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ESCOLA POLITÉCNICA DA UNIVERSIDADE DE SÃO PAULO Departamento de Engenharia Mecatrônica e de Sistemas Mecânicos

PMR 2433 Eletrônica Analógica e Digital

2o Semestre 2015

Experiência 7

TRANSISTORES BIPOLARES (REV. A)

PARTE I TEORIA

Nesta experiência, vamos estudar alguns aspectos do funcionamento de transistores bipolares. Para isso, você deve fazer uma revisão do capítulo 5 do livro texto (Sedras & Smith, “Microeletrônica”).

7.1 Transistor como chave – circuito emissor comum

A aplicação mais simples para um transistor é a utilização como chave eletrônica: ora desligada, ora ligada. Para esta aplicação, a configuração mais utilizada é a emissor comum, mostrada na Figura 7.1. O resistor RC faz o papel de carga e a corrente IC que o atravessa é controlada pelo transistor Q.

RB VBB

VCC

RC

Q

IC

IB

VCE

VBE

C

E

B

Figura 7.1 Circuito emissor comum

7.1.1 Circuito de base

O chamado circuito de base é composto pela fonte VBB, o resistor RB e a junção base-emissor (BE) do transistor. Essa junção opera como um diodo diretamente polarizado. Dessa forma, VBE é equivalente a tensão de limiar de condução VD0 dos diodos, e costuma ser indicada nos datasheets como VBEsat (VBE de saturação). Nos transistores de silício em geral, tem-se tipicamente VBEsat igual a 0,6 ou 0,7 V. No circuito da Figura 7.1, desde que VBB > VBEsat, a corrente de base IB é dada por

satBB BEB

B

V VI

R

, (7.1)

caso contrário (se VBB < VBEsat), o diodo base-emissor não conduz e tem-se IB = 0.

7.1.2 Circuito de coletor

O circuito de coletor compreende a fonte VCC, o resistor RC e os terminais coletor-emissor (CE) do transistor. Repare que o emissor faz parte dos dois circuitos – daí o nome dessa configuração. O transistor controla a corrente de coletor IC por meio da tensão coletor-emissor VCE. Como veremos logo mais, a corrente IB aumenta proporcionalmente a condutividade entre o coletor e o emissor, fazendo a tensão VCE cair e a corrente IC aumentar. Pelas leis de Kirchhoff, a relação entre VCE e IC é regida pela equação

CE CC C CV V R I , (7.2)

conhecida como reta de carga. É importante entender os limites dessa reta no caso do circuito da Figura 7.1. O transistor é um elemento passivo e não pode fornecer energia ao sistema. De imediato, sabemos que VCE não pode ser maior que a tensão de alimentação VCC, e portanto a corrente IC no mínimo será nula mas não

PMR2433 Eletrônica Analógica e Digital Experiência 7 (rev. A) C. M. Furukawa

Escola Politécnica da USP, Dep. de Eng. Mecatrônica e de Sistemas Mecânicos 2o sem. 2015 2

negativa. Isso determina o chamado ponto de corte da reta de carga, em que o transistor funciona como uma chave aberta e se tem IC = 0 e VCE = VCC. Por outro lado, VCE não pode se tornar negativo pois passaria a operar como gerador. Idealmente, o limite inferior de VCE seria 0 V, no entanto VCE não consegue cair abaixo de uma tensão mínima conhecida como VCEsat (VCE de saturação). Tem-se assim o outro extremo da reta de carga, chamado de ponto de saturação, no qual o transistor melhor se aproxima de uma chave fechada, tal que VCE = VCEsat e a corrente de coletor atinge a máxima ICsat (IC de saturação) dada por

satsat

CC CEC

C

V VI

R

. (7.3)

O VCE de saturação é fornecido nos datasheets e varia de 0,2 V (nos transistores de sinal) a alguns Volts (nos transistores de potência).

7.1.3 Ganho de corrente

Entre os limites de corte e saturação, o transistor pode ser aproximado por um dispositivo linear tal que

C BI I , (7.4)

onde é um adimensional conhecido como ganho de corrente. Nos datasheets, esse parâmetro é representado

pelo símbolo hFE, (usaremos o símbolo nas próximas páginas em prol de uma notação mais concisa) e tipicamente varia de 100 a 400 (A/A) nos transistores de sinal e ficando em torno de 50 nos transistores de potência. Teoricamente então seria possível colocar o transistor em operação no meio da reta de carga (definida pela expressão 7.2) com tensão VCE = VCEQ e corrente IC = ICQ arbitrários. Assim, para uma dada tensão de entrada VBB no circuito de base, no circuito de coletor tem-se

satBB BECQ

B

V VI

R

, e (7.5)

satBB BECEQ CC C

B

V VV V R

R

, (7.6)

lembrando que VBEsat é tensão no diodo base-emissor, que é praticamente constante. O ponto (VCEQ, ICQ) é chamado de ponto quiescente e deve se situar entre os pontos de corte e saturação, ou seja (VCC > VCEQ > VCEsat) e (0 < ICQ < ICsat).

Dissemos “teoricamente” porque na prática o ganho não pode ser usado como parâmetro de projeto

confiável. Como veremos no laboratório, o valor de varia muito de um transistor a outro de mesmo modelo e também com a temperatura, com a corrente IC e com a tensão VCE. Por isso, a configuração emissor comum não deve ser usada quando se precisa fazer o transistor operar na região linear – mais adiante veremos uma configuração mais apropriada para isso, denominada polarização de emissor.

7.1.4 Modos de operação: corte, linear e saturação.

Para deixar o transistor cortado e ter IC igual a 0, basta zerar a corrente de base IB fazendo VBB < VBEsat. Já a saturação do transistor requer uma análise mais detalhada. Com o ganho de corrente, podemos determinar a tensão VBB (do circuito de base) que leva a tensão VCE (do circuito de coletor) ao limiar de saturação. Sendo VBBlim e IBlim a tensão e corrente de limiar, temos

sat satlim

C CC CEB

C

I V VI

R

, e (7.7)

lim lim satBB B B BEV R I V , (7.8)

Como IC satura em ICsat, uma corrente de base maior que IBlim (ou equivalentemente VBB > VBBlim) a princípio não contribui para aumentar a corrente IC (na verdade, IC chega a aumentar um pouco devido a diminuição de VCEsat por conta do aumento da corrente de base). Entre o corte e a saturação, temos o transistor operando na região linear com tensão VCE e corrente IC impostas pela reta de carga da equação 7.2.



