esquema de una puerta NAND perteneciente a la familia TTL High Speed.

Es un circuito muy similar al de la figura 15.22, salvo en tres aspectos:

1. Las resistencias son de valores más bajos, con lo cual las corrientes son más elevadas y se mejora el tiempo de propagación.

2. La presencia de los diodos D1 y D2 en las entradas de la puerta. Estos diodos hacen las funciones de descrestado, eliminando las tensiones negativas que puedan originarse en las entradas cuando se les aplican impulsos de tensión con pendientes muy pronunciadas que podrían perjudicar la unión base-emisor del transistor multiemisor T1.

3. El circuito de la salida está constituido por tres transistores. El T4 de la figura 15.22 se desglosa aquí en los transistores T3 y T4 en conexión Darlington.


■o Q

15.23 Puerta lógica NAND de lafamilia TTL High Speed.

Todo lo expuesto proporciona a los integrados de esta familia un tiempo de propagación mucho más pequeño que con la familia TTL Standard.

El tiempo medio de propagación en la familia TTL HS es de, aproximadamente, 6 ns, lo que permite que básculas diseñadas con esta tecnología puedan funcionar con frecuencias de hasta 50 MHz.

Como factor en contra cabe destacar que el trabajar con mayores intensidades de corriente hace que la potencia de disipación por puerta sea mayor (22 mW en la familia TTL HS por 12 mW de la TTL Standard) y, como consecuencia, se produce un notable aumento de la energía consumida.

TTL SchottkyEn esta familia de integrados se dispone un diodo Schottky entre base y colector de cada uno de los transistores que componen el circuito (figura 15.24).

M

B o-

a)

8o-

b)

<15.24 Un transistor Schottky está constituido por un transistor bipolar y un diodo Schottky conectado entre colector y base del transistor, a) Esquema del circuito, b) Símbolo equivalente.

El diodo Schottky así conectado reduce considerablemente el tiempo de almacenamiento de los portadores minoritarios del transistor, con lo cual aumenta la velocidad de conmutación.

En la figura 15.25 se ha dibujado el esquema de una puerta NAND de la familia TTL Schottky, de diseño muy similar a la puerta NAND de la figura 15.23, pero modificando la salida con la sustitución de la resistencia R.¿ de la figura 15.23 por un transistor T4.

Las características típicas de esta familia son unos tiempos de propagación de 3 ns y una potencia de disipación por puerta de unos 30 mW.

327


15.25 Puerta lógica NAND de lafamilia TTL Schottky.

R12k8

1R2 \ 900

I R3 I 50

¡J 3

A<

B<

' | V Ú 2’ “ D1

“ i í 5\R4 11 k

D2

i R51500 U250

J 4

T6

TTL Low PowerLa figura 15.26 corresponde al esquema de una puerta NAND de la familia TTL Low Power.

15.26 Puerta lógica NAND de la familia TTL Low Power.

+ 5V

Es un circuito idéntico al de la figura 15.22 (puerta NAND de la familia TTL Standard), pero con un incremento en el valor de las resistencias utilizadas, con lo cual se reduce la potencia de disipación a tan sólo 1 mW por puerta pero, al mismo tiempo, se aumenta el tiempo de propagación a unos 33 ns.

TTL Low Power SchottkySe trata de una familia de integrados en la que se busca un mínimo consumo de potencia, sin que ello afecte al tiempo de propagación.

Es un circuito idéntico al de la familia TTL Low Power, pero utilizando transistores fabricados con la tecnología Schottky.

Con esta familia los tiempos de propagación se reducen a unos 6 ns con potencias de disipación de tan sólo 2 mW por puerta.

Por sus ventajas es una de las familias de circuitos integrados digitales más utilizadas. La familia TTL Low Power Schottky también es conocida con las siglas TTL LS.

328


TTL Advanced Low Power SchottkySe trata de una mejora de la familia Low Power Schottky (figura 15.27).

OS. D

T1e -

Í d i 1

T2\

lD2

R2 60 k

T3

D3

D4

]R3 115 k DS

T5

os i 1

I R5D6

r * ~

>+5\l

DR4 4 k

07

08

15.27 Puerta lógica NANO de la familia TTL Advanced Low Power Schottky.

Con esta familia, el tiempo de propagación es prácticamente el mismo que con los integrados de la familia Low Power Schottky (5 ns por puerta), pero se consigue reducir la potencia de disipación a la mitad (1 mW por puerta).

TTL Fairchild Advanced SchottkyEn la figura 15.28 se puede ver el esquema de la puerta básica de esta familia.

329


El tiempo de propagación de las puertas de esta familia es de 3 ns, con una potencia de disipación, por puerta, de 4 mW.

HILL (High Leve! Logic)Esta familia de circuitos integrados está diseñada para su utilización en Electrónica Industrial, en donde se producen gran cantidad de perturbaciones eléctricas transitorias que pueden afectar al buen funcionamiento de los circuitos digitales de control.

Funciona con una tensión de alimentación más alta que las familias anteriormente expuestas (entre 10 y 20 V).

15.29 Puerta lógica NAND de la familia High LeveI Logic.

En la figura 15.29 se ha dibujado el esquema de una puerta NAND de la familia High Level Logic. El circuito es muy similar al de las puertas de la familia DTL, pero sustituyendo el diodo D3 de

aquella por un diodo Zener (DZ de la figura 15.29).El tiempo de propagación de esta familia es bastante elevado (150 ns por puerta), así como la

potencia de disipación por puerta (55 mW).

ECL (Emitter Coupled Logic)La familia ECL (Emitter Coupled Logic), o lógica acoplada por emisor, es otro intento más de reducir al máximo posible los tiempos de propagación.

En la figura 15.30 se puede ver el esquema de una puerta OR/'NOR perteneciente a esta familia. La tensión de alimentación de esta puerta es de 5,2 V.Con esta familia se consiguen tiempos de propagación de 1 ns por puerta, que permiten traba

jar con frecuencias de 600 MHz.La potencia de disipación por puerta es bastante alta, del orden de los 60 mW.

CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor)En la figura 15.31 se puede ver el esquema de una puerta ÑOR integrada con tecnología CMOS, en el cual llama la atención la ausencia total de resistencias.

Los transistores 77 y T4 están conectados a la entrada A y son complementarios.Lo mismo sucede con los transistores T2 y T3, conectados a la entrada B.La particularidad principal de la familia CMOS es su bajo consumo, del orden de 10 nW estáti

camente y 10 mW dinámicamente.Existen algunas variantes de la familia CMOS, por ejemplo la LOCMOS (Local Oxydation Com

plementary Metal Oxide Semiconductor) y la SOSMOS (Silicon On Sapphire Metal Oxide Semiconductor), pero todas ellas basadas en la tecnología MOS. Se trata de diferencias tecnológicas durante la fabricación del Integrado, buscando siempre reducir el tiempo de propagación y la potencia disipada.

330


- Q

15.30 Puerta lógica OR/NORde la familia Emitter Coupled Logic.

771P " 1 •

rJ) K t

°V00

ral ¡-• I—

ü l h - j l « | p :

~ ñ \ Pn

- ^ j p15.31 Puerta lógica ÑOR de la familia CMOS.

15.32 Características de transferencia, comparando la familia de circuitos integrados CMOS con la LOCMOS.

En la tecnología LOCMOS se mejora la característica de transferencia en comparación con la CMOS, tal y como se puede deducir de las curvas de transferencia de la figura 15.32, en las que se compara la familia CMOS con la LOCMOS para tres tensiones VDD (5 V, 10 V y 15 V).

331


l2L (Integrated Injection Logic)Para finalizar con el estudio de las principales familias de circuitos integrados digitales, citaremos la denominada l2L (lógica de inyección integrada, o Integrated Injection Logic).

Se trata de una de las más recientes tecnologías bipolares y, curiosamente, estos IC son mucho más lentos que los de la familia TTL, pero el consumo es extremadamente pequeño y con alta escala de integración, lo que hace que sea una familia adecuada para la fabricación de equipos portátiles, donde el consumo de energía es un punto muy importante.

+ 1 \la 1 5 \l

15.33 Puerta lógica ÑOR de la familia !2L.

=C1 (Q) C2

En la figura 15.33 se ha dibujado el esquema de una puerta ÑOR de la familia l2L. En esta tecnología se utilizan transistores multicolectores.

El tiempo de propagación por puerta en la familia l2L es de 25 a 250 ns (muy superior a la de la tecnología TTL) pero la potencia de disipación es de sólo 6 nW a 70 pW. Todo ello, unido a la gran cantidad de puertas que pueden integrarse en un solo chip (de 1 2 0 a 2 0 0 por mm2, mientras que en TTL es de sólo 20 por mm2), hace que sea una familia ideal para el diseño de pequeños equipos portátiles con bajo consumo de energía.

CARACTERÍSTICAS TECNICAS DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS DIGITALES

Los parámetros de un IC digital pueden clasificarse en siete grupos:

• Corrientes.• Potencia de disipación.• Factores de carga.• Tiempo de propagación.• Inmunidad al ruido.• Temperatura de trabajo.• Factor de calidad.

A continuación se estudian por separado cada uno de estos parámetros.

CorrientesCualquier fuente de alimentación utilizada para excitar un IC debe ser capaz de suministrar, y también de absorber, corrientes, ya que en los circuitos integrados pueden circular corrientes en los dos sentidos: positivo y negativo.

332


Por consiguiente, es importante conocer las corrientes necesarias en las entradas y salidas de los circuitos integrados, con ambos niveles lógicos, alto y bajo (H y L).

Convencionalmente se han admitido las siguientes denominaciones para las comentes:

Corriente positiva: se define como una corriente que circula hacia la entrada de un IC.Corriente negativa: se define como una corriente que circula desde la entrada de un IC. Co

rresponde a la corriente inversa del circuito integrado.

De acuerdo con estas convenciones, se definen las siguientes corrientes:

Corriente de alimentación ( I cc)Todo IC posee dos pins o terminales de alimentación general, que se indican con las abreviaturas Vcc Y GND. Es necesario consultar el catálogo del fabricante para conocer cuáles son, ya que pueden variar de uno a otro tipo de IC.

Al terminal marcado con Vcc se le debe aplicar la tensión continua positiva de la fuente de alimentación, mientras que el terminal marcado con GND (masa) se conecta a masa o negativo de la fuente de alimentación.

La corriente de alimentación (Jcc) es por tanto la corriente continua que circula hacia el terminal V'co del IC, y que alimenta al mismo.

Los fabricantes indican el valor de esta corriente con condiciones especificadas de entradas y salidas del IC abiertas. Es un parámetro de gran importancia para el diseño de un circuito, ya que fija los requisitos de la alimentación de potencia del sistema.

Generalmente se especifican: corriente de alimentación con las salidas a nivel lógico bajo ( I cCL), y corriente de alimentación con las salidas a nivel lógico alto (JCCH); ambas medidas con la tensión nominal y máxima de alimentación (Vcc) que puede aplicarse al IC y a una temperatura ambiente que, normalmente, se fija en 25 °C.

Veamos un ejemplo. El circuito integrado 7400 fabricado por S i g n e t i c s (que incorpora cuatro puertas NAND), tiene los siguientes valores de I cc:

• Con la tensión de alimentación nominal (Vqc = 5 V), y una temperatura ambiente Tamb = 25 °C: ^cch = 4 mAJccL = 12 mA

• Con la máxima tensión de alimentación aplicable al circuito (Vcc = 5,25 V):I CCH = 8 mA^ccl = 22 mA

Como se puede comprobar, con tan sólo 0,25 V más de tensión que alimente el circuito la corriente de alimentación dobla su valor, lo cual supone un considerable aumento de la potencia disipada en el IC.

Corriente de entrada con nivel alto ( I !H)Es la corriente que circula hacia una entrada cuando se le aplica a ésta una tensión en nivel alto (l/ÍH) especificada por el propio fabricante.

Se trata de una corriente positiva, puesto que circula desde la fuente de alimentación hacia la entrada del IC.

En el IC 7400 que estamos utilizando como ejemplo, la corriente máxima de entrada a nivel alto ( I M) es de 40 pA, aplicando a la entrada una tensión (VÍH) de 2,4 V.

Corriente de entrada con nivel bajo ( I¡JEs la corriente que circula desde una entrada cuando se le aplica una tensión en nivel bajo (t/,J especificada por el fabricante.

Se trata de una corriente negativa, puesto que circula desde la entrada hacia el terminal GND del IC. En el IC 7400, la corriente máxima de entrada con nivel bajo ( I [L) es de 1, 6 mA, aplicando a la

entrada una tensión (VIL) de 0,4 V.

333


Corriente de entrada con tensión de entrada máxima ( I ,)Es la corriente que circula hacia una entrada cuando se le aplica a ésta la máxima tensión de entrada {Vj) admitida por el integrado, y trabajando éste con la máxima tensión de alimentación {Vcc).

En el IC 7400 la máxima tensión de alimentación (Vcc) es de 7 V (el fabricante recomienda no pasar de 5,5 V), y la tensión de entrada máxima {V¡) es de 5,5 V. Trabajando con estas tensiones la corriente de entrada máxima (I¡) es de 1 mA.

Corriente de salida con nivel alto ( I 0JEs la corriente que circula desde una salida cerrada cuando en ésta se obtiene una tensión de nivel alto (i/0H).

En el IC 7400, la corriente máxima de salida a nivel alto ( I 0H) es de 400 nA.

Corriente de salida con nivel bajo ( I 0L)Es la corriente que circula hacia una salida cerrada cuando en ésta se obtiene una tensión de nivel bajo [V0l).

En el IC 7400, la corriente máxima de salida a nivel bajo (J0L) es de 16 mA.

Corriente de cortocircuito de salida ( I os)Es la corriente que circula desde una salida que está a nivel lógico alto, cuando dicha salida está cortocircuitada a masa (GND).

El valor de esta corriente define el valor de la resistencia limitadora de salida. Téngase en cuenta que un valor muy elevado de I os deteriora el IC, y que un valor demasiado pequeño degrada los tiempos de conmutación de salida a nivel lógico alto, ya que la capacidad de carga no se puede conseguir con la suficiente rapidez para satisfacer las especificaciones de tiempo de conmutación.

En el IC 7400, la corriente de cortocircuito de salida ( I os) mínima es de 18 mA y la máxima de 55 mA.

Potencia disipada (PD)La potencia disipada (PD) es la potencia absorbida por el IC.

La suma de las potencias disipadas en los elementos o puertas que constituyen un IC completo, determina el consumo de potencia total del sistema y, por lo tanto, la potencia que debe suministrar la fuente de alimentación, definida por la expresión:

= '/cc^in [mW]

Vcc = Tensión continua de alimentación en V.I IU = Intensidad de la corriente de entrada en mA.

La potencia disipada en un IC difiere muchas veces, según que el IC esté en nivel alto (H) o en nivel bajo (L). Por este motivo, y para fijar conceptos, los fabricantes de IC indican un solo valor, que es la media aritmética entre las potencias disipadas a nivel alto y a nivel bajo, o sea:

O ^DH + ^Dl

En un circuito interesa que la potencia disipada sea la más baja posible, por dos razones:

1. A menor potencia disipada, menor intensidad de corriente y, por tanto, menor consumo de energía eléctrica. Esta circunstancia resulta especialmente Importante en los IC con centenares o millares de puertas lógicas, en donde la corriente total puede llegar a ser muy elevada, con gran consumo de energía y la necesidad de voluminosas fuentes de alimentación.

2. El calor generado por la potencia disipada en un IC determina cuántas puertas pueden integrarse en un chip. Si se integran muchas puertas de elevado consumo en una zona muy reducida, el calor generado puede ocasionar daños al IC.

334


En principio, un IC tiene tanta más calidad cuanto menor es la potencia disipada, pero esta circunstancia queda limitada por otro parámetro del IC: el tiempo de propagación.

Factores de carga (fan-in y fan-out)El término factor de carga, cargabilidad o capacidad de carga se utiliza para indicar el número deentradas a otras puertas lógicas que un IC puede controlar desde su salida, así como al númerode salidas de otras puertas lógicas que pueden controlar las entradas de este IC,

Efectivamente, la salida de un circuito lógico integrado puede conectarse a varias cargas que, por lo general, son entradas a circuitos integrados similares. Como la salida de un circuito debe proporcionar corriente a otros circuitos, existe un límite en el número de estos circuitos que un solo IC puede controlar.

De igual forma, se puede decir que un circuito integrado digital constituye la carga de otro u otros circuitos integrados semejantes, por lo que la corriente de entrada nominal limita el número de circuitos integrados que pueden alimentar la entrada de un determinado IC.

En ambos casos, el factor de carga queda determinado por un número entero, que representa el numero de circuitos que controla o que puede controlar un IC.

De lo expuesto se deduce que existen dos factores de carga:

• Factor de carga de entrada o fan-in.• Factor de carga de salida o fan-out.

El factor de carga de entrada, llamado también capacidad de carga de entrada o cargabilidad de entrada (muchas veces se emplea la expresión inglesa fanin), es un número entero que expresa el número de salidas de otros circuitos integrados que pueden conectarse a la entrada de un determinado IC.

El factor de carga de salida, llamado también capacidad de carga de salida o cargabilidad de salida (también se emplea la expresión inglesa fan-out), es un número entero que expresa el número de entradas de otros circuitos integrados que pueden conectarse a la salida del IC.

En los circuitos integrados, el valor usual del factor de carga de entrada es 1 (algunas veces 2 o 3). Los valores usuales de los factores de carga de salida varian entre 6 y 10 para IC clásicos, y puede llegar hasta 30 en IC especiales.

Tiempo de propagaciónLa velocidad de funcionamiento de una puerta lógica está definida por su tiempo de propagación (propagation delay time), es decir, por el tiempo que necesita la señal (generalmente en forma de impulso rectangular) para atravesar la puerta.

El tiempo de propagación caracteriza la aptitud de un IC digital para realizar más o menos rápidamente la función para la que ha sido proyectado.

La velocidad de propagación es un factor de calidad de un IC; cuanto más elevada sea esta velocidad más operaciones aritméticas, lógicas, de manipulación de datos, etc., podrá realizar el IC en un determinado período de tiempo.

La velocidad de funcionamiento es la característica más importante de cualquier IC. La mayor parte de los circuitos integrados actuales poseen un tiempo de propagación comprendido entre 2 y Í 0 0 ns.

La velocidad de propagación se define generalmente (véase figura 15.34), midiendo el tiempo que separa el flanco del impulso de entrada del flanco del impulso de salida, tomando los valores de los Impulsos correspondientes a la mitad de su amplitud máxima (es decir, a los valores de las semiamplitudes de los impulsos).

Las características disimétricas de conmutación de los IC son tales que la transición de un nivel lógico L a un nivel lógico H (flanco ascendente del impulso) presenta un tiempo de transición que es diferente al tiempo de transición que corresponde a un flanco descendente del impulso.

En principio, se define como tiempo de propagación medio tm la media aritmética entre los tiempos medios de propagación del cambio de estado de la entrada a la salida, en los casos en que ésta pasa del nivel lógico alto al nivel lógico bajo (íPHL) y del estado lógico bajo al nivel lógico alto (fPu.|) (figura 15.34). Estos tiempos se miden sobre las semiamplitudes de los impulsos.

335


15.34 Conceptos de los tiempos de propagación tPHL y tPl H.

Cuanto más elevada sea la velocidad de funcionamiento de un IC (es decir, cuanto menor sea su tiempo de propagación), tanto más deseable es este circuito.

No obstante, cuanto más elevada es la velocidad mayor es la potencia disipada y viceversa.Ambos parámetros (velocidad y potencia) son, aproximadamente, inversamente proporcionales,

de donde se deduce que la calidad de un IC depende de dos parámetros en cierto modo antagónicos; la relación entre ambos parámetros es el compromiso a que se debe llegar para diseñar y elegir el IC más apropiado para una determinada aplicación.

En un IC cualquiera, constituido por varias puertas lógicas, los tiempos de propagación son acumulativos. Así, por ejemplo, si se tiene un circuito en el que un impulso debe pasar sucesivamente por 14 puertas lógicas NAND (IC 7400), cuyo tiempo de propagación es de 9 ns, tardará un tiempo total en aparecer por la salida de la última puerta de:

t = n ■ tPM = 14 puertas x 9 ns = 126 ns

Inmunidad al ruidoCualquier tensión parásita superpuesta a la señal útil se considera como un ruido.

