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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
Facultad de Ingeniería Eléctrica
Inversor Trifásico con IGBT's Aplicando
Técnica PWM
Tesis previa a la obtención del título de:
Ingeniero en Electrónica y Control
Volker Karel Espinoza Torres
Quito, Marzo del 2.000.
Certifico que la presente tesis ha sido
desarrollada en su totalidad por el señor
Volker Karel Espinoza Torres bajo mi
dirección.
Ing. Pablo Rivera.
Director de tesis.
4
Dedicatoria
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Agradecimiento.
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CONTENIDO
CAPITULO 1
GENERALIDADES........... 1
1.1.- Introducción 2
1.2.-Algunas aplicaciones de los inversores 3
1.3.-Variación de la velocidad de un motor de inducción......... 4
1.3.1.- Control de la velocidad por variación del voltaje.............. 9
1.3.2.- Control de la velocidad por variación de la frecuencia................... 10J
1.3.3.- Control de la velocidad por variación del voltaje y la frecuencia.... 12
1.3.3.1.- Compensación del voltaje para bajas frecuencias 14
1.3.3.2.- Características del torque en función de la relación V/f 20
1.3.3.3.- Características del motor para velocidades menores a la
nominal (región de torque constante) 21
11.3.3.4.- Características del motor para velocidades mayores a la
nominal (región de potencia constante)... 22
1.4.- Configuraciones para obtener voltaje y frecuencia variable 24
1.5.- Inversores trifásicos tipo puente........ 26
1.6.- SPWM Modulación de ancho de pulso senoidal 29
1.6.1.-Variación de la frecuencia.............................. 30
1.6.2.-Variación del voltaje.................... 32
1.6.3.- Sobremodulación 35
1.7.- Generación de un SPWM trifásico 37
1.7.1.- Método analógico 37
1.7.2.-Método digital. 38
1.8.- Los IGBTs transistores bipolares de compuerta aislada..,......,.,......,.,. 40
1.9.- Inversor trifásico con técnica SPWM e IGBTs 44
CAPITULO 2
DISEÑO DE UN INVERSOR TRIFÁSICO CON TÉCNICA PWM. 47
2.1.- Introducción 48
2.2.- Diagrama de bloques del inversor 49
2.3.- Módulo rectificador de 6 pulsos....... 50
2.4.- Filtro capacitivo para el rectificador....... 56
2.4.1.- Circuito de carga y descarga del capacitor. 58
2.5.- Modulo de fuentes aisladas............ 63
2.6.- Modulo puente inversor con IGBT's 66
2.6.1.- Selección de los IGBTs 66
2.6.2.- Circuito manejador de IGBTs 68
2.6.3.- Disipador de calor 75
2.6.3.1.- Cálculo de la resistencia térmica de un disipador...... 78
2..-Módulo SPWM 82
2.7.1.-Algoritmos digitales para generar el SPWM........... 82
2.7.1.1.- Generación con portadora diente de sierra.......... 82
2.7.1.1.1.- Circuito generador del periodo del diente de sierra....... 86
2.7.1.2.- Generación con portadora Triangular 87
2.7.2.- Sistema microprocesado para la generación del SPWM.... 88
2.7.3.- Circuitos de entrada de voltaje y frecuencia deseadas.... 89
2.7.4.- Circuitos de acoplamiento óptico de señales SPWM.......... 91
2.7.5.- Circuito monitor del bus DC. 93
2.7.6.- Circuito detector de falta de fase.. 94
2.7.7.- Circuito detector de fallas y Reset 95
2.7.8.- Protecciones 98
2.8.- Módulo de interfase 100
2.8.1.- Sistema microprocesado de control. 100
2.8.2.- Salidas digitales de 8 bits (Voltaje y frecuencia deseadas).. 101
2.8.3.- Circuito manejador del teclado... 102
2.8.4.- Circuito manejadordel LCD 16x4 104
2.8.5.- Interfase serial con norma RS-232......................... 105
2.8.6.- Entrada de pulsos para encoder, sentido de giro y salida de
falla........ 107
2.8.7.- Circuito de alimentación del manejador de IGBT's 108
2.8.8.- Circuito de Watch Dog Timer 109
2.8.9.- Conversor análogo digital............................. 110
2.8.9.1.-Aislamiento óptico del conversor....... 111
2.8.10.-Circuitos de entrada de las señales analógicas............... 113
2.8.11.» Circuitos aux¡liares(Alarma, leds, control C A/D). 115
2.9.- Interconexión de los módulos 118
2.10.- Funciones del módulo SPWM... 120
2.11.- Funciones del módulo ¡nterfase 121
CAPÍTULOS
PRUEBAS Y ANÁLISIS DE RESULTADOS 123
3.1.- Introducción..... 124
3.2.- Carga y descarga del capacitor............. 125
3.3.- Resultados de los algoritmos de la generación del SPWM....... 128
3.3.1.- Generación con portadora diente de sierra 128
3.3.2.- Generación con portadora triangular......... 133
3.4.- Pruebas con carga resistiva 138
3.4.1.- Media carga 138
3.4.2.-Carga total 147
3.5.» Pruebas con motor.... 153
. -CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES.
.-ANEXOS.
.- BIBLIOGRAFÍA.
1,1.-INTRODUCCIÓN
El presente trabajo consiste en e! diseño y construcción de un inversor trifásico de
1 KVA utilizando la técnica PWM con elementos de potencia de última tecnología
como son los IGBT's. Se construirá un módulo funcional cuya aplicación
fundamental será en la variación de la velocidad de motores trifásicos de inducción,
Para cumplir estos objetivos primero se da una visión de sus aplicaciones y utilidad
de los mismos (especialmente en el ámbito industrial), paso seguido se analiza los
circuitos que describen al motor de inducción y su comportamiento al variar sus
parámetros lo cual permite determinar y comprender las diferentes formas para
controlar al motor con énfasis en el control por voltaje y frecuencia variable con las
configuraciones más comunes de inversores. A continuación se analiza los
semiconductores seleccionados IGBT's, para fuego describir la modulación
senoidal de ancho de pulso, la cual permite obtener voltaje y frecuencia variable
que es e! método más efectivo para el control de motores y usado en el presente
trabajo.
Con estos antecedentes se deduce un algoritmo que permita generar las señales
necesarias para sintetizar una onda senoidal de amplitud y frecuencia deseada
mediante un módulo microprocesado. Para el control y monitoreo del sistema se
diseña un segundo módulo microprocesado que permite el interfase con el usuario.
El siguiente paso es el diseño de los módulos de potencia, protección, interface y
fuentes de alimentación, de acuerdo a las necesidades para el inversor.
1.2. -ALGUNAS APLICACIONES DE LOS INVERSORES.
Los inversores son conversones de DC a AC pudiendo ser estos monofásicos o
trifásicos, este trabajo se tratará los inversores trifásicos de voltaje y frecuencia
variable que se utilizan para el control de la velocidad de los motores de inducción.
La importancia actual que tienen los inversores se debe a que en la industria es
necesario un motor robusto al cual se le pueda controlar la velocidad manteniendo
su torque constante y que mejor máquina que eí motor de inducción jaula de ardilla
el cual prácticamente no necesita mantenimiento, posee una excelente relación
potencia peso e inclusive en la actualidad hay modelos sellados herméticamente
para trabajo en zonas peligrosas o ambientes muy hostiles; pero como se conoce
es una máquina que tiene una velocidad casi constante que depende de su número
de polos y la frecuencia a la que se ha alimentado, por lo cua! el inversor es su
mejor aliado ya que este puede entregar frecuencia y voltaje variables que son los
parámetros necesarios para controlar la velocidad y el torque del motor de
inducción. La combinación de estos dos elementos (motor e inversor) ha venido a
solucionar varios problemas de la industria y cada día es más amplio su campo de
aplicación, por citar algunos ejemplos:
• En ventiladores para controlar el flujo de aire de forma continua.
• Para el control de la velocidad y torque en molinos, lo que permite optimizar el
procesamiento de los materiales.
• En todos los-, sistemas de bandas transportadoras que se utilizan ampliamente
en todas las industrias.
• En máquinas herramientas automatizadas que cada día son más populares.
• En robots industriales para e] control de la velocidad, torque y posición de los
mismos en los que se usan por lo general curvas en S que son el resultado de
polinomios, generalmente cúbicos, que permiten un arranque y parada suaves.
• Para máquinas bobin^jdoras de papel, textiles, hilos, etc.
• En máquinas procesadores de plástico.
• En sistemas de transporte como el Trolebús.
• En maquinas laminadoras de todo tipo.
• Para el manejo de la velocidad en ascensores controlando la aceleración,
desaceleración y parada del mismo.
Estos son, entre otras, algunas de las aplicaciones más comunes de los inversores,
lo cual nos puede servir como una guía para la solucionar problemas con similares
características.
1.3. - VARIACIÓN DE LA VELOCIDAD DE UN MOTOR DE
INDUCCIÓN.
Como se mencionó en la introducción el principal objetivo de este trabajo es el
diseño y construcción de un inversor cuya aplicación principal es variar la velocidad
de un motor trifásico de inducción de 1Kw de potencia, por lo que es necesario
primeramente analizar el comportamiento del motor de inducción desde el punto de
vista de los parámetros que influyen en la variación de su velocidad.
Partiendo de la ecuación 1.1 de velocidad de un motor de inducción de p polos.
120 x/(Ds - velocidad. síncrona(RPM} =
El número de polos será fijo, por lo tanto es la frecuencia el parámetro eléctrico que
permite variar la velocidad, pero se debe analizar que variables son afectadas con
la variación de la frecuencia.
Para un análisis de la variación de la frecuencia y voltaje se toma el circuito
equivalente por fase del motor de la figura. 1.1.
Siendo Re es la resistencia del estator, Xe la reactancia de dispersión del estator,
Rr la resistencia del rotor referida al primario, Xr la reactancia de dispersión del
rotor referida al primario, Rm la resistencia de pérdidas y Xm la reactancia de
magnetización.
Je jXe Re
—s^wv-YA T *—^íffiT-xJ
rr r> < o¿ • -, *<>1/-1 TT J?JT> ]í> n T'ym " ^
2 -> 5 <"
Figura 1.1 Circuito equivalente del motor de inducción
La potencia de salida de la máquina relacionada con el torque desarrollado esta
dada por la ecuación 1.2 [1].
Siendo;
Td: Torque desarrollado.
Pd: Potencia desarrollada.
Wm: Velocidad angular del eje de la máquina,
La potencia en el entrehierro Pg será la potencia que pasa del estator al rotor a
través del entrehierro dada por la ecuación 1.3 [i].
(1.3)
Las pérdidas en el cobre del rotor serán Ppr:
Ppr - 3 x Ir 2 x Rr (1.4)
Por lo que la potencia desarrollada Pd por la máquina es:
—s
(1.5)
Para relacionar con la frecuencia se toma la velocidad síncrona que es función de
la velocidad del eje por medio del deslizamiento de acuerdo a la ecuación 1.6 [1].
(1-6)
Reemplazando las ecuaciones 1.5 y 1.6 en la ecuación 1.2 se obtiene el torque
desarrollado Td:
Si se reemplaza Pg de la ecuación 1.3 el torque desarrollado Td es:
8)
Para la determinación de Ir se puede simplificar el circuito equivalente de la figura
1.1 considerando que el valor de Xm suele ser grande, Rm mucho más grande por
lo que se elimina del circuito; si además se considera que Xm2»(Re2+Xe2), se
puede considerar que V1wV2, con lo cual el circuito equivalente portase se puede
simplificar como lo muestra la figura1.2.
Figura 1.2 Circuito equivalente aproximado.
Entonces Ir estará dado por la ecuación 1.9
7r = (1.9)
Por lo que la ecuación 1.8 del torque desarrollado Td se convierte en;
Td = (1.10)
En esta ecuación, considerando que la máquina esta alimentada por medio de un
voltaje fijo con frecuencia constante, el torque queda determinado por el
deslizamiento, por lo que se pue^e obtener las diferentes zonas de funcionamiento
de la máquina graficando el torque en función del deslizamiento como lo muestra la
figura 1.3.
Para un deslizamiento comprendido entre O y 1 la máquina funciona como motor,
para un deslizamiento entre 1 y 2 funciona en sentido contrario y para un
deslizamiento entre -1 y O funciona como generador. La primera zona (0<s<1) es
en la que generalmente se encuentra funcionando la máquina, el campo arrastra al
rotor por lo que los dos giran en el mismo sentido, la segunda zona (1<s<2) el
campo gira en sentido contrario al sentido de rotación del eje lo que implica que se
intercambiaron dos fases de la alimentación lo cual frenará a la máquina pero la
energía debe ser disipada dentro del motor recalentándolo, por lo que este tipo de
frenado no es recomendable.
Freí»
Figura 1,3. Variación del torque en
función del deslizamiento s.
La tercera zona (~1<s<0) el rotor gira en el mismo sentido del campo pero a -un a
velocidad mayor, funcionando la máquina como generador entregando energía
hacia la carga. Esto es de mucha importancia dentro del diseño de un inversor ya
que al reducir la frecuencia se reduce la velocidad del campo y al tener cargas
arrastrantes o con gran inercia la máquina está dentro de esta zona, haciéndose
necesario disipar esta energía, que por lo general se disipa a través de una
resistencia externa controlando e| frenado de la máquina.
La ecuación 1.10 del torque desarrollado está en función de los parámetros voltaje
y frecuencia (incluida en oo) que pueden ser manejados externamente, permitiendo
el análisis-del efecto de la variación de estos sobre el torque y la velocidad, lo cual
será el siguiente paso.
1.3.1. - CONTROL DE LA VELOCIDAD POR VARIACIÓN DEL
VOLTAJE.
Partiendo de la ecuación 1.10 manteniendo los demás parámetros constantes se
observa que una disminución del voltaje produce una reducción cuadrática del
torque decrementando así la velocidad, pero se puede pasar a un punto de
inestabilidad por lo que el rango de variación de la velocidad es pequeño. Por otra
parte, un incremento en el voltaje produce un incremento cuadrático del torque. El
límite para el aumento del voltaje estará dado por la corriente máxima que pueden
soportar los conductores y por la calidad del aislamiento para soportar la
consecuente elevación de la temperatura. En la figura 1.4 se muestra la gráfica
de la variación de la velocidad y el torque al cambiar el voltaje.
Figura 1.4. Efectos de la variación del voltaje.
La gráfica muestra como el torque máximo va disminuyendo cuadráticamente
conforme disminuye el voltaje, manteniéndose el deslizamiento al que se produce el
torque máximo. Por lo que este tipo de control varia la velocidad variando el torque,
por lo que sus aplicaciones son limitadas
1.3.2. - CONTROL DE LA VELOCIDAD POR VARIACIÓN DE LA
FRECUENCIA.
Partiendo nuevamente de la ecuación 1.10 del torque desarrollado en función de
parámetros eléctricos, en la cual el término de la velocidad del campo cos está
relacionado con la frecuencia por medio de la ecuación 1.11; este término junto con
las reactancias de los bobinados (que también son función de la frecuencia) se
encuentran afectando el denominador de la ecuación 1.10, por lo que el torque se
verá afectado por el factor K (0<K<1) en cada uno de los términos donde influya la
frecuencia, obteniendo la ecuación 1,12 del torque desarrollado Td de la máquina
incluido el factor K.
O)s = 2 X 7 T X / (1-11)
Esta ecuación muestra que un aumento en la frecuencia afecta a su denominador
produciendo una reducción en el torque de la máquina, además se observa que a
valores bajos de frecuencia ¡a parte resistiva de la máquina es predominante ya
que las reactancias disminuyen. Por otro lado la reducción de la frecuencia influye
en la velocidad de rotación del campo, que junto con el deslizamiento determinan la
velocidad del motor. Además se debe considerar que el parámetro más influyente
es la corriente, debido a que como se expuso anteriormente la impedancia del
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circuito es función directa de ia frecuencia y al disminuir esta la corriente aumenta y
afecta directamente al flujo, el mismo que se ve incrementado y puede saturar al
núcleo entrando en una zona no lineal.
Por otro lado el aumento de la frecuencia aumenta la velocidad del campo, pero en
contraparte la impedancia deí circuito incrementa, con lo cual la corriente disminuye
debilitándose el campo al disminuir el torque, esto se confirma con la ecuación
1.12. Por este motivo se dice que sobre la frecuencia nominal se trabaja a flujo
reducido. Esto se observa en la figura 1.5 donde se gráfica para mejor comprensión
lo expuesto anteriormente.
Figura 1.5 Efectos de la variación de la frecuencia.
Este método de control no es muy utilizado individualmente, ya que por un lado
está el incremento de corriente que produce la saturación del núcleo recalentando
el motor, por otro lado esta el debilitamiento del campo que no permite mantener el
torque.
Sin embargo suele usarse para la variación de la velocidad de la máquina sobre la
frecuencia nominal con campo debilitado.
11
1.3.3. - CONTROL DE LA VELOCIDAD POR VARIACIÓN DEL
VOLTAJE Y LA FRECUENCIA.
Los dos métodos anteriores por si solos tienen deficiencias, las cuales se
compensan al combinarse. Retomando la ecuación 1.7 del tonque desarrollado y
expresándola en función del voltaje y corriente, de acuerdo con la figura 1.1 del
circuito equivalente del motor, se tiene:
Pg 3x/rxF2~^ = ¿- 1.13
Se observa que el torque de la máquina es función de la potencia que pasa por el
entrehierro, equivalente al producto del voltaje inducido al rotor por su corriente.
La corriente debe ser siempre la nominal, ya que superior a esta se sobrecalienta el
conductor y se puede quemar y debajo de la nominal se desperdicia la capacidad
total que se puede usar del mismo. Por lo tanto de acuerdo a la ecuación 1.13 para
que el torque desarrollado permanezca constante el término V2/ws se debe
mantener constante; esto implica que la relación VI f es la que se debe mantener
constante como lo indica la relación 1.14.
2X7T f
Esta expresión se puede relacionar con la del flujo, que de acuerdo a la ecuación
1.15 al mantener la relación V/f constante el flujo que atraviesa el entrehierro
también se mantiene constante.
1 V" 1.15Klxw Klx2xn f
Donde: K1 es una constante que depende del bobinado del estator.
12
Por lo tanto la ecuación 1.13 expresada en función del flujo está dada por la
relación 1.16:
„, 3xfrxKlxo)xéid = -
(JO
1.16
De acuerdo a esta relación para que el torque se mantenga, se debe mantener la
corriente nominal y el flujo constante conservando la relación V/f . Si este flujo se
mantiene, la velocidad del motor estará dominada principalmente por la velocidad
de rotación del campo magnético, el cual es función directa de la frecuencia.
Combinando la ecuación 1.15 y 1.16, se agrupa en una sola constante K a las
constantes I, K1, K2 y 2x:r , llegando a obtener la relación 1.17 en la que queda
claramente demostrado que el torque desarrollado es función de la relación V/f.
- 1.17
La relación V/f, que todo motor la posee, suele llamarse Relación Volts y Herts del
motor, así por ejemplo para un motor que opera a 220V y 60Hz su relación Volts
Herts es de 220/60=3,666 V / Hz, lo que indica que por cada aumento en un Hertz,
el voltaje debe incrementarse en 3,666 Volts para así compensar los efectos de la
reactancia inductiva.
Retomando la figura 1.1 del circuito equivalente de la máquina, la f.e.m interna
desarrollada por los bobinados del estator V2 expresada en función del voltaje
terminal por fase está dado por la relación 1.18, en la que si se divide ambos
miembros de la ecuación para la frecuencia, el valor del término exe se
13
mantiene constante, en tanto qu^ el término ^xRa incrementa a bajos valores
de velocidad (frecuencia).
1.18
/ / U f )
Esto hace que se deba realizar una compensación del voltaje para bajas
frecuencias como se explica a continuación.
1.3.3.1. - COMPENSACIÓN DEL VOLTAJE PARA BAJAS
FRECUENCIAS.
En el circuito RL total de la máquina, la parte inductiva es predominante para
valores de frecuencia mayores a la nominal, pero mientras disminuye la frecuencia
la parte resistiva comienza a ser más representativa (como se expuso en el punto
anterior), por lo que la corriente tiende a disminuir si se mantiene la relación volts
herís constante debido a que la mayoría del voltaje cae sobre la resistencia. Para
compensar este efecto de pérdidas en la parte resistiva a bajas frecuencias lo más
lógico es aumentar el voltaje, siendo necesario desviar un poco la relación V/f.
Este tipo de compensación, por lo general se realiza para frecuencias menores a
20 Hz. La figura 1.6 en líneas punteadas muestra la relación V/f ideal, y con línea
continua una curva con compensación:
De acuerdo al tipo de motor, así como a su carga se hace necesario variar la curva
de compensación, así por ejemplo para una carga con mayor inercia inicial se debe
14
inyectar mayor voltaje (fig.1.6a) para suplir el incremento de corriente en el
arranque.
— -• — Zdeal- Compensada
a) Mayax: inercia
h) Menor inercia
Figura 1.6. Compensación de voltaje para bajas frecuencias
Todo esto es factible si se conserva la ventilación adecuada del motor, que puede
proporcionarse con un ventilador adicional, debido a que la mayoría de motores
poseen un ventilador acoplado a su eje y al ir reduciendo la velocidad del motor ya
no están en la capacidad de cumplir su función de enfriarlo. Este efecto se produce
debido a que la corriente se mantiene constante y las pérdidas de potencia
P=3xRxl2 prácticamente se mantienen constantes.
Para un análisis más formal de la compensación de voltaje se debe considerar que
el torque se debe mantener en su valor máximo, para lo cual se analiza la relación
1.10 del torque desarrollado, de la que se obtiene el deslizamiento máximo por fase
dado por la ecuación 1.19 [4], reemplazando ésta en la relación 1.10 por fase se
obtiene la relación 1.20 [4] para el torque máximo.
Rr1.19
15
VV 2
1.20
Esta última ecuación permite analizar la variación del torque al tener la relación
V/f constante y además permite obtener una relación para determinar la
compensación que debe tener el voltaje para mantener el torque constante.
Para determinar la variación del torque máximo al mantener la relación V/f
constante, se debe considerar que en la relación 1.20 el torque máximo es
función de los parámetros del motor, para lo cual para motores pequeños se
puede tomar la relación 1,21 [4] entre la resistencia del estator Re y las
impedancias del estator y rotor (Xe y Xr) dada por:
Re
Esta relación, junto con la fórmula de la velocidad síncrona dada por 1.1,
permite simplificar la ecuación 1.20 de tal manera que se pueda expresar en
función del voltaje y la frecuencia resultando la ecuación 1.22 siguiente:
j /2' 2
~Tm = , 1 22
Si se relaciona el torque máximo en condiciones nominales Tmn para e! torque
máximo a un valor de K1 veces la frecuencia y el voltaje (0<K1<1) se obtiene la
relación 1.23 de la siguiente manera:
16
V2* 2
0 120x/xRe / i M2\x - xl l + Jl + (:>) 1
1-23
02x - - - xll
P
Que al realizar las simplificaciones correspondientes se obtiene la ecuación 1.24
siguiente:
Tmn
TmKl = r/72/7 x - - -/ v 1 .24
Esta relación permite ver la disminución de! torque al reducir la velocidad
manteniendo la relación V/f constante.
Para determinar la proporción en la que el voltaje debe ser compensado para
mantener el torque máximo constante, a bajas velocidades se procede de
manera similar de tal forma que, el torque máximo a valores nominales sea el
mismo que a cualquier frecuencia, siendo necesario determinar la constante Kv
(0<Kv<1) como lo indica las ecuaciones 1.25 y 1.26, que operando y realizando
las simplificaciones permiten hacerlo.
La constante Kv permite determinar el voltaje que se debe entregar a la
máquina para mantener el torque constante, modificándose de esta manera la
relación V/f, de tal forma que el torque se mantenga constante.
17
V** 2
0 120x/xRe2x -
Tmn - = 1 = L 1.25
0 120xjnx/xRe2x ¿
¿Tv2 = ^—*—¿= '-J- 1.261 + J26
De esta manera para un valor dado de frecuencia y voltaje que es K1 veces los
valores nomínales usando la relación V/f constante, el voltaje que se debe
aplicar para mantener el torque constante será Kv veces el voltaje nominal de la
máquina.
Por ejemplo, para la cuarta parte del valor nominal de la frecuencia (KI^O.25), si
se mantiene la relación V/f constante la relación 1.24 determina que el torque
disminuirá al 58,6% del valor máximo, que confirma la reducción del torque al
mantener la relación V/f constante, por lo tanto el. voltaje que se debe aplicar
para mantener el torque constante está determinado por Kv dado por la relación
1.26 Kv=0,3265. Esto implica que si se mantiene V/f constante el voltaje será %
(0,25) del nominal, pero con copipensación el voltaje debe ser 0,3265 veces el
voltaje nominal. En e! caso de usar como valor nominal 220V, sin
compensación el voltaje aplicado es de 55V (K1x220) y con la compensación
seráde71,72V(Kvx220).
La figura 1.7 muestra con una línea fina el voltaje que se aplica sin
compensación y con línea gruesa el voltaje compensado que se debe aplicar
para que el torque máximo se mantenga constante.
v250 n
200 -
150 -
100 -
50 -
O
1 10 30 60
Figura 1.7 Compensación mediante la constante Kv.
Como se observa, a frecuencias menores a aproximadamente 20 Hz, la
diferencia entre el voltaje con V/f constante y el voltaje compensado mediante
Kv se va incrementando.
Se debe considerar que para Kv se toma la relación 1.21 entre la resistencia del
estator y las reactancias del motor igual a 5 y esto depende de cada motor, esto
hace que generalmente se realizan compensaciones como la indicada por la
figura 1.6, en las que dependiendo de las características del motor y las
necesidades se puede tomar una compensación como la indicada hasta los
20Hz, luego de este valor se incrementa la relación V/f de manera constante.
19
1.3.3.2. - CARACTERÍSTICAS DEL TORQUE EEN FUNCIÓN DE
LA RELACIÓN V/f.
EL análisis individual anterior permite en una primera instancia comprender el
comportamiento de la máquina, pero hay que considerar que sus valores
interactuan entre sí, además el deslizamiento depende de la carga y características
propias del motor, con lo que e! término R/s no es constante. Este conjunto de
interacciones se observan de m^jor manera con la ecuación 1.10 [1] expresada en
términos del voltaje y frecuencia como:
Td = -IRr.Vi'
1.27
Este conjunto de interacciones entre las variables complica el control de la máquina
de inducción. Considerando que los parámetros eléctricos que pueden ser
manipulados son el voltaje y la frecuencia, hacen necesario que el inversor sea
capaz de variar tanto el voltaje y la frecuencia de salida de una manera
independiente, esto permite con un sistema en lazo cerrado modificar los valores
de frecuencia o voltaje para mantener la velocidad de la máquina, dependiendo de
las necesidades.
Torgue
'S4 *S3 "S2
Figura 1.8 Variación del torque en función de V/f
20
Considerando que el voltaje ha sido compensado como se indicó en 1.3.3.1 para
mantener el torque constante, Iq figura 1.8 muestra la forma que varía el torque
variando la relación V/f compensada.
Como se observa la curva de torque se va desplazando, manteniéndose el torque
máximo constante. Este tipo de control permite trabajar al motor no solo con
velocidades menores a la nominal sino que es factible trabajar a velocidades
mayores que esta, pero en este caso el torque ya no es constante.