A Tabela 7.1 resume os limites de operação do transistor no circuito da Figura 7.1.

Tabela 7.1 Modos de operação do transistor no circuito emissor comum

Operação IB (A) IC (A) VCE (V)

Corte (Q aberto) 0 0 VCC

Região linear 0 < IB < ICsat/ IB VCC – RC IC

Saturação (Q fechado) IB > ICsat/ ICsat VCEsat

7.1.5 Saturação fraca e forte

Suponha que se queira garantir que o transistor Q do circuito da Figura 7.1 esteja saturado com uma certa tensão de entrada VBB = VBBH. Com a equação 7.6, pode-se especificar o resistor de base RB tal que

sat satlim

lim sat

BBH BE BBH BEB

B C

V V V VR

I I

, (7.9)

Repare que RBlim é o valor de resistência que levaria o transistor ao limiar de saturação se o ganho de

corrente fosse estável e conhecido com precisão. Como isso não acontece, é necessário usar um resistor RB menor para impor uma corrente de base IB maior que o limiar IBlim e garantir a saturação do transistor. Por exemplo, pode-se adotar uma corrente de base 5 vezes maior e assim tem-se RB = RBlim/5, o que é

equivalente a projetar o circuito de base adotando um ganho 5 menor que o esperado. Esse critério de projeto é conhecido como saturação fraca. Outro critério também usado é a chamada saturação forte, em que se usa uma corrente de base 10 vezes

maior e por conseguinte RB = RBlim/10 (ou equivalentemente, adota-se um ganho /10).

7.2 Amplificador de pequenos sinais

Uma das principais aplicações de transistores é a implementação de amplificadores de sinais. A Figura 7.2 mostra um amplificador de pequenos sinais, isto é, para sinais oscilatórios de pequena amplitude e média nula.

R2 RE

VCC

RC R1

VIN

VOUT C1

C2 +

R3

Q

Figura 7.2 Amplificador classe A de pequenos sinais

O circuito da Figura 7.2 é conhecido como amplificador classe A. Esse amplificador apresenta a vantagem de ter boa linearidade e baixa distorção na saída. No entanto, possui baixo rendimento pois o transistor dissipa continuamente, mesmo quando nenhum sinal é injetado na base, uma potência dada por aproximadamente VCEQ x ICQ. A tensão coletor-emissor VCEQ e a corrente de coletor ICQ definem o chamado de ponto quiescente, isto é, a tensão e a corrente impostas pelo circuito de polarização a que o transistor está sujeito quando a entrada VIN se encontra desconectada.

7.2.1 Polarização do Transistor

Para determinar o ponto quiescente (ICQ, VCEQ) do transistor, vamos simplificar a Figura 7.2. Sem a fonte VIN para fornecer um sinal alternado, todas as correntes e tensões do circuito tendem a valores constantes e os capacitores se comportam como circuitos abertos. A impedância elétrica de um capacitor C, em regime senoidal, é dada por

1

Cj C

X , (7.10)

onde é a frequência (em rad/s). Portanto, o capacitor se comporta como um circuito aberto para correntes

CC (i.e, o módulo de XC tende a infinito quando tende a 0), e como um curto-circuito para sinais de alta

frequência (XC tende a zero quando tende a infinito).



Sem os capacitores, resulta o circuito mostrado na Figura 7.3. Repare que o resistor R3 foi eliminado juntamente com o capacitor C2, uma vez que estavam em série. Além disso, separamos a alimentação VCC para deixar claro que as tensões aplicadas a R1 e RC são fixas (e poderiam até ser diferentes).

R2 RE

VCC

RC R1

VB VCE

VCC I1

IB

I2 IE

IC

Q

VBE

Figura 7.3 Polarização de emissor por divisor resistivo

Podemos determinar IC e VCE de forma aproximada, assumindo que o ganho de corrente (ou hFE) do transistor é elevado. A polarização procura manter o transistor na região linear (ou seja, fora da saturação), e

portanto temos que IC = IB. Se é elevado e IC não, podemos supor que a corrente de base IB é muito pequena e desprezível em relação às correntes I1 e I2 que fluem pelos resistores do divisor resistivo. Assim,

1 1 2

1 2

CCB

VI I I I

R R

. (7.11)

Com isso, a tensão VB praticamente não varia com a corrente IB e pode ser aproximada por

2 2 2

1 2

CCB

VV I R R

R R

. (7.12)

A tensão de base impõe a corrente de emissor IE. Isso porque, como já vimos, a tensão VBE permanece praticamente constante se a junção base-emissor estiver conduzindo. Tem-se então

B BEE C

E

V VI I

R

, (7.13)

já aproximando IC por IE dado que IE = IC + IB e IB é muito menor que IC, uma vez que assumimos um ganho de corrente elevado (IB << IC). Dessa forma, a tensão entre o coletor e o emissor pode ser calculada por

CE CC C C E E CE CC C C EV V R I R I V V I R R . (7.14)

Com as expressões 7.13 e 7.14 podemos estimar o ponto de operação quiescente (ICQ, VCEQ) do circuito. Para projetar um amplificador como o da Figura 7.2, estipulamos uma corrente ICQ baixa, da ordem de alguns mili-Ampères, para minimizar a potência quiescente desperdiçada. Escolhemos RC e RE de modo a deixar a tensão do coletor (VCQ) próximo à VCC/2 (metade da tensão de alimentação), e o emissor (VEQ) próximo à zero (na prática, de 5 a 10% de VCC). Quando o amplificador estiver em operação, a tensão VCE poderá excursionar por uma faixa mais ampla, tanto para cima como para baixo. Por exemplo, podemos adotar

0,5 e 0,1C CC C C CC E C E CCV V R I V V I R V . (7.15)

Os resistores R1 e R2 devem ser escolhidos seguindo a expressão 7.12 para estabelecer na base do transistor a tensão VB = VE + VBE, com VBE = 0,7 V (para transistores de silício). Ao final convém verificar se nossa suposição inicial, dada pela expressão 7.11, é satisfeita. Ou seja, verifique se

1 2

CQ CCB

I VI

R R. (7.16)

Se não for o caso, basta utilizar resistores R1 e R2 menores para aumentar a corrente no divisor resistivo.