La elevada velocidad de conmutación de los IC provoca señales transitorias que pueden afectar a la tensión de la fuente de alimentación, interfiriendo en el funcionamiento normal del circuito.

Una transición rápida de los niveles lógicos puede también crear impulsos de ruido (rebotes) indeseables, que se transmiten a través de la capacidad distribuida entre los terminales de interconexión. Estas señales transitorias o rebotes pueden ser interpretadas como señales válidas por las puertas lógicas, provocando salidas erróneas y, como consecuencia, un falso funcionamiento del circuito.

Los IC se diseñan para presentar cierta inmunidad al ruido y, por consiguiente, ignoran una parte de él, pero no su totalidad.

La inmunidad al ruido se define como la cantidad de ruido que puede superponerse a una señal lógica aplicada a la entrada de un IC digital, sin que la salida de éste circuito cambie de estado incorrectamente.

La inmunidad al ruido se expresa en voltios y en milivoltios.El margen de ruido (noise margin) en el cual un IC es inmune al ruido es la diferencia entre el ni

vel de tensión lógico transmitido y el aceptado como entrada válida.Para ello, los niveles lógicos H y L de tensión no son tensiones de valores fijos, sino que están

expresados por una banda de tensiones. Por ejemplo, el nivel L puede estar representado por cualquier tensión comprendida entre 0 V (GND) y +0,8 V; de la misma forma, el nivel H puede estar representado por cualquier tensión comprendida entre +2 V y + 5 V (figura 15.35).

Por lo general el margen de ruido, o banda de tensiones aceptable, de entrada de un IC es casi siempre distinto del margen de ruido que corresponde a la salida (figura 15.35).

En lo que se refiere a la entrada, cualquier tensión por debajo de +0,8 V es interpretado como nivel lógico L; cualquier tensión por encima de +2 V, pero inferior a la tensión de alimentación (en este caso +5 V), es interpretado como nivel lógico H. La banda de tensiones comprendida entre +0,8 V y +2 V es una banda prohibida, porque en esta zona la puerta lógica no es capaz de interpretar el valor lógico de la señal de entrada (figura 15.35).

336


15.35 Niveles lógicos de las tensiones de entrada y de salida de un IC digital.

Tensión de entrada Tensión de salida

Para la salida, la menor tensión que expresa un nivel lógico H es de +2,4 V (figura 15.35). Como para la entrada se ha cifrado en +2 V, la diferencia entre estas dos tensiones:

(+2,4) - (+2 V) = +0,4 V

es el valor de la inmunidad al ruido para el nivel lógico H, es decir, constituye el margen de ruido aceptable para dicho nivel.

En lo que se refiere al nivel lógico L de la salida, éste es, en el caso de la figura 15,35, de +0,5 V. Para la entrada, el nivel lógico L se ha cifrado en +0.8 V. La diferencia entre estas dos tensiones:

(+0,8 V) - (+ 0,5 V) = +0,3 V

es el valor de la inmunidad al ruido para el nivel lógico L, es decir, constituye el margen de ruido aceptable para este nivel.

Así pues, y considerando los datos que se indican en la figura 15.35, se puede decir:

1. Cualquier ruido parásito sobre una tensión de salida de +0,5 V (nivel lógico L) es ignorado en la entrada mientras sea inferior a +0,3 V, ya que cualquier valor de tensión hasta +0,8 V es interpretado como nivel lógico L. Por consiguiente, estos ruidos parásitos no perturban el funcionamiento del circuito.

2. Cualquier ruido parásito sobre una tensión de salida de +2,4 V (nivel lógico H) es ignorado en la entrada, porque cualquier valor de tensión hasta +2 V es interpretado como nivel lógico H. Por lo tanto, estos ruidos parásitos no afectan tampoco al correcto funcionamiento del circuito.

Se puede afirmar que, cuanto mayor es la diferencia entre los valores de las tensiones de entrada y salida, más amplio es el margen de ruido y, por tanto, mayor es la inmunidad al ruido del circuito. Es decir, que un IC tiene más calidad cuanto más amplio sea el margen de ruido o, dicho de otro modo, cuanto mayor sea la diferencia entre los valores de las tensiones de entrada y de salida.

En la práctica, la determinación de los márgenes de ruido se realiza sobre la curva de transferencia del IC correspondiente (figura 15.36), en la cual quedan definidos ios siguientes parámetros de un IC digital (puerta inversora):

• Tensiones de entrada V, (abscisa de la figura 15.36):t/ÍHmax = Valor máximo de la tensión de entrada a nivel H (punto V5).'//Hmín = Valor mínimo de la tensión de entrada a nivel H (punto V6).V!H = Gama de valores de la tensión de entrada que el elemento lógico reconoce como

nivel lógico H (entre los puntos t/, y V2).ViLniax = Valor máximo de la tensión de entrada a nivel L (punto V7). t/jumin = Valor mínimo de la tensión de entrada a nivel L (punto V8).VIL = Gama de valores de la tensión de entrada que el elemento lógico reconoce como

nivel lógico L (entre los puntos l/ 4 y \/3).

337


15.36 Características típicas de transferencia de tensiones de entrada-salida de un IC digital. V

..vOimáx j , ,

I f̂lí.TOVlvOÍL:i»

v„

V;

M,

Mmin

%------

V '

'I/,

• Tensiones de salida V0 (ordenada de la figura 15.36):^oHmáx = Valor máximo de la tensión de salida a nivel H (punto l/,). t/OHmfn - Valor mínimo de la tensión de salida a nivel H (punto V2).t/0H = Gama de valores de la tensión de salida que el elemento lógico reconoce como ni

vel lógico H (entre los puntos I/, y V2).Kxmax = Valor máximo de la tensión de salida a nivel L (punto V3).VoLmin = Valor mínimo de la tensión de salida a nivel L (punto t/J.VOL = Gama de valores de la tensión de salida que el elemento lógico reconoce como ni

vel lógico L (entre los puntos VA y V3).

En la figura 15.36, se han señalado también las zonas de funcionamiento normales, las zonas en que puede admitirse presencia de perturbaciones, las zonas prohibidas de funcionamiento y los márgenes de ruido definidos anteriormente. En esta figura se tiene:

A = Zona de funcionamiento normal de las tensiones de entrada-salida, para nivel H.A' = Zona de funcionamiento permisible en presencia de una perturbación, para nivel H.A + A’ = Zona de garantía para nivel H.B = Zona de funcionamiento normal de las tensiones de entrada-salida, para nivel L.B ’ = Zona de funcionamiento permisible en presencia de una perturbación, para nivel L.B + B ' = Zona de garantía para nivel L.C = Zona prohibida de funcionamiento.Ml = Margen de ruido de la entrada a nivel L.Mh = Margen de ruido de la entrada a nivel H.

Los valores prácticos de todas estas tensiones dependen de la tecnología empleada para fabricar el IC y, normalmente, están especificados en los catálogos de los fabricantes. Como ejemplo, en la figura 15.37 se han dibujado las curvas de transferencia de tres circuitos integrados digitales, todos ellos TTL, pero de familias distintas (LS, ALS y FAST).

Temperatura de trabajoLa corriente eléctrica que circula por un IC engendra calor en él. Por ello la temperatura en el IC es siempre superior a la ambiental.

338


15.37 Curvas características de las familias de circuitos integrados LS, FASTyALS.

Cada tipo de IC tiene unos márgenes de temperatura en los que su correcto funcionamiento no es afectado. Si la temperatura en el integrado está fuera de dichos márgenes, el circuito trabaja deficientemente, e incluso puede resultar destruido.

Factor de calidadSe ha dicho anteriormente que la calidad de un IC digital es tanto mejor cuanto menor es su potencia de disipación y menor su tiempo de propagación.

También se ha dicho que una elevada velocidad de funcionamiento implica una mayor potencia disipada, es decir, que ambos parámetros son, aproximadamente, inversamente proporcionales.

La relación entre el tiempo de propagación y la potencia disipada se debe a las diversas capacidades parásitas presentes en el integrado. Estas capacidades se cargan y descargan cuando se producen las transiciones de los niveles lógicos a través de las resistencias, transistores y diodos del integrado, formando constantes de tiempo RC.

Para que las cargas y descargas se realicen con rapidez deben emplearse resistencias de pequeño valor, con lo cual son pequeños los productos RC, es decir, las constantes de tiempo.

Ahora bien, al reducir los valores de las resistencias del integrado se reducen los tiempos de carga y descarga de las capacidades y se alcanzan con más rapidez los estados lógicos correspondientes (aumenta la rapidez de funcionamiento), pero se presenta el inconveniente de un aumento del valor de la corriente que circula por el circuito, lo que implica un aumento de la potencia disipada en él.

Por otra parte, el producto de una potencia por un tiempo expresa una energía.En el caso que se está estudiando, se puede expresar la relación entre potencia disipada y ve

locidad de funcionamiento de un IC digital por el producto:

= PD̂P

WP = Energía total disipada en pJ.p D = Potencia disipada en mW.tP = Tiempo de propagación en ns.El producto anterior puede considerarse como un factor de calidad de los circuitos integrados.

Un IC tiene tanta mejor calidad cuanto menor es el producto expresado.

CÁPSULAS PARA CIRCUITOS INTEGRADOS

El chip del IC debe protegerse contra la acción de los agentes externos: polvo, humedad, etc. Por otro lado, resultan sumamente delicados de manejar y conectar dada su extremada pequeñez. Por todos estos motivos, los fabricantes suministran los circuitos integrados en cápsulas especiales de diferentes tipos, que encierran los propios circuitos y las conexiones interiores entre los blo-

339


ques funcionales, saliendo al exterior los terminales correspondientes para la conexión al circuito impreso, en forma de patillas {pins).

Las cápsulas más usuales para circuitos integrados tienen las siguientes formas:

• Cilindrica.• Plana.• De doble linea.• Miniatura.• Cuadrada.

La cápsula cilindrica es una versión, con altura reducida, de la cápsula TO utilizada para los transistores (figura 15.38).

15.38 Cápsula cilindrica (TO) para IC.4 .6 7 /n íx

0,48 m íx

12.7 mín

El chip se aloja en un recinto metálico (la cápsula), herméticamente cerrado mediante sellado metal/vidrio.

Están disponibles variantes de 8 y de 10 pins. Estas cápsulas se montan en los circuitos impresos de forma análoga a los transistores.

Las cápsulas planas (flatpack) están diseñadas para su soldadura sobre circuitos impresos, respetando el paso internacional usual, sin necesidad de realizar soldaduras complementarias. Además, estas cápsulas permiten un mayor número de pins para conectar con el exterior (figura 15.39).

1,40 (05S) 1,14(045)

7 ,87(310) 7,24 (285)

6,60(250)

’ 5,97(235)

i

21,84 (860)

21.34 (840)

0 ,4 8 (019)0,38(015)

7.75 (305)

7.49 (295)

I 9,14(360) 8.38 (?30)

4 - fi

0.89(035)0,38(015)

0,15(006)

0.38 (003)

— 0,76 (030)1.02(040)

0.51 (020)

1 I2.16(085)

1:40(055)

3)

15.39 Cápsulas planas (fiat-packs).a) Flat-pack de 14 pins. b) Flat-pack de 24 pins.

9.40(370)8.38 (330)

0 , 1 5 (006 )

0 .0 8 (003 )

/ rP M N V1

.52(060) 02 (040)

9(275) ^d.22 (245)

14,22(560)

13,72(540)

10.03 (395)

9,40(370)

. _ J

24,38 (960)

23,88(940)

i— 0.76(030)

0.48(019)

0.38(015)0.10(004)

m ín

1,0 2 (040)

0.51 (020)

12 .1 6 (085)

1.4 0 (055)

b)

340


Las medidas de las cápsulas de la figura 15.39 se han expresado en milímetros y en fracciones decimales de pulgada (éstas entre paréntesis).

Generalmente estas cápsulas son cerámicas, y están herméticamente cerradas mediante sellado metal/vidrio o metal/cerámica. Se fabrican con 14, 16. 20 y 24 pins.

La cápsula de doble línea o cápsula DIL (Dual In Une) es la más conocida y de mayor empleo.En el argot profesional se la conoce también con los nombres de «cucaracha» o «ciempiés” .

Se ha desarrollado para responder a un criterio de economía constructiva y aumentar el número de pins de conexión.

La más usual es la de 14 pins, dispuestos en doble línea, aunque también se fabrican con 8 , 12,16, 18, 20, 22, 24, 28, 40, 48, 50 y 64 pins, según la complejidad del IC.

Los pins siempre guardan una distancia entre ellos de 2,54 mm (1/10 de pulgada), para permitir la inserción directa del IC en placas de circuito impreso normalizadas.

8.25

0.32máx

7.62

9.50

3)

1.7 má»

24 23 22 21 26 19 <6 17 fff 15 14 (3

B

) 7 3 4 5 6 7 B 9 W t i >?

m15.40 Cápsulas de doble línea (DIL) con cuerpo de plástico, a) Cápsula DIL de 18 pins. b) Cápsula DIL de 24 pins.

341


Existen dos versiones: la de plástico con sellado plástico/metal (figura 15.40), y la de cerámica con sellado de vidrio (figura 15.41). La ventaja de la cápsula cerámica es su elevadísima resistencia a temperaturas elevadas y a la humedad.

15.41 Cápsula de doble línea DIL con cuerpo cerámico, de 28 pins.

Con el fin de evitar errores en la conexión de estas cápsulas, se dispone de una hendidura en uno de los lados de la misma (figuras 15.40 y 15.41).

Las cápsulas miniatura se conocen también con los nombres de minipacks o cápsulas SO (Small Outline). Se trata de cápsulas DIL pero con dos diferencias respecto a las de doble línea (figura 15.42):

a) Son de tamaño bastante menor, ya que los pins están separados entre ellos 1,27 mm (1/20 de pulgada) y los elementos que constituyen el chip propiamente dicho están miniaturizados.

b) Los pins tienen diferente inclinación, ya que están curvados hacia abajo y hacia fuera en forma de «ala de gaviota».

10.0 5.2

15.42 Cápsula miniatura (SO) de 16 pins, con cuerpo de plástico.

JliLFLiLH-iLFLFL8 / 6 5 4 3 2 1

9 19 77 12 13 J 4 75 16

¥ Y Y Y W F ¥342


Por lo demás, ambas cápsulas (DIL y SO) utilizan los mismos materiales y la misma tecnología de montaje.

Se fabrican con 8 , 14, 16, 18, 20, 24 y 28 pins de conexión.Las cápsulas miniatura se emplean en la tecnología de montaje en superficie (SMT).Las cápsulas cuadradas (chip-carríers) son la consecuencia de la fabricación de circuitos inte

grados cada vez más complejos, con integraciones que pueden llegar a 1 0 0 . 0 0 0 componentes en un solo chip, lo cual requiere cada vez mayor número de pins de conexión; el empleo de cápsulas DIL, cada vez más largas y anchas, puede resultar inviable porque presentan problemas eléctricos y mecánicos de difícil solución.

Para evitar estos problemas se ha ideado el chip-carríer en dos modalidades: cápsula de plástico PLCC (Plástic Leaded Chip Carríer) y cápsula cerámica LCC (Ceramic Leadless Chip Carrier).

En la cápsula cuadrada se disponen los pins en sus cuatro lados, con un paso (distancia entre pins) de 1,27 mm (1/20 de pulgada).

Se fabrican con 20. 28, 44, 52, 6 8 y 84 pins repartidos, como ya se ha dicho, por los cuatro lados de la cápsula.

a)

_Q.8f rcéx

15.43 Cápsulas cuadradas (PLCC) con cuerpo de plástico, a) Chip-carrier de 44 pins. b) Chip-carríer de 68 pins.

343


En la figura 15.43 se han dibujado dos chip-carrier de plástico, uno de 44 pins y el otro de 6 8 pins. Nótese en la parte superior de ambas cápsulas la señal en forma de círculo que indica el terminal número 1 , a partir del cual se numeran los demás en sentido opuesto al giro de un reloj.

En la figura 15.44 se puede ver un chip-carrier de cápsula cerámica de 20 taladros. Nótese la forma del taladro que sirve de índice para el número 1 .

CÓDIGO DE DESIGNACIÓN PARA LOS CIRCUITOS INTEGRADOS

El código «pro-electron» de designación de circuitos integrados es aplicable a circuitos integrados monolíticos, multichip, de película fina, película gruesa e híbridos.

Está formado por tres letras y un número de cuatro cifras.La primera y segunda letra identifican a una familia de circuitos integrados digitales cuando se

trata de las letras FA, FB GA, GB etc.Estas familias de circuitos integrados digitales pueden ser interconectadas entre sí, y vienen defi

nidas por sus características eléctricas básicas, tales como tensión de alimentación, consumo de potencia, velocidad de propagación de las señales, e inmunidad al ruido.

Cuando se trata de circuitos integrados solitarios, tales como los utilizados en radio, televisión, vídeo, etc., es decir, de circuitos integrados analógicos, digitales o mezcla de digital y analógico, que no forman parte de ninguna familia por realizar ellos solos una o varias funciones, la primera letraindica el tipo de IC según el siguiente código:

S = IC digital.T = IC analógico.U = IC mezcla de digital y analógico.

La segunda letra es, en este caso, una letra de serie, sin significado alguno, excepto la H, que se utiliza para designar los circuitos integrados híbridos.

En el caso de microprocesadores, las dos primeras letras identifican al microprocesador y circuitos correlativos, según el siguiente código:

MA = Microprocesador. Unidad central de proceso.MB = Parte de microprocesador.MD = Memorias correlativas.ME = Otros circuitos correlativos (reloj, controlador de periférico, interface, etc.).

Los dispositivos de transferencia de carga se identifican, en sus dos primeras letras, por el siguiente código:

NH = Circuitos híbridos.NL = Circuitos lógicos.

15.44 Cápsula cuadrada (LCC) con cuerpo de cerámica, de 20 pins.

344


NM = Memorias.NS = Procesadores de señal analógica, utilizando condensadores conmutadores.NT = Procesadores de señal analógica, utilizando dispositivos de transferencia de carga.NX = Dispositivos de imagen.NY = Otros circuitos.

En todos los circuitos integrados la tercera letra de su nomenclatura indica el margen de tem peratura en la que pueden trabajar, según el siguiente código:

A = Gama de temperatura no especificada.B = de 0 °C a +70 °C.C = de 55 °C a +125 °C.D = de 25 CC a +70 °C.E = de 25 °C a +85 nC.F = de 40 °C a +85 °C.G = de 55 °C a +85 °C.

En el caso de circuitos integrados capaces de trabajar en otras gamas de temperatura, la tercera letra puede ser la correspondiente a la gama más cercana o bien la letra A. Así, por ejemplo, si un IC puede trabajar dentro de una gama de temperaturas comprendidas entre 0 °C y +75 °C, la tercera letra de su código puede ser la B o la A.

El número de serie que sigue a las tres letras anteriores puede estar formado por tres o cuatro cifras o por una combinación de letras y cifras.

Al número de serie básico puede añadírsele una letra para indicar una variante respecto a las características eléctricas y/o de la cápsula. Las letras que se relacionan a continuación son las recomendadas para cada tipo de cápsula:

C = Cápsula cilindrica.D = Cápsula Dual In Une cerámica.F = Cápsula plana.L = Chip sobre cinta.P = Cápsula Dual In Une plástica.Q = Cápsula Quadruple In Une (QIL) (cuadrada y con terminales en sus cuatro lados).T = Para cápsulas miniaturas en plástico.U = Para chip sin cápsula.

Otra alternativa a este código de cápsulas es la que utiliza dos letras; la primera de ellas para indicar el tipo de cápsula y la segunda el material con la que está fabricada.

