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REPUBLIQUE ALGERIENNE DEMOCRATIQUE ET POPULAIRE
MINISTERE DE LrsquoENSEIGNEMENT SUPERIEUR ET DE LA RECHERCHE
SCIENTIFIQUE
UNIVERSITE ABDERRAHMANE MIRA DE BEJAIA
FACULTE DE TECHNOLOGIE
DEPARTEMENT DE GENIE ELECTRIQUE
Meacutemoire DE FIN DE CYCLE
En vue de lrsquoobtention du diplocircme de
MASTER ELECTRONIQUE
Option Teacuteleacutecommunication
theme
Reacutealiseacute par Encadreacute par Delle DAACHI Dalila Mr AALLICHE
Mr MAZNI
Etude des systegravemesMIMO-OFDMcommunication sans
fil
Anneacutee universitaire2011-2012
N Figure Page
01 Classification des reacuteseaux sans fil
02 Exemple drsquoarchitecture WLAN
03 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
04 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
05 Processus de transmission des trames
06 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
07 Systegraveme MIMO
08 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
09 scheacutema de preacute-codage et post-codage
10 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
11 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
12 scheacutema de code drsquoAlamouti
13 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
14 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
15 le scheacutema de la modulation BPSK
16 scheacutema de la modulation QPSK
17 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
18 de principe du modulateur OFDM
19 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
20 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
21 Insertion drsquoun intervalle de garde D
22 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
23 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
24 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
25 Donneacutees numirique avant codage
26 Entreleceur tregraves simple
27 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
28 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
29 du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
30 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine
de cosinus sureacuteleveacute
31 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser
par les systegravemes (22) et (33) lorsque le RSB important
32 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour
diffeacuterentes modulations MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
SommaireIntroduction geacuteneacuterale helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
ILes reacuteseaux sans fil
I1 Introduction 3
I4 Types de reacuteseaux sans fil 3
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN) 4
I211 Bluetooth 4
I212 HomeRF 5
I213 ZigBee 5
I214 Liaisons infrarouges 5
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN) 5
I221 WiFi 6
I222 HiperLAN 6
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN) 7
I231 WiMAX 7
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN) 7
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi 8
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi 8
I32 Architecteur logique de WiFi 10
I321 La couche liaison de donneacutees 11
I322 La couche physique 13
I4 Conclusion 14
II Les systegravemes MIMO
II1 Introduction 15
II2 Principe de MIMO 15
II3 Modegravele de canal MIMO 16
II4 Capaciteacute du canal MIMO 17
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD 18
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur 20
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur 20
II5 Codage spatio-temporel 20
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT) 21
II 52 Codes spatio-temporels par bloc 22
II6 multiplexage spatial 24
II7 Notion de diversiteacute 25
II71 Diversiteacute temporelle 25
II72 Diversiteacute freacutequentielle 26
II73 Diversiteacute spatiale 26
II74 Diversiteacute de polarisation 26
II8 Conclusion 27
III1 Introduction 28
III OFDM et MIMO -OFDM
III2 Principes de la modulation 28
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying) 29
II22 QPSK Quadrature Phase-Shift Keying 29
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation 30
III3 Principes de la modulation multi porteuse 30
III4 Deacutemodulation 33
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles 34
III51 Intervalle de garde 34
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM 36
Conclusion 38
III La simulation de systegravema MIMO-OFDM
IV1 Introduction 43
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a) 43
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission 44
IV31 Codage Convolutif 45
IV32 Entrelacement 45
IV33 Mappeur 46
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM 47
IV35 IFFT 48
IV36 insertion de preacutefixe cyclique 48
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage 48
IV4 chaine de reacuteception 50
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage 50
IV42 FFT 50
IV43 Deacutecodage 50
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur 51
IV6 Le canal 51
IV7 Reacutesultat de simulation 52
IV8 Conclusion 54
Conclusion et perspectives 56
Introduction geacuteneacuterale
Le domaine de teacuteleacutecommunication nrsquoa cesseacute drsquoeacutevoluer durant ces derniegraveres
deacutecennies Ces eacutevolutions sont lieacutees agrave lrsquoapparition et le deacuteveloppement de nombreux
services comme la voie sur IP (VOIP) la visioconfeacuterence la videacuteo agrave la demande et
drsquoautres applications multimeacutedia gourmandes en termes de deacutebit
Les applications agrave la norme IEEE 80211 (WiFi) sont devenu de plus en plus
nombreux drsquoougrave la neacutecessiteacute drsquoavoir des deacutebits de transmission plus importants
Cependant les ingeacutenieures de conception des systegraveme de communication radio sont
geacuteneacuteralement confronteacutes agrave des nombreux challenges parmi ceux-ci nous citons la
limitation de la bande freacutequentielle du canal les variations complexes de
lrsquoenvironnement de propagation [eacutevanouissement et trajets multiples] etc pour une
meilleure qualiteacutes de service la technologie wifi est associeacutee a des modulations haut
deacutebit telle que lrsquoOFDM[Orthogonal Frequency Division Multiplexing] ainsi qursquoa des
techniques de traitement drsquoantennes telle que le MIMO[Multiple Input Multiple Output ]
qui permettent drsquoexploiter efficacement les ressources radio disponibles
Au cœur des derniegraveres anneacutees la modulation OFDM a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et ameacutelioreacutee elle
est preacutesentement utiliseacutes dans les normes 80211 a g n et 802516 [22] Les systegravemes
OFDM sont particuliegraverement performants et robustes reacutesistent aux deacuteformations
causeacutees par le canalla deacutetection du signal est donc simplifieacutee agrave lrsquoOFDM nous deacutesirent
jumeler les avantages des systegravemes agrave plusieurs antennes sont appelles systegravemes MIMO
(multi-input multi-output) Il srsquoagit drsquoutiliser antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception afin
de maximiser le nombre de canaux diffeacuterents ce qui permettrait de diminuer le taux drsquo
erreur ou drsquoaugmenter le deacutebit transfert de donneacutees Solon la configuration choisie Les
systegravemes MIMO-OFDM sont au cœur de nombreuses recherches en teacuteleacutecommunications
Comme tous les autres systegravemes de communication ils sont affecteacutes par des
interfeacuterences qui nous deacutesirons eacuteliminer Eacutevidemment en pratique aucun systegraveme ne
peut complegravetement les eacuteliminer lrsquoobjectif est donc de les minimiser
Dans ce meacutemoire notre objectif consiste agrave transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au
reacutecepteur qui passe dans un canal MIMO et utilise une modulation OFDM eacutegalement
ameacuteliorer la robustesse de la transmission radio par une exploitation optimale de la
diversiteacute spatiale preacutesente Les codes espaces temps reacutepondent bien a cette attente En
effet reacutecemment lrsquoapplication des codes espace-temps a des systegravemes a antennes
Introduction geacuteneacuterale
multiples a montre une ameacutelioration remarquable en terme drsquoefficaciteacute spectrale et de
taux drsquoerreur binaire
Ce meacutemoire se compose de quatre chapitres qui se partissent comme suit
Le premier chapitre propose quelque geacuteneacuteraliteacutes sur les diffeacuterents types de reacuteseaux
sans fils et plus particulaire la norme IEEE 80211Ensuite le second chapitre introduit
les systegravemes MIMO que sont utiliseacutees plusieurs antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception et
les diffeacuterentes notions de la diversiteacute Puis le troisiegraveme chapitre est consacreacute a la
modulation deacutemodulation OFDM et preacutesentation drsquoune chaine de communication
MIMO-OFDM
Finalement le quatriegraveme chapitre preacutesenter le principe de chaque bloc de la chaine de
transmission qui est deacutecrit dans le chapitre preacuteceacutedent et impleacutementeacute sous matlabreg
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
3
I1 Introduction
Les reacuteseaux sans fil sont en plein deacuteveloppement du fait de la flexibiliteacute de leur
interface qui permet agrave un utilisateur de changer de place tout en restant connecteacute Les
communications entre eacutequipements terminaux peuvent srsquoeffectuer directement ou par
le biais de stations de base appeleacutees points drsquoaccegraves ou AP (Access Point) Les
communications entre points drsquoaccegraves peuvent ecirctre hertziennes ou par cacircble Les deacutebits
de ces reacuteseaux se comptent en meacutegabits par seconde voire en dizaines de meacutegabits par
seconde
Les reacuteseaux sans fil permettent de relier facilement des eacutequipements distants
drsquoune dizaine de megravetres agrave quelque kilomegravetre De plus lrsquoinstallation de tels reacuteseaux ne
demande pas de lourds ameacutenagements des infrastructures existantes
Les reacuteseaux sans fil se sont deacuteveloppeacutes au deacutepart essentiellement pour reacutepondre
aux deux besoins suivants mettre en place des transmissions dans les endroits ougrave la
pose de cacircble est difficile voire impossible et assurer la transmission de donneacutees pour
des applications mobile avec la baisse des coucircts du mateacuteriel sans fil
I4 Types de reacuteseaux sans fil
Les reacuteseaux sans fil se divisent en plusieurs cateacutegories diffeacuterentes selon la taille
de la zone geacuteographique agrave couvrir (figure I 1)[7] Chacune de ces cateacutegories regroupe
diffeacuterents standards de communication permettant de relier tregraves facilement des
eacutequipements distants drsquoune dizaine de megravetres agrave quelques kilomegravetres Dans lrsquointention de
toujours offrir au client une large gamme de services tout en garantissant un deacutebit et
une qualiteacute de service meilleurs
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
4
Figure I1 Classification des reacuteseaux sans fil
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN)
Le reacuteseau personnel sans fil WPAN (WirelessPersonal Area Network) sont des
reacuteseaux sans fil drsquoune faible porteacutee (de lrsquoordre de quelques dizaines de megravetres)[7]
Ce type de reacuteseau a pour objectifs de relier des peacuteripheacuteriques (imprimante
teacuteleacutephone portable ) agrave un ordinateur sans liaison filaire ou bien permettre la liaison
sans fil entre deux machines peu distantes entre elle Il existe plusieurs technologies
utiliseacutees pour les WPAN que nous deacutecrivons briegravevement ci-dessous
I211 Bluetooth
Bluetooth est le nom commercial relatif agrave la norme IEEE 802151 lanceacutee par
Ericsson en 1994 [11] pour les communications sans fil dans une sphegravere de 10 megravetres
de rayon autour de la personne Bluetooth proposant un deacutebit theacuteorique de 1 Mbps
preacutesente les objectfs suivants
creacuteation de points universels
remplacement des cacircbles drsquoinformation entre PC et peacuteripheacuterique (souris clavier
imprimante ports USB)
Son principal avantage est sa tregraves faible consommation drsquoeacutenergie ce qui la rend
particuliegraverement bien adapteacutee agrave une utilisation au sein de petits peacuteripheacuteriques
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
5
I212 HomeRF
HomeRF (Home Radio Frequency) lanceacutee en 1998 par le HomeRFWorking
Group [7] (formeacute notamment par les constructeurs Compaq Hewlett-Packard Intel
Siemens Motorola et Microsoft) propose un deacutebit theacuteorique de 10 Mbps avec une porteacutee
drsquoenviron 50 agrave 100 megravetres sans amplificateur La norme HomeRF a eacuteteacute abandonneacutee en
janvier 2003 notamment car les fondeurs de processeurs mettent deacutesormais de
nouvelles technologies
I213 ZigBee
ZigBee est une norme de reacuteseau sans fil de type WPAN ses avantages eacutetant par
exemple la faible consommation drsquoeacutenergie et un tregraves bas prix la rendent
particuliegraverement adapteacutee pour ecirctre directement inteacutegreacutee dans les petits appareils
eacutelectroniques [18]
La technologie Zigbee opeacuterant sur la bande de freacutequences des 24 GHz permet
drsquoobtenir des deacutebits pouvant atteindre 250 Kbs avec une porteacutee maximale de 100
megravetres environ
I214 Liaisons infrarouges
Les liaisons infrarouges permettent de creacuteer des liaisons sans fil de quelques
megravetres avec des deacutebits pouvant monter agrave quelques meacutegabitsseconde Cette technologie
est largement utiliseacutee pour les teacuteleacutecommandes mais souffre toute fois des perturbations
dues aux interfeacuterences lumineuses
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN)
Le WLAN (Wireless Local Area Network) est comparable au reacuteseau cacircble de type
LAN il est constitueacute de points drsquoaccegraves formant une zone de couverture radio soit une
porteacutee drsquoenviron une centaine de megravetres [12] Ayant un fonctionnement cellulaire Le
WLAN permet de relier entre eux les terminaux preacutesents dans la zone de couverture agrave
partir de points drsquoaccegraves relieacutes agrave un reacuteseau fixe La principale raison de cette forte
croissance est la faciliteacute drsquoimpleacutementation drsquoun reacuteseau sans fil et la baisse des couts de
cette technologie
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
6
I221 WiFi
Nom commercial relatif agrave la norme IEEE 80211b le WiFi(pour Wireless Fidelity)
est une technologie inteacuteressante pour de nombreuses socieacuteteacutes lieacutees au monde des
teacuteleacutecoms et drsquoInternet [11] Les collectiviteacutes locales et surtout les particuliers profitent
de la faciliteacute drsquoaccegraves agrave Internet haut deacutebit lieacutee agrave cette norme Par abus de langage il
deacutesigne maintenant les diffeacuterentes deacuteclinaisons de la norme IEEE 80211 Il offre un
deacutebit theacuteorique de 11 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres
Dans le souci drsquoapporter des ameacuteliorations en termes de deacutebit seacutecuriteacute diffeacuterentes
deacuteclinaisons de la norme 80211 ont vu le jour Parmi lesquelles on retrouve
bull 80211a Gracircce agrave la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
elle peut atteindre un deacutebit de 54Mbs dans la gamme de freacutequence des 5GHz
bull 80211g elle est la norme la plus reacutepandue actuellement Elle offre un haut deacutebit (54
Mbits theacuteoriques 25 Mbits reacuteels) sur la bande de freacutequences des 24 GHz
bull 80211n Gracircce aux technologies MIMO (Multiple Input Multiple Output) et OFDM
cette norme preacutevoit un deacutebit theacuteorique pouvant atteindre les 600 Mbits (deacutebit reacuteel de
100 Mbits dans un rayon de 90 megravetres)
I222 HiperLAN
La norme HiperLAN (pour High Performance Radio LAN) a eacuteteacute lanceacutee par lrsquoETSI
(EuropeanTelecommunications Standards Institute) travaillant agrave 5 GHz [6] Elle existe
en deux versions HiperLAN1 et HiperLAN2 qui offrent respectivement des deacutebits
theacuteoriques de 20 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres et 54 Mbitss pour une porteacutee de
200 megravetres Une troisiegraveme version existe eacutegalement mais est destineacutee plutocirct aux
reacuteseaux WMAN Contrairement au succegraves qursquoa connu le WiFi la norme HiperLAN nrsquoa
jamais reccedilu de soutien pour le marcheacute ameacutericain
Figure I2 Exemple drsquoarchitecture WLAN
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
7
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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- introduction geacuteneacuteralepdf
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- chap02pdf
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- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
N Figure Page
01 Classification des reacuteseaux sans fil
02 Exemple drsquoarchitecture WLAN
03 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
04 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
05 Processus de transmission des trames
06 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
07 Systegraveme MIMO
08 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
09 scheacutema de preacute-codage et post-codage
10 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
11 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
12 scheacutema de code drsquoAlamouti
13 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
14 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
15 le scheacutema de la modulation BPSK
16 scheacutema de la modulation QPSK
17 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
18 de principe du modulateur OFDM
19 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
20 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
21 Insertion drsquoun intervalle de garde D
22 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
23 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
24 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
25 Donneacutees numirique avant codage
26 Entreleceur tregraves simple
27 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
28 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
29 du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
30 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine
de cosinus sureacuteleveacute
31 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser
par les systegravemes (22) et (33) lorsque le RSB important
32 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour
diffeacuterentes modulations MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
SommaireIntroduction geacuteneacuterale helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
ILes reacuteseaux sans fil
I1 Introduction 3
I4 Types de reacuteseaux sans fil 3
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN) 4
I211 Bluetooth 4
I212 HomeRF 5
I213 ZigBee 5
I214 Liaisons infrarouges 5
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN) 5
I221 WiFi 6
I222 HiperLAN 6
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN) 7
I231 WiMAX 7
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN) 7
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi 8
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi 8
I32 Architecteur logique de WiFi 10
I321 La couche liaison de donneacutees 11
I322 La couche physique 13
I4 Conclusion 14
II Les systegravemes MIMO
II1 Introduction 15
II2 Principe de MIMO 15
II3 Modegravele de canal MIMO 16
II4 Capaciteacute du canal MIMO 17
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD 18
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur 20
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur 20
II5 Codage spatio-temporel 20
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT) 21
II 52 Codes spatio-temporels par bloc 22
II6 multiplexage spatial 24
II7 Notion de diversiteacute 25
II71 Diversiteacute temporelle 25
II72 Diversiteacute freacutequentielle 26
II73 Diversiteacute spatiale 26
II74 Diversiteacute de polarisation 26
II8 Conclusion 27
III1 Introduction 28
III OFDM et MIMO -OFDM
III2 Principes de la modulation 28
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying) 29
II22 QPSK Quadrature Phase-Shift Keying 29
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation 30
III3 Principes de la modulation multi porteuse 30
III4 Deacutemodulation 33
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles 34
III51 Intervalle de garde 34
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM 36
Conclusion 38
III La simulation de systegravema MIMO-OFDM
IV1 Introduction 43
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a) 43
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission 44
IV31 Codage Convolutif 45
IV32 Entrelacement 45
IV33 Mappeur 46
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM 47
IV35 IFFT 48
IV36 insertion de preacutefixe cyclique 48
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage 48
IV4 chaine de reacuteception 50
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage 50
IV42 FFT 50
IV43 Deacutecodage 50
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur 51
IV6 Le canal 51
IV7 Reacutesultat de simulation 52
IV8 Conclusion 54
Conclusion et perspectives 56
Introduction geacuteneacuterale
Le domaine de teacuteleacutecommunication nrsquoa cesseacute drsquoeacutevoluer durant ces derniegraveres
deacutecennies Ces eacutevolutions sont lieacutees agrave lrsquoapparition et le deacuteveloppement de nombreux
services comme la voie sur IP (VOIP) la visioconfeacuterence la videacuteo agrave la demande et
drsquoautres applications multimeacutedia gourmandes en termes de deacutebit
Les applications agrave la norme IEEE 80211 (WiFi) sont devenu de plus en plus
nombreux drsquoougrave la neacutecessiteacute drsquoavoir des deacutebits de transmission plus importants
Cependant les ingeacutenieures de conception des systegraveme de communication radio sont
geacuteneacuteralement confronteacutes agrave des nombreux challenges parmi ceux-ci nous citons la
limitation de la bande freacutequentielle du canal les variations complexes de
lrsquoenvironnement de propagation [eacutevanouissement et trajets multiples] etc pour une
meilleure qualiteacutes de service la technologie wifi est associeacutee a des modulations haut
deacutebit telle que lrsquoOFDM[Orthogonal Frequency Division Multiplexing] ainsi qursquoa des
techniques de traitement drsquoantennes telle que le MIMO[Multiple Input Multiple Output ]
qui permettent drsquoexploiter efficacement les ressources radio disponibles
Au cœur des derniegraveres anneacutees la modulation OFDM a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et ameacutelioreacutee elle
est preacutesentement utiliseacutes dans les normes 80211 a g n et 802516 [22] Les systegravemes
OFDM sont particuliegraverement performants et robustes reacutesistent aux deacuteformations
causeacutees par le canalla deacutetection du signal est donc simplifieacutee agrave lrsquoOFDM nous deacutesirent
jumeler les avantages des systegravemes agrave plusieurs antennes sont appelles systegravemes MIMO
(multi-input multi-output) Il srsquoagit drsquoutiliser antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception afin
de maximiser le nombre de canaux diffeacuterents ce qui permettrait de diminuer le taux drsquo
erreur ou drsquoaugmenter le deacutebit transfert de donneacutees Solon la configuration choisie Les
systegravemes MIMO-OFDM sont au cœur de nombreuses recherches en teacuteleacutecommunications
Comme tous les autres systegravemes de communication ils sont affecteacutes par des
interfeacuterences qui nous deacutesirons eacuteliminer Eacutevidemment en pratique aucun systegraveme ne
peut complegravetement les eacuteliminer lrsquoobjectif est donc de les minimiser
Dans ce meacutemoire notre objectif consiste agrave transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au
reacutecepteur qui passe dans un canal MIMO et utilise une modulation OFDM eacutegalement
ameacuteliorer la robustesse de la transmission radio par une exploitation optimale de la
diversiteacute spatiale preacutesente Les codes espaces temps reacutepondent bien a cette attente En
effet reacutecemment lrsquoapplication des codes espace-temps a des systegravemes a antennes
Introduction geacuteneacuterale
multiples a montre une ameacutelioration remarquable en terme drsquoefficaciteacute spectrale et de
taux drsquoerreur binaire
Ce meacutemoire se compose de quatre chapitres qui se partissent comme suit
Le premier chapitre propose quelque geacuteneacuteraliteacutes sur les diffeacuterents types de reacuteseaux
sans fils et plus particulaire la norme IEEE 80211Ensuite le second chapitre introduit
les systegravemes MIMO que sont utiliseacutees plusieurs antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception et
les diffeacuterentes notions de la diversiteacute Puis le troisiegraveme chapitre est consacreacute a la
modulation deacutemodulation OFDM et preacutesentation drsquoune chaine de communication
MIMO-OFDM
Finalement le quatriegraveme chapitre preacutesenter le principe de chaque bloc de la chaine de
transmission qui est deacutecrit dans le chapitre preacuteceacutedent et impleacutementeacute sous matlabreg
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
3
I1 Introduction
Les reacuteseaux sans fil sont en plein deacuteveloppement du fait de la flexibiliteacute de leur
interface qui permet agrave un utilisateur de changer de place tout en restant connecteacute Les
communications entre eacutequipements terminaux peuvent srsquoeffectuer directement ou par
le biais de stations de base appeleacutees points drsquoaccegraves ou AP (Access Point) Les
communications entre points drsquoaccegraves peuvent ecirctre hertziennes ou par cacircble Les deacutebits
de ces reacuteseaux se comptent en meacutegabits par seconde voire en dizaines de meacutegabits par
seconde
Les reacuteseaux sans fil permettent de relier facilement des eacutequipements distants
drsquoune dizaine de megravetres agrave quelque kilomegravetre De plus lrsquoinstallation de tels reacuteseaux ne
demande pas de lourds ameacutenagements des infrastructures existantes
Les reacuteseaux sans fil se sont deacuteveloppeacutes au deacutepart essentiellement pour reacutepondre
aux deux besoins suivants mettre en place des transmissions dans les endroits ougrave la
pose de cacircble est difficile voire impossible et assurer la transmission de donneacutees pour
des applications mobile avec la baisse des coucircts du mateacuteriel sans fil
I4 Types de reacuteseaux sans fil
Les reacuteseaux sans fil se divisent en plusieurs cateacutegories diffeacuterentes selon la taille
de la zone geacuteographique agrave couvrir (figure I 1)[7] Chacune de ces cateacutegories regroupe
diffeacuterents standards de communication permettant de relier tregraves facilement des
eacutequipements distants drsquoune dizaine de megravetres agrave quelques kilomegravetres Dans lrsquointention de
toujours offrir au client une large gamme de services tout en garantissant un deacutebit et
une qualiteacute de service meilleurs
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
4
Figure I1 Classification des reacuteseaux sans fil
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN)
Le reacuteseau personnel sans fil WPAN (WirelessPersonal Area Network) sont des
reacuteseaux sans fil drsquoune faible porteacutee (de lrsquoordre de quelques dizaines de megravetres)[7]
Ce type de reacuteseau a pour objectifs de relier des peacuteripheacuteriques (imprimante
teacuteleacutephone portable ) agrave un ordinateur sans liaison filaire ou bien permettre la liaison
sans fil entre deux machines peu distantes entre elle Il existe plusieurs technologies
utiliseacutees pour les WPAN que nous deacutecrivons briegravevement ci-dessous
I211 Bluetooth
Bluetooth est le nom commercial relatif agrave la norme IEEE 802151 lanceacutee par
Ericsson en 1994 [11] pour les communications sans fil dans une sphegravere de 10 megravetres
de rayon autour de la personne Bluetooth proposant un deacutebit theacuteorique de 1 Mbps
preacutesente les objectfs suivants
creacuteation de points universels
remplacement des cacircbles drsquoinformation entre PC et peacuteripheacuterique (souris clavier
imprimante ports USB)
Son principal avantage est sa tregraves faible consommation drsquoeacutenergie ce qui la rend
particuliegraverement bien adapteacutee agrave une utilisation au sein de petits peacuteripheacuteriques
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
5
I212 HomeRF
HomeRF (Home Radio Frequency) lanceacutee en 1998 par le HomeRFWorking
Group [7] (formeacute notamment par les constructeurs Compaq Hewlett-Packard Intel
Siemens Motorola et Microsoft) propose un deacutebit theacuteorique de 10 Mbps avec une porteacutee
drsquoenviron 50 agrave 100 megravetres sans amplificateur La norme HomeRF a eacuteteacute abandonneacutee en
janvier 2003 notamment car les fondeurs de processeurs mettent deacutesormais de
nouvelles technologies
I213 ZigBee
ZigBee est une norme de reacuteseau sans fil de type WPAN ses avantages eacutetant par
exemple la faible consommation drsquoeacutenergie et un tregraves bas prix la rendent
particuliegraverement adapteacutee pour ecirctre directement inteacutegreacutee dans les petits appareils
eacutelectroniques [18]
La technologie Zigbee opeacuterant sur la bande de freacutequences des 24 GHz permet
drsquoobtenir des deacutebits pouvant atteindre 250 Kbs avec une porteacutee maximale de 100
megravetres environ
I214 Liaisons infrarouges
Les liaisons infrarouges permettent de creacuteer des liaisons sans fil de quelques
megravetres avec des deacutebits pouvant monter agrave quelques meacutegabitsseconde Cette technologie
est largement utiliseacutee pour les teacuteleacutecommandes mais souffre toute fois des perturbations
dues aux interfeacuterences lumineuses
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN)
Le WLAN (Wireless Local Area Network) est comparable au reacuteseau cacircble de type
LAN il est constitueacute de points drsquoaccegraves formant une zone de couverture radio soit une
porteacutee drsquoenviron une centaine de megravetres [12] Ayant un fonctionnement cellulaire Le
WLAN permet de relier entre eux les terminaux preacutesents dans la zone de couverture agrave
partir de points drsquoaccegraves relieacutes agrave un reacuteseau fixe La principale raison de cette forte
croissance est la faciliteacute drsquoimpleacutementation drsquoun reacuteseau sans fil et la baisse des couts de
cette technologie
