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Diseño de un sistema de radio sobre fibra
óptica para ondas milimétricas en redes
móviles 5G
Alejandro Patiño Carrillo
Universidad Distrital Francisco José de Caldas
Facultad de Ingeniería
Maestría en Telecomunicaciones Móviles
Bogotá, Colombia
2018
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Diseño de un sistema de radio sobre fibra
óptica para ondas milimétricas en redes
móviles 5G
Alejandro Patiño Carrillo
Tesis presentada como requisito para obtener el título de:
Magíster en Telecomunicaciones Móviles
Director:
Gustavo Adolfo Puerto Leguizamón, PhD
Universidad Distrital Francisco José de Caldas
Facultad de Ingeniería
Maestría en Telecomunicaciones Móviles
Bogotá, Colombia
2018
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(Dedicatoria)
A mi madre, mi esposa y mis hijos quienes son mi fuente de fortaleza y motivación,
y a Dios por darme el don de compartir mi vida con ellos.
4
Agradecimientos
Agradezco a los profesores y directivos de la Maestría en Telecomunicaciones Móviles de la
Universidad Distrital Francisco José de Caldas, quienes han dado toda su idoneidad profesional y
académica por hacer realidad este nuevo programa de Maestría virtual, sin el cual no hubiese sido
posible llegar a este punto en mi carrera. Muy especialmente al Profesor Gustavo Adolfo Puerto
Leguizamón, PhD, quien ha sido mi faro en este trabajo de investigación y quien con su sapiencia y
gran vocación pedagógica me ha encauzado en este fascinante tema, objeto del presente trabajo.
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Contenido
1. Generalidades ............................................................................................................... 12 1.1 Introducción ........................................................................................................... 12 1.2 Objetivos ................................................................................................................ 14
1.2.1 Objetivo General............................................................................................. 14 1.2.2 Objetivos Específicos ..................................................................................... 14
1.3 Planteamiento del problema ................................................................................... 15 1.4 Justificación ........................................................................................................... 17 1.5 Delimitaciones ....................................................................................................... 19
2. Marco Contextual ......................................................................................................... 20 2.1 Marco de referencia ............................................................................................... 20
2.1.1 Transporte de señales en 5G sobre ondas milimétricas .................................. 20
2.1.2 Bases de la tecnología de radio sobre fibra .................................................... 21 2.1.3 Perspectiva de ROF en Comunicaciones móviles .......................................... 22
2.2 Estado del arte ........................................................................................................ 24 2.2.1 Las ondas milimétricas en las futuras redes 5G ............................................. 24 2.2.2 Tendencia futura de la tecnología móvil ROF................................................ 27
2.2.3 Algunos desafíos de la tecnología ROF ......................................................... 28 2.2.4 Oscilador para la distribución de señal de bajo ruido de fase ........................ 29 2.2.5 Arquitectura de acceso Integrado Fibra Óptica – Inalámbrica ....................... 34
3 Características y requerimientos de transporte de señales en 5G ................................. 37 3.1 Espectro disponible para trabajar en MMW .......................................................... 37
3.2 Conceptos principales del sistema 5G ................................................................... 39
3.2.1 Backhaul y Fronthaul ..................................................................................... 40
3.2.2 Celdas pequeñas ............................................................................................. 40 3.2.3 Arquitectura de múltiples niveles ................................................................... 41
3.2.4 Interfaz de aire 5G .......................................................................................... 41 3.2.5 Desafíos de propagación en 5G ...................................................................... 42 3.2.6 Modelamiento de canales ............................................................................... 44
3.2.6.1 Principales organizaciones de investigación en modelamiento de canal .... 45
4 Métodos de Generación de señales en sistemas RoF ................................................... 46 4.1 Modulación óptica ................................................................................................. 46
4.1.1 Modulación Directa ........................................................................................ 47 4.1.2 Modulación Externa ....................................................................................... 48
4.1.2.1 Moduladores Electro-ópticos (EOM): ........................................................ 48
4.1.2.1.1 Modulación en fase en un EOM - MZM: .............................................. 53
4.1.2.2 Moduladores de Electro Absorción (EAM) ................................................ 54
4.1.3 Heterodinación óptica ..................................................................................... 55 4.1.4 Conversión hacia arriba y abajo (Up and Down Conversion) ........................ 56 4.1.5 Transceptor óptico .......................................................................................... 57 4.1.6 Comparación de técnicas de generación y transporte de ondas milimétricas. 58
4.2 Técnicas de Multiplexación en sistemas RoF ........................................................ 58
6
4.2.1 Multiplexación por División de Longitud de Onda (WDM) en RoF ............. 59 4.2.2 Multiplexación por división en subportadoras (SCM) ................................... 61
4.3 Modelos de Generación se señales para sistemas RoF .......................................... 62
4.3.1 Combinación directa en radio frecuencia ....................................................... 62 4.3.2 Modulación Diferencial .................................................................................. 65
4.4 Detección de señales en sistemas RoF ................................................................... 68 4.4.1 Detección Directa ........................................................................................... 68 4.4.2 Detección a través de filtrado óptico .............................................................. 70
4.4.2.1 Filtrado óptico con redes de difracción ....................................................... 70
4.4.2.2 Filtrado óptico usando un interferómetro de Sagnac .................................. 73
4.4.2.3 Filtrado óptico usando un filtro Fabry-Perot .............................................. 75
4.4.3 Receptores ópticos coherentes basados en procesamiento digital de señales 77
4.5 Tecnología de Radio sobre Fibra (RoF) ................................................................ 78 4.5.1 Arquitectura de Sistemas RoF que operan en la banda de las MMW ............ 80
4.5.2 Evolución y tendencia de la tecnología RoF .................................................. 81
5 Diseño de arquitectura de transporte óptico de señales de MMW ............................... 83 5.1 Caracterización de esquemas RoF y comportamiento frente al cambio de
frecuencia.......................................................................................................................... 83
5.1.1 Esquema 1 ...................................................................................................... 83 5.1.1.1 Comportamiento del Esquema 1 frente a la variación de frecuencia.......... 85
5.1.2 Esquema 2 ...................................................................................................... 96 5.1.2.1 Comportamiento del Esquema 2 frente a la variación de frecuencia.......... 97
5.1.3 Comportamiento de los Esquemas 1 y 2 frente al cambio de la frecuencia
portadora y el aumento de la tasa de transmisión. ...................................................... 108
5.1.3.1 Tasa de transmisión de 2Gbps .................................................................. 108
5.1.3.2 Tasa de transmisión de 5Gbps .................................................................. 112
5.2 Diseño punto a punto entre una oficina central (CO) y una estación base (BS) .. 116 5.3 Diseño de un Sistema Punto a Multipunto ........................................................... 119
6 Resultados ................................................................................................................... 121 6.1 Simulación de sistema punto a punto .................................................................. 121
6.2 Simulación de sistema punto a multipunto .......................................................... 127 6.3 Validación experimental del sistema punto a multipunto .................................... 137
7 Conclusiones y líneas futuras ..................................................................................... 142 8 Aportes ....................................................................................................................... 145 9 Referencias ................................................................................................................. 146
7
Lista de Figuras
Figura 2-1 Perspectiva de RoF en Comunicaciones móviles. ............................................................. 23
Figura 2-2 Diagrama de bloques de la estación base remota (RBS). ................................................ 23
Figura 2-3 Atenuación de la lluvia en dB/km a través de la frecuencia a diversas tasas de
precipitación. ..................................................................................................................................... 25
Figura 2-4 Absorción atmosférica a través de las frecuencias de onda mm en dB/km. ................... 26
Figura 2-5 Componentes ópticos, eléctricos y opto electrónicos de un oscilador opto electrónico de
bucle sencillo (OEO). .......................................................................................................................... 29
Figura 2-6 Transmisión sobre fibra óptica en banda base y procesamiento de la señal en la estación
base. .................................................................................................................................................. 30
Figura 2-7 Transmisión de dos señales ópticas desde una oficina central y mezcla óptica para
generar una señal de microondas o mmw en el PD en la estación base. ......................................... 31
Figura 2-8 Transmisión RoF de señal de oscilador de bajo ruido de fase sobre fibra óptica y
detección óptica en la estación base. ................................................................................................ 32
Figura 2-9 Espectro de señal modulada en intensidad en la entrada de fibra y después de L-km de
fibra. .................................................................................................................................................. 32
Figura 2-10 Penalización de potencia de la señal del oscilador dependiente de la longitud de la
fibra. .................................................................................................................................................. 33
Figura 2-11 Arquitectura de red de acceso óptico fronthaul y backhauls para redes móviles
emergentes de información y comunicación. (RRH: cabecera de radio remota, CO: oficina central).
........................................................................................................................................................... 35
Figura 3-1 Espectro potencial para 5G en mmw. .............................................................................. 38
Figura 3-2. Evolución de 4G hacia 5G: celdas pequeñas, servidores de borde, backhaul y la
arquitectura de varios niveles 5G. ..................................................................................................... 39
Figura 3-3 Absorción atmosférica de las ondas electromagnéticas a nivel del mar frente a la
frecuencia, mostrando la pérdida adicional de trayecto debido a la absorción atmosférica. .......... 42
Figura 3-4 Resultados de las medidas de dispersión difusa a 60 GHz, donde las superficies lisas (por
ejemplo, las ventanas) ofrecen una alta correlación a lo largo de la distancia, pero las señales de
las superficies rugosas parecen estar menos correlacionadas a lo largo de la distancia. ................ 43
Figura 4-1 Formatos de modulación (a) ASK, (b) FSK, (c) PSK y (d) PolSK. ........................................ 46
Figura 4-2 Enlace óptico con modulación de intensidad de detección directa (IM-DD).................... 48
Figura 4-3 (a) Modulador Mach-Zehnder y (b) potencia de salida. .................................................. 49
Figura 4-4 Modulador MZ de control doble. ..................................................................................... 50
Figura 4-5 Curva de transferencia de potencia de un modulador MZ. ............................................. 51
Figura 4-6 Relación Tensión de la unión - Potencia de salida ........................................................... 55
Figura 4-7 Esquema de heterodinación óptica. ................................................................................. 56
Figura 4-8 Transceptor de electro-absorción (EAT). .......................................................................... 57
Figura 4-9 Esquema de una combinación de transmisión DWDM y RoF. ......................................... 59
Figura 4-10 Espectros ópticos de señales RoF de onda mm en DWDM de óptica convencional: (a)
DSB y (b) SSB...................................................................................................................................... 60
8
Figura 4-11 Sistemas RoF con transmisiones basadas en SCM. ........................................................ 61
Figura 4-12 Generación de señales mediante combinación directa en el dominio RF utilizando un
modulador MZM de un solo brazo. ................................................................................................... 63
Figura 4-13 Generación de señales multiplexadas en subportadora mediante modulación
diferencial en doble banda lateral (DSB). .......................................................................................... 65
Figura 4-14 Generación de señales multiplexadas en subportadora mediante modulación
diferencial en banda lateral única (SSB). ........................................................................................... 67
Figura 4-15 Esquema de detección de señal convergente usando detección directa. ...................... 69
Figura 4-16 Principio de operación de una red de difracción de Bragg. ........................................... 71
Figura 4-17 Respuesta de filtrado en transmisión y reflexión de una red de difracción de Bragg
apodizada. ......................................................................................................................................... 72
Figura 4-18 Esquema básico de extracción de señal de RF usando redes de difracción de Bragg. ... 73
Figura 4-19 Esquema de señal de extracción de RF basado en un interferómetro de Sagnac. ........ 74
Figura 4-20 Función de transferencia normalizada de transmisión y reflexión de un interferómetro
de Sagnac. ......................................................................................................................................... 74
Figura 4-21 Respuesta en transmisión del filtro Fabry-Perot en función de la reflectividad del filtro.
........................................................................................................................................................... 76
Figura 4-22 Extracción óptica de señal de RF usando un filtro Fabry-Perot. .................................... 77
Figura 4-23 Receptor Digital Coherente para sistemas RoF-PM. ...................................................... 78
Figura 4-24 Sistema de radio sobre fibra para aplicaciones móviles. ............................................... 80
Figura 4-25 Redes de acceso heterogéneas de banda ancha. .......................................................... 81
Figura 5-1 Transmisor RoF de ondas milimétricas con variación de frecuencia portadora en el
esquema 1. ........................................................................................................................................ 83
Figura 5-2 Receptor RoF de ondas milimétricas con variación de frecuencia portadora en el
esquema 1. ........................................................................................................................................ 84
Figura 5-3 Simulación del esquema 1: a) Transmisor RoF, b) Receptor RoF de ondas milimétricas. 85
Figura 5-4. a) Espectro óptico después del modulador MZ en el Tx; b) Espectro eléctrico después del
Fotodetector PIN en el Rx; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo
para la portadora de 12GHz en el Rx. ............................................................................................... 86
Figura 5-5 a) Espectro óptico después del modulador MZ; b) Espectro óptico después del
Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo para la
portadora de 18GHz. ......................................................................................................................... 87
Figura 5-6 a) Espectro óptico después del modulador MZ; b) Espectro óptico después del
Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo para la
portadora de 24GHz. ......................................................................................................................... 88
Figura 5-7 a) Espectro óptico después del modulador MZ; b) Espectro óptico después del
Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo para la
portadora de 30GHz. ......................................................................................................................... 89
Figura 5-8 a) Espectro óptico después del modulador MZ; b) Espectro óptico después del
Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo para la
portadora de 36GHz. ......................................................................................................................... 90
Figura 5-9 Diagrama de ojo para la portadora de 42GHz. ................................................................ 90
Figura 5-10 Diagrama de ojo para la portadora de 48GHz. .............................................................. 91
Figura 5-11 Diagrama de ojo para la portadora de 54GHz. .............................................................. 91
9
Figura 5-12 Diagrama de ojo para la portadora de 60GHz. .............................................................. 92
Figura 5-13 Diagrama de ojo para la portadora de 66GHz. .............................................................. 92
Figura 5-14 Diagrama de ojo para la portadora de 72GHz. .............................................................. 93
Figura 5-15 Diagrama de ojo para la portadora de 78GHz. .............................................................. 93
Figura 5-16 Diagrama de ojo para la portadora de 84GHz. .............................................................. 94
Figura 5-17 Comportamiento del factor de calidad (Q) vs la frecuencia para el esquema 1. ........... 95
Figura 5-18 Comportamiento del BER vs la frecuencia para el esquema 1. ..................................... 96
Figura 5-19 Receptor RoF de ondas milimétricas con filtración de portadora óptica en el esquema 2.
........................................................................................................................................................... 97
Figura 5-20 Simulación del receptor RoF de ondas milimétricas en el esquema 2. .......................... 97
Figura 5-21 a) Espectro óptico a la salida del filtro óptico de Bessel Invertido; b) Espectro eléctrico a
la salida del Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico a la salida del filtro pasa bajo con función de
Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 12GHz. ....... 98
Figura 5-22 a) Espectro óptico a la salida del filtro óptico de Bessel Invertido; b) Espectro eléctrico a
la salida del Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico a la salida del filtro pasa bajo con función de
Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 18GHz. ....... 99
Figura 5-23 a) Espectro óptico a la salida del filtro óptico de Bessel Invertido; b) Espectro eléctrico a
la salida del Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico a la salida del filtro pasa bajo con función de
Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 24GHz. ..... 100
Figura 5-24 a) Espectro óptico a la salida del filtro óptico de Bessel Invertido; b) Espectro eléctrico a
la salida del Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico a la salida del filtro pasa bajo con función de
Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 30GHz. ..... 101
Figura 5-25 a) Espectro óptico a la salida del filtro óptico de Bessel Invertido; b) Espectro eléctrico a
la salida del Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico a la salida del filtro pasa bajo con función de
Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 36GHz. ..... 102
Figura 5-26 Diagrama de ojo para la portadora de 42GHz. ............................................................ 103
Figura 5-27 Diagrama de ojo para la portadora de 48GHz. ............................................................ 103
Figura 5-28 Diagrama de ojo para la portadora de 54GHz. ............................................................ 104
Figura 5-29 Diagrama de ojo para la portadora de 60GHz. ............................................................ 104
Figura 5-30 Diagrama de ojo para la portadora de 66GHz. ............................................................ 105
Figura 5-31 Diagrama de ojo para la portadora de 72GHz. ............................................................ 105
Figura 5-32 Diagrama de ojo para la portadora de 78GHz. ............................................................ 106
Figura 5-33 Diagrama de ojo para la portadora de 84GHz. ............................................................ 106
Figura 5-34. Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia. ....................... 107
Figura 5-35 Variación del BER en función del cambio de frecuencia. ............................................. 108
Figura 5-36 Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia para esquema 1 a
2Gbps............................................................................................................................................... 109
Figura 5-37 Variación del BER en función del cambio de frecuencia para esquema 1 a 2Gbps. .... 110
Figura 5-38 Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia para esquema 2 a
2Gbps............................................................................................................................................... 111
Figura 5-39 Variación del BER en función del cambio de frecuencia para esquema 2 a 2Gbps. .... 112
Figura 5-40 Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia para esquema 1 a
5Gbps............................................................................................................................................... 113
Figura 5-41 Variación del BER en función del cambio de frecuencia para esquema 1 a 5Gbps. .... 114
10
Figura 5-42 Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia para esquema 2 a
5Gbps............................................................................................................................................... 115
Figura 5-43 Variación del BER en función del cambio de frecuencia para esquema 2 a 5Gbps. .... 115
Figura 5-44 Diagrama para el enlace descendente en la CO. ......................................................... 117
Figura 5-45 Diagrama para el enlace descendente en la BS. .......................................................... 117
Figura 5-46 Diagrama para el enlace ascendente en la BS. ............................................................ 118
Figura 5-47 Diagrama para el enlace ascendente en la CO. ........................................................... 118
Figura 5-48 Esquema punto a multipunto entre una CO y un cluster de 7 BS´s .............................. 119
Figura 6-1 Simulación del enlace descendente en la CO. ................................................................ 121
Figura 6-2 Espectro de frecuencia del enlace descendente en la CO a la salida del MZM. ............. 122
Figura 6-3 Simulación del enlace descendente en la BS. ................................................................. 122
Figura 6-4 Espectros de frecuencia en la BS: (a) óptico antes de la FBG; (b) óptico reflejado por la
FBG; (c) eléctrico después del demodulador con datos en banda base. ......................................... 123
Figura 6-5 Diagrama de ojo, factor de calidad y BER en la BS. ....................................................... 124
Figura 6-6 Simulación del enlace ascendente en la BS. ................................................................... 124
Figura 6-7 Espectro óptico del enlace ascendente en la BS ............................................................ 125
Figura 6-8 Simulación del enlace ascendente en la CO. .................................................................. 125
Figura 6-9 Espectros de frecuencia en la CO: (a) Espectro después del filtrado óptico; (b) Espectro
eléctrico después del filtro pasa bajo. ............................................................................................. 126
Figura 6-10 Diagrama de ojo, factor de calidad (Q) y BER para el Uplink en la CO. ....................... 126
Figura 6-11 Simulación del enlace descendente en la CO. .............................................................. 127
Figura 6-12 Espectro de frecuencia del enlace descendente en la CO. ........................................... 128
Figura 6-13 Simulación del enlace descendente en la BS. ............................................................... 128
Figura 6-14 Espectros de frecuencia en la BS: (a) óptico antes de la FBG; (b) óptico reflejado por la
FBG; (c) eléctrico después del demodulador con datos en banda base. ......................................... 129
Figura 6-15 Diagrama de ojo, factor de calidad (Q) y BER en la BS para el enlace descendente. .. 130
Figura 6-16 Simulación del enlace ascendente en la BS. ................................................................. 130
Figura 6-17 Espectro óptico transmitido por el FBG para el enlace ascendente en la BS ............... 131
Figura 6-18 Simulación del enlace ascendente en la CO. ................................................................ 131
Figura 6-19 Espectros de frecuencia en la CO: (a) Espectro después del filtrado óptico; (b) Espectro
eléctrico después del filtro pasa bajo. ............................................................................................. 132
Figura 6-20 Diagrama de ojo, factor de calidad (Q) y BER para el uplink en la CO. ....................... 132
Figura 6-21 Diagramas de ojo, factores de calidad (Q) y BER para los enlaces bidireccionales entre
la CO y las diferentes BS de descritos en la tabla 5-7. ..................................................................... 135
Figura 6-22 Esquemas de enlace y espectro óptico: (a) enlace descendente; (b) enlace ascendente
......................................................................................................................................................... 138
Figura 6-23 Resultado experimental del desempeño del BER para el servicio de 1Gb/s a 6GHz (RF-1)
y a 8GHz (RF-2) en el enlace descendente. ...................................................................................... 139
Figura 6-24 Resultado experimental de la Magnitud del Vector de Error (EVM) para el servicio
16QAM ............................................................................................................................................ 140
Figura 6-25 Resultados experimentales para el BER del enlace ascendente .................................. 141
Figura 6-26 Resultados experimentales para el EVM del enlace ascendente. ................................ 141
11
Lista de tablas
Tabla 2-1 Desafíos de los sistemas RoF ............................................................................................. 28
Tabla 4-1 Comparación de técnicas de generación y transporte de ondas milimétricas. ................. 58
Tabla 5-1 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia
portadora para el esquema 1. ........................................................................................................... 95
Tabla 5-2 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia
portadora para el esquema 2. ......................................................................................................... 107
Tabla 5-3 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia
portadora para el esquema 1 a 2Gbps. ........................................................................................... 109
Tabla 5-4 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia
portadora para el esquema 2 a 2Gbps. ........................................................................................... 111
Tabla 5-5 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia
portadora para el esquema 1 a 5Gbps. ........................................................................................... 113
Tabla 5-6 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia
portadora para el esquema 2 a 5Gbps. ........................................................................................... 114
Tabla 5-7 Distribución de frecuencias de enlace ascendente y descendente entre la CO y la BS ... 120
Tabla 6-1 Resultados de los siete (7) enlaces bidireccionales entre la CO y las siete BS. ................ 135
12
1. Generalidades
1.1 Introducción
No podemos hoy día imaginarnos este agitado y veloz mundo sin la existencia de los equipos de
comunicación móvil tales como Smartphones, tablets, ipods, etc., los cuales son ya casi parte de
nuestro cuerpo, al no permanecer a más de un metro de distancia de nosotros en cualquier
circunstancia. Vemos a las personas de todos los contextos comunicándose a través de chats, viendo
el correo, el Facebook o simplemente navegando en el infinito del internet.
Las comunicaciones móviles día a día crecen a un ritmo insospechado y requieren de mayores y
mejores tecnologías para soportar el aumento de usuarios. La aparición de nuevas aplicaciones cada
vez más complejas en cuanto a niveles de procesamiento, demanda de ancho de banda y mayores
velocidades de transferencia de datos. Sin embargo, las tecnologías hasta ahora desarrolladas no van
al mismo ritmo de las demandas las cuales crecen exponencialmente. Las infraestructuras móviles
celulares desplegadas desde hace varias décadas, son cada vez más complejas debido a la explosión
de tráfico sin precedentes, producido por la creciente popularidad de los dispositivos móviles
inteligentes que ofrecen vídeo, medios sociales en línea y un sin número abanico de aplicaciones [1].
Por esta razón, se vio la necesidad de diseñar con el suficiente tiempo y con un horizonte de tiempo
de casi 8 años un nuevo estándar de telecomunicaciones, que reinventara la manera en que hasta ahora
nos hemos comunicado y tenga la suficiente capacidad para soportar los requerimientos de los cada
vez más abundantes y exigentes usuarios. Para continuar con la tradición, a esto se le llamará la quinta
generación o sencillamente 5G. Esta nueva generación enmarcada mundialmente dentro del proyecto
llamado 5G / IMT-2020, está siendo explorado en profundidad en las deliberaciones de la UIT y en
muchos países simultáneamente. Sin embargo, existen grandes incertidumbres en la actualidad con
respecto a bandas que podrían utilizarse o incluso si se pueden encontrar bandas comunes para
simplificar el diseño de equipos en todo el mundo y permitir la movilidad de equipos para los viajeros
que traspasen fronteras internacionales [2].
Para poder llegar a este nivel de comunicaciones, el presente proyecto pretende ahondar en los
esquemas a usar para cubrir los últimos metros de la comunicación hacia el usuario (fronthaul) en
donde se propone usar una integración entre redes ópticas e inalámbricas.
La reciente y rápida proliferación de dispositivos móviles inteligentes está conduciendo a corto plazo,
que el tráfico de datos móviles sea decenas de veces mayor, lo cual requiere una acumulación de
radio-bases celulares inalámbricas soportada por una evolución a corto plazo sobre arquitecturas
basadas en fibra óptica en el backhaul y fronthaul. El transporte de fibra óptica de acceso, necesita
ser escalable para soportar los objetivos de despliegue de 5G proyectados para 2020: 1-10Gb/s en el
terminal de usuario (fronthaul); 100Gb/s para el transporte de backhaul; 1Tb/s para el transporte
metropolitano y 1Pb/s para el transporte del núcleo (Core) [3].
Con el fin de proporcionar una velocidad de enlace inalámbrico de varios gigabits a los usuarios de
datos móviles, es necesario basarse en el uso eficiente del ancho de banda RF disponible y explorar
la tecnología de transmisión inalámbrica en la banda de las ondas milimétricas (30-300GHz) además
del desarrollo de una arquitectura de celdas pequeñas sobre una plataforma de red de acceso integrada
por fibra óptica e inalámbrica.
13
Debido al conflicto entre el drástico crecimiento del tráfico de datos móviles y los limitados recursos
espectrales inalámbricos en las bandas convencionales de radiofrecuencia para las redes celulares, la
reutilización espectral más agresiva y la nueva exploración espectral en bandas RF más altas y la
operación cooperativa multipunto entre las cabeceras de radio remotos (RRHs, Radio Remote
Headers), son las tres direcciones principales en las que se deben encaminar las redes de acceso
inalámbrico de alta velocidad y alta capacidad.
Al reducir el tamaño de las celdas, los recursos espectrales limitados pueden reutilizarse entre las
celdas pequeñas con más frecuencia, aumentando así la capacidad total del sistema. La combinación
de arquitectura de celdas pequeñas y bandas RF más altas proporciona una solución prometedora para
aumentar drásticamente la capacidad del sistema de datos móviles a través de la nueva banda de
frecuencias (ondas milimétricas), la reutilización de frecuencias y las tecnologías de coordinación de
múltiples puntos (CoMP, por sus siglas en inglés) [3].
El aumento del número de estaciones base con la tecnología RF actual, especialmente en la banda de
onda milimétrica, es muy costoso. Sin embargo, técnicamente, el uso de la señal de banda de onda
milimétrica es inevitable porque el espectro de RF actual es limitado. Basados en estos hechos, la
tecnología de radio sobre fibra (RoF) es una mejor opción a aplicar en un sistema celular para el
proceso de optimización de celdas, ya que puede ser fácilmente utilizado en la banda de onda
milimétrica y además puede reducir el costo total del sistema.
La tecnología RoF ofrece muchas ventajas como: El procesamiento complejo de señales se localiza
en la estación base central (CBS), también llamada Oficina Central (CO), lo cual lo hace rentable, la
estación base remota (RBS), también llamada simplemente Estación Base (BS), es muy simple,
pasiva y compacta por lo que su mantenimiento es fácil. El sistema en general es muy rentable debido
a la localización del procesamiento de señal en la CO y también la confiabilidad del sistema es alta
debido a la estructura simple y pasiva de la BS. Este sistema puede servir fácilmente áreas alta y
densamente pobladas tal como los centros comerciales y los aeropuertos, áreas de picos de tráfico y
las carreteras se pueden cubrir eficiente y económicamente, además, el sistema puede soportar
múltiples estándares inalámbricos [4].
Por otra parte, para satisfacer el dramático crecimiento del acceso a datos móviles, las redes
heterogéneas (HetNets) han demostrado su potencial, aumentando las velocidades de transmisión de
datos hacia los usuarios finales, permitiendo una mayor eficiencia en la descarga de tráfico, cobertura
en interiores y reutilización espacial del espectro. Sin embargo, el esquema deseable de reutilización
de frecuencias completas en un HetNet conduce a una inevitable interferencia entre celdas (ICI, inter-
cell interference) e interferencia entre capas (CTI, cross-tier interference) que resulta de la cobertura
superpuesta de celdas.
Sobre la base de las propiedades físicas de las ondas milimétricas y de la relación de fase y magnitud
durante la conversión opto-eléctrica, se propone en el diseño un módulo de transmisión asistido por
fotónica, el cual ajusta la matriz de canal en general de las transmisiones inalámbricas ópticas para
lograr un transporte transparente de señales inalámbricas sobre fibra óptica [5].
Teniendo en cuenta los anteriores aspectos, entre otros, se pretende en este trabajo llegar a diseñar
una arquitectura para el transporte de señales en ondas milimétricas en el segmento de fronthaul para
redes las de próxima generación 5G usando el paradigma de RoF.
14
1.2 Objetivos
1.2.1 Objetivo General
Diseñar una arquitectura para el transporte de señales sobre ondas milimétricas en el segmento de
fronthaul para redes móviles 5G.
1.2.2 Objetivos Específicos
Identificar las características y requerimientos de transporte de señales en las futuras redes
móviles.
Reconocer los métodos de generación de señales para sistemas de radio sobre fibra (RoF).
Diseñar una arquitectura de transporte óptico de señales en bandas de ondas milimétricas.
Validar mediante procesos de simulación la propuesta, en términos de capacidad y calidad de
la señal transportada.
15
1.3 Planteamiento del problema
El rápido aumento del número de dispositivos móviles, grandes volúmenes de datos, y una mayor
velocidad de datos son los principales factores que están empujando a replantear la actual generación
de la comunicación móvil celular (4G). La siguiente etapa de desarrollo o quinta generación (5G) de
redes celulares debe enfocarse en satisfacer estos requisitos.
Las redes 4G actuales no son suficientes para soportar los dispositivos conectados de forma masiva
con baja latencia y significativa eficiencia espectral, lo cual será crucial en las futuras comunicaciones
[6].