La primera letra corresponde al siguiente código:

C = Cilindrico.D = Dual In Une (DIL).E = DIL de potencia (con radiador de calor incorporado).F = Cápsula plana con patitas en dos de sus lados.G = Cápsula plana con patitas en cuatro de sus lados.K = Cápsula en forma de diamante (tipo T03).M = Múltiple In Une (excepto Dual, Triple, Quadruple In Une).Q = Quadruple In Une (QIL).R = QIL de potencia (con radiador de calor incorporado).S = Single In Une (con patitas en uno solo de sus lados).T = Triple In Une (con patitas en tres de sus lados).

La segunda letra, correspondiente al material de fabricación de la cápsula, indica los siguientes materiales:

345


C = Cerámica.G = Cerámica-vidrio.M = Metal.P = Plástico.

Otro código, ajeno al pro-electron, y que se emplea mucho en los circuitos integrados digitales, es el que está formado por unas letras que indican el fabricante y unos números y letras que responden a la familia y tipo de IC digital.

En lo que respecta al fabricante, a continuación se relaciona los códigos de algunos de los más importantes.

TL = AEG Telefunken.F = Fairchild.MIC = ITT.MC = Motorola.DM = National Semiconductors.T = SGS/ATES.N = Signetics.SN = Texas Instruments.TMS = Texas Instruments (tecnología MOS).

A continuación le sigue una cifra indicativa de la gama de temperatura de funcionamiento del integrado. Según esta gama de temperatura la cifra será:

5 = de 55 a 125 °C7 = de 0 a 70 °C8 = de 25 a 85 CC

Sigue una segunda cifra, con la que se distingue el tipo de circuito, según el siguiente código:

2 = Amplificador operacional (circuitos lineales).4 = Circuito digital.5 = Circuito de interface.6 = Circuito de telecomunicación, radio y televisión.

A continuación, se indica un número de dos o tres cifras, a veces precedidas de unas letras, que define la familia y el tipo de circuito.

Respecto a las posibles letras que figuran precediendo a este código citaremos algunas:

HC = Familia CMOS.STD = Familia TTL Standard.LS = Familia TTL Low-power Schottky.S = Familia TTL Schottky.F = Familia TTL FAST.ALS = Familia Advanced Low-power Schottky.

y con referencia al número no existe una normativa al respecto, por lo que deberá consultarse el catálogo del fabricante para determinar de qué circuito digital se trata.

Después del código de la función del circuito sigue una letra, que indica el tipo de cápsula según el siguiente código:

J = Cápsula DIL cerámica.N = Cápsula DIL plástica.W = Cápsula Fiatpack cerámica.

346


Así, si un IC lleva la indicación:

SN 74LS02N

se trata de un IC fabricado por Texas Instruments (SN). que puede trabajar con temperaturas ambientes comprendidas entre 0 y 70 °C (7). que es un circuito digital (4), que pertenece a la familia TTL Low-power Schottky (LS), que posee cuatro puertas ÑOR de dos entradas (esto se determina consultando el catálogo) y, finalmente, que su cápsula es DIL plástica.

347

Radiadores de calor

INTRODUCCIÓN

El calor generado en las uniones y en los chips de los componentes semiconductores debe disiparse, pues de lo contrario podrían resultar destruidos debido a un aumento excesivo de su temperatura.

Por otra parte, la disipación del calor generado favorece el funcionamiento estable del semiconductor, ya que la corriente residual, o de fuga, depende mucho de la temperatura.

Para la disipación del calor generado en los semiconductores se recurre al empleo de radiadores de calor.

CalorEl calor es una forma de energía que depende de la estructura interna de los cuerpos, y se debe al movimiento desordenado de sus moléculas.

Debido a que el calor aumenta la energía cinética de las moléculas, se produce un aumento de la temperatura.

TemperaturaSe puede definir la temperatura como el nivel de calor que tiene un cuerpo. En efecto, cuando un cuerpo se somete a una fuente de calor éste aumenta su temperatura.

La temperatura se mide mediante termómetros o mediante pirómetros, utilizándose diversas escalas, tales como la de grados centígrados o Celsius (°C), la de grados Fahrenheit (°F) o la de grados Kelvin (K o °K).

Para medir la temperatura en semiconductores se utilizan las escalas Celsius y Kelvin indistintamente.

Transmisión del calorExisten varias formas de transmisión del calor: radiación, convección y conducción.

La transmisión de calor por radiación se debe a que todo cuerpo irradia calor cuando su tem peratura absoluta es superior a 0 °K (equivalente a -273.15 °C).

El calor Irradiado es tanto mayor cuanto mayor es la temperatura del cuerpo.El cuerpo con mayor poder de radiación es el cuerpo negro ideal', por este motivo los fabrican

tes de radiadores térmicos utilizados en electrónica suelen ennegrecerlos.La transmisión de calor por convección se debe a que el calor contenido en un cuerpo sólido

se transmite al fluido que lo rodea. Debido a la variación de la densidad con la temperatura, en la transmisión de calor por convección se forman líneas de movimiento del fluido que rodea al cuerpo, las cuales evacúan el calor contenido en este último.

Existen dos formas de transmisión de calor por convección: la natural y la forzada.En la convección natural, el movimiento del fluido que rodea al cuerpo (aire, agua,...) se debe a

la transmisión del calor de las capas más calientes a las más frías de dicho fluido.En la convección forzada, la circulación del fluido está provocada por un medio exterior, como

puede ser un ventilador o una bomba de agua.En radio y televisión la transmisión de calor por convección es del tipo natural, ya que no es ex

cesiva la cantidad de calor que debe ser evacuado. En algunas aplicaciones de la electrónica, ta

ELECTRÓNICOS

les como la industrial o la informática, sí es necesaria una convección forzada. Aquí sólo trataremos la convección natural, que es la que se aplica en los circuitos electrónicos de audio y vídeo.

En la transmisión de calor por conducción, el calor se transmite por el interior de un cuerpo (sólido o líquido), estableciéndose en el mismo una circulación de calor.

La cantidad de calor máxima que puede atravesar un cuerpo es aquella para la cual se consigue una estabilización de la temperatura en todos sus puntos.

Resistencia térmicaPara que la energía calorífica pueda transmitirse de un punto a otro de un cuerpo debe existir una diferencia de temperatura entre dichos puntos; es decir, no existirá transmisión de calor entre los puntos de un cuerpo que tengan la misma temperatura.

El calor pasa del foco caliente al frío, por lo que cualquier factor que impida el paso del fluido calorífico actúa como un aislante. Este factor se denomina resistencia térmica.

TEMPERATURAS EN LOS SEMICONDUCTORES

En todo dispositivo semiconductor existen diversos niveles de temperatura que deben ser considerados.

Cada uno de estos niveles se representa por un símbolo, según el siguiente código internacional:

T = Temperatura de la unión.Tjb = Temperatura del fondo de la cápsula.Tense = Temperatura de la cápsula.T, = Temperatura del radiador térmico (si lo hubiera).Tamb = Temperatura ambiente.Tstg = Temperatura de almacenamiento.

De todas estas temperaturas la más elevada es, sin duda, la de la unión, pues en ella se engendra el calor, y la más baja la temperatura ambiente; es decir, el orden de niveles de temperatura de mayor a menor es el mismo indicado en la anterior relación, puesto que si bien puede suceder que la temperatura ambiente esté por debajo de la de almacenaje, no es el caso normal.

Este orden ha de ser respetado para que el calor pueda ser evacuado, pues si el orden se rompe el calor pasará hacia la unión (más fría), con el consiguiente peligro de destrucción de la misma.

Este caso es fácil que suceda, por ejemplo, al llevar a cabo una soldadura sin tomar las precauciones adecuadas de rapidez, soldador de pequeña potencia, y evacuación del calor de la cápsula mediante unos alicates en contacto con ella o con el terminal que se esté soldando; en caso de no tomar estas precauciones, el calor de la punta del soldador se transmite a la cápsula y de ésta a la unión, pudiendo llegar a su destrucción.

En resumen, para que la transmisión de calor sea adecuada, es necesario que los niveles de temperatura desciendan de la unión al ambiente, siendo tanto mejor la evacuación cuanto mayor sea la diferencia de nivel entre una y otra temperaturas.

RESISTENCIA TÉRMICA EN LOS SEMICONDUCTORES

En todo dispositivo semiconductor se engendra calor en sus uniones, el cual es evacuado hacia el exterior con más o menos facilidad, según los diferentes obstáculos hallados. Estos obstáculos son las resistencias térmicas de los diferentes materiales constituyentes del dispositivo.

La resistencia térmica se representa por el símbolo literal f í th para diferenciarla de la resistencia eléctrica, cuyo símbolo es fí.

La unidad de medida de la resistencia térmica es el “CAA/, e indica la caída térmica en función de la potencia disipada por el foco calorífico.

RADIADORES DE CALOR

Así, en un cuerpo que posea una resistencia térmica de 8 "CAA/, y cuya potencia disipada sea de 5 W, la caida térmica será de:

T = PR.h = 5 W x = 40 °C W

Así pues, sí el calor se disipa rápidamente la resistencia térmica será pequeña, mientras que si la conducción del calor es deficiente la resistencia térmica será elevada.

En los semiconductores cabe destacar tres resistencias térmicas, repartidas entre la unión y el medio ambiente. Estas resistencias térmicas son:

• La resistencia térmica entre la unión y el fondo de la cápsula, representada por RthHb. Estaresistencia térmica se debe a que el calor engendrado en la unión del cristal semiconductor debe pasar al fondo de la cápsula con cierta resistencia térmica u oposición al paso del calor.

• La resistencia térmica entre el fondo de la cápsula y ésta, representada por R\r>tb-c-• La resistencia térmica entre la cápsula y el ambiente que la rodea. Su símbolo es R,|1c.gmb-

En el caso de utilizar radiador de calor aparece una cuarta resistencia térmica: la comprendida entre la cápsula y el radiador, y que se representa por Rlhc.r, sustituyéndose, en este caso, la resistencia térmica cápsula-ambiente por la de radiador-ambiente (RIhl „mb).

Resumiendo, en un dispositivo dotado de radiador, a fines prácticos se consideran las siguientes resistencias térmicas:

R,n¡ fb = Resistencia térmica entre unión y fondo de la cápsula.fím(b,r = Resistencia térmica entre fondo de cápsula y radiador.t̂hr-amb = Resistencia térmica entre radiador y medio ambiente.

fímn> amb = Resistencia térmica entre fondo de la cápsula y medio ambiente.

Cuando se efectúa el montaje de un radiador, éste podrá ser directo (en intimo contacto con la cápsula), o bien mediante arandelas aislantes de mica o silicona, por lo que estos materiales intermedios también ofrecerán una determinada resistencia térmica.

Asimismo, la resistencia térmica varia según esté trabajada la superficie de contacto: anodiza- da. sin anodizar, rectificada, etc.

De todas las resistencias térmicas expuestas, la existente entre radiador y medio ambiente es la que suelen indicar los fabricantes de radiadores en sus catálogos, y es la que debe tenerse presente para la correcta elección del mismo.

CURVAS CARACTERÍSTICAS TÉRMICAS

Los fabricantes de semiconductores proporcionan en sus catálogos curvas características tales como las de la potencia total de disipación en función de la intensidad de corriente, y las de la potencia total de disipación en función de la temperatura ambiente, que facilitan la elección del radiador más adecuado en cada caso.

Así, en la figura 16 .1 se ha dibujado la curva característica de la potencia de disipación en función de la corriente, en la que se aprecia que sigue un curso exponencial.

Las curvas de la figura 16.2 corresponden a la intensidad de corriente en función de la temperatura ambiente, de cuatro radiadores de calor (a, b. c y d).

De esta última figura se deduce que para una cierta intensidad de corriente J0, la temperatura ambiente permitida es tanto mayor cuanto menor sea la resistencia térmica del radiador fí tbf.amb, ya que en la figura 16.2 se considera que,

a > b > c > d

351


ñ ¡¡i (W)

0

16.1 Curva característica Plot = f ( l) de un semiconductor.

16.2 Curvas caracteristicas I = f(Tmb) de cuatro radiadores con distinta resistencia térmica.

Efectivamente, con una intensidad de corriente I 0 y un radiador con resistencia térmica d, el semiconductor puede trabajar a una temperatura ambiente T2 mayor que si se utiliza un radiador con resistencia térmica b más elevada.

Estas dos curvas pueden relacionarse entre sí, tal como se muestra en la figura 16.3, en la que, además, se indica la temperatura en el fondo de la cápsula (7^).

Con estas curvas características el profesional puede efectuar la lectura directa de cualquier magnitud que desconozca a partir del parámetro que disponga.

Se observa, asimismo, que el límite de temperatura ambiente coincide con el de la temperatura de la unión (7”) soportada por el semiconductor, y a la cual van a parar todos los inicios de las rectas de los radiadores de calor.

Veamos un ejemplo de lectura de estos gráficos. Para ello, supongamos que el dato conocido es la intensidad de corriente que circula por el semiconductor (marcada con I 0 en la figura 16.3).

Se levanta una perpendicular a dicho punto hasta que corte a la curva Ptot = f(I) en el punto C, y desde este último se traza una perpendicular sobre el eje de potencia de disipación, encontrando el punto P de la figura 16.3, el cual indica la potencia que disipa el semiconductor.

Prolongando la recta PC hasta el eje de temperaturas de cápsula Ttb se halla el punto A. que permite conocer la temperatura del fondo de la cápsula en dichas condiciones de funcionamiento (figura 16.3).

La recta PCA corta en su trayectoria las rectas correspondientes a los cuatro radiadores, cuyas resistencias térmicas (fíthr_amb) se han representado por a, b, c y d.

16.3 Relación entre las curvas características de las figuras 16. y 16.2.

352

RADIADORES DE CALOR

Si se elige, por ejemplo, el radiador b. se tendrá el punto de Intersección D, a partir del'cual se traza una perpendicular sobre el eje obteniéndose el punto B correspondiente a la temperatura ambiente a la que puede trabajar el semiconductor con este radiador.

Si en lugar del radiador b se elige otro con menor resistencia térmica (como el c o el d), se obtiene una temperatura ambiente de trabajo más elevada (figura 16.3).

La temperatura ambiente obtenida no debe ser nunca sobrepasada, pues si esto sucediera se producirían daños irreparables en el semiconductor.

En la práctica, es mucho más corriente partir de los datos Pt0, I y r amb, pues lo que se desea conocer es el tipo de radiador que se ha de disponer en el semiconductor. En este caso se procede de forma similar a la descrita, pero en orden distinto.

Asi, supongamos que la temperatura ambiente a la que debe trabajar el semiconductor (dándole un margen de seguridad por posibles elevaciones imprevistas de la temperatura ambiente), sea el correspondiente al punto B de la figura 16.3, y que se conocen los valores de Plot e I en régimen de funcionamiento normal.

En este caso se opera de igual forma a la anterior, pero en lugar de proyectar D sobre S, se proyecta B sobre D, obteniéndose el radiador b como el más adecuado.

Si la temperatura ambiente fuese otra más baja, o más alta, lógicamente la vertical trazada sobre el eje r,¡n1b daría como resultado otro tipo de radiador de mayor o menor resistencia térmica.

IMPEDANCIA TÉRMICA

Cuando un semiconductor trabaja en régimen de impulsos, soporta una potencia bastante superior a la P,olrnáx en continua, por lo que el aumento de la temperatura de la unión que se deriva de ello no sólo depende de la resistencia térmica entre unión y fondo de la cápsula, sino también del ancho del impulso tD y del período T (figura 16.4).

P

p1 pICO

16.4 Un semiconductor trabajando en régimen de impulsos soporta una potencia bastante superior a la P,olrnix en continua, provocando un aumento de temperatura en la unión que depende del ancho del impulso tp y del período T.

Cuando se alcanza el régimen permanente se tiene:

" ^ I p i c o — ^ ~ f b ~ ' p i c o ^ t h j - f o

y

T - T - P 7' |máx ' ib ~ ' ptcorruix*-thj-fb

Donde Z.h|.to representa la impedancia térmica del fondo de la cápsula.

353

ELECTRÓNICOS

16.5 Curvas características de la impedancia térmica entre unión y base de montaje en función de la duración de los impulsos de un transistor trabajando en régimen de impulsos.

En la figura 16.5 se ha dibujado la curva característica en función de la duración de los impulsos, para diferentes valores de 8 de un transistor, siendo 8 igual al cociente:

- i

Efectivamente, cuando fp = T, es decir, cuando 8 = 1, no existen impulsos, por lo que se puede afirmar que el transistor trabaja en continua, y la impedancia térmica entre unión y fondo de cápsula es igual a la resistencia térmica entre unión y fondo de cápsula.

Cuando fp es inferior al tiempo del período T, la impedancia térmica es inferior a la resistencia térmica.

Veamos un ejemplo de ello: supongamos que el transistor trabaja con unos impulsos cuya duración sea de 10 ns, siendo la duración del período T (tiempo en el que se repiten los impulsos) de 100 ,us. Esto quiere decir que cada 100 ns se produce un impulso de 10 ns, durante el cual el transistor pasa a ser conductor, y un tiempo de 90 ns durante el cual el transistor permanece bloqueado, refrigerándose.

En estas condiciones se tiene un valor de 8 de:

8 = — = 1 ° ’US = 0 ,1 t 1 0 0 ns

Con este dato se busca en las curvas de la figura 16.5 la correspondiente a 8 = 0,1, trazando desde ella una perpendicular al tiempo 1 0 ~ 2 ms del eje t0.

A continuación, y desde la curva 8 = 0,1, se traza otra perpendicular sobre el eje Zthj..tb, dando una impedancia térmica entre la unión y el fondo de la cápsula de 0,3 °C/W, es decir, bastante inferior a la resistencia térmica unión-base de montaje que le corresponde en régimen continuo, y que como se puede averiguar en la figura 16.5 es, en este caso, de 2,5 °C/W.

Todo esto resulta lógico, ya que cuanto más pequeña sea la duración del impulso con respecto al tiempo de bloqueo, mejor se refrigera el transistor.

En la figura 16.5 se observa que cuanto más largos sean los impulsos mayor será la impedancia térmica de la unión-base de cápsula del transistor, aunque el cociente f / T permanezca constante.

Para finalizar, y a título informativo, diremos que la potencia de pico máxima de un transistor en régimen de impulsos queda aumentada con respecto a la potencia máxima en régimen continuo en la proporción:

p _ p f í n j-fb' picomáx ' íotmáx y

^ - t h j - f b

RADIADORES DE CALOR

CLASIFICACIÓN DE LOS RADIADORES

En las páginas anteriores se han estudiado las resistencias térmicas presentes en todo dispositivo semiconductor y la influencia que las mismas ejercen sobre una buena refrigeración de los mismos.

Indudablemente no es posible modificar las resistencias térmicas propias de un semiconductor, las cuales dependen exclusivamente de las características constructivas de las cápsulas utilizadas, tal y como se indica en la tabla 16.1, en la que se puede observar que la resistencia térmica entre unión y ambiente es bastante elevada.

.... , Tipo de cápsula R

i C- VV)' ' ' ' ..

o .

cc S_

:

TO 3 1 a 5 45

TO 126 6 a 1 0 1 0 0

TO 220 2 ,1 -

SOT 9 4,5 -

SOT 3 1 a 5 45

SOT 32 6 a 1 0 1 0 0

SOT 78 2 ,1 -

SOT 82 2 ,1 1 0 0

Tabla 16.1 Resistencias térmicas típicas asociadas a diversos tipos de cápsula de transistor.

De lo expuesto se deduce que la única forma de reducir la resistencia térmica entre unión y ambiente consiste en disponer un buen radiador de calor, el cual ha de tener la menor resistencia térmica posible.

Los radiadores de calor para semiconductores de potencia pueden clasificarse en tres grandes grupos o categorías:

• Radiadores planos.9 Radiadores de aletas inyectadas.• Radiadores de perfiles extrusionados.

En la práctica los radiadores inyectados, y los de perfiles obtenidos por extrusión, son los más utilizados. Los radiadores planos sólo se utilizan cuando los valores de las resistencias térmicas exigidas son de varios grados por vatio, y cuando las pérdidas en los componentes semiconductores no exceden de 50 o 60 W.

En efecto, como se verá a continuación, las superficies de los radiadores planos, por encima de los valores indicados, se hacen rápidamente prohibitivas.

