中国电源学会第二十一届学术年会论文集

交错并联双向 Buck/Boost 集成 LLC 谐振型三端口

直流变换器 李午英，孙孝峰，申彦峰，王宝成，刘炳杰

(燕山大学电力电子节能与传动控制河北省重点实验室 秦皇岛 066004)

Interleaved Bidirectional Buck/Boost and LLC Integrated Three-Port DC-DC Converter Li Wuying, Sun Xiaofeng, Shen Yanfeng, Wang Baocheng, Liu Bingjie

(Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan University Qinhuangdao

066004 China)

摘要：将交错并联双向 Buck/Boost 电路与全桥 LLC 谐振电

路通过共用全桥开关单元集成在一起，提出了一种新型的三

端口直流变换器，实现了器件共享，降低了体积和成本。该

三端口变换器包括两个双向端口和一个隔离的单向输出端

口，通过 PWM+PFM 的混合调制策略，可实现端口间功率

流的灵活控制。与传统的移相全桥集成型三端口直流变换器

相比，该文提出的变换器输入电流纹波小，可在宽电压和功

率范围内实现原边开关管的 ZVS 软开关和副边整流二极管

的 ZCS 关断，开关损耗小，而且其不存在占空比丢失、变

压器直流偏磁等问题。研究了该三端口变换器的工作原理、

工作模式，并对其增益特性进行了深入分析，最后搭建了一

台 500W 的实验样机，实验验证了变换器的实用性和理论分

析的正确性。

关 键 词 ： 三 端 口 变 换 器 双 向 Buck/Boost LLC

PWM+PFM 混合调制 软开关

1 引言

可再生能源如太阳能、风能等受天气、外界工

作条件的影响较大，存在间歇性、随机性等特点，

其输出的电能不稳定，且其输出电压变化范围大。

因此，为了向负载提供可靠连续的电能、改善系统

的动态特性和稳态特性、提高能源的利用率，需要

在可再生能源系统中加入储能单元。为了同时连接

可再生能源、储能单元和负载，可以采用多端口变

换器(Multi-Port Converter，MPC)来实现。

国内外学者归纳总结了构成 MPC 的规则[1-3]，

提出了许多变换器拓扑结构[1-16]。多输入变换器[4]

可以接入多种发电单元，提高供电系统的稳定性。

但是早期的 MIC 无双向端口，因此其无法应用在需

要连接储能装置的系统中。非隔离型三端口变换器

(Three-Port Converter，TPC)[5]无隔离变压器、结构

简单、功率密度和效率均较高，但是在需要隔离的

应用场合其应用受限。

为了实现输出与输入的隔离，同时能够连接储

能装置，隔离型 TPC[6-16]得到了广泛的研究。文献

[6-7]将基本的半桥或全桥单元通过三绕组变压器

磁耦合的方式连接在一起，构成完全隔离型 TPC。

但是这类拓扑所用的开关器件数量较多、集成度

低、驱动控制复杂。

半隔离型 TPC 因其功率器件少、集成度高、控

制简单获得了更为广泛的研究与应用[8-16]。将有源

箝位正激变换器与半桥变换器集成在一起，文献

[8-9]提出了一种三模式半桥 TPC，输入端口可以接

入储能单元，同时开关器件较少。文献[10]在此基

础上进行总结，提出了一族副边调整式三端口半桥

DC-DC 变换器，实现了与之相似的功能。但变压器

中存在较大的直流分量，特别是当蓄电池功率较大

时。文献[11]提出了两种 Boost 集成移相全桥型

TPC，文献[12-15]对该拓扑或其衍生拓扑进行了深

入研究。然而这类移相全桥集成型 TPC 拓扑存在开

关管软开关范围窄、整流二极管硬关断、占空比利

用率低(由于占空比丢失)等问题。

本文提出了一种交错并联双向 Buck/Boost

(Interleaved Bidirectional Buck/Boost，IBBB)集成

LLC 谐振型 TPC，结构简单，功率器件少；集成的

两个双向 Buck/Boost 单元交错并联运行，输入电流

纹波显著减小；集成了 LLC 谐振槽，在宽端口电压

和功率范围内，该 TPC 原边开关管均可实现 ZVS

软开关，副边整流二极管均可实现 ZCS 关断，开关

损耗小；同时，其不存在占空比丢失及变压器偏磁

等问题。该变换器有两个双向端口和一个隔离的单

国家自然科学基金资助项目(51077112)