7.2.2 Análise do Amplificador

Veja novamente a Figura 7.2. Note que um aumento na tensão de entrada VIN causa um aumento na corrente de base IB, que leva a um aumento na corrente de coletor IC. Com isto, a tensão VCE do transistor



diminuir, uma vez que a queda de tensão nos resistores RC e RE aumenta. Portanto, injetando-se um sinal em VIN, a saída VOUT vai apresentar um sinal invertido com relação à entrada, e oscilando em torno da tensão quiescente no coletor do transistor (VCQ), como mostra a Figura 7.4. Nela, destacamos também o fenômeno de saturação da saída VOUT: se a excursão do sinal de entrada for muito ampla, a tensão de saída satura em valores próximos a VCC ou a 0 V, que são os limites físicos de tensão que a fonte de alimentação do circuito pode fornecer.

VCQ

t

VIN

t

VCC VOUT

VEQ

Figura 7.4 Sinais de entrada e saída de um amplificador classe A

A análise completa do amplificador classe A é um pouco complexa, mas podemos tentar entender qualitativamente como o sinal é amplificado pelo transistor. A base do circuito é um transistor NPN em configuração polarização de emissor. O sinal VIN é injetado na base do transistor através de um capacitor de desacoplamento. O capacitor elimina o nível CC imposto na base pela polarização, pois sua impedância tende a zero em altas frequências, conforme a expressão 7.10, e apenas as componentes alternadas do sinal são injetadas na base. As componentes CA do sinal causam variações na tensão de base, que são amplificadas e modulam a

tensão VCE do transistor. Neste caso, o fator de amplificação não é o ganho de corrente , mas a relação exponencial entre a corrente IE de emissor e a tensão VBE sobre a junção base-emissor, dada por

( ) BE

T

V

V

E BE S SI V I e I , (7.17)

onde IS (corrente de saturação reversa) é a pequena corrente de fuga que circula entre o emissor e a base quando essa junção está reversamente polarizada, da ordem de nano-Ampères (nA). A tensão VT varia com a temperatura e deriva do princípio quântico de funcionamento do transistor. Seu valor é dado por

q

kTVT , (7.18)

onde k é a constante de Boltzmann (1,38 x 10-23J/K), q é a carga elementar do elétron (1,60 x 10-19C), e T é a temperatura da junção base-emissor, em Kelvin. Em temperatura ambiente (25 oC, ou 298 K), VT vale aproximadamente 26 mV. Assim, pequenos sinais injetados em VBE causam grandes variações na corrente de coletor do transistor. No entanto, como esta relação é não linear, as flutuações em VBE devem ser de pequena amplitude para que o sinal de saída não seja distorcido significativamente. Considerando-se apenas sinais CA de pequena amplitude, o circuito de saída da Figura 7.2 pode ser aproximado pelo circuito da Figura 7.5, onde o transistor foi substituído por uma fonte de corrente controlada

por VBE (variações em VBE). Note que, na análise CA, a fonte de alimentação se comporta como um ponto de

terra, uma vez que a tensão sobre ela não varia (VCC = 0). Além disso, o resistor R3 foi aterrado, uma vez que o capacitor C2 funciona como um curto-circuito para altas frequências.

rE

RC

IE(VBE)

VOUT

VIN

C

E B

VBE

RE R3

Figura 7.5 Modelo CA do amplificador classe A



Conforme mostra a figura, a resistência vista pelo emissor cai para um valor denominado rE, que é resultado da associação em paralelo entre RE e R3,

3

3

EE

E

R Rr

R R. (7.19)

Supondo que o ganho de corrente do transistor seja alto, podemos admitir que os circuitos de base e de coletor sejam independentes, ou seja, variações de corrente de coletor IC não afetam significativamente a

tensão de base VB. Desta forma, o sinal de entrada VIN pode ser escrito como

.IN BE E EV V r I (7.20)

Admitimos também que IC é aproximadamente igual a IE, o que também é válido se é alto. Tem-se dessa forma que o sinal CA resultante na saída será dado por

ECOUT IRV . . (7.21)

Linearizando a expressão 7.17 em torno do ponto de operação quiescente de IE, temos

BE

IIBE

ECOUT V

V

IRV

EQE

. (7.22)

A derivada parcial acima representa o inverso da chamada transresistência rTR. Desprezando o termo –IS

na expressão 7.17 e lembrando que as correntes IE e IC são próximas se é alto, temos que

1

E EQ

E T TTR

TR BE EQ CQI I

I V Vr

r V I I. (7.23)

A expressão do ganho G do amplificador é dado pela razão entre os sinais de saída e de entrada. Usando as igualdades 7.22 e 7.23, temos

1OUT C BE

IN TR IN

V R VG

V r V

. (7.24)

A relação VBE/VIN pode ser calculada derivando-se a expressão 7.20, ou seja,

1

E EQ

IN E BE TRE

BE BE IN TR EI I

V I V rr

V V V r r

, (7.25)

de tal forma que o ganho final pode ser aproximado simplesmente por

ETR

C

IN

OUT

rr

R

V

VG

, (7.26)

com rE dado pela expressão 7.19 e rTR definido pela expressão 7.23. Note que o ganho é negativo. Isso significa que, aplicando-se um sinal senoidal de pequena amplitude na entrada, o sinal senoidal de saída estará defasado de 180o em relação ao sinal de entrada.

7.3 Resposta em Frequência

O amplificador classe A que acabamos de estudar não apresenta ganho de tensão constante em todas as frequências. Os capacitores do circuito da Figura 7.2, em associação com os resistores e outras resistências, funcionam como filtros, que acabam por atenuar os sinais para certas frequências. O capacitor C1 funciona como principal filtro do circuito. Como está em série com a fonte de sinal VIN, apenas sinais de alta frequência passam por ele para atingir a base do transistor. Uma análise completa do comportamento em frequência do amplificador está um pouco além do escopo deste curso, mas podemos descrever o efeito do capacitor C1 da seguinte forma.

