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PROYECTO FINAL DE CARRERA

Curso 2007-2008

DISEÑO DE ANTENAS MINIATURA PARA APLICACIONES DE

RADIOIDENTIFICACIÓN (RFID) A 900 MHZ

TITULACIÓN : Ingeniería Técnica de Telecomunicaciones esp. en Telemática.

AUTOR: David Campiña García

DIRECTOR: Antoni Lázaro Guillén

FECHA:Abril /2008

Diseño de antenas miniatura para aplicaciones de radioidentificación a 900 MHz

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Índice: 1. Introducción .................................................................................................................. 5 2. RFID ............................................................................................................................. 7 2.1 Tecnología RFID .................................................................................................... 7 2.1.1 Componentes de un sistema RFID. ................................................................ 9 2.2 Historia del RFID ................................................................................................. 10 2.3 Clasificación de los Tags ...................................................................................... 11 2.3.1 Pasivos .......................................................................................................... 12 2.3.2 Activos .......................................................................................................... 13 2.3.3 Semi-activos / Semi-pasivos ......................................................................... 15 2.3.4 Solo lectura (RO) .......................................................................................... 16 2.3.5 Una Escritura / Varias lecturas (WORM) .................................................... 16 2.3.6 Lectura / Escritura Programable (RW) ........................................................ 16 2.3.7 Ondas acústicas superficiales (SAW) ........................................................... 17 2.3.8 Tags no RFID ............................................................................................... 17 2.4 Bandas de frecuencias .......................................................................................... 18 2.5 Regulación y estandarización ............................................................................... 21 2.5.1 EN 302 208 ................................................................................................... 24 2.5.2 EPC ............................................................................................................... 25 2.6 Multiacceso: anticolisión ...................................................................................... 29 2.6.1 Acceso múltiple por división de espacio (SDMA) ........................................ 31 2.6.2 Acceso múltiple por división de frecuencias (FDMA).................................. 32 2.6.3 Acceso múltiple por división de tiempo (TDMA) ......................................... 33 2.6.4 Acceso múltiple por división de código (CDMA) ......................................... 35 2.7 Privacidad y seguridad.......................................................................................... 36 2.8 Usos más frecuentes ............................................................................................. 37 3. Circuito Integrado RFID: ........................................................................................... 43 3.1 Introducción .......................................................................................................... 43 3.2 ICs RFID Comerciales.......................................................................................... 44 4. Productos comerciales de un sistema RFID ............................................................... 45 4.1 Tags comerciales .................................................................................................. 45 4.2 Lectores comerciales ............................................................................................ 56 5. Diseño de antenas ....................................................................................................... 64 5.1 Programa ADS ...................................................................................................... 64 5.1.1 Momentum .................................................................................................... 64 5.2 Adaptación T-Match ............................................................................................. 65 5.3 Sistemas de medida .............................................................................................. 70 5.3.1 Caracterización de dispositivos diferenciales con un VNA.......................... 70 5.3.2 Teoría de las imágenes ................................................................................. 74 6. Diseño y simulación de tags RFID. ........................................................................... 76 6.1 Dipolo con adaptación en T-Match ...................................................................... 76 6.2 Dipolo inductivo cargado capacitivamente para banda europea .......................... 88 6.3 Dipolo inductivo cargado capacitivamente para banda americana. ..................... 95 6.4 Dipolo Cuadrado con adaptación T-mach .......................................................... 101


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6.5 Dipolo forma triangular con adaptación T-Match: ............................................. 108 6.6 Parche simétrico ................................................................................................. 114 6.7 Parche diferencial λ/4 ......................................................................................... 121 6.8 Resumen de las antenas diseñadas...................................................................... 129 7. Medidas .................................................................................................................... 131 7.1 Medidas con Caracterización de dispositivos diferenciales con VNA ............... 131 7.1.1 Medida dipolo adaptación T-Match ........................................................... 133 7.1.2 Medida dipolo inductivo cargado capacitivamente para banda europea .. 140 7.1.3 Medida dipolo cuadrado con adaptación T-Match .................................... 142 7.1.4 Medida dipolo forma triangular con adaptación T-Match ........................ 144 7.1.5 Medida parche diferencial λ/4 .................................................................... 146 7.2 Medidas basadas en la Teoría de las imagenes ................................................. 148 7.2.1 Medida dipolo adaptación T-Match ........................................................... 149 7.2.2 Medida dipolo inductivo cargado capacitivamente para banda europea .. 152 7.2.3 Medida dipolo cuadrado con adaptación T-Match .................................... 154 7.2.4 Medida dipolo forma triangular con adaptación T-Match ........................ 156 8. Conclusión ................................................................................................................ 158 9. Referencias ............................................................................................................... 159 Anexo A ........................................................................................................................ 161 Anexo B ........................................................................................................................ 162 Anexo C ........................................................................................................................ 164 Anexo D ........................................................................................................................ 165 Anexo E ........................................................................................................................ 167 Anexo F ........................................................................................................................ 168 Anexo G ........................................................................................................................ 169 Anexo H ........................................................................................................................ 172 Anexo I ......................................................................................................................... 174


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1. Introducción

Las comunicaciones móviles han progresado muy rápidamente durante estos últimos años, al igual que el tamaño de los sistemas móviles (teléfonos móviles, portátiles, PDA, GPS...). Todos estos aparatos requieren un sistema de comunicación wireless dotado de una antena la cual cada vez por motivos obvios debe ser de dimensiones más reducidas. Una solución cómoda y atractiva es la utilización de microstrip para la impresión de estas antenas de superficies reducidas ya que comportan un bajo coste y una sencilla aplicación. Desdel 2000 hasta el día de hoy los sistemas de comunicación móviles han abarcado una banda de frecuencias bastante amplia, empezando por los terminales móviles (GSM: 890-960 MHz), los sistemas de comunicación digital (DCS: 1710 – 1880 MHz), los sistemas de comunicación personal (PCS: 1850-1990 MHz), el sistema universal móvil de comunicación (UMTS: 1920-2170 MHz), sistemas wireless de área local (WLAN:2400-2484 MHz), etc. El objetivo principal de este proyecto es realizar estudio de investigación sobre antenas que abarcarán la banda de frecuencias UHF (Ultra High Frequency) de la tecnología RFID (Radio Frequency IDentification), esta banda varía según la localización geográfica: en la zona Europea es de 865-868 MHz y por otra parte la Americana 902-928 MHz. Aunque uno de los objetivos es que las antenas comprendan las dos bandas, para poder obtener sistemas universales para cualquier zona geográfica. Con este estudio lo que se pretende es introducir al conocimiento de este sistema de radioidentificación, el cual principalmente englobará todo el diseño de los receptores que usa esta tecnología, que aunque actualmente no esté muy asentada, es muy probable que acabe sustituyendo a su antecesor, el conocido código de barras debido a la capacidad de identificar cada etiqueta u objeto de forma individual y a distancias considerables sin campo de visión directa. En la parte más práctica del proyecto, se verá desdel diseño circuital de las antenas mediante ADS (Advanced Design System), junto a las primeras simulaciones de estas mediante Momentum que servirán de aproximación, hasta la fabricación de estas sobre fibra de vidrio para la posterior incorporación del microchip RFID y conseguir un delicado análisis final de las características de estas, en la que se tendrá en cuenta la mejora de su adaptación para toda la banda de frecuencias RFID, todo esto gracias a dos tipos distintos de medida que se llevarán a cabo. Otro tema que se tendrá en cuenta y se hará bastante hincapié en este proyecto será un estudio reciente sobre la adaptación de antenas a diferentes impedancias (Adaptación en T-Match), ya que el antedicho circuito integrado, al cual también se le ha guardado un apartado en este estudio, atiende a un impedancia distinta a la de la antena.


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Por último, también se hará una breve investigación de los productos comerciales que existen hoy en día en el mercado orientados a esta tecnología. Reuniendo así de una forma ordenada, según la empresa que lo comercializa, todos los dispositivos necesarios (tags y lectores) y sus principales características para crear con destreza un sistema de radioidentificación óptimo para cualquier necesidad.


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2. RFID

2.1 Tecnología RFID La tecnología RFID siglas de Radio Frecuency Identificación lo que vendría a ser Identificación por Radiofrecuencia se agrupan dentro de las denominadas Auto ID (Automatic Identification), estas son un novedoso sistema de almacenamiento y recuperación de datos que usan los dispositivos receptores de dicha tecnología, ya sean etiquetas, transpondedores o tags RFID. Una etiqueta o receptor RFID es un dispositivo pequeño, en muchas ocasiones impresos como pegatinas, que puede ser adherida o incorporada a un producto o bien inyectadas a un animal o persona, para facilitar su identificación y realizarla de forma instantánea y a distancia. Una parte crucial de estas etiquetas son las antenas que contienen para permitirles recibir y responder a peticiones por radiofrecuencia desde un emisor-receptor RFID. Una de las ventajas del uso de radiofrecuencia en cambio de otros dispositivos es que no se requiere un campo visión directo entre el lector y receptor o etiqueta RFID, ya que la información viaja a través de ondas electromagnéticas que pueden penetrar la mayoría de medios, un ejemplo de medio impermeable para estas ondas sería las jaulas de Faraday 1 para RFID que son utilizadas en muchas ocasiones como fundas protectoras para transportar elementos de RFID, salvando así su contenido de los campos electromagnéticos que generaría un lector RFID. Por otra parte, una etiqueta RFID también contiene un chip que es el encargado de almacenar gran cantidad de datos2, entre los cuales en el caso de un centro comercial podrían ser precios, características, localización exacta, fechas de caducidad, etc. En la actualidad, la tecnología más extendida para la identificación de objetos es la de los códigos de barras. Sin embargo, éstos presentan muchas desventajas respecto a la nueva tecnología, como puede ser la escasa cantidad de datos que pueden almacenar y la imposibilidad de ser modificados o reprogramados, cosa que con las etiquetas RFID al usar microchips de silicio desaparece, requiere una visibilidad directa con el lector y facilidad para el desgaste. Como contrapartida, es importante mencionar que todo y que la tecnología RFID supone grandes ventajas, su coste supera con creces al del código de barras. En la Tabla 2.1, hacemos un resumen de las ventajas de la tecnología RFID frente al código de barras.

1 Efecto que provoca que el campo electromagnético en el interior del conductor en equilibrio sea nulo, anulando el efecto de los campos externos. 2 Actualmente, los circuitos integrados RFID esta capacitados para almacenar entre 16-64KBytes


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RFID Código de Barras • Legible sin visibilidad directa. • Lectura automática de múltiples

etiquetas de forma simultánea. • Código único, fijado en fábrica o

escrito a distancia. • Identifican cada producto de forma

individual. • Puede contener información

individual. • Resistentes a la humedad y

temperatura. • Traspasa distintos materiales. • Mayor seguridad gracias a protección

de datos / Transmisión de datos cifrada.

• Forma y tamaño del transpondedor adaptables.

• Es imprescindible la visión directa para leer el código.

• Requiere lecturas secuenciales, con intervención humana.

• Mismo código en todas las etiquetas. Los códigos secuenciales suelen ser numéricos.

• Identifican cada tipo de producto, En ocasiones identifican cajas o envases individuales.

• Sólo contiene un código. • Se degradan en ambientes húmedos o

a altas temperaturas.

Estos son algunos de los motivos principales por los cuales el sector comercial está intentando sustituir el código de barras por la etiqueta RFID. Sería interesante destacar las áreas y sectores potenciales para la obtención de beneficios de la tecnología RFID en comparación al código de barras [Véase Anexo A]. También mencionar que en el sector gubernamental, Estados Unidos ha presionado al resto de países para que incorporen esta tecnología en los pasaportes que emiten, bajo el pretexto de mejorar la seguridad, aunque actualmente se ha demostrado la total inseguridad que conlleva una etiqueta RFID debido a la facilidad de ser copiada [18].


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2.1.1 Componentes de un sistema RFID. Un sistema RFID básicamente se compone por dos elementos: el lector (rearder) y una etiqueta (transpondedor o tag), este último siempre o en numerosas ocasiones vendría acompañado de un ordenador o PDA.

• Etiqueta: Elemento que se adhiere o incorpora un producto o bien inyectadas a un animal o persona, para facilitar su identificación

• Lector: Dispositivo que emite señales de radio a una frecuencia predeterminada con el fin de interrogar a la etiqueta RFID y obtener su número de identificación. Cuando el lector obtiene una respuesta de la etiqueta RFID convierte la señal de radio frecuencia en un código numérico que normalmente es transmitido a otros dispositivos o sistemas en los cuales serán procesados y gestionados como podría ser PDAs, PCs, etc.

En la Figura 2.0 de a continuación se puede ver un esquema de los componentes de un sistema RFID:

Figura 2.0 Componentes de un sistema RFID.


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2.2 Historia del RFID

Aunque la historia del RFID pueda estar fechada en los años 1930, esta tecnología encuentra sus raíces en 1897 cuando Guglielmo Marconi invento la radio. El RFID se aplica a los mismos principios físicos que se utilizan en las emisiones de radio, donde las ondas radio, una forma de energía electromagnética, transmite y recibe varios tipos de información. Este sistema halla propiamente su origen relacionado con la guerra, concretamente con la Segunda Guerra Mundial, en la que el uso del radar permitía la detección de aviones a kilómetros de distancia, pero no su identificación. El ejército alemán descubrió que si los pilotos balanceaban sus aviones al volver a la base cambiaría la señal de radio reflejada de vuelta. Este método hacía así distinguir a los aviones alemanes de los aliados y se convirtió en el primer dispositivo de RFID pasiva. Los sistemas de radar y de comunicaciones por radiofrecuencia avanzaron en las décadas de los 50 y los 60 en que los científicos de los países más avanzados trabajaban para explicar cómo identificar objetos remotamente. Las compañías pronto comenzaron a trabajar con sistemas antirrobo que usando ondas de radio determinaban si un objeto había sido pagado o no a la salida de las tiendas. Se utiliza con una etiqueta en la que 1 único bit decide si se ha pagado o no por el objeto en cuestión. La etiqueta pitará en los sensores colocados a la salida si el objeto no se ha pagado. Las primeras patentes para dispositivos RFID fueron solicitadas en Estados Unidos, concretamente en Enero de 1973 cuando Mario W. Cardullo se presentó con una etiqueta RFID activa que portaba una memoria reescribible. El mismo año, Charles Walton recibió la patente para un sistema RFID pasivo que abría las puertas sin necesidad de llaves. Una tarjeta con un transponedor comunicaba una señal al lector de la puerta que cuando validaba la tarjeta desbloqueaba la cerradura. El gobierno americano también trabajaba sobre esta tecnología en los años 70 y montó sistemas parecidos para el manejo de puertas en las centrales nucleares, cuyas puertas se abrían al paso de los camiones que portaban materiales para las mismas que iban equipados con un transponedor. También se desarrolló un sistema para el control del ganado que había sido vacunado insertando bajo la piel de los animales una etiqueta RFID pasiva con la que se identificaba los animales que habían sido vacunados y los que no. Después han ido llegando mejoras en la capacidad de emisión y recepción, así como en la distancia, lo cual ha llevado a extender su uso en ámbitos tanto domésticos como de seguridad nacional, como sucede con el pasaporte expedido en la actualidad en los EEUU que lleva asociadas etiquetas RFID.


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2.3 Clasificación de los Tags

Los tags o etiquetas electrónicas se pueden clasificar de maneras diferentes atendiendo a su forma de alimentación o a su posibilidad de lectura/escritura.

Atendiendo a su forma de alimentación, se pueden clasificar en: - Pasivos - Activos -Semi-activos / Semi-pasivos

Figura 2. 1 Diferentes aplicaciones de sistemas RFID.


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2.3.1 Pasivos

La característica principal de este tipo de tags RFID es que no tienen fuente de alimentación (batería) integrada, con lo cual utilizan la energía emitida por el lector para autoalimentarse y transmitir su información almacenada al lector. Las etiquetas pasivas son más simples de construir y no tienen partes móviles. Esto hace que tengan mayor vida y soporten condiciones ambientales extremas como elementos corrosivos, o temperaturas de más de 200 ºC. La comunicación entre este tipo de transponedor y el lector la inicia siempre el lector, con lo que la presencia de este es imprescindible para que el tag transmita sus datos. Los tags pasivos idealmente tienen un el rango de alcance es de hasta unos 9 metros3, siempre siendo inferior que los activos y los semi-activos/semi-pasivos. Además, son más baratos de fabricar que el resto. Un ejemplo de los tags pasivos son las pegatinas antirrobo de los centros comerciales. Mencionar también que aunque las antenas que se diseñen en este proyecto sean para cualquier tipo de tag con el que se quiera trabajar en la banda de frecuencia UHF, los tags que se elaborarán en este estudio serán los pasivos debido a que la fabricación se resuelve con más sencillez y los materiales de lectura de los que se disponen son para este tipo de tags.

Los componentes principales de este tipo de tag son (Fig. 2.2): La antena como dispositivo capaz de emitir o recibir ondas de radio. El cual está constituido por un conjunto de conductores diseñados para radiar o transmitir un campo electromagnético cuando se le aplica una señal alterna. De manera inversa, si este dispositivo se coloca en un campo electromagnético, genera como respuesta a éste una señal alterna. Y el microchip RFID como elemento inteligente del tag, el cual se explicará con más detalle en el apartado 3.

Figura 2. 2 Estructura que compone un tag pasivo

3 Esta distancia es en un caso teórico e ideal, ya que tal y como se verá más adelante no hemos obtenidos distancias mayores a los 5 o 6 metros con tags pasivos tanto comerciales como diseñados en este proyecto.


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En la Figura 2.3 se pueden ver varios tags pasivos insertados en diferentes objetos como pulseras, tarjetas, llaveros... los cuales no usan batería sino que se alimentan de la señal de radio emitida por el lector, solventando así el propósito de cada uno de ellos ya sea identificación de personas, apertura de puertas, acceso a zonas restringidas, seguimientos activos, etc.

Figura 2. 3 Diferentes tags pasivos.

2.3.2 Activos

Un tag activo, a diferencia del pasivo, es aquel que tiene una fuente de alimentación incorporada, como una batería o un panel solar, y tiene una circuitería específica para realizar una tarea en concreto. El tag activo utiliza la energía de su batería para enviar la señal al lector, con lo que no necesita que el lector genere un campo continuo para alimentar a la antena. La electrónica interna puede estar compuesta por sensores, puertos de entrada y salida y por supuesto de un microchip al igual que los pasivos. En general se puede idealizar un tag activo como un pc wireless con unas tareas y propiedades especificas. En la comunicación entre el tag y el lector, el tag es siempre el primero en comunicarse, seguido de la respuesta del lector. Como el tag activo inicia siempre la comunicación puede llegar a transmitir continuamente alguna información aunque no haya ningún lector para recibirla, a este tipo de tag se le denomina transmisor. Existe otro tipo de tag el cual permanecería en un estado de sueño o letargo si no existe ninguna petición del lector, y despertaría con la recepción de un comando especial. Este último tipo consigue ahorrar energía y tienen una vida mayor que los tags transmisores además de no saturar con ruido de RF del entrono. A este último se le conoce como transmisor/receptor o transpondedor, por ello que se les llame tags a todos y no transpondedores. El rango de lectura de los tags activos ronda los 30.5 metros o incluso más, eso depende del uso del tag.

Un tag activo está compuesto principalmente de (Fig. 2.4):

- Circuito Integrado. - Antena (o módulo de RF). - Fuente de alimentación o batería. - Electrónica integrada.


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Figura 2. 4 Esquema de un modelo de tag activo.

Todos los tags activos llevan integrado un microchip RFID al igual que los pasivos, aunque el de este sea de dimensiones más reducidas, también están compuestos por una antena como elemento receptor/emisor de las ondas electromagnéticas o incluso a veces por un módulo FR que se encarga de la transmisión RF.

Todo esto no sería posible sin la integración de una fuente de alimentación propia, como por ejemplo una batería, para alimentar de energía todo el sistema electrónico. La vida de un tag está relacionada directamente a la duración de la batería, pero por norma general suele llegar a ser de entre 2 a 7 años de autonomía. Esta duración depende en gran medida de lo grande que sea el intervalo de emisión de datos, cuando más se tarde entre emisión y emisión más duración tendrá. Por otro lado, el consumo que hagan los procesadores y/o sensores también repercutirá en la vida de la batería. Cuando un tag se queda sin batería deja de emitir mensajes y el lector no puede saber si es debido a que no está el objeto o que no tiene batería el tag, a no ser que se haya resuelto que el tag envíe un mensaje de fin de batería.

Por último, tendríamos la parte de la electrónica integrada que permite al tag transmitir los mensajes u opcionalmente realizar tareas específicas como cálculos, mostrar mensajes en un display o controlar algunos sensores. Esta circuitería puede proporcionar un interfaz para conectar el tag a sensores externos. Esto dependerá del tipo de tag y la tarea determinada. Así este tipo de tag tiene potencialmente un rango ilimitado de funcionalidades. Se tiene que tener en cuenta que cuanto mayor sean sus tareas o más específicas sean es posible que el tag aumente de tamaño para poder contener la circuitería necesaria. Esto tampoco es un problema muy importante, ya que el tamaño máximo lo determina el objeto a ser identificado.


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2.3.3 Semi-activos / Semi-pasivos

El último tag que explicaremos según el tipo de alimentación, es el tag semi-activo/semi-pasivo el cual contiene una fuente de energía interna, lo que podría ser una batería, y una electrónica específica según la tarea a realizar. La batería se limita a proporcionar energía a la circuitería y al chip, ya que la energía para generar la comunicación es la que recoge de las ondas de radio del lector (como los pasivos). Por lo tanto para que se produzca la comunicación es el lector el que la tiene que iniciarla. Las principales ventajas de los tags semi-activos/semi-pasivos frente a los pasivos es que al no utilizar la energía del lector para hacer funcionar la circuitería pueden ser leídos a una mayor distancia, son más rápidos de leer ya que no hace falta que el lector mantenga tanto tiempo la señal para hacer funcionar los circuitos del tag y aunque el objeto se mueva a altas velocidades se puede leer. El rango de lectura de este tipo de tags es de hasta 30.5 metros en condiciones ideales y bandas UHF o microondas. En la Figura 2.5 se puede observar el esquema de un tag semi-activo/semi-pasivo con todos sus componentes, junto a este también tenemos un tag de RF CODE en el que se puede ver su circuitería alimentada por una pila (Fig. 2.6).

Figura 2. 5 Esquema de un tag semi-activo/semi-pasivo

Figura 2. 6 Tag RF CODE provisto de batería


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Por otra banda, también se pueden clasificar los tags dependiendo de su posibilidad de escritura/lectura:

- Sólo lectura (RO) - Una Escritura / Varias lecturas (WORM) - Lectura /Escritura programable (RW)

2.3.4 Sólo lectura (RO)

Los tags de tipo Read Only (independientemente de ser pasivos, activos o semi-activos/semi-pasivos) sólo pueden ser escritos una sola vez con una longitud fija de caracteres y se hace en la cadena de fabricación de estos a modo de ROM. Esta escritura se hace quemando algunos fusibles del chip con un rayo láser. Al estar fijados los datos en el momento de fabricación el usuario final no puede modificarlos cosa que limita bastante la utilización de este tipo de tags.

2.3.5 Una Escritura / Varias lecturas (WORM)

Este tipo de tags Write Once Read Many sólo se pueden escribir una vez por el usuario. Aunque en realidad pueden reescribirse más veces no superando el centenar por fallos en el diseño, pero solo algunos modelos, aunque si superan un cierto número de veces pueden quedar inutilizables. Este tipo de memorias ofrecen una buena relación rendimiento-precio y una gran adaptación a diferentes tipos de aplicaciones RFID.