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
6
I221 WiFi
Nom commercial relatif agrave la norme IEEE 80211b le WiFi(pour Wireless Fidelity)
est une technologie inteacuteressante pour de nombreuses socieacuteteacutes lieacutees au monde des
teacuteleacutecoms et drsquoInternet [11] Les collectiviteacutes locales et surtout les particuliers profitent
de la faciliteacute drsquoaccegraves agrave Internet haut deacutebit lieacutee agrave cette norme Par abus de langage il
deacutesigne maintenant les diffeacuterentes deacuteclinaisons de la norme IEEE 80211 Il offre un
deacutebit theacuteorique de 11 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres
Dans le souci drsquoapporter des ameacuteliorations en termes de deacutebit seacutecuriteacute diffeacuterentes
deacuteclinaisons de la norme 80211 ont vu le jour Parmi lesquelles on retrouve
bull 80211a Gracircce agrave la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
elle peut atteindre un deacutebit de 54Mbs dans la gamme de freacutequence des 5GHz
bull 80211g elle est la norme la plus reacutepandue actuellement Elle offre un haut deacutebit (54
Mbits theacuteoriques 25 Mbits reacuteels) sur la bande de freacutequences des 24 GHz
bull 80211n Gracircce aux technologies MIMO (Multiple Input Multiple Output) et OFDM
cette norme preacutevoit un deacutebit theacuteorique pouvant atteindre les 600 Mbits (deacutebit reacuteel de
100 Mbits dans un rayon de 90 megravetres)
I222 HiperLAN
La norme HiperLAN (pour High Performance Radio LAN) a eacuteteacute lanceacutee par lrsquoETSI
(EuropeanTelecommunications Standards Institute) travaillant agrave 5 GHz [6] Elle existe
en deux versions HiperLAN1 et HiperLAN2 qui offrent respectivement des deacutebits
theacuteoriques de 20 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres et 54 Mbitss pour une porteacutee de
200 megravetres Une troisiegraveme version existe eacutegalement mais est destineacutee plutocirct aux
reacuteseaux WMAN Contrairement au succegraves qursquoa connu le WiFi la norme HiperLAN nrsquoa
jamais reccedilu de soutien pour le marcheacute ameacutericain
Figure I2 Exemple drsquoarchitecture WLAN
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
7
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
31 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser
par les systegravemes (22) et (33) lorsque le RSB important
32 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour
diffeacuterentes modulations MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
SommaireIntroduction geacuteneacuterale helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
ILes reacuteseaux sans fil
I1 Introduction 3
I4 Types de reacuteseaux sans fil 3
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN) 4
I211 Bluetooth 4
I212 HomeRF 5
I213 ZigBee 5
I214 Liaisons infrarouges 5
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN) 5
I221 WiFi 6
I222 HiperLAN 6
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN) 7
I231 WiMAX 7
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN) 7
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi 8
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi 8
I32 Architecteur logique de WiFi 10
I321 La couche liaison de donneacutees 11
I322 La couche physique 13
I4 Conclusion 14
II Les systegravemes MIMO
II1 Introduction 15
II2 Principe de MIMO 15
II3 Modegravele de canal MIMO 16
II4 Capaciteacute du canal MIMO 17
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD 18
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur 20
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur 20
II5 Codage spatio-temporel 20
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT) 21
II 52 Codes spatio-temporels par bloc 22
II6 multiplexage spatial 24
II7 Notion de diversiteacute 25
II71 Diversiteacute temporelle 25
II72 Diversiteacute freacutequentielle 26
II73 Diversiteacute spatiale 26
II74 Diversiteacute de polarisation 26
II8 Conclusion 27
III1 Introduction 28
III OFDM et MIMO -OFDM
III2 Principes de la modulation 28
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying) 29
II22 QPSK Quadrature Phase-Shift Keying 29
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation 30
III3 Principes de la modulation multi porteuse 30
III4 Deacutemodulation 33
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles 34
III51 Intervalle de garde 34
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM 36
Conclusion 38
III La simulation de systegravema MIMO-OFDM
IV1 Introduction 43
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a) 43
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission 44
IV31 Codage Convolutif 45
IV32 Entrelacement 45
IV33 Mappeur 46
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM 47
IV35 IFFT 48
IV36 insertion de preacutefixe cyclique 48
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage 48
IV4 chaine de reacuteception 50
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage 50
IV42 FFT 50
IV43 Deacutecodage 50
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur 51
IV6 Le canal 51
IV7 Reacutesultat de simulation 52
IV8 Conclusion 54
Conclusion et perspectives 56
Introduction geacuteneacuterale
Le domaine de teacuteleacutecommunication nrsquoa cesseacute drsquoeacutevoluer durant ces derniegraveres
deacutecennies Ces eacutevolutions sont lieacutees agrave lrsquoapparition et le deacuteveloppement de nombreux
services comme la voie sur IP (VOIP) la visioconfeacuterence la videacuteo agrave la demande et
drsquoautres applications multimeacutedia gourmandes en termes de deacutebit
Les applications agrave la norme IEEE 80211 (WiFi) sont devenu de plus en plus
nombreux drsquoougrave la neacutecessiteacute drsquoavoir des deacutebits de transmission plus importants
Cependant les ingeacutenieures de conception des systegraveme de communication radio sont
geacuteneacuteralement confronteacutes agrave des nombreux challenges parmi ceux-ci nous citons la
limitation de la bande freacutequentielle du canal les variations complexes de
lrsquoenvironnement de propagation [eacutevanouissement et trajets multiples] etc pour une
meilleure qualiteacutes de service la technologie wifi est associeacutee a des modulations haut
deacutebit telle que lrsquoOFDM[Orthogonal Frequency Division Multiplexing] ainsi qursquoa des
techniques de traitement drsquoantennes telle que le MIMO[Multiple Input Multiple Output ]
qui permettent drsquoexploiter efficacement les ressources radio disponibles
Au cœur des derniegraveres anneacutees la modulation OFDM a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et ameacutelioreacutee elle
est preacutesentement utiliseacutes dans les normes 80211 a g n et 802516 [22] Les systegravemes
OFDM sont particuliegraverement performants et robustes reacutesistent aux deacuteformations
causeacutees par le canalla deacutetection du signal est donc simplifieacutee agrave lrsquoOFDM nous deacutesirent
jumeler les avantages des systegravemes agrave plusieurs antennes sont appelles systegravemes MIMO
(multi-input multi-output) Il srsquoagit drsquoutiliser antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception afin
de maximiser le nombre de canaux diffeacuterents ce qui permettrait de diminuer le taux drsquo
erreur ou drsquoaugmenter le deacutebit transfert de donneacutees Solon la configuration choisie Les
systegravemes MIMO-OFDM sont au cœur de nombreuses recherches en teacuteleacutecommunications
Comme tous les autres systegravemes de communication ils sont affecteacutes par des
interfeacuterences qui nous deacutesirons eacuteliminer Eacutevidemment en pratique aucun systegraveme ne
peut complegravetement les eacuteliminer lrsquoobjectif est donc de les minimiser
Dans ce meacutemoire notre objectif consiste agrave transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au
reacutecepteur qui passe dans un canal MIMO et utilise une modulation OFDM eacutegalement
ameacuteliorer la robustesse de la transmission radio par une exploitation optimale de la
diversiteacute spatiale preacutesente Les codes espaces temps reacutepondent bien a cette attente En
effet reacutecemment lrsquoapplication des codes espace-temps a des systegravemes a antennes
Introduction geacuteneacuterale
multiples a montre une ameacutelioration remarquable en terme drsquoefficaciteacute spectrale et de
taux drsquoerreur binaire
Ce meacutemoire se compose de quatre chapitres qui se partissent comme suit
Le premier chapitre propose quelque geacuteneacuteraliteacutes sur les diffeacuterents types de reacuteseaux
sans fils et plus particulaire la norme IEEE 80211Ensuite le second chapitre introduit
les systegravemes MIMO que sont utiliseacutees plusieurs antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception et
les diffeacuterentes notions de la diversiteacute Puis le troisiegraveme chapitre est consacreacute a la
modulation deacutemodulation OFDM et preacutesentation drsquoune chaine de communication
MIMO-OFDM
Finalement le quatriegraveme chapitre preacutesenter le principe de chaque bloc de la chaine de
transmission qui est deacutecrit dans le chapitre preacuteceacutedent et impleacutementeacute sous matlabreg
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
3
I1 Introduction
Les reacuteseaux sans fil sont en plein deacuteveloppement du fait de la flexibiliteacute de leur
interface qui permet agrave un utilisateur de changer de place tout en restant connecteacute Les
communications entre eacutequipements terminaux peuvent srsquoeffectuer directement ou par
le biais de stations de base appeleacutees points drsquoaccegraves ou AP (Access Point) Les
communications entre points drsquoaccegraves peuvent ecirctre hertziennes ou par cacircble Les deacutebits
de ces reacuteseaux se comptent en meacutegabits par seconde voire en dizaines de meacutegabits par
seconde
Les reacuteseaux sans fil permettent de relier facilement des eacutequipements distants
drsquoune dizaine de megravetres agrave quelque kilomegravetre De plus lrsquoinstallation de tels reacuteseaux ne
demande pas de lourds ameacutenagements des infrastructures existantes
Les reacuteseaux sans fil se sont deacuteveloppeacutes au deacutepart essentiellement pour reacutepondre
aux deux besoins suivants mettre en place des transmissions dans les endroits ougrave la
pose de cacircble est difficile voire impossible et assurer la transmission de donneacutees pour
des applications mobile avec la baisse des coucircts du mateacuteriel sans fil
I4 Types de reacuteseaux sans fil
Les reacuteseaux sans fil se divisent en plusieurs cateacutegories diffeacuterentes selon la taille
de la zone geacuteographique agrave couvrir (figure I 1)[7] Chacune de ces cateacutegories regroupe
diffeacuterents standards de communication permettant de relier tregraves facilement des
eacutequipements distants drsquoune dizaine de megravetres agrave quelques kilomegravetres Dans lrsquointention de
toujours offrir au client une large gamme de services tout en garantissant un deacutebit et
une qualiteacute de service meilleurs
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
4
Figure I1 Classification des reacuteseaux sans fil
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN)
Le reacuteseau personnel sans fil WPAN (WirelessPersonal Area Network) sont des
reacuteseaux sans fil drsquoune faible porteacutee (de lrsquoordre de quelques dizaines de megravetres)[7]
Ce type de reacuteseau a pour objectifs de relier des peacuteripheacuteriques (imprimante
teacuteleacutephone portable ) agrave un ordinateur sans liaison filaire ou bien permettre la liaison
sans fil entre deux machines peu distantes entre elle Il existe plusieurs technologies
utiliseacutees pour les WPAN que nous deacutecrivons briegravevement ci-dessous
I211 Bluetooth
Bluetooth est le nom commercial relatif agrave la norme IEEE 802151 lanceacutee par
Ericsson en 1994 [11] pour les communications sans fil dans une sphegravere de 10 megravetres
de rayon autour de la personne Bluetooth proposant un deacutebit theacuteorique de 1 Mbps
preacutesente les objectfs suivants
creacuteation de points universels
remplacement des cacircbles drsquoinformation entre PC et peacuteripheacuterique (souris clavier
imprimante ports USB)
Son principal avantage est sa tregraves faible consommation drsquoeacutenergie ce qui la rend
particuliegraverement bien adapteacutee agrave une utilisation au sein de petits peacuteripheacuteriques
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
5
I212 HomeRF
HomeRF (Home Radio Frequency) lanceacutee en 1998 par le HomeRFWorking
Group [7] (formeacute notamment par les constructeurs Compaq Hewlett-Packard Intel
Siemens Motorola et Microsoft) propose un deacutebit theacuteorique de 10 Mbps avec une porteacutee
drsquoenviron 50 agrave 100 megravetres sans amplificateur La norme HomeRF a eacuteteacute abandonneacutee en
janvier 2003 notamment car les fondeurs de processeurs mettent deacutesormais de
nouvelles technologies
I213 ZigBee
ZigBee est une norme de reacuteseau sans fil de type WPAN ses avantages eacutetant par
exemple la faible consommation drsquoeacutenergie et un tregraves bas prix la rendent
particuliegraverement adapteacutee pour ecirctre directement inteacutegreacutee dans les petits appareils
eacutelectroniques [18]
La technologie Zigbee opeacuterant sur la bande de freacutequences des 24 GHz permet
drsquoobtenir des deacutebits pouvant atteindre 250 Kbs avec une porteacutee maximale de 100
megravetres environ
I214 Liaisons infrarouges
Les liaisons infrarouges permettent de creacuteer des liaisons sans fil de quelques
megravetres avec des deacutebits pouvant monter agrave quelques meacutegabitsseconde Cette technologie
est largement utiliseacutee pour les teacuteleacutecommandes mais souffre toute fois des perturbations
dues aux interfeacuterences lumineuses
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN)
Le WLAN (Wireless Local Area Network) est comparable au reacuteseau cacircble de type
LAN il est constitueacute de points drsquoaccegraves formant une zone de couverture radio soit une
porteacutee drsquoenviron une centaine de megravetres [12] Ayant un fonctionnement cellulaire Le
WLAN permet de relier entre eux les terminaux preacutesents dans la zone de couverture agrave
partir de points drsquoaccegraves relieacutes agrave un reacuteseau fixe La principale raison de cette forte
croissance est la faciliteacute drsquoimpleacutementation drsquoun reacuteseau sans fil et la baisse des couts de
cette technologie
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
6
I221 WiFi
Nom commercial relatif agrave la norme IEEE 80211b le WiFi(pour Wireless Fidelity)
est une technologie inteacuteressante pour de nombreuses socieacuteteacutes lieacutees au monde des
teacuteleacutecoms et drsquoInternet [11] Les collectiviteacutes locales et surtout les particuliers profitent
de la faciliteacute drsquoaccegraves agrave Internet haut deacutebit lieacutee agrave cette norme Par abus de langage il
deacutesigne maintenant les diffeacuterentes deacuteclinaisons de la norme IEEE 80211 Il offre un
deacutebit theacuteorique de 11 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres
Dans le souci drsquoapporter des ameacuteliorations en termes de deacutebit seacutecuriteacute diffeacuterentes
deacuteclinaisons de la norme 80211 ont vu le jour Parmi lesquelles on retrouve
bull 80211a Gracircce agrave la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
elle peut atteindre un deacutebit de 54Mbs dans la gamme de freacutequence des 5GHz
bull 80211g elle est la norme la plus reacutepandue actuellement Elle offre un haut deacutebit (54
Mbits theacuteoriques 25 Mbits reacuteels) sur la bande de freacutequences des 24 GHz
bull 80211n Gracircce aux technologies MIMO (Multiple Input Multiple Output) et OFDM
cette norme preacutevoit un deacutebit theacuteorique pouvant atteindre les 600 Mbits (deacutebit reacuteel de
100 Mbits dans un rayon de 90 megravetres)
I222 HiperLAN
La norme HiperLAN (pour High Performance Radio LAN) a eacuteteacute lanceacutee par lrsquoETSI
(EuropeanTelecommunications Standards Institute) travaillant agrave 5 GHz [6] Elle existe
en deux versions HiperLAN1 et HiperLAN2 qui offrent respectivement des deacutebits
theacuteoriques de 20 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres et 54 Mbitss pour une porteacutee de
200 megravetres Une troisiegraveme version existe eacutegalement mais est destineacutee plutocirct aux
reacuteseaux WMAN Contrairement au succegraves qursquoa connu le WiFi la norme HiperLAN nrsquoa
jamais reccedilu de soutien pour le marcheacute ameacutericain
Figure I2 Exemple drsquoarchitecture WLAN
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
7
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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SommaireIntroduction geacuteneacuterale helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
ILes reacuteseaux sans fil
I1 Introduction 3
I4 Types de reacuteseaux sans fil 3
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN) 4
I211 Bluetooth 4
I212 HomeRF 5
I213 ZigBee 5
I214 Liaisons infrarouges 5
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN) 5
I221 WiFi 6
I222 HiperLAN 6
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN) 7
I231 WiMAX 7
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN) 7
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi 8
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi 8
I32 Architecteur logique de WiFi 10
I321 La couche liaison de donneacutees 11
I322 La couche physique 13
I4 Conclusion 14
II Les systegravemes MIMO
II1 Introduction 15
II2 Principe de MIMO 15
II3 Modegravele de canal MIMO 16
II4 Capaciteacute du canal MIMO 17
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD 18
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur 20
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur 20
II5 Codage spatio-temporel 20
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT) 21
II 52 Codes spatio-temporels par bloc 22
II6 multiplexage spatial 24
II7 Notion de diversiteacute 25
II71 Diversiteacute temporelle 25
II72 Diversiteacute freacutequentielle 26
II73 Diversiteacute spatiale 26
II74 Diversiteacute de polarisation 26
II8 Conclusion 27
III1 Introduction 28
III OFDM et MIMO -OFDM
III2 Principes de la modulation 28
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying) 29
II22 QPSK Quadrature Phase-Shift Keying 29
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation 30
III3 Principes de la modulation multi porteuse 30
III4 Deacutemodulation 33
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles 34
III51 Intervalle de garde 34
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM 36
Conclusion 38
III La simulation de systegravema MIMO-OFDM
IV1 Introduction 43
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a) 43
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission 44
IV31 Codage Convolutif 45
IV32 Entrelacement 45
IV33 Mappeur 46
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM 47
IV35 IFFT 48
IV36 insertion de preacutefixe cyclique 48
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage 48
IV4 chaine de reacuteception 50
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage 50
IV42 FFT 50
IV43 Deacutecodage 50
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur 51
IV6 Le canal 51
IV7 Reacutesultat de simulation 52
IV8 Conclusion 54
Conclusion et perspectives 56
Introduction geacuteneacuterale
Le domaine de teacuteleacutecommunication nrsquoa cesseacute drsquoeacutevoluer durant ces derniegraveres
deacutecennies Ces eacutevolutions sont lieacutees agrave lrsquoapparition et le deacuteveloppement de nombreux
services comme la voie sur IP (VOIP) la visioconfeacuterence la videacuteo agrave la demande et
drsquoautres applications multimeacutedia gourmandes en termes de deacutebit
Les applications agrave la norme IEEE 80211 (WiFi) sont devenu de plus en plus
nombreux drsquoougrave la neacutecessiteacute drsquoavoir des deacutebits de transmission plus importants
Cependant les ingeacutenieures de conception des systegraveme de communication radio sont
geacuteneacuteralement confronteacutes agrave des nombreux challenges parmi ceux-ci nous citons la
limitation de la bande freacutequentielle du canal les variations complexes de
lrsquoenvironnement de propagation [eacutevanouissement et trajets multiples] etc pour une
meilleure qualiteacutes de service la technologie wifi est associeacutee a des modulations haut
deacutebit telle que lrsquoOFDM[Orthogonal Frequency Division Multiplexing] ainsi qursquoa des
techniques de traitement drsquoantennes telle que le MIMO[Multiple Input Multiple Output ]
qui permettent drsquoexploiter efficacement les ressources radio disponibles
Au cœur des derniegraveres anneacutees la modulation OFDM a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et ameacutelioreacutee elle
est preacutesentement utiliseacutes dans les normes 80211 a g n et 802516 [22] Les systegravemes
OFDM sont particuliegraverement performants et robustes reacutesistent aux deacuteformations
causeacutees par le canalla deacutetection du signal est donc simplifieacutee agrave lrsquoOFDM nous deacutesirent
jumeler les avantages des systegravemes agrave plusieurs antennes sont appelles systegravemes MIMO
(multi-input multi-output) Il srsquoagit drsquoutiliser antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception afin
de maximiser le nombre de canaux diffeacuterents ce qui permettrait de diminuer le taux drsquo
erreur ou drsquoaugmenter le deacutebit transfert de donneacutees Solon la configuration choisie Les
systegravemes MIMO-OFDM sont au cœur de nombreuses recherches en teacuteleacutecommunications
Comme tous les autres systegravemes de communication ils sont affecteacutes par des
interfeacuterences qui nous deacutesirons eacuteliminer Eacutevidemment en pratique aucun systegraveme ne
peut complegravetement les eacuteliminer lrsquoobjectif est donc de les minimiser
Dans ce meacutemoire notre objectif consiste agrave transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au
reacutecepteur qui passe dans un canal MIMO et utilise une modulation OFDM eacutegalement
ameacuteliorer la robustesse de la transmission radio par une exploitation optimale de la
diversiteacute spatiale preacutesente Les codes espaces temps reacutepondent bien a cette attente En
effet reacutecemment lrsquoapplication des codes espace-temps a des systegravemes a antennes
Introduction geacuteneacuterale
multiples a montre une ameacutelioration remarquable en terme drsquoefficaciteacute spectrale et de
taux drsquoerreur binaire
Ce meacutemoire se compose de quatre chapitres qui se partissent comme suit
Le premier chapitre propose quelque geacuteneacuteraliteacutes sur les diffeacuterents types de reacuteseaux
sans fils et plus particulaire la norme IEEE 80211Ensuite le second chapitre introduit
les systegravemes MIMO que sont utiliseacutees plusieurs antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception et
les diffeacuterentes notions de la diversiteacute Puis le troisiegraveme chapitre est consacreacute a la
modulation deacutemodulation OFDM et preacutesentation drsquoune chaine de communication
MIMO-OFDM
Finalement le quatriegraveme chapitre preacutesenter le principe de chaque bloc de la chaine de
transmission qui est deacutecrit dans le chapitre preacuteceacutedent et impleacutementeacute sous matlabreg
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
3
I1 Introduction
Les reacuteseaux sans fil sont en plein deacuteveloppement du fait de la flexibiliteacute de leur
interface qui permet agrave un utilisateur de changer de place tout en restant connecteacute Les
communications entre eacutequipements terminaux peuvent srsquoeffectuer directement ou par
le biais de stations de base appeleacutees points drsquoaccegraves ou AP (Access Point) Les
communications entre points drsquoaccegraves peuvent ecirctre hertziennes ou par cacircble Les deacutebits
de ces reacuteseaux se comptent en meacutegabits par seconde voire en dizaines de meacutegabits par
seconde
Les reacuteseaux sans fil permettent de relier facilement des eacutequipements distants
drsquoune dizaine de megravetres agrave quelque kilomegravetre De plus lrsquoinstallation de tels reacuteseaux ne
demande pas de lourds ameacutenagements des infrastructures existantes
Les reacuteseaux sans fil se sont deacuteveloppeacutes au deacutepart essentiellement pour reacutepondre
aux deux besoins suivants mettre en place des transmissions dans les endroits ougrave la
pose de cacircble est difficile voire impossible et assurer la transmission de donneacutees pour
des applications mobile avec la baisse des coucircts du mateacuteriel sans fil
I4 Types de reacuteseaux sans fil
Les reacuteseaux sans fil se divisent en plusieurs cateacutegories diffeacuterentes selon la taille
de la zone geacuteographique agrave couvrir (figure I 1)[7] Chacune de ces cateacutegories regroupe
diffeacuterents standards de communication permettant de relier tregraves facilement des
eacutequipements distants drsquoune dizaine de megravetres agrave quelques kilomegravetres Dans lrsquointention de
toujours offrir au client une large gamme de services tout en garantissant un deacutebit et
une qualiteacute de service meilleurs
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
4
Figure I1 Classification des reacuteseaux sans fil
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN)
Le reacuteseau personnel sans fil WPAN (WirelessPersonal Area Network) sont des
reacuteseaux sans fil drsquoune faible porteacutee (de lrsquoordre de quelques dizaines de megravetres)[7]
Ce type de reacuteseau a pour objectifs de relier des peacuteripheacuteriques (imprimante
teacuteleacutephone portable ) agrave un ordinateur sans liaison filaire ou bien permettre la liaison
sans fil entre deux machines peu distantes entre elle Il existe plusieurs technologies
utiliseacutees pour les WPAN que nous deacutecrivons briegravevement ci-dessous
I211 Bluetooth
Bluetooth est le nom commercial relatif agrave la norme IEEE 802151 lanceacutee par
Ericsson en 1994 [11] pour les communications sans fil dans une sphegravere de 10 megravetres
de rayon autour de la personne Bluetooth proposant un deacutebit theacuteorique de 1 Mbps
preacutesente les objectfs suivants
creacuteation de points universels
remplacement des cacircbles drsquoinformation entre PC et peacuteripheacuterique (souris clavier
imprimante ports USB)
Son principal avantage est sa tregraves faible consommation drsquoeacutenergie ce qui la rend
particuliegraverement bien adapteacutee agrave une utilisation au sein de petits peacuteripheacuteriques
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
5
I212 HomeRF
HomeRF (Home Radio Frequency) lanceacutee en 1998 par le HomeRFWorking
Group [7] (formeacute notamment par les constructeurs Compaq Hewlett-Packard Intel
Siemens Motorola et Microsoft) propose un deacutebit theacuteorique de 10 Mbps avec une porteacutee
drsquoenviron 50 agrave 100 megravetres sans amplificateur La norme HomeRF a eacuteteacute abandonneacutee en
janvier 2003 notamment car les fondeurs de processeurs mettent deacutesormais de
nouvelles technologies
I213 ZigBee
ZigBee est une norme de reacuteseau sans fil de type WPAN ses avantages eacutetant par
exemple la faible consommation drsquoeacutenergie et un tregraves bas prix la rendent
particuliegraverement adapteacutee pour ecirctre directement inteacutegreacutee dans les petits appareils
eacutelectroniques [18]
La technologie Zigbee opeacuterant sur la bande de freacutequences des 24 GHz permet
drsquoobtenir des deacutebits pouvant atteindre 250 Kbs avec une porteacutee maximale de 100
megravetres environ
I214 Liaisons infrarouges
Les liaisons infrarouges permettent de creacuteer des liaisons sans fil de quelques
megravetres avec des deacutebits pouvant monter agrave quelques meacutegabitsseconde Cette technologie
est largement utiliseacutee pour les teacuteleacutecommandes mais souffre toute fois des perturbations
dues aux interfeacuterences lumineuses
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN)
Le WLAN (Wireless Local Area Network) est comparable au reacuteseau cacircble de type
LAN il est constitueacute de points drsquoaccegraves formant une zone de couverture radio soit une
porteacutee drsquoenviron une centaine de megravetres [12] Ayant un fonctionnement cellulaire Le
WLAN permet de relier entre eux les terminaux preacutesents dans la zone de couverture agrave
partir de points drsquoaccegraves relieacutes agrave un reacuteseau fixe La principale raison de cette forte
croissance est la faciliteacute drsquoimpleacutementation drsquoun reacuteseau sans fil et la baisse des couts de
cette technologie
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
6
I221 WiFi
Nom commercial relatif agrave la norme IEEE 80211b le WiFi(pour Wireless Fidelity)
est une technologie inteacuteressante pour de nombreuses socieacuteteacutes lieacutees au monde des
teacuteleacutecoms et drsquoInternet [11] Les collectiviteacutes locales et surtout les particuliers profitent
de la faciliteacute drsquoaccegraves agrave Internet haut deacutebit lieacutee agrave cette norme Par abus de langage il
deacutesigne maintenant les diffeacuterentes deacuteclinaisons de la norme IEEE 80211 Il offre un
deacutebit theacuteorique de 11 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres
Dans le souci drsquoapporter des ameacuteliorations en termes de deacutebit seacutecuriteacute diffeacuterentes
deacuteclinaisons de la norme 80211 ont vu le jour Parmi lesquelles on retrouve
bull 80211a Gracircce agrave la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
elle peut atteindre un deacutebit de 54Mbs dans la gamme de freacutequence des 5GHz
bull 80211g elle est la norme la plus reacutepandue actuellement Elle offre un haut deacutebit (54
Mbits theacuteoriques 25 Mbits reacuteels) sur la bande de freacutequences des 24 GHz
bull 80211n Gracircce aux technologies MIMO (Multiple Input Multiple Output) et OFDM
cette norme preacutevoit un deacutebit theacuteorique pouvant atteindre les 600 Mbits (deacutebit reacuteel de
100 Mbits dans un rayon de 90 megravetres)
I222 HiperLAN
La norme HiperLAN (pour High Performance Radio LAN) a eacuteteacute lanceacutee par lrsquoETSI
(EuropeanTelecommunications Standards Institute) travaillant agrave 5 GHz [6] Elle existe
en deux versions HiperLAN1 et HiperLAN2 qui offrent respectivement des deacutebits
theacuteoriques de 20 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres et 54 Mbitss pour une porteacutee de
