relatório boost
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UNIVESIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ
DEPARTAMENTO ACADÊMICO DE ELETROTÉCNICA
DISCIPLINA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA
André Filipe Roos – S24
André Henning Santos – S24
CONVERSOR CC-CC - BOOST
LABORATÓRIO 02
Relatório apresentado na disciplina de Eletrônica de
Potência do curso de Engenharia Industrial Elétrica,
Automação.
Professor: Eduardo Romaneli
Curitiba/PR
Novembro / 2009
ÍNDICE DE TABELASTabela 1 - Valores calculados e medidos.................................................................. 11
ÍNDICE DE FIGURAS
Figura 1 – Estrutura de um RMOC alimentando uma carga
R.....................................4
Figura 2 – Gráficos das tensões e corrente RMOC alimentando uma carga R...........5
Figura 3 – Estrutura de um RMOC alimentando uma carga RC..................................6
Figura 4 - Gráficos das tensões e corrente RMOC alimentando uma carga RC.........6
Figura 5 – Sinal quadrado gerado da comparação entre sinal contínuo e dente de
serra.............................................................................................................................7
Figura 6– Chopper CC-CC com carga resistiva...........................................................8
Figura 7 – A forma de onda da tensão de saída do Chopper CC-CC com carga
resistiva........................................................................................................................8
Figura 8 – Topologia básica de um Conversor Boost..................................................9
Figura 9 – Primeira etapa de funcionamento de um Conversor Boost......................10
Figura 10 – Segunda etapa de funcionamento de um Conversor Boost...................10
Figura 11– Formas de onda típicas do conversor Boost............................................11
Figura 12 – Circuito completo....................................................................................15
Figura 13 – Boost com entrada contínua e sinal PWM para chaveamento
(Ve=CC).....................................................................................................................19
Figura 14– Tensão de Saída (Vs) com D = 0.............................................................21
Figura 15 – Tensão de saída (Vgs)............................................................................22
Figura 16 – Tensão de saída(Vgs) para Vs = 220V...................................................22
Figura 17 – Tensão de saída(Vs) para Vs = 220V.....................................................23
Figura 18 – Tensão sobre o SHUNT R2....................................................................23
Figura 19 – Tensão de saída (Vs) ampliada..............................................................24
2
SUMÁRIO
1 INTRODUÇÃO TEÓRICA.........................................................................................4
1.1 Retificadores Monofásicos de onda completa com filtro capacitivo............4
1.2 Modulador PWM..........................................................................................7
1.3Conversor Boost...........................................................................................8
1.4 Objetivos....................................................................................................13
2 RELAÇÃO DE MATERIAIS.....................................................................................13
3 PROCEDIMENTOS..............................................................................................15
3.1 Cálculos.....................................................................................................16
3.2 Confecção do circuito................................................................................18
4 RESULTADOS E DISCUSSÕES..........................................................................20
4.1 Tensão de saída........................................................................................20
4.2 Tensão Vgs................................................................................................21
4.3 Tensão de saída ajustada para 220V........................................................22
4.4 Tensão no Resistor SHUNT R2.................................................................23
4.5 Tensão de saída com variação de carga...................................................24
4.6 Ondulação da Tensão de saída.................................................................24
5 CONCLUSÃO..........................................................................................................25
6 REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS........................................................................26
3
1 INTRODUÇÃO TEÓRICA
Este trabalho foi desenvolvido com o objetivo de apresentar os resultados e o
desenvolvimento das aulas de laboratório da disciplina de Eletrônica de Potência. A
organização do relatório foi concebida de forma que o leitor possa absorver os
conhecimentos para efetuar o dimensionamento e a montagem de um tipo
específico de conversor CC-CC com tensão de saída variável.
Apesar de este relatório referir-se majoritariamente ao conversor Boost, não
se pode ignorar que tal é ligado a outras duas partes principais, que foram
previamente confeccionadas e possibilitam a conexão indireta do conversor com a
rede elétrica, que será retificada e só então convertida para outros níveis de tensão
CC. Estes subsistemas serão igualmente desenvolvidos dentro da fundamentação
teórica, pois acredita-se que exercem um papel preponderante no resultado final e
na completude do experimento; são eles o retificador a diodo e o modulador PWM.
Seguidos da fundamentação, só então dar-se-á total ênfase ao conversor
Boost, com o detalhamento do processo de experimento, apresentação dos
resultados de laboratório e comentários conclusivos.
