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Rubén Marcos Marqués
DISEÑO Y REALIZACIÓN DE UNA NANORED DC PARA UNA APLICACIÓN RESIDENCIAL
TRABAJO FINAL DE GRADO
dirigido por el Prof. Àngel Cid Pastor
Grado de Ingeniería Electrónica Industrial y Automática
Tarragona
2015
1
INDICE
1 INTRODUCCION ............................................................................................................ 3
2 OBJETIVOS DEL PROYECTO ...................................................................................... 5
2.1 El convertidor Boost bidireccional .......................................................................... 6
2.2 Control bidireccional en modo deslizante o sliding ................................................ 7
3 ANALISIS DINAMICO DEL CONVERTIDOR ............................................................ 9
3.1 Márgenes de estabilidad ........................................................................................ 14
4 SIMULACIONES ........................................................................................................... 17
4.1 Descripción de los esquemas ................................................................................. 17
4.2 Comprobación de los principios básicos del convertidor ...................................... 18
4.3 Simulaciones del controlador PI propuesto ........................................................... 20
4.3.1 Arranque modo Boost ............................................................................. 20
4.3.2 Arranque modo Buck .............................................................................. 20
4.3.3 Variaciones de carga ............................................................................... 21
4.4 Simulaciones con el controlador PI modificado.................................................... 22
4.4.1 Arranque modo Boost ............................................................................. 23
4.4.2 Arranque modo Buck .............................................................................. 23
4.4.3 Variaciones de carga ............................................................................... 24
5 DESARROLLO DEL PROYECTO ............................................................................... 27
5.1 Diseño del esquema de la etapa de potencia ......................................................... 27
5.1.1 Elementos pasivos: Inductor y capacidad de salida ................................ 27
5.1.2 Semiconductores ..................................................................................... 28
5.1.3 Sensores de corriente y tensión ............................................................... 29
5.1.4 Tarjeta driver IR2110 .............................................................................. 30
5.2 Diseño del esquema de la placa de control............................................................ 30
5.2.1 Bloque restador y controlador PI ............................................................ 31
5.2.2 Bloque multiplicador ............................................................................... 32
5.2.3 Bloque histerético .................................................................................... 32
5.2.4 Bloque comparador y báscula Set-Reset ................................................. 33
5.2.5 Bloque para la conmutación asíncrona ................................................... 33
5.3 Diseño de la placa PCB del convertidor Boostbidirecional .................................. 34
5.4 Diseño de la placa PCB del driver IR2110 ........................................................... 35
2
5.5 Diseño de la placa PCB de control ........................................................................ 37
6 JUEGO DE PRUEBAS .................................................................................................. 39
6.1 Pruebas con una conductancia de referencia externa ............................................ 40
6.2 Perturbaciones en modo Boost .............................................................................. 41
6.3 Perturbaciones en modo Buck ............................................................................... 42
6.4 Transiciones Buck-Boost ....................................................................................... 43
7 TRABAJOS FUTUROS ................................................................................................. 45
7.1 Conexión de módulos MPPT e inversor................................................................ 45
8 CONCLUSIONES .......................................................................................................... 49
8.1 PFC tipo bridgeless ............................................................................................... 49
Referencias .......................................................................................................................... 53
Introducción
3
1 INTRODUCCION
Las fuentes de energía renovables (FER) como por ejemplo, la energía solar
fotovoltaica, eólica, hidráulica o fuellcells, no pueden ser utilizadas directamente ya que no
están reguladas. Con el objetivo de transformar la energía de este tipo de fuentes a una
forma regulada y de la que podamos hacer un buen uso, siempre es necesario un
convertidor de potencia. De estas FER's se puede extraer una potencia máxima y ser
suministrada a cargas locales con una tensión concreta para formar una fuente de potencia
en un lugar más alejado. Por ejemplo, en aplicaciones fotovoltaicas, la tensión del panel
debe elevarse a un valor más alto o ser transformado a una tensión AC con una amplitud y
frecuencia concretas. Este principio es de especial importancia en algunos sectores, como
por ejemplo, áreas rurales, donde estas nanoredes funcionan como fuentes de energía
distribuida (DES). Esta alternativa favorecerá en gran medida a empresas y
electrificaciones rurales, donde se combinan un considerable número de FER's para formar
buses de alta tensión, seguidos de un inversor para poder suministrar energía tanto a cargas
DC como AC. Se puede incluso inyectar energía a la red eléctrica principal. Este hecho
supondría eliminar en la mayoría de los aparatos eléctricos y electrónicos el hecho de tener
que hacer una conversión AC-DC que pueda suponer rendimientos considerablemente
bajos; entre el 17 y el 35% según estudios del IEEE StandardsAssociation.