200 megravetres Une troisiegraveme version existe eacutegalement mais est destineacutee plutocirct aux
reacuteseaux WMAN Contrairement au succegraves qursquoa connu le WiFi la norme HiperLAN nrsquoa
jamais reccedilu de soutien pour le marcheacute ameacutericain
Figure I2 Exemple drsquoarchitecture WLAN
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
7
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
II 52 Codes spatio-temporels par bloc 22
II6 multiplexage spatial 24
II7 Notion de diversiteacute 25
II71 Diversiteacute temporelle 25
II72 Diversiteacute freacutequentielle 26
II73 Diversiteacute spatiale 26
II74 Diversiteacute de polarisation 26
II8 Conclusion 27
III1 Introduction 28
III OFDM et MIMO -OFDM
III2 Principes de la modulation 28
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying) 29
II22 QPSK Quadrature Phase-Shift Keying 29
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation 30
III3 Principes de la modulation multi porteuse 30
III4 Deacutemodulation 33
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles 34
III51 Intervalle de garde 34
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM 36
Conclusion 38
III La simulation de systegravema MIMO-OFDM
IV1 Introduction 43
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a) 43
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission 44
IV31 Codage Convolutif 45
IV32 Entrelacement 45
IV33 Mappeur 46
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM 47
IV35 IFFT 48
IV36 insertion de preacutefixe cyclique 48
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage 48
IV4 chaine de reacuteception 50
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage 50
IV42 FFT 50
IV43 Deacutecodage 50
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur 51
IV6 Le canal 51
IV7 Reacutesultat de simulation 52
IV8 Conclusion 54
Conclusion et perspectives 56
Introduction geacuteneacuterale
Le domaine de teacuteleacutecommunication nrsquoa cesseacute drsquoeacutevoluer durant ces derniegraveres
deacutecennies Ces eacutevolutions sont lieacutees agrave lrsquoapparition et le deacuteveloppement de nombreux
services comme la voie sur IP (VOIP) la visioconfeacuterence la videacuteo agrave la demande et
drsquoautres applications multimeacutedia gourmandes en termes de deacutebit
Les applications agrave la norme IEEE 80211 (WiFi) sont devenu de plus en plus
nombreux drsquoougrave la neacutecessiteacute drsquoavoir des deacutebits de transmission plus importants
Cependant les ingeacutenieures de conception des systegraveme de communication radio sont
geacuteneacuteralement confronteacutes agrave des nombreux challenges parmi ceux-ci nous citons la
limitation de la bande freacutequentielle du canal les variations complexes de
lrsquoenvironnement de propagation [eacutevanouissement et trajets multiples] etc pour une
meilleure qualiteacutes de service la technologie wifi est associeacutee a des modulations haut
deacutebit telle que lrsquoOFDM[Orthogonal Frequency Division Multiplexing] ainsi qursquoa des
techniques de traitement drsquoantennes telle que le MIMO[Multiple Input Multiple Output ]
qui permettent drsquoexploiter efficacement les ressources radio disponibles
Au cœur des derniegraveres anneacutees la modulation OFDM a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et ameacutelioreacutee elle
est preacutesentement utiliseacutes dans les normes 80211 a g n et 802516 [22] Les systegravemes
OFDM sont particuliegraverement performants et robustes reacutesistent aux deacuteformations
causeacutees par le canalla deacutetection du signal est donc simplifieacutee agrave lrsquoOFDM nous deacutesirent
jumeler les avantages des systegravemes agrave plusieurs antennes sont appelles systegravemes MIMO
(multi-input multi-output) Il srsquoagit drsquoutiliser antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception afin
de maximiser le nombre de canaux diffeacuterents ce qui permettrait de diminuer le taux drsquo
erreur ou drsquoaugmenter le deacutebit transfert de donneacutees Solon la configuration choisie Les
systegravemes MIMO-OFDM sont au cœur de nombreuses recherches en teacuteleacutecommunications
Comme tous les autres systegravemes de communication ils sont affecteacutes par des
interfeacuterences qui nous deacutesirons eacuteliminer Eacutevidemment en pratique aucun systegraveme ne
peut complegravetement les eacuteliminer lrsquoobjectif est donc de les minimiser
Dans ce meacutemoire notre objectif consiste agrave transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au
reacutecepteur qui passe dans un canal MIMO et utilise une modulation OFDM eacutegalement
ameacuteliorer la robustesse de la transmission radio par une exploitation optimale de la
diversiteacute spatiale preacutesente Les codes espaces temps reacutepondent bien a cette attente En
effet reacutecemment lrsquoapplication des codes espace-temps a des systegravemes a antennes
Introduction geacuteneacuterale
multiples a montre une ameacutelioration remarquable en terme drsquoefficaciteacute spectrale et de
taux drsquoerreur binaire
Ce meacutemoire se compose de quatre chapitres qui se partissent comme suit
Le premier chapitre propose quelque geacuteneacuteraliteacutes sur les diffeacuterents types de reacuteseaux
sans fils et plus particulaire la norme IEEE 80211Ensuite le second chapitre introduit
les systegravemes MIMO que sont utiliseacutees plusieurs antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception et
les diffeacuterentes notions de la diversiteacute Puis le troisiegraveme chapitre est consacreacute a la
modulation deacutemodulation OFDM et preacutesentation drsquoune chaine de communication
MIMO-OFDM
Finalement le quatriegraveme chapitre preacutesenter le principe de chaque bloc de la chaine de
transmission qui est deacutecrit dans le chapitre preacuteceacutedent et impleacutementeacute sous matlabreg
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
3
I1 Introduction
Les reacuteseaux sans fil sont en plein deacuteveloppement du fait de la flexibiliteacute de leur
interface qui permet agrave un utilisateur de changer de place tout en restant connecteacute Les
communications entre eacutequipements terminaux peuvent srsquoeffectuer directement ou par
le biais de stations de base appeleacutees points drsquoaccegraves ou AP (Access Point) Les
communications entre points drsquoaccegraves peuvent ecirctre hertziennes ou par cacircble Les deacutebits
de ces reacuteseaux se comptent en meacutegabits par seconde voire en dizaines de meacutegabits par
seconde
Les reacuteseaux sans fil permettent de relier facilement des eacutequipements distants
drsquoune dizaine de megravetres agrave quelque kilomegravetre De plus lrsquoinstallation de tels reacuteseaux ne
demande pas de lourds ameacutenagements des infrastructures existantes
Les reacuteseaux sans fil se sont deacuteveloppeacutes au deacutepart essentiellement pour reacutepondre
aux deux besoins suivants mettre en place des transmissions dans les endroits ougrave la
pose de cacircble est difficile voire impossible et assurer la transmission de donneacutees pour
des applications mobile avec la baisse des coucircts du mateacuteriel sans fil
I4 Types de reacuteseaux sans fil
Les reacuteseaux sans fil se divisent en plusieurs cateacutegories diffeacuterentes selon la taille
de la zone geacuteographique agrave couvrir (figure I 1)[7] Chacune de ces cateacutegories regroupe
diffeacuterents standards de communication permettant de relier tregraves facilement des
eacutequipements distants drsquoune dizaine de megravetres agrave quelques kilomegravetres Dans lrsquointention de
toujours offrir au client une large gamme de services tout en garantissant un deacutebit et
une qualiteacute de service meilleurs
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
4
Figure I1 Classification des reacuteseaux sans fil
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN)
Le reacuteseau personnel sans fil WPAN (WirelessPersonal Area Network) sont des
reacuteseaux sans fil drsquoune faible porteacutee (de lrsquoordre de quelques dizaines de megravetres)[7]
Ce type de reacuteseau a pour objectifs de relier des peacuteripheacuteriques (imprimante
teacuteleacutephone portable ) agrave un ordinateur sans liaison filaire ou bien permettre la liaison
sans fil entre deux machines peu distantes entre elle Il existe plusieurs technologies
utiliseacutees pour les WPAN que nous deacutecrivons briegravevement ci-dessous
I211 Bluetooth
Bluetooth est le nom commercial relatif agrave la norme IEEE 802151 lanceacutee par
Ericsson en 1994 [11] pour les communications sans fil dans une sphegravere de 10 megravetres
de rayon autour de la personne Bluetooth proposant un deacutebit theacuteorique de 1 Mbps
preacutesente les objectfs suivants
creacuteation de points universels
remplacement des cacircbles drsquoinformation entre PC et peacuteripheacuterique (souris clavier
imprimante ports USB)
Son principal avantage est sa tregraves faible consommation drsquoeacutenergie ce qui la rend
particuliegraverement bien adapteacutee agrave une utilisation au sein de petits peacuteripheacuteriques
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
5
I212 HomeRF
HomeRF (Home Radio Frequency) lanceacutee en 1998 par le HomeRFWorking
Group [7] (formeacute notamment par les constructeurs Compaq Hewlett-Packard Intel
Siemens Motorola et Microsoft) propose un deacutebit theacuteorique de 10 Mbps avec une porteacutee
drsquoenviron 50 agrave 100 megravetres sans amplificateur La norme HomeRF a eacuteteacute abandonneacutee en
janvier 2003 notamment car les fondeurs de processeurs mettent deacutesormais de
nouvelles technologies
I213 ZigBee
ZigBee est une norme de reacuteseau sans fil de type WPAN ses avantages eacutetant par
exemple la faible consommation drsquoeacutenergie et un tregraves bas prix la rendent
particuliegraverement adapteacutee pour ecirctre directement inteacutegreacutee dans les petits appareils
eacutelectroniques [18]
La technologie Zigbee opeacuterant sur la bande de freacutequences des 24 GHz permet
drsquoobtenir des deacutebits pouvant atteindre 250 Kbs avec une porteacutee maximale de 100
megravetres environ
I214 Liaisons infrarouges
Les liaisons infrarouges permettent de creacuteer des liaisons sans fil de quelques
megravetres avec des deacutebits pouvant monter agrave quelques meacutegabitsseconde Cette technologie
est largement utiliseacutee pour les teacuteleacutecommandes mais souffre toute fois des perturbations
dues aux interfeacuterences lumineuses
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN)
Le WLAN (Wireless Local Area Network) est comparable au reacuteseau cacircble de type
LAN il est constitueacute de points drsquoaccegraves formant une zone de couverture radio soit une
porteacutee drsquoenviron une centaine de megravetres [12] Ayant un fonctionnement cellulaire Le
WLAN permet de relier entre eux les terminaux preacutesents dans la zone de couverture agrave
partir de points drsquoaccegraves relieacutes agrave un reacuteseau fixe La principale raison de cette forte
croissance est la faciliteacute drsquoimpleacutementation drsquoun reacuteseau sans fil et la baisse des couts de
cette technologie
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
6
I221 WiFi
Nom commercial relatif agrave la norme IEEE 80211b le WiFi(pour Wireless Fidelity)
est une technologie inteacuteressante pour de nombreuses socieacuteteacutes lieacutees au monde des
teacuteleacutecoms et drsquoInternet [11] Les collectiviteacutes locales et surtout les particuliers profitent
de la faciliteacute drsquoaccegraves agrave Internet haut deacutebit lieacutee agrave cette norme Par abus de langage il
deacutesigne maintenant les diffeacuterentes deacuteclinaisons de la norme IEEE 80211 Il offre un
deacutebit theacuteorique de 11 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres
Dans le souci drsquoapporter des ameacuteliorations en termes de deacutebit seacutecuriteacute diffeacuterentes
deacuteclinaisons de la norme 80211 ont vu le jour Parmi lesquelles on retrouve
bull 80211a Gracircce agrave la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
elle peut atteindre un deacutebit de 54Mbs dans la gamme de freacutequence des 5GHz
bull 80211g elle est la norme la plus reacutepandue actuellement Elle offre un haut deacutebit (54
Mbits theacuteoriques 25 Mbits reacuteels) sur la bande de freacutequences des 24 GHz
bull 80211n Gracircce aux technologies MIMO (Multiple Input Multiple Output) et OFDM
cette norme preacutevoit un deacutebit theacuteorique pouvant atteindre les 600 Mbits (deacutebit reacuteel de
100 Mbits dans un rayon de 90 megravetres)
I222 HiperLAN
La norme HiperLAN (pour High Performance Radio LAN) a eacuteteacute lanceacutee par lrsquoETSI
(EuropeanTelecommunications Standards Institute) travaillant agrave 5 GHz [6] Elle existe
en deux versions HiperLAN1 et HiperLAN2 qui offrent respectivement des deacutebits
theacuteoriques de 20 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres et 54 Mbitss pour une porteacutee de
200 megravetres Une troisiegraveme version existe eacutegalement mais est destineacutee plutocirct aux
reacuteseaux WMAN Contrairement au succegraves qursquoa connu le WiFi la norme HiperLAN nrsquoa
jamais reccedilu de soutien pour le marcheacute ameacutericain
Figure I2 Exemple drsquoarchitecture WLAN
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
7
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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- introduction geacuteneacuteralepdf
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- Reacutesumeacutepdf
-
IV43 Deacutecodage 50
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur 51
IV6 Le canal 51
IV7 Reacutesultat de simulation 52
IV8 Conclusion 54
Conclusion et perspectives 56
Introduction geacuteneacuterale
Le domaine de teacuteleacutecommunication nrsquoa cesseacute drsquoeacutevoluer durant ces derniegraveres
deacutecennies Ces eacutevolutions sont lieacutees agrave lrsquoapparition et le deacuteveloppement de nombreux
services comme la voie sur IP (VOIP) la visioconfeacuterence la videacuteo agrave la demande et
drsquoautres applications multimeacutedia gourmandes en termes de deacutebit
Les applications agrave la norme IEEE 80211 (WiFi) sont devenu de plus en plus
nombreux drsquoougrave la neacutecessiteacute drsquoavoir des deacutebits de transmission plus importants
Cependant les ingeacutenieures de conception des systegraveme de communication radio sont
geacuteneacuteralement confronteacutes agrave des nombreux challenges parmi ceux-ci nous citons la
limitation de la bande freacutequentielle du canal les variations complexes de
lrsquoenvironnement de propagation [eacutevanouissement et trajets multiples] etc pour une
meilleure qualiteacutes de service la technologie wifi est associeacutee a des modulations haut
deacutebit telle que lrsquoOFDM[Orthogonal Frequency Division Multiplexing] ainsi qursquoa des
techniques de traitement drsquoantennes telle que le MIMO[Multiple Input Multiple Output ]
qui permettent drsquoexploiter efficacement les ressources radio disponibles
Au cœur des derniegraveres anneacutees la modulation OFDM a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et ameacutelioreacutee elle
est preacutesentement utiliseacutes dans les normes 80211 a g n et 802516 [22] Les systegravemes
OFDM sont particuliegraverement performants et robustes reacutesistent aux deacuteformations
causeacutees par le canalla deacutetection du signal est donc simplifieacutee agrave lrsquoOFDM nous deacutesirent
jumeler les avantages des systegravemes agrave plusieurs antennes sont appelles systegravemes MIMO
(multi-input multi-output) Il srsquoagit drsquoutiliser antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception afin
de maximiser le nombre de canaux diffeacuterents ce qui permettrait de diminuer le taux drsquo
erreur ou drsquoaugmenter le deacutebit transfert de donneacutees Solon la configuration choisie Les
systegravemes MIMO-OFDM sont au cœur de nombreuses recherches en teacuteleacutecommunications
Comme tous les autres systegravemes de communication ils sont affecteacutes par des
interfeacuterences qui nous deacutesirons eacuteliminer Eacutevidemment en pratique aucun systegraveme ne
peut complegravetement les eacuteliminer lrsquoobjectif est donc de les minimiser
Dans ce meacutemoire notre objectif consiste agrave transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au
reacutecepteur qui passe dans un canal MIMO et utilise une modulation OFDM eacutegalement
ameacuteliorer la robustesse de la transmission radio par une exploitation optimale de la
diversiteacute spatiale preacutesente Les codes espaces temps reacutepondent bien a cette attente En
effet reacutecemment lrsquoapplication des codes espace-temps a des systegravemes a antennes
Introduction geacuteneacuterale
multiples a montre une ameacutelioration remarquable en terme drsquoefficaciteacute spectrale et de
taux drsquoerreur binaire
Ce meacutemoire se compose de quatre chapitres qui se partissent comme suit
Le premier chapitre propose quelque geacuteneacuteraliteacutes sur les diffeacuterents types de reacuteseaux
sans fils et plus particulaire la norme IEEE 80211Ensuite le second chapitre introduit
les systegravemes MIMO que sont utiliseacutees plusieurs antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception et
les diffeacuterentes notions de la diversiteacute Puis le troisiegraveme chapitre est consacreacute a la
modulation deacutemodulation OFDM et preacutesentation drsquoune chaine de communication
MIMO-OFDM
Finalement le quatriegraveme chapitre preacutesenter le principe de chaque bloc de la chaine de
transmission qui est deacutecrit dans le chapitre preacuteceacutedent et impleacutementeacute sous matlabreg
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
3
I1 Introduction
Les reacuteseaux sans fil sont en plein deacuteveloppement du fait de la flexibiliteacute de leur
interface qui permet agrave un utilisateur de changer de place tout en restant connecteacute Les
communications entre eacutequipements terminaux peuvent srsquoeffectuer directement ou par
le biais de stations de base appeleacutees points drsquoaccegraves ou AP (Access Point) Les
communications entre points drsquoaccegraves peuvent ecirctre hertziennes ou par cacircble Les deacutebits
de ces reacuteseaux se comptent en meacutegabits par seconde voire en dizaines de meacutegabits par
seconde
Les reacuteseaux sans fil permettent de relier facilement des eacutequipements distants
drsquoune dizaine de megravetres agrave quelque kilomegravetre De plus lrsquoinstallation de tels reacuteseaux ne
demande pas de lourds ameacutenagements des infrastructures existantes
Les reacuteseaux sans fil se sont deacuteveloppeacutes au deacutepart essentiellement pour reacutepondre
aux deux besoins suivants mettre en place des transmissions dans les endroits ougrave la
pose de cacircble est difficile voire impossible et assurer la transmission de donneacutees pour
des applications mobile avec la baisse des coucircts du mateacuteriel sans fil
I4 Types de reacuteseaux sans fil
Les reacuteseaux sans fil se divisent en plusieurs cateacutegories diffeacuterentes selon la taille
de la zone geacuteographique agrave couvrir (figure I 1)[7] Chacune de ces cateacutegories regroupe
diffeacuterents standards de communication permettant de relier tregraves facilement des
eacutequipements distants drsquoune dizaine de megravetres agrave quelques kilomegravetres Dans lrsquointention de
toujours offrir au client une large gamme de services tout en garantissant un deacutebit et
une qualiteacute de service meilleurs
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
4
Figure I1 Classification des reacuteseaux sans fil
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN)
Le reacuteseau personnel sans fil WPAN (WirelessPersonal Area Network) sont des
reacuteseaux sans fil drsquoune faible porteacutee (de lrsquoordre de quelques dizaines de megravetres)[7]
Ce type de reacuteseau a pour objectifs de relier des peacuteripheacuteriques (imprimante
teacuteleacutephone portable ) agrave un ordinateur sans liaison filaire ou bien permettre la liaison
sans fil entre deux machines peu distantes entre elle Il existe plusieurs technologies
utiliseacutees pour les WPAN que nous deacutecrivons briegravevement ci-dessous
I211 Bluetooth
Bluetooth est le nom commercial relatif agrave la norme IEEE 802151 lanceacutee par
Ericsson en 1994 [11] pour les communications sans fil dans une sphegravere de 10 megravetres
de rayon autour de la personne Bluetooth proposant un deacutebit theacuteorique de 1 Mbps
preacutesente les objectfs suivants
creacuteation de points universels
remplacement des cacircbles drsquoinformation entre PC et peacuteripheacuterique (souris clavier
imprimante ports USB)
Son principal avantage est sa tregraves faible consommation drsquoeacutenergie ce qui la rend
particuliegraverement bien adapteacutee agrave une utilisation au sein de petits peacuteripheacuteriques
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
5
I212 HomeRF
HomeRF (Home Radio Frequency) lanceacutee en 1998 par le HomeRFWorking
Group [7] (formeacute notamment par les constructeurs Compaq Hewlett-Packard Intel
Siemens Motorola et Microsoft) propose un deacutebit theacuteorique de 10 Mbps avec une porteacutee
drsquoenviron 50 agrave 100 megravetres sans amplificateur La norme HomeRF a eacuteteacute abandonneacutee en
janvier 2003 notamment car les fondeurs de processeurs mettent deacutesormais de
nouvelles technologies
I213 ZigBee
ZigBee est une norme de reacuteseau sans fil de type WPAN ses avantages eacutetant par
exemple la faible consommation drsquoeacutenergie et un tregraves bas prix la rendent
particuliegraverement adapteacutee pour ecirctre directement inteacutegreacutee dans les petits appareils
eacutelectroniques [18]
La technologie Zigbee opeacuterant sur la bande de freacutequences des 24 GHz permet
drsquoobtenir des deacutebits pouvant atteindre 250 Kbs avec une porteacutee maximale de 100
megravetres environ
I214 Liaisons infrarouges
Les liaisons infrarouges permettent de creacuteer des liaisons sans fil de quelques
megravetres avec des deacutebits pouvant monter agrave quelques meacutegabitsseconde Cette technologie
est largement utiliseacutee pour les teacuteleacutecommandes mais souffre toute fois des perturbations
dues aux interfeacuterences lumineuses
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN)
Le WLAN (Wireless Local Area Network) est comparable au reacuteseau cacircble de type
LAN il est constitueacute de points drsquoaccegraves formant une zone de couverture radio soit une
porteacutee drsquoenviron une centaine de megravetres [12] Ayant un fonctionnement cellulaire Le
WLAN permet de relier entre eux les terminaux preacutesents dans la zone de couverture agrave
partir de points drsquoaccegraves relieacutes agrave un reacuteseau fixe La principale raison de cette forte
croissance est la faciliteacute drsquoimpleacutementation drsquoun reacuteseau sans fil et la baisse des couts de
cette technologie
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
6
I221 WiFi
Nom commercial relatif agrave la norme IEEE 80211b le WiFi(pour Wireless Fidelity)
est une technologie inteacuteressante pour de nombreuses socieacuteteacutes lieacutees au monde des
teacuteleacutecoms et drsquoInternet [11] Les collectiviteacutes locales et surtout les particuliers profitent
de la faciliteacute drsquoaccegraves agrave Internet haut deacutebit lieacutee agrave cette norme Par abus de langage il
deacutesigne maintenant les diffeacuterentes deacuteclinaisons de la norme IEEE 80211 Il offre un
deacutebit theacuteorique de 11 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres
Dans le souci drsquoapporter des ameacuteliorations en termes de deacutebit seacutecuriteacute diffeacuterentes
deacuteclinaisons de la norme 80211 ont vu le jour Parmi lesquelles on retrouve
bull 80211a Gracircce agrave la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
elle peut atteindre un deacutebit de 54Mbs dans la gamme de freacutequence des 5GHz
bull 80211g elle est la norme la plus reacutepandue actuellement Elle offre un haut deacutebit (54
Mbits theacuteoriques 25 Mbits reacuteels) sur la bande de freacutequences des 24 GHz
bull 80211n Gracircce aux technologies MIMO (Multiple Input Multiple Output) et OFDM
cette norme preacutevoit un deacutebit theacuteorique pouvant atteindre les 600 Mbits (deacutebit reacuteel de
100 Mbits dans un rayon de 90 megravetres)
I222 HiperLAN
La norme HiperLAN (pour High Performance Radio LAN) a eacuteteacute lanceacutee par lrsquoETSI
(EuropeanTelecommunications Standards Institute) travaillant agrave 5 GHz [6] Elle existe
en deux versions HiperLAN1 et HiperLAN2 qui offrent respectivement des deacutebits
theacuteoriques de 20 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres et 54 Mbitss pour une porteacutee de
200 megravetres Une troisiegraveme version existe eacutegalement mais est destineacutee plutocirct aux
reacuteseaux WMAN Contrairement au succegraves qursquoa connu le WiFi la norme HiperLAN nrsquoa
jamais reccedilu de soutien pour le marcheacute ameacutericain
Figure I2 Exemple drsquoarchitecture WLAN
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
7
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
Introduction geacuteneacuterale
Le domaine de teacuteleacutecommunication nrsquoa cesseacute drsquoeacutevoluer durant ces derniegraveres
deacutecennies Ces eacutevolutions sont lieacutees agrave lrsquoapparition et le deacuteveloppement de nombreux
services comme la voie sur IP (VOIP) la visioconfeacuterence la videacuteo agrave la demande et
drsquoautres applications multimeacutedia gourmandes en termes de deacutebit
Les applications agrave la norme IEEE 80211 (WiFi) sont devenu de plus en plus
nombreux drsquoougrave la neacutecessiteacute drsquoavoir des deacutebits de transmission plus importants
Cependant les ingeacutenieures de conception des systegraveme de communication radio sont
geacuteneacuteralement confronteacutes agrave des nombreux challenges parmi ceux-ci nous citons la
limitation de la bande freacutequentielle du canal les variations complexes de
lrsquoenvironnement de propagation [eacutevanouissement et trajets multiples] etc pour une
meilleure qualiteacutes de service la technologie wifi est associeacutee a des modulations haut
deacutebit telle que lrsquoOFDM[Orthogonal Frequency Division Multiplexing] ainsi qursquoa des
techniques de traitement drsquoantennes telle que le MIMO[Multiple Input Multiple Output ]
qui permettent drsquoexploiter efficacement les ressources radio disponibles
Au cœur des derniegraveres anneacutees la modulation OFDM a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et ameacutelioreacutee elle
est preacutesentement utiliseacutes dans les normes 80211 a g n et 802516 [22] Les systegravemes
OFDM sont particuliegraverement performants et robustes reacutesistent aux deacuteformations
causeacutees par le canalla deacutetection du signal est donc simplifieacutee agrave lrsquoOFDM nous deacutesirent
jumeler les avantages des systegravemes agrave plusieurs antennes sont appelles systegravemes MIMO
(multi-input multi-output) Il srsquoagit drsquoutiliser antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception afin
de maximiser le nombre de canaux diffeacuterents ce qui permettrait de diminuer le taux drsquo
erreur ou drsquoaugmenter le deacutebit transfert de donneacutees Solon la configuration choisie Les
systegravemes MIMO-OFDM sont au cœur de nombreuses recherches en teacuteleacutecommunications
Comme tous les autres systegravemes de communication ils sont affecteacutes par des
interfeacuterences qui nous deacutesirons eacuteliminer Eacutevidemment en pratique aucun systegraveme ne
peut complegravetement les eacuteliminer lrsquoobjectif est donc de les minimiser
Dans ce meacutemoire notre objectif consiste agrave transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au
reacutecepteur qui passe dans un canal MIMO et utilise une modulation OFDM eacutegalement
ameacuteliorer la robustesse de la transmission radio par une exploitation optimale de la
diversiteacute spatiale preacutesente Les codes espaces temps reacutepondent bien a cette attente En
effet reacutecemment lrsquoapplication des codes espace-temps a des systegravemes a antennes
Introduction geacuteneacuterale
multiples a montre une ameacutelioration remarquable en terme drsquoefficaciteacute spectrale et de
taux drsquoerreur binaire
Ce meacutemoire se compose de quatre chapitres qui se partissent comme suit
Le premier chapitre propose quelque geacuteneacuteraliteacutes sur les diffeacuterents types de reacuteseaux
sans fils et plus particulaire la norme IEEE 80211Ensuite le second chapitre introduit
les systegravemes MIMO que sont utiliseacutees plusieurs antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception et
les diffeacuterentes notions de la diversiteacute Puis le troisiegraveme chapitre est consacreacute a la
modulation deacutemodulation OFDM et preacutesentation drsquoune chaine de communication
MIMO-OFDM
Finalement le quatriegraveme chapitre preacutesenter le principe de chaque bloc de la chaine de
transmission qui est deacutecrit dans le chapitre preacuteceacutedent et impleacutementeacute sous matlabreg
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
3
I1 Introduction
Les reacuteseaux sans fil sont en plein deacuteveloppement du fait de la flexibiliteacute de leur
interface qui permet agrave un utilisateur de changer de place tout en restant connecteacute Les
communications entre eacutequipements terminaux peuvent srsquoeffectuer directement ou par
le biais de stations de base appeleacutees points drsquoaccegraves ou AP (Access Point) Les
communications entre points drsquoaccegraves peuvent ecirctre hertziennes ou par cacircble Les deacutebits
de ces reacuteseaux se comptent en meacutegabits par seconde voire en dizaines de meacutegabits par
seconde
Les reacuteseaux sans fil permettent de relier facilement des eacutequipements distants
drsquoune dizaine de megravetres agrave quelque kilomegravetre De plus lrsquoinstallation de tels reacuteseaux ne
demande pas de lourds ameacutenagements des infrastructures existantes
Les reacuteseaux sans fil se sont deacuteveloppeacutes au deacutepart essentiellement pour reacutepondre
aux deux besoins suivants mettre en place des transmissions dans les endroits ougrave la
pose de cacircble est difficile voire impossible et assurer la transmission de donneacutees pour