1.1 Retificadores Monofásicos de onda completa com filtro capacitivo
A estrutura do retificador de ponte monofásico de onda completa (RMOC)
alimentando uma carga resistiva é mostrada na figura 1:
4
Figura 1 – Estrutura de um RMOC alimentando uma carga R.
Analisando-o nota-se facilmente que durante o semi-ciclo positivo a corrente
passará pelo diodo 1(D1 ), no momento em que o diodo 2(D2 ) bloqueia, gerando
uma V s positiva, e no semi-ciclo negativo os papéis se invertem, porém, sendo D1
condutor e D2 bloqueante, a tensão de saída continua positiva.
Sabendo-se que a corrente estará em fase com a tensão de saída, devido à
carga ser puramente resistiva, encontram-se as seguintes informações
apresentadas nos gráficos da figura 2:
Figura 2 – Gráficos das tensões e corrente RMOC alimentando uma carga R.
Segundo BARBI (2002) o retificador de onda completa a diodo apresenta as
seguintes vantagens em relação ao retificador de meia onda:
- Não existe componente contínua de corrente circulando no secundário, não
aparecendo então o fenômeno da saturação do transformador;
- A tensão média na carga é duas vezes maior;
- A corrente de carga apresenta menor distorção harmônica.
Para o objetivo geral do relatório não se torna muito interessante fazer uma
análise quantitativa e sim qualitativa. Nota-se que a variação da tensão de saída é
bastante grande de 0 a Vm , e para a redução dessa coloca-se um filtro capacitivo
como na figura 3:
5
Figura 3 – Estrutura de um RMOC alimentando uma carga RC.
Nesse caso os diodos mantêm um funcionamento bastante semelhante ao
antes visto, porém a forma de tensão e corrente nos componentes varia como
mostrado na figura 4:
Figura 4 - Gráficos das tensões e corrente RMOC alimentando uma carga RC
Como vantagem em relação ao sistema sem filtro encontra-se uma tensão de
saída muito mais estável do ponto de vista que sua variação ΔV é muito menor,
porém é fácil notar que a corrente sobre os diodos possui uma variação maior, em
relação ao tempo, o que implica em uma requisição de potência da alimentação
6
muito maior por um determinado instante, o que pode ocasionar deformações nessa
tensão de entrada.
1.2 Modulador PWM
O PWM (Pulse Width Modulator) é um circuito que gera um trem de pulsos de
largura variável definida ao comparar um sinal constante a um sinal dente de serra.
Quando a tensão constante é maior que a dente de serra, o modulador deixa passar
uma tensão constante na saída, caso contrário corta o sinal, formando assim um
trem de pulsos quadrado, como mostrado na figura 5:
Figura 5 – Sinal quadrado gerado da comparação entre sinal contínuo e dente de serra.
Dessa forma, para variar a largura dos pulsos, varia-se o valor médio da
tensão contínua, gerando uma maior ou menor razão cíclica (duty cycle).
“Uma importante vantagem do controle por tensão é sua implementação
simples de hardware e flexibilidade” (RASHID, 2001 – tradução própria).
A razão cíclica pode ser vista como a proporção do tempo em que o pulso
está sendo mantido. PWMs são amplamente utilizados para comutação (ligamento e
desligamento) de chaves, portanto o conhecimento da razão cíclica é de extrema
importância para a definição do tempo em que um determinado sinal está sendo
cortado ou mantido.
Na prática utilizam-se circuitos integrados que contém em seu interior todo o
circuito de um PWM, seu controle se dá em resposta a diversas correntes e tensões
de controle aplicadas em seus terminais.
7
1.3 Conversor BOOST
Para o entendimento do funcionamento do Conversor Boost, faz-se
necessário compreender que ele deriva de um conceito mais genérico, o chopper.
Um chopper CC “é usado para prover uma saída CC controlável de uma fonte CC
através do chaveamento da fonte em estados de ligada e desligada em relação à
fonte” (BRADLEY, 1995 – tradução livre).
Um chopper CC-CC com carga resistiva é uma conexão série de uma fonte
CC de entrada V E, uma chave controlada CH e uma carga resistiva R, conforme
mostra a figura 1.3.1. A chave é normalmente implementada por MOSFETs, IGBTs,
MCTs, BJTs ou GTOs.
Figura 6 – Chopper CC-CC com carga resistiva.