Los motores de jaula de ardilla, por la robusta construcción del rotor permiten
trabajar hasta el doble de su velpcidad nominal, esto es muy atractivo para varias
aplicaciones, siendo preciso definir las características de operación de la máquina
sobre y bajo la velocidad nominal, dando origen a dos regiones de operación que
se analizan a continuación.
1.3.3.3 - CARACTERÍSTICAS DEL MOTOR PARA
VELOCIDADES MENORES A LA NOMINAL (REGIÓN DE
TORQUE CONSTANTE).
Para disminuir la velocidad de la máquina se reduce la velocidad del campo
magnético giratorio reduciendo la relación V/f, manteniendo con esto el torque de
la máquina constante, denominándose a este rango corno región de torque
constante.
En esta región la corriente se mantiene constante en tanto que el voltaje varía, por
lo que la potencia es variable y va decrementándose con la disminución de V/f. La
relación V/f mantiene constante el flujo con la que la corriente de magnetización
también se mantiene invariable. La potencia diminuye principalmente por la
disminución del voltaje, en tanto que el torque se mantendrá constante siempre que
se realice la compensación adecuada del voltaje como se expuso en 1.3.3.1.
21
Estas características se muestran en la figura 1.9[3] en la zona de torque constante
que esta comprendida entre cero y los valores nominales de la máquina.
1.3.3.4 - CARACTERÍSTICAS DEL MOTOR PARA
VELOCIDADES MAYORES A LA NOMINAL (REGIÓN DE
POTENCIA CONSTANTE),
Sobre la velocidad nominal del motor se debe considerar que al incrementar el
voltaje y como la corriente se mantiene constante se incrementa la potencia, lo cual
deteriora el aislamiento de la maquina; además para lograr voltajes mayores se
hace necesario usar técnicas de sobremodulación (ver 1.6.3), lo cual incrementa el
contenido armónico del voltaje de, alimentación a la máquina.
En la figura 1.9 [3] se muestra a esta zona que va desde la velocidad nominal hasta
la velocidad máxima de la máquina determinada por los límites mecánicos de
funcionamiento.
Por lo tanto en esta región para elevar la velocidad del motor se incrementa la
frecuencia manteniendo el voltaje constante, haciendo que la potencia se
mantenga al valor nominal de la máquina, esto hace que la velocidad varíe en
función de 1/f reduciendo el flujo conforme aumenta la misma debido a que la
corriente disminuye por el aumento del valor de la reactancia inductiva, con lo cual
se va reduciendo la corriente de magnetización haciendo que el torque de la
máquina vaya disminuyendo. Debido a estas características esta zona se
denomina como región de flujo o torque debilitado.
22
En la gráfica se muestra la evolución de torque electromagnético (Tem), voltaje de
salida (Vs), comente del rotor (Ir) y corriente de magnetización (Im) lo cual ayuda a
comprender cada una de las regiones de operación y su evolución.
T&it
Región (Je torgz/econstante
Región de potenciaconstante
debilitado)
Figura 1.9 Regiones, de operación del motor de inducción
Estas son las dos regiones de operación más comunes, pero también de acuerdo
al motor se puede trabajar con velocidades superiores al doble de la velocidad
nominal, o se puede mantener la relación V/f para velocidades superiores a la
nominal con máquinas que por ejemplo operen a 220/440 V en cuyo caso se
conecta en 220 a la velocidad nominal y para el doble de la velocidad se usa 440
manteniendo la relación V/f, clarq está, que para que esto sea posible es necesario
poder alimentar al rectificador de entrada con 440V y dimensionar el inversor en
base de este voltaje.
23
1.4. - CONFIGURACIONES PARA OBTENER VOLTAJE Y
FRECUENCIA VARIABLE.
Existen varias configuraciones qi)e permiten pasar de un voltaje alterno de amplitud
y frecuencia fijos a un voltaje alterno con frecuencia y voltaje variable,
(requerimientos para poder controlar la velocidad de un motor de inducción), siendo
los de mayor uso los mostrados en la figura 1.10 [3],
RST pe
Figura 10 (A)
.-J
^L11
-oprjjN
1
F-Í /m»-:» in
1
/Jll
\
Figura 1.10. Esquema^ para la variación de frecuencia y voltaje
En el esquema de la figura 1.10 (a), la variación de la amplitud del voltaje se lo hace
por medio de un troceador reductor, alimentado por un rectificador no controlado y
la variación de frecuencia se lo puede hacer por medio de un inversor.
24
En la figura 1.10(b) la variación del voltaje se lo hace por medio de un
rectificador controlado y la frecuencia de forma similar al anterior, la figura
1.10(c) muestra el esquema que en la actualidad es el más utilizado, ya que el
voltaje DC se lo obtiene directamente de la línea por medio de un rectificador no
controlado trifásico (que en pe.queñas potencias puede ser monofásico) y la
variación del voltaje y frecuencia se logra por medio de técnicas de modulación
PWM.
Los esquemas expuestos no permiten la regeneración, pero si esto es necesario se
debe incluir otro inversor adecuadamente direccionado para permitir la
realimentación a la línea y lograr un frenado regenerativo.
Para un frenado dinámico se intercala entre el inversor y el rectificador, un
troceador que disipa la energía en una resistencia cuando la máquina está
funcionando como generador.
De acuerdo a lo indicado en la figura 1.3 del torque vs el deslizamiento, el
funcionamiento como generador se produce cuando el deslizamiento es negativo,
que por lo general se da con cargas arrastrantes (de gran inercia) y al disminuir
muy rápido la frecuencia de salida del inversor, la inercia de la carga hace que la
máquina no pueda frenar a la misma velocidad de la variación de la frecuencia, por
lo que la velocidad del eje (asincrónica) es mayor que la velocidad síncrona, lo cual
produce un deslizamiento negativo haciendo al término Fír/s negativo que de
acuerdo a la ecuación 1.3 la potencia del entrehierro será negativa, que implica que
la máquina está funcionando como generador, este es un resultado muy importante
para los motores de jaula de ardil|a.
El esquema de la figura 1.10(c) es el que se implementa en el presente trabajo,
obteniendo el voltaje a través de un rectificador trifásico no controlado, el cual pasa
a un inversor que se encarga de alimentar al motor con voltaje y frecuencia
variable.
25'
1.5. - INVERSORES TRIFÁSICOS TIPO PUENTE.I
El inversor trifásico se forma con tres inversores monofásicos, cuyas señales de
control están desfasadas 120° entre sí, formando un sistema trifásico. El puente
mostrado en la figura 1.11 es la configuración típica usada, en la que los
interruptores pueden ser reemplazados por semiconductores de potencia como
Tiristores, Transistores, Mosfets, GTO's o IGBT's.
Si /, 1 J * /<
ocr
" i *3 ss.
i» J
• -» *
L ^>
^^
Figura1.11 Inversor trifásico tipo puente.
Este circuito permite convertir de voltaje continuo a alterno al conmutar
adecuadamente los interruptores, condicionando a que bajo ninguna circunstancia
se cierren a la vez dos interruptores de un mismo ramal. Al usar cargas inductivas
se debe colocar los diodos en paralelo para así poder disipar la energía encerrando
la corriente almacenada sobre la piisma carga.
Para explicar el funcionamiento del inversor tipo puente anterior se presenta en la
figura 1.12 la secuencia de actiyado de los interruptores y la forma de onda de
salida sobre una carga resistiv^ en delta, para un inversor cuasi cuadrado con
conducción de cada interruptor de 180°.
26
SI
S2
S3
S4
S5
S6
3o.i A
3
\í/A
V
E
Figura 1.12 Formas de onda para un inversor cuasi cuadrado
Para obtener un voltaje DC más puro, en el interfase entre el rectificador y el
inversor se coloca un filtro [3] como lo muestra en la figura 1.13 que puede ser: un
inductor, entonces se habla de un inversor como fuente de corriente (IFC o CSI
siglas en inglés); un capacitor, trabajando el inversor como fuente de voltaje (IFV o
VSI), y si se coloca un filtro inductivo y capacitivo se tiene de igual forma un
inversor como fuente de voltaje, ya que la parte capacitiva es la dominante.
27
Becfcificador
Í.F.C.
ZizieaRectificado* Inversor
¿i/tea.Rectificador
Figura 1.13 Tipos de inversores.
En el IFC con una ¡nductancia de un valor elevado el bus de DC se presenta como
una fuente de corriente ideal, con su ¡mpedáncia de entrada tendiente al infinito, en
tanto que para e! IFV se utilizan capacitores de gran valor por lo que la impedancia
de entrada del bus de DC idealmente será cero; este será el esquema que se toma
para el diseño y construcción de! inversor motivo de este trabajo.
El siguiente paso es determinar un método-que pueda implementarse en la
configuración del puente trifásico, el cual permita obtener a la salida voltajes
senoidales trifásicos de voltaje y frecuencia variables, este método es la
modulación de ancho de pulso senoidal.
28
1.6 SPWM MODULACIÓN DE ANCHO DE PULSO SENOIDAL.
Para sintetizar una onda senoidal, de frecuencia y voltaje variable y que además
se pueda implementar en el puente trifásico, se necesita una técnica que utilice
únicamente estados ON y OFF. Esta técnica es la modulación de ancho de pulso
senoidal SPWM (de las siglas pn inglés Sinusoidal Pulse Width Modulated), la
cual consiste en variar el anchp de un pulso de acuerdo al valor de la señal
modulante (senoidal).
Esto se consigue al comparar una portadora de frecuencia mayor, que por lo
general es una señal triangular o diente de sierra, con la señal modulante; si la
magnitud de la modulante es mayor que la magnitud de la portadora estará en
valor 1 u ON y viceversa, de esta forma si ia modulante está en su valor máximo
el ancho del pulso en valor alto será máximo y viceversa, así como lo muestra en
la figura 1.14 donde se usa como portadora a una señal diente de sierra y como
modulante una senoidal. Para recuperar la modulante basta con colocar un filtro
pasa bajo i&ijvla salida con una frecuencia de corte menor a la frecuencia de la
portadora.
ífodulante „ , ,Portadora
wt
Figura 1.14. Modulación de ancho de pulso.
29
Este método posee muchas ventajas, como él techo de que es posible tener
cualquier tipo de señal como modulante, permite hacer un aislamiento entre la
parte de control y la de potencia generándose los pulsos de control con lógica
digital y pasar a través de qptoacopladores y la más importante para las
aplicaciones de control de motores, es que se pueden sintetizar ondas de
frecuencia y voltaje variable que con la ayuda del puente rectificador mostrado en
la figura 1.11 permiten alimentar directamente al motor, que por si solo se
convierte en el filtro de salida obt9niendo menor distorsión armónica a la salida.
Mientras mayor sea la frecuencia de la portadora las componentes armónicas en
el espectro de Fourier se desplazan más hacia el lado de las altas frecuencias
(derecha) siendo más fácil su filtrado [3],
Para el control de motores eléctricos es necesario tres ondas desfasadas 120°
cada una, esto se consigue al tener una portadora única y tres modulantes, por lo
tanto en lo posterior se trata sobre el control de la frecuencia y voltaje trifásico.
1.6.1 VARIACIÓN DE LA FRECUENCIA
Para variar la frecuencia se varía simultáneamente la frecuencia de las tres
señales modulantes, en tanto que la elección de la frecuencia de la portadora
influye en el contenido armónico en los voltajes de salida que aparecen en las
bandas laterales de la frecuencia de la portadora. Las frecuencias de la señal
portadora que por lo general se escogen están en rangos menores a 6KHz o
mayores a 20KHz para salir del rango audible [3].
Se define ia relación entre la frecuencia de la portadora y la modulante como Mf o
relación de frecuencias:
~ 1,28fin .
30
La relación 1.28 puede ser un número entero en cuyo caso se habla de un SPWM
sincronizado, en cuyo caso \^ frecuencia de la portadora no se mantiene
constante y será calculada de acuerdo a la frecuencia de la modulante, por
ejemplo si se desea 50,5Hz y para una relación de Mf=15 la frecuencia de la
portadora deberá ser de 50,5x15=757.5Hz además deben coincidir en el cruce por
cero la seña! portadora y las tres modulantes.
Cuando se elige la relación Mf se debe tratar de que sea un número impar para
eliminar los armónicos pares y múltiplo de tres, debido a que como cada onda
está desplazada 120°x3=360° es decir equivalente a cero grados, eliminando los
armónicos comunes más dominantes que tiene cada fase, además esto permite la
sincronización del inicio de la portadora con cada una de las tres senoidales. Un
valor típico para Mf suele ser 21 y así los armónicos estarán alrededor de 21
veces la fundamental, por ejemplo para 60Hz los armónicos aparecen alrededor
de 1260Hz, pero si la frecuencia es baja por ejemplo 5Hz, como se debe
mantener constante la relación Mf, los armónicos estarán alrededor de 105Hz.
Si se mantiene la frecuencia de la portadora fija la relación Mf no necesariamente
será entero, en cuyo caso se tiene una modulación asincrónica que implica que la
frecuencia de la portadora (triangular o diente de sierra) no inicia en el mismo
instante que la correspondiente onda senoidal, esto se da por que al no ser una
relación exacta entre la modulante y la portadora uno o dos anchos de pulso
pueden estar fuera de proporción por cada una de las senoidales así como lo
indica la figura 1.15 que comparándose con la figura 1.14 se observa que el
primer ancho de pulso no inicia en t=0, además el ancho del pulso marcado 1 es
mayor que el 2, que en el caso de tener sincronización serían iguales.
La falta de la sincronización produce subarmónicos indeseables [3] que pueden
aparecer bajo la frecuencia de la modulante, los cuales no serán filtrados por el
motor sobrecalentándolo y produciendo además posibles vibraciones
dependiendo de su magnitud.
31
IfodulazitePortado ira
Figura 1.15. SPWM asincrónico.
iComo se puede observar este efecto se reducirá si la frecuencia de la portadora
es mayor, para este tipo de modulación se usa la relación Mf mayor a 21
minimizando de esta manera el efecto de la falta de sincronismo al ser los anchos
de pulso que no coinciden menores.
1.6.2 VARIACIÓN DEL VOLTAJE
Para controlar el voltaje de salida, como es lógico se controla la amplitud de las
tres señales senoidales modulantes. La relación entre la amplitud de la portadora
y la modulante se define como índice de modulación M, si se considera que la
amplitud de la portadora se mantiene constante y es la amplitud de la modulante
la que se varía el índice de modulación varía entre O para el valor mínimo de la
modulante y 1 para el máximo.
Considerando que se parte de un voltaje continuo Vdc la referencia de las ondas
senoidales será Vdc/2 ya que el máximo de la seno corresponde a Vdc y el
32
VLL(OUT) = — x M x VLL(IN) 1.34
VLL(OUT) = 0,866 x¡M x VLL(IN) 1.35
Manteniendo la relación V/f constante la frecuencia correspondiente al voltaje
con M=1 (Vout es 0,866 veces e\) es:
/ = 0,86<5 x 60 = 5l,96Hz « 52Hz 1.36
Esto hace necesario una compensación sobre aproximadamente los 52Hz
haciéndose necesario que M sea mayor a la unidad a lo que se denomina
sobremodulación.
34
1.6.3 SOBREMODULACION
La sobremodulación, implica que en la generación del SPWM la modulante
tome valores mayores que los de ía portadora, haciendo que se pierda la
información de estos puntos de la modulante como lo muestra la figura 1.16.
Fundamentaltorsioitadat
wt
Figura1.16 SPWM con sobremodulación.
En la figura se nota la distorsión que existe de la modulante que dependiendo
de la relación de frecuencias Mf y conforme se incremente el índice de
modulación M la onda tiende a ser cuadrada, pero que en general puede
aproximarse a una onda cuadrada para valores de M mayores a tres.
Esto hace que el voltaje de salida no varíe linealmente con el índice de
modulación, con un límite igual al voltaje que se obtiene en un inversor de onda
cuadrada cuyo voltaje pico máxirno está dado por la relación 1,37 [3] siguiente:
35
•\/3 42íx—V2 TI
2V2
Vdc1.37
1.38
= 1103 x M x 1.39
Por lo que el voltaje varía lineglmente con M desde O a 1 y hasta un máximo
con sobremodulacion de 1,103 al llegar una onda cuadrada, así como se
muestra en la figura 1.17.
VLL(OUT)
No lineal
Figura 1.17 Variación del voltaje en función del índice de modulación M,
Por lo tanto se hace necesaria la sobremodulación para mantener la relación V/f
constante para valores de frecuencia aproximadamente mayores á 52 Hz hasta
60Hz. Sobre los 60Hz el voltaje se mantiene constante y se entra a trabajar en
la zona de campo debilitado por las razones expuestas en 1.3.3.4. Al trabajar
con sobremodulación se pierde información de las ondas senoidales
modulantes hasta llegar a una onda cuadrada, por lo cual incrementa el
contenido armónico de las salidas.
36
1.7 GENERACIÓN DE UN SPWM TRIFÁSICO.
Para la generación de un SPWM, es necesario definir la forma de generar las
señales portadora y modulantes, de tal forma que se cumpla con los
requerimientos de frecuencia y voltaje variable para las modulantes y que la
portadora pueda o no sincronizarse según sea el caso de un SPWM sincrónico
o asincrónico.
Este propósito puede conseguirle de una forma analógica, o digital, siendo esta
última la técnica más utilizada en la actualidad.
1.7.1 MÉTODO ANALÓGICO.
Usando diferentes circuitos osciladores analógicos es posible la generación de
una portadora triangular o diente de sierra, que ingresará a tres circuitos para ser
comparada con tres señales senoidales desfasadas 120° cada una, con amplitud
variable desde cero hasta los niveles necesarios para cumplir con la
sobremodulación adecuada para compensar el voltaje de acuerdo a lo expuesto
anteriormente.
Por medio del diagrama de bloques la figura 1.18 mostrado a continuación se
explica gráficamente lo expuesto anteriormente.
Este método de generación implica el uso de sistemas analógicos que deben
ser calibrados en conjunto, lo cual muchas veces da problemas por las
interacciones entre los circuitos, además lograr la sincronización entre las
señales modulantes y la portadora implica circuitos extra que aumentan la
complejidad del sistema en un SPWM sincronizado. Para poder variar la
amplitud de las senoidales se requjere tres circuitos amplificadores que varíen
su ganancia de manera simultanea y en igual proporción; todos estos circuitos
37
son más sensibles al ruido y todo estos aspectos han hecho que esta técnica'
prácticamente no sea usada.
Portadora
Modulantes
Comparadores
Figura 1.18 Diagrama de bloques de la generación de un PWM analógico.
1.7.2 MÉTODO DIGITAL.
En esta modalidad se hace necesario un sistema microprocesado capaz de
generar el PWM por medio de un algoritmo que sintetice la portadora y las tres
señales senoidales desfasadas 120° con amplitud variable.
La forma en que cada microprpcesador o microcontrolador pueda cumplir con
este objetivo, depende de su velocidad de procesamiento, el número de bits con
que trabaja, su capacidad de realizar operaciones matemáticas, entre otros.
Por lo tanto las ondas se pueden Jm^pMntar mediante tablas, o
sintetizándolas mediante algoritmos lo cual implica operaciones matemáticas.
Además se debe considerar que el microcontrolador puede ser usado para
38
realizar otras tareas como el mpnitoreo y control de variables, esto hace que el
microprocesador tenga fa capacidad de generar las señales sin interrumpirse al
realizar otras tareas.
Actualmente se tiene microcontroladores como los de la familia 8X196MX de
INTEL de 16 bits, que permiten la generación de las señales para un SPWM
con frecuencia de la portadora y tiempo muerto programables, todo esto de
manera casi independiente de las otras tareas que pueda estar realizando el
mismo, gracias a que posee entre otros: conversores análogo digitales de
resolución programable a 8 u 11 bits, manejo directo de registros directo sin el
uso de! acumulador, una capacidad de operaciones matemáticas destacable,
entradas y salidas de alta velocidad y mucho más, permitiendo realizar un
control en lazo cerrado del sistema.
También se usan DSP's que por su capacidad y velocidad de procesamiento
permiten realizar los cálculos necesarios de algoritmos que sinteticen las
señales necesarias para generar un SPWM, además de poder controlar al
sistema en lazo cerrado.
Las ventajas de los sistemas digitales como son, su precisión, su inmunidad al
ruido, su facilidad de poder realizar cambios sin modificaciones de hardware
únicamente cambiando su programa, la integración de conversores A/D y D/A
que facilitan el control del sistema, entre otros, superan a los métodos
analógicos por lo cual actualmente los inversores usan este método para la
generación de sus señales del SPWM a más del control de sus sistema.
39
1.8 LOS IGBT's TRANSISTORES BIPOLARES DE COMPUERTA
AISLADA.
Para obtener un sistema eficiente es necesario que las pérdidas tanto dinámicas
como estáticas del semiconductor sean las menores posibles, para cumplir con
este propósito lo ideal es que el semiconductor se comporte como un interruptor.
Las pérdidas de potencia estáticas se presentan cuando el elemento se encuentrai
apagado o encendido. En el primer caso el elemento se encuentra en un estado
abierto o de corte, en e! cual, las pérdidas son función de la corriente de fuga y el
voltaje aplicado entre sus terrpinales. En el segundo caso, el elemento se
encuentra en un estado cerrado o de saturación en cuyo caso las pérdidas son
función de la corriente que circuís por el mismo y su voltaje de saturación.
De los tiempos de encendido y apagado (de corte a saturación) dependen en
proporción directa las pérdidas de potencia dinámicas, por lo cual estas son
propias de cada semiconductor. En la actualidad el semiconductor que presenta
las mejores características de las nombradas anteriormente son los IGBT's, los
cuales se analizan brevemente a continuación.
Los IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistor) o transistores bipolares de
compuerta aislada son elementos muy similares en construcción y operación a los
Mosfets de potencia, compartiendo algunas de sus características más
destacadas [18].
• Son elementos de tres terminales controlados por voltaje.
• Presentan elevada impedancia de entrada y una baja resistencia de salida
típicamente menores que 10mQ que le da un alto factor de amortiguamiento
para cargas inductivas.
• Tienen áreas de operación segura (SOA) muy amplias.
40
• No presentan el fenómeno de avalancha térmica por poseer un coeficiente
positivo de temperatura, es decir que a medida que la temperatura se
incrementa, el coeficiente se incrementa, contrarrestando así, la tendencia del
aumento de la corriente lo aue les permite trabajar a altas temperaturas sin
fundirse,
• Facilidad de control al exigir ppqueñas corrientes de entrada.
• Poseen una razonable tolerancia a picos de corriente.
• Se pueden conectar en paralelo para incrementar su capacidad de manejo de
corriente.
• Poseen una alta ganancia de corriente,
• Son elementos de portadores minoritarios.
• Disipan menor calor que otro semiconductor bajo similares características.
• Son más rápidos que los BJTs.
• Poseen densidades de comente más altas que los MOSFETs de potencia
equivalente, esto hace que requieran de menores áreas de pastillas y pueden
manejar voltajes de salida más altos con muy bajas pérdidas
• Puede -integrar el diodo inverso entre sus terminales de salida, que es
seleccionado según lo requiera el usuario.
Estas son las características más importantes de los IGBTs, por otro lado entre
sus desventajas podemos citar las siguientes;
• Sus tiempos de conmutador) son mayores a los que poseen los MOSFETs,
pero las nuevas generaciones de IGBTs han mejorado estas características.
• Al ser elementos de portadores minoritarios sus características de conducción
tienden a degradarse con la temperatura, por lo cual se limitan a aplicaciones
de baja y media frecuenci?, siendo los MOSFETs de potencia los más
adecuados y eficientes para estas aplicaciones.
Una clasificación para los IGBTs en función de su velocidad [11] es:
- Lentos.
41
- Rápidos.
- Ultra rápidos.
Cada uno de los cuales está optimizado para su rango de frecuencias.
Los IGBTs son muy similares en estructura física a los MOSFET's, pero en su
operación se asemejan más a los transistores bipolares. Desde el punto de vista
eléctrico se puede considerar como un componente híbrido formado por un
MOSFET de conductividad modulada y un transistor bipolar de salida conectados
en una configuración Seudo-Darlington [23].
La figura 1.19 muestra el circqito equivalente de un IGBT NPN así como su
símbolo y terminales.
Colector C r —
/w
Figura 1.19. Símbolo y circuito equivalente de un IGBT NPN
Considerando la figura anterior, en condiciones normales con un voltaje de
compuerta VGE=0, entre colector y emisor circula una corriente de fuga (ICES) muy
débil y el elemento está prácticamente bloqueado. Al incrementar el voltaje
positivo de la compuerta se llega a un punto en el cual se supera el voltaje umbral
(VGE(th)) entrando así el dispositivo en conducción permitiendo la circulación de
corriente a través del colector (le). A partir de este punto un pequeño incremento
del voltaje de la compuerta por ejemplo 0.5V provoca una gran variación de la
corriente del colector como pueden ser 10A.
42
La relación incrementa! entre la poniente del colector y el voltaje de compuerta de
un IGBT define la trasconductanpia del elemento (gfe),en Siemens(S) dada por la
ecuación 1. 40 [10].
Transconductancia = efe = 1.40AFG
Este valor aumenta con la corriente del colector y disminuye cuando se eleva a
valores muy altos, así como por la temperatura, este efecto protege al elemento
contra corto circuitos.
Debido a la baja impedancia de entrada estos dispositivos son sensibles a daños
por electricidad estática (ESD) al ser instalados inadecuadamente, por lo cual
deben ser manipulados tomgndo todas las precauciones como es: no
manipularlos más de lo necesario, mantenerlos guardados en su recipiente
antiestático, durante la soldadura hacerlo con un cautín inalámbrico o
desconectado de la red AC, §ntre otras. Parámetros como niveles bajos de
humedad relativa (menores al 40%) así como la vecindad de campos eléctricos
agravan el problema de la electricidad estática.
43
1.9 INVERSOR TRIFÁSICO CON TÉCNICA SPWM E IGBT's.
Recopilando lo visto hasta este momento se puede conformar el inversor trifásico
requerido, con el cual se controlará la velocidad del motor por medio de voltaje y
frecuencia variable, usando la técnica de SPWM sobre un puente inversor trifásico
que usa IGBT's como semiconductores de potencia.
La configuración del puente será de un inversor trifásico como fuente de voltaje
como lo muestra la figura 1.20. siendo las señales de control formadas con
técnica SPWM las que permiten yariar la frecuencia y la magnitud del voltaje.
R
S w
Figura 1.20. Puente trifásico con IGBT's como fuente de voltaje
Las señales de control se obtienen a partir de la modulación de ancho de pulso de
tres señales senoidales con upa portadora común, cada una de estas está
desplazadas 120° formando así un sistema trifásico balanceado. En la figura 1.21.
se gráfica como se obtienen las señales de control así como los voltajes de salida
de! puente respecto al neutro y uno de los voltajes línea a línea VAB.
44
fase, C\ A \
Fundamental ,/L <. ¡£
'**
\ ^-".
*^t
'^
""•s.
"* ^--^
ÍW
/ ., .---'
^ <•'
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t
5««
>SÍL
sij S"** ---V
"- V^-^
k
FundamentalSsGff
i n
wt
N.wt
Figura 1.21 Formas de onda para un PWM trifásico
Se indica además el tiempo en 9! que conduce cada uno de los semiconductores
formando así e! SPWM. En el SPWM mostrado se sincroniza la portadora y la
modulante por lo tanto se observa la simetría que existe entre los anchos de.pulso
respecto al centro de la senoidal de las ondas de cada una de las fases.
