lt3958 - 高入力電圧の昇圧、フライバック、sepicおよび反転 ... · 2018. 3....

LT3958

13958f

標準的応用例

高入力電圧の昇圧、フライバック、SEPIC

および反転コンバータ

高効率昇圧コンバータ効率と出力電流

SENSE2

SENSE1

LT3958

33µH

VIN SW

GND

FBX

RT SS INTVCC

EN/UVLO

SYNC

SGND

53.6k

VC

3958 TA01a

392k

41.2k300kHz 4.7µF0.33µF 10k

10nF

464k

15.8k

4.7µF×2

VOUT48V0.5A

VIN12V TO 40V

4.7µF

OUTPUT CURRENT (mA)0

70

EFFI

CIEN

CY (%

)

75

80

85

90

95

100

100 200 300 400

3958 TA01b

500

VIN = 24V

特長広い入力電圧範囲：5V～80V 1本の帰還ピンを使用して正または負の出力電圧を設定 3.3A/84Vパワースイッチを内蔵電流モード制御により、優れた過渡応答を実現 1本の外付け抵抗で設定可能な動作周波数（100kHz～1MHz）外部クロックに同期可能低シャットダウン電流： < 1μA 7.2V低損失電圧レギュレータを内蔵ヒステリシスを備えた入力低電圧ロックアウトをプログラム可能プログラム可能なソフトスタート熱特性が改善されたQFN（5mm×6mm）パッケージ

アプリケーション車載機器テレコム産業用機器

概要LT®3958は、正または負の出力電圧を生成できる広い入力範囲の電流モードDC/DCコンバータで、昇圧、フライバック、 SEPICまたは反転コンバータのいずれにも構成できます。このデバイスは、内部の7.2V安定化電源でドライブされる84V/3.3A定格のローサイドNチャネル・パワーMOSFETを内蔵しています。固定周波数電流モード・アーキテクチャにより、広範囲の電源電圧と出力電圧にわたり安定して動作します。 LT3958の動作周波数は、外付け抵抗を使用して100kHz～1MHzの範囲で設定可能で、SYNCピンを使用して外部クロックに同期することも可能です。動作電源電圧は最小5Vで、シャットダウン時の消費電流は1μAを下回るので、バッテリ駆動システムに最適です。

LT3958はソフトスタート機能と周波数フォールドバック機能を搭載し、起動時にインダクタ電流を制限します。L、LT、LTC、LTM、Linear TechnologyおよびLinearのロゴはリニアテクノロジー社の登録商標です。No RSENSEおよびThinSOTはリニアテクノロジー社の商標です。その他すべての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。特許出願中。

LT3958

23958f

ピン配置

12 13 14

TOP VIEW

37SGND

38SW

UHE PACKAGE36-LEAD (5mm × 6mm) PLASTIC QFN

15 16 17

36 35 34 33 32 31 30

21

23

24

25

27

28

8

6

4

3

2

1NC

NC

SENSE2

SGND

SENSE1

SW

SW

NC

INTVCC

VIN

EN/UVLO

SGND

SGND

SW

SW

NC NC SYNC

RT SS FBX

VC

GND

GND

GND

GND

GND

GND

209

10

TJMAX = 125°C, θJA = 43°C/W, θJC = 5°C/WEXPOSED PAD (PIN 37) IS SGND, MUST BE SOLDERED TO SGND PLANE

EXPOSED PAD (PIN 38) IS SW, MUST BE SOLDERED TO SW PLANE

発注情報

鉛フリー仕様テープアンドリール製品マーキング* パッケージ温度範囲LT3958EUHE#PBF LT3958EUHE#TRPBF 3958 36-Lead (5mm × 6mm) Plastic QFN –40°C to 125°C

LT3958IUHE#PBF LT3958IUHE#TRPBF 3958 36-Lead (5mm × 6mm) Plastic QFN –40°C to 125°Cさらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。　*温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。

絶対最大定格（Note 1）VIN、EN/UVLO（Note 5） ........................................................ 80VSW ....................................................................................... 84VINTVCC ................................................................VIN＋0.3V、15VSYNC ..................................................................................... 8VVC、SS .................................................................................... 3VRT ....................................................................................... 1.5VSENSE1、SGND ............................................内部でGNDに接続SENSE2 .............................................................................±0.3VFBX ............................................................................. −6V～6V 動作温度範囲（Note 2） ....................................−40～125最大接合部温度..............................................................125保存温度範囲...................................................−65～125

LT3958

33958f

PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

VIN Operating Range 5 80 V

VIN Shutdown IQ EN/UVLO = 0V EN/UVLO = 1.15V

0.1 1 6

µA µA

VIN Operating IQ VC = 0.3V, RT = 41.2k 1.6 2.2 mA

VIN Operating IQ with Internal LDO Disabled VC = 0.3V, RT = 41.2k, INTVCC = 7.5V 350 400 µA

SW Pin Current Limit SENSE2 = SENSE1 l 3.3 4.0 4.6 A

SW Pin On Voltage ISW = 2A 180 mV

SENSE2 Input Bias Current Current Out of Pin –65 µA

Error Amplifier

FBX Regulation Voltage (VFBX(REG)) FBX > 0V (Note 3) FBX < 0V (Note 3)

l

l

1.569 –0.816

1.6 –0.800

1.631 –0.784

V V

FBX Overvoltage Lockout FBX > 0V (Note 4) FBX < 0V (Note 4)

6 7

8 11

10 14

% %

FBX Pin Input Current FBX = 1.6V (Note 3) FBX = –0.8V (Note 3)

–10

70 100 10

nA nA

Transconductance gm (∆IVC /∆FBX) (Note 3) 230 µS

VC Output Impedance (Note 3) 5 MΩ

VFBX Line Regulation (∆VFBX/[∆VIN • VFBX(REG)]) FBX > 0V, 5V < VIN < 80V (Notes 3, 6)FBX < 0V, 5V < VIN < 80V (Notes 3, 6)

0.006 0.005

0.03 0.038

%/V %/V

VC Current Mode Gain (∆VVC /∆VSENSE) 10 V/V

VC Source Current VC = 1.5V, FBX = 0V, Current Out of Pin –15 µA

VC Sink Current FBX = 1.7V FBX = –0.85V

12 11

µA µA

Oscillator

Switching Frequency RT = 140k to SGND, FBX = 1.6V, VC = 1.5VRT = 41.2k to SGND, FBX = 1.6V, VC = 1.5VRT = 10.5k to SGND, FBX = 1.6V, VC = 1.5V

80 270 850

100 300

1000

120 330

1200

kHz kHz kHz

RT Voltage FBX = 1.6V 1.2 V

SW Minimum Off-Time 200 275 ns

SW Minimum On-Time 250 300 ns

SYNC Input Low 0.4

SYNC Input High 1.5

SS Pull-Up Current SS = 0V, Current Out of Pin –10 µA

Low Dropout Regulator

INTVCC Regulation Voltage l 7 7.2 7.4 V

INTVCC Undervoltage Lockout Threshold Falling INTVCCUVLO Hysteresis

3.55 3.75 0.15

4.00 V V

INTVCC Overvoltage Lockout Threshold 11.5 12.8 V

電気的特性 lは全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外はTA = 25での値。注記がない限り、VIN = 24V、EN/UVLO = 24V、SENSE2 = 0V。

LT3958

43958f

PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

INTVCC Current Limit VIN = 80VVIN = 20V

19 24 50

29 mA mA

INTVCC Load Regulation (∆VINTVCC / VINTVCC) 0 < IINTVCC < 10mA, VIN = 8V –1 –0.4 %

INTVCC Line Regulation (∆VINTVCC / [∆VIN • VINTVCC]) 8V < VIN < 80V 0.005 0.025 %/V

Dropout Voltage (VIN – VINTVCC) VIN = 6V, IINTVCC = 10mA, VC = 0V 500 mV

INTVCC Current in Shutdown EN/UVLO = 0V, INTVCC = 8V 16 µA

INTVCC Voltage to Bypass Internal LDO 7.5 V

Logic Inputs

EN/UVLO Threshold Voltage Falling VIN = INTVCC = 8V l 1.17 1.22 1.27 V

EN/UVLO Voltage Hysteresis 20 mV

EN/UVLO Input Low Voltage IVIN Drops Below 1µA 0.4 V

EN/UVLO Pin Bias Current Low EN/UVLO = 1.15V 1.7 2 2.5 µA

EN/UVLO Pin Bias Current High EN/UVLO = 1.33V 10 100 nA

Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可能性がある。また、絶対最大定格状態が長時間続くと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える恐れがある。

Note 2：LT3958Eは0～125の接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。−40～125の動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LT3958Iは−40～125の全動作接合部温度範囲で保証されている。

Note 3：LT3958は、VCピンを1.3Vに強制した状態でVFBXをリファレンス電圧（1.6Vおよび−0.8V）にサーボ制御する帰還ループでテストされる。

Note 4：FBXの過電圧ロックアウトは安定化されたVFBX（REG）を基準にしてVFBX（OVERVOLTAGE）で測定される。

Note 5：5V < VIN < 6Vの場合は、EN/UVLOピンはVINを超えてはならない。

Note 6：VIN = 5Vのとき、EN/UVLO = 1.33V。

標準的性能特性　注記がない限り、TA = 25

正帰還電圧と温度、VIN 負帰還電圧と温度、VIN 消費電流と温度、VIN

TEMPERATURE (°C)–50

1.590

REGU

LATE

D FE

EDBA

CK V

OLTA

GE (V

)

