conception assistee par ordinateur d'un onduleur …

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REPUBLIQUE DE MADAGASCAR UNIVERSITE D’ANTANANARIVO ECOLE SUPERIEURE POLYTECHNIQUE D'ANTANANARIVO MEMOIRE DE FIN D'ETUDES CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR POUR LA COMMANDE DES MOTEURS A COURANT ALTERNATIF Présenté par : M. ANDRIAMANANA FIDISOA DANIEL Rapporteur : M. ANDRIANAHARISON YVON FILIERE GENIE INDUSTRIEL DEPARTEMENT GENIE ELECTRIQUE ET PRODUCTIQUE

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Page 1: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

REPUBLIQUE DE MADAGASCAR

UNIVERSITE D’ANTANANARIVO

ECOLE SUPERIEURE POLYTECHNIQUE

D'ANTANANARIVO

MEMOIRE DE FIN D'ETUDES

CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR POUR LA COMMANDE DES

MOTEURS A COURANT ALTERNATIF

Présenté par : M. ANDRIAMANANA FIDISOA DANIEL

Rapporteur : M. ANDRIANAHARISON YVON

FILIERE GENIE INDUSTRIEL

DEPARTEMENT GENIE ELECTRIQUE ET PRODUCTIQUE

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C.A.O. d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

RREEMMEERRCCIIEEMMEENNTTSSf

Ayant conduit à terme et dans les délais prévus ce mémoire de fin d’études à l’E.S.P.A., je tiens à adresser mes vifs remerciements à :

MONSIEUR ANDRIANAHARISON YVON, enseignant encadreur, pour son assistance et ses bonnes directives ;

MESSIEURS LES MEMBRES DU JURY, qui ont bien voulu accorder du temps pour l’examen du présent mémoire ;

LES MEMBRES DU CORPS PROFESSORAL AINSI QUE DU CORPS ADMINISTRATIF DE L’ESPA, pour la valeur de la formation qui m’a été dispensée durant les cinq années d’études passées au sein de cette école ;

Mes parents et toute ma famille qui m’ont vivement encouragé jusqu’à l’établissement final du mémoire ;

Toutes les personnes qui de près ou de loin, ont contribué à l’atteinte de mon objectif.

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C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif.

ii

RESUME

En convertissant une source de tension continue en une source de tension alternative, l'onduleur est un appareil utile à bien des égards. On peut notamment l'utiliser, conjointement avec un régulateur approprié, à la commande de moteurs à courant alternatif. Notre travail consiste à l'étude et la conception d'un onduleur qui peut servir à la dite commande.

On utilisera alors le logiciel de simulation Simplorer 4.1 pour vérifier le bon fonctionnement du dispositif. Une proposition de routage sera ensuite élaborée à partir du logiciel Orcad Layout V 7.10 spécialisé à cette tâche.

On donnera une version en triphasé de l’onduleur adaptée aux moteurs à alimentation triphasée.

Enfin, on détaillera dans un chapitre les impacts environnementaux que pourrait créer ce genre d'appareil.

ABSTRACT

The inverter is a device very useful because it can change a direct voltage source into an alternative voltage source. We can use it for example to control an alternative electric motor. Our job is the study and the conception of an inverter which can serve for this control. We shall use the software of simulation Simplorer 4.1 with it we shall verify the working of the structure. A suggestion of a connection on a board will be conceived with the software Orcad Layout V 7.10. In the end, we shall see in a chapter the impact on the environment of this device.

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C.A.O. d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif.

SOMMAIREjj

REMERCIEMENTS……………………………………………………….…………… i

RESUME ……………..…………………………………………………………………. ii

ABSTRACT………….……………………………..…...…………………………..…… ii

LISTE DES FIGURES…………………………………………………………………. x

LISTE DES TABLEAUX………………………..…………………………………… xiv

LISTE DES SYMBOLES………………………………………………….…………. xv

INTRODUCTION………………………………………….…………………………. 01

Chapitre I Les composants utilisés en électronique de puissance 02

I.1 Les composants passifs…………………..…………………………………… 02

I.1.1. Les résistors…………………………….………………………… 02

I.1.2. Les inductances……………………………………………...…… 02

I.1.3. Les condensateurs.…………………………………………….… 03

I.1.3. Les transformateurs…………………………...…………….…… 04

I.1.3.1 Les transformateurs de puissance………..……... 04

I.1.3.2 Les transformateurs d'impulsions………………... 05

I.1.3.3. Les transformateurs à point milieu………………. 05

I.2 Les composants actifs………………………………………………………… 06

I.2.1. Les transistors bipolaires………………..…………………….… 06

I.2.2 Les thyristors standards…………………….…………...……….… 10

I.2.2.1 Définition………………………..………………… 10

I.2.1.1 Définition…………………………………………... 06

I.2.1.2 Courbe caractéristique…………………….…….. 07

I.2.1.3 Commutation……………………………………… 07

I.2.1.4 Exemple de données constructeur……………. 07

I.2.1.5 Montage Darlington………...……………………. 08

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C.A.O. d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif.

I.2.2.2 Structure et principe de fonctionnement………. 10

I.2.2.3 Courbe caractéristique tension-courant……….. 11

I.2.2.4 Exemples de thyristors standards……………… 11

I.2.2.5 Principe de la commande à la fermeture d'un thyristor………………………………………….… 12

I.2.2.6 Fonctionnement de cette fermeture……………. 13

I.2.2.7 Principe de la commande à l'ouverture des thyristors standard……………………………….. 14

I.2.3 Le thyristor G.T.O…………………………………..…………….. 14

I.2.4 Les diodes de redressement………………….………………… …… 15

I.2.4.1 Définition………………………….……………… 15

I.2.4.2 Courbe caractéristique…………..….…………… 16

I.2.4.3 Exemple de données constructeur……….….… 16

I.2.5 Les transistors à effet de champ………………...…………………… 16

I.2.5.1 Les transistors à effet de champ à jonction (JFET)… 16

I.2.5.1.1 Principe…………….……………..……………. 16

I.2.5.1.2 Courbe caractéristique……………………….. 17

I.2.5.1.3 Exemple de données constructeur………….. 18

I.2.5.2 Les transistors à effet de champ à grille isolée (MOSFET, IGFET )…………………………..…...…. 19

I.2.5.2.1 La constitution d'un transistor MOSFET à appauvrissement canal N………………….… 19

I.2.5.2.2 La courbe caractéristique………...………….1 20

I.2.5.2.3 Exemple de transistors MOSFET……..………………………………… 20

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Chapitre II Généralités sur les onduleurs………………………… 22

II.1 Définitions…………………………..……………………………………… 22

II.2 Les onduleurs monophasés………………………………………………. 22

II.2.1 Les onduleurs a deux commutateurs en parallèle…………...… . 22

II.2.1.1 Structure de l'onduleur à deux commutateurs en parallèle……………………………………………. 22

II.2.1.2 Les graphes de fonctionnement………………… 23

II.2.2 Les onduleurs à deux commutateurs en série……………………. 23

II.2.2.1 La structure de l'onduleur à deux commutateurs en série ………………………………………………….. 23

II.2.2.2 Graphe de fonctionnement………………………… 24

II.2.3 Les onduleurs à quatre commutateurs en pont ……………….….. 24

II.2.3.1 La structure de l'onduleur à quatre commutateurs en pont………………………………………………. 24

II.2.3.2 Les graphes de fonctionnement en mode symétrique….………………………………………… 25

II.2.3.3 Les graphes de fonctionnement en mode décalée…….………………………………………….. 26

II.2.3.4 Les graphes de fonctionnement en mode MLI………….…………………………………………. 27

II.3 Les onduleurs triphasés…………………………………………………….. 28

Chapitre III Conception de l'onduleur……………………………..…….. 31

III.1 Les générateurs de tension continue………………………..…………… 31

III.1.1 Les batteries d'accumulateurs……………………..……………….. 31

III.1.2 Les cellules photovoltaïques……………………..……………….… 32

II.3.1 L'onduleur triphasé en pont………………………………………. 28

II.3.2 L'onduleur triphasé obtenu en associant des onduleurs monophasés……………………………………………………….. 30

II.4 Les effets des harmoniques dans le fonctionnement des moteurs…… 30

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III.1.3 Les génératrices à courant continu………………………………… 33

III.1.4 Les redresseurs………………………………….………..…………. 33

III.1.5 Les hacheurs……………………………………………………… 34II.1.5.1 Le hacheur dévolteur en série.………………..……. 34 II.1.5.2 Le hacheur élévateur.…………………………..……. 35 II.1.5.3 Le dimensionnement du hacheur.…………..……. 36

III.2 Dimensionnement de l'onduleur…………………………………………. 39

III.2.1 Principe et cahier des charges……………………….…………….. 39

III.2.2 Étude et dimensionnement du circuit de puissance……..….……. 40

III.2.2.1 Dispositifs pour éviter les surtensions aux bornes des transistors MOSFET……………………………… 40

III.2.2.2 Détermination des composants du circuit de puissance………………………………………………. 41

III.2.2.3 Le filtre passe – bas………………………………….. 42

III.2.3 Dimensionnement du circuit de commande……..….………….. 43

III.2.3.1 Rappel : Principe de la commande MLI……………. 43

III.2.3.2 Réalisation de al commande MLI …………………… 44

III.2.3.3 Modélisation de l’onduleur …………………………… 51

III.2.3.4 Le calcul du régulateur associé……………………… 53

III.2.3.5 Le capteur de tension…………………………………. 58

III.2.3.6 Le limiteur de courant…………………………………. 58

III.2.3.7 Le schéma général de l’installation………………….. 61

III.2.3.8 Liste des composants requis………………………… 69

Chapitre IV Simulation de l'onduleur et routage de la carte imprimée………………………………………………………………. 71

IV.1 Simulation sur le logiciel Simplorer 4.1……………………………………… 71

IV.1.1 Les étapes de la simulation……………………………………… 71

IV.1.1.1 Modélisation……………………………………………. 71

IV.1.1.2 Simulation………………………………………………. 71

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IV.1.1.3 Évaluation du résultat…………………………………. 72

IV.1.2 Les applications disponibles……………………………………. 72

IV.1.2.1 Les applications relatives à la modélisation………… 72

IV.1.2.2 L'application relative à la simulation…………………. 72

IV.1..2.3 Les applications relatives à l'évaluation des résultats………………………………………………… 72

IV.1.3 Exemple de simulation…………………………………………… 73

IV.1.4 Simulation de l'onduleur triphasé à commande MLI…………. 77

IV.1.5 Simulation du régulateur………………………………………… 78

IV.1.6 La réponse à un signal échellon 79

IV.2 La réalisation des circuits imprimés…………………………………. 80

IV.2.1 Les étapes de la réalisation des cartes à imprimer simple face……………………………………………………………. 80

IV.2.2 Les étapes de la réalisation des cartes à imprimer double face…………………………………………………………….. 81

IV.2.2.1 Les cartes à œillets…………………………….… 81

IV.2.2.2 Les cartes à imprimer avec des trous métallisés 81

IV.2.3 Les cartes imprimées multicouches………………………… 82

IV .3 Le routage de la carte imprimée………………………………………… 83

IV.3.1 Mise en œuvre du logiciel Orcad layout V 7.10…………… 83

IV.3.1.1 Configuration de l'environnement………………. 83

IV.3.1.2 Mise en place des composants………………… 84

IV.3.1.3 Le routage………………………………………… 84

IV.3.1.4 La définition des sorties…………………………. 85

IV.3.2 Le typon de la carte imprimée……………………………….. 85

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C.A.O. d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif.

Chapitre V Les impacts environnementaux………………………. 100

V.1 Les effets du courant éléctrique sur le corps humain………………… 100

V.2 . Secours aux électrocutés…………………………………..…………… 100

V.3. La protection des personnes………………………………………….. 101

V.3.1 La protection contre les contacts indirects………………… 101

V.3.2 La protection contre les contacts directs…………………… 102

V.4 Effet inverse de l’environnement sur les appareils électriques……… 102

V.5 Utilisation des onduleurs à commande M.L.I………………………… 103

V.6 Directive générale pour une réalisation d’une étude d’impacts……… 104

V.6.1 Mise en contexte……………………………………………… 104

V.6.2 Description du projet…………………………………………. 104

V.6.3 Description du milieu récepteur…………………………….. 105

V.6.4 Analyse des impacts du projet……………………………… 105

V.6.5 Mesure d’atténuation………………………………………… 105

CONCLUSION……………………………………….……………………………….…106

BIBLIOGRAPHIE……………………………………………………………………….107

A.1 ANNEXE 01 : Développement en série de Fourier.…………..……..I

A.2 ANNEXE 02 : Simulation et évaluation d’autres types d’onduleurs……………… ………………………….... .II

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A.2.1 Simulation de l’onduleur à deux interrupteurs en parallèle…… II

A.2.2 Simulation de l’onduleur à deux interrupteurs en série……….. III

A.2.3 Simulation de l’onduleur à quatre interrupteurs réalisant la commande décalée……………………………………………….. VI

A.2.4 Simulation de l’onduleur quasi-sinusoïdal monophasé……….. XI

A.2.5 Evaluation des harmoniques à la sortie de l’onduleur à commande MLI……………………………………………………. XV

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LISTE DES FIGURESjj

CHAPITRE PREMIER Page

Figure 1.1 Symbole normalisé d’un résistor……………………………………… 2

Figure 1.2 Symbole normalisé d’une inductance……………………………….. 2

Figure 1.3 Symbole normalisé d’un condensateur………………………………. 3

Figure 1.4 Symbole normalisé d’un transformateur de puissance monophasé 4

Figure 1.5 Modèle d’un transformateur de puissance………………………….. 4

Figure 1.6 Modèle d’un transformateur d’impulsions……………………………. 5

Figure 1.7 Symbole normalisé d’un transformateur à point milieu……………. 6

Figure 1.8 Symbole normalisé des transistors bipolaires……………………. 7

Figure 1.9 Allure des courbes caractéristiques d’un transistor bipolaire……... 7

Figure 1.10 Le boîtier T0-3………………………………………………………….. 8

Figure 1.11 Schéma de principe d’un transistor Darlington……………………… 8

Figure 1.12 Le courant de fuite……………………………………………………… 9

Figure 1.13 La commutation d’un transistor bipolaire…………………………….. 9

Figure 1.14 Symbole normalisé d’un thyristor standard………………………… 10

Figure 1.15 Fonctionnement d’un thyristor standard…………………………….. 10

Figure 1.16 Composition d’un thyristor standard…………………………………. 10

Figure 1.17 Allure de la courbe caractéristique d’un thyristor standard………… 11

Figure 1.18 Le boîtier T0-220 AB…………………………………………………… 12

Figure 1.19 Le temps de recouvrement tq…………………………………………. 12

Figure 1.20 La commande à la fermeture d’un thyristor standard………………. 12

Figure 1.21 Allure des courbes lors de la commande à la fermeture…………… 13

Figure 1.22 Blocage d’un thyristor par suppression de courant…………………. 14

Figure 1.23 Blocage d’un thyristor par mise sous tension inverse……………… 14

Figure 1.24 Symbole normalisé d’un thyristor GTO……………………………… 14

Figure 1.25 Fonctionnement du thyristor GTO………………………………….… 15

Figure 1.26 Symbole normalisé d’une diode de redressement………………… 15

Figure 1.27 Allure de la courbe caractéristique tension-courant……………….. 16

Figure 1.28 Le boîtier F 126…………………………………………………………. 16

Figure 1.29 Constitution d’un transistor à effet de champ JFET………………… 17

Figure 1.30 Symbole d’un transistor à effet de champ à canal N……………….. 17

Figure 1.31 Allure de la courbe caractéristique d’un transistor JFET…………… 17

Figure 1.32 Influence de la tension entre G et S………………………………….. 18

Figure 1.33 Symbole d’un transistor JFET à canal P…………………………….. 18

Figure 1.34 Les condensateurs parasites……………………………………….… 19

Figure 1.35 Constitution d’un transistor MOSFET………………………………… 19

Figure 1.36 Symbole d’un MOSFET à canal N……………………………………. 19

Figure 1.37 Allure de la courbe caractéristique d’un transistor MOSFET……… 20

Figure 1.38 Fonctionnement d’un transistor MOSFET à canal N……………….. 20

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C.A.O. d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

