kodovanje i kompresija - deo
DESCRIPTION
DCT, konverzija sample rate-a, PLLTRANSCRIPT
2.21 Konverzija sample-rate-a
Ova konverzija ili interpolacija je veoma važna tehnologija za veliki broj digitalnih video
uređaja. U digitalnom videu, semplovanje se sprovodi na više načina. Kada se analogni video
signal sempluje u realnom vremenu, semplovanje je vremensko, ali kada se sempluje slika
kao matrica piksela semplovanje je prostorno.
Neke od primena interpolacije su:
1. Konvertori video standarda moraju da pretvaraju dva sampling-rate-a signala,
vremenski koji predstavlja frame rate i prostorni koji predstavlja razmak između
vertikalnih linija. U nekim aplikacijama sa malim protokom (low bitrate) frame rate
se namerno smanjuje. Kasnije, pri prikazivanju na ekranu, ponovo se povećava da bi
se izbeglo treperenje.
2. Kako bi se iskorisile mogućnosti oversample konvertora, neophodno je povećati
sample rate signala za DAC i smanjiti ga za ADC. Kod oversamle-ovanja faktori
promene sample rate-a su jednostavniji nego u drugim primenama.
3. Kod obrade slike, postoji veliki broj standardizovanih rezolucija matrice slike.
Promena između ovih rezolucija može biti neophodna kako bi se slika prikazala na
monitoru. Ova tehnika se naziva resizing, i u suštini je dvodimenzionalna konverzija.
U ovom slučaju interpolira se prostorna frekvencija matrice piksela.
Postoje tri osnovne ali povezane kategorije konverzije, kao što pokazuje slika 2.65.
Najjednostavnija (a) je promena sa celobrojnim koeficijentom. Tajming sistema je
pojednostavljen zato što su svi uzorci(semolovi), i ulazni i izlazni, prisutni na ivicama kloka
više frekvencije. Ovakav sistem se uglavnom koristi kod oversampling-a; tačna frekvencija
nije kritična u analognom domenu, i biće izabrana tako da olakša implementaciju filtara.
Sledeći po kompleksnosti (b) menja frekvenciju sa dva mala celobrojna koeficijenta. Ulazni
uzorci periodično se poklapaju po vremenskoj osi sa izlaznim. Ovakvi uređaji se koriste za
promenu između različitih frame rate-a standarda ITU-601.
Najkompleksnija konverzija je kada ne postoji nikakva veza između ulaznih i izlaznih uzoraka.
Slučaj (c) je poznat kao variable ratio konverzija ili konverzija sa promenjivim odnosom.
Ovakva konverzija je potrebna kod zumiranja ili rotacije slika.
Tehnika konverzije sa celobrojnim koeficijentom se koristi zajedno sa oversample-ingom se
koristi u digitalnim video i audio aplikacijama za predviđanje kretanja i kompresiju, kada su
potrebne pod-semplovane ili smanjene rezolucije ulazne slike.
Kada razmatramo kako funkcionišu interpolatori moramo se setiti da svi diskretni sistemi
imaju konačan protok, i da je neophodan rekonstrukcioni filter kako bi se uklonile
frekvencije iznad osnovne, koje se poljavljuju pri sample-ovanju. Nakon rekonstrukcije,
jedan beskonačno kretak digitalni uzorak u idealnom slučaju predstavlja sinx/x puls čiji je
središnji pik određen odzivom rekonstrukcionog filtra, a amplituda proporcionalna vrednosti
uzorka. Ovo dakle znači da jedan uzorak, u realnom slučaju, postoji u značajnom
vremenskom periodu, umesto samo u trenutku uzorkovanja. Kada ovo ne bi bilo ovako, bilo
bi nemoguće projektovati interpolator.