1.592

1.596

1.598

1.600

1.604

0 50 75

1.594

1.602

–25 25 100 125

3958 G01

VIN = 80V

VIN = 24V

VIN = 8V

VIN = INTVCC = 5V


–804

REGU

LATE

D FE

EDBA

CK V

OLTA

GE (m

V)

–802

–800

–798

–792

–794

0 50 75

–796

–25 25 100 125

3958 G02

VIN = 80VVIN = 24V

VIN = 8V

VIN = INTVCC = 5V


1.4

QUIE

SCEN

T CU

RREN

T (m

A)

1.6

1.8

0 50 75

1.5

1.7

–25 25 100 125

3958 G03

VIN = 80V

VIN = 24V

VIN = INTVCC = 5V

電気的特性 lは全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外はTA = 25での値。注記がない限り、VIN = 24V、EN/UVLO = 24V、SENSE2 = 0V。

LT3958

53958f


動作時消費電流とスイッチング周波数 RTとスイッチング周波数

正規化されたスイッチング周波数とFBX

SWITCHING FREQUENCY (kHz)100

0

I Q(m

A)

4

6

12

300 500 600 700

2

8

10

200 400 900800 1000

3958 G04

SWITCHING FREQUENCY (kHz)0

10

R T (k

Ω)

100

1000

300 500 600 700100 200 400 900800 1000

3958 G05

FBX VOLTAGE (V)–0.8

0

NORM

ALIZ

ED F

REQU

ENCY

(%)

20

40

60

80

120

–0.4 0 0.4 0.8

3958 G06

1.2 1.6

100

スイッチング周波数と温度 SWピンの電流制限と温度


275

SWIT

CHIN

G FR

EQUE

NCY

(kHz

)

280

285

290

295

300

305

310

325

–25 0 25 7550

3958 G07

100 125

315

320RT = 41.2k


3.6

SW P

IN C

URRE

NT L

IMIT

(A)

4.1

4.0

3.9

3.8

4.2

4.3

4.4

0 50 75

3.7

–25 25 100 125

3958 G08

SWピンの電流制限とデューティ・サイクル

DUTY CYCLE (%)0

3.6

3.7

3.8

3.9

SW P

IN C

URRE

NT L

IMIT

(A)

4.2

20 40 8060

4.4

4.1

4.0

4.3

100

3958 G09

EN/UVLOのスレッショルドと温度 EN/UVLOの電流と電圧 EN/UVLOのヒステリシス電流と温度


1.18

1.22

1.24

1.28

0 50 75

1.20

–25 25 100 125

1.26

3958 G10

EN/U

VLO

VOLT

AGE

(V)

EN/UVLO RISING

EN/UVLO FALLING

EN/UVLO VOLTAGE (V)0

0

EN/U

VLO

CURR

ENT

(µA)

20

20 6040

40

50

10

30

80

3958 G11


1.6

I EN/

UVLO

(µA)

1.8

2.0

2.2

2.4

0 50 75–25 25 100 125

3958 G12

LT3958

63958f

INTVCCのライン・レギュレーション

INTVCCの損失電圧と電流および温度

INTVCCと温度 INTVCCのロード・レギュレーション



7.0

INTV

CC (V

)

7.1

7.2

7.3

7.4

0 50 75–25 25 100 125

3958 G13

INTVCC LOAD (mA)0

6.8

7

7.1

7.2

7.3

10 20 25

6.9

5 15

3958 G14

INTV

CC V

OLTA

GE (V

)

VIN = 8V

VIN (V)0

INTV

CC V

OLTA

GE (V

) 7.25

7.20

20 30 5010 40 60 70 80

7.15

7.10

7.30

3958 G15

INTVCC LOAD (mA)0

DROP

OUT

VOLT

AGE

(mV) 700

600

800

400

500

200

300

42 6 8 10

100

0

900

3958 G16

125°C

25°C

0°C

–40°C

75°C

内部スイッチのオン抵抗と温度


ON-R

ESIS

TANC

E (m

Ω)

120

140

160

100

80

–25 250 50 75 100 125

20

0

60

180

40

3958 G17

内部スイッチのオン抵抗とINTVCC

SEPICの標準的な起動波形SEPICの過電流時の FBX周波数フォールドバック波形

INTVCC (V)4

ON-R

ESIS

TANC

E (m

Ω)

98

100

96

94

6 7 8 95 1110 12

92

90

88

102

3958 G18

5ms/DIV

SEE TYPICAL APPLICATION: 10V TO 60V INPUT, 12V OUTPUT SEPIC CONVERTER

VOUT5V/DIV

IL1A + IL1B2A/DIV

3958 G19

VIN = 24V

50µs/DIV

VOUT10V/DIV

VSW20V/DIV

IL1A + IL1B2A/DIV

3958 G20

VIN = 24V

SEE TYPICAL APPLICATION: 10V TO 60V INPUT, 12V OUTPUT SEPIC CONVERTER

LT3958

73958f

ピン機能NC（ピン1、2、10、35、36）：内部接続されていません。これらのピンはオープンのままにするか、隣接するピンに接続します。

SENSE2（ピン3）：制御ループ用の電流検出入力です。このピンはSENSE1ピンに直接接続するか、ローパスフィルタを介して接続します（抵抗を介してこのピンをSENSE1ピンに接続し、コンデンサを介してSGNDに接続）。

SGND（ピン4、23、24、露出パッドのピン37）：信号グランド。すべての小信号部品はこのグランドに接続する必要があります。SGNDは、内部スイッチ電流検出用のケルビン接続のために、デバイス内部でGNDに接続されています。SGNDとGNDを外部で接続しないでください。

SENSE1（ピン6）：内部NチャンネルMOSFETの電流検出出力。このピンはSENSE2ピンに直接接続するか、ローパスフィルタを介して接続します（抵抗を介してこのピンをSENSE1ピンに接続し、次にコンデンサを介してSENSE2をSGNDに接続）。

SW（ピン8、9、20、21、露出パッドのピン38）：内部パワーNチャネルMOSFETのドレイン。

GND（ピン12、13、14、15、16、17）：グランド。これらのピンは、内部センス抵抗を介して内部パワーNチャネルMOSFETのソース端子につながっています。GNDは、内部スイッチ電流検出用のケルビン接続のためにデバイス内部でSGNDに接続されています。GNDとSGNDを外部で接続しないでください。

EN/UVLO（ピン25）：シャットダウンおよび低電圧検出ピン。プログラム可能なヒステリシスを備えた精確な1.22V（公称）下降方向スレッショルドにより、電源がスイッチングをイネーブルできる状態になったことを検出します。上昇方向のヒステリシスは、外部抵抗分割器と精確な内部2μAプルダウン電流によって生成されます。低電圧状態になると、ソフトスタートがリセットされます。デバイスをディスエーブルするには0.4V以下の電圧に接続します。この場合、VINの消費電流は1μA未満に減少します。

VIN（ピン27）：入力電源ピン。VINピンは、GND（SGNDではない）との間にコンデンサを配置してローカルにバイパスすることができます。

INTVCC（ピン28）：内部負荷およびゲート・ドライバ用の安定化電源。電源はVINから供給され、7.2V（標準）に安定化されます。INTVCCは、ピンの近くに少なくとも4.7μFのコンデンサを配置して、SGNDにバイパスする必要があります。VINが11.5V未満の場合はINTVCCを直接VINに接続できます。INTVCCは、7.5Vより高くVINより低い電源が11.5Vを超えなければ、その電源にも接続できます。

VC（ピン30）：エラーアンプ補償ピン。外部RCネットワークを使って電圧ループを安定させるために使用します。補償部品はVCピンとSGNDの間に配置してください。

FBX（ピン31）：正と負の帰還ピン。出力とSGNDの間にある外部抵抗分割器から帰還電圧を受け取ります。FBXがGNDに近いときは、起動時およびフォールト時にスイッチング周波数の変調も行います。

SS（ピン32）：ソフトスタート・ピン。このピンは補償ピンの電圧（VC）クランプを変調します。ソフトスタート時間は、SSピンと

SGNDの間の外付けコンデンサによって設定されます。このピンには、内部2.5Vレールへの10μA（標準）プルアップ電流源が備わっています。ソフトスタート・ピンは、EN/UVLOの低電圧状態、INTVCCの低電圧または過電圧状態、あるいは内部サーマル・ロックアウトによってSGNDにリセットされます。

RT（ピン33）：スイッチング周波数調節ピン。SGNDへの抵抗を使って周波数を設定します。このピンはオープンのままにしないでください。

SYNC（ピン34）：周波数同期ピン。スイッチング周波数を外部クロックに同期させるために使用します。この機能を使用する場合は、SYNCパルス周波数よりも20%遅いスイッチング周波数をプログラムできるようにRT抵抗を選ぶ必要があります。この機能を使わない場合はSYNCピンをSGNDに接続します。FBXがSGNDに近いとき、SYNCは無視されます。