Radiadores planosEl radiador plano consiste en una placa de metal plana, donde se fija el componente semiconductor.

Se ha comprobado que los de mayor rendimiento de disipación son los de aluminio, con un acabado anodizado negro mate, fabricándose también en aluminio pulido.

Veamos ahora el procedimiento para calcular rápidamente la superficie de estos radiadores.

355

ELECTRÓNICOS

En un radiador plano el calor se disipa por caminos distintos, cuyo conjunto constituye la resistencia térmica propia del radiador. Estos caminos son los siguientes:

a) Evacuación por conducción calorífica propia del material utilizado, y que depende de la superficie en contacto con el aire ambiente que lo rodea y de su estructura.

b) Evacuación por radiación.c) Evacuación por convección propia, de acuerdo con la diferencia de temperatura entre ra

diador y el aire ambiente que lo rodea.

El conjunto de todas estas vías de evacuación de calor se denomina coeficiente de expansión térmica, simbolizado por la letra 5.

El coeficiente de expansión térmica vale, para los materiales corrientes (cobre o aluminio), entre 1 y 3 mW/cm2.

La resistencia térmica de un radiador plano es inversamente proporcional a su superficie, directamente dependiente de su acabado (brillante o ennegrecido) y directamente proporcional a la diferencia de temperatura entre el medio ambiente y el radiador.

Todo esto queda reflejado en las curvas características de la resistencia térmica en función de la superficie, mostradas en la figura 16.6.

16.6 Curvas características de la resistencia térmica de un radiador plano en función de su superficie.

Las curvas características de la figura 16.6 corresponden a un radiador plano de cobre de 2 mm de espesor, o de aluminio de 3 mm de espesor, montado verticalmente.

Para el cálculo de un radiador plano se recurre a la fórmula:

Ó'thr-air.b^

Donde S es la superficie del radiador en cm2, f l lhr.amb la resistencia térmica del radiador en °C/W, y 5 el coeficiente de expansión térmica en W/cm2.

Así, por ejemplo, la superficie de un radiador con una resistencia térmica de 4 °C/W (tomando un valor medio para el coeficiente de expansión térmica de 2 mW/cm2) será:

S = -------— — = - --------- 1------t --------- — = 125 cm2f í t h r . a m b § 4 °CA/V x 2 x 10 W/cm 2

Se ha obtenido una superficie para el radiador de dimensiones considerables, razón por la cual se utilizan los radiadores de aletas y de perfiles extrusionados.

El cálculo desarrollado es válido con la condición de que las dos caras del radiador contribuyan

300 S (cm2)

8

fflUr-antb(°C/W)

6

RADIADORES DE CALOR

a la evacuación calorífica, para lo cual ha de montarse vertlcalmente y no muy próximo a una pared que pueda impedir el intercambio térmico por convección natural.

En el caso de tomar como radiador un chasis horizontal, sólo se tomará como elemento de refrigeración la cara superior del mismo. En este caso, para una misma resistencia térmica deseada, se debe duplicar la superficie hallada según la fórmula anterior, es decir, en nuestro ejemplo la superficie del radiador plano horizontal sería de 250 cm2.

Radiadores inyectadosEn dispositivos de potencia, donde deben evacuarse pérdidas que se cifran en centenares de vatios, y en los dispositivos donde la colocación de un radiador plano resulta prácticamente imposible por razones de espacio, se recurre a los radiadores de aluminio inyectado, de los que se muestra un modelo en la figura 16.7.

67,6

10016.7 Vistas principales y dimensiones de un radiador de aluminio inyectado.

Los radiadores de aluminio inyectado proporcionan un elevado rendimiento, gracias a la disposición de sus aletas y a la adición de cobre en la aleación empleada para su fabricación.

Su diseño lo hace apto tanto para el trabajo por convección natural como para el trabajo por convección forzada. Se suministran pintados en color negro.

La resistencia térmica se halla comprendida entre 1,1 y 1,2 °C/W.

DISEÑOS CONSTRUCTIVOS DE RADIADORES DE CALOR

Existen dos puntos a considerar en un radiador desde el punto de vista de su diseño constructivo: uno hace referencia a su forma y el otro a su acabado.

Desde el punto de vista del acabado, la resistencia térmica de un radiador es función del mismo. Así, una superficie pintada tiene mayor emisión de calor que una brillante no pintada. Este efecto es aún más marcado en los radiadores de placa plana, donde aproximadamente una tercera parte del calor se pierde por radiación.

El color de la pintura no afecta en gran manera a la resistencia térmica, de forma que un radiador plano pintado de blanco brillante tiene sólo un 3 % más de resistencia térmica que otro de las mismas características pero pintado de negro mate.

El pintado es menos efectivo en los radiadores con aletas, ya que el calor radiado por las aletas pasa a las aletas adyacentes.

El anodizado y el grabado disminuyen la resistencia térmica.Pinturas de tipo metálico (como la pintura de aluminio) tienen la menor radiación, pero aun así

conducen diez veces más que un acabado metálico brillante de aluminio.Desde el punto de vista constructivo resulta prácticamente imposible describirlos todos, ya que

son infinidad los existentes en el comercio. Por esta razón, a continuación se describen algunos modelos que, bien por su diseño, bien por su forma de unión al componente semiconductor, hemos considerado de interés.

357


16.8 Vistas principales y dimensiones de un radiador de calor para cápsula TO-126.

A13

2,8 20

En la figura 16.8 se han dibujado las dos vistas principales (con sus dimensiones en milímetros) de un radiador de calor para cápsula tipo TO 126, y que consiste en una horquilla de aluminio negro mate.

La cápsula TO-126 se dispone dentro del radiador ejerciendo una ligera presión sobre el radiador para que se abra. La resistencia térmica de este radiador es de 54 °C/W.

La ilustración de la figura 16.9 corresponde a un radiador para una o dos cápsulas TO 126.

16.9 Vistas principales y dimensiones de un radiador de calor para una o dos cápsulas TO-126.

Se fabrica en aluminio negro mate y con anodizado especial aislante. Su resistencia térmica es de 17 °C/W.

Se fabrica en dos modelos de dimensiones distintas, lo cual permite disponer los transistores intercalados entre ambos radiadores, tal y como se aprecia en la figura 16.10; con ello se obtiene, para una máxima e igual disipación de los transistores, una disminución de la temperatura en los radiadores de unos 10 °C, aproximadamente.

16.10 Los transistores pueden disponerse entre dos radiadores de dimensiones distintas para obtener una disminución de la temperatura en los radiadores.

Para finalizar, véase en la figura 16.11 un diseño de radiador realizado única y exclusivamente para circuitos integrados.

El elevado rendimiento de este radiador permite reducir su tamaño considerablemente, pudiéndose montar los circuitos integrados directamente sobre los circuitos impresos, sin necesidad de sujetar el radiador a la placa del circuito impreso.

Es aconsejable disponer silicona entre el radiador y el circuito integrado, con el fin de reducir la resistencia térmica de contacto.

El IC queda asociado al radiador mediante dos pinzas diseñadas para tal efecto (figura 16.11). Estas pinzas las suministra el mismo fabricante del radiador.

K.1tí

136 26

358

RADIADORES DE CALOR

CM

64124,3

16.11 Dimensiones de un radiador y de las pinzas de sujeción del mismo, para circuitos integrados. En la parte inferior se ve la forma de efectuar la sujeción.

La longitud del radiador de la figura 16.11 es de 19 mm, aunque se pueden suministrar en tiras de 1 m que se cortan a la medida deseada. Estas tiras se suministran anodizadas o sin anodizar.

Los datos técnicos, para 50 mm de longitud, son los siguientes:

Superficie radiante: 105 mm2.Resistencia térmica: 9 °C/W.Peso: 28 g.Para la longitud estándar de 19 mm la resistencia térmica es de 20 °C/W.

CURVAS CARACTERÍSTICAS TÉRMICAS DE UN RADIADOR

Los datos térmicos de un radiador se suministran, normalmente, en forma de curvas características que relacionan la resistencia térmica del radiador con su superficie y potencia total de disipación.

Así, la curva característica de la figura 16.12 corresponde a la variación de la resistencia térmica f í ;hr.OTb en función de la potencia P,0l que debe disiparse. Se observa que la resistencia térmica del radiador disminuye ligeramente con el aumento de la potencia disipada por el semiconductor.

La figura 16.13 corresponde a las curvas de resistencia térmica de un radiador plano en función de su superficie, y para dos potencias de disipación (3 y 30 W). Obsérvese que las dos escalas de la figura 16.13 son logarítmicas, de forma que cubran una amplia gama de superficies, y que la di-

16.12 Curva característica de la resistencia térmica de un radiador en función de la potencia total disipada.

359


16.13 Curvas características 100generales de un disipador plano ___cuadrado, vertical, con placasnegras de aluminio de 3 mm o

de espesor. .§c ;

■a 10•25c~

•£c/>

§

110 100 1.000

Área de un lado (cm2)

ferencia entre resistencias térmicas con 3 y 30 W de disipación no es excesiva, tal y como se ve en la figura 16.12, es decir, que la resistencia térmica disminuye ligeramente con el aumento de la potencia de disipación. Así, un radiador plano cuadrado, de aluminio pintado en negro, y 3 mm de espesor y 10 cm2 de superficie, posee una resistencia térmica de 20 °CA/V con potencias de disipación de 3 W, y de unos 15 °CA/V para potencias de disipación de 30 W. Entre 3 y 30 W la resistencia térmica se situará, lógicamente, entre 20 y 15 °C/W.

En la figura 16.13 se puede leer también que la resistencia térmica disminuye con el aumento de la superficie del radiador, de forma que con 200 cm 2 y 3 W de disipación la resistencia térmica es tan sólo de 2 °CA/V. Lógicamente, ello no significa que se deba siempre disponer la mayor superficie de radiador posible, puesto que en el diseño influye el espacio disponible, por lo que se deberá elegir la superficie adecuada según el proceso expuesto anteriormente.

Las curvas de la figura 16.13 corresponden a una disposición vertical del radiador, la cual, como se ha dicho, facilita la radiación de calor hacia el aire circundante por las dos caras, por lo que si el radiador se dispone en posición horizontal, se considerará una resistencia térmica doble que la obtenida de las curvas de la figura 16.13.

16.14 Curvas característicasgenerales de un disipador o, 1con aletas de aluminio pintadasde negro.

Finalmente, en la figura 16.14 se han dibujado las curvas características generales de las resistencias térmicas en función del volumen, y para dos potencias de disipación de radiadores, con aletas de aluminio pintado en negro. El volumen considerado en este caso es el producto de las tres dimensiones del radiador (figura 16.15) y expresado en cm3.

Comparando las curvas características de la figura 16.14 con las de la figura 16.13 se aprecia perfectamente cómo las resistencias térmicas son más pequeñas en los radiadores con aletas, facilitando con ello mucho mejor la evacuación de calor. Téngase presente, a este respecto, que la figura 16.14 trata de volúmenes y la figura 16.13 de superficies, por lo que si no se tiene en cuenta la altura de las aletas, la superficie ocupada por los radiadores con aletas es mucho menor.

1 10 I t f 10Í3 10*

Volumen total del disipador (espacio ocupado) (cm3)

360

RADIADORES DE CALOR

16.15 Dimensiones a tener en cuenta para el cálculo del volumen ocupado por un radiador con aletas.

ACCESORIOS PARA EL MONTAJE DE RADIADORES

Entre cápsula y radiador se ha de establecer un perfecto contacto físico, de forma que la resistencia térmica entre cápsula y radiador (fltWb.r) sea lo más pequeña posible.

Sin embargo, resulta prácticamente imposible realizar superficies de cápsulas y radiadores perfectamente planas, por lo que el contacto se realiza sólo en tres puntos, quedando en el resto del área de contacto un espacio de aire que presenta una resistencia térmica que suele variar, según el tipo de cápsula, entre 0,5 °C/W y 1,5 °C/W.

Para mejorar el contacto, se rellena el espacio existente entre cápsula y radiador con una pasta o grasa de elevada conductividad térmica, reduciéndose con ello la resistencia térmica existente entre la base de montaje y el radiador. Esta grasa suele ser silicona, que permanece perfectamente viscosa a las temperaturas normales de funcionamiento del semiconductor.

Por otro lado, en muchas ocasiones es necesario disponer un material aislante eléctrico entre base de montaje y radiador, el cual presenta un aislamiento térmico bastante elevado, que puede llegar a ser de 6 °C/W, entorpeciendo la evacuación de calor de la cápsula hacia el radiador.

Para reducir, en parte, esta elevada resistencia térmica, se dispone, junto con la arandela, pasta de silicona. De esta forma se reduce a la mitad la resistencia térmica entre base de montaje y radiador.

Así pues, existen dos posibilidades de montaje de radiadores: uno directo , sin arandelas aislantes ni pasta de silicona, y cuyo esquema equivalente se ha dibujado en la figura 16.16a, y otro aislado, cuyo esquema equivalente es el de la figura 16.16b.

Rthlb-i 'thi-amb

16.16 Resistencias térmicas equivalentes de: a) montaje directo: b) montaje aislado.

En el caso del montaje aislado, la resistencia térmica f?,h(b.r se desglosa en tres resistencias térmicas parciales, denominadas resistencia térmica de contacto de interconexión entre base de montaje y aislador resistencia térmica del aislador (fí1hin3) y resistencia térmica de contacto de interconexión entre aislador y radiador (fím¡2).

361


Todas estas resistencias han de poseer un valor lo más pequeño posible, para una perfecta transmisión de la energía calorífica de la cápsula al radiador.

Arandelas aislantesLas arandelas son de mica y de espesores normalizados de 0,05, 1 y 1,5 mm, de forma que permitan un aislamiento eléctrico perfecto según las tensiones presentes en la cápsula.

Si S i

16.17 Dimensiones de dos arandelas de mica para el aislamiento de semiconductores de radiadores.

1____10,15 1.5

En la figura 16.17 se indican las dimensiones de dos arandelas laterales de mica para el aislamiento de semiconductores o radiadores, y en la figura 16.18 dos arandelas de mica para el aislamiento eléctrico del colector de un transistor de potencia, con cápsula TO-3, del chasis o del radiador. Estas últimas arandelas tienen un espesor de 0,05 mm, y su rigidez dieléctrica es de 50 kV/mm a una temperatura de 25 °C.

16.18 Dimensiones de dos arandelas de mica para aislamiento de colector a chasis o radiadores. La arandela de la derecha está diseñada para la cápsula T0-3.

SiliconaEn lo que respecta a las siliconas, éstas se suministran en botes o en tubos de diferentes tamaños.

Una buena silicona en pasta debe tener, aproximadamente, las siguientes características técnicas:

Rigidez dieléctrica 9 kV/mmConductividad térmica 21 x 10-4Densidad a 25 °C 2,6

La influencia que ejercen las arandelas aislantes y las siliconas sobre la resistencia térmica existente entre la base de montaje y el radiador, se expone en la tabla 16.2 para diferentes tipos de

362

RADIADORES DE CALOR

cápsulas. De esta tabla se deduce que la menor resistencia térmica se da en los montajes que utilizan sólo silicona, mejorando la resistencia térmica del montaje directo, siendo la peor resistencia térmica la que utiliza aislante de mica sin silicona, aconsejándose en estos casos el uso de silicona que reduzca la elevada resistencia térmica del conjunto.

11

por método tí ----------—------

con aislante de mica

e montaje, en °C/W

con silicona

:

con aislante de mica y silicona

TO-3 0,5 1 , 0 0,25 0,5

TO-126 1 , 0 6 , 0 0,5 3,0

TO-220 1,5 2,5 0 , 8 1,3

SOT-3 0,5 1 , 0 0,25 0,5

SOT-9 0,5 1.5 0,25 0 , 8

SOT-32 1 , 0 6 , 0 0,5 3,0

SOT-78 1,5 2,5 0 , 8 1,3

SOT-82 - - 0,42 2 , 0

Tabla 16.2 Resistencias térmicas presentes en los diferentes métodos de montaje y accesorios.

363

Cristales y cerámicas piezoeléctricas

INTRODUCCIÓN

Uno de los minerales más abundante en la Naturaleza es el cuarzo o sílice.Forma parte de la composición del granito y, en ocasiones, por sí mismo, forma rocas cuarzo

sas de las que se obtienen excelentes cristales de cuarzo que, por lo general, presentan una forma muy aproximada a un prisma hexagonal (figura 17.1), cuyos extremos terminan en sendas pirámides.

17.1 Aspecto del cristal de cuarzo en su estado natural.

Se trata de un mineral de gran dureza, aunque bastante frágil, pero que presenta una propiedad muy interesante y de gran utilidad en electrónica, para el control de las frecuencias de oscilación de determinados circuitos, y en la fabricación de micrófonos, auriculares, filtros, etc., por citar algunas de las aplicaciones más importantes en radio y televisión.

La propiedad a que nos referimos se denomina efecto plezoeléctrico, y consiste en que si se somete al cristal a unas fuerzas de compresión aparecen cargas eléctricas en su superficie y, al contrario, si se aplica al cristal una d.d.p. eléctrica se originan en él fuerzas mecánicas.

CRISTAL DE CUARZO

Cristales tales como el titanato de bario, tartrato sódico potásico, turmalina y cuarzo o sílice, presentan la propiedad piezoeléctrica, es decir, generan una tensión eléctrica cuando son sometidos a una fuerza de compresión, tracción o dobladura y, en sentido inverso, se originan en ellos fuerzas mecánicas cuando se les aplica una d.d.p. eléctrico.

Para comprender el efecto piezoeléctrico consideramos un cristal de cuarzo (gris en la figura 17.2), situado entre dos electrodos metálicos, los cuales se conectan a una de las entradas verticales de un osciloscopio.

Una vez situados los controles del osciloscopio en las posiciones adecuadas, se aplica una fuerza de compresión al cristal, indicada en la figura 17.2 con una flecha.

En esta circunstancia se observa un impulso de tensión en la pantalla del osciloscopio justo al ejercer la fuerza sobre el cristal, lo cual demuestra que la presión mecánica ejercida sobre el cristal queda transformada en una tensión eléctrica.

Para la explicación del porqué del fenómeno de la piezoelectricidad, en la figura 17.3a hemos dibujado el corte del modelo cristalino de un cristal de cuarzo, dispuesto entre dos placas o elee-

365


17.2 Al aplicar una fuerza de compresión entre dos caras opuestas de un cristal de cuarzo, aparece en él una tensión eléctrica en forma de impulso que puede visualizarse en la pantalla de un osclloscopio.

trodos metálicos unidos a sendos terminales que se pueden conectar a una de las entradas verticales de un osclloscopio.

El cuarzo está formado por Iones positivos de silicio (S¡+) y por iones negativos de oxigeno (O"). Estos iones están repartidos uniformemente, de forma que sus efectos se neutralizan hacia el exterior, por lo que entre los electrodos metálicos no existirá tensión eléctrica alguna.

Si este cristal se somete a una compresión, tal y como muestra la figura 17.3b, en la placa superior surge un exceso de cargas negativas y en la inferior un exceso de cargas positivas. Dado que ambas placas están separadas por el grueso del cristal (aislante), entre ellas aparece una tensión eléctrica.

17.3 a) Corte en el modelo cristalino de un cristal de cuarzo,b) Al comprimir el cristal entre dos placas metálicas, en la superior aparece un exceso de cargas negativas y en la inferior un exceso de positivas.

Si en lugar de comprimirse se tensa el cristal, las cargas que aparecen en las placas serán, naturalmente, de polaridad opuesta.

Siguiendo el ritmo de las oscilaciones de presión, aparece entre los terminales de las placas una tensión alterna.

El fenómeno descrito es, como ya se ha dicho, reversible.Efectivamente, para poner de manifiesto esta afirmación basta con recurrir al circuito de la figu

ra 17.4: el micrófono, como transductor de variaciones de presión acústica o mecánica en variaciones de Intensidad de corriente, acusa la deformación mecánica del cristal cuando entre sus caras se aplica una tensión eléctrica.

Esta deformación mecánica se transforma en una variación de Intensidad de corriente eléctrica en el m icrófono y, como consecuencia, en una variación de tensión en bornes de la resistencia R.