2.65. Kategorije konverzije. (a) Celobrojni koeficijent, gde su uzorci niže frekvencije uvek susedni uzorcima više.
Potreban je mali broj faza. (b) Razlomljeni koeficijent, kada su poklapanja uzoraka periodična. Potreban je veći
broj faza. Prikazan primer je konverzija iz 50.4kHz u 44.1kHz (8/7). (c) Konverzija promenjivog koeficijenta, gde
ne postoji fiksan odnos ulaza i izlaza, neophodan je veliki broj faza.
Izvođenje koraka povećanja sample rate-a odvojeno je neefikasno. Propusni opseg
informacije je nepromenjen kada se sample rate poveća, tako da originalni uzorci prolaze
kroz filter nepromenjeni, stoga je bespotrebno procesirati ih. Kombinovanjem dva procesa u
interpolacioni filter minimizuje potrebu za proračunavanjem.
Kako je svrha sistema samo da poveća sample rate, filter mora biti maksimalno
transparentan, što znači da mora imati linearan fazni odziv, zahtevajući upotrebu FIR filtra.
Slika 2.66 pokazuje da je teorijski impulsni odziv takvog filtra sinx/x kriva sa nulom na poziciji
susednih uzoraka. U praksi ovakav impuls ne može se implementirati jer je beskonačan.
Kako bi pojednostavili razmatranje, upotrebićemo sinx/x impuls. Postoji paralela sa
funkcionisanjem DAC-a gde se analogni nivo napona vraća kao vremensko kontinualni niz
sumirajući amplitude analognih implusa za vreme trajanje uzorka. Kod digitalnih
interpolacijskih filtara, ovaj proces je dupliran.
2.66. Jedan uzorak proizvodi sinx/x posle filtriranja u analognom domenu. Na novij, većoj frekvenciji
uzorkovanja, dobija se isti talasni oblik sa više različitih uzoraka. Vrednosti novih uzoraka se mogu izračunati iz
vrednosti starih korišćenjem digitalnog FIR filtra.
Ako se sample rate duplira, novi uzorci se moraju naći tačno na polovini između postojećih.
Potreban impulsni odziv dat je na slici 2.67; može se uzorkovati na izlaznoj periodi i
kvantizirati kako bi se formirali koeficijenti. Ako se pojedinačni ulazni uzorak pomnoži sa
svakim od ovih koeficijenata, dobiće se impulsni odziv tog sempla na novoj frekvenciji
uzorkovanja. Zapazimo da je svaki drugi koeficijent nula, što potvrđuje tvrdnju da nije
potrebno procesirati postojeće uzorke; oni su samo prenešeni sa ulaza na izlaz. Novi uzorak
se onda proračunava sabiranjem impulsnih odziva svakog ulaznog uzorka u prozoru.
Slika pokazuje kako ovaj mehanizam funkcioniše. Ako se frekvencija uzorkovanja poveća
četiri puta, tri uzorka se moraju interpolirati između postojećih ulaznih uzoraka. Onda je
dalje neophodno uzorkovati impulsni odziv na četvrtini periode ulaznih uzoraka kako bi se
2.67 Oversampling sa dupliranjem frekvencije. Kako bi se proračunao
novi uzorak, ulazni uzorci se predstavljaju kao sinx/x impulsi.
dobila tri seta koeficijenata koji će se koristiti za proračun novih uzoraka. Kod hardverske
implementacije filtara, ulazni uzorak koji se prenosi na izlaz bez obrade prenešen je
korišćenjem četvrte faze filtera, gde su svi koeficijenti nula osim središnjeg, koji je jedan.
Konverzije sa razlomljenim koeficijentima omogućavaju promenu između slika koje imaju
različite veličina matrica piksela. Razlomljeni koeficijenti se takođe javljaju u vertikalnoj osi
standardnih konvertora. Slika 2.65 pokazuje da kada dva sampling rate-a imaju jednostavan
odnos m/n, postoji periodična veza između uzoraka dva stream-a. Moguće je da sistemski
klok radi na najmanjem zajedničkom delitelju frekvencije, koji će se množiti celim brojem
kako bi se dobile potrebne frekvencije.
