社団法人 電子情報通信学会 信学技報

THE INSTITUTE OF ELECTRONICS, IEICE Technical Report

INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS WPT2011-14 (2011-10)

［招待講演］高調波処理によるマイクロ波電力増幅器の

高効率化および低ひずみ化

本城 和彦 石川 亮 高山 洋一郎

電気通信大学 〒182-8585 東京都調布市調布ヶ丘 1-5-1

E-mail: honjo@ice.uec.ac.jp

あらまし 高調波処理によるマイクロ波電力増幅器の高効率化・低ひずみ化設計法を回路システム・電子デバイス

の視点から解説する。特にトランジスタの寄生リアクタンスを補償できるF級・逆F級増幅器の設計方法について述

べる。設計試作例として、マイクロ波無線電力送電用5.8GHz帯GaN HEMT超高効率電力増幅器を紹介し、今後の展望

を述べる.

キーワード Microwave，電力増幅器，高効率、低ひずみ、無線電力伝送、F 級、逆 F 級、高調波

High-Efficiency, Low-Distortion Microwave Power Amplifier Design

Considering Higher Harmonic Frequencies

Kazuhiko Honjo Ryo Ishikawa and Yoichiro Takayama

The University of Electro-Communications, 1-5-1 Chofugaoka, Chofu, Tokyo, 182-8585 Japan

E-mail: honjo@ice.uec.ac.jp

Abstract Design methods for high-efficiency, low-distortion microwave power amplifiers with harmonic frequency

control circuits are reviewed in a viewpoint of circuit systems and electron devices. Class-F and Inverse class-F amplifier

design method taking parasitic elements of active device into consideration are introduced. Additionally, state of the arts design

and fabrication examples for 5.8 GHz GaN HEMT power amplifiers for use in wireless power transmissions are demonstrated.

Keyword Microwave, Power amplifier, High-Efficiency, Low-Distortion, Wireless power transmission, Class-F,

Inverse class-F, Harmonic frequency

1. はじめに

高効率電力増幅器は、通信，リモートセンシング，

無線電力伝送など全ての無線機器の要となる重要部品

であり古くから研究が進められてきている。加えて、

変調信号を取り扱う場合はもちろんであるが、アクテ

ィブフェイズドアレイ化された無変調電力伝送波を取

り扱う場合でも高効率性に加えて低ひずみ性（線形性）

がシステム構成上重要な指標となる。一般には高効率

特性と低ひずみ特性はトレードオフ関係があると考え

られがちであるが、基本波以外の周波数へのエネルギ

ー変換がひずみ発生の主たる原因であることを考える

と、ひずみを抑える方向と高効率性を保つ方向は同じ

である。

本稿ではマイクロ波電力増幅器の高調波処理によ

るマイクロ波電力増幅器の高効率化・低ひずみ化設計

法を回路システム・電子デバイスの視点から解説する。

高度な回路設計のためには、高精度トランジスタモデ

リングが必須であり、これにより抽出されたトランジ

スタの寄生リアクタンスを補償できる F 級・逆 F 級増

幅器の設計方法について述べる。設計試作例として、

マイクロ波無線電力送電用 5.8GHz 帯 GaN HEMT 超高効

率電力増幅器を紹介し、今後の展望を述べる.