LT3958

83958f

ブロック図

図1. SEPICコンバータとして動作するLT3958のブロック図

L1

R3R4L2

1.22V

2.5V

D1CDC

CIN

VOUT

COUT

CVCC

INTVCC

SENSE1

GND

SENSE2

INTVCC

VIN

RSENSE

M1

VISENSE

•

VIN

IS12µA

27SW

28

12, 13, 14,15, 16, 17

25EN/UVLO

INTERNALREGULATORAND UVLO

TLO165˚C

A10

Q3

VC

12.8V

3.75V

A8

UVLOIS210µA

IS3

DRIVER

SLOPESENSE

48mV

SR1

+–

+–

CURRENTLIMIT

RAMPGENERATOR

7.2V LDO

•

+–

+–

R OS

2.5V

RT

RT

SS

CSS

SYNC

1.28V

1.2V

1.6V

–0.8V

+–

+–

+–

32VC

30FBX

31 34 33SGND

4, 23,24, 37

+–

+–

6

3RAMP

PWMCOMPARATOR

FREQUENCYFOLDBACK

FREQUENCYFOLDBACK

100kHz-1MHzOSCILLATOR

FREQPROG

CC2

CC1

3958 F01

–

++ Q1

A1

A2

1.72V

–0.88V

+–

+–

A11

A12

A3

A4

A5

A6

G2G5

G6

A7

A9

Q2

G4 G3

8, 9, 20,21, 38

R1

R2VOUT

RC

G1

LT3958

93958f

アプリケーション情報メイン制御ループLT3958は、固定周波数の電流モード制御方式を使って優れたライン・レギュレーションとロード・レギュレーションを実現します。図1のブロック図を参照すれば動作をよく理解することができます。

発振器の各サイクルの開始点でSRラッチ（SR1）がセットされ、ドライバG2を介して内部パワーMOSFETスイッチM1をオンします。スイッチ電流が内部電流センス抵抗RSENSEを流れ、スイッチ電流に比例した電圧を発生させます。（A5によって増幅された）この電流検出電圧VISENSEが安定化スロープ補償ランプに加算され、その和（SLOPE）がPWMコンパレータA7の正端子に加えられます。SLOPEがA7の負入力（VCピン）のレベルを超えるとSR1がリセットされ、パワースイッチをオフします。A7の負入力のレベルはエラーアンプA1（またはA2）によって設定されますが、これは帰還電圧（FBXピン）とリファレンス電圧（構成設定に応じて1.6Vまたは-0.8V）の差を増幅したものです。このようにして、エラーアンプは正しいピーク・スイッチ電流レベルを設定し、出力を安定化された状態に保ちます。

LT3958はスイッチ電流制限機能を備えています。電流検出電圧は電流制限コンパレータA6へ入力されます。SENSE2ピンの電圧が検出電流制限スレッショルドVSENSE（MAX）（標準48mV）を超えると、A6は直ちにSR1をリセットしてM1をオフします。

LT3958では、1つのFBXピンで正負どちらかの出力電圧を発生させることができます。LT3958は、昇圧、フライバック、またはSEPICコンバータとして構成して正の出力電圧を発生させるか、または反転コンバータとして構成して負の出力電圧を発生させることができます。図1に示すようにSEPICコンバータとして構成した場合、FBXピンは、VOUTからSGNDに接続された分圧器（R1とR2）によって1.6Vの内部バイアス電圧にプルアップされます。コンパレータA2は非アクティブになり、コンパレータA1はFBXからVCへの反転増幅を行います。LT3958が反転構成の場合、FBXピンはVOUTからSGNDに接続された分圧器によって-0.8VにプルダウンされますコンパレータA1は非アクティブになり、コンパレータA2はFBXからVCへの非反転増幅を行います。

LT3958は過電圧保護機能を備えており、起動時や短絡状態からの回復時に発生する出力電圧の過度のオーバーシュートからコンバータを保護します。FBXピンの電圧が正の安定化された電圧（1.6V）を8%超えると、過電圧コンパレータA11（20mVヒステリシス）がこれを検出して、リセット・パルスを発生させます。同様に、FBXピンの電圧が負の安定化された電圧（-0.8V）を11%超えると、過電圧コンパレータA12（10mVヒステリシス）がこれを検出して、リセット・パルスを発生させます。両方のリセット・パルスとも、G6とG5を介してメインRSラッチ（SR1）に送られます。出力過電圧状態が続いている間、パワーMOSFETスイッチM1はアクティブにオフに保たれます。

EN/UVLOピンを使ったターンオン・スレッショルドとターンオフ・スレッショルドの設定EN/UVLOピンは、LT3958をイネーブルするかシャットダウン状態にするかを制御します。マイクロパワー1.22Vリファレンス、コンパレータA10、および制御可能な電流源IS1により、ユーザーは、デバイスがオン/オフする電源電圧を精確に設定することができます。下降時の値は抵抗分割器のR3とR4によって精確に設定できます。EN/UVLOの電圧が0.4Vより高く1.22Vのスレッショルドより低いときは、小さなプルダウン電流源IS1（標準2µA）がアクティブになります。

この電流の目的は、ユーザーが上昇方向ヒステリシスを設定できるようにすることです。コンパレータのブロック図と外付け抵抗を図1に示します。標準的な下降方向スレッショルド電圧と上昇方向スレッショルド電圧は以下の式で計算できます。

VVIN,FALLING =1.22 •(R3+R4)

R4VVIN,RISING = 2µA •R3+ VIN,FALLING

EN/UVLOピンがロジック入力としてだけ使われるアプリケーションでは、常時オン動作のためにEN/UVLOピンを入力電圧VINに1k抵抗を介して接続することができます。

LT3958

103958f

アプリケーション情報INTVCCレギュレータのバイパスと動作内部の低損失（LDO）電圧レギュレータは7.2VのINTVCC電源を発生し、図1に示すようにゲート・ドライバに電力を供給します。LT3958にはINTVCC電源のための低電圧ロックアウト・コンパレータA8と過電圧ロックアウト・コンパレータA9が組み込まれています。INTVCCの低電圧（UV）スレッショルドは3.75V（標準）で0.15Vのヒステリシスがあり、内部MOSFETがオンする前に十分なゲート・ドライブ電圧が確実に与えられます。LT3958内部のロジック回路への給電も内部INTVCCから行われます。

INTVCCの過電圧スレッショルドは、パワーMOSFETのゲートを保護するために12.8V（標準）に設定されています。INTVCCがUVスレッショルドを下回るか過電圧スレッショルドを上回ると、内部パワースイッチがオフしてソフトスタート動作がトリガされます。

INTVCCレギュレータは、少なくとも4.7μFのセラミック・コンデンサを使い、ICピンのすぐ近くでSGNDにバイパスする必要があります。MOSFETゲート・ドライバが必要とする高い過渡電流を供給するには、十分なバイパスが必要です。

実際のアプリケーションでは、デバイスの消費電流のほとんどが内部パワーMOSFETのゲート容量のドライブに使われます。内部パワーMOSFETが高い周波数でドライブされてVIN電圧が高いときは、内部電力損失が大きくなることがあります。

ゲート・ドライブ用内部LDOの電力消費を小さくして効率を上げる効果的な方法は、内部LDOレギュレータをオフできるような十分に高い外部電圧源にINCTVCCピンを接続することです。

入力電圧VINがINTVCCの過電圧ロックアウト・スレッショルド電圧（12.8V）を超えなければ、INTVCCピンをVINピンに直接短絡することができます。この状態では内部LDOがオフし、ゲート・ドライバは入力電圧VINから直接電力を供給されます。ただし、INTVCCピンをVINに短絡すると、シャットダウン・モードでわずかな電流（約16µA）がINTVCCに負荷として加わります。シャットダウン・モードの入力消費電流をできるだけ小さくする必要のあるアプリケーションでは、INTVCCピンをVINに接続しないでください。

SEPICアプリケーションやフライバック・アプリケーションでは、VOUTが以下の条件を満たす場合、図2に示すようにブロッキング・ダイオードを介してINTVCCピンを出力電圧VOUTに接続することができます。

1. VOUT < VIN（ピン電圧）

2. VOUT < 12.8V（標準）

図2に示すように、VOUTからの突入電流を制限するために抵抗RVCCを接続することができます。INTVCCピンが外部電圧源に接続されているか否かに関係なく、INTVCCピンとSGNDピンに隣接させた4.7μFの低ESRセラミック・コンデンサを使って、常にドライバ回路をグランドにバイパスする必要があります。

図2. INTVCCをVOUTに接続

CVCC4.7µF

VOUT

3958 F02

INTVCC

SGND

LT3958

RVCCDVCC

LT3958

113958f

アプリケーション情報動作周波数と同期動作周波数は、デバイス内部の電力損失に基づいて選択できます（ICの接合部温度が125を超えないようにするためにスイッチング周波数を低くしなければならない場合があります）。また、効率と部品サイズの間でトレードオフが必要です。低周波数動作では、ゲート・ドライブ電流と、MOSFETおよびダイオードのスイッチング損失が減少して効率が向上します。ただし、低周波数動作には物理的に大きなインダクタが必要です。スイッチング周波数はループ補償にも関係します。LT3958には固定周波数アーキテクチャが使われており、図1に示すように、RTピンからグランドに1本の外付け抵抗を接続して100kHz～1000kHzの範囲で設定することができます。LT3958を正しく動作させるには、RTピンとSGNDの間に外付け抵抗を接続する必要があります。特定の動作周波数に対応するRT値を表1に示します。

表1. タイミング抵抗（RT）の値スイッチング周波数（kHz） RT（kΩ）

100 140

200 63.4

300 41.2

400 30.9

500 24.3

600 19.6

700 16.5

800 14

900 12.1

1000 10.5

LT3958の動作周波数は外部クロック・ソースに同期させることができます。デジタル・クロック信号をSYNCピンに与えることにより、LT3958はSYNCのクロック周波数で動作します。LT3958は、各SYNCクロック・サイクルの立ち上がりエッジを検出します。この機能を使用する場合は、SYNCパルスの周波数よりも20%遅いスイッチング周波数を設定するようにRT抵抗を選ぶ必要があります。この機能を使わない場合はSYNCピンをSGNDに接続します。SYNC入力クロックのパルス幅は少なくとも200nsとすることを推奨します。