Kod interpolatora sa promenjivim koeficijentima, vrednosti postoje za svaku tačku u kojoj se
prave ulazni uzorci, ali se mora proračunati koja je vrednost uzoraka na svakoj poziciji
između ulaznih uzoraka. Osnovni koncept interpolatora je isti kao i kod interpolatora sa
razlomljenim koeficijentima, osim što je u idealnom slučaju neophodan beskonačan broj
faza filtra. Pošto će realizovani filter imati konačan broj faza, neophodno je proučiti
degradaciju signala koju izaziva. Željena kontinualna vremenska ili prostorna osa
interpolatora se kvantizuje faznim razmakom, a vrednost uzorka u toj tački biće vrednost
najbliže faze filtra. Dakle, broj faza filtra određuje preciznost interpolacije. Efekat
proračunavanja vrednosti za pogrešnu tačku je isti kao i kod uzorkovanja jitter-a kloka, u
smislu da se greška javlja kada se uzorkuje ivica signala. Rezultat je programski modulisan
šum. Što je veća specifikacija šuma potreban je veći broj faza filtra što rezultuje i većom
vremenskom preciznošću. Broj faza filtera je jednak broju dostupnih koeficijenata, i ne treba
ga mešati sa brojem tačaka filtra, koji je isti kao i broj koeficijenata u setu (takođe broj
potrebnih množenja pri proračunu).
Jitter koji se javlja pri uzorkovanju osmobitne preciznosti meri se pikosekundama. Ovo znači
da je potrebno 32 faze filtra za adekvatnu konferziju osmobitne preciznosti.
2.22 Transformacije i dvojnost
Dvojnost transformacija nam pruža zanimljiv pregled dešavanja u zajedničkim procesima.
Furijeove analize tvrde da se svaki periodični signal može predstaviti sabiranjem konačnog
broja harmonijski povezanih sinusoida različitih amplituda i faza. Slika 2.68 pokazuje kako se
kvadratni signal može dobiti sabiranjem harmonika. Spektar se može iscrtati postavljanjem
amplituda harmonika u odnosu na frekvenciju. Videćemo da je rezultujući spektar talas koji
opada u amplitudi sa vremenom. Prolazi kroz nulu na svakom umnošku osnovne frekvencije.
Oblik spektra je sinx/x kriva. Ako kvadratni signal ima spektar sinx/x, sledi da će filter sa
kvadratnim impulsnim odzivom imati spektar sinx/x.
Filter niskopropusnik ima kvadratni spektar i sinx/x impulsni odziv. Ove karakteristike su
poznate kao transformacioni par. Kod transformacionih parova, ako jedan domen ima oblik
jednog para, drugi domen će imati oblik drugog. Slika 2.69 pokazuje nekoliko
transformacionh parova.
2.69 Transformacioni parovi
2.68 Furijeova analiza kvadratnog signala. A-amplituda, delta-faza osnovnog signala
u stepenima; 1, prvi harmonik; 2, neparni harmonici; 4, idealan kvadratni signal
Pod (a) transformacioni par ima sinx/x spektar a sinx/x impuls ima kvadratni spektar. U
principu, proizvod jednakih parametara sa bilo koje strane transformacije ostaje konstantan,
tako da ako se jedan poveća, drugi se mora smanjiti. Ako (a) pokazuje filtar sa širim
opsegom, sa užim impulsnim odzivom, onda (b) pokazuje filter užeg opsega sa širim
impulsnim odzivom. Ovo je dualnost. Ograničavajući faktor ovog ponašanja je to što kada
jedan parametar padne na nulu, drugi mora biti beskonačan. Pod (c) impuls u vremenskom
domenu beskonačno kratkog trajanja ima ravan spektar. Znači, ravan talasni oblik, npr.
jednosmerna struja, ima samo nulu u spektru. Impulsni odziv optike laserskog diska (d) ima
sin2x/x2 funkciju intenziteta, što izaziva triangularno opadanje frekvencijske karakterisitike
glave. Sočivo ima kvadratnu blendu, ali kako ne postoji negativno osvetljenje, sinx/x
impulsni odziv je nemoguć. Proces kvadriranja je konzistentan sa samo pozitivnim impulsnim
odzivom. Zanimljivo je da je transformacija Gausovog odziva i dalje Gausova kriva.
