rozwój modelowania i symulacji a rozwój elektroniki mocy...

Łukasz Starzak, Pomiary i modelowanie w elektronice mocy, lato 2012/13 28

Rozwój modelowania i symulacjia rozwój elektroniki mocy (2)

● Benda i Spenke (1955) – model struktury P+N−N+

znacząco ułatwił projektowanie równania różniczkowe cząstkowe

(dx, dt) trzeba było rozwiązać analitycznie – w sumie artykuł zawierał 89 równań

stosowanie wymagało znajomości wyższej matematyki

● Kurata (Tohiba, 1976), Engl (TU Aachen, 1975) – pierwsze symulatory numeryczne, 1D

udało się rozwiązać problemy ze zbieżnością wynikające z obecności nośników nadmiarowych

umożliwiły opracowanie GTO

1977 – praca doktorska prof. Napieralskiego (PŁ) „Modelowanie półprzewodnikowych struktur czterowarstwowych dla celów analizy numerycznej”



● Nowe i dokładniejsze modele zjawisk fizycznych

wydajność emiterów, jonizacja zderzeniowa, rozkład pola elektrycznego

● Symulatory 2D zakończenia złącz z pierścieniami

zabezpieczającymi – zwiększenie wytrzymałości napięciowej dzięki obniżeniu natężenia pola elektrycznego na brzegach

nowe przyrządy scalone funkcjonalnie – IGBT = MOSFET + BJT, jednak w jednej strukturze ⇒ model obwodowy z 2 osobnymi przyrządami nie oddaje wszystkich oddziaływań i el. pasożytniczych (zatrzask)



● Symulacja stanów awaryjnych odkrycie fizycznego mechanizmu

uszkodzeń GTO podczas wyłączania – dynamiczny efekt lawinowy powodujący lokalny wzrost gęstości prądu

postęp technologii IGBT wpływ promieniowania –

wymagał uzupełnienia modeli generacji nośników

● Kompaktowy model IGBT – Hefner (1988)

ułatwił i zwiększył dokładność symulacji za pomocą zwykłych symulatorów obwodowych

co ułatwiło symulację i przyspieszyło rozwój układów przekształtnikowych

● Symulacje elektro-termiczne 3D stany awaryjne chłodzenie i obudowy projektowanie modułów

scalonych● Symulatory systemów

zintegrowanych (np. pojazdów)


Potrzeby w dziedzinie pojazdów elektrycznych i hybrydowych

● Moc strat w elementach diody PIN i tranzystory IGBT,

wysoka f ⇒ istotna dynamika bardzo zmienne warunki pracy

⇒ zależność od obciążenia bezpieczeństwo pracy ⇒

chłodzenie ⇒ zabiera miejsce, masa skraca zasięg

● Odpowiedź dynamiczna układu komfort prowadzenia sprzężenie z dziedziną

mechaniczną poprzez silnik● Hałas i wibracje● Zaburzenia elektromagnetyczne

oddziaływanie na typową elektronikę samochodową

trudne modelowanie propagacji


Modelowanie przyrządów półprzewodnikowych mocy

● Typowe cele szczegółowe predykcja działania i optymalizacja struktur przyrządów i układów scalonych wyznaczenie mocy strat w przyrządzie (szczególnie dynamicznej) w celu

zapewnienia bezpieczeństwa i wysokiej sprawności przewidywanie rozkładu gęstości mocy i temperatury wewnątrz struktury uzyskanie przebiegów prądu i napięcia podczas przełączania w celu oceny

oddziaływań przyrządów między sobą i na środowisko● Przyrządy unipolarne

brak magazynowania nośników, rezystancja niezależna od prądu prąd i napięcia można powiązać prostym równaniem algebraicznym 2 stopnia dynamikę odzwierciedlą pojemności (złączowa w modelu diody zależy od U) makromodele łączące modele elementów sygnałowych sprawdzają się chyba że trzeba uwzględnić diodę w VDMOS lub złącza wysp w MPS