Uno de los problemas que supone esta alternativa es que en el caso de la energía solar
fotovoltaica, el sol no brilla las 24 horas del día, lo que supone la necesidad de un sistema
capaz de almacenar dicha energía para el momento en que esta sea requerida. Estos pueden
ser, por ejemplo, casos de emergencia como un apagón eléctrico. Otra aplicación puede ser
que nuestro sistema funcione como lo que se denomina PowerShaver, que consiste en el
suministro de energía por parte de la batería en caso que superemos una potencia
contratada y así evitar que salte el interruptor magneto-térmico.
Las nanoredes de DC pueden ser consideradas una alternativa para la integración de
sistemas de energía distribuida a pequeña escala (alrededor de 1MW) en sistemas
distribuidos de baja tensión. Pueden ser diseñadas para operar de forma casi independiente
para reducir los costes, incrementar la fiabilidad, rendimiento, etc. y otros objetivos que
están pendientes de estudio. Uno de los problemas que plantean estas nanoredes es la
transformación de este bajo nivel de tensión al valor que requiere el bus DC. Factores
como el rendimiento, alta relación de conversión, número de componentes, etc. además de
los ya comentados, son de los principales desafíos que se plantean.
En la actualidad, empresas como Tesla, una importante multinacional en el sector de
la automoción y el vehículo eléctrico ya han estado investigando al respecto, contando ya
con una línea de baterías llamadas PowerWall pensadas para estar instaladas en un garaje
sin necesidad de generar un espacio adicional.
Introducción
4
Objetivos del proyecto
5
2 OBJETIVOS DEL PROYECTO
La línea de investigación que cubre este proyecto se desarrollará sobre una
emulación de instalación básica con los elementos principales en una red eléctrica
domestica para una aplicación de nanored doméstica DC conectada a la red AC, tal y como
se ilustra en el diagrama de bloques de la figura 1.1 Se compone de los siguientes
elementos:
Inversor: Es un convertidor AC-DC que será el principal encargado de suministrar
energía a nuestra instalación.
Convertidor DC-DC bidireccional: Este convertidor se integra con el propósito de
tener una regulación de la tensión de 380V del DC-bus. Conecta el DC-bus con la
batería.
Batería: Almacenamiento de energía con una tensión de 96V. En caso de superar la
potencia contratada, debe ser capaz de garantizar un suministro de energía
constante. En este proyecto hemos utilizado una fuente y una carga dinámica para
emular el funcionamiento de una batería pero las capacidades de baterías ya
existentes para aplicaciones domésticas rondan capacidades de entre 7 y 10kWh.
Cargas: Horno, TV, frigorífico… En este proyecto, se han utilizado cargas
dinámicas para emular posibles conexiones y/o desconexiones.
Fuentes de energía basadas en paneles solares fotovoltaicos. Para controlar mejor
que tipo de pruebas llevar a cabo, se puede utilizar un emulador de panel
fotovoltaico, configurándolo según unas especificaciones concretas. Además, estas
matrices de paneles están controladas por módulos MPPT para extraer el mayor
rendimiento posible de dichos paneles.