2.70 Kontinualan signal ima kontinualan spektar, diskretan signal ima diskretan spektar
Dualnost se takođe odražava i na uzorkovane sisteme. Proces uzorkovanja je periodičan u
vremenskom domenu. Rezultujući spektar je periodičan u frekvencijskom domenu. Ako se
vreme između dva uzorka smanji, opseg sistema raste. Slika 2.70(a) pokazuje da vremensko-
kontinualan signal ima kontinualan spektar, dok (b) pokazuje da je frekvencijska
transformacija uzorkovanog signala takođe diskretna. Drugim rečima, uzorkovani signali se
mogu analizirati u ograničeni broj frekvencija. Ako želimo veću preciznost frekvecijske
analize, potrebno je više uzoraka u bloku. Produžavanjem bloka smanjujemo mogućnost
lociranja tranzijenta u vremenu. Ovo se naziva Hajzenbergova nejednakost, koja je granični
slučaj dualnosti, jer kada se postigne beskonačna preciznost u jednom domenu, u drugom
preciznost i ne postoji.
2.23 Furijeova transformacija
Slika 2.68 pokazuje da ako je amplituda i faza svake frekvencijske komponente poznata,
linearnim sabiranjem rezultujućih komponenti u inverznoj transformaciji dobijamo originalni
signal. Kod digitalnih sisema talasni oblik je predstavljen diskretnim uzorcima. Kao rezultat
Furijeove transformacije dobijamo jednak broj diskretnih frekvencija. Ovo je poznato kao
diskretna Furijeova transformacija, ili DFT. Kod DFT-a broj frekvencijskih koeficijenata jednak
je broju ulaznih uzoraka. FFT, brza Furijeova transformacija je ništa drugo no efikasan način
proračunavanja DFT-a.
2.71
Sa slike 2.68 evidentno je da je poznavanje faze frekvencijske komponente signala of
presudnog značaja, kako promena faze bilo koje komponente umnogome menja
rekonstruisan talasni oblik. Znači, DFT mora tačno analizirati fazu komponenti signala.
Postoji više načina za prikazivanje faze. Slika 2.71 pokatuje tačku koja rotira oko fiksne ose
konstantnom brzinom. Gledajući sa strane, ova tačka osciluje gore-dole konstantnom
frekvencijom. Talasni oblik tog kretanja je sinusoida.
Jedan od načina za definisanje faze talasnog oblika je da se odredi ugao u kome je tačka pri
vremenskom trenutku T=0. Ako se druga tačka zarotira 90 stepeni u odnosu na prvu,
proizvešće kosinusni talasni oblik. Moguće je proizvesti talasni oblik sabiranjem sinusnih i
kosinusnih talasa raznih proporcija i polariteta. Na primer, sabiranjem sinusnog i kosinusnog
talasa u jednakim proporcijama rezultuje talas koji kasni sinusnom za 45 stepeni.
Slika 2.71 pokazuje da su potrebne proporcije sinus i kosinus faznog ugla. Znači, obe
metode opisivanja faze se mogu koristiti.
DFT spektralno analizira niz uzoraka tražeći svaku diskretnu ciljnu frekvenciju posebno. To
radi tako što množi ulazni signal sinusnim talasom tražene frekvencije, poznatim kao
osnovna funkcija, pa zatim sabira ili integrali proizvode. Slika 2.72(a) pokazuje da množenje
osnovnom funkcijom daje integral različit od nule kada je ulazna frekvencija ista, dok (b)
pokazuje da sa različitom ulaznom frekvencijom integral postaje 0, što znači da ne postoji
komponenta tražene frekvencije. Stepen integrala je proporcionalan amplitudi tražene
komponenete.