Como mostra a Figura 7.6, para a fonte VIN de pequenos sinais senoidais, todo o circuito do amplificador equivale a uma única resistência, representada na figura por rIN. Comparando este circuito com o da Figura 7.2, vemos que o ponto B desse circuito corresponde à base do transistor.



rIN VIN

C1 B

VB

Figura 7.6 Circuito equivalente visto pela fonte de pequenos sinais

Repare que quando a frequência do sinal de entrada tende a infinito, o módulo da impedância do capacitor (dada pela equação 7.10) tende a zero e o capacitor se comporta como um curto-circuito. Assim, o

sinal VB no ponto B tende a se igualar ao sinal de entrada. Esse circuito se comporta como um filtro passa-altas de um pólo, e no ponto B os sinais são fortemente atenuados para frequências abaixo da frequência de corte f0 (em Hz), dada por

0

1

1

2 IN

fr C

, (7.27)

e na frequência f0 o sinal no ponto B cai a

0

10,707

2

B

IN f f

V

V

, (7.28)

ou, equivalentemente em decibéis,

0

20log 3dBB

IN f f

V

V

. (7.29)

Pode-se mostrar que, para pequenos sinais, a resistência equivalente rIN é dada por

1 2

1 1 1 1

( )IN TR Er R R r r

, (7.30)

ou seja, é a associação em paralelo de todas as resistências ligadas à base do transistor. Repare que o último termo da equação 7.30 representa a resistência presente no emissor do transistor no modelo de pequenos sinais,

multiplicada pelo ganho de corrente . Ou seja, podemos “transportar” a resistência de emissor para o circuito

de base, multiplicando-a por . Isso faz sentido, já que a corrente de emissor é aproximadamente vezes maior que a corrente de base. Por fim, para dimensionar o capacitor C2 , devemos lembrar que aproximamos a resistência rE pela expressão 7.19 assumindo que a impedância de C2 tende a zero em altas frequências. Portanto, para que toda essa análise funcione, é necessário escolher um capacitor C2 suficientemente grande para que, na frequência de corte, a sua impedância seja desprezível com relação ao resistor R3 que está em série com o ele. Isto é,

3 2

0 2 0 3

1 1

2 2R C

f C f R . (7.31)

A princípio, o amplificador deveria funcionar como um filtro passa-altas, com um ganho de tensão G praticamente constante em frequências acima da frequência de corte f0. No entanto, quando a frequência das tensões e correntes do circuito aumenta muito, a impedância de outras capacitâncias parasitas do circuito começam a se tornar significativas, aumentando as perdas do circuito, e o ganho de tensão volta a cair. Dessa forma, o amplificador na verdade se comporta como um filtro passa-faixa, apresentado uma frequência de corte inferior (f0L) e outra superior (f0H).

7.4 Materiais

7.4.1 LED

Usaremos um LED (Light Emission Diode) de 5 mm, cujo desenho se encontra na Figura 7.7. São leds de baixo custo, com baixa eficiência luminosa, mais usados em sinalização de painéis.



Catodo

Anodo

Figura 7.7 Dimensões do led – mm [pol.], e seu símbolo

São feitos materiais semicondutores como fosfeto de gálio (GaP) ou fosfeto-arsenieto de gálio (GaAsP), e apresentam tensão de limiar de condução direta (VD0) consideravelmente superior aos 0,6 ou 0,7 V de um diodo retificador de silício. A Tabela 7.2 mostra as características dos leds mais comuns. Para que acendam com razoável brilho, devem conduzir entre 10 a 20 mA de corrente direta.

Tabela 7.2 Características de alguns leds de 5 mm

Cor Comprimento de onda (nm)

Tensão direta (VD0)

Intensidade luminosa (mcd) @ 20 mA

Azul 460 a 465 3,2 a 3,4 5000 a 6000

Verde 515 a 520 3,2 a 3,4 12000 a 14000

Amarelo 587 a 595 1,8 a 2,0 4000 a 5000

Vermelho 615 a 625 1,8 a 2,0 4000 a 5000

Infravermelho 900 1,4 (típico) -

7.4.2 Transistor 2N2222

Nesta experiência utilizaremos o transistor NPN 2N2222, mostrado na Figura 7.8. Para montá-lo nos circuitos, guie-se pela aba metálica existente na parte de baixo do encapsulamento para identificar corretamente os pinos.

B

E

C

2N2222 2

3

1

Vista lateral Vista superior Esquemático

aba

C

B

E

2

3

1

Figura 7.8 Transistor 2N2222: vistas e pinagem.

7.5 Pré-Relatório

ATENÇÃO: leia as atividades por completo para fazer os exercícios corretamente! Total de exercícios: 9

O pré-relatório é composto pelos EXERCÍCIOS contidos nesta apostila. Você deverá entregar o pré-relatório até o começo da aula de sua turma, caso contrário não poderá fazer a experiência. Os exercícios podem ser resolvidos a lápis, mas as respostas finais devem ser escritas à caneta. Faça-os com antecedência, para ter tempo para tirar dúvidas e fazer todos os exercícios.

A nota do pré-relatório depende também de uma ARGUIÇÃO ORAL que poderá ser feita em a aula. Portanto, revise o pré-relatório e a apostila antes da aula. A argüição oral também poderá ser feita para esclarecer partes confusas ou mal feitas no pré-relatório, por isso é importante que você o faça com esmero. Leia com atenção todas as atividades da Parte II antes da aula, e não apenas os exercícios. Isso é necessário para fazer os exercícios corretamente pois muitos detalhes estão descritos nas atividades em que se inserem. Além disso, você já terá uma noção das atividades e perderá menos tempo durante a aula. Traga para a aula a apostila IMPRESSA. Os pontos importantes das atividades devem estar destacados ou grifados. As anotações serão avaliadas e contarão na nota final da experiência. IMPORTANTE: faça com cuidado os diagramas elétricos dos circuitos e as formas de onda pedidos no pré-relatório. Caso contrário, você terá que REFAZÊ-LOS no laboratório.



PARTE II PRÁTICA

Atividade 1 Ganho de corrente

Anotação 1a Anote no cabeçalho do relatório: nome dos integrantes da equipe, número da bancada e a hora de início das atividades.

Vamos usar o circuito emissor comum mostrado na para medir o ganho de corrente do transistor em condições de tensões e correntes da mesma ordem de grandeza dos experimentos que faremos. E para poder comparar com o previsto no datasheet do transistor, usaremos aproximadamente uma das condições de teste prevista nele: IC = 10 mA e VCE = 10 V.

VCC =12 V

B

E

C RB

56K

VBB

RC 470R

Q1

2N2222

Figura 7.9 Circuito para medida do ganho de corrente

Exercício 1 Neste exercício, assuma que o transistor Q1 tenha hFE = 150, VCEsat = 0,5 V e VBEsat = 0,7 V. Determine: a) o código de cores dos resistores; b) a corrente IC e tensão VBB que faz o transistor operar na região linear no ponto quiescente em que VCE = 8 V.