Figure 1.39 Symbole normalisé d’un transistor MOSFET à canal P…………… 21

CHAPITRE SECOND

Figure 2.1 Symbole normalisé d’un onduleur……………………………………. 22

Figure 2.2 L’onduleur à deux commutateurs en parallèle………………………. 22

Figure 2.3 Graphe de fonctionnement de l’onduleur à deux commutateurs en parallèle……………………………………………………….………… 23

Figure 2.4 L’onduleur à deux commutateurs en série…………………………... 23

Figure 2.5 Graphe de fonctionnement de l’onduleur à deux commutateurs en parallèle………………………………………………………………….. 24

Figure 2.6 L’onduleur à quatre commutateurs en pont…………………………. 24

Figure 2.7 Graphe de fonctionnement de l’onduleur à quatre commutateurs. en mode symétrique……………………………………………………. 25

Figure 2.8 Graphe de fonctionnement de l’onduleur à quatre commutateurs en mode décalé……………………………………………………….. 26

Figure 2.9 Graphe de fonctionnement de l’onduleur à quatre commutateurs en mode MLI……………………………………………………………. 27

Figure 2.10 L’onduleur triphasé en pont……………………………………………. 28

Figure 2.11 Graphe de fonctionnement de l’onduleur triphasé en pont………… 29

Figure 2.12 Onduleur triphasé à décalage…………………………………………. 30

CHAPITRE TROISIEME

Figure 3.1 Les générateurs de tension continue………………………………… 31

Figure 3.2 Stockage d’énergie avec des batteries………………………………. 31

Figure 3.3 Cellule photoélectrique………………………………………………... 32

Figure 3.4 Caractéristique d’une cellule photoélectrique………………………... 32

Figure 3.5 La diode By-pass……………………………………………………….. 33

Figure 3.6 Symbole normalisé d’un redresseur…………………………………. 33

Figure 3.7 Hacheur dévolteur…………………………………………………….… 34

Figure 3.8 Insertion d’une inductance……………………………………………... 34

Figure 3.9 Courbes d’un hacheur dévolteur………………………………………. 35

Figure 3.10 Hacheur survolteur………………………………………………….….. 36

Figure 3.11 Générateur de signal……………………………………………….…… 37

Figure 3.12 Montage astable à NE 555…………………………………………….. 38

Figure 3.13 Tension rectangulaire…………………………………………………… 38

Figure 3.14 Comparateur……………………………………………………………. 39

Figure 3.15 Disposition des transistors MOSFET…………………………………. 40

Figure 3.16 Protection par diode Zener……………………………………………. 40

Figure 3.17 Protection par diode rapide…………………………………………. 40

Figure 3.18 Protection par un dipôle R-C…………………………………………… 41

Figure 3.19 Le circuit de puissance………………………………………………… 41

Figure 3.20 Filtre passe-bas du second ordre…………………………………….. 42

Figure 3.20 bis La réponse en fréquence du filtre passe-bas………………………. 43

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C.A.O. d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

Figure 3.21 Commande MLI…………………………………………………………. 44

Figure 3.22 Le circuit d’alimentation………………………………………………… 44

Figure 3.23 Le circuit ICL 8038……………………………………………………… 45

Figure 3.24 L’amplificateur non inverseur………………………………………….. 46

Figure 3.25 Le circuit déphaseur……………………………………………………. 46

Figure 3.26 Diviseur de tension……………………………………………………… 48

Figure 3.27 Diviseur de tension……………………………………………………… 48

Figure 3.28 Création d’une tension triangulaire……………………………………. 49

Figure 3.29 Schéma du générateur de tension triangulaire………………………. 49

Figure 3.30 Le soustracteur…………………………………………………………. 50

Figure 3.31 Le comparateur…………………………………………………………. 50

Figure 3.32 Le schéma bloc de l’ensemble du montage…………………………. 53

Figure 3.33 Le correcteur proportionnel – intégral……………………………….. 54

Figure 3.34 Stabilité par le critère de Nyquist……………………………………… 55

Figure 3.35 Lieu de Nyquist du système en boucle ouverte…………………….. 56

Figure 3.36 Réponse en fréquence du système en boucle ouverte…………….. 56

Figure 3.37 Le capteur de tension…………………………………………………… 58

Figure 3.38 Schéma bloc du capteur……………………………………………….. 58

Figure 3.39 Symbole normalisé du capteur……………………………………….. 59

Figure 3.40 L’amplificateur non inverseur………………………………………….. 60

Figure 3.41 Le comparateur………………………………………………………….. 61

CHAPITRE QUATRIEME

Figure 4.1 La modélisation du système…………………………………………… 71

Figure 4.2 La simulation du système………………………………………………. 71

Figure 4.3 L’évaluation du résultat…………………………………………………. 72

Figure 4.4 La page écran de Simplorer 4.1………………………………………. 73

Figure 4.5 L’environnement graphique de Simplorer 4.1……………………….. 74

Figure 4.6 Les applications disponibles…………………………………………… 74

Figure 4.7 La modélisation par l’application Schematic…………………………. 75

Figure 4.8 Définition des sorties…………………………………………………… 75

Figure 4.9 La visualisation des résultats…………………………………………. 76

Figure 4.10 La visualisation des résultats numériques…………………………… 76

Figure 4.11 Simulation d’une phase de l’onduleur MLI…………………………… 77

Figure 4.12 Simulation du modèle de l’onduleur………………………………….. 78

Figure 4.13 Réponse du modèle à un signal échelon…………………………….. 79

Figure 4.14 La carte à imprimer……………………………………………………… 80

Figure 4.15 Gravure directe par photosensibilisation in situ……………………… 80

Figure 4.16 Etat de la plaque après l’exposition aux rayons…………………….. 80

Figure 4.17 Application d’un solvant sélectif……………………………………….. 81

Figure 4.18 La carte à imprimer double face………………………………………. 81

Figure 4.19 La carte à imprimer à multiples couches……………………………... 82

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C.A.O. d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

Figure 4.20 L’environnement du logiciel Orcad layout 7.10………………………. 83

Figure 4.21 Les étapes du routage………………………………………………… 83

CHAPITRE CINQUIEME

Figure 5.1 Appareils de classe 0……………………………………………….… 101

Figure 5.2 Appareils de la classe…………………………………………………. 101

Figure 5.3 Appareils de la classe II………………………………………………. 101

Figure 5.4 Commande vectorielle des machines asynchrones………………. 103

Figure 5.5 Commande scalaire des machines synchrones commutées…….. 104

ANNEXE

Figure A.2.1 Simulation d’un onduleur à deux interrupteurs en parallèle………. III

Figure A.2.2 Simulation d’un onduleur à deux interrupteurs en série………….. IV

Figure A.2.3 Les amplitudes des harmoniques de la tension pour un onduleur en série…………………………………………………………………..

VI

Figure A.2.4 Disposition d’un oscillateur à porte trigger………………………….. VI

Figure A.2.5 Niveau logique d’une porte trigger…………………………………… VI

Figure A.2.6 Le circuit de retard R-C………………………………………………. VII

Figure A.2.7 Le schéma bloc d’un onduleur à commande décalée…………….. VIII

Figure A.2.8 Simulation de l’onduleur à commande décalée…………………….. IX

Figure A.2.9 Circuit de puissance d’un onduleur de type quasi-sinusoïdale…… XI

Figure A.2.10 Graphes de fonctionnement de l’onduleur de type sinusoïdal……. XI

Figure A.2.11 Génération des signaux de commande de l’onduleur de type quasi-sinusoïdal………………………………………………………... XII

Figure A.2.12 Simulation de la commande de l’onduleur de l’onduleur de type quasi-sinusoïdal…………………………………………………….…. XIII

Figure A.2.13 Simulation du circuit de puissance de l’onduleur de type quasi-sinusoïdal……………………………………………………………….. XIV

Figure A.2.14 Représentation des harmoniques de l’onduleur de type quasi-sinusoïdal………………………………………………………………. XV

Figure A.2.15 Représentation des harmoniques à de l’onduleur à commande MLI non chargé…………………………………………………… XVI

Figure A.2.16 Représentation des harmoniques de l’onduleur à commande MLI chargé avec un résistor de 10 ohms………………………………….. XVII

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C.A.O. d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

LISTE DES TABLEAUX

PITRE

Tableau 1.1 Exemple de transistors bipolaires……………………………………….. 7

Tableau 1.2 Exemple de thyristors standards…………………………………………. 11

Tableau 1.3 Exemple de diode de redressement……………………………………… 16

Tableau 1.4 Exemple de transistors JFET……………………………………………… 18

Tableau 1.5 Exemple de transistors MOSFET…………………………………………. 20

CHAPITRE SECOND

Tableau 2.1 Comparaison entre l’onduleur autonome

et l’onduleur non autonome……………………………………………….. 22

CHAPITRE TROISIEME

Tableau 3.1 Comparaison entre le redresseur P3 et PD3……………………………. 34

Tableau 3.2 Cahier des charges 39

Tableau 3.3 Essai harmonique du circuit de puissance de l’onduleur………………. 52

CHAPITRE QUATRIEME

Tableau 5.1 Effets du courant électrique……………………………………………….. 100

ANNEXE

Tableau A.2.1

Analyse des harmoniques d’un onduleur à deux interrupteurs………... V

Tableau A.2.2

Analyse des harmoniques de l’onduleur à commande décalée………. X

Tableau A.2.3

Analyse des harmoniques de l’onduleur à commande MLI à vide……………………………………………………………….………….. XV

Tableau

A.2.4

Analyse des harmoniques de l’onduleur à commande MLI chargé……………………………………………………………………….. XVI

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C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

LISTE DES PRINCIPAUX SYMBOLES ET DES UNITES

SYMBOLES SIGNIFICATION UNITES

2a Nombre de voies mises en parallèle dans un moteur à

courant continu -

2p Nombre de pôles d’un moteur à courant continu -

B Induction magnétique Tesla

C Capacité Farad

E f.e.m Volt

f Fréquence Hz

I Intensité du courant Ampère

k Gain statique -

L Inductance Henry

m Rapport de transformation -

N Vitesse de l’induit d’un moteur à courant continu tour/min

Q Charge électrique Coulomb

R Résistance Ohm

ß Amplification en courant -

t Temps Seconde

U Tension Volt

W Travail Joule

Flux magnétique Weber

Pulsation Radian/sec

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C.A.O. d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

INTRODUCTION GENERALEJ

Pour modifier les caractéristiques de l’énergie électrique (tension, courant, fréquence), on fait appel à des appareils connus sous le nom de convertisseurs. Deux types de convertisseurs ont été utilisés successivement :

les convertisseurs tournants utilisant des machines électriques et des commutateurs électromagnétiques. Ces convertisseurs sûrs et fiables présentent néanmoins l’inconvénient d’être lourds et peu souples ;

les convertisseurs statiques employant des composants électroniques qui fonctionnent comme des interrupteurs. Ces convertisseurs statiques présentent l’avantage d’avoir un rendement plus élevé, une vitesse de réponse moins lente, une puissance transmissible plus grande, et enfin une miniaturisation de plus en plus poussée.

L’électronique de puissance, domaine sur lequel on se penchera, regroupe l’ensemble des connaissances et des réalisations sur les convertisseurs statiques.

Dans ce mémoire, on se propose l’étude et la conception d’un onduleur autonome qui peut servir, entre autres, à la commande des machines à courant alternatif.

Nous utiliserons un logiciel d’aide à la conception appelé « SIMPLORER 4.1 » pour les calculs et la simulation. Ce logiciel nous permettra d’accélérer les calculs et les mises au point.

Notre travail se divisera en cinq parties.

Dans la première partie, on rappellera les principaux composants utilisés en électronique de puissance.

La seconde partie montrera les principes des onduleurs.

Dans la troisième partie, il sera traité de la conception proprement dite.

La quatrième partie nous permettra de voir les performances de l’onduleur par simulation et puis, nous réaliserons le routage du circuit imprimé devant supporter les composants.

Enfin, la cinquième partie traitera des impacts environnementaux éventuels de notre onduleur.

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CHAPITRE I : LES COMPOSANTS UTILISES EN ELECTRONIQUE DE PUISSANCE

On distingue les composants passifs et les composants actifs.

Les composants passifs

I.1.1. – Les résistors.

Les résistors sont des conducteurs électriques identifiés par leur résistance R.

Figure 1.1 – Symbole normalisé des résistors

Pendant le passage du courant électrique, les résistors dégagent de l’énergie électrique.

W = R. I. t2 ( 1.1 )

Unités :

W : joules R : ohms I : ampères t : secondes

Les résistors servent généralement à limiter un courant dans un circuit ou à fixer un potentiel. La chute de tension à ses bornes s'écrit:

U = R.I ( 1.2 )

I.1.2. – Les inductances.

Une inductance est un conducteur électrique bobiné dans l’air ou sur un support. Elle est caractérisée par son inductance L.

Figure 1.2 – Symbole normalisé d’une inductance

I .1

R

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L’inductance peut emmagasiner de l’énergie:

2..21 iLw= ( 1.3 )

Unités :

w : Joules L : Henrys I : Ampères

Cette énergie peut être restituée par la suite. Une inductance parcourue par un courant variable est le siège d'une f.e.m induite:

dtdiLe .−= ( 1.4 )

I.1.3. – Les condensateurs.

Deux conducteurs en équilibre séparés par un isolant forment un condensateur. Les condensateurs sont caractérisés par leur capacité C.

Figure 1.3 – Symbole normalisé d’un condensateur

La charge électrique d'un condensateur est :

UCQ ×= ( 1.5 )

Unités :

C : Farad Q : Coulomb U : Volt

Voici les principaux types de condensateurs: [ 8 ]

les condensateurs à diélectrique en plastique.

les condensateurs à diélectrique en mica.

les condensateurs à diélectrique en plastique métallisé.

les condensateurs électrolytiques à l'aluminium ou au tantale.

C C

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I.1.3. – Les transformateurs.

Un transformateur est un appareil statique à induction électromagnétique destiné à modifier l'amplitude des signaux (courant et tension) en conservant la même fréquence.

I.1.3.1. – Les transformateurs de puissance

Ces transformateurs servent généralement aux alimentations, aux liaisons et aux adaptions d'impédances.

Figure 1.4 – Symbole d’un transformateur de puissance monophasé

Figure 1.5 – Modèle d’un transformateur de puissance

rp, , rs : résistances des enroulements primaires et secondaires. L1s, L2s : inductances de fuite des primaires et secondaires. Rf : : résistance rendant compte des pertes dans le fer. Lm : inductance rendant compte du courant magnétisant. C1, C2,Cc : capacités rendant compte des capacités entre spires et couplage primaire et secondaire

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Les relations entre les tensions et courants s’expriment par :

1

2

2

1

1

2

nn

ii

uum === ( 1.6 )

u1 : tension primaire ; u2 : tension secondaire ; i1 : courant primaire ; i2 : courant secondaire ; n1 : nombre de spires de l’enroulement primaire ; n2 : nombre de spires de l’enroulement secondaire ; m : rapport de transformation.

I.1.3.2. – Les transformateurs d’impulsions.

Ces transformateurs sont chargés de transmettre des trains d’impulsions. Il faut donc éviter tous les phénomènes de saturation magnétique. Le courant de l’enroulement primaire doit être inférieur au courant de saturation. Il <Is. Le transformateur d’impulsion a le même symbole que le transformateur de puissance.

Figure 1.6 – Modèle simplifié d’un transformateur d’impulsions

Lp : inductance primaire.

Remarque : il est utile de savoir que les constructeurs donnent seulement la valeur V0 x t0. Le courant de saturation sera alors

pl

LtVI s 00×= ( 1.7 )

I.1.3.3. – Les transformateurs à point milieu.

Un transformateur à point milieu se compose d’un enroulement primaire fractionné en deux par le point milieu, et d’un enroulement secondaire.

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L’enroulement primaire comporte dans sa totalité n1 spires.

Chaque division de l’enroulement primaire possède donc 2

1n spires.

L’enroulement secondaire possède n2 spires.

Figure 1.7 – Symbole normalisé d’un transformateur à point milieu

Les tensions vérifient les équations :

11

22 2 u

nnu ××=

'11 uu =

Ce transformateur est un cas singulier des transformateurs de puissance.

LES COMPOSANTS ACTIFS.

I.2.1. – Les transistors bipolaires. [ 1 ]

I.2.1.1. - Définition.