Figura 2.1. Esquema global de una nanored para aplicaciones domésticas
El contenido de este proyecto consistirá en el diseño y desarrollo de una de las partes
que componen la nanored: el bloque bidireccional que comunica la batería con el DC-bus
para una potencia nominal de hasta 500W. Este sistema se encarga principalmente de
Objetivos del proyecto
6
cargar la batería en caso de tener una inyección de potencia por encima de la necesaria por
parte de los paneles solares. Además, regulará la tensión del DC-bus en caso que tengamos
una conexión y/o desconexión de cargas con la fin de tener el menor sobrepico posible e
intentando que el tiempo de establecimiento no sea excesivo.
A continuación, se describirán a grandes rasgos las propiedades de la arquitectura
con la que trabajaremos y en posteriores capítulos se detallarán los criterios que se han
seguido para su diseño.
2.1 El convertidor Boost bidireccional
La etapa de potencia con la que se trabaja en este proyecto está basada en los
convertidores Boost y Buck superpuestos funcionando a modo de LFR a los que se les ha
añadido diodos de bloqueo en serie a cada uno de los MOSFET's para así evitar corrientes
de freewheeling no deseadas cuando trabajemos en cada uno de los modos. Pese a tener
dos MOSFET's que pueden permitirnos trabajar con conmutación síncrona, se han incluido
los diodos propios de las topologías Boost y Buck en paralelo a los MOSFET's y diodos de
bloqueo para trabajar con conmutación asíncrona.
Figura 2.2. Arquitectura del convertidor Boost bidireccional
El encargado de hacer que nuestro convertidor conmute en cualquiera de los modos
será la placa de control que, en función de la referencia de conductancia del convertidor
visto como un LFR, hará que solo una de las señales LSS o HSS llegue al convertidor. A
continuación podemos ver los elementos relevantes en cada uno de los modos.
Figura 2.3. Elementos principales en función del flujo de potencia
En el apartado de simulaciones comentaremos el efecto de trabajar con este tipo de
conmutación y las desventajas que esto puede suponer
Objetivos del proyecto
7
2.2 Control bidireccional en modo deslizante o sliding
Para implementar el control de nuestro LFR hemos utilizado la técnica de control en
modo deslizante. Este tipo de control nos aporta un factor de robustez ante perturbaciones,
corrigiéndolas más rápidamente gracias a que no depende de otros parámetros de la planta.
Será el controlador PI el que nos proporcionará la referencia de conductancia gc(t), a la que
posteriormente multiplicaremos la tensión de entrada.
Figura 2.4. Convertidor Boost con control de modo deslizante
A continuación mostramos la ecuación de superficie s(x) que define esta técnica de
control y un diagrama que refleja dicha superficie y las señales en la puerta de los
MOSFET's:
s x = iL(t) − k t
k t = g t · vs t
Figura 2.5. Señales de corriente y señales de conmutación para modo Boost (LSS) y modo
Buck (HSS)
Objetivos del proyecto
8
Además, este tipo de control dará a nuestro control la bidireccionalidad que nos
interesa para cargar la batería o entregar energía al DC-bus. Esto es debido a que podemos
tener un MOSFET conduciendo el tiempo necesario para que la corriente cambie de
sentido y de este modo seguir conmutando bajo el mismo principio de funcionamiento.
Figura 2.6. Cambio de signo en la corriente dentro de los márgenes de histéresis
Análisis dinámico del convertidor
9
3 ANALISIS DINAMICO DEL CONVERTIDOR
Para realizar este análisis hemos considerado la batería como fuente de tensión de
entrada a nuestro convertidor por lo que el resto del análisis está sujeto a esta topología.