Exercício 2 Encontre no datasheet do transistor 2N2222 os parâmetros a seguir na condição de teste mais próxima aos valores nominais de IC e VCE adotados nesta atividade: VCE de saturação (VCEsat), VBE de saturação (VBEsat), ganho de corrente (hFE). Transcreva o valor mínimo (Min.), típico (Typ.) e máximo (Max.) deles, bem como as condições em que são válidos – e não esqueça as unidades. Nos casos em que forem fornecidos apenas o mínimo e o máximo, calcule o valor médio. NOTA: o valor máximo de hFE que é dado no datasheet é válido em todas as condições de teste.

Anotação 1b Separe os componentes. Meça os resistores com o multímetro e anote os valores medidos.

Monte o circuito no protoboard. Sugestão: deixe os bornes da placa à direita e use as trilhas de alimentação como mostra a Figura 7.10. Monte o transistor na metade inferior: insira o emissor na trilha de terra e o coletor e a base em trilhas abaixo da fenda. Atente para a aba do transistor: deve estar entre 6 e 9 h para que o pino B esteja a 3 h.

0 V

VCC

B

C

E

VBB

RC

RB

Q1 Bornes

VBB

Figura 7.10 Circuito emissor comum no protoboard.

Nesta experiência, precisaremos de duas fontes positivas: uma para VBB e outra para VCC. Para isso, interligue os bornes negativos das duas saídas ajustáveis da fonte de alimentação conforme mostra a Figura 7.11 (a saída fixa de +5 V não será usada). O negativo comum também será a referência de tensão (terra) do circuito.

ligação externa ligação externa

+5 V VN VP

– + – +

VN VCC

0 V

VP

0 V

VBB

Figura 7.11 Configuração da fonte para dupla alimentação positiva



Inicialmente, faça o circuito operar em condição próxima da nominal desejada:

Ajuste as saídas da fonte ANTES de conectá-las ao circuito: VBB = 0 V e VCC = 12 V. Desligue a fonte.

Conecte a fonte aos bornes da placa com cabos banana-banana: preto para 0 V, vermelho para VCC uma outra cor para VBB. Ligue a fonte.

Observe a tensão VCE do transistor com o multímetro. Deve começar próximo a 12 V.

Aumente VBB aos poucos até que VCE caia para o primeiro valor da Tabela 7.3.

Nesse ponto, meça a tensão VBE do transistor e as tensões VRC e VRB sobre os resistores RC e RB.

Calcule as correntes e o ganho para preencher a linha da tabela ANTES de passar para a próxima.

Repita para os demais valores da tabela. CUIDADO: não deixe VBB ultrapassar 12 V!

Anotação 1c Copie a Tabela 7.3 no relatório e anote as tensões medidas. Com VRC e o valor medido RC ,

calcule a corrente IC . Repita com VRB e RB para calcular a corrente IB. Calcule o ganho de corrente =IC/IB.

Compare os valores medidos de VBE e com os previstos (se seu ganho deu muito abaixo do previsto, verifique se o transistor não está invertido). ATENÇÃO: faça os cálculos e preencha cada linha antes fazer as medidas da linha seguinte – se estiver cometendo algum erro de procedimento, vai ficar sabendo mais cedo!

Tabela 7.3

VCE (V) VBB (V) VBE (V) VRC (V) VRB (V) IC (mA) IB (mA) (A/A)

2,0

8,0

11,0

Anotação 1d Determine o menor e o maior ganho encontrados. Comunique esses valores ao professor para serem tabulados na lousa.

Anotação 1e Compare o ponto quiescente (ICQ, VCEQ) e o ganho hFE medidos para VCE = 8 V com os previstos no Exercício 1 do pré-relatório. Por que não é possível polarizar o transistor na região linear com precisão neste circuito (emissor comum)?

Anotação 1f Anote a hora. Discuta suas conclusões com o professor.

Atividade 2 Corte e saturação

Vamos modificar o circuito emissor comum da Figura 7.9 para acionar um led. Para isso, insira um led em série

com o resistor do coletor, como mostra a figura abaixo. Usaremos um led vermelho e RL = 470 . Troque

também o resistor de base: use RB = 4,7 k.

RC RL

O circuito deve ser alimentado com VCC = 12 V e acender o led com IC = 20 mA. O transistor Q será o 2N2222, que deverá operar em saturação quando VBB = 5 V.

Exercício 3 Faça o diagrama do circuito de acionamento do led. Siga o exemplo da Figura 7.9: indique os componente e seus valores nominais ou códigos comerciais (p.ex. “RL 470R”, “Q1 2N2222”, etc.) e os valores das tensões de alimentação. Faça a lista de materiais (inclua o código de cores dos resistores).

Exercício 4 Considere que o led tenha VD0 = 2,0 V, e que o transistor Q1 tenha hFE = 150, VCEsat = 0,5 V e VBEsat = 0,7 V. Determine: a) a tensão VCE e as correntes IB e IC para VBB = 0 V; b) a tensão VCE e as correntes IB e IC e se o transistor opera em saturação fraca ou forte com VBB = 5 V; c) a tensão VBBlim que leva o transistor ao limiar de saturação. Nota: este circuito poderia ser usado para acionar o led com a saída de uma porta lógica TTL, uma vez que 5 V é nível H nesse padrão.

Anotação 2a Caso seu diagrama elétrico NÃO tenha sido aceito pelo professor refaça-o corretamente.

Anotação 2b Meça o novo resistor RB e anote.

Modifique o circuito para acionar o led. DESLIQUE a fonte antes de mexer no circuito! Teste:

Ligue a fonte e ajuste VBB = 5 V (o led deve acender).

Meça com o multímetro a tensão VD0 sobre o led e a tensão VBE do transistor



Anotação 2c Anote os valores de VD0 e VBE . Compare com o previsto no pré-relatório.

Ainda com VBB = 5 V, meça VCE, VRC e VRB com o multímetro.

Calcule as correntes e o ganho para preencher a linha da Tabela 7.4 ANTES de passar para a próxima.

Repita para VBB = 0 V. Tabela 7.4

VBB (V) VCE (V) VRL (V) VRB (V) IC (mA) IB (mA) (A/A)

Saturação: 5,0 VCEsat:___ ICsat: ___

Corte: 0,0 XXX

Anotação 2d Copie a Tabela 7.4 no relatório. Com VRL e o valor medido RL, calcule a corrente IC . Repita

com VRB e RB para calcular a corrente IB. Calcule o ganho de corrente =IC/IB na saturação (no corte, o ganho não tem sentido).