des applications mobile avec la baisse des coucircts du mateacuteriel sans fil
I4 Types de reacuteseaux sans fil
Les reacuteseaux sans fil se divisent en plusieurs cateacutegories diffeacuterentes selon la taille
de la zone geacuteographique agrave couvrir (figure I 1)[7] Chacune de ces cateacutegories regroupe
diffeacuterents standards de communication permettant de relier tregraves facilement des
eacutequipements distants drsquoune dizaine de megravetres agrave quelques kilomegravetres Dans lrsquointention de
toujours offrir au client une large gamme de services tout en garantissant un deacutebit et
une qualiteacute de service meilleurs
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
4
Figure I1 Classification des reacuteseaux sans fil
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN)
Le reacuteseau personnel sans fil WPAN (WirelessPersonal Area Network) sont des
reacuteseaux sans fil drsquoune faible porteacutee (de lrsquoordre de quelques dizaines de megravetres)[7]
Ce type de reacuteseau a pour objectifs de relier des peacuteripheacuteriques (imprimante
teacuteleacutephone portable ) agrave un ordinateur sans liaison filaire ou bien permettre la liaison
sans fil entre deux machines peu distantes entre elle Il existe plusieurs technologies
utiliseacutees pour les WPAN que nous deacutecrivons briegravevement ci-dessous
I211 Bluetooth
Bluetooth est le nom commercial relatif agrave la norme IEEE 802151 lanceacutee par
Ericsson en 1994 [11] pour les communications sans fil dans une sphegravere de 10 megravetres
de rayon autour de la personne Bluetooth proposant un deacutebit theacuteorique de 1 Mbps
preacutesente les objectfs suivants
creacuteation de points universels
remplacement des cacircbles drsquoinformation entre PC et peacuteripheacuterique (souris clavier
imprimante ports USB)
Son principal avantage est sa tregraves faible consommation drsquoeacutenergie ce qui la rend
particuliegraverement bien adapteacutee agrave une utilisation au sein de petits peacuteripheacuteriques
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
5
I212 HomeRF
HomeRF (Home Radio Frequency) lanceacutee en 1998 par le HomeRFWorking
Group [7] (formeacute notamment par les constructeurs Compaq Hewlett-Packard Intel
Siemens Motorola et Microsoft) propose un deacutebit theacuteorique de 10 Mbps avec une porteacutee
drsquoenviron 50 agrave 100 megravetres sans amplificateur La norme HomeRF a eacuteteacute abandonneacutee en
janvier 2003 notamment car les fondeurs de processeurs mettent deacutesormais de
nouvelles technologies
I213 ZigBee
ZigBee est une norme de reacuteseau sans fil de type WPAN ses avantages eacutetant par
exemple la faible consommation drsquoeacutenergie et un tregraves bas prix la rendent
particuliegraverement adapteacutee pour ecirctre directement inteacutegreacutee dans les petits appareils
eacutelectroniques [18]
La technologie Zigbee opeacuterant sur la bande de freacutequences des 24 GHz permet
drsquoobtenir des deacutebits pouvant atteindre 250 Kbs avec une porteacutee maximale de 100
megravetres environ
I214 Liaisons infrarouges
Les liaisons infrarouges permettent de creacuteer des liaisons sans fil de quelques
megravetres avec des deacutebits pouvant monter agrave quelques meacutegabitsseconde Cette technologie
est largement utiliseacutee pour les teacuteleacutecommandes mais souffre toute fois des perturbations
dues aux interfeacuterences lumineuses
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN)
Le WLAN (Wireless Local Area Network) est comparable au reacuteseau cacircble de type
LAN il est constitueacute de points drsquoaccegraves formant une zone de couverture radio soit une
porteacutee drsquoenviron une centaine de megravetres [12] Ayant un fonctionnement cellulaire Le
WLAN permet de relier entre eux les terminaux preacutesents dans la zone de couverture agrave
partir de points drsquoaccegraves relieacutes agrave un reacuteseau fixe La principale raison de cette forte
croissance est la faciliteacute drsquoimpleacutementation drsquoun reacuteseau sans fil et la baisse des couts de
cette technologie
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
6
I221 WiFi
Nom commercial relatif agrave la norme IEEE 80211b le WiFi(pour Wireless Fidelity)
est une technologie inteacuteressante pour de nombreuses socieacuteteacutes lieacutees au monde des
teacuteleacutecoms et drsquoInternet [11] Les collectiviteacutes locales et surtout les particuliers profitent
de la faciliteacute drsquoaccegraves agrave Internet haut deacutebit lieacutee agrave cette norme Par abus de langage il
deacutesigne maintenant les diffeacuterentes deacuteclinaisons de la norme IEEE 80211 Il offre un
deacutebit theacuteorique de 11 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres
Dans le souci drsquoapporter des ameacuteliorations en termes de deacutebit seacutecuriteacute diffeacuterentes
deacuteclinaisons de la norme 80211 ont vu le jour Parmi lesquelles on retrouve
bull 80211a Gracircce agrave la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
elle peut atteindre un deacutebit de 54Mbs dans la gamme de freacutequence des 5GHz
bull 80211g elle est la norme la plus reacutepandue actuellement Elle offre un haut deacutebit (54
Mbits theacuteoriques 25 Mbits reacuteels) sur la bande de freacutequences des 24 GHz
bull 80211n Gracircce aux technologies MIMO (Multiple Input Multiple Output) et OFDM
cette norme preacutevoit un deacutebit theacuteorique pouvant atteindre les 600 Mbits (deacutebit reacuteel de
100 Mbits dans un rayon de 90 megravetres)
I222 HiperLAN
La norme HiperLAN (pour High Performance Radio LAN) a eacuteteacute lanceacutee par lrsquoETSI
(EuropeanTelecommunications Standards Institute) travaillant agrave 5 GHz [6] Elle existe
en deux versions HiperLAN1 et HiperLAN2 qui offrent respectivement des deacutebits
theacuteoriques de 20 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres et 54 Mbitss pour une porteacutee de
200 megravetres Une troisiegraveme version existe eacutegalement mais est destineacutee plutocirct aux
reacuteseaux WMAN Contrairement au succegraves qursquoa connu le WiFi la norme HiperLAN nrsquoa
jamais reccedilu de soutien pour le marcheacute ameacutericain
Figure I2 Exemple drsquoarchitecture WLAN
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
7
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
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- chap03pdf
- chap04pdf
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- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
Introduction geacuteneacuterale
multiples a montre une ameacutelioration remarquable en terme drsquoefficaciteacute spectrale et de
taux drsquoerreur binaire
Ce meacutemoire se compose de quatre chapitres qui se partissent comme suit
Le premier chapitre propose quelque geacuteneacuteraliteacutes sur les diffeacuterents types de reacuteseaux
sans fils et plus particulaire la norme IEEE 80211Ensuite le second chapitre introduit
les systegravemes MIMO que sont utiliseacutees plusieurs antennes a lrsquoeacutemission et a la reacuteception et
les diffeacuterentes notions de la diversiteacute Puis le troisiegraveme chapitre est consacreacute a la
modulation deacutemodulation OFDM et preacutesentation drsquoune chaine de communication
MIMO-OFDM
Finalement le quatriegraveme chapitre preacutesenter le principe de chaque bloc de la chaine de
transmission qui est deacutecrit dans le chapitre preacuteceacutedent et impleacutementeacute sous matlabreg
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
3
I1 Introduction
Les reacuteseaux sans fil sont en plein deacuteveloppement du fait de la flexibiliteacute de leur
interface qui permet agrave un utilisateur de changer de place tout en restant connecteacute Les
communications entre eacutequipements terminaux peuvent srsquoeffectuer directement ou par
le biais de stations de base appeleacutees points drsquoaccegraves ou AP (Access Point) Les
communications entre points drsquoaccegraves peuvent ecirctre hertziennes ou par cacircble Les deacutebits
de ces reacuteseaux se comptent en meacutegabits par seconde voire en dizaines de meacutegabits par
seconde
Les reacuteseaux sans fil permettent de relier facilement des eacutequipements distants
drsquoune dizaine de megravetres agrave quelque kilomegravetre De plus lrsquoinstallation de tels reacuteseaux ne
demande pas de lourds ameacutenagements des infrastructures existantes
Les reacuteseaux sans fil se sont deacuteveloppeacutes au deacutepart essentiellement pour reacutepondre
aux deux besoins suivants mettre en place des transmissions dans les endroits ougrave la
pose de cacircble est difficile voire impossible et assurer la transmission de donneacutees pour
des applications mobile avec la baisse des coucircts du mateacuteriel sans fil
I4 Types de reacuteseaux sans fil
Les reacuteseaux sans fil se divisent en plusieurs cateacutegories diffeacuterentes selon la taille
de la zone geacuteographique agrave couvrir (figure I 1)[7] Chacune de ces cateacutegories regroupe
diffeacuterents standards de communication permettant de relier tregraves facilement des
eacutequipements distants drsquoune dizaine de megravetres agrave quelques kilomegravetres Dans lrsquointention de
toujours offrir au client une large gamme de services tout en garantissant un deacutebit et
une qualiteacute de service meilleurs
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
4
Figure I1 Classification des reacuteseaux sans fil
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN)
Le reacuteseau personnel sans fil WPAN (WirelessPersonal Area Network) sont des
reacuteseaux sans fil drsquoune faible porteacutee (de lrsquoordre de quelques dizaines de megravetres)[7]
Ce type de reacuteseau a pour objectifs de relier des peacuteripheacuteriques (imprimante
teacuteleacutephone portable ) agrave un ordinateur sans liaison filaire ou bien permettre la liaison
sans fil entre deux machines peu distantes entre elle Il existe plusieurs technologies
utiliseacutees pour les WPAN que nous deacutecrivons briegravevement ci-dessous
I211 Bluetooth
Bluetooth est le nom commercial relatif agrave la norme IEEE 802151 lanceacutee par
Ericsson en 1994 [11] pour les communications sans fil dans une sphegravere de 10 megravetres
de rayon autour de la personne Bluetooth proposant un deacutebit theacuteorique de 1 Mbps
preacutesente les objectfs suivants
creacuteation de points universels
remplacement des cacircbles drsquoinformation entre PC et peacuteripheacuterique (souris clavier
imprimante ports USB)
Son principal avantage est sa tregraves faible consommation drsquoeacutenergie ce qui la rend
particuliegraverement bien adapteacutee agrave une utilisation au sein de petits peacuteripheacuteriques
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
5
I212 HomeRF
HomeRF (Home Radio Frequency) lanceacutee en 1998 par le HomeRFWorking
Group [7] (formeacute notamment par les constructeurs Compaq Hewlett-Packard Intel
Siemens Motorola et Microsoft) propose un deacutebit theacuteorique de 10 Mbps avec une porteacutee
drsquoenviron 50 agrave 100 megravetres sans amplificateur La norme HomeRF a eacuteteacute abandonneacutee en
janvier 2003 notamment car les fondeurs de processeurs mettent deacutesormais de
nouvelles technologies
I213 ZigBee
ZigBee est une norme de reacuteseau sans fil de type WPAN ses avantages eacutetant par
exemple la faible consommation drsquoeacutenergie et un tregraves bas prix la rendent
particuliegraverement adapteacutee pour ecirctre directement inteacutegreacutee dans les petits appareils
eacutelectroniques [18]
La technologie Zigbee opeacuterant sur la bande de freacutequences des 24 GHz permet
drsquoobtenir des deacutebits pouvant atteindre 250 Kbs avec une porteacutee maximale de 100
megravetres environ
I214 Liaisons infrarouges
Les liaisons infrarouges permettent de creacuteer des liaisons sans fil de quelques
megravetres avec des deacutebits pouvant monter agrave quelques meacutegabitsseconde Cette technologie
est largement utiliseacutee pour les teacuteleacutecommandes mais souffre toute fois des perturbations
dues aux interfeacuterences lumineuses
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN)
Le WLAN (Wireless Local Area Network) est comparable au reacuteseau cacircble de type
LAN il est constitueacute de points drsquoaccegraves formant une zone de couverture radio soit une
porteacutee drsquoenviron une centaine de megravetres [12] Ayant un fonctionnement cellulaire Le
WLAN permet de relier entre eux les terminaux preacutesents dans la zone de couverture agrave
partir de points drsquoaccegraves relieacutes agrave un reacuteseau fixe La principale raison de cette forte
croissance est la faciliteacute drsquoimpleacutementation drsquoun reacuteseau sans fil et la baisse des couts de
cette technologie
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
6
I221 WiFi
Nom commercial relatif agrave la norme IEEE 80211b le WiFi(pour Wireless Fidelity)
est une technologie inteacuteressante pour de nombreuses socieacuteteacutes lieacutees au monde des
teacuteleacutecoms et drsquoInternet [11] Les collectiviteacutes locales et surtout les particuliers profitent
de la faciliteacute drsquoaccegraves agrave Internet haut deacutebit lieacutee agrave cette norme Par abus de langage il
deacutesigne maintenant les diffeacuterentes deacuteclinaisons de la norme IEEE 80211 Il offre un
deacutebit theacuteorique de 11 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres
Dans le souci drsquoapporter des ameacuteliorations en termes de deacutebit seacutecuriteacute diffeacuterentes
deacuteclinaisons de la norme 80211 ont vu le jour Parmi lesquelles on retrouve
bull 80211a Gracircce agrave la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
elle peut atteindre un deacutebit de 54Mbs dans la gamme de freacutequence des 5GHz
bull 80211g elle est la norme la plus reacutepandue actuellement Elle offre un haut deacutebit (54
Mbits theacuteoriques 25 Mbits reacuteels) sur la bande de freacutequences des 24 GHz
bull 80211n Gracircce aux technologies MIMO (Multiple Input Multiple Output) et OFDM
cette norme preacutevoit un deacutebit theacuteorique pouvant atteindre les 600 Mbits (deacutebit reacuteel de
100 Mbits dans un rayon de 90 megravetres)
I222 HiperLAN
La norme HiperLAN (pour High Performance Radio LAN) a eacuteteacute lanceacutee par lrsquoETSI
(EuropeanTelecommunications Standards Institute) travaillant agrave 5 GHz [6] Elle existe
en deux versions HiperLAN1 et HiperLAN2 qui offrent respectivement des deacutebits
theacuteoriques de 20 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres et 54 Mbitss pour une porteacutee de
200 megravetres Une troisiegraveme version existe eacutegalement mais est destineacutee plutocirct aux
reacuteseaux WMAN Contrairement au succegraves qursquoa connu le WiFi la norme HiperLAN nrsquoa
jamais reccedilu de soutien pour le marcheacute ameacutericain
Figure I2 Exemple drsquoarchitecture WLAN
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
7
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
3
I1 Introduction
Les reacuteseaux sans fil sont en plein deacuteveloppement du fait de la flexibiliteacute de leur
interface qui permet agrave un utilisateur de changer de place tout en restant connecteacute Les
communications entre eacutequipements terminaux peuvent srsquoeffectuer directement ou par
le biais de stations de base appeleacutees points drsquoaccegraves ou AP (Access Point) Les
communications entre points drsquoaccegraves peuvent ecirctre hertziennes ou par cacircble Les deacutebits
de ces reacuteseaux se comptent en meacutegabits par seconde voire en dizaines de meacutegabits par
seconde
Les reacuteseaux sans fil permettent de relier facilement des eacutequipements distants
drsquoune dizaine de megravetres agrave quelque kilomegravetre De plus lrsquoinstallation de tels reacuteseaux ne
demande pas de lourds ameacutenagements des infrastructures existantes
Les reacuteseaux sans fil se sont deacuteveloppeacutes au deacutepart essentiellement pour reacutepondre
aux deux besoins suivants mettre en place des transmissions dans les endroits ougrave la
pose de cacircble est difficile voire impossible et assurer la transmission de donneacutees pour
des applications mobile avec la baisse des coucircts du mateacuteriel sans fil
I4 Types de reacuteseaux sans fil
Les reacuteseaux sans fil se divisent en plusieurs cateacutegories diffeacuterentes selon la taille
de la zone geacuteographique agrave couvrir (figure I 1)[7] Chacune de ces cateacutegories regroupe
diffeacuterents standards de communication permettant de relier tregraves facilement des
eacutequipements distants drsquoune dizaine de megravetres agrave quelques kilomegravetres Dans lrsquointention de
toujours offrir au client une large gamme de services tout en garantissant un deacutebit et
une qualiteacute de service meilleurs
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
4
Figure I1 Classification des reacuteseaux sans fil
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN)
Le reacuteseau personnel sans fil WPAN (WirelessPersonal Area Network) sont des
reacuteseaux sans fil drsquoune faible porteacutee (de lrsquoordre de quelques dizaines de megravetres)[7]
Ce type de reacuteseau a pour objectifs de relier des peacuteripheacuteriques (imprimante
teacuteleacutephone portable ) agrave un ordinateur sans liaison filaire ou bien permettre la liaison
sans fil entre deux machines peu distantes entre elle Il existe plusieurs technologies
utiliseacutees pour les WPAN que nous deacutecrivons briegravevement ci-dessous
I211 Bluetooth
Bluetooth est le nom commercial relatif agrave la norme IEEE 802151 lanceacutee par
Ericsson en 1994 [11] pour les communications sans fil dans une sphegravere de 10 megravetres
de rayon autour de la personne Bluetooth proposant un deacutebit theacuteorique de 1 Mbps
preacutesente les objectfs suivants
creacuteation de points universels
remplacement des cacircbles drsquoinformation entre PC et peacuteripheacuterique (souris clavier
imprimante ports USB)
Son principal avantage est sa tregraves faible consommation drsquoeacutenergie ce qui la rend
particuliegraverement bien adapteacutee agrave une utilisation au sein de petits peacuteripheacuteriques
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
5
I212 HomeRF
HomeRF (Home Radio Frequency) lanceacutee en 1998 par le HomeRFWorking
Group [7] (formeacute notamment par les constructeurs Compaq Hewlett-Packard Intel
Siemens Motorola et Microsoft) propose un deacutebit theacuteorique de 10 Mbps avec une porteacutee
drsquoenviron 50 agrave 100 megravetres sans amplificateur La norme HomeRF a eacuteteacute abandonneacutee en
janvier 2003 notamment car les fondeurs de processeurs mettent deacutesormais de
nouvelles technologies
I213 ZigBee
ZigBee est une norme de reacuteseau sans fil de type WPAN ses avantages eacutetant par
exemple la faible consommation drsquoeacutenergie et un tregraves bas prix la rendent
particuliegraverement adapteacutee pour ecirctre directement inteacutegreacutee dans les petits appareils
eacutelectroniques [18]
La technologie Zigbee opeacuterant sur la bande de freacutequences des 24 GHz permet
drsquoobtenir des deacutebits pouvant atteindre 250 Kbs avec une porteacutee maximale de 100
megravetres environ
I214 Liaisons infrarouges
Les liaisons infrarouges permettent de creacuteer des liaisons sans fil de quelques
megravetres avec des deacutebits pouvant monter agrave quelques meacutegabitsseconde Cette technologie
est largement utiliseacutee pour les teacuteleacutecommandes mais souffre toute fois des perturbations
dues aux interfeacuterences lumineuses
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN)
Le WLAN (Wireless Local Area Network) est comparable au reacuteseau cacircble de type
LAN il est constitueacute de points drsquoaccegraves formant une zone de couverture radio soit une
porteacutee drsquoenviron une centaine de megravetres [12] Ayant un fonctionnement cellulaire Le
WLAN permet de relier entre eux les terminaux preacutesents dans la zone de couverture agrave
partir de points drsquoaccegraves relieacutes agrave un reacuteseau fixe La principale raison de cette forte
croissance est la faciliteacute drsquoimpleacutementation drsquoun reacuteseau sans fil et la baisse des couts de
cette technologie
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
6
I221 WiFi
Nom commercial relatif agrave la norme IEEE 80211b le WiFi(pour Wireless Fidelity)
est une technologie inteacuteressante pour de nombreuses socieacuteteacutes lieacutees au monde des
teacuteleacutecoms et drsquoInternet [11] Les collectiviteacutes locales et surtout les particuliers profitent
de la faciliteacute drsquoaccegraves agrave Internet haut deacutebit lieacutee agrave cette norme Par abus de langage il
deacutesigne maintenant les diffeacuterentes deacuteclinaisons de la norme IEEE 80211 Il offre un
deacutebit theacuteorique de 11 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres
Dans le souci drsquoapporter des ameacuteliorations en termes de deacutebit seacutecuriteacute diffeacuterentes
deacuteclinaisons de la norme 80211 ont vu le jour Parmi lesquelles on retrouve
bull 80211a Gracircce agrave la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
elle peut atteindre un deacutebit de 54Mbs dans la gamme de freacutequence des 5GHz
bull 80211g elle est la norme la plus reacutepandue actuellement Elle offre un haut deacutebit (54
Mbits theacuteoriques 25 Mbits reacuteels) sur la bande de freacutequences des 24 GHz
bull 80211n Gracircce aux technologies MIMO (Multiple Input Multiple Output) et OFDM
cette norme preacutevoit un deacutebit theacuteorique pouvant atteindre les 600 Mbits (deacutebit reacuteel de
100 Mbits dans un rayon de 90 megravetres)
I222 HiperLAN
La norme HiperLAN (pour High Performance Radio LAN) a eacuteteacute lanceacutee par lrsquoETSI
(EuropeanTelecommunications Standards Institute) travaillant agrave 5 GHz [6] Elle existe
en deux versions HiperLAN1 et HiperLAN2 qui offrent respectivement des deacutebits
theacuteoriques de 20 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres et 54 Mbitss pour une porteacutee de
200 megravetres Une troisiegraveme version existe eacutegalement mais est destineacutee plutocirct aux
reacuteseaux WMAN Contrairement au succegraves qursquoa connu le WiFi la norme HiperLAN nrsquoa
jamais reccedilu de soutien pour le marcheacute ameacutericain
Figure I2 Exemple drsquoarchitecture WLAN
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
7
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
4
Figure I1 Classification des reacuteseaux sans fil
I21 Reacuteseaux personnels sans fil (WPAN)
Le reacuteseau personnel sans fil WPAN (WirelessPersonal Area Network) sont des
reacuteseaux sans fil drsquoune faible porteacutee (de lrsquoordre de quelques dizaines de megravetres)[7]
Ce type de reacuteseau a pour objectifs de relier des peacuteripheacuteriques (imprimante
teacuteleacutephone portable ) agrave un ordinateur sans liaison filaire ou bien permettre la liaison
sans fil entre deux machines peu distantes entre elle Il existe plusieurs technologies
utiliseacutees pour les WPAN que nous deacutecrivons briegravevement ci-dessous
I211 Bluetooth
Bluetooth est le nom commercial relatif agrave la norme IEEE 802151 lanceacutee par
Ericsson en 1994 [11] pour les communications sans fil dans une sphegravere de 10 megravetres
de rayon autour de la personne Bluetooth proposant un deacutebit theacuteorique de 1 Mbps
preacutesente les objectfs suivants
creacuteation de points universels
remplacement des cacircbles drsquoinformation entre PC et peacuteripheacuterique (souris clavier
imprimante ports USB)
Son principal avantage est sa tregraves faible consommation drsquoeacutenergie ce qui la rend
particuliegraverement bien adapteacutee agrave une utilisation au sein de petits peacuteripheacuteriques
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
5
I212 HomeRF
HomeRF (Home Radio Frequency) lanceacutee en 1998 par le HomeRFWorking
Group [7] (formeacute notamment par les constructeurs Compaq Hewlett-Packard Intel
Siemens Motorola et Microsoft) propose un deacutebit theacuteorique de 10 Mbps avec une porteacutee
drsquoenviron 50 agrave 100 megravetres sans amplificateur La norme HomeRF a eacuteteacute abandonneacutee en
janvier 2003 notamment car les fondeurs de processeurs mettent deacutesormais de
nouvelles technologies
I213 ZigBee
ZigBee est une norme de reacuteseau sans fil de type WPAN ses avantages eacutetant par
exemple la faible consommation drsquoeacutenergie et un tregraves bas prix la rendent
particuliegraverement adapteacutee pour ecirctre directement inteacutegreacutee dans les petits appareils
eacutelectroniques [18]
La technologie Zigbee opeacuterant sur la bande de freacutequences des 24 GHz permet
drsquoobtenir des deacutebits pouvant atteindre 250 Kbs avec une porteacutee maximale de 100
megravetres environ
I214 Liaisons infrarouges
Les liaisons infrarouges permettent de creacuteer des liaisons sans fil de quelques
megravetres avec des deacutebits pouvant monter agrave quelques meacutegabitsseconde Cette technologie
est largement utiliseacutee pour les teacuteleacutecommandes mais souffre toute fois des perturbations
dues aux interfeacuterences lumineuses
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN)
Le WLAN (Wireless Local Area Network) est comparable au reacuteseau cacircble de type
LAN il est constitueacute de points drsquoaccegraves formant une zone de couverture radio soit une
porteacutee drsquoenviron une centaine de megravetres [12] Ayant un fonctionnement cellulaire Le
WLAN permet de relier entre eux les terminaux preacutesents dans la zone de couverture agrave
partir de points drsquoaccegraves relieacutes agrave un reacuteseau fixe La principale raison de cette forte
croissance est la faciliteacute drsquoimpleacutementation drsquoun reacuteseau sans fil et la baisse des couts de
cette technologie
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
6
I221 WiFi
Nom commercial relatif agrave la norme IEEE 80211b le WiFi(pour Wireless Fidelity)
est une technologie inteacuteressante pour de nombreuses socieacuteteacutes lieacutees au monde des
teacuteleacutecoms et drsquoInternet [11] Les collectiviteacutes locales et surtout les particuliers profitent
de la faciliteacute drsquoaccegraves agrave Internet haut deacutebit lieacutee agrave cette norme Par abus de langage il
deacutesigne maintenant les diffeacuterentes deacuteclinaisons de la norme IEEE 80211 Il offre un
deacutebit theacuteorique de 11 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres
Dans le souci drsquoapporter des ameacuteliorations en termes de deacutebit seacutecuriteacute diffeacuterentes
deacuteclinaisons de la norme 80211 ont vu le jour Parmi lesquelles on retrouve
bull 80211a Gracircce agrave la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
elle peut atteindre un deacutebit de 54Mbs dans la gamme de freacutequence des 5GHz
bull 80211g elle est la norme la plus reacutepandue actuellement Elle offre un haut deacutebit (54
Mbits theacuteoriques 25 Mbits reacuteels) sur la bande de freacutequences des 24 GHz
bull 80211n Gracircce aux technologies MIMO (Multiple Input Multiple Output) et OFDM
cette norme preacutevoit un deacutebit theacuteorique pouvant atteindre les 600 Mbits (deacutebit reacuteel de
100 Mbits dans un rayon de 90 megravetres)
I222 HiperLAN
La norme HiperLAN (pour High Performance Radio LAN) a eacuteteacute lanceacutee par lrsquoETSI
(EuropeanTelecommunications Standards Institute) travaillant agrave 5 GHz [6] Elle existe
en deux versions HiperLAN1 et HiperLAN2 qui offrent respectivement des deacutebits
theacuteoriques de 20 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres et 54 Mbitss pour une porteacutee de
200 megravetres Une troisiegraveme version existe eacutegalement mais est destineacutee plutocirct aux
reacuteseaux WMAN Contrairement au succegraves qursquoa connu le WiFi la norme HiperLAN nrsquoa
jamais reccedilu de soutien pour le marcheacute ameacutericain
Figure I2 Exemple drsquoarchitecture WLAN
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
7
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
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- chap03pdf
- chap04pdf
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- reacutefirencepdf
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-
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
5
I212 HomeRF
HomeRF (Home Radio Frequency) lanceacutee en 1998 par le HomeRFWorking
Group [7] (formeacute notamment par les constructeurs Compaq Hewlett-Packard Intel
Siemens Motorola et Microsoft) propose un deacutebit theacuteorique de 10 Mbps avec une porteacutee
drsquoenviron 50 agrave 100 megravetres sans amplificateur La norme HomeRF a eacuteteacute abandonneacutee en
janvier 2003 notamment car les fondeurs de processeurs mettent deacutesormais de
nouvelles technologies
I213 ZigBee
ZigBee est une norme de reacuteseau sans fil de type WPAN ses avantages eacutetant par
exemple la faible consommation drsquoeacutenergie et un tregraves bas prix la rendent
particuliegraverement adapteacutee pour ecirctre directement inteacutegreacutee dans les petits appareils
eacutelectroniques [18]
La technologie Zigbee opeacuterant sur la bande de freacutequences des 24 GHz permet
drsquoobtenir des deacutebits pouvant atteindre 250 Kbs avec une porteacutee maximale de 100
megravetres environ
I214 Liaisons infrarouges
Les liaisons infrarouges permettent de creacuteer des liaisons sans fil de quelques
megravetres avec des deacutebits pouvant monter agrave quelques meacutegabitsseconde Cette technologie
est largement utiliseacutee pour les teacuteleacutecommandes mais souffre toute fois des perturbations
dues aux interfeacuterences lumineuses
I22 Reacuteseaux locaux sans fil (WLAN)
Le WLAN (Wireless Local Area Network) est comparable au reacuteseau cacircble de type
LAN il est constitueacute de points drsquoaccegraves formant une zone de couverture radio soit une
porteacutee drsquoenviron une centaine de megravetres [12] Ayant un fonctionnement cellulaire Le
WLAN permet de relier entre eux les terminaux preacutesents dans la zone de couverture agrave
partir de points drsquoaccegraves relieacutes agrave un reacuteseau fixe La principale raison de cette forte
croissance est la faciliteacute drsquoimpleacutementation drsquoun reacuteseau sans fil et la baisse des couts de
cette technologie
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