Un transistor bipolaire est un semi-conducteur qui peut servir soit à la commutation, soit à une amplification de courant. En commutation, les transistors jouent le rôle d’interrupteurs commandés. A l’état bloqué, les transistors doivent supporter des tensions élevées. A l’état conducteur, ils doivent pouvoir être traversés par des courants de plusieurs dizaines d’Ampères. Il y a deux types de transistors bipolaires :

Les transistors NPN

Les transistors PNP

I .2

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Figure 1.8 – Symbole normalisé des transistors bipolaires

Notation :

ib : courant de base ic : courant dans le collecteur ie : courant traversant l’émetteur

I.2.1.2. –Courbe caractéristique ic = f (VCE ; ib).

Figure 1.9 – Allure des courbes caractéristiques d’un transistor bipolaire

Le transistor bipolaire fonctionnant comme un amplificateur de courant travaille dans la zone du régime linéaire alors que le transistor fonctionnant en régime de commutation travaille jusqu’à l’état saturé.

I.2.1.3. – Commutation.

Le transistor bipolaire est un semi-conducteur commandé en courant. En autorisant le passage d’un courant ib , on provoque un passage de courant ic.

I.2.1.4. – Exemple de données constructeur pour des transistors NPN.

Vcbo

[V] Vceo

[V] Ic max

[A] Ptot [W] Boîtier

ββββ (Ic/Vce) Vcesat (Ic/Ib)

min [A] [V] [V] [A] [mA]

60 60 10 150 TO-3 20 4 4 1 5 500 60 60 15 125 TO-3 20 5 4 1 5 500 60 60 25 200 TO-3 35 3 4 1 15 1500

Tableau 1.1 – Exemple de transistors bipolaires

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Vcbo : tension de claquage émetteur-base pour Ic=0.

Vceo : tension de claquage collecteur-base pour Ie=0.

Ic max : courant collecteur maximum que peut supporter le transistor sans être détérioré.

Ptot : puissance maximum que peut dissiper le transistor.

Boîtier : à un type de boîtier correspond un encombrement et une résistance thermique.

Voici la description succincte du boîtier TO-3.

Figure 1.10 – Le boîtier T0-3

ββββ : amplification en courant défini par : b

c

ii=β .

αααα : coefficient d’amplification entre ic et ie : e

c

ii=α

Vcesat :: tension collecteur-émetteur correspondant à la saturation.

I.2.1.5 – Montage Darlington.

Il s’agit d’une association de transistors bipolaires qui permet d’avoir une amplification en courant plus élevée.

Figure 1.11 – Schéma de principe d’un transistor Darlington

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Si ic=ß0 x ib .L'amplification en courant de l'ensemble sera: [ 8 ]

ß0=ß1 . ß2 +ß1+ß2 ( 1.8 )

Le courant de fuite sera aussi plus élevé.

iceo = iceo1+iceo2 ( 1.9 )

Remarques.

Notons que l'indice 1 se rapporte au transistor n°1 alors que l'indice 2 se rapporte au transistor n°2.

On appelle courant de fuite le courant qui s'établit dans la jonction base émetteur même en l'absence d'un courant de base.

Figure 1.12 – Le courant de fuite

Les commutations ne se font pas instantanément ; il existe un temps de mise en conduction ton et un temps de blocage toff. [ 2 ]

Figure 1.13 – La commutation d’un transistor bipolaire

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I.2.2. – Les thyristors standards.

I.2.2.1. – Définition.

Le thyristor est un semi-conducteur à conduction unidirectionnelle commandée.

Figure 1.14 – Symbole normalisé d’un thyristor standard

I.2.2.2. – Structure et principe de fonctionnement

Un thyristor est formé d’une suite de quatre couches semi-conductrices PNPN.

Figure 1.15 – Fonctionnement d’un thyristor standard

L’ensemble peut être considéré comme un assemblage de deux transistors bipolaires T1 et T2 de types différents : NPN et PNP

Figure 1.16 – Composition d’un thyristor standard

Le courant collecteur-émetteur de chacun des transistors est le courant de base de l’autre. Les transistors sont donc à la fois saturés et bloqués.

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La fermeture et le blocage du composant dépendent d’un courant injecté dans la gâchette.

I.2.2.3. – Courbe caractéristique tension-courant.

Figure 1.17 – Allure de la courbe caractéristique d’un thyristor standard

I.2.2.4. – Exemples de thyristors standards.

Ce paragraphe affiche une liste de thyristors standards.

IRSM/ITAV VRRM

ITSM

10 ms

Référence VGT

Max IGT

Max IH

Max VTM à

ITM

max

tq

maxtj

max

I2t 10 ms Boîtier

[A] [V] [A] [V] [V] [mA][V] à [A]

[°C] [A2s]

6/3.8 50 à 1000

70 TL 056 à TL 1006

1.5 15 30 1.6 à 12

110 24.5 TO-220AB

12/8 50 à 1000

100 TYN 510 à TYN 1010

1.5 15 30 1.6 à 20

110 72 TO-220AB

Tableau 1.2 – Exemple de thyristors standards

ITAV : valeur minimale du courant moyen. IRSM : courant inverse accidentel maximal. VRRM : tension inverse répétitive maximale. VGT et IGT : tension et courant minimal des impulsions de commande. IH : courant de maintient minimal pour le maintient de conduction. VTM : tension maximale supportée relativement à un courant direct

donné ITM. tj : température admissible.

I2t : valeur maximale de dtITto

to

T 2)(+

associée à l’énergie qu’il faudra

dissiper.

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Boîtier :

Figure 1.18 – Le boîtier T0-220 AB

tq est le temps minimal à partir du passage par zéro du courant IT et l’apparition entre anode et cathode d’une tension positive sans amorçage intempestif du thyristor.

Figure 1.19 – Le temps de recouvrement tq

I.2.2.5. – Principe de la commande à la fermeture d’un thyristor.

Figure 1.20 – La commande à la fermeture d’un thyristor standard

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Figure 1.21 – Allure des courbes lors de la commande à la fermeture

I.2.2.6. – Fonctionnement.

Afin de permettre au thyristor de conduire, on injecte un courant dans la gâchette. Pour créer le signal de commande, il faut réaliser les fonctions suivantes :

Détection des passages à zéro d’une tension de synchronisation vs (image d’une tension alternative dans le cas d’un redresseur ou d’un onduleur assisté, sortie d’un oscillateur local pour un onduleur autonome).

Elaboration d’un retard réglable ∆t du signal de commande par rapport à la

tension de synchronisation. Angulairement, ce retard est Tt∆= .2πα où T est la

période.

Production du train d’impulsions nécessaire à la fermeture du thyristor.

Notons que le retard à la fermeture moyen par rapport au signal de référence (angle de garde) est de 30°.

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I.2.2.7. – Principe de la commande à l’ouverture des thyristors standards.

Blocage par suppression de courant (extinction naturelle).

Figure 1.22 – Blocage d’un thyristor par suppression de courant

Supposons que le thyristor T est conducteur. Quand on ferme K1, il n’y a plus de courant dans le thyristor : celui-ci est shunté par K1.

Au moment de l’ouverture de K1, le thyristor ne s’amorce plus.

Blocage par mise sous tension inverse (extinction naturelle).

Figure 1.23 - Blocage d’un thyristor par mise sous tension inverse

Quand le thyristor est activé, le condensateur C se charge à travers la résistance R. Quand on ferme K2, le thyristor se bloque car le thyristor a été placé sous une tension inverse. La réouverture de K2 est sans conséquence sur l’état du thyristor.

I.2.3. – Le Thyristor G.T.O.

Le thyristor G.T.O. (Gate Turn Off) a la même structure qu’un thyristor standard (association de deux transistors T1 et T2). Le thyristor G.T.O. est un thyristor qui s’amorce et se bloque par la gâchette.

Figure 1.24 – Symbole normalisé d’un thyristor GTO

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Figure 1.25 – Fonctionnement du thyristor GTO

Un thyristor est construit pour être éteint par un courant de gâchette lorsque :

L’amplification en courant

)(1 21

2

ααα

+−=QA , où 1α et 2α

sont respectivement le coefficient d’amplification entre Ic et Ie de T1 et T2, est suffisamment grande.

Si le courant d’anode GA ii)(1 21

2

ααα

+−= où iG est le courant de gâchette, un AQ

grand correspond à une génération de courant de commande plus économique que l’emploi d’un processus classique de blocage pour un thyristor conventionnel.

L’électrode de gâchette est prévue pour des courants de l’ordre de grandeur du courant direct normal d’anode.

L’électrode de gâchette et celle de cathode sont suffisamment entrelacées pour que le courant inverse de commande provoque l’extinction du courant direct dans la plus grande partie possible de la jonction à bloquer.

Le thyristor G.T.O peut travailler à des fréquences élevées.

La commande est obtenue par un faible courant de gâchette, avec une tension positive (1,5V entre la gâchette et la cathode) pour l’amorçage et négative (-5V à –10V) pour le blocage.

Le thyristor G.T.O a à peu près les mêmes valeurs caractéristiques que le thyristor standard.

I.2.4. – Les diodes de redressement.

I.2.4.1. – Définition.

Ce sont des composants électroniques, non contrôlables, permettant la circulation dans un seul sens du courant. Une diode est formée d’une jonction P-N.

Figure 1.26 – Symbole normalisé d’une diode de redressement

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I.2.4.2. – Courbe caractéristique tension-courant.

Figure 1.27 – Allure de la courbe caractéristique tension-courant

I.2.4.3. – Exemple de données constructeur.

I0 ( A ) VRRM ( V ) Référence IR à VRRM (mA) Boîtier

1 100 1N4002 0.005 F 126

1 400 BA 157 0.005 F 126

Tableau1.3 – Exemple de diode de redressement

I0 : courant moyen redressé.

VRRM : tension inverse de pointe repétitive.

IR : courant inverse continu.

Figure 1.28 – Le boîtier F 126

I.2.5. – Les transistors à effet de champ.

I.2.5.1. – Les transistors à effet de champ à jonction (JFET)

I.2.5.1.1. – Principe.

Partons d’un transistor à effet de champ à canal N. Le dispositif est tel que les jonctions grille-canal soient bloquées. Cela exige que la tension existant entre la

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grille et l’un des points du canal (en particulier la source ou le drain ) soit négative ou nulle.

Figure 1.29 – Constitution d’un transistor à effet de champ JFET

Figure 1.30 – Symbole normalisé d’un transistor à effet de champ à canal N

I.2.5.1.2. – Courbe.caractéristique tension – courant Id = f ( UDS ; UGS ).

Voyons l’allure de la courbe caractéristique d’un transistor à effet de champ classique.

Figure 1.31 – Allure de la courbe caractéristique d’un transistor JFET

R : zone résistive.

C : zone de coude.

S : zone de saturation.

A : zone d’avalanche.

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Remarque 1: Influence de UGS.

Dans toute jonction bloquée, les zones N et P extrêmes sont séparées par une zone exempte de porteurs. Cette zone a tendance à s’élargir quand la tension inverse de blocage UGS augmente.

Figure 1.32 – Influence de la tension entre G et S

Remarque 2:

On peut construire un JFET à canal P (grille en couche N). Ce transistor nécessite une tension UGS>0 et une tension d’alimentation UDS<0. Son emploi est plus rare.

Figure 1.33 – Symbole normalisé d’un transistor JFET à canal P

I.2.5.1.3. – Exemple de données constructeur (transistors à canal N)

Type RDS ( Ω ) VT ( V ) IDSS ( mA) CISS (pF)

MPF 4091 30 10 30 16

J111 30 10 20 10

Tableau 1.4 – Exemple de transistors JFET

RDS : résistance drain – source.

VT : tension grille – source de blocage.

IDSS : courant de drain maximal de surcharge.

CISS : capacité d’entrée.

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I.2.5.2. – Les transistors à effet de champ à grille isolée. (IGFET, MOSFET).

I.2.5.2.1. – Constitution (MOSFET à appauvrissement canal N).

Ces transistors sont formés d’un substrat P dans lequel on a diffusé deux zones dopées N. Les deux zones sont reliées par un canal de type N. La grille est isolée du canal par une couche d’oxyde.(MOSFET : métal oxyde semi-conductor field effect transistor)

Figure 1.35 – Constitution d’un transistor MOSFET

Figure 1.36 – Symbole normalisé d’un MOSFET à canal N

Figure 1.34 – Les condensateurs parasites

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I.2.5.2.2. – Caractéristiques.

Figure 1.37 – Allure de la courbe caractéristique d’un transistor MOSFET

Le potentiel positif de la grille pousse les électrons dans le canal N. Ces électrons seront les porteurs du courant ID.

Figure 1.38 – Fonctionnement d’un transistor MOSFET à canal N

I.2.5.2.3. – Exemple de transistors MOSFET.

Ptot ( W ) VDDS ( V )

RDS à IDBoîtier Type ( ΩΩΩΩ ) ( A )

75 50 0,04 30 TO-220 BUZ 11

125 50 0,04 39 TO-3 BUZ 14

Tableau 1.5 – Exemple de transistors MOSFET

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Remarque : on peut construire un MOSFET à appauvrissement canal P dans

lequel UGS et UDS seront négatives pour le passage du courant

ID.

Figure 1.39 – Symbole d’un transistor MOSFET à canal P

Le transistor MOSFET à enrichissement ne diffère du MOSFET à

appauvrissement que par l’absence de canal diffusé entre le drain et la source. Le

fonctionnement est le même

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22

CHAPITRE II : GENERALITES SUR LES ONDULEURS

L’utilisation de l’énergie nécessite parfois des transformations de sa forme et sur sa valeur. L’un des appareils employés lors de cette modification est l’onduleur. Dans ce chapitre, on examinera les structures les plus courantes de ce type d’appareil. Mais d’abord, voyons ce qu’est un onduleur.

II.1. Définition.

Un onduleur est un convertisseur statique qui transforme une tension continue en une tension alternative.

Figure 2.1– Symbole normalisé d’un onduleur

Voici la différence entre l’onduleur autonome et l’onduleur non autonome.

Onduleur non autonome Onduleur autonome

Onduleur connecté à un réseau qui comporte déjà plusieurs générateurs.

On utilise comme signal de référence la tension du réseau.

Onduleur non connecté à un quelconque réseau.

Le signal de référence est donné par un oscillateur à l’intérieur de l’onduleur.

Tableau 2.1 – Comparaison entre l’onduleur autonome et l’onduleur non autonome

II.2 Les onduleurs monophasés.

II.2.1. - Les onduleurs à deux commutateurs en parallèle

II.2.1.1 – Structure de l’onduleur à deux commutateurs en parallèle. [ 4 ]

Figure 2.2– L’onduleur à deux commutateurs en parallèle.

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23

II.2.1.2.- Graphe de fonctionnement.

Les intervalles de conduction sont indiqués par les graphes suivants.

Figure 2.3- Graphe de fonctionnement de l’onduleur à deux commutateurs en parallèle.

II.2.2. - Les onduleurs à deux commutateurs en série

II.2.2.1 – Structure de l’onduleur à deux commutateurs en série. [ 7 ]

Figure 2.4 – L’onduleur à deux commutateurs en série.

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24

II.2.2.2.- Graphe de fonctionnement.

Les intervalles de conduction sont donnés par les graphes suivants.

Figure 2.5- Graphe de fonctionnement de l’onduleur à deux commutateurs en parallèle.

II.2.3. - Les onduleurs à quatre commutateurs en pont

II.2.3.1 – Structure de l’onduleur à quatre commutateurs en pont.

Figure 2.6– L’onduleur à quatre commutateurs en pont.

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25

Les onduleurs en pont ont trois possibilités de fonctionnement qu’on détaillera à la page suivante.

Fonctionnement en mode symétrique. Fonctionnement en mode décalé. Fonctionnement en mode MLI (Modulation en Largeur d’Impulsion).

II.2.3.2.- Graphe de fonctionnement en mode symétrique.

Dans le premier intervalle de conduction Th1 et Th2’ sont passants. Dans le second intervalle, Th1’ et Th2 conduisent alors que Th1 et Th2’ sont bloqués.

Figure 2.7- Graphe de fonctionnement de l’onduleur à quatre commutateurs en mode symétrique.

II.2.3.3.- Graphe de fonctionnement en mode décalé. [ 6 ]

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26

Les interrupteurs Th2’ et Th2 sont en retard lors de leur fermeture par rapport aux interrupteurs Th1 et Th1’.

Figure 2.8- Graphe de fonctionnement de l’onduleur à quatre commutateurs en mode décalé.

