diplomna rabota final

Съдържание:

УводГлава 1. Преглед на схеми на инвертори на напрежение..................3

1.1. Полумостов инвертор на напрежение с разделен захранващ източник…………………………………………………………………....31.2. Инвертор на напрежение със средна точка на трансформатора……………………………………………………….....41.3. Мостов инвертор на напрежение………………………………...61.4. Методи за формиране на синусоидално напрежение………..71.5. Филтриране на изходното напрежение………………………...101.6. Защитни елементи при инверторите на напрежение………..11

Глава 2. Преглед на схеми на системи за управление на инвертори на напрежение.......................................................................................12Глава 3. Проектиране на инвертора…………………………………....19

3.1. Съставяне на Блокова схема на проектираното устройство........................................................................................193.2. Проектиране на силовата част на инвертора........................203.3 Изчисляване на еквивалентните параметри на товара според зададения фактор на мощността......................................213.4 Изчисляване на токовете и напреженията през мощните транзистори.....................................................................................223.5 Изчисляване на изходния LC филтър.....................................233.6 Изчисляване на Загуби в IGBT без RCD група.......................233.7 Изчисление на RCD групата....................................................253.8 Изчисляване на Загуби в IGBT с RCD група...........................253.9 Изчисление на радиатора за двата модула...........................26

Глава 4. Симулационно изследване на силовата част.....................26Глава 5. Проектиране на системата за управление на инвертора .32

5.1. Съставяне на блоковата схема на системата за управление………………………………………………………………325.2. Изчисляване на драйвера за мощните транзистори.............365.3. Изчисляване на схемата за следене на оперативните захранвания.....................................................................................385.4. Изчисляване на токовия сензор..............................................385.5. Изчисляване на напрежителния сензор.................................445.6. Изисквания към оперативните захранвания..........................465.7. Симулационно изследване на системата за управление….47

Глава 6. Експериментални изследвания...........................................49

Заключение Списък на елементите

Литература

1

УВОД

Инверторите на напрежение принадлежат към преобразувателите на постояннотокова в променливотокова електрическа енергия. Наричат се инвертори на напрежение. Напрежението в изхода им има строго определена форма, която зависи от алгоритъма на управление на силовите прибори в схемата и от характера на веригата откъм страна на постояннотоковия захранващ източник. Формата на тока през товара в изхода, при положение, че върху него се прилага напрежение със строго определена форма, зависи от характера и параметрите на товарната верига.

В зависимост от системата променливи напрежения за захранване на товара в изхода, най-често се използват еднофазни и трифазни инвертори на напрежение.

Основни елементи за силовата схема на тези инвертори са силови полупроводникови прибори с възможност за включване и изключване по управляващ електрод. При инверторите на напрежение може да бъде реализирана твърда или мека комутация на силовите прибори. При последната се постига намаляване на загубите върху силовите прибори за сметка на известно усложняване на схемата.

Най – разпространени са инверторите на напрежение с твърда комутация на силовите прибори. При тях паралелно на източника на захранващо напрежение на входа на инвертора се включва кондензатор с голям капацитет, който придава на захранващия източник характер на източник на електродвижещо напрежение.

По - малко разпространени са инверторите на напрежение с меки комутации на силовите прибори. При тези от тях с резонанс откъм страна на захранващия източник, на входа са свързани индуктивност и кондензатор, понякога в комбинация с допълнителни силови прибори, така че образуват паралелен или последователен резонансен кръг. По този начин напрежението на входа на инвертора представлява последователност от импулси с висока честота, променяща се във времето по строго определен и близък до синусоидалния закон като в определени моменти от време достига нулева стойност.

Най - често целта е от изходно напрежение на инвертора, независимо от вида му, да се отдели напрежението с честота само на първата хармонична, което да се използва за захранване на товара. Поради това при инверторите на напрежение важен е въпросът за добрия хармоничен състав на изходното напрежение, който да позволява това да стане най-лесно от техническа и икономическа гледна точка.

2

Глава 1. Преглед на схеми на еднофазни инвертори на напрежение

1.1 Полумостов инвертор на напрежение с разделен захранващ източник

Полумостовата схема съдържа само едно транзисторно рамо, като захранващото напрежение е разделено наполовина посредством двата кондензатора. Транзисторите се включват последователно за формиране на всеки полупериод на изходното напрежение. При активно индуктивен характер на товара, при подаване на управляващ импулс за включване на някой от тях първоначално провежда обратния му диод, осигурявайки връщане на част от реактивната енергия на товара в съответния входен кондензатор. Едва след спадане на тока до 0, започва да провежда транзистора и токът през товара сменя посоката си. Върху товара се прилага половината от захранващото напрежение.

Хaрактерни зависимости на полумостовата схема са:

Максимална и средна стойност на тока през транзисторите:

Напрежение върху транзистора Uce = EМаксимална стойност на първата хармонична с основна честота на изходното напрежение е:

Ефективната и стойност е:

Използва се за мощности от 0,1 до 1KW

3

Фиг. 1.1

1.2 Инвертор на напрежение със средна точка на трансформатора

Характерно за схемата е наличието на изходен трансформатор със средна точка. Транзисторите се включват последователно, като върху всяка половина на първичната намотка се прилага захранващото напрежение. Следователно във вторичната намотка всеки път то сменя знака си и променя стойността си със съответния коефициент на трансформация n.

Максимална стойност на първата хармонична с основна честота на изходното напрежение е:


4

Ролята на обратните диоди е аналогична на разгледаната полумостова схема. Те започват да провеждат първоначално при подаване на импулс за включване на транзисторите, които се включват едва след като токът през обратните им диоди стане нула. Казаното по отношение регулиране за полумостовата схема е в сила и тук с тази разлика, че двупосочният управляем силов прибор трябва да се включи паралелно на първичната намотка на трансформатора. Обикновено тази схема се използва за реализация на нерегулируем инвертор.

Максималната стойност на напрежението на всеки силов прибор е 2Ud.