デューティ・サイクルに関する検討事項スイッチング・デューティ・サイクルはコンバータの動作を決める重要な変数です。したがって、その制限値を検討する必要があります。最小オン時間は、LT3958がパワーMOSFETをオンすることができる最小時間で、この時間は一般に約250ns（標準）です（「電気的特性」の表の「Minimum On-Time」を参照）。LT3958は、スイッチング・サイクルごとにパワースイッチを少なくとも200ns（標準）オフに保ちます（「電気的特性」の表の「Minimum Off-Time」を参照）。

コンバータが発生可能なスイッチング・デューティ・サイクルの最小値と最大値は、最小オン時間、最小オフ時間、およびスイッチング周波数によって決まります。

最小デューティ・サイクル = 最小オン時間 • 周波数

最大デューティ・サイクル = 1-（最小オフ時間 • 周波数）

出力電圧の設定出力電圧VOUTは、図1に示すように抵抗分割器によって設定されます。正と負のVOUTは以下の式によって設定されます。

VOUT,POSITIVE =1.6V • 1+R2R1

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

VOUT,NEGATIVE = –0.8V • 1+R2R1

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

抵抗R1とR2は、普通、通常動作時にFBXピンに流れ込む電流によって生じる誤差が1%未満になるように選択します（これに相当するR1の最大値は約158kです）。

LT3958

123958f

ソフトスタートLT3958は、起動時またはフォールト状態からの回復時にピーク・スイッチ電流と出力電圧（VOUT）のオーバーシュートを制限する機能をいくつか備えています。これらの機能の主な目的は、外付け部品や負荷の損傷を防ぐことです。

スイッチング・レギュレータには、起動時に大きなピーク・スイッチ電流が発生することがあります。VOUTはその最終値にほど遠く、帰還ループは飽和して、レギュレータは出力コンデンサをできるだけ単時間に充電しようとするので、大きなピーク電流が発生します。大きなサージ電流はインダクタを飽和させたり、パワースイッチの機能不良を生じさせたりすることがあります。

LT3958はSSピンを使ってこのメカニズムに対応します。図1に示すように、SSピンは、Q2を介してVCピンをプルダウンすることにより、パワーMOSFETの電流を減らします。このようにしてSSピンは、起動時のピーク電流を制限しながら、出力コンデンサをその最終値に向かって徐々に充電することを可能にします。標準的な起動波形は「標準的性能特性」のセクションに示されています。インダクタ電流ILのスルーレートはソフトスタート機能によって制限されます。

ソフトスタートはEN/UVLOを使った起動によってトリガされますが、以下のフォールトによってトリガされることもあります。

1. INTVCC > 12.8V（標準）

2. INTVCC < 3.55V

3. サーマル・ロックアウト

これら3つのフォールトのどれかが発生すると、LT3958は直ちにスイッチングを停止します。SSピンはQ3によって放電します。全てのフォールトがクリアされてSSピンが0.2Vより低い電位まで放電すると、10μAの電流源IS2がSSピンを充電し始め、ソフトスタート動作が開始されます。

ソフトスタート時間は、次式に従ってソフトスタート・コンデンサを選択することによって設定します。

TSS =CSS •1.25V10µA

FBX周波数フォールドバックSEPICコンバータ、反転コンバータ、またはフライバック・コンバータの起動時、またはこれらのコンバータの出力短絡時でVOUTが非常に低いときは、スイッチオフ時間中のインダクタ電流の減衰速度が非常に遅いので、スイッチング・レギュレータは、パワースイッチの電流を電流制限範囲内に維持するために低いデューティ・サイクルで動作する必要があります。最小オン時間の制約により、設定されたスイッチング周波数ではスイッチャが十分低いデューティ・サイクルを達成できないことがあります。そのため、スイッチ電流は各スイッチ・サイクルにわたって増加し続け、設定された電流制限を超えます。スイッチのピーク電流が設定された値を超えるのを防ぐため、LT3958は、FBX電圧が低いときにスイッチング周波数を下げる周波数フォールドバック機能を備えています（「標準的性能特性」のセクションの「正規化されたスイッチング周波数とFBX」のグラフを参照）。

周波数フォールドバックの間は、周波数の減少が妨げられないように外部クロックへの同期はディスエーブルされます。

ループ補償ループ補償は安定性と過渡性能を決定します。LT3958は電流モード制御を使って出力を安定化するので、ループ補償が簡単になります。最適値は、コンバータのトポロジー、部品の値、および動作条件（入力電圧、負荷電流などを含む）に依存します。LT3958の帰還ループを補償するには、通常、直列RCネットワークをVCピンからSGNDに接続します。標準的なVC補償ネットワークを図1に示します。ほとんどのアプリケーションではコンデンサを470pF～2.2nFの範囲に、抵抗を5k～50kの範囲にします。多くの場合は、内部エラーアンプを介して出力電圧リップルから生じるVC電圧リップルを減衰させるために、小さなコンデンサをRC補償ネットワークに並列に接続します。この並列コンデンサの値は通常10pF～100pFの範囲です。補償ネットワークを設計する実際的な手法として、このデータシートの回路の中から目的のアプリケーションに似た回路を選んで出発点とし、補償ネットワークを調整して性能を最適化します。次に、負荷電流、入力電圧、温度などを含め、全ての動作条件にわたって安定性をチェックします。補償に関しては「アプリケーション・ノート76」が良い基準となります。

アプリケーション情報

LT3958

133958f

内部パワースイッチ電流LT3958は、制御と保護のために、GNDとMOSFETソースの間にあるセンス抵抗（RSENSE）を使用して内部パワーMOSFETの電流を測定します。内部スイッチ電流（ISW）の標準的な波形を図3に示します。

内部電力損失とサーマル・ロックアウト（TLO）LT3958の内部電力損失は次の式で予測できます。

PIC ≈ I2SW • D • RDS（ON）＋V2SW（PEAK） • ISW • ƒ • 200pF/A＋

VIN • （1.6mA＋ƒ • 10nC）

ここでRDS（ON）は内部スイッチのオン抵抗で、これは「標準的性能特性」のセクションに示されています。VSW（PEAK）はスイッチオフ状態でのピーク電圧です。最大電力損失PIC（MAX）は、最大出力電流時のすべてのVIN範囲にわたってPICを比較することによって得られます。最大接合部温度は次の式で予測できます。

TJ（MAX） ≈ TA＋PIC（MAX） • 42/W

接合部温度制限を超えないことを確認するには、定常状態でデバイス温度を測定することを推奨します。TJ（MAX）が125を超えないように、スイッチング周波数を低くしなければならないことがあります。

LT3958のダイ温度が165のサーマル・ロックアウト・スレッショルドに達すると、デバイスはいくつかの保護対策を開始します。パワースイッチはオフして、ソフトスタート動作がトリガされます。接合部温度が5（公称）下がるとデバイスは再びイネーブルされます。

図3. スイッチング・サイクル中のスイッチ電流

3958 F03

ISW(PEAK)

∆ISW

ISW

tDTS

TS

図4. SENSE1ピンとSENSE2ピンのRCフィルタ

3958 F04

LT3958

RFLT

CFLT

SENSE2

SGND

SENSE1

LT3958では内部パワースイッチの電流が制限されているので（最小3.3A）、このデバイスは、定常状態の通常動作時にスイッチのピーク電流ISW（PEAK）が3.3Aよりも小さく、なおかつ十分なマージン（10%以上を推奨）を取れるようなアプリケーションに使用するべきです。

LT3958のスイッチング・コントローラは、M1がオンした直後のRSENSEにおける電流検出信号のリンギングをブランキングするために、100nsのタイミング時間を備えています。このリンギングは、PCBトレース、センス抵抗、ダイオード、およびMOSFETの寄生インダクタンスと容量によって生じます。100nsのタイミング時間は、LT3958のほとんどのアプリケーションにとって適切な値です。電流検出信号に非常に大きく長いリンギングが生じるアプリケーションでは、小さなRCフィルタを追加して過度のリンギングをフィルタ処理することができます。SENSE1ピンとSENSE2ピンのRCフィルタを図4に示します。通常は、22ΩのRFLTと2.2nF～10nFのCFLTを選択すれば十分です。RFLTの抵抗は小さく抑えてください。SENSE2ピンからは65μA（標準）が流れ出ていることに留意してください。RFLTの追加は内部パワースイッチの電流制限スレッショルドに影響を与えます。

ISW _ILIM = 1−65µA •RFLT

48mV⎛⎜⎝

⎞⎟⎠• 3.3A


LT3958

143958f

アプリケーション回路LT3958はさまざまなトポロジーとして構成することができます。以下ではまず昇圧コンバータについて検討し、次いでフライバック・コンバータ、SEPICコンバータ、そして反転コンバータについて検討していきます。

昇圧コンバータ：スイッチのデューティ・サイクルと周波数LT3958は、コンバータの出力電圧が入力電圧より高いアプリケーションでは昇圧コンバータとして構成することができます。昇圧コンバータは短絡保護されていないことに注意してください。出力短絡状態では、インダクタ電流を制限するのは入力電源の供給能力だけです。短絡保護された昇圧コンバータが必要なアプリケーションについては、この「アプリケーション情報」のSEPICコンバータを取り上げたセクションを参照してください。

デューティ・サイクルの関数としての変換比は次の通りです。

VOUTVIN

=1

1−D

これは連続導通モード（CCM）における比率です。

CCMで動作している昇圧コンバータの場合、メイン・スイッチのデューティ・サイクルは出力電圧（VOUT）および入力電圧（VIN）に基づいて計算することができます。デューティ・サイクル（DMAX）が最大値を取るのはコンバータの入力電圧が最小のときです。