6
I221 WiFi
Nom commercial relatif agrave la norme IEEE 80211b le WiFi(pour Wireless Fidelity)
est une technologie inteacuteressante pour de nombreuses socieacuteteacutes lieacutees au monde des
teacuteleacutecoms et drsquoInternet [11] Les collectiviteacutes locales et surtout les particuliers profitent
de la faciliteacute drsquoaccegraves agrave Internet haut deacutebit lieacutee agrave cette norme Par abus de langage il
deacutesigne maintenant les diffeacuterentes deacuteclinaisons de la norme IEEE 80211 Il offre un
deacutebit theacuteorique de 11 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres
Dans le souci drsquoapporter des ameacuteliorations en termes de deacutebit seacutecuriteacute diffeacuterentes
deacuteclinaisons de la norme 80211 ont vu le jour Parmi lesquelles on retrouve
bull 80211a Gracircce agrave la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
elle peut atteindre un deacutebit de 54Mbs dans la gamme de freacutequence des 5GHz
bull 80211g elle est la norme la plus reacutepandue actuellement Elle offre un haut deacutebit (54
Mbits theacuteoriques 25 Mbits reacuteels) sur la bande de freacutequences des 24 GHz
bull 80211n Gracircce aux technologies MIMO (Multiple Input Multiple Output) et OFDM
cette norme preacutevoit un deacutebit theacuteorique pouvant atteindre les 600 Mbits (deacutebit reacuteel de
100 Mbits dans un rayon de 90 megravetres)
I222 HiperLAN
La norme HiperLAN (pour High Performance Radio LAN) a eacuteteacute lanceacutee par lrsquoETSI
(EuropeanTelecommunications Standards Institute) travaillant agrave 5 GHz [6] Elle existe
en deux versions HiperLAN1 et HiperLAN2 qui offrent respectivement des deacutebits
theacuteoriques de 20 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres et 54 Mbitss pour une porteacutee de
200 megravetres Une troisiegraveme version existe eacutegalement mais est destineacutee plutocirct aux
reacuteseaux WMAN Contrairement au succegraves qursquoa connu le WiFi la norme HiperLAN nrsquoa
jamais reccedilu de soutien pour le marcheacute ameacutericain
Figure I2 Exemple drsquoarchitecture WLAN
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
7
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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- introduction geacuteneacuteralepdf
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Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
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I221 WiFi
Nom commercial relatif agrave la norme IEEE 80211b le WiFi(pour Wireless Fidelity)
est une technologie inteacuteressante pour de nombreuses socieacuteteacutes lieacutees au monde des
teacuteleacutecoms et drsquoInternet [11] Les collectiviteacutes locales et surtout les particuliers profitent
de la faciliteacute drsquoaccegraves agrave Internet haut deacutebit lieacutee agrave cette norme Par abus de langage il
deacutesigne maintenant les diffeacuterentes deacuteclinaisons de la norme IEEE 80211 Il offre un
deacutebit theacuteorique de 11 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres
Dans le souci drsquoapporter des ameacuteliorations en termes de deacutebit seacutecuriteacute diffeacuterentes
deacuteclinaisons de la norme 80211 ont vu le jour Parmi lesquelles on retrouve
bull 80211a Gracircce agrave la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
elle peut atteindre un deacutebit de 54Mbs dans la gamme de freacutequence des 5GHz
bull 80211g elle est la norme la plus reacutepandue actuellement Elle offre un haut deacutebit (54
Mbits theacuteoriques 25 Mbits reacuteels) sur la bande de freacutequences des 24 GHz
bull 80211n Gracircce aux technologies MIMO (Multiple Input Multiple Output) et OFDM
cette norme preacutevoit un deacutebit theacuteorique pouvant atteindre les 600 Mbits (deacutebit reacuteel de
100 Mbits dans un rayon de 90 megravetres)
I222 HiperLAN
La norme HiperLAN (pour High Performance Radio LAN) a eacuteteacute lanceacutee par lrsquoETSI
(EuropeanTelecommunications Standards Institute) travaillant agrave 5 GHz [6] Elle existe
en deux versions HiperLAN1 et HiperLAN2 qui offrent respectivement des deacutebits
theacuteoriques de 20 Mbs pour une porteacutee de 50 megravetres et 54 Mbitss pour une porteacutee de
200 megravetres Une troisiegraveme version existe eacutegalement mais est destineacutee plutocirct aux
reacuteseaux WMAN Contrairement au succegraves qursquoa connu le WiFi la norme HiperLAN nrsquoa
jamais reccedilu de soutien pour le marcheacute ameacutericain
Figure I2 Exemple drsquoarchitecture WLAN
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
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I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
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GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
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des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
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Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
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I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
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(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
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Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
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Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
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Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
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V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
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II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
7
I23 Reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN)
Les reacuteseaux meacutetropolitains sans fil (WMAN pour Wireless Metropolitan Area
Network) Connus eacutegalement sous le nom Boucle Local Radio (BLR)le WMAN sont baseacutes
sur la norme IEEE 80216 et offre un deacutebit de 1 agrave 10 Mbits pour une porteacutee de 4 agrave 10
kmIls peuvent ecirctre consideacutereacutes comme un cas particulier des WWAN avec des
technologies voisinesIlssont des reacuteseaux destineacutes agrave connecter aussi bien des entreprises
que des particuliers agrave leurs opeacuterateurs (teacuteleacutephonie fixe internet teacuteleacutevision ) Le rocircle
de WMAN est de couvrir la zone dite du dernier kilomegravetre pour fournir un accegraves agrave
Internet haut deacutebit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques
I231 WiMAX
Le WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) est une norme
baseacutee sur le standard de transmission radio IEEE 80216 [4] Il Permet drsquoeacutemettre et de
recevoir des donneacutees dans les bandes de freacutequences radio de 2 agrave 66 GHz avec un deacutebit
maximum de 70Mbitss sur une porteacutee de 50 km
Les reacutevisions du standard IEEE 80216 se deacuteclinent en deux cateacutegories
WIMAX fixe eacutegalement appeleacute IEEE 80216-2004 est preacutevu pour un usage fixe
avec une antenne monteacutee sur un toit agrave la maniegravere drsquoune antenne TV
Le WIMAX fixe opegravere dans les bandes de freacutequence 25 GHZ et 35 GHZ pour
lesquelles une licence drsquoexploitation est neacutecessaire ainsi que la bande libre des
58 GHZ
WIMAX mobile (en anglais portable WIMAX) eacutegalement baptiseacute IEEE 80216e
preacutevoit la possibiliteacute de connecter des clients mobiles au reacuteseau internet
Le WIMAX mobile ouvre ainsi la voie agrave la teacuteleacutephonie mobile sur IP ou plus
largement agrave des services mobiles hauts deacutebit
I24 Les reacuteseaux eacutetendus sans fil (WWAN)
Les reacuteseaux WWAN (pour Wireless Wide Area Network) eacutegalement connu sous le
nom de reacuteseau cellulaire mobile affectent une bande de freacutequence agrave chacune des cellules
et reacuteutilisent cette bande de freacutequence dans les cellules suffisamment eacuteloigneacutees les unes
des autres Ils sont des reacuteseaux sans fil eacutetendus avec des couvertures agrave lrsquoeacutechelle
nationale ou mondiale
Les principes technologies utiliseacutees sont les suivant
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
8
GSM (Global System for Mobile communications) Conccedilu initialement pour le
transport de la parole le GSM a connu une premiegravere eacutevolution permettant le
transport des donneacutees en mode paquet avec des deacutebits maximum avoisinant les
115kbits
GPRS (General Packet Radio Services) Une seconde eacutevolution du GSM permettant
drsquoatteindre des deacutebits compatibles avec des applications haut deacutebit de type
multimeacutedia est connue sous le nom EDGE (Enhanced Data rate for Gsm
Evolution)
UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) Ce standard a eacuteteacute conccedilu
pour la transmission simultaneacutee de la voix et des donneacutees avec des deacutebits
atteignant 384kbits pour une grande mobiliteacute de lrsquoutilisateur et 2Mbits pour
une mobiliteacute reacuteduite
I3 Les reacuteseaux Wi-Fi
La norme IEEE 80211 a donneacute lieu agrave deux types de reacuteseaux sans fil ceux qui
travaillent agrave la vitesse de 11 Mbits et ceux qui montent agrave 54 Mbits [5] Les premiers se
fondent sur la norme IEEE 80211b et les seconds sur les normes IEEE 80211a et g Pour
le premier type les freacutequences choisies se situent dans la gamme des 24 GHz
Les communications peuvent se faire soit directement de station agrave station soit en
passant par une borne de concentration qui est appeleacutee point drsquoaccegraves ou AP (Access
Point)
Lrsquoaccegraves au support physique srsquoeffectue par le biais du protocole MAC interne au
niveau MAC pour tous les types de reacuteseau WiFi De nombreuses options rendent
toutefois sa mise en œuvre assez complexe Le protocole MAC se fonde sur la technique
drsquoaccegraves CSMACD
I31 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
Les reacuteseaux WiFi proviennent de la norme IEEE 80211 qui deacutefinit une
architecture cellulaire Un groupe de terminaux munis drsquoune carte drsquointerface reacuteseau
80211 srsquoassocient pour eacutetablir des communications directes [12] elles forment alors un
BSS (Basic Service Set) Notons qursquoil ne srsquoagit pas ici drsquoune BSS (Base Station Subsystem)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
9
des reacuteseaux GSM La zone occupeacutee par les terminaux drsquoun BSS peut ecirctre une BSA (Basic
Set Area) ou une cellule Comme illustreacute agrave la figure I3
Figure I3 Structure physique drsquoun reacuteseau WiFi
AP (access point) point drsquoaccegraves
BSS (Baisic Set Service) cellule de base
ESS (Extented Set Service) ensemble des cellules de base
IBSS (Independent Basic Set Service) cellule de base en mode ad-hoc
La norme 80211 offre deux modes de fonctionnement le mode infrastructure et
le mode ad-hoc [4]
Le mode infrastructure est deacutefini pour fournir aux diffeacuterentes stations des
services speacutecifiques sur une zone de couverture deacutetermineacutee par la taille du reacuteseau Les
reacuteseaux drsquoinfrastructure sont eacutetablis en utilisant des points drsquoaccegraves qui jouent le rocircle de
station de base pour un BSS [15]
Lorsque le reacuteseau est composeacute de plusieurs BSS chacun drsquoeux est relieacute agrave un systegraveme de
distribution ou DS (Distribution System) par lrsquointermeacutediaire de leur point drsquoaccegraves (AP)
respectif Un systegraveme de distribution correspond en regravegle geacuteneacuterale agrave un reacuteseau Ethernet
filaire Un groupe de BSS interconnecteacutes par un systegraveme de distribution forme un ESS
(Extented Service Set) qui nrsquoest pas tregraves diffeacuterent drsquoun sous-systegraveme radio de reacuteseau de
mobile
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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- introduction geacuteneacuteralepdf
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- chap03pdf
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-
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
10
Le systegraveme de distribution est responsable du transfert des paquets entre
diffeacuterents BSS drsquoun mecircme ESS Dans les speacutecifications du standard il est impleacutementeacute de
maniegravere indeacutependante de la structure hertzienne de la partie sans fil Crsquoest la raison pour
laquelle le systegraveme de distribution correspond presque toujours agrave un reacuteseau Ethernet
Une autre solution est drsquoutiliser le reacuteseau Wi-Fi lui-mecircme ce qui donne les laquo meshed
network raquo ou reacuteseaux mesh
LrsquoESS peut fournir aux diffeacuterentes stations mobiles une passerelle drsquoaccegraves vers un
reacuteseau fixe tel qursquoInternet Cette passerelle permet de connecter le reacuteseau 80211 agrave un
autre reacuteseau Si ce reacuteseau est de type IEEE 802x la passerelle incorpore des fonctions
similaires agrave celles drsquoun pont
Un reacuteseau en mode ad-hoc est un groupe de terminaux formant un IBSS
(Independent Basic Service Set) dont le rocircle consiste agrave permettre aux stations de
communiquer sans lrsquoaide drsquoune quelconque infrastructure telle qursquoun point drsquoaccegraves ou
une connexion au systegraveme de distribution Chaque station peut eacutetablir une
communication avec nrsquoimporte quelle autre station dans lrsquoIBSS
Ce mode de fonctionnement se reacutevegravele tregraves utile pour mettre en place facilement
un reacuteseau sans fil lorsqursquoune infrastructure sans fil ou fixe fait deacutefaut
I32 Architecteur logique de WiFi
Comme tous les standards de lrsquoIEEE 80211 couvre les deux premiegraveres couches
du modegravele de reacutefeacuterence OSI (Open Systems Interconnection) Lrsquoune de ses
caracteacuteristiques essentielles est qursquoil deacutefinit une couche MAC commune agrave toutes les
couches physiques De la sorte de futures couches physiques pourront ecirctre ajouteacutees
sans qursquoil soit neacutecessaire de modifier la couche MAC
Figure I4 Couches 1 et 2 du modegravele OSI
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
11
I321 La couche liaison de donneacutees
La couche liaison de donneacutees est composeacutee essentiellement de deux sous-
couches LLC (Logical Link Control) et MAC La couche LLC est de ce fait possible de
relier un WLAN agrave tout autre reacuteseau local appartenant agrave un standard de lrsquoIEEE [5]
Le rocircle de la couche MAC 80211 est assez similaire agrave celui de la couche MAC
8023 du reacuteseau Ethernet terrestre puisque les terminaux eacutecoutent la porteuse avant
drsquoeacutemettre Si la porteuse est libre le terminal eacutemet sinon il se met en attente
La couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves par deacutefaut
qui organise un accegraves agrave compeacutetition (DCF Distribution Coordination Function) Le DCF a
eacuteteacute conccedilu pour prendre en charge le transport de donneacutees asynchrones dans lequel tous
les utilisateurs qui veulent transmettre des donneacutees ont une chance eacutegale drsquoacceacuteder au
support et un mode drsquoaccegraves optionnel proche du mode agrave reacuteservation (PCF Point
Coordination Function) Fondeacutee sur lrsquointerrogation agrave tour de rocircle des terminaux sous le
controcircle du point drsquoaccegraves la meacutethode PCF est conccedilue essentiellement pour la
transmission de donneacutees sensibles qui demandent une gestion du deacutelai utiliseacute pour les
applications temps reacuteel telles que la voix ou la videacuteo
Ces modes drsquoaccegraves mettent en œuvre un meacutecanisme drsquoaccegraves au support controcircleacute
par lrsquoutilisation de silences inter-trames (IFS InterframeSpacing) Ce meacutecanisme induit
une priorisation agrave lrsquoeacutemission drsquoune trame ainsi un accuseacute de reacuteception beacuteneacuteficie drsquoun
silence inter-trame plus court
Le Short IFS (SIFS) est le plus petit silence inter-message Il donne une prioriteacute
absolue agrave certains messages et notamment aux acquittements Sa valeur deacutepend de la
version utiliseacutee Le point coordination fonction (PIFS) est utiliseacute par le point drsquoaccegraves
pour acceacuteder avec prioriteacute au support LePIFS correspond agrave la valeur du SIFS auquel on
ajoute un temps ou time slot DIFS (Distributed coordination function) utiliseacute
lorsqursquoune station veut commencer une nouvelle transmission Le DIFS correspond agrave la
valeur du PIFS agrave laquelle on ajoute un temps Enfin EIFS (Extended IFS) est utiliseacute pour
toute retransmission apregraves reacuteception drsquoune trame incorrecte (CRC ou collision)
Le protocole CSMACALe CSMACA eacutevite les collisions en utilisant des trames drsquoacquittement ou ACK
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
12
(Acknowledgement) Un ACK est envoyeacute par la station destination pour confirmer que
les donneacutees sont reccedilues de maniegravere intacte [14] Lrsquoaccegraves au support est controcircleacute par
lrsquoutilisation drsquoespaces inter-trames ou IFS (Inter- Frame Spacing) qui correspondent agrave
lrsquointervalle de temps entre la transmission de deux trames Les intervalles IFS sont des
peacuteriodes drsquoinactiviteacute sur le support de transmission Les valeurs des diffeacuterents IFS sont
calculeacutees par la couche physique
Les terminaux drsquoun mecircme BSS peuvent eacutecouter lrsquoactiviteacute de toutes les stations qui
srsquoy trouvent Lorsqursquoune station envoie une trame les autres stations lrsquoentendent et
pour eacuteviter une collision mettent agrave jour un timer appeleacute NAV (Network Allocation
Vector) permettant de retarder toutes les transmissions preacutevues Les autres stations
nrsquoont la capaciteacute de transmettre qursquoapregraves la fin du NAV
Le NAV est en fait un temporisateur qui deacutetermine lrsquoinstant auquel la trame peut
ecirctre transmise avec succegraves Une station source voulant transmettre des donneacutees eacutecoute
le support Si aucune activiteacute nrsquoest deacutetecteacutee pendant une peacuteriode de temps
correspondant agrave un DIFS elle transmet ses donneacutees immeacutediatement Si le support est
encore occupeacute elle continue de lrsquoeacutecouter jusqursquoagrave ce qursquoil soit libre Quand le support
devient disponible elle retarde encore sa transmission en utilisant lrsquoalgorithme de back-
off avant de transmettre ses donneacutees
Si les donneacutees envoyeacutees sont reccedilues intactes la station destination attend
pendant un temps eacutequivalent agrave un SIFS et eacutemet un ACK pour confirmer leur bonne
reacuteception Si lrsquoACK nrsquoest pas deacutetecteacute par la station source ou si les donneacutees ne sont pas
reccedilues correctement ou encore si lrsquoACK nrsquoest pas reccedilu correctement on suppose qursquoune
collision srsquoest produite et la trame est retransmise
Lorsque la station source transmet ses donneacutees les autres stations mettent agrave jour
leur NAV en incluant le temps de transmission de la trame de donneacutees le SIFS et lrsquoACK
La figure I5 illustre le processus de transmission des trames agrave partir drsquoun eacutemetteur Ce
processus reprend les diffeacuterentes attentes que nous venons de deacutetailler
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
13
Figure I5 Processus de transmission des trames
Un reacuteseau en mode ad-hoc utilise uniquement le DCF tandis qursquoun reacuteseau en
mode infrastructure avec point drsquoaccegraves utilise agrave la fois le DCF et le PCF
I322 La couche physique
La couche physique a pour rocircle de transporter correctement la suite de signaux 0
ou 1 que lrsquoeacutemetteur souhaite envoyer au reacutecepteur Elle est diviseacutee en deux sous-
couches PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) et PMD (Physical Medium
Dependent)
PLCP prend en charge lrsquoeacutecoute du support Elle fournit pour cela un CCA (Clear
Channel Assessment) qui est le signal utiliseacute par la couche MAC pour savoir si le support
est occupeacute ou non Tandis que la sous-couche La sous-couche PMD deacutependant de type de
modulation utiliseacute a pour objet la transmission des bits sur support hertzien qui sujet
perturbation(signaux parasites aux interfeacuterences avec drsquoautres systegravemes radios agrave
lrsquoeacutevanouissement ducirc aux multi-trajet) les reacuteseaux WiFi utilisent des techniques de
modulation preacutesentant une bonne reacutesistance agrave ces pheacutenomegravenes perturbateurs comme
les technique drsquoeacutetalement de spectre dans la bonde des 24 GHz ou une modulation de
type OFDM dans la bonde des 5 GHz Ils sont comme suite [4]
bull FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)
bull DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum)
bull IR (Infrarouge)
bull OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
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Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
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constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
14
Le FHSS et le DSSS utilisent la bande des 24 GHz de lrsquoISM (Industrial Scientific and
Medical) Lrsquoinfrarouge nrsquoest utiliseacute que dans les cas ougrave les distances entre les diffeacuterentes
stations sont faibles
La quatriegraveme couche physique a eacuteteacute deacutefinie dans la bande des 5 GHz Gracircce au
codage OFDM des deacutebits compris entre 6 et 54 Mbits peuvent ecirctre atteints 80211 est
le premier standard agrave utiliser un codage OFDM pour une communication de type paquet
Cette technologie eacutetait jusqursquoagrave preacutesent utiliseacutee pour des systegravemes de transmission de
donneacutees continue tels que DVB (Digital Video Broadcasting) ou DAB (Digital Audio
Broadcasting)
I4 Conclusion
Dans ce chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute preacutesenteacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existants dans le but de faire une projection sur
lrsquoobjectif de lrsquoeacutetude On srsquoest inteacuteresseacute plus particuliegraverement agrave la norme IEEE 80211
La norme 80211a permit de transfeacuterer 54 Mbits contre 11Mbits pour le 80211b
et ceci pour un mecircme prix drsquoachat De plus 80211a eacutevolue dans la bande des 5 GHz
(HiperLan2) au lieu de la freacutequence des 24 GHz encombreacutee par drsquoautres protocoles de
communication sans fil (Bluetooth) utiliseacutee actuellement par la norme 80211b
Parallegravelement lrsquoIEEE a deacuteveloppeacute la norme 80211g une version ameacutelioreacutee de 80211b
offrant des deacutebits de 20 Mbits Lrsquoideacutee consiste agrave ameacuteliorer les performances en
incorporant le support OFDM tout en continuant agrave utiliser la bande de freacutequence des 24
GHz Lrsquoobjectif est de maintenir une compatibiliteacute ascendante avec 80211b On suit
Nous avons preacutesenteacute la structure physique et logique de norme IEEE 80211 dans la
structure logique on a preacutesenteacute la couche physique et la couche liaison de donneacutees dans
laquelle la couche MAC deacutefinit deux modes drsquoaccegraves au canal un mode drsquoaccegraves DCF et un
mode drsquoaccegraves optionnel PCF
Finalement nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la coche physique qui
utiliseacute des techniques drsquoeacutetalement de spectre ou la modulation OFDM pour eacuteliminer les
IES cette derniegravere on va eacutetudier son principe dans le troisiegraveme chapitre
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
Les reacuteseaux sans fil Chapitre 01
15
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
[1] Bic JC (2003) Les reacuteseaux WLAN Assembleacutee geacuteneacuterale du CNFRS GETTeacuteleacutecom paris
[2](2011) Codage canal codes correcteur drsquoerreurs
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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Les systegravemes MIMO Chapitre 02
16
II1 Introduction
Les systegravemes MIMO (multiple input multiple output) sont apparus agrave la fin des
anneacutees 1990gracircce agrave Gerard J Foschini [9] ils sont lrsquoun des principaux axes de
deacuteveloppement pour augmenter les deacutebits des communications sans fil nous assistons agrave
un tregraves rapide deacuteveloppement de cette technologie avec des applications deacutejagrave envisageacutees
dans les reacuteseaux locaux sans fil et les reacuteseaux de communication de 3egraveme geacuteneacuteration
Les systegravemes MIMO sont par exemple proposeacutes pour le futur standard de reacuteseau
local sans fil IEEE 80211n ougrave lrsquoobjectif est drsquoatteindre des deacutebits de 100 meacutegabits par
seconde pour les applications videacuteo
La mise en place drsquoune telle structure permet au systegraveme utiliseacute drsquoatteindre des
deacutebits importants et cela sans changer la largeur de la bande alloueacute au signal ni sa
puissance drsquoeacutemission De plus le fait drsquoutiliser plus drsquoune antenne dans les deux cocircteacutes du
systegraveme permet drsquoapporter de la diversiteacute
II2 Principe de MIMO
Un systegraveme MIMO se caracteacuterise par lrsquoutilisation de plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission ainsi qursquoagrave la reacuteception Lorsqursquoun tel systegraveme comprend seulement une seule
antenne agrave lrsquoeacutemission et plusieurs antennes agrave la reacuteception il est nommeacute SIMO (Single
Input Multiple Output) De mecircme lorsqursquoil comprend plusieurs antennes agrave la reacuteception
et une seule antenne agrave lrsquoeacutemission il est nommeacuteMISO (Multiple Input Single Output)
Finalement si les deux cocircteacutes comptent uneantenne chacun le systegraveme est dit SISO
(Single Input Single Output)Comme la montreacute la figure II1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
17
FigureII1 Scheacutemas repreacutesentatifs du SISO MISO SIMO et MIMO
Quand on utilise plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission chacune devientune source
drsquoinformation diffeacuterente pour les antennes de reacuteception donc On augmente encore la
diversiteacute
II3 Modegravele de canal MIMO
Soit un systegraveme MIMO agraveN୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de reacuteception comme
illustreacute sur la figure II2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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Les systegravemes MIMO Chapitre 02
18
Figure II2 Systegraveme MIMO
On suppose que la bande de freacutequence utiliseacutee pour la transmission est assez
eacutetroite pour que le canal soit non seacutelectif en freacutequence A la reacuteception chaque antenne
reccediloit la somme des symboles x୧transmis simultaneacutement par chacune des N୲antennes
eacutemettrices Le signal y୨reccedilu par la jiegraveme antenne peut drsquoeacutecrire de maniegravere discregravete
y୨= sum h୧୨x୧+ n୨Nt
୧ୀଵ II1
Ougrave h୧୨est le gain (coefficient deacutevanouissement)du canal non seacutelectif en freacutequence
entre lrsquoantenne drsquoeacutemission i et lrsquoantenne de reacuteception jn୨est le bruit additif qui est
modeacuteliseacute par des eacutechantillons indeacutependants et suivant une loi gaussienne centreacutee de
variance N2 par dimension reacuteelle Le rapport signal agrave bruit (RSB) par antenne de
reacuteception est deacutefini par RSB = EୱN
Lrsquoeacutequation (II1) peut srsquoeacutecrire sous une forme matricielle comme suit
y = Hx + n II2
Soit la matrice du canal MIMO H de dimension NtimesN୲suivante
H =
hଵଵ ⋯ hଵ౪⋮ ⋱ ⋮
h౨ଵ ⋯ h౨౪
II3
Ougrave y et n sont respectivement les vecteurs de reacuteception et de bruit de dimension Ntimes1
II4 Capaciteacute du canal MIMO
Consideacuterons un systegraveme MIMO avec N୲antennes drsquoeacutemission et Nantennes de
reacuteception
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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- introduction geacuteneacuteralepdf
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- Reacutesumeacutepdf
-
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
19
Le canal MIMO deacutefini par la matrice H peut ecirctre deacutecomposeacute en plusieurs canaux
(SISO) parallegraveles en utilisant la deacutecomposition en valeurs propres comme suit
y = Hx + n II3
Figure II3 scheacutema descriptif de lrsquoentreacutee et la sortie de systegraveme
Avec x = [xଵhellip x୧](i=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutement x୧repreacutesente le symbole eacutemis de la
iiegraveme antenne de leacutemetteur y = [yଵhellip y୨](j=1 hellipN) ougrave chaque eacuteleacutementy est le
symbole reccedilu par la jiegraveme antenne du reacutecepteur et n= [nଵ n୨] T (j= 1 N) le vecteur de
dimensionNrepreacutesentant le bruit blanc de moyenne nulle et de variance σଶ
II41 La deacutecomposition du canal avec SVD
Dans un systegraveme MIMO ougrave les coefficients deacutevanouissement entre les diffeacuterentes
antennes eacutemettrices et reacuteceptrices sont indeacutependants une caracteacuteristique tregraves
importante appeleacutee multiplexage spatial (Spatial Multiplexing) peut ecirctre mise en valeur
Le multiplexage spatial dans un canal MIMOexploite la non correacutelation des
coefficients deacutevanouissements sur les diffeacuterents chemins entre la source et la
destination pour diviser le canal original en R୦sous-canaux parallegravelesEn multiplexant
les signaux sur ces diffeacuterents sous-canaux parallegraveles le deacutebit de la transmission entre
leacutemetteur et le reacutecepteur est ameacutelioreacute de lordre deR୦comparativement agrave un systegraveme
SISO Cette augmentation en termes de deacutebit est communeacutement appeleacutee gain en
multiplexage (Multiplexing gain)
Nous deacutecomposons le canal H entre leacutemetteur et le reacutecepteur en ses valeurs
singuliegraveres en utilisant la meacutethode SVD (Singular Value Decomposition) Ainsi la matrice
H peut seacutecrire comme suit
H = UDVୌ II4
U est une matrice unitairede dimension (Nx N)
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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Les systegravemes MIMO Chapitre 02
20
V est une matrice unitaire de dimension Nx N(c-agrave-dUୌU = VୌV =I౨)
D matrice diagonale de dimension Nx N dont les eacuteleacutements diagonaux D (i i)
repreacutesentent la racine des valeurs propres non nullesde HHୌ
La deacutecomposition du canal est reacutealiseacutee en appliquant une transformation sur le