Hay que tener en cuenta cual es el modelo dinámico de un convertidor conmutado:
Figura 3.1. Diagrama de bloques del convertidor Boost ante posibles perturbaciones
Por consiguiente tenemos el siguiente esquema de un convertidor Boost con las
distintas variables de estado:
Figura 3.2. Variables de estado del convertidor Boost
donde podemos tener dos circuitos en función del estado ON o OFF del MOSFET:
Figura 3.3. a) MOSFET en estado ON. b) MOSFET en estado OFF
Análisis dinámico del convertidor
10
De este modo x(t) es el vector de estado correspondiente a las variables de estado de
la etapa de potencia:
𝑥 𝑡 = 𝑖𝐿 𝑣𝐶 𝑇 𝑥 𝑡 = 𝐴1 · 𝑥 𝑡 + 𝐵1𝑝𝑎𝑟𝑎𝑢 = 1 𝑂𝑁𝑠𝑡𝑎𝑡𝑒
𝑥 𝑡 = 𝐴2 · 𝑥 𝑡 + 𝐵2𝑝𝑎𝑟𝑎𝑢 = 0 (𝑂𝐹𝐹𝑠𝑡𝑎𝑡𝑒)
donde las matrices A1, A2, B1 y B2 son:
𝐴1 = 0 00 0
𝐴2 = 0 −
1
𝐿1
𝐶0
𝐵1 =
𝑣𝑆(𝑡)
𝐿
−𝑖𝑜(𝑡)
𝐶
𝐵2 =
𝑣𝑆(𝑡)
𝐿
−𝑖𝑜(𝑡)
𝐶
La técnica de control aplicada a este convertidor requiere el uso de una ecuación de
superficie s(x) para inducir las propiedades del sliding y forzar a la corriente de entrada a
seguir una señal k(t) que varía lentamente con el tiempo. Previamente, debemos tener en
cuenta que entre la conductancia real a la entrada del convertidor y la que aplica nuestro
control hay la siguiente relación debido a los sensores de vs(t) y iL(t):
𝑔𝑐 𝑡 =𝐾𝐿 · 𝑖𝐿(𝑡)
𝐾𝑆 · 𝑣𝑆(𝑡) → 𝐺 =
𝑖𝐿(𝑡)
𝑣𝑆(𝑡)= 𝐾𝑋 · 𝑔𝑐 𝑡
donde
𝐾𝑋 =𝐾𝑆
𝐾𝐿
Por lo tanto:
𝑠 𝑥 = 𝐾𝐿 · 𝑖𝐿(𝑡) − 𝑘 𝑡
donde k(t) viene dado en primera instancia por:
𝑘 𝑡 = 𝐾𝑆 · 𝑣𝑆 𝑡 · 𝑔𝑐 𝑡
Ahora vamos a necesitar encontrar la expresión bilineal del convertidor a partir de las
matrices, por lo tanto sabemos que:
𝐴 = 𝐴2𝐵 = 𝐴1 − 𝐴2𝛿 = 𝐵2𝛾 = 𝐵1 − 𝐵2
Análisis dinámico del convertidor
11
𝑥 = 𝐴𝑥 + 𝛿 + 𝐵𝑥 + 𝛾 · 𝑢 = 0
𝑢 − 1
𝐿1 − 𝑢
𝐶0
𝑖𝐿𝑣𝐶
+
𝑣𝑆(𝑡)
𝐿
−𝑖𝑜(𝑡)
𝐶
donde la expresión bilineal para el convertidor Boost es:
𝛿𝑖𝐿𝛿𝑡
=𝑣𝐶 𝑡
𝐿 𝑢 − 1 +
𝑣𝑆 𝑡
𝐿
𝛿𝑣𝐶
𝛿𝑡=
𝑖𝐿(𝑡)
𝐶 1 − 𝑢 −
𝑖𝑜(𝑡)
𝐶
donde de la expresión de la diferencial de la corriente en el inductor igualada a cero
obtendremos el control equivalente ueq:
𝛿𝑖𝐿𝛿𝑡
= 0 => 0 =𝑣𝐶(𝑡)
𝐿 𝑢𝑒𝑞 − 1 +
𝑣𝑆(𝑡)
𝐿 => 1 − 𝑢𝑒𝑞 =
𝑣𝑆(𝑡)
𝑣𝐶(𝑡)
El método de análisis del control por sliding estará desarrollado en dos pasos. En
primer lugar, encontraremos el punto de equilibrio correspondiente a una entrada constante
Vs y un valor constante de G para g(t) en el lazo de control. Como vs(t) y g(t) son señales
de baja frecuencia se contemplaran como constantes para el análisis. La continuidad de las
señales superpuestas será predicho por un modelo derivado de linealizar la dinámica del
sliding alrededor de un punto de equilibrio previamente obtenido.