2.3.6 Lectura / Escritura Programable (RW) Estos tags Read-Write tienen una parte de la memoria, normalmente del usuario, que

se puede gravar de 10.000 hasta 100.000. Estos tags tienen la gran ventaja de poder ser escritos por los lectores o incluso por si mismos (en el caso de los tags activos). Los tags RW disponen de una memoria Flash o FRAM para el almacenamiento de los datos. La fabricación de estos requiere un elevado coste lo que provoca un uso para aplicaciones cerradas dentro de una misma empresa para la reutilización de los mismos.


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Por último, tenemos dos tipos de tags más los cuales se salen de la estructura básica de un tag RFID que conocemos:

- Ondas acústicas superficiales (SAW) - Tags no RFID

2.3.7 Ondas acústicas superficiales (SAW)

Los tags Surface Acoustic Waves difieren del resto fundamentalmente en que no tiene un circuito integrado. Estos tags utilizan ondas de radio frecuencia de baja potencia en el espectro ISM (Industrial, Scientific and Medical) 2,45GHz. En contra de los tags basados en microchips, los SAW no necesitan una corriente continua para poder enviar una señal.

Las principales ventajas de los SAW son que utilizan muy poca energía, mayor rango de lectura (debido a que trabajan a 2,45 GHz), utilizan ráfagas cortas de señales lo que los hace más rápidos a la lectura, son de muy fácil diseño y no necesitan implementar protocolos de colisión.

2.3.8 Tags no RFID Sería interesante destacar el hecho de que la comunicación inalámbrica no solo se puede realizar por medio de ondas electromagnéticas, como hemos visto hasta el momento, sino que existen otros tipos de tags que se comunican mediante ultrasonidos. O con otro rango de frecuencias como los infrarrojos, que en el caso de estos últimos utilizados de modo radial, no en el modo de punto a punto como es habitual en los sistemas de comunicación IR, puede acabar como sistema de detección aunque ya es conocido la imposibilidad de que una comunicación IR sea capaz d atravesar paredes, lo que provocaría una carencia importante respecto al sistema RFID.


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2.4 Bandas de frecuencias Uno de los aspectos más importantes para tener en cuenta a la hora de configurar un sistema de comunicación compuesto por RFID, es el rango de frecuencias en el que trabaja tango el tag como el lector. Ya que si estos no son los mismos no podríamos establecer comunicación, ni obtener energía entre ellos. El espectro electromagnético para RFID opera normalmente en baja frecuencia (Low Frecuency), alta frecuencia (High Frecuency), ultra alta frecuencia (Ultra High Frecuency) o microondas. Los dispositivos RFID están regulados como un dispositivo de radio debido a que emiten ondas electromagnéticas (Broadcast). En la actualidad, el rango de frecuencias disponible está limitado a bandas ISM (Industrial Scientific Medical), las cuales son para uso industrial, científico y médico. Las frecuencias menores a 135 kHz no forman parte de esta banda libre pero se puede utilizar en sistemas RFID porque utilizan el campo magnético para operar en cortos rangos de lectura, que no interfiere a ningún otro dispositivo. Nombre (Banda de Frecuencia) Frecuencias ISM

LF (30-300kHz) < 135 kHz HF (330 MHz) 6.78 MHz, 13.56 MHz, 27.125 MHz, 40.68 MHz UHF (300 MHz – 3 GHz) 433.920 MHz, 869 MHz, 915 MHz

Microondas (> 3 GHz) 2.45 GHz, 5.8 GHz, 24.125 GHz Tabla 2. 1 Bandas de frecuencia y frecuencias ISM.

Según la zona geográfica y el uso, estos sistemas se rigen por unos rangos u otros, en nuestro caso todas las antenas diseñadas están dentro de la banda UHF. Los distintos organismos reguladores de las distintas partes del mundo han seleccionado los diferentes rangos que más se ajustan a sus necesidades. En la zona Americana la banda que en que se trabaja es de 902-928 MHz, mientras que en la zona Europea es de 865-868 MHz, ya que la telefonía móvil ocupa la banda de 890-960 MHz e imposibilita que la tecnología RFID en Europa y América sean las mismas, por otra parte, en Japón es de 950-956 MHz y recientemente en India han adoptado la banda entre 865-867MHz. A continuación, podremos observar una comparación entre los distintos rangos de frecuencia de la tecnología RFID, características principales y sus aplicaciones (Tabla 2.2)


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Rango de

Frecuencia LF (125 kHz)

HF (13.56

MHz) UHF (868-915

MHz) Microondas (2.45 GHz &

5.8 GHz) Rango máximo de lectura típico (Tags pasivos)

< 0,5 m -1 m

-3 m

-1 m

Características generales

Relativamente caro, aún a grandes volúmenes. LF requiere una mayor y más cara antena de cobre. Adicionalmente, los tags inductivos son más caros que un tag capacitivo. Menos susceptible a degradaciones de performance con metales y líquidos, a pesar de que el rango de lectura es corto.

Menos caro que los tags inductivos de LF. Relativamente corto rango y velocidades de datos menores comparados con frecuencias más altas. Orientado a aplicaciones que no requieren lectura de más distancia de múltiples tags.

En volúmenes grandes, los tags de UHF tienen la ventaja de ser más baratos que los tags LF y HF, debido a recientes avances en el diseño del IC. Ofrecen buen balance entre rango y rendimiento, especialmente para leer múltiples tags.

Características similares a los tags UHF, pero con velocidades de lectura más rápidas. Una desventaja de esta banda es que las transmisiones de microondas son las más susceptibles a degradaciones de rendimiento debido a metales y líquidos, entre otros materiales. Ofrecen la señal más direccional, ideal para ciertas aplicaciones.

Fuente de alimentación del Tag

Generalmente pasivos solamente, usando acoplamiento inductivo.

Generalmente pasivos solamente, utilizando acoplamiento inductivo o capacitivo.

Tags activos con batería integral o tags pasivos utilizando acoplamiento capacitivo.

Tags activos con batería integral o tags pasivos utilizando acoplamiento capacitivo.

Aplicaciones Típicas

Control de acceso, identificación

Smart Cards Trazabilidad a nivel de ítem,

Trazabilidad de pallets

Peajes


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de animales, inmovilizadores de vehículos. Aplicaciones comerciales incluyendo SpeedPass

incluyendo manejo de equipaje, bibliotecas

Peajes Manejo de equipaje (USA)

Notas

Mayor base instalada debido a la naturaleza madura de la LF y transponder inductivos.

Actualmente es la más disponible, debido principalmente a la amplia adopción de smart cards.

Japón no permite transmisiones en esta banda. Europa permite 868 MHz, mientras que US permite operación a 915 MHz pero a mayor niveles de potencia.

Velocidad de datos

Más Lenta

Más Rápida

Habilidad para leer cerca del metal o superficies húmedas

Mejor

Peor

Tamaño del Tag Pasivo

Mayor

Menor

Tabla 2. 2 Tabla comparativa de los distintos rangos de frecuencia para la tecnología RFID.


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2.5 Regulación y estandarización Actualmente, en cuanto a regulaciones y normas sobre sistemas de identificación, no existe ninguna corporación público global que gobierne las frecuencias usadas para RFID. En principio, cada país puede fijar sus propias reglas. Las principales corporaciones que gobiernan la asignación de frecuencias para RFID son: País Organismo Estados Unidos FCC (Federal Communications Commision) Canadá DOC (Departamento de la Comunicación) Europa CEPT (Conférence européenme des administrations des postes et

des télécommunications), ETSI (European Telecommunications Standards Institute) y administraciones nacionales. Las administraciones nacionales tienen que ratificar el uso de una frecuencia específica antes de que pueda ser utilizada en ese país.

Japón MPHPT (Ministry of Public Management, Home Affairs, Post and Telecommunication)

China Ministerio de la Industria de Información Australia Autoridad Australiana de la Comunicación (Australian

Communication Authority) Nueva Zelanda Ministerio de desarrollo económico de Nueva Zelanda (New

Zealand Ministry of Economic Development) México COFETEL (Comisión Federal de Telecomunicaciones)

Tabla 2. 3 Países junto a sus organismo encargados de la asignación de frecuencias para RFID En lo que al uso de frecuencias respecta, dependiendo de la banda en la que queramos trabajar, deberemos tener en cuenta que según donde nos encontremos tendremos que guiarnos por las recomendaciones que tenemos a continuación. Las etiquetas RFID de baja frecuencia (LF: 125 - 134 Khz. y 140 - 148.5 Khz.) y de alta frecuencia (HF: 13.56 MHz) se pueden utilizar de forma global sin necesidad de licencia ya que trabajan dentro de la banda ISM (Industrial Scientific Medical). La frecuencia UHF (868 - 928 MHz) no se puede utilizar de forma global, ya que no hay un único estándar global. En Norteamérica, la frecuencia UHF se puede utilizar sin licencia para frecuencias entre 908 - 928 MHz, pero hay restricciones en la potencia de transmisión. En Europa la frecuencia UHF está permitida para rangos entre 865.6 - 867.6 MHz. Su uso es sin licencia sólo para el rango de 869.40 - 869.65 MHz, pero existen restricciones en la potencia de transmisión (recientemente ha aparecido la nueva norma ETSI que permite hasta 2W de potencia de transmisión). El estándar UHF norteamericano (908-928 MHz) no es aceptado en Francia ya que interfiere con sus bandas militares. En China y Japón no hay regulación para el uso de las frecuencias UHF. Cada aplicación de frecuencia UHF en estos países necesita una licencia, que debe ser solicitada a las autoridades locales, y puede ser revocada.


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En Australia y Nueva Zelanda, el rango es de 918-926 MHz para uso sin licencia, pero hay restricciones en la potencia de transmisión.

Figura 2. 7 Frecuencias utilizadas en cada una de las bandas por los diferentes continentes y países.

Existen regulaciones adicionales relacionadas con la salud y condiciones ambientales. Por ejemplo, en Europa, la regulación Waste of electrical and electronic equipment ("Equipos eléctricos y electrónicos inútiles"), no permite que se desechen las etiquetas RFID. Esto significa que las etiquetas RFID que estén en cajas de cartón deber de ser quitadas antes de deshacerse de ellas. También hay regulaciones adicionales relativas a la salud; en el caso de Europa acaba de publicarse (por parte de la ETSI) un estándar llamado EN 302 208 que consta de dos partes. Una primera que describe las especificaciones técnicas y una segunda que especifica las condiciones a cumplir en cuanto a directivas europeas se refiere para compatibilidad electromagnética.

Las especificaciones que cumple son: Directive 1999/5/EC of the European Parliament and of the Council of 9 March 1999 on radio equipment and telecommunications terminal equipment and the mutual recognition of their conformity (R&TTE Directive). CEPT/ERC/REC 70-03: "Relating to the use of Short Range Devices (SRD)". ETSI EN 301 489-1: "Electromagnetic compatibility and Radio spectrum Matters (ERM); Electromagnetic Compatibility (EMC) standard for radio equipment and services; Part 1: Common technical requirements". ETSI TR 100 028 (all parts): "Electromagnetic compatibility and Radio spectrum Matters (ERM); Uncertainties in the measurement of mobile radio equipment characteristics". ETSI EN 302 208-1: "Electromagnetic compatibility and Radio spectrum Matters (ERM); Radio Frequency Identification Equipment operating in the band 865 MHz to


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868 MHz with power levels up to 2 W Part 1: Technical requirements and methods of measurement". ETSI EN 301 489-3: "Electromagnetic compatibility and Radio spectrum Matters (ERM); ElectroMagnetic Compatibility (EMC) standard for radio equipment and services; Part 3: Specific conditions for Short-Range Devices (SRD) operating on frequencies between 9 kHz and 40 GHz". Council Directive 73/23/EEC of 19 February 1973 on the harmonization of the laws of Member States relating to electrical equipment designed for use within certain voltage limits (LV Directive). Council Directive 89/336/EEC of 3 May 1989 on the approximation of the laws of the Member States relating to electromagnetic compatibility (EMC Directive).

Tabla 2. 4 Especificaciones que cumple la norma EN 302 208 Asimismo, algunos estándares que se han desarrollado en relación a la tecnología RFID son:

• ISO 10536: Mapas de Identificación • ISO 14443: Define una tarjeta de proximidad usada para identificación • ISO 15693: Tarjetas de Vecindad (Vicinity Cards), Tarjetas que pueden ser

leídas desde una mayor distancia que las tarjetas de proximidad. • ISO 18000: Para las Etiquetas (Tags de RFID) • EPC Global (Código Electrónico de Producto) Este es el estándar que tiene una

mayor probabilidad de convertirse en la base de un estándar a nivel mundial. • EN 302 208: Métodos de medida y características técnicas para dispositivos de

datos en la banda 865 – 868 MHz, hasta una potencia de 2 W. A continuación, se muestra la serie de normas ISO 18000- (interfaz aire) para la mayoría de frecuencias que se utilizan en el mundo: ISO Descripción 18000-1 Parámetros de interfaz aire generalmente aceptados 18000-2 Parámetros de interfaz aire para comunicaciones inferiores a 135kHz. 18000-3 Parámetros de interfaz aire para comunicaciones de 13.56MHz. 18000-4 Parámetros de interfaz aire para comunicaciones de 2.45GHz. 18000-5 Parámetros de interfaz aire para comunicaciones de 5.8GHz. 18000-6 Parámetros de interfaz aire para comunicaciones de 860 hasta 960MHz. 18000-7 Parámetros de interfaz aire para comunicaciones de 433MHz.


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2.5.1 EN 302 208

Actualmente existen limitaciones en Europa en lo que al uso de RFID, dentro de la banda UHF, respecta ya que por el momento se encuentra limitado a frecuencias entre los 869.4 y los 869.65 MHz debiendo cumplir así la norma EN 300 220, la cual no contempla las necesidades de RFID en la banda UHF, con una potencia radiada equivalente menor a 500mW y un ciclo de trabajo inferior al 10%. La existencia de estas limitaciones dentro de la banda UHF, junto a las necesidades de un mercado que permita la libre circulación de equipos de RFID comunes para los países de la Unión Europea y la no armonización del espectro ha motivado que, en mayo de 2005, la ETSI publicara un nuevo estándar llamado EN 302 208, el cual cumple las especificaciones de la Tabla 2.4. Este nuevo estándar aumenta la banda frecuencial en la cual pueden trabajar los sistemas RFID hasta los 3MHz. (desde los 865 MHz. hasta los 868 MHz.), con una potencia radiada equivalente como vemos en la Figura 2.8:

Figura 2. 8 Potencia radiada equivalente permitida por la norma EN 302 208.

Dentro de estas ventajas que proporciona la EN 302 208 también existen ciertas condiciones para el uso general de RFID en Europa. Una de ellas es el modo de trabajo que deben tener las etiquetas: “listen before talk”, es decir, el tag deberá permanecer en modo ‘letargo’ hasta que el lector no le solicite ningún tipo de información. Esto se puede considerar totalmente lógico si tenemos en cuenta que estamos tratando con etiquetas pasivas, las cuales no tienen una fuente de alimentación propia y, por lo tanto, deben optimizar la energía de la que disponen (campo magnético generado por el lector). Otras de las condiciones que se incluyen dentro de esta norma de la ETSI son:

• El uso de sub-bandas de 200kHz • Tiempo de escucha mayor de 5ms. • Tiempo máximo continuado de transmisión de 4 segundos • Una pausa obligada de 100ms entre transmisiones repetidas en la misma sub-

banda o mover inmediatamente a otra sub-banda que esté libre la transmisión a realizar.


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2.5.2 EPC

El EPC, siglas de Código Electrónico de Producto (Electronic Product Code), nace de las manos de EPCglobal, un consorcio formado por EAN International (European Article Numbering) el cual tiene 101 organizaciones miembro, representadas en 103 países y UCC (Uniform Code Council) propietario del UPC (Universal Product Code), presente en 140 países y ahora llamado GS1 US. La intención de EPCglobal al crear el EPC no fue otra que la de promover la EPCglobal Network, un concepto de tecnología que pretende cambiar la actual cadena de suministro por otra con un estándar abierto y global, que permita la identificación en tiempo real de cualquier producto, en cualquier empresa de cualquier parte del mundo. La EPCglobal Network ha sido desarrollada por el Auto-Id Center, un equipo de investigación del MIT (Massachussets Institute of Technology) que cuenta con laboratorios por todo el mundo. Dicho desarrollo fue llevado a cabo en más de 1000 compañías de alrededor del mundo. Así mismo, actualmente, todo estándar que desarrolla EPCglobal pasa por la supervisión de la ISO (International Standards Organization), con la única condición de que los estándares concretos que crea ISO sean ratificados y usados en los que cree EPCglobal. Una vez conocemos de donde proviene el EPC, vamos a hacer un pequeño estudio sobre el estándar para ver qué ventajas e inconvenientes nos proporciona. Las especificaciones del EPC se pueden dividir en:

• Especificaciones para las etiquetas, referentes a los datos almacenados en ellas, a los protocolos de comunicación con el lector y la parte de RF que permite la comunicación.

• Especificaciones para los lectores: protocolo para el interfaz aire y comunicaciones lógicas con las etiquetas.

El estándar EPC divide las etiquetas usadas en seis tipos diferentes, dependiendo de su funcionalidad:

• Clase 0: Etiquetas pasivas con 96 bits de solo lectura. • Clase 1: Tag pasivo de una lectura y múltiples lecturas.

o Versión 1: 96 bits, EPC data de 64 bits y 32 bits reservados o Versión 2: Nueva “GEN 2”: 256 bits, 96 bit EPC data, 32 bits reservados,

128 bits de memoria. Encriptación, kill bits. Se pueden re-escribir múltiples veces. Compatible con clases estándar anteiores. Algoritmo anticolisión.

• Clase 2: Pasivo de lectura/escritura múltiple. • Clase 3: Semi-Activo/Semi-Pasivo de lectura/escritura múltiple. • Clase 4: Activo de lectura/escritura múltiple. Comunicación entre tags de Clase

4. • Clase 5: Lectores


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EPCglobal en enero del 2005 publicó las especificaciones de la última versión de EPC, el ECP Generation 2, versión 1.0.9. Esta última publicación está llamada a ser el estándar adaptado a nivel mundial en el uso de los sistemas de RFID ya que se ha realizado para cumplir con las necesidades de los consumidores. Para poder suplir las necesidades mencionadas EPCglobal, además de incluir especificaciones no observadas en otras regulaciones realizadas anteriormente, ha pretendido homogeneizar los principales estándares existentes. En la Tabla 2.5 se observa los estándares que se tienen como prerrequisito en EPC Gen2, los más importantes existentes en la actualidad. Un dato muy importante es que se incluye la norma EN 302 208 de la ETSI, cosa que representa un gran paso para una estandarización única entre Europa y USA, es decir: el EN 302 208 y el EPC Generation 2 se complementan el uno al otro. EPCglobal™: EPC™ Tag Data Standards EPCglobal™ (2004): FMCG RFID Physical Requirements Document (draft) EPCglobal™ (2004): Class-1 Generation-2 UHF RFID Implementation Reference (draft) European Telecommunications Standards Institute (ETSI), EN 302 208: Electromagnetic compatibility and radio spectrum matters (ERM) – Radio-frequency identification equipment operating in the band 865 MHz to 868 MHz with power levels up to 2 W, Part 1 – Technical characteristics and test methods European Telecommunications Standards Institute (ETSI), EN 302 208: Electromagnetic compatibility and radio spectrum matters (ERM) – Radio-frequency identification equipment operating in the band 865 MHz to 868 MHz with power levels up to 2 W, Part 2 – Harmonized EN under article 3.2 of the R&TTE directive ISO/IEC Directives, Part 2: Rules for the structure and drafting of International Standards ISO/IEC 3309: Information technology – Telecommunications and information exchange between systems – High-level data link control (HDLC) procedures – Frame structure ISO/IEC 15961: Information technology, Automatic identification and data capture – Radio frequency identification (RFID) for item management – Data protocol: application interface ISO/IEC 15962: Information technology, Automatic identification and data capture techniques – Radio frequency identification (RFID) for item management – Data protocol: data encoding rules and logical memory functions


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ISO/IEC 15963: Information technology — Radiofrequency identification for item management — Unique identification for RF tags ISO/IEC 18000-1: Information technology — Radio frequency identification for item management — Part 1: Reference architecture and definition of parameters to be standardized ISO/IEC 18000-6: Information technology automatic identification and data capture techniques — Radio frequency identification for item management air interface — Part 6: Parameters for air interface communications at 860–960 MHz ISO/IEC 19762: Information technology AIDC techniques – Harmonized vocabulary – Part 3: radio-frequency identification (RFID) U.S. Code of Federal Regulations (CFR), Title 47, Chapter I, Part 15: Radiofrequency devices, U.S. Federal Communications Commission

Tabla 2. 5 Los documentos aquí listados son de obligado cumplimiento para poder aplicar la especificación EPC Generation 2.

A continuación en la Tabla 2.6, mostraremos un ejemplo de EPC de 96 bits:

EPC 96 bits 02 0000A68 00010D 000113DE2 Cabecera EPC MANAGER CLASE OBJETO Nº SERIE (8 bits) (28 bits) (24 bits) (36 bits)

Tabla 2. 6 Ejemplo EPC de 96 bits El EPC Gen 2, dispone de 4 bancos de memoria:

• Banco 0: Memoria reservada que contiene las contraseñas de los tags: o “Kill” contraseña (2 bits), permite silenciar un tag permanentemente,

cuando el lector manda un “kill comand” o Contraseña de acceso (32 bits), permite que el tag pase al “estado seguro”

cuando el lector envía un comando de acceso. En el “estado seguro” el tag se puede leer y se puede editar.

• Banco 1: EPC, control de protocolo CRC (Cyclic Redundancy Check). • Banco 2: Número de Tag ID programado por el fabricante. • Banco 3: Bando opcional para información del usuario.

Las especificaciones de la capa física del EPC Gen2 establecen que en las comunicaciones del lector a la etiqueta deben usarse modulaciones de doble banda lateral ASK (double sideband amplitude shift keying – DSB-ASK), simple banda lateral ASK (simple sideband amplitude shift keying – SSB-ASK) o de reverso de fase ASK (phase reversal amplitude shift keying – PR-ASK), con una codificación de pulsointervalo (pulse-interval encoding - PIE). El lector esperará una respuesta de backscatter (backscattering reply) .


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En la comunicación de la etiqueta al lector se deberá enviar una señal no modulada codificada con formato FM0 o código Miller. En ambos casos el método usado para comunicarse es Half Duplex (método de envío de información bidireccional pero no simultánea). Para proceder a la identificación de las etiquetas que se encuentran dentro del radio de acción del lector existen 3 operaciones básicas:

• Select. Esta operación permite al lector poder ver qué población de tags hay disponible en su rango de acción. Se puede decir que este proceso es equivalente a una Select realizada en una sentencia Sql para bases de datos, de ahí su nombre.

• Inventario. Es la operación que nos permite identificar las etiquetas. El proceso

de inventario se inicia cuando el lector manda un comando Query. Entonces uno o más tags pueden responder a esta petición. El lector detecta una única respuesta de un tag y entonces interroga a éste para que le proporcione el código PC (Protocol Control), el código EPC y el CRC-16. Este proceso comprende varios comandos y se realiza en una única sesión a la vez.

• Acceso. El proceso de acceso comprende varias operaciones de comunicación

con la etiqueta (lectura y/o escritura). Una única etiqueta debe ser identificada antes de iniciar el proceso de acceso a la misma.