Para alimentar al inversor se usa un rectificador no controlado de 6 pulsos,
colocando en la salida un filtro capacitivo, las señales de control regulan la
frecuencia de la portadora, así como la frecuencia y amplitud de las señales
senoidales modulantes; con lo cual dimensionando adecuadamente los IGBT's
se alimenta directamente a la máquina para variar su velocidad.
46
Diseño de un inversortrifásicp con técnica
PWM
47
2.1. INTRODUCCIÓN.
Este capítulo reseña los puntos más importantes dentro del diseño de un
inversor trifásico tipo puente con IGBT's de 1KVA de potencia, partiendo por los
circuitos de potencia desde el rectificador hasta la salida del puente inversor,
seguido por un sistema microprocesado para la generación de la señales de un
SPWM en el que se puede implementar dos algoritmos sugeridos, el primero
usando una portadora diente de sierra y el segundo una portadora triangular.
En el mismo módulo se incluyen los circuitos para el aislamiento de ias señales
con la parte de potencia, así como también circuitos auxiliares para la entrada
de los valores deseados de frecuencia y voltaje por medio de dos entradas
digitales de ocho bits cada una, además se incluye en este módulo circuitos
complementarios para ei control de la carga del filto capacitivo del rectificador y
el monitoreo del bus DC. Por disposición física se incluye en este módulo
circuitos de detección de fallas y la protección del equipo.
Se construye un segundo módulo microprocesado que permite el interfase con
el usuario; para lo cual por medio de un teclado de 16 teclas se realiza el
ingreso de datos al sistema, lo cual es visualizado en un display alfanumérico de
4 filas con 16 caracteres por fila, a más de cuatro indicadores luminosos (LEDS)
para el estado del sistema, sentido de giro y condición de faíla, además se
¡mplementa eí interfase con el computador bajo norma RS-232. Están además
disponibles entradas en niveles digitales para la selección del sentido de giro y
pulsos provenientes de un encoder óptico; en niveles analógicos se encuentra
disponible una señal de 10 voltios como salida para conectar un potenciómetro
en el control externo o por medio de una señal de O a 10V que, además se
dispone de una entrada de O a ±5 voltios para un tacómetro. En el caso de falla
se deshabilita las salidas y se ipdica esta condición en el display alfanumérico,
uno de los LEDS y por medio de una alarma.
48
2.2 DIAGRAMA DE BLOQUES DEL INVERSOR.
Por medio de un diagrama de bloques se sintetiza en conjunto el inversor a
diseñarse, indicando sus partes generales y los módulos que las contienen
permitiendo una mejor comprensión de los diseños siguientes. La figura 2.1
muestra el diagrama de bloques del inversor integradas en cinco módulos. El
primero contiene el conjunto de diodos que forman el puente rectificador no
controlado llamado Módulo rectificador, el siguiente se compone del filtro para el
rectificador con su respectivo circuito de arranque que se explica en la sección
correspondiente, así como dos fuentes de alimentación aisladas para
alimentación de los circuitos, la una de cinco voltios para la parte digital que se
muestra con línea continua y la otra de 12 voltios para la parte analógica
indicada con línea cortada, estos circuitos se incluyen en el Módulo de fuentes
aisladas.
R >
S 'Módulo
Rectificador
Figura 2.1. Diagrama de bloques del inversor.
El siguiente módulo se compqne del circuito manejador de los IGBT's y el
puente inversor trifásico denominado Módulo puente inversor con IGBTs,
siendo los anteriores los módulos de potencia.
49
Para el control y generación de señales se dispone del Módulo PWM donde se
encuentra el microcontrolador en el que se implementan los algoritmos para la
generación de los anchos de pulso que alimentarán al manejador de IGBTs, en
esta tarjeta se incluye los circuitos que detectan las fallas del sistema así como
circuitos de protecciones y detección de fallas de las diferentes etapas del
conjunto. Por último, está el denominado Módulo de Inferíase en el que otro
microcontrolador es el encargado de manejar los periféricos que se utilizan para
interfase con el usuario.
2.3. MODULO RECTIFICADOR DE SEIS PULSOS.
El primer módulo a ser analizado es el puente trifásico, que se compone por 6
diodos que toman el voltaje trifásico de la red y lo rectifican. La figura 2.2
muestra la estructura y formas de onda del mismo, esta configuración es
conocida también como rectificador de seis pulsos. El voltaje pico a la salida del
rectificador está dado por la relación 2.1 siguiente:
220xV2 =311,13.7 2.1
Este voltaje al ser filtrado por medio de un capacitor adecuado se convierte en el
voltaje de! bus DC, este dato conjuntamente con la potencia de 1KVA y
considerando un rendimiento dpi 80%, debido a que, por el método usado el
voltaje de salida es ei 0,86 del voltaje de entrada a un índice de modulación de
uno de acuerdo a la relación 1.35 y considerando un 6% de pérdidas en los
elementos, se calcula la corriente que circulará por los diodos del rectificador
que de acuerdo a la relación 2.2 será:
=4,02.4 2.2311.7x0,8
50
R
D3
D4
D5
Vout
D6
RS RT
Figura 2.2 Rectificador de seis puisos y formas de onda.
Cada uno de los diodos conduce 120° por lo tanto la corriente RMS esta dada
por la relación 2.3:
Irms =1 3
x \In~dtV" -77" *
.~~ 232A3
2.3
51
Esta es la corriente nominal que soportan cada uno de los diodos, pero los picos
de corriente que deben soportar los diodos son función del filtro, la carga y el
rizado que se desee a la salida del rectificador el que normalmente debe ser
menor al 5%. La figura 2.3 muestra los ángulos de conducción de cada diodo sin
filtro, así como los correspondientes con filtro, con estos datos puede deducirse
el pico que soporta e! diodo.
Ays
J-^u
60°
JfíS
-p^~ ^vTr"
Kr^
^*^*'. "\
V k /
Rizado
/\ X
X
Figura 2.3. Conducción de cada diodo con y sin filtro.
Sin el filtro de salida cada uno de los diodos conduce 120° y con filtro el tiempo
de conducción del diodo será Y, que como se observa es función del valor del
rizado, además el filtro hace que dentro de cada periodo el diodo conduzca cada
60°, por lo tanto él ángulo al cual empieza a conducir el diodo Xestá dado por la
relación 2.4, que confirma que es función directa del rizado.
52
Vp x sen(z) — Vp — Vp x Rizado
VP
X = sen 1 (l - Rizado ) 2.4
Ei tiempo de conducción Y'del diodo se obtiene de la relación 2.5
= 90°-^ 2.5
Con las relaciones anteriores y la ayuda de la figura 2.4 se puede determinar el
valor del pico del diodo; considerando conducción continua y la corriente
constante, la cantidad de energía que debe entregar el diodo al capacitor en los
dos tiempos Y debe ser la misma que el área que se tendría sin filtro.
—i Xn
60°
120°
Figura 2.4. Picos de corriente en los diodos.
53
Para simplificar se toma que una de las áreas pintadas sea igual a la mitad del
área total, es decir tomando 60° de conducción, esto es:
60°xlnIpico = 2.6
7
De las ecuaciones 2.4, 2.5 y 2.p e! pico de corriente está dado por ia ecuación
2.7.
60°2.7J-f-s < v> , v <•» j./ t
90°-sen-1(l-£/za¿fo)
Esta relación permite dimensionar los picos de corriente que deben soportar los
diodos en el caso de un rectificador de seis pulsos con filtro capacitivo.
Reemplazando los valores de la corriente nomina! dada por la relación 2.2 y
asumiendo un rizado del 5% la porriente pico de los diodos es;
Ipico = -. : x 4,02,490°-¿en''(I-0.05)
Ipico = - _ x 4,02,4 = 13,26 A 2.818,19°
El voltaje pico inverso que soporta cada uno de los diodos es de igual al voltaje
pico, es decir 220x-V2 =311,127; siendo este el último parámetro faltante para
dimensionar los diodos.
54
De esta forma los diodos deben cumplir con las siguientes especificaciones
mínimas:
• Corriente nominal RMS > 2,32 A.
• Corriente pico > 13,2 A.
• Voltaje inverso > 311V.
Para el presente caso por costo y robustez se armo el puente trifásico mediante
tres puentes monofásicos de 5 amperios cada uno, quedando el esquema como
el mostrado en ia figura 2.5.
5o-
D2 1
D3
-Fr—r
Vout
Figura 2.5. Puente trifásico mediante tres puentes monofásicos.
Estando los diodos en paralelo su capacidad de corriente se duplica por lo cual
el puente queda sobredimensionado, pero económicamente es factible ya que
es más económico comprar los tres puentes monofásicos que los seis diodos,
además su montaje es más sencillo que el de los seis diodos debido a que se
encuentran en un encapsulado plástico aislado, permitiendo montarse sobre el
mismo disipador.
55
2.4. FILTRO CAPACITIVO PARA EL RECTIFICADOR.
El valor del filtro depende del rizado que se desee y de la corriente nominal de la
carga, partiendo de la relación entre el voltaje y la corriente para un capacitor
dada por 2.9, puede aproximarse a la ecuación 2.10 tomando la carga y
descarga del capacitor como lineal.
2.9. C
— xAt 2.10C
De acuerdo a la figura 2.3 del tiempo de conducción de cada diodo el capacitor
debe entregar la corriente nominal el tiempo que no conduce el diodo, esto es
60°-Y por lo tanto combinando las ecuaciones 2.4 y 2.5 de los tiempos de
conducción del diodo y capacitor, pasando a tiempo con frecuencia de 60 Hz se
tiene:
A.¿ = - x(60°-7)/x360°
A.í = - xfóO°- 90° + sen"1 (I-rizado}}/x360° L J
A./ = -^ x \SQn~1 (1-Rizado)-30°} 2.11/x360° L J
56
Reemplazando en la ecuación 2.10 y considerando que la variación del voltaje
es el voltaje pico por el rizado, se deduce la ecuación para determinar el valor
del capacitor dada por la relación 2.12.
Cx/x360
7 x [sen"1 (1 - Rizado) - 30Q]Vpx Rizado* /x360°
Considerando para el presente caso un rizado del 5% y que la corriente nominal
es de 4 A, el valor del capacitor será;
4 xjjeyT1 (1-0,05) -30o]
311x0,05x60x360°
Para tener un rizado menor se usa tres capacitores en paralelo de 220uF cada
uno y con un voltaje mayor al voltaje pico, es decir 311 V, por lo tanto el
capacitor equivalente usado es de 660 uF 385 V, teniendo así un rizado menor
al 5% y puede soportar hasta 385V.
2.4.1 CIRCUITO DE CARGA Y DESCARGA DEL CAPACITOR.
El momento de la conexión de la energía el capacitor se encuentra inicialmente
descargado, consumiendo en el inicio gran corriente que va disminuyendo
conforme se va cargando el capacitor; para limitar el pico inicial de corriente y de
esta manera proteger a los diodos del puente se usa un circuito de arranque o
carga inicial de los capacitores como el indicado en la figura 2.6
57
El capacitor se carga a través de la resistencia Re, de cuyo valor depende el
pico inicial de corriente, cuando la carga comienza a ser constante el relé
cortocircuita la resistencia y el bus de DC queda listo.
R
S
T
VvY
Rh
f-o Vsens o ar
Ra
DC
Figura 2.6. Circuito de carga y descarga del capacitor
Al retirar la energía del inversor el capacitor retiene su carga, lo cual puede
resultar peligroso para el usuario, por lo tanto es recomendable tener un circuito
de descarga. La figura 2.7 también muestra el circuito de descarga del capacitor
a través de una resistencia de descarga Rd, siendo recomendable que el bus de
DC se descargue a un valor menor a 45V en un periodo de SOS, además se
indica la descarga a través del LED que se encuentra en serie con Rd de mucha
utilidad para evitar descargas al realizar revisiones del equipo [5].
Partiendo de ia descarga debido a que permite dimensionar Rd que queda en
serie para la carga se tiene que al retirarse la energía, el circuito está
compuesto por el capacitor, la resistencia Rd y el LED, describiendo la relación
2.13 al circuito, que es obtenida al desarrollar y reemplazarla relación del voltaje
en un capacitor como se describe a continuación
C
58
Las condiciones iniciales son; en t=0 Vc~E y en t=oo Vc-0 con lo que K2-E y
K1=0, con estos valores para las condiciones descritas se determina Rd de la
siguiente manera:
Ve = Ex e Rd*c 2.13
1lnVe RdxC
Rd = -.
660z/Fxln(311
fe
= 4702688n
Por lo tanto una resistencia de un valor igual o menor a 47KQ cumple con las
condiciones para la descarga.
La potencia que debe disipar la resistencia se puede determinar considerando
que para tener un voltaje menor a 'os 45 voltios luego de 60 segundos se toma
Rd=39 KQ y que la peor coñdipión para la resistencia es cuando comienza la
59
descarga, con lo que la potencia inicial a disiparse es dada por la relación 2.14
siguiente:
= — = - — = 2,48)^ 2.14Rd 39000
Como el voltaje va reduciendo de forma exponencial esta potencia irá
reduciendo con lo que ia potencia promedio será menor, por este motivo la
resistencia que se elige es de 39KÍ2 2W, disipando adecuadamente ia descarga
y cumplir con las recomendaciones del tiempo de descarga [5].
La corriente máxima a través de Rd, que será la inicial de descarga dada por la
relación 2.15 siguiente:
— = - - = 7,98mA 2.15R 39000
Esta corriente es menor a la nominal del LED encendiéndose sin ningún
problema.
Para sensar el voltaje del bus de DC tanto para monitoreo como para la entrada
del relé se coloca en paralelo con el capacitor un divisor de voltaje formado por
Ra y Rb de la figura 2.6. Considerando que el voltaje de la parte analógica es de
12V, el voltaje equivalente a sensar debe ser menor.
Se toma 8V como equivalente al voltaje nominal 311V, dejando un rango para la
medición de sobrevoltajes en el bus de DC con lo que el divisor de voltaje es
dado por la relación 2.16 siguiente.
Ra.V sen sor - Ex 2.16
Ra + Rb
60
De la ecuación anterior la relación entre Ra y Rb es dada por 2.17:
F
\Veqi
2.17
Para no afectar sobre Rd y reducir la corriente circulante por estas, se elige
Ra-27KD y Rb=1MQ esto forma una resistencia de descarga equivalente RdJ
RcT=39Kn_L 1027Kn= 37.57KQ.
En la determinación de la resistencia Re se debe considerar en el circuito de la
figura 2.6, la resistencia Rd' equivalente queda en paralelo con el capacitor, y
este conjunto está en serie con Re, por lo tanto el capacitor se cargará a un
voltaje menor al de ia fuente.
Reo—VA-
fíeq
E VC — Eeq Vceg
Figura 2.7. Circuito equivalente.
El voltaje en el capacitor debe ser lo mayor posible para que así, al momento de
entrar el relé, tener un salto de voltaje menor, por lo tanto se toma un
61
voltaje10% menor al nominal y mediante el circuito equivalente se determina el
valor de Re. La figura 2.7 muestra el circuito equivalente y las relaciones para
determinar Req y Eeq son dadas por 2.18 y 2.19. y de la relación para el voltaje
equivalente se deduce ia relación 2.20 para determinar Re como se indica a
continuación;
Eeq = Ex 2,18M+Rc
2.19
-l 2.20
Ro = 4159Q
Tomando R1=2800Q, la peor condición será al inicio de la carga siendo su
potencia:
Rl 2800
Se usa dos resistencias de 5.6KQ de 5W con ío que se tiene una resistencia
equivalente de 2800O y 10W, esta resistencia soporta mayor potencia al inicio
de la carga pero va disminuyendo conforme se va cargando el capacitor, el
exceso de calor se disipa fácilmente ya que luego de entrar el relé esta
resistencia queda cortocircuitada.
Para el dimensionamiento de! relé se debe considerar que luego de
cortocircuitar la resistencia de qarga, sus contactos deben soportar la corriente
62
que circula a través del bus de DC y que su capacidad de interrupción debe ser
mayor al voltaje DC. De acuerdo a estos parámetros se elige un relé que cuyos
contactos soporten una corriente mayor a 4 amperios y que tiene una capacidad
de interrupción de un voltaje mayor a 311 voltios DC, de acuerdo a los valores
correspondientes a los calculadas utilizando las ecuaciones 2.1 y 2.2.
2.5. MODULO DE FUENTES AISLADAS.
Para alimentar a los circuitos de control y auxiliares se hace necesario fuentes
de alimentación; para el presente caso es necesario tres voltajes diferentes: 5
voltios para alimentar a la parte digital, 12 y 5 voltios para la alimentación de la
parte analógica, siendo indispensable que las dos referencias estén aisladas,
usando un transformador con dos bobinados secundarios independientes uno
de 8 voltios AC para la parte digital y el otro de 13 voltios AC para la parte
analógica.
Para la parte digital el consumo estimado de cada uno de los dos circuitos
microprocesados es de 200mA y para sus circuitos auxiliares a estos de 200mA
con lo que la fuente de la parte digital debe suplir una corriente de
aproximadamente GOOmA. Para las fuente analógica el consumo estimado es
de 300mA
El voltaje de DC se obtiene rectificando el voltaje AC entregado por el
transformador, que luego pasa por un regulador de voltaje 7805 o 7812, según
sea el caso, con sus respectivos filtros capacitivos de entrada y salida.
Estos circuitos junto con el filtro capacitivo del rectificador trifásico, el relé de
carga, los circuitos de carga y descarga se montan sobre una misma tarjeta,
formando así el módulo de fuentes aisladas.
63
El circuito completo se muestra en el diagrama 2.1 en el que se indica ios
conectores para las entradas desde el transformador y rectificador, cuya
nomenclatura se interpreta de la siguiente manera:
• T5a: Terminal a del bobinado del transformador para 5 voltios (digital).
• T5b: Terminal b del bobinado del transformador para 5 voltios (digital).
• T12a: Terminal a del bobinado del transformador para 12 y 5 voltios
(analógico).
• T12b: Terminal b del bobinado del transformador para 12 y 5 voltios
(analógico).
• IN REC+: Entrada del rectificador trifásico, punto positivo.
• BUS DC: Salida del bus DC.
• NEG: Referencia negativa de la parte analógica (bus DC, 12 y 5 VDC
analógicos).
Para la salida de las fuentes de alimentación se disponen dos conectores que
alimentan a las tarjetas con los respectivos voltajes.
Los bobinados del transformador que alimenta a las fuentes, están constituidos
de la siguiente manera:
• Primario 1320 vueltas con calibre # 34.
• Secundario 8 voltios 90 vueltas con calibre # 26.
• Secundario 13 voltios 145 vueltas con calibre # 28.
64
HEADER 3
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1
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C
VI
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4lO
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HV
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I
+ ~- lO
Ou
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2.8K/ÍOW
~n
*
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CC
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°^
K
^
<> Í2
S
V BUSDC
RELÉ
.luF 400V
i 2 3 4
^ 1
i
^ 3
VCC 12
GND 12
T DIG |
HEADER 4
i 2 3 4 5
>=
HEADER
VCC 5 |
VCC 12
GND 12
T DIG
1
S
KAREL ESFINOZA T.
Title
MODULO FUENTES AISLADAS Y FILTRO
Sise Document Number
ft
DIAGRAMA 2.1
Date;
March 16, 20OO|Sheet
of
REV
K.E
2.6 MODULO PUENTE INVERSOR CON IGBT's
El bus de DC alimenta a un inversor tipo puente compuesto por seis IGBT's
como lo muestra la figura 2.8, el mismo que alimenta directamente al motor.
DC U
**
Figura 2.8. Inversor trifásico tipo puente con IGBTs
Para el dimensionamiento de los IGBT's se considera: la corriente, voltaje dé.
trabajo y frecuencia de conmutación, por lo tanto se debe determinar cada uno
de estos parámetros para la selección de los mismos.
2.6.1. SELECCIÓN DE LOS IGBT's.
El voltaje que soporta cada elemento es el que entrega el Bus de DC que de
acuerdo a lo expuesto en la sección 2.3 es de 311V, la corriente que circula por
cada elemento es la corriente RMS para la potencia especificada,, debido a que
para cualquier valor de frecuencia e índice de modulación se debe mantener la
corriente constante como se explico en el primer capítulo; por lo tanto la
corriente nominal por fase para 1KVA y fp=0,85 está dada por la relación 2.21
2207x^x0,85=3A 2.21
66
La corriente pulsante.máxima que conduce cada semiconductor será la que
entrega el bus de DC dada por la relación 2.2 es decir 4 A, Por lo tanto los
IGBT's deben cumplir con las características mínimas de operación siguientes:
• Voltaje > 311V.
• Corriente RMS > 3 A.
• Corriente pulsante > 4 A.
Dando un factor de seguridad de aproximadamente 4 veces se eligen los IGBTs
de International Rectifier IRG4BC30UD de última generación (cuarta generación
IRG4); son IGBT's ultra rápidos con diodo incluido que entre sus características
principales están;
• Voltaje de operación colector emisor 600V.
• Corriente constante: 23 A @ 25 °C y 12 A @100 °C.
• Corriente pulsante: 92 A.
• Corriente del diodo: 12 A
• Disipación máxima de potencia: 100W @ 25 °C y 42W @ 100°C.
• Optimizado para trabajar con frecuencias de 8 a 40 KHz.
El sobredimensionamiento va de acuerdo a lo que recomienda el fabricante
para la potencia de esta aplicación.
67
2.6.2.CIRCUITO MANEJADOR DE IGBT's.
Para la activación de los IGBT's se debe considerar que en la parte inferior del
puente se tiene una misma referencia para las señales de control y para la
aparte superior se debe tener tres referencias independientes con respecto al
emisor de cada uno de los IGBTs. Este problema puede ser superado con ei
uso de cuatro fuentes independientes o por medio de un circuito manejador de
IGBTs fabricado por la misma casa International Rectifier, que permite manejar
directamente a un puente trifásico de IGBT's con una sola fuente de
alimentación, este es e! IR2130 cuyo circuito lo muestra la figura 2.9. Además
entre sus características incluye circuitos para la detección de sobrecorriente,
amplificador operacional para la señal de corriente, lógica que evita que dos
semiconductores de una misma rama se activen, detección de bajo voltaje de
alimentación y generación de una zona muerta entre la conmutación de dos
elementos de una misma rama.
IR21301234567331011121314
VCCHIN1HIN2HIN3LIN1LIN2LIN3FAULTITRIPCftO
VSSVSOLOS
VB1HOiVS1
VB2H02VS2
VB3HO3VS3
L01LOS
2a2726
242322
201913
1G15
IR2130
Figura 2.9. Circuito manejador IR2130.
En caso de falla de cualquier naturaleza el circuito inhibe las salidas e indica
esta situación llevando |a señal FAULT a un 'nivel bajo debiendo resetearse para
que el circuito vuelva a operar. Las entradas cfe^las señales de control son
68
totalmente compatibles con niveles 5V CMOS, LSTTL y su voltaje de
desplazamiento máximo (Voltaje del bus de DC) es de 600V, puede alimentarse
por una fuente desde 10 a 20VDC.
Se describe a continuación sus pines y su función:
VB 1,2,3: Voltaje de alimentación flotante de la parte superior.
Vs 1,2,3: Voltaje de desplazamiento de la parte superior.
VHO 1,2,3: Voltaje de salida flotante de la parte superior.
VC'C: Voltaje de alimentación.
VSS: Tierra lógica.
VLO 1,2,3: Voltaje de salida de la parte inferior.
HIN 1,2,3: Entradas de la lógica de la parte alta.
LIN 1,2,3: Entradas de la lógica de la parte baja.
FAULT: Señal de falla.
ITRIP: Entrada de la señal de sobrecorriente ( Para valores > 0,5V activa falla)
VCAQ: Salida de voltaje del amplificador operacional integrado.
VCA- : Entrada invertida del amplificador operacional integrado.
En las señales de entrada se ingresan los pulsos provenientes de la tarjeta
PWM, los cuales se aislan por medio de opto acopladores. La señal de FAULT
es llevada hacia la tarjeta PWM y la de interfase, de igual manera por medio de
un opto acoplador. Para ia medición de la corriente del bus de DC se utiliza una
resistencia serie sobre la cual se mide el voltaje equivalente a la corriente
circulante, esta señal se ingresa tanto al pin ITRIP para compararse con un
voltaje de 0,5 V y activar la condición de falla en caso de ser mayor, e
internamente queda conectada al amplificador operacional interno el cual
amplifica esta señal en función de la ganancia externa programada, esto se
explica de mejor manera con la figura 2.10.
69
SALXDAo-
CA-
vss
2130
vcc
_MV55
> Falla
Ti
KFVvV
-vw-
-VW
DC)
Figura 2.10. Medición de la corriente mediante el IR2130.
El voltaje que cae en la resistencia RS debe ser ligeramente mayor a 0,5 V
cuando circule la corriente nominal y por medio del potenciómetro se calibra el
valor de corriente al que se desee, de tal forma que a este valor el voltaje que
ingresa a ITRIP sea superior a aproximadamente 0,5V para que actúe la
protección interna e inhiba las salidas, por lo tanto para tener un rango de
calibración RS estará dada por la relación 2.22
VESIn
2.22
La corriente nominal In que circula a través del bus de DC a 1 KW en la salida es
4 A dado por la relación 2.2. El voltaje que debe caer no debe ser elevado ya
que se eleva la potencia de la resistencia y además incrementa las pérdidas, por
lo que se elige un voltaje VRS=0,6V , con lo que RS llega a ser 0,15 ohmios y
su potencia debe ser mayor a-P=0,6x4= 2,8W por lo que se elige Rs = 0.15Q/5
W,
70
La resistencia RS está intercalada entre el puente trifásico y el retorno del bus
DC y el voltaje que cae a través de esta resistencia ingresa directamente al
amplificador operacional interno que posee las siguientes características:
Voltaje de entrada: -5 a 7 voltios.
Voltaje de salida: O a 5,2 voltios.
Ancho de banda: 1 MHz.
Slew Rate: 6V/uS
Si en RS cae hasta 0,7 voltios a corriente nominal, será conveniente que a este
valor se obtenga e! máximo valor de saiida del amplificador, por lo que la
ganancia de voltaje será de 5 / 0,7-7,14, por lo tanto para determinar los valores
de R1 y R2 se usa la relación 2.23 que es la ganancia para un amplificador no
inversor.
i -Av = 2.23R2
Lo que resulta en :
7.13 =R2
Eligiendo R2=4,7Kn, R1 debe ser de 28.8KQ por lo que se toma R1-27 KQ. De
la figura 2.10 la resistencia RF y el capacitor CF se usa como filtro de'la señal,
cuyos valores recomendados pqr el fabricante [10] son RF=1KQ y CF=1nF.
71
El manejador se conecta con los IGBT's como lo indica la figura 2.11 , en la que
se muestran los elementos adicipnales que se deben usar para formar la fuentes
flotantes.
R213O
vcc
3VB1
H02
VSÍ
VB2
fí02
VS2
VB3
HQ3
VS3
i 03
L-02
L03.
VSS á
VSO
Itíll
n
i^á
ru2 i
C2
\.&>A
T_D3
RG\¿ AVVV
_
-KA A AVVV
RG\/VVV
RA A AV V V
RG xdA A A UfVVV ^±
vVv
RGA A \V
RGA A Av vV
RG $A, A. A 1 I JVVV "s2!
