ĐẠi hỌc quỐc gia tp. hỒ chÍ minh trƯỜng i h …tcbinh/file_2011/bai giang htdkso...
TRANSCRIPT
ĐẠI HỌC QUỐC GIA TP. HỒ CHÍ MINH TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA
KHOA ĐIỆN – ĐIỆN TỬ Bài giảng:
HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ ĐIỀU KHIỂN CÁC MÁY ĐIỆN
BỘ BIẾN TẦN Biên soạn: ThS. Trần Công Binh
TP. HỒ CHÍ MINH, THÁNG 1 NĂM 2010
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
09/12/2009 3
CHƯƠNG TRÌNH MÔN HỌC
HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ - ĐIỀU KHIỂN CÁC MÁY ĐIỆN
Chương 1: Bộ nghịch lưu ba pha và Vector không gian (5T) Vector không gian. Bộ nghịch lưu ba pha.
Chương 2: Hệ qui chiếu quay (2T) Hệ qui chiếu quay. Chuyển đổi hệ toạ độ abc ↔ αβ ↔ dq.
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB 3 pha (αβ), (dq) (8T) Sơ đồ tương đương của động cơ và một số ký hiệu. Mô hình động cơ trong HTĐ stator (αβ). Mô hình động cơ trong HTĐ từ thông rotor (Ψr).
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông (FOC) ĐCKĐB (6T) Điều khiển PID Điều khiển tiếp dòng. Điều khiển tiếp áp. Mô phỏng của FOC.
(21 tiết)
Chương 5: Một số phương pháp ước lượng từ thông rotor (6T) Từ Ψm và ia, ib hồi tiếp. Từ us và ia, ib hồi tiếp. Từ ω và ia, ib hồi tiếp. Ước lượng vị trí (góc) vector Ψr. Ước lượng (Ψr) trong HTĐ dq. Ước lượng từ thông rotor dùng khâu quan sát (observer) Đáp ứng mô phỏng FOC.
Chương 6: Các phương pháp điều khiển dòng (6T) Điều khiển dòng trong HQC (αβ): vòng trễ và so sánh. Điều khiển dòng trong HQC (dq).
Chương 7: Một số phương pháp ước lượng tốc độ động cơ (3T) Ước lượng vận tốc vòng hở (2 pp). Ước lượng vận tốc vòng kín (có hồi tiếp). Điều khiển không dùng cảm biến (sensorless).
Chương 8: Bộ biến tần (9T) Cấu trúc một hệ thống điều khiển động cơ. Cảm biến đo lường Một số ưu điểm khi sử dụng bộ điều khiển tốc độ động cơ Hệ thống điều khiển số động cơ không đồng bộ ba pha Bộ biến tần
(24 tiết) (45 tiết)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.1
Chương 1: VECTOR KHÔNG GIAN VÀ BỘ NGHỊCH LƯU BA PHA
I. Vector không gian
I.1. Biểu diễn vector không gian cho các đại lượng ba pha Động cơ không đồng bộ (ĐCKĐB) ba pha có ba (hay bội số của ba) cuộn dây stator bố trí trong không gian như hình vẽ sau:
Hình 1.1: Sơ đồ đấu dây và điện áp stator của ĐCKĐB ba pha.
(Ba trục của ba cuộn dây lệch nhau một góc 1200 trong không gian)
Ba điện áp cấp cho ba đầu dây của động cơ từ lưới ba pha hay từ bộ nghịch lưu, biến tần; ba điện áp này thỏa mãn phương trình:
usa(t) + usb(t) + usc(t) = 0 (1.1) Trong đó: (1.2a) (1.2b) (1.2c) Với ωs = 2πfs; fs là tần số của mạch stator; |us| là biên độ của điện áp pha, có thể thay đổi.
(điện áp pha là các số thực)
A
B
C
N
rotor
stator
Pha A
Pha B
Pha C usc
usa
usb
usa(t) = |us| cos(ωst) usb(t) = |us| cos(ωst – 1200) usc(t) = |us| cos(ωst + 1200)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.2
Vector không gian của điện áp stator được định nghĩa như sau:
[ ])t(u)t(u)t(u32)t(u scsbsas
rrrr++= (1.3)
[ ]000 240jsc
120jsb
0jsas e)t(ue)t(ue)t(u
32)t(u ++=
r
(mặt phẳng ba chiều với 3 vector đơn vị)
[ ]00 240120 )()()(32)( j
scj
sbsas etuetututu ++=r
(1.4)
(tương tự như vector trong mặt phẳng phức hai chiều với 2 vector đơn vị)
[ ])t(u.a)t(u.a)t(u32)t(u sc
2sbsas ++=
r với 0120jea =
[ ] [ ] 0eeeaa1000 240j120j0j2 =++=++
Ví dụ 1.1: Chứng minh?
a) ( ) ( ) ( )[ ]tsinjtcosutueu)t(u ssssstj
sss ωωωω +=∠==
r (1.6)
b) [ ] ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡−+−−= csbscsbsass uujuuuu
23
235,05,0
32
& (1.5)
Hình 1.2: Vector không gian điện áp stator trong hệ tọa độ αβ.
Theo hình vẽ trên, điện áp của từng pha chính là hình chiếu của vector điện áp stator sur lên trục của cuộn dây tương ứng. Đối với các đại lượng khác của động cơ: dòng điện stator, dòng rotor, từ thông stator và từ thông rotor đều có thể xây dựng các vector không gian tương ứng như đối với điện áp stator ở trên.
I.2. Hệ tọa độ cố định stator Vector không gian điện áp stator là một vector có modul xác định (|us|) quay trên mặt phẳng phức với tốc độ góc ωs và tạo với trục thực (trùng với cuộn dây pha A) một góc ωst. Đặt tên cho trục thực là α và trục ảo là β, vector không gian (điện áp stator) có thể được mô tả thông qua hai giá trị thực (usα) và ảo (usβ) là hai thành phần của vector. Hệ tọa độ này là hệ tọa độ stator cố định, gọi tắt là hệ tọa độ αβ.
Re
Im β
α A
B
C
o0je
o120je
o240je
sur
usa
ωs
usc
usc
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.3
Hình 1.3: Vector không gian điện áp stator sur và các điện áp pha.
Bằng cách tính hình chiếu các thành phần của vector không gian điện áp stator ( )βα ss u,u lên trục pha A, B (trên hình 1.3), có thể xác định các thành phần theo phương pháp hình học: (1.7a)
(1.7b) suy ra (1.8a)
(1.8b) Theo phương trình (1.1), và dựa trên hình 1.3 thì chỉ cần xác định hai trong số ba điện áp pha stator là có thể tính được vector sur . Hay từ phương trình (1.5)
[ ] ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡−+−−= csbscsbsass u
23u
23ju5,0u5,0u
32u (1.9)
có thể xác định ma trận chuyển đổi abc → αβ theo phương pháp đại số:
⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢
⎣
⎡
⎥⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢
⎣
⎡
−
−−=
⎥⎥⎦
⎤
⎢⎢⎣
⎡
cs
bs
as
ss
ss
u
u
u
23
230
21
211
32
u
u
β
α (1.10)
Ví dụ 1.2: Chứng minh ma trận chuyển đổi hệ toạ độ αβ → abc?
0
jβ
α
sur
usa = usα
usβusc
usb Cuộn dây pha A
Cuộn dây pha B
Cuộn dây pha C
usα = usa
usβ = ( )sbsa u2u3
1+
usa = usα
usb = βα ss u23u
21
+−
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.4
⎥⎥⎦
⎤
⎢⎢⎣
⎡
⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢
⎣
⎡
−−
−=⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢
⎣
⎡
ss
ss
cs
bs
as
u
u
23
21
23
21
01
u
u
u
β
α (1.11)
Ví dụ 1.3: Chứng minh:
Bằng cách tương tự như đối với vector không gian điện áp stator, các vector không gian dòng điện stator, dòng điện rotor, từ thông stator và từ thông rotor đều có thể được biểu diễn trong hệ tọa độ stator cố định (hệ tọa độ αβ) như sau:
(1.12a)
(1.12b)
(1.12c)
(1.12d)
(1.12e)
II. Bộ nghịch lưu ba pha
II.1. Bộ nghịch lưu ba pha
sur = usα + j usβ
sir
= isα + j isβ
rir
= irα + j irβ
βα ψ+ψ=ψ sss jr
βα ψ+ψ=ψ rrr jr
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.5
Biến tần ngõ vào 1 pha, nếu tụ lọc nhỏ, điện áp DC trung bình là:
(với Vi là điện áp pha).
Biến tần ngõ vào 3 pha, nếu tụ lọc nhỏ, điện áp DC trung bình là:
(với Vi là điện áp pha).
Nếu tụ lọc đủ lớn (hay khi không tải), điện áp DC sẽ được lọc phẳng. Trị điện áp DC trung bình của:
_ Biến tần ngõ vào 1 pha : phaseU2
_ Biến tần ngõ vào 3 pha : lineU2 .
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.6
Hình 1.4: Sơ đồ bộ nghịch lưu ba pha cân bằng gồm 6 khoá S1→S6.
Ví dụ 1.4: Chứng minh các phương trình tính điện áp pha?
a) ( )CnBnAnNn UUU31U ++=
b) CnBnAnAN U31U
31U
32U −−=
Phương pháp tính mạch điện: Ví dụ 1.5: Tính điện áp các pha ở trạng thái S1, S3, S6 ON và S2, S4, S5 OFF?
Hình 1.5: Trạng thái các khoá S1, S3, S6 ON, và S2, S4, S5 OFF (trạng thái 110).
II.2. Vector không gian điện áp Đơn vị (Udc)
A B
C
Udc
n
N
UAN UBN
UCN
AB C
Udc
S4
S3
S6
S5
S2
S1
S7
R
n n
motor
N
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.7
Va Vb Vc usa usb usc uab ubc uca U Deg us k S1 S3 S5 UAN UBN UCN UAB UBC UCA usα usβ 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 U0 U000 1 1 0 0 2/3 -1/3 -1/3 1 0 -1 U1 0o 2 1 1 0 1/3 1/3 -2/3 0 1 -1 U2 60 o 3 0 1 0 -1/3 2/3 -1/3 -1 1 0 U3 120 o 4 0 1 1 -2/3 1/3 1/3 -1 0 1 U4 180 o 5 0 0 1 -1/3 -1/3 2/3 0 -1 1 U5 240 o 6 1 0 1 1/3 -2/3 1/3 1 -1 0 U6 300 o 7 1 1 1 0 0 0 0 0 0 U7 U111
Bảng 1.1: Các điện áp thành phần tương ứng với 8 trạng thái của bộ nghịch lưu. Ví dụ 1.6: Tính các điện áp thành phần usα và usβ tương ứng với 8 trạng thái trong
bảng 1.1?
Điều chế vector không gian điện áp sử dụng bộ nghịch lưu ba pha
Ví dụ 1.7: Xét bộ nghịch lưu ở trạng thái 110: Khi đó các điện áp pha usa=1/3Udc, usb= 1/3Udc, usc=-2/3Udc. Phương pháp đại số: theo phương trình (1.4):
[ ] ⎥⎦⎤
⎢⎣⎡ −+=++=
0000 240jdc
120jdcdc
240jsc
120jsbsa1_phase eU
32eU
31U
31
32e)t(ue)t(u)t(u
32ur
⇒ ( )[ ] 0000000 60jdc
180j240jdc
240jdc
240j240j120jdc1_phase eU
32eeU
32eU
32e3ee1
3U
32u ==−=−++= −r ,
Hay [ ] ⎥⎦⎤
⎢⎣⎡ −+=++= dc
2dcdcsc
2sbsa1_phase U.a
32U.a
31U
31
32)t(u.a)t(u.a)t(u
32ur
với 0120jea = , ( ) 0aa1 2 =++
⇒ ( )[ ] 00 60jdc
240jdc
2dc
22dc1_phase eU
32eU
32aU
32a3aa1
3U
32u =−=−=−++=
r
Phương pháp hình học: có hình vẽ
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.8
Hình 1.6: Vector không gian điện áp stator sur ứng với trạng thái (110).
Ở trạng thái (110), vector không gian điện áp stator pha 1_phaseur có độ lớn bằng 2/3Udc và có góc pha là 60o.
Ví dụ 1.8: Tìm (độ lớn và góc của) vector không gian điện áp stator )t(usr ứng
với trạng thái (101)? (Giải theo phương pháp đại số như trên hay theo phương pháp hình học)
Xét tương tự cho các trang thái còn lại, rút ra được công thức tổng quát
3)1k(j
dck eU32U
π−
= với k = 1, 2, 3, 4, 5, 6.
Hình 1.7: 8 vector không gian điện áp stator tương ứng với 8 trạng thái.
3)1k(j
dck eU32U
π−
= k = 1, 2, 3, 4, 5, 6. U0 và U7 là vector 0.
A
surB
C
scur
Udc
saur
sbur
scsbsa uuu rrr++
U2(110)
U1 (100)
U2 (110) U3 (010)
U6 (101) U5 (001)
U4 (011)
CCW
CW
U0 (000)
U7 (111)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.9
Các trường hợp xét ở trên là vector không gian điện áp pha stator.
Hình 1.8: Các vector không gian điện áp pha stator.
3)1k(j
dck_phase eU32U
π−
= k = 1, 2, 3, 4, 5, 6
Bằng cách điều khiển chuyển đổi trạng thái đóng cắt các khóa của bộ nghịch lưu dễ dàng điều khiển vector không gian điện áp “quay” thuận nghịch, nhanh chậm. Khi đó dạng điện áp ngõ ra bộ nghịch lưu có dạng 6 bước (six step).
Hình 1.9: Các điện áp thành phần tương ứng với 6 trạng thái.
Ví dụ 1.9: Chứng minh 00jdc0_phase eU
32u =
Xét bộ nghịch lưu ở trạng thái 100: Khi đó các điện áp pha usa=2/3Udc, usb= –1/3Udc, usc=-1/3Udc.
Phương pháp đại số: theo phương trình (1.3): [ ])t(u)t(u)t(u32)t(u scsbsas
rrrr++=
hay phương trình (1.4):
[ ] ⎥⎦⎤
⎢⎣⎡ −−=++=
0000 240jdc
120jdcdc
240jsc
120jsbsa0_phase eU
31eU
31U
32
32e)t(ue)t(u)t(u
32ur
⇒ ( )[ ] 000 0jdcdc
240j120jdc0_phase eU
32U
32ee13
3U
32u ==++−=
r ,
Up1
Up2 Up3
Up6 Up5
Up4 Up0
Up7 Trục usa
a
b
c
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.10
Hay [ ] ⎥⎦⎤
⎢⎣⎡ −−=++= dc
2dcdcsc
2sbsa0_phase U.a
31U.a
31U
32
32)t(u.a)t(u.a)t(u
32ur
với 0120jea = , ( ) 0aa1 2 =++
⇒ ( )[ ] 00jdcdc
2dc0_phase eU
32U
32aa13
3U
32u ==++−=
r
Phương pháp hình học: có hình vẽ
Hình 1.10: Vector không gian điện áp stator sur ứng với trạng thái (100).
Ở trạng thái (100), vector không gian điện áp pha stator 0_phaseur có độ lớn bằng 2/3Udc và có góc pha trùng với trục pha A.
Trong một số trường hợp, cần xét vector không gian điện áp dây của stator.