A chave opera com uma razão cíclica D (do inglês Duty cycle), definida pela
razão entre o tempo em que a chave permanece aberta pelo período total (tempo
aberta somado com o tempo fechada), como segue:
D=t on
t on+ toff=tonT (1)
A forma de onda da tensão de saída é a expressa na figura 7:
8
Figura 7 – A forma de onda da tensão de saída do Chopper CC-CC com carga resistiva.
A tensão de saída média V SMED será numericamente igual à área varrida pela
onda da tensão de 0 a DT , dividida pelo período T , ou seja;
V SMED=1T∙V E ∙ DT=V ED (2)
Pode ser regulada ajustando-se a razão cíclica D.
Um conversor CC-CC elevador conhecido por Conversor Boost consiste em
uma fonte CC de entrada V E, uma chave controlada CH , um diodo D, um indutor
filtro L, um capacitor filtro C e uma carga resistiva R, conforme mostra a figura 8.
Figura 8 – Topologia básica de um Conversor Boost.
Em geral, “para preservar o aspecto compacto e baixa perda por condução de
um conversor, é desejável usar componentes passivos pequenos” (RASHID, 2001).
O conversor estudado opera em modo de condução contínua (CCM, de
continuous conduction mode, em inglês), o que significa que a corrente no indutor L
nunca se anula.
A operação do conversor Boost divide-se em duas etapas. Primeiramente
(figura 9), a chave está fechada em 0≤ t<DT . O diodo está reversamente polarizado.
Surge uma tensão no indutor V L=V E, que causa um aumento linear de corrente de
um valor mínimo im para um máximo iM . A tensão na chave é igual a zero e no diodo
é V D=V E. A corrente na chave é a mesma que flue no indutor e a corrente no diodo
é zero; a corrente no capacitor é a mesma que flue no resistor (I S).
9
Figura 9 – Primeira etapa de funcionamento de um Conversor Boost.
Depois (figura 10), em DT ≤ t<T , quando a chave está aberta, a energia
armazenada no indutor é descarregada sobre diodo, agora diretamente polarizado, e
a tensão no indutor é V L=V E−V S por um período de tempo (1−D )T , até a chave
fechar novamente. Neste intervalo há um decréscimo linear de corrente no indutor
do valor iM para im. A tensão na chave é V CH=V S e no diodo é igual a zero. A
corrente na chave é zero e no diodo é a mesma que flue no indutor; a corrente no
capacitor é IC=I L−I S, ou seja, varia de um valor iM−I S até im−I S.
Figura 10 – Segunda etapa de funcionamento de um Conversor Boost.
Por fim, demonstra-se as formas de onda típicas do conversor Boost, exibidas na
figura 11.
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Figura 11– Formas de onda típicas do conversor Boost.
O ganho estático do conversor é a razão entre a tensão de saída V S e a
tensão de entrada V E, e será calculado levando em consideração a forma de onda
da tensão no indutor. Sabe-se que a tensão média em um indutor é zero; pelo
gráfico de V L:
V EDT=−(V E−V S ) (T−DT ) (3)
V EDT=−V ET+V EDT+V ST−V SDT (4)
11
V ST−V SDT=V ET (5)
V S−V SD=V E (6)
E, por fim,
V S
V E
= 11−D
(7)
Duas das mais importantes equações para o projeto de um conversor Boost
referem-se ao dimensionamento do indutor L e do capacitor C, como segue.
A tensão em um indutor é dada por
V L(t )=Ld iL( t)dt
(8)
Levando em consideração a primeira etapa do funcionamento da estrutura
(figura 1.3.4),
dt=DT (9)
V L=V E (10)
d iL (t )=∆iL (11)
Consequentemente, a equação 1.3.8 torna-se
V E=L∆ iLDT
(12)
Isolando-se L:
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L=V EDT
∆ iL
(13)
No caso do capacitor, a corrente que flue por sua estrutura é dada por
iC(t)=CdV C(t )dt
(14)
Levando em consideração a primeira etapa do funcionamento da estrutura
(figura 1.3.4),
dt=DT (15)
iC=iS (16)
d V C ( t )=∆V S (17)
Substituindo na equação 1.3.14:
C=iSDT
∆V S
(18)
1.4 Objetivos
Este relatório tem como objetivos:
1. Fornecer uma fundamentação teórica acerca do Conversor Boost, precedida
por uma contextualização dos circuitos auxiliares (retificador monofásico de
onda completa com filtro capacitivo e modulador PWM);
2. Descrever o processo de montagem e resultados obtidos com o circuito do
Conversor Boost;
3. Comprovar a correspondência aceitável entre os modelos físico-matemáticos
e a prática.