LZ*3A A A,
V /V
KS
rtfv¿
) AV
ít
) íí/
'íS
/ ac
rtf
^ s ry
; jcX
[J J V- ("BUS DC
Figura 2.11. Conexión del IR2130 con los IGBPs.
Para desplazar la referencia hasta el nivel del emisor correspondiente, se usa
los condensadores C1 a C3 y los diodos D1 a D3, se recomienda el uso de
capacitores de 0,1uF y deben ser colocados lo más cercanos al integrado, los
diodos deben ser rápidos y soportar un voltaje superior a! del bus de DC. Las
72
resistencias RG son usadas para atenuar picos negativos del IGBT al apagarse
y se recomienda valores desde 10Q a 80 O [10] , siendo el valor más usado
RG=23£1 Considerando que a menor valor de RG el IGBT se apaga más
rápidamente pero la amplitud del pico negativo se incrementa, opuestamente al
incrementar RG se reduce los picos pero el tiempo de apagado se incrementa,
al igual que las pérdidas dinámicas en el IGBT, De acuerdo a tablas de [10] para
un valor de RG=OQ se tiene un pico negativo de 90V con un tiempo de apagado
de aproximadamente 5nS y para RG=23Q el pico se reduce a 20V con un
tiempo de apagado de aproximadamente 38nS.
Las resistencias R y los diodos D4 a D6 se usan para atenuar los picos
negativos que retornan al circuito integrado, de igual manera por medio de
tablas se elige R=10íl con lo que se tiene un pico negativo sobre el integrado de
10V.
Se recomienda además conectar un capacitor de 10uF en el impreso entre los
terminales del bus de DC atenuando el ruido producido por las conmutaciones
[10],
Las señales del circuito manejador deben estar lo más cercanas posibles a las
compuertas de la parte de potencia, por este motivo el manejador y el puente de
IGBT's están en una sola placa cuyo esquema se muestra en el diagrama 2.2
mostrado a continuación.
73
CON1
<Fft5E A
<FASE
<FA5E C
—n
~T
2~
~^2
~
^2_
4- C
3 ""T
***
^^
Í^
T^-
C5
^^p
. C
S-T
^ l
Ou
F
il
. lu
FJl
. l
uF
ll
. lu
F^1
4
50
V
T
CONEC
vcc
HIN1
HIN2
HIN3
LIN1
LIN2
LIN3
FAULT
ITRIP
CAO
CA-
VSS
VSO
LOS
MODULO PUENTE INVERSOR CON IGBT's
Documetlt Number
DIAGRAMA 2.2
Date:
March 16. SOOQjSheet
1
of
RE
VK
.E
2.6.3. DISIPADOR DE CALOR.
Las perdidas de energía del semiconductor y por ende su calentamiento deben
disiparse de manera adecuada, por lo que es necesario determinar.las pérdidas
y así dimensionar el disipador más adecuado para garantizar la vida útil de los
semiconductores y su correcto funcionamiento, usando las relaciones y datos de
las referencias [3] y [10] para toda esta sección, se determina el disipador
necesario y se verifica si ei utilizado es correcto.
Lo primero es la determinación de la potencia que disipan los semiconductores
debido a las pérdidas dinámicas y estáticas. Para las pérdidas dinámicas (en
mJ) tomamos la curva de Energía de Pérdidas Totales por Conmutación vs
Corriente de Colector Emisor de las hojas de datos del fabricante [11] para 311V
y 3 A, valores a los que trabajan los IGBT's de acuerdo al literal 2.6.1, se tiene
aproximadamente 1,5mJ de pérdidas totales por conmutación, este valor se
contrasta con los tabulados que para 480V 12A las pérdidas son 0,89mJ las que
escalándose para 311V y 3A, se obtiene 0,1446mJ por lo que se toma 0,15 mJ
como pérdidas totales de conmutación. Para obtener la potencia de pérdidas
por conmutación se divide para el período de la frecuencia de la portadora que
es igual a 255uS (analizada en 2.7.1.2), estando la potencia total de pérdidas
por conmutación Pc dada por la relación 2.24 siguiente:
=
c T 255uS
Este valor incluye las pérdidas en el encendido, apagado y las del diodo de cada
uno de los seis IGBTs,
Para el cálculo de la potencia de las pérdidas en conducción se toma el caso
cuando la relación de trabajo es 0,5 ya que en una rama del puente los IGBT's
conducen de manera complementaria. Con la corriente nominal por línea de 3A
75
y el voltaje colector emisor de saturación dado por el fabricante (1,9V) la
relación 2.25 se determina la potencia disipada al conducir un IGBT,
r /2i rPON = — \ x In.dt
1I l/yi^i ^s i-in sJ-f-
2.25T
-i 127,5
255ns 0
P =2 9WJ ON ^?rr
Las pérdidas cuando ei elemento no conduce se pueden despreciar por la baja
corriente de fuga que este presenta, por lo cual la potencia de pérdidas total PPT
que disipa el puente es de:
=6x (0,588 + 2,9) =
La relación 2.26 determina la resistencia térmica del conjunto y así saber cual
es ia resistencia térmica que debe tener el disipador a usarse.
RQja = R0jc + R8cs + R6sa 2.26
Siendo;
R0ja = resistencia térmica juntura ambiente (juntíon ambienf).
R9jc = resistencia térmica juntura encapsulado (Juntíon case)
R0cs = resistencia térmica encapsulado disipador (case s/n/c)
RGsa = resistencia térmica disipador ambiente (s/n/c ambient)
76
Los valores de R0jc y R9cs se encuentran en las hojas de datos del fabricante
[10] para R0ja se determina mediante la relación 2.27 en la cual interviene la
potencia de pérdidas calculada anteriormente.
(TI • max - Ta. max )= ±¿ L 2.27
Potencia
La temperatura máxima de la juntura, de acuerdo a las hojas de datos, a la cual
el elemento puede trabajar sin deterioro es 100°C y para la temperatura
ambiente se considera 30°C con lo que la resistencia térmica queda
determinada por la relación 2.28.
228
2W
Para el disipador es necesario determinar la resistencia térmica disipador
ambiente R0sa, la cual usando 2.26 y 2.28 se obtiene la relación 2.29 que
permite calcular este valor.
R9sa = ROja - (ROjc + R6cs) 2.29
De las hojas de datos del fabricante se obtiene R0jc y RGcs con lo que:
R Osa = 3,33- (l,2 + 0,5) = 1,663° CIW
De lo calculado se encuentra que es necesario un disipador con una resistencia
térmica menor a 1 ,7°C/W.
77
2.6.3.1. CALCULO DE LA RESISTENCIA TÉRMICA DE UN
DISIPADOR.
Se procede a continuación a determinar si la resistencia térmica del disipador
disponible para esta aplicación es adecuado, definiéndose la resistencia térmica
como la relación entre ía diferencia de temperatura y la potencia a transferirse
entre dos medios [3]. Con este propósito es necesario determinar la
transferencia de calor por radiación y por convección que conjuntamente
permiten encontrar la resistencia térmica del disipador.
Para determinar la transferencia de calor por radiación se usa la ley de Stefan-
Boltzman dada por la relación 2.30 [3] siguiente:
2.30
Donde E es la emisividad de la superficie, que para aluminio pulido (material del
disipador disponible) es 0,05 y para aluminio recubierto con oxido oscuro es 0,9;
Ts es la temperatura del disipador en grados Kelvin; Ta la temperatura del
ambiente en grados Kelvin y A es el área exterior del disipador, es decir el área
del paralelepípedo que contiene al disipador.
La relación 2.31 [3] determina que la resistencia térmica por radiación es:
R9.rad = = ,—. 2.31-
Para la determinación de la resistencia térmica del disipador se usa como
temperatura del disipador 120°C=393K y como temperatura ambiente
20°O293K [3], reemplazando estos valores se obtiene la relación 2.32
simplificada para la resistencia térmica por radiación:
78
„„ , 0,10643 000R0.rad = — 2.32
ExA
Para la transferencia de calor ppr convección hacia el aire a nivel del mar se usa
la relación 2.33 [3] en la que; AT es similar que para la relación anterior; dvert es
la altura que tiene el disipador de acuerdo a la posición en la cual va a ser
colocado; Fred es un factor de reducción [3] en función de la separación entre
las aletas que posea el disipador y A es la superficie total del disipador.
ÍATf'25—^ 2.33
(dvert) '
Al usar 120°C para la temperatura del disipador y 20°C para la temperatura
ambiente [3] se puede simplificar esta relación, que al combinarse con la
definición de resistencia térmica dada anteriormente, se obtiene la relación 2.34
simplificada de la resistencia térmica por convección.
/ T A0.25(dvert)Rv.conv = 2 34
Ax Fred
La relación 2.35 combina el efecto de la resistencia térmica de convección y la
resistencia térmica de radiación, que es la resistencia térmica total del disipador
[3].
RB.convxR6.rad ^R0.sa = 2.35
R0.conv + R0.rad
En la figura 2.12 se muestra up esquema de del disipador disponible con sus
dimensiones, con el que se procederá a calcular las áreas correspondientes
79
para la resistencia térmica por radiación y por convección, para mediante ia
relación 2.35 determinar la resistencia térmica total del mismo.
Z45
Figura 2.12. Disipador disponible.
Para la resistencia térmica por radiación se determina el área exterior al
disipador y para la resistencia térmica por convección se calcula el área de
todas las superficies en el disipador esto es:
80
=0,1071347?z
El disipador que se dispone es de aluminio pulido para el cual £=0,05 y la
separación entre sus aletas es de 8mm lo que da el factor Fred=0,7 [3], el
disipador se coloca en la posición indicada por la figura 2.12 por lo tanto
dvert=0,05m; reemplazando estos datos en las ecuaciones 2.32 y 2.34 se
encuentra la resistencia térmica por radiación y convección que al reemplazarse
en la ecuación 2.35 se obtiene la resistencia térmica del disipador.
RO.rad = °;1Q643 = 41,3°C / W0,05x0,05155
(O 05) °'25R0,conv = ^—^ • = 1,4S8°C IW
4,237x0,107134
41¿xl,48841,3 + 1,488
Al tener el disipador una resistencia térmica menor a la calculada se lo puede
usar para esta aplicación ya que garantiza el correcto funcionamiento de los .
elementos semiconductores.
81
2.7. MODULO SPWM.
En este módulo se encuentra el microprocesador que se encarga e calcular y
generara los pulsos del SPWM y aun que este es el objetivo principal de este
módulo se incluye en la misma tarjeta los siguientes circuitos; circuito de
detección de falta de fase, circuito monitor del bus de DC, circuito de detección
de fallas, los fusibles de protección de todo el sistema, las entradas y salidas de
potencia, esto debido a la facilidad de disposición de los elementos.
Se muestran ios circuitos tomados del diagrama original para su explicación
individual, para finalmente mostrare! diagrama total de todo el módulo.
2.7.1 ALGORITMOS DIGITALES PARA GENERAR EL SPWM.
El presente trabajo realiza la generación del SPWM mediante un algoritmo que
se implementa en el microcontrolador 8032 de la familia MCS-51 de INTEL,
permitiendo la generación del SPWM de forma digital de tal forma que la
frecuencia o el índice de modulación sean variados independientemente. Se
presenta dos algoritmos, el primero usando una portadora diente de sierra y el
segundo una triangular, generándose cada uno de manera diferente.
2.7.1.1 GENERACIÓN CON PORTADORA DIENTE DE SIERRA
En este caso se van calculando los valores de los anchos de pulso de cada una
de las tres señales, aprovechando ios tres temporizadores internos que tiene el
microcontrolador, cada uno de los cuales generan al ancho de pulso de acuerdo
al valor que se le haya calculado. Para cada una de las fases se calcula e!
82
ancho de pulso de acuerdo a la amplitud de la señal diente de sierra,
multiplicada por el índice de modulación deseado.
En la generación del PWM se deben considerar las bondades y deficiencias que
posee el microcontrolador usado y de acuerdo con estos parámetros se va
deduciendo ei algoritmo.
La primera característica a ser tomada en cuenta es el número de bits con el
que trabaja, que en este caso es de 8, estando sus operaciones dentro de este
rango, por lo tanto ios temporizadores se usan con ocho bits, (aún cuando
pueden trabajar hasta 16 bits), generando anchos de pulso desde O a 255 ciclos
de máquina, que utilizando un cristal de 12MHz, que es la velocidad máxima
para el microcontrolador usado, de acuerdo al fabricante [14] un ciclo de
máquina será de:
ICM = — = luS 2.36fCRISTAL
Tomando por facilidad que la señal diente de sierra tenga una frecuencia
correspondiente ai máximo ancho que puede generarse con ocho bits, la
frecuencia es:
J_255xl(T
fp = - = 392Ufz 2.37'JJ~ j-> r- f i r\O
Debido a que el microcontrolador no posee características poderosas para
operaciones matemáticas se mantiene la frecuencia de la portadora constante,
generándose un SPWM no sincronizado, pero al ser la frecuencia de la
portadora alta, la relación de frecuencias es alta, por ejemplo para 100 Hz será
3920/100=39,2 y para 20 Hz será 3920/20=196 minimizando de esta forma el
efecto de la no-sincronización de las ondas.
83
La señal senoidal se genera dentro del microcontrolador por medio de una tabla
de valores que al irla leyendo con los defasajes adecuados se generan las tres
señales que se requiere a la salida. La variación de la frecuencia se controla
con el periodo de lectura de la tabla de la senoidal y su amplitud que se obtiene
al multiplicar el valor de la senoidal de la tabla por el índice de modulación
* deseado y luego escalar el resultado a ocho bits por medio de una división y así
cargar directamente este valor al contador correspondiente, con lo cual el valor
del ancho máximo es de 255 CM y el mínimo O, coincidiendo con el periodo de
la triangular.
Por lo tanto como la senoidal para un índice de modulación uno varía entra O y
255 permite obtener el anchp de pulso directamente, ya que el valor
instantáneo de la senoidal es igual al ancho de pulso que debe generarse.
255
\220 230 190 140 90
Figura 2.13. Geperación de ios anchos de pulso.
84
La figura 2.13 muestra ia generación de ios anchos de puiso para un índice de
modulación menor a uno, por ejemplo para el valor máximo de la senoidal el
ancho se obtiene multiplicando el índice de modulación deseado por el valor de
la senoidal y escalando a ocho bits, obteniéndose 230 e! mismo que se carga
directamente a un temporizador que contabiliza este tiempo generando el ancho
de pulso correspondiente. Esto hace que la triangular no sea realmente
generada, únicamente es necesario conocer cuando inicia esta y en ese instante
comenzar a generar e! ancho de pulso correspondiente.
Como se usa los tres temporizadores internos que posee el microcontrolador
para generar ios anchos de puiso de cada una de las fases se hace necesario
un circuito externo que produce una interrupción con una frecuencia de 3921 Hz
dada por la relación 2. 37, este se denomina circuito generador del periodo del
diente de sierra que se muestra más adelante. En la figura 2.14 mediante un
diagrama de bloques se sintetiza el algoritmo interno que posee el
microcontrolador y el circuito externo mencionado.
J, n.
Circuitoexterno
Palor de 2.a
senoidal por J3fCardar el
temporízador
Generar el ancfto
corre sp ojtdzen t e
.Retardo de acuerdo
a la írecuenczadeseada
Figura 2.14. Diagrama de bloques del algoritmo implementado.
85
Se debe considerar que al existir sobremodulación el cálculo para el valor
positivo sobrepasa a 255 en !a parte positiva de la senoidal y es un número
menor a O para la parte negativa de la onda, lo cual es considerado en los
cálculos formando así las ondas sobremoduladas.
2.7.1.1.1. CIRCUITO GENERADOR DEL PERIODO DEL DIENTE
DE SIERRA.
El circuito generador del periodo correspondiente a ia frecuencia de la portadora
produce una interrupción que equivale al cruce con la triangular, la frecuencia es
generada por un oscilador astable con un LM 555 como el mostrado en la figura
2.15 conectado de acuerdo al fabricante.
R3
R
-<T
Rl-4. 2 A „ 1 11
R
<T
R1Q
R
Rlli. . .2 B
R
40GG
C
©~>13
-40GG
j ,
az>lU7C4QGG
_
C
I5 -XD>
U7D40GG
C
IG
2
10 ,
3 ,
3
< INT0 ^>
T
I4
o rx ^
7 DI^ ^L- ce2 . !u
^ TI IR CV i
•J-- C7U3 12 10nLM555 \¿/-
R13
R
_TXD
Figura 2.15. Oscilador astable con LM 555.
86
Para el presente caso se necesita un periodo de 255 uS equivalente a una
frecuencia de 3921 Hz, pero en el caso de desear otras frecuencias se deja
disponible un interruptor analógico que permite seleccionar valores de
resistencia de acuerdo a la frecuencia deseada con la ayuda de las salidas del
puerto 3 del microcontrolador. La frecuencia de oscilación está dada por la
relaciones 2.38 y 2.39 [6] siguientes:
Talto = 0,7 x (Ra + RbxC) 3Q
2.39
De acuerdo a la figura 2.15 anterior Ra es cualesquiera de las resistencias que
se seleccionen con el interruptor analógico, que van desde Vcc hasta el pin 7
del integrado, la resistencia Rb equivale a R13 y C a C6.
2-7.1.2. GENERACIÓN CON PORTADORA TRIANGULAR.
Para la generación dei SPWM usando una portadora triangular se usa el mismo
hardware usado con excepción del circuito generador del periodo del diente de
sierra. En la generación de las ondas senoidales su variación de frecuencia y
amplitud se procede de manera similar que en algoritmo anterior, con la
diferencia que en el presente caso si se genera internamente la onda triangular
se va comparando con el valor instantáneo de cada una de las senoidales
debidamente desplazadas y con la secuencia deseada en función del sentido de
giro escogido.
De manera similar se generan ondas senoidales cuyo valor máximo es 255 y
como mínimo O, en cambio en el caso de la triangular su valor varía entre 1 y
87
254, este algoritmo se puede sintetizar como lo indica el diagrama de bloques
mostrado por la figura 2.16 siguiente:
jRetardto de acuerdoa la jfreczzeneia
deseada
1 ' ~* Leer
.senoidal
Co/?pa.ra.rcon la
tj&Langujiaj:
Generar eZ ancho
correspondiente
Figura 2.16. Diagrama de bloques del algoritmo.
Como la comparación es en cada instante de la senoidal el ancho de cada pulso
se va generando en cada instante de la comparación por este motivo la
triangular se genera entre 1 y 244 facilitando la sobremodulación que será
cuando la senoidal tenga valores de 255 para el semiciclo positivo y O para el
semiciclo negativo.
2.7.2. SISTEMA MICROPROCESADO PARA LA GENERACIÓN
DEL SPWM.
La parte esencial de este circuito es el microcontroiador que calcula el valor de
los anchos de pulso del SPWM conformado por los circuitos mostrados por el
diagrama de la figura 2.17.
Figura 2.17. Conjunto microprocesador y memoria
88
El programa se encuentra en la EPROM externa de 4Kbytes que se conecta con
la ayuda del latch 74LS373 que permite multiplexar la parte baja de las
direcciones con los datos. La salida de las señales se lo hace a través del
puerto uno (P1) del microcontrolador nombrándose con el nombre de la fase y el
signo negativo implica que es la señal invertida.
El microcontrolador obtiene su señal de reloj por medio de un cristal de 12MHz
que es la máxima frecuencia de operación de este microcontrolador, las señales
del puerto 3 TO, T1, RX y TX se usan en el caso de tener diferentes periodos del
diente de sierra junto con la interrupción externa 0. Esto no es usado en el caso
del algoritmo que usa la triangular.
La dirección A12 se usa para la lectura de ios periféricos que permiten el ingreso
de los valores de la frecuencia e índice de modulación deseados, el bus de
datos es compartido por varios elementos que toman el control del mismo
gracias a las señales de habilitación adecuadas, PSEN para la lectura del
programa y READ junto con A12 para la entrada de datos externos. El reset del
microcontrolador es controlado por otros circuitos que se verán más adelante.
2.7.3. CIRCUITOS DE ENTRADA DE VOLTAJE Y FRECUENCIA
DESEADAS.
Para que sea posible la conexión de varios elementos al bus de datos es
indispensable que los circuitos usados sean con salidas de tres estados, de tal
forma que presenten alta impedancia cuando no ocupen el bus de datos, por lo
tanto para la entrada se usan un BUFFER de ocho entradas (74LS244) con dos
habilitaciones, que en estado bajo permiten que lo que este en las entradas se
presente en la salida y deshabilitados presentan alta impedancia.
89
La figura 2.18 muestra el esquema que por medio de dos circuitos integrados
74LS244 se ingresa los valores del índice de modulación y frecuencia deseada
cada uno como una palabra de ocho bits, con lo cual es posible ingresar 256
valores para cada variable, son conectados de tal forma que el microprocesador
los maneja como memoria externa, con la ayuda de un multiplexor 74LS138 el
mismo que al estar activa la señal READ y la dirección A12 en nivel bajo,
formando la dirección de memoria OOOOH, activa el integrado U13 permitiendo el
paso de los valores de la frecuencia deseada provenientes de una parte del
conector CON ECS hacia el bus de datos. CON ECS es el interfase entre el
módulo PWM y el módulo de interfase.
P12
RD
~~1 Yk6
GGG221BP
Pl21CBA
YYYYYYYY7SS43210
7,3i¿rTi
21
3ft
fYL 0
45
^7Ull74LS13S
D0
1S
D1
1G
D2
14
D3
12
D4
9
D5
7
D6
S
D7
3
1 1 1 1 :P^:P;P U13Y Y Y Y Y Y Y Y 74LS24412341234
111 12222
12341234 GG
2 4 SS111315
y y7 113
D
13
D1
1G
D2
4
D3
12
D4
3
D5
7
D6
5
D7
3
11112222
12341234
11 112222
12341234 GG
CONEC3C 1 2C 3 4
í" 1 ~? 1 !~í
D
~i
2 4 SS1111
S1 *
i
'V1
p9
U1474US24
HEPDER 13X2
Figura 2.18. Circuitos para entrada de frecuencia e índice de modulación.
Se procede de manera similar para ia entrada del índice de modulación, con la
señal READ y A12 en nivel alto formando la dirección 1000H.
90
2.7.4. CIRCUITOS DE ACOPLAMIENTO ÓPTICO DE SEÑALES
SPWM.
El microprocesador que es el encargado de generar las señales del SPWM,
tiene una baja capacidad de corriente, por lo cual las señales provenientes del
puerto 1 de cada una de las señales para la activación de los IGBTs de la parte
de potencia pasan a través de una compuerta inversora 74HC14 que sirve como
amplificador de corriente. El esquema 2.19 muestra ios circuitos que componen
esta sección.
Figura 2.19. Circuitos de acoplamiento de las señales SPWM.
Para protección de ios circuitos digitales se los aisla de la parte de potencia
usando opto acopladores MCT6 que poseen dos parejas led-transistor en el
mismo encapsulado, de esta forma las señales pasan hacia el puente inversor
91
de manera aislada y están disponibles en el conector CONEC4, que es ei
interfase con el módulo del puente inversor con IGBTs.
Para el dimensionamiento de las resistencias que manejan ai opto acoplador
para garantizar e! paso de las señales, se considera que el inversor drena la
corriente del led de la parte izquierda de opto acoplador, haciendo circular por
este una corriente de 30mA, con lo que el valor de la resistencia estará dado por
ia relación 2.40 y para que el transistor se sature se usa la relación de
transferencia del opto acoplador (hFE-lc/ld), que en este caso es de 200%, con
lo que ¡a resistencia del colector estará dada por la relación 2.41.
2.40Lled 3mA
-Vce 12-06Rc = lce = IZ u'° = 1790Q 2.41
LledxhFE 3QmAx2
Por lo que se elige 1.1 KQ para la resistencia del led y de 1.8KQ para el
transistor.
Este procedimiento se usa para el dimensionamiento de los elementos donde se
use aislamiento por medio óptico por lo que en lo posterior únicamente se hará
referencia al mismo.
92
12.7.5. CIRCUITO MONITOR DEL BUS DC.
La señal proporcional a! bus DC disponible en JP1 entregada por el modulo de
fuente y filtro entra a dos circuitos comparadores, el uno (U2A) tiene como
referencia de comparación un voltaje proporcional al de entrada del relé, que en
momento de alcanzar este nivel activa a un transistor polarizando la bobina del
relé y haciéndolo entrar; la parte inferior de la figura 2.20 muestra el
potenciómetro de calibración para el nivel proporcional a la entrada del relé, la
salida del comparador y el transistor que activa al relé, así como los diodos de
protección del transistor para conmutar cargas inductivas.
-1-4 fe-^r^
?1 1 .1
PO20
-T- Clll 22
l í
••DO "T"»
p l -l
LjPO20
B
RS
2
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SP
3
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r^^ RUM3B8N H
12 1--7-- CiS 1ll 100n •=•
t
"A
^ R2^^x^ 1 2 rt * 1 2 \S
.s*' - v v ¡
• ^ RLM3S8N ,
,
Ul
1 [/
Vxí_3r h^PCS17
3
D2L 1N31-4
1
3Ql2N330-4j1
4 ^^^= ^^^ T^.. .-^
3
Y1
V J2>R~?SR
api
2 JUMPETFDI
f 1N914
x < . BUS >
- p^ C1Bll 0, 47u
1 A ^ ^2
10K
Figura 2.20. Circuito de monitoreo del bus DC y entrada del relé.
El relé es de 12 VDC y la resistencia de su bobina es de 156Q, por lo tanto la
corriente que circula por este es de lr=12/156=77mA. Eligiendo el transistor
123AP eí cual puede manejar esta corriente, asumiendo un p=20 para el
transistor en corte y saturación el operacional debe entregar una corriente de
3,85mA con lo cual la resistencia de la base será:
93
1Vcc-Ybe
I r l f t
Por lo que se elige para la resistencia de la base Rb=2,7KQ asegurando la
entrada del relé cuya señal va hacia el módulo de fuentes por medio de JP1.
La parte superior de la figura anterior muestra el circuito que realiza un
monitoreo de bajo voltaje del bus DC, que por medio del potenciómetro
correspondiente se regula el voltaje al cual se da un bajo voltaje.
Se considera una condición de bajo voltaje para un valor menor al voltaje del
bus DC menos un 10%, es decir Vbv=311-31V= 280V. El voltaje de entrada al
relé se regula para un valor menor al de condición de bajo voltaje que en este
caso se elige 260V teniendo así un salto equivalente a un dV/dt de
aproximadamente 50V.
La condición de bajo voltaje pasa hacia el microcontrolador aislada por un opto
acoplador cuyos elementos se dimensionan de manera similar que en 2.7,4;
como el voltaje proporcional del bus DC se obtiene desde el módulo de fuentes
y está presente en el JP1 y en CONEC3, de ser necesario, la condición de
sobre voltaje puede ser regulada por software en el módulo de interfase en el
cual se realiza su monitoreo.
2.7.6. CIRCUITO DETECTOR DE FALTA DE FASE.
Para esto se usa un rectificador trifásico de tres pulsos el cual alimenta al ied de
un opto acoplador que en la salida tiene un filtro para obtener un voltaje
proporcional al número de fases, este pasa por un seguidor de emisor para
compararse con un nivel de referencia que es proporcional al que se obtiene con
las tres fases, el mismo que se calibra con el potenciómetro POT3, Si una fase
94
no está presente el voltaje medio se reduce y el comparador cambia de estado
produciendo así una señal de indicación de esta condición. La figura 2.16
muestra el circuito descrito anteriormente.