II.2.3.4.- Graphe de fonctionnement en mode MLI. [ 5 ]

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27

Une onde modulatrice sinusoïdale u, de fréquence fu est comparée à une onde triangulaire v ou en dent de scie de fréquence fv. En autorisant un choix du rapport de modulation m=fv/fu impair, multiple de 3 et de l’ordre de la centaine, on aura le pouvoir d’éliminer les harmoniques de tension de rang multiple de 2 ainsi que les harmoniques de rang 3.. Le courant, filtré par l’inductance de l’enroulement est quasi – sinusoïdal lorsqu’on charge l’onduleur avec un moteur.

Figure 2.9 - Graphe de fonctionnement de l’onduleur à quatre commutateurs en mode MLI

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28

II.3 Les onduleurs triphasés

II.3.1 - L’onduleur triphasé en pont.

Figure 2.10– L’onduleur triphasé en pont.

Principes pour un bon fonctionnement :

Deux interrupteurs en série ne doivent pas être fermés ensemble sous risque de court-circuit.

Trois interrupteurs sont toujours fermés et trois autres ouverts. Les trois interrupteurs fermés sont soit un interrupteur supérieur et deux

interrupteurs inférieurs ( ex : K1 et K2’ – K3’ ), soit un interrupteur inférieur et deux interrupteurs supérieurs.

Voici les valeurs de la tension efficace dans les charges qui seront utiles pour l’établissement des graphes de fonctionnement.

)2(311 302010 uuuU −−=

)2(312 301020 uuuU −−=

)2(313 201030 uuuU −−=

( 2.1 )

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Figure 2.11– Graphe de fonctionnement de l’onduleur triphasé en pont.

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30

II.3.2-L’onduleur triphasé obtenu en associant des onduleurs monophasés.

On réalise un décalage de 120° au moyen de la comma nde.

Figure 2.12– Onduleur triphasé à décalage.

II.4. EFFET DES HARMONIQUES DANS L’ALIMENTATION DES MOTEURS.

Cherchons la tension efficace Vs dans le stator d’un moteur monophasé parcouru par un flux φ. Le flux induit dans Ns , conducteurs actifs, est : Φ−= dNedt s

La valeur de la tension moyenne est : Φ=Φ===

fNNT

edtTT

edt

sS

T

T

442

2

Vm2

0

2

0 .

Soit m

seVVk = le facteur caractérisant la courbe de la tension d’alimentation.

Φ== fNkVkV SemeS 4 fNk

VSe

S

4=Φ .

On sait que les pertes par hystérésis dans le fer est approximativement :

)(2

2

e

sBpkV

mh == ( 2.2 )

En ce qui concerne la tension purement sinusoïdale , on a ke =1,11.

On sait aussi que les courbes rectagulaires et carrées correspondent à un ke < 1,11. Ces courbes coïncident avec les taux d’harmoniques les plus élevés et sont la résultante de plusieurs tensions sinusoïdales. Donc, les pertes par hystérésis sont plus grandes que pour une tension sinusoidale. On a intérêt à réduire les harmoniques par différentes méthodes.

Conclusion :

Les onduleurs utilisant deux commutateurs donnent des ondes de tension rectangulaires alors que les onduleurs utilisant quatre commutateurs fournissent des ondes de tension plus proches d’une tension sinusoïdale. Les essais en simulation le confirmeront.

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CHAPITRE III CONCEPTION DE L’ONDULEUR

Après avoir étudié les principes généraux de la conversion d’une tension continue en une tension alternative, voyons comment utiliser ces données pour satisfaire à nos besoins.

Dans ce chapitre, on verra en première partie, l’obtention de la tension continue de base. Ensuite, on précisera les besoins dans un cahier des charges. Enfin, on livrera la démarche qui donne la possibilité de déterminer les différents composants à utiliser.

III.1 Les générateurs de tension continue.

L’onduleur a besoin d’une tension continue à transformer. Afin d’avoir cette tension, on peut utiliser :

des batteries d’accumulateur

des cellules photovoltaïques

une génératrice tournante

un redresseur de tension alternative

un hacheur.

Figure 3.1 – Les générateurs de tension continue.

III.1.1 – Les batteries d’accumulateurs.

Ce sont des générateurs réversibles pouvant stocker de l’énergie et la déstocker sur demande.

Figure 3.2 – Stockage d’énergie avec des batteries.

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Batterie au plomb acide.

Batterie au cadmium-nickel.

III.1.2 – Les cellules photovoltaïques.

Ces cellules convertissent le rayonnement solaire en courant électrique. Les photons des rayons solaires frappent les électrons de la cellule. Le déplacement des électrons crée le courant électrique. Pour avoir ce courant, l’énergie du photon doit être supérieure à l’énergie d’extraction.

Cette énergie s’exprime par : νhE= où h est la constante de Planck qui vaut 6,62 x 10-34 Js-1 et la fréquence des radiations en Hz.

Figure 3.3 – Cellule photoélectrique.

Une cellule se comporte comme une diode : à une tension directe faible (0,6V) correspond un courant grand. En général, les constructeurs de cellules donnent les caractéristiques courant-tension en fonction de la luminosité et de la température à 25°C.

Figure 3.4 – Caractéristique d’une cellule photoélectrique.

Il faut associer plusieurs cellules en série pour avoir une plus grande tension.

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Figure 3.5 – La diode By-pass.

Si un groupe de cellules devient moins performant c’est-à-dire produit moins de courant, il devient récepteur (résistance plus grande). La diode By-pass court-circuite ce groupe.

III.1.3 – Les génératrices à courant continu.

En faisant tourner le rotor d’une génératrice, un courant induit se crée dans le stator par variation du flux dans les enroulements. Un dispositif appelé collecteur fait office de redresseur.

La force électromotrice produite s’écrit :

.2

2Φ= nN

a

pE ( 3-1 )

N : vitesse de l’induit en tours/min

2p : nombre de pôles.

2a : nombre de voies mises en parallèle.

n : nombre de conducteurs actifs ou siège d’une f.e.m.

: flux par pôle en weber.

III.1.4. – Les redresseurs.

Nous allons aborder deux types de redresseurs de tensions triphasées qui transforment la tension alternative en tension continue.

Figure 3.6 – Symbole normalisé d’un redresseur.

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REDRESSEUR P3 REDRESSEUR PD3

Tension moyenne 0,83.Umax 0,95 Umax

Tension efficace 0,84 Umax 0,94 Umax

Facteur de forme 1,02 1,0009

Tableau 3.1 – Comparaison entre le redresseur P3 et PD3.

La valeur du facteur de forme caractérise la tension redressée. Plus cette valeur est proche de l'unité, plus la tension obtenue est voisine d'une grandeur continue. Il est donc plus avantageux d’employer un redresseur de type PD3 si on veut avoir une tension avec peu d’ondulation. Nous supposerons qu’un redresseur de ce type est présent en amont de notre montage. Si la tension efficace à l’entrée du redresseur est de 220 V, alors la tension moyenne à la sortie sera

220 2 . 0,95 = 295,57 V.

III.1.5. – Les hacheurs.

Si on veut limiter la puissance fournie à la charge, on peut employer un hacheur. Il faut alors disposer entre l’hacheur et la charge une inductance pour assurer la continuité du courant.

III.1.5.1 - Le hacheur dévolteur

Figure 3.7 – Hacheur dévolteur.

Les intervalles de conduction sont :

[ 0 , aT ] : K1 fermé et K2 ouvert.

[ aT , T ] : K1 ouvert et K2 fermé.

Figure 3.8 – Insertion d’une inductance.

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Le tracé des courbes de tension et de courant donne les chronogrammes suivants.

Figure 3.9 – Courbes d’un hacheur dévolteur.

L’expression de la tension moyenne est :

aUU ='

Le courant dans la charge :

De 0 à aT

)0(' ItLUUI +−= ( * )

De aT à T

)()(' aTIaTtLUI +−−= ( ** )

Remarque : calcul de l’inductance de lissage.

L’ondulation en courant sera notée : )0()(minmax IaTIIII −=−=∆

A t = aT, les deux expressions de I sont égales d’où :

)(')'( aTtLUt

LUUI −+−=∆

I

aaTUL

−××=

)1( ( 3-2 )

K1 est un semi-conducteur de commutation commandé alors que K2 est une diode de roue libre.

III.1.5.2 - Hacheur élévateur.

Dans un circuit électronique, il y a toujours des chutes de tensions aux bornes des composants. Ainsi, si on introduit une tension continue Ve à l’entrée d’un tel circuit, on observera à la sortie une tension Vs < Ve. Il importe alors de compenser ces chutes de tensions en augmentant la valeur de la différence de potentiel en

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amont. Cela se réalise par le montage d’un hacheur élévateur entre la tension continue Ve et le circuit principal.

Le schéma du hacheur proposé est présenté ci-dessous.

Figure 3.10 – Hacheur survolteur.

On applique à l’entrée du transistor MOSFET un signal rectangulaire de période T. La quantité Vs dépend seulement du rapport cyclique de Vd .

- Calcul de C :

s

es

VV

VVTIC

×∆−××

=)(0

( 3-3 )

Io : courant débité par l’appareil T : période de hachage Ve : tension d’entrée V : tolérance.

- Calcul de L :

( )T

VI

VVVL

S

ese

×

−=

0

5,2 ( 3-4 )

Io : [ A ] T : [ s ] Ve : [ V ]

III.1.5.3 – Dimensionnement du hacheur.

On va augmenter la tension à l’entrée de l’onduleur à l’aide d’un hacheur élévateur pour prévenir les chutes de tensions.

Données :

Période T = 0,0001 s Tension surélevée : Vs = 381 V est une valeur normalisée. Tension d’entrée à la sortie du redresseur PD3 : Ve = 295,57 V. Courant débité : I0 = 5 x 1,414 = 7,07A Plage de variation de Vs : ∆V = 5%

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( )0001,0

3815

10057.295381414,15×

×

−××=C

C = 317x 10-6 F soit C = 8200 uF (400V) la valeur normalisée.

0001,0381414,15

)57,295381(57,2955.2

××

−××=L

L = 2,34 x 10-3 H soit L = 2.2 mH

D : diode rapide ayant comme référence : BYV 29

Création de la tension Vd.

La différence de potentiel Vs s’exprime littéralement par :

+=

off

ones

ttVV 1 .

Le rapport off

on

tt se déduit alors.

off

on

tt

( 3-5 )

Vs et Ve en [ V ]

289,0157,295

381 =−=off

on

tt

On désire employer un oscillateur astable mettant en œuvre un circuit intégré

NE 555. Cependant, l’oscillateur n’est capable de fournir qu’un signal de rapport off

on

tt

plus grand que l’unité. Résolvons ce dilemme en inversant les instants où le signal

est à l’état haut (Vs > 0) avec les moments où le signal est dans un état bas (Vs=0).

Ainsi, au lieu de chercher un rapport de off

on

tt = 0,289 , on aura un rapport

off

on

tt =

289,01 = 3,46

Le schéma bloc ci-dessous illustre le raisonnement.

Figure 3.11 – Générateur de signal.

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Montage astable.

Le montage peut livrer une tension rectangulaire de la forme :

Figure 3.13 – Tension rectangulaire.

Le rapport off

on

tt s'énonce par : 46,3

224,0776,0

==A . Trouvons les valeurs des éléments

C, Ra, Rb.

( ) bab

ba

B

H RARARRR

tt 1−==+=

( ) bbaBH RACRRCTtt )21(693,02693,0 +−=+==+ donc

CATRb

693,0)1( += ( 3.6 )

Application numérique :

T = 0,0001 s, C = 100 nF, ce qui nous donne Rb= 323,5Ω soit Rb= 330Ω et

Ra = (3,46 – 1)x 323,5 = 1119,44Ω, soit Ra = 1100Ω.

Figure 3.12 – Montage astable à NE 555

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Comparateur.

L’emploi du comparateur s’avère indispensable dans le but d’inverser les moments de tH et tB.

Figure 3.14 - Comparateur.

DZ = PMBZ55226B-3,9V.

Vcc = 12 V.

R = 3,3 kΩ

III.2 DIMENSIONNEMENT DE L’ONDULEUR.

III.2.1. –Cahier des charges.

Fonction principale : transformer une tension continue en tension alternative.

Exigence.

Fonction principale.

Fréquence

Tension continue à l’entrée : 381V Tension nominale efficace dans la charge : 220V Courant efficace nominal dans la charge : 5 A Taux d’harmonique le plus bas possible

Tableau 3.2 – Cahier des charges.

On se propose donc de réaliser un onduleur à commande MLI dont le fonctionnement général a été expliqué au chapitre précédent.

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III.2.2. – Etude et dimensionnement du circuit de puissance.

Le circuit de puissance retenu est celui de l’onduleur à quatre commutateurs en pont. Les transistors MOSFET sont retenus comme commutateurs par leur facilité d’utilisation en faible puissance.

Figure 3.15 - Disposition des transistors MOSFET.

III.2.2.1 - Dispositifs pour éviter les surtensions aux bornes des transistors MOSFET.

Utiliser une diode Zener qui évite les surtensions.

La tension caractéristique de la diode Zener aura une valeur légèrement supérieure à la tension d’alimentation

Utiliser une diode rapide.

La diode rapide permet d’éviter l’accumulation de charge. Dans le cas d’un onduleur en pont, on ajoute une diode en série pour que la diode de structure D’1S ne conduise à la place de la diode rapide D’1.

Figure 3.16 – Protection par diode Zener

Figure 3.17 – Protection par diode rapide.

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La valeur du condensateur C doît être suffisamment grande pour réduire les surtensions, mais la durée de mise en conduction est inversement proportionnelle à cette valeur.

La résistance R doît permettre un régime oscillant très amorti. Les valeurs de R et C satisfaisantes sont obtenues uniquement par des essais successifs sur une table d’essai

III.2.2.2. – Détermination des composants actifs du circuit de puissance.

Données :

Le courant efficace dans la charge est Ich = 5 A. La valeur de la tension continue est : E = 381 V.

Les transistors doivent supporter ces valeurs. Les transistors MOSFET de référence BUZ 94 avec VDSS = 600 V et ID = 7,8 A obéissent à ces exigences.

Les diodes D1 à D4 montées en série avec les transistors sont des diodes de redressement et doivent supporter les mêmes contraintes. On choisit des diodes BY 239-600 avec VRRM = 600 V et de courant redressé IO =10 A.

Les diodes D1’ à D4’ sont des diodes rapides. On prend des diodes BYV 29 avec VRRM = 500 V et IO =7,9 A qui peuvent supporter ces mêmes contraintes

Figure 3.18 – Protection par un dipôle R-C.

Figure 3.19 – Le circuit de puissance.

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III.2.2.3 – Le filtre passe – bas.

La structure d’un tel filtre est :

Figure 3.20 – Filtre passe-bas du second ordre.

La fonction de transfert générale d’un tel filtre ressemble à :

211)(LCppRC

pF++

= ( 3-7 )

Le gain du filtre correspond à :

+−==

222 )()1(

1log20)(log20ωω RCLC

jwFG

Rappelons qu’à la sortie de l’onduleur, on obtient une tension sinusoïdale de

381V crète. Or, on désire avoir une tension sinusoïdale de 220 2 V = 311V comme définie dans le cahier de charge. Le gain du filtre à la fréquence de 50 Hz devra être

de G = ( ) 76.1381311log20 −= dB. On peut vérifier que les valeurs de R = 2,7

L = 4,7 mH ; C = 1,38 mF donnent effectivement le gain recherché à cette fréquence. Les valeurs normalisées à retenir sont : R = 2,7 ; L = 4,7 mH ; C = 8200 uF

La fonction de transfert est donc de la forme :

263 1038102211)(

pppF

−− ×+×+= ( 3-8 )

Il est possible de contrôler ce gain à la fréquence de 50Hz correspondant à la pulsation = 314,16 rad/sec en traçant le diagramme de Bode de ce filtre.

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Figure 3.20 bis – La réponse en fréquence du filtre passe-bas

III.2.3 – Dimensionnement du circuit de commande.

III.2.3.1 – Rappel : principe de la commande MLI

Une onde de tension modulatrice sinusoïdale u, de fréquence fu est

comparée à une onde triangulaire v de fréquence fv. On utilise le résultat de cette

comparaison à la commande des transistors de puissance. Cette commande est

réalisée de telle manière que si la paire de transistors T1 et T2’ est passante, la

paire opposée T1’ et T2 est bloquée et inversement. Pour éliminer les

harmoniques de tension de rang pair et les harmoniques de rang 3, le rapport de

modulation m=fv/fu est impair, multiple de 3 et de l’ordre de la centaine. A la sortie

du circuit de puissance, le courant est filtré par l’enroulement du moteur si on

dispose d’un tel appareil en cet endroit. Mais on peut aussi utiliser un filtre de

tension pour obtenir une tension quasi-sinusoïdale.