17.4 Si entre dos caras opuestas de un cristal de cuarzo se aplica una tensión eléctrica, el cristal se deforma, lo cual es detectado por un micrófono conectado a la entrada vertical de un osciloscopio.

Micrófono

366

CRISTALES Y CERÁMICAS PIEZOELÉCTRICAS

ú I.©KHZ1650

0i _

17.5 Aspecto del encapsulado de algunos cristales de cuarzo.

HC-6U

Mediante un osciloscopio, a cuya entrada vertical se aplica la tensión que aparece en la resistencia R, se visualiza el impulso mecánico generado por la tensión eléctrica aplicada al cristal.

Los cristales de cuarzo se comercializan encapsulados en recipientes herméticos que los protegen del medio ambiente y de accidentes mecánicos que puedan romperlos. En la figura 17.5 puede verse el aspecto de tres tipos de cápsulas, muy utilizadas en circuitos de radio y televisión.

Circuito equivalente de un cristal de cuarzoSe ha visto cómo un cristal de cuarzo puede hacer dos cosas: deformarse o producir una tensión eléctrica. Es más, una lámina de cristal de cuarzo puede incluso hacer las dos cosas a la vez: deformarse bajo la influencia de un impulso de tensión eléctrica, produciendo en consecuencia una tensión eléctrica, que se acumula entre sus capas, como en un condensador, y deformarse a continuación nuevamente bajo la influencia de su propia tensión. Este proceso continúa hasta que se consume la energía del impulso de tensión. Dicho con otras palabras, el cristal de cuarzo oscila como un circuito oscilante.

17.6 Circuito equivalente de un cristal de cuarzo.

En la figura 17.6 se ha dibujado el esquema del circuito equivalente de un cristal de cuarzo. Está compuesto por un circuito LC serie, cuyas pérdidas han sido reunidas en la resistencia R, en derivación con una capacidad CH, representativa, principalmente, de la capacidad parásita producida por los dos electrodos de soporte y el cristal, que actúa de dieléctrico entre ambos.

Esta capacidad parásita viene determinada por la siguiente expresión:

5CH = 39 x 10"2 x -

H e

donde CH viene dado en ,uF; S es la superficie del cristal en cm 2 y e su espesor en cm.

367


La serie RCL también se puede calcular en función de las dimensiones del cristal:

C = 22 x 1CT4 x —e

(C en liF)

6 ^L = 130 x 1 0 ® x —

O

(L en mH)

R = 13 x 1CT4 x - |O

(R en £2)

En cristales de cuarzo de precisión la capacidad CH queda considerablemente reducida, en razón de que se suprimen las placas de contacto y los electrodos quedan aplicados directamente sobre el mismo cristal, el cual previamente ha sido sometido a la operación de atomizado, consistente en depositar, por vaporización, una tenue película metálica sobre el cuarzo, que puede ser de oro, plata o platino, aunque lo más generalizado es el uso del aluminio para estas operaciones.

17.7 Diagrama vectorial correspondiente al circuito de la figura 17.6.

El diagrama vectorial perteneciente al circuito equivalente (figura 17.6) está representado en la figura 17.7.

Partiendo de la corriente I K que circula por el circuito oscilante, la tensión l/R (en la parte resistiva) está en fase con ella, mientras que la tensión VL (presente en la parte inductiva) la adelanta 90°.

La suma vectorial de las tensiones l/R y VL da la tensión \/s (figura 17.7).La tensión Vc (presente en la parte capacitiva) va atrasada 90° respecto a I K, siendo VT la suma

vectorial de t/s y Vc.Como la corriente I H (en la capacidad parásita) adelanta a la tensión Vr en 90°, puesto que esta

tensión queda también aplicada a la capacidad CH, la corriente total JT es el resultado de la adición de los vectores JK e I H.

El desfase entre VT e I T es menor de 90°. El cristal tiene, por lo tanto, el efecto de una inductancia con pérdidas.

Curva característica de un cristal de cuarzoAnalizando el esquema de la figura 17.6 se deduce que todo cristal de cuarzo es la combinación de dos circuitos oscilantes: un circuito oscilante LC serie y otro circuito oscilante LC derivación. Como consecuencia de ello, todo cristal de cuarzo posee dos frecuencias de resonancia: una correspondiente al circuito LC serie y otra del circuito LC derivación.

368


117.8 Curva característica de la intensidad de corriente en función de la frecuencia de un cristal de cuarzo.

'2

Esto queda demostrado si se aplica una señal de frecuencia variable a un cristal de cuarzo, y sobre un sistema de coordenadas se traza la curva característica I = 1{1) del cristal (figura 17.8).

A la frecuencia de resonancia 7, la intensidad de corriente a través del cristal es máxima, y co rresponde al circuito equivalente LC serie, mientras que a la frecuencia de resonancia f2 la corriente a través del cristal es mínima y corresponde a! circuito LC derivación.

La frecuencia de resonancia f, del circuito LC serie del cristal de cuarzo viene dada por la fórmula de Thomson:

y la frecuencia de resonancia f2 del circuito LC paralelo (algo mayor que 7,), responde a la siguiente igualdad, en la que interviene la capacidad parásita CH:

Cortes X e Y en los cristales de cuarzoLa forma de prisma hexagonal con que el cuarzo se presenta en la Naturaleza no es, por lo general, simétrica (figura 17.1).

Ahora bien, dado que no es difícil de tallar ni de pulimentar, al cristal de cuarzo se le puede dar la forma que mejor nos convenga.

En la exposición que sigue, vamos a considerar el cristal en su forma ideal, es decir, como un prisma hexagonal de caras iguales (figura 17.9), en el que encontramos un eje óptico indicado mediante una línea que une los vértices de las dos pirámides (eje O-O').

2n LC

O

17.9 Cristal de cuarzo en su forma ideal. El eje 0-0 ’ es el eje óptico que une los vértices de las dos pirámides.I O'

369


17.10 Corte transversal del cristal de cuarzo de la figura 17.9.

EjeX

En estas condiciones, un corte transversal de este cristal no sería otra cosa que la sección del mismo. Sección que sería perpendicular al eje óptico O-O', y que puede representarse por un hexágono (figura 17.10).

Tomando como base el hexágono de la figura 17.10, los ejes de simetría que unen dos vértices opuestos del mismo determinan lo que se denominan ejes eléctricos del cristal o ejes X.

En un cristal de cuarzo existen tres ejes eléctricos, de los cuales, por motivos de claridad en el dibujo, sólo hemos dibujado en la figura 17.10 uno de ellos mediante línea de trazos y puntos.

Los ejes de simetría que dividen al hexágono uniendo los centros de dos lados opuestos son los ejes mecánicos o ejes Y.

El cristal de cuarzo posee asimismo tres ejes mecánicos, de los cuales en la figura 17.10 sólo hemos dibujado uno mediante linea de trazos y puntos.

Si se talla un cristal de cuarzo en la forma que se indica en la figura 17.11a, mediante dos cortes longitudinales y paralelos al eje óptico, de forma que las dos caras mayores que resulten de este corte sean perpendiculares a uno de los ejes eléctricos o aristas del prisma, se obtiene lo que se conoce como corte en X. El cristal así tallado tiene forma rectangular (figura 17.11b).

Si el corte se efectúa como indica la figura 17.12a, de modo que sus dos caras mayores resulten perpendiculares a los ejes mecánicos, o ejes / , se obtiene un corte en Y. El cristal así tallado también es rectangular, pero orientado en la forma que se indica en la figura 17.12b.

O

71 /

e

17.11 a) Corte perpendicular al eje X de un cristal de cuarzo (corte X). b) El cristal así tallado tendrá forma rectangular.

eO

orientado en la forma que se indica en la figura.

17.12 a) Corte perpendicular al eje Y de un cristal de cuarzo(corte Y), b) El cristal así tallado tiene forma rectangular: pero está

/b)

370


Tanto en uno como en otro corte, el espesor (e) de la sección cortada se toma originalmente en un grueso algo superior al espesor que realmente se necesita, y luego se pulen ambas caras hasta conseguir el grosor preciso.

Así tallado, cualquier tensión alterna aplicada sobre las caras del cristal es causa de que éste entre en vibración mecánica, y si la frecuencia de la tensión alterna aplicada se aproxima al valor de la frecuencia propia de resonancia del cristal, la amplitud de sus vibraciones puede llegar a ser de tal magnitud que, incluso, puede romperse.

La talla Y tiene el inconveniente de no mantener una estabilidad de frecuencia ante cambios de temperatura, pues cualquier ligero aumento de ésta eleva la frecuencia de resonancia del cristal.

En la talla X sucede lo contrario: la frecuencia de resonancia disminuye al elevarse la temperatura.Como consecuencia de ello, ambos tipos de tallas presentan dificultades de Índole práctica, por

lo que sólo son aplicables a circuitos osciladores en donde se lleve a cabo un control sobre la temperatura ambiente en la que trabajen. Para solventar este problema se recurre a cortes intermedios, es decir, se varía el ángulo de corte con respecto al eje óptico, obteniéndose así los tipos de corte denominados AT, BT, CT, ET, FT, GT, etc.

Si se corta un cristal de cuarzo con un ángulo de 26o con respecto a uno de sus ejes X y al eje óptico, se obtiene el corte AT (figura 17.13), que es el más utilizado y cuyas frecuencias de oscilación cubren desde 550 kHz hasta 55 MHz, aunque se puede llegar a 200 MHz con un acabado más perfecto.

La forma que resulte del tallado puede ser rectangular, en forma de disco, anillo, etc., pero en todos los casos sus caras mayores no son paralelas al eje óptico, sino que forman con respecto a éste un ángulo de 26°.

Este tipo de corte confiere al cristal un coeficiente de temperatura totalmente nulo para temperaturas comprendidas entre los 40 y los 50 °C, y de tan sólo 3 x 1 0~'j Hz por grado centígrado de variación de la temperatura cuando trabaja fuera de los límites anteriormente citados.

El corte AT se utiliza en cristales de cuarzo que han de trabajar con frecuencias comprendidas entre los 300 y los 15.000 kHz.

Corte BTSi en vez de cortar el cristal con un ángulo de 26° con respecto al eje óptico, se corta con un ángulo de 49° (figura 17.14) se obtiene el denominado corte BT.

Corte AT

X

17.13 Corte de un cristal de cuarzo con ángulo de 26° con respecto a uno de sus ejes X y el eje óptico Y (corte AT).

0 n✓

Y

X

17.14 Corte de un cristal de cuarzo con ángulo de 49° con respecto a uno de sus ejes X y el eje óptico Y (corte BT).

371

ELECTRÓNICOS

El coeficiente de temperatura de un corte BT es muy similar al del corte AT, pero se utiliza en cristales que han de trabajar con frecuencias comprendidas entre los 3.000 y los 30.000 kHz.

Corte CTEl corte CT es de 38° con respecto al eje óptico (figura 17.15).

Con este corte se consigue un coeficiente de temperatura nulo entre los 20 y los 30 °C. Una vez rebasados los 30 °C el coeficiente de temperatura tiene un valor de tan sólo 2 x 10~6 Hz por grado de variación de temperatura.

El corte CT trabaja muy bien con frecuencias comprendidas entre 120 y 150 kHz.

17.15 Corte de un cristal de cuarzo con ángulo de 380 con respecto a uno de sus ejes X y el eje óptico Y (corte CT).

Cortes DT, FT y ETEn la figura 17.16 se ha dibujado un corte de 52°, que corresponde al corte DT.

17.16 Corte de un cristal de cuarzo con ángulo de 52° con respecto a uno de sus ejes X y el eje óptico Y (corte DT).

El de la figura 17.17 es de 57°, y se denomina corte FT. Finalmente, el de la figura 17.18 es un corte con 6 6 ° de inclinación, denominado ET.

Todos estos ángulos de corte presentan grandes ventajas con respecto a los cortes básicos en X o Y, ya que, por ejemplo, un cristal con corte en X tiene un coeficiente de temperatura muy alto (30 x 10~6 Hz/°C) y para obtener en él una estabilidad aceptable hay que mantener controlada su temperatura, en tanto que el corte en Y, además de estos o muy parecidos inconvenientes, es a

17.17 Corte de un cristal de cuarzo con ángulo de 57° con respecto a uno de sus ejes X y el eje óptico Y (corte FT).

17.18 Corte de un cristal de cuarzo con ángulo de 66° con respecto a uno de sus ejes Xye l eje óptico Y (corte ET).


ciertas temperaturas totalmente inestable, inestabilidad que se traduce en saltos en el valor de la frecuencia de oscilación. Todo esto pone de manifiesto que las características de un cristal piezo- eléctrico quedan determinadas por el ángulo de corte en relación al eje óptico.

En resumen, según el ángulo de corte aplicado, se consiguen comportamientos distintos del cristal ante cambios de temperatura y de frecuencias de funcionamiento, por lo que el ángulo de corte dependerá de la aplicación que haya de tener después el cristal.

CERÁMICAS PIEZOELÉCTRICAS

Si un cristal se enfría por debajo de la temperatura de Curie, es decir, por debajo de la temperatura a la cual el material pierde sus propiedades, y no se somete a campo eléctrico alguno, el cristal contendrá numerosos dominios en cada uno de los cuales el dipolo eléctrico está alineado en una dirección y sentido dado.

Sumando todos los dipolos elementales, el dipolo eléctrico resultante del cristal es igual a cero.Ahora bien, si el cristal se enfría en presencia de un campo eléctrico, los dipolos eléctricos ele

mentales tienden a alinearse de acuerdo con la dirección y sentido del campo eléctrico, resultando que el cristal en su conjunto presenta un dipolo eléctrico.

Si un cristal tratado como se ha expuesto se somete a una tensión mecánica, la red cristalina se deforma y algunos dominios aumentan a expensas de otros, lo cual produce un cambio en el momento total del cristal. Esta variación del momento dipolar con la deformación mecánica es, dentro de cierto grado de deformación mecánica, lineal y reversible.

Todo lo expuesto es el fundamento de la piezoelectricidad en los materiales ferroeléctricos.Las cerámicas pueden considerarse como un conjunto de diminutos cristales orientados al azar,

tal y como se ha representado esquemáticamente en la figura 17.19.

Si se calienta una pieza cerámica, ésta es isótropa a escala microscópica, es decir, sus propiedades son independientes respecto a la dirección en que se consideran los fenómenos físicos, no presentando efecto piezoeléctrico a causa de la orientación arbitraria de los cristales.

Ahora bien, si la pieza cerámica se expone a un elevado campo eléctrico, con una temperatura no muy inferior al punto de Curie, ia cerámica se convierte en piezoeléctríca, orientándose sus cristales en el sentido de polarización (figura 17.20).

17.19 Las cerámicas piezoeléctricas pueden considerarse como un conjunto de diminutos cristales orientados al azar.

+

17.20 Cerámica piezoeléctríca después de la polarización.

373


Para obtener una cerámica piezoeléctrica, generalmente se depositan electrodos metalizados en superficies opuestas del material y se aplica una tensión de polarización VP entre ellas (figura 17.20), lo cual provoca un alargamiento de la pieza.

Debido a la orientación arbitraria de los diminutos cristales, y a que dentro del cristal los dipolos sólo pueden tener ciertas direcciones, no es posible obtener una perfecta alineación de los di- poíos con respecto al campo eléctrico aplicado; sin embargo existen varias direcciones posibles de cada pequeño cristal, y de esta forma se obtiene un grado aceptable de alineación con el campo eléctrico.

Después de enfriar el material y retirarlo del campo eléctrico, los dipolos ya no pueden regresar con facilidad a sus propiedades originales, por lo que se obtiene la denominada polarización remanente del material cerámico. Se trata de un fenómeno similar al de imantación de un material ferro- magnético cuando se somete a un campo magnético externo.

Desde el punto de vista físico, las cerámicas piezoeléctricas consisten en un disco delgado de material cerámico con un electrodo en cada cara (figura 17.21).

££(ou-jii

Cl17.21 Constitución de una cerámica piezoeléctrica.

0,4 mm

El material cerámico utilizado para la fabricación de estos componentes es el titanato-circonato de plomo, o el niobato de sodio-potasio.

Al igual que los cristales de cuarzo, al aplicar una tensión eléctrica alterna entre dos caras opuestas de una cerámica piezoeléctrica ésta entra en vibración mecánica y viceversa. Esta frecuencia de resonancia es inversamente proporcional al diámetro del disco cerámico.

Con un disco de las dimensiones de la figura 17.21, es decir, de 5,6 mm de diámetro y 0,4 mm de grueso, la frecuencia de resonancia en el modo radial o planar adquiere un valor comprendido entre 452 y 480 kHz, lo cual la hace idónea para trabajar como filtro en etapas de Fi en receptores de radio de AM.

Para frecuencias más elevadas el diámetro del disco debe ser más pequeño.Por ejemplo, si quisiéramos utilizar un disco cerámico como filtro de FI en un receptor de radio

de FM, que trabaja con 10,7 MHz, el diámetro de la cerámica piezoeléctrica debería ser de tan sólo unos 2 0 0 |im, lo cual sobrepasa la capacidad de la tecnología más avanzada, por lo que es necesario seleccionar otros modos de vibración para las cerámicas que deban trabajar con estas frecuencias.

Modos de vibración de las cerámicas piezoeléctricasSon dos los modos de vibración de una cerámica piezoeléctrica: el modo espesor (figura 17.22) y el modo radial (figura 17.23).

17.22 Modo de vibración fundamental 17.23 Para una estrecha bandade una cerámica piezoeléctrica ideal de frecuencia la cerámica vibraen modo de espesor. radialmente.

374


En el modo de la figura 17.22, el espesor del disco cerámico corresponde a media longitud de onda de la frecuencia de resonancia. En este caso el disco debe fijarse en la dirección radial, debido a que la resonancia del modo radial se encuentra a una frecuencia mucho más baja.

En la práctica las cosas no resultan tan sencillas, ya que el comportamiento resonante del disco cerámico piezoeléctrico también depende del diámetro en la reglón de resonancia en modo espesor.

SI no se toman precauciones en la elección de! diámetro del electrodo, una cerámica piezoeléc- trica trabajando en modo espesor producirá una serie completa de resonancias parásitas, las cuales no son armónicos de la frecuencia fundamental.

Para un estrecho ancho de banda, alrededor de los 450 kHz, la cerámica vibra radialmente (figura 17.23), es decir, sometida a esta frecuencia el diámetro de la cerámica aumenta y disminuye de valor alternativamente. Se dice entonces que el material está polarizado en dirección axial.

Antes de que una cerámica piezoeléctrica pueda ser utilizada deben establecerse los contactos eléctricos con los electrodos, de forma que la vibración mecánica del componente no resulte afectada.

El centro del disco es el mejor sitio para fijarlos, ya que constituye un punto nodal con respecto a la excursión radial, es decir, es un punto donde la vibración mecánica es nula y, por lo tanto, la unión del contacto eléctrico con la cerámica piezoeléctrica no está sometido a esfuerzos. En este punto central puede soldarse un hilo muy delgado en el centro, perpendicular a la superficie.

17.24 Aspecto de una cerámica piezoeléctrica.

El conjunto se dispone dentro de una pequeña cápsula rectangular, provista de dos terminales de conexión, adecuados para ser soldados a un circuito impreso o para conexión a zócalo en aquellas aplicaciones donde se precise la sustitución de una cerámica por otra para cambiar la frecuencia de oscilación del circuito (figura 17.24).

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LAS CERÁMICAS PIEZOELÉCTRICAS

Los fabricantes de cerámicas piezoeléctricas proporcionan en sus catálogos todo tipo de datos técnicos sobre las características mecánicas, eléctricas y térmicas de sus fabricados. De todas ellas las características eléctricas son las que poseen mayor interés para el profesional electrónico, siendo las siguientes:

• Frecuencia de resonancia.• Tolerancia sobre la frecuencia de resonancia.• Factor de calidad.• Inductancia y capacidad equivalente.• Tensión alterna eficaz máxima admisible a la frecuencia de resonancia.• Tensión continua máxima admisible.• Temperatura ambiente de trabajo.• Coeficiente de temperatura a la frecuencia de resonancia.