Максимална и средна стойност на тока през транзисторите:

Фиг.1.2

5

1.3 Мостов инвертор на напрежение

Всяка двойка горен и долен транзистор образуват т.н. еднораменни транзистори и се предлагат от фирмите прозиводители в общ корпус. Сигналите за гейтовете на транзисторите от всяко рамо са инвертирани помежду си, двата еднораменни транзистори не могат да бъдат включени едновременно. Това би било авариен режим, представляващ късо съединение през тях за захранващия източник. Транзисторите се включват два по два диагонално. Така например когато са включени Q1 и Q3 напрежението върху товара е равно на захранващото (ако не се вземе предвид пада на напрежение върху транзисторите), токът протича отляво надясно през товара. През следващия полупериод се подават управляващи импулси за изключване на Q1 и Q3 и за включване на Q2 и Q4. Q1 и Q3 се изключват, но поради запасената в индуктивността на товара енергия Q2 и Q4 не се включват веднага. Необходим е известен интервал от време, през който токът запазва посоката си. През него провеждат диодите D2 и D4, напрежението върху товара сменя знака си. Ако товарът е активен, то формата на тока би била еднаква с тази на изходното напрежение и с една и съща фазова разлика и биха липсвали интервалите на проводимост на обратните диоди.

Максимална стойност на първата хармонична с основна честота на изходното напрежение е:


Максимална и средна стойност на тока през транзисторите

6

Напрежението върху транзисторите Uce=E

Фиг. 1.3

1.4 Методи за формиране на синусоидално напрежение

1.4.1 Еднофазни инвертори със синусоидална широчинно-импулсна модулация

За елиминиране на хармоничните с малък номер и подобряване на хармоничния състав се използва методът на синусоидалната широчинно - импулсна модулация. Включването и изключването на силовите прибори става чрез сравнение в системата за управление на едно управляващо синусоидално напрежение с честотата на първата хармонична на изходното и едно трионообразно напрежение. Регулирането на стойността на първата хармонична на изходното напрежение става чрез промяна в съотношението на амплитудите на управляващото и трионообразното напрежение, което може да се променя между 0 и 1. Превключването е с висока честота, то за малкия период се предполага, че не се изменя стойността на управляващото напрежение. Моментната стойност на първата хармонична на изходното напрежение е равна на средната стойност на този интервал, получена като сума от едно положително и едно отрицателно напрежение при двуполярна модулация.

7

Фиг. 1.4 Двуполярна модулация

Фиг. 1.5 Еднополярна модулация

8

Важен параметър определящ хармоничния състав, е отношението на честотите Мf, което при двуполярната модулация трябва да е нечетно число. Разпределението на хармоничните от коефициента на Мf. Липсват хармоничните с малък номер характерни за правоъгълната форма на изходното напрежение. При повишаване честотата на превключване на силовите прибори Мf хармоничните се изместват по посока на по - високите честоти, т.е филтрирането им би станало по - лесно.

При регулиране на изходното напрежение стойностите на хармоничните се променят. При това най - влиятелна остава хармоничната, чиято честота е Мf – пъти по - висока от тази от основната.

Използването на захранващото напрежение при двуполярна модулация е по - лошо отколкото при правоъгълна форма на изходното напрежение, разбира се при подобрен хармоничен състав. По нататъшно подобряване на хармоничния състав може да се постигне с еднополярна модулация. При нея коефициентът Мf трябва да бъде четно число. Предимството е в по - лесния начин за реализация на управлението и главно в намалените комутационни загуби и повишения коефициент на полезно действие при равни други условия.

1.4.2 Други методи за формиране на синусоидално изходно напрежение.

Подобряване на хармоничния състав може да се постигне посредством модулация на изходното напрежение на няколко нива. При комбиниране на две рамена от мостовата схема могат да се получат няколко нива на модулация –Ud, -Ud/2, 0, Ud/2, Ud.Недостатък на този вариант е повишеният брой на силовите прибори, поради което той не е намерил голямо приложение при еднофазните инвертори.

Инвертори с резонанс откъм постояннотоковата страна. Между източника на захранващо напрежение са включени индуктивност и капацитет, които образуват резонансен кръг. Ъгловата резонансна честота е с много по-голяма стойност от честота на първата хармонична на изходното напрежение инвертора. Този тип инвертори притежават сериозни недостатъци. Напрежението на кондензатора достига удвоената стойност на захранващото напрежение, което обуславя допълнително усложняване на схемата.

9

1.5 Филтриране на изходното напрежение

Обикновенно висшите хармонични в напрежението на изхода на инвертора са нежелани, предизвикват допълнителни загуби и смущения в работата на устройствата. Поради това между изхода на инвертора и товара се включва изглаждащ филтър, който трябва да осигури необходимото затихване на висшите хармонични.

Фиг. 1.6

Най – често се използва еднозвенният LC филтър. Той е подходящ при добър хармоничен състав на изходното напрежение с висока честота на най - влиятелните от висшите хармонични. Ако се въведе отношението в стойността на n – тата хармонична на напрежението на инвертора и съответната и стойност на напрежението върху товара като степен на затихване

то при ненатоварен филтър тя е:

където е честота на основната хармонична. Колкото е по - голям номерът на хармоничната , толкова е по - ефективно действието на филтъра. Поради това той се проектира с отчитане на най - нисшата от висшите хармонични на изходното напрежение. При натоварен филтър стойността на степента на затихване зависи от характера и параметрите на товара.

10

1.6 Защитни елементи при инверторите на напрежение

Върху процесите на превключване на силовите прибори в инверторите на напрежение в практически реализираните схеми влияние оказват и параметрите на монтажните елементи. Най - често това влияние се изразява чрез краткотрайни пренапрежения върху приборите, основна причина за които е наличието на паразитни монтажни индуктивности (например паразитна индуктивност на захранващите шини).

За решаване на свързаните с пренапрежения проблеми се използват защитни групи (snubber groups). Има различни варианти на RC, RCD или комбинация от тях, които се използват при различни мощности.