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2 RELAÇÃO DE MATERIAIS
Para a realização desta experiência foram utilizados os seguintes materiais:
Retificador:
4 diodos 1N4007
1 resistor de 0,1Ω 5W
1 capacitor eletrolítico 220 uF x 250V
Modulador PWM:
1 CI SG3525
Soquete para CI de 16 pinos
2 capacitores eletrolíticos 10uF 25V
1 capacitor 10 nF 25V
1 trimpot 10k
2 diodos 1N4148
1 diodo zener 18V 1/2W
2 resistores 10K 1/8W
1 resistor 22 1/8W
1 resistor 10 1/8W
1 resistor 4,7k 1/8W
1 Transistor BC548
1 Transistor BC 558
Conversor Boost:
1 MOSFET IRF740
1 diodo UF4007
1 indutor 12mH (confeccionado)
1 resistor 0,1Ω 5W
1 capacitor eletrolítico 47 uF x 50V
2 resistores 47Ω 10W
Materiais adicionais:
1 placa de circuito impresso do tipo placa padrão;
14
Cabos com pinos banana - jacaré;
Ferro de solda;
Estanho;
1 cabo com conector para ligar na tomada;
1 osciloscópio digital.
3 PROCEDIMENTOS
O experimento consiste na montagem do circuito não hachurado da figura 12:
Figura 12 – Circuito completo
Ao final do experimento, deve ser possível obter os seguintes resultados:
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1 – Freqüência de comutação
2 - Razão cíclica para Vs=220V
3 – Tipo de condução
4 – Ondulação de corrente de entrada (indutor)
5 – Variação da tensão de saída com a carga
6 – Ondulação de tensão de saída
7 – Menor e maior tensão de saída que este conversor pode gerar
8 – Como gerar uma tensão de saída 2x maior que a tensão de entrada
3.1 Cálculos
As questões acima podem ser respondidas com base na fundamentação
teórica. Para os cálculos utilizar-se-á alguns dados, que foram obtidos nas
aquisições de osciloscópio e serão detalhados no item 4. Tais dados são:
- Freqüência de comutação de 15,33 KHz partindo do modulador PWM;
- Tensão de entrada de V RET=67,3√2=95,17V- Indutância de L de 8,2 mH
RAZÃO CÍCLICA PARA Vs = 220V
Pela Equação 1, tem-se que
22095,17
= 11−D
o que conduz a D = 0,5674.
TIPO DE CONDUÇÃO
Para se determinar o tipo de condução, basta calcular-se a indutância crítica e
compará-la com a indutância do circuito. Para uma condução crítica, a ondulação de
corrente é duas vezes a corrente média no indutor. A corrente média é calculada
considerando-se que o rendimento da estrutura é de 100%. Igualando-se as
potências de entrada e saída:
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PS=PE
V S I SMED=V E IEMED
25W=95,17 I LMED
Portanto, I LMED=0,2627 A.
O valor da indutância crítica é
LCRI=V EDT
2 I LMED= 95,17 ∙0,56742 ∙0,2627 ∙15,33 ∙103
=6,7mH
Como a indutância do circuito é maior que a crítica, a condução é
CONTÍNUA.
ONDULAÇÃO DE CORRENTE DE ENTRADA (INDUTOR)
Pela Equação 13, a ondulação de corrente no indutor é
∆ iL=V EDT
L= 95,17 ∙0,56748,2 ∙10−3 ∙15,33 ∙103
=0,4296 A
ONDULAÇÃO DE TENSÃO DE SAÍDA
A ondulação da tensão de saída é, pela equação 18 e com uma capacitância
C = 100µF,
∆V S=iSDTC
=
2201936
∙0,5674
100 ∙10−6 ∙15,33∙103=42,1mV
MENOR E MAIOR TENSÃO DE SAÍDA QUE ESTE CONVERSOR PODE GERAR
Através de ajustes na razão cíclica D varia-se a tensão de saída. Com D=0,
esta é mínima e igual à tensão de entrada, como será discutido em 4.1; com D = 1
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esta é máxima e corresponde a um valor infinito, que não pode ser alcançado na
prática porque o capacitor não suporta tensões maiores que 250V.