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s

III.2.3.2 - Réalisation de la commande MLI.

a - Oscillateur sinusoïdal de référence.

Afin de réaliser la commande MLI, une tension alternative sinusoïdale est fondamentale. La solution la plus simple consiste à adopter un générateur de fonctions intégré de type ICL 8038

Le circuit d’alimentation

La tension d’alimentation recommandée par le constructeur du circuit intégré est de V18± .

Observons de plus près la constitution du circuit d’alimentation.

Commande

Puissance

Figure 3.21 – Commande MLI.

Figure 3.22 – Le circuit d’alimentation.

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Le composant TRF2 est un transformateur MYRRA 44167 de puissance 25 VA et de type EI 30/18

Le secondaire délivre une tension de 2 x 18 V efficace.

La tension continue qu’on pourrait obtenir : 18 V x 1,414 = 23,452 V.

Diodes 1N4007 à VRRM = 1000 V ; Imax = 1 A

Condensateurs : 2200 µF

Le circuit intégré REG1 est un composant L 7818 ayant comme valeurs caractéristiques :

Entrée maximale : 35 V

Sortie 18 V

Boîtier TO 220

I max = 1,5 A

L’élément REG2 a comme référence : L7918 de valeurs spécifiques

Entrée maximale : -35 V

Sortie : -18 V

Boîtier : TO 220

I max = 1,5 A

Le montage du circuit ICL 8038.

Figure 3.23 – Le circuit ICL 8038.

Pour avoir une fréquence f. le constructeur recommande RA = RB = R

fRC

3,0=

(3-9 )

Si f = 50 Hz . Soit C =100 nF => R = 62 kΩ

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Ces valeurs vérifient : mAR

VccµA

A1

2,010 <<

mAR

Vcc

RµA

BB1

2,02,710 <−<

La tension maximale à la sortie de l’ICL

( 3/5 ) x Vcc = 10,8 V

Pour avoir 12 V crête, il faut amplifier la tension par un amplificateur non inverseur.

A = 12 / 10,8 = 1,11

R1=10 kΩ

R2= 100 kΩ

b - Circuit déphaseur.

La figure suivante donne le schéma de base d’un module déphaseur.

Figure 3.25 – Le circuit déphaseur.

La fonction de transfert du circuit se note :

pCR

pCRRpP

VVe

s

111

1)21(1)(

+

++==

( 3-10 )

Figure 3.24 – L’amplificateur non inverseur.

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La phase de Vs est : Arg P(p) = Arg (1+(R1+R2)C1p)-Arg(1+R1C1p)

= Arctan C1(R1+R2) – Arctan ( R1C1 )

b.1 - Réalisation d’une avance de phase de 240°.

On met en cascade trois modules déphaseurs de 80°. Les avances de phase s’additionnent en vue de fournir l’avance de phase désirée.

Calcul des éléments du module donnant une avance de phase de 80°.

Réalisons : Arg ( 1+( R1+R2 )C1p ) = Arctan C1( R1+R2 ) = 85°

Et Arg ( 1+R1C1p ) = Arctan ( R1C1 ) =5°

=> R1C1 = tan 5°

Soit C1 = 10 µF.

R1C1 = tan 5°= 0,0874.

84,2710

0874,0

10010

0874,01

35=

×=

××=

−− ππR

R1= 27 Ω

C1(R1+R2) = tan 85°

1185tan2 RwC

R −°=

28,363810010

43,112

5=

××=

− πR

R2 = 3,6 kΩ

Le gain correspondant :

38,1110010271

10010)273600(1)(

5

5

=×××+

×××++=

π

π

j

jpP

Synthèse du circuit fournissant l’avance de 240°

Le gain total à la sortie de cette association sera la somme des gains soit 11,38 x 3 = 34,14

Si on veut avoir une sinusoïde de 12V crête à la sortie du montage, la tension d’entrée devra être de :

U = V351,014.34

12 = .

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On utilisera alors un diviseur de tension pour faire diminuer la tension à la sortie du circuit intégré ICL 8038.

Figure 3.26 – Diviseur de tension.

Pour que la tension aux bornes de R1 soit égale à 10,8 – 0,351 : R1 =10448,506Ω

Soit R1 = 10 kΩ .

Pour que la tension aux bornes de R2 soit de 0,351. R2=351Ω

Soit R2 = 360Ω

b.2 - Réalisation d’une avance de 120°.

Il faut ajouter un circuit réalisant une avance de phase de 40° au circuit donnant l’avance de 80°.

Dans ce cas, C1( R1+R2 ) = tan 45°. En reprenant les valeurs C1=10µF ; R1=27Ω :

Ω=−=−

3,2912710

123π

R

R2 = 300 Ω

Le gain de ce second circuit à mettre en cascade est donné dans la page suivante.

43,110010271

103271

5

3

=×××+

××+

π

π

j

j

Le gain total : 11,38 + 1,43 = 12,81

La tension à mettre à l’entrée de l’ensemble sera : (12 / 12,81 ) = 0,94

Le pont diviseur à mettre.

Figure 3.27– Diviseur de tension

Si UR2=0,8942 V et UR1 = 9,86 V alors R2 = 10000Ω et R2 = 940 Ω

R1 = 910 ΩR2 = 10 kΩ

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c - Création de la tension triangulaire :

Voici le schéma de principe de l’oscillateur.

Figure 3.28 – Création d’une tension triangulaire.

La constitution complète de l’oscillateur est ainsi :

Figure 3.29 – Schéma du générateur de tension triangulaire.

On va utiliser des diodes Zener de tension stabilisée Vz = 6,2 V.

L’amplitude du signal rectangulaire est Vz+Vs = 6,2 + 0,6 = 6,8 V.

L’amplitude du signal triangulaire s’écrit :

Umax = )(21

sz VVRR + . ( 3-11)

Si on souhaite avoir une amplitude Umax = 12V, le quotient R1 / R2 devra être :

R1/R2 = 12/ 6,8 = 1,764.

Si R2 = 100 k alors R1 = 180 k

La fréquence des signaux est donnée par : RCRRf142= .

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Pour avoir une fréquence f = 2250 Hz, on doit avoir.

fRRRC

142= ( 3-12 )

A.N : RC = 6.298 E-5. Si C = 1nF alors R = 62 k.

d - Le soustracteur.

Us = U1 – U2

On admettra que R1 = 100 kΩ et R2=100 kΩ.

e - Le comparateur.

Figure 3.31 - Le comparateur.

Le fonctionnement du comparateur se résume ainsi.

Si U2 – U1 > 0 alors US= +Va où Va est la tension d’alimentation

Si U2 – U1 < 0 alors Us = - Va

L’inverseur sert à la commande d’une paire de transistors MOSFET

Figure 3.30 – Le soustracteur.

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III.2.3.3 – Modélisation de l’onduleur.

a - Modélisation des systèmes dynamiques linéaires continus

Pour connaître le comportement d’un système dynamique et d’en effectuer ensuite la commande et le réglage, il est important de connaître les relations qui existent entre les grandeurs d’entrée et les grandeurs de sortie.

L’ensemble de ces relations constitue le modèle mathématique du système. On peut distinguer deux sortes de modèle :

le modèle de connaissance : c’est le modèle du physicien qui est obtenu en écrivant toutes les équations différentielles qui régissent le fonctionnement du système. C’est donc le modèle idéal, mais, le plus souvent, très difficile à obtenir. Par contre, tous les paramètres physiques y apparaissent explicitement

le modèle de commande : c’est le modèle de l’ingénieur automaticien qui n’est, en fait, qu’un modèle approché plus simple, mais suffisant pour donner une bonne idée du comportement dynamique du système.

Très souvent, lorsqu’on ne saura pas écrire les équations différentielles, on cherchera un modèle de commande à l’issue d’une étude expérimentale.

b - Essais harmoniques

Si on applique un signal sinusoïdal à un système linéaire, on sait que la réponse est sinusoïdale. On montre également qu’une fois les transitoires éteints, c’est-à-dire, une fois le régime permanent atteint, la sortie est sinusoïdale, de même pulsation que le signal d’entrée, mais d’amplitude et de phase différents.

Supposons e(t)= EM sin ωt et s(t) = SM sin(ωt +ϕ). Appliquons la transformée cissoïdale à ces deux grandeurs. Donc on a :

e(t) → EM et s(t) → SM.ejϕ

Rappelons que l’opération de dérivation de la transformée cissoïdale correspond à une multiplication par jω et appliquons cette procédure à l’équation générale d’un système linéaire. On obtient alors :

( ) ( ) M

m

mMM

j

M

j

M

j

M

n

n EjbEjbEbeSaeSjaeSja ⋅⋅++⋅⋅+⋅=⋅⋅+⋅⋅⋅++⋅⋅⋅ ωωωω ϕϕϕ ...... 1001

On retrouve la fonction de transfert dans laquelle on a fait p = jω. On appelle

lieu de transfert la représentation de F en fonction de ω telle que ( ) ϕω j

M

M eE

SjF ⋅= .

c - Identification d’un processus avec un système du premier ordre.

La forme de la fonction de transfert pour un système du premier ordre est :

( ) ( )( ) p

kpE

pSpG

τ+==

1

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On envoie sur l’entrée du système un signal harmonique. Posons p = jω dans la fonction de transfert, on a ainsi :

( )τ

ω

ωωωτ

ω 1avec11

=+

=+

= c

cj

kjkjG

C'est un nombre complexe dont le module (gain statique) est :

( )2

21c

kjG

ωω

ω+

=

2

2

1)(c

jGkω

ωω += ( 3-13 )

Et l'argument ( )[ ]c

jGωωω arctanarg −=

c = )])(arg[tan( ω

ωjG−

( 3-14 )

d – Application de cette méthode pour retrouver le modèle de l’onduleur.

A l’aide du logiciel Simplorer 4.1, on va effectuer un essai harmonique du système à modéliser qui se compose de l’onduleur et du filtre de tension. Pour plus de détail sur les méthodes de simulation, se reférer au chapitre quatre.

Les résultats de cet essai montrent :

EM [ V ] 11 12 13

SM [ V ] 299 313 343

M

M

SE 27,18 26 26,38

Tableau 3.3 – Essai harmonique du circuit de puissance de l’onduleur.

La moyenne géométrique des gains est de 26,51

Une évaluation du retard donne :t = 0,003 ms. Ce retard est sensiblement constant lors des essais. Ce retard correspond à un déphasage de

= Tt∆⋅π2

= 02,0

003,014,32 ×× = 0,942 radians

En fait, le déphasage devrait être un nombre négatif puisqu’il représente un retard de phase.

= - 0,942 radians

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C.A.O. d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

En utilisant la formule ( 3 - 14 ) du sous-chapitre précédant :

c = 228,48 radians

τω 1=c =>

cωτ 1=

48,2281=τ

τ = 0,004

On retrouve le gain statique en employant la formule ( 3 - 13 )

k = 2

2

48,228

16,314151,26 +×

k = 45,07

L’expression de la fonction de transfert sera : p

pG31041

07,45)(

−×+=

III.2.3.4 – Le calcul du régulateur associé.

Afin d’avoir plus de précision à la sortie de l’onduleur, on va insérer un correcteur de type proportionnel – intégral comme le montre la figure suivante :

Figure 3.32 – Le schéma bloc de l’ensemble du montage.

a - Le correcteur de type proportionnel –intégral

La fonction de transfert du correcteur du type proportionnel intégral s’écrit :

+=p

KpCτ1)(

( 3 - 15 )

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K : gain

τ : constante de temps intégrateur

Ce correcteur se réalise à l’aide de circuits intégrés comme le montre la figure suivante.

b - Recherche des valeurs caractéristiques du correcteur.

On va donner des valeurs numériques à K et τ puis on va contrôler les performances du système ainsi corrigées. Si ces performances sont satisfaisantes, alors on pourra garder les valeurs ainsi définies. Sinon, on aura à les changer.

De la valeur de K dépend la bande passante du système selon le tableau qui suit. On a donc à choisir une valeur moyenne.

De la valeur de la constante de temps dépend le temps de montée. Un temps de montée trop rapide correspond à un choc. Une valeur adéquate est aussi requise.

Soit K = 1,75 et τ = 10 –2. ( R = 1 MΩ ; C = 1 nF )

b.1 – La stabilité du système.

Soit la transmittance en boucle ouverte : T ( p ) = a C ( p ) G ( p ).

a = 2220

12 = 0,0386

Figure 3.33 – Le correcteur

proportionnel - intégral

ε

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Si on emploie les valeurs données ci-dessus, T ( p ) =

+

+

pp 004,01

07,4510075,10386,0

T ( p ) =pp

p

+

+2004,0

97,17304,3

En régime harmonique, p = j ce qui donne :

T ( j ) = ωω

ωj

j

+−

+2004,0

97,17304,3 =

( )462

33225

1016

97,1731011278,21069588

ωω

ωωωω−

−−

×+

−×−++×− j

Evaluation de la stabilité à l’aide du critère du revers.

Ce critère permet l’étude en boucle ouverte de déduire la stabilité du système en boucle fermée. Soit la transmittance en boucle ouverte T ( p ) = a C ( p ) G ( p ). On trace le lieu de Nyquist pour p = j avec croissant de 0 à +. Si, en parcourant dans le plan complexe le lieu de transfert d’un système en boucle ouverte dans le sens des ω croissants, on laisse le point critique à gauche, le système bouclé est stable. Il est instable dans le cas contraire.

Traçons le lieu de Nyquist de cette transmittance avec les valeurs prises précédemment.

Premier ordre : système stable

Troisième ordre : possibilité d'instabilité

Figure 3.34 – Stabilité par le critère de Nyquist

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Figure 3.35 – Lieu de Nyquist du système en boucle ouverte.

Le lieu de Nyquist de T ( p ) tend vers l’origine des axes sans même traverser l’axe des imaginaires au cas ou on fait augmenter la valeur de . Ce lieu de transfert passe à droite du point critique (-1 ; 0 ) et laisse ce point à sa gauche. Le système est ainsi stable par le critère du revers.

Traçons la réponse en fréquence de T ( p ) pour confirmer cette thèse.

Figure 3.36 – Réponse en fréquence du système en boucle ouverte.

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Conclusion sur la stabilité du système :

Le système est suffisamment stable pour être acceptable.

c – La précision du système corrigé.

)()(1

1)( pEpT

p+

²

)1()(

1pp

pKakpT

ττττ

+

+=

)(

²

)1(1

1)(

1

pE

pp

pKakp

ττττ

ε

+

++

= )()1(²

²

1

1pE

pKakpp

pp

τττττττ

+++

+ ( 3-16 )

Selon le théorème de la valeur finale.

=+∞)(ε

31

0

0

1

0

²

)1(1

)(lim

²

)1(1

)(lim

)(1

)(lim)(lim

pp

pKak

p

pE

pp

pKak

ppE

pT

ppEpp

ττττ

ττττ

ε

+

++

=

+

++

=+

=+

+

+

31

0

²

)1(1

)(lim)(

pp

pKak

p

pE

ττττ

ε

+

++

=+∞+

( 3 - 17 )

Si l’entrée est un signal échellon : E ( p ) = pE

0

²

)1(1

lim)(lim

1

00

=

+

++

=+

+

pp

pKakEpp

ττττ

ε

Si l’entrée est un signal harmonique : E ( p ) = ²²

max

ωω

+pU

)

²

)1(1²)(²(

lim)(lim

31²

max

00

pp

pKak

pp

Upp

ττττ

ω

ωε

+

+++

=++

=

31

max

0

²²

)²²²²(²²lim

pp

pKpKppak

p

pU

ττττωωτω

ω

+

++++

++ = 0

Conclusion : la précision est satisfaisante. On peut retenir ce régulateur.

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III.2.3.5 - Le capteur de tension.

On va utiliser un transformateur et un diviseur de tension

Figure 3.37 – Le capteur de tension.

Le transformateur change la tension efficace à la sortie de l’onduleur d’environ 220V à une valeur moindre : 12V. Le pont diviseur R1-R2 ajuste la valeur de la tension à comparer avec la tension de référence.

Référence de Trf1 : Clairtronic 9112.