DMAX =VOUT − VIN(MIN)

VOUT

不連続導通モード（DCM）では与えられた周波数で高い変換比が得られますが、効率が低下してスイッチング電流も増加します。

昇圧コンバータ：最大出力電流能力とインダクタの選択昇圧トポロジーの場合、最大平均インダクタ電流は次式で与えられます。

IL(MAX)= IO(MAX) •1

1−DMAX

LT3958では内部パワースイッチの電流が制限されているので、このデバイスは、最大出力電流（IO（MAX））が最大出力電流能力よりも小さく、なおかつ十分なマージン（10%以上を推奨）を取れる昇圧コンバータに使用するべきです。

IO(MAX)≤VIN(MIN)

VOUT• 3.3A − 0.5 • ∆ISW( )

インダクタ・リップル電流∆ISWは、インダクタ値の選択とコンバータの最大出力電流能力に直接影響を与えます。∆ISWの値を小さくすると出力電流能力は向上しますが、大きなインダクタンスが必要になって電流ループの利得が減少します（コンバータは電圧モードに近づきます）。∆ISWの値を大きくすれば過渡応答が速くなり、インダクタンスも小さくすることができますが、入力電流リップルが大きくなってコア損失も大きくなり、出力電流能力が低下します。∆ISWの値は0.6Aよりも小さくすることを推奨します。

動作入力電圧範囲が与えられ、動作周波数とインダクタのリップル電流を選択すれば、次式を使って昇圧コンバータのインダクタの値を決めることができます。

L =VIN(MIN)

∆ISW • ƒ•DMAX

ピーク・インダクタ電流はスイッチ電流制限（標準4A）で、RMSインダクタ電流はIL（MAX）とほぼ等しくなります。十分な飽和電流定格とRMS電流定格のインダクタを選ぶ必要があります。

昇圧コンバータ：出力ダイオードの選択効率を最大にするには、順方向の電圧降下が小さく、逆方向のリーク電流の小さな高速スイッチング・ダイオードが適しています。ダイオードが耐えなければならないピーク逆電圧は、レギュレータの出力電圧に、オン時間中にアノード-カソード間に発生する追加リンギングを加えた電圧に等しくなります。また、通常動作の平均順方向電流は出力電流に等しくなります。

ピーク繰り返し逆電圧定格VRRMがVOUTより高く、なおかつ安全マージンを取れるものを推奨します（通常は10Vの安全マージンが取れれば十分です）。


LT3958

153958f

ダイオードの電力損失は次のとおりです。

PD = IO（MAX） • VD

ここでVDはダイオードの順方向電圧降下で、ダイオードの接合部温度は次のとおりです。

TJ = TA＋PD • RθJA

通常この式で使われるRθJAには、デバイスのRθJCと、ボードから筐体内周囲温度への熱抵抗が含まれます。TJがダイオードの最大接合部温度定格を超えてはいけません。

昇圧コンバータ：出力コンデンサの選択与えられた出力リップル電圧に対する適切な出力コンデンサを選択するときは、ESR（等価直列抵抗）、ESL（等価直列インダクタンス）、およびバルク容量による影響を考慮する必要があります。標準的な昇圧コンバータにおいて、これら3つのパラメータ（ESR、ESL、バルクC）が出力電圧リップル波形に与える影響を図5に示します。

部品の選択は、（出力電圧のパーセンテージで表した）最大許容リップル電圧の検討と、このリップルをESRによるステップ状∆VESRと充放電による∆VCOUTの間でどのように分割すべきかの検討から始めます。問題を単純化するために最大出力リップルとして2%を選択し、これを∆VESRと∆VCOUTの間で等分することにします。このパーセンテージ・リップルはアプリケーションの要件に応じて変化しますが、以下の式を簡単に修正することができます。全リップル電圧への影響が1%の場合、出力コンデンサのESRは次式で決めることができます。

ESRCOUT ≤0.01• VOUTID(PEAK)

バルクC部品による全リップルへの影響も1%ですが、この場合は次のようになります。

COUT ≥IO(MAX)

0.01• VOUT • ƒ

図5に示されているように、昇圧レギュレータの出力コンデンサには大きなRMSリップル電流が流れます。出力コンデンサのRMSリップル電流定格は次式を使って決めることができます。

IRMS(COUT) ≥IO(MAX) •DMAX

1−DMAX

ESRの要件を満たすために、複数のコンデンサを並列に接続することがよくあります。通常、ESRの要件が満たされれば、その容量はフィルタ処理に関して妥当であり、必要なRMS電流定格を備えています。一般にセラミック・コンデンサを並列に追加するのは出力コンデンサの寄生インダクタンスの影響を減らすためであり、それによってコンバータ出力の高周波スイッチング・ノイズが減少します。

昇圧コンバータ：入力コンデンサの選択昇圧コンバータの入力コンデンサは出力コンデンサほど条件が厳しくありません。これはインダクタが入力に直列に接続されていることと、入力電流波形が連続的であることによります。入力コンデンサの容量は入力電圧源のインピーダンスによって決まりますが、この容量は標準で1μF～100μFです。出力コンデンサの場合ほど条件は厳しくありませんが、低ESRのコンデンサを推奨します。

昇圧コンバータの入力コンデンサのRMSリップル電流は次のとおりです。

IRMS（CIN） = 0.3 • ∆IL

図5. 昇圧コンバータの出力リップル波形

VOUT(AC)

tON

∆VESR

全インダクタンス（基板＋コンデンサ）によるリンギング

∆VCOUT

3958 F05

tOFF


LT3958

163958f

不連続モード動作におけるフライバック・コンバータの波形を図7に示します。各スイッチング周期TSには、DTS、D2TS、D3TSの3つのサブインターバルが生じます。DTSの間はMがオンし、Dが逆バイアスされます。D2TSの間はMがオフし、LSに電流が流れます。D3TSの間はLP電流とLS電流の両方がゼロになります。

フライバック・コンバータの不連続モード動作時の変換比は次のようになります。

VOUTVIN

=NSNP

•DD2

図6に従い、ピークSW電圧は次のようになります。

VSW（PEAK） = VIN（MAX）＋VSN

ここで、VSNはスナバ・コンデンサの電圧です。VSNが小さいほどスナバの損失が大きくなります。適切なVSNは反映される出力電圧の1.5～2倍です。

VSN = k •VOUT • NP

NS

k = 1.5～2

「絶対最大定格」の表によれば、SW電圧の絶対最大値は84Vです。したがって、（連続モード動作と不連続モード動作の両方に対する）最大1次/2次巻数比は次のようになります。

NPNS

≤84V − VIN(MAX)

k • VOUT

フライバック・コンバータのアプリケーションLT3958は、コンバータが複数の出力、高い出力電圧、または絶縁された出力を備えているアプリケーションではフライバック・コンバータとして構成することができます。フライバック・コンバータの簡略図を図6に示します。

フライバック・コンバータは複数出力構成時の部品数が非常に少なく、巻数比を慎重に選択すれば望みのデューティ・サイクルで出力/入力の電圧変換比を高くすることができます。ただし、大きなピーク電流、高いピーク電圧、さらにその結果生じる電力損失により、効率が低下します。通常、フライバック・コンバータは50W未満の出力電力に使われます。

フライバック・コンバータは、連続モードまたは不連続モードのどちらでも動作するように設計することができます。連続モードに対する不連続モードの長所はトランスのインダクタンスが小さくループ補償が容易なことで、短所はピークと平均の電流比が高く、効率が低いことです。

図7. 不連続モード動作におけるフライバック・コンバータの波形

3958 F07

ISW

VSW

ID

tDTS D2TS D3TS

ID(MAX)

TS

図6. フライバック・コンバータの簡略図

NP:NSVIN

CIN CSNVSNLP

DSUGGESTED

RCD SNUBBER

ID

ISW

3958 F06GND

SW

LT3958

LS

+

–

RSN

DSN

+

–+VOUTCOUT

+

フライバック・コンバータ：スイッチのデューティ・サイクルと巻数比フライバック・コンバータの連続モード動作時の変換比は次のようになります。

VOUTVIN

=NSNP

•D

1−D

ここで、NS/NPは1次巻線に対する2次巻線の巻数比、Dはデューティ・サイクルです。


LT3958

173958f

前の式に従い、スイッチのデューティ・サイクルや巻数比は特定のアプリケーションに合わせて比較的自由に選択することができます。デューティ・サイクルと巻数比の選択には多数の変数が関係するため、ある程度の反復作業が必要です。出発点としては、デューティ・サイクルまたは巻数比のどちらかを選択することができます。スイッチのデューティ・サイクルまたは巻数比の選択の際には、コンバータの性能を最適化するために以下のトレードオフを検討する必要があります。デューティ・サイクルを高くすると、以下の点でフライバック・コンバータに影響が生じます。

• MOSFETのRMS電流ISW（RMS）が減少ますが、MOSFETのVSWピーク電圧は上がります。

• ダイオードのピーク逆電圧が下がりますが、ダイオードのRMS電流ID（RMS）は増加します。

•トランスの巻数比（NP/NS）が大きくなります。

デューティ・サイクルは20%～80%とすることを推奨します。

フライバック・コンバータ：最大出力電流能力とトランスの設計連続導通モード（CCM）に対する最大出力電流能力とトランスの設計は、以下の要領で選択します。

デューティ・サイクル（DMAX）が最大値を取るのは、コンバータのVINが最小のときです。

DMAX =

VOUT •NPNS

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

VOUT •NPNS

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠+ VIN(MIN)