Frecuencia de resonanciaEn la figura 17.25 se ha dibujado la curva de respuesta de una cerámica piezoeléctrica. Como puede observarse, la impedancia Z de la cerámica adquiere un valor mínimo a una frecuencia fm y un valor máximo a la frecuencia f„.

375


17.25 Respuesta de frecuencia de una cerámica piezoeléctrica.

452L

460 468f.

(kHz)

La frecuencia a la cual la impedancia es mínima recibe el nombre de frecuencia de resonancia, y la frecuencia a la cual la impedancia es máxima se denomina frecuencia de antirresonancia. A este respecto es importante destacar que la escala de impedancias de la figura 17.25 está expresada en decibelios, correspondiendo 10 dB a cada división, lo cual quiere decir que a la frecuencia de antirresonancia la impedancia es, aproximadamente,

70 dB - 10 dB = 60 dB

más elevada que la impedancia a la frecuencia de resonancia, lo que equivale a un millón de veces mayor.

17.26 Circuito equivalente de una cerámica piezoeléctrica.

Estas frecuencias dependen íntimamente de las frecuencias de resonancia en serie fs y en paralelo fp, en las que la impedancia adquiere el valor cero o Infinito respectivamente, si no existiesen elementos disipadores (resistencias) en el circuito equivalente, el cual mostramos en la figura 17.26 y que es idéntico al de un cristal de cuarzo.

Tolerancia sobre la frecuencia de resonanciaDebido a la Influencia que las dimensiones de la cerámica piezoeléctrica ejercen sobre la frecuencia de resonancia, y por motivos de fabricación, existe una cierta tolerancia entre el valor de la frecuencia de resonancia dada por el fabricante y la frecuencia de resonancia real proporcionada por el componente.

Los fabricantes indican en sus catálogos la tolerancia admitida sobre el valor teórico. Así, por ejemplo, una cerámica piezoeléctrica cuya frecuencia de resonancia sea de 460 kHz, con una to lerancia de ±1 kHz, en la práctica posee una frecuencia de resonancia que puede tener cualquier valor comprendido entre 459 y 461 kHz.

Esta tolerancia está asegurada durante un cierto tiempo, también indicado por el fabricante, pasado el cual la tolerancia puede variar de valor.

Factor de calidadComo se ha dicho, una cerámica piezoeléctrica equivale a un circuito resonante LC y, por lo tanto, presenta un factor de calidad O que es tanto mejor cuanto mayor sea su valor.

376


El factor de calidad de las cerámicas piezoeléctricas está comprendido entre 800 y 1.000.Para el cálculo del factor de calidad puede utilizarse cualquiera de las fórmulas siguientes:

2nfmL |

12xfrrP\R\

donde fm es la frecuencia de resonancia y L,, C, y fí, corresponden a los valores de inductancia, capacidad y resistencia del circuito equivalente de la figura 17.26.

Veamos un ejemplo de cálculo. Para ello, supongamos una cerámica piezoeléctrica cuya frecuencia de resonancia es de 452 kHz y cuyos valores de L, y fí, son de 8,25 mH y 25 S2 respectivamente. Con estos datos, el factor de calidad O vale:

_ 2nfmL, 2 x 3.14 x 452 x K ^ x 8,25 x KT 3 _ 23.430 O = = ------------------------ 25 " 25 = 9 3 7 , 2 0

Inductancia y capacidad equivalenteDe acuerdo con la figura 17.26, en toda cerámica piezoeléctrica se tienen una inductancia y unas capacidades que equivalen a las de un circuito resonante LC.

Conociendo el valor de las frecuencias de resonancia y antirresonancia fm y fn, es posible calcular el valor de las capacidades e inductancia equivalente.

Efectivamente, en un circuito como el de la figura 17.26 la frecuencia de resonancia fm es igual a:

y la frecuencia de antirresonancia:

1

2 b '

De estas dos ecuaciones se deduce que:

i C iCo 1 C, + C0

C0C, " f l - f l

donde se obtiene el valor de la capacidad C, de la figura 17.26:

C f 2 - f 2r* — — n n mo , - - o —

1 + n Ci

siendo:

C = Cq + c ,

y cuyo valor viene dado en los catálogos de los fabricantes.Veamos un ejemplo de cálculo de lo que acabamos de exponer, aplicado a una cerámica pie

zoeléctrica cuya frecuencia de resonancia sea de 452 kHz y cuya frecuencia de antirresonancia sea

377


de 470 kHz, y de la cual el fabricante nos dice que la capacidad C, medida a 1 kHz, es de 190 pF. Con estos datos el valor de la capacidad C, de la figura 17.26 valdrá:

~ ^ f n - f ' i ^ (470 kHz)2 -(4 5 2 kHz)2 , ,C, = C n , m = 190 pF x - — — = 14,25 pFf l (470 kHz)2

El valor de C0 resulta fácil de calcular a partir de la Igualdad:

C0 = C - C , = 190 pF - 14,25 pF = 175,75 pF

El valor de L, nos lo proporciona igualmente el fabricante del componente, aunque puede calcularse conociendo el valor de fm y C, mediante la igualdad:

L _ 2 _________

' 4 r ^ C ,

donde 0, viene dado en mH cuando fm se expresa en kHz y C, en pF. En nuestro ejemplo sería de:

/_i = - - 1 , = 8,7 mH4 x 3,14¿ x (452 kHz)2 x 14,25 pF

Tensión alterna eficaz máxima admisible a la frecuencia de resonanciaDado que al aplicar una tensión eléctrica alterna entre dos caras opuestas de una cerámica piezo- eléctrica ésta sufre una deformación mecánica, y que esa deformación es tanto mayor cuanto mayor sea la tensión aplicada, existe un límite de tensión superado el cual la cerámica se destruye.

Este valor de tensión se Indica a la frecuencia de resonancia de la cerámica y suele ser de unos 100 mV.

Tensión continua máxima admisibleAl aplicar una tensión continua a una cerámica piezoeléctrica, ésta sufre una deformación que, al igual que en el caso anterior, tiene un límite que no debe ser superado para evitar su destrucción.

Dado que esta deformación no es una vibración, como sucede cuando se aplica una tensión alterna, la cerámica la soporta mejor y, por lo tanto, admite valores de tensión continua mucho mayores, que alcanzan los 30 V.

Temperatura ambiente de trabajoLas cerámicas piezoeléctricas admiten sin problemas temperaturas ambiente de trabajo comprendidas entre ios -25 °C y los +85 °C, por lo que no existe problema alguno en su utilización en los circuitos de radio y televisión, aunque sí debe tenerse en cuenta la variación del valor de la frecuencia de oscilación con la temperatura cuando se utilizan en circuitos osciladores de gran precisión.

Coeficiente de temperatura a la frecuencia de resonanciaAl variar la temperatura ambiente a la que trabaja una cerámica piezoeléctrica se produce una variación de la frecuencia de resonancia.

Esta variación de la frecuencia de resonancia es pequeñísima, inferior a 85 Hz por millón de hercios y grado centígrado de temperatura, por lo que apenas tiene influencia sobre el funcionamiento del circuito en el que se utilice la cerámica. Así, suponiendo un coeficiente de temperatura de 80 ppm/°C en una cerámica piezoeléctrica cuya frecuencia de resonancia sea de 452 kHz a 25 °C, la cual se hace trabajar a una temperatura ambiente de 50 °C, la variación de la frecuencia de resonancia será de:

80 Hz x (80 °C — 28 °C")A fm = 452.000 Hz + --------1 ooo ooo Hz— = 4 5 2 ' 0 0 0 Hz + ° ’ 0 0 2 Hz = 4 5 2 -0 0 0 >0 0 2 Hz

Esto significa que se trata de un elemento muy estable y adecuado para ser utilizado c en etanas osciladoras.

378

Displays de cristal líquido

INTRODUCCIÓN

Los displays de cristal líquido, también denominados LCD (del inglés Liquid Crystal Display), son unos visualizadores alfanuméricos y pictóricos muy utilizados en relojes digitales, calculadoras, teléfonos móviles, cámaras de vídeo, Instrumentos electrónicos de medida, etc., y cuyas principales ventajas son;

• Baja tensión de alimentación (entre 1 y 8 V).• Flexibilidad de diseño.• Posibilidad de multitud de colores.

Una particularidad de los displays de cristal líquido es que no son elementos luminosos como los displays LED, sino ópticos. Es decir, el cristal líquido no es productor de radiaciones luminosas, sino que para su visualización es necesario que sobre él incida la luz, por lo que no es posible la lectura del mismo en la oscuridad, siendo necesaria la ayuda de una fuente de luz externa, por ejemplo la de una pequeña bombilla que los ilumine.

18.1 Tipos de LCD. a) Versión reflectiva. b) Versión transmisiva, c) Versión transreflectiva.

De acuerdo con esto último que se acaba de exponer, los displays de cristal líquido se pueden agrupar en:

• LCD reflectores, en los que los símbolos se hacen visibles por la incidencia sobre ellos de los rayos luminosos procedentes de una fuente exterior como, por ejemplo, la luz solar durante el día y uno o varios LED en la oscuridad (figura 18.1a).

• LCD transmisores, los cuales son transparentes y hacen visibles sus símbolos al ser iluminados por la parte posterior, con ayuda de, por ejemplo, una pequeña bombilla o unos LED (figura 18.1b).

• LCD transreflectores, en los que se aprovecha tanto la luz incidente frontal como la procedente de una fuente luminosa posterior, es decir, se trata de una combinación de los dos tipos anteriores (figura 18.1c).

379


18.2 Con los LCD se pueden obtener no sólo caracteres alfanuméricos, sino también indicadores de barras, figuras pictóricas, textos completos, etc.

■■

En la figura 18.2 se han dibujado algunos de los muchos displays alfanuméricos, p ictóricos, etc.

Los LCD son muy planos, lo que permite miniaturizar considerablemente los aparatos en los que se dispongan. Ésta es otra gran ventaja de estos dispositivos en comparación con los displays LED, cuyos dados ocupan mayor volumen.

CRISTALES LÍQUIDOS

Los cristales líquidos son, en su mayoría, compuestos orgánicos que tienen moléculas alargadas. Estas sustancias pueden tomar un estado en el cual presentan simultáneamente propiedades de sólido y de líquido.

Como cualquier liquido, es un fluido cuyas moléculas tienen gran libertad de movimiento; como sólido cristalino sus moléculas retienen un cierto grado de ordenación.

Generalmente permanecen orientados en una dirección preferida, pero también son libres de girar alrededor de sus largos ejes e incluso de intercambiar posiciones.

Para que estas sustancias orgánicas se encuentren en ese estado cristal-líquido parcialmente ordenado, han de trabajar entre unas temperaturas bien definidas: la temperatura de transición sólido-líquido (punto de fusión) y la temperatura a la cual el líquido se hace totalmente desordenado. Entre estos dos límites de temperatura los ejes de las moléculas poseen una orientación preferida, conocida como director del cristal líquido.

Según la disposición de las moléculas del cristal líquido, éstos se clasifican en nemátlcos, es- méctlcos y colestéricos.

En la estructura esméctlca las moléculas de cristal líquido están dispuestas en capas, con el director u orientación preferida perpendicular al plano de las capas (figura 18.3). En esta estructura las moléculas pueden moverse dentro del plano de las capas siempre que su orientación siga siendo la misma.

18.3 Estructura esmética de las moléculas de un cristal líquido.

380

DISPLAYS DE CRISTAL LÍQUIDO

18.4 Estructura nemática de las moléculas de un cristal líquido.

En la estructura nemática las moléculas están dispuestas igualmente con los directores paralelos entre sí, pero no posee capas (figura 18.4). En esta estructura las moléculas pueden moverse dentro de la masa del líquido y sólo la orientación está limitada.

En la estructura colestérica también existen las capas, pero el director es aquí paralelo a las capas y ligeramente girado entre capas adyacentes, formando una imagen helicoidal normal a los planos de las capas (figura 18.5). En esta estructura la orientación también está limitada y las moléculas pueden moverse libremente por la masa del líquido.

Debido a que las moléculas de un cristal líquido son alargadas y poseen una estructura ordenada, sus propiedades físicas son anisótropas, es decir, varían según ia dirección en que son examinadas. Estas propiedades anisótropas hacen referencia al factor dieléctrico (que puede ser positivo o negativo) y al índice de refracción (que siempre es positivo).

Dopando adecuadamente un cristal líquido, también se obtiene una conductancia anisotrópica. En este último caso, aplicando un campo eléctrico a un cristal líquido, se inducen en él cargas espaciales.

Cristales líquidos de dispersión dinámica y giratoriaSea un cristal líquido de estructura nemática, como el de la figura 18.4, el cual se ha dopado para hacerlo más conductor, y tiene anisotropía dieléctrica negativa y anisotropía de conductancia positiva.

Si este cristal se coloca entre dos electrodos transparentes paralelos, cuyas superficies han sido tratadas para determinar la alineación del cristal líquido inmediatamente adyacente a ellas, la orientación del director permanece uniforme a través de la capa de cristal líquido, debido a las fuerzas de alineación entre las moléculas (figura 18.6). El espesor de este cristal líquido es extremadamente pequeño, del orden de las 1 0 pm.

Los electrodos, de óxido de Indio y estaño, y las placas de vidrio han de ser transparentes, de forma que tanto unos como otras permitan el paso de la luz a través de la célula, en una dirección paralela a la del campo eléctrico aplicado entre electrodos.

La alineación del director de las moléculas del cristal liquido es pues paralela a la superficie de los electrodos, tal y como se aprecia en la figura 18.6. Esta alineación recibe el nombre de alineación planar, y la perpendicular a la superficie de los electrodos se conoce como hemeotrópica.

Veamos ahora qué sucede si entre los electrodos de la figura 18.6 se aplica una tensión alterna de BF, de valor eficaz V.

V

18.5 Estructura colestérica de las moléculas de un cristal líquido.i '

381


18.6 Constitución básica de una célula de LCD.

Placa de vidrio

Electrodo -

Espaciador —

- Espaciador

— Electrodo

Cristal líquido Placa de vidrio

En este caso, se induce en ei cristal líquido un flujo periódico (o dominios de Williams) cuando la tensión alcanza un cierto valor l/th, denominado de umbral óptico.

En la práctica la tensión aplicada entre los electrodos de un cristal líquido es alterna de BF, ya que la tensión continua conduce siempre al deterioro del LCD.

Como consecuencia del campo eléctrico aplicado, se inducen en las moléculas unas cargas eléctricas que hacen modificar la posición de éstas, puesto que cargas del mismo signo se repelen y de signo opuesto se atraen (figura 18.7). Esta perturbación de la estructura nemática de un cristal líquido es debida a su anisotropía de conductancia positiva.

18.7 Al aplicar una tensión Vm entre los electrodos de un cristal líquido, la estructura del cristal sufre una deformación debida a la formación de cargas eléctricas en sus moléculas.

Si la tensión aplicada entre electrodos del cristal líquido aumenta por encima del nivel de umbral óptico Vjh, las fuerzas estabilizadoras son debidas a la anisotropía de conductancia negativa, por lo que el movimiento turbulento de las moléculas queda establecido.

Aumentando la tensión aún más, la turbulencia produce grandes variaciones locales en el índice de refracción, con lo que cualquier luz que incida sobre la superficie del cristal líquido queda dispersada y, con ello, el aspecto de la capa adopta una transparencia lechosa, haciéndose perceptible al ojo humano.

Antes hemos dicho que la tensión de umbral óptico \/th ha de ser alterna para evitar deterioros en ei cristal líquido. Ahora cabe añadir que la producción de dominios de Williams depende de la frecuencia de la tensión alterna aplicada.

Teóricamente, a la frecuencia de corte fc, la tensión de umbral óptico l/,h aumenta a infinito. En la práctica, sin embargo, fc (que es la frecuencia de relajación de las cargas espaciales y es función de la viscosidad y de la anisotropía dieléctrica del cristal líquido) separa las regiones de conducción y las regiones dieléctricas correspondientes a la característica del cristal líquido.

En la figura 18.8 se ha dibujado la curva característica t/,h = f ( f ) de un cristal líquido. En ella se puede observar cómo, al aumentar la frecuencia, la tensión de umbral óptico ( l/J ha de ser mayor para producir los dominios de Williams. Por encima de la frecuencia de corte fc se produce un tipo diferente de turbulencia de dispersión de la luz.

En la figura 18.9 se ha dibujado la curva característica que relaciona la tensión aplicada al cristal líquido con la dispersión de la luz incidente sobre él. En ella se han señalado dos valores de tensión:

382

DISPLAYS DE CRISTAL ÜQUIDO

fc (kHz)

18.8 Curva característica Vlh = f(f), para dispersión dinámica de un cristal líquido.

18.9 Curva característica del porcentaje de dispersión de luz incidente sobre un cristal líquido en función de la tensión aplicada.

el ya expuesto de umbral óptico 1/ th y la tensión t/go% bajo cuyo valor la dispersión de la luz alcanza el 90 % de su valor máximo.

La modificación de la posición de las moléculas de un cristal líquido no es, lógicamente, instantánea, sino que precisa de un cierto tiempo fon para alcanzar el 90 % de dispersión después de aplicar una tensión algo superior a t/90%. Ello queda reflejado en la figura 18.10, donde se observa que el tiempo fon se divide en dos partes: el tiempo de detención td y el tiempo de subida tr.

18.10 Tiempos de subida tr y de bajada tofí de un cristai líquido al aplicarle y eliminarle, respectivamente, una tensión eléctrica.

El tiempo de detención es el tiempo que transcurre para que la dispersión alcance el 10 % de su valor máximo, mientras que el tiempo de subida es el que debe transcurrir para que la dispersión suba del 10 al 90 %.

Al dejar de aplicar tensión entre los electrodos de un cristal líquido, sus moléculas no regresan Instantáneamente a su posición director, sino que lo hacen en un cierto tiempo toif o tiempo de bajada, definido como el tiempo que transcurre para que la dispersión descienda al 1 0 % de su valor máximo. Como orientación diremos que los valores típicos de fr y fotf son de unos 100 ms.

Todo lo expuesto a lo largo de este apartado hace referencia a los cristales líquidos de dispersión dinámica, existiendo otros cristales en los que la dispersión es giratoria, tal y como se expone a continuación.

En los displays nemáticos giratorios, el cristal líquido también está situado entre electrodos para reforzar la alineación de las moléculas según el director. Sin embargo, éste puede girar 90° entre un electrodo y otro.

383


Haciendo incidir un flujo luminoso polarizado paralelamente a la alineación del director en un electrodo, el plano de polarización sigue la alineación del director a través del cristal líquido, y gira hasta 90° cuando la luz pasa de un electrodo a otro.

Al igual que en el caso anterior, existe una tensión de umbral óptico Vjh, cuyo valor es de 1 V, y una tensión l/90%, en el que se obtiene el 90 % de dispersión de la luz incidente, y cuyo valor es de 2 V.

Al aplicar una tensión superior a 1/th entre los electrodos de un cristal líquido nemático giratorio, el director gira hasta tomar una posición paralela a la dirección del campo eléctrico. En este caso no hay rotación y el plano de polarización de la luz que atraviesa la célula no queda afectado.

El tiempo de subida ír en este tipo de cristal liquido es, aproximadamente, la mitad que en el de dispersión dinámica, es decir, unos 50 ms; sin embargo, el tiempo de bajada es aproximadamente el doble (unos 2 0 0 ms).

La principal diferencia entre un LCD de dispersión dinámica y otro giratorio, se encuentra en que en los primeros el funcionamiento está basado en una combinación de los efectos de campo y de conducción, mientras que en los segundos el funcionamiento se debe únicamente al efecto de campo; por lo que los visualizadores de cristal líquido nemáticos giratorios trabajan con menores tensiones y mayores resistividades, siendo su consumo de energía menor.

Los displays de dispersión dinámica no necesitan filtros polarizadores de luz, mientras que los giratorios sí. Sin embargo, los de dispersión dinámica necesitan un espejo detrás de ellos.

En la tabla 18.1 se comparan las características principales de estos dos tipos de LCD.

Tabla 18.1 Características principales de los displays de cristal líquido.

FORMA CONSTRUCTIVA DE UN LCD

En la figura 18.11 se ha dibujado el despiezo de un display de cristal líquido nemático giratorio; el de dispersión dinámica es similar aunque más simple, ya que no precisa de polarizadores.