Para comenzar a entender el porqué de estas necesidades, debemos empezar por conocer las
limitaciones de la generación actual, la cuarta generación 4G:
No hay soporte para el tráfico de datos en ráfagas: Hay varias aplicaciones móviles que envían
mensajes constantes y frecuentes de sus servidores y ocasionalmente hacen solicitudes de datos de
muy alta velocidad de transferencia por una duración muy corta de tiempo. Tales tipos de transmisión
de datos pueden bloquear la red central. A pesar de esto, sólo existe un tipo de mecanismo de
señalización y control diseñado para todo tipo de tráfico en las redes actuales, lo cual produce que
haya picos de alta sobrecarga de tráfico en ráfagas, y por tanto que se haga más lenta la red [7].
Utilización ineficiente de las capacidades de procesamiento de una estación base: En las redes
celulares actuales, la potencia de procesamiento de una estación base (BS, Base Station) sólo puede
ser consumida por sus equipos de usuario (UE, User Equipment) asociados, y están diseñadas para
soportar tráfico en tiempo de pico. Sin embargo, la potencia de procesamiento de una BS puede ser
compartida a través de una gran área geográfica cuando está ligeramente cargada en algún sector. Por
ejemplo: durante el día, las BS en áreas de negocio están sobrecargadas, mientras que las BS en áreas
residenciales son casi inactivas, y por el contrario, las BS en áreas residenciales están sobrecargados
en fines de semana o días feriados, mientras que las BS en las áreas de negocio están casi inutilizadas
[8][9]. Sin embargo, las BS casi inactivas consumen una cantidad idéntica de potencia de
procesamiento como las BS sobrecargadas. Por lo tanto, el coste total de procesamiento de la red
aumenta.
Interferencia Co-canal: Una red celular típica utiliza dos canales separados, uno como un camino
de transmisión de un UE (User Equipment) a una BS (Base Station), llamado enlace ascendente (UL,
Up Link), y el camino inverso, llamado enlace descendente (DL, Down Link). La asignación de los
dos canales diferentes para un UE no es una utilización eficiente de la banda de frecuencia. Sin
embargo, si tanto los canales de subida y bajada operan a una idéntica frecuencia, es decir, una radio
dúplex completo, se produce un alto nivel de interferencia co-canal (la interferencia entre las señales
utilizando una frecuencia idéntica) [10]. Esto también impide la densificación de la red, es decir, el
despliegue de muchas estaciones base en un área geográfica.
No hay soporte para redes inalámbricas heterogéneas: Las redes inalámbricas Heterogéneas
(HetNets) se componen de redes inalámbricas con diversas tecnologías de acceso, por ejemplo, 3G,
4G, WLAN, Wi-Fi y Bluetooth. En 4G Las HetNets ya están estandarizadas; sin embargo, la
arquitectura básica no fue concebida para darles soporte. Además de esto, en las redes celulares
actuales, para un UE su canal DL y UL deben estar asociadas a una única BS lo que impide la máxima
utilización de las HetNets. En las HetNets, un UE debe poder seleccionar sus canales UL y DL de
16
dos BS diferentes que pertenecen a dos redes inalámbricas diferentes para tener mejor rendimiento
[11].
No hay separación de los usuarios de interiores y exteriores: Las actuales redes celulares tienen
una única BS instalada preferiblemente cerca del centro de la celda a cubrir e interactúa con todos los
UE independientemente de su localización en interior o exterior; mientras que los UE permanecen en
interiores y exteriores aproximadamente el 80% y el 20% de las veces, respectivamente. Además de
que la comunicación entre un UE en interior y la BS (en exterior) no es eficiente en términos de la
tasa de transferencia de datos, la eficiencia espectral, y la eficiencia energética, debido a la atenuación
de las señales al atravesar las paredes [12].
Latencia: Para que un UE reciba acceso a la mejor BS disponible, se necesitan varios cientos de
milisegundos en las redes celulares actuales, y, por lo tanto, ellos son incapaces de soportar la
propiedad de latencia cero. Es decir siempre requerirán de tiempo de demora en el proceso [6].
Las tecnologías 3G y 4G se han centrado mayormente en el caso de uso de la banda ancha móvil,
brindando capacidad de sistemas optimizada y tasas de datos superiores. Este foco claramente
continuará en la futura era de la 5G, en que la capacidad y las tasas de datos serán impulsadas por
servicios como el video.
Pero el futuro traerá mucho más que optimizaciones al caso de uso de la banda ancha móvil
“convencional”. Las redes inalámbricas futuras deberán ofrecer acceso inalámbrico para cualquier
persona y a cualquier cosa. Así, en el futuro, el acceso inalámbrico llegará más lejos que solo al ser
humano para incluir servicios a cualquier entidad que pueda beneficiarse de una conexión. Esta visión
a menudo se conoce como “la Internet de las cosas (IoT)”, “la sociedad interconectada”,
“comunicaciones máquina a máquina (M2M)” o “comunicaciones centradas en las máquinas”
[13][14].
Aunque el proceso de definición de las tecnologías que constituirán la 5G aún no concluye, los
motores para el desarrollo de la tecnología ya están bien comprendidos. El ITU-R identificó tres
escenarios de uso principales para la 5G:
Banda ancha móvil optimizada
Comunicaciones ultra confiables y de baja latencia
Comunicaciones tipo máquina masiva
Muchos factores contribuyen a la necesidad de espectro adicional bajo licencia y, en ciertos sentidos,
reasignado para adaptarse a las capacidades nuevas o alternativas de los sistemas inalámbricos. Estos
factores incluyen los nuevos avances tecnológicos, el surgimiento de nuevas aplicaciones y el
crecimiento de la demanda de los usuarios por servicios inalámbricos. En el pasado, los avances
tecnológicos, crearon la necesidad de contar con bloques de espectro más amplios. El surgimiento de
aplicaciones como el video de alta definición también ha requerido constantes diseños de la interfaz
de radiocomunicaciones con mayores velocidades de conexión e incluso canales más amplios. El
crecimiento de la demanda de los usuarios también presionó a las redes, que debieron recurrir a
medidas que aliviaran la congestión por diversos medios, incluso el acceso a más cantidad de espectro
[6].
Se contemplan muchas aplicaciones para la 5G. Algunas de ellas incluyen optimizaciones a casos de
uso existentes de la 4G y también las hay nuevas y en surgimiento. El video de alta resolución (4K,
17
8K), la Realidad Virtual (VR) y la Realidad Aumentada (AR) para juegos u otros fines, la Internet de
las cosas (IoT), dispositivos de tipo wearable y aplicaciones de misión críticas para fines industriales
y comerciales se cuentan entre estas aplicaciones nuevas y en surgimiento [13].
Para hacerse realidad, estas aplicaciones tienen requisitos técnicos específicos que deben abordarse
mediante el diseño adecuado de la interfaz o interfaces de radio de 5G y el acceso a rangos de
frecuencias apropiados. Mientras que algunas de estas aplicaciones, como video de alta resolución,
requerirían velocidades de conexión ultra rápidas, otras podrían necesitar un desempeño muy robusto
y un rango de amplio alcance [15].
En conclusión, todas estas limitaciones tienen gran relación y dependencia con el espectro de
frecuencia utilizado, las redes 4G actuales usan el espectro de UHF entre 300MHz a 3GHz, este
espectro tiene gran uso actual no solo en servicios celulares sino en otros de Telecomunicaciones, y
ya son un recurso escaso y por lo tanto limitado y costoso. Por lo anterior, se hace necesario usar un
nuevo espectro en una región poco usada y con una gran capacidad de soportar servicios de gran
ancho de banda de información, este es el espectro de las ondas milimétricas.
En últimas, el proyecto de investigación propuesto pretende resolver principalmente el interrogante:
¿Pueden los sistemas de radio sobre fibra (RoF) servir como plataforma de transporte a los
requerimientos de los sistemas 5G que involucren distribución de señales en bandas milimétricas?
1.4 Justificación
Debido a las limitaciones de los actuales sistemas móviles y el crecimiento exponencial del uso de
equipos terminales de usuario, el surgimiento de nuevas aplicaciones que requieren de mayor ancho
de banda y menos latencia, las nuevas tecnologías que requieren conectividad permanente a Internet,
se hace necesario no solamente mejorar los estándares actuales sino desarrollar una nueva generación
que reinvente la forma de comunicación inalámbrica móvil.
Un aspecto muy importante que soportará esta nueva tecnología será el uso de un nuevo rango de
frecuencia, las ondas milimétricas (MMW, milimetric wave). El ancho de banda inalámbrica actual
no será capaz de soportar un gran número servicios en las redes 5G. Por lo tanto, las nuevas
investigaciones deben buscar en las bandas de 30 a 300 GHz (MMW), para lograr las demandas de
servicio futuras.
El nuevo estándar 5G deberá cubrir los siguientes requerimientos:
Aumento dramático de escalabilidad de dispositivos: Un rápido crecimiento de los teléfonos
inteligentes, consolas de juegos, televisores de alta resolución, cámaras, electrodomésticos,
ordenadores portátiles, sistemas de transporte conectados, sistemas de video vigilancia, robots,
sensores y dispositivos portátiles wereables (relojes y gafas) se espera que continúe
exponencialmente en un futuro próximo.
Transmisión de datos a alta velocidad: Un gran crecimiento en el número de dispositivos
inalámbricos, por supuesto, resulta en una mayor cantidad de tráfico de datos que harían sobrecargar
la red actual. Por lo tanto, es obligatorio rediseñar las funciones de transferencia de datos en términos
de nuevas arquitecturas, métodos y tecnologías para los usuarios en interiores y exteriores.
18
Utilización óptima del espectro: Dos canales diferentes (uno para el UL y otro para el DL) hacen
parecer redundante desde el punto de vista de la utilización del espectro. Por lo tanto, es necesario
desarrollar un método de control de acceso que puede mejorar la utilización del espectro. Además, la
utilización y la eficiencia del espectro usado actualmente ya se han estirado hasta el máximo. Lo cual
hace que definitivamente se requiera el ensanchamiento de espectro (Por encima de 3 GHz), junto
con nuevas técnicas de utilización del espectro.
Conectividad ubicua: Brindar a los usuarios la posibilidad de conexión en cualquier lugar sin
importar los sistemas operativos y bandas, debido a las frecuencias de trabajo que no son idénticos a
nivel mundial. Además, soportar la principal división de mercado entre dúplex por división de tiempo
(India y China) frente al dúplex por división de frecuencia (Estados Unidos y Europa). Por lo tanto,
las redes 5G se prevén para conectar sin fisuras a los usuarios donde quiera se encuentren.
Latencia cero: Las futuras redes móviles celulares deben soportar numerosas aplicaciones en tiempo
real y los servicios con diferentes niveles de calidad de servicio (QoS) (en términos de ancho de
banda, latencia, jitter, pérdida de paquetes y retardo de paquetes) y la calidad de la experiencia (QoE)
(en términos de la satisfacción de los usuarios frente a sus proveedores de servicio). Por lo tanto, las
redes 5G se prevén para realizar de manera óptima servicios tanto en tiempo real como con retardo
[6].
Además de todas estas necesidades sumado a las restricciones de ancho de banda al que hacen frente
los proveedores de servicios inalámbricos, ha motivado la exploración de las ondas milimétricas
(MMW), cuyo espectro de frecuencias será el futuro de la comunicación celular de banda ancha.
Además de lo anterior, se debe proponer nuevos esquemas de acceso a los usuarios teniendo en cuenta
el nuevo tamaño de las celdas el cual será mucho menor al actual para el fronthaul, es decir para la
llegada al nuevo terminal móvil del usuario final.
Por esta razón, el presente proyecto pretende hacer un diseño basado en simulación, de un sistema
capaz de usar el transporte de las señales sobre fibra óptica hasta las estaciones base y allí usar una
interfaz óptico-eléctrica que radie dicha señal de manera inalámbrica hacia los usuarios finales sobre
la banda de las ondas milimétricas.
19
1.5 Delimitaciones
El proyecto se enfocará esencialmente en el diseño de una arquitectura capaz de transportar las señales
ópticas sobre fibra (FO) entre las unidades banda base (BBU, Band Base Unit), localizadas en la
Oficina Central (CO) y las unidades de acceso remoto (RAU, Remote Access Unit) ubicadas en las
estaciones Base (BS), para desde allí, ser emitidas inalámbricamente hacia los equipos de usuarios
finales (UE) sobre el espectro de las ondas milimétricas, usando tecnologías de radio sobre fibra
(RoF).
Las pruebas experimentales y sus resultados para demostrar el funcionamiento de dicha arquitectura,
se basará en herramientas de simulación confiables y de amplia difusión en el ambiente académico y
científico.
El proyecto de investigación pretende llegar hasta la frontera actual del conocimiento en el tema
propuesto y mostrar cómo encajará éste dentro del próximo estándar de comunicación,
comprendiendo de la manera más profunda y clara posible, sus ventajas, desventajas y desafíos
tecnológicos por superar, para que sea viable su desarrollo en un futuro de mediano plazo.
Los resultados logrados, pretenden ser una herramienta de conocimiento y guía de consulta para
quienes sigan esta importante industria de la movilidad y quieran ahondar en el desarrollo de nuevas
investigaciones en este campo.
El tiempo de desarrollo del proyecto de investigación será aproximadamente de seis meses a partir de
su aprobación y seguirá las directrices del Grupo de Radiación Electromagnética y Comunicaciones
Ópticas (GRECO) de la Universidad Distrital Francisco José de Caldas.
20
2. Marco Contextual
2.1 Marco de referencia
2.1.1 Transporte de señales en 5G sobre ondas milimétricas
La visión de las comunicaciones inalámbricas de próxima generación 5G se enfoca en el suministro
de muy altas velocidades de datos (típicamente del orden de los Gbps), una latencia extremadamente
baja, un múltiple aumento en la capacidad de las estaciones base y la mejora significativa en la calidad
de servicio (QoS) y de satisfacción en la experiencia (QoE) percibida de los usuarios, en comparación
con las actuales redes 4G LTE. El aumento de la proliferación de dispositivos inteligentes,
introducción de nuevas aplicaciones multimedia, junto con una exponencial subida en la demanda de
datos transmitidos (multimedia) y su uso, ya está creando una carga significativa sobre las redes
celulares existentes.
Con la llegada de los dispositivos móviles de próxima generación, las redes inalámbricas deben
actualizarse para llenar la brecha entre enormes demandas de datos de usuario y la capacidad del canal
que se espera será escaso en poco tiempo. Las tecnologías de las ondas milimétricas (MMW)
aparecen como la solución para el futuro diseño de redes 5G, que exige la disponibilidad de un gran
ancho de banda y alta velocidad de datos. Como contrapartida, la pequeña longitud de onda incurre
en una limitante en propagación de la señal que disminuye el alcance de la transmisión [15].
A principios de 2012, la Unión Internacional de Telecomunicaciones (UIT) en las Naciones Unidas,
inició el programa de desarrollo de un sistema de Telecomunicaciones Móviles Internacionales (IMT)
para 2020 y más allá de esta fecha (IMT for 2020 and beyound), con lo que oficialmente dio inicio
a la carrera global hacia una quinta generación aún por definir, la red móvil (5G). En un avance rápido
en los últimos años, la visión de este sistema de próxima generación está empezando a tomar forma.
Un reciente sector de normalización de la UIT-Radiocomunicaciones (UIT-R), identifica tres
escenarios claves de uso en 5G como son: la banda ancha móvil mejorada, las comunicaciones
masivas del tipo máquina a máquina y la alta fiabilidad y baja latencia de las comunicaciones. El
mismo informe también emite orientación sobre los requisitos para estos escenarios en términos de
rendimiento, índices tales como la eficiencia del espectro, la latencia, la densidad de la conexión, y
la capacidad de tráfico inalámbrico [2].
Con el fin de cumplir con estos requisitos y llevar este visionario sistema a la realidad, se cree que el
futuro de la red 5G se basará sobre una estructura de pequeñas celdas. Como el espectro adecuado
para la comunicación móvil se hace más y más escaso, la densificación de celdas es la única manera
de cubrir la demanda de capacidad de tráfico en una zona. Allí se hace necesario usar un nuevo
espectro en el rango de las ondas milimétricas donde por sus características de propagación encajaría
con el nuevo tamaño de las celdas. Además, una celda pequeña también trae el punto de acceso de
radio más cerca al dispositivo final, acortando así el enlace de comunicación de extremo a extremo,
en consecuencia, reducir la latencia y aumentar la fiabilidad. Esta menor distancia beneficia también
en la reducción del consumo de batería aumentando su duración y vida útil [16].
21
Según la Unión Internacional de Telecomunicaciones (UIT), el tráfico estimado de la tecnología
inalámbrica de comunicaciones móviles en 2020 presentará una relación de crecimiento de 25 a 100
veces mayor en comparación con 2010. Con el fin de soportar el aumento explosivo del tráfico de
datos inalámbrico, se requieren velocidades de transmisión de hasta Gbps. Acorde con la tasa y el
espectro de la demanda, los equipos de comunicación de onda milimétrica (MMW) se han convertido
en uno de las técnicas más atractivas de la próxima generación (5G).
La transmisión sobre ondas milimétricas es considerada como una técnica clave en la próxima
generación de sistemas de comunicaciones móviles inalámbricas (5G). Sin embargo, los sistemas de
comunicación con MMW tradicionalmente han sido aplicados con éxito en escenarios interiores,
dejando abierta la cuestión de su uso al aire libre. Esta tecnología puede ser usada tanto para los
enlaces de acceso (fronthaul) como los enlaces de backhaul [3].
Con el desarrollo de la integración a muy gran escala (VLSI), muchos países han abierto la banda
alrededor 60 GHz para usos públicos, tales como IEEE 802.11ad y Wireless HD. Sin embargo, debido
a la longitud de onda corta y susceptibilidad al ambiente externo, el MMW se ha aplicado
principalmente en escenarios de corta distancia en interiores, por lo general menos de 100 metros.
Debido a esto, nuevos estudios y experimentos se han realizado para comprobar la viabilidad de
comunicación con MMW en exteriores. Estos demuestran que son capaces de proporcionar una
cobertura estable a una región con un radio de 200 a 300 metros. La cobertura también puede
ampliarse si se introducen relevos o colaboradores. Se han considerado en entornos de red
heterogénea (HetNet), en la que se estudia cómo utilizar estas frecuencias, tanto en enlaces de acceso
(fronthaul) como enlaces de backhaul. Se han tratado de resolver los puntos clave relacionados, con
los desafíos y posibles soluciones que implican las redes de infraestructura, tecnologías y factores
que afectan a la comunicación MMW [17].
2.1.2 Bases de la tecnología de radio sobre fibra
Es bien sabido que un enlace de comunicación de fibra óptica es superior a una conexión de radio
inalámbrica en términos de los principales y más importantes parámetros que determinan el valor de
las líneas de telecomunicación. El primero es el rango de la línea de telecomunicación medido en
unidades de longitud, donde la fibra óptica es el ganador absoluto con una atenuación típica de 0,2
dB por kilómetro, en comparación con el enlace de radio inalámbrico, donde la atenuación de la señal
es mayor y aumenta con la frecuencia. El segundo parámetro es la capacidad de enlace, que mide la
cantidad de información transmitida en una trama de tiempo, donde las propiedades de banda ancha
de la fibra óptica lo convierten en un medio prácticamente de ancho de banda ilimitado.
La idea básica de la tecnología de radio sobre fibra (RoF), la cual utiliza la transmisión de señales de
radiofrecuencia (RF) a través de enlaces de fibra óptica, es aprovechar la baja atenuación de la fibra
y el alto ancho de banda. Dado que una línea de fibra óptica tiene un gran ancho de banda, permite la
transmisión de señales de RF, microondas o incluso MMW. Hay varios principios detrás de los
diferentes métodos de transporte de señal RF en tecnología RoF. El método más sencillo para
distribuir ópticamente una señal de RF es simplemente modular directamente la intensidad de la
fuente de diodo láser (LD) con la señal de RF y utilizar la detección directa (DD) en el fotodiodo
(PD) para recibir la señal de RF. Para la transmisión de señales de mayor frecuencia como las MMW,
la modulación de intensidad (IM) no es posible modulando directamente la corriente del LD debido
22
al ancho de banda limitado del mismo. Afortunadamente, existe otra opción para la modulación de
intensidad en la que el LD opera en modo de onda continua (CW) y luego se usa un modulador
externo, como el modulador de electroabsorción o el modulador Mach-Zehnder (MZM) para modular
la intensidad de la luz. Después de la modulación de intensidad con la señal de RF real, tiene lugar la
transmisión a través del trayecto de fibra óptica. Finalmente, en el extremo de la fibra el PD receptor
extrae la señal RF por detección directa (DD) [18].
2.1.3 Perspectiva de ROF en Comunicaciones móviles
La estructura integrada de la tecnología RoF móvil interior y exterior podría tener la estructura que
se muestra en la Figura 2-1. Este sistema se puede utilizar en el futuro con alguna modificación en la
topología. Por ejemplo, una RBS se puede conectar a otra RBS central utilizando la topología BUS.
Al aplicar esta topología, el costo del sistema se reduce al ahorrar en el cable óptico aplicado en el
sistema. Como se puede ver en la Figura 2.1 mediante el uso de un repetidor RoF, más de 300
estaciones base en el sistema celular pueden ser multiplexadas por DWDM y transmitidas a través de
fibra monomodo (SMF, Single Mode Fiber) a la CBS. En esta estructura, cada estación base utiliza
una única longitud de onda para conectarse a la CBS. Las técnicas de Multiplexación WDM
(Wavelength Division Multiplexing) o DWDM (Dense-WDM) son el núcleo de este sistema. En cada
RBS, se puede utilizar un solo conjunto de antenas para recibir varias señales de RF en la
comunicación dentro de un sistema de transporte inteligente (ITS).
Mediante el uso del repetidor RoF, la fibra óptica pre-existente, que llega hasta la casa (FTTH), se
puede utilizar para aplicaciones móviles. Uno de los componentes de la Figura 2.1 es el sistema de
antenas distribuidas (DAS) que se utiliza para la comunicación en interiores. DAS aprovecha los
conmutadores ópticos que tienen muchas ventajas en comparación con los conmutadores RF. El alto
nivel de aislamiento y la muy baja intermodulación son las ventajas más significativas [4].
23
Figura 2-1 Perspectiva de RoF en Comunicaciones móviles.
Tomado de [4].
La Figura 2-2 muestra un ejemplo de los equipos disponibles en la RBS que pueden ser listados como:
un EAM (Eletroabsorbtion Modulator), una antena remota, diplexer, amplificador de alta potencia
(HPA), amplificador de bajo ruido (LNA) y fuente de alimentación. Sin embargo, la tendencia del
sistema RoF es simplificar la RBS y cambiarla a una unidad pasiva [4].
Figura 2-2 Diagrama de bloques de la estación base remota (RBS).
Adaptado de [4].
Rep
etid
or
Ro
F
WD
M
EAM
Dip
lexe
r
CBS
RBS_1
HPA
LNA RBS_2
RBS_n
R B S _ 1
Hacia
BTS
….
24
2.2 Estado del arte
2.2.1 Las ondas milimétricas en las futuras redes 5G
A pesar de los esfuerzos de investigación industrial para implementar las tecnologías inalámbricas
más eficientes posibles, la industria inalámbrica siempre enfrenta una demanda de capacidad
abrumadora para sus tecnologías inalámbricas actualmente desplegadas, provocadas por los continuos
avances y descubrimientos en computación y comunicaciones y la aparición de nuevos teléfonos
inteligentes y también la cada vez mayor necesidad de acceder a Internet. Esta tendencia se producirá
en los próximos años para 4G LTE, lo que implica que en algún momento alrededor de 2020, las
redes inalámbricas se enfrentarán a la congestión, así como la necesidad de implementar nuevas
tecnologías y arquitecturas para atender adecuadamente las demandas continuas de los operadores y
clientes. El ciclo de vida de cada nueva generación de tecnología celular es generalmente de una
década o menos, debido a la evolución natural de la informática y la tecnología de las comunicaciones.
Se contempla un futuro inalámbrico en el que las tasas de datos móviles se expanden al rango de
varios gigabits por segundo, posibilitado por el uso de antenas direccionables y el espectro de ondas
milimétricas (MMW) que simultáneamente podrían soportar comunicaciones móviles y de backhaul,
con la posible convergencia celular y servicios Wi-Fi [19].
Estudios recientes sugieren que las frecuencias de onda mm podrían utilizarse para aumentar las
bandas actualmente saturadas del espectro radioeléctrico de 700 MHz a 2,6 GHz para las
comunicaciones inalámbricas [20]. La combinación de tecnología CMOS rentable que ahora puede
funcionar bien en las bandas de frecuencias de onda mm y antenas orientables de alta ganancia en la
estación móvil y de base, refuerza la viabilidad de las comunicaciones inalámbricas de onda mm [21],
[22] Además, las frecuencias portadoras de ondas milimétricas permiten mayores asignaciones de
ancho de banda, que se traducen directamente a mayores velocidades de transferencia de datos. El
espectro de MMW permitirá a los proveedores de servicios ampliar significativamente los anchos de
banda del canal mucho más allá de los actuales canales de 20 MHz utilizados por los clientes 4G. Al
aumentar el ancho de banda del canal de RF para los canales de radio móviles, la capacidad de datos
se incrementa considerablemente, mientras que la latencia para el tráfico digital se reduce
considerablemente, lo que apoya mucho mejor el acceso basado en Internet y las aplicaciones que
requieren latencia mínima. Las frecuencias de MMW, debido a la longitud de onda mucho más
pequeña, puede aprovechar la polarización y nuevas técnicas de procesamiento espacial, como MIMO
masiva y beamforming adaptativo [23].
Dado este importante salto en el ancho de banda y las nuevas capacidades ofrecidas por las MMW,
los enlaces de estación base a dispositivo, así como los enlaces de backhaul entre oficinas centrales
(CO) y de fronthaul entre estas y las BS, podrán manejar una capacidad mucho mayor que las redes
4G de hoy en áreas altamente pobladas. Además, a medida que los operadores continúan reduciendo
las áreas de cobertura celular para explotar la reutilización espacial e implementando nuevas
arquitecturas cooperativas como MIMO cooperativo, relés y mitigación de interferencias entre
estaciones base, el costo por estación base disminuirá a medida que sean más abundantes y más
densamente distribuidos en las áreas urbanas, lo que hace que esta tecnología sea esencial para la
flexibilidad, el despliegue rápido y la reducción de los costos de operación [19].
25
Por último, a diferencia del espectro no continuo utilizado por muchos operadores celulares de hoy,
donde las distancias de cobertura de los sitios celulares varían ampliamente en frecuencia entre 700
MHz y 2,6 GHz, el espectro de MMW tendrá asignaciones espectrales relativamente más cercanas lo
que hace que las características de propagación de diferentes bandas de ondas milimétricas sean
mucho más comparables y "homogéneas". Las bandas de 28 GHz y 38 GHz están actualmente
disponibles con asignaciones de espectro de más de 1GHz de ancho de banda. Dicho espectro,
originalmente destinado a uso de servicio local de distribución multipunto (LMDS) a finales de 1990,
podría ser utilizado para las nuevas redes celulares 5G [19].
Un mito común en la comunidad de ingeniería inalámbrica es que la lluvia y la atmósfera hacen que
el espectro de las ondas milimétricas sea inútil para las comunicaciones móviles. Sin embargo, cuando
se considera el hecho de que el tamaño de las celdas en los entornos urbanos es del orden de 200 m,
se hace evidente que la MMW celular puede superar estas cuestiones. Las Figuras 2-3 y 2-4 muestran
la atenuación de la lluvia y las características de absorción atmosférica de la propagación de la MMW.
Se observa que, para tamaños de celdas del orden de 200m, la absorción atmosférica no crea una
pérdida de trayectoria adicional significativa para las MMW, particularmente a 28 GHz y 38 GHz.
Sólo se espera una atenuación de 7 dB/km debido a las fuertes precipitaciones de 1 pulgada / h para
la propagación celular a 28 GHz, lo que se traduce en sólo 1,4 dB de atenuación a más de 200 m de
distancia. El trabajo de muchos investigadores ha confirmado que para las pequeñas distancias
(menos de 1 km), la atenuación de la lluvia presentará un efecto mínimo sobre la propagación de las
MMW a 28 GHz y 38 GHz para las celdas pequeñas [24].
Figura 2-3 Atenuación de la lluvia en dB/km a través de la frecuencia a diversas tasas de precipitación.
Tomado de [24].
26
La Figura 2-3 muestra como la atenuación de la lluvia a 28 GHz tiene una atenuación de 7 dB/km
para una precipitación muy intensa de 25 mm/h (aproximadamente 1 pulgada por hora). Si las
regiones de cobertura celular son de 200 m de radio, la atenuación de la lluvia se reducirá a 1,4 dB.
Las futuras tecnologías inalámbricas deben ser validadas en los entornos más urbanos. Con el fin de
mejorar la capacidad y la calidad del servicio, la arquitectura de la red celular debe apoyar una mayor
reutilización espacial. Las estaciones base MIMO masivas y los puntos de acceso de pequeñas celdas
son dos enfoques prometedores para el futuro celular. Las estaciones base MIMO masivas asignan
las matrices de antena a las estaciones base macro existentes, las cuales pueden concentrar con
precisión la energía transmitida a los usuarios móviles [23].
Figura 2-4 Absorción atmosférica a través de las frecuencias de onda mm en dB/km.
Tomado de [25].
La Figura 2-4 muestra como la atenuación causada por la absorción atmosférica es de 0,012 dB sobre
200 m a 28 GHz y 0,016 dB sobre 200 m a 38 GHz. Frecuencias de 70 a 100 GHz y 125 a 160 GHz
también tienen pérdidas pequeñas.
Las celdas pequeñas descargan el tráfico de las estaciones base mediante la superposición de una capa
de pequeños puntos de acceso a las celdas, lo que en realidad disminuye la distancia media entre los
transmisores y los usuarios, lo que resulta en menores pérdidas de propagación y mayores tasas de
datos y eficiencia energética. Ambas tendencias importantes son fácilmente soportadas y, de hecho,
son realzadas por el paso al espectro de MMW, ya que las pequeñas longitudes de onda permiten que
docenas a cientos de elementos de antena se coloquen en una matriz en una plataforma física
27
relativamente pequeña en la estación base o el punto de acceso y la evolución natural a pequeñas
celdas asegura que las frecuencias de las MMW superarán cualquier atenuación debida a la lluvia.