COMO GERAR UMA TENSÃO DE SAÍDA 2X MAIOR QUE A TENSÃO DE
ENTRADA
Supondo-se uma tensão de entrada Ve, tal relaciona-se com a tensão de
saída pela equação 7:
V S
V E
= 11−D
Para que obtenha-se uma tensão de saída 2 vezes maior que a de entrada,
tem-se que V S=2V E. Assim,
2V E
V E
= 11−D
E, portanto, D = 0,5.
3.2 Confecção do circuito
O projeto completo deveria ser ligado a um transformador de tensão terminal
de 60 Volts alternados e, tendo em vista que o conversor Boost é do tipo CC-CC foi
necessária a montagem prévia de um circuito retificador da fonte, constituído por um
retificador monofásico de onda completa com filtro capacitivo.
Além disso, foi também necessária a montagem de um modulador PWM, pois
o chaveamento do conversor Boost depende do sinal de controle do tipo trem de
pulsos gerado no modulador.
A parte do circuito relativa ao conversor Boost é a seguinte:
18
Figura 13 – Conversor Boost com entrada contínua e sinal PWM para chaveamento (Ve=CC).
Montou-se o circuito apresentado em placa de circuito impresso padrão.
Diferentemente das outras práticas onde todos os componentes necessitavam
apenas serem soldados nas ligações corretas, neste existiram problemas
relacionados ao MOSFET e ao Indutor.
O MOSFET corre o risco de sobreaquecimento, comprometendo o
funcionamento da estrutura como um todo, porém esse é um problema de fácil
solução uma vez que um dissipador pequeno é o suficiente para gerar uma margem
de segurança suficiente.
O indutor, por sua vez, não possui problemas em relação ao seu
aquecimento, contudo não é comum se encontrar indutores de 10 mH em lojas
convencionais. Desta forma, viu-se necessário construir um indutor, suficientemente
grande para os objetivos delimitados. O indutor foi confeccionado para o circuito do
conversor Buck (experimento passado), mas acredita-se que a indutância seja
aceitável para o novo conversor.
Utilizaram-se duas peças de ferrite para formar o núcleo, fio de cobre fino
isolado, e pedaços de papel para entreferro. Como o ferrite possui
caracteristicamente permeabilidade variável, enrola-se no carretel mais fio que o
necessário. A indutância é controlada através da colocação do entreferro, cuja
permeabilidade é muito mais estável. Com ambos esses componentes prontos, suas
respectivas implementações no circuito tornam-se simples, como nas outras práticas
laboratoriais.
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Finalmente, a montagem do circuito do conversor Boost resumiu-se a
rearranjar os elementos que já haviam sido soldados na confecção do conversor
Buck.
4 RESULTADOS E DISCUSSÕES
Com o circuito pronto, conectou-se o multímetro na saída do conversor e a
carga a saída do conversor. Conectou-se a carga, constituída por uma lâmpada, à
saída do conversor. Ajustou-se a razão cíclica, através do trimpot do modulador
PWM, para zero. Então, ligou-se o conversor na tensão de entrada que parte do
retificador, responsável por adquirir tensão CA do transformador 127V-60V e gerar
um nível CC de 84,85V.
Em seguida, aumentou-se a razão ciclica através do ajuste do trimpot, para
obter-se lentamente uma tensão de saída de 220V no conversor Boost. Tal tensão
não poderia exceder 250V, caso contrário o capacitor não suportaria.
Depois de propriamente obter o nível CC na saída, efetuaram-se diversas
medições de tensão com o auxílio do osciloscópio para adquirir os demais
resultados requiridos e explicitados no tópico anterior.
4.1Tensão de saída com razão cíclica igual a zero
A tensão de saída obtida (Figura 14) tem um valor médio de 90,3V.
20
Figura 14 – Tensão de Saída (Vs) com D = 0.
A tensão de entrada do retificador é senoidal com amplitude de 67,3V
eficazes (valor medido com o multímetro), o que corresponde a
V RET=67,3√2=95,17V
Isto significa que a tensão que chega ao conversor, retificada, é de
aproximadamente 95V.
Com razão cíclica igual a zero, a tensão de saída será, pela equação 7, igual
à tensão de entrada. Desta forma o resultado é coerente.
4.2Tensão Vgs
A frequência de comutação é medida através da tensão de saída gerada pelo
modulador PWM (Figura 15), o qual liga-se ao pino G do MOSFET. Obteve-se
15,42KHz, o que justifica a utilização de um MOSFET no chaveamento, já que sua
vantagem é justamente operar em altas frequências. Adicionalmente, a tensão pico
a pico adquirida, de 13,6V, é coerente com a tensão Vgs habitual de um MOSFET,
situada entre 0 e 20V no estado ligado.