Фиг. 1.7

11

Фиг. 1.8

Глава 2. Преглед на схеми на системи за управление на инверторите на напрежение

Независимо от начина на реализация и елементна база – аналогови, цифрови, на базата на микроконтролери, специализирани интегрални схеми или цифрови сигнални процесори, изпълняваните от тях функции, свързани с работата на инверторите на напрежение са еднакви.На фиг.2.1 е показана обща структурна схема на система за управление, поясняваща основните функции, които тя изпълнява. Импулсите към гейтовете на силовите транзистори от схемата на инвертора постъпват от блок драйвери, осигуряващи необходимите

12

нива за включване и изключване, както и галванично разделяне. Много и разнообразни са схемните решения на тези стъпала. Произвеждат се във вид на специализирани интегрални схеми, а при т.н. „интелигентни силови модули” са вградени в един корпус с транзисторите.Основните величини, свързани с работата на силовата схема и захранвания от инвертора товар, се следят посредством датчици за обратна връзка – токови и напреженови трансформатори, датчици на Хол, оптоелектронни схеми, токови и напреженови трансдусери.

Фиг.2.1

Сигналите за обратна връзка се обработват от система за регулиране, включваща подходящи регулатори и алгоритми на регулиране. Условно са показани изходните сигнали на тази система, които са характерни за инверторите на напрежение – регулиране честотата на първата хармонична на изходното напрежение и регулиране на стойността му.

Основни са функциите на блока за генериране, който изработва широчинно – модулираните импулси, както и сигнал с честотата на основната хармонична на изходното напрежение, но с различна стойност в двата полупериода. Тези два сигнала се обработват логически и се разпределят към драйверите за транзисторите. Както при всяко силово електронно устройство, и при тези преобразуватели се предвиждат специални мерки за защита при аварийни режими, както и подходяща индикация на основните състояния и параметри. Част от защитните мерки се предвиждат понякога и в драйверите.

13

Сравнително най-лесно се реализира управление на еднофазен мостов регулируем инвертор. На фиг.2.2 е показан примерен начин за това.

Фиг.2.2

Използва се специализирана интегрална схема за широчинно – импулсна модулация, притежаваща два изхода за импулси в двата полупериода на изходното напрежение. Могат да се използват интегрални схеми, разработени за управление на противотактни DC/DC конвертори като TL494, TDA4718 и др. Вътрешните за схемите усилватели позволяват да се осъществи стaбилизация на изходното напрежение на инвертора чрез подходяща обратна връзка по напрежение. Обратната връзка по ток най-често се използва за защита от претоварване на инвертора.

Като изходни за системата за управление се използват специализирани интегрални схеми на драйверни стъпала, предназначени за управление на еднораменни силови прибори. Импулсите за долните транзистори (LI) и тези за горните (HI) са инверсни помежду си . На схемата не са показани веригите за реализиране на „мъртвото” време, т.к. те могат да бъдат външни за драверите или да бъдат вградени Dr1 и Dr2. Възможно е драйверите да притежават и вход за изключване, към който да се подаде сигнал при превишаване на изходния ток на инвертора над прага, по който действа обратната връзка по ток.

В случай, че не необходимо регулиране на изходното напрежение, системата може да се опрости, чрез използване на интегрални схеми на таймери, задаващи само честотата на изходното напрежение и работещи с коефициент на запълване 0,5.

14

Предвижда се разпределяне на импулсите така, че едновременно да се включват диагонално свързани прибори, както и схеми за реализация на” мъртво” време.

Трябва да се отбележи, че при най-съвременните засега системи за управление, реализирани чрез цифрови сигнални процесори, функциите на блоковете за генериране, логическа обработка и разпределяне, както и на системата за регулиране, се изпълняват от управляващия процесор.

Фиг.2.3

На фиг.2.3 е показана блокова схема, чието действие е най-близко до показания начин на реализация на синусоидална широчинно – импулсна модулация – сравнение на триоонобразно напрежение с висока честота със синусоидално, чиято честота е равна на тази на първата хармонична на изходното напрежение.Генераторът на синусоидално напрежение (ГСН) може да бъде реализиран чрез аналогови интегрални схеми или при съчетаване на аналогови и цифрови методи, и има двe изходни сигнала. Първият е за синусоидално напрежение, което постъпва на неинвертиращия вход на компаратора (К), а втория – за напрежение с правоъгълна форма с различна стойност в двата полупериода. Последното може да бъде получено и от синусоидалното посредством компаратор с нулев праг на сработване. Характерно е наличието на схема за фазова донастройка на честота (PLL), като посредством свързването към нея на делител на честота (ДЧ) импулсите в изхода и са с честота Mf – пъти по – висока от тази на синусоидалното. Генераторът на трионообразно напрежение (ГТН) изработва напрежение с такава форма, като го подава на инвертиращия вход на компаратора. Работата му е синхронизирана

15

с изходните импулси от PLL – схемата. От сравнението на двата сигнала получава поредицата импулси в изхода на компаратора К. За приложения, където не се изисква регулиране на изходната честота, схемата може да се опрости като отпадне блокът за фазова донастройка на честотата.Отпада и необходимостта от възможност за регулиране на честотата на ГСН, както и входния сигнал за това. Тогава когато отношението Mf е много голямо, т.е. честотата на трионообразното напрежение е много по-висока от тази на синусоидалното, грешката от липсата на точна синхронизация не се отразява съществено върху формата на изходното напрежение и ГТН може да бъде без вход за синхронизация.Показаният принцип може да се приложи и за трифазни инвертори със синусоидална широчинно – импулсна модулация така. Тогава ГСН трябва да изработва три дефазирани помежду си на 2п/3 синусоидални сигнала, постъпващи към три компаратора.

Фиг.2.4

16

Фиг.2.5

На фиг.2.4 е показана блокова схема на система за управление реализираща синусоидална широчинно – импулсна модулация. Импулсите от изхода на тактовия генератор (ТГ) увеличават съдържанието на брояча, чиито изходни сигнали са адресни за паметта. Изходите за данни на паметта са свързани с входовете на цифрово – аналогов преобразувател (ЦАП). Записът в паметта предварително чрез изчисление с подходяща програма е направен по такъв начин, че при промяна на адресите и от 0 до края на адресното пространство, на изхода на ЦАП да се получи показания на фиг.2.5 сигнал. Най – старшият бит на брояча служи и като знаков за полупериода. Чрез промяна на честотите на на ТГ се променя и изходната честота на инвертора, а чрез промяна на постоянното напрежение към неинвертиращия вход на компаратора

17

в неявен вид се променя Ма и се регулира стойността на изходното напрежение.За приложение при трифазни инвертори ТГ и броячът се запазват като се добавят още два канала, състоящи се всеки от памет, ЦАП и К. Записите в допълнителни две памети са подходящо изместени в адресното им пространство, за да се получи необходимото на 2п/3 дефазиране.