Repare que no corte a corrente IC é praticamente nula mas a tensão VCE no coletor NÃO é igual a VCC como você deve ter previsto no pré-relatório. Mesmo sendo muito pequena, a corrente de corte do transistor é suficiente para fazer o led polarizar-se com VD0, apesar deste não ficar visivelmente aceso.

Anotação 2e Na saturação, verifique se o transistor se encontra em saturação fraca e compare os valores de VCEsat, ICsat com os previstos no pré-relatório.

Anotação 2f Anote a hora. Mostre o circuito funcionando e suas e conclusões para o professor.

Atividade 3 Ajuste do osciloscópio e do gerador de funções Verifique a calibração das pontas de prova do osciloscópio. Mas mesmo que as formas de onda estejam muito distorcidas, NÃO mexa no parafuso de ajuste: chame o professor. Faça os demais ajustes a seguir.

Ativação e seleção de canais: botão “1” e botão “2”.

Atenuação 10x para as duas pontas: selecione o canal; o menu “Probe” deve mostrar “10X Voltage” – caso contrário, selecione o menu “Probe” e em seguida o menu “Attenuation” até ajustar em “10X”.

Acoplamento DC nos dois canais: selecione o canal e ajuste o menu “Coupling” para “DC”.

Limite de banda nos dois canais: selecione o canal e ajuste o menu “BW Limit” para “On 20MHz”.

Configurações de Trigger : aperte o botão “Trig Menu” e faça os seguintes ajustes

Source: CH1 – compara o sinal no canal 1 com o nível ajustado de trigger para gerar os disparos

Type: Edge – faz com que o instante de trigger seja uma das bordas do sinal Source

Slope: Rising – gera os disparos nas bordas de subida do sinal Source

Mode: Auto – gera disparos automaticamente caso o sinal Source não atinja o nível de trigger.

Coupling: DC – mantém o nível DC do sinal Source ao compará-lo com o nível ajustado de trigger. Ajuste no gerador de funções uma onda triangular de 0 a 5 V de amplitude e 5 Hz de frequência.

Com o gerador ainda desligado, conecte o cabo BNC/garrinhas à saída “50 ” do gerador de sinais.

Conecte a garra positiva (vermelha) do cabo à ponta do canal 1 e as garras de terra.

Selecione a onda triangular no painel do gerador (pressione o botão “Function” correspondente).

Ajuste a frequência para 5 Hz (selecione a escala correspondente e ajuste girando o botão “Frequency”).

O botão “–20 dB” de estar desapertado para não atenuar a saída (a amplitude será maior que 1 V)

Botões “WIDTH” e “SYM.”: apertados (para ficarem desativados). Ligue o gerador. Verifique o sinal no canal 1 do osciloscópio. Como não usaremos a ponta do canal 2 por hora, prenda-o no terminal de terra do painel do osciloscópio e desative-o.

Como a frequência f é de 5 Hz, o período T é de... 0,2 s (certo?). Comece com horizontal = 200 ms/div

Como a tensão varia entre 0 a 5 V, comece com vertical = 5 V/div.

Centralize o sinal e ajuste aproximadamente a amplitude pico a pico para 5 V (botão “AMP.” do gerador).

Se este sinal não aparecer estático na tela, ajuste o nível de trigger (o botão “Set to 50%” ajuda).

Aumente os ganhos horizontal e vertical para que o sinal ocupe umas 4 divisões nos dois eixos, e ajuste com mais precisão a amplitude para 5 V pico a pico.

Puxe o botão “DC OFFSET” para poder ajustar o valor médio (offset) da onda.

Ajuste o offset (botão “DC OFFSET” do gerador) para que o nível inferior seja nulo: alinhado com o nível de referência do canal 1 (indicação “1→” na lateral esquerda da tela).



Average Caso um sinal esteja muito ruidoso durante a experiência, use o modo “Average” com média de 4 ou mais varreduras: botão “Acquire”, menu “Average” (sem s), e selecione o número de varreduras no menu “Averages” (com s...). Isso melhora a relação sinal/ruído, mas torna a resposta do osciloscópio mais lenta.

Anotação 3a Anote o horário. Em caso de dúvida, peça para o professor conferir a forma de onda.

Atividade 4 Acionamento pisca-pisca

Anotação 4a Calcule a tensão VBB que leva o transistor ao limiar de saturação (VBBlim). Use as tensões VD0 (do led aceso), VBE e VCEsat medidas na atividade anterior, e o menor ganho de corrente medido na Atividade 1

Vamos usar o gerador de sinais para aplicar em VBB uma onda de baixa frequência e ver o led piscar.

Desconecte a fonte ajustável VN do borne do protoboard ligado a VBB.

Remova o cabo que interliga os negativos das duas saídas ajustáveis.

Ligue a garra positiva (vermelha) do cabo do gerador à entrada VBB do circuito e a garra negativa (preta) à malha de 0 V.

Conecte o canal 1 no sinal de entrada (VBB) e garra de terra da ponta à malha de 0 V.

Conecte o canal 2 no coletor do transistor (VCE) Ligue a fonte e o gerador de sinais. O led deve estar piscando. Observe os sinais no osciloscópio. Para

medi-los com precisão, os níveis de referência (“1” e “2”) dos canais devem estar na base da tela e os ganhos verticais ajustados para que os sinais ocupem o máximo da altura da tela.

Anotação 4b Esboce (à mão livre!) um período dos sinais alinhados verticalmente (não os desenhe sobrepostos). Indique nos sinais os valores máximos e mínimos. Identifique no sinal VCE os pontos de corte (VCE = VCC – VD0) e saturação (VCE = VCEsat) do transistor e meça no sinal VBB as tensões limítrofes que colocam o transistor em corte (VBB < VBEsat) e saturação (VBB > VBBlim). Compare com o valor de VBBlim calculado na anotação anterior.

EXPERIMENTE: reduza a amplitude de VBB até que o led não acenda mais (VCE continuamente alto) – se necessário, ajuste “DC OFFSET” para manter o mínimo em 0. Aumente “DC OFFSET” do gerador de sinais até o led fique sempre aceso (VCE continuamente baixo).

Anotação 4c Anote a hora. Mostre o circuito funcionando e suas e conclusões para o professor.