[ ])t(u)t(u)t(u32u cabcabline
rrrr++=
hay [ ]00 240jca
120jbcabline e)t(ue)t(u)t(u
32u ++=
r
hay [ ])t(u.a)t(u.a)t(u32u ca
2baabline ++=
r với 0120jea =
Ví dụ 1.10: Xét bộ nghịch lưu ở trạng thái 100:
Khi đó các điện áp pha uab=Udc, ubc= 0, uca= -Udc. Phương pháp đại số: theo phương trình trên:
[ ] [ ]000 240jdcdc
240jca
120jbcab1_line eUU
32e)t(ue)t(u)t(u
32u −=++=
r
[ ] ( )⎥⎥⎦
⎤
⎢⎢⎣
⎡⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛++=+=−=
23j
211U
32e1U
32eUU
32u dc
60jdc
240jdcdc1_line
00r
A
sur
B
C
scur
2/3Udc
saur
sbur
scsbsa uuu rrr++
U1(100)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.11
030jdcdcdc1_line eU3
32
21j
23U3
32
23j
23U
32u =⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+=⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+=
r
Phương pháp hình học: có hình vẽ:
Hình 1.11: Vector không gian điện áp dây stator 1_lineur ứng với trạng thái (100).
Ở trạng thái (100), vector không gian điện áp dây stator 1_lineur có độ lớn bằng
dcU332 và có góc pha là 30o.
Ví dụ 1.11: Tìm (độ lớn và góc của) vector không gian điện áp stator lineur ứng với
trạng thái (110), 2_lineur ? (Giải theo phương pháp đại số và phương pháp hình học)
Xét tương tự cho các trạng thái còn lại, rút ra được công thức tổng quát
6)1k2(j
dck_line eU332U
π−
= k = 1, 2, 3, 4, 5, 6
AB
BC
CA
bcur
2/3Udc
abur
Uline_1
Ud1
Ud2
Ud3
Ud6
Ud5
Ud4
Ud0
Ud7 Trục uab
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.12
Hình 1.12: Các vector không gian điện áp dây stator.
Ví dụ 1.12: Chứng minh các vector điện áp có giá trị như sau:
a/ 53
623
j
pha DCv V eπ
= b/ 56
32 33
j
day DCv V eπ
=
Điều chế biên độ và góc vector không gian điện áp dùng bộ nghịch lưu ba pha
Hình 1.13: Điều chế biên độ và góc vector không gian điện áp.
Để không quá điều chế, biên độ điện áp phải nằm trong
vòng tròn nội tuyến của lục giác: 3dc
sUu ≤
)U(UT
TU
TT
UT
Tu 70
PWM
02
PWM
21
PWM
1s ++= hay )U(U.cU.bU.au 7021s ++=
U1 (100)
us
T1
T2
U2 (110) U3 (010)
U6 (101) U5 (001)
U4 (011)
CCW
CW
U0 (000)
U7 (111)
α
sur
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.13
)3
sin(3 απ−=
Udcu
a s ( )αsin3Udcu
b s= c ≈ 1 – (a+b)
⇒ T1 = a.TPWM T2 = b.TPWM T0 = c.TPWM
với chu kỳ điều rộng xung: TPWM ≈ (T1 + T2) + T0 hay T0 ≈ TPWM – (T1 + T2)
với TPWM ≈ const Tổng quát: us =a.Ux + b.Ux+60 + c.{U0, U7} Trong đó, α là góc giữa vector Ux và vector điện áp us.
Có thể tính theo: ( )3
2 dc
s
Uu
bacba ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛ +=++ hay ( ) ⎟
⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−+= 1
u3U2
bacs
dc
Bằng cách điều khiển chuyển đổi trạng thái đóng cắt các khóa của bộ nghịch lưu thông qua T1, T2 và T0, dễ dàng điều khiển độ lớn và tốc độ quay của vector không gian điện áp. Khi đó dạng điện áp ngõ ra bộ nghịch lưu có dạng PWM sin.
U1 (100)
us
T1
T2
U2 (110)
U0 (000)
U7 (111)
α
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.14
Hình 1.14: Điều chế biên độ và tần số điện áp.
Hình 1.15: Dạng điện áp và dòng điện PWM sin.
Ví dụ 1.13: Chứng minh ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+⎟
⎠⎞
⎜⎝⎛= 6
j
dc2dc1j
s eU32TU
32Teu
πα
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.15
Bài tập 1.1. Chứng minh: 34j
dc5_phase eU32u
π
=
Bài tập 1.2. Chứng minh: 67j
dc4_line eU332u
π
=
Bài tập 1.3. Điện áp ba pha 380V, 50Hz. Tại thời điểm t = 6ms. Tính usa, usb, usc, usα và usβ, |us|? Biết góc pha ban đầu của pha A là θo = 0.
Bài tập 1.4. Lưới điện 3 pha 4 dây 380V. Tính Udc trung bình, Us max (trong vòng tròn nội tiếp), Upha, Udây của biến tần:
a. 1 pha. b. 3 pha.
Bài tập 1.5. Điện áp ba pha cấp cho bộ nghịch lưu là 380V, 50Hz. Tính điện áp pha lớn nhất mà bộ nghịch lưu có thể cung cấp cho động cơ nối Y.
Bài tập 1.6. Điện áp một pha cấp cho bộ nghịch lưu là 220V, 50Hz. Tính điện áp dây lớn nhất mà bộ nghịch lưu có thể cung cấp cho động cơ.
Bài tập 1.7. Bộ biến tần dùng ở Việt Nam, 3 pha 380V (ngõ vào). Được cấp nguồn 3 pha 380V, 50Hz. a) Tụ lọc khá nhỏ: _ Tính điện áp trung bình trên DC Link? _ Tính biên độ điện áp pha lớn nhất (chưa quá điều chế)? _ Tính điện áp hiệu dụng pha lớn nhất? _ Tính điện áp hiệu dụng dây lớn nhất? b) Tụ lọc đủ lớn: tính lại câu a).
Bài tập 1.8. Tính lại câu trên với biến tần 1 pha 220V (ngõ vào). Bài tập 1.9. Điện áp ba pha cấp cho bộ nghịch lưu là 380V, 50Hz. Điện áp pha bộ nghịch
lưu cấp cho đồng cơ là 150V và 50Hz. Tại thời điểm t = 6ms. Tính T1, T2 và T0? Biết góc pha ban đầu θo = 0 và tần số điều rộng xung là 20KHz.
Bài tập 1.10. Lập bảng và vẽ giản đồ vector các điện áp dây thành phần tương ứng với 8 trạng thái của bộ nghịch lưu.
Bài tập 1.11. Nêu các chức năng của khoá S7 và các diode ngược (mắc song song với các khoá đóng cắt S1 –S6) trong bộ nghịch lưu?
Bài tập 1.12. Cho Udc = 309V, trạng thái các khoá như sau: S2, S3, S6: ON; và S1, S4, S5: OFF. Tính các điện áp usa, usb, usc, UAB, UBC?
Bài tập 1.13. Khi tăng tần số điều rộng xung (PWM) của bộ nghịch lưu, đánh giá tác động của sóng hài bậc cao lên dòng điện động cơ. Phương pháp điều khiển nào có tần số PWM luôn thay đổi?
Ví dụ 1.1: Chứng minh? a) ( ) ( ) ( )[ ]tsinjtcosutueu)t(u sssss
tjss
s ωωωω +=∠==r (1.6)
b) [ ] ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡−+−−= csbscsbsass u
23u
23ju5,0u5,0u
32u (1.5)
Ví dụ 1.2: Chứng minh ma trận chuyển đổi hệ toạ độ αβ → abc?
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 1: Vector không gian và Bộ nghịch lưu ba pha I.16
⎥⎥⎦
⎤
⎢⎢⎣
⎡
⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢
⎣
⎡
−−
−=⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢
⎣
⎡
ss
ss
cs
bs
as
u
u
23
21
23
21
01
u
u
u
β
α (1.11)
Ví dụ 1.3: Chứng minh:
Ví dụ 1.4: Chứng minh các phương trình tính điện áp pha?
a) ( )CnBnAnNn UUU31U ++=
b) CnBnAnAN U31U
31U
32U −−=
Ví dụ 1.5: Tính điện áp các pha ở trạng thái S1, S3, S6 ON và S2, S4, S5 OFF? Ví dụ 1.6: Tính các điện áp thành phần usα và usβ tương ứng với 8 trạng thái trong
bảng 1.1?
Ví dụ 1.7: Bộ nghịch lưu ở trạng thái 110, chứng minh 060j
dc1_phase eU32u =
r
Ví dụ 1.8: Tìm (độ lớn và góc của) vector không gian điện áp stator )t(usr ứng với
trạng thái (101)? (Giải theo phương pháp đại số như trên hay theo phương pháp hình học)
Ví dụ 1.9: Chứng minh 00jdc0_phase eU
32u =
Ví dụ 1.10: Bộ nghịch lưu ở trạng thái 100, chứng minh 030jdc1_line eU3
32u =
r
Ví dụ 1.11: Tìm (độ lớn và góc của) vector không gian điện áp stator lineur ứng với trạng thái (110), 2_lineur ? (Giải theo phương pháp đại số và phương pháp hình học)
Ví dụ 1.12: Chứng minh các vector điện áp có giá trị như sau:
a/ 53
623
j
pha DCv V eπ
= b/ 56
32 33
j
day DCv V eπ
=
Ví dụ 1.13: Chứng minh ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+⎟
⎠⎞
⎜⎝⎛= 6
j
dc2dc1j
s eU32TU
32Teu
πα
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 2: Hệ qui chiếu quay II.1
Chương 2: HỆ QUI CHIẾU QUAY
I. Hệ qui chiếu quay Trong mặt phẳng của hệ tọa độ αβ, xét thêm một hệ tọa độ thứ 2 có trục hoành d và trục tung q, hệ tọa độ thứ 2 này có chung điểm gốc và nằm lệch đi một
góc θs so với hệ tọa độ stator (hệ tọa độ αβ). Trong đó, dt
d aa
θω = quay tròn quanh
gốc tọa độ chung, góc θa = ωat + ωa0. Khi đó sẽ tồn tại hai tọa độ cho một vector trong không gian tương ứng với hai hệ tọa độ này. Hình vẽ sau sẽ mô tả mối liên hệ của hai tọa độ này.
Hình 2.1: Chuyển hệ toạ độ cho vector không gian sur từ hệ tọa độ αβ sang hệ
tọa độ dq và ngược lại. Từ hình 1.5 dễ dàng rút ra các công thức về mối liên hệ của hai tọa độ của một vector ứng với hai hệ tọa độ αβ và dq. Hay thực hiện biến đổi đại số: (1.10a) (1.10b) Theo pt (1.9a) thì: sβss fjff
rrr+= α
αβ (1.11) và tương tự thì: sqsd
dqs fjff
rrr+= (1.12)
Ví dụ 2.1: Chứng minh ajdq
ss eff θαβrr
= Khi thay hệ pt (1.10) vào pt (1.11) sẽ được:
( ) ( )asqasdasqasds cosfsinfjsinfcosff θθθθαβ ++−=r
( )( ) ajdq
saasqsd efsinjoscjff θθθr
=++= (1.13)
Hay ajdqss eff θαβrr
= ⇔ ajs
dqs eff θαβ −=
rv (1.14)
jβ
fsβ
0 α
sfr
fsα
d jq
fsd
fsq θa
dtd a
aθω =
sω
fsα = fsdcosθa - fsqsinθa
fsβ = fsdsinθa + fsqcosθa
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 2: Hệ qui chiếu quay II.2
Ví dụ 2.2: Tính fsd và fsq theo fsα, fsβ và θa.
Thay pt (1.11) vào pt (1.14), thu được phương trình: (1.15a) (1.15b)
Hình 2.2: Hệ tọa độ quay
sf
Cuộn dây
pha A
Cuộn dây
pha B
Cuộn
dây pha C
0
d
jq
fsd
fsq
ωa
θa
ωs
fsd = fsαcosθa + fsβsinθa
fsq = - fsαsinθa + fsβcosθa
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 2: Hệ qui chiếu quay II.3
XÉT KHI 0a =ω
II. Biễu diễn các vector không gian trên hệ tọa độ từ thông rotor Mục này trình bày cách biểu diễn các vector không gian của động cơ không đồng bộ (ĐCKĐB) ba pha trên hệ tọa độ từ thông rotor. Giả thiết một ĐCKĐB ba
pha đang quay với tốc độ góc dtdθ
=ω (tốc độ quay của rotor so với stator đứng
yên), với θ là góc hợp bởi trục rotor với trục chuẩn stator (qui định trục cuộn dây pha A, chính là trục α trong hệ tọa độ αβ).
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 2: Hệ qui chiếu quay II.4
Hình 2.3: Biểu diễn vector không gian sir
trên hệ toạ độ từ thông rotor, còn gọi là hệ toạ độ dq.
Trong hình 1.6 biểu diễn cả hai vector dòng stator sir
và vector từ thông rotor
rψr . Vector từ thông rotor rψ
r quay với tốc độ góc ssr
ra f2dt
d πωφωω =≈== (tốc độ
quay của từ thông rotor so với stator đứng yên). Trong đó, fs là tần số của mạch điện stator và φr là góc của trục d so với trục chuẩn stator (trục α). Độ chênh lệch giữa ωs và ω (giả thiết số đôi cực của động cơ là p=1) sẽ tạo nên dòng điện rotor với tần số fsl, dòng điện này cũng có thể được biễu diễn dưới dạng vector ri
r quay với tốc độ góc ωsl = 2πfsl, (ωsl = ωs - ω ≈ ωr - ω) so với vector
từ thông rotor rψr .
Trong mục này ta xây dựng một hệ trục tọa độ mới có hướng trục hoành (trục d) trùng với trục của vector từ thông rotor rψ
r và có gốc trùng với gốc của hệ tọa độ αβ, hệ tọa độ này được gọi là hệ tọa độ từ thông rotor, hay còn gọi là hệ tọa dq. Hệ tọa độ dq quay quanh điểm gốc chung với tốc độ góc ωr ≈ ωs, và hợp với hệ tọa độ αβ một góc φr.
sir
isβ
Cuộn dây pha A
Cuộn dây pha B
Cuộn dây pha C
0 α
isα
d
jq
isd
isq θ
rψr
ωr =ωa ω
φr
Trục từ
thông rotor
Truïc rotor
jβ dt
d rr
φ=ω
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 2: Hệ qui chiếu quay II.5
Vậy tùy theo quan sát trên hệ tọa độ nào, một vector trong không gian sẽ có một tọa độ tương ứng. Qui định chỉ số trên bên phải của ký hiệu vector để nhận biết vector đang được quan sát từ hệ tọa độ nào:
s: tọa độ αβ (stator coordinates). f: tọa độ dq (field coordinates).
Như trong hình 1.6, vector sir
sẽ được viết thành: s
sir
: vector dòng stator quan sát trên hệ tọa độ αβ. f
sir
: vector dòng stator quan sát trên hệ tọa độ dq. Theo pt (1.8a) và pt (1.11) thì: (1.16a) (1.16b) Nếu biết được góc φr thì sẽ xác định được mối liên hệ: (1.17a) (1.17b) Theo hệ pt (???) và pt (1.17b) thì có thể tính được vector dòng stator thông qua các giá trị dòng ia và ib đo được (hình 1.7).