Slika 2.72(c) pokazuje da tražena frekvencija neće biti prepoznata ako je fazno pomerena za
90 stepeni, kako je proizvod kvadriranih talasa uvek 0. Znači da Furijeova transformacija
mora nastaviti sa pretragom služeći se kosinusnom osnovnom funkcijom. Ona prati
argumente sinusnih i kosinusnih integrala kako bi otkrila fazu ulaznih komponenti. Dakle,
svaka diskretna frekvencija u spektru mora biti rezultat para kvadraturnih pretraga.
Traženje frekvencija jednu po jednu na kraju rezultuje DFT-om, ali uz značajna
proračunavanja. Međutim, veliki broj operacija se ponavlja više puta tokom pretrage. FFT
daje iste rezultate uz daleko manu potrošnju procesorskog vremena, tako što sakuplja
proračunavanja u logične celine i radi potrebne operacije samo jednom.
2.24 Diskretna kosinusna transformacija (DCT)
DCT je poseban slučaj DFT-a kod koje su sinusne komponente koeficijenata zanemarene
ostavljajući jedan broj. Ovo je u suštini veoma jednostavno. Slika 2.73(a) pokazuje blok
ulaznih uzoraka. Ponavljanjem uzoraka unatrag i obavljanjem DFT-a nad nizom duple dužine
dobija se DCT. Efekat inverzije ulaznog signala je pretvaranje istog u parnu funkciju čiji su
sinusni koeficijenti jednaki nuli.
Slika 2.73(b) pokazuje da su faze svih komponenata jednog bloka suprotne onima iz drugog.
Ovo znači da kada se komponente saberu da bi se dobio niz duple dužine, sve sinusne
komponente se ponište, ostavljajući samo kosinusne koeficijente. U praksi se eliminiše
proračunavanje sinusnih komponenata. Druga prednost je da se dupliranjem dužine bloka
inverzijom udvostručuje frekvencijska rezolucija, tako da se generiše duplo više upotrebljivih
koeficijenata. DCT proizvodi jednak broj korisnih koeficijenata kao i ulazni uzorci.
Za obradu slike potrebne su dvodimenzijalne transformacije. U ovom slučaju, za svaku
horizontalnu frekvenciju obavlja se pretraga za svim mogućim vertikalnim frekvencijama.
Dvodimenzionalni DCT je prikazan na slici 2.74. DCT je odvojiv u smislu da se
dvodimenzionalni DCT može dobiti proračunavanjem svake dimenzije posebno. Takođe
postoje i brzi DCT algoritmi.
2.72
Slika 2.75 prikazuje kako se dvodimenzionalni DCT proračunava množenjem svakog piksela
ulaznog bloka predstavnicima uzorkovanog kosinusnog talasa različitih prostornih
frekvencija. Dati DCT koeficijent dobija se kada se saberu rezultati množenja svakog piksela
u bloku. Iako najveći broj algoritama za kompresiju koristi kvadratne DCT blokove (JPEG i
MPEG), oni nisu obavezni. Tako na primer Betacam koristi pravougaone blokove.
2.73
DCT se najviše koristi u MPEG2 kompresiji, zato što pretvara ulazni signal u oblik u kome se
redundantnost može lako prepoznati i ukloniti.
2.74
2.25 Modulo – n aritmetika
Konvencionalna aritmetika koja je u svakodnevnoj upotrebi odnosi se na realan svet
brojanja predmeta, i za dobijanje tačnih rešenja potrebno je koristiti koncept pozajmljivanja
i prenošenja.