Схемата от фиг.2.4 може да бъде опростена като се изключат цифрово – аналоговия преобразувател и компаратора. Вариант е показан на фиг.2.6. Записът в паметта е така направен, че на изходите й за данни излизат директно поредиците импулси, модулирани широчинно с различен коефициент за всеки изход – например за D1 са изчислени при най-голямо Ma, а на Dn – при най-малко. Чрез избор на канал на мултиплексора (МП) на изхода му се получава желаната поредица с необходимата за силовата схема коефициент. Разбира се регулирането става дискретно с възможност за избор от няколко поредици, но в случай, че не е необходимо регулиране на изходното напрежение в широк диапазон, това се оказва достатъчно.

Фиг.2.6

Разгледаните схеми за генериране реализират т.н. двустранна синусоидална широчинно – импулсна модулация, при която при промяна на Ма се регулират и двата фронта на всеки ШИМ – импулс спрямо центъра му. Това се дължи на избраната форма на трионообразното напрежение или на записа в паметта.Възможно е използването на едностранна широчинно- импулсна модулация, при която при промяна на Ма се регулира само единият от фронтовете на всеки импулс, като мястото на другия е фиксирано. Пример за реализация е показан на фиг. 2.7.

18

Фиг.2.7Тактовият генератор е изпълнен чрез ИС 74HC14, променя непрекъснато съдържанието на брояча ИС 74HC163. Посредством резисторната матрица 10к, 20к, 40к и 80к и първия операционен усилвател е реализиран инвертиращ суматор като при предположение, че нивото на логическата 1 във всеки изход на брояча е равно на 5V, в изхода му се получават стойностите на напрежението. По този начин се получава трионообразно напрежение. То се сравнява чрез реализирания с трети операционен усилвател компаратор с изходно напрежение на прецизен двуполупериоден изправител ПДИ, изпълнен също с ОУ. Той служи за получаване в изхода на пулсиращо напрежение след двуполупериодно изправяне от изходното синусоидално напрежение на генератора ГСН. Показани са [1] допълнително и времедиаграми за една част от полупериода, в който промяната на изходното напрежение на ПДИ е малка. От стойностите в таблицата се вижда, че нарастването на трионоoбразното напрежение става на стъпки, които не са взети под внимание. Посредством увеличаване честотата на тактовия генератор се увеличава броят на импулсите в полупериод, а чрез промяна в разрядността на брояча се увеличава броят на дискретните стойности на трионообразното напрежение и регулирането е по-плавно и по-точно.

Глава 3. Проектиране на инвертора

3.1. Съставяне на Блокова схема на проектираното устройство

На фиг.3.1 е показана блоковата схема на устройство за непрекъсваемо електрическо захранване (Uninterupptible Power Supply (UPS)) с двойно преобразуване на енергията (double conversion), чийто изходен блок е инвертор на напрежение.

19

Фиг.3.1

По техническо задание проектираното устройството ще се захранва от външен управляем токоизправител с изходно напрежение 220V, който ще зарежда и акумулаторните батерии. На входа на устройството са свързани батериите, които не са показани на блоковата схема. Преобразувател на постоянно в постоянно напрежение, повишава напрежението от батериите и токоизправителя от 220V до 400V, необходими за захранване на инвертора и реализира галваничното разделяне между входа и изхода посредством високочестотен трансформатор. Силовите прибори (IGBT) на преобразувателя работят в ключов режим. Системата за управление, регулиране и защита на преобразувателя съдържа и обратни връзки по ток и напрежение, а така също и защита от свръхток. Силовата схема на преобразувателя е инвертор на напрежение. Системата му за управление не съдържа обратна връзка по напрежение. Регулирането по напрежение се обезпечава от предния преобразувател, който трябва да поддържа постоянно напрежение от 400V при диапазон на изменение на входното напрежение указан в техническото задание. Алгоритъма за управление е реализиран на базата на програмируем логически контролер, който замества релейно-контактните системи в по-старите системи. Този контролер също така има задачата е да измерва и следи токовете и напреженията на входа и изхода на устройството, състоянието на батериите в режими заряд, подзаряд или несиметрия на батерията и съответно да визуализира на дисплей измерваните величини. Контролера следи и температурата на батериите и на силовите елементи, състоянието на земните

20

съединения, изключване на автоматични предпазители. При влизане в аварийни режими като пренапрежения на входа или изхода, късо съединение в изхода, изключва входни или изходни контактори и визуализира на дисплея съответното събитие.

3.2. Проектиране на силовата част на инвертора

На фиг. 3.2 е показана силовата схемата на мостовия инвертор на напрежение. За силови прибори при проектирането са избрани IGBT транзистори в модулен корпус [8,9].

фиг. 3.2

При избраният метод на управление се получава много добър хармоничен състав на изходното напрежение, тъй като лесно се

отделя основния хармоник. Недостатъкът на това управление, е че за получаване на модулацията се използва висока честота. При

повишаване на честотата комутационните загуби върху силовите транзисторите също се увеличават. Затова е избраната честота е

20KHz, която да бъде над прага на възприемане на човешкото ухо, но не прекалено висока поради големите загуби. За отделяне на

основната хармонична в диагонала на моста се включва LC филтър.

21

3.3. Изчисляване на еквивалентните параметри на товара според зададения фактор на мощност

При проектирането [4,6,7] са изчислени еквивалентните параметри на товара според техническото задание: Sном=2500VA, Uном=230V,

,където Uном e ефективна стойност на напрежението в товара, Sном е пълната мощност отдадена в товара.

Импеданс на товара при номинална мощност:

Изчислението на стойностите на елементите, токовете и напреженията в силовата схема е проведено при активно -

индуктивен товар и последователна заместваща схема на товара и

.Параметрите на еквивалентните на заместващата схема на товара са:Активно съпротивление:

Индуктивно съпротивление:

По този начин са изчислени импедансът на товара при различни мощности на товара и фактор на мощността, необходими за симулация.