On veut avoir une tension sinusoïdale avec Umax =12V aux bornes de R2.Cela

correspond à une tension efficace de V485,82

12 =

La loi d’ohm s’écrit : IRRV )( 212 +=

Les valeurs numériques de R1 et R2 suivantes permettent d’atteindre ce but.

R1 = 2,2 kΩ ; R2 = 5,6 kΩ.

III.2.3.6 – Le limiteur de courant.

Le limiteur de courant est un dispositif de sécurité qui peut prévenir les surintensités.

Schéma bloc

Figure 3.38 – Schéma bloc du capteur.

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Le capteur :

Le capteur de courant utilisé est une sonde à effet Hall.

Figure 3.39 – Symbole normalisé du capteur.

Ce capteur donne une tension U = f ( I ). Le courant I traversant un conducteur crée une induction magnétique B. C’est cette induction qui crée la tension U. Soit la sonde UGN 3503U – Allegro dont la sensibilité est : [ 0,75 – 1,3 mV ] par 0,1 mT.

Le courant maximum admissible choisi est A07,725 = .

Supposons que le diamètre du conducteur est de 1mm. Le champ magnétique crée par un courant rectiligne s’écrit :

dIB 7102 −×= ( 3 - 18 )

I : Ampère.

B : Tesla.

d : en m représente la distance du point où on mesure le champ magnétique et le conducteur.

Le champ magnétique crée par le courant maximum de 7,07 A sera :

0005,0

07,7102 7−= xB =0,002828 T = 2,828 mT.

La sensibilité moyenne par 0,1 mT est : mV025,12

3,175,0=

+ .

Cherchons la tension donnée par le capteur pour un courant de 7,07 A.

1 1,0025,1 mTmV→

mTU 828,2→

mVU 28,9871,0

828,2025,1=

×=

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L’amplificateur.

Il faut amplifier cette tension limite pour être utilisable. Utilisons deux amplificateurs non-inverseurs montés en cascade.

Figure 3.40 – L’amplificateur non inverseur.

Pour le premier amplificateur, l ’amplification est donné par :

2

11RRA +=

On veut avoir une tension de Ulim = 3,9 V à la limite de la surintensité.

La résistance R1= 1000 k. R2 = 100 k.

Pour le second amplificateur, on utilisera une résistance ajustable associée à une résitance R2’ = 100 k

Le comparateur.

La diode Zener à prendre aura une tension inverse stabilisatrice égale à la tension limite Ulim = 3.9 V.

La diode Zener sera donc de type PMBZ55226B de tension inverse stabilisatrice 3,9 V.

La résistance en série avec la diode sert à limiter le courant dans la diode.

Soit VCC=12.72 V. la tension d’alimentation.

En négligeant la résistance interne de la diode Zener, on veut un courant de 1mA seulement dans la diode. La résistance utile aura donc pour valeur minimale :

IUR=

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Ω== 12720001,0

72,12R .

La valeur de la résistance prise est :R = 150 kΩ

Figure 3.41 – Le comparateur.

La diode D est une simple diode de redressement 1N4002.

Le transistor de commutation.

Le transistor sera un transistor bipolaire de type BD 537 supportant un courant maximum de 8A et présenté en boîtier TO 220. Un radiateur de type TO 220 lui sera associé.

Remarque : tous les amplificateurs opérationnels utilisés seront de type µA 741.

III.2.3.7 Le schéma général de l’installation.

Dans les pages suivantes, nous allons présenter successivement le schéma général de l’installation et la liste des composants.

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III.2.3.8 - Liste des composants requis.

L’énumération des composants du montage proposé va se faire dans le tableau qui suit.

Composants Désignation

TR1 à TR12 BUZ 94

TR13 à TR15 BUZ 94

TR16 à TR18 BD 537

TRF1 à TRF3 Clairtronic 9112

TRF4 ; TRF5 MYRRA 44167

REG1 L7812

REG2 L7912

REG3 L7818

REG4 L7918

RAJ1 à RAJ3 VA 05 Référence Cermet

R1 à R3 2,7 (200W)

R4 1,1 k ( 0,25W)

R5 330 ( 0,25W)

R6 3,3 k ( 0,25W)

R7 81 k ( 0,25W)

R19 – R601 – R612 1 M ( 0,25W)

R20 à R25 1 k ( 0,25W)

R201 – R604 – R605 VA 05 Référence Cermet

R210 – R611 – R602 100 k ( 0,25W)

R211 – R603 – R613 100 k ( 0,25W)

R26 3,6 k ( 0,25W)

R27 27 ( 0,25W)

R28 300 ( 0,25W)

R29 27 ( 0,25W)

R30 10 k ( 0,25W)

R31 910 ( 0,25W)

R32 100 k ( 0,25W)

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R33 62 k ( 0,25W)

R35 ; R37 ; R39 2,2 k ( 0,25W)

R36 ; R38 ; R40 5,6 k ( 0,25W)

R41 à R52 100 k ( 0,25W)

R53 à R55 ; R57 à R59 1 M ( 0,25W )

R531 – R532 – R541 – R542 – R551 – R552 1 M ( 0,25W )

R63 62 k ( 0,25W)

R64 62 k ( 0,25W)

R65 10 k ( 0,25W)

R66 100 k ( 0,25W)

R67 10 k ( 0,25W)

R68 360 ( 0,25W)

R69 - R71 - R74 3,6 k ( 0,25W)

R70 - R72 - R75 27 ( 0,25W)

R76 à R78 1 M ( 0,25W)

L1 à L3 2,2 mH

L4 à L6 4,7 mH

IC1 NE 555

IC2 ICL 8038 Intersil

IC3 à IC7 UA 741

IC8 à IC14 UA 741

IC15 à IC17 UA 741

IC18 à IC23 UA 741

IC24 à IC32 UA 741

IC101 - IC271 - IC291 UA 741

IC231 – IC181 – IC201 UA 741

D1 à D15 BYV 29

D16 à D27 BY 239 - 600

D30 à D33 1 N 4007

D39 - D 40 - D42 PMBZ55226B 3,9 V

D41 - D44 - D43 1 N 4002

D441 1 N 4002

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CAPT1 à CAPT3 UGN 3503U – Allegro

C1 à C3 8200 uF (400V)

C9 10 uF (100V)

C10 10 uF (100V)

C11 - C22 - C31 8200 uF (400V )

C12 1 nF (100V)

C16 à C18 1 nF (100V)

C19 à C21 et C221 2200 uF (100V)

C24 à C25 10 uF (100V)

C26 100 nF (100V)

C27 100 nF (100V)

Conclusion

Toutes les étapes de calcul pour la réalisation d’un onduleur ont été franchies.

On a dimensionné à la fois le circuit de puissance et le circuit de commande. Dans le

but de réaliser un onduleur triphasé, la synthèse de deux circuits déphaseurs a été

indispensable.

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71

CHAPITRE IV : SIMULATION ET ROUTAGE

Avant de tracer les connexions, il serait souhaitable de voir les performances du dit système entre les composants. Comme prévu, on va utiliser un logiciel de simulation. Dans un premier temps, on fera la présentation de ce logiciel. Ensuite, on testera le circuit dans les limites du logiciel. Enfin, on fera le routage après l’explication du processus d’impression des cartes à imprimer.

IV .1 Simulation sur le logiciel Simplorer 4.1

Le logiciel Simplorer 4.1 est un produit allemand par nature. Il permet la spécification d’un problème dans le langage électrotechnique plutôt que dans celui de l’informaticien.

IV.1.1. - Les étapes de la simulation.

IV.1.1.1. - Modélisation

Figure 4.1 – La modélisation du système.

IV.1.1.2.- Simulation

Figure 4.2 – La simulation du système.

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72

IV.1.1.3.- Evaluation du résultat.

Figure 4.3 – L’évaluation du résultat.

IV.1.2 - Les applications disponibles.

IV.1.2.1 - Les applications relatives à la modélisation

Ces applications servent à représenter le circuit électronique à exécuter.

Schematic

Permet de créer des modèles graphiques. Les modèles réalisables sont :

les systèmes linéaires

les circuits électriques analogiques et logiques câblés

Text editor

Sert à créer des modèles en utilisant le langage de modélisation SML.

Model Agent

Permet de gérer le macros et les bibliothèques.

External schematic

Dialoguer avec d’autres logiciels

IV.1.2.2. - L’application relative à la simulation : experimentator

Sert à l’optimisation du circuit. A partir d’une ou plusieurs contraintes, on essaie d’atteindre une valeur cible en modifiant des paramètres.

IV.1.2.3. - Les applications relatives à l’évaluation des résultats

Postprocessor day

Permet des opérations sur les courbes de sortie : intégration, différentiation, puissance, transformation de Fourrier

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73

Day Optim

Permet quelques manipulations des résultats sous forme numérique : filtrage, recherches des valeurs maximales et minimales.

External interface

Permet le dialogue avec d’autres logiciels. Certains programmes ne sont pas inclus dans la version de démonstration.

Frequential analysis :

Tracé du diagramme de Bode en amplitude et en phase en introduisant la fonction de transfert.

IV.1.3 - Exemple de simulation

a. Ouvrir une nouvelle session de Simplorer.

Dans ce but, double cliquer sur l’icône de Simplorer.

Figure 4.4 – La page écran de Simplorer 4.1.

b. Ouvrir un nouveau projet qui va regrouper l’ensemble des simulations utiles.

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74

Figure 4.5 – L’environnement graphique de Simplorer 4.1

c. Modéliser avec l’application « Schematic » en faisant des « glisser-coller » à partir des bibliothèques et définir les propriétés de chaque composant en double-cliquant dessus.

Figure 4.6 – Les applications disponibles.

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C.A.O. d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

75

Figure 4.7 – La modélisation par l’application Schematic.

d. Définir les sorties soit dans un fichier, soit à l’écran.

Figure 4.8 – Définition des sorties.

e. Visualiser les résultats par le menu « Simulation -post-processorDay » en ouvrant le fichier correspondant.

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76

Figure 4.9 – La visualisation des résultats.

f. Faire les calculs souhaités dans cette application

g. Visualiser les résultats numériques dans le menu « analysis-Day optim » en ouvrant le fichier correspondant et faire les manipulations souhaitées.

Figure 4.10 - La visualisation des résultats numériques.

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C.A.O. d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

77

h. Enregistrer à chaque fin de session.

IV.1.4 Simulation de l'onduleur triphasé à commande MLI.

En suivant la démarche décrite ci-dessus, on obtient les résultats suivants.

Figure 4.11 – Simulation d’une phase de l’onduleur MLI.

On voit qu’on obtient une tension presque sinusoïdale à l’aval du montage.

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78

IV.1.5 – Simulation du régulateur

Figure 4.12- Simulation du modèle de l’onduleur

Page 96: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

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79

IV.1.6 – La réponse à un signal échelon

Figure 4.13 – Réponse du modèle à un signal échelon

Page 97: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O. d’un onduleur pur la commande des moteurs à courant alternatif

80

IV.2 LA REALISATION DES CIRCUITS IMPRIMES.

Les cartes imprimées permettent de remplacer les câblages filiaires par des câblages à plat. Les câblages filiaires ont l’inconvénient de nécessiter une intervention manuelle alors que les câblages à plat peuvent mettre en œuvre des moyens automatiques d’assemblage.

Une carte à imprimer est formée d’un isolant stratifié (exemple: polyester) sur lequel on a déposé une couche conductrice (exemple: cuivre).

Figure 4.14 – La carte à imprimer.

IV.2.1. – Les étapes de la réalisation des cartes à imprimer à simple face.

On réalise une épargne qui protège les emplacements là où on désire avoir des conducteurs.

Pour les fabrications limitées en nombre, on peut réaliser la réserve avec des rubans adhésifs.

Pour les fabrications en grande série, on peut employer la gravure directe par photosensibilisation in situ. On place dans ce but une résine photosensible sur la couche conductrice au-dessus de laquelle on place le typon. Le typon est le positif des parties à connecter.

Figure 4.15 - Gravure directe par photosensibilisation in situ.

Le tout est soumis à des rayonnements ultraviolets qui vont impressionner les parties non opaques de la résine par l’intermédiaire du typon. Un solvant sélectif permet de dissoudre la partie inutile de l’épargne photosensible.

Figure 4.16 – Etat de la plaque après l’exposition aux rayons

Page 98: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O. d’un onduleur pur la commande des moteurs à courant alternatif

81

Ensuite, on réalise la gravure chimiquement.

L’élément est plongé dans un agent de gravure qui peut être du chlorure ferrique ou du chlorure cuivrique. Cet agent attaque le cuivre là où il n’est pas protégé.

Figure 4.17 - Application d’un solvant sélectif.

On effectue enfin le perçage des trous ; le détourage qui va donner la forme définitive aux contours de la plaque, la réception des composants et enfin la soudure.

IV.2.2. – Les étapes de la réalisation des circuits imprimés double face.

Les circuits imprimés double face ont des couches cuivrées sur ses deux côtés.

Figure 4.18 – La carte à imprimer double face.

IV.2.2.1.-Les cartes à œillets.

Ces cartes sont conseillées pour des densités d’interconnexion faibles et moyennes, ( quelques dizaines de connexions environ ). La méthode d’impression est la même que pour les circuits imprimés simple face.

On réalise les connexions en perçant des trous pour relier les deux faces. On y introduit les œillets qui vont être immobilisés par sertissage. On soude enfin ces œillets sur les pastilles conductrices.

Les œillets sont des petits fourreaux métalliques.

IV.2.2.2. – Les cartes à imprimer avec des trous métallisés.

La démarche se fait en quatre étapes.

Préparation des surfaces des trous : décapage aux solvants et dégraissage.

Sensibilisation avec un sel contenant de l’étain bivalent (ions stanneux).

Activation avec du palladium qui va réagir avec les ions stanneux. L’ensemble servira à la catalysation de la prochaine réduction du cuivre.

Cuivrage de la carte en y imprégnant une solution contenant des ions cuivriques.

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C.A.O. d’un onduleur pur la commande des moteurs à courant alternatif

82

Remarque : la réduction du cuivre correspond à la transformation des ions cuivrique en atome de cuivre suivant l’équation :

CueCu →+−++

22

Le cuivre ainsi obtenu se trouve à l’état solide. Il formera alors le conducteur.

IV.2.3.- Les cartes imprimées multicouches.

La réalisation des cartes imprimées multicouches est plus difficile. Il faut en effet plus de 200 opérations élémentaires pour y arriver. Globalement, il s’agit de coller plusieurs plaques à imprimer entre lesquelles on a inséré des pré-imprégnés polymérisés. Les trous de connexion sont chimiquement métallisés.

Figure 4.19 – La carte à imprimer à multiples couches.

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IV.3 ROUTAGE DE LA CARTE IMPRIMEE.

IV.3.1 – Mise en œuvre du logiciel Orcad layout V 7.10.

Figure 4.20 – L’environnement du logiciel Orcad layout 7.10

Le logiciel Orcadly offre une aide à la conception des cartes imprimées. La démarche générale sera celle la suivante :

Figure 4.21 – Les étapes du routage.

IV.3.1.1-Configuration de l’environnement.

a. Choix des unités de mesure. Dans le menu Option, rubrique units.

b. Choix des couleurs du calque.Dans la barre d’outils, rechercher le bouton « color »

c. Précision de la grille de référence.Dans le menu Option, cliquer sur la rubrique grid.

d. Ajustement de certains paramètres des calques. Dans la barre d’outils, appuyer sur le bouton spreadsheet et aller sous la rubrique Layers.

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IV.3.1.2 – Mise en place des composants.

a. Afin d’insérer un nouveau composant : rechercher la rubrique « insert » dans le menu contextuel de la fenêtre principale. Cliquer sur le bouton « footprint ». Choisir alors la bibliothèque et le boîtier désiré.

b. On peut aussi créer un nouveau type de composant.Sur la barre d’outils, chercher Library manager et cliquer sur « Create new footprint ». Double cliquer sur une broche pour la modifier. Afin d’apporter des transformations sur un composant, faire un clic droit sur le composant et choisir la rubrique « Modify » puis, cliquer sur le bouton « Footprint ». Choisir enfin le boîtier remplaçant l’ancien.

c. Indiquer les connections à l’aide du bouton « Interactively create or modify net »

d. Immobiliser la disposition des composants en procédant comme suit : - Aller dans le menu « Tool – Components ». - Choisir les composants à immobiliser en appuyant sur MAJ + clic gauche. - Enfin, aller dans le menu contextuel et se positionner dans la rubrique

« Lock Comps »

e. Afin de garder des composants toujours regroupés :- Trouver le bouton « Obstacle » sur la barre d’outils. - Dans le menu contextuel, se déplacer vers la rubrique « Insert ». - Dessiner un rectangle pour limiter la surface réservée. - Double cliquer dans le rectangle pour faire apparaître une bîte de dialogue. - Choisir « Height keepin » parmi la liste « Obstacle type ». - Dans la zone texte « Height », entrer un nombre correspondant à la valeur « Height » des composants qu’on veut inclure.

f. Placement automatique :Sélectionner un groupe de composants et puis, cliquer sur la rubrique « Select any » du menu contextuel. Préciser le numéro du groupe dans la boîte de dialogue. Enfin, cliquer sur « Batch place » dans le menu « Auto ».