TN 1N4004
D4i LJ 2 .
1NDS
1 kJ
^
4(304
2
1N4004
U4BLM3SSN
Figura 2.16. Circuito detector de falta de fase.
Como se usa el opto acoplador el circuito queda aislado de la parte de potencia
y la salida del comparador INFF (IN falta de fase) ingresa al circuito detector de
fallas y reset donde será interpretada. Los elementos del opto acoplador se
dimensionan de manera similar que en 2.7.4
2.7.7. CIRCUITO DETECTOR DE FALLAS Y RESET.
Este circuito toma las señales de bajo voltaje, falta de fase y falla del manejador,
hace una operación OR junto con la señal de control del RESET proveniente del
módulo de interfas, si una de estas señales cambia de estado e!
microcontrolador se resetea y deja de sacar señales para el manejador. Para
formar las compuertas OR se lo hace con diodos.
Las señales pasan a través de un inversor con Schmitt Trígger 74HC14 para
eliminar el ruido y dar los niveles lógicos adecuados para e! RESET del
microcontrolador.
95
La figura 2.21 muestra los circuitos descritos anteriormente, en la cual además
se nota que existen en la salida de cada uno de los inversores de las señales de
falla una toma de estas señales para el monitoreo en el módulo de interfase, que
están disponibles en el conector CONEC3 que se puede observar en la figura
2.18. o en diagrama 2.3 de todo el módulo.
"74HC14
Figura 2.21. Circuito detector de fallas.
Este esquema implica que el reset de este microcontrolador se lo hace desde el
otro módulo y por alguna de las fallas que puedan ocurrir. Los elementos del
opto acoplador se dimensionan de manera similar que en 2.7.4.
2.7.8. PROTECCIONES.
El presente módulo está orientado a la generación del PWM, pero por espacio
se incluye en la misma tarjeta los fusibles de protección y tres varistores para
suprimir los picos de sobrevoltaje que se puedan producir en la línea.
Los fusibles se colocan en Iqs líneas de entrada para proteger al puente
trifásico; en ei bus de DC para proteger al puente de IGBT's y al rectificador; en
la salida en caso de un corto circuito en la carga. Además se incluye el fusible
para las fuentes de alimentación.. La figura 2.22 muestra esta parte del circuito.
JL00mft
Figura 2.22. Fusibles de protección del sistema.
Los puntos que se marcan luego de cada fusible permiten la interconexión de
estos con los otros módulos.
97
De acuerdo a lo expuesto en el literal 2.6,1 la corriente por línea en la salida es
3A, del literal 2.3 la corriente del bus de DC es de 4 A con lo que la corriente de
entrada es 3.26A [4] por lo qye, considerando un factor de sobrecarga del
sistema para la entrada y la salida se usan fusibles de 5A y para el bus DC se
usa un fusible de 6A [24].
Para las fuentes se usa un solo fusible en el primario del transformador cuya
capacidad de corriente se calcula de acuerdo a lo estimado en el literal 2.5 de
donde la potencia que se consume en el secundario es
P=0,3Ax13V+0,6Ax8V=8,7W, siendo la corriente en el primario
lp=8J7W/120V=72I5mA por lo que se usa un fusible de 100mA y entre las líneas
se usan tres varistores 14K31 para evitar picos de voltaje.
Para concluir el diagrama total ,del Módulo SPWM se encuentra a continuación
en el diagrama 2.3
98
2.8 MODULO DE INTERFASE.
El objetivo de este módulo es permitir que el usuario pueda utilizar el inversor de
manera amigable y por varios medios, por lo cual se propone en el presente
módulo la entrada de la velocidad deseada por medio de un potenciómetro, por
medio de un teclado o por el computador y para la visualización de los datos se
usa un display alfanumérico de dos filas 16 caracteres por fila, para lograr esto
se hace necesario la implementación del hardware necesario que permita que
esto sea posible lo cual se describe en la presente sección.
2.8.1 SISTEMA MICROPRQCESADO DE CONTROL
Es la parte principal del módulo, en la cual se encuentra un microcontrolador
8032 de la familia MCS-51 de INTEL, el cual posee en una memoria externa el
programa que se encarga del control de los diferentes periféricos los cuales son
manejados como memoria externa. La figura 2.23 muestra esta parte del
módulo.
Figura 2.23. sistema microprocesador.
100
La memoria que se usa tiene una capacidad de 4 Kbytes operando con un
cristal de 12MHz, En este caso como se manejan varios periféricos se usa las
direcciones A12, A13, A15 que con la ayuda de los decodificadores y klas
señales de READ y WRITE se controla las entradas y salidas.
2.8.2. SALIDAS DIGITALES DE 8 BITS (Voltaje y frecuencia
deseadas).
Estas salidas están constituidas por dos circuitos 74LS373 que son se dos
retenedores de datos transparentes con la característica de poseer tres
estados, permitiendo la conexión con el bus de datos del sistema, la figura 2.24
muestra esta parte del módulo.
7-4LS13B
Figura 2.24. Salidas digitales de ocho bits.
101
Si se desea colocar un dato en la salida de uno de los retenedores, mediante el
programa del microcontrolador primero se coloca los datos en el bus del
sistema luego se direcciona la localidad donde se encuentra la salida deseada,
que por medio del decodificador 74LS138 (U 17) y junto con la señal de WRITE
del microcontrolador activan al periférico de salida deseado.
Cuando la señal G (habilitación) de los 74LS373 se coloca en uno, los datos del
bus pasan hacia las salidas y al retornar la señal a cero estos datos quedan
retenidos hasta que la señal de habilitación cambie de estado.
Las señales de cada una de las salidas de los retenedores están disponibles en
CON ECS y poseen la misma distribución que el correspondiente en el módulo
SPWM, por lo cual se interconectan entre sí, para de esta forma pasar los datos
de frecuencia e índice de modulación deseado.
La dirección de la salida del índice de modulación es ia 4000H y la 2000H para
la frecuencia.
2.8.3.- CIRCUITO MANEJADOR DE TECLADO.
Para el ingreso de datos por parte del usuario se dispone un teclado de 16
teclas con una distribución matricial, mismo que por facilidad es controlado por
medio el manejador de teclado 74C922, que permite conectar directamente el
teclado e internamente detecta cuando una tecla a sido presionada, la figura
2.25 muestra al manejador y el conector JP6 en e! cual se introduce el teclado.
El circuito manejador controla totalmente el teclado, generando el barrido
correspondiente con la eliminación de rebotes que suelen producirse en un
interruptor, para lo cual usa los condensadores C15 y C16, que de acuerdo a
102
las recomendaciones del fabricante [16] C16 debe ser 10 veces C15 usando
C16=100nF y C15=10nF se obtiene un funcionamiento adecuado.
UI6JPS
Figura 2.25. Controlador de teclado.
En el momento que una tecla es presionada e! manejador coloca a uno la señal
DAV, misma que se debe invertir por medio del transistor Q5 para ingresar a
una interrupción del microcontrolador, ya que este reconoce un flanco de bajada
como interrupción; la señal DAV retorna a un nivel bajo únicamente si la tecla es
soltada.
El manejador entrega el valor de la tecla que ha sido presionada en cuatro bits,
los que se conectan directamente al bus de datos del sistema. Las salidas con
el valor de la tecla permanecen en alta impedancia hasta que se habilita la
salida del manejador OE, que por medio del decodificador 74LS138 (U 18) y la
señal READ (que habilitan las entradas), producen la habilitación del teclado
TECL correspondiente a la dirección 2000H, que es controlada desde el
microcontrolador al atender la interrupción uno producida por el manejador.
103
2.8.4.- CIRCUITO MANEJADOR DEL LCD 16x4.
Para la vísualización de los datos de entrada o salida, estado del sistema y
mensajes varios se usa un display de cristal líquido de cuatro filas cada una con
capacidad de mostrar 16 caracteres alfanuméricos, de la casa OPTREX mismo
que incluye los controladores en la misma tarjeta, facilitando su manejo desde el
microcontrolador, el circuito correspondiente se muestra en la figura 2.26
siguiente.
<CE: LCD
R2S
POT
<RS L.CD
*—
i \
i
34"78347B )l
U1BC-G
DDDDDDDD OG01234SG7 C
QQQQdQQQ012345G7
25G32SG3
UiS74LS3V3
nnnoonooooooo123^Í5G7S31 1111
01234
HEPDER 14
Figura 2.26. Circuito del LCD.
Para el manejo del mismo se usa un interfase de datos de ocho bits , para lo
cual se usa un 74LS373 que es manejado de manera similar como se expuso en
2.8.2 con la dirección 6000H.
El display permite varias funciones, a más de mostrar caracteres que permiten
desplazar mensajes, hacer efectos de visualización, mostrar u ocultar los
104
mensajes, entre otras; esto se controla con al combinar las señales RS, CE y los
datos adecuados; estas señales, son comandadas desde el microcontrolador por
los pines correspondientes a las salidas seis y siete del pórtico uno (P1.6 y
P1.7) y mediante el potenciómetro R25 se controla del contraste del dispositivo.
2.8.5.- INTERFASE SERIAD CON NORMA RS-232.
Para la comunicación de este módulo con un computador personal, con el
objetivo de obtener un sistema más versátil, se usa ia capacidad que posee e!
microcontrolador de comunicación serial bidireccional por medio de sus pines
RXD (pin 10) para la recepción de datos y TXD (pin11) para la transmisión de
datos. En el programa del microcontrolador se debe realizar las rutinas
necesarias para activar estas opciones, así como para seleccionar la velocidad
de transmisión.
El computador posee uno o dos puertos seriales disponibles que se pueden usar
para aplicaciones diversa, mismos que tienen como norma la RS-232 para la
comunicación, por este motivo, como el microcontrolador genera y acepta
señales en niveles TTL se hace necesario un circuito que pase de estos niveles
a los correspondientes a la norma del computador, este circuito es eí mostrado
por la figura 2.27 siguiente.
DB3
12¥ r.14 11
1 CPPJ2 .— — -. g"T"* ]>Lx>rVxlQ
1 ^—^ — 1 2
1
2-T- C3ll CPtP 3
MPX1314
S7
e4 ^L-
<£ £ -5 ll
\y
s1 9\ 4
837
1 2
Y -1-C5 1CftP 1
^U- C22 CHH
MAX-232
Figura 2.27. Convertidor de TTL a RS-232.
105
Este es el circuito integrado MAX-232 de la empresa MAXIM el cual permite
acoplar señales con niveles TTL a las correspondientes RS-232 y viceversa,
cuyas equivaiencias a valores nominales son las siguientes:
TTL RS-232
1 Lógico 5V -12V
O Lógico OV +12v
Como se observa la norma RS-232 usa niveles de voltaje diferentes a los de
niveles TTL (0-5V), que es lo que se dispone en la fuente de alimentación para
la parte digital, por lo cual el integrado usado es el más adecuado ya que su
principal característica es que usa como única fuente de alimentación 5 voltios,
solucionando de esta manera el problema de niveies de voltaje. La conversión
de los niveles de voltaje lo realiza con la ayuda de los capacitores que se
conectan al mismo de acuerdo a las recomendaciones del fabricante [17].
La norma RS-232 [20] define como conecíores al DB-9 o DB25 por lo cual se
deja en la tarjeta un DB-9 hembra con las conexiones de tierra, transmisión y
recepción con los pines dados por ia norma.
Este interfase es básico, pero se debe tener en cuenta que en el momento de
interconectar al computador la señal de la tierra digital, se une con la señal de
tierra del computador, con lo cual se pierde el aislamiento que se tiene en la
parte digital, por lo cual este interfase debe ser usado con un computador
portátil ya que este es también aislado.
106
2.8.6. ENTRADA DE PULSOS PARA ENCODER, SENTIDO DE
GIRO Y SALIDA DE FALLA.
Estas señales son de tipo digital y se encuentran disponibles por medio del
conector JP3, en el cual se deja disponible la tierra digital, en la que se deben
referenciar las mismas. La figura 2.28 muestra el conector y como se acoplan
estas con el microcontrolador.
U1SF<INTFftLLft:
<INT.T~!<ÉNCQDER:<S GIRO '
< BQjo.v :< F.FPSE ]<_ FftUL. D !
< RESETu'
<RS LCD"<CE LCD~
13;T4115
1_23_4
DIODITO
IWT0INT1T©TI
PlPlPlPlPlPlPlPl
0
S031
Figura 2.28. Señales digitales.
La señal proveniente de un encoder óptico que debe tener niveles TTL ingresa
al microprocesador por medio de una compuerta inversora con característica de
comparador con ventana (Schmitt Triger), ayudando eliminar el ruido que pueda
producirse. En el microcontrolador esta seña! es ingresada al pin TO para
internamente contabilizar los pulsos por medio del Temporizador cero.
Para seleccionar el sentido de giro se usa el pin T1, esta configurado como un
pin de entrada que normalmente tiene un estado lógico de uno correspondiente
a una secuencia en la salida UVW y al ser puesto a tierra e! sentido de giro será
UVW. Se debe tener mucha precaución de la señal que se ingrese por este
terminal ya que está conectada directamente con el microcontrolador por lo cual
debe tener niveles compatibles con lógica TTL (0-5V).
107
Para indicar una falla dei sistema se deja disponible una señal en nivel digital
que indica esta condición con un nivel bajo y con un nivel alto un funcionamiento
normal. Esta señal se toma de la salida correspondiente ai bit O del retenedor
(LATCH) 74LS373 correspondiente a U22 que es manejado como memoria
externa con la dirección 8000H. Esta señal es compartida con el LED D8
indicador de falla por lo cual el circuito se indica más adelante en la figura 2.34
donde se muestran los circuitos auxiliares del sistema que incluyen a esta señal.
2.8.7.-CIRCUITO DE ALIMENTACIÓN DEL MANEJADOR DE
iGBT's.
El manejador del puente de IGBT's IR2130 que fue tratado en 2.6.2, no se
alimenta directamente debido a que en el caso de detectar una falla el circuito
deja de sacar señales y se cjebe reestablecer, por lo tanto en el caso de
presentarse una falla es el microcontrolador el que puede realizar esta acción al
reestablecer todo el equipo, sin la necesidad de desconectar todo el sistema.
Para cumplir con este propósito se utiliza el circuito que muestra la figura 2.29
que se muestra a continuación:
PI.
Q031
VCC DRIV>
Figura 2.29.- Circuito de alimentación del driver.
108
Como se indica en la figura anterior el control de la aumentación del manejador
la tiene el microcontrolador, que permite la polarización con un estado alto en el
pin P1.3, esta condición es transmitida de manera aislada hacia la parte
analógica por medio de un opto- acoplador, alimentando al manejador al
polarizar el transistor Q2 de forma adecuada.
2.8.8 CIRCUITO DE WATCH DOG TIMER.
Se usa esta denominación de temporizador de "perro guardián" para el circuito
que está vigilante que ei sistema y principalmente el microcontrolador no pierda
su secuencia lógica, en cuyo caso reestablece el sistema, para esto se propone
el circuito mostrado por la figura 2.3. Este circuito muchas veces viene integrado
en los microcontroladores pero este no es el caso del microcontrolador 8032 que
es usando para el presente trabajo.
US
SI J<!4\c
JPSJUMPER
F-IDIODITO
31
13Y'ÍB 18
, --T-. Cl
1 1 CAP> i; 9*10 '> 1> RI is.o > R 13"
\rfe 15|
\ i23
r5 s678
• • rn
_,
3938373&35343332
21222324252B272S
17IB
- 29301110
U15E
SOS 1
Figura 2.30.- Circuito de WDT.
Por medio del conector JP5 se puede deshabilitar esta opción, que al estar
activa, ei funcionamiento del circuito es de la siguiente manera; al activar
109
periódicamente el pin P2.4 se carga ei condensador y la salida de la compuerta
inversora se mantendrá en un Astado bajo manteniendo el microcontrolador en
funcionamiento normal. La activación de la señal del pin P2.4 correspondiente a
la dirección 12 (Address12) se lo hace con una secuencia de escritura o lectura
de un dato cualquiera en la dirección 1000H intercalando tal acción dentro del
programa de tal forma que el condensador mantenga su carga sobre un voltaje
mayor al que reconoce la compuerta inversora de U15, que es de 3.5V. Si por
alguna razón el microcontrolador pierde la secuencia del programa dejará de
cargar el condensador, por lo cual este se irá descargando a través de la
resistencia R24 hasta alcanzar un valor menor a los 3.5V, por lo cual debido a
la característica de comparador con ventana (Schmitt Triger) que posee el
inversor 74HC14 hará que la salida cambie de estado reestableciendo al
microcontrolador, bajo tai condición el microcontrolador pone a uno lógico (5V)
todos los pines de sus puertos cargándose nuevamente el condensador
permitiendo nuevamente el funcionamiento del microcontrolador que reinicia
todo el sistema.
2.8.9.CONVERSOR ANÁLOGO DIGITAL.
Para la medición de algunos parámetros del sistema de la parte analógica se
usa un conversor análogo digital de ocho bits, que se aisla de la parte digital por
medio de opto-acopladores. El conversor usado es el ADC0808 que posee ocho
entradas multiplexadas de las cuales se usan cuatro, con las que se realiza la
medición de: el voltaje y corriente del BUS de DC, la entrada del voltaje
proveniente de un tacómetro y la entrada del valor deseado de la frecuencia de
salida desde un señal externa de O a 10V.
En a figura 2.31 se muestra el conversor con las indicaciones de las entradas
nombradas, así como el circuito oscilador [21] que genera la señal de reloj de
aproximadamente 0,5Mhz que necesita eí conversor para operar. La
110
polarización del circuito generador del reloj como del conversor se obtiene de
una fuente de cinco voltios referida a la tierra analógica, que además es el
voltaje que se usa como referencia para la conversión.
U20
R30
CfiP
<TiTBGsr^>-<!V.BUS >
<IN POT ><IN T«CO>-
252V28 .
23-45
<VCC 5 >--C GND 12 >-
:> e<VCC 5 >-
121£
10
37
IN0INIZN2IN3IN4INSINSIW7
REF+REF-
>CLK
OEEOC
DQDID2D3D4DSDED~?
A0ñlftH
STftRTftLE
171-415
13132021
2S2-423
G
22 u
ADC0SSS
Figura 2.31.- Conversor análogo digital analógico.
Para la selección del canal que será medido, se usan las señales AO, A1 y A2
con las correspondientes combinaciones lógicas para selección de los ocho
canales, como en el presente caso se usan cuatro entradas es suficiente las
entradas AO y A1, colocando la señal A2 a un nivel lógico bajo.
Para el control del conversor, así como para la lectura de los valores digitales
correspondientes al valor analógico seleccionado se usa el microcontrolador,
pero como este se encuentra referido a la tierra digital es necesario un
aislamiento, el cual se presenta a continuación.
2.8.9.1. AISLAMIENTO ÓPTICO DEL CONVERSOR.
El aislamiento entre el conversor referido a masa de la parte analógica y el
microcontrolador referido a la parte digital se lo hace por medio del circuito
mostrado por la figura 2.32, en el cual se muestra los cuatro opto-acopladores
111
dobles MCT6 que son usados para aislar los ocho datos digitales. Además para
la selección entre las cuatro posibles entradas analógicas del conversor se usan
para AO y A1 dos parejas de optos y una pareja más para la señal de inicio de
conversión estas tres últimas se indican en 2.8.11 ya que forman parte de los
circuitos auxiliares.
U24 U24
Figura 2.32.-Aislamiento del conversor A/D
La lectura de los datos por parte del microcontrolador se realiza por medio del
circuito 74LS244 que es un manejador, (Line Driver, Line Receiver) que posee
112
la característica de tres estados y puede conectarse al bus de datos
manejándose como memoria externa, por lo tanto la lectura se a realiza
apuntando a la dirección 4000H.
Para la lectura de una entrada primero se selecciona la misma de acuerdo a los
valores de AO y A1 de la tabla 2.1 siguiente:
AO
0
0
11
A1
0
1
0
1
ENTRADA
Voltaje Bus de DC
Corriente Bus de DC
Entrada de 0 a 1 0V
Entrada del tacómetro
Tabla 2.1.- Valores de AO y A1 para las entradas analógicas.
Luego se genera el pulso de inicio de conversión y se espera el tiempo de
conversión de aproximadamente 100 uS [15], para luego realizar la lectura de los
ocho bits de datos de la dirección 4000H,
2.8.10. CIRCUITOS DE ENTRADA DE LAS SEÑALES
ANALÓGICAS.
Las señales analógicas para ingresar al conversor son escaladas entre cero y
cinco voltios, que son los valores permisibles a la entrada el conversor.
Para la medición del voltaje del bus de DC, se toma el valor escalado que se
encuentra disponible en e! conector CONEC3 en sus pines 25 y 26 como se
indicó en la figura 2.24, este valor alcanza aproximadamente 8 voltios para un
valor de 311 voltios en el bus de DC, por lo cual se toma esta señal por medio
de un divisor de voltaje para reducirlo a la mitad.
113
Para la entrada de la corriente se toma el valor que proporciona directamente el
manejador de los IGBTs, así como se indicó en el literal 2.6.2 y específicamente
con la figura 2.10, que entrega el valor ya escalado a 5 voltios para una
corriente un poco mayor a la nominal.
En la entrada del tacómetro es necesario desplazar la referencia para poder
ingresar valores positivos o negativos de acuerdo al sentido de giro de! motor,
permitiendo así valores desde -10 a 10 voltios que deben corresponder a la
velocidad máxima de la máquina.
La entrada de O a 10 voltios es ingresada por medio de un divisor de voltaje que
escala a la mitad el valor de entrada para luego ingresar al conversor, la figura
2.33 muestra estos circuitos y sus entradas que se encuentran disponibles en el
conector JP4.
.JP4
2
-4
4 HE
3 15-§
D 4""EIADER
C33
CftP
C34
CAP
/ R22> R
iÍ ilv
R20R
R21R 2
,
1 T/ R2G/ R
i2
1 ? T_M / R27^
T \ '1 ]s
^[^ C32.ll CftP
2D10
L 1N314
^< IN POT>-
DllL 1N314
1
2 TiD1S > F
L 1N914 > F
É J2^
D13t 1N314
1
R?
R
-"
PT
Í32 <
É<XM TftCO> k-1-
1T
| T
2r- C311 CPP
RiSR
1
R13
J
J
1h
•
i —2r-F
r— <VCC 5 ^
2
f 1N314
1
1 — <C I . BUS^>
2
1
314
. V . BUSDC >
< V . BUS >
2302ftP
Figura 2.33. Entradas analógicas.
114
En el conector JP4 se deja disponible la tierra analógica a la cual se refieren
todas las entradas, además en la entrada 1 dei conector se deja a disposición
una señal de 10 voltios, que puede ser tomada para ser ingresada a la entrada 2
a través de un potenciómetro como señal de O a 10V para el control de la
velocidad. Los capacitores que se colocan en cada una de las entradas del
conversor son usados como filtros y ios diodos se usan para evitar que ingresen
valores mayores a 5 voltios.
2.8.11.- CIRCUITOS AUXILIARES (Alarma, leds, control CA/D)
Para el manejo del conversor es necesario el uso de señales de control para la
selección de la entrada a ser leída y el inicio de la conversión, que además
deben ser aisladas por medio de opto-acopladores. Siguiendo el mismo
esquema del manejo de periféricos como memoria externa es necesario usar un
retenedor (Latch) 74LS373, con característica de tres estados para conectarse
al bus de datos, y poder tener salidas digitales.
BUZZER
Figura 2.34. Circuitos auxiliares.
115
La figura 2.34 muestra esta parte del circuito con el correspondiente aislamiento.
Como para el conversor son necesarias tres salidas, quedan a disposición cinco
salidas, de las cuales se usan cuatro para la señalización por medio de LED's
del sentido de giro horario RST, sentido de giro antihorario RTS, condición de
LISTO (funcionamiento normal) y condición de FALLA que además se deja
disponible en el conector JP3 cqmo lo indica la figura 2.28 de la sección 2.8.5.
La última salida disponible se usa para el control de una alarma que se activa
en el caso de falla, además se usa la pareja sobrante del opto-acoplador del
integrado U24 que permite manejar la alarma en la parte analógica por la
disponibilidad del voltaje de 12 voltios necesario para activarlo.
Estos circuitos son también mostrados por la figura 2.34 y cada uno de las
señales se activan de acuerdo a la necesidad con los valores adecuados
ocupando la dirección de memoria 8000H.
Todos los circuitos mencionado^ anteriormente se muestra a continuación en el
diagrama 2,4. donde se muestra todos los circuitos que forman el módulo de
¡nterfase.
116
2.9 INTERCONECCION DE LOS MÓDULOS.
Cada uno de los módulos son ¡nterconectados entre sí para ¡r cumpliendo sus
funciones siendo la tarjeta de interfase la encargada de la inicialización y del
monitoreo del sistema. A continuación se indican la manera que cada uno de
los módulos son ¡nterconectados.
En el módulo de fuentes ingresaran las voltajes provenientes del transformador,
de 13 y 9 voltios de señal alterna que serán rectificados para la alimentaciones
de 5 y 12 voltios. Ingresa además la señal proveniente del módulo rectificador
para pasar a través de circuito de arranque, ser filtrada y salir la señal del Bus
de DC, que pasa a través de un fusible del módulo SPWM para luego ingresar
al módulo puente inversor con IGBTs.
En el módulo de fuentes también se encuentra un conector de dos terminales
que se interconecta con el módulo SPWM, siendo uno de ellos la señal
escalada del Bus de DC y el otro la señal para la entrada del relé de carga.
Finalmente en este módulo se deja a disposición dos conectores con la
alimentación de los módulos SPWM y el Módulo de Interfase.
Ei módulo rectificador tiene como entradas las tres fases que previamente
pasan a través de sus correspondientes fusibles (que se encuentran en el
módulo SPWM) y como salidas el voltaje rectificado.
Ei módulo Puente Inversor con IGBT's tiene: en el conector de la parte de
potencia como entradas el Bus de DC, que pasa a través del respectivo fusible
en el módulo SPWM y como salidas las señales de salida del inversor que de
igual forma pasa a través de SLJS respectivos fusibles en el módulo SPWM. En
el conector de las señales de control se encuentran la polarización del
manejador, las señales de los pulsos provenientes del módulo SPWM y como
salidas las señales de falla y de la corriente del Bus de DC.
118
En el módulo SPWM se encuentra un conector de la parte de potencia, en el
que como entradas se tiene los voltajes de la red trifásica RST y neutro, como
salida las señales del inversor UVW, además pasan por este módulo a través
de fusibles los voltajes de alimentación del transformador y el positivo del Bus
deDC.
Ingresa por un conector proveniente de! módulo de fuentes los 5 voltios de
alimentación de la parte digital y 12 voltios de la parte analógica, cada uno con
su respectiva referencia.
De este módulo sale un conector con los pulsos y señales auxiliares que
ingresan al módulo Puente Invqrsor con IGBT's, así como un conector que se
interconecta con la tarjeta de fuentes donde se encuentra la señal del voltaje del
Bus de DC y la señal de control para la entrada del relé de carga.
Para la entrada de los valores del voltaje y frecuencia deseada se encuentra un
conector que se interconecta con el Módulo de Interfase, llevando además las
señales de; fallas, reset del microcontrolador, señal de carga de parámetros,
voltaje y corriente del bus de DC.