Активно – индуктивен товар, последователна заместваща схема:/I R[Ohm] L[mH]

I = 10.86AI = 5A

I = 2.5A

14.8 4832.2 104.564.4 209

22

I = 15AI = 10.86A

I = 5AI = 2.5A

12.26 29.317 40.4

36.8 88

73.6 175.6

I = 10.86AI = 5A

I = 2.5A

19 29.441.4 6482.8 115

I = 10.86AI = 5A

I = 2.5A

21.16 -46 -92 -

Активно – капацитивен товар, последователна заместваща схема:/I R[Ohm] C[µF]

I = 15AI = 10AI = 2.5A

12,26 43117 251

73,6 57

3.4. Изчисляване на токовете и напреженията през мощните транзисторите

Необходима стойност на захранващото напрежение на инвертора: амплитуда на изходното напрежение

Необходимата стойност на захранващото напрежение се избира 400V.

, където и са амплитудите на управляващото и модулиращото

напрежения.

Максимално напрежение върху мощните транзистори

Максимална стойност на тока през един транзистор

Въз основа на тези изчисления и работната честота транзисторите - 20KHz избирам IGBT модул MII-75-12A3.(Icmax=90A/ Ucemax=1200V)

3.5. Изчисляване на изходния LC филтър

Избира се отношението Iи/Iт:

23

Избира се средно честотен кондензатор на

Vishay с максимална стойност на капацитета 4 µF/900V (Imax = 80A).Изчисляване на отделената реактивна енергия в кондензатора:

Токът през кондензатора:

Отделената активна мощност през кондензатора:

Избира се отношението Uи/Uт:

Коефициентите К1 и К2 са определени от графики в учебника Силови електронни устройства и коригирани от резултати от симулации.

3.6. Изчисляване на загуби в IGBT без RCD група

Изчисленията са направени за модул MII-75-12A3, който съдържа два транзистора и два обратни диода.

Загуби от превключване:От каталога:

Захранващото напрежение за инвертора е 400V

При

24

Загуби в отпушено състояние при максимален коефициент на запълване :

Загуби в обратния диод:Обратният диод работи приблизително в 20% от времето на работа на транзистора.

Цялата загубна мощност върху транзистор и диод:

Цялата загубна мощност върху модула:

Измерена мощност вурху един транзистор от симулация:Със RCD група;

Изчисляване на загубната мощност при двойно по-голям товарен ток:

инвертора е работосбособен при двойно по-голям товарен ток, максималната разсейвана мощност на един модул е 370W.

3.7. Изчисление на RCD групата

Изчисляване на резистора и кондензатора:

25

избира се по – голям капацитет 3.9nF(най-близката избрана стойност предлагана от производителите е 3,3nF WIMA MKP 10).

Загуби в RCD групата:

избира се 9W

Диодът се избира високочестотен DHG 10|600PA Vrrm = 600V, Ifav = 10A

3.8. Изчисляване на загуби в IGBT с RCD група

при индуктивен товар

при активен товар

Загуби от превключване:

Загуби в отпушено състояние:

Цялата загубна мощност в един транзистор:

Необходима номинална мощност на входа на инвертора:

26

Загубите в RCD групите и LC филтърът се пренебрегват.

Номинален среден ток на входа на инвертора:

3.9. Изчисление на радиатора за двата модула

Топлинно съпротивление преход – околна среда:

избира се радиатор с по-малко топлинно съпротивление.

Глава 4. Симулационно изследване на силовата част

За целта на симулацията съм изработил схема за управление за генериране на синусоидалната модулация, като управляващата честота е 50Hz, а модулиращата е 20KHz. Проведени са симулационни изследвания на инвертора при всички товари при фактор на мощността променящ се в диапазона 0,7 - 1, в режим на празен ход, както и при двойна промяна на товара. От измерванията се установява, че пулсациите на изходното напрежение са по-малки от 3%, което удовлетворява изискванията на техническото задание.

Тук са показани само някой от случаите. Симулациите са извършени при температура 27 оС. Поради тежките изчисления е намалена точността на изчисление на напреженията и токовете.

Фиг. 4.2 Принципна схема на инвертора използвана за симулация на силовата част.

27

На фиг.4.3 е показано напрежението в диагонала на моста на инвертора за един период на основния хармоник на изходното

напрежение – 20ms. Честотата на превключване е 20KHz (50us).

Фиг.4.4 Напрежението в диагонала на моста във времеви интервал 5-5,5ms.

29

фиг.4.5 Режим на празен ход. Най – отдолу е показано изходното напрежение, а горните времедиаграми са токовете през филтъра.

фиг.4.6 Активно – индуктивен характер на товара, cosφ=0.8,при последователна заместваща схема. Долните две времедиаграми са дефазираните изходно напрежение и ток. Горните времедиаграми

са токовете през филтъра.

30

От измерванията се вижда, че пулсациите на изходното напрежение са в границите на заданието - <3%

фиг.4.7 Хармоничен анализ на изходното напрежение.От анализа се вижда, че съдържа първия хармоник на изходнотото напрежение, а висшите хармоници липсват.

фиг.4.8 Активно – капацитивен характер на товара, cosφ=0.8,при последователна заместваща схема. Долните две времедиаграми са

31

дефазираните изходно напрежение и ток. Горните времедиаграми са токовете през филтъра.

фиг.4.9 Хармоничен анализ на изходното напрежение.От анализа се вижда, че съдържа първия хармоник на изходнотото напрежение, а висшите хармоници липсват.

фиг.4.10 Форма на тока консумиран от захранващия източник при активно – индуктивен характер на товара. От времедиаграмите се

32

вижда моменти, в които токът е нула. Това са моментите където работят обратните диоди.

фиг.4.11 Показани са времедиаграмите на управлението реализирано за целта на симулацията.

На горните времедиаграми са показани импулсите подавани към драйверите за мощните транзистори. На последната времедиаграма е показано сравнението между основния хармоник и носещата честота.