● Przyrządy bipolarne zbyt duży i złożony wpływ magazynowania ładunku, zwłaszcza na dynamikę typowy makromodel jest zasadny behawioralnie i empirycznie w

ograniczonym zakresie i nie jest zasadny predykcyjnie (zależności od I, di/dt)


Historia symulatora SPICE

● 1971 – CANCER (University of California at Berkeley, USA) Computer Analysis of Nonlinear Circuits, Excluding Radiation do zastosowań cywilnych chroniony prawem autorskim

● 1973 – SPICE1 (L. Nagel, D. Pederson, UCB) Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis napisany w dużej części od nowa w języku FORTRAN oprogramowanie darmowe, wolne, z otwartym kodem dedykowany do układów scalonych VLSI metoda potencjałów węzłowych – problemy ze źródłami napięć, cewkami

i źródłami sterowanymi● 1975 – SPICE2(G)

zmodyfikowana metoda potencjałów węzłowych zmienny krok symulacji całkowanie metodą Geara (oprócz wcześniej zaimplementowanej trapezów) od tej wersji zaczęła się ogromna popularność


Historia symulatora SPICE (cd.)

● 1989 – SPICE3(F) (T. Quarles, A. R. Newton, UCB) przepisany w języku C graficzna prezentacja wyników i programowe wywoływanie analiz za pomocą

odpowiednich komend (z linii poleceń, plików wykonywalnych lub przez osobną aplikację Nutmeg) – w systemie Unix / X Windows

nadal brak interfejsu wprowadzania schematów (tylko listy węzłów w plikach tekstowych – netlists)

● Baza dla dużej części współczesnych symulatorów komercyjnych:

▶ HSPICE (Meta → Synopsys)▶ PSpice – pierwszy na PC (MicroSim → OrCAD → Cadence)▶ Micro-Cap – częściowo (Spectrum)

opracowanych na uczelniach – zwykle wolne oprogramowanie:▶ XSPICE (Georgia Tech) – własne modele, symulacja cyfrowa▶ Spice OPUS (Univerza v Ljubljani) – optymalizacja▶ Cider (UCB), MOPS (KMiTI PŁ) – modele rozłożone przyrządów▶ DMCS-SPICE (KMiTI PŁ) – wbudowany model 1D modułowy diody PIN


Ogólna koncepcja jądra symulatora SPICE

● Analizy w podstawowej wersji – dla każdej uruchamiana jest inna funkcja zawierająca wysokopoziomowy algorytm symulacji:

stanów przejściowych (wielkosygnałowa, czasowa – MODETRAN) małosygnałowa (częstotliwościowa – MODEAC), stałoprądowa (statyczna – MODEDC)

▶ samodzielna ustalonego punktu pracy (MODEDCOP)▶ ustalonego punktu pracy dla ustalenia warunków początkowych analizy

czasowej (MODETRANOP)▶ charakterystyki przejściowej – seria analiz dla różnych ustalonych

punktów pracy (MODEDCTRANCURVE)● Oparty na analizie potencjałów węzłowych

wymuszenia napięciowe, odpowiedzi prądowe bardzo dobre podejście dla układów przetwarzania sygnałów problem z opisem źródeł napięciowych i cewek (kluczowe w układach mocy)

⇒ metoda zmodyfikowana przyrządy półprzewodnikowe w stanie przewodzenia wykazują charakter

odwrotny ⇒ problem nie do usunięcia (chyba że prosta funkcja u↔i)


Model diody w symulatorze SPICE2/3 (1)

● Model stałoprądowy (statyczny) rs – parametr dopasowujący dla

większych szerokości bazy

● Równanie Shockleya – wynika z praw fizyki półprzewodników

GMIN – minimalna konduktancja między węzłami – należy uniknąć dzielenia przez 0 podczas obliczeń