IV.3.1.3 –Le routage.

Le routage consiste à établir les connexions du circuit imprimé à concevoir.

IV.3.1.3.1 –Le routage manuel.

a. Pour rendre les connexions accessibles. Appuyer sur le bouton « spreadsheet » de la barre d’outils et se mouvoir vers la rubrique »Nets ». Sélectionner la colonne « Routing enabled » puis, faire clic droit. Changer à YES les éléments à connecter.

b. Confirmer la connections. Trouver le bouton « Gridded manual route without shove » sur la barre d’outils. Double cliquer sur la connexion et définir manuellement le routage.

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IV.3.1.3.2 –Le routage automatique.

Dans le menu « Auto » , cliquer sur « Batch route ».

IV.3.1.4 –La définition des sorties.

Il s’agit de déterminer les formats des fichiers de sortie.

Sur la barre d’outils, cliquer sur le bouton «Postprocess spreadsheet »et passer vers la rubrique « Setup batch ». Sélectionner ensuite la calque intéressante et aller dans le menu contextuel Modify.

On peut notamment mettre les calques au format DXF qui est compatible avec le logiciel AUTOCAD.

Finalement, activer la rubrique « Run batch » du bouton « Postprocess spreadsheet ».

IV.3.2. – Le typon de la carte imprimée.

La disposition des composants ainsi que les connexions seront représentées

dans les prochaines pages. On utilisera des cartes à imprimer double face.

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CHAPITRE V LES IMPACTS ENVIRONNEMENTAUX

L’onduleur étant réalisé, voyons les interactions de l’appareil avec son milieu. Vu que ce type d’appareil fonctionne à l’énérgie électrique, il serait utile d’envisager les accidents qui peuvent survenir et de les prévernir. A la fin de ce chapitre, on expliquera globalement quelques utilisations de ce dispositif.

V.1 Les effets du courant éléctrique sur le corps humain.

L’utilisation du courant éléctrique présente deux dangers.

Electrocution par contact direct : la victime touche directement un élément de circuit sous tension.

Electrocution indirecte : la masse métallique de l’appareil est sous tension.

Voici étalé ci-dessous le tableau des effets sur le corps humain du courant en fonction de l’intensité du courant qui le traverse.

Courant. Effet.

10 à 30 mA Tétanisation des muscles.

30 à 75 mA Paralysie respiratoire.

75 mA à 1 A Fibrillation cardiaque.

Tableau 5.1 – Effets du courant électrique

V.2 Secours aux électrocutés.

Soustraire la victime aux effets du courant. Couper le courant ou pousser la victime loin du fil à l’aide d’un isolant. Transporter la victime dans un local aéré et écarter les personnes inutiles. Desserrer ses vêtements et s’efforcer de rétablir la circulation et la respiration. Pour la circulation sanguine, frictionner la surface du corps ou flageller le tronc avec les mains et serviettes mouillées. Jeter de temps en temps de l’eau froide sur la figure en faisant respirer la victime de l’ammoniaque ou du vinaigre. L’inhalation de l’oxygène (sauf oxygène sous pression) accélère le retour à la vie. Pour la respiration, pratiquer la respiration artificielle.

Le sauveteur appuie progressivement et de tout son poids sur le thorax de manière à provoquer l’expiration. Puis il cesse de presser tout en laissant ses mains en place. L’inspiration se produit par l’élasticité des côtes et de l’abdomen. Il faut 15 pressions par minutes. La réanimation peut durer plusieurs heures avant le rétablissement de la respiration naturelle.

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V.3 La protection des personnes.

V.3.1.- La protection contre les contacts indirects.

La protection contre les contacts indirects se fait par l’isolation des parties sous tension et du corps de l’appareil. Selon la norme française, il existe quatre types d’appareils.

Les appareils de classe 0.

Figure 5.1 - Appareils de classe 0.

On a réalisé une isolation fonctionnelle entre les parties actives et les parties accessibles. L’appareil peut être utilisé si l’utilisateur ne peut être en contact simultanément avec des éléments conducteurs à un autre potentiel comme le potentiel de la terre. Il en est ainsi si les appareils sont employés dans un local où le sol et les parois ne sont pas conducteurs

et à une distance suffisante ( 1m ) des éléments au potentiel de la terre telles que les conduites d’eau.

Les appareils de la classe I.

Figure 5.2 - Appareils de la classe I

Les appareils de cette classe possèdent à la fois l’isolation fonctionnelle et une prise de terre. Ce mode de protection peut être utilisé chaque fois qu’on ne craint pas une rupture des circuits de terre. C’est le cas par exemple des appareils à poste fixe.

Les appareils de la classe II.

Ces appareils disposent d’une double isolation fonctionnelle qui rend improbable tout défaut d’isolement. Les essais de la classe II sont plus sévères que ceux de la classe I.

Figure 5.3 - Appareils de la classe II

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Les appareils de la classe III.

Les appareils de cette classe emploient des transformateurs abaissant la tension à moins de 50 V. Le transformateur assure une isolation galvanique entre la tension du secteur et la tension d’utilisation.

V.3.2. – La protection contre les contacts directs.

Les appareils ne doivent pas comporter de parties sous tension accessibles au toucher. La vérification est effectuée à l’aide de la reproduction d’un doigt humain.

V.4 Effet inverse de l’environnement sur les appareils électriques.

Voici les effets des différents éléments de l’environnement sur les appareils électriques.

La température : une élévation de la température entraîne la destruction des

composants électriques et une augmentation de la résistivité.

L’humidité : provoque la corrosion, une augmentation des pertes

diélectriques dans les câbles et l’amorçage d’arc entre les contacts des relais.

La pression : une pression élevée peut engendrer une déformation de

matériel.

La poussière : correspond à la formation d’une couche isolante d’où une

augmentation de la température.

Un atmosphère saline aggrave la corrosion (défaillance d’isolement,

détérioration des contacts électriques).

La foudre : la foudre qui atteint directement les appareils est équivalente à un

courant impulsionnel apériodique de grande amplitude d’où échauffement et

risque de claquage des isolants.

Si la foudre se diffuse dans le sol, on a une élévation locale du potentiel jusqu’à 500 kV. Il y a risque de dépassement de la rigidité diélectrique des isolants séparant le matériel du sol d’où l’existence du même courant que précédemment.

Effet indirect : création d’ondes électromagnétiques que les conducteurs

peuvent capter en jouant le rôle d’antenne. On constate alors une création d’une

f.e.m qui peut endommager les équipements terminaux.

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V.5 Utilisation des onduleurs à commande M.L.I

Commande vectorielle des machines asychrones.

Figure 5.4 - Commande vectorielle des machines asynchrones

Un développement mathématique complexe montre que les courants statoriques triphasés peuvent se décomposer en un système de courants biphasés Id et Iq. Le couple est fonction du courant statorique Iq et le flux est fonction du courant statorique Id. Des signaux M.L.I. générés à partir de calculs très rapides effectués par un microcontrôleur, sont envoyés à des transistors de sortie, à partir des informations de position et de vitesse du rotor, délivrées par un codeur ou un resolver .

Commande scalaire des machines synchrones auto-commutés.

L'expression du couple électromagnétique Tem produit par la machine synchrone auto-commutée montre que celui-ci est proportionnel à la valeur de crête IS des courants statoriques et au sinus de l’angle δT qu’il y a entre le champ tournant Bri et celui de l’aimant Ba:

La relation couple-courant se simplifie à l’extrême si l’on parvient à maintenir l’angle

égal à une valeur constante. Si de plus cette valeur est égale à 2π± le couple

électromagnétique est maximum pour un courant donné, et l’on a:

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Pour parvenir à fixer le couple électromagnétique Tem, on voit qu’il est nécessaire de pouvoir imposer :

• la valeur de crête Îs(t) des courants des trois phases statoriques;

• l’angle δT = θs - pθ de façon à ce qu’il soit égal à 2π± selon que l’on accélère ou

que l’on freine. En d’autres termes, les champs Bri et Ba doivent être en

permanence en quadrature.

Figure 5.5 - Commande scalaire des machines synchrones commutées

V.6 Directive générale pour une réalisation d’une étude d’impacts.

V.6.1 – Mise en contexte. [ 9 ]

Présenter d’abord les promoteurs : nom et raison sociale, secteur

d’activité, identité des entreprises chargées de la réalisation de l’étude. Puis, définir

le contexte comme les objectifs et la raison d’être du projet.

V.6.2 – Description du projet

La directive recommande de fournir les procédés techniques du projet et

de justifier le choix de la variante retenue sur le plan économique, social,

environnemental.

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V.6.3 – Description du milieu récepteur

Les éléments suivants sont à prendre en compte : climat, eaux et cycle

hydrologique, végétation, culture, économie.

V.6.4 – Analyse des impacts du projet.

Le rapport doit contenir l’importance des impacts et leur nature.

V.6.5 – Mesure d’atténuation

Le promoteur indiquera les programmes de surveillance et de suivi.

Conclusion

Malgré les risques d’utilisation, l’onduleur peut aider l’électromécanicien

dans une meilleure maîtrise des organes moteurs. Il est donc recommandé aux

futurs constructeurs de prévoir des dispositifs de sécurité.

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CONCLUSION GENERALEjj

Au terme de cette étude, on voit que nous avons conçu un convertisseur continu-alternatif obéissant aux exigences du cahier de charge. Dans ce but, nous avons examiné plusieurs catégories d’onduleurs courants présentées en annexe. Cet appareil servira entre autres à la commande en vitesse d’un moteur à courant alternatif ou comme l’interface entre des batteries d’accumulateurs de secours et un réseau domestique nécéssitant en permanence une source de tension alternative.

La simulation à l’aide du logiciel Simplorer 4.1 nous a particulièrement aidé quant à l’évaluation des résultats possibles. L’utilisation du logiciel peut également stimuler la créativité du concepteur. En effet, les manipulations directes sur le schéma donnent des produits dont les conséquences seront immédiatement visibles à l’écran.

Le routage s’est aussi vu simplifié par l’utilisation du logiciel Orcad Layout V 7.10. Dans les prochaines années, le routage manuel ne sera plus indispensable, ce qui coïncide avec un gain de temps appréciable.

La présentation des différents types d’onduleurs peut servir dans un futur proche à la réalisation d’un projet requerrant ce type d’appareil. La tâche du projeteur sera alors simplifiée à la fois dans le choix de la structure ainsi que dans l’élaboration de la commande.

Notons qu’à l’avenir, il serait plus avantageux d’utiliser la technologie numérique pour la commande. Celle-ci profite aux utilisateurs sur les points suivants :

moins de distorsion dans la génération des signaux de référence. L’utilisation d’amplificateurs analogique correspond en effet à l’inconvénient d’amplifier les bruits indésirables et les brusques variations de puissance à leurs entrées. Ce qui ne sera pas le cas des circuits intégrés fonctionnant en tout ou rien ;

le rayonnement électromagnétique entre les liaisons électriques interfère avec le signal lui - même dans les circuits analogiques ;

le rendement des circuits numériques est plus élevé ;

les circuits logiques programmables comme les microcontrôleurs permettent un très grand niveau d’intégration ce qui réduit l’encombrement, les connections à réaliser et les opérations utiles à la confection d’une carte imprimée.

Nous espérons que ce mémoire contribuera à la réalisation d’autres études plus élaborées et même au développement de notre pays. Nous refermons ce mémoire en réitérant nos remerciements à toutes les personnes qui ont contribué à sa réalisation.

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REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUES

[ 1 ] Semi-conducteurs.

MARCEL MOUNIC ( 1972 ), Foucher.

[ 2 ] L’électronique par le schéma : commutation, logique et régulation.

H.SCHREIBER ( 1993 ), Dunod Paris

[ 3 ] Electricité industrielle – Electronique : les systèmes

F.LUCAS ( 1986 ), Delagrave Paris.

[ 4 ] Electronique de puissance,

GUY SEGUIER ( 1974 ), Dunod.

[ 5 ] Onduleur triphasé

RAKOTONDRASOA JEAN REMI et RAKOTONDRARIVO ROGER

JOCELYN ( 1983 ), , Mémoire de fin d’études.

[ 6 ] Onduleur On Line En Technique Pwm,

RANDRIANATOANDRO CLARK et RAVELOMANANTSOA JEAN

( 1990 ), Mémoire de fin d’études.

[ 7 ] Onduleur autonome monophasé

ANDRIATSARAFARA CHARLES ( 1994 ), Mémoire de fin d’études.

[ 8 ] Mémotech électronique

J.C CHAUVEAU, G.CHEVALIER, B.CHEVALIER ( 1997 ), , Edition

Casteilla.

[ 9 ] Directive générale pour la réalisation d’une étude d’impact

environnemental.

O.N.E ( 2000 ).

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A.1 DEVELOPPEMENT EN SERIE DE FOURIER.

A.1.1 Théorème.

Tout signal périodique v de fréquence f0 est décomposable en des signaux sinusoïdaux de fréquence multiple de f0.

A.1.2 – Expression de cette série.

+∞

=

+∞

=

++=1

0

1

00 sincosn

n

n

n tbtnaVv ωω ( A.1 )

+∞

=

++=1

00 )cos(n

nn tndVv ϕω ( A .2 )

où : =T

dttvT

V0

00 )(1 représente la valeur moyenne.

=T

n tdtntvT

a0

00

cos)(2 ω

=T

n tdtntvT

b0

00

sin)(2 ω

22nnn bad +=

( )n

nn

abArctg−=ϕ si an>0. et ( )

n

nn

abArctg−=ϕ +π si an<0

A.1.3. – Le taux de distorsion harmonique.

1

24

23

22 ...

d

dddD

+++=

( A.3 )

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A.2 Simulation et évaluation d’autres types d’onduleurs.

A.2.1- Simulation de l’onduleur à deux interrupteurs en parallèle.

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Figure A.2.1 – Simulation d’un onduleur à deux interrupteurs en parallèle.

A.2.2- Simulation de l’onduleur à deux interrupteurs en série.

A.2.2.1- Simulation.

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Figure A.2.2 – Simulation d’un onduleur à deux interrupteurs en série.

A.2.2.2. – Valeur maximale et phases des composantes harmoniques.