2．高効率増幅動作の基本原理

増幅器の高効率化のためのガイドラインの一つで

ある F 級増幅器は 1958 年に Tyler により提案された [1]。

この時代はトランジスタが発明されてから 10 年しか

経っておらず、真空管回路が全盛の時代であった。し

かしながら電子デバイスという位置づけで見ると、真

空管もトランジスタも、寄生容量を伴った入力制御回

路により出力等価電流源を制御するといった原理は共

通している。このため真空管回路により蓄積された回

路技術はそのまま半導体回路にも継承されることとな

った [2]-[7]。

電子デバイス内部での電力消費を無くすための十

分条件として図２に示すようなトランジスタ出力電極

（ドレーン）に流れ込む半波整流瞬時電流波形とトラ

ンジスタ出力端子にかかる瞬時電圧波形が考えられる。

電流と電圧は時間領域においていかなる瞬時において

も重なりが無いため瞬時消費電力は常に零となる。こ

のため時間平均消費電力も零となりトランジスタ内部

での発熱はゼロとなる。このとき負荷回路の損失が基

本波でしか存在しないとすると、電力効率は 100％と

なる。出力電流と出力電圧波形が図２の理想の状態か

らのずれはフーリエ級数の次数により表現することが

出来、３次高調波までしか考慮しない場合には電力効

率は理想状態でも 81.7％までしか期待できないことが

分かる。

一般の教科書では B 級増幅器の理論効率はπ /４

（78.5％）とされているが、これは電流高調波を無限

次まで用いて半波整流波形を維持することを意味して

おり現実的には実現できない。実質的には２次高調波

までを処理した現実的 B 級増幅器では 70.7％が限界効

率となる。

このような電流波形と電圧波形の実現は、図３に示

すようにトランジスタ外部の負荷回路のインピーダン

ス設計問題に帰着することが出来る。すなわちトラン

ジスタ出力端子からみて負荷側のインピーダンスが零

のとき、電流は存在できるが電圧は存在できない。そ

の逆に負荷側のインピーダンスが無限大のとき、電圧

は存在できるが電流は存在できない [2]。

回路中で高調波（基本波は除く）を短絡した回路は、

高調波に関して純リアクタンス回路となり零点と極を

交互に持つ。図４のように零点と極を適切に選ぶと、

図３の状態が実現できる [4] [6] [7]。トランジスタに寄

生成分が存在しないか、存在しても無視できるくらい

リアクタンスが小さくなる低い周波数領域ではこのよ

うな回路設計で超高効率増幅器が実現できる。このた

め共振器結合型（一部に共鳴型とも呼ばれている）の

無線電力伝送方式の様に HF 帯など低い周波数の増幅

器を用いる場合には 90％を超える電力効率が容易に

実現される [9]。

図１各種トランジスタの発明と回路技術の関係

図２ 高調波の処理による高効率化の原理 [3]