● Model stałoprądowy z uwzględnieniem przebicia



● Wielkosygnałowy (dynamiczny) kondensator o zmiennej pojemności modeluje

▶ pojemność złączową Cj – ładunek przestrzenny złącza)▶ pojemność dyfuzyjną Cd – ładunek nośników nadmiarowych w bazie)

ID zdefiniowane jak w modelu DC



● Małosygnałowy (AC) – nieprzydatny w analizie układów mocy poprawny dla niewielkich zmian punktu pracy wokół punktu ustalonego najpierw symulator musi obliczyć ustalony punkt pracy, dopiero później

może obliczyć parametry modelu małosygnałowego


Model diody w symulatorze PSpice

● Model stałoprądowy – jedno równanie dla wszystkich zakresów pracy

prąd dla polaryzacji dodatniej

prąd dla polaryzacji wstecznej

przebicie (duże napięcia w kierunku zaworowym)

rezystancja szeregowa (duże prądy w kierunku przewodzenia)


Model diody w symulatorze PSpice (cd.)

● Model wielkosygnałowy przejęty całkowicie ze SPICE2

● Model małosygnałowy przejęty całkowicie ze SPICE2

● Zależności temperaturowe (wybrane przykłady) przejęte ze SPICE2 z modyfikacjami prąd nasycenia

rezystancja szeregowa

pojemność złączowa


Ograniczenia modelu wbudowanego diody

● Duże gęstości prądu ⇒ koncentracje nośników zaczynają się ujawniać dodatkowe mechanizmy rekombinacji równanie Shockleya trzeba by uzupełnić o dodatkowe składniki o wyższych

potęgach● Struktury inne niż P+N

PIN w stanach dynamicznych – brak zasadności predykcyjnej, empirycznej a nawet behawioralnej

▶ spowodowany skupionym (punktowym) charakterem ładunku gromadzonego w pojemności Cd – niefizyczne

MPS (Merged PIN-Schottky)▶ równaniem Schockleya nie można opisać współdziałania elementów

unipolarnych i bipolarnych w dziedzinie elektrycznej ani termicznej● Materiały półprzewodnikowe inne niż krzem

węglik krzemu (SiC)▶ inne nie tylko wartości ale także zależności parametrów fizycznych od

warunków pracy i stanu półprzewodnika


Modelowanie przyrządów z węglika krzemu

● Najważniejsze różnice koncentracja nośników (w funkcji parametrów materiału i pracy) ruchliwość nośników czas życia mechanizmy transportu ładunku

● Główne przyczyny anizotropia materiału (różne wartości w różnych kierunkach względem sieci

krystalicznej) szeroka przerwa energetyczna ⇒ niska równowagowa koncentracja

nośników inne domieszki i ich wpływ na półprzewodnik (szczególnie poziomy

energetyczne wprowadzane przez akceptory)


Modelowanie fizyczne węglika krzemu (4H lub 6H-SiC)

● Szerokość przerwy energetycznej ● Równowagowa koncentracja nośników


Modelowanie fizyczne węglika krzemu (cd.)

● Ruchliwość ● Pole elektryczne – przenikalność elektryczna

● Dla silnego pola elektrycznego

jak dotąd μ|| nie zostało zmierzone – podobnie szereg innych parametrów


Rozbieżności między modelem producenta a działaniem przyrządu – dioda SiC MPS

● ← Polaryzacja w kierunku przewodzenia

równanie Shockleya

● ↓ Polaryzacja wsteczna model IS∙GMIN + BV

⋅

⋅−−⋅=

t

ddsdsdd Vn

VIRVIVI

)(exp1)(

⋅

⋅−−⋅=

t

ddsdsdd Vn

VIRVIVI

)(exp1)(


Model dla polaryzacji w kierunku przewodzenia

● Model behawioralny opracowany w KMiTI PŁ najprostsza funkcja, dla której uzyskano zasadność behawioralną