Consta de diferentes elementos, cuyas funciones se exponen a continuación.El primer elemento del LCD, situado en la parte frontal, es un polarizador. Éste tiene varias fun

ciones que cumplir, tales como la de proporcionar a la célula una buena rigidez mecánica, proteger al cristal líquido de contaminación, evitar que se evapore y servir como elemento fiable y plano al electrodo del visualizador que se dispone detrás.

Como material para la fabricación de este polarizador se utiliza el vidrio, ya que es un material estable, rígido, inerte, insoluble, impermeable y transparente a la luz visible, reflejando o absor-

Característica. LCD de dispersión LCD nemático;

Tensión de umbral dinámica giratorio

Óptico (t/.h) 6 V 1 V

Tensión 1/^% 15 V 2 V

Rigor de umbral razonable bueno

Tiempo de subida fon 1 0 0 ms 50 ms

Tiempo de bajada íotf 1 0 0 ms 2 0 0 ms

Conductividad 2 x lO ^S /cm 2 2 x 10" 7 S/cm2

Polarizador no sí

384

DISPLAYS DE CRISTAL LIQUIDO

Superficiesalineadoras

Espaciador

Polarizador frontal (analizador)

Superficiereflectora

, Electrodo visuahzador

Placa frontal

18.11 Despiezo de un LCD nemático giratorio.

biendo gran parte de la luz ultravioleta, la cual podría provocar la disociación fotoquímica del cristal liquido.

El espesor del polarizador de vidrio ha de estar comprendido entre 10 y 20 pin.Detrás del polarizador se dispone una placa con uno de los electrodos del dispiay, el cual nor

malmente tiene forma de 8 para los displays numéricos, y otras formas para los pictóricos. La forma de este electrodo puede ser cualquiera, capaz de representar números y/o letras o figuras.

El electrodo debe ser transparente, de forma que permita la visualización de las moléculas del cristal líquido cuando cambien de posición, para lo cual se utilizan capas de óxido de indio y estaño.

El electrodo se deposita en la cara posterior del polarizador de vidrio, mediante vaporización de una capa de óxido, y luego grabando la forma que se desee mediante resinas fotosensibles o máscaras impresas.

El espesor del electrodo es de tan sólo 20 .um, siendo su transparencia, con respecto al vidrio, del 100 % a una longitud de onda de 550 nm, que es la longitud de onda de máxima sensibilidad del ojo humano, por lo que apenas si se detecta su presencia por transparencia.

Al electrodo se le aplica luego una fina capa aislante, y la superficie interna de la capa frontal es tratada para obtener la orientación necesaria del director.

La capa aislante tiene por finalidad prolongar la vida del dispiay y simplificar su utilización en el caso de LCD nemáticos giratorios. Bloquea el paso de la corriente continua y evita con ello la descomposición electrolítica del cristal liquido.

Detrás de la placa frontal se disponen ¡os espaciadores, los cuales forman las paredes superior, inferior y laterales de la célula.

Este espaciador ha de ser muy delgado, por lo que se fabrican de un polímero termoplástico, que tiene la particularidad de ser adhesivo por compresión en caliente. En otros casos se utilizan espaciadores de vidrios termoestables cargados, de grosor adecuado, los cuales se adhieren a la placa frontal mediante resinas.

Dado que el sellado ha de hacerse en caliente, y que el cristal líquido no soporta temperaturas superiores a los 150 °C, antes de disponer el cristal liquido se coloca la placa posterior, la cual contiene el electrodo posterior (figura 18.11).

El espaciador se adhiere a la placa posterior por los mismos procedimientos ya expuestos, formándose asi una caja cerrada, en la que sólo existe un pequeño onficio por el que se efectúa el llenado con cristal liquido mediante una combinación de la acción de vacío y de capilaridad.

Una vez llenado el dispiay con cristal líquido, se cierra el pequeño orificio con un punto de soldadura de baja temperatura de fusión.

En el caso de LCD nemático giratorio, el electrodo posterior se deposita en la cara de la placa posterior que hace contacto con el cristal líquido, y que debe ser transparente, ya que si la célula es observada con luz transmitida, ésta debe pasar a través del filtro polarizador y atravesar el electrodo posterior.

En el caso de LCD de dispersión dinámica, en los que su observación es con luz reflejada, el electrodo posterior puede estar fabricado con un material reflector. Un electrodo reflector se fabri-

385


ca con una capa de aluminio, oro o níquel, depositada al vacío, o mediante técnicas de rociado de alta frecuencia, sobre la placa posterior.

Detrás de la placa posterior se dispone un polarizador, cuyas características son ¡guales a las del frontal.

Finalmente, detrás del polarizador posterior se dispone una superficie reflectora que distribuye la luz uniformemente.

Algunos LCD disponen también de lentes y filtros de color.Una posibilidad atractiva es la utilización de filtros de polarización coloreados, los cuales funcio

nan por transmisión de luz, obteniéndose brillantes cambios de color.

ILUMINACIÓN DE UN LCD

Normalmente los LCD se iluminan mediante luz ambiente, ya sea luz solar o eléctrica, la cual incide sobre la superficie frontal del dlsplay y es reflejada mediante una superficie difusa o un espejo situado en la parte posterior de éste.

Una segunda alternativa, utilizada para la visualizaclón de los caracteres del display en la oscuridad, consiste en disponer, en su parte posterior, una superficie parcialmente reflectora, la cual refleja la luz ambiente cuando ésta se halla presente, y deja pasar la luz procedente de una pequeña lamparita incandescente o de uno o varios LED, que se añaden al display, los cuales se encienden de forma permanente, o mediante un interruptor, siempre que se desee efectuar la lectura en la oscuridad, tal y como se hace en los teléfonos móviles.

La iluminación de un display de cristal líquido con LED Interno puede llevarse a cabo de cualquiera de las formas que se indican en la figura 18.12.

18.12 Diversos procedimientos de iluminación artificial de un LCD. a) Con pantalla translúcida, b) Con LED oculto y caja de superficie mate, c) Con pantalla difusora enfrente del LCD.

o -

a)

/

b) c)

En la figura 18.12a la iluminación se lleva a cabo mediante uno o varios LED situados detrás del visualizados colocando entre éste y la lámpara una pantalla translúcida que deje pasar los rayos luminosos.

En la figura 18.12b se ha dispuesto detrás del visuallzador una caja de superficie mate, y en una de sus caras se sitúan los LED, de forma que queden ocultos a la vista del observador. Los rayos luminosos Iluminan la parte posterior del display, permitiendo la lectura de sus caracteres.

En la figura 18.12c se ha dibujado un tercer sistema, consistente en disponer los LED detrás del vlsualizador, y en la parte anterior una pantalla difusora.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS LCD

Para la elección correcta de un LCD, es preciso conocer una serie de características técnicas que pueden dividirse en tres grandes grupos:

• Eléctricas.• Térmicas.• Ópticas.

386


Las características eléctricas son, si duda, las más importantes para el profesional electrónico. Son las siguientes:

• Tensión de umbral óptico.• Tensión de excitación para un contraste del 90 %.• Componente de corriente continua de la tensión de excitación.• Tensión de excitación.• Consumo de corriente.• Tensión entre cualquier segmento y el electrodo posterior.• Frecuencia de funcionamiento.• Capacidad con todos los elementos conectados.

Las características térmicas son dos:

• El margen de temperatura de funcionamiento.• El margen de temperatura de almacenamiento.

Respecto a las características ópticas, deben ser consideradas las siguientes:

• Relación de contraste.• Tiempos de respuesta.• Ángulo de observación entre puntos de contraste del 50 %.

Veamos el significado de cada una de estas características, teniendo en cuenta que algunas de ellas, las más importantes, ya han sido tratadas en páginas anteriores.

Tensión de umbral ópticoLa tensión de umbral óptico (l/m) es el valor eficaz de tensión bajo el cual se inicia la visualización de los caracteres del display.

Dado que este inicio de visualización no depende únicamente de la tensión, sino también de la frecuencia, los fabricantes de LCD indican en sus catálogos el valor eficaz de V.h a una frecuencia de 50 Hz.

Como orientación, diremos que en un LCD para reloj digital el valor de Vth es de 1 ,8 V eficaces a 50 Hz.

Tensión de excitación para un contraste del 90 %Este parámetro ha sido definido con todo detalle en páginas anteriores, por lo que remitimos al lector a ellas. En este apartado sólo diremos que su valor es. lógicamente, superior al de VIh, y que, al igual que aquél, se da en voltios eficaces.

Los fabricantes indican en sus catálogos el valor eficaz de tensión mínimo para obtener el 90 % del contraste; así, por ejemplo, el LCD nemático rotatorio modelo F331LX de P h i l i p s alcanza un contraste del 90 % con una tensión eficaz superior a 3 V.

Componente de corriente continua de la tensión de excitaciónLa tensión que debe aplicarse a un LCD ha de ser alterna; sin embargo, es admisible la presencia de una componente continua, cuyo valor no debe ser sobrepasado, y que es indicado por los fabricantes.

Este valor suele ser de, aproximadamente, 1 V.

Tensión de excitaciónPara un contraste del 90 % se necesita una tensión mínima entre electrodos de LCD.

El valor de la tensión de excitación hace referencia a un contraste por encima del 90 %, a una frecuencia determinada de onda cuadrada. Este valor suele ser facilitado por los fabricantes para una frecuencia dada, e indican el valor de la tensión de excitación mínima, típica y máxima.

387


Así, el display del cristal líquido modelo F331LX de Philips posee los siguientes valores de tensión de excitación a 32 Hz con onda cuadrada: 3 V eficaces mínimo, 5 V eficaces típico y 15 V eficaces máximo.

Al diseñar un circuito con LCD se debe tener especial cuidado en no sobrepasar el valor máximo, por lo que se toma como referencia el valor típico.

Consumo de corrienteEl consumo de corriente de un LCD es pequeñísimo, resultando un dispositivo idóneo para su uso en aparatos alimentados por pilas o acumuladores de pequeña capacidad.

Los fabricantes de LCD indican el consumo de corriente para una tensión de excitación típica, y a una frecuencia determinada. Por ejemplo, alimentado con 5 V eficaces de tensión de excitación y 50 Hz, el consumo de un LCD es de unos 5 ¡iA.

Tensión entre cualquier segmento y el electrodo posteriorLos displays de cristal líquido tienen, como cualquier componente, un límite de tensión, sobrepasado el cual pueden resultar deteriorados. Resulta por ello importante conocer este valor, el cual hace referencia al valor máximo entre pico y pico de la tensión alterna aplicada.

Téngase presente que los otros valores de tensión citados hacen referencia a valores eficaces, por lo que el valor de pico a pico es superior.

Como ejemplo, diremos que el LCD modelo F331 LX de P h i l i p s soporta una tensión máxima de pico a pico de 30 V entre los electrodos de sus segmentos y el electrodo posterior.

Frecuencia de funcionamientoLa tensión que se aplica a un display debe ser alterna, normalmente con forma de onda cuadrada. Sin embargo, existen dos problemas que deben considerarse: por debajo de 32 Hz se observa parpadeo, debido a que el ojo humano no retiene las Imágenes por debajo de esta frecuencia; por encima de 100 Hz el consumo de potencia aumenta considerablemente.

De todo esto se deduce que aunque un LCD puede trabajar entre 32 Hz y 10 kHz, se aconseja una frecuencia de funcionamiento de 50 Hz y no superar los 100 Hz.

Capacidad con todos los elementos conectadosLos electrodos de un LCD forman una capacidad entre ellos, la cual resulta conveniente conocer en algunos casos, pues puede afectar a otras partes del circuito.

Como ejemplo, diremos que la capacidad del LCD modelo F331LX de Philips es de 1,5 nF, estando todos los electrodos conectados.

Margen de temperatura de funcionamientoDado que las moléculas de un cristal líquido poseen propiedades de variación de dirección entre dos temperaturas extremas, una inferior y otra superior, éstas no deben sobrepasarse durante el funcionamiento.

Temperaturas normales de funcionamiento son las comprendidas entre -1 0 °C y +60 °C.

Margen de temperatura de almacenamientoLos LCD deben almacenarse en locales cuya temperatura ambiente no sobrepase ciertos valores extremos, que suelen ser unos 10 °C por debajo y por encima de las temperaturas límites de funcionamiento, es decir, entre -20 °C y +70 °C.

Relación de contrasteEl contraste se define como la relación entre la luminancla del elemento conectado y la del elemento desconectado. Sin embargo, esta medida debe ser considerada con precaución, ya que el ojo humano aprecia diferencias de contraste según la luminancla de las superficies comparadas y según el ángulo de visualización.

Las relaciones de contraste normales son de 20:1.

388


Ángulo de observación entre puntos de contraste del 50 %El contraste observado en un LCD depende, como se ha dicho, del ángulo de observación con respecto a la superficie del display y a la orientación del director.

De acuerdo con ello, son dos los planos de observación (figura 18.13).

18.13 El ángulo de observación de un LCD depende de tres planos con respecto al director.

Los fabricantes facilitan en sus catálogos unos diagramas polares que relacionan el contraste con el ángulo de observación, tal y como se muestra en las figuras 18.14 y 18.15.

Ángulo de visión Ángulo de visión

contraste

■

100

contraste (%)

50

18.14 Variación del contraste según el ángulo 18.15 Variación del contraste según el ángulode observación dentro del plano IX y para dos de observación dentro del plano ZY y para dostensiones dadas. tensiones dadas.

Además, y teniendo en cuenta que la relación de contraste depende de la tensión aplicada, estos diagramas polares se dibujan con dos curvas: una a la tensión l/, (línea continua) y otra a una tensión menor V2 (línea de trazos).

En las citadas figuras se observa la existencia de una asimetría, que se hace más pronunciada a tensiones bajas, y la cual no puede ser evitada por el diseño del display.

De las figuras 18.14 y 18.15 se desprende que el máximo contraste, del 100 %, se obtiene en la vertical del display, reduciéndose a medida que nos acercamos a los ejes X e Y de la figura 18.13.

Con ángulos por encima de unos 50° el contraste es nulo.En ocasiones, los fabricantes de LCD indican en sus catálogos el ángulo de observación para

apreciar un contraste del 50 %.

Tiempos de respuestaLos tiempos de respuesta de un LCD se han definido y estudiado en páginas anteriores y en la figura 18.10, por lo que a ellas remitimos al lector interesado.

389


CONEXIÓN DE LOS LCD

Los diferentes electrodos que forman los caracteres de un LCD se conectan a los terminales mediante hilos de conexión dispuestos como se indica en la figufa 18.16. Esta disposición de las conexiones permite reducir el número de terminales.

18.16 Forma de conectar los segmentos de un LCD con multiplexado de dos líneas.

^ _ Q O aUaUoUoU

flDQDnnopnnnnnnnd

Efectivamente, en la figura 18.16 se puede comprobar que cada dígito está formado por siete segmentos, y como el display consta de cuatro dígitos, se tiene un total de 28 segmentos más cuatro puntos decimales; sin embargo, el número de terminales es de tan sólo 18, es decir, cuatro por dígito más dos para los electrodos posteriores.

El sistema, denominado de multiplexado de 2 líneas, consiste en disponer dos electrodos posteriores en lugar de uno, cuyas conexiones son las que se han indicado en la figura 18.17 con BE1 y BE2.

Para que un segmento se haga visible es necesario aplicar una tensión entre él y el electrodo

BE1HLfM - BE2

t i t oa)

BE1rUtii_ i

BE2

I l

BE2

b) o)

18.17 Formación de los dígitos en un LCD. a) Al aplicar tensión entre todos los electrodos anteriores y el posterior de la parte superior, b) Al aplicar tensión entre todos los electrodos anteriores y el posterior de la parte inferior, c) Al aplicar tensión entre algunos electrodos anteriores y los dos posteriores.

posterior a él, por lo que cada uno de los cuatro terminales correspondientes a los electrodos de los segmentos gobierna a dos de ellos: un segmento de la parte superior y otro de la parte inferior, pero sólo se harán visibles ambos segmentos si se aplica tensión a los dos electrodos posteriores simultáneamente.

Veamos, con ayuda de la figura 18.17, todo esto que se acaba de exponer.En la figura 18.17a se ha aplicado tensión entre el electrodo posterior superior BE1 y todos los

segmentos, por lo que se hacen visibles los cuatro segmentos superiores del dígito; los inferiores no se hacen visibles ya que al electrodo posterior inferior BE2 no se le ha aplicado tensión alguna.

En la figura 18.17b se aplica tensión entre todos los segmentos y el electrodo posterior inferior BE2, por lo que se hacen visibles los tres segmentos inferiores del dígito más la coma decimal.

En la figura 18.17c se ha aplicado tensión entre algunos de los segmentos y los dos electrodos posteriores, por lo que se hacen visibles aquellos segmentos a los que se aplica tensión, formando, en el ejemplo de la figura 18.17c, la cifra 3.

Teniendo en cuenta que cada segmento se identifica mediante una letra (figura 18.18) y que cada par de segmentos está interconectado entre sí a un único terminal, numerando los terminales de izquierda a derecha se tiene:

390


Terminal 1 = Electrodo posterior superior BE1Terminal 2 = a - hTerminal 3 = f - eTerminal 4 = g - dTerminal 5 = b - cTerminal 6 = Electrodo posterior Inferior BE2

18.18 Cada segmento de un LCD se identifica por una letra.

Este sistema de multiplexado exige, sin embargo, un excitador decodificador, de forma que los electrodos BE1 y BE2 no reciban tensión simultáneamente, sino alternándose, ya que de lo contrario no es posible visualizar algunas cifras.

Efectivamente, supongamos que se desee visualizar el número 2. En este caso deben hacerse visibles los segmentos a, b, g, e y d (figura 18.18), pero si se aplica tensión entre estos segmentos y BE1 y BÉ2, aparece el número 8 , por estar f conectado a e, y c conectado a b.

Si se aplica alternativamente tensión a BE1 y BE2 con respecto a ciertos segmentos, según el siguiente código:

• l . e: tiempo. Tensión entre BE1 y a, ó, y g (terminales 2, 4 y 5), visualizándose los segmentos que se indican en la figura 18.19a.

• 2.° tiempo. Tensión entre BE2 y e y d (terminales 3 y 4), visualizándose los segmentos que se pueden ver en la figura 18.19b.

BE2 BE1A id BE2 BE1

1 1 1T

BE2

a) b)

18.19 Forma de visualizar el dígito 2 en un LCD.

1 i 1i o tC)

y esta operación se realiza con la suficiente velocidad, el poder de retención de imágenes del ojo humano permite que, aparentemente, quede visualizado el número 2 (figura 18.19c).

El sistema de excitación-codificación se realiza con un IC, siendo su estudio ajeno a los fines de este tomo de la enciclopedia.

En el caso de LCD alfanuméricos, capaces de visualizar cualquier letra del alfabeto y cualquier número, se precisa un mayor número de terminales (figura 18.20).

391


18.20 Forma de conectar los segmentos de un LCD alfanumérico con multiplexado de dos líneas.

En este caso son 14 los segmentos unidos por parejas, más dos electrodos posteriores BE1 y BE2, lo que hace un total de nueve terminales por dígito, que deben excitarse de forma similar a la anteriormente expuesta.

Además del sistema de multiplexado descrito, el cual reduce el número de conexiones, también se fabrican LCD con excitación estática, en los que a cada segmento le corresponde un terminal y sólo se tiene un electrodo posterior.

El sistema de excitación binario es en todo idéntico al de los displays con LED, con la salvedad de utilizar corrientes alternas para la excitación en lugar de corriente continua.