Hình 2.4: Thu thập giá trị thực của vector dòng stator trên hệ tọa độ dq.
ĐC KĐB
==
3~
Udc
Điều khiển
M 3~
a b c
Nghịch lưu
2=
3
isa isb
isα
isβ rje φ−
isd
isq
φr
pt (2.…) pt (2.…)
ssir
= isα + j isβ
fsir
= isd + j isq
rjfs
ss eii φ=
rr
rjss
fs eii φ−=
rr
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 2: Hệ qui chiếu quay II.6
Tương tự như đối với vector dòng stator, có thể biểu diễn các vector khác của ĐCKĐB trên hệ tọa độ dq: (1.18a) (1.18b) (1.18c) (1.18d) (1.18e) Tuy nhiên, để tính được isd và isq thì phải xác định được góc φr, góc φr được xác định thông qua ωr = ω + ωsl. Trong thực tế chỉ có ω là có thể đo được, trong khi (tốc độ trượt) ωsl = 2πfsl với fsl là tần số của mạch điện rotor (lồng sóc) không đo được. Vì vậy phương pháp điều khiển ĐCKĐB ba pha dựa trên các mô tả trên hệ tọa dộ dq bắt buột phải xây đựng phương pháp tính ωr chính xác. Chú ý khi xây dựng mô hình tính toán trong hệ tọa độ dq, do không thể tính tuyệt đối chính xác góc φr nên vẫn giữ lại rqψ ( rqψ =0) để đảm bảo tính khách quan trong khi quan sát.
III. Ưu điểm của việc mô tả động cơ không đồng bộ ba pha trên hệ tọa độ từ thông rotor Trong hệ tọa độ từ thông rotor (hệ tọa độ dq), các vector dòng stator f
sir
và vector từ thông rotor f
rψr , cùng với hệ tọa độ dq quanh (gần) đồng bộ với nhau với
tốc độ ωr quanh điểm gốc, do đó các phần tử của vector fsir
(isd và isq) là các đại lượng một chiều. Trong chế độ xác lập, các giá trị này gần như không đổi; trong quá trình quá độ, các giá trị này có thể biến theo theo một thuật toán điều khiển đã được định trước. Hơn nữa, trong hệ tọa độ dq, ψrq=0 do vuông góc với vector f
rψr (trùng với
trục d) nên frψ
r =ψrd. (1.19) Đối với ĐCKĐB 3 pha, trong hệ tọa độ dq, từ thông và mômen quay được biểu diễn theo các phần tử của vector dòng stator: (1.20a) (1.20b) (Hai phương trình trên sẽ được chứng minh trong chương sau). với: Te momen quay (momen điện) của động cơ Lr điện cảm rotor Lm hỗ cảm giữa stator và rotor p số đôi cực của động cơ Tr hằng số thời gian của rotor
fsir
= isd + j isq fsur = usd + j isq
frir
= ird + j irq
sqsdfs jψ+ψ=ψ
r
rqrdfr jψ+ψ=ψ
r
sdr
mrd i
sT1L+
=ψ
dtd
PJTip
LL
23T Lsqrd
r
me
ωψ −==
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 2: Hệ qui chiếu quay II.7
s toán tử Laplace Phương trình (1.20a) cho thấy có thể điều khiển từ thông rotor rrd ψ=ψ
r thông qua điều khiển dòng stator isd. Đặc biệt mối quan hệ giữa hai đại lượng này là mối quan hệ trễ bậc nhất với thời hằng Tr. Nếu thành công trong việc áp đặt nhanh và chính xác dòng isd để điều khiển ổn định từ thông rdψ tại mọi điểm làm việc của động cơ. Và thành công trong việc áp đặt nhanh và chính xác dòng isq, và theo pt (1.20b) thì có thể coi isq là đại lượng điều khiển của momen Te của động cơ. Bằng việc mô tả ĐCKĐB ba pha trên hệ tọa độ từ thông rotor, không còn quan tâm đến từng dòng điện pha riêng lẻ nữa, mà là toàn bộ vector không gian dòng stator của động cơ. Khi đó vector si
r sẽ cung cấp hai thành phần: isd để điều
khiển từ thông rotor rψr , isq để điều khiển momen quay Te, từ đó có thể điều khiển
tốc độ của động cơ. (1.21a) (1.21b) Khi đó, phương pháp mô tả ĐCKĐB ba pha tương quan giống như đối với động cơ một chiều. Cho phép xây dựng hệ thống điều chỉnh truyền động ĐCKĐB ba pha tương tự như trường hợp sử dụng động cơ điện một chiều. Điều khiển tốc độ ĐCKĐB ba pha ω thông qua điều khiển hai phần tử của dòng điện si
r là isd và isq.
Bài tập 2.1. Chứng minh:
Bài tập 2.2. Cho điện áp ba pha:
usa = 540cos(100πt) (V); usb = 540cos(100πt – 2π/3) (V); usc = 540cos(100πt – 4π/3) (V)
Tại thời điểm t = 0,004giây: a) Tính usa, usb, usc, usα , usβ và sur ?
b) Biết góc hệ toạ độ quay lúc đó là φr = θs = 45o. Tính usd và usq ?
isd → rψr
isq → Te → ω
2 2
r rr r
rr r
d ddt dt
β αα β
α β
ψ ψψ ψω
ψ ψ
−=
+
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 2: Hệ qui chiếu quay II.8
ĐC KĐB
==
3~
Udc
Điều
khiển
M
3~
a b c
Nghịch
lưu
2=
3
isa isb
isα
isβ rje φ−
isd
isq
φr
pt (2.…) pt (2.…)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.1
Chương 3: MÔ HÌNH ĐCKĐB TRONG HỆ QUI CHIẾU QUAY
I. Một số khái niệm cơ bản của động cơ không đồng bộ ba pha
I.1. Một số qui ước ký hiệu dùng cho điều khiển ĐCKĐB ba pha Để xây dựng mô hình mô tả động cơ KĐB ba pha, ta thống nhất một số qui ước cho các ký hiệu cho các đại lượng và các thông số của động cơ.
A
B
C
N
stator
Cuộn dây pha A
isa
usa
irA
isc
usc
isb usb
Cuộn dây pha C
Cuộn dây pha B
rotor
irC
irB
stator
ω
θ
Trục chuẩn
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.2
Hình 2.1: Mô hình đơn giản của động cơ KĐB ba pha
mLs
Rr
rLσsLσsR
sv
si ri
mi
Hình 2.2: Mạch tương đương của động cơ KĐB ba pha
Trục chuẩn của mọi quan sát được qui ước là trục của cuộn dây pha A như hình 2.1. Mọi công thức được xây dựng sau này đều tuân theo qui ước này. Sau đây là một số các qui ước cho các ký hiệu:
Hình thức và vị trí các chỉ số: • Chỉ số nhỏ góc phải trên: s đại lượng quan sát trên hệ qui chiếu stator (hệ tọa độ αβ). f đại lượng quan sát trên hệ qui chiếu từ thông rotor
(hệ tọa độ dq). r đại lượng quan sát trên hệ tọa độ rotor với trục thực là trục
của rotor (hình 1.6). *, ref, giá trị đặt /lệnh (reference) e giá trị ước lượng • Chỉ số nhỏ góc phải dưới:
o Chữ cái đầu tiên: s đại lượng của mạch stator. r đại lượng của mạch rotor.
o Chữ cái thứ hai: d, q phần tử thuộc hệ tọa độ dq. α, β phần tử thuộc hệ tọa độ αβ. a, b, c đại lượng ba pha của stator. A, B, C đại lượng ba pha của rotor, lưới.
• Hình mũi tên (→) trên đầu: ký hiệu vector (2 chiều). • Gạch chân (_) ở dưới: ký hiệu vector, ma trận. • Độ lớn (modul) của đại lượng: ký hiệu giữa hai dấu gạch đứng (| |).
Các đại lượng của ĐCKĐB ba pha: u điện áp (V). i dòng điện (A). Φ từ thông (Wb). ψ từ thông móc vòng (A.vòng). Te momen điện từ (N.m). TL momen tải (momen cản - torque) (hay còn ký hiệu là MT) (Nm). ω tốc độ góc của rotor so với stator (rad/s). ωa tốc độ góc của một hệ toạ độ bất kỳ (arbitrary) (rad/s).
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.3
ωs tốc độ góc của từ thông stator so với stator (ωs = ω + ωsl) (rad/s). ωr tốc độ góc của từ thông rotor so với stator (ωr ≈ ωs) (rad/s). ωsl tốc độ góc của từ thông rotor so với rotor (tốc độ trượt) (rad/s). θ góc của trục rotor (cuộn dây pha A) trong hệ toạ độ αβ (rad). θs góc của trục d (hệ toạ độ quay bất kỳ) trong hệ toạ độ αβ (rad). θr góc của trục d (hệ toạ độ quay bất kỳ) so với trục rotor (rad). φs góc của từ thông stator trong hệ toạ độ αβ (rad). φr góc của từ thông rotor trong hệ toạ độ αβ (rad). φr
e góc của từ thông rotor ước lượng (estimated) trong hệ toạ độ αβ (rad). ϕ góc pha giữa điện áp so với dòng điện.
Các thông số của ĐCKĐB ba pha: Rs điện trở cuộn dây pha của stator (Ω). Rr điện trở rotor đã qui đổi về stator (Ω). Lm hỗ cảm giữa stator và rotor (H). Lσs điện cảm tản của cuộn dây stator (H). Lσr điện cảm tản của cuộn dây rotor đã qui đổi về stator (H). P số đôi cực của động cơ. J momen quán tính cơ (Kg.m2).
Các thông số định nghĩa thêm: Ls = Lm + Lσs điện cảm stator. Lr = Lm + Lσr điện cảm rotor.
Ts = s
s
RL hằng số thời gian stator.
Tr = r
r
RL hằng số thời gian rotor.
σ = 1 – rs
2m
LLL hệ số từ tản tổng.
Tsamp chu kỳ lấy mẫu. Cc đại lượng viết bằng chữ thường – chữ hoa:
Chữ thường: Đại lượng tức thời, biến thin theo thời gian. Đại lượng là các thành phần của các vector. Chữ hoa: Đại lượng vector, module của vector, độ lớn.
I.2. Các phương trình cơ bản của ĐCKĐB ba pha Các phương trình toán học của động cơ cần phải thể hiện rõ các đặc tính thời gian của đối tượng. Việc xây dựng mô hình ở đây không nhằm mục đích mô phỏng chính xác về mặc toán học đối tượng động cơ. Việc xây dựng mô hình ở đây chỉ nhằm mục đích phục vụ cho việc xây dựng các thuật toán điều chỉnh. Điều đó cho phép chấp nhận một số điều kiện giả định trong quá trình thiết lập mô hình, tất nhiên sẽ tạo ra một số sai lệch nhất định giữa đối tượng và mô hình trong phạm vi cho phép. Các sai lệch này phải được loại trừ bằng kỹ thuật điều chỉnh. Đặc tính động của động cơ không đồng bộ được mô tả với một hệ phương trình vi phân. Để xây dựng phương trình cho động cơ, giả định lý tưởng hóa kết cấu dây quấn và mạch từ với các giả thuyết sau:
Các cuộn dây stator được bố trí đối xứng trong không gian.
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.4
Bỏ qua các tổn hao sắt từ và sự bảo hòa của mạch từ. Dòng từ hóa và từ trường phân bố hình sin trong khe hở không khí. Các giá trị điện trở và điện kháng xem như không đổi.
mLs
Rr
rLσsLσsR
sv
si ri
mi
Rs sI& jXs
sU&
Mạch tương đương động cơ KĐB với dòng từ hoá
mI&
jXm
jX’r 'rI&
sR '
r
Rs sI& jXs
sU&
'rI& '
rR jX’r
Mạch tương đương động cơ KĐB với tổn hao sắt từ
'rR
ss1−
RFe jXm
mI&FeI&
Rs sI& jXs
Rm
mI&
sU& jXm
'rI& '
rR jX’r
Mạch tương đương của động cơ KĐB
'rR
ss1−
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.5
rrjωψ
sR sLσ rLσrrR
s
*ψsv mLmi
*rrψ r
rv
si
Rr
Phương trình điện áp trên 3 cuộn dây stator:
usa(t) = Rsisa(t) + dt
)t(d saΨ (2.1a)
usb(t) = Rsisb(t) + dt
)t(d sbΨ (2.1b)
usc(t) = Rsisc(t) + dt
)t(d scΨ (2.1c)
Biểu diễn điện áp theo dạng vector:
[ ]00 240jsc
120jsbsa
ss e)t(ue)t(u)t(u
32)t(u ++=
r (2.2)
Thay các phương trình điện áp pha (2.1a),(2.1b),(2.1c) vào (2.2), ta được: Ví dụ 3.1: Chứng minh:
ssur (t) = Rs. )t(i s
s
r +
dt)t(d s
sψr
(2.3)
Trong đó, tương tự như đối với điện áp:
[ ]00 240jsc
120jsbsa
ss e)t(ie)t(i)t(i
32)t(i ++=
r (2.4)
[ ]00 240jsc
120jsbsa
ss e).t(e).t()t(
32)t( ψ+ψ+ψ=ψ
r (2.5)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.6
Tương tự, ta có phương trình điện áp của mạch stotor. Khi quan sát trên hệ qui chiếu rotor (rotor ngắn mạch):
( ) ( )dt
tdtiR0)t(urrr
rrrr
Ψ+==
rrrr (2.6)
Các vector từ thông stator và rotor quan hệ với các dòng stator và rotor: Ví dụ 3.2: Chứng minh:
CM rmsss iLiLrrr
+=ψ (2.7a) CM rrsmr iLiL
rrr+=ψ (2.7b)
với ( )rsmmmm iiLiLrrrr
+==ψ (2.7b) ⇒ smrmsss iLiL σψψψ
rrrrr+=+=
⇒ rmrrsmr iLiL σψψψrrrrr
+=+=
Ví dụ 3.3: Chứng minh: Lm= 3/2LaA? ĐCKĐB là một hệ điện cơ, có phương trình momen:
( ) ( )rrsse ixP
23ixP
23T
rrrrψψ −== (2.8)
Ví dụ 3.4: Chứng minh:
( ) ( ) ( )srmsmsrr
me ixiPL
23ixP
23ix
LLP
23T
rrrrrr=== ψψ
và phương trình chuyển động:
Te = TL + dtd
PJ ω (2.9)
Việc xây dựng các mô hình cho ĐCKĐB ba pha trong các phần sau đều phải dựa trên các phương trình cơ bản trên đây của động cơ.
II. Mô hình liên tục của ĐCKĐB trên hệ tọa độ stator (toạ độ αβ)
Tương tự như (1.13), từ hệ quy chiếu rotor quy về hệ quy chiếu stator theo các phương trình:
Ví dụ 3.5: Chứng minh: θjsr
rr eii −=
rr (2.10)
Và θψψ jsr
rr e−=
rr (2.11)
với ωθ=
dtd , trong đó ω là tốc độ quay của rotor (theo hình 2.3).