Глава 5. Проектиране на системата за управление на инвертора

5.1. Съставяне на блоковата схема на системата за управление

На фиг.5.1 е показана блоковата схема на системата за управление на силовата схема на инвертора на напрежение. Един от блоковете в системата е блок за следене на наличието на оперативни захранвания.

Схемата на устройството включва пет галванично разделени преобразуватели на постоянно в постоянно напрежение необходими за захранване на всеки драйвер за силовата схема и микроконтролера. При поява на проблем в някое от тези захранвания, управляващите импулси към някой от силовите прибори може да изчезнат и да се изпадне в авариен режим. Затова

33

е направена схема за следене на оперативните захранвания, като при пропадане на едно от тях подава галванично разделен сигнал към микроконтролера, който спира управлението изцяло.

фиг.5.1

За получаване на необходимото ниво на управляващите напрежения се използват драйвери, които съдържат комплементарни двойки и оптрон. За измерване на изходния ток се използва външна верига, реализирана на базата на датчик на Хол, която преобразува изходния ток в напрежение необходимо за измервателния блок (АЦП) на програмируемия логически контролер и осъществява галванично разделяне между силовата верига и измервания ток. Осигурява логически сигнал при претоварване по ток. . За измерване на изходното напрежение също се използва външна верига, реализирана на базата на датчик на Хол, която преобразува изходното напрежение в напрежение необходимо за измервателния блок (АЦП) на програмируемия логически контролер и осъществява галванично разделяне между силовата верига и измерваното напрежение.

Изработването на управляващите импулсите, които да се изменят по синусоидален закон се осъществява от микроконтролер.

34

Той трябва да реализира следните функции:- Проверка на сигнала от схемата за следене на оперативните

захранвания.- Измерване на сигнала получаван от токовия сензор.- Генериране на закъснение от 10ms и след това генериране на

управляващите импулси.- При пропадане на някое от оперативните захранвания

(генериране на високо ниво) да спира веднага управляващите импулси към драйверите до намесета на оператор и да сигнализира за грешка посредством светлинна индикация.

- При подаден сигнал от токовия сензор за късо съединение да спира веднага управляващите импулси и след 5ms закъснение да ги пуска отново. Ако след 5 пускания сигнала все още е във високо ниво, импулсите се спират за неопределено време и се сигнализира за грешка чрез светлинна индикация.

Фиг.5.2 Алгоритъм на работа на микроконтролера.

35

На Фиг.5.3 е показана принципната схема на системата за управление:

36

5.2. Изчисляване на драйвера за мощните транзистори

Фиг. 5.4

Изчисляване на резистора за диода на оптрона от фиг.5.4 при коефициент на запълване 0,8:

, избира се

Заряд на гейта на мощния транзистор:Отчита се от каталога на транзистора.

Капацитет на гейта на мощния транзистор:

Мощност в гейта на мощния транзистор:

Мощност в изхода на драйвера:

Мощност в диода на оптрона при коефициент на запълване 0,8:

Мощност отделяна в драйвера:

Цялата мощност отделяна в драйвера:

38

От каталога на IGBT транзистора се определят зарядите:

и се изчисляват паразитните капацитети:

Фиг.5.5

Определя се средната стойност на тока в гейта на транзистора:

Минимална стойност на резистора в гейта на транзистора:

От каталога се избира резистор 22

Максимална стойност на тока в гейта на транзистора:

Мощност отделяна в резистора: избира се резистор с мощност 1W

Консумирана мощност от захранването на драйвера:

39

5.3. Изчисляване на схемата за следене на оперативните захранвания

Фиг.5.6

Изчисляване на токоограничаващия резистор за диода на оптрона 6N137:

Изчисляване на токоограничаващия резистор за следене нивото на оперативно захранване 15V E.

, избира се 240

Токът през съгласуващия транзистор:

5.4. Изчисляване на токовия сензор

Изчисление на изходното напрежение на датчика на Хол

Фиг.5.7

40

На фиг.5.7 е показан предавателната характеристика на токовия трансдусер на LEM.Номинален измерван ток = 25А

Максимален измерван ток =80А

Фиг.5.8 Принципна схема на токовия сензор.

Изменение на напрежението на датчика при номинална амплитудна стойност на измервания ток 25А:

Изменение на напрежението на датчика при амплитудна стойност на тока 1А:

Изменение на напрежението на датчика при ефективна стойност на тока 10А:

Напрежението на датчика при ефективна стойност на тока 10А:

41

Фиг. 5.9 Изходно напрежение на датчика при 10, 20 и 30 А ефективна стойност на измервания ток.

42

Фиг. 5.10 Изходно напрежение на датчика при 10, 20 и 30 А ефективна стойност на измервания ток след отделяне на

постояннотоковата съставка.

Изчисляване на променливотоковия усилвател:

Фиг. 5.11

Необходим коефициент на усилване:

при 10А ефективна стойност на тока:



=>

се избира резистор и тример – потенциометър всеки по 5 за донастройка.

43

Изчисляване на емитерния повторител:

Фиг. 5.12

избира се 75

избира се 100

В колектора е предвиден резистор от 3,3 за ограничаване на токовите импулси при зареждане на филтриращия кондензатор.

Защита по ток:

44

Фиг. 5.13

Ако амплитудата на тока превиши максималната стойност от 15,56А(11A RMS), компаратора превключва и подава галванично разделено високо ниво към микроконтролера, който спира импулсите към мощните ключове.

Изчисление на резистора за диода на оптрона:

Фиг. 5.14 Предавателна характеристика на токовия сензор.

Консумирана мощност от токовия сензор

45

Консумирана мощност от ОУ:

Консумирана мощност датчика:

Цялата консумирана мощност:

Консумиран ток оперативно захранване 24V:

5.5. Изчисляване на напрежителния сензор

Фиг.5.15 Принципна схема на напрежителния сензор.

Номинален входен измерван ток

Максимален входен измерван ток

Номинален изходен измерван ток

Коефициент на предаване

Изчисление при 240V измервано напрежение:

46

Ефективна стойност на входния измерван ток:

Изчисляване на резистора в първичната страна на сензора:

Избират се последователно свързани резистори и

Изчисляване на измервателния резистор:Избира се

Амплитудна стойност на изходния измерван ток:

Амплитудна стойност на изходното напрежение:

Изчисление при 200V измервано напрежение:

Ефективна стойност на входния измерван ток:

Амплитудна стойност на входния измерван ток:

Амплитудна стойност на изходния измерван ток:

Амплитудна стойност на изходното напрежение:

Максимален консумиран ток от датчика:

Максимална консумирана мощност от датчика:

Максимална консумирана мощност от ОУ:


Необходим коефициент на усилване от ОУ е 2. Всички останали изчисления са същите както при токовия сензор.