La comprensión del canal de radio es un requisito fundamental para desarrollar futuros sistemas
móviles de MMW. Con una sólida comprensión técnica del canal, los investigadores y profesionales
de la industria pueden explorar nuevos métodos para la interfaz aérea, el acceso múltiple, los enfoques
arquitectónicos que incluyen la cooperación y la mitigación de la interferencia y otras técnicas de
mejora de la señal. Con el fin de crear un modelo de canal espacial estadístico (SSCM, statistical
spatial channel model) para canales de múltiples vías de MMW, así como también se deben realizar
mediciones extensas en condiciones y ambientes de operación típicos y en el peor de los casos en
diferentes entornos [19].
2.2.2 Tendencia futura de la tecnología móvil ROF
Varias cuestiones para el futuro de las comunicaciones móviles basadas en RoF deben ser abordadas.
La primera cuestión es simplificar el BS tanto como sea posible. La dirección de las investigaciones
en este sentido tiene como objetivo diseñar una BS pasiva que no necesite mantenimiento ni soporte.
La compacidad (tamaño) es otra cuestión para la BS, que es importante en la comunicación móvil en
interiores. Una posible solución es una BS sin fuente de alimentación. Dado que este sistema puede
funcionar sin fuente de alimentación eléctrica, puede utilizarse en diversas situaciones. En algunos
estudios se sugiere la eliminación de la fuente óptica en el BS utilizando un EAM (Elecro Absortion
Modulator).
En este método, el EAM actúa como un fotodiodo en el enlace descendente y funciona como un
modulador para el enlace ascendente. El portador óptico que es necesario para el enlace ascendente
se alimenta a la BS desde la CO de forma remota. Una de las ideas propuestas para centralizar el
procesamiento de la señal es la pre-distorsión en el enlace descendente y la post-distorsión en el
enlace ascendente para compensar el efecto del láser y la no linealidad de la fibra.
Uno de los inconvenientes del sistema de RoF es lo costoso de la CO debido al procesamiento de la
señal en frecuencia de RF ocasionado por el alto costo de estos dispositivos. Por lo tanto, algunas
investigaciones van a sustituir el procesamiento eléctrico por uno óptico. PDC (Photonic Down
Conversion) es la solución para eliminar el uso de componentes eléctricos RF en la CO. Utilizando
esta técnica el problema de la dispersión cromática en la fibra también puede ser resuelto.
Otra dirección de las investigaciones tiene como fin reducir el costo del sistema RoF mediante el uso
de fibra multimodo (MMF, Multi-Mode Fiber) en lugar de monomodo (SMF, Single Mode Fibre).
Se han realizado algunas investigaciones sobre el uso de fibra preexistente en el área urbana antigua
para reducir dicho costo. También las técnicas de Fibra al Hogar (FFTH) se pueden utilizar mediante
la aplicación de WDM. En esta estructura, se ha sugerido el uso del repetidor OEO (óptico-eléctrico-
óptico) y WDM para multiplexar diferentes señales procedentes de diferentes estaciones base. Por el
contrario, en el área urbana nueva donde no existe infraestructura de comunicación, el coste del
sistema puede reducirse compartiendo la fibra óptica desde las BS hacia la CO usando DWDM
(Dense Wave Length Division Multiplexing) sobre fibra monomodo. Mediante esta técnica se pueden
conectar cerca de 300 estaciones base a una oficina cenral [4].
28
2.2.3 Algunos desafíos de la tecnología ROF
Con el fin de diseñar el sistema de ROF con una alta tasa de transmisión y alta capacidad que estará
presente en la futura comunicación móvil, hay una cantidad de problemas técnicos que deben
resolverse. Algunos de estos desafíos se resumen en la Tabla 2-1.
Desafíos Algunas soluciones propuestas
Técnica de modulación Modulación directa sólo para frecuencias por
debajo de las MMW. La modulación externa, la
heterodinación óptica y el modulador EAM
pueden ser soluciones en MMW.
Dispersión cromática Modulación de banda lateral única (SSB),
conversión fotónica descendente.
Distorsión de fase 1. Método de cancelación de ruido de fase.
2. Bloqueo de inyección de banda lateral.
3. Codificación de corrección de errores.
4. Lazo de bloqueo de fase óptica (OPLL,
Optical Phase Locked Loop)
Láser y fibra óptica no lineal Técnica de pre-distorsión y post-distorsión
Caracterización y cancelación de ruido por
combinación de ruido óptico e inalámbrico.
Caracterizar el ruido óptico-inalámbrico
estableciendo la relación entre las propiedades
del enlace óptico y los dispositivos ópticos con
ruido inalámbrico.
Detección multiusuario en estimación óptica-
inalámbrica no lineal
Detección óptica inalámbrica mediante
propiedad de correlación del código PN.
Compacidad y costo de la BS Centralización del procesamiento de señales en
la CO, eliminación de fuente láser y mezclador
eléctrico en BS, Eliminación de alimentación en
la BS.
Enlace inalámbrico de alta velocidad de datos
como parte complementaria de RoF
Uso de MIMO-OFDM-CDMA y sistemas de
antenas inteligentes.
Enlace ascendente costoso y complejo Mediante la conversión fotónica hacia abajo, el
procesamiento de la señal eléctrica se puede
hacer en frecuencia IF para reducir el costo.
No disponibilidad de interfaces opto-eléctricas Las investigaciones van encaminadas a
proporcionar un tamaño pequeño y de bajo
costo para las interfaces óptico-eléctricas.
Diseño de conmutador óptico Tecnología 3DMEM de conmutadores ópticos
de bajo precio para una conmutación ultra
rápida.
Tabla 2-1 Desafíos de los sistemas RoF
Tomado de [4].
29
2.2.4 Oscilador para la distribución de señal de bajo ruido de fase
Se proponen diferentes esquemas de modulación y técnicas de multiplexación para ahorrar espectros
y aumentar la capacidad del sistema inalámbrico. En todos estos casos es evidente que el ruido de
fase de la señal transmitida está jugando un papel importante. Los transceptores de comunicaciones
móviles de hoy en día emplean osciladores que proporcionan la señal periódica necesaria para la
traducción de frecuencia en los circuitos de transceptor y para la temporización de los circuitos
digitales. Cuando las interfaces de radio se mueven a la región de MMW, es aún más difícil de
conseguir un bajo ruido de fase, ya que el piso de ruido de fase está aumentando cuando los
osciladores están operando a altas frecuencias. Se considera que un oscilador de frecuencia de bajo
ruido de fase en el rango de MMW es crítico para 5G y es un habilitador clave de esta tecnología.
Una solución propuesta a esta problemática es el Oscilador Opto Electrónico (OEO, optoelectronic
oscillator) [18].
Un oscilador de alto rendimiento con una alta pureza espectral es un elemento clave en todos los
sistemas de comunicación inalámbrica. Para la generación de señales de RF, microondas y MMW, se
utilizan diferentes aproximaciones, tales como osciladores de cristal de cuarzo, resonadores
dieléctricos, resonadores de zafiro o resonadores dieléctricos de aire. Desafortunadamente, en todas
estas implementaciones el ruido de fase del oscilador aumenta con la frecuencia. Un dispositivo que
no está sujeto a esta ley restrictiva de la física es el Oscilador Opto Electrónico (OEO), que se
introdujo a principios de 1990. Desde entonces, las propiedades clave de este dispositivo se han
mejorado continuamente y se han resuelto los problemas de diseño. Un diagrama esquemático de un
OEO de bucle sencillo se muestra en la Figura 2-5. El principal componente del OEO es una fibra
óptica de baja pérdida, que actúa como línea de retardo muy alargada. La mayor ventaja de un OEO
es que el factor de calidad (Q) del resonador es proporcional al producto del retardo de tiempo
introducido por la fibra y la frecuencia del oscilador. Dado que la pérdida de la fibra óptica está
determinada por la longitud de onda del diodo láser (LD), esta permanece constante para
prácticamente cualquier frecuencia de señal generada. Como resultado de esto, Q aumenta si la
frecuencia de oscilación está aumentando. En otras palabras, si la longitud del enlace de fibra óptica
con OEO aumenta, el ruido de fase del OEO disminuirá [18].
Figura 2-5 Componentes ópticos, eléctricos y opto electrónicos de un oscilador opto electrónico de bucle sencillo (OEO).
Adaptado de [18].
Diodo
Laser
Modulador
Óptico
Foto
Detector
Filtro Óptico
Amplificador
Óptico
Filtro Eléctrico Amplificador
Eléctrico
Salida Óptica
Salida Eléctrica
F.O
Retardo de
linea
30
Un OEO de bucle único consta de una sección óptica y una electrónica. Cada una de estas partes tiene
su propia salida de señal, es decir, óptica y eléctrica. En una propuesta para la distribución de una
señal de oscilador de bajo ruido de fase, se prefiere utilizar la salida de señal óptica y entregarla a
través de una fibra óptica a la estación base, donde se convierte en una forma eléctrica y así ser
utilizada para la transmisión inalámbrica.
Hoy en día, muchas estaciones base 2G, 3G y 4G ya están conectadas a una oficina central a través
de enlaces de fibra óptica con el propósito de llevar una señal de banda ancha a los dispositivos
móviles del usuario final. Esencialmente, estas redes móviles son una combinación de transmisión
fija e inalámbrica. En la estación base se produce la conversión entre la señal óptica y la señal de
radiofrecuencia. A través de grandes distancias, la transmisión desde la oficina central a las estaciones
base se consigue a través de fibra óptica, mientras que, a través de distancias más pequeñas, dentro
del área de cobertura de la celda, la transmisión desde la estación base hasta los dispositivos móviles
del usuario se logra mediante interfaces inalámbricas. El principio común, que ha estado en uso
durante varios años y se puede ver en las redes celulares comerciales 2G, 3G y 4G actualmente
disponibles, se ilustra en la Figura 2-6. La fibra óptica se utiliza como un sustituto efectivo de un
cable coaxial o un par trenzado. A través de una línea de fibra óptica, que comprende un LD emisor
y un PD receptor, se consigue la transmisión con PDH, SDH o ATM, que actualmente están siendo
reemplazados por IP. Con esta solución, la transición de la transmisión cableada a la inalámbrica
requiere una conversión de señal en cada estación base. En el lado del transmisor de la estación base,
el mezclador de frecuencia y un oscilador local (LO) de baja frecuencia de ruido de referencia, se
utilizan para convertir hacia arriba la señal de banda base sobre la portadora modulada necesaria para
la transmisión inalámbrica. De forma similar, el mezclador de frecuencias y el LO de bajo ruido de
fase se utilizan para la conversión descendente de la señal entrante en el lado receptor de la estación
base [18].
Figura 2-6 Transmisión sobre fibra óptica en banda base y procesamiento de la señal en la estación base.
Adaptado de [18].
Si se utilizan diferentes frecuencias para la transmisión y recepción de señales, la estación base suele
estar equipada con dos antenas separadas. También es posible utilizar simultáneamente una única
antena para la transmisión y recepción de la señal, haciendo que la salida del receptor sea totalmente
reflectante cuando se apague o mediante la aplicación de un circulador magnético o incluso con un
circulador de chip integrado, que encamina las señales desde el transmisor de radio a la antena y desde
LD
PD
PD
LD
Downlink
Uplink
LO
Dat
a in
D
ata
ou
t
CO BS Tx
Rx
31
la antena al receptor de radio. Esta solución de una sola antena es especialmente útil para la
comunicación semi-dúplex, pero en las comunicaciones full-dúplex, una gran cantidad de señal
transmitida puede filtrarse al receptor de radio en el caso de presentarse un desajuste de impedancia
de antena. Dado que la potencia de la señal transmitida es mucho mayor que la potencia de la señal
recibida, incluso una pequeña fuga puede destruir completamente la señal de recepción si no se utiliza
un circuito de cancelación.
Los sistemas inalámbricos de banda ancha de alta capacidad basados en la Multiplexación por
división de frecuencias ortogonales (OFDM) o los últimos, No- OFDM requieren una fuente de señal
de RF de bajo ruido de fase con una alta estabilidad situada en un entorno regulado por temperatura
de la estación base. Un oscilador de cristal suficientemente preciso, estabilizado en horno aumenta la
complejidad de la estación base y es una solución muy costosa. Cuando el número de celdas comience
a aumentar con la aparición de 5G, tales redes móviles se volverán inviables económicamente, debido
al gran número de estaciones base que se requerirían con la tecnología actual. Por esta razón se
requiere una nueva tecnología para superar el problema.
Una de las posibles soluciones es generar una señal de microondas por heterodinación óptica, en la
que los LD están situados en una oficina central y la luz de ellos se transmite por fibra óptica a la
estación base donde esas dos ondas ópticas de diferentes longitudes de onda se mezclan en el PD que
se encuentra en la estación base, como se muestra en la Figura 2-7. La generación de la señal de RF
mediante foto-mezcla óptica elimina la necesidad de cualquier estabilización de frecuencia del
oscilador local en la estación base [18].
Figura 2-7 Transmisión de dos señales ópticas desde una oficina central y mezcla óptica para generar una señal de microondas o mmw en el PD en la estación base.
Adaptado de [18].
La investigación de [18] propone tener un OEO de bajo ruido de fase en la oficina central en lugar de
dos LD. La Figura 2-8, muestra cómo el OEO de bucle simple puede implementarse en un sistema
RoF para simplificar las estaciones base de la red. La señal de bajo ruido de fase procedente de la
salida óptica del OEO se transfiere de la oficina central a la estación base mediante fibras ópticas
monomodo separadas. Además, se propone utilizar sólo un OEO en la oficina central y distribuir su
señal a muchas estaciones base mediante el uso de la tecnología RoF y una red óptica pasiva (PON).
Si la señal de oscilador de bajo ruido de fase se transmite desde la central a través de una
LD
PD
PD
LD
Downlink
Uplink
Enlace Oscilador
Dat
a in
D
ata
ou
t
PD LD1
LD2
CO BS
32
infraestructura de red óptica pasiva, se reduce el número de osciladores en el sistema. Se cree
entonces, que en una red práctica con un gran número de estaciones base terminales y una oficina
central, el tipo de transmisión RoF propuesto ofrece una ventaja económica significativa.
Figura 2-8 Transmisión RoF de señal de oscilador de bajo ruido de fase sobre fibra óptica y detección óptica en la estación base.
Adaptado de [18].
En la estación base remota, la señal de RF es detectada por el PD, creando una señal de RF adecuada
para la conversión de frecuencia de la señal de datos en el mezclador. Si deseamos crear una señal de
RF a través de la foto-detección, el PD necesita un ancho de banda suficiente para el rango de
frecuencia correspondiente.
Figura 2-9 Espectro de señal modulada en intensidad en la entrada de fibra y después de L-km de fibra.
Tomado de [18].
LD
PD
PD
LD
Downlink
Uplink
Enlace Oscilador
Dat
a in
D
ata
ou
t
PD OEO
CO BS
PON
33
La Figura 2-9 muestra como la dispersión cromática cambia la relación de fase entre el portador
óptico y las bandas laterales superior e inferior.
Una solución que utiliza líneas ópticas separadas para la señal de datos y para la señal de mezcla se
muestra en la Figura 2-8. Por supuesto, es posible unir las señales de las tres líneas de fibra óptica en
una única fibra óptica usando Multiplexación por división de longitud de onda (WDM). Debe
observarse que existen ciertas desventajas de distribuir la señal del oscilador desde la oficina central.
El principal es que la señal óptica que transporta la señal del oscilador a la salida del OEO es modulada
en intensidad. Es bien sabido que la modulación de amplitud (en intensidad) es muy sensible a la
dispersión cromática de la fibra óptica, la cual se acumula con la longitud de la fibra. Como la señal
óptica modulada se transmite a través de un enlace de fibra óptica, la dispersión cromática provoca
un cambio de fase diferente en cada uno de los componentes espectrales (el portador y las bandas
laterales dobles), como se muestra en la Figura 2-9.
El desplazamiento de fase de cada componente espectral depende de la longitud de la fibra, la
frecuencia del oscilador y el coeficiente de dispersión. En consecuencia, de acuerdo con [18], la
potencia de la señal detectada depende de la longitud.
2
0
0
coslog10),( OSCOSC fc
DLfLP
(2.1)
Donde L es la longitud de la fibra, c0 es la velocidad de la luz en el espacio libre, D es el coeficiente
de dispersión de la fibra, λ0 es la longitud de onda del portador óptico y fOSC es la frecuencia del
oscilador. En el caso en que el retardo de fase entre las bandas laterales en el extremo de la línea de
fibra es de 180º, la mezcla destructiva en el PD anulará toda la señal del oscilador, como se muestra
en la Figura 2-10.
Figura 2-10 Penalización de potencia de la señal del oscilador dependiente de la longitud de la fibra.
34
Tomado de [18].
Por ejemplo, cuando se transmite una frecuencia de oscilación de 10 GHz sobre el enlace de fibra
óptica a 1550 nm, donde la fibra monomodo estándar tiene una dispersión de 17,5 ps / (nm.km), se
produce una degradación de 3 dB en el oscilador a una distancia de 23,8 km. A una frecuencia de
oscilador de 40 GHz se produce una degradación de 3 dB después de sólo 1,5 km. Lo anterior significa
que la transmisión de la señal del oscilador por una señal óptica modulada en intensidad sólo es
aplicable para frecuencias de hasta 10 GHz. Para frecuencias de oscilador más altas, la incidencia de
dispersión limitante puede reducirse usando un OEO, donde se usa una modulación de banda lateral
única [23] con una filtración óptica o un modulador Mach-Zehnder (MZM) especialmente controlado.
Además de la dispersión cromática, la dispersión de modo de polarización (PMD) de un enlace de
fibra óptica también puede causar una degradación en la calidad de la señal transmitida por el
oscilador. En consecuencia, se requiere un enlace de fibra óptica de baja PMD. De igual manera, se
debe prestar atención a la dispersión de Rayleigh del enlace de fibra óptica y su contribución al ruido
de fase.
Se concluye en [18] que las futuras redes móviles requerirán de transmisión en la banda de las MMW
usando celdas pequeñas, para lograr estas altas frecuencias se requieren osciladores con alta
estabilidad y bajo ruido de fase las cuales se logran gracias a los OEO. La tecnología RoF es muy
adecuada para la transmisión de señales RF, usando un OEO estable, de bajo ruido de fase. La
combinación de estas tecnologías tiene como fin minimizar los costos del sistema de comunicaciones
móvil gracias a la distribución de la señal del oscilador desde un OEO hacia muchas estaciones base
usando tecnología RoF. Para la distribución de la señal del oscilador se propone una red de fibra
óptica pasiva (PON) con una topología de árbol. Finalmente, también se esbozaron algunos
fenómenos que pueden influir en la transmisión de una señal de oscilador a la estación base. Las
posibles limitaciones del sistema, tales como la dispersión cromática, la PMD y la dispersión de
Rayleigh. Un sistema RoF es susceptible a la dispersión cromática en el enlace de fibra óptica, lo cual
induce la supresión de la potencia de RF dependiente de la longitud y la frecuencia.
2.2.5 Arquitectura de acceso Integrado Fibra Óptica – Inalámbrica
Para soportar celdas pequeñas de próxima generación, las fibras ópticas en lugar de los cables de
cobre se consideran como el medio ideal para el backhaul y el fronthaul con el fin de proporcionar un
ancho de banda enorme y un medio de actualización hacia la capacidad futura. Por lo tanto, las
tecnologías integradas de acceso óptico e inalámbrico para la próxima generación de comunicaciones
inalámbricas 5G se convierten en temas importantes que requerirán una fuerte investigación
interdisciplinaria y el co-diseño de la interfaz óptica a eléctrica y aérea, la interfaz entre el fronthaul
y los recursos de banda base agrupados y compartidos, la ampliación de la capacidad de backhaul
para hacer frente al aumento del tráfico fronthaul, y el co-diseño de la interfaz de red backhaul-core
mejorada con centros de datos distribuidos utilizados en cloud computing. Varias de estas tecnologías
habilitadoras claves para los sistemas de próxima generación de celdas pequeñas de 5G, incluyendo
la tecnología de redes de acceso WDM-PON (Wavelength Division Multiplexing – Passive Optical
Network).
La tecnología de fibra óptica existente y emergente encuentra dos puntos de inserción principales que
permiten el máximo rendimiento de las redes inalámbricas integradas de 5G. Las redes de transporte
35
óptico (OTN, optical transport networks) existentes pueden utilizarse para el transporte de datos de
banda base en el backhaul, mientras que el transporte de frecuencia intermedia (IF, intermediate
frequency) y la generación óptica de ondas milimétricas son tecnologías emergentes para el fronthaul
que pueden utilizar la fibra existente en la fibra al hogar (FTTH, fiber to the home) y de las redes
ópticas pasivas (PON) para la capacidad agregada en 100 Gb/s, multiservicio, radio transmisión punto
a multipunto a través de fibras ópticas, como se muestra en la Figura 2-11.
La Multiplexación por división de longitud de onda densa (DWDM) sobre redes ópticas pasivas
(PON) muestra baja latencia y puede transportar simultáneamente múltiples servicios, incluyendo
ondas milimétricas, hacia la cabecera de radio remota (RRH, remote radio head) en un rango de
aproximadamente 30 km. WDM-PON ya ha demostrado ser un candidato prometedor para futuros
sistemas ópticos de acceso de banda ancha y redes de backhaul móviles de próxima generación.
Figura 2-11 Arquitectura de red de acceso óptico fronthaul y backhauls para redes móviles emergentes de información y comunicación. (RRH: cabecera de radio remota, CO: oficina central).
Tomado de [3].
En la gráfica, se usan dos topologías sobre WDM-PON para las redes backhaul y fronthaul. Para la
topología de red de árbol, cada nodo final está conectado a un nodo central denominado central office
(CO). Mientras que, en la topología del anillo, la red conecta todos los nodos de una manera circular
en los cuales los datos viajan alrededor del anillo en ambas direcciones. Una de las principales
limitaciones de las topologías basadas en árboles es la falta de capacidades de protección o
restauración sencillas y costo efectivas. Particularmente, una falla del tronco lleva a desconexiones
para todos sus nodos secundarios. Sin embargo, la red óptica de anillo requiere costosos multiplexores
ópticos add-drop (OADM) en cada nodo, lo que aumentará considerablemente su coste. Con sus
diferentes propiedades y aplicaciones, ambas topologías pueden desempeñar sus roles en una red de
36
acceso inalámbrico. Como se muestra en la Figura 2-11, se utiliza un anillo WDM PON como red de
backhaul móvil entre los grupos de unidades banda base (BBU) y una red de conmutación de etiquetas
multiprotocolo (MPLS), mientras que los WDM-PON de árbol se usan como la red fronthaul entre
un grupo BBU y RRHs en el sitio celular [3].
37
3 Características y requerimientos de transporte de
señales en 5G
En esta etapa de la investigación, se ofrece una visión general de las características de los sistemas
de comunicación inalámbrica de quinta generación (5G) que se están desarrollando ahora para su uso
en las bandas de frecuencia de onda milimétrica (MMW). Para atender el crecimiento exponencial en
la demanda de tráfico de datos, la industria inalámbrica se está moviendo a su quinta generación (5G)
de tecnología celular, la cual usará ondas milimétricas (MMW) para ofrecer espectro sin precedentes
y velocidades de datos Gigabit por segundo (Gbps) a un dispositivo móvil. Los dispositivos móviles
tales como teléfonos celulares inteligentes, se denominan típicamente equipo de usuario (UE). Un
análisis simple demostró que los canales de 1GHz de ancho en frecuencias de 28 o 73 GHz podrían
ofrecer varios Gbps de velocidad de datos al UE con un simple arreglo de fases de antenas (phased
array) en el teléfono móvil [26], y los primeros trabajos mostraron tasas de pico de 15 Gbps con
matrices de antena MIMO 4×4 en fase en el UE y un espaciamiento de 200 m entre estaciones base
(BS) [27][28]. Estudios prometedores como éstos, llevaron a la Comisión Federal de Comunicaciones
(FCC) de los Estados Unidos a autorizar la asignación en 2016 de estos rangos de frecuencia
"Spectrum Frontiers" de 10,85 GHz de espectro de ondas milimétricas para los avances 5G, y otros
varios estudios propuestos de nuevos conceptos de radio móvil para apoyar las redes móviles 5G. Los
anchos de banda del canal inalámbrico de MMW de 5G serán más de diez veces mayores que los
canales celulares de 20 MHz de 4G (LTE, Long Term Evolution) de hoy. Dado que las longitudes de
onda se contraen en un orden de magnitud en MMW en comparación con las actuales frecuencias de
microondas 4G, la difracción y la penetración en materiales sufrirán una mayor atenuación, elevando
así la importancia de la propagación, reflexión y dispersión de la línea de vista. Los modelos más
precisos de propagación son vitales para el diseño de nuevos protocolos de señalización de MMW
(por ejemplo, interfaces aéreas). En los últimos años, muchas empresas y grupos de investigación han
presentado mediciones y modelos para una amplia gama de escenarios [29].
3.1 Espectro disponible para trabajar en MMW
Además de la anterior banda mencionada, con fines investigativos, las bandas particulares de interés
son las bandas de onda milimétrica (MMW) de 20-90 GHz y más específicamente las bandas de 28
y 38 GHz (donde hay disponible de 3 a 4 GHz) y la banda E de 70 y 80 GHz donde hay hasta 10 GHz
de espectro disponible, como se muestra en la Figura 3-1. La banda E es de particular interés sobre
otras bandas MMW ya opera con “licencia ligera” (light licenced) y está provisto para permitir hasta
5 GHz de ancho de banda contiguos. La introducción de la quinta generación (5G) en la banda E,
requeriría un nuevo conjunto de reglas, sin embargo, reutilizar el ancho de banda de canal actualmente
permitido podría facilitar la introducción de 5G en esta banda desde un punto de vista regulatorio
[27]. La Figura 3-1. ilustra el espectro MMW potencialmente disponible para usarse en 5G.
38
Figura 3-1 Espectro potencial para 5G en mmw.
Tomado de [27].
Hasta la fecha, la industria celular se ha centrado principalmente en la obtención de espectro adicional
por debajo de 6 GHz. En particular, en Estados Unidos, la NTIA y el Plan Nacional de Banda Ancha
identificaron aproximadamente 2,27 GHz de nuevo espectro potencial, donde se prevé que
aproximadamente 550 MHz se pondrán a disposición de la industria celular en los próximos cinco
años. Sin embargo, lo que no se ha tenido en cuenta es el enorme espectro de 94 GHz de 6 a 100 GHz.
Incluso si sólo una fracción (digamos 1/3) de ese espectro se pusiera a disposición de la industria
celular, eso supondría alrededor de 31 GHz de nuevo espectro, que es significativamente mayor que
el espectro disponible por debajo de 6 GHz. Proporcionando más espectros para los futuros sistemas
celulares MMW, podrían satisfacerse las futuras demandas de capacidad, al tiempo que se
incentivarían inversiones y desarrollos tecnológicos que garantizarían la competitividad de la
ingeniería. En seguida se destacan las bandas en esta región con el mayor potencial, y discutiremos
cada una de ellas con más detalle a continuación.
28 GHz (rango de 27,5 - 29,5 GHz): Las porciones de 27,5 - 28,35 GHz (850 MHz) y 29,1 - 29,25
GHz (150 MHz) de esta banda operan bajo las normas de la Parte 101 de la FCC para Servicios de
Microondas Fijas. Estas dos sub-bandas se destinaron para (LMDS, Local Multipoint Distribution
Service) en los Estados Unidos. Otros servicios de esta banda incluyen FSS (Servicio fijo por satélite),
OSG (órbita geoestacionaria), NON-LTTS (servicio de transmisión de televisión no local), MSS
(servicio móvil por satélite) y NGSO (órbita no geoestacionaria).
38 GHz (rango de 36 - 40 GHz): La porción de 38.6 - 40 GHz de esta banda funciona bajo las reglas
de la Parte 101 de la FCC para Servicios de Microondas Fijos y se utiliza para operaciones de
microondas de punto a punto fijas que proporcionan enlaces de backhaul.
57-64 GHz (banda V o banda de 60 GHz): Actualmente esta banda está provista para operación sin
licencia de acuerdo con las regulaciones de la Parte 15.255 de la FCC. Esta banda tiene una gran
cantidad de absorción por efecto del oxígeno, pero no obstaculiza significativamente las
comunicaciones, especialmente para las celdas pequeñas (por ejemplo, distancias de menos de
aproximadamente 200 m). Estas frecuencias pueden no ser la primera opción para un sistema de
MMW celular ya que 802.11ad está diseñado para ser usado en esta banda y también debido a la
naturaleza sin licencia de esta banda.
39
71-76 GHz y 81-86 GHz (bandas E o 70 GHz y 80 GHz, respectivamente): Esta banda opera bajo
un paradigma de “licencias ligeras” según la FCC Parte 101 y no hay límites en la agregación de esta
banda hasta un total de 2 X 5 GHz. En esta banda, la absorción de oxígeno es mucho menos
problemática que a 60 GHz. La atenuación de la lluvia puede ser severa con distancias más largas,
pero no será un problema para distancias pequeñas, como menos de unos 200 m.
92-95 GHz (banda W o banda 90 GHz): Esta banda está provista para operaciones sin licencia, pero
sólo para aplicaciones en interiores, según la FCC Parte 15.257. Excepto en el caso de una banda de
radioastronomía excluida a 94-94.1 GHz, esta banda puede utilizarse para operaciones ópticas bajo
licencia de punto a punto de acuerdo con las regulaciones de la Parte 101 de la FCC.
Por lo tanto, las bandas de 28 GHz, 38 GHz, 71-76 GHz y 81-86 GHz son excelentes candidatos para
desplegar redes de área local 5G principalmente debido a los 16 GHz de ancho de banda disponible
y ancho de banda de canal actualmente disponible. Sin embargo, los 10 GHz disponibles en las bandas
71-76 y 81-86 GHz con hasta 5 GHz de ancho de banda contiguo hacen que estas bandas parezcan
más atractivas para un sistema MMW. Se debe tener en cuenta, sin embargo, que cualquier sistema
5G que funcione en las bandas de 71-86 GHz debe coexistir con el servicio fijo por satélite, el radar
para automóviles (77-81 GHz) y la radioastronomía [27].