Thay pt (2.10) và pt (2.11) vào pt (2.6), qui pt (2.6) về hệ quy chiếu stator:
Ví dụ 3.6: Chứng minh: sr
srs
rr jdt
diR0 ψωψ rrr
−+= (2.12)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.7
Sơ đồ mạch điện tương đương của mô hình động của ĐCKĐB trong HTĐ stator
Vậy từ các pt (2.3), (2.7), (2.8), (2.9) và(2.12) ta có hệ phương trình:
ssur = Rs. s
sir
+dt
d ssψ
r
(2.13a)
0 = Rrs
rir
+ dt
d srψ
r
- srj ψω
r (2.13b)
srm
sss
ss iLiL
rrr+=ψ (2.13c)
srr
ssm
sr iLiL
rrr+=ψ (2.13d)
Te = 23 p( sψ
r x sir
)= -23 p( rψ
r x rir
) (2.13e)
Te = TL + dtd
pJ ω (2.13f)
Để xác định dòng điện stator và từ thông rotor, từ pt (2.13d) và pt (2.13c) có:
srir
= rL
1 ( )ssm
sr iL
rr−ψ (2.14)
ssΨ = Ls.
ssi +
r
m
LL ( )s
sm
sr iL−Ψ (2.15)
Thay (2.14) và (2.15) vào (2.13a) và (2.13b), với các định nghĩa sau:
Ts = s
s
RL : hằng số thời gian stator.
r
rr R
LT = : hằng số thời gian rotor.
rs
2m
LLL1−=σ : hệ số từ tản tổng.
Phương trình (2.13a) và (2.13b) trở thành:
dt
dLL
dtid
LiRusr
r
ms
ss
ssS
ss
ψ+σ+=
rrrr (2.16)
dt
dj
T1i
TL
0srs
rr
ss
r
m ψ+ψ⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛ω−+−=
rrr
(2.17)
suy ra:
sr
r
ss
r
msr j
T1i
TL
dtd
ψ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛ω−−=
ψ rrr
(2.19)
Thay (2.19) vào (2.16):
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.8
ss
s
sr
rm
ss
rs
ss u
L1j
T1
L1i
T1
T1
dtid rrrr
σψω
σσ
σσ
σ+⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−
−+⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛ −+−= (2.20)
sr
r
ss
r
msr j
T1i
TL
dtd
ψ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛ω−−=
ψ rrr
(2.21)
Chuyển sang dạng các thành phần của vector trên hai trục toạ độ:
αβααα
σ+ωψ
σσ−
+ψσ
σ−+⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛σ
σ−+
σ−= s
sr
mr
mrs
rs
s uL1
L1
LT1i
T1
T1
dtdi (2.22a)
βαβββ
σ+ωψ
σσ−
−ψσ
σ−+⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛σ
σ−+
σ−= s
sr
mr
mrs
rs
s uL1
L1
LT1i
T1
T1
dtdi
(2.22b)
βααα ωψ−ψ−=
ψrr
rs
r
mr
T1i
TL
dtd (2.22c)
αβββ ωψ+ψ−=
ψrr
rs
r
mr
T1i
TL
dtd
(2.22d)
Thay pt (2.14) srir
= rL
1 ( )ssm
sr iL
rr−ψ
vào pt (2.13e), có:
( ) ( )ss
sr
r
m
r
ssm
sr
sre i.x
LL
P23
L1iLxp
23T
rrrrrψψψ =⎥
⎦
⎤⎢⎣
⎡−−=
Thay các thành phần của vector từ thông rotor và dòng stator, được: Ví dụ 3.7: Chứng minh:
( )αββα srsrr
me ii
LL
p23T Ψ−Ψ= (2.24)
[ ]Le TTJp
dtd
−=ω
Mô hình toán động cơ DC Mạch tương đương của động cơ DC:
Phương trình mạch vòng điện áp cho phần ứng của động cơ.
U = E + Ruiu + Luudi
dt
Trong đó : E = Kφω
Ikt
U
Rư
Iư
E = kE.Φkt.ω ≈ k.Ikt.ω Rkt
Ukt Φkt
ω Lư
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.9
φkt ≈ kkt.ikt Phương trình cân bằng moment trên trục động cơ :
Te = TL + J ddtω + Bω
Trong đó : Te = k.φ.iu J - Moment quán tính của hệ thống quy đổi về trục động cơ. B - Hệ số ma sát
TL - Moment cản quy đổi về trục động cơ. Ap dụng biến đổi laplace, từ các phương trình trên, có mô hình động cơ DC:
( ) ( ) ( ) ( )ssILsIRsEsV uuuu ++= ( ) ( )sKsE φω=
( ) ( ) ( ) ( )sJssBsTsT L ωω ++= ( ) ( )sIksT uφ=
⇒ ( ) ( ) ( )uu
uRsL
sEsVsI+
−=
⇒ ( ) ( ) ( )BJs
sTLsTs+
−=ω
Sơ đồ khối mô hình động cơ DC:
III. Mô hình của ĐCKĐB trên hệ tọa độ từ thông rotor (toạ độ dq)
Theo hệ pt (1.17), biểu diễn pt (2.3) và pt (2.6) lên hệ trục tọa độ từ thông rotor (hệ
trục dq):
ssur (t) = Rs. )t(i s
s
r +
dt)t(d s
sψr
(2.3)
( ) ( )dt
tdtiR0)t(urrr
rrrr
Ψ+==
rrrr (2.6)
Với rr jfr
tjfr
sr eieii φω
rrr==
( ) ( )tjf
rtjf
rr
rss eieii ωωωω −− ==
rrr
Ví dụ 3.8: Chứng minh:
uu RsL1+
φ.K
φ.K
BJs1+
( )sω T (s)
( )sTL
( )V s I (s)
E (s)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.10
fsur = Rs
fsir
+ jωsfsΨr
+dt
d fsΨr
(2.29a)
0 = Rrf
rir
+ jωslfrΨr
+dt
d frΨr
(2.29b)
Sơ đồ mạch điện tương đương của mô hình động của ĐCKĐB trong HTĐ dq
Kết hợp với hai pt trên với hệ phương trình (2.7), có hệ phương trình:
fsur = Rs
fsir
+ jωsfsΨr
+dt
d fsΨr
(2.30a)
0 = Rrf
rir
+ j(ωs-ω) frΨr
+dt
d frΨr
(2.30b)
frm
fss
fs iLiL
rrr+=ψ (2.30c)
frr
fsm
fr iLiL
rrr+=ψ (2.30d)
Suy ra
( )fsm
fr
r
fr iL
L1i −Ψ=
fr
r
mfs
r
2m
sfs L
LiLLL Ψ+⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−=Ψ
Thực hiện tương tự đối với việc xây dựng mô hình động cơ trên hệ tọa độ αβ, khử
các biến frir
và fsΨr
, được hệ sau:
fs
s
fr
rm
fss
fs
rs
fs u
L1j
T1
L1iji
T1
T1
dtid rrrr
σψω
σσω
σσ
σ+⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−
−+−⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛ −+−=
frsl
r
fs
r
mfr j
T1i
TL
dtd
ψωψ rrr
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+−=
Chuyển sang dạng các thành phần của vector trên hai trục toạ độ:
dtdisd = ⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛σ
σ−+
σ−
rs T1
T1 isd + ωsisq + rd
mrLT1
Ψσ
σ− + rqmL
1Ψω
σσ− + sd
s
uL1
σ (2.31a)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.11
dtdisq = ⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛σ
σ−+
σ−
rs T1
T1 isq−ωsisd+ rq
mrLT1
Ψσ
σ− − rdmL
1Ψω
σσ− + sq
s
uL1
σ (2.31b)
rqslrdsdr
mrd
Tr1i
TL
dtd
Ψ+Ψ−=Ψ
ω (2.31c)
rdslrqr
sqr
mrq
T1i
TL
dtd
Ψ−Ψ−=Ψ
ω (2.31d)
Trong hệ tọa độ dq, ψrq=0 do vuông góc với vector frψ
r nên frψ
r =ψrd .
dt
disd = ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛σ
σ−+
σ−
rs T1
T1 isd + ωsisq + rd
mrLT1
Ψσ
σ− + sds
uL1
σ (2.32a)
dt
disq = ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛σ
σ−+
σ−
rs T1
T1 isq−ωsisd− rd
mL1
Ψωσ
σ− + sqs
uL1
σ (2.32b)
rdr
sdr
mrd
T1i
TL
dtd
Ψ−=Ψ
(2.32c)
dt
d rqΨ = 0 (2.32d)
và rdslsqr
m iTL
Ψ= ω
Ví dụ 3.9: Chứng minh: sdr
mrdr i
sT1L+
==ψψ
Ví dụ 3.10: Chứng minh: r
sq
r
msl
iTL
ψω =
Phương trình moment:
Thay fr
r
mfs
r
2m
sfs L
Li
LL
L Ψ+⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−=Ψ
r (2.33)
Vào: ( ) ( )sdrqsqrdr
mfs
fr
r
mfs
fse ii
LLp
23i
LLp
23ip
23T Ψ−Ψ=⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛×Ψ=×Ψ=rrrr
(2.34)
có ( )sdrqsqrdr
me ii
LL
p23T Ψ−Ψ= (2.35)
với tốc độ trượt: ωsl = ωr – ω = r
m
TL
rd
sqiΨ
(2.36)
Ví dụ 3.11: Chứng minh: ( )sdrqsqrdr
me ii
LLP
23T ψψ −=
Ví dụ 3.12:
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.12
Te = TL + dtd
pJ ω hay
dtd
pJ ω = Te - TL (2.37)
Trong hệ tọa độ từ thông rotor (hệ tọa độ dq), các vector dòng stator fsir
và vector từ thông rotor f
rψr , cùng với hệ tọa độ dq quanh (gần) đồng bộ với nhau với
tốc độ ωs quanh điểm gốc, do đó các phần tử của vector fsir
(isd và isq) là các đại lượng một chiều. Trong chế độ xác lập, các giá trị này gần như không đổi; trong quá trình quá độ, các giá trị này có thể biến theo theo một thuật toán điều khiển đã được định trước. Hơn nữa, trong hệ tọa độ dq, ψrq=0 do vuông góc với vector f
rψr nên f
rψr =ψrd.
Đối với ĐCKĐB 3 pha, trong hệ tọa độ dq, từ thông và mômen quay được biểu diễn theo các phần tử của vector dòng stator: (Hai phương trình trên được trình bày tựa theo phương trình (2.34c) và phương trình (2.34d) trong chương II). Phương trình trên cho thấy có thể điều khiển từ thông rotor rrd ψ=ψ
r thông qua điều khiển dòng stator isd. Đặc biệt mối quan hệ giữa hai đại lượng này là mối quan hệ trễ bậc nhất với thời hằng Tr. Nếu thành công trong việc áp đặt nhanh và chính xác dòng isd để điều khiển ổn định từ thông rdψ tại mọi điểm làm việc của động cơ. Và thành công trong việc áp đặt nhanh và chính xác dòng isq, và theo pt (1.20b) thì có thể coi isq là đại lượng điều khiển của momen Te của động cơ. Bằng việc mô tả ĐCKĐB ba pha trên hệ tọa độ từ thông rotor, không còn quan tâm đến từng dòng điện pha riêng lẻ nữa, mà là toàn bộ vector không gian dòng stator của động cơ. Khi đó vector si
r sẽ cung cấp hai thành phần: isd để điều
khiển từ thông rotor rψr , isq để điều khiển momen quay Te, từ đó có thể điều khiển
tốc độ của động cơ.
sdr
mrdr i
sT1L+
==ψψ
dtd
PJTip
LL
23T Lsqrd
r
me
ωψ +==
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.13
() () Khi đó, phương pháp mô tả ĐCKĐB ba pha tương quan giống như đối với động cơ một chiều. Cho phép xây dựng hệ thống điều chỉnh truyền động ĐCKĐB ba pha tương tự như trường hợp sử dụng động cơ điện một chiều. Điều khiển tốc độ ĐCKĐB ba pha ω thông qua điều khiển hai phần tử của dòng điện si
r là isd và isq.
Ưu điểm khi của mô hình tốn của ĐCKĐB trong HTĐ dq so với HTĐ αβ: 1. Các đại lượng không biến thiên dạng sin theo thời gian. 2. Hệ phương trình đơn giản hơn (ψrq=0). 3. Phân ly điều khiển từ thông rotor rψ
r và momen Te (tốc độ ω). 4. Gần giống với điều khiển động cơ một chiều.
Te = 23 P( sψ
r x sir
)= -23 P( rψ
r x rir
)= 23 P( mψ
r x sir
) ??? (2.8)
Bài tập 1.1. Từ pt: ( ) ( )dt
tdtiR0)t(u
rrr
rrrr
Ψ+==
rrrr
CM:
Bài tập 1.2. Vẽ sơ đồ khối động cơ trong HTĐ αβ
isd → rψr
isq → Te → ω
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 3: Mô hình ĐCKĐB trong hệ qui chiếu quay III.14
Bài tập 1.3. Vẽ sơ đồ khối động cơ trong HTĐ dq
Bài tập 1.4. CM: ( ) ( ) ( )sqrr
msr
r
msse i
LLPi
LLPiPT ψψψ
23
23
23
=×=×=rrrr
Bài tập 1.5. CM: ( )srme ixiPLTrr
23
=
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.1
Chương 4:
ĐIỀU KHIỂN ĐỊNH HƯỚNG TỪ THÔNG ĐCKĐB
I. Hiệu chỉnh PID (PID CONTROL)
Phương trình vi phân mô tả hiệu chỉnh PID:
u(t) = KP e(t) + KI ∫ dt)t(e + KD dt)t(de
KP: hệ số khâu tỉ lệ. KI: hệ số khâu tích phân. KD:hệ số khâu vi phân.
Biến đổi Laplace:
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛++== s.T
s.T11K
)s(e)s(u)s(G D
Ip trong đó:
P
DD
I
PI K
KT,KKT ==
Vấn đề thiết kế là cần hiệu chỉnh các giá trị K p , K i và K D sao cho hệ thỏa đạt được chất lượng tối ưu.
Thủ tục hiệu chỉnh PID Khâu hiệu chỉnh khuếch đại tỉ lệ (P) được đưa vào hệ thống nhằm làm giảm
sai số xác lập, với đầu vào thay đổi theo hàm nấc sẽ gây ra vọt lố và trong một số trường hợp là không chấp nhận được đối với mạch động lực.
Khâu tích phân tỉ lệ (PI) có mặt trong hệ thống dẫn đến sai lệch tĩnh triệt tiêu (hệ vô sai). Muốn tăng độ chính xác của hệ thống ta phải tăng hệ số khuyếch đại, xong với mọi hệ thống thực đều bị hạn chế và sự có mặt của khâu PI là bắt buộc.
Sự có mặt của khâu vi phân tỉ lệ (PD) làm giảm độ vọt lố, đáp ứng ra bớt nhấp nhô và hệ thống sẽ đáp ứng nhanh hơn.