signal agrave eacutemettre x et sur le signal agrave recevoir y(un preacute-codage lineacuteaire aux donneacutees agrave
transmettre et un post-codage au signal reccedilu)
Figure II4 scheacutema de preacute-codage et post-codage
En effet au niveau de leacutemetteur le signal x estgeacuteneacutereacute par une transformation
lineacuteaire sur un vecteur x tel que x=Vx Le reacutecepteur effectue une transformation sur
lesignal y reccedilu en le multipliant par la matrice unitaire UH
tel que y= UH
y
En remplaccedilant la matrice H par sa deacutecomposition SVD dans leacutequation II4 nous
obtenons leacutequation eacutequivalente suivante
y = UDVୌx + n II5
En appliquant les transformations au niveau de leacutemetteur et du reacutecepteur leacutequation
II5 devient
y= Uୌ( UDVୌx + n)
= Uୌ( UDVୌVx+ n)
= Uୌ UDVୌVx+ Uୌn
= Dx+ nII6
Ougrave nest encore gaussien avec la mecircme variance que n Lrsquoeacutequation II6 repreacutesente
un systegraveme eacutequivalent avec R୦canaux SISO parallegravele x୧comme symbole en entreacutee Yi
comme symbole reccedilu n୧comme bruit additif
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
21
II42 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal connu pour leacutemetteur
Lalgorithme du Water Filling [26] permet de calculer la reacutepartition optimale de
la puissance disponible au niveau de leacutemetteur sur les sous-canaux reacutesultants de la
deacutecomposition SVD du canal original et ceci dans le but datteindre la capaciteacute maximale
Cette derniegravere est donneacutee par leacutequation suivante dans le cas ougrave les coefficients
deacutevanouissement sont connus par leacutemetteur et le reacutecepteur
C = maxఘୈఘஸఘ
logଶ(1 + δ୧ଶߩ)
୧ୀଵ
II 7
Ougrave ρ୧et δ୧repeacutesente regravespectivement le rapport signal sur bruit et le gain au niveau du
iiegraveme canal
Leacutequation II7 peut seacutecrire aussi en termes de la portion de puissance ܘ alloueacutee
au iiegraveme sous-canal comme suit
C = max୮ୈ୮ஸ୮
logଶቀ1 + δ୧ଶ
p୧ଶߪቁII 8
୧ୀଵ
II43 Capaciteacute dun lien MIMO avec eacutetat du canal non connu pour leacutemetteur
Nous supposons maintenant que les coefficients du canal sont disponibles
seulement au niveau du reacutecepteur et que leacutemetteur na pas de connaissance sur leacutetat
du canal [33] Dans ce cas la puissance sera distribueacutee eacutequitablement entre les sous-
canaux La capaciteacute du lien MIMO dans ces conditions est donneacutee dans le papier de
Telatar (Telatar 1999) par la relation suivante
= ]ܜܗܔ +
]۷۷
Ougrave est la matrice identiteacute de dimension
II5 Codage spatio-temporel
La paterniteacute des codes spatio-temporels(CST) est attribueacutee agrave Tarokh [1] le CST est
une technique de diversiteacute de transmission elle srsquoapplique aux systegravemes MISO et SIMO
permettent drsquointroduire de la correacutelation spatiale et temporelle entre les signaux eacutemis
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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Les systegravemes MIMO Chapitre 02
22
drsquoune maniegravere intelligente afin qursquoagrave la reacuteception le signal reccedilu soit bien deacutecodeacute Ce
codage spatio-temporel (CST) dont lrsquoarchitecture geacuteneacuterale est preacutesenteacutee sur la figure
II2
Figure II5 Architecture drsquoun systegraveme de codage spatio-temporel
Ces techniques de codage spatio-temporel peuvent ecirctre classeacutees en deux
cateacutegories les codes spatio-temporels en treillis (CSTT) les codes Spatiaux- Temporels
en Bloc (CSTB) Dans ce qui suit nous supervisons briegravevement ces deux techniques de
codage
II51 Codage spatio-temporel en treillis(CSTT)
Proposeacutes originellement parTarokh Seshadri et Calderbank [16] cette technique
combine le codage de canal avec la modulation sur les antennes eacutemettrices Le principe
des CSTT est de creacuteer des relations entre les symboles agrave la fois dans lrsquoespace et dans le
tempsOn peut ajouter agrave lrsquoavantage eacutevident de diversiteacute un gain de codage loin drsquoecirctre
neacutegligeable
Le codeur est composeacute de ௧polynocircmes geacuteneacuterateurs qui deacuteterminent les
symboles eacutemis simultaneacutement La figure 24 propose le diagramme de treillis drsquoun CSTT
agrave 4 avec un nombre drsquoantennes eacutemettrices ௧= 2
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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Les systegravemes MIMO Chapitre 02
23
Figure II6 le diagramme de treillis drsquoun CSTT agrave 2 antennes eacutemettrices
Le fonctionnement du codeur est relativement simple et peut ecirctre reacutesumeacute comme
suit
Repreacutesente lrsquoeacutetat du treillis agrave lrsquoinstant k et par conseacutequent lrsquoeacutetat suivant est
noteacute ାଵ
Consideacuterons que le treillis est agrave lrsquoeacutetat initial = 0
Lrsquoeacutetat suivant du treillis deacutepend des bits drsquoinformation agrave coder Ainsi si les deux
bits agrave coder sont 11 alors lrsquoeacutetat suivant prend la valeur deacutecimale eacutequivalente
crsquoest-agrave-dire ାଵ= 3
Les symboles agrave droite du treillis sont les codes associeacutes agrave chaque doublet
drsquoeacuteleacutements binaires entrants
Dans notre cas (= 0 et ାଵ= 3) le doublet agrave la sortie du codeur est donc 30 (3 sur la
premiegravere antenne et 0 sur la seconde)
Lrsquoinconveacutenient majeur des codes CSTT est la complexiteacute des algorithmes de deacutecodage
Afin drsquoeacuteviter cette complexiteacute de deacutecodage des codes espace- temps en bloc ont eacuteteacute
proposeacutes
II 52 Codes spatio-temporels par bloc
Les CSTB sont deacutefinis comme une opeacuteration de modulation drsquoun bloc de symboles
agrave la fois dans lrsquoespace et dans le temps creacuteant ainsi des seacutequences orthogonales
transmises par des antennes eacutemettrices diffeacuterentes Ces codes preacutesentent lavantage de
faible complexiteacute du deacutecodeur
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
24
Les symboles constituant la matrice X sont transmis pendant T peacuteriodes
symboles et sur les ௧antennes drsquoeacutemission de telle sorte qursquoagrave chaque peacuteriode symbole
les eacuteleacutements drsquoune colonne de X sont transmis sur les ௧ antennes Par conseacutequent les
codes espace- temps en bloc sont conccedilus de faccedilon agrave maximiser le rendement du codeagrave
reacuteduire le temps de retard agrave minimiser le nombre drsquoantennes mis en jeu et de
maximiser le gain de diversiteacute
On a Q symbole drsquoinformation S = [sଵ sଶhellip s]de dimension Q times 1 sont
encodeacutes par la matrice code X de dimension௧times
X =
ଵଵݔ ⋯ ଵݔ⋮ ⋱ ⋮
ேଵݔ ⋯ ேݔ
൩ II10
Le rendement du code MIMO est eacutegal aR= QT On a alors la relation suivante
Y = HX+N
Ougrave Y et Nsont respectivement les matrices de reacuteception et de bruit de dimension
Ntimes T
Parmi ces codes le code drsquoAlamouti est le plus connu Le scheacutema original
drsquoAlamouti comportait deux antennes agrave lrsquoeacutemission pour atteindre un ordre de diversiteacute
eacutegal agrave 2 et une seule agrave la reacuteception La structure de codage proposeacutee peut ecirctre
repreacutesenteacutee sous la forme suivantefigure II7
Figure II7 scheacutema de code drsquoAlamouti
Pour le cas de code drsquoAlamouti on a N = 1N୲= 2 Alamouti a proposeacute un code
spatio-temporel avec Q=T=2 et donc R=1
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
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- chap03pdf
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- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
25
A lrsquoinstant 1 les symboles ଵetݔ ଶsontݔ transmis respectivement sur lesantennes 1
et 2 puis agrave lrsquoinstant 2 les symboles ଶݔminuslowastet ଵݔ
lowastsont transmis sur les antennes 1 et 2 Ainsi
sous forme matricielle on a
= ൬ଵݔ ଶݔminus
lowast
ଶݔ ଵݔlowast൰ II12
On a le Signal yଵreccedilu agrave lrsquoinstant 1yଵ = ℎଵݔଵ+ ℎଶݔଶ + ଵ
On a le Signal yଶreccedilu agrave lrsquoinstant 2yଶ = minusℎଵݔଶlowast + ℎଶݔଵ
lowast + ଶ
Lrsquoeacutecritureen bloc
ቂyଵyଶቃ= ቂ
ଵݔ ଶݔଶݔminus
lowast ଵݔlowastቃ
ℎଵℎଶ൨+ ቂ
ଵ
ଶቃ II13
Le reacutecepteur estime les eacuteleacutements de la matrice de canal et recombine les
eacutechantillons reccedilus Il forme alors deux signaux particuliers deacutefinis par
ቂଵݕଶݕ
lowastቃ= ℎଵ ℎଶℎଶ
lowast minusℎଵlowast൨ቂ
ଵݔଶݔቃ+ ቂ
ଵ
ଶlowastቃ II14
Le deacutecodage dun tel scheacutema se fait en appliquant le traitement lineacuteaireau
vecteur reccedilu y
෨=HX+ ෩ II15
Un code drsquoAlamouti a le mecircme deacutebit qursquoun systegraveme SISO mais deux fois moins
qursquoun multiplexagespatial
II6 multiplexage spatial
Le multiplexage spatial consiste agrave deacutemultiplexer la seacutequence de donneacutees en ௧
trains de donneacutees qui sont ensuite transmis par les ௧antennes eacutemettrices Les
chercheurs des laboratoires Bell ont ainsi proposeacute successivement plusieurs
architectures dont ils ont deacutemontreacute lrsquoeacutenorme potentielCest le scheacutema qui a eacuteteacute proposeacute
sous le nom de Bell Labs Layered Space-Time (BLAST) par Foschini et al [24]
La theacuteorie de linformation a montreacute que la capaciteacute dun canal MIMO cest-agrave-dire
le deacutebit maximal que lon peut transmettre sans erreurs peut ecirctre atteinte avec le
multiplexage spatial Foschini et al ont proposeacute deux structures de BLAST D-BLAST
(Diagonal BLAST) et V-BLAST (Vertical BLAST) Le systegraveme le plus simple qui ne fait
appel agrave aucune technique de codage est le V-BLAST Cette architecture verticale procegravede
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
26
tout simplement agrave un deacutemultiplexage de la chaicircne drsquoinformations en ௧sous-chaicircnes
chacune drsquoentre elles eacutetant transmise par son antenne respective apregraves avoir eacuteteacute
moduleacutee
Linconveacutenient du multiplexage spatial est quil ne peut pas ecirctre utiliseacute lorsque le
nombre dantennes en reacuteception est infeacuterieur au nombre dantennes en eacutemission car le
reacutecepteur aura le problegraveme dun systegraveme indeacutetermineacute deacutequations lineacuteaires
II7 Notion de diversiteacute
La diversiteacute est utiliseacutee dans les systegravemes de transmission sans fil pour combattre
lrsquoeacutevanouissement agrave faible eacutechelle causeacute par les multi-trajets En effet si plusieurs
reacutepliques de lrsquoinformation sont reccedilues par des liaisons dont les eacutevanouissements
respectifs sont indeacutependants les uns des autres il y a une tregraves forte probabiliteacute pour que
lrsquoune de ces liaisons au moins ne subisse pas de forte atteacutenuation augmentant ainsi la
fiabiliteacute de la liaison La diversiteacute se reacutevegravele donc ecirctre un outil tregraves puissant pour
combattre les eacutevanouissements et les interfeacuterences entre canaux de transmission et
permet notamment drsquoaugmenter la capaciteacute et la couverture des systegravemes radios Les
trois formes de diversiteacute traditionnellement exploiteacutees en communications numeacuteriques
sont la diversiteacute temporelle la diversiteacute freacutequentielle et la diversiteacute spatiale [21]
II71 Diversiteacute temporelle
Utiliseacutee pour combattre lrsquoeacutevanouissement seacutelectif en temps la diversiteacute
temporelle consiste agrave eacutemettre plusieurs reacutepliques du signal dans des intervalles
temporels seacutepareacutes drsquoau moins le temps de coheacuterence du canal (FigII8) Ce type de
diversiteacute est obtenu par lrsquoutilisation conjointe drsquoun entrelaceur et drsquoun code correcteur
drsquoerreur ou encore par demande de reacutepeacutetition automatique Le principal deacutesavantage de
ce proceacutedeacute est bien sucircr le retard induit par la diversiteacute et la diminution de deacutebit
correspondante
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
27
Figure II8 Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles temporels
II72 Diversiteacute freacutequentielle
Efficace lorsque les eacutevanouissements du canal sont seacutelectifs en freacutequence la
diversiteacute freacutequentielle revient agrave eacutemettre le mecircme signal sur plusieurs freacutequences
porteuses dont lrsquoeacutecartement freacutequentiel est drsquoau moins la bande de coheacuterence du canal
Bc(Fig II9) La diversiteacute freacutequentielle peut ecirctre exploiteacutee par lrsquoutilisation drsquoune
modulation multi-porteuse conjointement avec un entrelaceur et un codage correcteur
drsquoerreur Les techniques drsquoeacutetalement de spectre sont parfois consideacutereacutees comme une
source potentielle de diversiteacute freacutequentielle
FigureII9Le mecircme signal est transmis sur plusieurs intervalles freacutequentiels
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
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- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
28
II73 Diversiteacute spatiale
La diversiteacute spatiale aussi connue sous le nom de diversiteacute drsquoantenne ou
diversiteacute matricielle est lrsquoune des techniques les plus anciennes Elle consiste agrave eacutemettre
ou recevoir lrsquoinformation par plusieurs antennes elle est facile drsquoimpleacutementation et ne
requiegravere pas de ressources freacutequentielles suppleacutementaires Lrsquoobjectif est drsquoavoir
plusieurs antennes seacutepareacutees drsquoune distance suffisante pour avoir deacutecorreacutelation de canal
Il faut donc avoir un espacement suffisant La distance neacutecessaire deacutepend de divers
eacuteleacutements soit du terrain de lrsquoenvironnement de lrsquoantenne elle-mecircme ses dimensions
etc
II74 Diversiteacute de polarisation
On parle de diversiteacute de polarisation quand le mecircme signal est eacutemis et reccedilu
simultaneacutement sur des ondes polariseacutees orthogonalement et dont les caracteacuteristiques de
propagation sont indeacutependantes
Un avantage comparatif de cette technique par rapport agrave la diversiteacute spatiale est
que lrsquoon nrsquoa pas besoin drsquoautant drsquoespace entre les antennes ce qui est nettement
attractif pour les uniteacutes mobiles
II8 Conclusion
Dans ce chapitre nous avons preacutesenteacute le principe et la capaciteacute de MIMOqui
permet drsquoaugmenter ledeacutebit de systegraveme en utilisant plusieurs antennes agrave lrsquoeacutemission et agrave la
reacuteception Nous avons utiliseacute la meacutethode SVD pour la deacutecomposition du canal en une
suite de sous-canaux parallegraveles et an a constateacute par la preacutesentation de diffeacuterentes
eacutequations de la capaciteacute des systegravemes MIMO que la valeur de cette derniegravere deacutepend des
informations disponibles sur le canal au niveau de leacutemetteur et le reacutecepteur Dans le cas
ougrave cette information est disponible au niveau des deux bouts de la communication
lemploi du Water Filling comme algorithme doptimisation pour la reacutepartition de la
puissance deacutemission sur les diffeacuterents sous-canaux
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
Les systegravemes MIMO Chapitre 02
29
De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des techniques de codage
espace-tempsen particulier pour eacuteviterles eacutevanouissements profonds qui caracteacuterisent
les communications radio-mobiles le codage forment deux familles les codes spatio-
temporels en treillis et les codes spatio-temporels en blocs
Pour eacuteliminer les eacutevanouissements les solutions les plus efficaces restent les
techniques de diversiteacute qursquoelle soit temporelle spatiale ou encore freacutequentielle On note
eacutegalement que la combinaison de plusieurs techniques de diversiteacute permet de mieux
combattre les effets deacutevanouissement du canal La diversiteacute freacutequentielle est
geacuteneacuteralement utiliseacutee dans les systegravemes OFDM qui nous avons entameacute dans le chapitre
suivent
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
29
III1 Introduction
La principale contrainte des systegravemes MIMO utilisant le multiplex spatial reacuteside
dans lrsquoobligation drsquoutiliser les systegravemes dans une bande de freacutequence relativement
eacutetroite Ces systegravemes ne fonctionnent en effet que dans des environnements favorables
aux multi-trajets et qui proposent par conseacutequent de nombreux eacutechos Pour eacuteviter lrsquoIES
la peacuteriode symbole doit donc ecirctre largement supeacuterieure au plus long des eacutechos ce qui
reacuteduit le spectre utilisable Il existe plusieurs techniques pour eacutelargir la bande spectrale
drsquoun signal parmi lesquelles lrsquoeacutetalement de spectre qursquoil soit par seacutequence directe ou
par sauts de freacutequence et les techniques multi-porteuses
Dans ce chapitre on srsquointeacuteresse agrave une modulation multi-porteuse particuliegravere le
multiplex agrave division de freacutequences orthogonales (OFDM) Le multiplex agrave division de
freacutequences orthogonales plus connu sous le nom anglophone OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing) a fait son apparition une dizaine drsquoanneacutees plus tard
que la modulation multi-porteuse gracircce notamment aux travaux de Chang Deacutelaisseacutee
ensuite lors du deacuteveloppement de la theacuteorie de lrsquoeacutegalisation pour les systegravemes mono-
porteuses (de moindre complexiteacute) lrsquoOFDM dut son retour en gracircce vers le milieu des
anneacutees 1980 au projet de radiodiffusion numeacuterique DAB [31] (Digital Audio
Broadcasting) LrsquoOFDM est resteacutee une technique preacutepondeacuterante puisqursquoelle est utiliseacutee
pour de nombreuses applications comme la teacuteleacutevision numeacuterique DVB (Digital
VideoBroadcasting) ou la norme ADSL (Asymmetric Digital Suscriber Line) permettant
des liaisons internet agrave haut deacutebit Enfin lrsquoOFDM srsquoadapte parfaitement aux
communications mobiles et semble incontournable pour le futur standard de quatriegraveme
geacuteneacuteration Cette modulation divise une large bande de freacutequences en plusieurs
porteuses voisines et lrsquoorthogonaliteacute qui la caracteacuterise autorise un certain recouvrement
spectral des porteuses
III2 Principes de la modulation
La modulation est reacutealiseacutee geacuteneacuteralement dans le domaine eacutelectromagneacutetique en
modifiant lrsquoamplitude la freacutequence ou la phase du signal transmis IEEE 80211 utilise
des modulations de phase et drsquoamplitude
Les principales modulations utiliseacutees par IEEE 80211 sont les suivantes [13]
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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fil avec preacutefixe cyclique ISBou zero-padding raquo
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inter-couches Institut polytechnique de GrenobleThese de doctorat
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[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
II21 La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
La phase de la porteuse
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1
II22 QPSK Quadrature Phase
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
dessous)
OFDM Chapitre 03
30
BPSK 1 bit est transmis par symbole
QPSK 2 bits sont transmis par symbole
QAM 4 ou 6 bits sont transmis par symbole
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
de la porteuseest modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
moduleacutee le signal numeacuterique eacutemis
Figure III1 le scheacutema de la modulation BPSK
QPSK Quadrature Phase-Shift Keying
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci
OFDM Chapitre 03
La modulation de phase (BPSK ou BinaryPhase Shift Keying)
modifieacutee en fonction du signal agrave eacutemettre Pour la
transmission numeacuterique les 0 et les 1 provoquent une variation de 180deg de la phase de
la porteuse En reacuteception un deacutetecteur de phase permet de retrouver sur la freacutequence
Cette modulation produit deux signaux transportant lrsquoinformation lrsquoun est
sinusoiumldal (Q) et lrsquoautre cosinusoiumldal (I) Le codage est reacutealiseacute en fonction de la phase de
ces signaux Il y a deux phases possibles (seacutepareacutees de 180deg) pour chacun des deux
signaux (I et Q) ce qui permet de reacutealiser 4 symboles diffeacuterents (ligne Signal Data ci-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
31
Figure III2 le scheacutema de la modulation QPSK
La modulation QPSK est tregraves utiliseacutee dans les transmissions satellites car elle
permet drsquoobtenir un signal peu sensible aux interfeacuterences tout en conservant un deacutebit
acceptable Ces caracteacuteristiques sont importantes
II23 QAM Quadrature Amplitude Modulation
Cette modulation complegravete la modulation QPSK En effet elle utilise le mecircme
systegraveme de modulation de phase mais elle ajoute en plus une modulation drsquoamplitude
Les signaux I et Q peuvent prendre diffeacuterentes valeurs drsquoamplitude et ainsi augmenter le
nombre de symboles transmissibles
Figure III3 scheacutema de constellation de la modulation QAM-16
La transmission de ces symboles sur la bande peut-ecirctre alteacutereacutee par drsquoautres
signaux drsquointerfeacuterences afin drsquoameacuteliorer la reacutesistance IEEE 80211 utilise deux
techniques lrsquoeacutelargissement de spectre et lrsquoOFDM Nous dans ce meacutemoire on srsquointeacuteresse
agrave lrsquoOFDM
III3 Principes de la modulation multi porteuse
Dans le cas drsquoun canal agrave trajets multiples les techniques de modulations
classiques sont sensibles aux IES(Interfeacuterences Entre Symboles) [25] Pour compenser
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
32
cet effet neacutegatif des processus drsquoeacutegalisation sont utiliseacutesCependant leur mise en place
srsquoest aveacutereacutee drsquoune grande complexiteacute surtout lorsque le canal varie beaucoup dans le
temps ou suivant la freacutequence du signal Les techniques de modulations multi-porteuses
sont donc apparues pour remeacutedier agrave ce problegraveme en eacuteliminant les IES et en simplifiant
lrsquoeacutegalisation Lrsquoinformation est alors reacutepartie sur un grand nombre de sous-porteuses
Ainsi dans un canal de transmission avec des chemins multiples ougrave certaines
freacutequences seront deacutetruites agrave cause de la combinaison destructive de chemins le
systegraveme sera tout de mecircme capable de reacutecupeacuterer lrsquoinformation perdue sur drsquoautres
freacutequences porteuses qui nrsquoauront pas eacuteteacute affecteacutees Dans ce meacutemoire nous nous
inteacuteressons plus particuliegraverement agrave lrsquoOFDM
OFDM est une meacutethode de codage appliqueacutee aux normes 80211a et g qui permet
drsquoobtenir une meilleure bande passante Le principe de OFDM est de diviser la bande de
freacutequence en bandes secondaires qui transmettent simultaneacutement des fractions de
donneacutees Plus le nombre de canaux est eacuteleveacute plus les donneacutees transmises en parallegravele
sont nombreuses plus la bande passante est eacuteleveacutee Selon les conditions de bande
passante OFDM peut utiliser des meacutethodes de modulation de phase et drsquoamplitude
Les systegravemes OFDM transmettent les donneacutees par blocs (symboles OFDM)
chaque bloc comporte un ensemble de N sous-porteuses orthogonales dont les
freacutequences centrales sont espaceacutees drsquoun multiple de lrsquoinverse de la peacuteriode
symbole ∆= 1 ௦ Lrsquoensemble est centreacute autour de la freacutequence de travail
Les donneacutees drsquoentreacutee drsquoun systegraveme OFDM sont sous forme drsquoun flux binaire mis
en seacuterie Des symboles complexes X sont ensuite deacutefinis agrave partir de ces eacuteleacutements
binaires selon une constellation typiquement de modulation BPSK QPSK ou QAM
Les donneacutees passent dans un buffer permettant de les convertir de seacuterie en
parallegravele Apregraves cela elles sont converties au domaine temporel agrave lrsquoaide drsquoune
transformeacutee de Fourier inverse discregravete (IDFT) ou rapide (IFFT) [20] La IDFT (ou IFFT)
accomplit cette transformation en preacuteservant lrsquoorthogonaliteacute entre les diffeacuterentes sous-
porteuses Cette eacutetape caracteacuterise ce qursquoon appelle la modulation OFDM Le scheacutema de
principe du modulateur OFDM est preacutesenteacute sur la figure III4
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
33
FigureIII4 Scheacutema de principe du modulateur OFDM
Ainsi Le signal relatif au egrave symbole OFDM srsquoeacutecrit
ݔ = ൛ܨܦܫ ൟ=1
radic
ଶగ
ேଵ
ୀ
= 0 hellip minus ܫܫܫ1 1
Drsquoun point de vue matricielݔ srsquoeacutecrit
ݔ = ுܨ [ ଵ hellip hellip ேଵ] III2
Avec ܨ =ଵ
radicே[ଶగ
]ୀhellipேଵ
La matrice ுdeacutesigneܨ donc lrsquoopeacuteration de IFFT
Cette seacutequence ݔ correspond agrave la somme ݔ des(ݐ) signaux reacutepartis sur les N
sous-porteuses du egrave symbole OFDM eacutechantillonneacutee aux instants t = n ௦N avec n
=0 N
ݔ (ݐ) =1
radic
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
0 le geݐ ௦ܫܫܫ 3
La forme de donneacutees est ensuite convertie de parallegravele en seacuterie
A la reacuteception le signal reccedilu ݕ est le reacutesultat du filtrage du signal eacutemis ݔ par
un canal de reacuteponse impulsionnelle h De lagrave ݕ srsquoeacutecrit de la faccedilon suivante
ݕ = ℎ lowast ݔ + III4
Avec n eacutetant un bruit additif blanc gaussien
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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[20]GRUYER P PAILLARD S(2005)modeacutelisation drsquoun modulateur et deacutemodulateur OFDM
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[22]Hanzo LAKHtman yLi wMing J(2011)MIMO-OFDM for LTEWIFI and WIMAX coherent versus
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System Cuvillier Verlag Gottingen ISBN 978-3-86727-649-8 149P
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[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
34
A la reacuteception les donneacutees passent dans un buffer les convertissant de seacuterie en
parallegravele pour pouvoir les transformer agrave nouveau dans le domaine freacutequentiel Cette
transformation est effective en utilisant une transformeacutee de Fourier discregravete (DFT) (ou
rapide (FFT)) [16]
III31 Orthogonaliteacute
On considegravere la classe des signaux exponentiels de la forme ଶగೖ௧ de
freacutequences =
ೞformant un signal OFDM avec0 le geݐ ௦ Les signaux sont
orthogonaux si
(ݐ)ݏ =1
௦න ଶగೖ௧
ೞ
ଶగ௧ݐ=1
௦න
ଶగೖ
ೞ௧
ೞ
ଶగ
ೞ௧ݐ
=1
௦න
ଶగ(ೖష)
ೞ௧
ೞ
ݐ
= ቄݏ1 = ݏ0 ne
III5
Dans le cas discret avec un nombre drsquoeacutechantillonݐ= ೞ
ே lrsquoorthogonaliteacute srsquoexprime
par
=ݐ)ݏ1
ଶగೖ
ೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞ
=1
ଶగೖ
ೞೞ
ேଵ
ୀ
ଶగ
ೞೞ
=1
ଶగ(ೖష)
ೞ
ேଵ
ୀ
= ቄݏ1 =
ݏ0 ne ܫܫܫ 6
Lrsquoorthogonaliteacute est une condition essentielle pour eacuteliminer lrsquoIES dans OFDM
III4 Deacutemodulation
La deacutemodulation agrave la reacuteception se fait par une transformeacutee de Fourier Discregravete
Directe (TFD ou DFT Discret Fourier Transform) du signal reccedilu y(t) eacutechantillonneacute au
rythme t= ௦ Le signal agrave la sortie de la DFT srsquoexprime de la maniegravere suivante
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
35
(ݐ) =1
radic ݕ
ଶగ
ೞ
ேଵ
ୀ
ܫܫܫ 7
Figure III5 Scheacutema drsquoun systegraveme OFDM (modulationdeacutemodulation)
III5 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
Les symboles subissent des eacutechos et un symbole eacutemis parvient au reacutecepteur sous
forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et retardeacutes [20] Un symbole eacutemis lors drsquoune
peacuteriode mtimes ௦ peut se superposer agrave un eacutecho provenant du symbole eacutemis agrave la peacuteriode
(m-1) ௦ Il se produit alors des interfeacuterences dites IES (interfeacuterences entre symboles)
comme le montre la figure ci-dessous
Figure III6 Problegraveme des interfeacuterences entre symboles
III51 Intervalle de garde
Pour eacuteviter ces IES (interfeacuterences entre symboles) la solution consiste alors agrave
ajouter un espace entre les symboles OFDM drsquoune dureacutee supeacuterieure agrave lrsquoeacutetalement des
deacutelais Ainsi les derniers eacutechos du symbole OFDM drsquoindice m auront lieu durant cet
intervalle dit de garde et le symbole OFDM suivant drsquoindice m+1 ne sera plus perturbeacute
par le preacuteceacutedent En pratique ajouter un preacutefixe cyclique de tailleܦ telle que Lminus1 leܦ
consiste agrave eacutetendre le symbole OFDM en copiant les derniegraveresܦ composantes et les placer
agrave lrsquoavant de ce mecircme symbolecomme indiqueacute ci-dessous
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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- introduction geacuteneacuteralepdf
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-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
36
Figure III7 Insertion drsquoun intervalle de garde D
Si lrsquoeacutechantillonnage est fait au deacutebut du symbole reccedilu m lrsquoeacutecho le plus retardeacute du
symbole m-1 ne sera pas encore reccedilu il faut donc que le reacutecepteur reccediloit les signaux
provenant de tous les eacutechos ce qui implique que le signal soit prolongeacute pendant les
intervalles de garde preacuteceacutedant le symbole m Le bloc temporel se transforme alors de
ଵ hellip hellip ேଵagrave ேାଵ hellip ேଵ ଵ hellip ேଵ
En consideacuterant une transmission sans bruit additif le symbole OFDM reccedilu apregraves
le passage par le canal srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡ݍ
ݍ ଵ
⋮⋮
ݍ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 ⋯
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱⋯ ⋯ 0
⋮⋱ ⋮
0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ ⋮⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ݔ ேାଵ
⋮ݔ ேଵ
ݔ
⋮ݔ ேଵ ⎦
⎥⎥⎥⎥⎤
Les D premiers eacutechantillons du symbole OFDM reccedilu contiennent les interfeacuterences
avec le bloc preacuteceacutedent Ils sont donc eacutecarteacutes dans la suite du calcul Ainsi le systegraveme
peut se reacuteeacutecrire
⎣⎢⎢⎢⎡
ݍ
ݍ ାଵ
⋮⋮
ݍ ேାଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
=
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
൦
ݔ
ݔ ଵ
⋮ݔ ேଵ
൪
Toute matrice circulante est diagonalisable dans une base de vecteurs propres de
Fourier Ainsi
⎣⎢⎢⎢⎢⎡ℎ 0 0
⋮ ⋱ℎଵ ⋱
⋱
ℎଵ ⋯ ℎଵ⋮
⋱ ℎଵ0 ⋱⋮ ⋱ ⋱0 ⋯ 0
⋱ ⋱ 0⋱ 0
ℎଵ ⋯ ℎ ⎦⎥⎥⎥⎥⎤
= ுܨ ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