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2.6 Multiacceso: anticolisión En numerosas ocasiones dentro de la zona de alcance de un lector pueden encontrarse varias etiquetas RFID. En este tipo de situación se puede diferenciar entre dos tipos de comunicación. La primera es usada para transmitir datos desde el lector a la etiqueta (Figura 2.9). El flujo de datos enviados por el lector es recibido por todos los tags simultáneamente. Este tipo de comunicación es la que conocemos como broadcast.

Figura 2. 9 Modo broadcast: el flujo de datos transmitido por el lector es recibido simultáneamente por

todas las etiquetas que se encuentran en la zona de interrogación. La segunda forma de comunicación supone la transmisión de datos desde muchas etiquetas, que se encuentran en la zona de interrogación, hacia el lector. Esta forma de comunicación es llamada multiacceso.

Figura 2. 10 Modo multiacceso: múltiples tags se comunican a la vez con el lector.


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Cada canal de comunicación tiene definida la capacidad de canal, la cual es determinada por el ratio máximo de transferencia de dicho canal de comunicación y el tiempo que está disponible. La capacidad de canal disponible debe ser dividida entre cada etiqueta y el resultado será la cantidad que puede transmitir cada tag al mismo lector sin que sufran interferencias unos por culpa de los otros (colisión). El problema del multiacceso ha existido desde hace mucho tiempo en la tecnología radio. Como ejemplo podemos fijarnos en los satélites o en las redes de telefonía móvil donde un gran número de participantes intenta acceder a un mismo satélite o estación base. Por este motivo han sido desarrollados numerosos métodos con el objetivo de separar la señal de cada participante individual de la de otro cualquiera. En concreto, existen cuatro métodos diferentes:

• Acceso múltiple por división de espacio (Space División Multiple Access) • Acceso múltiple por división de frecuencia (Frequency Domain Multiple Access) • Acceso múltiple por división de tiempo (Time Domain Multiple Access) • Acceso múltiple por división de código (Code Division Multiple Access); esta

última también conocida como técnica del espectro ensanchado (spread spectrum)

Figura 2. 11 División de los métodos de multiacceso.

De todos modos, estos métodos clásicos están basados en la suposición de un flujo de datos continuo e interrumpido desde y hacia los participantes. En el momento que se dedica una capacidad de canal, dicha capacidad permanece dedicada hasta que termina la comunicación. Por otro lado las etiquetas de un sistema RFID se caracterizan por periodos de actividad, intercalados con periodos de inactividad de distinta duración. La capacidad del canal tan sólo se dedica durante el tiempo justo y necesario para establecer un intercambio de datos. En el contexto de los sistemas RFID, el proceso técnico (protocolo de acceso) que facilita el manejo de múltiples accesos, evitando así las interferencias, es llamado sistema anticolisión. Por motivos de competencia, los fabricantes de sistemas no ofrecen al público los sistemas anticolisión que usan. A continuación vamos a describir los métodos multiacceso que son frecuentemente usados con el fin de ayudar a comprender los métodos anticolisión.


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2.6.1 Acceso múltiple por división de espacio (SDMA) El término acceso múltiple por división de espacio se refiere a técnicas que rehúsan un cierto recurso (capacidad de canal) en áreas espaciales separadas. Una opción es reducir significativamente el área de lectura de un único lector, pero para compensarlo entonces se tiene que situar un gran número de lectores y antenas en forma de array4 de manera que cubran toda el área que antes cubría el lector cuando tenía más alcance. Otra opción es usar una antena direccionable eléctricamente en el lector. De este modo se puede apuntar a los tags directamente (SDMA adaptativo). De este modo varias etiquetas pueden ser diferenciadas por su posición angular en la zona de interrogación del lector (si el ángulo entre dos transponders es mayor que el ancho de haz de la antena direccional usada, un mismo canal puede ser usado varias veces). Esto consiste en un grupo de dipolos que forman la antena; por esto mismo el SDMA adaptativo sólo se puede usar en aplicaciones RFID con frecuencias por encima de los 850MHz. Si se usaran frecuencias menores el tamaño de los dipolos sería excesivamente grande. Cada uno de los dipolos está colocado de manera que tiene una fase independiente de los demás dipolos. El diagrama de radiación de la antena se halla mediante la superposición de los diferentes diagramas de radiación de los dipolos situados en diferentes direcciones. Para fijar la dirección, los dipolos están alimentados por una señal de alta frecuencia de fase variable, regulada por unos controladores de fase. Con la intención de cubrir todo el espacio, se deberá escanear el área de interrogación usando la antena direccional hasta que una etiqueta sea hallada dentro del ‘foco de búsqueda’ del lector (Figura 2.12).

Figura 2. 12 SDMA adaptativo con una antena direccionable eléctricamente. El ancho de haz es

diseccionado a varias etiquetas; una tras la otra.

4 Array: Conjunto de elementos iguales que produce un campo de radiación que es la combinación coherente de todos sus componentes.


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Un inconveniente del SDMA es el relativamente alto coste de implementación debido al complicado sistema de la antena. El uso de este tipo de técnica anticolisión queda restringida a unas pocas aplicaciones especializadas.

2.6.2 Acceso múltiple por división de frecuencias

(FDMA) El término acceso múltiple por división de frecuencias se refiere a las técnicas en las cuales varios canales de transmisión con varias frecuencias portadoras, están disponibles para los participantes en la comunicación (Figura 2.13).

Figura 2. 13 En FDMA se tiene varios canales frecuenciales en el mismo instante de tiempo.

En los sistemas RFID esto puede ser logrado una frecuencia de transmisión no harmónica y ajustable libremente. Pueden ser usados varios canales dentro de los rangos de frecuencia definidos por las especificaciones para realizar la transmisión. Esto puede conseguirse usando varias subportadoras de diferente frecuencia cada una (Figura 2.14). Una de los inconvenientes de los sistemas que usan FDMA es el coste relativamente elevado que supone para realizar los lectores ya que desde un receptor dedicado tiene que ser posible la recepción para cada canal.


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Figura 2. 14 En los sistemas que usan FDMA existen varios canales frecuenciales para la transmisión de

datos desde las etiquetas al lector.

2.6.3 Acceso múltiple por división de tiempo (TDMA) El término acceso múltiple por división de tiempo se refiere a las técnicas de multiacceso en las cuales un canal disponible es dividido cronológicamente entre todos los participantes de la comunicación (Figura 2.15). El uso de TDMA está particularmente extendido en el campo de los sistemas digitales de radiocomunicaciones móviles. En los sistemas RFID, TDMA es con creces el método más usado como técnicas anticolisión.

Figura 2. 15 En TDMA se usa todo el ancho de banda disponible del canal, repartiéndolo

cronológicamente entre todos los usuarios.


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Los procedimientos que utilizan las etiquetas son asíncronos, por lo que no existe un control de la transferencia de datos desde el lector. Este es el caso, por ejemplo, del procedimiento ALOHA5. Estos procedimientos que controlan la etiqueta son, naturalmente, muy lentos e inflexibles. La mayoría de aplicaciones usan procesos que son controlados por el lector, tomando éste el papel de ‘master’. Estos métodos pueden ser considerados como síncronos, ya que todos los tags son controlados y comprobados por el lector simultáneamente. Un único tag es seleccionado primer de entre un gran grupo de etiquetas situadas en la zona de interrogación del lector usando un algoritmo concreto y entonces la comunicación tiene lugar entre la etiqueta seleccionada y el lector. Una vez acaba la comunicación, ésta se da por finalizada y entonces el lector selecciona otro tag. Sólo una única comunicación puede ser iniciada a la vez, pero los transpondedores trabajan en una rápida sucesión y parece que todo ocurre en el mismo instante de tiempo. Esta es la finalidad de los métodos TDMA. Los procedimientos controlados por el lector (síncronos) se pueden subdividir en ‘polling’ y búsqueda binaria. Todos estos métodos están basados en el principio de que todos los tags están identificados por un único ‘número de serie’.

Figura 2. 16 Clasificación de los métodos anticolisión TDMA según Hawkes (1997).

El método de ‘polling’ requiere una lista de todos los ‘números de serie’ de las etiquetas que pueden encontrarse en todo momento dentro del área de lectura en una aplicación. Todos los códigos de los tags son interrogados por el lector uno a uno hasta que uno de los tags preguntados responde. Este proceso puede ser muy lento dependiendo del posible número de tags que pueda haber en la aplicación; por este motivo este método

5 ALOHA: Método anticolisión TDMA, desarrollado en los años 70 por ALOHANET (red de radiocomunicaciones de datos de Hawai), usado con tags RO ya que sólo transmiten una pequeña cantidad de datos.


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sólo es aplicable a sistemas que tengan un número pequeño de individuos/objetos a identificar. El método de la búsqueda binaria es mucho más flexible además de ser uno de los procedimientos más comunes. Consiste en que el lector provoca, intencionadamente, una colisión con una etiqueta cualquiera, elegida al azar. Si el proceso tiene éxito, es imprescindible que el lector sea capaz de detectar en que precisa posición de todos los bits se ha producido la colisión.

2.6.4 Acceso múltiple por división de código (CDMA)

El término de acceso múltiple por división de código se refiere a las técnicas de multiacceso en las que se comparte todo el espectro de frecuencia, pero se usan diferentes secuencias de código para separar las comunicaciones (Figura 2.17).

Figura 2. 17 En CDMA se usa todo el ancho de banda del canal, usando distintas secuencias de código.

El método de anticolisión CDMA es utilizado en numerosas aplicaciones donde se utiliza asociada a modulaciones digitales, aunque en aplicaciones RFID no se ha aplicado, partiendo de que los fabricantes no ofrecen al público los sistemas que usa y este sería un método costoso y lento.


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2.7 Privacidad y seguridad

El uso de RFID está suscitando serias preocupaciones respecto de la protección de la vida privada de los ciudadanos por los nuevos riesgos que plantea para el ejercicio de sus derechos y libertades. Es cierto que la utilización de esta nueva tecnología puede interferir en el ámbito de las libertades humanas más elementales como la libertad de movimiento, de acción, la dignidad y el libre desarrollo de la personalidad si no se tienen en cuenta, a la hora de implementar los sistemas, la legislación existente en materia de protección de datos. La mayor preocupación que existe es el del uso de esta tecnología con fines de identificación, interpretación fraudulenta de datos, y uso de técnicas de rastreo que permiten localizar en cada momento a los individuos que lo llevan en su ropa, coche, etc. permitiendo la vigilancia constante La implantación de RFID en personas, que se está dando actualmente en el ámbito de la salud, tiene implicaciones éticas importantes. Por todo ello se hace necesario delimitar de forma precisa su uso, de acuerdo con los principios de protección de datos implementados tanto por la Directiva 95/46/CE como por la Directiva 2002/58/CE de la Unión Europea. Por otra parte, existe una falta en cuanto a la seguridad esto es debido a que a se ejerce una presión por los fabricantes para reducir el precio unitario de las etiquetas hasta más allá de los cinco centavos en su fabricación masiva ha eliminado la mayor parte de las prestaciones y algoritmos de seguridad, algo que compromete el uso de ese tipo de chips en cuestiones como los documentos de identificación, dispositivos de acceso y otros usos relacionados. Evidentemente, no tiene la misma gravedad el que alguien vaya por el supermercado “escuchando” las etiquetas de los productos, que el que una persona en la misma sala de espera que tú pueda ver tus datos personales en su teléfono móvil, sin ir más lejos. Obviamente, algo que tendrá que ser tenido en cuenta de cara al desarrollo de las próximas generaciones de chips, en la que exista etiquetas para la privacidad no comprometida y orientados a un coste lo más bajo posible, y otros destinadas a usos más sensibles y dotadas de otros condicionantes en su desarrollo.

Actualmente, se ha demostrado la posibilidad de clonación de un chip RFID subcutáneo (o a su vez pasaportes con RFID), lo que provocaría una alarmante preocupación a la hora de usurpación de identidad e interpretación fraudulenta de datos. [18]

A todo esto, añadirle la facilidad de inutilización de las etiquetas (por ejemplo en un centro comercial para evitar la facturación), y la sustitución o modificación de estas con distintos fines. [19]


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2.8 Usos más frecuentes La tecnología RFID tiene una gran cantidad de aplicaciones, soluciones y ámbitos de uso. La sencillez que presenta en el manejo, así como los múltiples campos de aplicación hacen de esta tecnología una de las de mayor potencial en un futuro no muy lejano. Sólo se tiene que pensar en que puede solucionar esta tecnología para remediar un problema existente en nuestra empresa/hogar o como esta puede mejorar nuestros procesos. También dejar claro que no todas las aplicaciones tienen como mejor opción la tecnología RFID. A continuación os mostramos una serie de aplicaciones. Control de acceso Una de las aplicaciones más conocidas de la tecnología RFID, es la de permitir el acceso o no a las personas a una zona determinada, un ejemplo de esto sería el RFID Digital Door Lock (Figura 2.18), una cerradura electrónica que se abre al acercar el chip RFID implantado en el individuo con acceso o bien en una tarjeta que llevase, en su defecto, en caso de pérdida, con una clave secreta. De un modo similar funcionaría el sistema de alumbramiento de una casa que se encendería al paso de la persona sin utilizar sensores de movimiento o de presencia. La banda utilizada en estas soluciones ha sido la LF, pero actualmente se está empezando a utilizar la frecuencia HF (13,56 MHz) en soluciones más complejas como pueden ser edificios inteligentes, que controlan luces, aires acondicionados, etc. según las personas que se encuentren en él. Un sistema que ya implantado que solucionaría estos casos sería la biometría.

Figura 2. 18 Cerradura electrónica (RFID Digital Door Lock)

Otra aplicación posible del uso de RFID en el hogar como control de acceso es un sistema de apertura automática de la puerta del garaje al acercarse nuestro vehículo, similar al sistema de apertura de puertas en las centrales nucleares americanas de la década de los 70 [15].


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Gestión de activos Los activos de las empresas son recursos muy valiosos para proporcionar el servicio al cliente o para garantizar el perfecto funcionamiento de nuestra empresa. La tecnología RFID permite tener una mejor gestión de ellos, reportando una mejor explotación. La aplicación consiste en matricular mediante un tag cada uno de los activos, obteniendo un mejor control, disponibilidad de históricos para cada uno, poder analizar en detalle su uso para poder trasladar de manera precisa los datos al análisis financiero, reducción de trabajo administrativo mediante automatización de procesos, etc. Cadena de suministro En esta aplicación es donde se centra la tecnología RFID, con el objetivo de identificar y controlar a cada uno de los productos y sustituir al código de barras. El tag se situará en cada uno de los productos desde el inicio de su manufacturación hasta su venta. Se realizan investigaciones entorno a RFID para su implantación masiva. Además se pueden encontrar otros muchos usos para RFID como inventariar los objetos de centros comerciales y grandes almacenes. Aunque sí que esta clara una cosa, y es que aún queda tiempo para que sea implantado en cada uno de los agentes. Logística del frío Este es un caso particular, donde entran en acción los tags semi-activos/semi-pasivos, en este caso etiquetas con sensores de temperatura incorporados, gracias a que soportan temperaturas bastante extremas. Su aplicación básica seria el controlar que el transporte de la mercancía sea el correcto y que no se rompa la cadena de frío del producto. Este detalle puede ahorrar mucho dinero a las empresas. Puede pasar que un producto no se sepa si el transportista ha cumplido o no las condiciones, en ese caso el producto debe tirarse, con la pérdida que conlleva. Además, permite controlar a la empresa que sucede en transporte porque el tag registra las variaciones de temperatura en el tiempo, así cuando y como ha salido de los márgenes establecidos. Esta aplicación con productos alimentarios la está llevando a cabo Icnita electrónica una empresa situada en Girona [20]. Peaje automático Esta aplicación es la más popular, un claro y conocidísimo ejemplo sería el TeleTag o ViaT (Figura 2.19), pues este servicio consiste en una solución de RFID activa muy sencilla. El cliente que tiene contratado el servicio tiene una etiqueta, que realmente es un tag activo de RFID, que cuando pasa por el peaje pertinente, que contiene una antena conectada a un lector y este a las aplicaciones, es leída de manera automática, el sistema cobra y abre las puertas, sin la necesidad de parar. Estos sistemas también son utilizados para el control de entradas de parking.


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Figura 2. 19 ViaT, aplicación RFID para peajes.

Control de producción o calidad Muchas empresas, sobretodo en el sector automoción, han encontrado en la tecnología RFID como una solución de control a sus complejos procesos. Otros sectores solo lo utilizan para gestionar sus etapas de producción o para su control de calidad. En el caso de una empresa que tiene una línea de producción con varias etapas hasta el producto finalizado y un programa de gestión de producción. En esta cadena puede fabricarse varios productos diferentes. Si cada uno de los productos se etiqueta con un tag y en cada etapa se instala un lector, el sistema de gestión puede captar la información en tiempo real y se puede saber la situación actual en la planta. Además de tener mayor eficacia y eficiencia, una vez el vehículo está terminado, se puede verificar si todo el equipamiento es el correcto. Esto puede extenderse a la hora de la venta, para que el cliente pueda verificar que el coche tiene todo lo que quería. Esta aplicación puede extenderse a cualquier solución o empresa que quiera controlar o realizar enrutamiento automático en sus procesos o etiquetar sus productos de valor añadido. Librerías y servicios de alquiler Algunas librerías han encontrado en RFID la nueva codificación de sus libros, cd’s, etc. gracias a su capacidad de incorporar código único, información adicional y bit de seguridad en un único sistema. A esto hay que añadir los beneficios que se encuentran en la automatización de los procesos actuales que tiene una librería. Esta solución es muy parecida para empresas de servicios de alquiler (equipamiento para construcción, DVDs, videojuegos, etc) que mediante las soluciones RFID gestionan con mayor eficacia y eficiencia. Servicios postales Algunas empresas de servicios postales están viendo la tecnología RFID como solución para automatizar sus procesos de gestión de envíos. La utilización de RFID tiene como objetivo el mejorar los procesos mediante la automatización que aportaría mayor rapidez, seguridad y precisión, características que impactan directamente con el servicio al cliente. Ticketing y pasaporte Las empresas de transporte utilizan billetes con tecnología RFID para ahorrar costes, automatizar procesos y sobretodo mejorar la facilidad de acceso con mayor rapidez al no tener que comprobar el billete pasándolo por banda magnética.


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La tecnología RFID también es utilizada por gobiernos en aplicaciones civiles y militares, en asuntos de seguridad nacional como en el caso de pasaportes con tecnología RFID (Figura 2.20).

Figura 2. 20 Pasaporte con etiqueta RFID insertada

Últimamente se ha planteado usos oscuro de la tecnología RFID, la posibilidad de si el pasaporte RFID pudiese detonar un explosivo, y una empresa de seguridad de Los Ángeles ha elaborado una demostración de que esto es cierto, en la que con un dispositivo electrónico al pasar con un vehículo al lado de un cubo de basura, gracias a la lectura a distancia del chip RFID incorporado al pasaporte del conductor, sería detonada en el momento exacto. [21] Cocina y hogar En la cocina se podría hacer uso de esta tecnología con nuevas sartenes, cacerolas y placas de vitrocerámica que se sirven de esta tecnología para ayudar a las personas a cocinar. Este nuevo invento conocido como ROBOTICcookware hace uso de los chips de las sartenes, las cacerolas y las placas de vitrocerámica para comunicarse con un libro de recetas para respetar y cumplir los tiempos y temperatura del cocinado (Figura 2.21).

Figura 2. 21 ROBOTICcookware, aplicación RFID en sartenes y vitrocerámicas.

Otra utilidad que tiene el uso de etiquetas RFID que portarían la ropa sería el uso de lavadoras capaces de leer dichas etiquetas y seleccionar el mejor programa de lavado para no dañar las prendas. También tendríamos controlados a los individuos, especialmente a los más pequeños, dentro del hogar o en el caso de que salieran del mismo sin el consentimiento paterno. Esto evitaría implantar los chips en personas o que tuviesen que llevar la tarjeta siempre encima. También sería especialmente útil para localizar dónde tenemos las cosas, pero además conocer las reservas del hogar, lo cual nos ayuda a saber qué es lo que tenemos que comprar sin tener que mirar la despensa.


41

Control productos farmacéuticos y ámbito hospitalario En cuanto a farmacias gracias a la tecnología RFID lo que se pretende es tener un mayor y más exhaustivo control sobre los productos farmacéuticos. Otro tema importante en cuanto a aplicaciones del RFID es el ámbito hospitalario, como sería la identificación de pacientes, tratamiento, personal hospitalario, medicamentos, etc.

Figura 2. 22 Aplicación RFID para identificación de pacientes y control de su tratamiento

El constante incremento en los costos del sistema de salud demanda una simplificación y optimización, con la cual el cuidado del paciente no se vea afectado. Los sistemas electrónicos de documentación e identificación de pacientes basados en RFID reducirán los trabajos administrativos y mejoran la seguridad del paciente en hospitales modernos (Figura 2.22).

Figura 2. 23 Pulseras con etiquta RFID integrada para servicio sanitario

Un ejemplo de aplicaciones en los hospitales son las pulseras RFID, que permiten a los doctores acceder rápidamente a la información sobre los pacientes (Figura 2.23). Con solo una aproximación de la muñeca del paciente, la información puede ser leída en PDAs, Tablet PCs, etc. durante el tratamiento. En algunos casos y según el fabricante, la pulsera se destruye cuando se retira de la muñeca. Esto es importante para asegurar la privacidad del paciente. La tecnología RFID puede convertirse en una necesidad de todo hospital, para solucionar un problema de gestión que para el personal puede suponer un error en un momento dado.

- Estaríamos hablando de un sistema de administración y gestión eficaz.


42

Los experimentos e investigaciones que se quieren realizar consisten en identificar los medicamentos y los pacientes mediante chips RFID, y verificar con el programa de prescripción electrónica, a través de redes inalámbricas, que ambos son correctos.

- En el momento de la administración, el/la enfermero/a lleva una PDA o un Tablet PC provisto de lectores RFID y Wi-Fi, y valida ambos parámetros de forma on-line.

También se plantea la posibilidad de desarrollar el control de los movimientos de los pacientes en el hospital. Lo que supondría antenas en los pasillos para seguir la ruta del paciente por el hospital, e inspeccionar los accesos a zonas seguras (Figura 2.24). De esta manera, se podría llegar a prevenir los contagios de enfermedades infecciosas, controlando con qué profesionales y con qué otros pacientes entran en contacto los enfermos.

Figura 2. 24 Simulación de la localización en un hospital


43

3. Circuito Integrado RFID:

3.1 Introducción

El microchip RFID es un circuito integrado (IC) parecido a una pastilla muy delgada en la que se encuentra una enorme cantidad (del orden de miles o millones) de dispositivos microelectrónicos interconectados, principalmente diodos y transistores, además de componentes pasivos como resistencias o condensadores. Su área es de un tamaño muy reducido tal y como se puede observar en la Figura 3.1.

Figura 3. 1 Chip RFID

El IC contiene un control/rectificador de potencia que convierte la corriente alterna emitida por el lector a corriente continua, suministrando así la energía a los demás componentes de la circuitería. El clock extractor saca las señales de reloj de la señal de la antena. El modulador modula la señal enviada por el lector. La respuesta del tag está incluida en la señal modulada que será transmitida de nuevo al lector. La unidad lógica es la responsable de implementar el protocolo de comunicación entre el tag y el lector. La memoria del microchip se usa para almacenar la información y puede incluir además métodos de detección de errores como el CRC (Fig. 3.2).