RangFréquence

en Hz

Valeur maximale en

volts

Déphasage en radians

Amplitude en % Calcul des harmoniques

0 50 481,91 1,5675 100 Taux /100 (Taux/100)^2

1 150 160,63 1,5610 33,333 0,333330 0,111109 2 250 96,377 1,5545 19,999 0,199990 0,039996 3 350 68,837 1,5480 14,284 0,142840 0,020403 4 450 53,536 1,5415 11,109 0,111090 0,012341 5 550 43,798 1,5350 9,0883 0,090883 0,008260 6 650 37,055 1,5285 7,6893 0,076893 0,005913 7 750 32,110 1,5220 6,6631 0,066631 0,004440 8 850 28,328 1,5154 5,8784 0,058784 0,003456 9 950 25,342 1,5089 5,2587 0,052587 0,002765

10 1050 22,924 1,5024 4,7570 0,047570 0,002263 11 1150 20,927 1,4959 4,3424 0,043424 0,001886 12 1250 19,248 1,4894 3,9941 0,039941 0,001595 13 1350 17,818 1,4829 3,6973 0,036973 0,001367 14 1450 16,585 1,4764 3,4414 0,034414 0,001184 15 1550 15,510 1,4699 3,2185 0,032185 0,001036 16 1650 14,566 1,4634 3,0225 0,030225 0,000914 17 1750 13,729 1,4568 2,8489 0,028489 0,000812 18 1850 12,983 1,4503 2,6940 0,026940 0,000726 19 1950 12,312 1,4438 2,5549 0,025549 0,000653 20 2050 11,707 1,4373 2,4294 0,024294 0,000590

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RangFréquence

en Hz

Valeur maximale en

volts

Déphasage en radians

Amplitude en % Calcul des harmoniques

21 2150 11,158 1,4308 2,3154 0,023154 0,000536 22 2250 10,658 1,4243 2,2116 0,022116 0,000489 23 2350 10,200 1,4178 2,1166 0,021166 0,000448 24 2450 9,7793 1,4113 2,0293 0,020293 0,000412 25 2550 9,3913 1,4047 1,9488 0,019488 0,000380 26 2650 9,0325 1,3982 1,8743 0,018743 0,000351 27 2750 8,6996 1,3917 1,8052 0,018052 0,000326 28 2850 8,3899 1,3852 1,7410 0,017410 0,000303 29 2950 8,1010 1,3787 1,6810 0,016810 0,000283 30 3050 7,8310 1,3722 1,6250 0,016250 0,000264 31 3150 7,5779 1,3657 1,5725 0,015725 0,000247 32 3250 7,3403 1,3592 1,5232 0,015232 0,000232 33 3350 7,1167 1,3526 1,4768 0,014768 0,000218 34 3450 6,9060 1,3461 1,4330 0,014330 0,000205 35 3550 6,7070 1,3396 1,3917 0,013917 0,000194 36 3650 6,5188 1,3331 1,3527 0,013527 0,000183 37 3750 6,3405 1,3266 1,3157 0,013157 0,000173 38 3850 6,1714 1,3201 1,2806 0,012806 0,000164 39 3950 6,0107 1,3136 1,2473 0,012473 0,000156 40 4050 5,8578 1,3071 1,2155 0,012155 0,000148 41 4150 5,7122 1,3005 1,1853 0,011853 0,000140 42 4250 5,5733 1,2940 1,1565 0,011565 0,000134 43 4350 5,4408 1,2875 1,1290 0,011290 0,000127 44 4450 5,3141 1,2810 1,1027 0,011027 0,000122 45 4550 5,1928 1,2745 1,0775 0,010775 0,000116 46 4650 5,0767 1,2680 1,0535 0,010535 0,000111 47 4750 4,9654 1,2615 1,0304 0,010304 0,000106 48 4850 4,8586 1,2549 1,0082 0,010082 0,000102

Total 0,228376714 0,477888

Distorsion (en °/°) 47,78878

Tableau A.2.1 – Analyse des harmoniques d’un onduleur à deux interrupteurs

L’onduleur à deux interrupteurs en parallèle possède le même taux de distorsion

que l’onduleur à deux interrupteurs en série

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C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

Figure A.2.3 – Les amplitudes des harmoniques de la tension pour un onduleur en série

A.2.3 – Simulation de l’onduleur à quatre commutateurs réalisant la commande décalée.

A.2.3.1 – L’oscillateur.

Calculons les éléments d’un oscillateur à porte trigger pour avoir une fréquence de 50 Hz

Figure A.2.4 – Disposition d’un oscillateur à porte trigger.

Initialement Ve=0. D’après la courbe caractéristique d’une porte trigger ci-dessous et dans le cas d’une alimentation à 10 V, VS=VOH est le niveau logique haut. Le condensateur se charge à travers R jusqu’à ce que Ve atteigne la valeur correspondant à un état logique haut. On a alors VS=0.

Figure A.2.5 – Niveau logique d’une porte trigger.

Page 131: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

Généralement, on considère que DDV32VIH = et DDIL VV

31= .

Ainsi, T=2 RC ln 2. Connaissant C, on peut déterminer R selon la formule :

2ln2C

TR=

Soit C = 12 x 10-6 F.

R = 2ln.10.12.2

10.206

3

= 1202,24 Ω

La valeur normalisée de R dans la série E12 est R = 1200 Ω

A.2.3.2. – Le circuit de retard.

Le circuit de retard est composé d’une résistance et d’un condensateur.

Figure A.2.6 – le circuit de retard R-C

Le retard à réaliser est de 40°, cette valeur produ it le moins d’harmonique selon les abaques.

Si Tt∆= πα 2

πα2Tt=∆

T=20ms.

∆t = 0,00222s

Ce sera le temps de charge du condensateur C.

L’équation de charge du condensateur est )1( RC

t

eS eVV−

−= .

D’où )1ln(e

S

VV

RCt −=−

)1ln(e

S

VVRC

tR−

−= ( A.5 )

Données : Ve = 10V, VS=5,2V , t = 0,00222s, C = 0,33uF.

R = 10 000Ω

Puisque l’oscillateur à trigger est analogue à l’oscillateur à porte NAND avec les mêmes calculs de dimensionnement et le même fonctionnement, on peut effectuer la simulation de l’oscillateur à porte NAND uniquement.

Page 132: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

Figure A.2.7 – Le schéma bloc d’un onduleur à commande décalée.

Page 133: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

MOSN1

D1

MOSN2

D2

MOSN3

D3

MOSN4

D4

R1

D5 D6

D7D8

P

E5

E1

E2

E3

E4

Circuit de puissance en pont.

Tension aux bornes de la charge.

U"R1"

T

0.340k

-0.341k

0

0.170k

-0.170k

0 42.0m10.5m 21.0m 31.5m

U := 381 voltage

Figure A.2.8 – Simulation de l’onduleur à commande décalée.

Page 134: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif

Rang Fréquence Valeur efficace Déphasage Amplitude 1 50 373,98 1,2499 100 Calcul des harmoniques

2 100 17,066 1,8908 4,5634 0,045634 0,002082462

3 150 75,962 0,62986 20,312 0,20312 0,041257734

4 200 16,401 0,61293 4,3856 0,043856 0,001923349

5 300 15,97 -0,68344 4,2702 0,042702 0,001823461

6 350 30,3 2,3251 8,1021 0,081021 0,006564402

7 400 15,769 -1,9617 4,2165 0,042165 0,001777887

8 450 35,562 1,7618 9,509 0,09509 0,009042108

9 500 15,243 3,0727 4,0759 0,040759 0,001661296

10 550 26,911 1,2604 7,1959 0,071959 0,005178098

11 600 14,095 1,825 3,769 0,03769 0,001420536

12 650 14,489 1,0338 3,8742 0,038742 0,001500943

13 700 12,693 0,54461 3,3939 0,033939 0,001151856

14 750 9,6161 1,459 2,5713 0,025713 0,000661158

15 800 11,61 -0,76134 3,1044 0,031044 0,00096373

16 850 11,303 1,5373 3,0224 0,030224 0,00091349

17 900 10,831 -2,0438 2,8961 0,028961 0,00083874

18 950 9,7828 1,3742 2,6159 0,026159 0,000684293

19 1000 9,7998 3,0004 2,6204 0,026204 0,00068665

20 1050 7,577 1,5718 2,026 0,02026 0,000410468

21 1100 8,2551 1,766 2,2074 0,022074 0,000487261

22 1150 9,9727 1,7244 2,6666 0,026666 0,000711076

23 1200 6,5821 0,47683 1,76 0,0176 0,00030976

24 1250 12,027 1,3902 3,2161 0,032161 0,00103433

25 1300 5,3611 -0,87032 1,4335 0,014335 0,000205492

26 1350 9,9338 0,89175 2,6562 0,026562 0,00070554

27 1400 4,5415 -2,1735 1,2144 0,012144 0,000147477

28 1450 4,1036 0,47562 1,0973 0,010973 0,000120407

29 1650 8,9757 1,9177 2,4001 0,024001 0,000576048

30 1750 10,659 1,3124 2,8502 0,028502 0,000812364

31 1850 8,1807 0,69797 2,1875 0,021875 0,000478516

32 2150 6,372 1,7622 1,7038 0,017038 0,000290293

33 2250 7,0221 1,2184 1,8777 0,018777 0,000352576

34 2350 5,0978 0,79377 1,3631 0,013631 0,000185804

35 2650 3,894 1,2423 1,0412 0,010412 0,00010841

36 2950 3,9289 1,309 1,0506 0,010506 0,000110376

37 3050 4,3034 0,96642 1,1507 0,011507 0,000132411

38 3450 4,2809 1,3234 1,1447 0,011447 0,000131034

39 3550 4,2663 0,78933 1,1408 0,011408 0,000130142

Total 0,087571977

Distorsion ( en %) 0,295925627 29,59256272

Tableau A.2.2 – Analyse des harmoniques de l’onduleur à commande décalée

Page 135: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif.

A.2.4. – Simulation de l’onduleur « quasi-sinusoïdal » monophasé.

A.2.4.1 - Circuit de puissance et graphe de fonctionnement.

En associant plusieurs ponts de semi-conducteurs, on peut avoir une tension alternative plus proche d’une sinusoïde. Cela se fait en additionnant les tensions de sortie des ponts monophasés.

Figure A.2.9 – Circuit de puissance d’un onduleur de type quasi-sinusoïdal

Voici les graphes de fonctionnement.

Figure A.2.10 – Graphes de fonctionnement de l’onduleur de type sinusoïdal.

Page 136: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif.

A.2.4.2.- Génération des signaux de commande.

Le schéma ci-après indique le principe de la mise en forme des signaux de commande.

Figure A.2.11 - Génération des signaux de commande de l’onduleur de type quasi-sinusoïdal

A.2.4.3. – Simulation du circuit de commande sur le logiciel Workbench V 5.0a

Page 137: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif.

Figure A.2.12 – Simulation de la commande de l’onduleur de l’onduleur de type quasi-sinusoïdal

Ces tensions devront être introduites dans les portes ET avant d’attaquer les transistors.

A.2.4.4. – Simulation du circuit de puissance.

Page 138: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif.

Figure A.2.13 – Simulation du circuit de puissance de l’onduleur de type quasi sinusoïdal.

A.2.4.5. – Evaluation des harmoniques.

Rang Fréquence

en Hz

Valeur maximale en volts

Déphasage en radians

Amplitude en % Calcul des harmoniques

0 50 391,96 -1,5713 100 Taux /100 (Taux /100)^2

1 250 5,6327 1,5638 1,437 0,01437 0,0002065 2 350 4,0159 1,5610 1,0246 0,010246 0,00010498 3 550 35,638 -1,5758 9,0923 0,090923 0,00826699 4 650 30,143 -1,5767 7,6903 0,076903 0,00591407 5 1150 17,045 -1,5813 4,3486 0,043486 0,00189103 6 1250 15,668 -1,5822 3,9974 0,039974 0,00159792 7 1750 11,200 -1,5867 2,8574 0,028574 0,00081647 8 1850 10,581 -1,5876 2,6996 0,026996 0,00072878 9 2350 8,3387 -1,5922 2,1274 0,021274 0,00045258 10 2450 7,9852 -1,5931 2,0372 0,020372 0,00041502 11 2950 6,6406 -1,5976 1,6942 0,016942 0,00028703 12 3050 6,4096 -1,5985 1,6353 0,016353 0,00026742 13 3550 5,5158 -1,6031 1,4072 0,014072 0,00019802 14 3650 5,3514 -1,6040 1,3653 0,013653 0,0001864 15 4150 4,7157 -1,6085 1,2031 0,012031 0,00014474 16 4250 4,5915 -1,6095 1,1714 0,011714 0,00013722 17 4750 4,1173 -1,6140 1,0504 0,010504 0,00011033 18 4850 4,0191 -1,6149 1,0254 0,010254 0,00010514 Total 0,02183067

Distorsion en % 14,7752061

Page 139: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif.

Les harmoniques de l'onduleur quasi-sinusoïdal

0

20

40

60

80

100

120

50

35

0

65

0

12

50

18

50

24

50

30

50

36

50

42

50

48

50

Fréquence (Hz)

Am

pli

tud

e (

%)

Harmoniques

Figure A.2.14 – Représentation des harmoniques de l’onduleur de type quasi-

sinusoïdal

A.2.5. Evaluation des harmoniques à la sortie de l’onduleur à commande MLI.

A.2.5.1 Cas où l’onduleur fonctionne à vide.

Fréqence en Hz

Valeur maximale en

volts

Déphasage en radians

Amplitude en %

Calcul des harmoniques

0 4,8104 0 1,5101 Taux /100(Taux/100)^2 25 9,7267 -0,1706 3,0536 0,030536 0,00093245 50 318,54 -1,9855 100 75 7,9639 -0,38961 2,5002 0,025002 0,0006251

100 7,1378 -0,848 2,2408 0,022408 0,00050212 125 6,0215 -0,441 1,8903 0,018903 0,00035732 150 12,353 -1,2479 3,8779 0,038779 0,00150381 175 3,4284 -0,61822 1,0763 0,010763 0,00011584 200 4,2961 -1,2987 1,3487 0,013487 0,0001819 225 4,5405 -1,1308 1,4254 0,014254 0,00020318 275 3,6957 -1,0806 1,1602 0,011602 0,00013461 325 3,3021 -1,4881 1,0367 0,010367 0,00010747 375 3,3888 -1,3542 1,0639 0,010639 0,00011319

Total 0,06200435 Distorsion en % 6,20043546

Tableau A.2.3 Analyse des harmoniques de l’onduleur à commande MLI à vide

Page 140: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif.

Harmoniques de l'onduleur à commande MLI

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

110

0

25

50

75

10

0

12

5

15

0

17

5

20

0

22

5

27

5

32

5

37

5

Fréquence (Hz)

Am

pli

tud

e (

%)

Harmoniques

Figure A.2.15 – Représentation des harmoniques à de l’onduleur à commande MLI non chargé.

A.2.5.2 - Cas où l’onduleur est chargé avec un résistor de valeur 10 Ω

Fréquence en Hz

Valeur maximale en

volts

Déphasage en radians

Amplitude en %

Calcul des harmoniques

0 1,5899 0 1,7819 Taux /100 (Taux/100)^2 25 1,0218 -0,030534 1,1452 0,011452 0,00013115 50 89,221 -1,8246 100 75 0,98526 -0,27991 1,1043 0,011043 0,00012195

100 1,3626 -0,24518 1,5272 0,015272 0,00023323 125 0,95704 -0,36396 1,0727 0,010727 0,00011507 150 7,5658 -2,3505 8,4798 0,084798 0,0071907 200 0,92785 0,5545 1,0399 0,010399 0,00010814 250 2,935 -2,4036 3,2895 0,032895 0,00108208 350 1,7211 -2,1145 1,9291 0,019291 0,00037214 400 1,2212 -2,4154 1,3687 0,013687 0,00018733 450 0,90794 -1,2959 1,0176 0,010176 0,00010355 500 0,94292 -2,2112 1,0568 0,010568 0,00011168 2250 2,315 -2,8832 2,5946 0,025946 0,00067319

Total 0,10212847 Distorsion en % 10,2128472

Tableau A.2.4 – Analyse des harmoniques de l’onduleur à commande MLI chargé

Page 141: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

C.A.O d’un onduleur pour la commande des moteurs à courant alternatif.

Harmoniques

0102030405060708090

100110

0

25 50 75

100

125

150

200

250

350

400

450

500

2250

Fréquence (Hz)

Am

pli

tud

e (

%)

Harmoniques

Figure A.2.16 – Représentation des harmoniques de l’onduleur à commande MLI chargé avec un résistor de 10 ohms

Page 142: CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR …

AUTEUR: ANDRIAMANANA FIDISOA DANIEL

ADRESSE : LOT II I 73 TER MANGARIVOTRA ANKADIVATO TANANARIVE 101

RAPPORTEUR: M.ANDRIANAHARISON YVON

CONCEPTION ASSITEE PAR ORDINATEUR D'UN ONDULEUR POUR

LA COMMANDE DES MOTEURS A COURANT ALTERNATIF

RESUME

En convertissant une source de tension continue en une source de tension alternative, l'onduleur est un appareil utile à bien des égards. On peut notamment l'utiliser, conjointement avec un régulateur approprié, à la commande de moteurs à courant alternatif. Notre travail a consisté à l'étude et la conception d'un onduleur qui peut servir à la dite commande. On a utilisé alors le logiciel de simulation Simplorer 4.1 pour vérifier le bon fonctionnement du dispositif. Une proposition de routage a été ensuite élaborée à partir du logiciel Orcad Layout V 7.10 spécialisée à cette tâche. Enfin, on a détaillé dans un chapitre les impacts environnementaux que pourrait créer ce genre d'appareil.

MOTS CLES :

ELECTRONIQUE DE PUISSANCE COMPOSANTS ELECTRONIQUES ONDULEUR CONCEPTION ASSISTEE PAR ORDINATEUR

NOMBRE DE PAGES : 140

NOMBRE DE FIGURES : 135

NOMBRE DE TABLEAUX : 14