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la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
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Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
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IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
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Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
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IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
37
Avec diag([ܪ ([ேଵܪ = F [ℎ hellip ℎଵhellip]est la transformeacutee de Fourier du
canal etܪle coefficient du canal plat associeacute agrave la egrave sous-porteuse Drsquoapregraves les
eacutequations (110) et (115) la transformeacutee de Fourier du symbole OFDM reccedilu ݕ srsquoeacutecrit
⎣⎢⎢⎢⎡
ଵ
⋮⋮
ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ܨ
⎣⎢⎢⎢⎡ݕ
ݕ ଵ
⋮⋮
ݕ ேଵ⎦⎥⎥⎥⎤
= ൦
ܪ0
0⋱
⋯ 0⋱ ⋮
⋮ ⋱ ⋱ 00 ⋯ hellip ேଵܪ
൪൦
ଵ
⋮ ேଵ
൪
III6 Preacutesentation du systegraveme MIMOOFDM
Une des techniques les plus efficaces pour ameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale drsquoune
communication radio est lrsquoutilisation drsquoantennes multiples agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
Dans ce qui suit nous consideacuterons un systegraveme MIMO utilisant la modulation OFDM ougrave
lrsquoeacutemetteur et le reacutecepteur sont munis respectivement de ௧ antennes drsquoeacutemission et
antennes de reacuteception et ougrave les antennes sont aligneacutees et uniformeacutement espaceacutees
FigureIII8 figure III9 preacutesentent le scheacutema de la chaicircne de transmission drsquoun systegraveme
MIMOOFDM
Dans ce qui suit nous deacutecrivons le parcours suivi par le message depuis sa
geacuteneacuteration par la source jusqursquoagrave sa destination [19]
le message geacuteneacutereacute par la source est drsquoabord transformeacute en une seacutequence binaire
Ideacutealement Cette opeacuteration de conversion drsquoun signal analogique agrave un signal
numeacuterique est assureacutee par un processus de compression appeleacute le codeur
source En geacuteneacuteral le codeur source nrsquoest pas pris en compte lors de lrsquoeacutetude des
performances des systegravemes MIMO puisque la seacutequence il est donneacute directement
avec des valeurs binaires Ainsi la chaicircne de transmission se deacutelimite par le
codeur de canal et le deacutecodeur de canal de part et drsquoautre du canal de
transmission
la seacutequence binaire reacutesultante est ensuite passeacutee au codeur de canal Le but du
codeur de canal est de la proteacuteger contre les effets du canal (bruits interfeacuterences
etc) Ainsi le codeur introduit drsquoune faccedilon controcircleacutee des bits de redondance qui
peuvent ecirctre utiliseacutes au niveau du reacutecepteur La seacutequence binaire passe agrave travers
un entrelaceur afin que la transmission soit plus robuste aux atteacutenuations en bloc
(block fading) du canal
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
38
la seacutequence binaire passe agrave travers un modulateur numeacuterique Ce dernier associe
agrave chaque seacutequence de q bits un symbole complexe selon une constellation de
taille2 Par exemple nous citons la modulation binaire de phase dite (BPSK) la
modulation drsquoamplitude en quadrature (QAM)
les symboles complexes sont par la suite mappeacutes afin qursquoils soient transmis sur
les antennes de transmission et agrave travers les ressources orthogonales du
canal Comme le systegraveme MIMO eacutetudieacute considegravere la modulation OFDM nous
disposons agrave lrsquoentreacutee du canal de lowast eacutechantillons agrave eacutemettreAinsi lrsquoutilisation
drsquoun modulateur spatio-temporel srsquoavegravere une bonne ideacutee afin de profiter des
ressources en espace temps et freacutequence preacutesentes
finalement les symboles passent agrave travers le modulateur OFDM avant drsquoecirctre
filtreacutes par le filtre limiteur de bande
le signal analogique reacutesultant est transmis agrave travers le canal radio ougrave il se trouve
affecteacute par les atteacutenuations dues aux reacuteflexions et aux reacutefractions du signal dans
le milieu de propagation
agrave la reacuteception le reacutecepteur agrave antennes multiples est constitueacute drsquoun filtre adapteacute
au filtre limiteur de bande utiliseacute agrave lrsquoeacutemission du deacutemodulateur OFDM du
deacutecodeur spatio-temporel du deacutemodulateur numeacuterique du deacutecodeur canal et du
deacutecodeur source
Figure III8 systegraveme de transmission MIMOOFDM en eacutemission
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
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- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
OFDM et MIMO-OFDM Chapitre 03
39
Figure III9 systegraveme de transmission MIMOOFDM en reacuteception
Conclusion
Dans ce chapitre nous avons deacutecrit briegravevement le principe de la modulation et on
a eacutetudieacute preacuteciseacutement la modulation multi-porteuses et la maniegravere dont le signal OFDM
est moduleacutedeacutemoduleacute numeacuteriquement Nous avons deacutecrit de quelle maniegravere les
systegravemes OFDM permettent une occupation spectacle optimale gracircce au principe
drsquoorthogonaliteacute entre sous porteuses Lrsquoorthogonaliteacute et la modulationdeacutemodulation
OFDM sont tregraves facilement reacutealisables gracircce agrave la mise en œuvre de la transformeacutee de
Fourier discregravete qui peut ecirctre efficacement impleacutementeacutee sur des porteuses Lesignal
eacutemis parvient au reacutecepteur sous forme de plusieurs symboles atteacutenueacutes et
retardeacutes(interfeacuterences entre symboles) et on a comme solution le preacutefixe cyclique qui
eacutelimine ces interfeacuterences Ensuite agrave lrsquoaide drsquoun scheacutema reacutecapitulatif nous avons
preacutesenteacute la structure du systegraveme MIMOOFDM et nous avons discuteacute le principe de
fonctionnement de chaque bloc
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
29
IV1 Introduction
Maintenait que nous avons exploreacute les concepts de systegraveme MIMO et la
modulation OFDM nous pouvons plonger dans le cœur de notre sujet crsquoest-agrave-dire ceux
qui combinent ces deux notions les systegravemes MIMO-OFDM Il srsquoagit en fait simplement
drsquoun systegraveme OFDM appliqueacute sur plusieurs antennes qui transmettent des informations
parallegravele Le grand deacutefi auquel nous faisons face est donc de retrouver les donneacutees
envoyeacutees agrave partir du meacutelange drsquoinformations reccedilues
Nous commencerons drsquoabord par deacutefinir les principales composantes du systegraveme
MIMO-OFDM Comme tout systegraveme de teacuteleacutecommunication celui-ci est constitueacute drsquoun
transmetteur drsquoun canal et drsquoun reacutecepteur qui sont eux-mecircmes composeacutes de quelques
eacuteleacutements Chacun de ces blocs sera ensuite impleacutementeacute sur Matlab et on va preacutesenter
les reacutesultats de simulation
VI2 La trame OFDM (IEEE 80211a)
Comme on a deacutejagrave dit lrsquointerface radio de systegraveme IEEE 80211a se base sur
lrsquoOFDM comme modulation pour la couche physique
La transmission OFDM a eacuteteacute speacutecifieacutee avec N=64 sous-porteuses et le preacutefix
cyclique une longueur de L=16 sous-porteuses Alors P=N+L =80 symboles sont
transmis par chaque bloc de donneacutee La dureacutee du symbole est 4 μs alors la peacuteriode
drsquoeacutechantillonnage sera 50 μs Comme la peacuteriode et supeacuterieure au deacuteeacutebit utile de donneacutee
alors parmi le N sous-porteuses il y a 11 sous-porteuses qui sont nulles De plus il y a
B=4 sous-porteuses qui sont des sous-porteuses pilotes A la fin il nous reste U=N-1-
B=48 sous-porteuses pour la transmission des donneacutees
FIGURE IV1 Repreacutesentation freacutequentielle drsquoun symbole OFDM
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
30
Freacutequence 20 MHZ
dureacutee de la partie utile du symbole 64T= 32 micros
Dureacutee du preacutefixe cyclique 16T=08 micros
Dureacutee de symbole 80T=4 micros
Nombre de sous-porteuses de donneacutee 48
Nombre de sous-porteuses de pilotes 4
Nombre de sous-porteuses de nulles 11
Nombre de sous-porteuses 52
Espacement entre les sous-porteuses 03125 MHZ
Largeur des canaux 20 mhz
Table IV1 speacutecification de la trame
Le systegraveme est composeacute de faccedilon agrave fournir diffeacuterents deacutebits (6-54 Mbits) suivant
la modulation et le codage utiliseacute La table IV2 donne des deacutetails pour diffeacuterentes
combinaisons modulation-codage
Modulation Code Deacutebit Bits par symbole
BPSK 12 6 Mbits 3
QPSK 12 12 Mbits 6
QPSK 34 18 Mbits 9
16-QAM 12 27 Mbits 12
16-QAM 916 27 Mbits 135
64- QAM 23 48 Mbits 24
64-QAM 34 54 Mbits 27
Table IV2 les deacutefeacuterents modes de la couche physique
IV3 Chaicircne drsquoeacutemission
Lrsquoeacuteleacutement drsquoentreacutee de notre chaicircne est un train binaire qui peut correspondre soit
agrave des donneacutees speacutecifiques agrave eacutemettre ou bien agrave des donneacutees geacuteneacutereacutees aleacuteatoirement
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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multi-antennes These de doctorat universiteacute de Bretagne
[22]Hanzo LAKHtman yLi wMing J(2011)MIMO-OFDM for LTEWIFI and WIMAX coherent versus
non-coherent and cooperative turbo-transceiverswileyISBN 9780470711750692p
[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
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[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
31
IV31 Codage Convolutif
Le principe du codage correcteur drsquoerreur drsquoajouter de la redondance et de
reacutepartir lrsquoinformation de bit sur un grand nombre de bits Chaque bit codeacute ayant alors de
lrsquoiformation sur un grand nombre de bits utiles
Le codeur utiliseacute ci-dessus est un codeur convolitif de longueur de contrainte 3
Le rendement du codeur est de frac12 puisque pour 1 bit drsquoentreacutee nous avons 2 bits de
sortie et sera lieacute aux 2 bits preacuteceacutedent ( la longueur de contrainte est le nombre de
registres augmenteacute drsquoune uniteacute)
Le bit X de sortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 et 3 alors que le bit Y de s
Ortie est un laquo OU Exclusif raquo entre les bits 1 2 et 3
IV32 Entrelacement
En sortie du codeur convolutif un entrelaceur freacutequentiel est utiliseacute En pratique
lrsquoentrelaceur est une table qui fait correspondre agrave chaque bit une position sur une
porteuse donneacutee Srsquoil y a suffisamment de porteuses freacutequentielles indeacutependantes il est
alors possible de reacutecupeacuterer et reconstituer lrsquoinformation agrave partir des eacutechantillons
nrsquoayant pas subi drsquoatteacutenuation Ceci permet de corriger une longue suite de bits
conseacutecutifs erroneacutes Dans ce contexte la diversiteacute est apporteacutee par lrsquoutilisation conjointe
de codage et drsquoentrelacement
Un scheacutema drsquoentrlacement est caracteacuteriseacute par sa peacuteriode P Si lrsquoon souhaite
envoyer n (en supposons que n est un multiple de p) bits p bits successifs avant
entrlacement sont seacutepareacutes apregraves entrlacement par np bits cette derniegravere valeur eacutetant
souvent appeleacutee profondeur de lrsquoentrlacement
Avant la transmission on meacutemoriseacute une suit de mots de codes dans une meacutemoire
ayant la forme drsquoune matrice de p lignes et de np colonnes On y fait entrer ligne par
ligne p mots de codes de longueur n puis on lit la meacutemoire colonne par colonne afin de
transmettre tous les symboles La transmission consiste agrave transmettre ce principe est
illustreacute sur la figure suivent
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
32
FigureIV2 Donneacutees numirique avant codage
Codage convolutionnel de rendement frac12 chaque donneacutee indiceacutee i produit 2
donneacutees indiceacuteesi1 et i2
Figure IV3 Entreleceur tregraves simple
Entrelacement tregraves simple les indices 3i 3i+1 3i+2 sont regroupeacutes
Figure IV4 Les donneacutees apregraves codage et entrelacement
Dans cet exemple a31 et a42 sont tregraves affaiblis mais peuvent ecirctre retrouveacutes au
deacutecodage du code convolutif gracircce a32 et a41 qui sont dans une zone drsquoamplifacation
IV33 Mappeur
En sortie de lrsquoentrlaceur les bits sont moduleacutes sous forme des symboles tels que
BPSK QPSK 16QAM ou 64 QAM En fonction de la taille de la constellation eacutemise
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
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33
Dans notre cas on a utiliseacute des modulations 16 QAM et 64QAM ces modulations
sont appliqueacutees aux donneacutees Les constellations de ces modulations sont deacutecrites sur la
figure suivent
Figure IV5 Constellations des modulations 16QAM et 64QAM
IV34 lrsquoapplication des codes STF aux systegravemes MIMI-OFDM
Lrsquoapplication des scheacutemas de codage spatio-temporels agrave un systegraveme MIMO
utilisant la modulation OFDM se fait drsquoune faccedilon analogue agrave celle de la modulation OFDM
conventionnelle sauf qursquoau lieu drsquoopeacuterer sur une seacutequence de longueur N nous
supposons que maintenant nous disposons en parallegravele de ௧ seacutequences chacune de
longueur N Le scheacutema en bloc du systegraveme STF- MIMO utilisant la modulation OFDM est
donneacute dans la figure IV5
Figure IV6 Modegravele du systegraveme MIMOOFDM utilisant un codage spatio-temporel freacutequentiel
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
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- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
34
Comme nous avons deacutejagrave deacutefini dans le scheacutema de systegraveme MIMO-OFDM la
seacutequence de donneacutees passe agrave travers un codeur convolutif de rendement 12 suivi drsquoun
entrelaceur Puis la seacutequence de bits entrelaceacutes est mappeacutee ensuite les symboles
complexes reacutesultants sont transmis au codeur spatio-temporel Ce dernier prend agrave son
entreacutee ௦ seacutequences de M symboles chacune et donne agrave sa sortie ௦௧ seacutequences de
longueur M qui seront transmise sur ௦peacuteriodes symboles ainsi le rendement de
codage est donneacute par R = ௦ ௦ Enfin chaque seacutequence sera passeacutee au modulateur
OFDM de lrsquoantenne qui lui est associeacutee
IV35 IFFT
Une fois les symboles OFDM assembleacutes ils passent par le bloc de conversion de
seacuterie agrave parallegravele qui permet de les mettre sous une forme adeacutequate pour passer dans le
bloc IFFT
Ils passent ensuite par le bloc assurant la modulation OFDM Ce bloc applique
une IFFT permettant de passer du domaine freacutequentiel au domaine temporel
ݕ =1
radic
ଶగே
ேଵ
ୀ
Ougrave
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
le symbole moduleacute sur la sous-porteuse k
N la taille de la FFT
IV36 insertion de preacutefixe cyclique
Apregraves avoir passeacute le bloc IFFT un preacutefixe cyclique est inseacutereacute avant chaque
symbole Comme le montre la figure III7 dans le chapitre preacuteceacutedent une partie de
chaque symbole OFDM est recopieacutee au deacutebut de ce mecircme symbole Dans notre cas nous
choisirons un CP de longueur 14 ce qui correspondra agrave 16 symboles agrave recopier de la
partie utile du symbole
IV37 filtrage et sur-eacutechantillonnage
Les systegravemes transmettant des donneacutees sur une bande passante limiteacutee
neacutecessitent une fonction de filtrage et mise en forme aussi bien agrave lrsquoeacutemission qursquoagrave la
reacuteception A cause des eacutevanouissements preacutesents dans un canal de propagation le signal
transmis subis quelques distorsions se traduisant par des IES provoquant des erreurs de
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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[7]Garguet-duportB (2004) Les reacuteseaus sans fil (WI-FI) Techni Citeacutes ISBN 2-84866-019-8 165p
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ISBN 2-7462-0883-0
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fil avec preacutefixe cyclique ISBou zero-padding raquo
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inter-couches Institut polytechnique de GrenobleThese de doctorat
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filsIunstitut de la fancphonie pour lrsquoinformatique
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Technology and Electrical Engineeringthese doctorat
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[19]OUACHANI I(2005)analyse de perfarmance de systeacutem de comunication sans fils exploitant Micro
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[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
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- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
35
deacutetection Afin drsquoeacuteviter ces erreurs aux instants de deacutecision et donc faciliter la deacutetection
la fonction de mise en forme doit respecter le critegravere de Nyquist [34] Ce critegravere indique
que pour avoir une transmission sans IES une bande minimale de transmission
ܤ =ଵ
ଶ ೞest neacutecessaire
En geacuteneacuteral la combinaison du filtre drsquoeacutemission et son filtre ldquoadapteacuterdquo de reacuteception
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Autrement dit si nous consideacuterons une reacuteponse
freacutequentielle ா(f)ܩ du filtre drsquoeacutemission et une autreܩோ(f) = ாܩ ( )lowast du filtre de reacuteception
(filtre adapteacute) donc la reacuteponse freacutequentielle globale G(f) telle que
G(f) = ாܩ (f) ோܩ (f)= ாܩ| ( )|ଶ
est conccedilue pour annuler lrsquoIES Pour que ces conditions soient satisfaites des filtres de
reacuteponse globale G(f) dits en cosinus sureacuteleveacute sont utiliseacutes On peut donc reacutesoudre
lrsquoeacutequation (28) pour trouver les reacuteponses des filtres agrave lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception
ா(f)ܩ = G(f) De lagrave le filtre ா(f)ܩ est dit en racine de cosinus sureacuteleveacute
⎩⎪⎪⎨
⎪⎪⎧ | | ge
1 minus
2
2ቆ1 + cosቆ
ߨ
൬| | minus
1 minus
2൰ቇቇ
1 minus
2le | | le
1 +
2ܫ 2
0 | | ge1 +
2
FIGURE IV7 Exemple de reacuteponses (a) implusionelles et (b) freacutequentielles de filtres en racine de cosinus
sureacuteleveacute
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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[5]pujolle(2008) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 978-2-212-11757-81099p
[6] muhlethaler p (2002) 80211 et les reacuteseaus sans fil Eyrolles ISBN 2-212-1154-1 281p
[7]Garguet-duportB (2004) Les reacuteseaus sans fil (WI-FI) Techni Citeacutes ISBN 2-84866-019-8 165p
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[9] El zeinG guguen P 0 (2004) Les teacutechnique multi-antennes pour les reacuteseaux sans fil Lavoisier
ISBN 2-7462-0883-0
[10] Bertrand M (2001) Nouveaux scheacutema de reacuteception et deacutecodage pour les systegraveme OFDM sans
fil avec preacutefixe cyclique ISBou zero-padding raquo
[11] Muller jean P (2002)wireless LAN techniques RFWI-FI Blotooth
[12] Anzevui J (20062007) les reacuteseaus sans fil Projet de semestre
[13] Yan G(2008)reacuteseaux sans fils de nouvelle geacuteneacuteration architecteurs spontaneacutees et optimisation
inter-couches Institut polytechnique de GrenobleThese de doctorat
[14]Trung VD(2009)la compatibiliteacute entre IEEE 80211b et IEEE 80211g dans les reseaux sans
filsIunstitut de la fancphonie pour lrsquoinformatique
[15] LEMAINQUE F(2009) Tout sur les reseaux sans fils DUNODISBN 978-2-10-052569-0246p
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Technology and Electrical Engineeringthese doctorat
[17]SOOYC JaeKwon K Won Y YChung G K(2010)MIMO-OFDM wirlees comunication with
MatlebWILYISBN 978-0-470-82563-1
[19]OUACHANI I(2005)analyse de perfarmance de systeacutem de comunication sans fils exploitant Micro
et macro-divirsiteacutethese de coctorat universiteacute de paris-sud
[20]GRUYER P PAILLARD S(2005)modeacutelisation drsquoun modulateur et deacutemodulateur OFDM
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non-coherent and cooperative turbo-transceiverswileyISBN 9780470711750692p
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[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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- Reacutesumeacutepdf
-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
36
Le paramegravetre a est compris entre 0 et 1 et srsquoappelle coefficient de retombeacutee (roll-
off factor) Nous remarquons drsquoapregraves la figure IV7 que le gabarit du filtre peut changer
en fonction de ce paramegravetre Dans notre cas nous avons choisi a = 03 Cette valeur
correspond agrave un compromis entre une bonne efficaciteacute du filtre et un bon rendement et
se situe dans la gamme de celles utiliseacutees habituellement dans la conception de filtres
pour les transmissions numeacuteriques (DVB satellite )
IV4 chaine de reacuteception
La chaine de reacuteception comprend des blocs garantissant les fonctions contraires agrave
celles effectueacutees en eacutemission
IV41 Filtrage et Sous-eacutechantillonnage
Comme cela a eacuteteacute preacuteciseacute dans 2318 le filtre de reacuteception est adapteacute agrave celui en
eacutemission Il est de type racine de cosinus sureacuteleveacute avec un facteur a = 03
IV42 FFT
A la sortie du bloc de filtrage et de sous-eacutechantillonnage les donneacutees sont remis
en parallegravele puis passeacutes dans le bloc FFT Contrairement agrave la IFFT cette fonction permet
de passer du domaine temporel au domaine freacutequentiel
=1
radic ݕ
ଶగே
ேଵ
ୀ
ܫ 3
k lrsquoindice de sous-porteuse (domaine freacutequentiel)
ݕ le symbole reccedilu agrave lrsquoinstant ௦
N la taille de la FFT
Les donneacutees sont remises en seacuterie puis passeacutes dans les blocs de deacutemodulation et
deacutesentrelaceur qui est une fonction permet de remettre les bits dans lrsquoordre qursquoils
avaient juste avant la fonction drsquoentrelacement et finalement le deacutecodage
IV43 Deacutecodage
Cette eacutetape supprime les redondances ajouteacutees agrave lrsquoeacutemission et corrige certaines
erreurs Le deacutecodage de Viterbi est reacutealiseacute en deux eacutetapes Puisque chaque branche dans
le treillis correspond agrave deacuteterminer le meilleur point agrave lrsquointeacuterieur de chaque sous-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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102049148_3
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fil avec preacutefixe cyclique ISBou zero-padding raquo
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filsIunstitut de la fancphonie pour lrsquoinformatique
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MatlebWILYISBN 978-0-470-82563-1
[19]OUACHANI I(2005)analyse de perfarmance de systeacutem de comunication sans fils exploitant Micro
et macro-divirsiteacutethese de coctorat universiteacute de paris-sud
[20]GRUYER P PAILLARD S(2005)modeacutelisation drsquoun modulateur et deacutemodulateur OFDM
[21]BERDER O(2002)optimisation et stragies drsquoallocation de puissence des systeacuteme de transmition
multi-antennes These de doctorat universiteacute de Bretagne
[22]Hanzo LAKHtman yLi wMing J(2011)MIMO-OFDM for LTEWIFI and WIMAX coherent versus
non-coherent and cooperative turbo-transceiverswileyISBN 9780470711750692p
[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
470-02809-4333p
[24]jianjun R (2008) Signal processing Channel Estimation and Link Adaptationin MIMO-OFDM
System Cuvillier Verlag Gottingen ISBN 978-3-86727-649-8 149P
[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
37
constellation crsquoest-agrave-dire le point dans chaque sous-constellation qui est le plus pregraves du
signal reccedilu Cette eacutetape et srsquoappelle laquo deacutecodage de la sous-constellation raquo
Dans la seconde eacutetape chaque signal seacutelectionneacute dans les sous-constellations lors
de la premiegravere amptape et sa meacutetrique euclidienne sont utiliseacutes pour deacuterouler lrsquoalgorithme
de Viterbi qui deacutetermine le chemin dans le treillis ayant la meacutetrique cumuleacutee la plus
proche de la suite drsquoeacutechantillons bruiteacutes en sortie des filtres adapteacutes
IV5 La probabiliteacute drsquoerreur
La probabiliteacute drsquoerreur est la mesure de lrsquoerreur sur la deacutetection du signal perccedilu
par rapport au message envoyeacute Crsquoest donc un calcul simple consistant agrave comparer les
symboles reccedilus avec ceux envoyeacutes puis agrave diviser par le nombre de symboles envoyeacutes Il
srsquoagit alors de preacutedire la probabiliteacute que le symbole ou le eacutemis soit faux Plus cette
probabiliteacute est faible et plus le systegraveme est bon Pour obtenir les performances drsquoune
technique il existe deux solutions La premiegravere consiste agrave eacutetudier et deacuteterminer
theacuteoriquement la probabiliteacute drsquoerreur Par exemple la probabiliteacute drsquoerreur binaire (PEB)
pour un canal gaussien et modulation M aires MAQ BPSK et QPSK
La seconde solution est la simulation agrave lrsquoaide drsquoun ordinateur Si le nombre de
tirages est important alors le taux drsquoerreur binaire (TEB) drsquoune simulation de type
Monte Carlo tend vers la PEB Cette solution a lrsquoavantage drsquoecirctre simple agrave programmer en
comparaison aux calculs theacuteoriques de la preacuteceacutedente qui peuvent srsquoaveacuterer difficiles
IV6 Le canal
Le canal de Rayleigh modeacutelise lrsquoeffet des trajets multiples eacutevanouissement de Rayleigh
est un modegravele statistique pour lrsquoeffet drsquoun milieu de propagation drsquoun signal radio tel
que celui utiliseacute par les appareils sans fil Le modegravele de Rayleigh suppose que
lrsquoamplitude drsquoun signal qui est passeacute agrave travers un tel support de transmission varie de
faccedilon aleacuteatoire selon une distribution de Rayleigh de la composante radiale de la
somme de deux variables gaussiens non correacuteleacutee
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
38
IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
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et macro-divirsiteacutethese de coctorat universiteacute de paris-sud
[20]GRUYER P PAILLARD S(2005)modeacutelisation drsquoun modulateur et deacutemodulateur OFDM
[21]BERDER O(2002)optimisation et stragies drsquoallocation de puissence des systeacuteme de transmition
multi-antennes These de doctorat universiteacute de Bretagne
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[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
470-02809-4333p
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System Cuvillier Verlag Gottingen ISBN 978-3-86727-649-8 149P
[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
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IV7 Reacutesultat de simulation
La figure IV8 illustre les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configuration mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente [34]
Figure IV8 Capaciteacutes de diffeacuterents systegravemes MIMO compareacutees agrave celle drsquoun SISO Deacutepasser par les systegravemes
(22) et (33) lorsque le RSB important
La figure IV9 montre les performances drsquoun canal Rayleigh pour diffeacuterentes
modulations drsquoamplitude en quadrature (QAM-4 QAM-16 et QAM-64) La PEB est traceacutee
dans un repegravere semi-logarithmique en fonction du RSB Cette repreacutesentation offre une
lecture plus aiseacutee [34]
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
[1] Bic JC (2003) Les reacuteseaux WLAN Assembleacutee geacuteneacuterale du CNFRS GETTeacuteleacutecom paris
[2](2011) Codage canal codes correcteur drsquoerreurs
[3] anne WEI(2011) Chapitr 2-protections contre les problegravemes de transmssion
[4]pujolleG (2006) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 2-212-11987-9-1094p
[5]pujolle(2008) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 978-2-212-11757-81099p
[6] muhlethaler p (2002) 80211 et les reacuteseaus sans fil Eyrolles ISBN 2-212-1154-1 281p
[7]Garguet-duportB (2004) Les reacuteseaus sans fil (WI-FI) Techni Citeacutes ISBN 2-84866-019-8 165p
[8]servin C (2008) Reacuteseaux et teacuteleacutecoms curs avec 129 exercices corrigeacutes Dunod(2) ISBN 978-2-
102049148_3
[9] El zeinG guguen P 0 (2004) Les teacutechnique multi-antennes pour les reacuteseaux sans fil Lavoisier
ISBN 2-7462-0883-0
[10] Bertrand M (2001) Nouveaux scheacutema de reacuteception et deacutecodage pour les systegraveme OFDM sans
fil avec preacutefixe cyclique ISBou zero-padding raquo
[11] Muller jean P (2002)wireless LAN techniques RFWI-FI Blotooth
[12] Anzevui J (20062007) les reacuteseaus sans fil Projet de semestre
[13] Yan G(2008)reacuteseaux sans fils de nouvelle geacuteneacuteration architecteurs spontaneacutees et optimisation
inter-couches Institut polytechnique de GrenobleThese de doctorat
[14]Trung VD(2009)la compatibiliteacute entre IEEE 80211b et IEEE 80211g dans les reseaux sans
filsIunstitut de la fancphonie pour lrsquoinformatique
[15] LEMAINQUE F(2009) Tout sur les reseaux sans fils DUNODISBN 978-2-10-052569-0246p
[16]Bischoff D(2008)Noise variance Estimation for MIMO-OFDM TesbedDepartment of information
Technology and Electrical Engineeringthese doctorat
[17]SOOYC JaeKwon K Won Y YChung G K(2010)MIMO-OFDM wirlees comunication with
MatlebWILYISBN 978-0-470-82563-1
[19]OUACHANI I(2005)analyse de perfarmance de systeacutem de comunication sans fils exploitant Micro
et macro-divirsiteacutethese de coctorat universiteacute de paris-sud
[20]GRUYER P PAILLARD S(2005)modeacutelisation drsquoun modulateur et deacutemodulateur OFDM
[21]BERDER O(2002)optimisation et stragies drsquoallocation de puissence des systeacuteme de transmition
multi-antennes These de doctorat universiteacute de Bretagne
[22]Hanzo LAKHtman yLi wMing J(2011)MIMO-OFDM for LTEWIFI and WIMAX coherent versus
non-coherent and cooperative turbo-transceiverswileyISBN 9780470711750692p
[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
470-02809-4333p
[24]jianjun R (2008) Signal processing Channel Estimation and Link Adaptationin MIMO-OFDM
System Cuvillier Verlag Gottingen ISBN 978-3-86727-649-8 149P
[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
39
Figure IV9 Exemples de probabiliteacutes drsquoerreur binaire dans un canal gaussien pour diffeacuterentes modulations