3.2 Conceptos principales del sistema 5G
5G promete una gran flexibilidad para soportar una gran cantidad de dispositivos de Protocolo de
Internet (IP), arquitecturas de celdas pequeñas y áreas de cobertura densa. Las aplicaciones previstas
para 5G incluyen el Internet táctil, comunicación vehículo-vehículo, comunicación vehículo-
infraestructura, así como comunicación peer-to-peer y máquina a máquina, todo esto requerirá
latencia de la red extremadamente baja y alta demanda de llamadas en espera con grandes ráfagas de
datos en cortos períodos de tiempo.
Figura 3-2. Evolución de 4G hacia 5G: celdas pequeñas, servidores de borde, backhaul y la arquitectura de varios niveles 5G.
Tomado de [29].
40
Como se muestra en la Figura 3-2, la red celular 4G de hoy está evolucionando para soportar 5G,
donde la descarga WiFi, las celdas pequeñas y la distribución de datos de banda ancha se basarán en
servidores en los bordes de la red (Edge Servers) para permitir nuevos casos de uso con menor latencia
[29].
3.2.1 Backhaul y Fronthaul
La Figura 3-2 muestra cómo el backhaul conecta la infraestructura celular fija (por ejemplo, las CBS)
a la red telefónica principal e Internet. El fronthaul transporta tráfico entre la subred local (por
ejemplo, las conexiones entre UE y BSs) y la red central (por ejemplo, Internet y la Oficina Telefónica
de Conmutación Móvil - CO). 4G y WiFi, son a menudo fuentes de cuellos de botella de tráfico en
las redes modernas, ya que las conexiones de backhaul proporcionadas por los enlaces Ethernet sobre
fibra basados en paquetes suelen proporcionar sólo 1 Gbps [30], que puede ser fácilmente consumidos
por varios UE. En un sitio macrocelular típico, una unidad de banda base (BBU) está en un recinto
en la base de un sitio de celda remota y está conectada directamente al backhaul. La BBU procesa y
modula los datos de paquetes IP de la red central en señales digitales de banda base donde se
transmiten hacia Cabeceras de Radio Remotas (RRH). La señal de banda base digital viaja de la BBU
a una RRH a través de una Interfaz de Radio Pública Común (CPRI) a través de una conexión digital
de radio sobre fibra (D-RoF), también conocida como fronthaul. El RRH convierte la señal digital en
analógica para su transmisión sobre el aire a la frecuencia portadora conectada a amplificadores y
antenas para transmitir el enlace descendente desde la torre celular. La RRH también convierte la
señal de enlace ascendente de radiofrecuencia recibida (RF) de los UEs en una señal de banda base
digital que se desplaza desde la RRH a la BBU a través de la misma conexión CPRI y D-RoF a la
base de la torre celular. La BBU entonces procesa y empaqueta la señal de banda base digital
proveniente de la RRH y la envía a través de una conexión backhaul a la red central. En resumen,
fronthaul es la conexión entre el RRH y el BBU en ambas direcciones y backhaul es la conexión entre
el BBU y la red central en ambas direcciones. El backhaul y fronthaul inalámbrico sobre MMW
ofrecerán velocidades de datos y ancho de banda similares al de las fibras, sin el gasto de desplegar
redes de backhaul cableadas o de D-RoF de largo alcance [29].
3.2.2 Celdas pequeñas
Una manera efectiva de aumentar la eficiencia espectral de la zona es reducir el tamaño de la celda,
donde el número reducido de usuarios por celda, causado por el encogimiento de la celda, proporciona
más espectro a cada usuario [30], [31]. La capacidad total de la red aumenta enormemente al encoger
las celdas y reutilizar el espectro, también las futuras BS nómadas y las conexiones directas entre
dispositivos de UE (peer to peer) están previstas para emerger en 5G, lo cual traerá una mayor
capacidad por usuario [12]. Las femtoceldas que pueden cambiar dinámicamente su conexión a la red
principal del operador se enfrentarán a desafíos tales como la gestión de la interferencia de
radiofrecuencia y el mantenimiento de la temporización y sincronización, y deberá tener en cuenta
varias estrategias de prevención de interferencia y de control de potencia adaptativa. Un análisis del
tráfico de backhaul inalámbrico a 5,8 GHz, 28 GHz y 60 GHz en dos arquitecturas de redes típicas
mostró que la eficiencia espectral y la eficiencia energética aumentaron a medida que aumentaba el
41
número de celdas pequeñas [12]. El trabajar realizado en [32], mostró una teoría para el análisis de
consumo de energía, que es sorprendentemente similar a la Figura de Ruido, para comparar la
eficiencia energética y el consumo de energía en redes de banda ancha. Un primer documento sobre
celdas pequeñas dio ideas sobre la mejora del rendimiento de los usuarios, reduciendo el encabezado
de la señal, y la reducción de probabilidad de llamadas caídas [33].
3.2.3 Arquitectura de múltiples niveles
La hoja de ruta para las redes 5G incluirá una arquitectura de varios niveles de celdas 4G de mayor
cobertura con una red subyacente de BS´s 5G más cercanas como se muestra en la Figura 3-2. Una
arquitectura de múltiples niveles (multi-tier) permite a los usuarios de diferentes niveles tener
diferentes prioridades para el acceso de canales y diferentes tipos de conexiones (por ejemplo, macro
celdas, celdas pequeñas y conexiones de dispositivo a dispositivo), soportando tasas de datos más
altas, latencias más bajas, consumo de energía optimizado y gestión de interferencias mediante el uso
de criterios de reconocimiento de recursos para la asociación entre las BS y las cargas de tráfico
asignadas en el tiempo y el espacio [34]. De igual manera, se han propuesto esquemas y modelos de
carga equilibrada en redes heterogéneas en una arquitectura de múltiples niveles [35]. Las
aplicaciones 5G también requerirán nuevas arquitecturas de red que soporten la convergencia de
diferentes tecnologías inalámbricas (por ejemplo, WiFi, LTE, MMW, IoT de baja potencia) que
interactúan de una manera flexible y sin interrupciones utilizando los principios de Redes Definidas
por Software (Software Defined Networking) y Virtualización de Redes (Network Virtualization)
[13].
3.2.4 Interfaz de aire 5G
El diseño de nuevas interfaces de aire de capa física es un área activa de investigación en 5G. Se
requieren esquemas de señalización que proporcionen una menor latencia, una rápida formación de
haces y sincronización, con intervalos de tiempo mucho menores y una mejor eficiencia espectral que
la Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM) utilizada en 4G. Entre otras,
podemos mencionar: Una nueva modulación que aprovecha el tiempo muerto en el método de
modulación en el dominio de la frecuencia de una sola portadora (SC-FDMA), usado en el enlace
ascendente 4G LTE de hoy [27]. Esquemas de modulación lineal tales como la modulación
multicarrier de banco de filtros (FBMC) en la que las subportadoras se pasan a través de filtros que
suprimen los lóbulos laterales [36]. Multiplexación por división de frecuencia generalizada (GFDM),
en la que se muestra que cuando se compara con el OFDM utilizado en la 4G LTE actual (que tiene
un prefijo cíclico por símbolo y altas emisiones fuera de banda), GFDM mejora la eficiencia espectral
y tiene aproximadamente 15 dB menos en emisiones fuera de banda [37]. También se ha sugerido
una modulación ortogonal tiempo-frecuencia-espacio (OTFS) que propaga las señales en el plano
tiempo-frecuencia, debido a la superior diversidad y a una mayor flexibilidad en el diseño del piloto
[38]. La retroalimentación y la gestión del estado del canal para soportar la búsqueda de rayos
directivos también será vital en este proceso [39], [40].
42
3.2.5 Desafíos de propagación en 5G
Hoy en día, la mayoría del espectro por encima de 30 GHz se utiliza para aplicaciones militares o
recepción de radioastronomía en espacio profundo, pero la reciente decisión de la FCC Spectrum
Frontiers ha asignado muchas bandas en este rango, para comunicaciones móviles y de backhaul. Las
diversas resonancias de oxígeno y otros gases en el aire, sin embargo, hacen que ciertas bandas sufran
de absorción de señal en la atmósfera. La Figura 3-3 ilustra cómo las bandas de 60GHz, 183 GHz,
325 GHz y especialmente 380 GHz sufren una atenuación mucho mayor a la distancia debido a las
resonancias moleculares de varios componentes de la atmósfera, además de la natural pérdida de
espacio libre de Friis, estas frecuencias son adecuadas para comunicaciones muy cercanas en las que
los canales masivos de ancho de banda se atenúan muy rápidamente a unos pocos metros o fracciones
de metro [19], [40].
Figura 3-3 Absorción atmosférica de las ondas electromagnéticas a nivel del mar frente a la frecuencia, mostrando la pérdida adicional de trayecto debido a la absorción atmosférica.
Tomado de [29].
La Figura 3-3, también muestra que muchas bandas de MMW sólo sufren 1-2 dB más de pérdida que
las causada por la propagación del espacio libre por km en el aire [41], [42]. La lluvia y el granizo
causan una atenuación sustancial a frecuencias superiores a 10 GHz y las señales de 73 GHz atenúan
a 10 dB/km durante tasa de lluvia de 50 mm/h. Curiosamente, además, la atenuación de la lluvia se
aplana desde 100 GHz a 500 GHz, y para todas las frecuencias MMW, la lluvia o la atenuación de la
nieve se puede superar con la ganancia de antena adicional o la potencia de transmisión [43], [19].
Si bien comúnmente se cree que la pérdida de trayectoria aumenta dramáticamente al moverse hacia
las frecuencias MMW, un trabajo extenso en diversos entornos en [44], [45], [46], muestra que la
ecuación de Friis dice que esto es cierto sólo cuando se supone que la ganancia de antena es constante
43
sobre la frecuencia. Si el tamaño físico de la antena (por ejemplo, la apertura efectiva) se mantiene
constante con relación a la frecuencia en ambos extremos del enlace y el tiempo es claro, entonces la
pérdida de trayectoria en el espacio libre en realidad disminuye cuadráticamente a medida que
aumenta la frecuencia, igualmente, las mayores ganancias de antena en frecuencias más altas
requieren dirección de haz adaptable para uso general tanto en la BS como en el UE, en comparación
con las antenas móviles actuales con menor ganancia [43]. Las tecnologías de antena direccionables
por haz estiman las direcciones de llegada y adaptan de forma adaptativa patrones de haz para mitigar
la interferencia y capturar la señal de interés. Los arreglos adaptativos son esenciales para que las
comunicaciones de MMW compensen la pérdida de trayectoria causada por el bloqueo de los
obstáculos dinámicos [45], [42], [47], [48].
La penetración en los edificios puede representar un reto importante para la comunicación MMW, y
esto es una diferencia clara versus los actuales sistemas UHF / microondas. Algunas mediciones a 38
GHz encontraron una pérdida de penetración de casi 25 dB para una ventana de cristal opaco y 37 dB
para una puerta de vidrio [49]. Otras mediciones a 28 GHz mostraron que las columnas de vidrio
opaco y paredes de ladrillo tenían pérdidas de penetración de 40,1 dB y 28,3 dB, respectivamente,
pero el vidrio transparente y drywall solo tenía 3,6 dB y 6,8 dB de pérdida [19]. El trabajo en [50]
muestra pérdidas de penetración para muchos materiales comunes y proporciona atenuación
normalizada (por ejemplo, en dB/cm) a 73 GHz. Las MMW tendrán que adaptarse rápidamente a la
dinámica espacial del canal inalámbrico debido a que se utilizarán antenas de mayor ganancia para
superar la pérdida de trayecto. La dispersión difusa de superficies rugosas puede introducir grandes
variaciones de señal en distancias de recorrido muy cortas (sólo unos pocos centímetros) como se
muestra en la Figura 3-4. Tales variaciones rápidas del canal deben ser anticipadas mediante el diseño
apropiado de algoritmos de retroalimentación de estado de canal, algoritmos de formación y
seguimiento de rayos, así como asegurar un diseño eficiente de los protocolos de control de
transmisión de la capa MAC y de la red (TCP) que inducen re-transmisiones [29].
Figura 3-4 Resultados de las medidas de dispersión difusa a 60 GHz, donde las superficies lisas (por ejemplo, las ventanas) ofrecen una alta correlación a lo largo de la distancia, pero las señales de las superficies rugosas parecen estar menos correlacionadas a lo largo de la distancia.
Tomado de [29].
La medición de dispersión difusa a 60 GHz en varias superficies de pared rugosas y lisas demostró
grandes variaciones de nivel de señal en el primer orden especular y en los componentes no
especulares dispersos (con pérdidas profundas de hasta 20 dB) como en el caso de un usuario movido
44
por unos pocos centímetros [51], [52]. Además, la existencia de trayectorias múltiples a partir de
señales casi coincidentes puede crear variaciones graves a pequeña escala en la respuesta de
frecuencia del canal. También las mediciones mostraron que la reflexión sobre los materiales en bruto
podría sufrir de alta despolarización, un fenómeno que pone de relieve la necesidad de una mayor
investigación de los beneficios potenciales de la explotación de diversidad de polarización para
mejorar el rendimiento de los sistemas de comunicación MMW [51], [52].
El trabajo en [53], mostró el desvanecimiento superficial de Ricean de componentes multipath y
tendencias exponenciales de decaimiento para la autocorrelación espacial a 28 GHz y una rápida de-
correlación de alrededor de 2,5 longitudes de onda para el medio ambiente con LOS. El trabajo en
[54], muestra que la potencia recibida de las señales de banda ancha de 73 GHz tiene una media
estacionaria sobre ligeros movimientos, pero la potencia promedio puede cambiar en 25 dB cuando
el móvil transita una esquina del edificio de NLOS a LOS en un entorno urbano de microceldas (UMi)
[48], [55]. Mediciones a 10, 20 y 26 GHz demuestran que la pérdida de difracción puede predecirse
utilizando modelos bien conocidos, así como cuando un móvil se mueve alrededor de una esquina
utilizando antenas direccionales [56], y el bloqueo del cuerpo humano causa más de 40 dB de
atenuación [48], [55].
Las mediciones más recientes en [54], [51], [55] indican una de-correlación espacial muy acentuada
sobre pequeños movimientos de distancia de sólo unas pocas decenas de longitudes de onda en
MMW, dependiendo de la orientación de la antena, lo cual indica que se necesita más trabajo de
investigación en esta área. La necesidad y la forma apropiada de la coherencia espacial, si son
confirmadas por las mediciones, aún no han sido plenamente comprendidas por la comunidad
investigativa [29].
3.2.6 Modelamiento de canales
Los modelos de canal son necesarios para simular la propagación de una manera reproducible y
rentable, y se utilizan para diseñar y comparar con precisión las interfaces radioeléctricas y el
despliegue del sistema. Los parámetros comunes del modelo de canal inalámbrico incluyen la
frecuencia portadora, el ancho de banda, la distancia 2-D o 3-D entre el transmisor (TX) y el receptor
(RX), los efectos ambientales y otros requisitos necesarios para construir equipos y sistemas
globalmente estandarizados. El reto definitivo para un modelo de canal 5G es proporcionar una base
física fundamental, al tiempo que sea flexible y preciso, especialmente en una amplia gama de
frecuencias, como desde 0,5 GHz a 100 GHz. Recientemente, se ha publicado una gran cantidad de
investigaciones destinadas a comprender los mecanismos de propagación y el comportamiento del
canal en las frecuencias por encima de 6 GHz, algunas de ellas se encuentran en [19], [26], [31], [40],
[54], [45], [46], [49], [56], [57], [58], [59], [60], [61], [62], [63], [64]. Los tipos específicos de antenas
utilizadas y el número de mediciones recogidas varían ampliamente y generalmente se pueden
encontrar en el trabajo referenciado [29].
45
3.2.6.1 Principales organizaciones de investigación en modelamiento de canal
A continuación, se describen brevemente cuatro principales organizaciones internacionales de
investigación y normalización de modelos de propagación, las cuales han elaborado modelos de
probabilidad de línea de vista (LOS), pérdidas de propagación (Path Loss) en condiciones de línea de
vista (LOS) y No línea de vista (NLOS) y modelos de penetración en edificios, entre otros.
i) El Proyecto de Asociación de 3ª Generación (3GPP TR 38.901 [58]), intenta proporcionar
modelos de canal de 0.5-100 GHz basados en una modificación del anterior modelo 3GPP que
desarrolló modelos de 6 a 100 GHz en 3GPP TR 38.900 [65]. Los documentos 3GPP TR son un
trabajo en curso continuo y sirven como el estándar de la industria internacional para la red celular
5G.
ii) 5G Channel Model (5GCM) [57], un grupo ad hoc de 15 empresas y universidades que
desarrollaron modelos basados en amplias campañas de medición y ayudaron a mejorar la
comprensión del 3GPP para TR 38.900.
iii) METIS - Facilitadores para las comunicaciones móviles e inalámbricas de la Sociedad de
Información 2020 (Mobile and wireless communications Enablers for the Twenty-twenty Information
Society - METIS) [59], este es un gran proyecto de investigación patrocinado por la Unión Europea.
iv) mmMAGIC - Red de Acceso de radio Móvil basado en ondas milimétricas para las
comunicaciones integradas de quinta generación (Millimeter-Wave Based Mobile Radio Access
Network for Fifth Generation Integrated Communications - mmMAGIC) [52], otro proyecto de
investigación grande patrocinado por la unión europea.
Aunque muchos de los participantes se superponen en estos organismos de normalización, los
modelos finales entre esos grupos son algo distintos [29].
46
4 Métodos de Generación de señales en sistemas
RoF
4.1 Modulación óptica
Se conoce como modulación el proceso mediante el cual, y a partir de la modificación de algún
parámetro físico de una señal, se consigue insertar información dentro de una señal portadora. La
onda que ve modificado alguno de sus parámetros, es conocida como portadora, mientras que la señal
de información se conoce como moduladora. Los parámetros que pueden ser modificados para
insertar información son la amplitud, la fase, la frecuencia y la polarización de la señal. Según el
parámetro que se elija, en el mundo digital, se conocen a estas modulaciones como ASK (Amplitude
Shift Keying) o modulación de la amplitud, FSK (Frequency Shift Keying) o modulación de la
frecuencia, PSK (Phase Shift Keying) o modulación de la fase y PolSK (Polarization Shift Keying) o
modulación del estado de polarización. En la Figura 4-1 se pueden apreciar cuatro ejemplos de
modulación digital [66].
Figura 4-1 Formatos de modulación (a) ASK, (b) FSK, (c) PSK y (d) PolSK.
Tomado de [66].
Cada tipo de modulación digital presenta unas ventajas y unos inconvenientes; por ejemplo, una
modulación FSK es más robusta frente al ruido del canal que no una modulación ASK que es
vulnerable a la atenuación, sin embargo, la detección de una señal ASK es mucho más simple que la
detección de una señal FSK. Por tanto, para cada aplicación será necesario establecer criterios de
47
diseño en función de parámetros como velocidad, inmunidad frente a interferencias, simplicidad
constructiva (y por tanto coste reducido), etc. [66].
En la actualidad los formatos más extendidos son ASK y PSK, el primero debido a la simplicidad de
construir la modulación, típicamente por modulación directa del láser, existiendo diferentes
alternativas como On/Off Keying (OOK), Carrier suppressed return to zero (CS RZ). El segundo tipo
de modulación se encuentra altamente representado por el formato Differential PSK (DPSK) y por el
DPSK parcial. La modulación PSK se consigue habitualmente por medio del uso de moduladores
externos [66].
Para llevar a cabo la modulación digital óptica, se emplea generalmente un diodo láser de
semiconductor como fuente de luz, la cual puede salir modulada directamente del láser o pasar por
una etapa de modulación externa a la fuente. Así pues, existen básicamente dos grandes grupos de
tecnologías de modulación óptica ampliamente extendidas en la actualidad: generación de la
portadora óptica con láseres modulados directamente (modulación directa), o mediante dispositivos
externos al láser que modulen la luz radiada por los mismos antes de su acoplo a fibra (modulación
externa) [67].
4.1.1 Modulación Directa
La modulación directa de los láseres es el camino más fácil para imprimir la información digital de
la fuente sobre la portadora óptica. Los datos que se desean transmitir modulan la corriente de
conducción del láser modulado directamente (DML, Directly Modulated laser), y a través de ella se
consigue generar una modulación de intensidad, de fase o de frecuencia. La generación de una
modulación de intensidad (IM, Intensity Modulation), mediante un DML, se basa en generar una
corriente eléctrica que alimente al láser sincronizada con los datos digitales. Los bits “1” encienden
el láser mientras que los bits “0” estarán sincronizados con un valor de la corriente por debajo de su
corriente umbral, de manera que este no emita potencia óptica alguna. Sin embargo, la generación de
una modulación de frecuencia a través de un DML se basa en modificar la densidad de portadores de
carga en la cavidad resonante del láser. Por lo tanto, debemos generar una corriente con un valor de
pico suficientemente elevado como para modificar la temperatura y la concentración de portadores
de carga en la unión p-n. Ambos hechos inciden sobre el índice de refracción de la cavidad y
consecuentemente sobre la longitud de onda de emisión. Así los cambios sobre la corriente del láser
se traducen en variaciones en la frecuencia de emisión del láser [67].
Un fenómeno limitante para su uso es el ancho de banda de la modulación del láser. Los láseres
relativamente simples pueden ser modulados típicamente a frecuencias de entre 5 a 10 GHz. Es por
eso que, a frecuencias más altas, por ejemplo, por encima de 10 GHz, se aplica modulación externa
en lugar de modulación directa. Al entrar en la banda milimétrica se observa un nuevo efecto adverso,
tal como es la función de transferencia no convencional del medio de transmisión. Resulta que la
dispersión de fibras y la mezcla coherente de las bandas laterales de luz modulada pueden causar
ceros de transmisión, incluso en el caso de longitudes de fibra bastante moderadas [68].
48
Figura 4-2 Enlace óptico con modulación de intensidad de detección directa (IM-DD).
Adaptado de [68].
4.1.2 Modulación Externa
En este tipo de modulación, el láser genera una intensidad óptica constante en el tiempo (láser de
onda continua - CW) que pasa posteriormente por un dispositivo óptico externo al que se hace llegar
la señal moduladora. A la salida, la radiación estará modulada con la forma deseada y se acoplará a
la fibra. La modulación externa suele ser necesaria en los sistemas donde los DML se quedan cortos
en prestaciones. Ninguno de los problemas derivados de la modulación directa, como el chirp o el
derivado del comportamiento de los modos longitudinales de un láser, estarán aquí presentes. La
modulación externa provee de una señal de mejor calidad. Todos los moduladores empleados se basan
en la variación que sufren las propiedades de un material con la aplicación de determinadas señales
de distinta naturaleza. Los dos tipos más empleados son los electroópticos (EOM) y los de electro-
absorción (EAM) [67].
4.1.2.1 Moduladores Electro-ópticos (EOM):
En estos, es una señal eléctrica la que origina un cambio en el índice de refracción del material. Los
moduladores más extendidos tanto por sus prestaciones como por su economía de diseño son los de
tipo electroóptico. Es dentro de este grupo donde ubicamos a los moduladores Mach-Zehnder
(MZM), los cuales se basan en el efecto electroóptico lineal o efecto Pockels [69]. En un modulador
Electro-Óptico, un cristal electroóptico con la adecuada orientación puede modular la fase y la
intensidad de nuestra señal óptica con una tensión aplicada en la dirección correcta. El Niobato de
Litio (𝐿𝑖𝑁𝑏𝑂3) es el cristal electroóptico más común usado para fabricar moduladores externos de
tipo electroóptico. Los moduladores electro-ópticos pueden ser modulados en fase y en amplitud [67].
Los moduladores MZM, son apropiados para aplicaciones de largo alcance y su funcionamiento se
fRF
fOPT Modulación de Intensidad
fRF
Modulador
RF / Óptico
Fuente óptica
Fotodetector
FPB
FPB: Filtro Pasa Banda
RF entrada RF salida
Fibra óptica
Detección Directa
49
basa en el principio de interferometría. La modulación se consigue variando la fase de la señal óptica
que discurre por dos guías de onda. En la Figura 4-3, puede verse un esquema simplificado de un
modulador MZ [66].
Figura 4-3 (a) Modulador Mach-Zehnder y (b) potencia de salida.
Adaptado de [66].
De forma descriptiva se puede explicar el funcionamiento de este tipo de moduladores como que la
luz inyectada se ve derivada por dos caminos ópticos (guías de onda), de los dos caminos ópticos,
como mínimo uno de ellos está equipado con un modulador de fase el cual permite introducir una
diferencia de fase Δφ entre las dos ramas, de esta manera se puede provocar una cancelación de la
señal óptica si las señales se suman en contrafase. Estos moduladores de fase se controlan por medio
de dos tensiones. De igual modo si las señales de salida se hacen converger en fase, la señal quedará
reforzada al combinarse ambas potencias ópticas.
El parámetro 𝑉𝜋 es conocido como tensión de conmutación, definiéndose ésta como la tensión
necesaria para producir un cambio en la fase de la señal de uno de los caminos del modulador en un
valor de π radianes, consiguiendo de esta manera que el MZM conmute del estado de máxima
transmisión (full transmission) al de máxima o extinción (full extintion), y viceversa. Por otro lado,
si fuera necesario un cierto chirp, las tensiones V1 y V2 permitirían introducirlo. Si no se desea este
chirp, lo que suele ser el caso más común, los dos brazos del modulador deben estar atacados por
tensiones iguales, pero de signo opuesto 𝑉1 (𝑡) = −𝑉2(𝑡), esta condición es conocida como balanced-
driving o régimen pull-push. Habitualmente los moduladores de Mach-Zehnder se construyen con
niobato de litio (LiNbO3), aunque también pueden encontrarse moduladores fabricados con arseniuro
de galio (GaAs) o fosfuro de indio (InP). Los MZM muestran una buena relación de extinción (del
orden de 20dB), por otro lado, también presentan unas pérdidas de inserción menores que los
moduladores de electro-absorción (EAM) que veremos más adelante. En contramedida, los MZM
trabajan con tensiones superiores a la de los EAM, haciendo que sea necesario el uso de
amplificadores de banda ancha, los cuales para tasas binarias superiores a 10Gbps son más complejos
de fabricar [66].
Entrada Salida
Potencia Transmitida (%) V1(t)
V2(t)
PM
PM
Vπ
100
0
Diferencia de Potencial (ΔV)
(a) (b)
50
Figura 4-4 Modulador MZ de control doble.
Tomado de [69].
Un modulador tipo MZ también permite la aplicación de voltajes de control en ambas guías de onda,
lo que resulta en un dispositivo modulador externo de doble control. Esta característica permite la
generación de señales en cuadraturas arbitrarias [70], que encuentran aplicación en procedimientos
de transmisión, como modulación de portadora óptica suprimida. Los moduladores externos también
se pueden utilizar para la modulación de fase en sistemas coherentes usando una única guía de onda
con un índice de refracción modulado electroópticamente. Así pues, la modulación externa ofrece
ventajas sobre la modulación directa del diodo láser en sistemas de fibra óptica, principalmente en
términos de ancho de banda y rangos de linealidad. Este aspecto impulsó el desarrollo de tecnologías
de fabricación de los moduladores ópticos integrados a un nivel actual de madurez muy alto [71],
[72]. La Figura 4-5 muestra la curva de transferencia de un modulador tipo MZ. Esta curva representa
la transferencia de potencia óptica del dispositivo, en función del desfase electroóptico inducido sobre
la señal óptica [69].
51
Figura 4-5 Curva de transferencia de potencia de un modulador MZ.
Tomado de [69].
Este desfase depende a su vez de la tensión de polarización aplicada sobre los electrodos. Como se
puede observar existe una región donde la función de transferencia tiene carácter lineal y, por
consiguiente, resulta óptima para la modulación de la señal eléctrica sobre la portadora óptica. El
dispositivo trabaja en régimen lineal cuando se aplica una tensión de polarización tal que se induce
un desfase sobre la señal óptica igual a π/2, y además los niveles de tensión aplicados son lo
suficientemente pequeños para no distorsionar la señal de información. Las ecuaciones de modelado
del modulador MZ tienen como finalidad obtener la expresión del campo eléctrico de la señal óptica
a la salida del dispositivo, en función de las diferentes señales de entrada y de algunos parámetros del
mismo. Como punto de partida, se formula una primera aproximación que proporciona el campo
eléctrico a la salida del dispositivo en función del campo eléctrico a la entrada y de los desfases
inducidos por las señales eléctricas aplicadas sobre los electrodos del modulador MZ como
consecuencia del efecto electroóptico. La ecuación de campo se establece a partir de la geometría del
modulador. En el dispositivo mostrado en la Figura 4-4, se aplica una señal eléctrica sobre uno de los
dos brazos del interferómetro. Esta señal provoca, mediante el efecto electroóptico un cambio de fase
sobre la señal óptica que se propaga por dicho brazo. La función de transferencia se puede expresar
en términos del coeficiente de acoplo de la propagación del campo y el desfase producido en la señal
en ambas ramas del interferómetro de la siguiente forma [73]:
)exp()exp()(
2
1)( 2211
jAjAtEtE inout
(4.1)
52
Donde representa la atenuación de la señal a su paso por el dispositivo y A1 y A2 representan los
coeficientes de acoplo de las ramas superior e inferior respectivamente, en el modelo del modulador
de control doble mostrado en la Figura 4-4, 1, 2 representa los desfases en cada una de las ramas
debido al efecto electroóptico. Estas variables se pueden expresar de la siguiente forma [69]:
5.01A
(4.2)
2
2 1 A
(4.3)
)(1
)(
)(1
)(
1 )( dc
dc
RF
RF
VV
tVV
(4.4)
)(2
)(
)(2
)(
2 )( dc
dc
RF
RF
VV
tVV
(4.5)
El término ε en (4.2) representa la diferencia entre los coeficientes de acoplo de propagación de
energía de la rama superior e inferior. Para un modulador MZ ideal, ε = 0, lo cual indica que la
potencia es dividida en partes iguales en las dos ramas. A su vez, los términos de variación de fase
Δφ dependen de la tensión de polarización V(dc), este valor se define como aquella tensión que
aplicada sobre los electrodos del dispositivo provoca un cambio de fase de 180° sobre la señal óptica
que se propaga por la guía de onda como consecuencia del efecto electroóptico. Valores típicos de
tensiones de polarización para moduladores MZ LiNbO3 comerciales varían entre 4V y 6V. Del
mismo modo depende de V(RF), el cual representa el voltaje necesario en las entradas de RF (superior
e inferior) para provocar un cambio de fase de 180° entre los dos brazos del interferómetro. Si se
asume un coeficiente de acoplo direccional en el cual el campo se distribuye uniformemente en los
dos brazos, y α = 2 (para unas pérdidas de inserción típicas de un modulador MZ de 6 dB), la ecuación
(4.1) se puede expresar como [69]:
2
)exp(2
1)exp(
2
1
)(2
1)(
21
jj
tEtE inout
(4.6)
Simplificando se obtiene la expresión general del campo eléctrico a la salida del modulador MZ [69]:
)exp()exp()(4
1)( 21
jjtEtE inout
(4.7)
53
Finalmente, la expresión de una señal en un sistema radio sobre fibra se puede definir mediante [69]:
)cos()()()()( eeRF ttetctV
(4.8)
Donde c(t) es cualquier señal en banda base con cierta velocidad binaria transportada en la portadora
óptica y e(t) es la señal de datos que modula la portadora de RF definida por (ωe=2πfe) más una
constante de fase αe. Cabe resaltar que la modulación óptica es un proceso sensible a la polarización,
acá se asume un control de estado de polarización a la entrada del modulador. Así, el índice de
modulación (IM) se define a través de la relación entre la amplitud de la señal moduladora y la tensión
de desplazamiento de fase Vπ [69].