Khâu hiệu chỉnh vi tích phân tỉ lệ (PID) kết hợp những ưu điểm của khâu PD và khâu PI, có khả năng tăng độ dự trữ pha ở tần số cắt, khử chậm pha. Sự có mặt của khâu PID có thể dẫn đến sự dao động của hệ do đáp ứng quá độ bị vọt lố bởi hàm dirac δ(t). Các bộ hiệu chỉnh PID được ứng dụng nhiều trong lĩnh vực công nghiệp dưới dạng thiết bị điều khiển hay thuật toán phần mềm.
e(t) u(t) PID Đối tượng
điều khiển
c(t) r(t)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.2
Tóm tắt Vai trò của mỗi khâu hiệu chỉnh (adjustment) trong bộ điều khiển PID: Khâu khuếch đại tỉ lệ Kp (Proportional gain): Khi Kp tăng Sai số xác lập giảm Vọt lố tăng Thời gian lên nhanh Khâu tích phân tỉ lệ Ki (Integral gain): Khi Ki tăng Sai lệch tĩnh giảm (triệt tiêu - vô sai với hàm nấc) Đáp ứng chậm Khâu vi phân tỉ lệ Kd (Derivative gain): Khi Kd tăng Vọt lố giảm Đáp ứng nhanh Bớt nhấp nhô (dao động) PI rời rạc:
u(k)=u p (k)+u I (k) u p (k)=K p .e(k) u I (k)= u I (k-1)+K I .T.e(k) = u I (k-1)+ IK ' . e(k)
Trong đó:T là tần số lấy mẫu void PID_Control(void) /*Khau PI*/ {
ss_n = n_dat - RPM; /* tinh sai so toc do hoi tiep ve*/ Up = Kp * ss_n; /* hieu chinh khau ti le (P)*/ Ui = Ui + Ki * Tsamp * ss_n; /* hieu chinh khau tich phan (I)*/ U_pt = Up + Ui;
if( U_pt < 0) /*Gioi han dien ap >= 0*/ U_pt= 0; if( U_pt> 1.0) /*Gioi han dien ap <= 1.0*/ U_pt = 1.0;
DRX = (int)(U_pt*(float)T1PR); /*Do Rong Xung tich cuc muc cao */ T1CMPR = T1PR - DRX; CMPR1 = T1PR - DRX;
}
e(k) u(k) PID SỐ Đối tượng
điều khiển c(k) r(k)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.3
Đáp ứng của hệ thống sử dụng bộ điều khiển PID
Đáp ứng bước hàm bước 1(t)
PID số (Phương pháp 1):
( ) ( ) ( ) ( )dt
tdeKdtteKteKtu DIP ++= ∫
Rời rạc hóa:
( ) ( ) ( ) ( )kukukuku DIP ++=
( ) ( )ke.Kku PP =
( ) ( ) ( ) ( ) ( )ke.K1kuke.T.K1kuku 'IIIII +−=+−=
( ) ( ) ( ) ( ) ( )( )1kekeKT
1keke.Kku 'DDD −−=
−−=
Trong đó:T là tần số lấy mẫu.hiể
Rời rạc hóa _ Phương pháp gần đúng (khâu I):
( ) ( ) ( ) ( )( )kukukuku DIP ++=
( ) ( )keKku PP .=
( ) ( ) ( )( )1. −+= kekeKku II
( ) ( ) ( )( )1−−= kekeKku DD
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.4
PID số (Phương pháp 2):
Đạo hàm 2 vế: ( ) ( ) ( ) ( )2
2
dttedKteK
dttdeK
dttdu
DIP ++=
( ) ( ) ( ) ( ) ( )kukukuT
kukuDIP ++=
−− 1
( ) ( ) ( ) ( ) ( )( )1'1. −−=−−
= kekeKT
kekeKku pPP
( ) ( )keKku II .=
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )( )21*2'211. −+−−=⎟⎠⎞
⎜⎝⎛ −−−
−−−
= kekekeKT
kekeT
kekeKku DDD
Hay: ( ) ( ) ( ) ( ) ( )( )kukukukuku DIP '''1 +++−=
( ) ( ) ( )( )1''' ' −−= kekeKku pP
( ) ( )keKku II .'' =
( ) ( ) ( ) ( )( )21*2''' −+−−= kekekeKku DD
Hay:
( ) ( ) ( ) ( ) ( )( )kukukukuku DIP +++−= 1
( ) ( ) ( )( )1. −−= kekeKku PP
( ) ( )keKku II .=
( ) ( ) ( )( )1' −−= kukuKku PPDD
Điều khiển tốc độ động cơ DC:
Ikt
U
Rư
Iư
E = kE.Φkt.ω ≈ k.Ikt.ωRkt
Ukt Φkt
ω Lư
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.5
• Nếu n > ndat thì e < 0. PID sẽ điều khiển GIẢM u để n giảm bớt. • Nếu n < ndat thì e > 0. PID sẽ điều khiển TĂNG u để n tăng thêm. • Nếu n ≈ ndat thì e ≈ 0. PID sẽ GIỮ NGUYÊN u để n ỔN ĐỊNH.
( ) ( ) ( ) ( ) ( )( ) ( )11 −=+++−= kukukukukuku DIP void PID(void) { // --------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------
ek =(int)(((long)(N_ref - N_sensor)*255)/3000); // Tốc độ cao nhất của động cơ là 3000, quy đổi là *255/3000
// để ek < 255 (số 8 bit chứa giá trị tối đa là 255). Proportional = (ek - ek_1)*Kp; Integral = ek*Ki; Differential = (ek-2*ek_1+ek_2)*Kd; PID_D = (Proportional + Integral + Differential); uk = uk_1 + PID_D; // uk phải là số interger (số 16 bit) // --------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------
uk_1 = uk; ek_2 = ek_1; ek_1 = ek; // --------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------
if(uk < 0) uk = 0; // Không có giá trị (điện áp) âm if(uk > 255) uk = 255; // Giá trị lớn nhất là 255 (số 8bit) // --------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------
duty_cycle = uk /Umax * T_PWM;
}
Một số đáp ứng của hệ thống điều khiển sử dụng bộ điều khiển PID
ndat Động cơ
+ u
_ n
n
PIDtốc độ e
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.6
Đáp ứng bước Vọt lố Dao động
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.7
II. Phương pháp điều khiển V/f.
Tải moment hằng số Tải moment thay đổi theo tốc độ (Thang máy, cần cẩu, băng chuyền) (Bơm, quạt,…)
III. Điều khiển tiếp dòng - điều khiển moment, từ thông
f
V, T
Te
Rs*Ili
TL
fđm
V/f=const Vđm
Tđm
V/f=const
f
V, T
Te
Rs*Ili
TL
fđm
Tđm
Vđm
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.8
IV. Điều khiển tiếp áp - điều khiển dòng điện trong HQC quay
Điều khiển dòng điện động cơ (hồi tiếp) bằng dòng điện lệnh (đặt) bằng cách điều chỉnh điện áp đầu ra (tiếp áp). ed, eq =???
V. Phương pháp điều khiển định hướng trường (FOC)
V.1. Mô hình động cơ KĐB 3 pha
M
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.9
ω =???
ψr , Te , φr=???
V.2. Điều khiển trực tiếp Điều khiển trực tiếp từ giá trị hồi tiếp đo về: Điều khiển tiếp dòng:
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.10
ψr , Te , φr=??? Điều khiển trực tiếp từ giá trị hồi tiếp - tiếp áp:
ed, eq =???
M
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.11
ed, eq =???
Điều khiển trực tiếp từ giá trị đặt - tiếp áp:
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.12
V.3. Điều khiển gián tiếp
Điều khiển gián tiếp từ giá trị đặt - tiếp dòng:
ids , iqs , ωsl =???
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.13
K1 , K2 =??? ω, ωmech =???
φr =???
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.14
V.4. Điều khiển trực tiếp - tiếp áp
Cấu trúc của hệ thống điều khiển định hướng trường định hướng trường (Field Oriented Control -FOC) trong điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha được trình bày trong hình vẽ sau:
Hình 4.1: Cấu trúc của hệ thống điều khiển ĐCKĐB ba pha dùng FOC
Bằng việc mô tả ĐCKĐB ba pha trên hệ tọa độ từ thông rotor, vector sir
sẽ chia thành hai thành phần: isd để điều khiển từ thông rotor rψ
r , isq để điều khiển momen quay Te, từ đó có thể điều khiển tốc độ của động cơ. (4.1a) (4.1b)
M
TL
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛
b
a
ii
MTu
BBĐ ⎟⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜⎜
⎝
⎛
c
b
a
uuu
ωĐộng cơ
–
*sdi +
ĐCid
ĐCiq
MTi
–
+
*
rψ
CTĐi
ĐCω
–
+
ω
*ω
+
+
ω
*rω
*rω
sω rθ
*sqi
sdi
sqi
sdiΔ
sqiΔ
dy
qy
sdu
squ
∫ ωΔ
isd → rψr
isq → Te → ω
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.15
V.4.1. Xây dựng thuật toán điều khiển Giải thuật của từng khối trong hệ thống điều khiển định hướng trường (hình 4.1) được trình bày như sau:
� Mạng tính dòng (MTi)
( )m
*r
r*sd L
sT1i Ψ+= (4.2a)
*r
m
*rr*
sq LTi ω
Ψ= (4.2b)
� Mạng tính áp (MTu)
qs
sdssd y
sT1L
yRuσ
σ
+−= (4.3a)
*dr
r
md
s
sqssq L
Ly
sT1L
yRu Ψ++
+=σ
σ (4.3b)
Trong đó, s
ms
s
ss R
LLRL
T−
== σσ
� Tính góc θr
s
rr
ωθ = (4.4)
� Chuyển đổi hệ tọa độ dòng điện (CTĐi) isα = isa (4.5a)
isβ = ( )sbsa i2i3
1+ (4.5b)
isd = isαcosθr + isβsinθr (4.6a) isq = - isαsinθr + isβcosθr (4.6b)
� Bộ biến đổi (BBĐ) o Chuyển đổi hệ tọa độ dòng điện (CTĐi)
usα = usdcosθr – usqsinθr (4.7a) usβ = usdsinθr + usqcosθr (4.7b)
o Bộ biến đổi điện áp (bộ điều chế vector không gian) usa = usα (4.8a)
βα +−= sssb u
23u
21u (4.8b)
usc = – usa – usb (4.8c)
� Khâu điều chế tốc độ quay (ĐCω) Là khâu hiệu chỉnh PI:
( )ω−ω⎟⎠⎞
⎜⎝⎛ +=ω ω
ω*I
P*r s
KK (4.9)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.16
� Các khâu điều chế dòng (DCid và DCiq) o Khâu điều chế dòng isd (DCid)
sdId
Pdd is
KKy Δ⎟
⎠⎞
⎜⎝⎛ += (4.10)
o Khâu điều chế dòng isq (DCiq)
sqIq
Pqq is
KKy Δ⎟⎟
⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+= (4.11)
Chú ý: Xét trong hệ tọa độ từ thông rotor nên 0rq =Ψ , rdr Ψ=Ψ (4.12)
� Các thông số KP và KI trong các bộ điều khiển PI được hiệu chỉnh sao cho hệ thống đạt tới đáp ứng tốt nhất.
V.4.2. Đánh giá đáp ứng của thuật toán điều khiển FOC � Hệ thống ổn định.
� Sai số xác lập của tốc độ nhỏ, sai số xác lập của từ thông rotor lớn.
� Thời gian đáp ứng của hệ thống tương đối nhanh.
� Momen tải không tác động nhiều đến đáp ứng của tốc độ, và đáp ứng của từ
thông rotor.
� Chất lượng đáp ứng suy giảm khi bị nhiễu tác động lên tín hiệu hồi tiếp.
� Hệ thống dễ mất ổn định khi có sai số mô hình hay bị tác động của nhiễu.
� Dòng điện khởi động lớn so với dòng điện làm việc; dòng khởi động tăng lên
khi có sai số mô hình.
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.17
VI. Tính toán thiết kế hệ thống điều khiển gián tiếp ĐCKĐB theo phương pháp định hướng từ thông rotor
Ví dụ 1: Một động cơ 3 pha, 4 cực, nối Y, 380V, 50Hz, 2,1A, 5,07Nm, J = 0,1kgm2. Rs = 10Ω, Rr = 6,3Ω, Xσs = 13,5Ω, Xσr = 12,6Ω, Xm = 132Ω. Khi vận hành ở định mức: Tính (biên độ) isd, isq, ψr, ωsl và tốc độ ωcơ, n?
Tính K1, K2, KP, KI? Biết chu kỳ xử lý của bộ điều khiển là 20μs.
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.18
(Chú ý, khi vận hành ở công suất định mức: isdn < isqn )
f2X
L mm π
= f2
XL s
s πσ
σ = sms LLL σ+= r
ss R
LT =
f2
XL r
r πσ
σ = rmr LLL σ+= r
rr R
LT =
sT1iL
r
sdmrd +
=ψ Từ thông không đổi, ⇒ dsmr iL=Ψ
sdm
e
m
r
r
e
m
rsq iL
TLL
P32T
LL
P32i ==
ψ ⇒ e2
m
rsdsq T
LL
P32ii =
Mà s2ds
2sqs I2iii =+=
Khi biết momen điện Te và dòng điện Is, Từ 2 phương trình trên tính được isd và isq và Ψr.
Chú ý: khi động cơ vận hành ở định mức, thì isd thường nhỏ hơn isq. Thông thường isd bằng 20-60% Is định mức.
Và tính được rr
qsmsl T
iLΨ
=ω .
Từ đó tính được tốc độ góc trựơt cơ: p
slco_slsl
ωω ==Ω và tính được tốc độ động cơ.
m
rrdrdsd L
sTi
ψψ +=
r
e
r
msq
TLL
p23i
ψ=
sd
sq
rr
rr
qsr
m
sl ii
T1L
T
iLL
=Ψ
=ω
Rs sI& jXσs
sU&
'rI& '
rR jX’σr
Mạch tương đương động cơ KĐB với tổn hao sắt từ
'rR
ss1−
RFe jXm
mI&FeI&
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.19
Từ thông không đổi: *
dsm*r iL=Ψ
*e1
*qs TKi = ⇒ *
ds2m
r*e
*qs
1 i1
LL
p32
Ti
K ==
*qs2
*sl iK=ω ⇒ *
dsr*rr
m*qs
*sl
2 iT1
TL
iK =
Ψ=
ω= vì *
sl*rr
*qsm TiL ωΨ=
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.20
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.21
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.22
Chú ý:
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.23
Với
Bộ điều khiển
Bộ xử lý
PWM
QEP ADC
SCI
I/O
ADC
L3 L2 L1
NL
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.24
I
PI T
KK =
Với Tdom = J/P và σ = Tdelay = chu kỳ xử lý (≥ tổng thời gian trễ).
Thêm khâu smooth:
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.25
Ví dụ 1: Một động cơ 3 pha, 4 cực, nối Y, 380V, 50Hz, 2,1A, 5,07Nm, J = 0,1kgm2. Rs = 10Ω, Rr = 6,3Ω, Xσs = 13,5Ω, Xσr = 12,6Ω, Xm = 132Ω. Khi vận hành ở định mức: Tính (biên độ) isd, isq, ψr, ωsl và tốc độ ωcơ, n?
Tính K1, K2, KP, KI? Biết chu kỳ xử lý của bộ điều khiển là 20μs.