De este modo:
𝛿𝑣𝐶
𝛿𝑡=
𝑖𝐿(𝑡)
𝐶 1 − 𝑢 −
𝑖𝑜(𝑡)
𝐶𝑖𝐿 𝑡 = 𝐾𝑋 · 𝑣𝑆 𝑡 · 𝑔𝑐 𝑡
1 − 𝑢𝑒𝑞 =𝑉𝑆
𝑉𝐶
𝛿𝑣𝐶
𝛿𝑡=
𝐾𝑋 · 𝑔𝑐 𝑡 · 𝑣𝑆(𝑡)2
𝐶 · 𝑣𝐶(𝑡)−
𝑖𝑜(𝑡)
𝐶
𝛿𝑣𝐶
𝛿𝑡= 0 → 0 =
𝐾𝑋 · 𝑔𝑐 𝑡 · 𝑣𝑆(𝑡)2
𝐶 · 𝑣𝐶(𝑡)−
𝑖𝑜(𝑡)
𝐶 → 𝑣𝐶(𝑡) =
𝐾𝑋 · 𝑔𝑐 𝑡 · 𝑣𝑆(𝑡)2
𝑖𝑜(𝑡)
Por lo tanto, los valores medios alrededor de un punto de equilibrio serán:
𝐼𝐿∗ = 𝐾𝑋 · 𝐺𝑐 · 𝑉𝑆
𝑉𝐶∗ =
𝐾𝑋 · 𝐺𝑐 · 𝑉𝑆2
𝐼𝑜
Análisis dinámico del convertidor
12
Ahora, asumiendo que 𝑘 (𝑡)es variable en el tiempo, [...] encontramos el control
equivalente.
𝛿𝑠(𝑥)
𝛿𝑡= 𝐾𝐿 ·
𝛿𝑖𝐿𝛿𝑡
−𝛿𝑘(𝑡)
𝛿𝑡
𝛿𝑠(𝑥)
𝛿𝑡= 0 => 𝐾𝐿 ·
𝛿𝑖𝐿𝛿𝑡
=𝛿𝑘(𝑡)
𝛿𝑡
Pero tenemos que considerar que:
𝑘 𝑡 = 𝑔𝑐 𝑡 · 𝐾𝑆 · 𝑣𝑆 𝑡 → 𝛿𝑘(𝑡)
𝛿𝑡= 𝐾𝑆 · 𝑔𝑐 𝑡 ·
𝛿𝑣𝑆(𝑡)
𝛿𝑡+ 𝑣𝑆 𝑡 ·
𝛿𝑔𝑐 𝑡
𝛿𝑡
Llegado a este punto trabajamos la siguiente expresión:
𝛿𝑖𝐿𝛿𝑡
=𝛿𝑘 𝑡
𝛿𝑡→ 𝐾𝐿 ·
𝑣𝐶(𝑡)
𝐿 𝑢 − 1 +
𝑣𝑆(𝑡)
𝐿
𝛿𝑖𝐿𝛿𝑡
= 𝐾𝑆 · 𝑔𝑐 𝑡 ·𝛿𝑣𝑆(𝑡)
𝛿𝑡+ 𝑣𝑆 𝑡 ·
𝛿𝑔𝑐 𝑡
𝛿𝑡
𝛿𝑘𝛿𝑡
𝑣𝐶(𝑡)
𝐿 𝑢𝑒𝑞 − 1 = 𝐾𝑋 · 𝑔𝑐 𝑡 ·
𝛿𝑣𝑆(𝑡)
𝛿𝑡+ 𝐾𝑋 · 𝑣𝑆 𝑡 ·
𝛿𝑔𝑐 𝑡
𝛿𝑡−
𝑣𝑆(𝑡)