Figura 3. 2 Esquema de un chip RFID


44

3.2 ICs RFID Comerciales Actualmente, hay varias empresas dedicadas al diseño y creación de microchips para la tecnología RFID, aunque estas no faciliten muchos datos técnicos sobre sus productos en este apartado se intentará reunir en forma de tabla las principales compañías que producen este material, junto a los distintos modelos de microchips y las características más notables.

IMPINJ MODELO ZONA RANGO DE

TEMPERATURA PROTECCIÓN

CAPACIDAD

EU, USA

& Asia

-40ºC a +65ºC Contraseña de 32 bits

Reprogramable campo EPC de

96 bits

EU, USA

& Asia

-40ºC a +65ºC

Campo especial ID de 64 bits par anti-clonación.


96 bits

EU, USA

& Asia

-40ºC a +65ºC Reprogramable campo EPC de

96 bits. Memoria

adicional de 64 bits

MODELO ZONA RANGO DE


CAPACIDAD

SL3ICS10

EU,

USA & OTROS

Contraseña de

32 bits 16 bits CRC

512 bits R/W 96 bits EPC 64 bits UID

MOTOROLA MODELO ZONA RANGO DE


CAPACIDAD

SYMBOL /MATRICS

EU,

USA & OTROS

Control de

bloqueo de 16 bits


96 bits


45

4. Productos comerciales de un sistema RFID La adopción de las tecnologías de identificación por radiofrecuencia (RFID) se está generalizando en las empresas de distribución y logística en España, según indican los datos del informe “Estado actual de RFID en España” elaborado por IDtrack (asociación europea para la identificación segura), junto a IBM [22] Al igual que en España, en todo el mundo esta tecnología se está implantando de una forma rápida y satisfactoria lo que provoca que cada vez haya más empresas dedicadas a la elaboración y producción de esta. En este apartado, se intentará dar a conocer los productos (tags y lectores) que ofrecen las principales empresas dedicadas a este sector actualmente.

4.1 Tags comerciales

ALIEN TECNOLOGY PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) IC’s CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

ALN-9540 Squieggle

EPC Class 1 Gen 2

860-960 / 100 Impinj 97x11 mm Solución para la mayoría

de embalajes.

ALN-9529 Squieggle-SQ

EPC Class 1

Gen 2

860-960 / 100

Impinj

23x23 mm

Solución ideal para envases de plástico.

ALN-9562 Squieggle-SH

EPC Class 1

Gen 2

860-960 / 100

Impinj

70x19 mm

Solución ideal para etiqueta de 75 mm

ALN-9554 “M”

EPC Class 1

Gen 2

860-960 / 100

Impinj

94x42 mm

Alta ganancia y rendimiento.

Ideal para plásticos

ALN-9534 “2x2”

EPC Class 1

Gen 2

860-960 / 100

Impinj

47x42 mm

Omnidireccional, ideal para equipajes y prendas de vestir


46

AVERY DENNISON PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW


PRINCIPALES

AD-222

ISO 1800-6C EPC Class 1

Gen 2

860-960 / 100 Impinj 95x7.67 mm Solución para amplia

variedad de aplicaciones

AD-431


Gen 2

860-960 / 100 Impinj 95.5x23.3 mm Gran rendimiento en amplia variedad de

contenidos de cartón

AD-622


Gen 2

860-960 / 100 Impinj 85x95.2mm Alta fiabilidad en

lectura desde cualquier orientación

AD-812 AD-811


Gen 2

865-868 902-928 / 29

Impinj 25.4x25.4 mm Especial mejora del

rendimiento, especialmente en la

proximidad con otros elementos con

etiquetas.

AD-820 AD-821


Gen 2

865-868 902-928 / 29

Impinj 72.1x30 mm Gran rendimiento en materiales metálicos.

AD-900


Gen 2

902-928/ 26 Impinj 190.3x27.9x5.3 mm Duradero y resistente

gracias a la carátula de PVC. Ideal para

superficies metálicas.

AD-908


Gen 2

860-960 / 100

Impinj

128.4x25.5x13.3 mm Resistente y duradero especialmente para zonas al aire libre y para aplicaciones

reutilizables.


47

UPM RAFLATAC

PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW (MHz)

IC’s CARACTERÍSTICAS PRINCIPALES

WEB

EPC Class 1 Gen 2

860-960 / 100 Impinj 30x50 mm

FROG

EPC Class 1 Gen 2

860-960 / 100 Impinj 68x68 mm

SHORTDIPOLE

EPC Class 1 Gen 2

860-960 / 100 Impinj 93x11 mm

DOGBONE

EPC Class 1 Gen 2

860-960 / 100 Impinj 93x23 mm

HAMMER

EPC Class 1 Gen 2

860-960 / 100 Impinj 76.5x23 mm

PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW


PRINCIPALES

RI-UHF-STRAP-08


Gen 2

860-960 / 100

Impinj 95x7.67 mm

RI-UHF-00C02-04

EPC Class 1 Gen 2

860-960 / 100

Impinj 88.9x25.4 mm Diseño impreso con

aluminio.


48

MOTOROLA PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW


PRINCIPALES

RFID CARGO TAG

EPC Class 1 Gen 2

860-960 / 100

Symbol / Matrics

152.4x152.4x36.46 mm Gran eficiencia en

superficies planas de metal, plástico y

madera.

OMRON PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW


PRINCIPALES

GEN2 NINJA V750-

D22M03-IM-US

EPC Class 1 Gen 2

902-928 952-955 /

29

Impinj Monza

28x28 mm Solución ideal para envases de plástico

GEN2 LOOP V750-

D22M02-IM

EPC Class 1 Gen 2

860-960 / 100

Impinj Monza

70x68 mm Comportamiento hostil en materiales metálicos

y con alto grado de humedad.

INTERMEC PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW


PRINCIPALES

SMALL RIGID TAG

ISO 1800-6B EPC Class 1

Gen 2

860-960 / 100

31x79 mm Solución para

superficies de metal, plástico y madera.

LARGE RIGID TAG


Gen 2

860-960 / 100

325x155 mm Solución para

superficies de metal, plástico y madera.


49

IT32A GEN2 ID CARD


Gen 2

863-870 902-928 /

33

54.1x85.9 mm Reutilizables y solución para

múltiples aplicaciones

CONTAINER TAG

ISO 1800-6B

902-928 / 26

Alto rendimiento en una amplia variedad

de materiales

ID TAG

ISO 1800-6B 902-928 / 26

Aplicaciones de seguridad y control de

accesos

RPC TAG

ISO 1800-6B 902-928 / 26

Aplicaciones en vehículos,

estacionamientos y peajes.

WINDSHIELD TAG

ISO 1800-6B

902-928 /

26

Aplicaciones en

vehículos, estacionamientos y

peajes.

Se puede observar el rango de lectura de los distintos tags de INTERMEC adheridos a varios materiales (metal, madera, plástico...) en toda la banda de frecuencias [Véase Anexo B]

HEI



CLAMSHELL CARDS

900 Tarjetas en blanco, impresas o listas para

imprimir.

FOAM BACKED

STICKERS

900 Alto rendimiento en aplicaciones metálicas o con alto contenido

líquido.


50

VACUUM FORMED

STICKERS

900 Alto rendimiento en aplicaciones metálicas o con alto contenido

líquido.

RFID SHOP PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW


PRINCIPALES

CAEN A927

ISO 1800-6B 870 915

120x265x6 mm Rango lectura para

50mW ERP: 3m @ 870MHz 2m @ 915MHz

CAEN 918

ISO 1800-6B

870

235x15x8 mm

Alto rendimiento en aplicaciones metálicas o

de cristal.

ENDURATAG

ISO 1800-6C 865-869 902-928 /

30

180x43x15 mm Muy resistente y

duradera a sustancias químicas, exposición

humedad, frío...

MT-TAG GEN2 W

ISO 1800-6A

EM4122 EPC Class1

Gen 2

860-960 /

100

UCode Philips

138x21x16 mm

Alta funcionalidad en aplicaciones con metal.

INGENIERIA ELECTRÓNICA RFID PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW


PRINCIPALES

LABEL

EPC Class 1 Gen 2

Aplicación sobre superficies de cartón,

metal, plástico...

EPC Class 1 Gen 2

UHF 180x43x15 mm Solución ideal para

contenedores metálicos con un rango de lectura


51

ONMETAL-CASE máximo de 3m.

FLAG-ONMETA-

LABEL

EPC Class 1 Gen 2

865 Aplicación directa sobre superficies

metálicas.



PRINCIPALES

IMPINJ SATELLITE

EPC Class1 Gen 2

UHF Impinj Monza

32x17 mm Solución ideal para prendas, productos

farmacéuticos y rastreo.

IMPINJ JUMPING

JACK

EPC Class1 Gen 2

UHF Impinj Monza

80x40 mm Multiorientación para

largo alcance, ideal para cartón, equipaje y

prendas.

IMPINJ BAJO

EPC Class1 Gen 2

UHF Impinj Monza

80x80 mm Multiorientación para

largo alcance, ideal para cartón, equipaje y

prendas.

IMPINJ THIN PROPELLER

EPC Class1

Gen 2

UHF

Impinj Monza

95x8 mm Alta funcionalidad en superficies de cartón.



PRINCIPALES

THE SPYDER

EPC Class1 Gen 2

UHF MXP Ucode

95x19.05 mm Solución ideal para

aplicaciones de plástico


52

y cartón.

THE PULSE

EPC Class1

Gen 2

UHF

MXP Ucode

76.2x15.9 mm

Solución ideal para aplicaciones de plástico

y cartón.

RYPARIAN

EPC Class1

Gen 2

UHF

MXP Ucode

76.2x76.2 mm Insensible a la

orientación, muy funcional en superficies

de plástico y cartón.

EURO ID PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW


PRINCIPALES

UL 2797 G2I

EPC Class1

Gen 2

868

Impinj

27x97 mm

UL 101-152 G2I

EPC Class1 Gen 2

860-960 / 100

Impinj 152x101 mm

UL 1597 G2P

EPC Class1 Gen 2

868 UCode Gen2, Philips

15x97 mm

UL 12180-P

868

UCode HSL,

Philips

12x180 mm

ULS 15230 G2P

EPC Class1

Gen 2

868

UCode Gen2, Philips

15x230x15 mm

Recubrimiento de plástico consiguiendo

gran resistencia.

ULC 23230 G2I

EPC Class1 Gen 2

868

Impinj Monza

23x23x8 mm Recubrimiento de

plástico consiguiendo gran resistencia.


53

SYNOMETRIX PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW


PRINCIPALES

SM-1019 UHF

UHF

Ucode Philips

20x150 mm

Solución ideal para superficies de cristal.

SM-1018 UHF

902-928 / 26

Ucode Philips

205x180x6.3 mm

Solución ideal para superficies de metal.

UHF ISO CARDS

915

Ucode Philips

85.6x54x1.8 mm

Rango de lectura de 5 a 6 metros.

MESHED SYSTEM PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW


PRINCIPALES

TYP 132 UHF

EPC Class1

Gen 2

868

133x30x8 mm

Recubrimiento de ABS muy resistente a los

impactos

TYP 127 UHF

CONTAINER TAG

EPC Class1 Gen 2

868 124x26x8 mm Recubrimiento de ABS

muy resistente a los impactos

UHF ETIKETT

868 Ucode Philips

180x12 mm


54



CORONA

EPC Class 1 Gen 2

865-928 / 63 Impinj Monza

30x130 mm Adhesivo con rango de

lectura de hasta 3m

CRUISER

EPC Class 1

Gen 2

865-928 / 63

Impinj Monza

16x74 mm

Utilización para seguimiento de

neumáticos.

PINO

EPC Class 1 Gen 2


75x14 mm Diseñado

específicamente para objetos de madera

IRONSIDE

EPC Class 1 Gen 2

865-868 902-928 / 29

Impinj Monza

52x46x10 mm Rango de lectura de 4 a

6 metros.

SURVIVOR

EPC Class 1 Gen 2


224x24x8 mm Rango de lectura de 5 a

7 metros.

HALO

EPC Class 1 Gen 2

865-868 902-928 / 29

Impinj Monza

60x14x11.7 mm Rango de lectura de 4 a 5 metros. Recubrimiento

de ABS e ideal para contenedores, bolsas,

pales...

APPLIED WIRELESS ID PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ /

BW (MHz)


PROX-LINC WS (APL

1216)

902-928 / 26

TagiduATA5590 63x40 mm Diseñado para montaje

sobre vidrio


55

PROX-LINC MT (APT

1014)

902-928 / 26

TagiduATA5590 205x25x4 mm Diseñado para montaje

sobre metal.


(MHz)


WTAG2

869 TagiduATA5590 110x30x0.6 mm Rango de lectura de 2.5 metros. Diseñado para superficies de cristal.

MTAG2

869 TagiduATA5590 180x14x8 mm Rango de lectura de 3 metros. Diseñado para superficies de metal.


56

4.2 Lectores comerciales En el siguiente apartado se encontrará una gran variedad de lectores para la tecnología RFID y sus características principales:

ALIEN TECNOLOGY PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

ALR-9900


Gen 2

902.75-927.75 / 25

Max. 4W EIRP

20.3x21x4.6 cm 1.5 kg

4 puertos de antena

ALR-9800


Gen 2

902.75-927.75 / 25

Max. 4W EIRP

28x22.9x5.6 cm 2 kg

4 puertos de antena

ALR-9650


Gen 2

902.75-927.75 / 25

Max. 4W EIRP

23.2x22.9x5 cm 1kg

2 puertos de antena

ALR-8800


Gen 2

865.6-867.6 / 2

2 W ERP 28x22.9x5.6 cm 2 kg

4 puertos de antena

ALX-9010 PORTAL


Gen 2

902-928 / 26

Max. 4W EIRP

1.95x0.14x0.38 m De 2 a 4 antenas según

configuración.


57

EURO ID PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

FRE 4400

LONG RANGE READER

ISO 1800-6A EPC Class 1

Gen 2

869.525

865.6-867.6

902-928 / 28

Max. 4W

EIRP 2W ERP

(0.5W ERP)

180x320x110 mm

1.5 kg 4 puertos de antena

SENSORMATIC PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

SENSORMATI

C AGILE 2 READER


Gen 1 EPC Class 1

Gen 1/2

865-868 902-928 /

29

26.6x30.5x3.8 cm

1.4 kg 4-8 puertos de antena

FEIG ELECTRONIC PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

ID

ISC.LRU2000

ISO 1800-6B ISO 1800-6C EPC Gen 2

865-868 902-928 /

29

100mW-3W

180x320x110 mm 4 puertos de antena


58

INTERMEC PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

IP30

ISO 1800-6B ISO 1800-6C EPC Class 1

Gen 2

865-868 902-928 /

29

1.16 kg con batería. Resistente hasta 26 caídas

a una altura de 1.2 m contra hormigón.

IP4


Gen 2

860-960 / 100

1.72 kg con batería Resistente hasta 26 caídas


Habilitado con WiFi.

IF4


Gen 2

Configurable en las

bandas de: 865, 869, 915 o 950

19.1x6.6x13.5 cm

IF5


Gen 2

Configurable en las bandas de: 865, 869, 915 o 950

35.6x23.1x9.53 cm


IF30


Gen 2

Configurab

le en las bandas:

865, 869, 915

De 30 a 10dBm

32.35x22.6x8.25 cm

3.06 kg 4 puertos de antena.

IF61


Gen 2

Configurable en las bandas:

865, 869, 915

32.4x22.6x10.8 cm 2.55 kg


PSION TEKLOGIX PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

RD 7950

ISO 1800-6

EPC Class 0/1 Gen 2

860-960 /

100

Resistente hasta 26 caídas



59

OMRON RFID PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

V750-BA50C04

EPC Class 1

Gen 2

856.6-867.6

902.75-927.75

952-954

246x215x43.5 mm 4 puertos de antena

V740-

BA50C22A

EPC Class 0/1 Gen 2

902-928 / 26

308x286x40 mm 1.5 kg

4 puertos de antena

MOTOROLA PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

RD5000

EPC Gen 2

902-928 /

26

17.78x22.86x5.08 cm

1.64 kg. Resistente a caída de 76

cm.

XR440

EPC Gen 2

902-928 / 26

30 dBm

22x30x5 cm 2.27 kg

4 puertos de antena.

MC9090-G

EPC Gen 2

869.5 902-928

4W EIRP Europa 0.5W

27.3x11.9x19.5 cm 1 kg con batería y escáner

XR480

EPC Gen 2

UHF

30 dBm

22x30x5 cm



60

SIRIT RFID PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

INFINITY 510


Gen 2

860-960 / 100

+30dBm 22x30x5.6 cm 3kg

4 puertos de antena.

IDENTITY

MAX

865-868 902-928 /

29

30.5x25.4x10.2

5.4 kg

IDENTITY ZIP

912.5-

920.5 / 8

24.1x22.9x6.4 cm


IDENTITY

FLEX

916.25

24.1x22.9x3.2 cm

8 kg 4 puertos de antena

INFINITY 210

EPC Class 0/1

Gen 2

902-928 /

26

30dBm

85.8x54.8x13 mm

88 g. 1 puerto de antena.

INFINITY 9311

ISO 1800-6A/B

EPC Class 0/1 Gen 2

865-955 / 90

2mW (EU) 0.6W (USA)

69.6x95x17 mm 127.6 g


61

IMPINJ PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

SPEEDWAY


Gen 2

865-868 902-928 952-954/

31

30 dBm

22.7x32.4x5.7 cm


SAVR COMMUNITACIONS PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

SAVR SCAN

900

EPC Class 0/1

Gen 2

902-928 /

26

30 dBm

3 horas de duración de

batería. Microsoft Windows

Mobile OS

INGENIERÍA ELECTRONICA RFID PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

ISMC-MRU200-

A & E

ISO 1800-6B/C

EPC Gen 2

869.525 865.6-867.6

902-928 / 28

100mW o 500mW

200x110x60 mm

Distancia de alcance entre 1 y 3 metros.

2 puertos de antena


62

SKYETEK PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

SKYEMODULE

M7


Gen 2

862-955 /

93

Ajustable de 9-24 dBm

53x36x9 mm

Rango de distancia entre 1 y 2 m

SKYEMODULE

M9

ISO 1800-6C/A/B

EPC Class 1 Gen 1/2

862-955 / 93


66x36x5 mm Rango de distancia entre 1

y 3.5 m

WJ COMUNICATIONS PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

WJR7000 / WJR7080*

ISO 1800-6C ISO 1800-6B* EPC Class 1

Gen 2

869.525* 902-928 /

26


2 puertos de antena

WJM1000 / WJM3000*


Gen 2

902-928 / 26

Ajustable de 10-24 dBm 18-30 dBm*

2 puertos de antena

LXE PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

MX3

EPC Class 0/1

902-928 /

26

1 W

203x152x44.5 mm

1.082 kg Batería de 8 horas


63

RX2

EPC Class 0/1

Gen 2

902-928 /

26

1 W

285x419x79 mm

8.62 kg

THINGMAGIC PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

MERCURY 5

ISO 1800-6B

EPC Class 0/1 Gen 2

902-928 /

26

30 dBm

25.4x25.4x3.8 cm

1.6 kg

`

MERCURY 5E-

COMPACT

ISO 1800-6C EPC Gen 2

865.6-867.6

902-928 910-914

De 10 a 23

dBm

56x36x5 mm

MERCURY 4

ISO 1800-6B

EPC Class 0/1 Gen 2

909-928 868-870 950-956 /

27

30 dBm

25.4x25.4x3.8 cm


ELATEC PRODUCTO ESTÁNDAR FRQ / BW

(MHz) POTENCIA

RF CARACTERÍSTICAS

PRINCIPALES

SR112


Gen 2

865.6-867.6

902-928 / 28

15-30 dBm

200x150x28 mm

4 puertos de antena


64

5. Diseño de antenas

5.1 Programa ADS Para realizar el diseño y simulación de todas las antenas que se han fabricado en este proyecto, se ha necesitado la ayuda de un simulador: ADS. Advanced Desing System es un potente software de diseño y simulación de alta frecuencia, con un sistema de soporte que contiene una infinidad de diseñadores de radiofrecuencia, módulos de microondas y circuitos en general, producido por Agilent EEsof EDA. Este programa soporta cada paso del proceso de diseño (captura esquemática, layout, simulación de circuitos en dominio frecuencial y temporal, simulación de campos electromagnéticos). Para conseguir la simulación en el dominio frecuencial de las antenas, se ha utilizado Momentum un componente que viene integrado con Advanced Design System (ADS)

5.1.1 Momentum

Momentum es una aplicación que viene integrada con el software ADS, gracias a esta se puede simular y hacer análisis de circuitos pasivos. Este componente acepta formas geométricas arbitrarias (incluyendo estructuras de múltiples capas), simulando así efectos complicados como acoplamientos y efectos parasitarios, lo que conlleva a una simulación electromagnética muy precisa basada en el método de Momentos de la parte pasiva del circuito.


65

5.2 Adaptación T-Match

Se propone un método como solución al problema que se plantea el tener que adaptar la antena al circuito integrado RFID debido a la divergencia entre sus impedancias.

Este método de adaptación es la técnica de adaptación conocida como en T-Match [3]. Esta técnica se utiliza frecuentemente en aplicaciones radio para adaptación de dipolos o antenas cilíndricas. Cuando la sección de la antena no es cilíndrica, como en nuestro caso ya que se realizarán sobre circuito impreso, puede utilizarse las equivalencias que se muestran en la Tabla 5.1. La siguiente tabla contiene las equivalencias correspondientes entre conductores de diferentes formas geométricas.

Forma geométrica Radio eléctrico equivalente

aae 25.0=

)(2.0 baae +≈

aae 59.0=

)(2

1baae +=


66

221

212221

21

)(

ln2lnlnln

SS

sSSaSaSae +

++≈

S1, S2 = Periferias del conductor C1, C2

a1, a2 = Radio equi. del conductor C1, C2 Tabla 5. 1 Radio equivalente entre conductores de formas geométricas diferentes

Con este método, el dipolo de la Figura 5.1 de largada l y radio a esta conectado a la línea de transmisión por otro dipolo de largada l' la cual tiene que ser siempre menor que la del anterior (l'<l) y radio a'. Habitualmente el dipolo más pequeño está centrado respecto al más largo con una distancia l'/2 desde el centro y los dos están separados por una pequeña distancia s. La línea de transmisión está conectada al dipolo más pequeño en el centro de éste.

En la siguiente figura se puede observar el diseño de un dipolo redondo con antedicha adaptación.

Figura 5. 1 T-Match y sus equivalencias asociadas.


67

La conexión T-Match puede analizarse como una forma general de un dipolo doblado, ya que las dos partes (inferior o conexión T-Match y superior o dipolo) no suelen ser de la misma longitud o diámetro. Ya que el T-Match es un sistema simétrico y equilibrado, por lo tanto es apropiado para el uso con líneas de transmisión paralelo-conductoras. Las líneas coaxiales, las cuales son asimétricas y no equilibradas, deberían estar conectadas a dipolos que usen la gamma match6

El procedimiento de diseño para el T-Match se desarrolla similar a un dipolo doblado (Figura 5.2).

Figura 5. 2 Dipolo doblado y equivalencias asociadas.

El T-Match está diseñado por líneas de transmisión y por modos de antena, como refleja la figura anterior para el dipolo doblado. La corriente total en los terminales de entrada está dividida entre los dos conductores de una manera que depende en los radios relativos de los dos conductores y del espacio que los separa. Ya que los dos conductores no son, por lo general, del mismo radio, provocará que la división de corriente de la antena no sea unitaria. En vez de esto, el factor de división de corriente está asignado, el cual también se aplica a la división de voltaje en modo de línea de transmisión.