Postoji alternativni tip aritmetike u kojoj ne postoje ovi koncepti, poznatiji kao moduo
aritmetika. Kod moduo – n aritmetike nijedan broj ne može prekoračiti n. Ako se to desi, n ili
umnošci broja n se oduzimaju dok se broj ne spusti ispod prekoračenja. Zato recimo 25
moduo – 16 iznosi 9, a 12 moduo – 5 je 2. Brojač prikazan na slici 2.35 je oblik četvorobinog
uređaja koji ulazi u prekoračenje kada dostigne stanje 1111 jer se prenos ignoriše. Ako se
umnožak klok impulsa m dovede dok je brojač u stanju nule, brojač će imati stanje m moduo
– 16. Znači, moduo aritmetika se primenjuje u sistemima sa fiksnom dužinom reči, i opseg
vrednosti sistema je ograničen dužinom reči. Opseg brojeva ograničen na ovaj način se
naziva konačno polje.
2.75
Moduo – 2 je šema numerisanja često upotrebljavana u digitalnim procesima. Slika 2.76
prikazuje da se u ovakvoj šemi konvencionalno sabiranje i oduzimanje zamenjuju XOR
funkcijom:
A + B Mod.2 = A XOR B
Kada se višebitne vrednosti sabiraju po modulu – 2, svaka kolona se rašuna zasebno. Ovo
čini ovakvu mašinu veoma brzu u radu, jer nije neophodno čekati prenos iz bitova niže
težinske vrednosti za računanje viših težina.
2.76
Moduo – 2 aritmetika nije ista kao konvencionalna aritmetika, i potrebno je vremena za
navikavanje na nju. Na primer, dodavanje nečega samom sebi (množenje sa 2) po mod – 2
uvek daje nulu.
2.26 Galoisovo polje
Slika 2.77 pokazuje jednostavno kolo koje se sastoji iz tri D-latch kola sa zajedničkim klokom.
Povezana su redom tako da čine shift registar. U tački (a) uvedena je povratna sprega, tako
da bitovi u registru konstantno cirkulišu. U tački (b) jedno XOR kolo je dodato tako da se izlaz
sprovodi na više stepena. Rezultujuće kolo se naziva twisted-ring brojač i ima interesantna
svojstva. Kada god se klok dovede kolu, levi bit se pomera u desni latch, srednji bit u levi
latch, a središnji bit postaje XOR bit dva spoljna latch-a. Slika pokazuje da će, nezavisno od
2.77 Twisted-ring brojač.
početnog stanja tri bita, isto stanje biti dostignuto posle sedam klok impulsa, osim ako nisu
u pitanju nule. Stanja latch-eva formiraju neprekidni niz ne-sekvenciranih brojeva koji se
naziva Galoisovo polje po Francuskom matematičaru Evaristu Galoisu koji ih je otkrio. Stanja
kola formiraju sekvencu maksimalne dužine reči. Kako stanja sekvence imaju mnoge
karakteristike slučajnih brojeva, ali opet su i ponovljiva, rezultujuća sekvenca se može
nazvati pseudo-slučajni broj. Pošto stanje sve nule nije dozvoljeno, maksimalna dužina
sekvence generisane od strane registra sa m bitova ne može prekoračiti 2m-1 stanja.
Galoisovo polje, međutim, poznaje i stanje nule. Korisno je proučiti bizarnu matematiku
Galoisovih polja koja koriste moduo – 2 aritmetiku. Poznavanje takvih manipulacija pomaže
pri proučavanju korekcije grešaka, pogotovo kod Reed – Solomonovih kodova koji se koriste
kod snimača. Takođe nalaze primenu u procesima koji zahtevaju upotrebu pseudo-slučajnih
brojeva kao što je digitalni ditering i slučajno kodiranje kanala koje koristi DVB sistem
Kolo na slici 2.77 može se smatrati brojačem, i četiri prikazane tačke onda predstavljaju
različite stepene dvojke od MSB-a levo do LSB-a desno. Povratna sprega iz MSB-a
predhodnog stepena znači da, kada god MSB postane 1, dva druga stepena dvojke dakođe
postaju 1, tako da je generisan kod 1011.
Svako od stanja kola može se opisati kombinacijama stepena x:
x2 = 100
x = 010
x2 + x = 110, itd.