47

Фиг. 5.14 Предавателна характеристика на напрежителния сензор.

5.6. Изисквания към оперативните захранвания

Консумирана мощност от оперативните захранвания 15V A-D

Цялата консумирана мощност през едно от оперативните захранвания:

Максимален консумиран ток от оперативни захранвания 15V A-D:

Консумирана мощност от ИС LM7805

Максимален консумиран ток от ИС LM7805:

48

Консумирана мощност от оперативно захранване 15V E


Консумиран ток от буферните транзистори за четирите драйвера:, взима се със запас 100mA.

Максимален консумиран ток от оперативно захранване 15V E:

Kонсумирана мощност от оперативно захранване 24V от СУ:

Консумиран ток от оперативно захранване 24V:

5.7. Симулационно изследване на системата за управление

Симулирани са части от схемата, използвани за сравнение и корекция на резистори при схемата за следене нивата на оперативните захранвания, изследвани са фронтовете на импулсите след буферните транзистори, токовия и напрежителния сензор.

Фиг.5.15 Принципна схема токовия сензор.

49

фиг.5.16 Времедиаграми при измерване на 1А ефективна стойност на тока.

фиг.5.17 Времедиаграми при измерване на 10А ефективна стойност на тока.

50

На фиг. 5.16 и фиг.5.17 са показани времедиаграмите на напреженията:+V(V3:+) – напрежението на датчика на Хол; V(C3:2) – напрежението след отделяне постояннотоковата съставка;V(U1B:OUT) – Напрежението след усилвателя; V(R3:2) – Напрежението след прецизно изправяне; V(U3A:-) – интегриране на изходното напрежение;AVG(VE(Q2)) – средна стойност на изходното напрежение.

Глава 6. Експериментални изследвания

Проведени са и практически изследвания на модули от инвертора, като са реализирани силовата схема и системата за управление.

За симулиране работата на програмируеми контролер е използвана информационно измервателна система LabView и със шаси CompactDAQ NI-9178 и модули NI-9401и NI-9221.На фиг.6.1 е показана мостовата схема на инвертора (отдясно). Реализиран е на експериментална платка където се намират мощните транзистори и RCD групите.Системата за управление (отляво). Върху платката се намират драйверите за мощните елементи, оперативните захранвания и схемата за следене на захранванията.

Фиг.6.1

51

За захранване на инвертора е използван стабилизиран източник на напрежение със стойност 30V. На входа на инвертора е свързана кондензаторна батерия с капацитет 3000uF. Показаните времедиаграми са снети със напрежителна сонда 1:10, итокова сонда 10mA/mV. Измерванията са проведени с помощта на цифров осцилоскоп, мултицет и токови клещи.

Фиг.6.2

На фиг. 6.2 са показани времедиаграмите на напрежението Uce на два от транзисторите в едното рамо на инвертора в различен времеви интервал. От лявата времедиаграма се вижда точното превключване на напрежението на двата транзистора, от което се заключава, че няма интервал, в който да работят два транзистора едновременно от едно рамо, което би довело до късо съединение на захранващия източник и прегряване на мощните елементи.

Фиг.6.3

52

На фиг. 6.3 са показани времедиаграмите на модулираното напрежение в диагонала на моста на инвертора и токът през него в два различни интервала от време. В изхода на инвертора е включен реостат, който притежава собствена индуктивност, което се вижда от формата на тока.

Фиг.6.4

На Фиг.6.4 са показани времедиаграмите на изходното напрежение при свързан LC филтър в различни интервали от време. Вижда се, че филтърът отделя основния хармоник на изходното напрежение. Получава се синусоидална форма на напрежението изискана. От проведените изследвания също така бе установено, че изкривяванията в синусоидалната форма на изходното напрежение се запазват в допустимите норми при промяна на товара <3%. Инверторът е изследван при празен ход и товарен ток до 5А. Формата и стойностите на напреженията се запазват в границите определени в заданието. Проведените експериментални изследвания на модули от системата за управление чрез информационно измервателна система LabView доказват работоспособността на тези проектирани модули.

53

Графични оригинали на реализираните печатни платки:

Фиг.6.5 Система за управление мащаб 1:1

Фиг. 6.6 Силова платка мащаб 1:1

54

Заключение

В глава първа са разгледани основните схеми на еднофазни инвертори на напрежение, методи за филтрация на изходното напрежение, защитни елементи при инверторите. Във втората глава са описани някои схемни методи за управление на силовите схеми на инверторите. Проектирането на самия инвертор започва от глава 3 със изчислителни записки на силовата схема. Там се изчисляват токовете и напреженията в мостовата схема, топлинни загуби, изходен LC филтър, радиатори за модулите. В глава 4 е изложено симулационното изследване на инвертора подкрепено със графики. Системата за управление е проектирана в глава 5, като са изчислени драйвери, оперативни захранвания и сензорите. Показани са някой симулационни изследвания. В последната глава са показани експериментални резултати на проектирания инвертор. Реалните резултати са илюстрирани със снети времедиаграми.