6 Método de adaptación para líneas asimétricas y inestables el cual no será empleado en este proyecto


68

A continuación se incluirá únicamente los pasos necesarios para aplicar el diseño T-Match:

• En primer lugar se necesitará calcular el factor de división de corriente α:

)ln()ln(

)ln(

2

1cosh

2

1cosh

221-

221-

uv

v

vu

uv

v

uv

−≈

−+

+−

=α (5.1)

'a

au = (5.2)

'a

sv = (5.3)

• A partir de la Tabla 5.1, se obtendrá el radio equivalente ae:

)]ln('2)ln()'ln('[)'(

1)ln(

2saaaaaa

aaae ⋅+⋅+⋅

+≈ (5.4)

'21 aS π=

aS π22 =

))ln(2)ln(()1(

1'ln)ln( 2

2vuuu

uaae ⋅+

++≈ (5.5)

• A continuación se calculará la impedancia en la entrada del terminal para el modo de transmisión lineal [dos cables de línea de transmisión cortocircuitados de longitud l'/2 con radios a, a' y separación s mostrada en la Figura 5.1 (b)].

=2

'tan

lkjZZ ot (5.6)

Donde

≈

−−= −

'log276

'2

'cosh60 10

2221

aa

s

aa

aasZo (5.7)

Z0 es la impedancia característica de los dos cables de una línea de transmisión con radios a, a' y separación s, como vemos en la Figura 5.1 (c).


69

• La impedancia total de entrada, la cual es una combinación de la radiación de la antena y la de la línea de transmisión no radiante, puede escribirse como:

at

atininin ZZ

ZZjXRZ

2

2

)1(2

])1[(2

αα++⋅

+⋅=+= (5.8)

Por otra parte también se puede calcular la admitancia de entrada como:

t

a

inin Z

Y

ZY

2

1

)1(

12

++

==α

(5.9)

Siendo:

a

a YZ

1= (5.10)

Como el punto central de la impedancia de entrada libre de la antena en ausencia de la conexión T-Match.

Basándose en (5.8) o (5.11), la red T-Match se comporta como el circuito equivalente de la Figura 5.1 (d) en el cual la impedancia de la antena está incrementado por un radio de 1+ α, y está en paralelo con dos veces la impedancia del modo no radiante (línea de transmisión).

Cuando el factor de división de corriente es la unidad (α=1), el equivalente T-Match de la Figura 8.19 (d) se reduce al de la Figura 5.2 (a) para el dipolo doblado.

Para l’≈λ/2, la impedancia de la línea de transmisión Zt es mucho mayor que (1+α)2·Za y la impedancia de entrada (5.8) se ve reducida a:

ain ZZ ⋅+≈ 2)1( α (5.11)


70

5.3 Sistemas de medida

5.3.1 Caracterización de dispositivos diferenciales con

un VNA Las topologías diferenciales (simétricas) se usan normalmente en circuitos RF y de microondas y también particularmente en circuitos integrados (ICs), como los MMIC y los receptores de un solo chip. Estos circuitos son normalmente de una impedancia relacionada a la entrada a un solo carrier o a una frecuencia de oscilador local (FO). Desafortunadamente, los data sheets no siempre disponen de la impedancia de entrada diferencial requerida del dispositivo para la frecuencia de interés. En este caso, es necesario caracterizar la admitancia de entrada diferencial o impedancia del dispositivo equilibrado anterior a la combinación de impedancias. Debido que los analizadores de redes comerciales de bajo coste (VNAs, Vector Network Analyzer) para medir parámetros S7, están, generalmente equipados con dos puertos, se necesita un acceso efectivo para caracterizar los dispositivos diferenciales con un doble puerto VNA. [4] Para resolver este problema existen varios métodos.

1. Usar un ‘balun’ para convertir un par equilibrado en un puerto ‘single-ended’ que parece ideal, pero los baluns introducen términos de error que limitan la medida

2. Usar un doble puerto o multipuerto VNA para medir un conjunto de parámetros-S para los dos pares de entradas y salidas de un sistema diferencial. Este método permite la construcción de una matriz de 4x4 de parámetros-S. Sin embargo son equipos muy caros y deben eliminarse de las medidas los efectos de los accesos.

3. Usar un sistema de prueba multipuerto para medir un conjunto de diferenciales 4x4 y un modo común de parámetros-S. Este conjunto de 16 parámetros se conoce como “modo-mixto de parámetros S”. Este sistema es similar a aquel que describe las cuatro ganancias de transferencia de un amplificador diferencial clásico, y consecuentemente, está bien adaptado para caracterizar un dispositivo diferencial. Además, los sistemas de test de prueba multipuerto completo y software asociado están disponibles comercialmente. Con los que se puede probar los mecanismos, de cuatro puertos y deliberar los 16 modos-mixtos parámetros-S.

Entre estos tres métodos, el tercero es, naturalmente, el más recio. Sin embargo, para el diseño de ingeniero sólo ocasionalmente confrontado con la caracterización de la impedancia de entrada diferencial de los dispositivos en aplicaciones RF de banda estrecha, un sistema de prueba multipuerto proporciona capacidad de medida y coste innecesarios. Para estos casos, es posible utilizar una solución menos cara basada en un doble puerto VNA, unos pocos componentes adicionales, y el enfoque clásico para caracterizar un

7 Parámetros S: Relación entre la onda reflejada y la transmitida, donde para una red de dos puertos (S11=coeficiente reflexión del puerto de entrada, S12=ganancia de la tensión de reserva, S21=ganancia de la tensión de reserva, S22=coeficiente reflexión del puerto de salida )


71

amplificador diferencial. Esta solución de coste bajo sólo requiere un puerto VNA con la capacidad de exponer parámetros S11 o S22 en la admitancia de la Carta de Smith. Originalmente, este método se desarrolló para medir la impedancia de entrada diferencial del puerto de entrada RF equilibrado del mezclador del modelo UAA2080T single-chip de Philips Semiconductors (Figura 5. 3). [5]

Figura 5. 3 Diagrama eléctrico para el mezclador en el UAA2080T receptor IC

El circuito de entrada equivalente más clásico de un amplificador diferencial, es el π, red de entrada que se muestra en la Figura 5.4

Figura 5. 4 Esquema que muestra el equivalente circuito de entrada π de un amplificador diferencial.

Para simplificar los cálculos, es prudente considerar las admitancias de los tres elementos en la Figura 5.4. Estas admitancia incluyen Yic = Yn + Yp la cual es la admitancia de entrada en modo común. Para un buen dispositivo equilibrado como el mezclador in Figura 5.3, Yn ≈ Yp = Yc y consecuentemente:

cic YY ⋅= 2 (5.12)

Donde: Yd es la admitancia de entrada diferencial, cuando Yc = 0.


72

En referencia a la Figura 5.4, en el caso general (cuando Yc ≠ 0), la admitancia de entrada diferencial que debe considerarse para llevar a cabo una combinación de impedancia equilibrada es:

2c

did

YYY += (5.13)

Un single-ended VNA no puede medir directamente Yid (admitancia de entrada diferencial); sin embargo, un método indirecto de medida permite que se pueda usar un instrumento como ese. Este método consiste en determinar primero las admitancias Yd y Yd con un proceso de medida en dos pasos. El primer paso, el puerto 1 del VNA es conectado, a través de un condensador para evitar el cortocircuito en continua (en caso de dispositivos activos), a las dos entradas diferenciales (Figura 5.5). El parámetro S’11 resultante produce la admitancia de entrada en modo común (Yic).

Figura 5. 5 Circuito test usado para mediciones en modo común de la admitancia de entrada.

ic

ic

YY

YYS

+−

=0

011' (5.14)

Y consecuentemente,

11

110 '1

'12

S

SYYY cic +

−=⋅= (5.15)

Donde:

SYo31020

50

1 −⋅=Ω

= (5.16)

Y0 es tanto la admitancia de salida del VNA como la admitancia característica de las líneas de transmisión entre la salida del VNA y el plano de referencia de calibración.


73

En el segundo paso, el puerto 1 del VNA está conectado a una entrada diferencial, mientras que la otra esta AC cortocircuitada a masa. (Figura 5.6). Del parámetro S’’11 resultante se obtiene Yis:

Figura 5. 6 Circuito test usado para mediciones de admitancia de entrada en modo diferencial

is

is

YY

YYS

+−

=0

011'' (5.17)

Y consecuentemente,

11

110 ''1

''1

S

SYYYY cdis +

−=+= (5.18)

La (5.15) y (5.18) dan los valores de los elementos en la Figura 5.4:

2ic

c

YY = (5.19)

2ic

isd

YYY −= (5.20)

Después de la substituciones de las (5.19) y (5.20) en (5.13), puede hallarse la expresión final de admitancia de entrada diferencial como:

4ic

isid

YYY −= (5.21)


74

5.3.2 Teoría de las imágenes

La teoría de las imágenes aparece por la aparición de una antena imagen o imagen especular de una antena real, en substitución del plano de masa. Esta se sitúa por debajo del plano de tierra a la misma distancia a la que se encuentra la antena real. Donde las direcciones de flujo de corriente son diferentes (como si estuviese en frente de un espejo) y donde además su polarización eléctrica instantánea (carga) es de signo opuesto (Figura 5.7). [6]

+−−=

++=

−=

zJyJxJJ

zJyJxJJ

zyx

zyx

i

ˆˆˆ

ˆˆˆr

r

ρρρ

Figura 5. 7 Teoría de las imagenes

Cuando la antena está colocada horizontal al plano de tierra se entiende que la fase es de 180º respecto a su antena imagen. Mientras que cuando está perpendicular al plano de tierra las dos antenas están en fase. Esto sucede con el dipolo vertical (monopolo) (Figura 5.8), provocando así que la carga eléctrica imaginaria sea igual pero de signo contrario, la corriente vaya en el mismo sentido (por estar en dirección perpendicular al plano de masa) y la impedancia de entrada del monopolo sea la mitad que la del dipolo que se crea.


75

Figura 5. 8 Monopolo vertical sobre a plano de masa

Gracias a la utilización de la teoría de las imágenes, podremos obtener otro método de medida ya que los tags diseñados son simétricos y en modo diferencial, con lo que se cortarán por el centro y se les añadirá un plano de masa, provocando así este efecto. Midiendo la impedancia del monopolo (mitad de la antena tag) se podrá obtener la impedancia diferencial del dipolo o antena tag.


76

6. Diseño y simulación de tags RFID. En este apartado, se aplicarán los conocimientos teóricos expuestos anteriormente, para poder llegar a un correcto desarrollo y diseño de las antenas. Se inicia la exposición con la utilización de la técnica T-Match para el diseño de antenas RFID. Como substrato se utilizará fibra de vidrio.

6.1 Dipolo con adaptación en T-Match La primera antena que se diseñará es un dipolo simple con adaptación T-Match, tanto en esta como en todas las antenas, nos vemos obligados a fijar unos parámetros, debido a que hay demasiadas variables para tener que ir modificándolas todas (longitud del dipolo superior, longitud del dipolo inferior, ancho de estos, separación entre ellos, etc). Por otra parte, siempre se realizarán equivalencias de proporcionalidad en las dimensiones de las antenas para que con el simulador ADS introduciendo 2 o 3 variables, se modifique automáticamente todas las longitudes de las antenas. Para construir este dipolo se tendrá que empezar realizando todos los respectivos cálculos para conseguir una correcta adaptación con la que permitiremos una transmisión de la máxima potencia, para ello se fijarán algunas dimensiones como la anchura del dipolo, la distancia entre el superior y el inferior para que así podamos hacer los respectivos cálculos para la adaptación a la impedancia de chip: 40-j·100 Ω (medida anteriormente con técnica de calibración OSL con el analizador de redes). En definitiva se parte, de un dipolo de longitud 138 mm creado con líneas de transmisión de 1 mm de ancho y una separación de 1 mm entre la parte superior e inferior de este. Con estos datos deberemos obtener la longitud de la parte inferior para conseguir una adaptación por debajo de -9dB centrada en la frecuencia deseada. En la Figura 6.1 se pueden ver las medidas que tendrá nuestro dipolo plano:

Figura 6. 1 Esquema con medidas de un dipolo plano con adaptación T-Match

Para realizar los cálculos, cuando estemos trabajando con medidas referentes al ancho del dipolo plano deberemos hacer una pequeña conversión a lo que sería el ancho equivalente a un dipolo redondo.


77

A continuación, se especificarán los cálculos más significativos para realizar la adaptación en T-Match, aunque también se ha realizado una pequeña aplicación con el Matlab para simplificar y agilizar estas operaciones [Véase Anexo C]. En primer lugar, se tendrá que encontrar el factor de división de corriente α, este se obtendrá de (5.1) la cual tiene una dependencia directa con el ancho plano del dipolo y la distancia plana entre sus dos partes como se puede observar en las (5.2) y (5.3), obteniendo así como factor de división de corriente:

110125.0

10125.03

3

=⋅⋅⋅⋅= −

−

u

1210125.0

103

10125.0

)10125.0101(2101)10125.0(23

3

3

3333

=⋅⋅

⋅=⋅⋅

⋅⋅−⋅+⋅+⋅⋅= −

−

−

−−−−

v

1)1ln()12ln(

)12ln( =−

≈α

Una vez obtenido el factor de división de corriente, deberemos hallar la impedancia característica de una línea de transmisión doble (Zo) mediante (5.7).

( ) Ω==

⋅⋅⋅=

⋅⋅⋅≈ −

−

−

−

854.29712log27610125.0

103log276

)10125.0(

103log276 103

3

1023

3

10oZ

Tras calcular la impedancia característica de la línea, mediante (5.6), encontraremos la impedancia de la entrada de los terminales (Zt)

Ω⋅=

⋅⋅=

=⋅

⋅⋅⋅==

⋅=⋅==

−

196.832

1030158.18tan854.297

158.18103

1086722

/1031

103

3

8

6

88

jjZ

V

fk

smc

V

t

r

ππε

Para saber la impedancia total de entrada se utilizará (5.8), en la que se combina la antena como elemento radiante y los modos de transmisión. Para obtener esta impedancia total, necesitaremos saber que impedancia tiene el dipolo que hemos diseñado sin tener en cuenta la parte de la adaptación en T-Match. Para ello, haremos una simulación en el ADS (Advanced Desing System) mediante el momentum con el dipolo simple para hallar su impedancia.


78

Empezaremos haciendo un schematic del dipolo o lo que vendría a ser el esquema circuital con las mismas medidas que nuestro dipolo adaptado.

Figura 6. 2 Schematic del dipolo simple

Una vez obtenido el esquema de la antena con líneas de transmisión o microstrips, realizaremos el layout o pistas del circuito donde se aprecia el resultado final de la antena.

Figura 6. 3 Layout del dipolo simple en ADS.

Una vez realizado el layout introduciremos las características principales sobre el substrato y la composición o metalización de las capas de la antena (Fig. 6.4).


79

Figura 6. 4 Pantalla para la configuración de la metalización y el substrato de las capas.

Con todos los datos correctos introducidos en el momentum se puede dar paso a la simulación de esta en la que podremos observar los Parámetros S y la carta de Smith (Fig. 6.5).


80

Figura 6. 5 Simulación parámetros S11 y impedancia del dipolo simple.

Como era de esperar, este dipolo no resuena a la frecuencia deseada, debido a que le falta la red de adaptación. Para hallar la impedancia del dipolo deberemos hacer una pequeña red con un schematic nuevo en la que analizaremos los Parámetros S añadiéndole como entrada 50Ω (Fig. 6.6).

Figura 6. 6 Schematic para forzar la entrada de la antena a 50Ω.

Simulado la antena haciéndola pasar por esta pequeña red que fuerza a que la entrada sea de 50Ω se obtendrá la impedancia final de nuestro dipolo sin la red de adaptación, que es el dato que nos requería la Eq. (5.8).


81

Figura 6. 7 Pérdidas de retorno e impedancia del dipolo simple.

En esta última simulación (Fig. 6.7), se puede observar la adaptación que en este caso no está centrada a la frecuencia ya que el dipolo simulado no es el completo y también la impedancia (59.373+j·39.487Ω) de este en la frecuencia deseada (867.5 MHz). Con la impedancia del dipolo, que se requería en la Eq. (5.8) se puede continuar los cálculos para conseguir la impedancia total de la entrada del dipolo completo con adaptación T-Match.

Ω⋅+=⋅+⋅++⋅⋅

⋅+⋅+⋅⋅=+= 82.11068.40)487.39373.59()11(196.832

)]487.39373.59()11[(196.8322

2

jjj

jjjXRZ ininin


82

Como se puede observar la impedancia total de la entrada de la antena es aproximadamente el conjugado de la impedancia del chip, esto nos confirma que habrá un máximo de transferencia de potencia, ya que no habrá ningún tipo de reflexión, lo que nos asegura que la adaptación de la antena al circuito integrado es correcta

*tchip ZZ =

40 – j·100 Ω ≈ (40.68 + j·110.82)* Ω

Una vez ya se tienen hechos todos los cálculos y se puede afirmar que con las medidas de la antena su adaptación en T-Match es correcta, se puede pasar al diseño en el ADS (Advanced Design System), para la creación y simulación de todos sus parámetros del dipolo completo. Empezaremos realizando un schematic del dipolo por mediante líneas de microstrips

Figura 6. 8 Schematic del dipolo con adaptación T-Match.

Como se puede observar en la Figura 6.8 creamos una pequeña dependencia de proporcionalidad para que modificando dos parámetros (L, Ltot) varíe todas las medidas del dipolo. Una vez realizado el schematic se generarán las pistas del circuito con el layout


83

Figura 6. 9 Layout del dipolo con adaptación en T-Match.

En la Figura 6.9 se puede observar el resultado final del layout, una vez aquí introduciremos todos los datos respectivos al substrato, metalización de las capas y edición de los puertos. Respecto a las características del substrato y la metalización de las capas resultarían iguales a las del dipolo sin la adaptación (Figura 6.4). En cuanto a los puertos, tendríamos que acceder al menú de Port Editor... (Figura 6.10), en el que tendríamos que ponerlos en modo diferencial y la polarización uno Normal y el otro en Reservado y obviamente uno haciendo referencia a otro. También nos surgió la posibilidad de poner directamente la impedancia del puerto (40-j·100Ω), pero al cabo de varias pruebas nos dimos cuenta que al poner los puertos en modo diferencial, al hacer la simulación no la realizaba de forma correcta, con lo que optamos por realizar la simulación con 50Ω y posteriormente realizar la red (al igual que en el dipolo simple) con un nuevo schematic para forzar la entrada a la impedancia deseada.

Figura 6. 10 Configuraicón de los puertos de entrada


84

Una vez todo correctamente configurado, se realizará la simulación con la impedancia de entrada aparentemente a 50Ω. En la que se podrá apreciar lógicamente que está totalmente desadaptada, ya que no se tiene como entrada la impedancia del chip.

Figura 6. 11 Grafica S11 y Carta de Smith de la antena.

Para poder realizar la simulación correctamente, se deberá crear un pequeño schematic en el que se forzará la entrada de la antena a la impedancia del chip, así sí que se estará simulando de forma completa la antena (Fig. 6.12).

Figura 6. 12 Schematic para forzar la entrada a la impedancia del chip (40-j·100Ω)


85

Figura 6. 13 Gráfica S11 i impedancia del dipolo con adaptación T-Match.

Este es el resultado obtenido tras adaptar el dipolo al chip de 40-j100Ω, en el que se observa que para la banda de frecuencias que se quiere abarcar está por debajo del mínimo (-9dB) necesario para tener una buena adaptación, en nuestro caso en el rango de frecuencias está por debajo de -45dB. La banda de frecuencias que comprende es de los 836MHz hasta los 920MHz (84MHz de ancho de banda) lo que significa que serviría tanto para la banda Europea (865MHz-868MHz) como para la Americana (902MHz-928MHz). Por otra parte se puede observar, tanto en la Carta de Smith8 como en la gráfica de la impedancia (Z11), como la antena está bien adaptada a la frecuencia resonante con una impedancia muy próxima a la conjugada del IC (Figura 6.13).

8 Carta de Smith: gráfica donde se muestra la impedancia de la antena, si la gráfica se concentra en la parte izquierda se trataría de un cortocircuito, en la derecha un circuito abierto y en el punto medio esta la impedancia de referencia a Zo.


86

Figura 6. 14 Gráfica de la ganancia, directividad y eficiencia de la antena con impedancia de entrada la

del chip RFID En la Figura 6.14, se puede observar por una parte la ganancia9 y la directividad10, las cuales no son iguales lo que significa que no toda la potencia radiada es entregada. Por lo tanto, tenemos un índice de pérdidas lo que conlleva a que su eficiencia11 sea del 84.91%

Figura 6. 15 Distribución de corriente del dipolo con adaptación T.Match

La distribución de corrientes, es mínima en las puntas de los brazos del dipolo, mientras que en el centro es el punto con mayor corriente (Figura 6.15).

9 La ganancia es la relación entre la potencia entregada y la densidad de potencia de una antena isotrópica (antena que radia igual en todas las direcciones) con la misma potencia. 10 La directividad es la relación entre la densidad potencia radiada y la densidad de potencia que radiaría con la misma potencia una antena isotrópica 11 La eficiencia es la relación entre la potencia radiada y la entregada.


87

Una vez asegurados que los parámetros y las simulaciones son correctas, se enviará un archivo de AutoCAD12 (extensión .dxf) al departamento técnico de la universidad para que puedan realizar la elaboración de la antena sobre la fibra de vidrio (Figura 6.16).

Figura 6. 16 Dipolo con adaptación T-Match fabricada sobre fibra de vidrio

12 AutoCAD es un programa de diseño asistido por ordenador para dibujo en 2D y 3D. Actualmente es desarrollado y comercializado por la empresa Autodesk.


88

6.2 Dipolo inductivo cargado capacitivamente para banda europea La siguiente antena que se diseñará, consistirá en un dipolo con adaptación T-Match pero esta vez le añadiremos una pequeña inducción en los brazos del dipolo (haciendo una especie de serpentina) y el final de estos los realizaremos en forma de condensador. Con estas nuevas formas lo que intentaremos es mejorar la longitud efectiva aunque para ello bajemos el rendimiento de la adaptación y el ancho de banda. A continuación, en la Figura 6.17 podremos observar las medidas finales más características utilizadas para el desarrollo y elaboración de la antena.

Figura 6. 17 Esquema con las medidas del dipolo con forma de inductor y capacitor.

Empezaremos realizando el schematic con las medidas y parámetros correspondientes:

Figura 6. 18 Esquema circuital del dipolo para la banda Europea

Para poder establecer estas medidas, hemos fijado unos parámetros (ancho de la línea, separación entre líneas...), para que a prueba de error poder fijar la antena a la frecuencia resonante deseada. Para facilitar esto, igual que en la anterior hemos creado


89

unas pequeñas relaciones de proporcionalidad para que modificando algunas variables consigamos la variación completa de la antena. Una vez realizado el schematic, se generará el layout en el que podremos ver las pistas del circuito como resultado final de la antena (Fig. 6.19).

Figura 6. 19 Layout del dipolo con forma de bobina y condensador.

El layout es donde introduciremos los datos referentes a metalización y edición de puertos del dipolo. En cuanto a estos datos serán exactamente iguales a los del dipolo anterior. Substrato de fibra de vidrio: Permitividad εr=4.7 altura hs=1.6 mm, tangente de perdidas tanδ =0.002, grosor metalización t=35 µm

Figura 6. 20 Propiedades del substrato y metalización de las capas.