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中国电源学会第二十一届学术年会论文集

向端口，采用 PWM+PFM 的混合调制策略，可以

实现任意两个端口间单级的功率变换。

2 工作原理

2.1 工作原理分析

图 1 IBBB 集成 LLC 谐振型 TPC

图 1 为本文提出的 IBBB 集成 LLC 谐振型 TPC

电路图。开关管 S1、S2 构成变换器的左桥臂，开关

管 S3、S4 构成变换器的右桥臂。左桥臂和电感 Lb1

组成左双向 Buck/Boost 电路，右桥臂和电感 Lb2组

成右双向 Buck/Boost 电路，两个 Boost 电路相位差

180°，交错并联运行。与此同时，左右两个桥臂构

成一个全桥开关单元，与谐振电感 Lr、谐振电容

Cr、励磁电感 Lm、变压器 T 以及副边的整流电路一

起组成一个全桥 LLC 谐振直流变换器，其中 Lr与

Cr 的二元件 LC 谐振频率 r r r=1/(2π )f L C ，Lr、Cr

与 Lm 的 三 元 件 LLC 谐 振 频 率

m r m r=1/(2π ( ) )f L L C 。变换器的开关频率为 fs，

以 LC 谐振频率 fr 为基值，则归一化的开关频率

fn=fs/fr。

为了实现对 3 个端口的功率控制，将开关频率

fs 和上桥臂开关管占空比 D 作为控制变量，采用

PWM+PFM 的混合调制方式。占空比 D 用来实现

两个原边端口间的电压匹配和功率传输控制，而开

关频率 fs 用来稳定输出电压，实现对输出功率的控

制。

根据占空比 D 和归一化开关频率 fn的关系、联

合模式 A 和 B，该变换器共有 4 种不同的工作模式，

即工作模式 IA、IB、IIA 和 IIB，各模式的工作条

件及对应的控制变量区域如图 2 所示：

0 0.2 0.4 0.6 0.8 10

0.2

0.4

0.6

0.8

1

工作模式IA0<D≤fn/2

工作模式IIAfn/2≤D≤0.5

工作模式IIB0.5<D≤1 fn/2

工作模式IB1 fn/2≤D<1

实际

工作区

归一化开关频率fn

占空比

D

图 2 不同工作模式对应的控制变量范围

2.2 工作模态分析

图 3 工作模式 IA

为例，对 TPC 的具体工作过程做进一步的说

明。模式 IA 下，变换器的驱动信号及主要工作波

形如图 3 所示。一个开关周期内有 10 个开关模态，

其中[t0，t5]为半个开关周期内的 5 个开关模式。

开关模态 1[t0, t1]。在 t0 之前，S4 已导通，t0 时

刻，S1 导通。这一时段内，电感 Lb1 放电、Lb2 充电，

电流 iLb1 线性下降、iLb2 线性上升；谐振电流 iLr 大

于励磁电感电流 iLm，副边整流二极管 Do1 和 Do4导

通，其导通电流归算到原边为 iLr和 iLm的电流差，

Lm两端电压被输出电压箝位至 nVo，iLm线性上升。

Lr和 Cr 参与谐振，谐振频率为 fr，谐振槽输入电压

为+Vbat，称之为 LC-P 谐振模态。

开关模态 2[t1, t2]。t1 时刻，S1 关断，S2 未开通。

这一时段内，谐振电感电流 iLr与电感电流 iLb1 共同

作用，给 S1的输出电容 Coss1充电、给 S2的输出电

容 Coss2 放电。充放电完成后，Coss2的电压降为 0，

S2 的体二极管导通，为 S2 的 ZVS 开通提供条件。

开关模态 3[t2, t3]。t2 时刻施加 S2 的驱动信号，

S2 ZVS 开通。电感 Lb1、Lb2 均充电，电流 iLb1、iLb2

线性上升。此阶段内 iLr 仍大于 iLm，二极管 Do1 和

Do4 继续导通，Lm 两端电压仍被钳位在 nVo，不参

与谐振，iLm 继续线性上升。但是由于谐振槽电压

utank=0，原边向副边传输的能量完全由 Lr、Cr 谐振

网络提供，所以 iLr迅速下降。该阶段 Lr和 Cr参与

谐振，但 utank=0，因此称之为 LC-0 谐振模态。

开关模态 4[t3，t4]。此阶段内，开关管无动作，

电流 iLb1、iLb2 保持线性上升。在 t3 时刻，iLr 下降到与

iLm相等，二极管 Do1 和 Do4 的电流降为 0，其实现 ZCS

关断。该阶段内，Do1~Do4 均反向截止，Lm 不再被钳

位，其与 Lr、Cr 一起参与谐振，谐振角频率 ，其中

m=Lm/Lr，因此称该模态为 LLC-0 谐振模态。

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开关模态 5[t4, t5]。t4 时刻，S4 关断，S3 未开通。

这一时段内，iLr=iLm，谐振槽电流 iLr与 iLb2 一同作用

给 S4 输出电容 Coss4 充电、给 S3 输出电容 Coss3 放电，

充放电完成后，Coss3 的电压降为 0，S3 的体二极管导

通，为 S3 的 ZVS 开通提供条件。

在 t5 时刻，S3 ZVS 开通，变换器进入下半个周

期，其工作原理与上半个周期相同。同时，工作模

式 IB、IIA 和 IIB 的工作过程与模式 IA 相似，限于

篇幅，在此均不再赘述。

3 增益特性分析 对于本文提出的 IBBB 集成 LLC 谐振型 TPC

而言，从蓄电池端口Vbat到光伏端口VPV，其为 IBBB

变换器，从蓄电池端口 Vbat 到输出端口 Vo，其为全

桥 LLC 谐振变换器。因此该 TPC 存在两个增益：

IBBB变换器的增益M和全桥LLC谐振变换器的增

益 G。其中 M 为

PV bat= =M V V D (1)