55

Списък на елементите

Списък на елементите Означение в схемата Наименование Кол. Забележка

R7,R16, R26, R36 Резистор 22 Ohm/1W ±1% 4

R3,R9, R15, R21 Резистор 200 Ohm/0.25W ±1% 4

R31 Резистор 240 Ohm/0.25W ±1% 1

R7,R16, R26, R36 Резистор 680 Ohm/0.25W ±1% 4R2, R4,R8, R11, R12,R18,

R22, R27 R28, R33Резистор 1 KOhm/0.25W ±1% 10

R24 Резистор 2.2 KOhm/0.25W ±1% 1

R32,R6, R14, R25, R35 Резистор 5.1KOhm/0.25W ±1% 5R1,R10, R17,R19, R20

R29,R30Резистор 10 KOhm/0.25W ±1% 7

C2, C6, C9, C13, C16, C21, C22

Кондензатор електролитен 220u/35V 7

C5, C15, C24, C26 Кондензатор електролитен 10u/35V 4C1,C3, C4, C7, C8, C10, C11, C12, C14, C17, C18,

C19, C20, C23, C25 Кондензатор 100n 15

F1 Предпазител 0,4А 1

D1 Диод 1N5400 1

D17 – D22 Диод 1N5711 5

D16 Диод 1N4007 1

D3, D7, D12, D20 Диод UF4007 4

D2, D5, D8, D11, D14 BZX85C12/ 1W 5D4, D6, D9, D10, D13, D15,

D23, D24BZX85C15/ 1W 8

Q1 – Q10 BC547C 10

U2,U4,U6,U9,U10 CC10-2412SF-E 5TDK -

LambdaU14 LM7805 1

U1,U5,U7,U11 6N137 4

U3,U8,U13,U15 VO3120 4

U12 MOC8102 1

Ту-София

Разработили:Наименование

Система управление

инверторОдобрилДоц. Арнаудов

Изм ДатаЕзикBG

Лист1/1

56

Списък на елементитеОзначение в схемата Наименование Кол. Забележка

R1,R2 Резистор 0 Ohm SMD 2

R6 Резистор 3.3 Ohm SMD 1

R13 Резистор 1 KOhm SMD 1

R23 Резистор 4.7 KOhm SMD 1


R7, R12 Резистор 7.5 KOhm SMD 2

R17,R20,R21 Резистор 10 KOhm SMD 3

R3,R4, R5,R8, R9,R10,R14 Резистор 100 KOhm SMD 7

R11,R15, R16 Резистор 220 KOhm SMD 3

R19 Многооборотен тример 5КOhm 1


C1, C5, C7, C9 Кондензатор електролитен 220u/35V SMD 4

C4 Кондензатор електролитен 1u/35V SMD 1

C8 Кондензатор електролитен 220u/35V 4

C2,C6,C3 Кондензатор 100n SMD 3

C10 Кондензатор 100p SMD 1

D1 Диод M7 1

D2,D3 Диод LL4148 2

Q1 BC868/PLP 1

U1 CC3-2412DR-E 1TDK -

LambdaU2 L78L05 1

U4,U5 LM324 SMD 2

U3 Датчик на Хол lts-25np 1

Ту-София

Разработили:

Токов сензор

ОдобрилДоц. Арнаудов


Лист1/1

57


R1,R2 Резистор 0 Ohm SMD 2

R7 Резистор 0 Ohm/0.25W 1

R11 Резистор 3.3 Ohm SMD 1

R14 Резистор 240 Ohm/0.25W 1


R12, R18 Резистор 7.5 KOhm SMD 2


R4,R5,R6 Резистор 11 KOhm/1W 3

R8, R9,R10,R13,R15,R16,R20 Резистор 100 KOhm SMD 7


C1,C3, C5, C7Кондензатор електролитен 220u/35V SMD

4

C6 Кондензатор електролитен 220u/35V 4

C2,C4 Кондензатор 100n SMD 2

D1 Диод M7 1

D2,D3 Диод LL4148 2

Q1 BC868/PLP 1

U2 Датчик на Хол lv 25-p sp2 1

U1 CC3-2412DR-E 1

U3 LM324 SMD 1

Ту-София

Разработили:

Напрежителен сензор

ОдобрилДоц. Арнаудов


Лист1/1


R1-4 Резистор 1.2 KOhm/10W ±5% 4

C1, C2, C4, C5Кондензатор 3,3nF WIMA MKP 10 1600VDC

4

C3Кондензатор 4 µF/900V (Imax = 80A) Phao…

1 Vishay

D3, D4, D5, D6 Диод DHG 10|600PA 4 IXYS

Т1-4 MII-75-12A3 2 IXYS

L1 Дросел 2mH 1

C6,C7Кондензатор електролитен 1500 µF/500V (Imax = 9A) B43510A6158M000

2 Epcos

Ту-София

Разработили:НаименованиеИнвертор на напрежениеОдобрил

Доц. АрнаудовИзм Дата

ЕзикBG

Лист1/1

58

ЛИТЕРАТУРА

1. Анчев M., “Силови електронни устройства”,С., ТУ-София, 20082. Анчев M.,М. Минчев”Системи за непрекъсваемо електрическо

захранване”,С., Авангард Прима, 20053. Горанов П., М.Бобчева, С.Табаков,”Преобразувателна

техника”, С., 20024. Бобчева М., Н. Градинаров,”Силова електроника” ,С., ТУ-

София ,19985. Браун. М, „Токозахранващи устройства”, С.,Техника, 1998 6. http://www.Ixys.com7. http://www.irf.com/ 8. Williams, B,”Power Electronics”, ISBN 978-0-9553384-0-3, 20069. Hinov N., D. Arnaudov, N. Gradinarov, G. Kraev, St. Georgiev,

“Study of Photovoltaic Systems for Supplying DC Loads”, Proceedings of the international scientific and applied science conference the nineteenth edition “ELECTRONICS ET - 2010”, pp. 192-195, 22-24 September, 2010, Sozopol, ISSN 1313-1842.

10. D. Arnaudov, Hinov N., G. Kraev, S. Stanchev, “Computer Tester for Checking Power Electronic Converters”, Proceedings of the international scientific and applied science conference the twentieth edition “ELECTRONICS ET - 2011”, pp. 177-180, 14-16 September, 2011, Sozopol, ISSN 1313-1842.

11. Хинов Н., Н. Рангелов, Д. Арнаудов, “Компютъризиран стенд за обучение на студенти в областта на електрониката”, Национална конференция с международно участие “ТЕЛЕКОМ 2011“ гр. София, ДНТ, 13 – 14 Октомври 2011 г. ISBN 978-954-8329-93-4

12. Bogdan Gilev, “Robust Control of a Distributed Parameter System”, Information Technologies and Control, No. 2, Sofia, Bulgaria, 2009, pp. 27-31

59

http://www.irf.com/

diplomna rabota final

Documents