90

Edición de puertos: 2 puertos en modo diferencial, el puerto 1 con polaridad Normal y el 2 con Reservado y los dos con una impedancia de 50Ω (Fig. 6.21).

Figura 6. 21 Propiedades de los puertos de entrada del dipolo.

Con todos los datos correctamente introducidos, mediante el momentum iremos realizando las respectivas simulaciones con la impedancia de entrada de 50Ω hasta conseguir sintonizar la antena a la frecuencia deseada. En esta simulación lógicamente no se podrá observar como la antena está adaptada, ya que no tenemos como entrada la impedancia del chip (Fig. 6.22).


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Figura 6. 22 Simulación con impedancia de entrada no correspondiente a la del chip RFID.

Para poder realizar la simulación correctamente, deberemos crear un pequeño schematic en el que forzaremos la entrada de la antena a la impedancia del chip (40-j100), así sí que se estará simulando de forma completa nuestra antena (Fig. 6.23).

Figura 6. 23 Schematic para forzar la entrada de la antena a 40-j·100Ω.


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Figura 6. 24 Gráfica S11, impedancia y Carta de Smith de la antena.

Este es el resultado de la simulación obtenido tras adaptar el dipolo al chip de 40-j100Ω, en el que se observa que para la banda de frecuencias europeas que se quiere abarcar está por debajo el mínimo (para buena adaptación, pérdidas de retorno13 <-9dB). La banda de frecuencias que comprende es de los 860MHz hasta los 885MHz (25MHz de ancho de banda) lo que significa que serviría únicamente para la banda Europea (865MHz-868MHz), la frecuencia nominal está centrada en 872.5MHz con unas pérdidas de retorno de -41.1dB. Por otra parte, tanto en la carta de Smith como en la gráfica de la impedancia (Z11), nos resalta como la antena está bien adaptada a la frecuencia resonante indicándonos la impedancia (39.45+j·100.44Ω), muy cercana a la conjugada del chip RFID (Fig. 6.24).

13 Pérdidas de retorno: Relación en dB entre la onda reflejada y la onda incidente


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Figura 6. 25 Gráficas con la directividad, ganancia y eficiencia de la antena.

En la Figura 6.25, se puede observar tanto la ganancia (0.365dB) y la directividad (2.115dB) como la eficiencia en función de θ (ángulo respecto de la antena), al comparar las dos primeras para θ =0 (máximo valor) se puede deducir que no toda la potencia radiada es entregada. Lo que conlleva a que su eficiencia sea del 66.83%, Si comparamos este resultado con el del dipolo simple, se puede observar que la eficiencia ha bajado debido a que al aumentar la longitud del hilo aumentan las perdidas óhmicas, pero lo que aumenta es la longitud efectiva, con lo cual debería aumentar la directividad ya que la distribución de corriente en el dipolo es más uniforme (Figura 6.26). Sin embargo la ganancia disminuye debido a que el mínimo aumento de directividad no compensa la disminución de eficiencia. Respecto a la distribución de corrientes como se puede ver en la Figura 6.26, la distribución es máxima en la parte superior de la red d adaptación y al principio de la parte inductora de la antena, mientras que es cero en la parte final (parte capacitiva), lo que en definitiva queda más equilibrado que no en el dipolo simple.

Figura 6. 26 Distribución de corriente del dipolo con parta de inductor y capacitor.


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En la Figura 6.27 se puede ver el diagrama de radiación tridimensional.

Figura 6. 27 Diagrama de radiación tridimensional simulado con el momentum del ADS.

Una vez asegurados que los parámetros y las simulaciones son correctas, se enviará un archivo de AutoCAD (extensión .dxf) al departamento técnico de la universidad para que puedan realizar la fabricación de la antena sobre la fibra de vidrio (Figura 6.28).

Figura 6. 28 Antena propia impresa sobre fibra de vidrio


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6.3 Dipolo inductivo cargado capacitivamente para banda americana. La próxima antena que diseñaremos, será una modificación de la anterior para que abarque el rango Americano, ya que al tener la forma de inductor y capacitador reducimos considerablemente el ancho de banda y no es posible alcanzar las dos bandas. Empezaremos creando el schematic (Figura 6.29) de la misma forma que en la banda Europea, pero reduciendo las dimensiones del inductor a 19.9 mm (Figura 6.30) para aumentar la frecuencia nominal.

Figura 6. 29 Schematic del dipolo inductor y capacitor para la banda Americana

Figura 6. 30 Esquema con las medidas más características de la antena

Una vez realizado el schematic con las dimensiones modificadas, se generará el layout en el que podremos ver las pistas del circuito como resultado final de la antena (Fig. 6.31).


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Figura 6. 31 Layout de la antena en ADS

Con el layout generado la configuración el substrato de vidrio y la metalización de las capas quedará de la siguiente manera:

Figura 6. 32 Características del substrato y metalización de las capas.


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El siguiente paso será editar los dos puertos del dipolo en modo diferencial a 50 Ω, uno con polaridad normal y el otro reservado. Una vez conformados todos estos datos se puede proseguir con la simulación (Fig. 6.33).

Figura 6. 33 Gráficas S11 y impedancia de la antena para una impedancia distinta a la del chip

En la primera simulación se puede observar, como está totalmente desadaptada debido a que tiene aparentemente como impedancia de entrada 50Ω y no la real del chip. Para forzar la entrada, necesitaremos crear un schematic (Figura 6.34) con un término que simule los 40-j·100Ω.

Figura 6. 34 Esquema circuital para forzar la entrada a la impedancia del chip RFID ( 40-j·100Ω).


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Se puede observar como en la banda de 900-928MHz (ancho de banda de 28MHz) está bien adaptada (por debajo de -9dB) y con una frecuencia nominal centrada en 915MHz con -24.9dB. También se puede distinguir la impedancia de 43.4+j·100Ω en la frecuencia nominal, que se asemeja bastante al conjugado del chip, con la que se obtendrá una transferencia de potencia máxima. Al igual que en la Carta de Smith se puede ver cómo está bien adaptada a la impedancia de referencia Zo (Fig. 6.35).

Figura 6. 35 Gráficas S11 e impedancia de la antena propia.

La distribución de corriente se concentra principalmente en el centro mientras que se va anulando conforme llega al final de los brazos del dipolo, comportando una distribución más uniforme (Fig. 6.36).

Figura 6. 36 Simulación de la distribución de corriente que sufriría la antena a 915MHz.


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Si generamos los gráfico de ganancia y directividad podremos observar cómo han aumentado significativamente respecto al dipolo europeo anterior, sobretodo la ganancia (0.654dB), lo que provoca que aumente la eficiencia considerablemente hasta el 71.24% (Fig. 6.37). Al igual que el anterior, comparándolo con el primer dipolo simple, al aumentar la longitud del hilo para realizar la forma del inductor y el condensador aumentamos las perdidas óhmicas, lo que provoca que disminuya la eficiencia.

Figura 6. 37 Gráficas de la ganacia, directividad y eficiencia del dipolo.

El diagrama de radiación tridimensional (Fig. 6.38) del dipolo visto horizontalmente nos muestra algunas sombras en las que no irradia y a su vez toda la zona que abarcaría con sus dos lóbulos.


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Figura 6. 38 Diagrama de radiación tridimensional de la antena propia.

Con todas las simulaciones verificadas, se puede generar el fichero de AutoCAD con el que se imprimirá sobre fibra de vidrio la antena. En la Figura 6.39 se puede ver el resultado final del dipolo impreso con el chip adherido.

Figura 6. 39 Antena fabricada con cobre sobre fibra de vidrio.


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6.4 Dipolo cuadrado con adaptación T-mach La siguiente antena que se diseñará, es un elemento simétrico con dos bases cuadradas en los extremos, para poder realizar esto se han fijado las medidas centrales y se ha ido variando el tamaño de los dos cuadrados. A prueba de error, se ha ido simulando las diferentes antenas, llegando a la conclusión que la más acertada para nuestra necesidad es una con 34 mm de lado del cuadrado (Fig. 6.40).

Figura 6. 40 Esquema con las medidas del dipolo cuadrado.

Teniendo claro el dimensionado de la antena, pasaremos a realizar el schematic con la forma deseada (Fig. 6.41).

Figura 6. 41 Schematic del dipolo cuadrado con ADS


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Ahora se generarán las pistas del circuito o layout, en la que podremos intuir el resultado final de la antena (Fig. 6.42).

Figura 6. 42 Pistas del circuito generadas con ADS.

En la pantalla del layout, en la pestaña de momentum configuraremos los dos puertos en modo diferencial, uno con polaridad normal y el otro reservado a 50Ω ambos (Fig. 6.43). Por otra parte, modificaremos las características de las capas, el substrato y la metalización (Fig. 6.44).

Figura 6. 43 Propiedades de los dos puertos de entrada.


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Figura 6. 44 Características de la metalización y substrato de las capas.

Con todos los datos introducidos correctamente, iniciaremos la simulación con aparentemente 50Ω de entrada, con un barrido adaptativo de 0.6 GHz hasta 1.2GHz (Fig. 6.45). Cabe de esperar que el resultado no esté adaptado pues se tendrá que forzar la impedancia de entrada a la del chip.

Figura 6. 45 Gráficas S11 e impedancia de la antena con impedancia entrada diferente a la del chip


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Para poder simular correctamente la antena, tenemos que hacer pasar el resultado por un pequeño esquema en el que forzaremos la entrada a 40-j·100Ω (Fig. 6.46).

Figura 6. 46 Schematic para forzar la impedancia entrada de la antena con ADS.

Figura 6. 47 Gráficas S11 e impedancia de la antena con entrada de 40-j·100Ω.

En la Figura 6.47 se puede observar es el resultado obtenido tras adaptar la antena al chip, en la que se puede ver que tanto para la banda de frecuencias Europea como Americana está bien adaptada (por debajo de -9dB). El ancho de banda conseguido es de 130MHz que va de los 840 MHz hasta los 970MHz, con una frecuencia nominal de 905MHz a -35.401 dB. En antedicha frecuencia se puede comprobar que la impedancia a la que está adaptada es la correcta (40.77 + j·100.796Ω), muy aproximada a la conjugada del chip lo que provocará una optima transmisión de potencia. Por otra parte, en la Carta de Smith vemos como en la banda que deseamos la impedancia está muy cerca de la impedancia de referencia.


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A continuación, visualizaremos las gráficas correspondientes a ganancia, directividad y eficiencia, para ello se tendrá que configurar el Radiation Pattern del momentum (Fig. 6.48).

Figura 6. 48 Configuración para simular las gráficas de ganancia, directividad y diagramas de radiación

Figura 6. 49 Gráfica de la ganancia, directividad y eficiencia de la antena propia.

En la Figura. 7.49 se puede ver como la eficiencia es bastante buena (del 86.038%), resultado de la relación entre la ganancia y la directividad en escala lineal mostradas en la gráfica superior.


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8603.0658.1

427.1 ===D

Gη

La eficiencia ha aumentado algo más respecto a las antenas diseñadas anteriormente debido a que la diferencia entre ganancia y directividad es menor, lo que conlleva que la potencia que se recibe respecto a la que se radia es mayor que en las anteriores.

Figura 6. 50 Distribución de corriente del dipolo cuadrado

Respecto a la distribución de corriente se concentra en el centro principalmente y se va anulando en los extremos tal y como se puede ver en la Figura 6.50. En la Fig. 6.51, tenemos el diagrama de radiación polar donde se muestra toda la zona donde irradiaría la antena.

Figura 6. 51 Diagrama de radiación polar de la antena.


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Una vez finalizadas todas las simulaciones de la antena y verificadas conforme sería correcta la aplicación de esta en un sistema de RFID para la banda Americana y Europea, crearemos un archivo con extensión de AutoCAD para poder imprimir el layout y fabricar la antena encima de substrato de vidrio (Fig. 6.52).

Figura 6. 52 Antena fabricada sobre substrato de fibra de vidrio


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6.5 Dipolo forma triangular con adaptación T-Match: El siguiente diseño estará compuesto por un dipolo con forma triangular en los extremos, esta última parte tendrá una dimensión de 34 mm de lado con una abertura de 70º, manteniendo intacta la parte central. Después de varias simulaciones llegamos a la conclusión que el dimensionado óptimo de la antena para la banda deseada es:

Figura 6. 53 Medidas de la antena triangular

Con estas dimensiones realizaremos el schematic o esquema del circuito (Fig. 6.54)

Figura 6. 54 Schematic de la antena elaborado con ADS.

Con el esquema circuital acabado se generará el layout, donde podremos ver las pistas del circuito tal y como quedarían impresas sobre la fibra de vidrio (Fig. 6.55)


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Figura 6. 55 Layout de la antena propia

Al igual que en las otras antenas, configuraremos la metalización de las capas y el substrato que las compone. Para ello iremos a la opción de Substrate / Create/Modify... del momentum (Fig. 6.56).

Figura 6. 56 Configuración del substrato y metalización de las capas.

A continuación, editaremos los dos puertos en modo diferencial, uno con polaridad normal y el otro en modo reservado y ambos asociados entre ellos. Una vez


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configurados todos estos parámetros pasaremos a la simulación de la antena con una impedancia aparentemente de entrada a 50Ω, para realizar la simulación se entrará en la opción Simulation del momentum donde se definirá el rango de frecuencias que se quiere simular (de 0.6 hasta 1.2GHz de forma adaptativa) y donde se desea guardar (Fig. 6.57).

Figura 6. 57 Características de la simulación.

Una vez seleccionado las frecuencias y el modo de simulación, dándole a Simulate se obtendrá:

Figura 6. 58 Gráficas S11 e impedancia simuladas con momentum.


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En estas tres gráficas superiores podremos comprobar que está totalmente desadaptado, ya que es la primera simulación con la impedancia incorrecta. Para poder simular de manera correcta la antena a la impedancia correspondiente necesitaremos hacerla pasar por el circuito de a continuación (Fig. 6.59)

Figura 6. 59 Esquema del circuito que provocarà que la entrada sea de 40-j·100Ω.

Mediante este circuito conseguimos simular la antena como si tuviese incorporado el chip de RFID.

Figura 6. 60 Gráficas S11 e impedancia de la antena simuladas con momentum.

En la Figura 6.60 se puede ver el resultado obtenido tras la simulación del dipolo con forma triangular, viendo la primera gráfica se observa como la antena está perfectamente adaptado a la banda que deseábamos, en concreto de los 843MHz hasta los 955MHz (ancho de banda de 112MHz) con una frecuencia nominal de 899MHz en la que hemos obtenido -22.704dB. Por otra parte vemos como a esta frecuencia la impedancia que obtenemos es de 45+j·100Ω, que se aproxima bastante a la conjugada del chip. Al igual que en la Carta de Smith donde se comprueba que tanto en la banda Americana (902-928MHz) y en la banda Europea (865-868MHz) la adaptación es buena.


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Figura 6. 61 Gráficas con la ganancia, directividad y eficiencia.

En la Figura 6.61 se puede ver como la eficiencia ha aumentado mínimamente respecto al dipolo con forma cuadrada esto es debido a que el aumento de la ganancia ha sido más considerable que el de la directividad provocando este crecimiento de la eficiencia llegando al 86.451%, aunque para esto hemos visto reducido en ancho de banda de la antena. Por otra parte se puede observar como la distribución de corriente, al igual que en todas las antenas diferenciales que hemos simulado hasta el momento, se concentra en el centro y va disminuyendo conforme se acerca a los extremos, generando una distribución bastante uniforme (Fig. 6.62).

Figura 6. 62 Distribución de corriente del dipolo triangular


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Figura 6. 63 Diagrama de radiación tridimensional de la antena

Una vez finalizadas todas las simulaciones para comprobar que la antena es correcta, pasaremos a la creación de esta sobre el substrato de fibra de vidrio tal y como se puede observar en la Figura 6.64.

Figura 6. 64 Antena de fabricada sobre fibra de vidrio.


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6.6 Parche simétrico Hasta el momento todas las antenas diseñadas eran variaciones de dipolos diferenciales en los que se le había aplicado una adaptación en T-Match con distintas formas, a continuación se elaborará un parche simétrico con un plano de masa separado a 8 mm que actuará como reflector. Esta vez para conseguir adaptar el parche a la frecuencia y a la impedancia deseada se han diseñado unos pequeños cortes u oberturas a los lados de cada puerto. Para poder diseñar esta antena se ha fijado unos parámetros como el espacio de las oberturas que es de 1mm y el ancho del parche a 35 mm, y se ha ido modificando el resto hasta conseguir que resonase a la frecuencia deseada y tuviese una buena adaptación en toda la banda, tanto Americana como Europea. En la Figura 6.65, tenemos un esquema con las medias más características de la antena.

Figura 6. 65 Medidas del parche.

En la Figura 6.66 tenemos la vista en alzado del parche, donde se pueden ver las medidas y la separación de la antena con el plano de masa.

Figura 6. 66 Vista del alzado del parche

Creamos el schematic en el que insertaremos todos los componentes que compondrán la antena y sus dimensiones, para que la poder diseñar la antena correctamente y de la forma más simplificada posible hemos creado unas dependencias en las medidas para que al modificar dos parámetros (AmpleMig y Ample) se modifique toda la estructura sin perder su forma original (Fig. 6.67).


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Figura 6. 67 Esquema circuital del parche simétrico.

Cuando ya hemos creado el schematic correctamente, generamos el layout donde se verán las pistas de circuito (Fig. 6.68).

Figura 6. 68 Layout de la antena generado con ADS.

Una vez generado el layout, sólo queda configurar los puertos, la metalización de las capas y su substrato. En cuanto a los puertos, en el caso de un parche se configurarán de manera Single y con impedancia de 50Ω para hacer posible la simulación de manera correcta, ya que si se hiciera con la impedancia del chip y luego no se forzase con el schematic el resultado sería incorrecto, esto es debido a que en el Port Editor del ADS no es seguro asignarle una impedancia concreta a los puertos ya que la simulación la realizaría de manera errónea (Fig. 6.69).


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Figura 6. 69 Propiedades de los puertos de entrada del parche.

Una vez editado los puertos, se configurará la metalización de las capas y el substrato de esta, en la que asignaremos el grosor del substrato (8 mm), la permitividad del substrato y sus pérdidas (εr≈4.7, tanδ=0.002) y se añadirá un plano de masa al final de la fibra de vidrio (Fig. 6.70).

Figura 6. 70 Características de la metalización y el substrato de las capas del parche.


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Con todos estos parámetros introducidos correctamente, se puede dar paso a una primera simulación con una impedancia de 50Ω (Fig. 6.71), la que lógicamente saldrá totalmente desadaptada pero es imprescindible para luego poder forzar la entrada del circuito a la impedancia correcta del chip RFID.

Figura 6. 71 Gráficas S11 e impedancia del parche con entrada distinta a la del chip RFID.

Con la simulación a 50Ω realizada, gracias al circuito de la Figura 6.72 donde creamos un término de entrada con impedancia de 40-j·100Ω, podremos realizar la simulación correcta.

Figura 6. 72 Esquema del circuito que forzará la entrada a la impedancia del chip.

En la Figura 6.73, se puede observar como el parche tiene dos picos importantes en los que resuena uno a 741.5 MHz y el otro a 864MHz con -24.303dB. Este último es el que nos interesaría porque es el que cae en la banda Europea (865-868MHz), las frecuencias que se consideraría una correcta adaptación para la lectura de esta antena serían de los 846.5MHz hasta los 878MHz, dejando un ancho de banda bastante reducido, respecto a


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las antenas anteriores, de 31.5MHz. Por otra parte si se observa la Carta de Smith se puede apreciar como el parche está bien adaptado para la franja en la que trabajamos.

Figura 6. 73 Gráfica S11 y impedancia del parche simuladas con momentum

Cuando se simula la directividad y la ganancia se puede apreciar que han aumentado significativamente respecto a las anteriores antenas, prácticamente el doble con una ganancia de 3.111dB y una directividad de 4.768 dB, pero la diferencia entre estas es mayor lo que provoca una disminución clara de la eficiencia (68.283%). Esto era de esperar, ya que un parche de estas dimensiones tiene muchas más pérdidas óhmicas que cualquier antena diferencial que hemos diseñado hasta el momento (Fig. 6.74).


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Figura 6. 74 Gráficas de la ganacia, directividad y eficiencia simuladas con momentum

En la Figura 6.75 se puede ver la distribución de corrientes, como se anula en la mayor parte del parche y se concentra en las partes más débiles de este. También se observa como en el diagrama de radiación (Fig. 6.76), la antena radia en una sola dirección debido al plano de masa que la limita, pero de esta forma conseguimos una mayor directividad.

Figura 6. 75 Distribución de corriente del parche.


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Figura 6. 76 Diagrama de radiación tridimensional del parche

Una vez obtenidos todos lo resultado del parche y verificados que sean correcto, se enviará la antena en un archivo de AutoCAD para que se imprima sobre fibra de vidrio obteniendo como resultado:

Figura 6. 77 Diferentes vistas del parche impreso sobre fibra de vidrio.


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6.7 Parche diferencial λ/4 El último tag que se diseñará en este proyecto, es un parche diferencial asimétrico con plano de tierra separado a 1.6mm, esto se conseguirá debido a que se hará medio parche (sólo una banda en el caso de uno simétrico) que se cortocircuitará por el extremos exterior a tierra con dos resistencias mediante un vía, con las cuales según su valor se podrá aumentar o disminuir el ancho de banda, y en el otro extremo se diseñará una línea de transmisión de λ/4 creando así un cortocircuito virtual en el centro de las entradas (Figura 6.78.). Con esto, lo que se pretende conseguir principalmente es el mismo efecto de un parche pero reduciendo las dimensiones a prácticamente la mitad, factor que para según qué aplicación es de agradecer.

Figura 6. 78 Esquema del parche con dimensiones definitivas.

Al igual que con el otro parche, a cada los lados del puerto de entrada se han realizado dos cortes o oberturas para conseguir adaptar este a la frecuencia e impedancia deseadas. Se tiene que tener en cuenta que al introducir un vía y dos resistencias para optimizar el ancho de banda también se está insertando parásitos que pueden provocar efectos no deseados (como el desplazamiento de la frecuencia) en el resultado final del parche. Para evitar y tener en cuenta este problema, a la hora de forzar la entrada a la impedancia del chip (40-j·100Ω) en la red de adaptación se añadirá el vía y la resistencias correspondientes para conseguir así una simulación lo más real posible. Destacar también, que al igual que en todas las antenas diseñadas en este proyecto se han realizado equivalencias de proporcionalidad para poder mantener la forma original de la antena al modificar las variables que lo conforman, de entre las cuales se han fijado algunas y otras se han ido modificando hasta conseguir el resultado deseado. Se crea el schematic o esquema circuital de la antena introduciendo todas dimensiones correspondientes (Figura 6.79).


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Figura 6. 79 Schematic de la antena con ADS

Una vez creado el esquema circuital, se generará el layout dejando ver así las pistas del circuito y a su vez el resultado final de la antena (Figura 6.80).

Figura 6. 80 Layout de la antena generado con ADS

Con el layout ya formado, se configurará tanto la metalización de las capas y su substrato como los puertos. En cuanto a los puertos, se establecerán del tipo Internal y con impedancia de 50Ω (Fig. 6.81).


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Figura 6. 81 Propiedades de los puertos del parche

Una vez editado los puertos, se configurará la metalización de las capas y el substrato de esta, en la que asignaremos: el grosor del substrato (1.6 mm) que será la separación del parche con el plano de masa, la permitividad del substrato y sus pérdidas (εr≈4.7, tanδ=0.002) (Figura 6.82).