V
VIM
señal
señal
)(
)(
(4.9)
4.1.2.1.1 Modulación en fase en un EOM - MZM:
La generación de una señal de fase modulada requiere un modulador externo capaz de cambiar la fase
óptica cuando se aplique una tensión eléctrica al mismo. En un cristal de LiNbO3, si aplicamos un
campo eléctrico a lo largo del eje x de la guía onda, el índice de refracción del material cambia en un
valor dado por la expresión [67]:
xn Ern 33
3
02
1
(4.10)
Donde 𝑟33 es el coeficiente electro-óptico del modulador con un valor de 328X10-6 µm/V para el
LiNbO3, 𝑛0 es el índice de refracción material de la guía onda con tensión nula y 𝐸𝑥 es el campo
eléctrico aplicado a lo ancho de la guía (eje x). El desplazamiento de fase que sufre la señal óptica de
entrada, tras recorrer una longitud 𝐿𝑖 es [67]:
)(2
0
33
3
0
0 radd
VLrn
L ir
in
(4.11)
Siendo 𝜆0 la longitud de onda de la señal óptica en el vacío. La tensión necesaria para provocar un
desplazamiento de fase de 180º se define como 𝑉𝜋 y será un parámetro de diseño fundamental en el
modulador de fase. Su expresión para el modulador es [67]:
ir Lrn
dV
33
3
0
54
(4.12)
En el diseño de un modulador de fase, uno de los principales objetivos es reducir el valor de la tensión
𝑉𝜋 para consumir la menor potencia eléctrica posible durante la modulación. Esto lo conseguiríamos
incrementando el coeficiente 𝐿𝑖/𝑑 lo que aumentaría a su vez la capacidad interna del modulador
provocando una respuesta temporal más lenta a un estímulo en su entrada. La principal consecuencia
de esto es que el modulador se volvería más lento y su ancho de banda se reduciría. Por lo tanto,
debemos llegar a un compromiso de diseño entre ancho de banda y consumo de potencia eléctrica
[67].
De otra parte, los enlaces RoF que modulan la fase (PM, phase modulated) de la señal óptica
presentan ventajas con respecto a los sistemas IM/DD, además de permitir la implementación de unas
estaciones base más simples. Sin embargo, los enlaces RoF modulados en fase, requieren un receptor
óptico coherente combinados con módulos de Procesamiento Digital de Señales (DSP) para la
detección y la demodulación de señales lineales [74].
4.1.2.2 Moduladores de Electro Absorción (EAM)
Estos moduladores, están basados en la absorción de luz cuando ésta atraviesa un semiconductor y
sobre éste actúa un campo eléctrico. Los EAM se constituyen a partir de una región activa de
semiconductor, localizada entre una capa con dopado P y otra con dopado tipo N, de esta forma queda
conformada una unión PN. El dispositivo funciona por el efecto Franz-Keldysh, según el cual la
anchura de la banda prohibida en un semiconductor se puede expresar como la inversa del campo
eléctrico que la atraviesa. Cuando la caída de tensión en la unión PN es nula, se puede considerar que
la banda prohibida es lo suficientemente ancha como para no depender de la longitud de onda del
láser. Por otro lado, al aplicar una tensión inversa de un orden específico sobre la unión PN, la anchura
de la banda prohibida queda reducida hasta un punto en el que la zona activa absorbe luz láser,
convirtiéndose de esta manera en un cuerpo opaco. Se puede establecer la relación entre la potencia
de salida (Pout) y la caída de tensión en la unión PN (𝑉𝑚). En la Figura 4-6, se muestra esta relación.
55
Figura 4-6 Relación Tensión de la unión - Potencia de salida
Tomado de [66].
La tensión necesaria para hacer conmutar al modulador de estado ON al estado OFF, o tensión de
conmutación (𝑉𝑆𝑊), está típicamente en el rango de 1.5 V a 4 V, mientras que la relación de extinción
dinámica (ER, dynamic Extintion Ratio) no suele exceder los 10 dB. Esto es así debido a que el campo
eléctrico aplicado en la región activa no modula únicamente la capacidad de absorción del modulador,
sino también su índice de refracción, es por este motivo que el EAM introduce cierto chirp en la señal.
Sin embargo, la magnitud del chirp introducido por este tipo de moduladores es en la mayoría de los
casos, es mucho menor que el introducido por los diodos láser modulados directamente. Existen
EAMs comerciales disponibles para modulaciones hasta 40 Gb/s, habiéndose realizado con éxito
pruebas de laboratorio que han alcanzado los 100 Gb/s [66].
4.1.3 Heterodinación óptica
Otro método utilizado para la transmisión y transporte de señales RF por la fibra es la generación
óptica remota de forma heterodina. Este es un método en el cual más de una señal óptica es generada
por la fuente de luz; una de las cuales es modulada por la señal que lleva la información, luego son
mezcladas o heterodinadas por un fotodetector o por un mezclador externo para formar la señal RF
de salida. La generación óptica heterodina tiene como ventaja la generación de señales de alta
frecuencia y es solo limitada por el ancho de banda del fotodetector. La generación heterodina soporta
una detección de más alta potencia (mayor ganancia del enlace) y mayor relación portadora a ruido
(CNR) [75], ya que bajo ciertas condiciones las potencias ópticas de los dos campos ópticos
interfieren constructivamente, lo cual contribuye al aumento de la potencia de la señal óptica generada
[74].
56
Debido a que el ruido de fase es un problema clave en la transmisión digital de ondas de microondas
o MMW, se debe tener cuidado de producir un pequeño ruido de fase sólo por las señales
heterodinadas. Esto puede lograrse si las dos (o más) señales ópticas son coherentes en fase; A su
vez, esto puede realizarse si las diferentes señales ópticas de frecuencia se deducen de alguna manera
de una fuente común o están sincronizadas en fase con una fuente maestra. Los beneficios de este
enfoque son que supera el efecto de dispersión cromática y ofrece una flexibilidad en la frecuencia
ya que las frecuencias de algunos megahercios hasta la región terahercios son posibles. Para lograr
eso, se utiliza un modulador electroóptico o un láser sofisticado [76].
Figura 4-7 Esquema de heterodinación óptica.
Adaptado de [75].
La Figura 4-7 muestra un diseño típico de la heterodinación óptica. La intensidad del láser maestro
es modulada por la señal de referencia RF no modulada; Se generan varios armónicos de la señal de
referencia y consecuentemente se generan varias bandas laterales. El láser de referencia es bloqueado
por inyección por una de estas y la señal del láser por la otra, de tal manera que la diferencia de sus
frecuencias corresponde a la frecuencia del oscilador local de MMW. Y, en consecuencia, el campo
óptico generado por la señal del láser también es modulado por la señal IF portadora de información
[75].
4.1.4 Conversión hacia arriba y abajo (Up and Down Conversion)
En esta técnica, la señal de banda IF se transporta sobre fibra óptica en lugar de señal de banda RF.
El transporte de la señal óptica de banda IF está casi libre del efecto de dispersión de fibra, sin
embargo, la conversión de frecuencia eléctrica entre la banda IF y la MMW, requiere mezcladores de
F.O.
CO
BS RF Ref.
Láser
Maestro
Láser
Ref.
Señal
Láser
Mod.
Óptico
Mod.
IF
Fuente
Digital
Foto
-detector
57
frecuencia y un LO de MMW, resultando en costo adicional para la BS. Otra ventaja de esta técnica
es el hecho de que ocupa una pequeña cantidad de ancho de banda, lo cual es especialmente
beneficioso cuando el sistema se combina con DWDM [68].
4.1.5 Transceptor óptico
La estructura de BS más sencilla puede implementarse con un transceptor óptico tal como un
transceptor de electro-absorción (EAT). Sirve tanto como un convertidor O/E para el enlace
descendente y un convertidor E/O para el enlace ascendente al mismo tiempo. Dos longitudes de onda
se transmiten a través de una fibra óptica desde el CS a la BS. Uno de ellos para la transmisión de
enlace descendente es modulado por datos de usuario mientras que el otro para la transmisión de
enlace ascendente no está modulado, como se muestra en la Figura 4-8.
Figura 4-8 Transceptor de electro-absorción (EAT).
Adaptado de [75].
La longitud de onda no modulada es modulada por datos de enlace ascendente en la BS y retorna a la
CS. Es decir, se utiliza un EAT como fotodiodo para la ruta de datos y también como un modulador
para proporcionar una ruta de retorno para los datos, eliminando así la necesidad de un láser en el
sitio remoto. Este dispositivo ha demostrado ser capaz de funcionamiento dúplex completo en bandas
de MMW [84]. Un inconveniente es que sufre de problema de dispersión cromática. La Figura 4-8,
muestra un sistema RoF basado en EAT desarrollado en [85]. Se debe tener en cuenta que siempre se
necesitan dos longitudes de onda para la comunicación ascendente y descendente, y así el
funcionamiento dúplex completo es posible [75].
Osc. Local
MMW fdown
Datos
LD1 EAM
LD2
PD
fup
Osc. Local
MMW
Datos
λ1
λ2
Acoplador
3-dB
EAM
λ1, λ2
λ2
F.O. Downlink
F.O. Uplink
CO
BS fdown
fup
58
4.1.6 Comparación de técnicas de generación y transporte de ondas
milimétricas
La Tabla 4-1, resume las ventajas y desventajas de las técnicas descritas anteriormente [77].
Técnica Ventaja Desventaja
Modulación Externa Configuración simple.
Uso de láser de
realimentación distribuida
(DFB-LD).
Efectos de dispersión
de fibra.
Altas pérdidas por
inserción.
Respuesta no lineal.
Moduladores de alta
frecuencia.
Heterodinación óptica Modulación profunda
completa
Libre de efectos de
dispersión
No requiere Oscilador
Local de mm
Fuente de luz
complicada
Conversión Up-Down Modulación directa en IF
Libre de efectos de
dispersión
Requiere Oscilador
Local de MMW
Moduladores de alta
frecuencia.
Transceptor óptico Modulador/Fotodetector
simultáneo
Requiere modulación
WDM
Moduladores de alta
frecuencia.
Tabla 4-1 Comparación de técnicas de generación y transporte de ondas milimétricas.
Tomado de [77].
4.2 Técnicas de Multiplexación en sistemas RoF
En sistemas RoF principalmente se usan dos técnicas de multiplexación, la Multiplexación por
División de longitud de Onda (WDM) y la Multiplexación por división en subportadoras (SCM). A
continuación, se describen cada una de ellas.
59
4.2.1 Multiplexación por División de Longitud de Onda (WDM) en RoF
La aplicación de WDM en redes RoF tiene muchas ventajas incluyendo la simplificación de la
topología de red al asignar diferentes longitudes de onda a las BS individuales, lo que facilita las
actualizaciones de red, de servicio y proporciona una gestión de red más sencilla. Por lo tanto, WDM
en combinación con el transporte óptico de onda mm ha sido ampliamente estudiado [78],[79]. Una
disposición esquemática se ilustra en la Figura 4-9, donde por simplicidad, sólo se representa la
transmisión de enlace descendente. Se multiplexan señales ópticas de onda mm de múltiples fuentes
y se amplifica ópticamente la señal compuesta, se transporta sobre una única fibra y se demultiplexa
hacia cada BS. Además, se ha utilizado WDM denso (DWDM) aplicado a las redes RoF. Aunque un
gran número de longitudes de onda están disponibles en las modernas tecnologías DWDM, ya que
las bandas de ondas mm para redes RoF pueden requerir aún más BS´s, los recursos de longitud de
onda deben ser utilizados eficientemente [68].
Figura 4-9 Esquema de una combinación de transmisión DWDM y RoF.
Adaptado de [75].
Un aspecto complicado, es que el ancho espectral óptico de una única fuente óptica de onda mm
puede aproximarse o superar el espaciamiento de canal WDM. Por ejemplo, la Figura 4-10 muestra
un espectro óptico de señales RoF de onda mm DWDM con modulación óptica de doble banda lateral
Osc. Local
MMW
Datos LD1
LD2
LD3
MUX
EDFA
λ1
λ2
λn
DEMUX
λ1
λ1 λ2
λ1
λn
λ1
……
……
……
60
(DSB) en (a) y modulación de banda lateral única (SSB) en (b), donde asumimos que la frecuencia
portadora de la señal de onda mm es 60 GHz. La Figura. 8.10 (a) indica que, para transmitir un canal
de datos único a una banda de 60 GHz, se necesita más de 120 GHz de ancho de banda para la
modulación DSB. Además, desde un punto de vista de reducción de costes, es preferible utilizar la
asignación de canal de acuerdo con el esquema ITU debido a la disponibilidad de componentes
ópticos. Entonces, el espaciamiento mínimo del canal en este caso es 200 GHz [80]. En caso de
modulación SSB, esto es 100 GHz como se muestra en la Figura 4-10 (b). Para aumentar la eficiencia
espectral del sistema, se ha propuesto el concepto de intercalación de frecuencia óptica [80], [81].
Otro problema está relacionado con el número de longitudes de onda requeridas por la BS. Es
deseable utilizar una longitud de onda para soportar la operación de dúplex completo [68]. Se ha
propuesto una técnica de reutilización de la longitud de onda, que se basa en la recuperación del
portador óptico utilizado en la transmisión de señales en sentido descendente y en la reutilización de
la misma longitud de onda para la transmisión de señales en sentido ascendente [82].
Figura 4-10 Espectros ópticos de señales RoF de onda mm en DWDM de óptica convencional: (a) DSB y (b) SSB.
Adaptado de [75].
…… ……
200GHz
60GHz 60GHz
Portadora óptica
Bandas laterales
f
60GHz
100GHz Portadora óptica
Banda lateral única
a)
b)
Portadora óptica
61
4.2.2 Multiplexación por división en subportadoras (SCM)
En este tipo de sistemas RoF, el transporte de la información se realiza mediante un múltiplex en
frecuencia óptica de las señales a radiar posteriormente. Tradicionalmente, este tipo de sistemas de
transmisión RoF se denominan de Multiplexación por Subportadoras (SCM, Sub-Carrier
Multiplexing). En los sistemas RoF con SCM, la señal RF se modula en intensidad sobre una
portadora óptica, obteniendo en frecuencias ópticas una doble banda lateral alrededor de la portadora
óptica donde se sitúan modulados los diferentes canales del múltiplex de RF, de ahí su denominación
de subportadoras. La señal modulada ópticamente en intensidad por dispositivos electro-ópticos es
transmitida por fibra óptica hasta llegar al terminal final, donde se detecta directamente mediante un
foto-detector para su posterior radiación y distribución hacia el equipo de usuario final [83].
Figura 4-11 Sistemas RoF con transmisiones basadas en SCM.
Adaptado de [83].
En la Figura 4-11 se presenta un esquema típico de sistema RoF basado en SCM. Un número de
canales RF con frecuencias portadoras fi forma un múltiplex en frecuencia, el cual se modula en
intensidad mediante un modulador externo Mach-Zehnder. En la señal óptica se distingue entonces
una portadora óptica, generada por un láser, y bandas laterales donde se encuentra modulado
ópticamente el múltiplex de RF. Esta señal óptica se transmite entonces a través de un enlace de fibra
óptica, que habitualmente se corresponde con un sistema óptico de tipo PON. Finalmente, la señal
óptica se detecta mediante un foto-detector adecuado al ancho de banda óptica de la señal modulada
MUX
RF, f1
RF, f2
RF, fM
EDFA
….
Rx, fi
….
f1 f2 fM
…. ….
f1 f2 fM -f1 -f2 -fM
fopt
fopt
F.O. PON
Fotodetector Modulador MZ
fGHz
62
para realizar la conversión opto-eléctrica. Posteriormente, la señal eléctrica se amplifica y la fi del
múltiplex de RF transmitido se demodula de acuerdo al canal deseado.
En el esquema de la Figura 4-11 se incluyen los principales elementos para el transporte de señales
RF en sistemas RoF SCM: los elementos de conversión electro-óptica y opto-eléctrica, los láseres y
los enlaces de fibra óptica. Estos elementos, introducen determinadas limitaciones sobre los sistemas
RoF con SCM. La primera limitación la impone la atenuación de la fibra óptica, que se supera
mediante el uso de amplificadores ópticos de banda ancha, como los EDFA (EDFA, Erbium Doped
Fibre Amplifier) actuales. Otra limitación en los sistemas RoF viene impuesta por la fibra óptica,
debido a su dispersión cromática asociada y a los efectos de no-linealidad o efecto Kerr. En sistemas
digitales, estos efectos generan el ensanchamiento temporal de los símbolos y, por lo tanto, introducen
interferencia entre símbolos y aumentan la tasa de error. En sistemas analógicos con SCM, el efecto
de la transmisión en fibra óptica se traduce tanto en el llamado efecto de supresión de portadora como
en la distorsión por intermodulación. El efecto de supresión de portadora implica que, para ciertas
combinaciones de distancia de propagación en fibra óptica y frecuencia de modulación, no existe
transmisión de la señal modulada. Por ello, este efecto limita el producto distancia por ancho de banda
que caracteriza una fibra óptica. Cabe destacar que la no-linealidad de la fibra genera productos de
intermodulación no deseados que degradan la señal propagada en la fibra, lo cual constituye una
fuente de ruido para la transmisión óptica. En un sistema RoF basado en SCM, se ha de contabilizar
la existencia de diversas fuentes de ruido que degradan la calidad de la señal transportada, como son
los ruidos shot, térmico y el efecto de distorsión por intermodulación [83].
Para minimizar el efecto de la supresión de portadora, se han desarrollado técnicas como la
introducción de una modulación de fase residual en los moduladores externos, comúnmente conocida
como chirp, que permite incrementar el ancho de banda de modulación de la fibra [84]. También se
ha propuesto el uso de redes difractivas de Bragg, y de fibras compensadoras de la dispersión, que
implementan una dispersión inversa a la de la fibra óptica en transmisión. Por último, se ha estudiado
la transmisión en bandas de frecuencias intermedia, que evita la degradación debida a la dispersión
cromática de la fibra [83].
4.3 Modelos de Generación se señales para sistemas RoF
A continuación, se describen dos esquemas de generación de señal para sistemas convergentes usando
técnicas de la fotónica de microondas. El espectro de señal generada, corresponde a una señal
multiplexada en subportadora que transporta la señal combinada en banda base (BB) y radio
frecuencia (RF). Particularmente se presentan las técnicas de combinación directa en radiofrecuencia
en doble banda lateral y modulación diferencial [85].
4.3.1 Combinación directa en radio frecuencia
La combinación directa de la señal de RF multiplexada en subportadora es el método más directo
para la generación de señales en un sistema de radio sobre fibra. De forma directa las señales en banda
base y RF se mezclan en el dominio eléctrico usando un mezclador de microondas. Posteriormente,
63
la señal combinada se convierte al dominio óptico mediante un modulador MZM de control sencillo.
Las señales de banda base y RF utilizadas tienen la forma [69]:
dcBBBB VtVAtc )()( 1
(4.13)
(4.14)
En donde c(t) está conformada por una señal de información de banda base VBB(t) de amplitud A1 y
un voltaje DC VdcBB. Por otro lado, la señal de radiofrecuencia e(t) está conformada por una señal de
datos VDRF(t), con amplitud A2 [69]. La Figura 4-12 muestra la configuración para este esquema:
Figura 4-12 Generación de señales mediante combinación directa en el dominio RF utilizando un modulador MZM de un solo brazo.
Adaptado de [69].
En esta figura, debido a que solo se utiliza un brazo del modulador, la ecuación que describe el campo
de salida es [69]:
2exp
2cos
4)(
jEtE in
out
(4.15)
Donde ∆ϕ = ∆ϕ1.
)()( 2 tVAte DRF
64
La señal de información que se modula ópticamente está compuesta por las señales de banda base y
de radiofrecuencia definidas en (4.8), al sustituirla en (4.4) y reemplazando en (4.15) se obtiene el
campo eléctrico a la salida del modulador de la siguiente forma [69]:
2)(1
)()( 2)cos()()(
2cos
2)(
j
dc
dc
ee
RF
inout eV
Vttetc
V
EtE
(4.16)
Usando (4.13) y (4.14) se obtiene [69]:
2)(1
)(
21
)( 2)cos()()(
2cos
2)(
j
dc
dc
eeDRFdcBBBB
RF
inout eV
VttVAVtVA
V
EtE
(4.17)
Finalmente, se obtiene la expresión en términos de los índices de modulación tanto de la señal de
radiofrecuencia como de banda base [69]:
2)(1
)()( 2)cos()(
2)(
22cos
2)(
j
dc
dc
eeRFRFBBBBdcBB
RF
inout eV
VttVmtVmV
V
EtE
(4.18)
Donde mBB es el índice de modulación de la señal banda base y mRF es el índice de modulación de la
señal de radiofrecuencia [69].
Con este método de generación, el espectro óptico es de doble banda lateral con frecuencia central en
la longitud de onda del láser y con una separación de las bandas laterales equivalente a la frecuencia
RF. Esto pude provocar ciertas limitaciones debido al efecto de desvanecimiento por dispersión si la
detección de la señal multiplexada en subportadora se realiza directamente junto con la portadora
óptica. Por otro lado, el modulador MZ de control sencillo no permite controlar el chirp sobre la
modulación de banda base, ocasionando posibles problemas en redes de larga distancia con dispersión
acumulada y velocidades binarias de carga superiores a 10 Gb/s si no se realiza regeneración en los
nodos de la red. Por otro lado, la calidad de la señal de RF decrece al aumentar el índice de modulación
de la banda base ya que la modulación de la subportadora se hace en los extremos de la curva de
transferencia del modulador y al aumentar el índice de modulación de la banda base de la señal de
RF, se acerca cada vez más a los extremos de dicha curva de transferencia donde la respuesta es
menos lineal y, por lo tanto, la amplitud de dicha señal disminuye [85].
65
4.3.2 Modulación Diferencial
Una alternativa a la combinación directa en RF y posterior aplicación a un modulador óptico MZM,
es la modulación diferencial. Esta técnica se basa en el uso de un modulador con control doble, en el
cual cada entrada se utiliza separadamente para alimentar el dispositivo con la señal de banda base y
la señal de radio frecuencia. El esquema del generador se muestra en la Figura 4-13. Este sistema
presenta ventajas de simplicidad, robustez y solo utiliza un modulador óptico, lo cual evita la
necesidad de utilizar elementos de RF aparte de los mezcladores [85].
Figura 4-13 Generación de señales multiplexadas en subportadora mediante modulación diferencial en doble banda lateral (DSB).
Adaptado de [85].
El campo a la salida del modulador está definido por [85]:
2cos
2exp
4
)()( 2121
jtE
tE inout
(4.19)
Para este sistema, las expresiones de las señales eléctricas suministradas a los puertos del modulador
son dadas por [85].
)()cos()()()(1 temttetV eeRF
(4.20)
66
)()()(2 tctV RF
(4.21)
Al igual que en el modelo anterior, la potencia óptica a la salida del modulador MZ tiene componentes
frecuenciales en todos los armónicos pares e impares de la subportadora )cos( eet . Sin embargo,
esta técnica presenta algunas de las limitaciones de la combinación directa de RF, tales como el
control limitado del chirp en las señales moduladas, la codificación de la señal de RF que resulta de
una modulación de doble banda lateral (DSB) con las consideraciones de desvanecimiento por
dispersión aplicables al esquema descrito previamente, y finalmente, la falta de control independiente
de los índices de modulación de la señal de banda base y radio frecuencia [85].
Cuando una señal está modulada en doble banda lateral (DSB), en la fibra óptica se produce el efecto
de supresión de portadora, debido a que cada una de las dos bandas laterales sufre un retardo diferente
respecto a la portadora óptica. Al realizar el batido en detección, la amplitud resultante es la suma de
las dos bandas, que depende del desfase relativo entre ellas. Si este desfase es de π radianes, existe
una interferencia destructiva que anula la señal recibida. El fenómeno de supresión de portadora es
una limitación importante en los sistemas DSB pues a determinadas longitudes no se recibe la señal
de forma adecuada. Una solución a esta limitación es cambiar la técnica de modulación, de modo que,
en lugar de transmitir las dos bandas laterales, sólo transmitamos una de ellas. Esta técnica es
conocida como banda lateral única (SSB).
Para obtener un sistema RoF de banda lateral única, dos frecuencias de RF se combinan
eléctricamente y se corren 90° entre sí antes de aplicarse a los dos brazos del modulador óptico. Las
dos copias de la señal de RF desplazada 90° en fase pueden expresarse de la siguiente manera:
)cos()()(1 eettetem
(4.22)
)sin()()(2 eettetem
(4.23)
Donde e(t) representa la banda de información, ωe(t) la frecuencia de la subportadora y αe representa
la fase de la señal. Por lo tanto, las expresiones que definen las señales eléctricas a la entrada del
modulador están dadas por:
eeRF ttetV cos)(2
1
2
1)()(1
)(2
1
2
1)( 1)(1 temtV RF
(4.24)
67
2
cos)(2
1
2
1)()(2
eeRF ttetV
eeRF ttetV sin)(2
1
2
1)()(2
)(2
1
2
1)( 2)(2 temtV RF
(4.25)
Usando la ecuación general de campo eléctrico a la salida del MZM en (4.7), las variaciones de las
fases en función de los voltajes aplicados en las ecuaciones (4.4) y (4.5); y valores estándar para VRF
y Vπ de: Vπ(RF) = 5, Vπ(dc) = 5 y V1(dc) = V2(dc) = 3.75, se obtiene la ecuación general que define
el campo eléctrico en la salida del modulador para una modulación óptica de banda lateral única:
2
3)()((
2
1
52
1cos))()((
252exp)(
2
1)( 2121
temtemtemtem
jtEtE inout
(4.26)
Nótese como el exponencial y el argumento del coseno son cero para una de las dos expresiones
em1(t) o em2(t) cuando hay una diferencia de 90° entre ellas, produciendo la modulación SSB.
La figura 4-14 muestra el esquema para la modulación diferencial de doble banda lateral.
Figura 4-14 Generación de señales multiplexadas en subportadora mediante modulación diferencial en banda lateral única (SSB).
68
4.4 Detección de señales en sistemas RoF
El proceso de detección de señales es un proceso esencial en la implementación de sistemas de radio
sobre fibra (RoF). Su principal función consiste en extraer de la señal compuesta por la señal banda
base y la señal de radiofrecuencia, la información de cada una de ellas para ser enviada a los sistemas
posteriores de procesamiento, tanto en la parte de la unidad óptica de red (UNU, Optical Network
Unit) en el lado del usuario final, como en el lado del terminal de línea óptica (OLT, Optical Line
terminal) en el nodo u oficina central (CO). Existen principalmente dos técnicas para separar señales
compuestas en banda base y radio frecuencia: la extracción basada en detección directa y el filtrado
óptico [85].
4.4.1 Detección Directa
En esta técnica, una fracción de la señal entrante a la ONU o a la OLT se intervienen mediante un
acoplador direccional para dividirla en dos ramas diferentes: una para detectar la banda base (BB) y
otra para detectar la señal de radio frecuencia (RF). Con el acoplador direccional, se extrae alrededor
del 50% de la señal de entrada, aunque existen también, sistemas capaces de extraer el 10% de la
señal de radio frecuencia [86]. En ambos casos, esta fracción de señal transporta una señal combinada
de tipo convergente, por lo tanto, en la rama de detección de la señal de RF, se ha de suprimir
electrónicamente la señal en banda base, mediante un filtro pasabanda centrado en la frecuencia de la
subportadora, obteniendo de esta forma solo a la subportadora RF. Posteriormente la señal filtrada se
puede aplicar a un diodo Schottky para detectar su envolvente o se puede mezclar con un tono a la
frecuencia de la subportadora. Cualquiera de estas dos técnicas permite bajar la señal de
radiofrecuencia a su banda base. No obstante, la utilización del diodo limita el sistema a la utilización
de bajas frecuencias de subportadora, es este contexto, la utilización de osciladores y mezcladores
construidos con tecnologías de integración monolítica permite escalar a frecuencias mayores de 15
GHz y tasas de transmisión mayores a 10 Gb/s [85].
El proceso de detección se completa mediante la amplificación eléctrica y un filtro basa bajo de la
señal resultante para eliminar potencia de ruido. La señal presente en la otra rama igualmente
transporta ambas señales, en este caso la señal de radio frecuencia se puede suprimir eléctricamente
mediante detección óptica de la señal entrante y posterior filtrado pasa bajo. En la Figura 4-15, se
muestra el esquema funcional de detección directa de señales convergentes usando un mezclador y
oscilador local [85].