Điều khiển trực tiếp từ giá trị hồi tiếp:
Điều khiển gián tiếp từ giá trị đặt:
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.26
Tính tất cả các giá trị cần thiết để điều khiển gián tiếp từ thông rotor, được minh họa trong ví dụ 1 này. Động cơ KĐB 3 pha 4 cực, nối Y, rotor lồng sóc, các thông số ở 50Hz là: Rs = 10Ω, Rr = 6,3Ω, Xσs = 13,5Ω, Xσr = 12,6Ω, Xm = 132Ω. Dòng điện định mức là 2.1A ở 380V. Điều khiển gián tiếp định hướng từ thông rotor (FOC) động cơ KĐB trên. Bộ điều khiển dòng cần tính toán từ giá trị dòng điện đo về và giá trị dòng điện đặt. Tốc độ động cơ được điều khiển từ 0 đến tốc độ định mức. Từ thông không đổi và bằng giá trị từ thông định mức. Moment định mức là 5.07Nm và moment quán tính là 0.1 kgm2. Vì vậy cần tính dòng điện định mức isdn, isqn từ moment định mức Ten, tính từ thông định mức Ψr n và tính vận tốc góc định mức ωsln? (Chú ý, khi vận hành ở công suất định mức: isdn < isqn )
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.27
Ví dụ 2: Một động cơ không đồng bộ có các thông số (đã quy về stator) như sau: Rs = 10Ω, Rr = 6,3Ω, Lσs = Lσr = 0,04H, Lm = 0,4H. Động cơ 3 pha, 4 cực, cuộn dây stator nối Y, 50Hz, 380V, 1400rpm. Tính dòng điện định mức isdn, isqn, từ thông định mức Ψr n và dòng điện định mức Isn? Tính K1, K2, Kp, Ti? Biết chu kỳ xử lý của bộ điều khiển là 20μs, moment quán tính của động cơ là 0.5 kgm2.
Rs sI& jXγs
sE&sU&
Stator với dòng từ hoá
mI&
jXm
sR '
r jX’γr
'rE&
'rI&
Rotor quy về stator
Rs sI& jXγs
sU&
Mạch tương đương động cơ KĐB với dòng từ hoá
mI&
jXm
jX’γr 'rI& '
rR
'rR
ss1−
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.28
*e1
*qs TKi = ⇒ *
ds2m
r*e
*qs
1 i1
LL
p32
Ti
K ==
*qs2
*sl iK=ω ⇒ *
dsr*rr
m*qs
*sl
2 iT1
TL
iK =
Ψ=
ω= vì *
sl*rr
*qsm TiL ωΨ=
Với Tdom = J/P và σ = Tdelay = chu kỳ xử lý (≥ tổng thời gian trễ).
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.29
Dong stator: isn = 3.549093 Momen dien tu: Te = 6.401969 isn = 3.549093 A Te = 6.401969 Nm isn = 3.549093 A isdn = 1.984 isqn =2,941 K1 = 0.462 K2 = 2.888 Kp = 6.25*103 Ti = 0.00008
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.30
Bài tập 4.1. Động cơ có các thông số (quy về stator như hình vẽ sau) như sau: Rs=0,105Ω, Rr=0,081Ω, Lσs=0,58mH, Lσr=0,87mH, Lm= 13,7mH (bỏ qua tổn hao sắt từ).
a) Tính dòng điện định mức Is? b) Tính moment điện từ định mức Te? c) Tính từ thông định mức Ψr? d) Tính các hệ số K1, K2 ? e) Tính các hệ số hiệu chỉnh của bộ điều khiển PI (như hình vẽ) là Kp và
Ki? Biết chu kỳ xử lý là 50μs. Bài tập 4.2. Cho động cơ không đồng bộ ba pha, 4 cực, 380V, 50Hz, nối Y, 2,1A,
moment quán tính 0.2 kgm2. Moment định mức là 4,** Nm (với ** là 2 số cuối của mã số sinh viên). Động cơ có các thông số: Rs = 10Ω, Rr = 6,3Ω, Lσs = 0,043H, Lσr = 0,04H, Lm = 0,42H. Trong hệ tọa độ từ thông rotor, khi động cơ vận hành ở định mức, tính:
a) Dòng điện isd và isq ? (Biết ở định mức, isd < isq). b) Độ lớn từ thông rotor |ψr| ? c) Tốc độ trượt ωsl và tốc độ động cơ n ? d) Hệ số K1, K2 như hình vẽ? e) Tính các hệ số hiệu chỉnh của bộ điều khiển PI (như hình vẽ) là Kp và Ki?
Biết chu kỳ xử lý là 50μs. Bài tập 4.3. Một động cơ không đồng bộ có các thông số (tất cả quy về stator) như
sau: Rs = 10Ω, Rr = 6,3Ω, Lσs = 0,043H, Lσr = 0,04H, Lm = 0,42H. Động cơ 3 pha, 4 cực, cuộn dây stator nối Y, 50Hz, 380V, 1400rpm. Tính dòng điện định mức Isn, dòng điện định mức isdn, isqn, từ thông định mức Ψr n và moment định mức Ten? Tính K1, K2, Kp, Ti? Biết chu kỳ xử lý của bộ điều khiển là 20μs, moment quán tính là 0.5 kgm2.
Rs is Lσ
us Lm
Lσr Rr
rRs
s−1
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.31
Bài tập 4.4. Cho động cơ không đồng bộ ba pha, 4 cực, 380V, 50Hz, nối Y, 2,1A. Moment định mức là 4,** Nm (với ** là 2 số cuối của mã số sinh viên). Trong hệ tọa độ từ thông rotor, khi động cơ vận hành ở định mức, tính: a) Dòng điện isd và isq ? (Biết ở định mức, isd < isq). b) Độ lớn từ thông rotor |ψr| ? c) Tốc độ trượt ωsl và tốc độ động cơ n ? d) Hệ số K1, K2 như hình vẽ?
Cho biết động cơ có các thông số: Rs = 10Ω, Rr = 6,3Ω, Lσs = 0,043H, Lσr = 0,04H, Lm = 0,42H.
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chương 4: Điều khiển định hướng từ thông ĐCKĐB IV.32
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 5: Một số phương pháp ước lượng từ thông rotor ĐCKĐB V.1
Chương 5: MỘT SỐ PHƯƠNG PHÁP ƯỚC LƯỢNG TỪ THÔNG ROTOR ĐCKĐB
Giới thiệu các phương pháp đo dòng điện tức thời, đo từ thông khe hở không khí, đo điện áp, tốc độ động cơ,...
I. Ước lượng từ thông rotor từ dòng hồi tiếp và từ thông khe hở không khí [ ]( )mbar ,i,i Ψ=Ψ
mLs
Rr
rLσsLσsR
sv
si ri
mi
sR sRσ rRσ
rRmL
rjωψ
misi
ri
sv
s
rss
sm iii +=
smrrr iLiL +=Ψ
( ) ssm
ss
smr
ssm
srr
sr iLiiLiLiL +−=+=Ψ
( ) ( ) ssr
smm
m
rssmr
smr
sr iLiL
LLiLLiL σ−=−−=Ψ
βασ rrssr
sm
m
rsr jiL
LL
Ψ+Ψ=−Ψ=Ψ
2r
2rrr βα Ψ+Ψ=Ψ=Ψ
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 5: Một số phương pháp ước lượng từ thông rotor ĐCKĐB V.2
r
rrr coscos
ΨΨ
== αφθ r
rrr sinsin
Ψ
Ψ== βφθ
hay α
βφθr
rrr tgtg
ΨΨ
== ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛
ΨΨ
==α
βφωr
rrr arctg
dtd
( )αββα srsrr
me ii
LLp
23T Ψ−Ψ=
II. Ước lượng từ thông rotor từ điện áp và dòng hồi tiếp [ ] [ ]( )babar i,i,u,u=Ψ
Từ thông rotor được ước lượng từ từ thông stator và dòng stator:
rmsss iLiLrrr
+=ψ rrsmr iLiL
rrr+=ψ
( )sss
ss
m
sr iL
L1i
rrr−= ψ
( ) ss
m
rs
rs
2ms
sm
rsss
ss
m
rssmr i
LLL
LLL1
LLiL
LLiL
rrrrrr
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−−=−+=Ψ ψψ
ss
m
rsss
m
rsr i
LLL
LL σψ −=Ψ
Trong đó, từ thông stator được ước lượng từ dòng stator và áp stator như sau:
dtd
iRusss
ssss
ψ+=
sss
ss
ss iRu
dtd
−=ψ
Hay
dtdi
LLL
dtd
LL
dtd s
s
m
rsss
m
rsr σ
ψ−=
Ψ
( )dtdi
LLL
iRuLL
dtd s
s
m
rssss
ss
m
rsr σ−−=
Ψ
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−−=
Ψdtdi
LiRuLL
dtd s
ss
sss
ss
m
rsr σ
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 5: Một số phương pháp ước lượng từ thông rotor ĐCKĐB V.3
với ( ) ( )2'r
2'r
'r βα Ψ+Ψ=Ψr
r
rrr coscos
ΨΨ
== αφθ r
rrr sinsin
Ψ
Ψ== βφθ
hay α
βφθr
rrr tgtg
ΨΨ
== ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛
ΨΨ
==α
βφωr
rrr arctg
dtd
( )αββα srsrr
me ii
LLp
23T Ψ−Ψ=
III. Ước lượng từ thông rotor từ tốc độ và dòng hồi tiếp [ ]( )bar i,i,ω=Ψ
sr
r
ss
r
msr j
T1i
TL
dtd ψωψ rrr
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−−=
βααα ωψψψ
rrr
sr
mr
T1i
TL
dtd
−−=
αβββ ωψ+ψ−=
ψrr
rs
r
mr
T1i
TL
dtd
với ( ) ( )2'r
2'r
'r βα Ψ+Ψ=Ψr
r
rrr coscos
ΨΨ
== αφθ r
rrr sinsin
Ψ
Ψ== βφθ
hay α
βφθr
rrr tgtg
ΨΨ
== ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛
ΨΨ
==α
βφωr
rrr arctg
dtd
( )αββα srsrr
me ii
LLp
23T Ψ−Ψ=
Sô ñoà khoái boä öôùc löôïng töø thoâng rotor treân heä toïa ñoä αβ.
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 5: Một số phương pháp ước lượng từ thông rotor ĐCKĐB V.4
0 0 .5 1 1 .5 2 2.5 3
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
t im e (s )
Fi r es
t (W
b)
tu thong da ttu thong dap ungtu thong uoc luong
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
1.4
time (s)
Fi r es
t (W
b)
tu thong dattu thong dap ungtu thong uoc luong
Ñaùp öùng cuûa boä öôùc löôïng töø thoâng rotor treân toïa ñoä αβ.
IV. Ước lượng vị trí từ thông rotor gián tiếp từ từ thông đặt và Te đặt Các phương trình ước lượng vị trí vector từ thông rotor từ các giá trị lệnh của từ thông rotor và moment điện từ như sau:
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 5: Một số phương pháp ước lượng từ thông rotor ĐCKĐB V.5
V. Ước lượng từ thông rotor từ tốc độ và dòng hồi tiếp trong HTĐ (dq) [ ]( )bar i,i,ω=Ψ
rr
sdr
mr
T1i
TL
dtd
Ψ−=Ψ
với tốc độ trượt: ωr = ω + ωsl = ω + r
m
TL
rd
sqiΨ
có Te = 23 p
r
m
LL
sqrdiΨ
Các phương trình sau được dùng để ước lượng từ thông rotor:
Hay các phương trình này có thể được viết lại như sau:
Vị trí tức thời của vector từ thông rotor được xác định như sau:
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 5: Một số phương pháp ước lượng từ thông rotor ĐCKĐB V.6
Sô ñoà khoái boä öôùc löôïng töø thoâng rotor treân heä toïa ñoä dq.
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
time (s)
Fi r es
t (W
b)
tu thong dattu thong dap ungtu thong uoc luong
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
1.4
time (s)F
i r est (
Wb)
tu thong dattu thong dap ungtu thong uoc luong
Ñaùp öùng cuûa boä öôùc löôïng töø thoâng rotor treân toïa ñoä dq.
VI. Ước lượng từ thông rotor dùng khâu quan sát (observer)
Hình 5.1: Sơ đồ bộ ước lượng từ thông rotor dùng khâu quan sát.
Thuật toán ước lượng từ thông rotor cho ĐCKĐB ba pha dùng khâu quan sát
pt (5.1a)pt (5.1b) pt (5.1c) pt (5.1d) pt (5.1e)
ssψ̂
r s
sir
ωr
pt (5.1f) ssψ
r
ssir
ssur
sKK i
p + ucomp
ucomp
pt (5.1h) srψ
rs
sir
ssψ
r
pt (5.1g) srψ
r
ssir
ωr
ssur
srψ
r
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 5: Một số phương pháp ước lượng từ thông rotor ĐCKĐB V.7
isd = isαcosθr + isβsinθr (5.1a)
rdr
sdr
mrd
T1i
TL
dtd
Ψ−=Ψ (5.1b)
ψrα = ψrdcosθs (5.1c) ψrβ = ψrdsinθs (5.1d)
sr
r
mss
r
2mrss
s LLi
LLLLˆ Ψ+
−=ψ
rrr (5.1e)
dt
d ssψ
r
= ssur – Rs. s
sir
+ ucomp (5.1f)
( )ss
ss
ipcomp
ˆs
KKu ψ−ψ⎟⎠⎞
⎜⎝⎛ +=
rr (5.1g)
ss
m
2mrss
sr
msr i
LLLL
LL rrr −
−ψ=Ψ (5.1h)
( ) ( )2r2
rr βα Ψ+Ψ=Ψr
(5.1i)
VII. Đáp ứng điều khiển dộng cơ bằng FOC Đáp ứng của bộ ước lượng từ thông rotor khi các thông số ĐCKĐB ba pha có sai số:
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
1.4
time (s)
Fi r es
t (W
b)
tu thong dattu thong dap ungtu thong uoc luong
Hình 5.2: Đáp ứng của bộ ước lượng từ thông rotor từ tốc độ và dòng hồi tiếp trên tọa độ αβ.
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
1.4
time (s)
Fi r es
t (W
b)
tu thong dattu thong dap ungtu thong uoc luong
Hình 5.3: Đáp ứng của bộ ước lượng từ thông rotor từ tốc độ và dòng hồi tiếp trên tọa độ dq.
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
time (s)
Fi r es
t (W
b)
tu thong dattu thong dap ungtu thong uoc luong
Hình 5.4: Đáp ứng của bộ ước lượng từ thông rotor dùng khâu quan sát.
Bài giảng Hệ Thống Điều Khiển Số (ĐCKĐB) T©B
Chöông 5: Một số phương pháp ước lượng từ thông rotor ĐCKĐB V.8
KẾT QUẢ MÔ PHỎNG ĐỘNG CƠ ĐƯỢC TIẾP DÒNG
• Từ thông được đưa đến giá trị định mức khi moment vẫn được giữ ở giá trị
zero. • Sau khi từ thông đạt giá trị ổn định, động cơ được lệnh tăng tốc đến một giá
trị vận tốc dương. • Moment được đưa đến giá trị dương ở mức tối đa. • Moment được đưa trở về giá trị âm và sau đó zero khi vận tốc thực bằng vận
tốc lệnh, và moment được giữ ở zero để vận tốc thực bằng vận tốc lệnh.
• Hệ truyền động ban đầu đang hoạt động với từ thông rotor không đổi và ở giá trị lệnh, moment tải bằng zero.
• Moment tải sau đó được tăng đến giá trị định mức dương theo kiểu step-wise.
• Sau một khoảng thời gian thì moment tải được đưa về zero cũng theo kiểu step-wise.