Figura 6. 82 Características del substrato y capas.


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Con todos estos parámetros introducidos correctamente, se puede dar paso a una primera simulación con una impedancia de entrada de 50Ω (Fig. 6.84), la que lógicamente saldrá totalmente desadaptada pero es imprescindible para luego poder forzar la entrada del circuito a la impedancia correcta del IC RFID. Esta simulación, se hará de forma adaptativa de los 600 hasta los 1200MHz (Figura 6.83) mediante la aplicación momentum del ADS.

Figura 6. 83 Parámetros de simulación introducidos en momentum

Figura 6. 84 Simulación con momentum a 50Ω


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Con la simulación a 50Ω realizada, gracias al circuito de la Figura 6.85 se podrá realizar una simulación bastante cercana a la que se obtendría de la medida real de la antena, ya que tenemos en cuenta los parásitos (elementos externos) que pueden afectar de manera negativa al resultado que se desea obtener. En este circuito se crea un término de entrada con impedancia de 40-j·100Ω para forzar esta y se introduce el vía con las dos resistencias en paralelo de 1.8Ω (impedancias que se insertarán una vez fabricada) que cortocircuitarán con el plano de masa, corrigiendo así el efecto que se ha comentado anteriormente.

Figura 6. 85 Circuito para simular el parche a la impedancia correcta.

En la Figura 6.86 se puede observar como el parche en toda la frecuencia deseada está bien adaptado (perdidas de retorno <-9dB), provocando así un ancho de banda de 59.7MHz que va de los 860.6MHz hasta los 920.3 englobando de esta manera tanto la banda Europea como Americana. La frecuencia nominal de resonancia es de 891.6MHz alcanzando los -28.2dB. Por otra parte, también se puede comprobar cómo la impedancia a esa frecuencia es muy próxima a la conjugada del circuito integrado de RFID (38.25 + j·102.5Ω) consiguiendo de esta manera una mayor transmisión de potencia. En la Carta de Smith se puede ver como en toda la banda deseada la adaptación es buena.


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Figura 6. 86 Simulación con impedancia de entrada 40-j·100Ω

En la Figura 6.87, se puede ver la gráfica con la directividad (5.88dB), ya que la ganancia y eficiencia no es posible simularlas correctamente ya que con el momentum al no pasar por la red de adaptación no sé contempla las resistencias ni el vía y esto provoca que este muy desadaptada. Por este motivo sólo se simula la directivdad ya que no depende ni de la adaptación y la impedancia o coeficiente de adaptación

Figura 6. 87 Gráfica con la directividad del parche


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En cuanto a la distribución de corrientes, se puede observar como es máxima en el puerto de entrada del parche y prácticamente nula en el resto, incluyendo la línea de transmisión de λ/4 (Figura 6.88).

Figura 6. 88 Distribución de corriente del parche con momentum

Por otra parte, al simular el diagrama de radiación se puede observar como el lóbulo de radiación únicamente aparece en la parte opuesta al plano de masa, efecto lógico ya que este actúa como reflector del parche impidiendo la radiación por ambos lados (Figura 6.89)

Figura 6. 89 Diagrama de radiación tridimensional del parche.


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Una vez obtenidos todos lo resultado del parche y verificados que sean correcto, se enviará la antena en un archivo de AutoCAD (extensión .dxf) para que sea posible la fabricación del tag sobre fibra de vidrio. Con la antena fabricada sólo faltará insertar las resistencias (cortocircuitando con el plano de masa) y el chip RFID para completar la antena (Figura 6.90).

Figura 6. 90 Parche fabricado sobre fibra de vidrio


129

6.8 Resumen de las antenas diseñadas Una vez todas las antenas diseñadas y simuladas, se procede a la fabricación de estas sobre fibra de vidrio. Con estas ya impresas, se procede a la inserción de chips RFID (Impinj) en cada una de ellas para poder comprobar que el resultado ha sido correcto, intentando leerlas con el reader y calculando que rango de lectura se ha conseguido.

Figura 6. 91 Lector FEIG ISC.LRU 1000 y antena MAXRAD MP9026CPRXFPT

En la Tabla 6.1 de a continuación, se puede observar un resumen de las características principales de los tags diseñados.

Tag Rango de Frq (MHz) / BW (MHz) /

Pérd. Retorno (dB)

G (dB) / D (dB) / η

Dimensiones (mm)

Rango de lectura

(m)

836-920 / 84 / -45

1.6 / 2.32 /

84.91%

138x3.5

3.2

860-885 / 25 / -41.1

0.37 / 2.12 /

66.84%

65x23.5

1

900-928 / 28 / -24.9

0.65 / 2.13 /

71.24%

65x21.9

2

840-970 / 130 / -35.4

1.54 / 2.2 /

86.03%

101x34

1

843-955 / 112 /-22.7

1.56 / 2.2 /

86.45%

101x40

2.6

846.5-878 / 31.5 /

-24.3

3.11 / 4.77 /

68.28%

151.7x35x8

5


130

860.6-920.3 / 59.7 /

-28.2

D = 5.88

54x18.4x1.6

0

Tabla 6. 1 Cuadro resumen de las antenas diseñadas Sería interesante destacar que el rango de lectura es algo inferior o incluso nulo en alguna ocasión, ya que como se verá en el apartado 7 algunas de las antenas salieron desplazadas a una frecuencia inferior lo provoca que la distancia disminuya. Algunas una vez ya fabricadas, se retocaron (por norma recortando los extremos, para aumentar la frecuencia) para conseguir centrarlas y así un mayor rango de lectura.


131

7. Medidas

7. 1 Medidas con Caracterización de dispositivos diferenciales con VNA Para poder llevar este tipo de medida, como se vio en el apartado 5.3.1 consta de dos pasos, el primero en el que el puerto 1 del VNA se conecta mediante un condensador del tipo DielectricLabs modelo C06 [Véase Anexo D] a las dos entradas diferenciales para lo que es necesario añadirle a todas las antenas una pequeña línea de transmisión, y el segundo paso en el que el puerto 1 del VNA se conecta a una entrada diferencial, mientras la segunda se AC cortocircuita a tierra, para lo que se necesitará una base al lado de la línea para poder realizar esto (Figura 7.1).

Figura 7. 1 Esquema de un tag con líneas añadidas para medida de dispositivos diferenciales

Una vez añadido, todas las partes adicionales a los tags, se necesitará un kit de calibración para el VNA ignorando la línea de transmisión que se le ha añadido para la medida (Figura 7.2). Pero cómo es posible que la línea y los conectores SMA14 no sean siempre iguales, se verá como en alguna ocasión se corregirá la fase indicándole únicamente el retraso eléctrico que podría provocar esta línea de 50Ω.

14 Conector SMA: siglas de SubMiniature versión A es un conector roscado para cable coaxial utilizado principalmente en microondas, con una impedancia característica de 50 Ω


132

Figura 7. 2 Kit de calibraicón calibrar el VNA despreciando la línea de transmisión (Open, Shorted,

Load)

Con todo preparado, lo único que será necesario es crear una aplicación con el Matlab en la que se generen las gráficas parámetros S automáticamente mediante los cálculos correspondientes del apartado 5.3.1. [Véase Anexo E y F] Sería interesante destacar que todas las mediciones se realizarán con un analizador de campo de Agilent Technologies modelo E5062A con un rango de operación de 300kHz hasta los 3GHz (Figura 7.3).

Figura 7. 3 Analizador de campo Agilent con caja de calibración OSL encima.


133

7.1.1 Medida dipolo adaptación T-Match Para realizar la caracterización del dipolo se necesitará insertar la línea de transmissión y las dos bases que irán unidas al plano de masa mediante vías (Figura 7.4).

Figura 7. 4 Dipolo preparado para medida

Con estos elementos introducidos en el tag, realizaremos los dos pasos necesarios para obtener los parámetros S’11 y S’’11 con los cuales se obtendrá la admitancia de entrada diferencial como se vió en el apartado 5.3.1, todos estos cálculos se realizarán como se ha comentado anteriormente, automáticamente con una aplicación realizada con Matlab en la que se generarán las gráficas correspondientes [Véase Anexo F]. Tras realizar várias mediciones (con condensador de 47pF, con OSL, con delay...) , se he llegado a la conclusión que la medida más óptima (mejor adaptada y más aproximada a la simulación) es la que se tenien en cuenta el retraso de 370 ps que aporta a la antena la línea de transmisión añadida (cálculado anteriormente mediante la Carta Smith cortocircuitando el extremos de la línea). A continuación se puede observar el resultado de antedicha medida, donde ser aprecia como en la banda deseada la antena está bien adaptada, aunque se ha desplazado en frecuancia unos 20MHz menor (Figura 7.5).

500 600 700 800 900 1000 1100-14

-12

-10

-8

-6

-4

-2

0

X: 750.3Y: -9.036

X: 900.2Y: -10.15

S11

f(MHz)

Ret

urn

Loss

(dB

)

Figura 7. 5 Pérdidas de retorno del dipolo


134

Por otra parte, en la Figura 7.6 se puede observar como la impedancia también ha variado respecto a la simulación, alcanzando el valor de 59.9+j·100Ω.

740 760 780 800 820 840 860 880 900 920

0

50

100

150

200

X: 877.7Y: 102.8

f(MHz)

Impe

danc

ia (

Ohm

ios)

S11

X: 877.7Y: 59.98

Real

Imag

Figura 7. 6 Impedancia de la antena

Para apreciar mejor las diferencias entre la simulación y la medida real, superpondremos ambas gráficas en el ADS, para ello se ha creado una aplicación con Matlab que permite exportar los datos de frecuencia y parámetros S11 a un fichero con extensión .tch [Véase Anexo G]. Después se creará un schematic donde se insertará este fichero y se podrán generar las gráficas deseadas en ADS, obteniendo así una clara visión de la simulación y la medida superpuestas en un mismo gráfico para poder comparar ambas con mayor facilidad y precisión (Figura 7.7).


135

Figura 7. 7 Gráfica S11 y Carta de Smith de la simulación y medida real.

Como se puede observar en la Figura 7.7 está más desadaptada y desplazada que la simulación, efecto que era de esperar ya que con este tipo de caracterización se insertan demasiados parásitos (elementos externos) que pueden perjudicar las características de la antena. Aunque de todas formas, está lo suficiente bién adaptada como para conseguir un rango de lectura de 3.2m. A continuación, se volverá a simular el dipolo, pero insertando los elementos externos que se han añadido para realizar la medida (línea de transmisión, bases, plano de masa, soldaduras, condensadores...) en los dos modos (común y diferencial), con esto lo que se pretende demostrar es que la introducción de todos estos componentes pueden perjudicar a la hora de caracterizar la antena. Para asegurarnos que está simulación sea correcta antes realizaremos la simulación de una red en π con los dos pasos (modo común y diferencial), la cual será sencilla de comprovar (Figura 7.8).

Figura 7. 8 Red en π

Sabiendo que:

21d

c

VVV += (7.1)

21d

c

VVV −= (7.2)


136

Siendo Vc y Vd las tensiones en modo común y diferencial respectivamente. Modo Común:

Figura 7. 9 Red π en modo común

Deduciendo que:

2ZZinc = (7.3)

Modo Diferencial:

Figura 7. 10 Red π en modo diferencial

Donde Zd será el doble de la resistencia equivalente de las impedancias que están en paralelo:

12

212

ZZ

Zd

+= (7.4)

A continuación simularemos con ADS, una red π con las tres impedancias del mismo valor (100Ω) y dos condensadores de (47 pF) (Figura 7.11).


137

Figura 7. 11 Esquema de la red π en modo común y diferencial.

Al simular el esquema obtenemos la lista con las frecuencias y sus impedancias diferenciales (Zd) correspondientes (Tabla 7.1):

Tabla 7. 1 Listado con las frecuencias y impedancias diferenciales

Como se puede observar, en la Tabla 7.1 obtenida con la simulación de ADS, la impedancia ronda sobre los 66.67Ω aproximadamente. Este resultado se puede comprovar utilizando (7.4):


138

Ω===+

=+

= 6.663

200

100

32

100

2

100

12

212

12

)

ZZ

Zd

Con esta comprobación, se puede afirmar que la simulación de la caracterización del tag (modo común y diferencial), se realizará correctamente. Una vez se tiene claro esto, se puede pasar a simular el tag en los dos modos con los elementos externos (parásitos) que se añadieron para poder realizar la caracterización de sistemas diferenciales (Figura 7.12).

Figura 7. 12 Esquema para la simulación del tag real.

Como se puede observar en la figura anterior, a la configuración del método de caracterización se le ha añadido los condensadores C17 de 47pF, los cuales són muy parecidos a los C06 que se utilizan en realidad, que se encargarán de conectar las entradas diferenciales con el puerto de 50Ω (puerto del VNA) en el modo común y en el modo diferencial conectarán una entrada diferencial con el puerto y la otra conrtocircuitada con el plano de tierra. También se le ha añadido una pequeña línea de transmisión delante de cada puerto, del mismo ancho (2.9mm) y de 1mm de largo ya que la línea tampoco tendría que ser igual. Para simular las soldaduras realizadas en la medida, se han añadido dos condensadores uno de 0.2 pF y el otro de 0.1pF. Y para finalizar se ha añadido un vía que es el que une el plano de masa con el condensador que cortocircuita la entrada en el modo diferencial. Con todos estos elementos introducidos schematic, se simula obteniendo:


139

Figura 7. 13 Simulación con elementos añadidos para la caracterización

Se puede observar como en la Figura 7.13 la adaptación se parece más a la obtenida por el método de caracterización utilizado, para comparar con más detalle las gráficas obtenidas de la simulación (con los elementos parásitos, para simular la caracterización) y las de la medida en la Figura 7.14 se superponen.

Figura 7. 14 Gráficas S11 superpuestas

Si se observa la Figura 7.14 se puede deducir que el sistema utilizado para caracterizar las antenas diferenciales, al tener la necesidad de integrar otros elementos agenos al tag se crean demasiados parásitos los cuales provocan la desadaptación de esta. Este método una de las ventajas que tiene es que se pueden caracterizar dispositivos no simétricos lo que nos lleva a necesitarlo para medir uno de los parches. Debido a la gran diferencia entre la simulación de la antena y la medición (Figura 7.7), se utilizará también otro sistema de medida basado en la teoría de las imágenes explicada anteriormente en el apartado 5.3.2


140

7.1.2 Medida dipolo inductivo cargado

capacitivamente para banda europea

En este apartado se aplicará el método de caracterización para dispostivos diferenciales al dipolo inductivo cargado capacitivamente para la banda europea. Para ello, al igual que en el dipolo, será necesario insertar una línea de transimisión y dos bases que irán unidas al plano de masa mediante vías (Figura 7.15).

Figura 7. 15 Tag con línea de transmisión y bases conectadas a GND mediante vías

Con estos elementos introducidos en el tag, se realizará los dos pasos necesarios para obtener los parámetros S’11 y S’’11 con los cuales se obtendrá la admitancia de entreda diferencial como se vió en el apartado 5.3.1, todos estos cálculos se realizarán automáticamente con la aplicación realizada con Matlab. Tras realizar várias mediciones, se ha llegado a la conclusión que la medida más óptima es es la que se tenien en cuenta el retraso de 370 ps que aporta la línea de transmisión añadida [Véase Anexo F]., en cambio de la calibración con OSL para despreciar la línea. A continuación se puede observar el resultado de antedicha medida (Figura 7.16).


141

Figura 7. 16 Pérdidas de retorno e impendacia del la antena.

Como se puede ver en la Figura7.16, la medida ha salido bastante desplazada y a su vez en la banda deseada (EU: 865-868MHz) se ha desadaptado considerablemente. Por otra parte, vemos que la impedancia que debería tener resuena en frecuencias por debajo de 800MHz. Esto es debido a que se ha insertado elementos externos al tag para realizar la medida y provoca este desplazamiento (como se demostró en el apartado 7.1.1)


142

7.1.3 Medida dipolo cuadrado con adaptación T-Match En este apartado se medirá el dipolo cuadrado con adaptación T-Match, para ello igual que en los tags anteriores se necesitará configurar de la siguiente manera:

Figura 7. 17 Configuración del tag para la medida.

Con estos elementos introducidos en el tag, se realizará la medida y mediante la aplicación realizada con Matlab se generarán automáticamente las gráficas deseadas. En este caso a diferencia de los otros, tras realizar várias mediciones, se ha llegado a la conclusión que la medida más óptima es es la que se utiliza el kit de calibración con OSL con el que se desprecia la línea de transimisión (Figura 7.2). En las siguientes figuras se puede observar el resultado obtenido tras la caracterización del tag y la ejecución de la aplicación del Matlab [Véase Anexo E]:

Figura 7. 18 Pérdidas de retorno con 50Ω


143

Figura 7. 19 Impedancia del tag con la caracterízación

Figura 7. 20 Pérdidas de retorno con impedancia de 40-j·100Ω

En Figura 7.18 se puede observar la medida de la antena con una impedancia de 50Ω la cual esta bien adaptada aunque no es a la impedancia de entrada del IC, por otra parte se puede ver en la Figura 7.19 y 7.20 la impedancia del tag y las pérdidas de retorno de este respectivamente, estas estan desplazadas a una frecuencia superior efecto que es provocado por los elementos introducidos en la caracterización de la antena.


144

7.1.4 Medida dipolo forma triangular con adaptación

T-Match En este apartado se medirán los parámetros del tag con forma triangular adaptado con la técnica T-Match. A este se le a añadido una línea de transmisión y un plano de masa para poder realizar correctamente la caracterización como se puede observar en la Figura 7.21

Figura 7. 21 Tag preparado para el sistema de caracterización utilizado

Con los elementos del sistema que se utiliza insetados en el tag, se realizará los dos pasos necesarios para obtener los parámetros S’11 y S’’11 con los cuales se obtendrá la admitancia de entreda diferencial como se vió en el apartado 5.3.1, todos estos cálculos se realizarán automáticamente con la aplicación realizada con Matlab Al igual que en el dipolo con forma cuadrada, tras realizar várias mediciones, se ha llegado a la conclusión que la medida más óptima es es la que se utiliza el kit de calibración con OSL con el que se desprecia la línea de transimisión. En las siguientes figuras se puede observar el resultado obtenido tras la caracterización del tag con el VNA y la ejecución de la aplicación creada con Matlab encargada realizar los cálculos y generar las gráficas correspondientes a los parámetros S [Véase Anexo E]:


145

850 900 950 1000 1050 1100 1150 1200

-9

-8

-7

-6

-5

-4

-3

-2

-1

X: 975Y: -4.007 X: 1083

Y: -4.239

X: 1029Y: -9.229

freq (MHz)

Pér

dida

s de

ret

orno

(dB

)

S11

Figura 7. 22 Pérdidas de retorno obtenidas con la medida del tag triangular

1000 1050 1100 1150 1200 1250 1300

-20

0

20

40

60

80

100

120

140

160

180

X: 1029Y: 95.04

S11

Impe

danc

ia (

Ohm

ios)

freq (MHz)

X: 1029Y: 19.85

Real

Imag

Figura 7. 23 Impedancia del tag triangular

En la Figura 7.22, se puede observar la gráfica S11 donde se muestra como el tag se ha desplazado a 1029MHz como frecuencial nominal, desadaptandose en la banda que se deseaba. Por otra parta, en la Figura 7.23 se puede ver como en esa frecuencia la impedancia es algo aproximada a la conjugada del chip (40-j·100Ω), con lo que se puede llegar a la conclusión que en esa frecuencia estaría bien adaptada. Esto es debido al efecto que provoca los elementos que se han añadido el cual se ha comentado y demostrado en el apartado 7.1.4. Aparte, de la demostración este tag al insertarse el IC se pudo leer con el reader a una distancia de 3.2m lo que vuelve a demostrar que al añadir los elementos parásitos para la medida lo que se provoca es un desplazamiento frecuencial en esta.


146

7.1.5 Medida parche diferencial λ/4 El último tag, que se medirá con este método de caracterización es el parche diferencial λ/4, por otra parte destacar que el parche simétrico que se diseño en el apartado 6.6 no se ha podido medir con este método debido a su forma, la cual impedía la inserción de la línea de transmisión y los elementos necesarios para realizar la medida. Como se puede observar en la Figura 7.24 también se han insertado estos antedichos elementos externos para hacer posible la medida, en este caso por su configuración sólo se ha insertado una base que está conectada a masa mediante vías:

Figura 7. 24 Tag configurado para ser medido con el sistema de caracterización de dispositivos

diferenciales mediante un VNA.

Con los elementos del sistema que se utiliza insetados en el tag, se realizará los dos pasos necesarios para obtener los parámetros S’11 y S’’11 con los cuales se obtendrá la admitancia de entreda diferencial como se vió en el apartado 5.3.1, todos estos cálculos se realizarán automáticamente con la aplicación realizada con Matlab, en este tag se insertarán DC Blocks C06 en cambio de los condensadores C06 normales ya que esto insertan muchas menos pérdidas (hasta los 30GHz <-0.9) [Véase Anexo H], Tras realizar várias mediciones (cambiando la resistencias del extremo del parche (1Ω y 1.8Ω), corrigiendo el retraso de la línea y despreciandola con el kit de calibración OSL), se ha llegado a la conclusión que la medida más óptima es es la que se utilizan dos resistencia en paralelo de 1.8Ω y se corrige el retraso de 362.5 ps provocado por la línea de transimisión. En las siguientes figuras se puede observar el resultado obtenido tras la caracterización del tag con el VNA y la ejecución de la aplicación creada con Matlab encargada realizar los cálculos y generar las gráficas correspondientes a los parámetros S


147

150 200 250 300 350 400 450 500 550

-9

-8

-7

-6

-5

-4

-3

-2

-1

0

X: 330.4Y: -9.304

freq (MHz)

Pér

dida

s de

ret

orno

(dB

)

S11

Figura 7. 25 Pérdidas de retorno obtenidas de la medida del parche diferencial

260 280 300 320 340 360 380

20

40

60

80

100

120

140

160

X: 330.4Y: 87.08

X: 330.4Y: 78.88

freq (MHz)

Impe

danc

ia (

Ohm

ios)

S11

Real

Imag

Figura 7. 26 Impedancia del parche a la frecuencia nominal

En la Figura 7.25, se puede observar la gráfica S11 donde se muestra como el tag se ha desplazado a 330.4MHz como frecuencial nominal, desadaptandose en la banda que se deseaba. Por otra parta, en la Figura 7.26 se puede ver como en esa frecuencia la impedancia (78.9+j·87Ω)es muy distinta a la conjugada del chip (40-j·100Ω), con lo que se puede llegar a la conclusión que se ha desadaptado y desplazado frecuencialmente. Esto aparte de ser debido al efecto que provoca los elementos que se han añadido el cual se ha comentado y demostrado en el apartado 7.1.4, también se debe que el efecto de insertar las dos resistencias de 1.8Ω es muy crítico pudiendo desplazar y desadaptar el tag de esa manera. Debido a esta desadaptación este no pudo ser leído.


148

7.2 Medidas basadas en la Teoría de las imágenes

En este apartado se llevará a cabo otro tipo de medida que se basa en la teoría de imágenes, como se vio en el apartado 5.3.2, este nuevo sistema surge de la necesidad de medir los parámetros de las antenas sin insertar elementos externos a estas como se hacía en el método anterior, provocando el efecto no deseado que se ha comentado en anteriores veces. La desventaja de este tipo de medida es que sólo se podrá aplicar en antenas simétricas, lo que excluya a una de las diseñadas en este proyecto, concretamente al parche diferencial λ/4. Para conseguir realizar este tipo de medida de forma correcta, se tendrán que cortar todas las antenas por su eje de simetría y posteriormente soldarlas verticalmente a un plano de masa en el cual irá insertado un conector SMA (Figura 7.27).