En general, las desventajas de la técnica de detección directa están relacionadas con la penalización
en potencia producida por la extracción de una parte de la señal óptica de entrada a fin de detectar la
señal de RF y la escasa flexibilidad del sistema, ya que cualquier cambio en el valor de frecuencia de
la subportadora requiere un nuevo diseño de los circuitos de extracción de la señal de RF. Aún más
importante, es el efecto de supresión de portadora debido a la transmisión de la información modulada
en doble banda lateral a través de la extracción de un medio dispersivo y con posterior detección en
un fotodiodo [85].
69
Figura 4-15 Esquema de detección de señal convergente usando detección directa.
Adaptado de [85].
El campo eléctrico de la señal después de propagarse por un medio dispersivo es [85]:
))(exp()(exp))(exp()exp( 1100110 tjAjAtjAtjE ss
(4.27)
Donde, 0 es la frecuencia de portadora óptica, s es la frecuencia angular de la subportadora o señal
de RF, A0 representa la información de la señal banda base y A-1 y A+1 representa la señal de RF. φ-1,
φ+1 y φ0 corresponden a los desplazamientos de fase en el receptor, producidos por los leves cambios
de velocidad de fase a raíz de los efectos dispersivos de propagación en la fibra óptica [85].
En la ecuación (8.22) se definen las componentes de las señales convergentes transportadas,
correspondientes a una portadora óptica y dos bandas laterales con diferentes fases. En detección
directa, estas portadoras interactúan entre sí para recuperar las subportadoras. Sin embargo, debido a
la dispersión cromática las dos componentes tienen fases distintas a lo largo de la distancia de
transmisión, por lo tanto, el batido entre la portadora óptica y las bandas laterales, genera una
cancelación de la señal de radiofrecuencia cuando existe una diferencia de fase de π entre las dos
bandas laterales. De esta forma, la potencia total de las dos componentes de subportadora fluctúan de
acuerdo con la distancia de transmisión, generando el efecto de supresión de portadora que limita la
transparencia del sistema. En relación con las pérdidas en la fibra óptica, estas solamente contribuyen
con un factor constante en la respuesta en frecuencia [85].
Acoplador
90/10 o 50/50
Señal entrante
BB + RF
Banda Base + Radiofrecuencia
Amplificador
Amplificador
Filtro pasa bajo
Filtro pasa bajo Filtro pasa banda
Banda Base
Oscilador
f = Frecuencia subportadora
Señal de RF bajada a
Banda Base
70
4.4.2 Detección a través de filtrado óptico
Usando la técnica de filtrado óptico, la señal de RF se separa de la señal de BB en el dominio óptico,
lo cual trae consigo varias ventajas como [85]:
El receptor óptico para la señal de RF es simple, ya que no es necesario ningún procesamiento
adicional debido a que dicha señal se recupera directamente en banda base una vez pasa por
el detector óptico; además, el ancho de banda del receptor solo debe ser compatible con la
tasa de bits de la señal de RF.
Si la portadora óptica se elimina completamente desde el bloque de filtrado, no habrá efectos
de supresión de portadora y el sistema, por lo tanto, es tolerante a fallos; de este modo, no
hay desvanecimiento de subportadora provocados por la dispersión cromática.
Si las pérdidas de inserción del filtro son suficientemente bajas, la recuperación de la señal
de BB y RF se implementa con bajas penalizaciones en potencia, en comparación con la
técnica de detección directa.
El filtrado óptico permite reducir de forma considerable los efectos de diafonía producidos
entre las señales transportadas en una red convergente.
De forma general, el campo eléctrico de la señal óptica, después del filtrado óptico, se da en la
siguiente ecuación [85]:
))(exp())(exp()exp( 11110 tjAtjAtjE ss
(4.28)
Nótese que, a diferencia de la ecuación (8.22), en este caso no se tiene la componente de la señal
correspondiente a la señal BB [85].
Finalmente, la señal recibida contiene únicamente la información de la señal de radiofrecuencia y los
términos de supresión RF desaparecen. Solo se requiere un filtro pasa bajo para eliminar las
componentes que contienen el duplo de la frecuencia angular de la subportadora ( s2 ). Para separar
señales convergentes, se pueden diseñar varias configuraciones que hacen uso de dispositivos ópticos,
tales como redes de difracción de Bragg, filtros Fabry-Perot e Interferómetros Sagnac [85]. Dichos
dispositivos se describen a continuación.
4.4.2.1 Filtrado óptico con redes de difracción
Las redes de período corto o de reflexión, mejor conocidas como redes de rejilla de Bragg en fibra
(FBG, Fiber Bragg Grating), se definen así por su comportamiento como filtros que reflejan de un
haz de luz incidente de gran ancho de banda espectral, una porción específica llamada longitud de
onda de Bragg (λB) y transmiten, con un pequeño factor de atenuación, las longitudes de onda restante,
como se observa en la Figura 4-16. Por lo tanto, las características de filtrado de una FBG se
caracterizan mediante su respuesta en reflexión y su respuesta en transmisión [85].
71
Figura 4-16 Principio de operación de una red de difracción de Bragg.
Adaptado de [85].
En una rejilla de fibra el índice de refracción no es uniforme. Estas variaciones en el índice de
refracción de la fibra provocan la refracción de la luz, el llamado efecto Bragg. La dispersión de
Bragg no es exactamente igual al fenónemo de la difracción en una red de difraccion. Una red de
Bragg, como una rejilla de fibra, tiene la propiedad de reflejar selectivamente una banda de
frecuencias estrecha centrada en la longitud de onda de Bragg, λB. Esta longitud de onda es
proporcional al periodo de variación del índice de refracción, Λ, y al índice de refracción efectivo de
la guía de onda neff [85].
(4.29)
Las FBG no son de longitud infinita, por lo tanto, comienzan y terminan abruptamente. La
transformada de Fourier de una función de este tipo rectangular produce inmediatamente la función
seno, bien conocido, como su estructura de lóbulo lateral asociado con el espectro de reflexión; la
transformada de una función gaussiana, por ejemplo, es una función gaussiana, sin lóbulos laterales.
La supresión de los lóbulos laterales en el espectro de reflexión aumenta gradualmente el coeficiente
de acoplamiento con la penetración en la rejilla. Este fenómeno se llama apodización [85].
effB 2
Λ
Cubierta Núcleo
FBG
Señal incidente
Señal reflejada
Señal transmitida
λB
72
Hay muchas técnicas que se pueden utilizar para la modulación de amplitud del índice de refracción,
de manera que se logre el resultado final. Sim embargo, todas ellas se basan en un solo principio:
mantener la suma del cambio de índice efectivo y la amplitud de la modulación del índice de
refracción constante a lo largo de la rejilla. Algunas de las funciones más utilizadas para la
apodización son: coseno realzado, gaussiana, tangente hiperbólica, Blackman, Seno y Cauchy [85].
El chirp de una FBG define un período no uniforme a lo largo de su longitud. El chirp de una FBG
puede adoptar muchas formas diferentes: puede ser lineal, es decir, el período varía linealmente con
la longitud de la rejilla; puede ser cuadrático, o incluso puede tener saltos en el período. Una FBG
con chirp también puede llegar a tener un período que varía al azar a lo largo de su longitud, por
encima de una tendencia general. Las FBG con chirp han encontrado un lugar especial en las
comunicaciones y redes ópticas como un dispositivo de compensación de dispersión [85].
Una de sus principales características reside en la flexibilidad a la hora de conseguir diversas
respuestas espectrales. Para ello se pueden modificar varios parámetros físicos de su estructura, tales
como, longitud, apodización, chirp e índice de refracción.
La Figura 4-17. representa la respuesta de transmisión y reflexión de una red de difracción de Bragg
apodizada. Nótese en la traza continua la fuerte supresión de los lóbulos laterales y la alta selectividad
del filtrado de la FBG en la respuesta de reflexión alrededor de la frecuencia de resonancia del filtro,
es decir, la frecuencia de Bragg. Del mismo modo, en la respuesta de transmisión de la FBG mostrada
en la traza punteada, se puede mostrar la fuerte supresión que se impone a una señal alrededor de la
longitud de onda de Bragg. Se puede observar como la respuesta en transmisión y reflexión de la red
de difrección se produce no solo para esta longitud de onda, sino que se extiende en un ancho de
banda alrededor de la misma que depende de la amplitud de la perturbación del índice y su longitud
[85].
Figura 4-17 Respuesta de filtrado en transmisión y reflexión de una red de difracción de Bragg apodizada.
Tomado de [85].
73
En la configuración mostrada en la Figura 4-18, la separación de la señal de BB y RF se puede realizar
por medio de la combinación de una red de difracción y un circulador óptico. En este contexto la
señal entrante al dispositivo receptor (OLT o UNU) se dirige a la FBG a través del circulador. La
FBG cuya frecuencia central corresponde a la frecuencia portadora de la señal entrante, refleja dicha
señal mientras que las subportadoras que transportan la señal de radiofrecuencia pasan a través de la
FBG debido a la respuesta propia del filtro. Es importante resaltar que el valor de la señal de
radiofrecuencia o subportadora impone ciertos requerimientos al ancho de banda de la FBG, ya que
entre menor sea dicho valor, menor debe ser el ancho de banda del filtro y por lo tanto menor será la
característica de rechazo que posea [85].
El esquema de filtrado debe garantizar que la banda base residual en el espectro extraído de la señal
de RF presenta una supresión superior a los 35 dB a fin de obtener un procesamiento libre de errores.
Un aspecto clave en esta configuración radica en que la señal de banda base no debe distorsionarse
cuando se refleja en la red de difracción; por lo tanto, el filtro debe satisfacer los requerimientos de
ancho de banda y rizado de retardo de grupo adecuados a la tasa de transmisión de la señal banda
base (alrededor de 25 ps para 10 Gb/s). Además, para obtener buena eficiencia de potencia, el filtro
debe ser los suficientemente fuerte para reflejar la mayor parte del espectro que contiene la señal en
BB y aún ser más fuerte para suprimir la portadora óptica y obtener una señal de RF limpia [85]. Lo
anterior se muestra en la Figura 4-18.
Figura 4-18 Esquema básico de extracción de señal de RF usando redes de difracción de Bragg.
Adaptado de [85].
4.4.2.2 Filtrado óptico usando un interferómetro de Sagnac
La configuración de esta técnica se muestra en la Figura 4-19. En este caso la señal de entrada es la
misma que se describió en el apartado anterior. El filtro en este caso, se realiza por medio de un bucle
de fibra con un segmento de fibra mantenedora de polarización dentro de la cavidad [85].
La configuración de este filtro, hace que sea periódico en frecuencia, lo cual permite la extracción de
múltiples canales de RF de un flujo de señales WDM al mismo tiempo que la BB se mantiene intacta.
Con esta configuración se llegan a tener valores de hasta 15 dB de rechazo a la frecuencia central.
74
Debido a la configuración Sagnac, el anillo es independiente de la polarización, tanto para la respuesta
en amplitud, como para la respuesta en fase [85].
Figura 4-19 Esquema de señal de extracción de RF basado en un interferómetro de Sagnac.
Adaptado de [85].
La Figura 4-20, muestra la función de transferencia correspondientes a las dos salidas del
interferómetro con una constante de acoplamiento de 0,5 [85].
Figura 4-20 Función de transferencia normalizada de transmisión y reflexión de un interferómetro de Sagnac.
Tomado de [85].
75
En general, el interferómetro de Sagnac tiene, sin embargo, a pesar de ser un sistema de bajo costo,
ciertas desventajas como [85]:
Requiere un cuidadoso diseño del acoplador 2X2, ya que se requiere una constante de
acoplamiento de 0,5.
No es un sistema muy flexible, ya que el cambio de frecuencia subportadora, obliga a
rediseñar el filtro.
Se basa en efectos de interferencia balanceada en una cavidad de fibra, de esta manera,
requiere un extremo cuidado en el manejo de la estructura, además de estabilización contra
variaciones ambientales externas.
4.4.2.3 Filtrado óptico usando un filtro Fabry-Perot
La estructura del filtro Fabry-Perot (FFP), también es de tipo interferométrico y se basa en una
cavidad de dos espejos de reflectividad (R), en la que se producen múltiples reflexiones, obteniendo
a la salida la suma de múltiples contribuciones con un retardo correspondiente al tiempo de ida y
vuelta dentro de la cavidad. Como consecuencia de la suma coherente de las contribuciones
anteriores, se obtiene una respuesta en frecuencia de tipo periódico, en la que las bandas de paso o
resonancia se corresponden con las frecuencias de paso de la señal de entrada para las que las
múltiples aportaciones retardadas se han sumado constructivamente. La función de transferencia del
filtro se puede expresar en función de la reflectividad de los espejos (R) y de la atenuación de la
cavidad (A), como se muestra en la siguiente ecuación [85]:
FSR
fRsenR
RAT f 22
2
41
1
(4.30)
Donde f es la frecuencia en la que se encuentra situada la resonancia en consideración. La separación
frecuencial entre dos resonancias contiguas se conoce como rango espectral libre (FSR, Free Spectral
Range) y viene dado por la ecuación [85]:
nL
cFSR
2
(4.31)
Donde c es la velocidad de la luz en el vacío y n es al índice de refracción de la cavidad en fibra. La
relación entre el rango espectral libre del filtro y el ancho de la resonancia, da una idea del número
de canales que pueden ser seleccionados por el filtro. Esta relación se conoce como finura del filtro
(F) y está definida por la ecuación [85]:
R
RF
1
(4.32)
76
El ancho de banda a -3dB (Δf), está relacionado con la finura del filtro por la ecuación [85]:
F
FSRf
(4.33)
En la Figura 4-21, se representa la función de transferencia del filtro Fabry-Perot con las
características mencionadas previamente. Se incluye la respuesta para varios valores de R a fin de
comprobar el comportamiento del ancho de banda de paso cuando la reflectividad cambia [85].
Figura 4-21 Respuesta en transmisión del filtro Fabry-Perot en función de la reflectividad del filtro.
Tomado de [85].
De esta forma, una reflectividad alta (R=0,8) genera bandas de paso estrechas y una reflectividad baja
(R=0,2), bandas de paso espectralmente anchas. A continuación, se describe el uso de un filtro de
corte muy estrecho provisto por la reflectividad de un filtro FFP, el cual permite borrar las bandas
laterales superiores e inferiores de la señal convergente. La resonancia periódica complementaria de
la función de transmisión del FFP, se emplea para permitir el paso de solamente las bandas laterales,
cancelando de esta forma la portadora óptica. El esquema se muestra en la Figura 4-22. El principal
problema de esta configuración es que las dos bandas laterales ópticas de la señal banda base y de la
señal de RF se encuentran a ambos lados de la portadora óptica. De esta forma para extraer la RF
ambas subportadoras se deben filtrar, lo cual requiere que el FSR del filtro sea exactamente igual a la
separación de las dos bandas laterales; de esta manera, el filtro debe presentar unas características de
filtrado de banda estrecha para que la banda base no se vea afectada [85].
77
Figura 4-22 Extracción óptica de señal de RF usando un filtro Fabry-Perot.
Adaptado de [85].
Para superar este problema y disminuir los requerimientos en el diseño del filtro, se recomienda el
uso de la modulación de banda lateral sencilla (SSB, Single Side Band) para transportar la señal de
RF, de manera que una simple banda lateral esté presente en la señal compuesta y se elimine la
restricción en el FSR (Free Spectral Range) del filtro. El sistema tiene una ventaja importante que
está relacionada con la tolerancia de la dispersión debido al uso de una modulación de banda lateral
única (SSB), pero que, a la vez, presenta un inconveniente referido al diseño un poco más elaborado
en el sistema generador de la señal convergente; además, cualquier desbalanceo en la modulación en
cuadratura generará diafonía debido a la existencia de potencia residual en una de las bandas [85].
Otra propuesta usando un FFP como filtro para señales convergentes se basa en la sintonización de
su frecuencia de resonancia, de manera que esta coincida con las frecuencias de la Unión Internacional
de Telecomunicaciones (ITU); de este modo, las portadoras ópticas que transportan la BB, se
transmiten a través del filtro, mientras que las señales de RF en doble banda lateral se reflejan. Con
este modelo de filtrado, el FSR corresponde con la separación existente entre las dos bandas laterales
de la señal de RF [85].
4.4.3 Receptores ópticos coherentes basados en procesamiento digital de
señales
Los enlaces RoF que modulan la fase (PM) requieren un receptor óptico coherente combinados con
módulos de Procesamiento Digital de Señales (DSP) para la detección y la demodulación de señales
lineales. La detección coherente en sistemas ópticos ha sido demostrada para realizar la demodulación
de señales lineales de MMW, codificada sobre la fase de una portadora óptica [9]. Las principales
ventajas ofrecida por los sistemas RoF-PM con detección coherente sobre los sistemas RoF IM/DD
son [74]:
78
1) Mayor rango dinámico libre de espurios (SFDR, larger spur-free dynamic range), el cual
describe la relación entre la amplitud de la frecuencia fundamental generada y la amplitud de
la armónica más prominente.
2) Transmisión óptica de datos con mayor eficiencia espectral en formatos avanzados de
modulación.
3) Mayor ancho de banda y selectividad del canal.
4) Menores requerimientos en la potencia de la señal de transmisión.
Los receptores coherentes basados en Procesamiento Digital de Señales (DSP) reconstruyen la señal
de RF transmitida a partir de la fase óptica de la portadora, para luego realizar la demodulación [74].
En la Figura 4-23, se muestra un esquema de un receptor digital coherente para sistemas RoF-PM.
Figura 4-23 Receptor Digital Coherente para sistemas RoF-PM.
Tomado de [74].
Las principales ventajas de los receptores digitales coherentes comparado con los receptores
tradicionales son: 1) costo efectivo y de tamaño reducido, 2) compensación adaptiva de las
imperfecciones del canal en el dominio electrónico usando técnicas de procesamiento de señales, 3)
versatilidad en el diseño y robustez en la operación, lo cual permite diferentes formatos usando el
mismo hardware en el receptor [87].
4.5 Tecnología de Radio sobre Fibra (RoF)
La tecnología de radio sobre fibra (RoF) permite ofrecer conectividad de manera flexible y con
grandes anchos de banda, manteniendo una alta disponibilidad de la red y permitiendo lograr altos
niveles de servicio. RoF es una tecnología que integra las ventajas de las redes de fibra óptica con las
79
de las redes inalámbricas, permitiendo el acceso de alta velocidad con una relación beneficio/costo
muy alto para los servicios de telecomunicación que se ofrecen en lugares apartados de las grandes
urbes o con densidad poblacional baja. Con el fin de lograr configuraciones de sistemas de RoF cada
vez más eficientes, se busca aumentar la distancia en el transporte sobre fibra óptica sin tener que
utilizar etapas de amplificación. Una de las estrategias que se adoptan para lograr esto es aumentar la
potencia de transmisión; sin embargo, cuando esto se hace aparecen problemas de dispersión
cromática (CD) y dispersión por el modo de polarización (PMD). Estos problemas pueden ser
mitigados usando multiplexación por división de frecuencias ortogonales (OFDM), la cual ha sido
implementada en los sistemas de RoF mostrando una alta eficiencia espectral y resistencia a la
dispersión cromática y de tipo PMD. La modulación OFDM ha sido ampliamente utilizada en
sistemas de acceso inalámbrico como WiMax y 4G-LTE [88].
La característica principal de un sistema de RoF es la presencia de enlaces ópticos que transmiten
señales de RF moduladas. El esquema de transmisión determina la complejidad y el costo de la
implementación. En los diseños de sistemas de RoF para el canal ascendente y descendente se debe
asegurar la reducción de costos, y es necesario emplear la configuración adecuada de los componentes
de RoF que dependen directamente de la frecuencia de la portadora, la modulación, el ancho de banda,
el medio, entre otras variables. Las frecuencias típicas de portadora de los sistemas de comunicación
inalámbrica clásicamente implementados como las redes de celular actuales, están alrededor de los 3
GHz, sin embargo, con el fin de aumentar la eficiencia espectral y de disminuir las pérdidas por
congestión del espectro, los sistemas típicos de RoF utilizan portadoras de más alta frecuencia, en la
banda de las ondas milimétricas (MMW), donde se hace esencial el uso de moduladores externos. En
los sistemas RoF la información es mapeada usando modulaciones multinivel en fase (m-PSK) ó en
cuadratura (m-QAM). Posteriormente, la información es modulada para luego ser entregada al láser.
[88].
Para el desarrollo de sistemas que trabajen en bandas de MMW se presentan problemas como, por
ejemplo, el costo de los equipos electrónicos utilizados y el aumento de las estaciones base (BS, base
station) que deberían implementarse. Además, la transmisión de señales de MMW necesita mayor
potencia, debido a las altas pérdidas en el medio inalámbrico, lo cual genera inconvenientes en la
implementación [74]. Las ventajas de usar la fibra óptica como medio para transmitir señales de
MMW consiste en su inmunidad a las interferencias electromagnéticas, la gran capacidad de
transmisión, pérdidas en la propagación entre los 0,2-0,5 dB/km, dependiendo del tipo de fibra
utilizada, y la longitud de onda de operación, siendo estos valores muy bajos con respecto al cobre y
el aire [89]. Por otra parte, los sistemas RoF que operan en la banda MMW requieren de celdas
pequeñas debido a la corta distancia de propagación [90]. La convergencia de las comunicaciones
inalámbricas y los sistemas de fibra óptica se han convertido en una técnica prometedora para proveer
servicios de acceso inalámbrico de banda ancha, en un rango de aplicaciones que incluyen soluciones
en redes de acceso, en extensión de la cobertura y de la capacidad en las redes de radio. En este
sentido, los sistemas RoF proporcionan la sinergia adecuada entre la óptica y la radio, lo cual permite
la fusión de estas tecnologías, que han sido fundamentales en el avance de las telecomunicaciones,
en las que las redes de acceso inalámbrico y de fibra están requiriendo de actualizaciones, con el fin
de responder al aumento exponencial de la demanda de ancho de banda de las sociedades modernas
de la información. Se espera que la próxima generación de redes de acceso garantice la disposición
de servicios de banda ancha, y aplicaciones multimedia a los usuarios finales en cualquier momento
y lugar [74].
80
4.5.1 Arquitectura de Sistemas RoF que operan en la banda de las MMW
Los sistemas de RoF transmiten señales de radio a través de la fibra óptica directamente hasta la BS.
Cuando existen varias BS, un dispositivo pasivo, conocido como divisor (splitter) [91], divide la señal
a las BS, como se observa en la Figura 4-24.
Figura 4-24 Sistema de radio sobre fibra para aplicaciones móviles.
Tomado de [74]
Una de las ventajas más importantes de la tecnología RoF es la habilidad de concentrar lo más costoso
del equipo de alta frecuencia en un lugar central u oficina central (CO, Central Office), lo cual permite
la instalación del equipo restante en un lugar distante, debido a su sencillez, bajo peso, tamaño
reducido y bajo consumo de potencia [91]. Entre otras ventajas adicionales se destaca el gran ancho
de banda que proporciona la fibra en el transporte de señales de radiofrecuencia (RF). También el
aumento de la flexibilidad operacional y el potencial para reutilizar o compartir entre una cantidad
determinada de usuarios los servicios implementados. Con los sistemas de RoF, las BS solo son
utilizadas para realizar la conversión opto-eléctrica, por lo que su configuración es más simple e
independiente del protocolo y del formato de modulación [92]. La implementación y uso de servicios
basados en IP se lleva a cabo más frecuentemente, con conexiones de forma inalámbrica, donde los
usuarios finales por medio de sus teléfonos inteligentes acceden a internet y usan algún tipo de
servicio [93]. En la Figura 4-25, se muestra una red heterogénea de banda ancha para diversos
servicios.
Para tener uniformidad en la cobertura, los sistemas inalámbricos se configuran en un sistema de
antenas distribuidas (DAS, Distributed Antennas System). Su implementación es un método común
para extender la cobertura inalámbrica desde múltiples BS para múltiples ubicaciones [94]. Los
sistemas RoF están diseñados para desempeñar funciones de sistemas de radio, además de funciones
de transporte y movilidad. Todas estas funciones incluyen modulación de datos, procesamiento de la
señal y conversión de frecuencia [74].
81
Figura 4-25 Redes de acceso heterogéneas de banda ancha.
Tomado de [74]
4.5.2 Evolución y tendencia de la tecnología RoF
Los usuarios finales de las redes inalámbricas y cableadas están demandando grandes volúmenes de
información a elevadas velocidades. En este escenario, los sistemas basados en RoF y de fibra hasta
el hogar (FTTH, Fiber to the Home) son los candidatos más prometedores para dar soporte a estos
requerimientos de las redes de acceso. Las redes de acceso de próxima generación progresan hacia la
convergencia de servicios cableados e inalámbricos, con el objetivo de ofrecer eficientemente
servicios de gran ancho de banda a bajo costo. Los sistemas RoF lideran el progreso de las redes de
acceso mediante los avances significativos en aspectos como: el incremento en la capacidad de
transmisión y el ancho de banda, así como la disminución de los costos de las redes fijas y móviles
[95]. En esta red de configuración híbrida hay un punto clave en el éxito de su operación que consiste
en la generación y la transmisión de señales a alta velocidad en modo cableado o inalámbrico de
manera simple y confiable.
En los últimos años se ha observado el gran avance de las aplicaciones multimedia. Este hecho ha
estimulado el desarrollo de sistemas de comunicación inalámbrica a altas velocidades, para la
provisión de servicios con la misma capacidad de transmisión de las redes cableadas. Por esta razón,
se empezó a estudiar nuevas regiones del espectro, debido a que la alta demanda en la tasa de
transmisión produjo una congestión en las bandas actuales. Este suceso resultó en un gran interés de
la comunidad científica por investigar en los temas referentes a la generación y transmisión de señales
de onda milimétrica [74].
Hace casi dos décadas se empezaron a estudiar los sistemas de RoF con MMW, pero estos no
modulaban la señal de MMW dentro de la portadora óptica en la fibra, por lo que se necesitaba una
BS compleja para la conversión [96]. El uso de señales de radio sobre fibra en sistemas de antenas
distribuida (DAS) desplaza el procesamiento electrónico de la antena a un punto central (CO, Central
82
Office), abriendo nuevas oportunidades en la creación de redes híbridas. Cambiar la ubicación de los
equipos significa que la capacidad ahora se puede reasignar a cualquier punto de la red, en lugar de
ser fijada por el equipo que se instala en una BS particular [74].
Otro de los aspectos importantes que se tienen en el área de la RoF es poder tener unidades de antenas
remotas (RAU, Remote Antenna Units) que puedan cubrir múltiples bandas facilitando su
distribución. En este escenario se podrían implementar esquemas de asignación dinámica de ancho
de banda, con el fin de proporcionar eficientemente el ancho de banda a los usuarios finales, los cuales
cambian dinámicamente su demanda de acuerdo con los servicios requeridos en diferentes instantes
y lugares. De esta manera, este tipo de redes ofrece una ventaja adicional basada en la posibilidad de
cambio de capacidad asignada, la cual puede variar en la red de acuerdo con las densidades de tráfico
y las demandas de los usuarios [90].
El gran ancho de banda óptico ofrecido por la fibra permite el procesamiento de señales a alta
velocidad que podría ser más difícil de hacer en sistemas electrónicos; por ejemplo, el filtrado de
señales de MMW se puede lograr convirtiendo la señal eléctrica a óptica y realizar el filtrado usando
componentes ópticos. No obstante, el gran problema al transmitir señales de MMW sobre fibra óptica
es la degradación de la señal debido a la dispersión de la fibra. Una de ellas, la dispersión cromática,
es el fenómeno más relevante que afecta estos sistemas, ya que causa la interferencia inter-símbolo
(ISI, Inter-symbol Interference), debido al ensanchamiento temporal de los pulsos en el receptor [97].
Este fenómeno depende de las componentes espectrales de la fuente de luz, de la frecuencia de la
portadora y la longitud de la fibra. Los sistemas inalámbricos de MMW con canales de ancho de
banda por encima de los 10 GHz podrían fácilmente proveer capacidades multi-Gbps, incluso con
formatos de modulación simples como ASK o QPSK. La banda ubicada en el rango de los 75 y 110
GHz, denominada banda W, es de interés particular, debido a que presenta una ventana de transmisión
más amplia, con pérdidas mínimas de propagación, y sería más adecuada para aplicaciones multiGbps
en exteriores en un futuro cercano [98].
Los principales retos de los sistemas fotónicos basados en MMW son: mejorar el desempeño de los
dispositivos que los integran, adaptar estos sistemas a la región espectral de operación, aumentar la
eficiencia de conversión de los dispositivos opto-electrónicos e incrementar su rango dinámico,
compensar las dispersiones de la fibra, y a su vez, reducir los costos de estos avances tecnológicos.
Se espera que la tecnología RoF pueda proveer una arquitectura que soporte múltiples servicios y
estándares de radio, que sea flexible y confiable, con BS cada vez más simplificadas [74].
83
5 Diseño de arquitectura de transporte óptico de
señales de MMW
5.1 Caracterización de esquemas RoF y comportamiento frente
al cambio de frecuencia
En la siguiente sección se proponen dos arquitecturas básicas de transporte de señales de Radio
frecuencia sobre fibra (RoF). Para la caracterización de la respuesta en frecuencia en el segmento de
las ondas milimétricas, se proponen dos esquemas de configuración:
5.1.1 Esquema 1
El primer esquema para la transmisión de la señal en las bandas de las ondas milimétricas (MMW),
lo constituye un generador binario con una tasa de bit de 1Gb/s, un codificador de pulsos NRZ, un
modulador eléctrico de amplitud cuyo parámetro de variación frecuencia de operación se configura
entre 12GHz hasta 60GHz, en pasos de aumento de 6GHz; un láser con frecuencia de operación en
193,1THz; un modulador óptico externo Mach-Zehnder al cual se conecta la señal óptica del láser y
la señal de RF del modulador eléctrico. Entre el transmisor y el receptor, se propone usar un tramo
de fibra óptica monomodo de 10 km de longitud con una atenuación de 2 dB/km. En el receptor se
utiliza un Fotodetector PIN, el cual convierte la señal óptica a eléctrica, un filtro pasa banda
sintonizado a la frecuencia del modulador eléctrico con un BW de 1.5GHz (1.5*Bit rate Hz); un
demodulador eléctrico de amplitud, igualmente sintonizado a la frecuencia del modulador, con una
frecuencia de corte (Cutoff frecuency) de 750MHz (0.75*Bit rate Hz); finalmente, un regenerador de
señal a la salida del demodulador. El esquema antes descrito se ilustra en las figuras 5-1 y 5-2 para el
transmisor y receptor respectivamente.