LT3958では内部パワースイッチの電流が制限されているので、このデバイスは、最大出力電流（IO（MAX））が最大出力電流能力よりも小さく、なおかつ十分なマージン（10%以上を推奨）を取れるフライバック・コンバータに使用するべきです。

IO(MAX) ≤VIN(MIN)

VOUT•DMAX • 3.3A − 0.5 • ∆ISW( )

トランス・リップル電流∆ISWは、トランスの設計/選択とコンバータの出力電流能力に直接影響を与えます。∆ISWの値を小さくすると出力電流能力は向上しますが、大きな1次インダクタンスと2次インダクタンスが必要になって電流ループの利得が減少します（コンバータは電圧モードに近づきます）。∆ISWの値を大きくすれば1次インダクタンスと2次インダクタンスを小さくすることができますが、入力電流リップルが大きくなってコア損失も大きくなり、出力電流能力が低下します。∆ISWの値は0.6Aよりも大きくすることを推奨します。

動作入力電圧範囲が与えられ、動作周波数と1次巻線のリップル電流を選択すれば、次式を使って1次巻線のインダクタンスを計算することができます。

L =VIN(MIN)


1次巻線のピーク電流はスイッチ電流制限値（標準4A）です。1次および2次の最大RMS電流は次のとおりです。

ILP(RMS) ≈ POUT(MAX)

DMAX • VIN(MIN) • η

ILS(RMS) ≈ IOUT(MAX)

1−DMAX

ここで、ηはコンバータの効率です。

前出の式に基づき、トランスは十分な飽和電流定格とRMS電流定格のものを設計/選択する必要があります。

フライバック・コンバータ：スナバの設計トランスの漏れインダクタンス（1次または2次のいずれか）は、MOSFETがオフした後に電圧スパイクを発生させます。これは負荷電流が大きくなるほど顕著になります。負荷電流が大きければ蓄積されるエネルギーも大きくなり、消費しなければならないエネルギーが増えるからです。場合によっては、MOSFETのドレイン・ノードでの過電圧ブレークダウンを防ぐために、スナバ回路が必要になります。スナバ回路にはさまざまな種類があり（RCスナバ、RCDスナバなど）、スナバの設計に関しては「アプリケーション・ノート19」が良い参考になります。RCDスナバを図6に示します。


LT3958

183958f

スナバ抵抗の値（RSN）は次式を使って計算できます。

RSN = 2 •V2

SN − VSN • VOUT •NPNS

I2SW(PEAK) •LLK • ƒ

LLKは1次巻線の漏れインダクタンスで、通常これはトランス特性の中で規定されています。LLKは、2次巻線を短絡させた状態で1次インダクタンスを測定することによって得ることができます。スナバ・コンデンサの値（CSN）は次式を使って求めることができます。

CSN =VSN

∆VSN •RSN • ƒ

ここで∆VSNはCSN両端の電圧リップルで、∆VSNの妥当な値はVSNの5%～10%です。DSNの逆電圧定格はVSNとVIN（MAX）の和より高くする必要があります。

フライバック・コンバータ：出力ダイオードの選択フライバック・コンバータの出力ダイオードは、大きなRMS電流とピーク逆電圧のストレスに曝されます。順方向の電圧降下が小さく、逆方向のリーク電流も小さい高速スイッチング・ダイオードが適しています。出力電圧が100Vより低い場合はショットキー・ダイオードを推奨します。

次式を使って、必要なピーク繰り返し逆電圧定格VRRMを近似します。

VRRM >NSNP

• VIN(MAX)+ VOUT



ダイオードの接合部温度は次のとおりです。

TJ = TA＋PD • RθJA

通常この式で使われるRθJAには、デバイスのRθJCと、基板から筐体内周囲温度への熱抵抗が含まれます。TJがダイオードの最大接合部温度定格を超えてはいけません。

フライバック・コンバータ：出力コンデンサの選択フライバック・コンバータの出力コンデンサの動作条件は、昇圧コンバータの動作条件に似ています。COUTとESRCOUTの計算に関しては、「昇圧コンバータ：出力コンデンサの選択」のセクションを参照してください。

連続動作における出力コンデンサのRMSリップル電流定格は、次式を使って決めることができます。

IRMS(COUT),CONTINUOUS ≈ IO(MAX) •DMAX

1−DMAX

フライバック・コンバータ：入力コンデンサの選択フライバック・コンバータの入力コンデンサは、不連続1次電流による大きなRMS電流に曝されます。大きな過渡電圧を防ぐには、最大RMS電流に合わせてサイズを決定した低ESR入力コンデンサを使用します。連続動作における入力コンデンサのRMSリップル電流定格は、次式を使って決めることができます。

IRMS(CIN),CONTINUOUS ≈POUT(MAX)

VIN(MIN) • η•

1−DMAXDMAX

SEPICコンバータのアプリケーション図1に示すように、LT3958はSEPIC（シングルエンド・プライマリ・インダクタンス・コンバータ）として構成可能です。このトポロジーでは、望みの出力電圧よりも入力電圧を高くする、出力電圧と入力電圧を等しくする、あるいは出力電圧よりも入力電圧を低くすることができます。デューティ・サイクルの関数としての変換比は次のとおりです。

VOUT + VDVIN

=D

1−D


SEPICコンバータでは、入力と出力の間にDC経路が存在しません。これは、回路がシャットダウン状態のとき入力ソースから出力を遮断する必要のあるアプリケーションでは、昇圧コンバータより有利です。


LT3958

193958f

フライバック・コンバータに比べ、SEPICコンバータには、パワーMOSFETと出力ダイオードの両方の電圧がコンデンサ（CIN、CDC、およびCOUT）によってクランプされるという利点があるので、パワーMOSFETと出力ダイオード両端の電圧リンギングが小さくなります。SEPICコンバータに必要な入力コンデンサは、フライバック・コンバータの入力コンデンサよりはるかに小さくてすみます。これは、SEPICコンバータでは、（入力に直列に接続された）インダクタL1を流れる電流が連続しているためです。

SEPICコンバータ：スイッチのデューティ・サイクルと周波数CCMで動作しているSEPICコンバータの場合、メイン・スイッチのデューティ・サイクルは出力電圧（VOUT）、入力電圧（VIN）、およびダイオード順方向電圧（VD）に基づいて計算することができます。

デューティ・サイクル（DMAX）が最大値を取るのは、コンバータの入力電圧が最小のときです。

DMAX =VOUT + VD

VIN(MIN)+ VOUT + VD

SEPICコンバータ：最大出力電流能力とインダクタの選択図1に示すように、SEPICコンバータには2個のインダクタL1とL2があります。L1とL2は別個のものでもかまいませんが、スイッチング・サイクルを通してL1とL2には同じ電圧が加わるので、同じコアに巻くこともできます。

SEPICトポロジーの場合、L1を流れる電流はコンバータの入力電流です。出力電力は理想的には入力電力に等しいという事実に基づき、L1とL2の最大平均インダクタ電流は次のようになります。

IL1(MAX) = IIN(MAX) = IO(MAX) •DMAX

1−DMAX

IL2(MAX) = IO(MAX)

SEPICコンバータでは、パワースイッチがオンのときスイッチ電流はIL1＋IL2に等しいので、最大平均スイッチ電流は次のようになります。

ISW(MAX) = IL1(MAX) + IL2(MAX) = IO(MAX) •1

1−DMAX

LT3958では内部パワースイッチの電流が制限されているので、このデバイスは、最大出力電流（IO（MAX））が出力電流能力よりも小さく、なおかつ十分なマージン（10%以上を推奨）を取れるSEPICコンバータに使用するべきです。

IO（MAX） < （1−DMAX） • （3.3A−0.5 • ∆ISW）

インダクタ・リップル電流∆IL1と∆IL2は同じ値です。

∆IL1 = ∆IL2 = 0.5 • ∆ISW

インダクタ・リップル電流∆ISWは、インダクタ値の選択とコンバータの最大出力電流能力に直接影響を与えます。∆ISWの値を小さくすると、大きなインダクタンスが必要になって電流ループの利得が減少します（コンバータは電圧モードに近づきます）。∆ISWの値を大きくすればインダクタンスを小さくすることができますが、入力電流リップルが大きくなってコア損失も大きくなり、出力電流能力が低下します。∆ISWの値は0.6Aよりも大きくすることを推奨します。

動作入力電圧範囲が与えられ、動作周波数とインダクタのリップル電流を選択すれば、次式を使ってSEPICコンバータのインダクタの値（L1とL2は独立）を決めることができます。

L1=L2=VIN(MIN)

1.5A • ∆ISW • ƒ•DMAX

ほとんどのSEPICアプリケーションでは、等しいインダクタの値は1μH～100μHの範囲に収まります。


LT3958

203958f

L1 = L2としてそれらを同じコアに巻くと、相互インダクタンスにより前の式のインダクタンス値は2Lで置き換えられます。

L =VIN(MIN)


これにより、これらのインダクタのリップル電流と蓄積エネルギーは同じ値に保たれます。ピーク・インダクタ電流は次のようになります。

IL1（PEAK） = IL1（MAX）＋0.5 • ∆IL1

IL2（PEAK） = IL2（MAX）＋0.5 • ∆IL2

最大RMSインダクタ電流は最大平均インダクタ電流とほぼ等しくなります。

前出の式に基づき、インダクタは十分な飽和電流定格とRMS電流定格のものを選ぶ必要があります。

SEPICコンバータ：出力ダイオードの選択効率を最大にするには、順方向の電圧降下が小さく、逆方向のリーク電流の小さな高速スイッチング・ダイオードが適しています。また、通常動作の平均順方向電流は出力電流に等しくなります。