Bài giảng Hệ Thống Điều Khiển Số (ĐCKĐB) T©B
Chöông 5: Một số phương pháp ước lượng từ thông rotor ĐCKĐB V.9
• Từ thông được giữ không đổi ở giá trị định mức. • Vận tốc được đảo ngược từ -40% của vận tốc sang 40% vận tốc định mức. • Moment tải bằng zero trong suốt quá trình mô phỏng trên. • Bộ nghịch lưu được giả sử là nguồn dòng lý tưởng.
Bài giảng Hệ Thống Điều Khiển Số (ĐCKĐB) T©B
Chöông 5: Một số phương pháp ước lượng từ thông rotor ĐCKĐB V.10
KẾT QUẢ ĐO ĐẠC CỦA ĐỘNG CƠ ĐƯỢC TIẾP DÒNG
• Dòng stator trong trạng thái ổn định được phân tích. Trừ sóng harmonic bậc
nhất, các sóng hài bậc cao thường tập trung quanh các dải tần số 10 kHz, 20
kHz, 30 kHz, 40 kHz……
Từ thông bằng 70% từ thông định mức, ban đầu động cơ đang chạy không tải ở 600 rpm, moment tải bằng moment định mức dương được được tăng theo kiểu step-wise.
Bài giảng Hệ Thống Điều Khiển Số (ĐCKĐB) T©B
Chöông 5: Một số phương pháp ước lượng từ thông rotor ĐCKĐB V.11
• Biến đổi của dòng stator khi máy tăng tốc từ 200 rpm đến 1500 rpm. • Động cơ đã hoàn toàn được từ hoá trước, moment tải bằng zero.
• Biến đổi của dòng stator khi máy tăng tốc từ 200 rpm đến 1500 rpm. • Động cơ đã hoàn toàn được từ hoá trước, moment tải bằng zero.
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 6: Các phương pháp điều khiển dòng VI.1
Chương 6: CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN DÒNG
I. Điều khiển dòng trong hệ qui chiếu stator
I.1. Điều khiển vòng trễ dòng điện Điều khiển dòng, tiếp dòng
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 6: Các phương pháp điều khiển dòng VI.2
( ) ( )rrsse ixP23ixP
23T
rrrrψψ −==
I.1. Điều khiển so sánh dòng điện Điều khiển dòng, tiếp dòng
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 6: Các phương pháp điều khiển dòng VI.3
II. Điều khiển dòng trong hệ qui chiếu từ thông rotor Điều khiển dòng (dq), tiếp áp
III. Điều khiển áp Điều khiển điện áp vòng hở (V/F, VFF,…) Phân biệt: Điều khiển tiếp áp Điều khiển tiếp dòng Điều khiển dòng Điều khiển dòng trong hệ toạ độ từ thông rotor (dq) (FOC) Điều khiển dòng trong hệ toạ độ stator (abc) Bộ nghịch lưu áp Bộ nghịch lưu dòng
(HTĐKS-ĐKCMĐ) ©TCB
Chương 7: Một số phương pháp ước lượng tốc độ ĐCKĐB VII.1
Chương 7: MỘT SỐ PHƯƠNG PHÁP ƯỚC LƯỢNG TỐC ĐỘ ĐỘNG CƠ ĐCKĐB
I. Các phương pháp ước lượng vận tốc động cơ không đồng bộ
I.1. Phương pháp 1
( )αββαβα
αβ
βα
ωωω srsr2rr
m2r
2r
rr
rr
slr ii1TLdt
ddt
d
Ψ−ΨΨ
−Ψ+Ψ
ΨΨ−
ΨΨ
=−=
Trong đó: ( )[ ]αααα σ sssssm
rr iLdtiRu
LL
−−=Ψ ∫
( )[ ]ββββ σ sssssm
rr iLdtiRu
LL
−−=Ψ ∫
( )2r
2rr βα Ψ+Ψ=Ψ
Bộ điều khiển
Bộ xử lý
PWM
QEP ADC
SCI
I/O
ADC
L3 L2 L1
NL
(HTĐKS-ĐKCMĐ) ©TCB
Chương 7: Một số phương pháp ước lượng tốc độ ĐCKĐB VII.2
Chứng minh (cách 1):
Chứng minh: 2r
2r
rr
rr
rdt
ddt
d
βα
αβ
βα
ωΨ+Ψ
ΨΨ−
ΨΨ
=
2
r
r
2r
rr
rr
r
rsrr
1
1dtd
dtd
arctgdtd
dtd
dtd
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛
ΨΨ
+Ψ
ΨΨ−
ΨΨ
−=⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛
ΨΨ
===
α
βα
βα
αβ
α
βθφω
⇒ 2r
2r
rr
rr
rdt
ddt
d
βα
αβ
βα
ωΨ+Ψ
ΨΨ−
ΨΨ
=
Chứng minh: ( )αββαω srsr2rr
msl ii1
TL
Ψ−ΨΨ
=
Có slrrsqm TiL ωΨ= và sqrdr
me i
LLp
23T Ψ=
⇒ 2r
e
r
rsl
Tp32
TL
Ψ=ω
mà rrsmr iLiL +=ψ ⇒ rr
sr
mr L
1iLLi ψ+−=
nên ( ) ⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+−Ψ−=Ψ−= r
rs
r
mrrre L
1iLL
xp23xip
23T ψ
( )srr
ms
r
mre xi
LL
p23i
LL
xp23T Ψ=⎥
⎦
⎤⎢⎣
⎡⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−Ψ−=
⇒ ( ) ( )αββαω srsr2rr
m2r
sr
r
m2r
e
r
rsl ii1
TLxi
TLT
p32
TL
Ψ−ΨΨ
=Ψ
Ψ=
Ψ=
Chứng minh (cách 2):
Có: βααα ωψ−ψ−=
ψrr
rs
r
mr
T1i
TL
dtd
αβββ ωψ+ψ−=
ψrr
rs
r
mr
T1i
TL
dtd
⇒ 2rrr
rrs
r
mrr T
1iTL
dtd
ββαβαα
β ωψψψψψ
ψ −−=
2rrr
rrs
r
mrr T
1iTL
dtd
ααβαββ
α ωψψψψψ
ψ +−=
⇒ ( ) ( )2r
2rrsrs
r
mrr
rr ii
TL
dtd
dtd
βαβααβα
ββ
α ψψωψψψ
ψψ
ψ ++−=−
⇒ ( )βααβα
ββ
α ψψψ
ψψ
ψωψ rsrsr
mrr
rr
2r ii
TL
dtd
dtd
−−⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−=
(HTĐKS-ĐKCMĐ) ©TCB
Chương 7: Một số phương pháp ước lượng tốc độ ĐCKĐB VII.3
⇒ ( )
2r
rsrsr
m
2r
rr
rr
iiTL
dtd
dtd
ψ
ψψ
ψ
ψψ
ψψ
ωβααβ
αβ
βα
−−
−=
Chứng minh:
dt
diRu
sss
ssss
ψ+=
⇒ sss
ss
ss iRu
dtd
−=ψ
Và rmsss iLiLrrr
+=ψ rrsmr iLiL
rrr+=ψ
( )sss
ss
m
sr iL
L1i
rrr−= ψ
( ) ss
m
rs
rs
2ms
sm
rsss
ss
m
rssmr i
LLL
LLL
1LL
iLLL
iLrrrrrr
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−−=−+=Ψ ψψ
⇒ ss
m
rsss
m
rsr i
LLL
LL
σψ −=Ψ
⇒ dtdi
LLL
dtd
LL
dtd s
s
m
rsss
m
rsr σ
ψ−=
Ψ
⇒ ⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−−=
Ψdtdi
LiRuLL
dtd s
ss
sss
ss
m
rsr σ
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−−=
Ψdt
diLiRu
LL
dtd s
ssssm
rr ααα
α σ
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−−=
Ψ
dtdi
LiRuLL
dtd s
ssssm
rr βββ
β σ
Hay ( )[ ]sss
sss
ss
m
rsr iLdtiRu
LL
σ−−=Ψ ∫
I.2. Phương pháp 2
ββαα
αβ
βα
ψψ
ψψ
ωrrrr
rr
rr
iidt
di
dtd
i
+
−=
Trong đó, ( )sss
ss
m
sr iL
L1i −= ψ
⇒ ( ) ( )( ) ( ) βββααα
αββ
βαα
ψψψψ
ψψ
ψψ
ωrsssrsss
rsss
rsss
iLiLdt
diL
dtd
iL
−+−
−−−=
Với ss
m
rsss
m
rsr i
LLL
LL
σψ −=Ψ
(HTĐKS-ĐKCMĐ) ©TCB
Chương 7: Một số phương pháp ước lượng tốc độ ĐCKĐB VII.4
⇒ ααα σψψ sm
rss
m
rr i
LLL
LL
−=
βββ σψψ sm
rss
m
rr i
LLL
LL
−=
với sss
ss
ss iRu
dtd
−=ψ
⇒ ( )dtiRu ssss ∫ −= αααψ
( )dtiRu ssss ∫ −= βββψ
Chứng minh:
sr
srs
rr jdt
diR0 ψωψ rrr
−+=
⇒ βα
α ωψψ
rr
rr dtd
iR0 ++=
αβ
β ωψψ
rr
rr dtd
iR0 −+=
⇒ ββα
ββαβ ψωψ
rrr
rrrrr idt
diiiRi.0 ++=
ααβ
ααβα ψωψ
rrr
rrrrr idt
diiiRi.0 −+=
(HTĐKS-ĐKCMĐ) ©TCB
Chương 7: Một số phương pháp ước lượng tốc độ ĐCKĐB VII.5
⇒ ( )αββαα
ββ
α ψψωψψ
rrrrr
rr
r iidt
di
dtd
i0 +−⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−=
⇒ ββαα
αβ
βα
ψψ
ψψ
ωrrrr
rr
rr
iidt
di
dtd
i
+
−=
II. Ước lượng vận tốc vòng kín Dùng điều khiển thích nghi mô hình (Model Reference Adaptive Control – MRAC) Mô hình tham khảo:
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−−=
Ψdtdi
LiRuLL
dtd s
ss
sss
ss
m
rsr σ
[ ] [ ]( )babar i,i,u,u=Ψ
Mô hình thích nghi (trong hệ tọa độ stator):
ωβ
ωαα
ωα ω rr
rs
r
mr
T1i
TL
dtd
Ψ−Ψ−=Ψ (7.1a)
ωα
ωββ
ωβ ω rr
rs
r
mr
T1i
TL
dtd
Ψ+Ψ−=Ψ
(7.1b)
Sai số mô hình: ε = ( ) ( )s
rsr Ψ×Ψ ω
rr = ω
αΨr βΨr – αΨrωβΨr (7.2)
Hiệu chỉnh sai số:
ε⎟⎠⎞
⎜⎝⎛ +=ω
sKK i
p (7.3)
Ít phụ thuộc vào thông số mô hình và các đại lượng hồi tiếp. Khi đó, tốc độ ω được ước lượng theo sơ đồ sau:
Hình 7.1: Sơ đồ nguyên lý bộ ước lượng tốc độ ĐCKĐB ba pha.
Mô hình thích nghi
hệ pt (7.1)
ωψsr
r̂ω
sKK i
p +ω
( ) ( )sr
sr Ψ×Ψ
rrω
pt (7.2)
ε
từ thông ước lượngMô hình tham khảo
srψ
rssur
ssir
ssir
(HTĐKS-ĐKCMĐ) ©TCB
Chương 7: Một số phương pháp ước lượng tốc độ ĐCKĐB VII.6
_ Sai lệch tốc độ được điều chỉnh tự động. _ Kết quả ít bị ảnh hưởng bởi sai lệch thông số động cơ. _ Khối lượng tính toán rất nhiều nên tốc độ ước lượng chậm.
Từ chương 3, có: sr
r
ss
r
msr j
T1i
TL
dtd
ψωψ
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−−=
⇒ ωβ
ωαα
ωα ω rr
rs
r
mr
T1i
TL
dtd
Ψ−Ψ−=Ψ
ωα
ωββ
ωβ ω rr
rs
r
mr
T1i
TL
dtd
Ψ+Ψ−=Ψ
chỉ số “ω” góc trên phải chỉ từ thông được tính trực tiếp từ tốc độ ước lượng ω.
Nhận xét: � Theo hệ phương trình (7.1) thì từ thông rotor (xét trong hệ tọa độ stator)
phụ thuộc vào tốc độ ω. � Mặc khác, bộ ước lượng từ thông đã cho kết quả tương đối chính xác về
giá trị của vector từ thông rotor. � Như vậy, nếu tốc độ ước lượng ω trong phương trình (7.1) khác với tốc độ
thực của động cơ thì vector từ thông ( ωαΨr , ω
βΨr ) tính được ở phương trình (7.1) sẽ sai lệch với vector từ thông ( αΨr , βΨr ) ước lượng. Sai lệch này được định nghĩa bằng:
ε = ( ) ( )sr
sr Ψ×Ψ ω
rr = ω
αΨr βΨr – αΨrωβΨr (7.2)
nếu sai lệch ε càng nhỏ thì tốc độ ước lượng của động cơ sẽ càng gần bằng với tốc độ thực của động cơ.
� Bộ ước lượng tốc độ cho động cơ KĐB ba pha sử dụng khâu hiệu chỉnh tích phân tỉ lệ PI để giảm thiểu sai lệch giữa hai vector từ thông trên:
ε⎟⎠⎞
⎜⎝⎛ +=ω
sKK i
p (7.3)
(HTĐKS-ĐKCMĐ) ©TCB
Chương 7: Một số phương pháp ước lượng tốc độ ĐCKĐB VII.7
III. Điều khiển không dùng cảm biến (Sensorless Vector Control - SVC)
Sơ đồ cấu trúc hệ điều khiển định hướng từ thông rotor không dùng cảm biến vận tốc:
(HTĐKS-ĐKCMĐ) ©TCB
Chương 7: Một số phương pháp ước lượng tốc độ ĐCKĐB VII.8
Đáp ứng mô phỏng:
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3
0
20
40
60
80
100
120
time (s)
Wes
t (ra
d/s)
toc do dattoc do dap ungtoc do uoc luong
Hình 7..: Đáp ứng của bộ ước lượng
tốc độ với mô hình lý tưởng.
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3
0
20
40
60
80
100
120
time (s)
Wes
t (ra
d/s)
toc do dattoc do dap ungtoc do uoc luong
Hình 7..: Đáp ứng của bộ ước lượng
tốc độ với mô hình có sai lệch.
Chöông 7: Một số phương pháp ước lượng tốc độ T©B
Chương 7: Một số phương pháp ước lượng tốc độ ĐCKĐB VII.9
Đáp ứng trên hệ thực:
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 8: Bộ điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha VIII.1
Chương 8: ĐIỀU KHIỂN SỐ ĐỘNG CƠ
I. Cấu trúc một hệ thống điều khiển động cơ
I.1. Sơ đồ khối một hệ thống điều khiển động cơ KĐB 3 pha
Bộ điều khiển
Bộ xử lý
PWM
QEP ADC
SCI
I/O
ADC
L3 L2 L1
NL
TL
ai
MTu
BBĐ
ω
–
*sdi +
PI
PI
MTi
–
+
*
rψ
CTĐ
ω
*slω
rω rθ
*sqi
sdisqi
sdiΔ
sqiΔ
'sdu
'squ
sdu
squ
∫
PI –
+ *ω ωΔ
ω+
+ *slω
bi
au
bu
cu
rθ
rθ
Motor
~3
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 8: Bộ điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha VIII.2
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 8: Bộ điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha VIII.3
I.2. Các khối chức năng
Bộ chỉnh lưu
Bộ nghịch lưu 3 pha và mạch kích (FPGA, DSP)
Hãm
Bộ xử lý
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 8: Bộ điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha VIII.4
dsPIC
DSP Texas Instruments
Cảm biến đo lường Mạch giao tiếp, nối mạng
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 8: Bộ điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha VIII.5
II. Cảm biến đo lường
II.1. Đo điện áp DC Sử dụng bộ chuyển đổi ADC của bộ điều khiển thông qua mạch chia áp...