2．マイクロ波帯での高調波処理回路

マイクロ波帯ではトランジスタ内部に介在する

寄生容量、寄生インダクタンスの影響を無視できなく

なる。特に F 級負荷回路のように基本動作周波数の数

倍の周波数まで信号処理を必要とする回路の場合は寄

生素子を含めた設計手法の開発が必要である。そこで

図５に示すようにトランジスタの寄生リアクタンス素

子を含めたはしご型純リアクタンス回路を考える。こ

のような回路は回路中に高調波での短絡ポイントを設

けることにより実現できる。このはしご型回路のアド

ミタンス関数あるいはインピーダンス関数は図５に示

すように連分数展開することができる。一方純リアク

タンス回路網は全て分母の次数が一次高いか１次低い

かのｓ関数となり、さらに零点と極で因数分解できる

ので、零点と極の値として F 級負荷回路にとっての所

望値を設定する。このときトランジスタの寄生素子

は設計値として設計者から与えることが出来ないので、

擬似極として F 級動作と関係ない周波数を与え、自由

度を持たせる。このようにすることにより、トランジ

スタの等価出力電流源から負荷側を見たインピーダン

スを正確に零と無限大に設計できる [5]。

図６は高調波短絡点ならびに基本波負荷回路を含

めた F 級負荷回路全体の集中定数等価回路ならびにそ

の分布定数回路展開を示している。高調波短絡回路は

集中定数回路では LC 直列共振器群から構成され、分

布定数回路では先端開放スタブ群から構成されている。

高調波短絡回路と負荷抵抗の間には基本波整合回路が

設けられている。このような回路によりトランジスタ

等価出力電流源から負荷側を見た場合、負荷抵抗は基

本波のみで見え、高調波は純リアクタンス回路となる。

図３ F 級増幅器と逆 F 級増幅器

図４ 集中定数回路による F 級負荷回路の実現

図 6 F 級負荷回路の構成 （上段）集中定数回路

（下段）分布定数回路 図５ はしご型回路のアドミタンス関数の連分数展開

0

0

1

1

2

2

1

1

1

1

1

Y s C s

L s

C s

L s

C sL s

2 2 22 4 6

0 2 4 6 6

3 5 2 21

2 2

3 5

2 2

25 43

2

5

1s s sa a s a s a s aY s

b s b s b s b s s s

同一回路・異種表示

一般純リアクタンス回路網

0C

0L

1C 2C

1L 2L

Y s

F級零点

F級極擬似極

0

0

1

1

2

2

1

1

1

1

1

Y s C s

L s

C s

L s

C sL s

2 2 22 4 6

0 2 4 6 6

3 5 2 21

2 2

3 5

2 2

25 43

2

5

1s s sa a s a s a s aY s

b s b s b s b s s s

同一回路・異種表示

一般純リアクタンス回路網

0C

0L

1C 2C

1L 2L

Y s

F級零点

F級極擬似極

図７は図６の F 級負荷回路の周波数特性を示してお

り、上段は集中定数回路の場合で、下段は分布定数回

路の場合である。高調波処理部を分布定数化すると、

周期関数となるため零点と極の数を増やすことができ

る。

3．トランジスタの高精度モデリング

耐圧に優れる GaN-HEMT はマイクロ波ミリ波帯で

の高出力トランジスタとして適しているが、 F 級動作

をさせる場合は基本動作周波数の数倍の周波数で増幅

動作を行う必要がある。このため 5.8GHz 帯を動作周

波数とする場合５倍波処理で 29GHz までの増幅が必

要となる。このために使用するトランジスタのゲート

長を短くして（0.35μm 以下）、電流利得遮断周波数ｆ

T を向上させるとともに、ゲート抵抗、ドレーンコン

ダクタンスを減少させｆｍａｘを向上させる必要があ

る。加えて出力電力レベルを上昇させるため、ゲート

幅（ゲートフィンガー長 × フィンガー本数）を増

大させる必要がある。このときフィンガー長を長くす

ると、フィンガー内位相回転が進み利得を低下させて

しまうので、最適値が存在する。このような最適化問

題を解くためには、半導体方程式群とマックスウェル

方程式を連立させることができるＦＤＴＤ（有限差分

時間領域）法が有効である。図８はその計算結果で、

フィンガー長 100μｍ程度以下にすると 30 GHz 帯の増

幅が可能となることが分かる。

トランジスタは大信号（非線形）動作をするので

次のステップとして、大信号パラメータを抽出する必

要がある。大信号パラメータの主なものは、電流電圧

特性を記述するパラメータと非線形キャパシタンスを

記述するパラメータである。図９に EE-HEMT モデル

を用いた GaN-HEMT の IV カーブフィッティング結果

を示す。なお直流による IV 特性測定時の各測定点に

おけるデバイス内消費電力と 5.8GHz 帯 F 級増幅動を

させた場合の動的負荷線を示す。熱応答時間は数μ sec

以上ありマイクロ波の信号には追従しないので、

図７ F 級負荷回路の周波数特性 （上段）集中定数回路

（下段）分布定数回路

図８ FDTD 法による半導体 /電磁界共シミュレーションに

より求めた各種フィンガー長構造の GaNHEMT の最

大有能電力利得 MAG ならびに最大安定利得 MSG

図９ EEHEMT モデルによる GaNHEMT の

IV 特性のフィッティング

小信号中信号の場合はバイアス設定点での消費電力で

トランジスタチャネル温度が決まるが、大信号 F 級動

作の場合は動的負荷線が複雑に変化し、平均消費電力

は小さくなり結果としてトランジスタチャネル温度が

低下する。この過程においてトランジスタの大信号パ

ラメータが変化する。このため熱等価回路の精密抽出

も高精度な高効率増幅器設計においては重要な課題と

なる。

４．マイクロ波回路実装

前述したように基本動作周波数が 5.8GHz の増幅器

でもミリ波帯までのアナログ信号処理が必要になるた

め、高精度な電磁界解析と最適な回路実装形態の検討

の必要がある。特に高調波での短絡ポイントの設計が

重要である。図 10 は並列スタブを多層構造にした例で

ある。４つの並列スタブの内２個を第一層に構成し、

他の２個を第二層に構成している。モーメント法によ

る電磁界シミュレーション結果と回路図解析の結果を

比較すると、第４次高調波までは両者は概ね一致して

いる。図 11 は 5.8 GHz 帯 GaN HEMTF 級増幅器の表面

写真と裏面写真を示す。この増幅器により 5.86GHz に

おいてドレーン効率 79.9％、付加電力効率 71.4%の測

定値が得られている。

５．電圧・電流直交化による高効率化

トランジスタ内で瞬時電力が存在しても、無効電力

化して平均消費電力を零にする方法がある。この方法

を図 13 に通常の F 級増幅器と比較して示す。図 13(b)