ピーク繰り返し逆電圧定格VRRMがVOUT＋VIN（MAX）より高く、なおかつ安全マージンを取れるものを推奨します（通常は10Vの安全マージンが取れれば十分です）。



ここでVDはダイオードの順方向電圧降下で、ダイオードの接合部温度は次のとおりです。

TJ = TA + PD • RθJA

通常、この式で使われるRθJAには、デバイスのRθJCと、基板から筐体内周囲温度への熱抵抗が含まれます。TJがダイオードの最大接合部温度定格を超えてはいけません。

SEPICコンバータ：出力コンデンサと入力コンデンサの選択SEPICコンバータの出力コンデンサと入力コンデンサの選択は昇圧コンバータの場合と同様です。「昇圧コンバータ：出力コンデンサの選択」のセクションと、「昇圧コンバータ：入力コンデンサの選択」のセクションを参照してください。

SEPICコンバータ：DCカップリング・コンデンサの選択DCカップリング・コンデンサ（図1に示すCDC）のDC電圧定格は、最大入力電圧より大きくする必要があります。

VCDC > VIN（MAX）

CDCの電流波形はほぼ矩形です。スイッチのオフ時間中にCDCを流れる電流はIINですが、オン時間中は約-IOの電流が流れます。カップリング・コンデンサのRMS定格は次式によって決まります。

IRMS(CDC) >IO(MAX) •VOUT + VDVIN(MIN)

CDCには、ESRとESLの小さなX5RまたはX7Rのセラミック・コンデンサが適しています。

反転コンバータのアプリケーション図8に示すように、LT3958はデュアル・インダクタの反転トポロジーとして構成することができます。VINに対するVOUTの比は次のようになります。

VOUT − VDVIN

= −D

1−D


図8. 反転コンバータの間略図

CDC

VIN

CIN

L1

D1

COUT VOUT

3758 F10

+

GND

LT3958

SW

L2

+

–+ –

+


LT3958

213958f

反転コンバータ：スイッチのデューティ・サイクルと周波数CCMで動作している反転コンバータの場合、メイン・スイッチのデューティ・サイクルは出力電圧（VOUT）および入力電圧（VIN）に基づいて計算することができます。

デューティ・サイクル（DMAX）が最大値を取るのは、コンバータの入力電圧が最小のときです。

DMAX =VOUT − VD

VOUT − VD − VIN(MIN)

反転コンバータ：出力ダイオードと入力コンデンサの選択反転コンバータのインダクタ、出力ダイオード、および入力コンデンサの選択は、SEPICコンバータの場合と同様です。該当するSEPICコンバータのセクションを参照してください。

反転コンバータ：出力コンデンサの選択反転コンバータの出力リップルを昇圧コンバータ、フライバック・コンバータ、SEPICコンバータと同程度にするには、はるかに小さな出力コンデンサを使う必要があります。これは、反転コンバータではインダクタL2が出力に直列であり、出力コンデンサを流れるリップル電流が連続的であることによります。出力リップル電圧は、出力コンデンサのESRとバルク容量を流れるL2のリップル電流によって生じます。

∆VOUT(P–P) = ∆IL2 • ESRCOUT +1

8 • ƒ •COUT

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

最大出力リップルを規定すれば、上式に従って出力コンデンサを選択することができます。

X5RまたはX7R誘電体使用の高品質セラミック・コンデンサを使うことによってESRを最小にすることができます。多くのアプリケーションでは、セラミック・コンデンサでも十分に出力電圧リップルを制限できます。

出力コンデンサのRMSリップル電流定格は次の値より大きくする必要があります。

IRMS（COUT） > 0.3 • ∆IL2

反転コンバータ：DCカップリング・コンデンサの選択DCカップリング・コンデンサ（図10に示すCDC）のDC電圧定格は、最大入力電圧から出力電圧（負電圧）を差し引いた値より大きくする必要があります。

VCDC > VIN（MAX） – VOUT

CDCの電流波形はほぼ矩形です。スイッチのオフ時間中にCDCを流れる電流はIINですが、オン時間中は約-IOの電流が流れます。カップリング・コンデンサのRMS定格は次式によって決まります。

IRMS(CDC) >IO(MAX) •DMAX

1−DMAX

CDCには、ESRとESLの小さなX5RまたはX7Rのセラミック・コンデンサが適しています。

基板のレイアウトLT3958は高電力な上に高速で動作するので、基板のレイアウトと部品の配置には細心の注意が必要です。入力電圧、スイッチング周波数、内部パワースイッチの電流が高い場合はLT3958の内部電力損失に十分な注意を払い、接合部温度が125を超えないようにする必要があります。周囲温度が高い状態でデバイスを使用する場合、このことは特に重要です。パッケージ底面の露出パッドはデバイスのSGNDとSW端子であり、それぞれSGNDグランド・プレーンとSWプレーンに半田付けする必要があります。プリント回路基板のビアを多数使って、できるだけ面積の大きな銅プレーンにデバイスの熱を逃がすことを推奨します。

電磁放射や高周波共振の問題を防ぐには、デバイスに接続する部品、特にdi/dtの高い電力経路を適切にレイアウトすることが不可欠です。以下に示す各種トポロジーの高di/dtループは、誘導性リンギングを減らすためにできるだけ狭くする必要があります。

• 昇圧構成の高di/dtループには、出力コンデンサ、内部パワーMOSFET、ショットキー・ダイオードが含まれます。


LT3958

223958f

•フライバック構成の高di/dt1次ループには、入力コンデンサ、1次巻線、内部パワーMOSFETが含まれます。高di/dt2次ループには、出力コンデンサ、2次巻線、出力ダイオードが含まれます。

• SEPIC構成の高di/dtループには、内部パワーMOSFET、出力コンデンサ、ショットキー・ダイオード、カップリング・コンデンサが含まれます。

• 反転構成の高di/dtループには、内部パワーMOSFET、ショットキー・ダイオード、カップリング・コンデンサが含まれます。

SW-GND電圧をデバイスの端子間で直接測定することによって、内部パワーMOSFETに加わるストレスをチェックします。

誘導性リンギングが内部パワーMOSFETの最大定格（84V）を超えないようにしてください。

小信号部品は高周波数のスイッチング・ノードから離して配置する必要があります。最適なロード・レギュレーションと真のリモートセンスを実現するには、出力電圧検出用抵抗分割器のトップを出力コンデンサのトップに単独で接続し（ケルビン接続）、すべての高dV/dtトレースから離す必要があります。高インピーダンスのFBXノードを短くするために、分割器の抵抗はLT3958の近くに配置します。

48V出力の昇圧コンバータの推奨レイアウトを図9に示します（「標準的応用例」のセクションを参照）。

3958 F09

LT3958

37

38

12 13 14 15 16 17

36 35 34 33 32 31 30

21

23

24

25

27

28

8

6

4

3

2

1

209

10

VIA TO VOUTR1

R2CSS

RT RC CC

CVCC

R3

R4

D1L1COUTCOUT

CIN

GND VOUT

VIN

VIA TO VOUT

VIAS TO SGND GROUND PLANEVIAS TO SW PLANE

図9. 昇圧コンバータ（10V～40V入力、48V出力）の推奨レイアウト


LT3958

233958f

表2. 推奨部品のメーカーVENDOR COMPONENTS WEB ADDRESS

AVX Capacitors avx.com

BH Electronics Inductors, Transformers

bhelectronics.com

Coilcraft Inductors coilcraft.com

Cooper Bussmann Inductors bussmann.com

Diodes, Inc Diodes diodes.com

General Semiconductor Diodes generalsemiconductor.com

International Rectifier Diodes irf.com

Kemet Tantalum Capacitors kemet.com

Magnetics Inc Toroid Cores mag-inc.com

Microsemi Diodes microsemi.com

Murata-Erie Inductors, Capacitors murata.co.jp

Nichicon Capacitors nichicon.com

On Semiconductor Diodes onsemi.com

Panasonic Capacitors panasonic.com

Pulse Inductors pulseeng.com

Sanyo Capacitors sanyo.co.jp

Sumida Inductors sumida.com

Taiyo Yuden Capacitors t-yuden.com

TDK Capacitors, Inductors component.tdk.com

Thermalloy Heat Sinks aavidthermalloy.com

Tokin Capacitors nec-tokinamerica.com

Toko Inductors tokoam.com

United Chemi-Con Capacitors chemi-com.com

Vishay Inductors vishay.com

Würth Elektronik Inductors we-online.com

Vishay/Sprague Capacitors vishay.com

Zetex Small-Signal Discretes zetex.com

推奨部品のメーカーいくつかの推奨部品のメーカーを表2に示します。


LT3958

243958f

標準的応用例昇圧コンバータ（10V～40V入力、48V出力）

効率と出力電流

高電圧フライバック電源

SENSE2

SENSE1

LT3958

L133µH

VIN SW

GND

FBX

RT SS INTVCC

EN/UVLO

SYNC

SGND

R453.6k

VC

3958 TA02a

D1

R3392k

RT41.2k

300kHz

CVCC4.7µF10VX5R

CSS0.33µF

RC10k

CC10nF

R2464k

R115.8k

COUT4.7µF50VX5R×2

VOUT48V0.5A

VIN12V TO 40V CIN

4.7µF50VX5R

CIN, COUT : MURATA GRM32ER71H475KA88LD1: VISHAY SILICONIX 10BQ060L2: VISHAY SILICONIX IHLP-4040DZ-11


70

EFFI

CIEN

CY (%

)