Para finalizar diremos que la distancia entre terminales de conexión está normalizada en 2,54 mm y 1,27 mm.

m I Elementos asociados con BE 1 ! □ Elementos asociados con BE2

392

Abreviaturas

AV Average Valué. Valor medio. MAT Muy Alta TensiónBF Baja frecuencia. MOS Metal- Oxide-Semiconductor. Metal -óxido -c.a. Corriente alterna. semiconductor.CAF Control automático de frecuencia. MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field EffectCMOS Complementary Metal-Oxide-Semiconductor. Transistor. Transistor de efecto de campo de

Semiconductor complementario de óxido metal-óxido-semiconductor.metálico. MSI Médium Scale Integration. Integración a

D Drain. Drenador (salida). escala media.d.d.p. Diferencia de potencial. N Cristal donador.DIL Dual In Une. En doble línea. NMOS Nega tive Metal- Oxide-Semiconductor.DTL Diode Transistor Logic. Lógica con diodo y NTC Negative Temperature Coefficient. Coeficiente

transistor. de temperatura negativo.ECL Emitter Coupled Logic. Lógica acoplada por OM Onda Media.

emisor. P Cristal aceptador.F Forward. Sentido directo. PCB Printed Circuit Board. Tarjeta de circuitof.e.m. Fuerza electromotriz. impreso.Fl Frecuencia intermedia. PLCC Plástic Leaded Chip Carrier. Cápsula deFM Frecuencia modulada. plástico chip carrier.G Gafe. Puerta. PMOS Positive Metal- Oxide-Semiconductor.GND Ground. Masa. PTC Positive Temperature Coefficient. CoeficienteH High. Alto (nivel alto). de temperatura positivo.HILL High Level Logic. Lógica de alto nivel. QIL Ouadruple In Une. En cuádruple línea.IC Integrated Circuit. Circuito integrado. R Reverse. Sentido inverso.IEC International Electrotechnical Commission. RF Radiofrecuencia.

Comisión Electrotécnica Internacional. RMS Root Mean Square Valué. Valor eficaz.IGFET Insulated Gate Field Effect Transistor. Transistor ROP Radiated Output Power. Potencia de

de efecto de campo con puerta aislada. radiación de salida.l2L Integrated Injection Logic. Lógica de inyección RTL Resistor Transistor Logic. Lógica con

integrada. resistencia y transistor.JFET Junction Field Effect Transistor. Transistor S Source. Surtidor (fuente o admisión).

uniunión de efecto de campo. SMD Surface Mount Device. Dispositivo paraL Low. Bajo (nivel bajo). montaje superficial.LCC Ceramic Leadless Chip Carrier. Cápsula SMT Surface Mounted Technology. Tecnología de

cerámica chip carrier. montaje en superficie.LCD Liquid Crystal Display. Display de cristal líquido. SO Small Outline. Pequeño perfil.LDR Light Dependent Resistor. Resistencia SOAR Safe Operating Area. Area de funcionamiento

dependiente de la luz. de seguridad.LED Light Emitter Diode. Diodo emisor de luz. SOI Silicon On Insulator. Silicio sobre aislante.LSI Large Scale Integration. Integración a gran SOSMOS Silicon On Sapphire Metal Oxide

escala. Semiconductor.LOCMOS Local Oxydation Complementary Metal Oxide SSI Small Scale Integration. Integración a

Semiconductor. pequeña escala.

393


TTL Transistor Transistor Logic. Lógica con VDR Voltage Dependent Resistor. Resistenciatransistor-transistor. dependiente de la tensión.

UHF Ultra High Frecuency. Ultra alta frecuencia. VHF Very High Frecuency. Muy alta frecuencia.veo Voltage Control Oscilator. Oscilador VSLI Very Large Scale Integration. Integración a

controlado por tensión. muy alta escala.

394

índice

Capítulo 1 Conductores y circuitos impresos

IntroducciónClasificación de los conductores Hilos y cables conductores Características técnicas de los conductores Resistencia eléctrica Resistividad eléctrica Conductividad eléctrica Densidad de corriente Resistencia en alta frecuencia Resistencia de aislamiento Rigidez dieléctrica Constante dieléctrica Inflamabilidad Temperatura de seguridad Resistencia al ozono Resistencia a la luz solar Materiales utilizados en la fabricación de hilos

y cables para electrónica Cobre electrolítico Cobre recocido Cobre duro telefónico PolietilenoPolietileno reticulado Policloruro de vinilo Politetrafluoretileno Identificación de los conductores Circuitos impresosTipos de placa base para circuitos impresosFabricación de circuitos impresosMétodo offsetMétodo de serigrafíaMétodo fotomecánicoMétodo artesanoCálculo de las pistas de cobreCircuitos impresos multicapaCables para radiofrecuenciaVelocidad de propagaciónResistencia óhmicaPérdidas en el dieléctricoImpedancia característica

Capacidad nominal 25Tensión máxima de servicio 25Temperatura límite de cubierta 25Cables simétricos 26Cinta plana bifilar 26Cinta oval bifilar 27Tubo bifilar 27Cable bifilar apantallado 27Cables coaxiales 28

Capítulo 2 Conectores

Introducción 31Termínales 31Clavija banana 32Jack 33Conectores para altavoces DIN 41529 34Conectores bipolares para conexión a la red 35Conectores multipolares circulares (DIN) 36Conectores para circuitos impresos 37Euroconector (SCART) 38Contactos del euroconector 39Conectores para radiofrecuencia 39

Capítulo 3 Resistencias

Introducción 45Clasificación de las resistencias 45Resistencias de carbón aglomerado 45Resistencias de película de carbón 46Resistencias de película metálica 47Resistencias de película de cermet 47Resistencias bobinadas 48Resistencias bobinadas vitrificadas 49Resistencias sobre circuitos impresos 49Resistencias SMD miniatura de película metálica 50 Resistencias SMD miniatura de película gruesa 50 Redes de resistencias 51Características técnicas de las resistencias 52Potencia de disipación 52

777

11111212131313141515151516

1616161616171717181819202021222222232324252525

395


Valor óhmico y tolerancia de las resistencias 55Estabilidad 58Tensión máxima de trabajo 58Coeficiente de tensión 58Resistencia crítica 59Tensión de ruido 59Temperatura máxima de trabajo 60Límites de frecuencia 60Coeficiente de temperatura 61Soldabilidad 63Almacenamiento 63Indicación del valor de una resistencia 63Elección de la resistencia adecuada 6 6

Capítulo 4 Resistencias ajustables y potenciómetros

Introducción 67Resistencias ajustables 67Potenciómetros 69Clasificación de los potenciómetros 69Trimmers potenciométricos SMD 72Potenciómetros multivuelta 72Características técnicas de los potenciómetros 73 Valor óhmico 74Potencia de disipación máxima 74Linealidad 75Resolución 75Coeficiente de temperatura 75Tensión máxima admisible 76Tolerancia 77Resistencia efectiva mínima 77Resistencia a la humedad 77Ángulo efectivo de rotación 78Variación del valor óhmico en función

del ángulo de rotación 78Nivel de ruido 79Estabilidad 79Resistencia de aislamiento 79Par de accionamiento 79Par extremo 79Velocidad de accionamiento 80Comportamiento ante las vibraciones 80

Capítulo 5 Condensadores

Introducción 81Clasificación de los condensadores 81Condensadores de mica 81Condensadores de papel 82Condensadores styroflex (poliestireno) 84Condensadores de polipropileno 85Condensadores de poliéster 85

Condensadores de policarbonato 85Condensadores de película plástica metalizada 85Condensadores cerámicos 8 6Condensadores de película de sulfuro

de polifenileno (PPS) para montaje superficial 89Condensadores electrolíticos de aluminio 90Condensadores electrolíticos de tantalio 92Condensadores ajustables (trimmers) 93Características técnicas de los condensadores 95Valor capacitivo 95Tolerancia 95Tensión máxima de trabajo 97Tensión de prueba 98Corriente de carga 98Tangente de delta 99Coeficiente de temperatura 101Resistencia de aislamiento 103Inductancia parásita 104Frecuencia de resonancia propia 104Factor de potencia 104Indicación del valor de los condensadores 105Elección del condensador adecuado 105

Capítulo 6 Bobinas y ferritas

Introducción 115Clasificación de las bobinas 115Fórmulas para el cálculo de una bobina 115Bobinas con núcleo de aire 116Bobinas con núcleo de plancha de hierro 119Bobinas con núcleo de ferrita 120Características técnicas de las bobinas 122Valor inductivo 122Tolerancia 123Variación de la inductancia 123Margen de frecuencias 123Resistencia de aislamiento 123Coeficiente de temperatura 124Factor de calidad 124Características constructivas de las ferritas 125Ferritas de manganeso-cinc 125Ferroxcube 3A 126Ferroxcube 3B 126Ferroxcube 3C 126Ferroxcube 3D2 126Ferroxcube 3E 126Ferritas de níquel-cinc 126Ferroxcube 4A 126Ferroxcube 4B 126Ferroxcube 4C 126Ferroxcube 4D 126Ferroxcube 4E 127Ferroxcube 4F 127

396

ÍNDICE

Ferroxcube 4H 127Características técnicas de las ferritas 127Peso específico 127Módulo de Young 127Coeficiente de dilatación lineal 128Resistencia a la tracción 128Resistencia a la compresión 128Calor específico 128Conductividad térmica 128Resistividad 129Constante dieléctrica 129Permeabilidad inicial 129Temperatura de Curie 131Coeficiente de temperatura 132Frecuencia de trabajo 132Inducción magnética 133Bobinas impresas 133

Capítulo 7 Transformadores y autotransformadores

Introducción 135Principio de funcionamiento del transformador

monofásico 135Fuerza electromotriz inducida 138Forma constructiva de los transformadores 139Autotransformadores 141Núcleos para transformadores 143Hilo de cobre 149Aislamientos 150Características técnicas de los transformadores 151Potencia nominal 151Pérdidas de potencia 152Rendimiento 153Tensión primaria y secundaria 153Calentamiento 154Ejemplos de transformadores utilizados

en electrónica 155

Capítulo 8 Resistencias no lineales

Introducción 159Resistencias VDR de carburo de silicio 159Características técnicas de las VDR 159Curva característica de una VDR 160Valor óhmico de una VDR 161Tensión máxima aplicable a una VDR 161Potencia de disipación de úna VDR 162Máxima intensidad de corriente no repetitiva 162Máxima energía 163Coeficiente de temperatura 163Capacitancia típica 164Varistores con óxidos metálicos 165

VDR de óxido de titanio 166VDR de óxido de cinc 166VDR asimétricas 166Código de identificación de las VDR 167Resistencias NTC 168Características técnicas de las resistencias NTC 170 Característica resistencia-temperatura 170Característica tensión-corriente 171Tiempo de recuperación 173Estabilidad 174Valor óhmico 174Tolerancia 174Constante de disipación y potencia

de disipación máxima 175Margen de temperaturas 175Código de identificación de las resistencias NTC 175 Elección del tipo de resistencia NTC adecuada 176 Resistencias PTC 176Características técnicas de las resistencias PTC 177 Característica resistencia-temperatura 178Característica tensión-corriente de una

resistencia PTC 179Factor de disipación 180Temperatura de conmutación 182Coeficiente de temperatura 182Margen de temperatura de trabajo 183Constante de tiempo térmico 183Máxima tensión admisible 183Código de identificación de las resistencias PTC 184 Resistencias LDR 184Características técnicas de las LDR 185Curva característica de la resistencia de

una LDR en función de la iluminación 185Respuesta espectral de una LDR 186Dependencia de la temperatura de una LDR 187Tiempo de recuperación de una LDR 187Tolerancias de una LDR 188Tensión admisible en una LDR 188Potencia dé disipación de una LDR 188Ruido de una LDR 189Capacidad parásita de una LDR 189Comparación entre las diferentes LDR 189

Capítulo 9 Diodos rectificadores

Introducción 191El germanio 191El silicio 192Cristal N 192Cristal P 193Diodo de unión 194Diodo de punta de contacto 196Cápsulas para diodos semiconductores 196

397


Ánodo y cátodo de un diodo rectificador Puentes rectificadores Características técnicas de los diodos

semiconductores Símbolos literales para diodos semiconductores Curva característica de un diodo semiconductor Diodos de silicio de recuperación rápida Capacidad de un diodo Elección del diodo rectificador adecuado

para un circuito Códigos de designación de los diodos

rectificadores semiconductores

Capítulo 10 Diodos Zener

IntroducciónConstitución de un diodo ZenerCurva característica / F = f(Vf) de un diodo ZenerCurva característica I 7 = f{V?) de un diodo ZenerEfecto Zener y efecto avalanchaTensión de referenciaResistencia ZenerCoeficiente de temperatura de un diodo Zener Sensibilidad térmica de un diodo Zener Corriente de funcionamiento de un diodo Zener Potencia de disipación en régimen estable

de un diodo Zener Capacidad de un diodo Zener RuidoElección del diodo ZenerCódigo de identificación de los diodos ZenerCápsulas para diodos Zener

Capítulo 11 Diodos varicap y conmutadores de banda

IntroducciónPrincipio de funcionamiento de un diodo varicap Circuito equivalente de un diodo varicap Características técnicas de los diodos varicap Curva característica de la capacidad en función

de la tensión inversa Curva característica de la corriente inversa

en función de la temperatura Curva característica de la corriente inversa

en función de la tensión inversa Curva característica del coeficiente de

temperatura en función de la tensión inversa Relación de capacidad Elección de un diodo varicap Diodos conmutadores de banda Código de identificación de los diodos varicap

197 Cápsulas para diodos varicap y conmutadores198 de banda

199199 Capítulo 12 Diodos emisores de luz200204 Introducción209 Constitución de un LED

Displays de LED210 Características técnicas de los diodos emisores

de luz210 Curva característica de la intensidad de corriente

en función de la tensión directa Curva característica de la intensidad luminosa

en función de la Intensidad de corriente directa Tensión inversa

213 Potencia total de disipación213 Curva característica de la corriente directa214 en función de la temperatura215 Curva característica de la Intensidad luminosa216 en función de la temperatura ambiente216 Potencia de radiación de salida216 Curva característica de la potencia de pico218 de salida en función de la corriente directa219 en forma de impulsos220 Distribución espacial

Código de identificación de los diodos emisores2 2 0 de luz y displays221 Cápsulas para LED y displays LED222 222223 Capítulo 13 Transistores bipolares223

Introducción Uniones NPN y PNP Teoría de funcionamiento del transistor Transistor de puntas de contacto Transistor de unión

225 Transistor por difusión planar225 Transistor homotaxial226 Transistor con base epitaxial228 Transistores mesa semiplanares

Cápsulas para transistores228 Características técnicas de los transistores

Curvas características de un transistor229 Curvas características de salida

Resistencia de salida de un transistor230 Ganancia de corriente

Tensión de codo230 Corriente residual231 Curvas características de transferencia232 Curvas características de entrada232 Resistencia de entrada del transistor233 Curvas características de reacción

233

235235238

240

241

242243 243

243

243244

245245

247247

249249250 253 253 255 255255256 256 262264265266 268270271272274275276

398

ÍNDICE

Curva característica P,0, = f(Tgmb) 277 Transistor unipolar integrado 317Frecuencia de transición 279 Diodos integrados 319Otras curvas características del transistor 280 Resistencia integrada 319Elección del transistor adecuado 283 Condensador integrado 320Códigos de designación de los transistores Conexiones entre los componentes Integrados 320

bipolares 284 Transistor Darlington 321Código JEDEC (norteamericano) 284 Circuitos integrados monolíticos aislados 322Código europeo antiguo 285 Circuitos integrados de película fina 322Código Pro Electron 285 Circuitos integrados de película gruesa 324Código JIS (japonés) 285 Familias de circuitos integrados digitales 324Código complementario para indicar RTL (Resistor Transistor Logic) 325

la ganancia del transistor 285 DTL (Diode Transistor Logic) 325TTL (Transistor Transistor Logic) 326TTL Standard 326

Capítulo 14 Transistores unipolares TTL High Speed 326TTL Schottky 327

Introducción 287 TTL Low Power 328JFET 287 TTL Low Power Schottky 328Curvas características de un JFET 290 TTL Advanced Low Power Schottky 329Curva característica I 0 = f(VD¿) de un JFET 290 TTL Fairchild Advanced Schottky 329Curva característica I D = f(-i/GS) de un JFET 291 HILL (High Level Logic) 330Curva característica I D = f(T) de un JFET 292 ECL (Emitter Coupled Logic) 330Corriente de puerta 293 CMOS (Complementary Metal OxideCurva característica rús = f(-VGS) de un JFET 294 Semiconductor) 330Curva característica y fe = f { ID) de un JFET 295 l2L (Integrated Injection Logic) 332Curva característica C¡s = /(-VQS) de un JFET 295 Características técnicas de los circuitosCurva característica Crs = f(Vas) de un JFET 296 integrados digitales 332Curva característica CGS = f(VDS) de un JFET 297 Corrientes 332Curva característica P,ol = f(ramb) de un JFET 297 Corriente de alimentación (Jcc) 333Factor de ruido en un JFET 298 Corriente de entrada con nivel alto ( Í /H) 333MOSFET de acrecentamiento 299 Corriente de entrada con nivel bajo ( I 333MOSFET de agotamiento 302 Corriente de entrada con tensión de entradaCurva característica de salida de un MOSFET 302 máxima ( I ¡ ) 334Curvas características de transferencia Corriente de salida con nivel alto (J0H) 334

de un MOSFET 303 Corriente de salida con nivel bajo ( I OL) 334Curva característica I D = f(RDS) de un MOSFET 305 Corriente de cortocircuito de salida (1 ^ ) 334Potencia de disipación de los MOSFET 306 Potencia disipada (PD) 334Circuito equivalente de un MOSFET 306 Factores de carga (fan-in y fan-out) 335MOSFET de doble puerta 307 Tiempo de propagación 335Cápsulas para JFET y MOSFET 308 Inmunidad al ruido 336Código de identificación de los JFET y MOSFET 311 Temperatura de trabajo 338

Factor de calidad 339Cápsulas para circuitos integrados 339

Capítulo 15 Circuitos integrados Código de designación para los circuitosintegrados 344

Introducción 313Clasificación de los circuitos integrados según

su tecnología de fabricación 314 Capítulo 16 Radiadores de calorClasificación de los circuitos integrados

por su aplicación 315 Introducción 349Clasificación de los circuitos integrados según Calor 349

el grado de integración 315 Temperatura 349Circuitos integrados monolíticos 316 Transmisión del calor 349Transistor bipolar integrado 316 Resistencia térmica 350

399


Temperaturas en los semiconductoresResistencia térmica en los-semiconductoresCurvas características térmicasimpedancia térmicaClasificación de los radiadoresRadiadores planosRadiadores inyectadosDiseños constructivos de radiadores de calorCurvas características térmicas de un radiadorAccesorios para el montaje de radiadoresArandelas aislantesSilicona

Capítulo 17 Cristales y cerámicas piezoeléctricas

Introducción Cristal de cuarzoCircuito equivalente de un cristal de cuarzo Curva característica de un cristal de cuarzo Cortes X e Y en los cristales de cuarzo Corte AT Corte BT Corte CTCortes DT, FT y ET Cerámicas piezoeléctricas Modos de vibración de las cerámicas

piezoeléctricas Características técnicas de las cerámicas

piezoeléctricas Frecuencia de resonancia Tolerancia sobre la frecuencia de resonancia Factor de calidadInductancia y capacidad equivalente

350 Tensión alterna eficaz máxima admisible350 a la frecuencia de resonancia351 Tensión continua máxima admisible353 Temperatura ambiente de trabajo355 Coeficiente de temperatura a la frecuencia355 de resonancia357357359 Capítulo 18 Displays de cristal líquido361362 Introducción362 Cristales líquidos

Cristales líquidos de dispersión dinámica y giratoria

Forma constructiva de un LCD Iluminación de un LCD

365 Características técnicas de los LCD365 Tensión de umbral óptico367 Tensión de excitación para un contraste del 90 %368 Componente de corriente continua de la tensión369 de excitación371 Tensión de excitación371 Consumo de corriente372 Tensión entre cualquier segmento y el electrodo372 posterior373 Frecuencia de funcionamiento

Capacidad con todos los elementos conectados374 Margen de temperatura de funcionamiento

Margen de temperatura de almacenamiento375 Relación de contraste375 Ángulo de observación entre puntos376 de contraste del 50 %376 Tiempos de respuesta377 Conexión de los LCD

378378378

378

379380

380384386386387 387

387387388

388388388388388388

389389390

400

componentes electrónicos para audio e imagen.pdf

Documents