MAQ-4 MAQ-16 et MAQ-64
IV8 Conclusion
Dans ce chapitre une chaicircne de communications numeacuteriques baseacutee sur les
speacutecifications de la norme IEEE 80216d a eacuteteacute deacuteveloppeacutee et caracteacuteriseacutee agrave lrsquoaide de
Matlab Nous avons envoyeacute un message de lrsquoeacutemetteur au reacutecepteur et pour diminuer le
nombre drsquoerreur agrave la reacuteception les symboles numeacuteriques sont codeacutes avec un codage
convolutif Mais cela ne suffit par puisque pour des symboles proches la fonction de
transfert eacutetant tregraves faible elle provoquera des erreurs sur plusieurs symboles on
effectue apregraves le codage un entrelacement des symboles de telle faccedilon qursquoune donneacutee
perdue soit reacutecupeacutereacutee gracircce agrave drsquoautre symbole lieacutes par codage et modulant des
freacutequences drsquoatteacutenuation plus faible voire mecircme drsquoamplification Puis lrsquoinformation
passeacute par les blocs de modulation OFDM et le filtre de mise en forme avant passeacute au
canal de Rayleigh puis elle fait lrsquoinverse le filtrage adapteacute la deacutemodulation OFDM
deacutemappeur deacutesentrelaceur deacutecodage Nous avons ensuite preacutesenteacute les reacutesultats de
simulation de Matlabreg
Nous avons monteacute les capaciteacutes des systegravemes avec un canal de Rayleigh pour
diffeacuterentes configurations mateacuterielles La capaciteacute drsquoun systegraveme SISO les systegravemes (22)
et (33) Pour une mecircme bande spectrale utiliseacutee De plus les configurations mateacuterielles
nrsquoont pas le mecircme comportement en fonction du RSB le systegraveme (13) est le meilleur agrave
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
[1] Bic JC (2003) Les reacuteseaux WLAN Assembleacutee geacuteneacuterale du CNFRS GETTeacuteleacutecom paris
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[6] muhlethaler p (2002) 80211 et les reacuteseaus sans fil Eyrolles ISBN 2-212-1154-1 281p
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[8]servin C (2008) Reacuteseaux et teacuteleacutecoms curs avec 129 exercices corrigeacutes Dunod(2) ISBN 978-2-
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et macro-divirsiteacutethese de coctorat universiteacute de paris-sud
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non-coherent and cooperative turbo-transceiverswileyISBN 9780470711750692p
[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
470-02809-4333p
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[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
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- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
La simulation des systegravemes MIMO-OFDM Chapitre 04
40
faible RSB mais se fait largement Nous avons donc lorsqursquoon augmente le nombre
drsquoantennes la capaciteacute augmente
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
[1] Bic JC (2003) Les reacuteseaux WLAN Assembleacutee geacuteneacuterale du CNFRS GETTeacuteleacutecom paris
[2](2011) Codage canal codes correcteur drsquoerreurs
[3] anne WEI(2011) Chapitr 2-protections contre les problegravemes de transmssion
[4]pujolleG (2006) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 2-212-11987-9-1094p
[5]pujolle(2008) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 978-2-212-11757-81099p
[6] muhlethaler p (2002) 80211 et les reacuteseaus sans fil Eyrolles ISBN 2-212-1154-1 281p
[7]Garguet-duportB (2004) Les reacuteseaus sans fil (WI-FI) Techni Citeacutes ISBN 2-84866-019-8 165p
[8]servin C (2008) Reacuteseaux et teacuteleacutecoms curs avec 129 exercices corrigeacutes Dunod(2) ISBN 978-2-
102049148_3
[9] El zeinG guguen P 0 (2004) Les teacutechnique multi-antennes pour les reacuteseaux sans fil Lavoisier
ISBN 2-7462-0883-0
[10] Bertrand M (2001) Nouveaux scheacutema de reacuteception et deacutecodage pour les systegraveme OFDM sans
fil avec preacutefixe cyclique ISBou zero-padding raquo
[11] Muller jean P (2002)wireless LAN techniques RFWI-FI Blotooth
[12] Anzevui J (20062007) les reacuteseaus sans fil Projet de semestre
[13] Yan G(2008)reacuteseaux sans fils de nouvelle geacuteneacuteration architecteurs spontaneacutees et optimisation
inter-couches Institut polytechnique de GrenobleThese de doctorat
[14]Trung VD(2009)la compatibiliteacute entre IEEE 80211b et IEEE 80211g dans les reseaux sans
filsIunstitut de la fancphonie pour lrsquoinformatique
[15] LEMAINQUE F(2009) Tout sur les reseaux sans fils DUNODISBN 978-2-10-052569-0246p
[16]Bischoff D(2008)Noise variance Estimation for MIMO-OFDM TesbedDepartment of information
Technology and Electrical Engineeringthese doctorat
[17]SOOYC JaeKwon K Won Y YChung G K(2010)MIMO-OFDM wirlees comunication with
MatlebWILYISBN 978-0-470-82563-1
[19]OUACHANI I(2005)analyse de perfarmance de systeacutem de comunication sans fils exploitant Micro
et macro-divirsiteacutethese de coctorat universiteacute de paris-sud
[20]GRUYER P PAILLARD S(2005)modeacutelisation drsquoun modulateur et deacutemodulateur OFDM
[21]BERDER O(2002)optimisation et stragies drsquoallocation de puissence des systeacuteme de transmition
multi-antennes These de doctorat universiteacute de Bretagne
[22]Hanzo LAKHtman yLi wMing J(2011)MIMO-OFDM for LTEWIFI and WIMAX coherent versus
non-coherent and cooperative turbo-transceiverswileyISBN 9780470711750692p
[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
470-02809-4333p
[24]jianjun R (2008) Signal processing Channel Estimation and Link Adaptationin MIMO-OFDM
System Cuvillier Verlag Gottingen ISBN 978-3-86727-649-8 149P
[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
Conclusion et perspective
Le travail preacutesenteacute dans ce meacutemoire porte sur lrsquoeacutetude des systegravemes de
communication sans fil baseacute sur les speacutecifications de la norme IEEE 80211 (WI-FI)
Durant le premier chapitre le contexte de lrsquoeacutetude a eacuteteacute situeacute en commenccedilant par un eacutetat
de lrsquoart des diffeacuterents reacuteseaux sans fil existant en vue de fixer les objectifs de notre
eacutetude Lrsquoeacutetude de la norme IEEE 80211 au niveau de structure physique et logique est
principalement lrsquoobjet de ce meacutemoire cela nous meneacutes agrave la preacutesentation dans le
deuxiegraveme chapitre de systegraveme MIMO qursquoest depuis quelque anneacutees le sujet de
nombreuses eacutetudes car ils preacutesentent une solution inteacuteressant pour reacutepondre aux
besoins des communications sans fil dans un environnement riche en eacutechos Ils
proposent des ameacuteliorations notables dans les transmissions en termes de deacutebit qui
permet drsquoaugmenter la capaciteacute des systegravemes en utilisent plusieurs antennes agrave
lrsquoeacutemission et agrave la reacuteception De mecircme le MIMO augmente la diversiteacute en utilisant des
techniques de codage espace-temps Toujours dans le contexte des techniques
ameacuteliorant les performances nous avons preacutesenteacute dans le troisiegraveme chapitre plusieurs
techniques de modulation en particulier on srsquoest inteacuteresseacute agrave la modulation multi-
porteuses (LrsquoOFDM) qui permettant on drsquoun coteacute de lutter contre les perturbations
qursquoentrainent ces canaux et drsquoun autre coteacute drsquoameacuteliorer lrsquoefficaciteacute spectrale des
systegravemes Et nous avons combineacute les avantages de systegraveme MIMO avec celle de la
modulation OFDM pour en faire un systegraveme MIMO-OFDM
Finalement la chaine MIMO-OFDM deacutecrite nous a conduits agrave la seconde phase de
lrsquoeacutetude du quatriegraveme chapitre durant laquelle chacun des blocs de la chaine sont
impleacutementeacutes sous Matlab dans le bute drsquoidentifier et de comprendre le fonctionnement
des blocs numeacuterique composant cette chaine
Les avantageacutees des diffeacuterents variantes de la modulation OFDM
Une utilisation efficace des ressources freacutequentielles en comparaison avec les
solutions classiques de multiplexage freacutequentielles Ceci et ducirc au fait que
dans lrsquoOFDM les canaux se chevauchent tout en gardant une orthogonaliteacute
Parfaite
Les techniques multi-porteuses sont robustes au bruit impulsif puisque
chaque porteuse est affecteacutee drsquoun bruit indeacutependant des autres porteuses
Contrairement aux modulations mon-porteuses ougrave le bruit peut affecter un
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
[1] Bic JC (2003) Les reacuteseaux WLAN Assembleacutee geacuteneacuterale du CNFRS GETTeacuteleacutecom paris
[2](2011) Codage canal codes correcteur drsquoerreurs
[3] anne WEI(2011) Chapitr 2-protections contre les problegravemes de transmssion
[4]pujolleG (2006) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 2-212-11987-9-1094p
[5]pujolle(2008) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 978-2-212-11757-81099p
[6] muhlethaler p (2002) 80211 et les reacuteseaus sans fil Eyrolles ISBN 2-212-1154-1 281p
[7]Garguet-duportB (2004) Les reacuteseaus sans fil (WI-FI) Techni Citeacutes ISBN 2-84866-019-8 165p
[8]servin C (2008) Reacuteseaux et teacuteleacutecoms curs avec 129 exercices corrigeacutes Dunod(2) ISBN 978-2-
102049148_3
[9] El zeinG guguen P 0 (2004) Les teacutechnique multi-antennes pour les reacuteseaux sans fil Lavoisier
ISBN 2-7462-0883-0
[10] Bertrand M (2001) Nouveaux scheacutema de reacuteception et deacutecodage pour les systegraveme OFDM sans
fil avec preacutefixe cyclique ISBou zero-padding raquo
[11] Muller jean P (2002)wireless LAN techniques RFWI-FI Blotooth
[12] Anzevui J (20062007) les reacuteseaus sans fil Projet de semestre
[13] Yan G(2008)reacuteseaux sans fils de nouvelle geacuteneacuteration architecteurs spontaneacutees et optimisation
inter-couches Institut polytechnique de GrenobleThese de doctorat
[14]Trung VD(2009)la compatibiliteacute entre IEEE 80211b et IEEE 80211g dans les reseaux sans
filsIunstitut de la fancphonie pour lrsquoinformatique
[15] LEMAINQUE F(2009) Tout sur les reseaux sans fils DUNODISBN 978-2-10-052569-0246p
[16]Bischoff D(2008)Noise variance Estimation for MIMO-OFDM TesbedDepartment of information
Technology and Electrical Engineeringthese doctorat
[17]SOOYC JaeKwon K Won Y YChung G K(2010)MIMO-OFDM wirlees comunication with
MatlebWILYISBN 978-0-470-82563-1
[19]OUACHANI I(2005)analyse de perfarmance de systeacutem de comunication sans fils exploitant Micro
et macro-divirsiteacutethese de coctorat universiteacute de paris-sud
[20]GRUYER P PAILLARD S(2005)modeacutelisation drsquoun modulateur et deacutemodulateur OFDM
[21]BERDER O(2002)optimisation et stragies drsquoallocation de puissence des systeacuteme de transmition
multi-antennes These de doctorat universiteacute de Bretagne
[22]Hanzo LAKHtman yLi wMing J(2011)MIMO-OFDM for LTEWIFI and WIMAX coherent versus
non-coherent and cooperative turbo-transceiverswileyISBN 9780470711750692p
[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
470-02809-4333p
[24]jianjun R (2008) Signal processing Channel Estimation and Link Adaptationin MIMO-OFDM
System Cuvillier Verlag Gottingen ISBN 978-3-86727-649-8 149P
[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
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- conclusionpdf
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- Reacutesumeacutepdf
-
Conclusion et perspective
certain nombre de symboles transmis la perte drsquoun symbole ducirc agrave un bruit
important nrsquoaffecte pas les autres symboles
Les techniques OFDM ont une tregraves grande flexibiliteacute dans lrsquoallocation de
bitdeacutebit dans des contextes multiutilisateurs
A lrsquoinverse un des grands inconveacutenients des techniques OFDM est leur manque
inheacuterent de diversiteacute Les scheacutemas OFDM ont sacrifieacute la diversiteacute des scheacutemas
mono-porteuse au profit drsquoune eacutegalisation simplifieacutee En effet lorsque qursquoune
sous-porteuse est affecteacutee drsquoune atteacutenuation lrsquoinformation eacutemise sur cette
porteuse est irreacutemeacutediablement perdue En pratique des scheacutemas OFDM codeacutes
connus sous le nom de COFDM (Coded OFDM) sont utiliseacutes pour remeacutedier agrave ces
inconveacutenients Une autre maniegravere de se reacuteconcilier avec le scheacutema mono
porteuse est lrsquoOFDM concept adaptatif de lrsquoOFDM pouvant allouer une ou
plusieurs porteuses agrave un utilisateur particulier ajoutant ainsi la possibiliteacute de
voir cela comme une meacutethode drsquoaccegraves au meacutedium
clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
[1] Bic JC (2003) Les reacuteseaux WLAN Assembleacutee geacuteneacuterale du CNFRS GETTeacuteleacutecom paris
[2](2011) Codage canal codes correcteur drsquoerreurs
[3] anne WEI(2011) Chapitr 2-protections contre les problegravemes de transmssion
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[8]servin C (2008) Reacuteseaux et teacuteleacutecoms curs avec 129 exercices corrigeacutes Dunod(2) ISBN 978-2-
102049148_3
[9] El zeinG guguen P 0 (2004) Les teacutechnique multi-antennes pour les reacuteseaux sans fil Lavoisier
ISBN 2-7462-0883-0
[10] Bertrand M (2001) Nouveaux scheacutema de reacuteception et deacutecodage pour les systegraveme OFDM sans
fil avec preacutefixe cyclique ISBou zero-padding raquo
[11] Muller jean P (2002)wireless LAN techniques RFWI-FI Blotooth
[12] Anzevui J (20062007) les reacuteseaus sans fil Projet de semestre
[13] Yan G(2008)reacuteseaux sans fils de nouvelle geacuteneacuteration architecteurs spontaneacutees et optimisation
inter-couches Institut polytechnique de GrenobleThese de doctorat
[14]Trung VD(2009)la compatibiliteacute entre IEEE 80211b et IEEE 80211g dans les reseaux sans
filsIunstitut de la fancphonie pour lrsquoinformatique
[15] LEMAINQUE F(2009) Tout sur les reseaux sans fils DUNODISBN 978-2-10-052569-0246p
[16]Bischoff D(2008)Noise variance Estimation for MIMO-OFDM TesbedDepartment of information
Technology and Electrical Engineeringthese doctorat
[17]SOOYC JaeKwon K Won Y YChung G K(2010)MIMO-OFDM wirlees comunication with
MatlebWILYISBN 978-0-470-82563-1
[19]OUACHANI I(2005)analyse de perfarmance de systeacutem de comunication sans fils exploitant Micro
et macro-divirsiteacutethese de coctorat universiteacute de paris-sud
[20]GRUYER P PAILLARD S(2005)modeacutelisation drsquoun modulateur et deacutemodulateur OFDM
[21]BERDER O(2002)optimisation et stragies drsquoallocation de puissence des systeacuteme de transmition
multi-antennes These de doctorat universiteacute de Bretagne
[22]Hanzo LAKHtman yLi wMing J(2011)MIMO-OFDM for LTEWIFI and WIMAX coherent versus
non-coherent and cooperative turbo-transceiverswileyISBN 9780470711750692p
[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
470-02809-4333p
[24]jianjun R (2008) Signal processing Channel Estimation and Link Adaptationin MIMO-OFDM
System Cuvillier Verlag Gottingen ISBN 978-3-86727-649-8 149P
[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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clear allclcclose all Nombre deacutetats de la QAMM =2 Nombre de porteuses dans le symbole OFDMNb = 64 Nombre de symboles OFDM dans la simulationNbSym = 1 dureacutee du preacutefixe cyclique CP = 18NbCP = Nb4 Tirage aleacuteatoire dentiers allant de 0 agrave M-1
r= randint(NbNbSym1)R=r
code en trellistrellis = poly2trellis(3[5 7 ])code = convenc(Rtrellis)enterlaceurinter = randintrlv(code4)subplot(211) plot(real(inter))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(inter))title(partie imaginaire de inter)figurefor i=14128decimale(i)=8inter(i)+4inter(i+1)+2inter(i+2)+inter(i+3)end
jj=1for i=14128
DICIMALE(jj)=decimale(i)jj=jj+1
endsubplot(211) plot(real(DICIMALE))
title(partie reacuteelle de inter)subplot(212) plot(imag(DICIMALE))title(partie imaginaire de inter)figure
la modulation 16-QAM[I Q] = qaskenco(DICIMALE16)scatterplot([I Q]) figure
insertion pilote 1+j tous les 8 symbolesdebut = 1fin =32X = [ I(debutfin)+jQ(debutfin)]
subplot(211) plot(real(X))title(partie reacuteelle de X)subplot(212) plot(imag(X))title(partie imaginaire de X)figuremapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1432
for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
[1] Bic JC (2003) Les reacuteseaux WLAN Assembleacutee geacuteneacuterale du CNFRS GETTeacuteleacutecom paris
[2](2011) Codage canal codes correcteur drsquoerreurs
[3] anne WEI(2011) Chapitr 2-protections contre les problegravemes de transmssion
[4]pujolleG (2006) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 2-212-11987-9-1094p
[5]pujolle(2008) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 978-2-212-11757-81099p
[6] muhlethaler p (2002) 80211 et les reacuteseaus sans fil Eyrolles ISBN 2-212-1154-1 281p
[7]Garguet-duportB (2004) Les reacuteseaus sans fil (WI-FI) Techni Citeacutes ISBN 2-84866-019-8 165p
[8]servin C (2008) Reacuteseaux et teacuteleacutecoms curs avec 129 exercices corrigeacutes Dunod(2) ISBN 978-2-
102049148_3
[9] El zeinG guguen P 0 (2004) Les teacutechnique multi-antennes pour les reacuteseaux sans fil Lavoisier
ISBN 2-7462-0883-0
[10] Bertrand M (2001) Nouveaux scheacutema de reacuteception et deacutecodage pour les systegraveme OFDM sans
fil avec preacutefixe cyclique ISBou zero-padding raquo
[11] Muller jean P (2002)wireless LAN techniques RFWI-FI Blotooth
[12] Anzevui J (20062007) les reacuteseaus sans fil Projet de semestre
[13] Yan G(2008)reacuteseaux sans fils de nouvelle geacuteneacuteration architecteurs spontaneacutees et optimisation
inter-couches Institut polytechnique de GrenobleThese de doctorat
[14]Trung VD(2009)la compatibiliteacute entre IEEE 80211b et IEEE 80211g dans les reseaux sans
filsIunstitut de la fancphonie pour lrsquoinformatique
[15] LEMAINQUE F(2009) Tout sur les reseaux sans fils DUNODISBN 978-2-10-052569-0246p
[16]Bischoff D(2008)Noise variance Estimation for MIMO-OFDM TesbedDepartment of information
Technology and Electrical Engineeringthese doctorat
[17]SOOYC JaeKwon K Won Y YChung G K(2010)MIMO-OFDM wirlees comunication with
MatlebWILYISBN 978-0-470-82563-1
[19]OUACHANI I(2005)analyse de perfarmance de systeacutem de comunication sans fils exploitant Micro
et macro-divirsiteacutethese de coctorat universiteacute de paris-sud
[20]GRUYER P PAILLARD S(2005)modeacutelisation drsquoun modulateur et deacutemodulateur OFDM
[21]BERDER O(2002)optimisation et stragies drsquoallocation de puissence des systeacuteme de transmition
multi-antennes These de doctorat universiteacute de Bretagne
[22]Hanzo LAKHtman yLi wMing J(2011)MIMO-OFDM for LTEWIFI and WIMAX coherent versus
non-coherent and cooperative turbo-transceiverswileyISBN 9780470711750692p
[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
470-02809-4333p
[24]jianjun R (2008) Signal processing Channel Estimation and Link Adaptationin MIMO-OFDM
System Cuvillier Verlag Gottingen ISBN 978-3-86727-649-8 149P
[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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for i=14S_map(ik)=X(jj+i-1)
endk=k+1
end Creacuteation signal OFDMnb=8nbcp=84
for i = 14 calcul iegraveme symbole OFDM et copie agrave la fin du symbolesymbole_CP(inbcp+1nb + nbcp)=ifft(S_map(i1nb)) copie du preacutefixe cycliquesymbole_CP(i1nbcp)=symbole_CP(inb+1nb + nbcp) sauvegarde du symbole i dans xx(i110) = symbole_CP(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1440
for i=14x_map(jj+i-1)= x(ik)
endk=k+1
endy = filter(1 03x_map)CHAN = rayleighchan(03125 03)Y = filter(CHAN x_map)mapeur de seacuterie vers parallegravelek=1for jj=1440
for i=14Y_map(ik)=Y(jj+i-1)
endk=k+1
endy_m = filter(1 03Y_map)La deacutemodulation fftfor i = 14 extraction du symbole reccedilu sans le preacutefixe cycliquesym_rec(i) = y_m(inbcp+1nb+nbcp) deacutecodage du symbole iyy(i)=fft(sym_rec(i)) sauvegarde du iegraveme symbole deacutecodeacuteXdec(i1nb) = yy(i)endMappeur de Parallegravele vers seacuteriek=1for jj=1432
for i=14yy_map(jj+i-1)= y_m(ik)
end
k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
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[1] Bic JC (2003) Les reacuteseaux WLAN Assembleacutee geacuteneacuterale du CNFRS GETTeacuteleacutecom paris
[2](2011) Codage canal codes correcteur drsquoerreurs
[3] anne WEI(2011) Chapitr 2-protections contre les problegravemes de transmssion
[4]pujolleG (2006) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 2-212-11987-9-1094p
[5]pujolle(2008) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 978-2-212-11757-81099p
[6] muhlethaler p (2002) 80211 et les reacuteseaus sans fil Eyrolles ISBN 2-212-1154-1 281p
[7]Garguet-duportB (2004) Les reacuteseaus sans fil (WI-FI) Techni Citeacutes ISBN 2-84866-019-8 165p
[8]servin C (2008) Reacuteseaux et teacuteleacutecoms curs avec 129 exercices corrigeacutes Dunod(2) ISBN 978-2-
102049148_3
[9] El zeinG guguen P 0 (2004) Les teacutechnique multi-antennes pour les reacuteseaux sans fil Lavoisier
ISBN 2-7462-0883-0
[10] Bertrand M (2001) Nouveaux scheacutema de reacuteception et deacutecodage pour les systegraveme OFDM sans
fil avec preacutefixe cyclique ISBou zero-padding raquo
[11] Muller jean P (2002)wireless LAN techniques RFWI-FI Blotooth
[12] Anzevui J (20062007) les reacuteseaus sans fil Projet de semestre
[13] Yan G(2008)reacuteseaux sans fils de nouvelle geacuteneacuteration architecteurs spontaneacutees et optimisation
inter-couches Institut polytechnique de GrenobleThese de doctorat
[14]Trung VD(2009)la compatibiliteacute entre IEEE 80211b et IEEE 80211g dans les reseaux sans
filsIunstitut de la fancphonie pour lrsquoinformatique
[15] LEMAINQUE F(2009) Tout sur les reseaux sans fils DUNODISBN 978-2-10-052569-0246p
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Technology and Electrical Engineeringthese doctorat
[17]SOOYC JaeKwon K Won Y YChung G K(2010)MIMO-OFDM wirlees comunication with
MatlebWILYISBN 978-0-470-82563-1
[19]OUACHANI I(2005)analyse de perfarmance de systeacutem de comunication sans fils exploitant Micro
et macro-divirsiteacutethese de coctorat universiteacute de paris-sud
[20]GRUYER P PAILLARD S(2005)modeacutelisation drsquoun modulateur et deacutemodulateur OFDM
[21]BERDER O(2002)optimisation et stragies drsquoallocation de puissence des systeacuteme de transmition
multi-antennes These de doctorat universiteacute de Bretagne
[22]Hanzo LAKHtman yLi wMing J(2011)MIMO-OFDM for LTEWIFI and WIMAX coherent versus
non-coherent and cooperative turbo-transceiverswileyISBN 9780470711750692p
[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
470-02809-4333p
[24]jianjun R (2008) Signal processing Channel Estimation and Link Adaptationin MIMO-OFDM
System Cuvillier Verlag Gottingen ISBN 978-3-86727-649-8 149P
[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
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k=k+1endzsym = demodulate(modemqamdemod(16)yy_map)ydemod=qamdemod(yy_map16)subplot(211) plot(real(zsym))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(zsym))title(partie imaginaire de zsym)figureFFFF=de2bi(ydemod4)lll=size(FFFF)k=1for j=132
for i=14DD(1k)=FFFF(ji)k=k+1
endendsubplot(211) plot(real(DD))title(partie reacuteelle de zsym)subplot(212) plot(imag(DD))title(partie imaginaire de zsym)figuremsg=randdeintrlv(DD4)subplot(211) plot(real(msg))title(partie reacuteelle de msg)subplot(212) plot(imag(msg))title(partie imaginaire de msg)figure
[1] Bic JC (2003) Les reacuteseaux WLAN Assembleacutee geacuteneacuterale du CNFRS GETTeacuteleacutecom paris
[2](2011) Codage canal codes correcteur drsquoerreurs
[3] anne WEI(2011) Chapitr 2-protections contre les problegravemes de transmssion
[4]pujolleG (2006) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 2-212-11987-9-1094p
[5]pujolle(2008) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 978-2-212-11757-81099p
[6] muhlethaler p (2002) 80211 et les reacuteseaus sans fil Eyrolles ISBN 2-212-1154-1 281p
[7]Garguet-duportB (2004) Les reacuteseaus sans fil (WI-FI) Techni Citeacutes ISBN 2-84866-019-8 165p
[8]servin C (2008) Reacuteseaux et teacuteleacutecoms curs avec 129 exercices corrigeacutes Dunod(2) ISBN 978-2-
102049148_3
[9] El zeinG guguen P 0 (2004) Les teacutechnique multi-antennes pour les reacuteseaux sans fil Lavoisier
ISBN 2-7462-0883-0
[10] Bertrand M (2001) Nouveaux scheacutema de reacuteception et deacutecodage pour les systegraveme OFDM sans
fil avec preacutefixe cyclique ISBou zero-padding raquo
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[12] Anzevui J (20062007) les reacuteseaus sans fil Projet de semestre
[13] Yan G(2008)reacuteseaux sans fils de nouvelle geacuteneacuteration architecteurs spontaneacutees et optimisation
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[14]Trung VD(2009)la compatibiliteacute entre IEEE 80211b et IEEE 80211g dans les reseaux sans
filsIunstitut de la fancphonie pour lrsquoinformatique
[15] LEMAINQUE F(2009) Tout sur les reseaux sans fils DUNODISBN 978-2-10-052569-0246p
[16]Bischoff D(2008)Noise variance Estimation for MIMO-OFDM TesbedDepartment of information
Technology and Electrical Engineeringthese doctorat
[17]SOOYC JaeKwon K Won Y YChung G K(2010)MIMO-OFDM wirlees comunication with
MatlebWILYISBN 978-0-470-82563-1
[19]OUACHANI I(2005)analyse de perfarmance de systeacutem de comunication sans fils exploitant Micro
et macro-divirsiteacutethese de coctorat universiteacute de paris-sud
[20]GRUYER P PAILLARD S(2005)modeacutelisation drsquoun modulateur et deacutemodulateur OFDM
[21]BERDER O(2002)optimisation et stragies drsquoallocation de puissence des systeacuteme de transmition
multi-antennes These de doctorat universiteacute de Bretagne
[22]Hanzo LAKHtman yLi wMing J(2011)MIMO-OFDM for LTEWIFI and WIMAX coherent versus
non-coherent and cooperative turbo-transceiverswileyISBN 9780470711750692p
[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
470-02809-4333p
[24]jianjun R (2008) Signal processing Channel Estimation and Link Adaptationin MIMO-OFDM
System Cuvillier Verlag Gottingen ISBN 978-3-86727-649-8 149P
[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
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[1] Bic JC (2003) Les reacuteseaux WLAN Assembleacutee geacuteneacuterale du CNFRS GETTeacuteleacutecom paris
[2](2011) Codage canal codes correcteur drsquoerreurs
[3] anne WEI(2011) Chapitr 2-protections contre les problegravemes de transmssion
[4]pujolleG (2006) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 2-212-11987-9-1094p
[5]pujolle(2008) Les reacuteseaux Eyrolles ISBN 978-2-212-11757-81099p
[6] muhlethaler p (2002) 80211 et les reacuteseaus sans fil Eyrolles ISBN 2-212-1154-1 281p
[7]Garguet-duportB (2004) Les reacuteseaus sans fil (WI-FI) Techni Citeacutes ISBN 2-84866-019-8 165p
[8]servin C (2008) Reacuteseaux et teacuteleacutecoms curs avec 129 exercices corrigeacutes Dunod(2) ISBN 978-2-
102049148_3
[9] El zeinG guguen P 0 (2004) Les teacutechnique multi-antennes pour les reacuteseaux sans fil Lavoisier
ISBN 2-7462-0883-0
[10] Bertrand M (2001) Nouveaux scheacutema de reacuteception et deacutecodage pour les systegraveme OFDM sans
fil avec preacutefixe cyclique ISBou zero-padding raquo
[11] Muller jean P (2002)wireless LAN techniques RFWI-FI Blotooth
[12] Anzevui J (20062007) les reacuteseaus sans fil Projet de semestre
[13] Yan G(2008)reacuteseaux sans fils de nouvelle geacuteneacuteration architecteurs spontaneacutees et optimisation
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[14]Trung VD(2009)la compatibiliteacute entre IEEE 80211b et IEEE 80211g dans les reseaux sans
filsIunstitut de la fancphonie pour lrsquoinformatique
[15] LEMAINQUE F(2009) Tout sur les reseaux sans fils DUNODISBN 978-2-10-052569-0246p
[16]Bischoff D(2008)Noise variance Estimation for MIMO-OFDM TesbedDepartment of information
Technology and Electrical Engineeringthese doctorat
[17]SOOYC JaeKwon K Won Y YChung G K(2010)MIMO-OFDM wirlees comunication with
MatlebWILYISBN 978-0-470-82563-1
[19]OUACHANI I(2005)analyse de perfarmance de systeacutem de comunication sans fils exploitant Micro
et macro-divirsiteacutethese de coctorat universiteacute de paris-sud
[20]GRUYER P PAILLARD S(2005)modeacutelisation drsquoun modulateur et deacutemodulateur OFDM
[21]BERDER O(2002)optimisation et stragies drsquoallocation de puissence des systeacuteme de transmition
multi-antennes These de doctorat universiteacute de Bretagne
[22]Hanzo LAKHtman yLi wMing J(2011)MIMO-OFDM for LTEWIFI and WIMAX coherent versus
non-coherent and cooperative turbo-transceiverswileyISBN 9780470711750692p
[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
470-02809-4333p
[24]jianjun R (2008) Signal processing Channel Estimation and Link Adaptationin MIMO-OFDM
System Cuvillier Verlag Gottingen ISBN 978-3-86727-649-8 149P
[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
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Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
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[23] Tolga M Dumanet Ghrayeb A (2007) Coding for MIMO communication systegraveme ISBN 978-0-
470-02809-4333p
[24]jianjun R (2008) Signal processing Channel Estimation and Link Adaptationin MIMO-OFDM
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[25]William S Djordjevic I(2010) OFDM for Optimal Communication AP ISBN 978-0-12-374879-9
[26] Ge H Wong K D Barton M Liberti J C (2002) Statistical Characterization of Multiple-input
Multiple-output Channel capacity
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
- page de garde 01 pdf
- liste de figurepdf
- sommairepdf
- introduction geacuteneacuteralepdf
- chap01pdf
- chap02pdf
- chap03pdf
- chap04pdf
- conclusionpdf
- PROGRAMMEpdf
- reacutefirencepdf
- Reacutesumeacutepdf
-
Reacutesumeacute
Ce meacutemoire srsquointeacuteresse agrave lrsquoeacutetude de la couche physique des reacuteseaux locaux sans-fils dits
WLAN(Werless Local Area Networks)et de transmettre un message de lrsquoeacutemetteur au recepteuret
pour ce la ona proposeacute un algorithme de liens pour les reacuteseaux sans fils baseacute sur des liens
MIMO(Multiple Input Multiple Output ) avec lrsquoOFDM(Orthogona Frequency Division Multiplexing) est
une meacutethoude populaire pour la transmission des reacuteseaux sans fils agrave haut deacutebutpour augmenter le
gain de diversiteacute et pour amiliorer la capaciteacute du systeacuteme
Finalement nous avons impleacutementer chaque bloc de la chaine de transmission sur Matleb et
preacuteeseteacute les reacutesultat de simulation
Mots-cleacute les systeacutemes MIMO orthogonal frequency division multiplexing OFDM les reacuteseaux sans fils
WLAN
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