Atividade 5 Polarização de emissor

Vamos testar inicialmente o circuito de polarização de emissor da Figura 7.3 (depois poderemos aproveitá-lo para montar o amplificador classe A). O circuito será alimentado com VCC = 12 V e deverá operar em torno do seguinte ponto quiescente: ICQ = 1 mA, VCEQ = VCC/2 e VEQ baixo, entre 5 a 10% de VCC. Além do transistor

2N2222, vamos usar R1 = 8,2 k R2 = 1,5 k, RC = 4,7 k e RE = 1,0 k. Desmonte o circuito anterior (mantenha apenas as conexões de alimentação). Separe os componentes que faltam para montar o circuito de polarização de emissor.

Anotação 5a Caso seu diagrama elétrico NÃO tenha sido aceito pelo professor refaça-o corretamente.

Anotação 5b Meça os novos resistores (R1, R2 e RE) com o multímetro e anote os valores medidos.

Sugestão: desta vez, monte o transistor Q em cima da fenda como mostra a Figura 7.12.

0 V

VCC

VIN

B C

E

Bornes

R1

R2

RC

RE

Q1

Figura 7.12 Circuito de polarização de emissor no protoboard.

Por hora, não usaremos um sinal de entrada VIN – deixe esse borne do protoboard em aberto. Alimente VCC com uma fonte ajustável - a outra não será usada e deve ficar desconectada.



Ligue a fonte e meça com o multímetro as tensões VB, VC e VE no transistor (com relação a 0 V!).

Anotação 5c Anote os valores das tensões medidas. Compare com as tensões previstas no pré-relatório.

Meça a tensão coletor-emissor VCE do transistor e a tensão VRC sobre o resistor RC. Após terminar, NÃO DESMONTE o circuito. Vamos usá-lo na próxima atividade.

Anotação 5d Anote as tensões medidas. Usando os valores medidos de RC e RE, calcule as correntes IC e IE. Determine o ponto quiescente (ICQ,,VCEQ,).

Anotação 5e Compare o ponto quiescente medido com o previsto no pré-relatório. Por que a incerteza sobre valor exato do ganho de corrente não prejudica a polarização do transistor neste circuito?

Anotação 5f Anote a hora. Mostre o circuito funcionando e suas e conclusões para o professor.

Exercício 5 Faça o diagrama do circuito de polarização de emissor (Figura 7.3) a ser montado nesta atividade. Indique os componente e seus valores nominais ou códigos comerciais (p.ex. “RC 4k7”, “Q 2N2222”, etc) e as tensões de alimentação. Faça a lista de materiais (inclua o código de cores dos resistores).

Exercício 6 Considere que o ganho de corrente do transistor seja infinito e que VBEsat = 0,7 V. Determine de forma aproximada o ponto quiescente de operação do transistor, isto é: a) As tensões VB e VE b) As correntes IE e IC; c) A tensão coletor-emissor VCE d) A corrente IB (e verifique se esta pode mesmo ser desprezada para se estimar VB).

Atividade 6 Amplificador classe A

Para completar amplificador classe A da Figura 7.2, vamos especificar numa primeira tentativa um ganho

G = 23 dB (ou 10 2 V/V, não é?) e uma frequência de corte em torno de f0 = 1 kHz. Para tanto, usaremos os

seguintes componentes adicionais: C1 = 100 nF C2 = 22 F e R3 = 470 . Complete a montagem do amplificador, acrescentado esses componentes no circuito da atividade anterior. CUIDADO PARA NÃO INVERTER A POLARIDADE DO CAPACITOR ELETROLÍTICO C2! Conecte o gerador de sinais à entrada VIN do amplificador. Inicialmente, mantenha o sinal de entrada

em frequência de 10 kHz (período de ... 100 s, claro), amplitude AIN = 0,4 Vpp (Volts pico a pico), offset zero (deixe o botão “DC OFFSET” do gerador apertado) . Observe a entrada VIN no canal 1 do osciloscópio, e a saída VOUT no canal 2. Deixe o canal 1 em acoplamento AC. Já o canal 2 deve ser deixado em acoplamento DC para que você possa ver o sinal excursionando em torno da tensão VCQ do ponto quiescente. Note que os sinais estão defasados de aproximadamente 180o (ou seja, o sinal de saída está invertido com relação ao sinal de entrada).

Anotação 6a Meça com o osciloscópio a amplitude AOUT (pico a pico) do sinal de saída em diferentes frequências, preenchendo as duas primeiras linhas da Tabela 7.5. Em cada frequência, reajuste a amplitude de entrada AIN em 0,4 Vpp . Complete a tabela com os valores calculados de ganho de tensão G e compare com o que foi previsto no pré-relatório.

Tabela 7.5

f (kHz) AIN (Vpp) AOUT (Vpp) G (V/V)

10,0

100,0

f0L: ____

EXPERIMENTE: aumente a amplitude de VIN até causar a saturação de VOUT . Verifique que a saída satura em VCC (em cima) e em VEQ (em baixo). Para encontrar a frequência de corte inferior (f0L), calcule a amplitude AOUT média das duas medições

feitas – isto está relacionado ao ganho máximo do amplificador. Divida a amplitude média por 2 para ter a amplitude atenuada em –3 dB e procure a frequência (em torno de f0 previsto no pré-relatório) em que AOUT cai a esse valor – comece por exemplo em 2f0 e vá diminuindo a frequência. Mantenha AIN em 0,4 Vpp, reajustando a amplitude de VIN se necessário.

Anotação 6b Calcule AOUT médio e a amplitude de –3 dB. Encontre a frequência f0L e preencha a terceira linha da tabela. Compare a frequência encontrada com a prevista no pré-relatório.



Anotação 6c Anote a hora. Mostre o circuito funcionando e suas e conclusões para o professor.

Exercício 7 Faça o diagrama do circuito do amplificador classe A completo (Figura 7.3). Indique os componente e seus valores nominais ou códigos comerciais (p.ex. “RC 4k7”, “Q 2N2222”, etc), os valores das tensões de alimentação e os pontos do circuito ligados aos canais 1 e 2 do osciloscópio. Liste os componentes não incluídos no circuito de polarização de emissor (inclua o código de cores dos resistores).

Exercício 8 Calcule o ganho de tensão G. Adote VT = 0,026 V (temperatura ambiente).

Exercício 9 Calcule a frequência de corte f0 (inferior) do amplificador. Verifique se o capacitor C2 pode mesmo ser desprezado já nessa frequência.

Atividade 7 Finalização

Deixe a bancada em ordem e limpa. Falhas nesse procedimento serão penalizadas.

Anotação 7a Check list – Verifique e anote no relatório cada um dos itens abaixo. ESCREVA os nome dos itens e não apenas uma seqüência de meros “sim” e “não”.