75

80

85

90

95

100

100 200 300 400

3958 TA02b

500

VIN = 24V

SENSE2

FBX

SENSE1

LT3958

T11:10

VIN SW GND

RT SS INTVCC

EN/UVLO

SYNC

SGND

10k

VC

3958 TA03

D1

危険！高電圧の取り扱いは、必ず高電圧取り扱いの訓練を受けた人が行ってください

31.6k

140k100kHz

4.7µF10VX5R

0.1µF10k

10nF

10nF

100pF

1.5M

1.5M

16.2k

22Ω

COUT68nF×2

VOUT300V10mA

VIN5.5V TO 12V 47µF

16V×2

CIN : MURATA GRM32ER61C476MCOUT : TDK C3225X7R2J683KD1: VISHAY SILICONIX GSD2004S DUAL DIODE CONNECTED IN SERIEST1: TDK DCT15EFD-U44S003

•

•

22Ω220pF

LT3958

253958f

標準的応用例SEPICコンバータ（10V～60V入力、12V出力）

効率と出力電流負荷ステップ波形


50

EFFI

CIEN

CY (%

)

65

60

55

70

75

80

85

90

200 400 600 800

3958 TA04b

1000

VIN = 24V

500µs/DIV

VOUT0.5V/DIV

(AC)

IOUT0.5A/DIV

0.8A

0.2A

3958 TA04c

VIN = 24V

起動波形出力短絡時の

周波数フォールドバック波形

5ms/DIV

VOUT5V/DIV

IL1A + IL1B2A/DIV

3958 TA04d

VIN = 24V

50µs/DIV

VOUT10V/DIV

VSW20V/DIV

IL1A + IL1B2A/DIV

3958 TA04e

VIN = 24V

SENSE2

SENSE1

LT3958

L1A

L1BVIN SW

GND

FBX

RT SS INTVCC

EN/UVLO

SYNC

SGND

66.5k

VC

3958 TA04a

D1

392k

41.2k300kHz

CVCC4.7µF10VX5R

0.47µF 10k

10nF

105k

15.8k

CDC2.2µF, 100VX7R, ×2 VOUT

12V1A

VIN10V TO 60V CIN

2.2µF100VX5R

COUT22µF16VX5R×2

•

•

CIN, CDC: MURATA GRM32ER72A225KA35LCOUT: MURATA GRM32ER61C226KE20D1: VISHAY SILICONIX 10MQ100NL1A, L1B: COILTRONICS DRQ125-220

LT3958

263958f

反転コンバータ（10V～60V入力、-12V出力）

効率と出力電流負荷ステップ波形

起動波形出力短絡時の

周波数フォールドバック波形

SENSE2

SENSE1

LT3958

L1A L1B

VIN SW

GND

FBX

RT SS INTVCC

EN/UVLO

SYNC

SGND

66.5k

VC

3958 TA05a

D1392k

41.2k300kHz

CVCC4.7µF10VX5R

0.47µF 10k

10nF

105k

7.5k

CDC2.2µF, 100VX7R, ×2 VOUT

–12V1A

VIN10V TO 60V CIN

2.2µF100VX5R

COUT22µF16VX5R×2

• •

CIN, CDC: MURATA GRM32ER72A225KA35LCOUT: MURATA GRM32ER61C226KE20D1: VISHAY SILICONIX 10MQ100NL1A, L1B: COILTRONICS DRQ125-220

500µs/DIV

VOUT1V/DIV

(AC)

IOUT0.5A/DIV

0.8A

0.2A

3958 TA05c

VIN = 24V

5ms/DIV

VOUT5V/DIV

IL1A + IL1B2A/DIV

3958 TA05d

VIN = 24V

50µs/DIV

VOUT10V/DIV

VSW20V/DIV

IL1A + IL1B2A/DIV

3958 TA05e

VIN = 24V


50

EFFI

CIEN

CY (%

)

65

60

55

70

75

80

85

90

200 400 600 800

3958 TA05b

1000

VIN = 24V

標準的応用例

LT3958

273958f

リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。

UHEパッケージバリエーション：UHE28MA

36ピン・プラスチックQFN（5mm×6mm）（Reference LTC DWG # 05-08-1836 Rev B）

5.00 ± 0.10

6.00 ± 0.10

NOTE：1. 図はJEDECパッケージ外形とは異なる2. 図は実寸とは異なる3. すべての寸法はミリメートル4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まないモールドのバリは（もしあれば）各サイドで0.20mmを超えないこと5. 露出パッドは半田メッキとする6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン1の位置の参考に過ぎない

ピン1のトップ・マーキング（NOTE 6）

0.40 ± 0.10

1

363530 31 32 33 34

28

20

21

23

2425

27 2

3

4

6

8

9

10

121314151617

底面図－露出パッド

2.00 REF

1.50 REF0.75 ± 0.05

R = 0.125TYP

R = 0.10TYP

ピン1のノッチR = 0.30（標準）または0.35×45°の面取り

0.25 ± 0.050.50 BSC

0.200 REF

0.00 – 0.05(UHE28MA) QFN 0409 REV B

推奨する半田パッドのピッチと寸法半田付けされない領域には半田マスクを使用する

0.70 ±0.05

4.10 ± 0.05

5.50 ± 0.05

パッケージの外形

1.88 ± 0.10

1.53 ± 0.10

2.00 REF

1.50 REF

5.10 ± 0.056.50 ± 0.05

3.00 ± 0.10

3.00 ± 0.10

0.12 ± 0.10

1.88 ± 0.05

1.53 ± 0.05

3.00 ± 0.05 3.00 ± 0.05

0.48 ± 0.05

0.12 ± 0.05

0.48 ± 0.10

0.25 ±0.050.50 BSC

101 2 3 4 6 8 9

17

20212324252728

30

31

3233

34

3536

12

13

14

15

16

パッケージ

LT3958

283958f

LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2010

LT 0510 • PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8FTEL 03-5226-7291l FAX 03-5226-0268 l www.linear-tech.co.jp

標準的応用例

製品番号説明注釈LT3580 2Aスイッチ、ソフトスタート、同期機能を備えた

昇圧/反転DC/DCコンバータ 2.5 ≤ VIN ≤ 32V、電流モード制御、スイッチング周波数：200kHz～2.5MHz、3mm×3mm DFN-8およびMSOP-8Eパッケージ

LT3573 60Vスイッチ内蔵、絶縁型フライバック・スイッチング・レギュレータ

3V ≤ VIN ≤ 40V、消費電力：最大7W、オプトアイソレータや3次巻線不要、MSOP-16Eパッケージ


3V ≤ VIN ≤ 40V、消費電力：最大3W、オプトアイソレータや3次巻線不要、MSOP-16Eパッケージ

LT3757 昇圧、フライバック、SEPICおよび反転コントローラ 2.9V ≤ VIN ≤ 40V、電流モード制御、設定可能な動作周波数：100kHz～1MHz、3mm×3mm DFN-10およびMSOP-10Eパッケージ

LT3758 昇圧、フライバック、SEPICおよび反転コントローラ 5.5V ≤ VIN ≤ 100V、電流モード制御、設定可能な動作周波数：100kHz～1MHz、3mm×3mm DFN-10およびMSOP-10Eパッケージ

LTC1871/LTC1871-1/ LTC1871-7

広い入力電圧範囲、No RSENSE™ 低消費電流フライバック、昇圧およびSEPICコントローラ

調整可能なスイッチング周波数、2.5V ≤ VIN ≤ 36V、軽負荷でのBurst Mode動作

LT3825 オプトアイソレータ不要の絶縁型同期整流式フライバック・コントローラ

外付け部品により制限される入力電圧：16V～75V、消費電力：最大60W、電流モード制御

LT3837 オプトアイソレータ不要の絶縁型同期整流式フライバック・コントローラ

外付け部品により制限される入力電圧：4.5V～36V、消費電力：最大60W、電流モード制御

LT1725 オプトアイソレータ不要の絶縁型フライバック・コントローラ

外付け部品により制限される入力電圧：16V～75V、電流モード制御

LT1737 オプトアイソレータ不要の絶縁型フライバック・コントローラ

外付け部品により制限される入力電圧：4.5V～36V、電流モード制御

LTC3803/LTC3803-5 200kHzフライバックDC/DCコントローラ外付け部品のみで制限される入力電圧と出力電圧、ThinSOT™パッケージLTC3805/LTC3805-5 固定動作周波数を70kHz～700kHzで調整可能な

フライバック・コントローラ外付け部品のみで制限される入力電圧と出力電圧、 3mm×3mm DFN-10およびMSOP-10Eパッケージ

LT1619 昇圧、SEPICおよびフライバック電流モードPWMコントローラ

1.9V ≤ VIN ≤ 18V、固定動作周波数：300kHz


3V ≤ VIN ≤ 40V、消費電力：最大3W、オプトアイソレータや3次巻線不要、MSOP-16パッケージ

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SENSE2

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LT3958

T13:1

VIN SW GND

RT SS INTVCC

EN/UVLO

SYNC

SGND

32.4k

VC

3958 TA06a

D1

200k

63.4k200kHz

4.7µF10VX5R

0.47µF10k

10nF100pF

34k1%

15.8k1%

COUT100µF6.3V

VOUT5V2A

VIN10V TO 40V

CIN4.7µF50VX5R

T1: COILTRONICS VP2-0066

•

•0.1µF50V

1.8k1W

DSN

OUTPUT CURRENT (A)

50

EFFI

CIEN

CY (%

)

60

55

65

70

75

80

85

90

3958 TA05b

0 0.5 1 1.5 2

VIN = 24V

lt3958 - 高入力電圧の昇圧、フライバック、sepicおよび反転 ... · 2018. 3....

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