21
Figura 15 – Tensão de saída (Vgs)
4.3Tensão de saída ajustada para 220V
Ajustou-se a razão cíclica a fim de obter-se uma tensão de saída de 220V no
conversor. A figura 16 é a aquisição da tensão Vgs gerada pelo modulador para
cumprir-se o objetivo.
Figura 16 – Tensão de saída(Vgs) para Vs = 220V
A razão cíclica é, pela equação 1,
D= 40×10−6
115,33×103
=0,6132
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A figura 17 mostra a tensão de saída ajustada para 220V.
Figura 17 – Tensão de saída(Vs) para Vs = 220V
4.4Tensão no Resistor SHUNT R2
A obtenção da tensão no resistor R2 (Figura 18) possibilita a visualização da
forma de onda da corrente no indutor, já que ambos estão conectados em série e R2
apresenta baixa resistência, aproximando-se de um curto-circuito.
Figura 18 – Tensão sobre o SHUNT R2
23
Observa-se uma ondulação de tensão de aproximadamente 100mV; é
possível calcular a ondulação de corrente no indutor através da razão entre a
variação de tensão e a resistência de R2, como segue:
∆ I L=∆V R2
R2=100mV0,1Ω
=1 A
A condução é contínua, pois a corrente não chega definidamente em zero no
indutor.
4.5 Tensão de saída com variação de carga
Deseja-se avaliar a variação da tensão de saída com a variacão da carga, e
isto poderia ser simulado adicionando-se resistores em paralelo com a lâmpada,
mas tal procedimento é perigoso e foi-se orientado a não realizá-lo .
4.6 Ondulação da tensão de saída
Através de ajustes na tolerância a altas frequências e acoplamentos no
osciloscópio, foi possível obter a ondulação da tensão de saída (Figura 19). Obteve-
se 2,48V pico a pico, um valor aceitável se comparado ao valor médio de saída de
220V imposto no conversor.
Figura 19 – Tensão de saída (Vs) ampliada
24
4 CONCLUSÃO
Para facilitar a visualização, construiu-se a tabela comparativa entre os
valores medidos e calculados dos itens anteriores:
Tabela 1 – Valores calculados e medidos
Variável Valor Calculado Valor Medido
D( para220V ) 0,5674 0,6132
∆ iL 0,4296 A 1 A
∆V S 42,1mV100mV
V E 95,17V 90,3V
V SMAX Infinitoou250V Não testado
Em abordagem crítica, pode-se concluir que algumas das projeções teóricas
distanciaram-se consideravelmente da prática. Os motivos podem variar desde falta
de acuidade na aquisição de dados, utilização de valores teóricos distantes dos
reais, e indesejável incompatibilidade gerada pelas idealidades da teoria, como por
exemplo a consideração de rendimento máximo do circuito. Mas em geral tal fato
não desvaloriza a qualidade dos resultados obtidos com a implementação do
conversor.
Obteve-se um nível CC muito próximo do desejado e com ondulação bastante
controlada. O ajuste do trimpot possibilitou um controle excepcional sobre a tensão
de saída desejada. As formas de onda aproximam-se suficientemente das previsões
ditadas pela fundamentação. Os ruídos decorrentes de harmônicas são previsíveis e
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dificilmente retiráveis; além disto, contribuem para imprecisão nas aquisições do
osciloscópio.
O conversor mostrou-se uma alternativa barata e eficaz na conversão de
níveis CC, e a integração com o retificador e o modulador PWM possibilitou uma
visão generalista do processo. Globalmente, o projeto não se limitou ao conversor
Boost; mais que isso, confeccionou-se um conversor CA-CC completo e controlável,
que recebe a tensão da rede e fornece um nivel contínuo em resposta, totalmente
regulável.
6 REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
BARBI, Ivo; MARTINS, Denizar C. Conversores CC-CC Básicos Não-Isolados.
Florianópolis: Editora da UFSC, 2000.
BARBI, Ivo. Eletrônica de Potência. 4ª Edição. Florianópolis: Edição do Autor, 2002.
BRADLEY, D. A. Power Electronics. 2ª Edição. Londres: Chapman & Hall, 1995.
RASHID, Muhammad H. Power Electronics Handbook. San Diego: Academic Press,
2001.
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