II.2. Cảm biến đo dòng điện Đo điện áp trên điện trở Shunt Biến dòng
Ñ.cô KÑB
==
3~
Vdc
Ñieàu khieån
M3~
a b c
Bieán taàn
2=
3
isa
isb
isα
isβrje θ−
isd
isq
θr
TL
ai
MTu
BBĐ ω
–
*sdi +
PI
PI
MTi
–
+
*
rψ
CTĐ
ω
*slω
rω rθ
*sqi
sdisqi
sdiΔ
sqiΔ
'sdu
'squ
sdu
squ
∫
PI –
+ *ω ωΔ
ω+
+ *slω
Động cơ
bi
au
bu
cu
rθ
rθ
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 8: Bộ điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha VIII.6
Cảm biến Hall
II.3. Cảm biến đo tốc độ Tachometter
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 8: Bộ điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha VIII.7
Incremental Encoder
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 8: Bộ điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha VIII.8
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 8: Bộ điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha VIII.9
Absolute Encoder (đo góc)
III. Một số ưu điểm khi sử dụng bộ điều khiển tốc độ động cơ Bộ biến tần
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 8: Bộ điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha VIII.10
Ưu điểm của bộ biến tần: Giảm hệ thống cơ khí (rulo, xích, hộp số tăng giảm tốc,…) Giảm tiếng ồn Tiết kiệm năng lượng (tổn hao cơ và tổn hao nhiệt) Thay đổi tốc độ dễ dàng Khởi động mềm và dừng mềm Ổn định tốc độ
Nối mạng điều khiển từ xa
Đồng bộ tốc độ dễ dàng
(HTĐKS-ĐKCMĐ) T©B
Chöông 8: Bộ điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha VIII.11
IV. Hệ thống điều khiển số động cơ không đồng bộ ba pha Phần cứng Chỉnh lưu Nghịch lưu Cảm biến (Hall, Incremental - Absolute Encoder, Tachocometter, …) Bộ điều khiển Giao tiếp, I/O, Keypad, LED Bộ Xử lý Phần mềm Thuật toán Đáp ứng: điên áp sin xung, dòng sin xung.
V. Bộ biến tần Ưu điểm: Điều chỉnh được tốc độ Ổn định tốc độ Giảm hệ thống cơ, giảm ồn Tiết kiệm năng lượng (tổn hao cơ và tổn hao nhiệt) Chọn biến tần Sixstep Một pha, Ba pha Công suất (>=) Điện áp (>=) Chức năng, Nhãn hiệu EMC Cài đặt Thông số động cơ Thông số điều khiển, Tần số PWM Chọn chế độ Chế độ vòng hở (V/f, FFC) Chế độ hồi tiếp (PID) Chế độ điều khiển không cảm biến Cách điều chỉnh Chỉnh trên keypad Chỉnh nhiều cấp tốc độ (giảm phần cơ: rulo, hộp số, curoa) Chỉnh bằng biến trở Chỉnh từ PLC, đồng bộ biến tần Nối mạng đồng bộ Sử dụng Dây dẫn nối trước và sau biến tần Nguồn động lực Công suất động cơ Quá tải, ngắn mạch Cài đặt sai Chế độ hiển thị Bảo vệ nhiệt cho động cơ
Chöông 1 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 1/ 34
HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ - ĐIỀU KHIỂN CÁC MÁY ĐIỆN
Bộ điều khiển
Bộ xử lý FOC
PWM
QEP ADC
SCI
I/O
ADC
L3 L2 L1
N L
Chöông 1 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 2/ 34
Hình 1.1: Sơ đồ đấu dây và điện áp stator của ĐCKĐB ba pha.
Rs sI& jXs
sU&
'rI& '
rR jX’r
Mạch tương đương động cơ KĐB với tổn hao sắt từ
'rR
ss1−
RFe jXm
mI&FeI&
Rs sI& jXs
Rm
mI&
sU& jXm
'rI& '
rR jX’r
Mạch tương đương của động cơ KĐB
'rR
ss1−
A
B
C
N
rotor
stator
Pha A
Pha B
Pha Cusc
usa
usb
Chöông 1 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 3/ 34
Hình 1.2: Vector không gian điện áp stator trong hệ tọa độ αβ.
Hình 1.3: Vector không gian điện áp stator sur và các điện áp pha.
Rs sI& jXs
sU&
Mạch tương đương động cơ KĐB với dòng từ hoá
mI&
jXm
jX’r 'rI&
sR '
r
Re
Im β
α A
B
C
o0je
o120je
o240je
sau32 r
sbu32 r
scu32 rsur
usa
ωs
0
jβ
α
sur
usa = usα
usβusc
usb Cuộn dây pha A
Cuộn dây pha B
Cuộn dây pha C
Chöông 1 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 4/ 34
Chöông 1 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 5/ 34
Hình 1.4: Sơ đồ bộ nghịch lưu ba pha cân bằng gồm 6 khoá S1→S6.
AB C
Udc
S4
S3
S6
S5
S2
S1
S7
R
n n
motor
N
Chöông 1 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 6/ 34
Hình 1.5: Trạng thái các khoá S1, S3, S6 ON, và S2, S4, S5 OFF (trạng thái 110).
Đơn vị (Udc) Va Vb Vc usa usb usc uab ubc uca U Deg us S1 S3 S5 UAN UBN UCN UAB UBC UCA usα usβ 0 0 0 0 0 0 0 0 0 U0 U000 1 0 0 2/3 -1/3 -1/3 1 0 -1 U1 0o 1 1 0 1/3 1/3 -2/3 0 1 -1 U2 60 o 0 1 0 -1/3 2/3 -1/3 -1 1 0 U3 120 o 0 1 1 -2/3 1/3 1/3 -1 0 1 U4 180 o 0 0 1 -1/3 -1/3 2/3 0 -1 1 U5 240 o 1 0 1 1/3 -2/3 1/3 1 -1 0 U6 300 o 1 1 1 0 0 0 0 0 0 U7 U111
Bảng 1.1: Các điện áp thành phần tương ứng với 8 trạng thái của bộ nghịch lưu.
Hình 1.6: Vector không gian điện áp stator sur ứng với trạng thái (100).
A
sur
B
C
sbur
2/3Udc
saur
scur
scsbsa uuu rrr++
U1(100)
A B
C
Udc
n
N
UAN UBN
UCN
Chöông 1 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 7/ 34
Hình 1.7: Vector không gian điện áp stator sur ứng với trạng thái (110).
Hình 1.8: 8 vector không gian điện áp stator tương ứng với 8 trạng thái.
3)1k(j
dck eU32U
π−
= k = 1, 2, 3, 4, 5, 6. U0 và U7 là vector 0.
Hình 1.9: Các vector không gian điện áp pha stator.
A
surB
C
scur
Udc
saur
sbur
scsbsa uuu rrr++
U2(100)
Up1
Up2 Up3
Up6 Up5
Up4 Up0
Up7 Trục usa
a
b
c
U1 (100)
U2 (110) U3 (010)
U6 (101) U5 (001)
U4 (011)
CCW
CW
U0 (000)
U7 (111)
Chöông 1 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 8/ 34
3)1k(j
dck eU32U
π−
= k = 1, 2, 3, 4, 5, 6. U0 và U7 là vector 0.
Hình 1.10: Các điện áp thành phần tương ứng với 6 trạng thái.
Hình 1.11: Vector không gian �iện áp dây stator 1_lineur ứng với trạng thái (100).
AB
BC
CA
bcur
2/3Udc
abur
Uline 1
Chöông 1 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 9/ 34
Hình 1.12: Các vector không gian điện áp dây stator.
6)1k2(j
dck_line eU332U
π−
= k = 1, 2, 3, 4, 5, 6
Hình 1.13: Điều chế biên độ và góc vector không gian điện áp.
)U(UT
TU
TTU
TTu 70
PWM
02
PWM
21
PWM
1s ++=
T0 ≈ TPWM – (T1 + T2)
với chu kỳ điều rộng xung: TPWM ≈ const Tổng quát: us =a.Ux + b.Ux+60 + c.{U0, U7}
U1 (100)
us
T1
T2
U2 (110) U3 (010)
U6 (101) U5 (001)
U4 (011)
CCW
CW
U0 (000)
U7 (111)
Ud1
Ud2
Ud3
Ud6
Ud5
Ud4
Ud0
Ud7 Trục uab
Chöông 1 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 10/ 34
Hình 1.14: Điều chế biên độ và tần số điện áp.
Hình 1.15: Dạng điện áp và dòng điện PWM sin.
Hình 2.1: Chuyển hệ toạ độ cho vector không gian sur từ hệ tọa độ αβ sang hệ tọa
độ dq và ngược lại.
jβ
usβ
0 α
sur
usα
d jq
usd
usq θs
dtd s
aθ
=ω
sω
Chöông 2 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 11/ 34
sf
Cuoän daâypha A
Cuoän daây pha B
Cuoändaây pha C
0
d
jq
fsd
fsq
ωa
θa
ωs
Chöông 2 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 12/ 34
Hình 2.2: Biểu diễn vector không gian si
rtrên hệ toạ độ từ thông rotor, còn gọi là hệ
toạ độ dq.
sir
isβ
Cuoän daây pha A
Cuoän daây pha B
Cuoän daây pha C
0
αisα
d
jq
isd
isq θ
rψr
ωr =ωa ω
φr
Truïc töø thoâng rotor
Truïc rotor
jβ
∫ dtd r
rφ
=ω ωs
Chöông 2 T©B
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 13/ 34
Hình 2.3: Vector không gian sψ
r và rψr trên hệ toạ độ dq.
Hình 2.4: Đo giá trị vector không gian dòng điện stator trên hệ tọa độ dq.
ĐC KĐB
== 3~
Udc
Điều khiển
M3~
a b c
Nghịch lưu
2= 3
isa
isb
isα
isβ
rje φ− isd
isq
φr
pt (2.…) pt (2.…)
Cuoän daâypha A
Cuoän daây pha B
Cuoändaây pha C
0
α
d
jq
θ
ωr
ω
φr
Truïc töø thoâng rotor
jβ
sψr
ωs
φs
Truïc rotor
ϕ
sir
sur
rψr
Chöông 3 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 14/ 34
Rs sI& jXs
sU&
'rI& '
rR jX’r
Mạch tương đương động cơ KĐB với tổn hao sắt từ
'rR
ss1−
RFe jXm
mI&FeI&
A
B
C
N
stator
Cuộn dây pha A
isa
usa
irA
isc
usc
isb usb
Cuộn dây pha C
Cuộn dây pha B
rotor
irC
irB
stator
ω
θ
Trục chuẩn
Chöông 3 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 15/ 34
mLs
Rr
rLσsLσsR
sv
si ri
mi
rrjωψ
sR sLσ rLσrrR
s
*ψsv mLmi
*rrψ r
rv
si
Rs sI& jXs
sU&
Mạch tương đương động cơ KĐB với dòng từ hoá
mI&
jXm
jX’r 'rI&
sR '
r
Rs sI& jXs
Rm
mI&
sU& jXm
'rI& '
rR jX’r
Mạch tương đương của động cơ KĐB
'rR
ss1−
Chöông 3 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 16/ 34
uu RsL1+
φ.K
φ.K
BJs1+
( )sωT (s)
( )sTL
( )V s I (s)
E (s)
Ikt
U
Rư
I�
E = kE.Φkt.ω ≈ k.Ikt.ω Rkt
Ukt Φkt
ω Lư
Chöông 4 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 17/ 34
Chöông 4 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 18/ 34
Chöông 4 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 19/ 34
TL
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛
b
a
ii
MTu BBĐ
⎟⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜⎜
⎝
⎛
c
b
a
uuu
ωĐộng cơ
–
*sdi +
ĐCid
ĐCiq
MTi
–
+
*
rψ
CTĐi
ĐCω–
+
ω
*ω
+
+
ω
*rω
*rω
sω rθ
*sqi
sdi
sqi
sdiΔ
sqiΔ
dy
qy
sdu
squ
∫ ωΔ
Chöông 5 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 20/ 34
Chöông 5 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 21/ 34
mLs
Rr
rLσsLσsR
sv
si ri
mi
sR sRσ rRσ
rRmL
rjωψ
misi
ri
sv
Chöông 5 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 22/ 34
Chöông 5
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 23/ 34
Chöông 5
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 24/ 34
Chöông 6 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 25/ 34
Điều khiển vòng trễ:
Chöông 6 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 26/ 34
Điều khiển so sánh:
Chöông 6 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 27/ 34
ĐIỀU KHIỂN DÒNG TRONG HỆ QUY CHIẾU QUAY
ĐIỀU KHIỂN GIÁN TIẾP
Chöông 6 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 28/ 34
Chöông 6 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 29/ 34
Chöông 6 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 30/ 34
Chöông 7 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 31/ 34
Mô hình thích nghi
hệ pt (7.1)
ωψsr
r̂ω
sKK i
p +ω
( ) ( )sr
sr Ψ×Ψ
rrω
pt (7.2)
ε
từ thông ước lượngMô hình tham khảo
srψ
rssur
ssir
ssir
Chöông 7 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 32/ 34
Chöông 7 ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 33/ 34
Đáp ứng mô phỏng:
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3
0
20
40
60
80
100
120
time (s)
Wes
t (ra
d/s)
toc do dattoc do dap ungtoc do uoc luong
Hình 7..: Đáp ứng của bộ ước lượng tốc độ
với mô hình lý tưởng.
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3
0
20
40
60
80
100
120
time (s)
Wes
t (ra
d/s)
toc do dattoc do dap ungtoc do uoc luong
Hình 7..: Đáp ứng của bộ ước lượng tốc độ
với mô hình có sai lệch.
Đáp ứng trên hệ thực:
Tuaàn 13-14: Chöông 8 (6T) ©TCB
(HTĐKS-ĐKCMĐ) Trang 34/ 34
Xem bài giảng Các công thức lượng giác:
2cos
2cos2coscos βαβαβα −+
=+
2sin
2sin2coscos βαβαβα −+
−=−
2cos
2sin2sinsin βαβαβα −+
=+
2sin
2cos2sinsin βαβαβα −+
=−
( ) ( )[ ]βαβαβα −++= coscos21cos.cos
( ) ( )[ ]βαβαβα −++= sinsin21cos.sin
( ) ( )[ ]βαβαβα −−+−= coscos21sin.sin
( ) ( )[ ]βαβαβα −−+= sinsin21sin.cos
( ) βαβαβα sin.sincos.coscos m=± ( ) βαβαβα sin.coscos.sinsin ±=±
( ) αα coscos =− ( ) αα sinsin =−