Figura 7. 27 Esquema general que seguirá la medida basándose en la Teoría de imágenes

Con este tipo de medida, basándose en que gracias a la teoría de imágenes aparecerá una antena imagen o imagen especular del tag en substitución del plano de masa. Esta se sitúa por debajo del plano de tierra a la misma distancia a la que se encuentra la antena real. Por este motivo los tags se soldarán verticalmente, ya que así el tag y su imagen estarán en fase. Provocando así que la carga eléctrica imaginaria sea igual pero de signo contrario, la corriente vaya en el mismo sentido y la impedancia de entrada del tag cortado sea la mitad que la del tag completo que se crea. Para realizar los cálculos de este sistema de caracterización se ha creado una aplicación con el Matlab, la cual automáticamente hará los cálculos y generará la gráfica S11 indicando así las pérdidas de retorno [Véase Anexo I]


149

7.2.1 Medida dipolo adaptación T-Match La primera antena que se medirá con este sistema es el dipolo con adaptación T-Match, para ello este se ha cortado por su eje de simetría y se ha soldado al conector SMA (Figura 7.28) para posteriormente insertar ambos en el plano de masa (Figura 7.29).

Figura 7. 28 Dipolo cortado (monopolo) y soldado al SMA

Figura 7. 29 Dipolo cortado con plano de masa

Con el dipolo cortado insertado en el plano de masa, se puede ejecutar la aplicación de Matlab para que genere la gráfia S11 con las pérdidas de retorno. Destacar también que como se puede observar en la Figura 7.29 que una pequeña separación entre el tag y el plano de masa, cosa que podría perfudicar la medida, esto se intentará resolver añadiendo una cantidad de papel de aluminio (haciendo de GND) para aumentar el plano de tierra que se tiene.


150

Figura 7. 30 Gráfica S11 obtenida con sistema de medida basada en teoría de imágenes

En la Figura 7.30 se puede observar el resultado obtenido del sistema de caracterización de la antena mediante la teoría de imágenes, en este se observa como en la banda de 850 hasta 895.5MHz (con un ancho de banda de 45.5MHz) está bien adaptado y con una frecuencia nominal de 871MHz donde las pérdidas de retono son de -11.66dB. Si comparamos este resultado con los obtenidos en el apartado 7.1.1 (concretamente con la Figura 7.5) se puede observar como este sistema al no tener que aplicar elementos parásitos que puedan perjudiar, tiene un resultado bastante mejorado. Aunque este dipolo tendría que abarcar ambas bandas de frecuencias como se obtuvo en la simulación con ADS (Figura 7.31)

Figura 7. 31 Simulación pérdidas de retorno en ADS


151

Para conseguir que el dipolo abarque las dos frecuencias se necesitará desplazar este a mayor frecuencia lo que se logrará reduciendo la longitud de este (λ).

λc

f =

Se reduce 1 mm aproximadamente el dipolo obteniendo:

Figura 7. 32 Gráfica S11 con dipolo recortado 1mm

Como se puede observar en la Figura 7.32 se ha conseguido desplazar a mayor frecuencia el tag obteniendo como frecuencia nominal 892MHz y un ancho de banda aproximadamente de 49MHz que van de los 864 hasta 913MHz, logrando una buena adaptación en tanto la banda Europera como la Americana. También se realiza la prueba quitando el plano de masa e improvisando uno con papel de aluminio con el cual se obtienen los mismos resultados, concluyendo que el tamaño del plano de masa no influia demasiado o que era suficientemente grande el utilizado.


152

7.2.2 Medida dipolo inductivo cargado

capacitivamente para banda europea

En este apartado se aplicará el sistema de medida basado en la teoría de las imágenes al dipolo inductivo cargado capacitivamente para la banda europea. Para ello, al igual que en apartado anterior, se necesitará cortar el tag por su eje de simetría, para posteriormente soldarlo a un conector SMA y añadir un plano de masa obteniendo como resultado:

Figura 7. 33 Dipolo inductivo cargado capacitivamente cortado con plano de masa

Con el tag cortado e insertado en el plano de masa, se puede ejecutar la aplicación de Matlab para que genere la gráfia S11 con las pérdidas de retorno (Figura 7.34).

Figura 7. 34 Gráfica S11 de dipolo inductivo cargado capacitivamente


153

Como se puede observar en la Figura 7.34, el tag ha salido bien adaptado para la banda de frecuencia de 837.5-958.5MHz con una frecuencia nominal de 984MHz (-15.94dB), lo que quiere decir que se ha desplazado a frecuencias mayores ya que este estába diseñado para la banda Europea (Figura 7.35).

Figura 7. 35 Simulación con ADS de las pérdidas de retorno del dipolo inductivo cargado

capacitivamente para la banda Europea Este desplazamiento se intentará corregir añadiendo papel de aluminio para crear un plano de masa mayor obteniendo como resultado:

Figura 7. 36 Pérdidas de retorno con plano de masa mayor

Como se puede observar en la Figura 7.36 se ha conseguido desplazar aproximadamente 4MHz hacia la banda Europea aunque todo y esto no estaría dentro de antedicho rango.


154

7.2.3 Medida dipolo cuadrado con adaptación T-Match

En este apartado se medirá el tag con forma cuadrada que comprendía las dos bandas de frecuencia (Europea y Americana), para ello se necesitará cortar el tag por su eje de simetría y soldando los puertos a un conector SMA, todo esto se insertará a un plano de masa perpendicularmente obteniendo como resultado la Figura 7.37.

Figura 7. 37 Tag cuadrado con plano de masa

Con el tag cortado e insertado en el plano de masa, se puede ejecutar la aplicación de Matlab para que genere la gráfia S11 con las pérdidas de retorno (Figura 7.39) para comprobar si está bien adaptado en la banda de frecuencia para la que se diseño (Figura 7.38).

Figura 7. 38 Simulación con Momentum del tag cuadrado.


155

Figura 7. 39 Gráfica S11 de la medida del tag cuadrado

En la Figura 7.38 se puede observar la simulación que se hizo con Momentum donde se aprecia un ancho de banda de 130MHz que va de los 84 hata los 970MHz, con una frecuencia nominal de 905MHz (-35.4dB), abarcando de esta manera tanto la banda de 865-868MHz (EU) como la de 902-928MHz (US). Esto no ocurre en la medida obtenida, como se puede ver en la Figura 7.39 ya que el ancho de banda de esta es de 56MHz (846.5-902.5MHz) con una frecuencia nominal de 867.5MHz con pérdidas de retorno de -14.56dB. Este tag en la banda Europea esta bien adaptado teniendo un rango de lectura de hasta 1m.


156

7.2.4 Medida dipolo forma triangular con adaptación

T-Match

En este apartado se medirá el tag triangular con adaptación T-Match, para poder utilizar el sistema de medida basado en la teoría de imágenes (apartado 5.3.2) es necesario cortar el tag por su eje de simetría y soldar los puertos a un conector SMA, todo esto se insertará a un plano de masa perpendicularmente obteniendo como resultado la Figura 7.40.

Figura 7. 40 Tag triangular con adaptación T-Match con plano de masa para medir mediante sistema de

teoría de imágenes Con el tag cortado e insertado en el plano de masa, se puede ejecutar la aplicación de Matlab con la que se generará la gráfia S11 con las pérdidas de retorno (Figura 7.42.)

Figura 7. 41 Simulación con Momentum del tag triangular


157

En la Figura 7.38 se puede observar la simulación que se hizo con Momentum donde se aprecia un ancho de banda de 112MHz (de 843 hata 955MHz), con una frecuencia nominal de 899MHz (-22.7dB), abarcando de esta manera tanto la banda Europea como la Americana. Por otra parte, en la Figura 7.42 se aprecia el resultado a la medida del tag triangular con el sistema de caracterización basado en la teoría de imágenes, donde se observa como la antena está bien adaptada en toda la banda deseada, que va de los 867.5 hasta los 920MHz (BW=52.5MHz), alcanzando así los dos rangos con una frecuencia nominal centrada en 892MHz con unas pérdidas de retorno de -21.63. Permitiendo así, la lectura de este tag a una distancia de 2.6 metros.

Figura 7. 42 Gráfica S11 obtenida de la medida del tag triangular


158

8. Conclusión

Al finalizar este proyecto se puede llegar a la conclusión que se han conseguido los objetivos propuestos inicialmente, empezando por la introducción al conocimiento e investigación de la tecnología RFID la cual cada vez será más aplicable para resolver necesidades del día a día, llegando así a conseguir substituir a su antecesor, el código de barras, lo cual se logrará en un futuro cercano gracias a la reducción de costes que está sufriendo esta tecnología. Por otra parte, se ha conseguido realizar un estudio sobre todos los dispositivos comerciales referentes a esta tecnología facilitando así la elección de los componentes para elaboración de un sistema de radioidentificación que solucione la necesidad requerida. También destacar, que una de las principales metas de este proyecto era conseguir un diseño lo más óptimo y adecuado posible de antenas para aplicaciones RFID para las diferentes bandas de frecuencias, dando la posibilidad de ser utilizadas en diferentes zonas geográficas donde la normativa es diferente, consiguiendo así una unificación en cuanto a receptores. Este último objetivo ha abarcado una gran área de trabajo la cual ha ido desde el diseño de las diferentes formas y tamaños que debían tener las antenas, junto a las primeras aproximaciones de estas mediante simulaciones, para lo que ha sido necesario poner en práctica toda la teoría adquirida con anterioridad, hasta la fabricación de estas. Una vez comprobadas las primeras aproximaciones, se daría paso a la parte más práctica del proyecto en la que una vez elaborados los distintos tags, se procedería a la caracterización de estas con dos sistemas diferentes de medida y a la posterior fase de pruebas en la que se ensayaría con los distintos dispositivos para comprobar su correcta funcionalidad y comparación entre estos. Respecto a los dos sistemas de medida utilizados en el proyecto (caracterización de dispositivos diferenciales y medida basada en teoría de las imágenes) sería interesante destacar que el último ha resultado mucho más óptimo y realista que el primero, el cual tenía como ventaja la indiferencia de simetría de las antenas para hacer posible su medida, cosa que no pasaba con el sistema basado en la creación de una imagen especular. Para finalizar, remarcar que para conseguir finalizar este proyecto satisfactoriamente se ha tenido que resolver varios aspectos, como el estudio de una nueva tecnología, con todo lo que conlleva esto, análisis de su estructura, reconocimiento de sus componentes, usos, aplicaciones, diseño y creación de diferentes dispositivos pasivos para una eficaz solución en distintos medios y por último conseguir una visión general del estado actual de esta tecnología.


159

9. Referencias [1] Kin-Lu-Wong, “Planar antennas for wireless communication”, John Wiley & Sons,

Inc

[2] K.C. Gupta, Ramesh Garg, Inder Bahl, Prakash Bhartia, “Microstrip Lines and Slotlines”, Artech House Inc, segunda edición, 1996

[3] Constantine A.Balanis, “Antenna theory analysis and design”, tercera edición, John Wiley & Sons, Inc, 2005

[4] Olivier Chavalerias, Philippe Lourenco De Oliveira y Elaine Garnier, “Characterize Balanced Devices With A VNA”, Penton Media, Inc, 2007

[5] Philips Semiconductors, “AN3B Pager Application handbook”, Philips

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[6] A. Lázaro, “Sistemes de Comunicacions sense Fils”, Asignatura de Ingeniería Técnica de Telecomunicaciones esp. Telemática, Universitat Rovira i Virgili, 2005

[7] RFIDmagazime.com, “Conozcamos el tag RFID”, 2006

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[10] J.R. Sanford, “Antenna Design Considerations for RFID applications”, Cushcraft Corporation

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[13] Udo Karthaus, Martin Fischer, “Fully Integrated Passive UHF RFID Transponder IC with 19.7uW Minimum RF Input Power”

[14] Julien Perruisseau-Carrier, Daniel Llorens del Río y Juan R.Mosig, “A new

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[15] Luis Miguel Blázquez del Toro, “Sistemas de identificación por radiofrecuencia”

[16] http://es.wikipedia.org


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[17] http://www.rfidmagazime.com [18] http://www.kriptopolis.org/clonan-un-chip-rfid-humano-en-vivo-y-en-directo [19] http://www.laflecha.net/articulos/ciencia/fraude_con_rfid/ [20] http://www.icnita.com/cat/cas.php?id=7&area=1 [21] http://www.kriptopolis.org/puede-el-pasaporte-rfid-detonar-una-bomba [22] http://www.rfid-magazine.com/noticias/detalle.php?id=1211 [23] http://www.epcglobalsp.org/ [24] http://www.thingmagic.com [25] http://www.lxe.com [26] http://www.impinj.com [27] http://www.savrcom.com [28] http://www.elatecworld.com [29] http://www.fqingenieria.es [30] http://www.wj.com [31] http://www.skyetek.com [32] http://www.sirit.com [33] http://www.symbol.com [34] http://www.psionteklogix.com [35] http://www.omronrfid.com [36] http://www.intermec.com [37] http://www.feig.com [38] http://www.euroid.com [39] http://www.alientechnology.com [40] http://www.sensormatic.com [41] http://www.therfidshop.com [42] http://www.awid.com [43] http://www.idesco.fi [44] http://www.confidex.fi [45] http://www.rfidusa.com [46] http://www.meshedsystems.com [47] http://www.synometrix.com [48] http://www.rsiidtech.com [49] http://www.heii.com [50] http://www.upmraflatac.com [51] http://www.ti.com [52] http://www.rfid.averydennison.com [53] http://www.rfidentics.com


161

Anexo A En la siguiente tabla (fuente de FKI Logistex) se puede observar las áreas potenciales para el beneficio del RFID frente al código de barras, junto a la reducción de costos que supondría.

Tabla 1 Áreas potenciales para beneficio de RFID

Como se puede observar en la Tabla 1 hay una gran cantidad de áreas donde con RFID se conseguiría una reducción de costes considerable.


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Anexo B En las siguientes gráficas se puede observar el rango de lectura de los diferentes tags de INTERMEC ante diferentes materiales en toda la banda de frecuencias.

Figura 1 Gráfica del rango de lectura del tag Large Gen2 Rigid

Figura 2 Gráfica del rango de lectura del tag Large ISO 6B Rigid


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Figura 3 Gráfica del rango de lectura del tag Small Gen2 Rigid.

Figura 4 Gráfica del rango de lectura del UHF Gen2 Identification Card


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Anexo C Aplicación de Matlab para cálculo de adaptación T-Match: %Cálculos Adaptación T-match Aplano=1e-3; aplano=1e-3; d=1e-3; L=30e-3; Za=59.37+39.5*sqrt(-1); %Impedancia del dipolo f=867e6; %Frecuencia c=3e8; %Velocidad de la luz Er=1; %Permitividad del medio A=0.25*Aplano; %Cambio a dipolo redondo. a=0.25*aplano; %Cambio a dipolo redondo. S= Aplano+aplano+d); %Cambio de la distancia entre centro de dipolos redondos. u=A/a; v=S/a; Alfa=log(v)/(log(v)-log(u)); %Factor división de corriente %Impedancia característica de dos líneas de transmisión de radio a, A y separación S. Zo=276*log10(S/sqrt(A*a)) V=c/sqrt(Er); %Velocidad de propagación k=(2*pi*f)/V; Zt=sqrt(-1)*Zo*tan(k*(L/2)); %Impedancia de entrada de los terminales Zin=(2*Zt*(Za*(1+Alfa)^2))/(2*Zt+(Za*(1+Alfa)^2)) %Impedancia total de la antena


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Anexo D Hoja de especificaciones de condesador de Dielectric Laboratories modelo C06 0603 utilizado en la medida de las antenas.


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Anexo E Aplicación creada con Matlab para el cálculo correspondiente a la caracterización de dispositivos diferenciales con VNA despreciando la línea de transmisión con kit de la calibración OSL: %Lectura Puerto 1 VNA (conectado a entradas diferenciales) S11=readport1; save sdutdipe1.mat S11 freq %Lectura Puerto 1 VNA (conectado a una entrada diferencial y la otra CC a masa) S11=readport1; save sdutdipe2.mat S11 freq load dutdipe1.mat Y0=1/50; %Admitancia salida del VNA Y1=Y0*(1-Sdut)./(1+Sdut); %Admitancia de entrada modo común load dutdipe2.mat Y0=1/50; Y2=Y0*(1-Sdut)./(1+Sdut); %Admitancia de entrada con una entrada CC a masa Yd=Y2-(Y1/4); %Admitancia de entrada diferencial Zd=1./Yd; %Impedancia de entrada diferencial rho=(Y0-Yd)./(Yd+Y0); %Coeficiente reflexión con referencia a 50Ω figure(1); plot(freq/1e6,20*log10(abs(rho))); %Pérdidas de retorno a 50Ω figure(2); plot(freq/1e6,real(Zd),'--',freq/1e6,imag(Zd)); %Impedancia antena Zchip=40-j*100; rhochip=(Zd-Zchip')./(Zd+Zchip); %Coeficiente reflexión referencia a 40-j·100 Ω figure(3); plot(freq/1e6,20*log10(abs(rhochip))); %Pérdidas de retorno con impedancia chip


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Anexo F Aplicación creada con Matlab para el cálculo correspondiente a la caracterización de dispositivos diferenciales con VNA corrigiendo retraso producido por la línea de transmisión: %Lectura Puerto 1 VNA (conectado a entradas diferenciales) S11=readport1; save sdutdipb1.mat S11 freq %Lectura Puerto 1 VNA (conectado a una entrada diferencial y la otra CC a masa) S11=readport1; save sdutdipb2.mat S11 freq load sdutdipb1.mat tau=370.6e-12; %Retraso de la línea de transmisión fi=2*pi*freq*tau; %Corrección del término Sdut=S11.*exp(-sqrt(-1)*2*fi); %Corrección de la fase en S11 Y0=1/50; Y1=Y0*(1-Sdut)./(1+Sdut); %Admitancia de entrada modo común load sdutdipb2.mat tau=370.6e-12; %Retraso de la línea de transmisión fi=2*pi*freq*tau; %Corrección del término Sdut=S11.*exp(-sqrt(-1)*2*fi); %Corrección de la fase en S11 Y0=1/50; Y2=Y0*(1-Sdut)./(1+Sdut); %Admitancia con una entrada CC a masa Yd=Y2-Y1/4; %Admitancia de entrada modo diferencial Zd=1./Yd; %Impedancia de entrada modo diferencial rho=(Y0-Yd)./(Yd+Y0); %Coeficiente reflexión con referencia 50 Ω figure(1); plot(freq/1e6,20*log10(abs(rho))); %Gráfica de las pérdidas de retorno a 50Ω figure(2); plot(freq/1e6,real(Zd),'--',freq/1e6,imag(Zd)); %Gráfica impedancia tag xlabel('f(MHz)');ylabel('Impedancia)'); Zchip=40-j*100; rhochip=(Zd-Zchip')./(Zd+Zchip); %Coeficiente reflexión referencia a impedancia chip figure(3); plot(freq/1e6,20*log10(abs(rhochip))); %Gráfica de pérdidas de retorno Imp=40-j·100Ω title(‘S11’);xlabel('f(MHz)');ylabel('Return Loss (dB)');


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Anexo G Aplicación creada con Matlab para la extracción de los datos obtenidos de la medida a un fichero con extensión .tch compatible con ADS para poder superponer gráficas y de esta manera poder hacer una mejor comparación entre simulaciones y medidas. %Extraer datos a fichero archivo.tch compatible con ADS for i=1:length(freq), %Creación matriz parámetros S S(i,1)=rhochip(i); S(i,2)=0; S(i,3)=0; S(i,4)=0; end; wrtstone(S,freq,pwd,'nombre_archivo.tch','nombre'); Esta aplicación llama a una función wrtstone ya creada que no es de Matlab encargada de coger una matriz y exportarla a un archivo Touchstone: function []=wrtstone(S,freq,datapath,filename,comment,dsp); % WRTSTONE takes as input a matrix and export it as a Touchtone file % % The file can be imported into a commercial circuit simulator. % The function will check if the data matrix S has 1 or 4 coloms % and depending on the result, a 1-port or a 2-port Touchstone % file will be produced. % % Input Parameters: % % S Matrix containg S-parameters % freq Vector containing the frequency values (unit must be Hz) % datapath Define the path to the directory in which the data is saved % filename file to be generated (string) % comment Name of the dependent variable (string) % dsp Causes the function to echo the name and path of the file % that was created by the function. This parameter is % optional and its default value = 0. This suppresses output % to the screen. % % format: wrtstone(S,freq,datapath,filename,comment,dsp); % % Check for unspecified parameters and provide the default values if (nargin < 6), dsp = 0; end;


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% Open the specified file for writing. Any existing file with % this name will be over written. fullfilename = fullfile(datapath,filename); fid=fopen(fullfilename,'w'); % Create the Touschtone file header. fprintf(fid,['! ',comment,'\n']); fprintf(fid,'! FILENAME ');fprintf(fid,filename);fprintf(fid,'\n'); fprintf(fid,'# Hz S RI R 50\n'); % Get the dimensions of the data matrix. This will determine if a 1 port % or two port file format should be produced [a,b]=size(S); % Produce a 2-port Touchstone file if (b == 4), % Create the matrix of frequency and S-parameter data that is to be written to % Touchstone text file. s11(:,1)=real(S(:,1)); s11(:,2)=imag(S(:,1)); s21(:,1)=real(S(:,2)); s21(:,2)=imag(S(:,2)); s12(:,1)=real(S(:,3)); s12(:,2)=imag(S(:,3)); s22(:,1)=real(S(:,4)); s22(:,2)=imag(S(:,4)); f=freq; A=num2str([f s11(:,1) s11(:,2) s21(:,1) s21(:,2) s12(:,1) s12(:,2) s22(:,1) s22(:,2)],'% 20.10g\t'); end; % Produce a 1-port Touchstone file if (b == 1), % Create the matrix of frequency and S-parameter data that is to be written to % Touchstone text file. s11(:,1)=real(S(:,1)); s11(:,2)=imag(S(:,1));


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f=freq; A=num2str([f s11(:,1) s11(:,2)],'% 20.10g\t'); end; % Write the data to file. col_number=size(A,2); row_number=size(A,1); for i=1:row_number line = [(A(i,:))]; fprintf(fid,[line,'\n']); end; % Close the text file and exit the function fclose(fid); % Print the filename and data path on the screen for the user if (dsp > 0), disp(' ') disp('S-Parameter Touchstone file created') disp(' ') disp(['File: ',fullfilename]) disp(' ') end;


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Anexo H Hoja de especificaciones del DC Block C06 utilizado para la medida del parche diferencial λ/4:


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Anexo I Aplicación creada con Matlab para el cálculo correspondiente a la medida de tags basada en la teoría de imágenes: freq=linspace(500e6,1200e6,201); %Marcar límites frecuencia S11=readport1; %Función lectura parámetros S load planomasadip1.mat Z=50*(1+S11)./(1-S11); %Impedancia tag cortado Zd=2*Z; %Impedancia tag total (tag cortado y tag imagen) Zchip=40-j*100; %Impedancia IC rhochip=(Zd-Zchip')./(Zd+Zchip); %Coeficiente de reflexión plot(freq/1e6,20*log10(abs(rhochip)));grid %Gráfica pérdidas de retorno title(‘S11’);xlabel('f(MHz)');ylabel('Return Loss (dB)'); save planomasadip1.mat

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