El Módulo de Interfase con el usuario tiene un conector con las
correspondientes señales del módulo indicado anteriormente, es decir, las
señales del voltaje y frecuencia deseados y las señales auxiliares.
Para las señales analógicas posee un conector azul de cuatro entradas en el
que se encuentra un voltaje de 10 voltios DC (10V), una entrada para una señal
de O a 10 voltios para el control del valor deseado de salida de frecuencia
(POT), la entrada del voltaje proveniente de un tacómetro (TAC) el mismo que
debe poseer un valor de +10 voltios para la máxima velocidad en un sentido y
de —10 voltios para el sentido opuesto; debiendo referirse todas estas señales a
la tierra analógica (GND) que tapibién se encuentra en este conector.
119
Se dispone de otro conector azul de cuatro puntos de señales digitales en el
que se ingresa el sentido de giro (SG), la señal de un encoder óptico (EN) con
niveles compatibles con TTL y la salida de la señal de falla (FA), todas estas
referidas al punto negativo de la parte digital (TD),
Para la comunicación con el computador se deja un conector DB-9 hembra para
la conexión de! respectivo cable de comunicación bajo norma RS-232.
2.10. FUNCIONES DEL MODULO SPWM.
Este módulo está encargado del control de las fallas de bajo voltaje, falta de
fase y falla en eí manejador de IGBT's, además se encarga de controlar la
entrada del relé de arranque o carga de los capacitores, pero su principal
función es la de generar las señales de Modulación de Ancho de Pulso Senoidal
de donde proviene su nombre.
Las señales que se generan son función de los valores que se cargan en las
entradas de índice de modulación IM (voltaje) y frecuencia deseadas. Se eligen
valores de tal forma que el voltaje y la frecuencia deseada sean
correspondientes a los valores necesarios para el variar la velocidad de un
motor, con la correspondiente compensación de voltaje a bajas frecuencias.
Por lo tanto para la generación del SPWM con portadora triangular, la
frecuencia tiene pasos continuos de 1 Hz desde los 3 Hz hasta 80 Hz, siendo eí
máximo valor que se obtiene por las limitaciones del microcontrolador que al
aumentar este valor se pierde definición en los anchos de pulso, lo cual se
refleja en ondas con un menor número de anchos por periodo. Los valores que
deben ser ingresados al módulo PWM en la entrada de frecuencia es: 1 para el
una salida de 3Hz y 77 para una salida de 80 Hz. Para una salida de OHz
120
realmente el microcontrolador de abajo es peseteado con lo cual no se generan
señales.
Para la variación del índice de modulación de igual forma se deben ingresar
valores desde 1, equivalente a un índice de modulación de 0,11
correspondiente a 3Hz con la cpmpensación de voltaje para mantener el torque,
hasta 48 que equivale a índice de modulación 1 que es el correspondiente a 52
Hz de acuerdo a lo indicado er) el literal 1.6.2. Desde'valores de 49 hasta 57
comienza la sobremodulación para obtener a 60 Hz un voltaje de salida de
aproximadamente 220V entre fases. Valores desde 57 a 60 corresponden a
una mayor sobremodulación que se usa para frecuencias comprendidas entre
61 y 80 Hz, aún que se debería mantener el voltaje constante a 220V se
incrementa un poco el voltaje hasta aproximadamente 230V para el valor de 80
Hz.
2.11. FUNCIONES DEL MODULO INTERFASE.
La función principal del módulo es el de brindar un medio para el ingreso de los
datos por parte del usuario para el control del inversor. El objetivo principal del
presente trabajo es el diseño y construcción del inversor, por lo cual al diseñar
el módulo de interfase, tomando en cuenta que la principal aplicación de los
inversores es el control de la velocidad de motores de inducción, se implemento
el hardware necesario para orientar el inversor hacia eí control de motores; por
lo cual todas las opciones no son usadas.
Se deja ¡mpiementado el contrql por medio del teclado y por la entrada externa
de O a 10 voltios. El control por medio del computador, la entrada del encoder,
la entrada del taco generador, se probaron de manera independiente, pero no
se dejan implementados dentro del presente trabajo, por estar fuera del alcance
de este tema.
121
Al iniciar el equipo el módulo controla que primero el sistema tenga las tres
fases en la entrada, que no exista falla en el manejador de IGBT's y que el
voltaje del bus de DC alcance el valor nominal. Luego de esto permite al
usuario la selección del tipo de control, el movimiento del motor en cualquiera
de los dos sentidos con baja velocidad (JOG) y el tiempo en el que se van
incrementando los valores de la frecuencia hasta llegar ai valor deseado
formando de esta manera rampas de aceleración desaceleración.
En el control por medio de teclado se implemento la mayor parte de las
opciones, permitiendo realizar mediciones del sistema, corriente, voltaje del bus
de DC y entrada del taco-generador esta última sin un escalamiento a la
velocidad del motor, únicamente se muestra el valor máximo de 255 cuando en
la entrada se tenga una señal d$ 10 voltios y de O para -10 voltios.
Se deja implementada la posibilidad de interrumpir un cambio de la frecuencia
deseada, invertir el sentido de giro y cambiar el tiempo para formar rampas
desde 1 a 255 mS de cada pasq para llegar a la frecuencia deseada.
Lo que se deja implementado es suficiente para mostrar el funcionamiento del
inversor con el cual se puede variar la velocidad de un motor de inducción
cumpliendo así el objetivo de es|te trabajo que es el diseño del inversor.
122
Pruebas y análisis de
resultados
123
3.1.-INTRODUCCIÓN.
Se realizan las pruebas para determinar el correcto funcionamiento del equipo,
para lo cual primero se analiza el funcionamiento del circuito de carga y
descarga del capacitor de filtro de bus de DC, luego se analizan los algoritmos
implementados para la generación del SPWM y su comportamiento en el
sistema.
A continuación se prueba el equipo con carga resistiva y luego con un motor
como carga del inversor, indicando aquí la principal aplicación que tienen los
inversores que es el control de velocidad de motores de inducción.
Las mediciones se las realiza con un osciloscopio marca HEWLETT PACKARD
modelo 54645D de 100MHz con dos canales de entrada para señales
analógicas y 16 canales para señales digitales, un analizador industrial marca
FLUKE modelo 41B, un analizador industrial marca POWERMETRIX y un
multímetro digital marca FLUKE modelo 87II de 41/2 dígitos.
124
3.2.- CARGA Y DESCARGA DEL CAPACITOR.
De acuerdo al literal 2.4.1 se tiene un circuito de carga y descarga del capacitor
que forma el filtro del rectificador trifásico para obtener el voltaje continuo en el
bus de DC. Se muestra a continuación en la figura 3.1 la forma de onda para la
carga.
fR2 STOP
ti = 42O.Oms t2 = 7.26O s &t = B.84O s 1/út = i46.ZmH2
Figura 3.1 Carga del capacitor.
La figura muestra que el capacitor se va cargando a través de la resistencia de
carga hasta un voltaje de aproximadamente 250 voltios, luego de lo cual entra
el relé que cortocircuita la resistencia dejando listo e! valor del bus de DC con
un valor de aproximadamente 310 voltios.
El tiempo que se debe esperar para que el bus de DC se encuentre al nivel
adecuado es de aproximadamente 7,5 segundos, luego de lo cual el sistema
continúa con la secuencia de inicialización del sistema,
Al entrar el relé existe un cambio de voltaje de aproximadamente 60 voltios, lo
cual puede producir un daño en los semiconductores por el dv/dt, pero gracias
125
al condensador extra de 10uF 450 voltios que está en paralelo con el bus de DC
en la entrada al puente en el Módulo Puente Inversor con IGBT's como lo indica
el diagrama 2.2, este detalle se muestra en la figura 3.2 siguiente.
fll
3-lSs S.
ti = 3. 195 s t2 - 3. = S.OOOms = 5OO.O
Figura 3.2 Reducción del dv/dt a la entrada del relé
Al ampliar este detalle se observa que el voltaje no crece instantáneamente, se
tiene un tiempo de subida de aproximadamente 2 mS.
La descarga del capacitor se muestra en la figura 3.3, refiriéndose de igual
manera ai literal 2.4.1.
O.OOs 2O.Os/ rfflZ STOP
V I C H I S = 1.562 V V2|CRn = 45.31 V AVCAO = 43.75 V
Figura 3.3 Descarga del capacitor.
126
En la figura anterior se observa que se puede considerar que el capacitor se
encuentra totalmente descargado en un tiempo mayor a 3 minutos (180
segundos e acuerdo a la figura) además se observa que se tiene un voltaje de
45 voltios (Referencia V2) en up tiempo un poco mayor a 60 segundos, el cual
puede considerarse aceptable dentro de lo esperado de acuerdo al literal 2.4.1
de acuerdo a la referencia [5].
En la carga del condensador se nota la forma en que se controla la subida del
voltaje y corriente, con lo que se protege a los diodos del rectificador de una
corriente excesiva al no estar presente el circuito de carga.
El circuito de descarga es impprtante ya que de no existir este, el voltaje se
quedaría almacenado en el capacitor, resultando un voltaje peligroso en el
momento de realizar una revisióp al equipo.
127
3.3.- RESULTADOS DE
GENERACIÓN DEL SPWM.
LOS ALGORITMOS DE LA
Se analizan las formas de onda para los dos algoritmos que se probaron en la
generación de los pulsos para el SPWM, comenzando por las ondas que se
obtienen al generar el SPWM mediante una portadora diente de sierra y luego
las que se obtienen al usar como señal portadora una señal triangular.
3.3.1.- GENERACIÓN CON PORTADORA DIENTE DE SIERRA.
Por medio de un algoritmo ¡mplementado en el microcontrolador como se indicó
en el literal 2.7.1.2 se generaron las ondas del SPWM usando una portadora
diente de sierra, obteniéndose de esta manera anchos de pulsos que son
proporcionales a la amplitud de la senoidal. En la figura 3.4 se muestran las 6
señales que salen desde los opto-acopladores hacia el puente.
fli, -JDQ fDS STOP
Figura 3.4. Pulsos con portadora diente de sierra.
128
En la figura anterior se muestran desde la parte superior, las señales de cada
fase y a continuación su complemento, cada par de ondas alimenta a un ramal
del inversor. Se puede ver además el desfasamiento que existe entre cada
fase que corresponde a 120° que para la frecuencia actual de 58Hz equivale a
un periodo de 5,78 mS lo cual se muestra con mayor claridad en la figura 3.5.
--ÍDO +- IB.sg a. fD? STOP
UJJ JJJUUU
ti = Z7.36ms t2 = 21.52ms At = -5,84Oms 1/At = 171.2 HE
Figura 3.5. Detalle del desfasamiento de las ondas.
Además en la figura anterior se puede ver como se va formando la onda
senoidal , que en el presente caso está sobremodulada.
Tomando con más detalle los pulsos que se producen tenemos la figura 3.6 en
la que se puede notar una característica del uso de la portadora diente de
sierra, de que todos los pulsos cambian de valor en un punto común que es
cuando la señal diente de sierra cambia desde su valor máximo a cero.
129
Rí__ . _J DO <- 17. ¿ aa ¿DS STOP
IC
Figura 3.6. Detalle de los pulsos.
La figura 3.7 muestra en mayor detalle tres ondas correspondientes a los pulsos
que alimentan a la parte superior de! puente, donde se nota más claramente el
punto común en el cambio del valor de los pulsos.
-li
i i
W
i
|•i
i
ni<>
i i
k
i i , i i i 1 E
1
1
•
I
_DO
i 1 1
•- 17.4
l i l i
„ .^
\
>oy,
[ i
<• H2
i i i
f
\ 1
t =
1
STOP
i i i
Figura 3-7.Detalle de tres pulsos.
Para obtener la salida que se g.enera luego del puente inversor se puede hacer
la resta de estas señales y comprobar en una primera instancia si se forman las
ondas senoidales deseadas, er\a figura 3.8 se toma la entrada a dos canales
130
A1, A2 y se muestra dos salidas de los opto-acopladores que van hacia la parte
superior de dos semiconductores y se la resta de las señales.
33 fftZ STDP
ti = 668.Ous t2 = 568.Ous Üt = -tOO.Ous í/At = ÍQ .OOkhte
Figura 3.8 Dos salidas desde los optoacopladores y su resta.
Se nota que al realizar la resta de estas dos señales, por las diferencias que
existen por las características propias de cada uno de los opto-acopladores y
otros elementos, que la resta no es ideal por lo cual existe un pequeño pulso
que distorsiona la señal como se nota en la parte que se encuentra entre los
dos cursores.
Tomando un mayor numero de pulsos en la salida del puente del inversor
alimentado con un voltaje reducido (80 voltios) para una frecuencia de 19Hz en
la figura 3.9 se puede ver como se forman las ondas senoidales, pero
ampliando en la parte inferior unos cuantos pulsos se nota el efecto que tiene la
diferencia entre los componentes nombrada y mostrada en la figura anterior.
131
5TDP
ti = 7Q.20ms t2 = 2S.BQms. At = -52,6Qms. 1/At = 19.Ql HH
Figura 3.9. Saüda del puente inversora 19Hz.
Usando la característica de detector de picos que posee el osciloscopio, se
pueden ver con mayor claridad en la figura 3.10 los pequeños pulsos que se
introducen en las señales generadas y de igual forma eri la parte inferior se
muestra un detalle de estos pulsos.
ti = 53.4Qms t2 = 8.QG.QUS At = -52.6.Qma 1/At = 19.Ql Hs
Figura 3.10. Salida de| inversor activando detección de picos.
En la figura anterior se nota claramente la distorsión que producen estos picos
en las señales de salida del puente. Por medio de ía figura 3.11 se muestra en
detalle los picos que se tienen a la salida.
132
. i. i. i _¡_ i. i. i -1
Pk ffíZ STOP
ti = BBS.OUS tZ = = -ÍOO.Ous 1/At = lO.OORHs
Figura 3.11. Detalle de los picos.
Como se muestra anteriormente los picos tienen igual magnitud que los pulsos
que van sintetizando la senoidal, esto es debido principalmente a la diferencia
que existe entre los componentes, aún cuando para esta sección del circuito se
utilizaron opto-acopladores de up mismo lote y resistencias de precisión.
Estos picos introducen componentes de DC ( que son rnás notorios a bajas
frecuencia ) que no permiten uri correcto comportamiento del equipo por lo cual
este método de la generación del SPWM usando una onda diente de sierra se
descarta.
3.3.2.- GENERACIÓN CON PORTADORA TRIANGULAR.
Al usar una señal triangular se obtienen de igual forma seis señales que
alimentaran a los IGBTs que conforman el inversor, teniendo dos señales
complementarias por cada ramal, las mismas que se muestran a continuación
en la figura 3.12.
133
ji DO +- 3-ssg s.opg/ aa ¿os STOP
ti = 32-SOms tZ = 20 .poma At = -íí,90ms. 1/At = 84.03 HH
Figura 3.12. Señales del SPWM con portadora triangular.
En la figura se muestra como sp va formando la senoidal mediante la variación
de los anchos de pulso, que es el principio del SPWM, además se muestra el
defasaje que existe entre las señales de 120°, equivalente a 11 mS para una
frecuencia de 30Hz.
Tomando el detalle de tres fases en la figura 3.13 se puede analizar de mejor
manera el uso de una portadora triangular.
•Jfc<
1 I
J
1
=•1
,
'
Rlr
i \ i i i i
,
i
\
i
DO
i i
*— ¿
1
.561II
i i
§ soo
1 I 1
^
[
' Id5
i i i i i
•í-Ub
I I
STOP
i i i i
ti = 4.83Oma t2 = S.SBOma At = 1.ISOma 1/At = 869.B
Figura 3.13. Detalle de tres señales.
134
En detalle se puede observar que los tres pulsos no inician en un punto común
por lo cual se eliminan los pulsqs que se producían al utilizar la portadora diente
de sierra, el ancho de cada uno de los pulsos esta referido al centro de una
onda triangular, por lo tanto para determinar la frecuencia de la portadora se
toma el período que existe entre dos centros de un par de pulsos, así como se
indica en la figura anterior la frepuencia de la portadora es de aproximadamente
870Hz.
Como en el presente caso se rr|antiene constante la frecuencia de la portadora,
al incrementar la frecuencia de la modulante (senoidal), el número de pulsos por
cada ciclo disminuye, por ejemplo, en la figura 3.12 anterior la frecuencia de la
portadora es aproximadamente 29 veces la frecuencia de la modulante, por lo
tanto se cuentan 29 pulsos en cada período de la modulante. Por lo cual para
disminuir el efecto de la no sincronización de las ondas, como se analizó en el
literal 1.6.1, sobre los 48 Hz de la portadora se sube la frecuencia de la
modulante a aproximadamente 1.150Hz. En la figura 3.14 se muestra los
pulsos de salida para 48Hz destacando la frecuencia de la portadora que se
encuentra alrededor de 1.150Hz
Ri, Jj__DQ *- Q.QOs 2.( :fD5 STOP
ti = S.SSGms ±2. ~ 4-S40ms ¿Vt = SBQ.Gus = 1 . 136RHH
Figura 3.14. Pulsos para 48Hz con f portadora de 1.150Hz.
Si se resta los pulsos de salida se obtiene las ondas equivalentes a las que se
obtendrán a la salida del inversor, esto se muestra en la figura 3.15 siguiente.
135
En la figura anterior se puede potar además el efecto que produce la falta de
sincronización entre la señal rr)odulante y la portadora( analizado en el literal
1.6.1) por lo que ei ancho correspondiente al último pulso de la semi-onda
negativa de la señal formada, es mayor que el ancho del primer pulso de la
semi-onda positiva, notándose que el cruce por cero de la señal modulante está
un poco más a la derecha que el cruce por cero de la señal portadora. En el
caso de tener una sincronización los anchos de los pulsos guardarían simetría
para la parte positiva y para la negativa de la onda formada.
En la figura 3.17 se muestra la salida del inversor en el que se ve que las
señales de salida son equivalentes a las que se obtiene al realizar la resta de
los pulsos, además se puede ver que se tiene el desfasamiento deseado de
120° entre cada fase, que para la señal de 30Hz equivale a 11,11mS lo cual se
confirma en la figura.
OV/ «--2. IOS 5.00§/ ÍD5 STOP
ti = 13.30ms. t2 = 2.2OOms At = -11-ÍOms VAt = 9Q.Q9
Figura 3.17. Salida del inversor a 30Hz.
Con el algoritmo de generación del SPWM usando portadora triangular se
obtienen mejores resultados por lo cual se toma este método para el inversor.
137
3.4.- PRUEBAS CON CARQA RESISTIVA.
Para determinar el funcionamiento de inversor se procedió a probar el mismo
primeramente con carga resistiva tomando para el efecto primero la mitad de la
carga y luego la carga total, analizando los resultados conforme se van
mostrando las formas de onda.
Para la realización de las pruebas se usó un banco de resistencias que
permiten obtener, media carga y carga total para el inversor.
3.4.1.-MEDIA CARGA
A continuación en la figura 3.18 se muestra las formas de onda del voltaje con
la mitad de la carga para una frecuencia de 30 Hz con un índice de modulación
de 0,53.
VLT4-C
-3548.5 í? ES.5TIME IH MILLISECONDS
34 04-MAR-0B10=37:83
NXT U +FAIR
fi,s; cu -t- i
ADDPOWER
ADD WñUEFRMSETUP
Figura 3.18. Voltajes para 30Hz.
Estas mediciones fueron realizadas con el analizador industrial
POWERMETRIX el mismo que muestra un vaior de voltaje superior al
138
correspondiente al índice de rr)odulación, esto es debido a que con el fin de
mostrar las formas de onda que se obtienen se tomo una conexión en delta
trifásica de cuatro hilos, en la cual se muestran las tres fases del inversor, pero
el fabricante recomienda otro tipo de conexión para realizar las mediciones en
las que solo aparecen dos fases del inversor [25], como se mostrará más
adelante. Además este equipo está optimizado para trabajar con ondas
senoidales de 60 Hz , por lo tanto la medición del voltaje de 148 voltios no es la
correcta, para contrastar esta medición se usa el analizador industrial FLUKE
41B el cual toma el valor de la fundamental con el cual la medición del voltaje
es de 123 voltios. La diferencia entre las mediciones es más notoria para
frecuencias menores debido a que el FLUKE 41B toma una onda completa
para sus mediciones, en tanto que el equipo POWERMETRIX tiene una base
de 34 ms para poder tomar dos ondas completas en 60 Hz, pero, por ejemplo
en una frecuencia de 15 Hz solamente se toma uno de los semicicios.
Esta medición se toma como aceptable ya que al realizar las mediciones de
voltaje del inversor comercial de la casa WEG, el voltaje que indica este es más
cercano al que se obtiene con el equipo FLUKE 41B que con el equipo
POWERMETRIX, por lo cual por facilidad para la calibración del equipo en
valores de frecuencia y voltaje se usa el primer equipo, en tanto que para tomar
las formas de onda se usa e| segundo ya que son similares a las que se
obtienen con el osciloscopio con la ventaja que es posible visualizar las tres
fases simultáneamente. En el caso de la medición de potencia se usa la
conexión dada por el fabricante [25] y se comprueba que los dos equipos
entregan valores similares.
Las señales de corriente bajo las mismas condiciones de carga y frecuencia
anteriores se muestran a continuación en la figura 3.19.
139
AMP4A
-55
AI1P4B
AMP4-C
-5
w
OTA,
8.5 1? 25.5TIME IH MILLISECONBS
34
- VA= 166- VB= 163- VC= 159- Vti= 106
.5A=.031DO — __r-K= — —
• IQ=35.43PH/4WIREPHAS-PHAS
LIVE TIME
ACTIVE*F=59.96
04-MAR-0010:37:20
NXT U+IPAIR
A , B ; c i AIXDUOLTAGEl PQ14ER
i PIDDI NEUTRAL
WfiUEFRMSETUP
Figura 3.19. Corrientes para 30Hz.
En las señales de corriente se nota el mismo defasaje de 120° que para el
voltaje entre cada una de las ondas pero se debe considerar que el voltaje es
entre líneas y la corriente es por fase por lo cual existe un desfasamiento de 30°
entra el voltaje y la corriente lo cual se muestra en la figura 3.20.
339
8.5 í? £5.5TIME IN MILLISECONDS
NXT U+I I fl,B,C I fl»DICURRENT! POWER (NEUTRAL
Figura 3.20. Voltaje entre fases y corriente de línea.
Los armónicos que se producen tanto para el voltaje como para la corriente se
muestran en la figura 3.21.
140
- V A = 16?VB= —
• V C = 167VK= —
-I ¿=.95?IB= —
-IC=1.07
INXT u + i i A , B , C I H A R M N I C I H A R M N I CPAIR ICURKENTlüETAILSI TABLE
Figura 3.21. Armónicos de voltaje y de corriente 30Hz.
Como se puede observar se tiene la frecuencia fundamental y los armónicos
más representativos están alrededor de la frecuencia de la portadora
demostrándose lo que se indicó en la teoría sobre la modulación de ancho de
pulso.
Se observa además que existe otros armónicos que son producidos
principalmente por la falta de sincronización entre la portadora y la modulante,
además al usar el FLUKE 41B se puede observar la existencia de sub-
armónicos, pero el equipo mide menor número de armónicos por lo cual se
tomaron las gráficas anteriores para el análisis.
Se repiten las mediciones realizadas anteriormente pero en este caso con una
frecuencia de GOHz, comenzando por las formas de onda del voltaje de las tres
fases mostradas en la figura 3.2£.
141
VLT4-A
VLT+B
VLT4C
-3458.5 1? £5.5TIME IH MILLISECONDS
34F=60,09BftT=99X04-MAR-0012:17=37
NXT U+IPAIR U •*•' I
; c | AIXD i AixDPOWER I NEUTRAL
WAUEFRMSETUP
Figura ?.22. Voltajes para 60Hz.
Como se puede observar para 60Hz las ondas presentan sobremodulación para
lograr obtener alrededor de 220 voltios, confirmando lo expuesto en el literal
1.6.2. Por otro lado se puede notar la influencia de la falta de sincronismo entre
la portadora y la modulante ya que se pierde la simetría entre las ondas.
Las correspondientes corrientes de las tres fases son mostradas por la figura
3.23.
AMP+A
-55
AMP+B
-55
AMP4-C
-5
Wtaif
8.5 1? S5.5TIfC IH MILLISECOHDS
34
- V A = 2£4• VB= 222• V C = 222-VH=13.8
-IB=1 ¡UIC=1.21
BR='. &G&5A=.027PR= —
IQ=24.93PH/4UIREPHAS-PHAS
LIVE TIME
#ACTIVE#=68. 05
12:18:16NXT U-t-I 1 A , B , C I
PAIR IUQLTAGE!1 AIXD[NEUTRAL MAUEFRM
SETUP
Figura 3.23. Cqrrientes para 60Hz media carga.
142
Se observa que debido a la sobremodulación presente la corriente tiene mayor
continuidad si se comparan con las corrientes que se obtuvieron a 30 Hz. De
igual manera se muestra en la figura 3.24 un voltaje entre fases y una corriente
de línea.-. VA= £26•- VB= ££4-VC= ££3• VK=19 .9r l A = i . l í
F=60.03AT=99X4-MAR-001£=13:33
S.5 í? £5.5TI(1E IN MILLISECONES
IÑXT I A , B Í C ADDPAIR ICURRENT! PQMER NEUTRAL
Figura 3.24. Voltaje entre fases y corriente de línea.
Nuevamente se puede notar el defasaje que existe entre el voltaje entre fases y
la corriente de línea, esto se puede observar de mejor manera con el diagrama
fasorial de la figura 3.25.
UBC=224.2240^
IB =1.125LEftD 2 12-?PF= 0 . 000
IB
UCA=222.3120*
IC =1.243LEAD 88*PF= 0 . 000
UECTORDIAGFcñM
UBC\
"tñf^ i
NON
1
ic
í - AAME
WftB=224. 40*
I A =1.118LEAB 325*PF= e . 000
LAG
A
UAB
SVSTEMU= 223.61= 1.163PF=e.008
UIEM 1 SET TOREFERNC 1 1 NST ANT
IHPÜT
STftTUS
- VA= £24: VB= ££5.- VC= 2£3• VH=19-6-IA=1M0•• IB-1 .13kIC=I.£6-IN=.6Í4
BR= —5A= ~PR= —IQ= —
3PH/4WIREPHAS-PHAS
AVERAGEDEraea&EiEi
«ACTIVE*F=60.05BAT=99Xí08-nftR-Q008:04:50
MAINMENÚ
Figura 3.25. Diagrama fasorial para 60Hz media carga.
143
a) Voltajes
AMP+ft
-55
flMPtB
5
-58;5 17 £5.5TIME IH MILLISECDNDS
34
\- Vft= 237~ 243
. ._ £37\- VM=60.9
- Í.Í61.18í .23013
h BR= ;0065ft=.023PR= —
t- IG=53.4
Ift=18=IC=IN=
3PH/4WIREpHAS-PHñs
LIVE TIME
HQtn
04-NAR-0012:41:50
NXT U+I 1 A ^ B ^ C 1PAIR lUOLXAGEl
ADDPOHJCR
1 AD»iNEUTIÍAIi
HAUEFRMSETUP
b) Corrientes
c) Voltaje entre fases y corriente de línea.
Figura 3.28. Formas de onda para 80Hz.
146
Las formas de onda de ías señales son las esperadas y similares a (as
analizadas anteriormente, notándose que como la frecuencia de la portadora
está alrededor de 1150Hz la relación de frecuencias es de 14,375, por lo cual la
definición que se tiene de ías ondas es baja pero aceptable ya que, como se
tiene sobre modulación no es necesario una definición alta.