LLC 谐振变换器的直流增益定义为

o batG nV V (2)

根据式各个模态下 iLr、uCr和 iLm的时域表达式

和功率传递关系可以得到描述描述模式 I 下谐振槽

特性的稳态方程组，给定品质因数 Q、电感比 m、

占空比 D 和归一化频率 fn，通过牛顿法数值求解，

可以得到模直流增益 G。同理，通过相同的方法和

过程可以得到其他工作模式下的直流增益特性。

4 实验验证

PW

M+

PFM

驱动

图 4 系统控制框图

表 1 DPMA 与 DFT 算法的性能比较

实验参数 数值 实验参数 数值

光伏电压 VPV/V 65~115 谐振电容 Cr/nF 73.5

蓄电池电压 Vbat 165~200 励磁电感 Lm/H 150

输出电压 Vo/V 360 变压器变比 n1:n2 25:45

输出功率 Po/W 0~500 谐振频率 fr/kHz 100

光伏功率 PPV/W 0~500 开关频率 fs/kHz 74~100

Boost电感 Lb1,2/H 150 占空比 D 0.3~0.7

谐振电感 Lr/H 34.4 — —

在光伏-蓄电池联合供电系统中，需要同时控制

输出电压和光伏端口输出功率，因此采用图 4 所示

的控制策略。开关频率 fs 用来调节输出电压，占空

比 D 用作实现光伏 MPPT。变换器的实验参数如表

1 所示。

图 5(a)和(b)分别为变换器处于工作模式 IA 和

IIB 时的稳态实验波形,两组实验的占空比和开关频

率分别为 D=0.36，fs=95kHz 和 D=0.54，fs=88kHz。

可以看出，实验波形与之前分析一致，当占空比

D<0.5 时，谐振槽电压 utank 的占空比 Dtank=D，而当

占空比 D>0.5 时，Dtank=1-D。两个双向 Buck/Boost

电路交错并联工作，使得两个 Boost 电感电流之和

iLb_sum=iLb1+iLb2 的纹波显著减小，特别是当占空比

接近 0.5 时，经过交错并联后 iLb_sum的纹波接近 0。

小电流纹波使得该端口很适合接入光伏或燃料电

池等可再生能源发电单元。

i Lr,

i Lb1

, iL

b2, i

Lb_

sum

(5A

/格)

u tan

k

(250

V/格

)

(a)工作模式 IA

i Lr,

i Lb1

, iL

b2, i

Lb_

sum

(5A

/格)

u tan

k

(250

V/格

)

(d)工作模式 IIB

图 5 稳态实验波形

定义该三端口变换器的效率为

o PV bat( + )P P P (3)

效率η

/%

图 6 不同功率模式下测试的效率曲线

图 6 为实验样机测试的效率曲线。可以看到，

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无论蓄电池单独供电、联合供电和蓄电池储能功率

模式，变换器在轻载到满载的范围内均有较高的效

率。当 PPV=0W 时，蓄电池单独向负载供电，蓄电

池电流较大，此时光伏端口有比较大的电流脉动，

有功功率却为 0，无功损耗所占比例较大；当

PPV=500W 时，低压的光伏端口有较大的直流分量，

导通损耗增加；而当 PPV=250W 时，光伏和蓄电池

端口的电流均相对较小，整体的导通损耗较小，此

时变换器有更高的效率。

5 结论

提出了一种 IBBB 集成 LLC 谐振型隔离 TPC，

结构简单、开关器件少，通过 PWM+PFM 混合调

制策略，实现了端口间灵活的功率传输控制。此外，

该 TPC 还具有以下优点：1)在宽的端口电压和端口

功率范围内，原边功率开关管均可实现 ZVS 软开

关；2）副边整流二极管始终可实现 ZCS 关断，开

关损耗小；2)集成的两个双向 Buck/Boost 单元交错

并联运行，显著减小了输入电流的纹波；3)不存在

占空比丢失及变压器直流偏磁等问题。在各功率传

输模式下、从输出轻载到满载，测试的实验样机效

率均较高。该 TPC 拓扑适合用于可再生能源电力系

统，如光伏-蓄电池联合供电系统、蓄电池-超级电

容混合电力系统等。

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作者简介：

李午英 男 1990 年生，硕士研究生，研究方向为功

率变换器拓扑与控制。

孙孝峰 男，1970 年生，教授，博士生导师，研究方

向为变流器拓扑及控制，新能源并网，电能质量控制。

申彦峰 男，1988 年生，硕士研究生，研究方向为功

率变换器拓扑及控制。

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