Figura 5-1 Transmisor RoF de ondas milimétricas con variación de frecuencia portadora en el esquema 1.
MZM
Generador
de Bits
1Gbps
Generador
de pulsos
NRZ
Modulador de
amplitud (GHz)
193.1 THz F.O. 20Km Hacia el Rx
Láser
F.O. 10km
Tx
84
Figura 5-2 Receptor RoF de ondas milimétricas con variación de frecuencia portadora en el
esquema 1.
La Figura 5-3, representa el esquema antes mencionado, simulado en el software OptiSystem. Se
muestrean las señales con analizadores de espectro óptico y eléctrico y de diagrama de ojo en
diferentes partes de la configuración. En esta gráfica se muestra la frecuencia inicial de barrido en
12GHz.
a)
Demodulador
de amplitud
12GHz
F.O. 10km Fotodetector BPF
Analizador
de BER
Desde el Tx
Rx
Regenerador
de señal
Analizador
Espectro 1
Analizador
Espectro 2
85
b)
Figura 5-3 Simulación del esquema 1: a) Transmisor RoF, b) Receptor RoF de ondas milimétricas.
5.1.1.1 Comportamiento del Esquema 1 frente a la variación de frecuencia
A continuación, se muestran los resultados de la simulación en pasos de variación de frecuencias de
6 GHz a partir de 12 GHz y hasta 84 GHz, lo anterior con el fin de realizar la caracterización del
comportamiento del Esquema 1 frente al cambio de la frecuencia portadora. Para ello, en las
siguientes figuras, se muestran los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama de ojo del
esquema a las diferentes frecuencias en el receptor. En el diagrama de ojo se puede apreciar el factor
de calidad (Q) obtenido, al igual la tasa de bits errados (BER) para esta portadora.
Portadora = 12GHz: La Figura 5-4 muestra los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama
de ojo del esquema a la frecuencia de 12 GHz obtenidos en la simulación.
a) b)
86
c) d)
Figura 5-4. a) Espectro óptico después del modulador MZ en el Tx; b) Espectro eléctrico después del
Fotodetector PIN en el Rx; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo
para la portadora de 12GHz en el Rx.
Se puede apreciar a la salida del MZM en el transmisor, el espectro óptico con la portadora óptica y
sus armónicos, en el receptor, el espectro eléctrico después de la fotodetección y el filtrado y
finalmente, el diagrama de ojo con la información del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados
(BER). En las siguientes frecuencias de barrido se pueden observar los mismos parámetros.
Portadora = 18GHz: La Figura 5-5 muestra los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama
de ojo del esquema a la frecuencia de 18 GHz.
a) b)
87
c) d)
Figura 5-5 a) Espectro óptico después del modulador MZ; b) Espectro óptico después del Fotodetector
PIN; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo para la portadora de
18GHz.
Portadora = 24GHz: La Figura 5-6 muestra los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama
de ojo del esquema a la frecuencia de 24 GHz.
a) b)
88
c) d)
Figura 5-6 a) Espectro óptico después del modulador MZ; b) Espectro óptico después del Fotodetector
PIN; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo para la portadora de
24GHz.
Portadora = 30GHz: La Figura 5-7 muestra los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama
de ojo del esquema a la frecuencia de 30 GHz.
a) b)
89
c) d)
Figura 5-7 a) Espectro óptico después del modulador MZ; b) Espectro óptico después del Fotodetector
PIN; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo para la portadora de
30GHz.
Portadora = 36GHz: La Figura 5-8 muestra los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama
de ojo del esquema a la frecuencia de 36 GHz.
a) b)
90
c) d)
Figura 5-8 a) Espectro óptico después del modulador MZ; b) Espectro óptico después del Fotodetector
PIN; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo para la portadora de
36GHz.
Con el fin de no hacer tan extensa esta sección, para las siguientes frecuencias solo se ilustra el
diagrama de ojo obtenido para cada una de ellas, de donde se aprecia el factor de calidad (Q) y la tasa
de bits errados (BER).
Portadora = 42GHz: La Figura 5-9 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de 42
GHz.
Figura 5-9 Diagrama de ojo para la portadora de 42GHz.
91
Portadora = 48GHz: La Figura 5-10 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de 48
GHz.
Figura 5-10 Diagrama de ojo para la portadora de 48GHz.
Portadora = 54GHz: La Figura 5-11 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de 54
GHz.
Figura 5-11 Diagrama de ojo para la portadora de 54GHz.
92
Portadora = 60GHz: La Figura 5-12 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de 60
GHz.
Figura 5-12 Diagrama de ojo para la portadora de 60GHz.
Portadora = 66GHz: La Figura 5-13 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de 66
GHz.
Figura 5-13 Diagrama de ojo para la portadora de 66GHz.
93
Portadora = 72GHz: La Figura 5-14 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de
72GHz.
Figura 5-14 Diagrama de ojo para la portadora de 72GHz.
Portadora = 78GHz: La Figura 5-15 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de
78GHz.
Figura 5-15 Diagrama de ojo para la portadora de 78GHz.
94
Portadora = 84GHz: La Figura 5-16 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de
84GHz.
Figura 5-16 Diagrama de ojo para la portadora de 84GHz.
Una vez barridas todas las frecuencias de espectro a usar para este esquema de transporte RoF, se
muestra una tabulación de los datos obtenidos con el propósito de ver el comportamiento tanto del
factor de calidad (Q), como de la tasa de bits errados (BER) para cada frecuencia. La tabla 5-1,
muestra el comportamiento de Q y BER frente a la frecuencia. Se adiciona una columna con los
valores de inverso aditivo del logaritmo del BER, para efecto de escalas en la gráfica.
Esquema 1
Frecuencia
(GHz)
Factor de
calidad (Q)
Tasa de Bits
Errados (BER) "-Log(BER)"
12 20,67 3,17E-95 94,5
18 0 1 0,0
24 0 1 0,0
30 0 1 0,0
36 0 1 0,0
42 12,91 1,81E-38 37,7
48 25,26 4,33E-141 140,4
54 26,93 5,05E-160 159,3
60 28,73 6,59E-182 181,2
66 12,58 1,26E-36 35,9
72 12,92 1,62E-38 37,8
95
78 2,33 9,64E-03 2,0
84 4,25 1,04E-05 5,0
Tabla 5-1 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia
portadora para el esquema 1.
En la anterior tabla se resalta en color amarillo las frecuencias en donde el comportamiento del Q y
el BER fueron buenos. Por el contrario, los resaltados con anaranjado, son resultados malos o poco
satisfactorios.
En las siguientes figuras, se muestran las gráficas del comportamiento del factor de calidad (Q) y la
tasa de bits errados (BER) frente a la variación de la frecuencia.
En la Figura 5-17, se muestra la gráfica del comportamiento del factor de calidad (Q) vs la frecuencia
de la portadora de acuerdo con la tabla 5-1.
Figura 5-17 Comportamiento del factor de calidad (Q) vs la frecuencia para el esquema 1.
En la Figura 5-18, se muestra la gráfica del comportamiento de la tasa de bits errados (BER) versus
la frecuencia de la portadora de acuerdo con la tabla 5-1. Para ello, se grafica el inverso aditivo del
logaritmo de los valores del BER, -log(BER), junto con un valor de referencia, en este caso, una tasa
mínima de BER de 1X10-9, cuyo inverso aditivo de su logaritmo es: –log[1X10-9] = 9.
0
5
10
15
20
25
30
35
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
Fact
or
de
calid
ad (
Q)
Frecuencia (Hz)
Q vs f(GHz)
96
Figura 5-18 Comportamiento del BER vs la frecuencia para el esquema 1.
De los anteriores resultados, obtenidos de la simulación del esquema 1, podemos concluir que la
variación de frecuencia de RF afecta la calidad de la señal en el receptor de manera no lineal, dando
buenas prestaciones en las frecuencias de 12, 42, 48, 54, 60 y 72 GHz, para las demás frecuencias
probadas el desempeño es deficiente debido a la transmisión de la portadora, la cual produce una
interferencia destructiva a estas frecuencias y distancia de detección establecida en el esquema.
A continuación, se propone un segundo esquema en el cual se pretende mejorar el desempeño del
esquema uno, usando en el receptor un filtro de supresión de portadora óptica.
5.1.2 Esquema 2
El esquema dos, es similar en el transmisor al esquema uno, luego del tramo de fibra óptica, en el
receptor, se introduce un filtro supresor de portadora, cuya función es eliminar la portadora óptica y
dejar pasar solo las bandas laterales, con un ancho de banda de 5GHz; un foto-detector que convierte
la señal óptica en eléctrica; luego un filtro pasa bajo, que dejará pasar la señal en Banda Base con una
frecuencia de corte de 750MHz (0.75*Bit rate Hz) y finalmente un regenerador de señal al cual se
conecta el analizador de diagrama de ojo.
La Figura 5-19, muestra el diagrama del receptor para el esquema dos.
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
-lo
g(B
ER)
Frecuencia (GHz)
-log(BER) vs f(GHz)
"-Log(BER)"
"-log (1E-9)"
97
Figura 5-19 Receptor RoF de ondas milimétricas con filtración de portadora óptica en el esquema 2.
La implementación de este esquema en Optisystem, se muestra en la Figura 5-20.
Figura 5-20 Simulación del receptor RoF de ondas milimétricas en el esquema 2.
5.1.2.1 Comportamiento del Esquema 2 frente a la variación de frecuencia
Nuevamente llevamos a cabo el barrido en las diferentes frecuencias entre 12 y 84 GHz.
Portadora = 12GHz: La Figura 5-21 muestra los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama
de ojo del esquema a la frecuencia de 12 GHz.
F.O. 10km Fotodetector Filtro óptico
Bessel Invertido
Analizador
de BER
Desde el Tx
Rx
Regenerador
de señal
Analizador
óptico
Analizador
Espectro 1
Filtro Bessel
Pasa bajo
Analizador
Espectro 2
98
a) b)
c) d)
Figura 5-21 a) Espectro óptico a la salida del filtro óptico de Bessel Invertido; b) Espectro eléctrico a
la salida del Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico a la salida del filtro pasa bajo con función de
Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 12GHz.
Se observa ahora en el espectro óptico a la salida del filtro invertido tipo Bessel, como se suprime la
portadora óptica de 193.1 THz. Esto evitará el efecto de interferencia destructiva a ciertas frecuencias
como se podrá observar para el barrido de las frecuencias en el espectro de las ondas milimétricas.
En el espectro eléctrico después del Fotodetector se observa la portadora modulada de 12GHz y sus
armónicos en frecuencias múltiplos de esta, también se aprecia el espectro de RF a la salida del filtro
pasa bajo, con la banda base recuperada y finalmente en el analizador de BER el factor de calidad Q
y la tasa de bits errados.
Portadora = 18GHz: La Figura 5-22 muestra los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama
de ojo del esquema a la frecuencia de 18 GHz.
99
a) b)
c) d)
Figura 5-22 a) Espectro óptico a la salida del filtro óptico de Bessel Invertido; b) Espectro eléctrico a
la salida del Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico a la salida del filtro pasa bajo con función de
Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 18GHz.
Portadora = 24GHz: La Figura 5-23 muestra los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama
de ojo del esquema a la frecuencia de 24 GHz.
100
a) b)
c) d)
Figura 5-23 a) Espectro óptico a la salida del filtro óptico de Bessel Invertido; b) Espectro eléctrico a
la salida del Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico a la salida del filtro pasa bajo con función de
Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 24GHz.
Portadora = 30GHz: La Figura 5-24 muestra los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama
de ojo del esquema a la frecuencia de 30 GHz.
101
a) b)
c) d)
Figura 5-24 a) Espectro óptico a la salida del filtro óptico de Bessel Invertido; b) Espectro eléctrico a
la salida del Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico a la salida del filtro pasa bajo con función de
Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 30GHz.
Portadora = 36GHz: La Figura 5-25 muestra los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama
de ojo del esquema a la frecuencia de 36 GHz.
102
a) b)
c) d)
Figura 5-25 a) Espectro óptico a la salida del filtro óptico de Bessel Invertido; b) Espectro eléctrico a
la salida del Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico a la salida del filtro pasa bajo con función de
Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 36GHz.
Nuevamente, con el fin de no hacer tan extensa esta sección, para las siguientes frecuencias solo se
ilustra el diagrama de ojo obtenido para cada una de ellas, de donde se aprecia el factor de calidad
(Q) y la tasa de bits errados (BER).
103
Portadora = 42GHz: La Figura 5-26 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de 42
GHz.
Figura 5-26 Diagrama de ojo para la portadora de 42GHz.
Portadora = 48GHz: La Figura 5-27 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de 48
GHz.
Figura 5-27 Diagrama de ojo para la portadora de 48GHz.
104
Portadora = 54GHz: La Figura 5-28 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de 54
GHz.
Figura 5-28 Diagrama de ojo para la portadora de 54GHz.
Portadora = 60GHz: La Figura 5-29 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de 60
GHz.
Figura 5-29 Diagrama de ojo para la portadora de 60GHz.
105
Portadora = 66GHz: La Figura 5-30 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de 66
GHz.
Figura 5-30 Diagrama de ojo para la portadora de 66GHz.
Portadora = 72GHz: La Figura 5-31 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de 72
GHz.
Figura 5-31 Diagrama de ojo para la portadora de 72GHz.
106
Portadora = 78GHz: La Figura 5-32 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de
78GHz.
Figura 5-32 Diagrama de ojo para la portadora de 78GHz.
Portadora = 84GHz: La Figura 5-33 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de
84GHz.
Figura 5-33 Diagrama de ojo para la portadora de 84GHz.
De nuevo, una vez barridas todas las frecuencias de espectro a usar para este esquema de transporte
RoF, se muestra una tabulación de los datos obtenidos con el propósito de ver el comportamiento
tanto del factor de calidad (Q), como de la tasa de bits errados (BER) para cada frecuencia. La tabla
5-2, muestra el comportamiento del Q y el BER frente a la frecuencia.
107
Esquema 2
Frecuencia
(GHz)
Factor de
calidad (Q)
Tasa de Bits
Errados (BER)
12 62,39 0
18 64,86 0
24 57,94 0
30 78,27 0
36 85,61 0
42 66,44 0
48 75,29 0
54 61,09 0
60 75,13 0
66 63,08 0
72 83,77 0
78 50,29 0
84 54,71 0
Tabla 5-2 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia
portadora para el esquema 2.
Podemos apreciar un comportamiento ideal en este esquema al obtener factores de calidad bastante
altos y tasas de bits errados (BER) nulos, esto gracias a la supresión de la portadora óptica en el
receptor.
La figura 5-34, muestra el comportamiento del factor de calidad frente al cambio de frecuencia
portadora.
Figura 5-34. Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia.
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
Fact
or
de
calid
ad (
Q)
Frecuencia (GHz)
Q vs f(HGz)
108
La Figura 5-35, muestra el comportamiento del BER frente a la variación de frecuencia.
Figura 5-35 Variación del BER en función del cambio de frecuencia.
5.1.3 Comportamiento de los Esquemas 1 y 2 frente al cambio de la
frecuencia portadora y el aumento de la tasa de transmisión.
Para complementar la caracterización, se incrementa la tasa de bits transmitidos, en este caso
analizaremos el comportamiento para tasas de transmisión de 2Gbps y 5Gbps.
5.1.3.1 Tasa de transmisión de 2Gbps
Para esta tasa de transmisión, se configura en el generador de señal del transmisor en las dos
configuraciones a 2Gb/s. Para la Configuración 1, en el receptor se cambia el ancho de banda del
filtro pasa banda a 3GHz (1.5*Bit rate Hz) y la frecuencia de corte (Cutoff frecuency) del
demodulador a 1.5GHz (0.75* Bit rate Hz). Para la configuración 2, no hay ningún cambio. De esta
manera, se obtienen los siguientes resultados para las mismas frecuencias antes probadas:
Esquema 1: La tabla 5-3 muestra los resultados de los factores de calidad (Q) y las tasas de bit errados
(BER) para las diferentes frecuencias:
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
BER
Frecuencia (GHz)
Tasa de Bits Errados (BER)
109
Esquema 1
Frecuencia
(GHz)
Factor de
calidad (Q)
Tasa de Bits
Errados (BER) -Log (BER)
12 20,61 1,09E-94 94,0
18 0 1 0,0
24 0 1 0,0
30 1,99 2,27E-02 1,6
36 0 1 0,0
42 8,11 2,51E-16 15,6
48 31,69 1,02E-220 220,0
54 47,34 0 ∞
60 37,58 0 ∞
66 3,11 9,28E-04 3,0
72 21,96 3,33E-107 106,5
78 2,37 8,55E-03 2,1
84 2,56 5,05E-03 2,3
Tabla 5-3 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia
portadora para el esquema 1 a 2Gbps.
La tabla 5-3 presenta en amarillo las frecuencias en las cuales la señal en el receptor tiene un Q y
BER suficientes y en anaranjado donde las prestaciones no son buenas.
En la figura 5-36 se muestra el comportamiento del factor de calidad (Q) en función de la frecuencia
de la portadora.
Figura 5-36 Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia para esquema 1 a 2Gbps.
0
10
20
30
40
50
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90Fact
or
de
calid
ad (
Q)
Frecuencia (GHz)
Q vs f(GHz)
110
La Figura 5-37 muestra la variación del BER frente al cambio de frecuencia, para esto, nuevamente
se grafica el inverso del logaritmo del BER y un valor de referencia considerado aceptable en la
transmisión de 1X10-9 cuyo valor del inverso del logaritmo es 9.
Figura 5-37 Variación del BER en función del cambio de frecuencia para esquema 1 a 2Gbps.
Se aclara que para las frecuencias de 54GHz y 60GHz el BER obtenido fue cero (0) o muy cercano,
cuyo inverso del logaritmo tiende infinito, para efectos de la visualización de la gráfica este valor se
acotó en 1000.
A continuación, vemos los resultados obtenidos para el esquema dos, a la misma tasa de transmisión
(2Gbps).
Esquema 2: La tabla 5-4 muestra los resultados de los factores de calidad (Q) y las tasas de bit errados
(BER) para las diferentes frecuencias:
Esquema 2
Frecuencia
(GHz)
Factor de
calidad (Q)
Tasa de Bits
Errados (BER) -Log (BER)
12 7,04 9,46E-13 12,0
18 6,7 1,04E-11 11,0
24 5,63 8,64E-09 8,1
30 6,43 6,15E-09 8,2
36 5,71 5,61E-09 8,3
42 7,68 7,79E-15 14,1
0
200
400
600
800
1000
1200
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
-lo
g(B
ER)
f(GHz)
-log(BER) vs. f(GHz)
"-Log (BER)"
"-log(1E-9)"
111
48 5,45 2,58E-08 7,6
54 5,38 3,71E-08 7,4
60 5,21 9,63E-08 7,0
66 4,94 3,97E-07 6,4
72 5,29 5,91E-08 7,2
78 5,08 1,84E-07 6,7
84 5,88 2,09E-09 8,7
Tabla 5-4 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia
portadora para el esquema 2 a 2Gbps.
Los datos anteriores muestran un comportamiento estable del Q y el BER de la señal en el transmisor
a las diferentes frecuencias de muestreo, con unos niveles de factor de calidad (Q) entre 5 y 7
aproximadamente y unos BER del orden de entre 1X10-7 y 1X10-15. Sin embargo, se resaltan en
amarillo, las frecuencias y sus valores de BER por debajo de 1X10-9 como valor de referencia.
La figura 5-38 muestra el comportamiento del factor de calidad (Q) frente a la frecuencia
Figura 5-38 Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia para esquema 2 a
2Gbps
La Figura 5-39 muestra la variación del BER frente al cambio de frecuencia, para esto, de nuevo se
grafica el inverso aditivo del logaritmo del BER y un valor de referencia considerado aceptable en la
transmisión de 1X10-9, cuyo inverso del logaritmo es 9.
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
Fact
or
de
calid
ad (
Q)
Frecuencia (GHz)
Factor de calidad (Q) vs. Frecuencia
112
Figura 5-39 Variación del BER en función del cambio de frecuencia para esquema 2 a 2Gbps.
Para el segundo esquema las prestaciones son apenas aceptables a esta tasa de transmisión, y por
supuesto, desmejoran considerablemente con respecto a la tasa de 1Gb/s.
5.1.3.2 Tasa de transmisión de 5Gbps
Nuevamente se cambia la tasa de transmisión en los dos esquemas, en este caso a 5 Gbps y se observan
los resultados obtenidos en cada uno de ellos a las diferentes frecuencias portadoras.
En el esquema uno en el receptor, se incrementa el ancho de banda del filtro pasa banda a 7.5GHz
(1.5*Bit rate Hz) y la frecuencia de corte del demodulador a 3.75GHz (0.75*Bit rate Hz), la segunda
configuración continua igual.
Esquema 1: La tabla 5-5 muestra los resultados de los factores de calidad (Q) y las tasas de bit errados
(BER) para las diferentes frecuencias:
Esquema 1
Frecuencia Factor de
calidad (Q)
Tasa de Bits
Errados
(BER)
-Log (BER)
12 15,75 3,14E-56 55,5
18 3,8 7,00E-05 4,2
24 0 1 0,0
30 2,24 1,21E-02 1,9
36 0 1 0,0
42 6,37 9,33E-11 10,0
48 6,21 2,49E-10 9,6
0
2
4
6
8
10
12
14
16
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
-Lo
g (B
ER)
Frecuencia (GHz)
-log(BER) vs. f(GHz)
"-Log (BER)"
"-log (1E-9)"
113
54 3,03 1,09E-03 3,0
60 4,29 8,81E-06 5,1
66 0 1 0,0
72 2,36 8,86E-03 2,1
78 2,38 8,21E-03 2,1
84 2,75 2,93E-03 2,5
Tabla 5-5 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia
portadora para el esquema 1 a 5Gbps.
De la tabla anterior, se observa que las prestaciones desmejoran drásticamente en casi todas las
frecuencias portadoras con excepción de las frecuencias de 12, 42 y 48 GHz, donde son aceptables.
En la Figura 5-40 observamos el comportamiento del factor de calidad frente a la variación de la
frecuencia.
Figura 5-40 Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia para esquema 1 a
5Gbps.
La Figura 5-41 muestra la variación del BER frente al cambio de frecuencia, para esto, de nuevo, se
grafica el inverso del logaritmo del BER y un valor de referencia considerado aceptable en la
transmisión de 1X10-9 cuyo inverso del logaritmo es 9.
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
Fact
or
de
calid
ad (
Q)
Frecuencia (GHz)
Factor de calidad (Q) vs. Frecuencia (GHz)
114
Figura 5-41 Variación del BER en función del cambio de frecuencia para esquema 1 a 5Gbps.
Esquema 2: La tabla 5-6 muestra los resultados de los factores de calidad (Q) y las tasas de bit errados
(BER) para las diferentes frecuencias:
Esquema 1
Frecuencia Factor de
calidad (Q)
Tasa de Bits
Errados (BER) -Log (BER)
12 1,97 2,44E-02 1,6
18 2,04 2,06E-02 1,7
24 1,97 2,43E-02 1,6
30 1,97 2,45E-02 1,6
36 1,97 2,44E-02 1,6
42 1,81 3,53E-02 1,5
48 1,91 2,79E-02 1,6
54 1,8 3,51E-02 1,5
60 1,95 2,54E-02 1,6
66 2,16 1,50E-02 1,8
72 1,96 2,46E-02 1,6
78 1,79 3,64E-02 1,4
84 1,87 3,01E-02 1,5
Tabla 5-6 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia
portadora para el esquema 2 a 5Gbps.
0
10
20
30
40
50
60
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
-Lo
g(B
ER)
f (GHz)
-Log (BER) vs. f(GHz)
"-Log (BER)"
"-Log(1E-9)"
115
De acuerdo con los resultados anteriores se observan unas prestaciones deficientes en todas las
frecuencias tanto en factor de calidad como en la tasa de bits errados.
La Figura 5-42 muestra los niveles de Q frente a la frecuencia.
Figura 5-42 Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia para esquema 2 a
5Gbps.
La Figura 5-43 muestra la variación del BER frente a la frecuencia. Al igual que las gráficas
anteriores, se gráfica el inverso del logaritmo del BER frente a un valor de referencia de 9.
Figura 5-43 Variación del BER en función del cambio de frecuencia para esquema 2 a 5Gbps.
En conclusión, para las anteriores caracterizaciones haciendo el barrido en las diferentes frecuencias
se pudo apreciar que el esquema dos es más eficientes que el esquema uno para un sistema de
transporte de ondas milimétricas a una tasa de transmisión baja de 1GHz, debido al filtrado y
supresión de la portadora óptica. También se pudo apreciar que en la medida en que se aumenta la
tasa de transmisión, las prestaciones en los dos esquemas desmejoran considerablemente, por lo cual
se haría necesario replantear los esquemas de transmisión para tasas más altas.
0
0,5
1
1,5
2
2,5
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
Fact
or
de
Cal
idad
(Q
)
Frecuencia (GHz)
Factor de calidad (Q) vs Frecuencia
0
2
4
6
8
10
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
-Lo
g(B
ER)
Frecuencia (GHz)
-Log (BER) vs. f(GHz)
"-Log (BER)"
"-Log(1E-9)"
116
5.2 Diseño punto a punto entre una oficina central (CO) y una
estación base (BS)
A continuación, se propone un sistema de enlace bidireccional de Radio Sobre Fibra (RoF) para la
generación y transporte de señales de onda milimétrica capaz de conectar la Oficina Central (CO,
Central office) con una o varias Estaciones Base (BS, Base Station) a través de fibra óptica, haciendo
de esta manera el fronthaul de la red celular de próxima generación (5G).
Para el enlace descendente que llevará la información desde la CO hasta las BS y desde allí a los
usuarios finales (UE, User Equipment), se propone un diseño que consiste en ubicar en la CO, una
señal RF mediante un generador de señal sinusoidal puro a una frecuencia de 72GHz (se escoge esta
frecuencia por estar dentro del espectro disponible para trabajar en MMW, banda E) la cual se desfasa
900, este desfase producirá un efecto de eliminación de una de las bandas laterales con lo cual se
elimina la aparición del efecto de supresión de portadora, como se mostró en la sección 4.3.2
produciendo una modulación de banda lateral única (SSB).
Por otro lado, se tiene un generador de bits aleatorio a una tasa de 1Gbps, que simula los datos de la
CO hacia las BS, conectado a un generador de pulsos NRZ con la misma tasa de transmisión, la señal
producida por estos elementos se modula eléctricamente con una frecuencia de 12GHz. En la CO, se
utiliza un Modulador Mach Zehnder (MZM) de control doble, alimentado por un Diodo Láser a una
frecuencia de 193,1THz (1554,4nm, tercera ventana óptica) a una potencia de 6dBm, las dos entradas
del Modulador MZ, son la señal sinusoidal desfasa 90° y la señal modulada a 12GHz, haciendo de
esta manera una modulación diferencial doble con banda lateral única (SSB), al desfasar las dos
señales de RF en 90°. Esta combinación de señales se envía a través de un tramo de fibra óptica
monomodo con pre-amplificación óptica usando un EDFA (Erbium Doped Fiber Amplifier) con una
ganancia de 20 dB y una figura de ruido de 5dB.
En la estación base (BS) el diseño propuesto consiste en usar una red de difracción de Bragg (FBG)
cuyo propósito, como ya vimos, es filtrar la señal de RF modulada a 12GHz, reflejando su
componente armónico principal y dejando pasar las demás componentes espectrales, para ello se usa
un circulador el cual deja pasar la señal proveniente de la CO a través del tramo de fibra óptica hacia
el FBG. La señal reflejada (12GHz) va hacia un fotodetector PIN, el cual convierte la señal óptica a
eléctrica, siendo esta filtrada mediante un filtro pasa banda (BPF), amplificada eléctricamente y
finalmente demodulada para obtener la información en banda base que será radiada desde la BS hacia
los UE.
La señal transmitida por la FBG contiene la señal RF de alta frecuencia (72GHz) desfasada 90° sin
modular más la portadora óptica original, sobre la cual se llevará la información del enlace
ascendente. Para ello en la BS se usa un Modulador Óptico de Amplitud, alimentado por la señal
proveniente desde los UE, simulados por un Generador de Bits aleatorios con una tasa de 1Gbps y un
generador de pulsos NRZ con la misma tasa de transferencia, más la señal RF desfasada en 90° y la
portadora óptica. En este punto se genera la señal modulada ópticamente que lleva la información
desde la BS hacia la CO a través del tramo de fibra.
En la CO la señal recibida, es filtrada ópticamente a la frecuencia de la portadora óptica más la señal
de RF, esta señal es foto detectada y convertida al dominio eléctrico en donde se extrae la banda base
usando un filtro pasa bajo. Esta última parte simula los datos que llegan a la CO desde las BS,
117
provenientes de los UE. Los tramos de fibra simulados para los enlaces de subida y bajada, son de
20km, esta distancia se considera razonable para entornos urbanos y suburbanos entre la CO y las BS.
A continuación, se describen los diagramas de bloques diferenciando entre el Downlink y el Uplink
para la CO y la BS. La Figura 5-44 muestra el diagrama de bloques en la CO para el enlace
descendente.
Figura 5-44 Diagrama para el enlace descendente en la CO.
La Figura 5-45 muestra el diagrama de bloques en la BS para el enlace descendente.
Figura 5-45 Diagrama para el enlace descendente en la BS.
Generador
RF 72GHz
MZM
Generador
de Bits
1Gbps
Generador
de pulsos
NRZ
Modulador de
amplitud
12GHz
EDFA 193.1 THz
F.O. 20Km Hacia la BS
Demodulador
de amplitud
12GHz
F.O. 20km
FBG
Fotodetector BPF Amplificador
Analizador
BER 1
Láser
Señal 72GHz hacia
modulador óptico
usado para Up Link Desde la CO
Acoplador
híbrido 90°
F.O. 20km
CO
BS
0° 900
0° 900
12GHz
118
La Figura 5-46 muestra el diagrama de bloques en la BS para el enlace ascendente.