3.4.2.-CARGA TOTAL.
Se procede de forma similar para la carga total comenzando de igual forma con
una frecuencia de salida de 30Hz, para la cual se muestran los voltajes de
salida en la figura 3.29.
Vft= 135VE= 139VC= 134VM= 109IA=S.3SIB=£.30IC=2.47IN=.914BR=.080
NXT U+I A,Bt ,C A»I> ADDPAIR \ -fr1 I | POWER | NEUTRAL,
Figura 3.29. Voltajes para 30Hz.
Las formas de onda de! voltaje son similares a las obtenidas para media carga,
por lo cual lo acotado para estas es válido en este caso, las correspondiente
ondas de corriente así como un voltaje entre líneas y una corriente de fase se
muestran en la figura 3.30
147
10
AMP+A
-1010
AMP-fB
-1010
AMP+C0
-10
ií/JM
8.5 17 £5.5 34TIME IM MILLISECOHDS
VA=VE=yc=lft~IB-IC=
5A=
14814614E
• 1062.58£.56S.53'.014.000.927
•10=33.5
PHAS-PHAS
LIVE TIME
* HQLD *
04-NAR-00
INXT U + I I ft,B* C ftDD \DPAIR | U OLTfl GE I POWER 1 NEUXRftl/
WAUEFJRMSETUP
a) Corrientes.
8.5 17 £5.5TIME IN MILLISECÜNDS
NXT U*I I A , B , CP A I R ICURRENT ( ADDPONER [NEUTRAL
b) Voltaje y corriente,
Figura 3.30. Formas de onda para 30Hz.
Para 52Hz se muestra directamente el voltaje y la corriente en la figura 3.31; en
estas gráficas se puede observar que prácticamente no cambian en su forma,
por lo cual se asume un análisjs similar al de las ondas anteriores para carga
resistiva.
148
332
4.5
AMP-í-A
-4.5
-98.5 17 £5.5
IN MILLISECONDSNXT U-i-I I C\ Bi C I A D D A I X D
PflIR CLJRRENTI POWER [NEUTRAL
Figura 3.31. Voltaje y corriente para 52Hz.
Para esta frecuencia, con la cafga disponible, se tiene una corriente superior a
la nominal en la salida y la potencia es mayor a la requerida, como lo muestra la
tabla de valores mostrada en la figura 3.32.
StfSTEM 0
'ífl
UOLI 190.9ÑHPS 3.415ue 0.0°16 209.3°
PF -.861PF9 30.6°
NATT -561Ufl 651.9UfiR -290TOTU 225*TOTI 224*T-UA 83.5*
NEU: U: —
JERALL SUMMARVÍB $C SYSTEtt
™ 188,9 189,9— 3,464 3,440
0.0° 300.0°0.0° 90.5°
— -.864 -.9838.0° 30.3° 10.6°
— -565 -1127— 654.5 1146— 80,47 -209,9
y. 223's. y.y 224^ • yy. 83 . 3* 83 . 5*
I =.0135 CNI= 0XUECTOR IIUSPLAV I3-PHASEI SET TO
DIAGRAMlsiGNALS 1 DMM llNSTANT
I - VA= 194N VB= —P - V C = 191u VH= —T - IA=3.45' IE= —S - IC=3.48TriH=.813$ BR= —T 5A= —U PR= ~S IQ= —
3W DELTAFORM 5/1E
AVERAGEDI EKÍ CI
*ACTIVE*F=60.02BAT=99X15~MAR~001£:57:54
MAINMENÚ
Figura 3.32. Mediciones para 52Hz.
149
La corriente es superior a los 3 A requeridos en la salida, pero el voltaje es
menor a 220 Voltios, obteniendo a la salida una potencia de 1.146KVA superior
a la requerida, estando dentro de los rangos normales de sobrecarga del
equipo. Además el factor de potencia no es uno, debido a que se tiene ondas
distorsionadas, por lo cual se tiene una componente reactiva, aún cuando se
trata de una carga resistiva. En la figura 3.33 se muestran además los
armónicos del voltaje y corriente para estas condiciones.
£4
18
12VLTfA
AMP4-A
8£4
18
12
hll
FUND=131. 0THD =45. 8X
FUND=2.707THD = 3 7 . 6 X
Lliy. 8
DISTORTIOH18 i £0 30 40
HARMONIO MUMBER50
r VA= 192VB= —
- VC= 137VH= —IA=3.41IB= —IC=3.36
IQ=5£.63W DELTAFORM 5/12
AVERAGED
F=60.02BAT=99X15-MAR-0012=59:04
NXT u-*-1 | A , B ; C I H A R M N I C I H A R M N I CPAIR ICURRENT DETAILS| TftBLE
HARMNICSETUP
Figura 3.33. Armónicos de voltaje y corriente para 52Hz
Además se toman las formas de onda de voltaje y de corriente para la entrada
las que se muestran en la figura 3.34. En la que se debe tomar en cuenta el
defasaje, ya que se, mide voltajes entre fases y la corriente de línea, pero lo más
importante es notar que el voltaje de entrada no está distorsionado pero si la
corriente, en la cual se nota los dos picos de corriente que se producen en cada
medio ciclo, demostrándose d^ esta manera que lo que se asumió para el
dimensionamiento de ios diodos en el literal 2.3 es correcto.
150
£15£16£14.7485.545.735.20.104.900.8£3
u:I :
3.5 17 £5.5TIME IH MILLISECOMDS
34
NXT U-+-I I A , B Í CPAIR |CURREN!
ADDPOWER
\P[NEUTRAL
F=59.99BAT=99X15-MAR-0013:11:43
NAUEFRMSETUP
Figura 3.34. Señales de entrada de voltaje y corriente
Midiendo la distorsión armónipa del voltaje y la corriente se obtienen lo
mostrado por la figura 3.35. en la cual se nota que el voltaje prácticamente no
tiene distorsión, en tanto que la porriente posee armónicos considerables.
34
63
y.4£
VLT-íA
£1
0
84
63
y.42
AMP+A
£1
0
y.DISTORT3
FUND=214.8THD =1.6±X
13OM
NXT U+IPAIR
FUND=3. 434THJ> =127 X
1
i Li. .._•_„.18 ' £0 30 40 59
HARMOHIC NUMEERñ,BiC IHARMNIClHflRMNIC
CURRENT iDETftlLS I TABLE
INPUT
STATUS
- VA= £15- VB= £16- VC= £13- VH= .735' IA=5.56- IB=5.86- IC=5.£5-IH=.183-BR=.000-5A=.031
PR= —'10= .448
3PH/4UIREPHAS-PHAS
AVERAGEDWflBtfHttsEl
*ñCTIVE*FB1
=63.03ftT— 99X5-MAR-003:l£¡£9
HARMNICSETUP
Figura 3.35. Armónicos de voltaje y corriente en la entrada del inversor.
Las mediciones de potencia de entrada se muestran en la figura 3.36,
notándose que, por el método utilizado el voltaje de salida es e! 86% del voltaje
151
de entrada, por lo cual se debe utilizar la sobremodulación para lograr obtener
valores superiores de voltaje, con lo cual el rendimiento del equipo disminuye.
SVSTEM OUEROX/L SUMMAIW•ifl I'B $C SYSTEH
UOLT 123,6 125.0 123,6 124,1fiMPS 5.568 5.869 5,171 5,543Ue Q . Q ° 240 .2° 119.4°16 183.1° 55.4° 294.5°PF -.628 v.617 -.685 -,999PF9 51.7° 51.9° 52.8° 2.5°WATT -427 -453 -387 -1267Un 688,3 733.4 639,3 1268UfiK -20.6 40.26 34,69 54,33TOTU 2 . 06* 1 . 98* 2 . 26* *TOTI 127* 127* 133* *T-Ufl 38.1* 38.2* 39.8* 0.574*
NEU: H- — I:. 1035 CNI= 2'/.UECTOTt DISPLAV |3-FHftSE 1 SET TO
D I A G R A M SIGNALS I DMM l l N S T A N T
INPUTSTATUS
- VA= 124- VB= 125
VC= 1 £4VN= —
r IA=5.5a- IB=5.92- IC=5.26-IN«.184
BR= ~5A= ~PR= —IG= —
4W DELTADIRECT
AVERAGEDitmws&Kfzi
#flCTIVE#F=60.03BflT=99X15-MAR-9013:13:07
M A I NMENÚ
Figura 3.36, Mediciones para carga total
Se puede notar que las mediciones muestran un factor de potencia cercano a la
unidad, debido a que este analizador mide el factor de potencia de
desplazamiento entre el voltaje y la fundamental de la corriente, pero al medir el
factor de potencia con el analizador de armónicos FLUKE 41B se obtiene un
factor de potencia de 0,6.
152
3.4.2.- PRUEBAS CON MQTOR.
La principal aplicación que tienen los inversores es la variación de la velocidad
de un motor, por lo cual se realizaron pruebas del inversor aplicando como
carga un motor de inducción jaula de ardilla, mostrándose las formas de onda
de voltaje para 30Hz en la figura 3.37.
VLT4-A
VLT+E
VLT4-C
15915?153188L.£41.301.27.013.000.031
8.5 17 £5.5TIME IN MILLISECONDS 04-MAR-00
13:31=30NXT U-»-1
FftIRA , B; C I ADD TU -*- I I POWER iNEUTftAL
NAUEFRMSETUP
Figura 3.37. Voltajes para 30Hz con motor.
Las formas de onda del voltaje .son similares a las obtenidas anteriormente, por
lo cual lo acotado para estas es válido en este caso, las correspondiente ondas
de corriente así como un voltaje- entre líneas y una corriente de fase se
muestran en la figura 3.38. notando que el desfasamiento que existe entre el
voltaje y la corriente es mayor por tratarse de una carga inductiva. Se puede
notar que la corriente mantiene el desfasamiento de 120° y sobre todo es más
continua, debido a que los bobjnados del motor actúan como filtro pasa bajos,
eliminándose las componentes de la corriente que se encuentran alrededor de
la frecuencia de la portadora, confirmándose de esta manera la eficiencia de
este método para el uso de motores por lo cual es su principal aplicación. En
estas condiciones, se midió que la velocidad se ha reducido a la mitad de su
valor nominal, es decir aproximadamente 870 RPM.
153
6
AMP+A0
6
AMP+B0
-66
AMP4-C6
-6
v^"Vv^
^X -J
v^
*VVs>
f f*'VȒ p
^rtSV^
1
n v
A /
Av^^yH
^
r-V^rV
^--WS
vVVy.
. '
íVVV
3 8.5 17 £5.5 34TIME IH MILLISECONDS
NXT U+I 1 ñ.B.C 1 ADD | AIXDPAIR IUOLTAGE 1 POWER [NEUTRAL
INPUTSTATUc-
, VA= 169* VB= 169r VC= 169r VM- íesrIA=l.£4
-I Oí Í£7-IH=.047•BR=.800-5A=.831
PR= —
3PH/4UIREPHAS-PHAS
LIVE_TIME
«ACTIVE*F=59.47
04-MAR-S013:31:52
WAUEFRMSETUP
a) Corrientes.
2.5
AMP+A
-E.5
-58.5 17 £5.5TIME IN MILLISECONDS
INXT u-i-i i A,BÍ c IPAIR I C U R R E N T I POWER NEUTRAL
F=59.94BfiT=99X04-MAR-6013:33:£9WftUEFRMSETUP
b) Voltaje y corriente.
Figura 3.38. Formas de onda para 30Hz con motor.
Se repiten las pruebes para una frecuencia de 60 Hz, mostrándose de igual
manera las formas de onda correspondientes que para la frecuencia de 30 Hz
en la figura 3.39, con resultados equivalentes, pero en este caso la velocidad
del motor sube alrededor de la velocidad nominal de 1720 RPM, que para llegar
a este punto ia frecuencia con su correspondiente voltaje fueron subiendo
incrementando en igual proporción la velocidad, notándose así su variación.
154
IC=1.26IH=.014BR=.5A=.031PR= —IQ=£9.3
a) Voltajes 60Hz.
5
fltlP-W0
-55
flMP*B0
-55
AMP*CS
-5
'i/v " ^
VM
-^
\M^
^
A-^
^vw
^y\,y
(
. . í/**f
X
Í Vr/— - -
<^
^
Nt
?fa.• '\!
,-.
r i
•v^
V
Y/VN
X
V^
V
rtV\.
3 8.5 17 25.5 34TIME IH MILLISECOHDS
NXT U+I 1 A > B , C 1 ADD 1 AD»PAIR JUOLTAGE! PGUER INELJTKAL
INPUT
STATUS
- VA= 234- VB= 235r VC= 23£
VH=?3.7' IA=1 .26"15=1.27rIC=l,26rIH=.014r BR=.000r 5A=.027
PR= —IQ=4£ .7
3PH/4UIREPHAS-PHAS
LIVE TIMEHSlBdSH&l
#ACTIVE*FB0
1
=59.95AT— 99X4-MAR-003:56:33
WAUEFItMSETUP
b) Corrientes 60Hz.
155
356
AMP4-A
-6
INXT u-n r A,B, c \DPAIH ICLJKRENTI POUEK [NEUTRAL
c) Voltaje y corriente para 60Hz.
Figura 3.39. Formas de onda para carga motor a 60Hz.
Se puede observar que la forma de onda del voltaje se mantiene en tanto que la
corriente se muestra con variapiones sobrepuestas a la onda, mayores a las
que se tenía para 30Hz, esto es debido a que para 60Hz la relación de
frecuencias es menor que para 30Hz, por lo tanto la onda tiene una menor
definición, además se debe tomar en cuenta que para 60Hz se tiene
sobremodulación lo cual afecta en la corriente de salida. Aún cuando existen
estas pequeñas variaciones se observa que el motor sigue actuando como filtro
ya que la forma de corriente es continua, este efecto de filtro sé puede apreciar
en la figura 3.40 de las armónicas de la corriente, observándose la atenuación
de los armónicos de la corriente que, al compararlos por ejemplo con los
armónicos de carga resistiva d^ la figura 3.26 a 60 Hz se nota que en el caso
del motor la componente fundamental es la más representativa y se observa el
efecto de filtro pasa bajo, debido a que la segunda componente no es atenuada
como las de orden superior.
156
16
12y,
3AMP4A
40
16
í£y,
8AMP4B
40
16
12y.
3AMP-fC
4
0
FUND=1.148- .THD —15 9y -
.1 |..|!.,_,, ¡.I ..L .FUND=1.126
......THD — 15 . 9X -
1...i ••_! 1 1 L.iln^ i.i.l.l. ..... _.
FUND=1-127.THD —14. 9 y .
1.MI .1.1.1 1 1 .Hn... . I...I.L ..^ 8 10 20 30 40 56
DISTORTION HARMONIO NUMBER
NXT U+I 1 fl.BiC IHARMNIC HARMNICPAIR luoLTftGE IDETOILS TABLE
iNPUT
STA
US
- VA= £31* VB= £35k VC= H3£- VH-?6.9^IA=1 .£8'IB=1.£9-IC=1 .36- IN-.814i-BR=.000' 5A=.031
PR= _
• IQ=£9.7
3PH/4MIREPHAS-PHAS
AVERAGED[iftB:>2G£¡EI
ÍACTTVF*
FB01
=60. 07AT=99X4-MAR-003:59:05
HARMNICSETUP
Figura 3.40. Armónicos de la corriente para 60 Hz con motor.
En tanto que los armónicos para el voltaje mostrados por la figura 3.41 se
mantiene que la componente eje la fundamental es la más significativa y que
aparecen componentes alrededor de la frecuencia de la portadora, pero se
comprueba que el motor responde principalmente a la componente
fundamental, ya que para el presente caso a 60 Hz se tiene la velocidad
nominal del motor.
VLT+ft
VLT4B
VLTiC
DISTORTION
18 ' £0 30 40HARMONIO NUMBER
50
£33234£38
• VA=• VB=• VC=
'IA=1.£9-IB=L.19
1 .£8.014.090.023
IC=IN=BR=.5A=.PR= ~IQ=£9.9
3PH/4UIREPHAS-PHAS
AVERAGEE
*ftCTIVE*
F=60.13
04-MAR-0013:59:£3
NXT u+i i O,B;C IHARMNICIHARMNICPAIR ICURRENT l lXETAILS | TfiBLE
HARMNICSETUP
Figura 3.41. Armónicos del voltaje para 60 Hz con motor.
157
A continuación la figura 3,42 muestra el voltaje y la corriente para una
frecuencia de 80 Hz, a la cual se llega de igual manera.subiendo con pasos de
un hertzio, notándose el incremento proporcional de la velocidad, que al llegar a
80 Hz se llega a aproximadamente 2300 RPM.
353 - V f t = 251VB= —VC= 250VH= —
-IA=.985IB= —
-101.01- I H = . 0 1 3-BR=.Q00
Figura 3.42. Voltaje y corriente para 80Hz con motor.
De igual manera se observa que la corriente es continua, pero que existen
variaciones por la baja definición que se tiene a esta frecuencia.
158
.- Conclusiones
.- Los objetivos del presente trabajo han sido cumplidos, logrando tener
un inversor con voltaje y frecuencia variable de 1KVA de potencia en la salida,
mismo que puede ser utilizado para el control de la velocidad de motores de
inducción.
.- Este sistema es flexible, puede adaptarse a otro tipo de algoritmo para
la generación de las señales del PWM, el cual debe cargarse en la memoria de
programa, respetando las salidas y entradas de las señales de la tarjeta y del
microcontrolador. Dedicando únicamente la tarjeta del módulo SPWM para este
propósito y queda disponible la tarjeta del módulo Interfase para el control
pudiendo mantenerse el mismo programa, considerando las salidas que
proporciona la misma.
\- Debido a que en el inversor se usa un rectificador no controlado con
filtro de entrada, el voltaje prácticamente no se distorsiona, pero la corriente de
entrada es distorsionada debido a la a la presencia del filtro de entrada
capacitivo; siendo en este caso necesario el uso de inductancias en la entrada
del inversor para suavizar los picos de comente [12] y si esto no es suficiente,
es necesario el uso de correctores activos de factor de potencia.
.- El diseño de un inversor, implica mucho más que la generación de los
anchos de pulso; es tan importante la parte de potencia, los circuitos
auxiliares, circuitos de monitoreo y sobre todo el acoplamiento de todas estas
partes, constituye un trabajo que requiere mucho cuidado ya que se trabaja con
voltajes elevados que generan problemas, principalmente de ruidos,
Interferencia Electromagnética, Descargas Estáticas, aislamientos, etc.
.- Los IGBT's prácticamente trabajan sin redes SNUBBERS pero es
importante el uso un capacitor electrolítico que esta directamente en el bus de
DC en el puente del inversor, éste atenúa el cierre de los contactos del relé,
como se indica en la figura 3,2 ; este cierre representa un dv/dt prácticamente
infinito que si puede dañara los IGBT's.
.- El uso de una onda diente de sierra como portadora, es más fácil de
generar en el microcontrolador ya que existe un punto común para la
comparación con la modulante, pero produce los picos mostrados en el literal
3.3.1, mismos que son prácticamente imposibles de eliminar debido a que: si se
eligen tres optoacopladores con las mismas características se necesitan seis
IGBT's con iguales características, las resistencias usadas para los circuitos de
los optoacopladores y para las compuertas de los IGBT's deben ser iguales y si
todo esto se consigue, las características de diseño del circuito impreso para
cada componente del puente sea tal que permita que las conmutaciones
eliminen los picos que se producen. Lo anterior es difícil de lograr, pero en el
transcurso de la implementación del trabajo se logró pequeñas diferencias que
produjeron picos de menor duración, pero su magnitud fue igual a la del bus de
DC lo que produjo un ruido más difícil de eliminar. Por otro lado, en el caso de
necesidad de reparación del equipo se deben cumplir los mismos
requerimientos anteriores complicando la reposición de algún elemento.
.- El uso de portadora triangular es más complejo de generar en el
microcontrolador, ya que los puntos de comparación con la señal modulante no
son comunes, lo cual implica que se deben ir generando las tres señales
modulantes y la portadora, e ir comparando estas señales al mismo tiempo
siendo necesario un proceso multitarea. Pero las ventajas son evidentes al
obtener mejores resultados como se indicó en el literal 3.3.2.
.- De acuerdo con los resultados que se han obtenido, el
microcontrolador usado es insuficiente para este tipo de aplicaciones. Este
posee una estructura secuencial con la cual se puede realizar una sola tarea a
la vez, por lo tanto, las comparaciones entre la portadora y la modulante se
hacen una a continuación de la otra. Además el problema del uso del
acumulador para algunas de estas operaciones, introduce retardos que
provocan errores en la generación de las señales. Otra razón por la cual el
microcontrolador es insuficiente, es el problema de la no sincronización de las
ondas; la sincronización es compleja, implica que para cada frecuencia de la
modulante se genere la correspondiente frecuencia de la portadora, que sea
múltiplo exacto. Lo anterior es complicado de ¡mplementar: por la estructura
secuencial del microcontrolador, además los 8 bits con los que opera permite
lograr valores entre O y 255 que resultan insuficientes para generar y sincronizar
tres ondas senoidales con una triangular e ir realizando las comparaciones
entre ellas para obtener las señales del SPWM.
. - A bajas índices de modulación usando portadora triangular se tiene
problemas similares que con el uso de portadora diente de sierra. Esto se
debe a que, para un valor equivalente a cero voltios de la modulante, los
anchos de pulso tienen una relación de trabajo del 50%, que al ser el índice de
modulación bajo, varía en una pequeña proporción para los valores máximos y
mínimos. Estas variaciones son mínimas para valores cercanos al cruce por
cero de la senoidal y comparables con el error que se tiene en la generación,
por lo cual al sumarse no se anulan por completo, generándose picos similares
a los que se obtiene con portadora diente de sierra. Foreste motivo se limita la
frecuencia mínima a 3 Hz, ya que valores menores de frecuencia, necesitan
índices de modulación menores, en cuyo caso los anchos de pulso tienen
menor variación y presenta más problemas de los picos indeseables.
.- Al probar el método de portadora diente de sierra con un motor, se
evidenció que la componente DC del voltaje de salida, producido por los picos
expuestos en el literal 3,3.1, produce vibraciones en el motor. Además para
valores bajos de frecuencia, con índice de modulación bajos, en los valores
cercanos al cruce por cero de la senoidal los picos producidos tienen
duraciones similares a los valores que sintetizan la onda, presentándose en la
salida un voltaje que positivo y negativo con la amplitud del bus DC, que varía a
la frecuencia de la portadora, lo que puede causar que ios IGBT's se quemen.
.- Recomendaciones
En caso que de aplicaciones del inversor para el control de máquinas,
para medición de la velocidad se recomienda hacer un acondicionador de señalV-
del taco generador, de tal manera que a la velocidad máxima del motor con la
máxima salida de frecuencia se tenga 10 voltios para un sentido de giro y
menos 10 voltios para el otro sentido de giro. Luego en el microcontrolador se
debe escalar el valor de 255 equivalente a 10 voltios y O para -10 voltios en la
entrada, para que en el display se muestre la velocidad en RPM que bajo estas
condiciones posea el motor, esto varía al conectar al inversor a un motor con un
número diferente de polos.
.- Una situación similar se recomienda hacer con la entrada del encoder
óptico, ya que en este caso depende de la resolución que posea el mismo y si
es necesario o no el acondicionamiento de las señales que entrega este de tal
manera que sean compatibles con los niveles TTL de entrada que se dejan a
disposición. Claro esta que, mediante software es posible realizar un programa
que permita la selección del número de polos que posea el motor de tal forma
que el escalamiento se haga de forma automática. De igual forma se puede
realizar un programa que permita configurar el número de pulsos que entrega el
encoder y que su escalamiento sea proporcional a este.
.- El control por medio del computador implica el desarrollo de un
programa tanto en el microcontrolador como en el PC, que incluya la mayor
cantidad de opciones de control y monitoreo desde el PC, de esta forma tener
un control y monitoreo más completo del sistema. Las entradas de la velocidad
además permitirán tener la opción de realizar el control en lazo cerrado de un
motor de inducción. Estas opciones no se implementaron por que realmente
sale del alcance y objetivo del presente trabajo, que es ei diseño y construcción
de un inversor trifásico con técnica PWM usando IGBT's y no incluye el control
de un motor de inducción por medio del inversor. Sin embargo si se desea
esto, se recomienda realizar un proyecto posterior, con la ventaja de que la
parte física se deja construida; para esto será necesario realizar el
acondicionamiento de las señales y la implementación de un programa para el
microcontrolador y para el PC, de tal manera que realicen estas funciones; que
es la mayor parte del proyecto.
.- Debido a que el voltaje de salida del inversor posee una significativa
cantidad de armónicos, se recomienda tomar esta consideración en el
dimensionamiento del motor en el caso del control de la máquina mediante el
inversor. Si es posible se recomienda el uso de motores diseñados para el uso
con inversores, con los que se obtiene mejores resultados.
.- El ruido que se produce, principalmente por las conmutaciones de los
IGBTs, requieren un tratamiento cauteloso, siguiendo todas las
recomendaciones del fabricante. Al conmutar los IGBTs se producen pulsos de
gran amplitud (Voltaje del bus DC) y corta duración produciendo ruido blanco.
Para eliminar este ruido se debe tratar de eliminar la fuente de ruido, que en
este caso son las conmutaciones d.e los IGBT's, que de acuerdo a
recomendaciones del fabricante se deben colocar capacitores de
desacoplamiento en el bus de DC directamente sobre cada ramal del puente
inversor.
.- Para el diseño de las placas e interconexión de los módulos, se debe
tomar muy en cuenta la interferencia electromagnética, para lo cual se
recomienda el diseño de los circuitos con la menor longitud posible, el uso de
capacitores de desacoplamiento para cada circuito integrado que este en
regímenes de conmutación, tratar de separar en lo posible los circuitos de
potencia de los de control, cuidar que el aislamiento sea el adecuado para los
niveles de voltaje que se manejan. Además se recomienda que en los circuitos
críticos; como es el manejadorde IGBTs, usar elementos de precisión.
.- Se recomienda tomar mucho cuidado con las masas de los circuitos,
debido a que al probar independientemente un circuito, este funciona
adecuadamente, al acoplarlo con todo el sistema se puede producir un corto
circuito principalmente por el puente rectificador. Si el circuito es aislado de la
parte de potencia se recomienda cuidar-que este aislamiento no se pierda, por
ejemplo, en la comunicación serial el computador interconecta el punto negativo
de la parte digital del circuito con la tierra del computador y este puede cerrarse
con la tierra del equipo, en operación normal no existe ningún problema, pero
en el caso de una falla esta se va a tierra, lo cual puede pasar a través del
computador y por ende dañarlo. Por este motivo se recomienda realizar un
interfase aislado para la comunicación serial para futuros trabajos.
.- La medición de la corriente por el método de la resistencia es muy
ruidoso y no permite tener buena precisión, por lo cual se recomienda el uso de
sensores de efecto Hall, permitiendo además una medición aislada de la parte
de potencia que permite un mejor tratamiento.