Činjenica da tri bita imaju isto stanje jer su povezani u istu tačku opisana je moduo – 2
jednačinom:
x3 + x + 1 = 0
Neka je x = a, koji je osnovni element. Sada,
a3 + a + 1 = 0
Po modulu – 2
a + a = a2 + a2 = 0
a = x = 010
a2 = x2 = 100
a3 = a + 1 = 011 iz (2.1)
a4 = a × a3 = a(a + 1) = a2 + a = 110
a5 = a2 + a + 1 = 111
a6 = a × a5 = a(a2 + a + 1)
= a3 + a2 + a = a + 1 + a2 + a
= a2 + 1 = 101
a7 = a(a2 + 1) = a3 + a
= a + 1 + a = 1 = 001
Na ovaj način možemo videti da se ceo niz elemenata Galoisovog polja može predstaviti
sukcesivnim stepenima osnovnog elementa. Kolo sa slike 2.77 diže element a na veći stepen
sa svakim klok impulsom. Dakle, na prvi pogled komplikovane promene bitova sa klokom
postaju jednostavno proračunate pravilno odabranim osnovnim elementom i stepenom.
Brojevi koje proizvodi ovo kolo nisu slučajni, potpuno su predvidivi ako je jednačina poznata.
Međutim, rezultujuće sekvence su dovoljno slične slučajnim brojevima tako da se u mnogim
slučajevima mogu smatrati za takve. To su takozvane pseudo – slučajne sekvence. Povratna
sprega je odabrana tako da implementirana jednačina ne bude faktorizovana. U suprotnom,
sekvenca maksimalne dužine ne bi bila generisana, u zavisnosti od početnog stanja kola.
Dobra analogija ovom procesu su upareni zupčanici. Ako zupčanici imaju za broj zubaca
prost broj, potreban je relativno veliki broj obrtaja kako bi se dva ista zupca ponovo
dodrinula. Ako pak broj zubaca ima zajednički množilac, potrebno je manje okretaja.
2.27 Phase lock loop (PLL)
Svi digitalni video sistemi moraju imati određeni klok kako bi ispravno funkcionisali. Klok
može biti iz fiksnog generatiora kao što je npr. kristal kvarca, ili, kao što je slučaj u velikom
broju primena kod video signala, doveden iz spoljašnjeg izvora, takozvani genlocking. PLL
(phase lock loop) je idealan za ovakvu primenu, kao i za mnoge druge namena pri snimanju i
emitovanju video signala.
2.78 PLL
Kod PLL-a, oscilator može raditi u velikom opsegu frekvencija, kontrolisan naponom na
ulazu. Ovakav oscilator se još naziva i VCO, ili naponski kontrolisan oscilator. Slika 2.78
pokazuje VCO koji je upravljan faznom razlikom između izlaza i referentnog izvora
frekvencije. Fazna razlika upravlja naponom tako da se frekvencija na izlazu na kraju poklopi
sa referentnom. Filter niskopropusnik je vezan u putanju kontrolnog napona kako bi
poboljšao stabilnost sistema. Ako se delitelj frekvencije ubaci između VCO-a i faznog
komparatora, frekvencija VCO-a se može podesiti kao umnožak referentne frekvencije. Ovo
takođe dampira petlju, tako da PLL ne menja frekvenciju u slučaju nestabilnog ulaza.
2.79
Kod digitalnog videa, umnožavanje frekvencije u PLL-u je veoma korisno. Slika 2.79 prikazuje
kako se 13.5MHz klok komponentnog video signala dobija iz sinhro impulsa analogne
reference ovim procesom množenja.
2.80 NLL
Slika 2.80 prikazuje NLL ili numerički zaključanu petlju. Slična PLL-u, osim što su dve faze
predstavljene stanjem binarnog broja. NLL je koristan pri generisanju spoljašnjeg kloka na
osnovu master kloka. Stanje brojača izvornog kloka se periodično šalje NLL-u koji regeneriše
identičnu frekvenciju. Ova tehnika se koristi kod MPEG transportnog stream-a.