Figura 5-46 Diagrama para el enlace ascendente en la BS.
La Figura 5-47 muestra el diagrama de bloques en la CO para el enlace descendente.
Figura 5-47 Diagrama para el enlace ascendente en la CO.
En la sección 6, se hará la simulación del esquema antes descrito y se obtendrán sus resultados.
Modulador
óptico de
amplitud 72GHz
Generador
de Bits
1Gbps
Generador
de pulsos
NRZ
72GHz
FBG
Hacia la CO
F.O. 20km
Desde la BS
F.O. 20km Filtro óptico
193.172THz Fotodetector
Filtro pasa
bajo
Datos en
Banda Base
Analizador
BER 2
BS
CO
119
5.3 Diseño de un Sistema Punto a Multipunto
A continuación, se esboza un posible modelo de arquitectura propuesto para un sistema que conecta
una oficina central (CO) con varias estaciones base (BS) las cuales conforman un cluster de siete (7)
celdas. Esto con el fin de reutilizar frecuencias con los eventuales cluster vecinos. En este esquema,
y para efectos de demostrar el uso de un nuevo rango de frecuencias disponibles en banda
milimétricas, en el enlace descendente se usará la banda de 28GHz (Downlink), al usar este rango se
disminuye la distancia de propagación entre la CO y la BS, manteniendo los demás parámetros
iniciales del diseño, en este caso con un máximo de 5 km, la cual es una distancia suficiente para
conectar la CO con las BS operando en el rango de las MMW. La separación entre frecuencias
centrales por celda es de 100MHz (0.1GHz).
La Figura 5-48 muestra el esquema propuesto, donde se tendrán diferentes módulos de transmisión
y recepción (Tx/Rx), para la conexión entre la CO y cada una de las BS.
Figura 5-48 Esquema punto a multipunto entre una CO y un cluster de 7 BS´s
Se asignarán las frecuencias y las distancias, a manera de ejemplo, mostradas en la tabla 5-7:
Tx/Rx BS2
Tx/Rx BS3
Tx/Rx BS7
Tx/Rx BS1
Tx/Rx BS6
Tx/Rx BS4
Tx/Rx BS5
BS2
BS7 BS3
BS1
BS6
BS5
BS4
CO
120
No. de BS
Frecuencia
Downlink
(GHz)
Frecuencia
Uplink (GHz)
Distancia a la
CO (km)
1 27.5 71.5 5
2 27.6 71.6 4
3 27.7 71.7 4.2
4 27.8 71.8 4.8
5 27.9 71.9 4.9
6 28.0 72.0 5
7 28.1 72.1 4.8
Tabla 5-7 Distribución de frecuencias de enlace ascendente y descendente entre la CO y la BS
Los resultados de la simulación de este esquema se muestran en la siguiente sección.
121
6 Resultados
6.1 Simulación de sistema punto a punto
Se utilizó el software OptiSystem para la simulación de la arquitectura propuesta. Las siguientes
figuras muestran los módulos antes descritos en el diagrama de bloques de la Figura 5-44, simulados
con sus diferentes componentes. Se ilustra a continuación en la Figura 6-1 el enlace descendente
(downlink) en la CO.
Figura 6-1 Simulación del enlace descendente en la CO.
El analizador de espectro a la salida del Modulador Mach-Zehnder (MZM), muestra los componentes
espectrales de las frecuencias convergentes. En la Figura 6-2, se puede observar la portadora óptica
de 193.1 THz con mayor potencia, al lado izquierdo la subportadora modulada a 12GHz y a la derecha
la subportadora sin modular de 72GHz. Nótese como se suprimen las banda laterales derecha e
izquierda respectivamente de cada subportadora gracias al desfasamiento de esta señal 90° antes de
la módulación óptica en el MZM. Esta señal es preamplificada en la CO antes de iniciar su recorrido
por el tramo de fibra óptica, usando un amplificador óptico EDFA.
122
Figura 6-2 Espectro de frecuencia del enlace descendente en la CO a la salida del MZM.
A continuación, en la Figura 6-3. se muestra la simulación en Optisystem del diagrama de bloques
de la Figura 5-45. referente al enlace descendente en la BS.
Figura 6-3 Simulación del enlace descendente en la BS.
Subportadora
72GHz Subportadora
12GHz
123
En la BS, podemos observar en la Figura 6-4, el espectro de frecuencia en el dominio óptico. (a)
después del tramo de fibra y del circulador, en donde se observa la portadora óptica (color rojo) junto
con todas las demás componentes espectrales provenientes de la CO; (b) el espectro reflejado por el
FBG que detecta la subportadora de 12 GHz modulada desde la CO sobre la portadora óptica, esta
señal es fotodetectada, filtrada y demodulada para obtener los datos en banda base; (c) el espectro RF
luego de demodular los datos de la portadora de 12GHz con los datos en banda base y (d) el diagrama
de ojo y el BER obtenido. Las líneas verdes representan el ruido de emisión espontánea (ASE)
generado por el amplificador.
(a) (b)
(c)
Figura 6-4 Espectros de frecuencia en la BS: (a) óptico antes de la FBG; (b) óptico reflejado por la
FBG; (c) eléctrico después del demodulador con datos en banda base.
124
Finalmente, en la Figura 6-5 se observa el diagrama de ojo, el factor de calidad Q y la tasa de bits
errados que llegan a la BS.
Figura 6-5 Diagrama de ojo, factor de calidad y BER en la BS.
Para el enlace ascendente, la Figura 6-6 muestra la simulación para la BS en Optisystem del
diagrama de bloques de la Figura 5-46.
Figura 6-6 Simulación del enlace ascendente en la BS.
125
Para lograr el enlace ascendente (Uplink), en la BS se utiliza el espectro óptico transmitido por la
FBG, el cual deja pasar las demás componentes espectrales provenientes de la CO entre ellas y
principalmente la señal sin modular de 72GHz que servirá como moduladora de los datos del enlace
ascendente. La figura 6-7 muestra el espectro óptico después del modulador óptico de amplitud, en
donde se aprecia la subportadora de 72GHz.
Figura 6-7 Espectro óptico del enlace ascendente en la BS
La Figura 6-8 muestra la simulación en Optisystem del enlace ascendente en la CO.
Figura 6-8 Simulación del enlace ascendente en la CO.
En la CO para la recepción de la señal de Uplink, se usa un filtro pasa banda sintonizado a la
frecuencia portadora óptica, más la subportadora de 72GHz, que transporta los datos desde la BS. A
continuación, esta señal es convertida al dominio eléctrico mediante fotodetección y finalmente
Subportadora
72 GHz
126
procesada por un filtro pasa bajo que recupera la señal banda base. La Figura 6-9 muestra: (a) el
espectro óptico después del filtro pasa banda y (b) el espectro eléctrico después del filtro pasa bajo.
(a) (b)
Figura 6-9 Espectros de frecuencia en la CO: (a) Espectro después del filtrado óptico; (b)
Espectro eléctrico después del filtro pasa bajo.
Finalmente, la Figura 6-10 muestra el diagrama de ojo en el dominio eléctrico, después de la
fotodetección y filtrado.
Figura 6-10 Diagrama de ojo, factor de calidad (Q) y BER para el Uplink en la CO.
127
6.2 Simulación de sistema punto a multipunto
El esquema básico configurado sobre OptiSystem para un sistema punto a multipunto, es similar al
de la arquitectura punto a punto. En este caso, se propone cambiar las frecuencias del modulador
eléctrico de amplitud del rango de 12GHz al rango de 28GHz de acuerdo con el espectro disponible
para trabajar en MMW, visto en la Sección 3.1 y las distancias entre la CO con las diferentes BS´s
mostradas en la tabla 5-7.
Se muestra a continuación el esquema detallado para la frecuencia de 28 GHz en el Downlink, 72GHz
en el Uplink y 5km de distancia entre CO y BS antes descrito en la sección 5.3.
La Figura 6-11 muestra la simulación del enlace descendente en la CO a las frecuencias antes
mencionadas
Figura 6-11 Simulación del enlace descendente en la CO.
La Figura 6-12 muestra el espectro óptico observado a la salida del Modulador Mach-Zehnder antes
de ser amplificado.
128
Figura 6-12 Espectro de frecuencia del enlace descendente en la CO.
A continuación, se ilustra en la Figura 6-13 la simulación en Optisystem del enlace descendente en
la BS.
Figura 6-13 Simulación del enlace descendente en la BS.
La Figura 6-14 muestra los espectros ópticos antes de la FBG, reflejado por la FBG y eléctrico
después del demodulador de amplitud con la información en banda base para el enlace descendente
en la BS.
Subportadora
28GHz
Subportadora
72GHz
129
(a) (b)
(c)
Figura 6-14 Espectros de frecuencia en la BS: (a) óptico antes de la FBG; (b) óptico reflejado por la
FBG; (c) eléctrico después del demodulador con datos en banda base.
La Figura 6-15 muestra el diagrama de ojo, el factor de calidad (Q) y el BER obtenidos a la salida
del demodulador lo cual corresponde a los datos en banda base del enlace descendente en la BS.
130
Figura 6-15 Diagrama de ojo, factor de calidad (Q) y BER en la BS para el enlace descendente.
La Figura 6-16 muestra la simulación en Optisystem para el enlace ascendente en la BS
Figura 6-16 Simulación del enlace ascendente en la BS.
La Figura 6-17 muestra el espectro óptico transmitido por el FBG en la BS para el enlace ascendente
en donde se puede apreciar la subportadora usada en dicho enlace.
131
Figura 6-17 Espectro óptico transmitido por el FBG para el enlace ascendente en la BS
Finalmente, la Figura 6-18 muestra la simulación en Optisystem del enlace ascendente en la CO en
la cual se aprecia el tramo de FO entre la BS y la CO, el filtro óptico de Bessel, el Fotodetector y el
filtro pasa bajo que toma la señal final en la CO.
Figura 6-18 Simulación del enlace ascendente en la CO.
La Figura 6-19 muestra los espectros obtenidos luego del filtrado óptico y después de la fotodetección
y filtrado pasa bajo en donde se observa nuevamente la información en banda base.
Subportadora
72 GHz
132
(a) (b)
Figura 6-19 Espectros de frecuencia en la CO: (a) Espectro después del filtrado óptico; (b) Espectro
eléctrico después del filtro pasa bajo.
La Figura 6-20 muestra el diagrama de ojo, el factor de calidad (Q) y el BER obtenido en el enlace
ascendente en la CO.
Figura 6-20 Diagrama de ojo, factor de calidad (Q) y BER para el uplink en la CO.
A continuación, en la Figura 6-21, se muestran los diagramas de ojo, el BER y el factor de calidad
(Q), obtenido para las frecuencias y distancias mencionadas en la tabla 5-7.
Subportadora
72 GHz
133
BS1: (5km). DL:27.5GHz UL:71.5GHz
BS2: (4km). DL:27.6GHz UL:71.6GHz
BS3: (4.2km). DL:27.7GHz UL:71.7GHz
134
BS4: (4.8km). DL:27.8GHz UL:71.8GHz
BS5: (4.9km). DL:27.9GHz UL:71.9GHz
BS6: (5km). DL:28GHz UL:72GHz
135
BS7: (4.8km). DL:28.1GHz UL:72.1GHz
Figura 6-21 Diagramas de ojo, factores de calidad (Q) y BER para los enlaces bidireccionales entre
la CO y las diferentes BS de descritos en la tabla 5-7.
En la tabla 6-1 se muestran los diferentes resultados obtenidos para cada enlace entre la CO y las BS:
BS
Frecuencia
Downlink
(GHz)
Frecuencia
Uplink
(GHz)
Distancia
CO-BS
(km)
Q
Downlink
BER
Downlink
Q
Uplink
BER
Uplink
1 27.5 71.5 5 8.94545
1.85083E-
019
59.4302
0
2 27.6 71.6 4 6.00932
9.27905E-
010
64.4412
0
3 27.7 71.7 4.2 8.83765
4.8765E-
019
59.1922
0
4 27.8 71.8 4.8 5.94973
1.3323E-
009
63.1404
0
5 27.9 71.9 4.9 8.20815
1.12303E-
016
69.7594
0
6 28.0 72.0 5 8.43802
1.60807E-
017
56.3864
0
7 28.1 72.1 4.8 8.60664
3.76082E-
018
58.6918
0
Tabla 6-1 Resultados de los siete (7) enlaces bidireccionales entre la CO y las siete BS.
Como se puede apreciar en la tabla 6-1, los resultados para los enlaces ascendentes y descendentes
desde la CO hasta las diferentes BS usando frecuencias diferentes para cada una de las celdas del
cluster fueron satisfactorios. Esto debido la eliminación del efecto de supresión de portadora gracias
al desfase en 90° en la CO de la señal de RF para el enlace descendente y la utilización del FBG en
la BS cuya señal reflejada, será finalmente demodulada para obtener los datos a transmitir desde la
BS hacia los UE de forma inalámbrica. Por otra parte, la señal transmitida por el FBG, misma señal
136
RF desfasada sin modular, más la portadora óptica, son usadas como modulante de los datos
provenientes desde los EU que serán transmitidos desde la BS hasta la CO a través de modulación
óptica en amplitud. En este sentido ascendente se observa una muy alta calidad de la señal, casi ideal,
para los datos recibidos en la CO.
137
6.3 Validación experimental del sistema punto a multipunto
Con el fin de validar experimentalmente los resultados anteriormente mostrados mediante software
de simulación, se propone una arquitectura similar a la anteriormente descrita cambiando algunos
valores como las frecuencias de trabajo las cuales se cambian a 6GHz y 8GHz para el enlace
descendente y 13GHz y 15GHz para el enlace ascendente.
El esquema para transmisión de ondas milimétricas de banda lateral bidireccional sobre fibra para el
enlace de fronthaul en futuras redes 5G se representa en la figura 6-22. La parte superior de la figura
(a) representa el diseño para el enlace descendente y la parte inferior (b) representa el diseño del
enlace ascendente. El sistema permite la centralización de fuentes ópticas a través de la conformación
simultánea de dos esquemas de modulación óptica de banda lateral única. En la CO, se utiliza un
MZM de doble control alimentado por un diodo láser a una frecuencia de 1532,7 nm y una potencia
óptica de 0dBm.
Dos tipos diferentes de servicios sobre dos subportadoras diferentes se transmitieron en el enlace
descendente. El primer servicio consistió en una señal de banda base de 1 Gb / s codificada en NRZ
sobre 6 GHz. El otro servicio transmitido fue una señal a 10 MBauds, 16QAM modulada a 6 GHz.
Uno de estos servicios fue inyectado por uno de los brazos del modulador óptico. En el otro brazo se
inyecta una subportadora a 13 GHz sin modulación, este tono se usará como portador para el enlace
ascendente. Las dos subportadoras de RF se cambiaron 90º por un acoplador híbrido antes de
alimentar cada uno de los brazos del modulador óptico. Con esta configuración se elimina una de las
bandas laterales de cada subportadora y en la salida se obtiene una respuesta espectral como se
muestra en el recuadro (a) de la Fig. 6-22. Esta combinación de señales se envía a través de una fibra
monomodo de 5 km con amplificación óptica usando un amplificador de fibra dopada con Erbio
(EDFA) con una ganancia de 20 dB.
En las estaciones base (BS), el diseño propuesto consiste en una red de difracción de Bragg (FBG)
centrada en la frecuencia óptica de la señal modulada a 6 GHz. Por lo tanto, esta subportadora se filtra
y se lleva por un circulador permitiendo que pasen los otros componentes espectrales. La señal
reflejada en 6 GHz se recibe en un fotodetector de PIN y se filtra mediante un filtro pasa banda (BPF)
para obtener la subportadora que se irradiará de la BS a los usuarios. La señal óptica transmitida a
través de la FBG contiene la señal de RF no modulada de 13 GHz en la que se transportará la
información de enlace ascendente, como se puede ver en el recuadro (b) en la figura 6-22.
Del mismo modo, se transmitían dos tipos de servicios en el enlace ascendente, uno en banda base a
1 Gb / s codificado en NRZ y una señal en 10 MBauds, QPSK modulado a 13 GHz. Después de la
transmisión de fibra, la señal de enlace ascendente se recibe y procesa en el CO para evaluar su calidad
correspondiente.
138
Figura 6-22 Esquemas de enlace y espectro óptico: (a) enlace descendente; (b) enlace ascendente
139
Para la evaluación experimental, se midió la calidad de las señales para los servicios transmitidos
desde el CO y BS tanto en enlace descendente como en enlace ascendente. La Fig. 6-23 muestra el
rendimiento de Tasa de Error de Bit (BER) del servicio examinado de 1 Gb / s en 6 GHz (RF-1) y
también en 8 GHz (RF-2) mostrando una penalización de aproximadamente 2,3 dB y 1,8 dB
respectivamente para un BER de 1x10-12 en comparación con las curvas back to back (B2B). La Fig.
6-24 muestra la calidad del servicio (Q), para la señal 16QAM en 6 GHz (RF-1) y 8 GHz (RF-2).
Se midió la degradación de la señal y se encontró una Magnitud de Vector de Error (EVM) por debajo
del 11% para potencias ópticas recibidas por encima de -25dBm con una degradación de
aproximadamente 7% en comparación con el valor back to back (B2B). Además de la penalización
debida a las pérdidas inherentes de inserción de los dispositivos ópticos y la propagación de la fibra,
la respuesta no lineal del modulador óptico impone una supresión de banda lateral del orden de
aproximadamente 20 dB. Por lo tanto, los armónicos de ambas subportadoras derivan en diafonía
entre sí. Este hecho afecta el servicio de banda base en mayor medida debido a la mayor cantidad de
componentes de frecuencia en comparación con el servicio 16QAM digital.
Figura 6-23 Resultado experimental del desempeño del BER para el servicio de 1Gb/s a 6GHz (RF-1) y a 8GHz (RF-2) en el enlace descendente.
140
Figura 6-24 Resultado experimental de la Magnitud del Vector de Error (EVM) para el servicio
16QAM
Los resultados muestran que es factible un margen de potencia EVM de 6 dB (las mediciones se
realizaron entre -25 dBm y -31 dBm, como se puede ver en la Fig. 6-24. El margen de potencia se
define como la diferencia entre la potencia de RF máxima y mínima recibida que cumple el valor
límite de EVM. En particular, para el Sistema de Telecomunicaciones Móviles Universales (UMTS)
del Proyecto de Asociación de Tercera Generación (3GPP) y la Evolución a Largo Plazo (LTE)
usando la modulación 16QAM, el límite de EVM es del 12.5% [99].
Los resultados experimentales para la calidad de las señales ascendentes de banda base se muestran
en la Fig. 6-25. En general, la penalización completa se midió en 0,9 dB para un BER de 1x10-12 del
servicio de 1 Gb / s en 13 GHz (RF-1) y 1.6 dB en 15 GHz (RF-2). La figura 6-26 muestra los
resultados obtenidos del servicio QPSK, el EVM medido es aproximadamente 6.3% para potencias
recibidas por debajo de -25dBm y muestra una degradación promedio de 2.3% en comparación con
el back-to-back de la señal en 13 GHz (RF -1) y 6.5% para la potencia recibida por debajo de -25dBm
que muestra una degradación del 2.1% en 15 GHz (RF-2).
Como se puede observar, la degradación de las señales de enlace ascendente es causada por la diafonía
después del proceso de filtrado en la FBG, lo que da como resultado que la señal permanezca en el
proceso de detección y conversión hacia abajo, respectivamente. Sin embargo, como se puede
observar, la señal de enlace ascendente se penaliza en menor grado en comparación con los resultados
obtenidos para las señales de enlace descendente. Las señales de enlace ascendente también cumplen
el límite de EVM, ya que los valores aceptables para los servicios de QPSK deben cumplir con un
valor de EVM máximo del 17,5% [99].
141
Figura 6-25 Resultados experimentales para el BER del enlace ascendente
Figura 6-26 Resultados experimentales para el EVM del enlace ascendente.
142
7 Conclusiones y líneas futuras
En el presente trabajo de investigación planteado como tesis de grado de la Maestría en
Telecomunicaciones Móviles, se ha dado una introducción al estado del arte de las comunicaciones
móviles enfocadas en la próxima generación 5G, como evolución natural de las anteriores
generaciones. Se ha presentado el origen del proyecto 5G/IMT-2020 and Beyound, como la base
científica de investigación mundial en la planificación y desarrollo de una plataforma unificada de
comunicaciones 5G que se espera comience a operar cerca del año 2020. Esto como producto del
crecimiento exponencial de la demanda de capacidad, velocidad, requerimiento de menor latencia e
innovaciones en nuevas aplicaciones y tecnologías que demandan las comunicaciones móviles.
Estas investigaciones han llevado a plantear la necesidad de usar un nuevo segmento del espectro
radioeléctrico, superior en frecuencia a los actualmente utilizados por los sistemas de comunicaciones
móviles, los cuales ya representan un recurso escaso y costoso, el cual estará por encima de los 6GHz
y hasta las centenas de GHz incluso. Estas frecuencias son denominadas ondas milimétricas (MMW),
debido a su corta longitud de onda. Estas ondas milimétricas serán por ende el espectro más probable
a usar para el transporte de la información entre las radio-bases móviles o cabeceras de radio remotas,
de manera inalámbrica, hasta los equipos de usuario final en 5G. Se han indicado los segmentos de
este espectro actualmente disponible para usar en la próxima generación con sus ventajas y
desventajas desde el punto de vista regulatorio y de características físicas.
El uso de este nuevo espectro implicará el rediseño de la infraestructura actualmente utilizada en 4G
y las generaciones anteriores, ya que debido a las características físicas de su propagación, las
distancias entre las radio bases y los terminales de usuario deben ser más cortas, sin embargo, también
se podrán hacer más compactas, simples, fáciles de implementar y menos costosas, y por lo tanto, se
podrán densificar más fácilmente, teniendo en cuenta las condiciones de los entornos de propagación
interiores y exteriores.
Para poder interconectar esta gran cantidad de nuevas radio bases (RB´s) con una central de
procesamiento u oficina central (CO), se plantea una conectividad usando la fibra óptica como medio
de transporte, aprovechando sus bondades de capacidad, baja atenuación, facilidad de instalación y
bajo costo, aprovechando también la fibra óptica existente o de ser necesario la implementación de
nuevos segmentos en ambientes urbanos principalmente. Este segmento en la comunicación conocido
como fronthaul se planteó como enfoque principal del presente trabajo de investigación. Se presentó la tecnología de transporte de radio sobre fibra óptica (RoF) como la base del transporte
de señales convergentes entre la CO y las RB´s. Dada la capacidad de transportar señales de RF en el
espectro de ondas milimétricas sobre portadoras ópticas, se plantearon los principales métodos de
generación de señales de ondas milimétricas sobre RoF dentro de las cuales las más conocidas y
apropiadas para el segmento de las ondas milimétricas son la modulación externa mediante el uso de
moduladores electro-ópticos como los moduladores Mach-Zehneder o la técnica de modulación por
electro-absorción. De igual manera, se plantearon métodos alternativos de generación de señales
como la heterodinación óptica y la conversión up-down indicando las ventajas y desventajas de cada
uno de ellos.
En cuanto a los métodos de detección, se presentaron las ventajas de las técnicas de filtrado óptico
mediante el uso de dispositivos como las redes de difracción tipo Bragg, los interferómeros de Sagnac
y los filtros Fabry-Perot. De igual manera se presentaron las principales técnicas de Multiplexación
143
en sistemas RoF como la Multiplexación por longitud de onda (WDM y DWDM) y la Multiplexación
por división en subportadoras (SCM). Todos estos métodos de detección y generación de señales
estarán presentes en las nuevas tecnologías de transporte tanto en el backhaul como en el fronthaul
de las futuras redes 5G.
En cuanto a la arquitectura para el transporte de señales de ondas milimétricas para el fronthaul de
una red 5G usando RoF, se plantearon dos posibles escenarios de transporte sobre el cual se realizó
una caracterización de su comportamiento, para una distancia del tramo de FO constante, al variar la
frecuencia de la portadora óptica para determinadas tasas de velocidad de transportes (1Gbps, 2Gbps
y 5Gbps), dichas frecuencias se variaron en pasos de 6GHz comenzando en 12GHz y terminando en
84GHz, barriendo así gran parte del espectro de frecuencias de ondas milimétricas posibles para el
transporte en 5G, teniendo en cuenta finalmente el factor de calidad (Q) obtenido y la tasa bits errados
(BER) para cada uno de los escenarios. Dentro de estos escenarios, se plantearon dos esquemas de
transporte cuya principal diferencia es que, en el primero, en el receptor se hace foto-detección
directa, donde la señal óptica completa, con todos sus componentes espectrales se filtra y se demodula
la señal para obtener la información en banda base enviada desde el transmisor. En el segundo
esquema se usa el filtrado óptico introduciendo un filtro supresor de portadora en el receptor, cuya
función es eliminar la portadora óptica y dejar pasar solo las bandas laterales.
Al comparar los resultados en cada uno de los dos esquemas de transporte se concluye que la variación
frente a la frecuencia del comportamiento del Q y el BER es no lineal. También, se pudo concluir que
el esquema dos, presenta mejores prestaciones que el uno debido a que el filtrado de la portadora
óptica en el receptor mitiga el efecto de supresión de portadora que se origina en el proceso de
detección directa. También se pudo apreciar que en la medida en que se aumenta la tasa de transmisión
(2Gbps y 5Gbps), las prestaciones en los dos esquemas desmejoran considerablemente, por lo cual se
haría necesario replantear los esquemas de transmisión para tasas más altas.
También se planteó el diseño de una arquitectura punto a punto bidireccional entre una oficina central
y una estación base a una distancia típica de 10km, donde se usan varios de los dispositivos más
comúnmente usados en el transporte de MMW sobre RoF, entre ellos un Modulador Mach-Zehnder,
en la generación de señales, el cual es doblemente alimentado, por un lado, por una señal sinusoidal
pura de 72GHz y por el otro, por una señal de 12GHz modulada en amplitud ambas previamente
mezcladas a través de un acoplador híbrido el cual produce un desfase entre las señales de 90°
logrando de esta manera una doble modulación en banda lateral única (SSB) lo cual resulta en la
eliminación del efecto de supresión de portadora, y por ende evita interferencia destructiva en la
recepción de la señal, mejorando las prestaciones del sistema. Se usó también una red de difracción
de Bragg en la detección y filtrado de señales ópticas. El diseño propuesto permite la centralización
de fuentes ópticas a través de la conformación simultánea de dos esquemas de modulación óptica de
banda lateral única. Con esta configuración, se elimina una de las bandas laterales de cada
subportadora.
De esta manera, se obtuvo finalmente para el enlace descendente en el receptor de la BS, un factor de
calidad Q del orden de ocho (8) y una tasa de bits errados del orden de 5X10-16, los cuales son
satisfactorios. En cuanto al enlace ascendente, al hacer las mediciones en el receptor de la CO se
obtuvo un Q del orden de 38 y un BER de cero (0) los cuales se consideran óptimos.
Finalmente se planteó una arquitectura punto a multipunto, simulando el transporte de señales con
longitudes de onda diferentes (frecuencias aledañas espaciadas 100MHz), tanto para el enlace
descendente como para ascendente, entre una CO y un cluster de siete (7) BS´s, para de esta manera
144
hacer una posible reutilización de frecuencias con clusters vecinos. Se simularon también diferentes
distancias entre la CO y cada una de las BS de cada celda. El diseño de cada uno de los enlaces es
similar al planteado en la arquitectura punto a punto, cambiando solamente el rango de las frecuencias
moduladas en amplitud el cual se cambió a 28GHz, frecuencia disponible y recomendada para trabajar
en MMW. Los resultados obtenidos para el enlace descendente estuvieron para el Q en un rango entre
6 y 9 y para el BER entre 9X10-9 y 5X10-19 aproximadamente, los cuales de igual manera se
consideran satisfactorios. Para el enlace ascendente se obtuvieron factores de calidad entre 56 a 69 y
tasas de bit errados para todos los casos de cero lo cual se considera un resultado óptimo.
Adicionalmente, para la arquitectura punto a multipunto, se realizó una validación experimental en
laboratorio, en donde se trabajó con frecuencias de 6 y 8 GHz para el enlace descendente y 13 y 15
GHz para el enlace ascendente, en ellas se transportaron dos tipos de servicios, el primero banda base
de 1Gb/s con codificación NRZ y el segundo de 10 MBaudios modulados en 16QAM para el enlace
descendente logrando resultados satisfactorios en el BER para el servicio banda base y en el EVM
para el servicio 16QAM. Para enlace ascendente se implementaron igualmente dos servicios, el
primero banda base de 1Gb/s con codificación NRZ y el segundo de 10 MBaudios modulados en
QPSK para el enlace ascendente, logrando igualmente resultados satisfactorios comparados con los
estándares para estos tipos de servicio en sistemas UMTS y LTE.
Cabe destacar las múltiples de posibilidades de diseñar arquitecturas de transporte punto a multipunto
diferentes a la planteada en este trabajo, usando diversas configuraciones como por ejemplo un
Splitter óptico a la salida de la CO y llevando la misma longitud de onda hasta las diferentes BS´s
haciendo una Multiplexación temporal (TDM-PON).
A pesar de estar a solo dos años de la expectativa de tiempo para la definición de las normas que
regirán la próxima generación 5G en comunicaciones móviles, queda mucho por investigar y explorar
en este campo y será ciertamente difícil llegar a un consenso mundial sobre una única arquitectura de
red en este sentido. Sin embargo, ya se ven algunas pruebas de algunos fabricantes y operadores, los
cuales compiten por ser los primeros en lanzar comercialmente el 5G.
145
8 Aportes
Con el anterior trabajo de investigación se consiguió producir los siguientes aportes de conocimiento:
Aplicación de la técnica SSB para proveer esquemas de centralización de unidades de banda
base (BBU).
Generación de un sistema para centralización de fuentes ópticas.
Comprobación de la viabilidad del transporte de MMW sobre fibra y sus limitantes.
146
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