に示されるように、同一高調波において電圧成分と電

流成分が同時に存在していても、両者が直交関係（ sin

と cos）にあれば平均電力は零となり、高調波による

電力損失を排除できる。トランジスタの出力等価回路

は等価電流源として表示できるので、負荷インピーダ

ンスが純リアクタンス回路であればトランジスタに流

れ込む電流とトランジスタ出力端子電圧は直交化され

る。この意味で、純リアクタンス回路網の零点と極を

用いる F 級負荷回路や逆 F 級負荷回路は直交負荷回路

の特殊な例として位置づけられる。図 14 に４次までの

高調波の電流・電圧を直交化した 5.8GHZ 帯 GaN HEMT

高効率試作増幅器の写真を示す。この増幅器により

5.65GHz においてドレーン効率 90.7％、付加電力効率

79.5％の測定値（世界最高値）が得られている [10]。

６．F 級増幅器の線形化

F 級増幅器は複雑な AM-AM 変換特性および AM-PM

変換特性を有するが、これらの変換特性の逆特性を有

するダイオードプレディストータ回路によりドレーン

図 10 多層化された並列スタブの構造と特性

図 11 5.8GHz 帯 GaN HEMT F 級増幅器の写真

図 12 5.8GHz 帯 GaNHEMT F 級電力増幅器

の入出力電力特性測定値

効率を劣化させることなくひずみ特性を改善すること

ができる（図 15）。さらに図 16 に示すように平均入力

電力レベルに応じた最適プレディストータバイアス値

を発生する自動制御回路によりドレーン効率を劣化さ

せ る こ と な く 広 い ダ イ ナ ミ ッ ク レ ン ジ に 亘 っ て

W-CDMA 信号の隣接チャネル漏洩電力比を 8dB 程度

改善できる。

６．あとがき

マイクロ波帯で高電力効率動作と低ひずみを達成で

きる高調波処理型電力増幅器の設計法について述べた。

参考文献

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Marconi Rev. , vol. 21, no. 130, pp. 96–109, Fall 1958.

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the class-F power amplifier design,” Int. J. RF Microw.

Computer-Aided Eng. , vol.9, no. 2, pp. 129–149, Mar.1999.

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based upon a finite number of harmonics,” IEEE Trans. MTT,

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[4]K.Honjo, “Applications of HBTs,” Solid-State Electron. , vol.

38, no.9, pp.1569–1573, Sep.1995.

[5] K. Kuroda, R.Ishikawa, K.Honjo, “Parasitic compensation

design technique for a C-band GaN HEMT class-F amplifier,”

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-GaN HEMT microwave amplifier based on lumped element

circuit synthesis method,” IEEE Trans. MTT , vol.56, no.12, pp.

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[7] K. Honjo, “A simple circuit synthesis method for microwave

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-sation circuits,” Solid-State Electron. , vol.44, no.8, pp.1477–

1482, Aug. 2000.

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E/F Family of ZVS Switching Amplifiers ,” IEEE Trans. MTT,

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[10] Neal Tuffy, Anding Zhu, and Thomas J. Brazil ,” Class-J

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[11]神山,石川,本城,”高調波位相制御によるC帯高効率 GaN

HEMT電力増幅器の実現 ,”平成23年電子情報通信学会ソサイ

エティ大会, SC-3-1, Sept.2011

図 14 5.8GHz 帯高調波電力直交化増幅器の写真

図 13 高調波電流・電圧が直交化された波形の例

図 15 プレディストータによる F 級増幅器の線形化

図 16 自動バイアス制御プリディストータによ

る F 級増幅器の線形化