.- Se recomienda seguir la siguiente secuencia para las pruebas del
diseño del inversor: primero conseguir las señales del PWM; segundo, mediante
un osciloscopio realizar la resta de dos señales y ver que se produzcan las
señales equivalentes a las que se espera tener en el inversor. Tercero , montar
un puente inversor mediante optoacopladores, colocando en los diodos
emisores las señales que se han generado y en el secundario con los
transistores de los optoacopladores y una fuente aislada de bajo valor, armar un
puente inversor con una carga adecuada, comprobando la generación de las
señales en todo el rango. Cuarto, ingresar estas señales al circuito encargado
de manejar los IGBTs y si el mismo no genera los tiempos muertos necesarios
.- Se recomienda que para potencias mayores de 3KVA y voltajes
superiores a 220 V, el uso de un manejador diferente al utilizado en el presente
trabajo, ya que de acuerdo a especificaciones deí fabricante estos son sus
límites.
IMÁGENES DEL EQUIPO
a) Vista general del equipo
b) Detalle de las tarjetas.
c) Filtro capacitivo y fuentes.
d) Detalle del puente inversor Con IGETTs.
e) Vista lateral y detalle de los IGBTs
HOJAS DE DATOS IR
InternationaIQRRectifier
PD 9.1453A
PRELIMINARY IRG4BC30UD
n-channel
INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR WITHULTRAFAST SOFT RECOVERY DIODEFeatures• UltraFast: Optimized for high operating
frequencies 8-40 kHz in hard switching, >200kHz in resonant mode
• Generation 4 IGBT design provides tighterparameter distribution and higher efficiency thanGeneration 3
• IGBT co-packaged with HEXFRED™ uitrafast,ultra-soft-recovery anti-parallel diodes for use inbridge configurations
• Industry standard TO-220AB packageBenefits• Generation -4 IGBT's-offer highest efficiencies
available• IGBT's optimized for specific applicatíon conditions• HEXFRED diodes optimized for performance wiíh
IGBT's . Minímized recovery characteristics requireless/no snubbing
• Designed to be a "drop-in" replacement for equivalentindustry-standard Generation 3 IR IGBT's
Absoluta Máximum Ratings
UltraFast CoPack IGBT
VCES =600V
VcE(on) typ. = 1-95V
TO-220AB
VCESI c@ TC = 25°C|C@TC=100°C
ICMILMIF@TC=100°C
IFMVGE
P'D@TC = 25°CP D @ T c = 100°CTjTSTG
Parameter
Collector-to-Emitter VoltageContinuous Collector CurrentContinuous Collector CurrentPulsed Collector Current ®Clamped Inductive Load Current®Diode Continuous Forward CurrentDiode Máximum Forward CurrentGate-ío-Emitter VoltageMáximum Power DissipationMáximum Power DissipationOperating Junction andStorage Temperature RangeSolderíng Temperature, for 10 sec.Mounting Torque, 6-32 or M3 Screw.
Max.
600
23
12
92
92
12
92
±20
100
42
-55 to+150
300 (0.063 ín. (1.6mm) from case)10lbf-in(1.1 N-m)
UnitsV
A
V
W
°C
Thermal Resistance
HOJC
ríBJC
R ~~Mecs
ROJA\A/h
Parameterl'nn/^inrt f-^ f^oort ir-QT
iif^/^fTnn i-~ r*oc-^ riT^H^
(^r>f*n l^ C!,- fl^,f n^^oc-^,-1 ourfo^-rt
Junction-to-Ambient, typical socket mount\A/oinhl
Min.
—
Typ.
—o (c\.
1 9
9 ^
80
Units
opAA/
4/17/97
IRG4BC30UDInternationalIGRRectifier
Electrical Characteristics @ Tj = 25°C (unless otherwise specified)
V(BR)CES
AV(Bñ)CES/AX
VCE(on)
VQE(th)
AVGE(th)/ATj
9íe
'CES
VFM
'GES
ParameterCoIlector-to-Emitier Breakdown Voltage®Temperature Coeff. of Breakdown VoltageCollector-to-Emitter Saturaíion Voltage
Gaíe Threshold VoltageTemperature Coeff. of Threshold VoltageForward Transconducíance ®Zero Gate Voltage Collector Current
Diode Forward Voltage Drop
Gate-to- Emitter Leakage Current
Min.600
—
3.0.—
3.1....
"•--
— -
— -____
Typ.—
0,63
1.95
2.52
2.09—
-11
8.6
—
1.4
1,3
-—
Max.—
_ _ _ _
2.1
6.0—
----
250
2500
1.7
1.6
±100
UnitsV
v/°c
V
mV/°Cs
uA
V
nA
ConditionsVGE = OV, lc = 250uAVGE = OV, lc=1.0mAIC=12A VGE=15VIC = 23A SeeFig. 2,5lc = 12A,Tj = 150°CVCE = VGE, lc=250uAVCE=VGE, Ic = 250uAVCE=100V, IC = 12A
VGE = OV, VCE = 600V
VGE = OV, VCE = 600V, Tj = 1 50°Clc = 12A SeeFig. 13lc = 12A,Tj = 150°CVGE = ±20V
Switching Characteristics = 25°C (unless otherwise specified)
Qg
Qge
Qgc
tdíon)
tr
td(off)
tí
^Eoíf
Ets
td(on)
tr
td(oíf)
t(
Ete
LECíes
Coes
Cres
trr
Irr
Qrr
dí(rec)M/dt
ParameterTotal Gate Charge (turn-on)Gate - Emitter Charge (turn-on)Gate - Collector Charge (turn-on)Turn-On DelayTimeRiseTimeTurn-Off Delay TimeFalITimeTurn-On Swiíching LossTurn-Off Switchíng LossTotal Switching LossTurn-On DelayTimeRiseTimeTurn-Off Delay TimeFalITimeTotal Switching LossInterna! Emitter InductanceInput CapacitanceOutput CapacitanceReverse Transfer CapacitanceDiode Reverse Recovery Time
Diode Peak Reverse Recovery Current
Diode Reverse Recovery Charge
Diode Peak Rate of Fall of RecoveryD u ring tb
Min.—
—
—
„,_
™-
— -
—
— -
„„
—
—
— --——
_ _ _ _
——
_ _ _ _
Typ.50
8.1
18
40
21
91
80
0.38
0.16
0.54
40
22
120
180
0.89
7.5
1100
73
14
42
80
3.5
5.6
80
220
180
120
Max.75
12
27
140
130
0.9„_-
_ _ _ _
_™
— -
—
____
60
120
6.0
10
180
600__„
Units
nC
ns
rrü
ns
mJnH
PF
ns
A
nC
A/ps
ConditionsIC = 12AVcc = 400V SeeVGE = 15VTj = 25°CIC = 12A, VCC = 480VVGE=15V,RG = 23QEnergy losses ínclude
Fig. 8
"tail" anddiode reverse recovery.SeeFig. 9, 10, 11, 18
Tj = 150°C, SeeFiglc = 12A, VCc = 480VVGE=15VJRG = 23QEnergy losses include
.9,10, 11, 18
"tail" anddiode reverse recovery.Measured 5mm from package
VGE = OVVcc = 30V See Fig. 7/=1.0MHzTj = 25°C See Fig.Tj = 125°C 14
Tj = 25°C See Fig.Tj = 125°C 15Tj = 25°C See Fig.Tj = 125°C 16
Tj = 25°C SeeFig.Tj = 125°C 17
IF=12A
VR = 200V
di/dt 200A/ps
<*?-'
lc ,
CoI
lect
or-í
o-E
mitl
er C
urre
nt (A
)Lo
ad C
urre
nt
(A
T|
(5* ro -g o'
5L O c i-+- T3 C i—
*• O O <— +•
CD -^ en"
r— t- o" O) I ^< "2 o" Bl
H en O ir O I— *•
0
o rn O o_ o o" o" m 3
~D C O> m o -i n:
O I
lc ,
Col
lect
or~t
o-E
m¡t
ier
Cur
rent
(A
)
§ H
S o
ii ^
_ Q
-I
O
i c
3 -n
§ S CD D O
TI
fu C CD
Cu
QO
=r.
CD
Q
JJ O CD O 00 o c o
IRG4BC30UDInternationaliQRRectmer
CO)
25
20
15
O
ü_cb"oOüQ 10E13
§"x 5(O
25
VfiF = 15V
\0
75 100 125 150
, Case Temperatura (DC)
=15V80us PULSE WIDTH
-60 -40 -20 O 20 40 60 80 100 120 140 160
Tj, Junction Ternperature (°C)
Fig. 4 - Máximum Collector Current vs.Case Ternperature
Fig. 5 -Typical ColIector-to-Em¡tter Voltagevs. Junction Ternperature
10 i=
o
0.1
0.01
SINGLE PULSE•(THERMALRESPQNSE) Notes:
1. Duty factor D = t.. / t_
2. PeakT j=P D M xZ t h j C + T c
0.00001 0.0001 0.001 0.01 0.1
t-j , Rectangular Pulse Duration (sec)1 10
Fig. 6 - Máximum IGBT EffectiveTransientThermal Impedance, Junction-to-Case
InternationalIGRRectifier IRG4BC30UD
2000
^ 1600LLO.
0)OC 1200
£2oCL
^ 800
o"
400
N
Xc¡
x.\
\
ÍRV
6S
NfifiV
^GE = OV, f = l M H z-'Íes - C ge -f G gc , Cce SHO RTED
3 res = C ge
"x.
<
*%
^*^
•(
S
•s
s,
••
1
•*
"
^
^
• —
\"• fc..l•
cu
"iLU
O
CD
CO
O
O
n
VCE
le
/
/
= 400V- 1?A
//
/_s^
//
//
s
10 100
VCE¡ Coüector-to-Emitter Voltage (V)10 20 30 40 50
Q g j Total Gaíe Charge (nC)
Fig. 7 -Typical Capacitance vs.Collector-to-Emitter Voltage
Fig. 8 - Typical Gate Charge vs.Gate-to-Emitter Voltage
0.60
E 0.58
í/3Q>
C/)O 0.56
O)
¿1Ü^" n KA•> 0.54
(f)
rt"oI— 0.52
VeVGTjle
3 = 4
E =1
= 2
80V5V5°C2A
/
'
/// i/
/'
¿
/
/
O 10 20 30 40 50
R G) Gate Resistance ( O)
60 -60 -40 -20 O 20 40 60 80 100 120 140 160
Tj , Junction Temperature (°C)
Fig. 9 - Typical Switching Losses vs. GateResistance
Fig. 10 - Typical Switching Losses vs.Junction Temperature
IRG4BC30UDInternationallORRectifier
2.0
*£? 1.6
to
(XI
s 1-2_]
y 0.8>oo
QO 0.41-
RG =23^T j = 150°C —V C c = 4 8 0 VVGE = !5V —
//
//
f
-//f
//1000
^1 10°u§"£ 10LÜ
¿u-^ 1Q 'u
0.1
VGffi
Tj
— J//¿/—
E'*
t
.uv25°
?^
-L
-/
SAFE OP E R<\TING AR EA1
O 10 20 30
Ic , Collector-to-Em¡tter Current (A)
Fig. 11 - Typical Switching Losses vs.ColIector-to-Emitter Current
1 10 100 1000
V C E l C o I I e c t o r - t o - E m i t t e r V o l í a g e (V)
Fig. 12-Turn-OffSOA
oLL-
0.4 0.8 1.2 1.6 2.0 2.4
Forward Voliage Drop - Vp^ (V)Fig. 13 - Máximum Forward Voltage Drop vs. Instantaneous Forward Current
InternationallORRectifier IRG4BC30UD
160
120 —>
100 di f /d t - (A/ps)
Fig. 14-Typical Reverse Recovery vs. dif/dt
1000
600
VR = 200VTj= 125T j=25°C
400
Jc
c¿c¿
a200
100di f /dt - (A /ps )
Fig. 16 - Typical Stored Charge vs. dif/dt
1000
100
VR= 200VTj= 125°CTj= 25°C
lo
100d¡ f /d t - (A/ps)
Fig. 15 -Typical Recovery Current vs. dif/dt
1000
10000
2 1000
100
lood i f / d t - (A/ps)
Fig. 17 - Typical di(rec)M/dt vs. dif/dt
1000
InternationaMRRectifier
DataSheetNo. PD-6.019-G
IR2130/IR21323-PHASE BRIDGE DRIVER
Features• Floating channel desígned for bootstrap operation
Fully operational to +600VTolerant to negative transíení voltagedV/dt ¡mmune
• Gate drive supply range from 10 to 20V• Undervoltage lockout for a!I channels• Over-current shutdown turns off alí six drivers• Independeré half-bridge drivers• Matched propagation delay for all channels• Outputs out of phase with ¡nputs• Cross-conduction prevention logíc
DescriptionThe 1R2130/1R2132 ¡s a hign voltage, high speedpower MOSFET and IGBT driver with three indepen-dent hígh and !ow side referenced ouiput channels.Proprietary HVIC technology enables ruggedizedmonolithic construcíion. Logic ¡nputs are compatiblewith 5V CMOS or LSTTL outputs. A ground-refer-enced operational amplifier provides analog feed-back of bridge current via an external currení senseresistor. A current trip function whích íerminates allsix outputs is also derived from this resistor. An opendrain FAULT signa! indicates ¡f an over-current orundervoltage shutdown has occurred. The outputdrivers feaiure a high pulse current buffer stage de-signad for mínimum driver cross-conduction. Propa-gation delays are matched to simplify use ai highfrequencies. The floaíing channels can be used to
Typical Connection
Product Summary
VOFFSET
VOUT
ton/off(typ.)
600V max.
200mA/420mA
10-20V
675 & 425 ns
Deadtime (typ.) 2.5 ps (IR2130)0.8MS(IR2132)
Packages
drive N-channel power MOSFETs or IGBTs in íhehigh side configuration which opérate up ío 600 volts.
IR2130/IR2132 InternationalKJRRectifler
Absolute Máximum RatingsAbsolute Máximum Ratings indícate sustained límits beyond which damage to íhe device may occur. AII voltage param-eters are absoluto voltages reíerenced to VSQ- The Thermal Resistance and Power Dissipation ratíngs are measuredunder board mounted and still air conditions, Additional Information ¡s shown in Rgures 50 through 53.
SymbolVai,2,3Vsi,2,3
VH01.2.3
VccVss
VLO 1,2,3VIN
VFLTVCAOVGA-
dVs/dt
PD
RíhjA
TjTS
T,
DefinitionHigh Side Floating Supply VoltageHigh Síde Floating Offset VoltageHigh Síde Floating Outpuí VoltageLow Side and Logic Rxed Supply VoltageLogic G roundLow Side Ouipuí VoltageLogic Input Voltage (HIN1.2.3. LlNl.2,3 & ITRIP)FAULT Ouíput VolíageOperational Amplifíer Output VoliageOperational Amplifíer Inverting Input VoltageAllowable Offset Supply Voliage TransieníPackage Power Dissipaiion @ TA < +25°C (28 Lead DIP)
(28 Lead SOIC)(44 Lead PLCC)
Thermal Resisíance, Junctíon to Ambient (28 Lead DIP)(28 Lead SOIC)(44 Lead PLCC)
Junction TemperatureSíorage Temperature
Lead Temperature (Solderinq, 10 seconds)
Min,-0.3
VB1,2,3-25VS1,2,3-0.3
-0.3Vcc -25
-0.3Vss - 0.3Vss - 0.3VSS - 0.3VSS - 0.3
~——~————-55
—
Max.625
Vai.2,3 + 0.3Vei.2,3 + 0.3
25Vcc + 0-3Vcc + 0.3Vcc.f0.3Vcc + 0.3
Vcc + 0.3Vcc + 0.3
501.51.62.083
7863150150
300
Un'rts
V
V/ns
w
°c/w
°c
Recommended Operating ConditionsThe InpuVOuípuí logíc timing díagram is shown in Rgure 1. For proper operaüon the device should be used wlthin therecommended condítions. AII voltage parameíers are absolute voltages referenced to VSQ. The Vs offset rating is testedwith all supplies biased at 15V differential. Typical ratings at other bias conditions are shown in Rgure 54.
SymbolVB1,2,3
Vsi.2.3
VHO 1.2.3VccVss
VLO1.2.3
VINVFUTVCAOVCA-TA
DefinitionHigh Side Floating Supply VoltageHigh Side Floating Offset VoltageHigh Side Floating Ouíput VoltageLow Side and Logic Fíxed Supply VolíageLogic G roundLow Side Outpuí VoltageLogic Input Voltage (HIN1 ,2,3, LIN1.2.3 & ITRIP)FAULT Ouíput VoltageOperational Amplífier Output VoltageOperaíional Amplífier Inverting Input VoltageAmbient Temperature
Min.VS1.2.3 + 10
Note 1
VS1 ,2.3
10-5
0
VssVssVssVSS
-40
Max.Vsi.2,3 + 20
600
Vai,2,3
205
VccVss + 5
Vcc55
125
Unrts
V
°c
Noíe 1: Logic Operational for Vs oí (Vso - 5V) to (Vso + 600V). Logic síaíe held for Vs of (Vso - 5V) ío (Vso - VBS).
2
InternationalUQRteclifierDynamic Electrical CharacteristicsVBIAS (Vcc. Vesi,2,3) = 15V, Vso,i12,3 = Vss. C[_ = 1000eléctrica! characteristics are defined in Figures 3 through 5.
IR2I30/IR2132
unless otherwise specified. The dynamlc
Symbolton
tatf
t
\p
íbl
iflttfltln
tfltelrDT
SR+
SR-
DefinttionTurn-On Propagation DelayTurn-Off Propagation DelayTurn-On Rise TimeTurn-Off Fall TimeITRIP io Ouíput Shutdown Prop. DelayITRIPBIankingTimeITRIP to FAULT Indicaíion DelayInpuí FilterTime (All Six Inpuís)
UN1.2.3 to FAULT Clear TimeDeadtíme (IR2130)
(IR2132)Operationai Amplifier Slew Rate (+)Operaiional Amplifier Slew Rate (-)
Figure111213
1415
—16—
1718181920
Min. Typ. Max.500300_
—400
—335
—6.0
1.30.44.42.4
67542580
35660400
590
3109.0
2.50.86.23.2
850
55012555920—
845—
12.03.71.2——
Units
ns
US
V/ps
TestConditions
V,N = 0&5VVSi,2,3 = Oto600V
V|N.VrTRIP = 0&5V
V|TRÍP = 1V
V:N,V1TR!P = 0&5VV!N=0&5V
V|N,VrrRiP = 0&5V
V]N = 0&5V
Static Electrical CharacteristicsVBIAS (Vcc. VBSI ,2,3) = 15V, VSQJ ,2,3 = Vss and TA = 25°C unless otherwise specified. The VIN, VTH and IIN parametersare referenced io Vss ar)d are applicable to all six logic input leads: HIN1,2,3 & LIN1,2,3. The VQ and IQ parameters arereferenced to Vso,l,2,3and are applicable ío the respective outpuí leads: HO1.2.3 or L01,2,3.
SymbolVIHVIL
vrr,TH4-
VOHVOLILK
IQBSIQCC
IIN+IIN-
IITRIP+IITRIP-
Vesuv-f
VBSUV-
VCGUV+
VCGUV-
^on.FLT
DefinitionLogic "0" Input Voltage (OUT = LO)Logic "1" Input Voltage (OUT= Hl)ITRIP Input Positive Going ThresholdHigh Leve! Ouípuí Vottage, VB]AS - VoLow Leve! Output Voltage, VOOffset Supply Leakage CurrentQuiescent VBs Supply CurreniQuiescent Vcc Supply CurrentLogic "1" Input Bias Current (OUT= Hl)Logic "0" Inpuí Bias Curreni (OUT = LO)"High" ITRIP Bias Curreni"Low" ITRIP Bias CurreniVBs Supply Undervoltage Posiíive GoingThresholdVBS Supply Undervoltage Negative GoingThresholdVcc Supply Undervoltage Positive GoingThresholdVcc Supply Undervoüage Negaiive GoingThresholdFAULT Low On-Resistance
Figure21
22
23
24
25262728
29
3031
3233
34
35
36
37
Min. Typ. Max.2.2
—400
————_
———
—7.5
7.1
8.3
8.0
• —
_
—490
—_
—
153.0450
22575
—8.35
7.95
9.0
8.7
55
—
0.8580100
10050304.0650400150
1009.2
8.8
9.7
9.4
75
Units
V
mV
UA
mA
uA
nA
V
n
TestConditions
V|N = ov, IO = OAV|M = 5V,I0 = OAVB = Vs = 600VVlN = OVor5VVIN = OV or 5V
V,N = OVV,N=5V
ITRIP = 5VITRIP = OV
IR2130/IR2132 TORectirierStatic Electrical Characteristícs - ContinuedVBIAS (Vcc, VBSI .2,3) = 1SV, Vso.1,2,3=Vss and TA = 25°C unless otherwise specifíed.The VIN, VJH and IIN parameíersare referenced to Vss andaré applicable to all six logic ¡nput leads: HlNl.2,3 & LINl,2,3.Tne VQ and lo parameters arereferenced to Vso.1,2,3 and are applicable to ihe respective outpuí leads: HO1,2,3 or LO1,2,3.
Symbol Definition FigureIo+
lo-
VosICA-
CMRRPSRR
VOH.AMPVOL.AMPISRC.AMP
'SRC.AMP
IO+.AMP
IO-.AMP
Output High Shorí Circuit Pulsed Current
Output Low Short Circuit Pulsed Current
Operaíional Amplifer Input Offset VottageCA- Input Bais CurreníOp. Amp. Common Mode Rejection RatioOp. Amp. Power Supply Rejection Raíio
Op. Amp. High Leve! Output VoltageOp. Amp. Low Level Output VolíageOp. Amp. Output Source Current
Op. Amp. Output Sink Current
Operational Amplrfíer Output High ShortCircuit CurrentOperaíionai Amplifier Ouípuí Low ShortCircuit Currení
38
39
4041
4243
444546
47
48
49
Min. Typ. Max.200
420
——6055
5.0—2.3
1.0
— p
: —
250
500
~—
8075
5.2
—
4.0
2.1
4.5
3.2
:
304.0
——
5.420—
—
6.5
5.2
Unrts
mA
mVnA
dBV
mV
mA
TestConditionsV0 = OV,V|N=OV
PWslOusV0=15V,V1N=5V
PW<10usVso=VCA-=0.2V
VCA. = 2.5VVso=VGA.=0.1V&5V
VSQ = VCA- = 0.2VVCC=10V&20V
VcA- = OV.Vso = 1VVCA- = 1V, VSO = OVVCA- = OVIVSO = IV
VCA0 = 4VVCA- = IV,VSO = OV
VCA0 = 2VVCA- = OV,VSo = 5V
VCAO = OVVCA- = 5V,VSO = OV
VCAO=5V
Lead Assignments
LTrrLX| 4
LXLXCTLXLTn«:DDDHOLQü
^^ l
FW¡ VSl
HIK1
ORÍ VK
DFH H02
üís VMSST
fTW VKI
CM Hoa
CA- V»
VH»
VBD 101
LO» LOZ
s-g-1
3D36 J
s~»~1H3jy^n~£1IlD~nm33
28 Lead DIP
IR2130/IR2132
1 1 li B S 5 5i E ti y S 3t ?
ríircí ríi ríi w raraLi' —
cn[T
t«i|ÍP
EiFSOTf [ja
E»nwEí
Eo* E*
El
Ogv«
^HOí
^Vaz
a! VBJ§HO)
g-Vfcl
A £ £ 3 3 5
44 Lead PLCC w/o 12 LeadsIR2130J/IR2132J
rH¡ —
[ü
di —dddddid
d
"^ - " j
RB5 Vai
HIN1
fTOl VBZ
UfS \K&
ufa vgj
WÜÜT •
CN) rtca
VBD L01
LOS LOZ
"27~|
"al
35 1
»ns,31.1
fáol3D3E]3E1
3D
28 Lead SO1C (Wide Body)IR2130S/IR2132S
Part Number
InternationalijQRRectifier SR2130/IR2132
Functional BlockDiagram
furr
Lead DefinitionsSymbol Description
HIN1.2.3
UNÍ, 2,3
FAULT
VGCITRIP
CAO
CA-
vssVBI ,2,3HO1.2.3
VS1 ,2,3
LO1.2.3
Vso
Logic inputs for high side gate driver outputs (HO1,2,3), out of phase
Logic inputs for low side gate driver output (LOI ,2,3), ouí of phase
Indicates over-current or undervoltage lockout (low side) has occurred, negative logic
Low side and logic fixed supply
Input for over-currení shutdown
Output of current amplifier
Negative input of current amplifier
Logic ground
High side floating supplies
High side gate drive outputs
High side floating supply returns
Low side gate drive outputs
Low side return and positive input of current amplifier
IR2130/IR2132Device Information
InternationaliQRRectifíer
Process & Design RuleTransistor CountDie SizeDie Outline
Thickness of Gate OxideConnections Material
First WidthLayer Spacíng
ThicknessMaterial
Second WidthLayer Spacing
ThicknessContact Hole DimensiónInsulatíon Layer Material
ThicknessPassivation Material(1) ThicknessPassivation Material(2) ThicknessMethod of SawMethod of Die BondWire Bond Method
MaterialLeadf ram e M aterial
Die ÁreaLead Plating
Package TypesMaterials
HVDCMOS4.0um700
126X175X26 (mil)
Qfl [s^Pilfg il¡56 Pfe^^s5^BiHffllifpjffWBIHifc
800ÁPoly Silicon
4 pm6 pm
5000ÁAl -Si (Si: 1.0% ±0.1%)
6 pm9 pm
20.000Á8 umXSpmPSG (S¡02)
1.5pmPSG (S¡02)
1.5pmProprietary*Proprieta ry*
Full CutAblebond 84 - 1Thermo Sonic
Au (1.0 mil/ 1.3 mil)CuAg
Pb : Sn (37 : 63)28 Lead PDIP & SOIC / 44 Lead PLCC
EME6300 / MP1 50 / MP1 90Remarks: * Patent Pending
InternationallORRectifler IR2130/IR2132
HINÍ.2,3
~LTU 1 T
~U U
Figure 1. Input/Output Tímíng Diagram Figure 2. Floating Supply VoltageTransientTest Circuit
¥so%
L1N1.2.3
LOl.2,3 \
H01.2.3 \ OT
Figure 3. De
ITRIP /
FAULT
LOl.2,3
50%
\i T
"X/ N
adtime Waveform
Á
\%
~\— *
^ 50%
DT
Defínitior
UNI^jS
J r 50% 50%j -
\J 1 1 1
' /90% *°%\ Figure 4, Input/Output Switching Time Waveform
/Í0%
vcc
1—1 " 1
w
i * Q HAO
VVSS
Figure 5. Overcurrent Shutdown Switching TimeWaveform Definitions
Figure 6. Diagnostic Feedback Operationai AmplifierCircuit
IR2130/IR2132 InternationaliDQRRectifier
ovCAO
1SV
AT1 AT2Figure 7. Operational Ampilfier SIew Rate
Measurement
0.2V
Vso
CA-
2. \-
Ok
\
Vss
D CAO
Figure 8. Operational Amplifier Input Offset VoftageMeasurement
CA-
15V
V.,
-QCAO
Measure VCAOI at VSG = 0.1 ViVSo = 5V
(VCA01-0.1V)-(VcA02-5V)CMRR=-20*LOG
4.9V(dB)
Figure 9. Operational Amplifier Common ModeRejection Ratio Meaaurements
CA-
0.2V
20k
V Measure
~n CA°
at VCC = 10V
CC = 20V
VCAO1 - VCAO2PSRR = -20-LOG
Figure 10. Operational Amplifier Power SupplyRejection Ratio Measurements
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