● Model producenta – próba dopasowania parametrów

ograniczony sukces dla 25 °C i dużych prądów

model taki nie jest jednak zasadny predykcyjnie ze względu na zależności temperaturowe

modelproducenta,najlepszedopasowanie

pomiary


Model dla polaryzacji w kierunku zaporowym

● Charakter zależności U-I zależy od generacji technologicznej przyrządu

SDP04S60

CSD04060


Identyfikacja parametrów modelu

● Polaryzacja zaporowa – liniowe zależności α=f(T) i β=f(T)

rozwiązanie numeryczne:

● Polaryzacja w kierunku przewodzenia – algorytm optymalizacyjny

funkcja celu

∆z – rozbieżności między pomiarami z a modelem h; R – wagi zależne od niepewności pomiarów


Ostateczna postać obwodowa

● GIDiode – dotychczas przedstawione równania łączy równania cząstkowe realizowane przez szereg źródeł sterowanych E

● RRsNom – rezystancja szeregowa przejęta z modelu klasycznego SPICE2 zależność od temperatury – źródło ERsT

● Cj – pojemność złączowa przejęta z modelu klasycznego SPICE2● GPd – źródło mocy wydzielanej

prąd mierzony w źródle zerowym VIProbe


Opis formalny modelu (HSPICE)

* A K TJ TA.SUBCKT SICMPS 100 190 370 390+ PARAMS:+ VbasNom=0.0274 VbasT=7.42E-5 VitrNom=0.948 VitrT=-3.48E-3+ RsNom=0.217 RsT=7.79E-6 RsT2=0.0+ Tnom=300.0 VItpRev=10.0 VItpFwd=0.01 TtoECpl=0+ Alpha0=0.0179 Alpha1=-4.13E-05 Beta1=1.52E-12 Beta2=0.0389+ CJ0=251E-12 MJ=0.375 VJ=0.388 CJMIN=1.0E-12

.FUNC EXPLIM(x) { EXP(MIN(x,88.0)) }EVDPlus 500 0 VALUE=' (V(100,110)>=0)? V(100,110) : 0 'EVDMinus 510 0 VALUE=' (V(100,110)<0)? V(110,100) : 0 'EIFwd 600 0 ...EIFwdItp 601 0 ...EBetaT 710 0 VALUE=' Beta1*EXPLIM(Beta2*V(410)) }EAlphaT 720 0 VALUE=' Alpha0+Alpha1*V(410) }EIRev 700 0 VALUE=' V(710) * EXPLIM(V(720)*V(510)) }EIRevItp 701 0 VALUE=' V(710) * EXPLIM(V(720)*VItpRev) * (V(510)*V(510))/(VItpRev*VItpRev) }GIDiode 100 110 VALUE=' (V(100,110)>=0)? + ( (V(100,110)>VItpFwd)? V(600) : V(601) ) :+ ( (V(100,110)<-VItpRev)? (-V(700)) : (-V(701)) ) 'VIProbe 110 120 0ERsT 120 130 VALUE=' (RsT+RsT2*V(420))*V(420)*I(VIProbe) }RRsNom 130 190 ' RsNom 'EVDMinus2 511 0 VALUE=' (V(100,110)<=VJ)? V(110,100) : (-VJ) 'Cj 100 110 C=' (TIME>0)? MAX(CJ0*PWR(V(511)+VJ,-MJ),CJMIN) : CJMIN 'GPd 390 370 VALUE=' V(100,190) * I(VIProbe) 'ETempK 400 0 VALUE=' V(390) + V(370,390)*TtoECpl 'ETempKMinusTnom 420 0 VALUE=' V(400)-Tnom 'ETempC 410 0 VALUE=' V(400)-273.15 '.ENDS


Walidacja – kierunek przewodzenia

Rozrzut charakterystyk – pomiary dla 10 diod


Analiza czasowa

rozwój modelowania i symulacji a rozwój elektroniki mocy...

Documents