Equipamentos Liste todos os equipamentos usados. Todos estão desligados?

Multímetro Os cabos das pontas de prova do multímetro estão arrumados? Deixe o multímetro sobre o tampo baixo da bancada, para que possamos conferir facilmente se está desligado.

Osciloscópio Os cabos das pontas de prova do osciloscópio estão arrumados?

Cabos Liste todos os cabos de conexão (exceto os cabinhos) usados. Os cabos foram recolocados nos lugares de origem?

Componentes Foram guardados nas devidas gavetas? Há componentes ou cabinhos sobre a mesa ou caidos no chão?

Empréstimos Usou alguma coisa de outra bancada? O quê? Foi devolvido?

Defeitos Encontrou algum defeito? Preencheu a Comunicação de Defeito?

Limpeza A bancada está limpa?

Entregue o relatório feito em sala e o seu pré-relatório.

2N2219A2N2222A

HIGH SPEED SWITCHES

DESCRIPTIONThe 2N2219A and 2N2222A are silicon planarepitaxial NPN transistors in Jedec TO-39 (for2N2219A) and in Jedec TO-18 (for 2N2222A)metal case. They are designed for high speedswitching application at collector current up to500mA, and feature useful current gain over awide range of collector current, low leakagecurrents and low saturation voltage.

INTERNAL SCHEMATIC DIAGRAM

June 1999

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS

Symbol Parameter Value Unit

VCBO Collector-Base Voltage (IE = 0) 75 V

VCEO Collector-Emitter Voltage (IB = 0) 40 V

VEBO Emitter-Base Voltage (IC = 0) 6 V

IC Collector Current 0.8 A

Ptot Total Dissipation at Tamb ≤ 25 oCfor 2N2219Afor 2N2222Aat Tca se ≤ 25 oCfor 2N2219Afor 2N2222A

0.80.5

31.8

WW

WW

Ts tg Storage Temperature -65 to 200 oC

Tj Max. Operating Junction Temperature 175 oC

TO-18 TO-392N2219A approved to CECC 50002-100,2N2222A approved to CECC 50002-101available on request.

1/8

THERMAL DATA

TO-39 TO-18

Rthj -case

Rthj -amb

Thermal Resistance Junction-Case MaxThermal Resistance Junction-Ambient Max

50187.5

83.3300

oC/WoC/W

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Tcase = 25 oC unless otherwise specified)

Symbol Parameter Test Condit ions Min. Typ. Max. Unit

ICBO Collector Cut-of fCurrent (IE = 0)

VCB = 60 VVCB = 60 V Tcase = 150 oC

1010

nAµA

ICEX Collector Cut-of fCurrent (VBE = -3V)

VCE = 60 V 10 nA

IBEX Base Cut-off Current(VBE = -3V)

VCE = 60 V 20 nA

IEBO Emitter Cut-of f Current(IC = 0)

VEB = 3 V 10 nA

V(BR)CBO∗ Collector-BaseBreakdown Voltage(IE = 0)

IC = 10 µA 75 V

V(BR)CEO∗ Collector-EmitterBreakdown Voltage(IB = 0)

IC = 10 mA 40 V

V(BR)EBO ∗ Emitter-BaseBreakdown Voltage(IC = 0)

IE = 10 µA 6 V

VCE(sat)∗ Collector-EmitterSaturation Voltage

IC = 150 mA IB = 15 mAIC = 500 mA IB = 50 mA

0.31

VV

VBE(sat)∗ Base-EmitterSaturation Voltage

IC = 150 mA IB = 15 mAIC = 500 mA IB = 50 mA

0.6 1.22

VV

hFE∗ DC Current Gain IC = 0.1 mA VCE = 10 VIC = 1 mA VCE = 10 VIC = 10 mA VCE = 10 VIC = 150 mA VCE = 10 VIC = 500 mA VCE = 10 VIC = 150 mA VCE = 1 VIC = 10 mA VCE = 10 VTamb = -55 oC

355075

1004050

35

300

hfe∗ Small Signal CurrentGain

IC = 1 mA VCE = 10 V f = 1KHzIC = 10 mA VCE = 10 V f = 1KHz

5075

300375

fT Transition Frequency IC = 20 mA VCE = 20 Vf = 100 MHz

300 MHz

CEBO Emitter BaseCapacitance

IC = 0 VEB = 0.5 V f = 100KHz 25 pF

CCBO Collector BaseCapacitance

IE = 0 VCB = 10 V f = 100 KHz 8 pF

Re (hie) Real Part of InputImpedance

IC = 20 mA VCE = 20 Vf = 300MHz

60 Ω

∗ Pulsed: Pulse duration = 300 µs, duty cycle ≤ 1 %

2N2219A/2N2222A

2/8

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)

Symbol Parameter Test Condit ions Min. Typ. Max. Unit

NF Noise Figure IC = 0.1 mA VCE = 10 Vf = 1KHz Rg = 1KΩ

4 dB

hie Input Impedance IC = 1 mA VCE = 10 VIC = 10 mA VCE = 10 V

20.25

81.25

kΩkΩ

hre Reverse Voltage Ratio IC = 1 mA VCE = 10 VIC = 10 mA VCE = 10 V

84

10-4

10-4

hoe Output Admittance IC = 1 mA VCE = 10 VIC = 10 mA VCE = 10 V

525

35200

µSµS

td∗∗ Delay Time VCC = 30 V IC = 150 mAIB1 = 15 mA VBB = -0.5 V

10 ns

tr∗∗ Rise Time VCC = 30 V IC = 150 mAIB1 = 15 mA VBB = -0.5 V

25 ns

ts∗∗ Storage Time VCC = 30 V IC = 150 mAIB1 = -IB2 = 15 mA

225 ns

tf∗∗ Fall Time VCC = 30 V IC = 150 mAIB1 = -IB2 = 15 mA

60 ns

rbb ’ Cb’c Feedback TimeConstant

IC = 20 mA VCE = 20 Vf = 31.8MHz

150 ps

∗ Pulsed: Pulse duration = 300 µs, duty cycle ≤ 1 %∗∗ See test circuit

2N2219A/2N2222A

3/8

Contours of Constant Narrow Band Noise Figure. Switching Time vs. Collector Current.

Normalized DC Current Gain. Collector-emitter Saturation Voltage.

2N2219A/2N2222A

4/8

pmr 2433 eletrônica analógica e digitalsites.poli.usp.br/d/pmr2433/2433_15exp7_reva.pdfpmr2433...

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