𝐿
𝑣𝐶 𝑡 𝑢𝑒𝑞 − 1 = 𝐾𝑋 · 𝐿 · 𝑔𝑐 𝑡 ·𝛿𝑣𝑆(𝑡)
𝛿𝑡+ 𝐾𝑋 · 𝐿 · 𝑣𝑆 𝑡 ·
𝛿𝑔𝑐 𝑡
𝛿𝑡− 𝑣𝑆(𝑡)
𝑢𝑒𝑞 − 1 =𝐾𝑋 · 𝐿 · 𝑔𝑐 𝑡
𝑣𝐶(𝑡)·𝛿𝑣𝑆 𝑡
𝛿𝑡+
𝐾𝑋 · 𝐿 · 𝑣𝑆 𝑡
𝑣𝐶(𝑡)·𝛿𝑔 𝑡
𝛿𝑡−
𝑣𝑆 𝑡
𝑣𝐶(𝑡)
1 − 𝑢𝑒𝑞 =𝑣𝑆 𝑡
𝑣𝐶(𝑡)−
𝐾𝑋 · 𝐿 · 𝑔𝑐 𝑡
𝑣𝐶(𝑡)·𝛿𝑣𝑆 𝑡
𝛿𝑡−
𝐾𝑋 · 𝐿 · 𝑣𝑆 𝑡
𝑣𝐶(𝑡)·𝛿𝑔 𝑡
𝛿𝑡
Ahora, si consideramos:
𝛿𝑣𝐶
𝛿𝑡=
𝑖𝐿(𝑡)
𝐶 1 − 𝑢𝑒𝑞 −
𝑖𝑜(𝑡)
𝐶 →
𝛿𝑣𝐶
𝛿𝑡=
𝐾𝑋 · 𝑔𝑐 𝑡 · 𝑣𝑆 𝑡
𝐶 1 − 𝑢𝑒𝑞 −
𝑖𝑜(𝑡)
𝐶
𝛿𝑣𝐶
𝛿𝑡=
𝐾𝑋 · 𝑔𝑐 𝑡 · 𝑣𝑆 𝑡
𝐶·
𝑣𝑆 𝑡
𝑣𝐶(𝑡)−
𝐾𝑋 · 𝐿 · 𝑔𝑐 𝑡
𝑣𝐶(𝑡)·𝛿𝑣𝑆 𝑡
𝛿𝑡−
𝐾𝑋 · 𝐿 · 𝑣𝑆 𝑡
𝑣𝐶(𝑡)·𝛿𝑔 𝑡
𝛿𝑡 −
𝑖𝑜(𝑡)
𝐶
𝛿𝑣𝐶
𝛿𝑡=
𝐾𝑋 · 𝑔𝑐 𝑡 · 𝑣𝑆 𝑡 2
𝐶 · 𝑣𝐶(𝑡)−
𝐾𝑋2 · 𝐿 · 𝑔𝑐 𝑡
2 · 𝑣𝑆 𝑡
𝐶 · 𝑣𝐶(𝑡)·𝛿𝑣𝑆 𝑡
𝛿𝑡−
𝐾𝑋2 · 𝐿 · 𝑔𝑐 𝑡 · 𝑣𝑆 𝑡
2
𝐶 · 𝑣𝐶(𝑡)·𝛿𝑔 𝑡
𝛿𝑡−
𝑖𝑜(𝑡)
𝐶
Análisis dinámico del convertidor
13
De la última expresión extraemos que el modelo en fracciones parciales será:
𝛿𝑣𝐶(𝑡)
𝛿𝑡= 𝑎 · 𝑔 𝑡 + 𝑏 ·
𝛿𝑔 𝑡
𝛿𝑡+ 𝑐 · 𝑣 𝑆 𝑡 + 𝑑 ·
𝛿𝑣 𝑆 𝑡
𝛿𝑡+ 𝑒 · 𝑣 𝐶 𝑡 + 𝑓 · 𝐼 𝑜 = 𝑓(𝑥)
Por lo tanto, aplicando LaPlace:
𝑠 · 𝑉 𝐶 𝑠 = 𝑎 · 𝐺 𝑠 + 𝑠 · 𝑏 · 𝐺 𝑠 + 𝑐 · 𝑉 𝑆 𝑠 + 𝑠 · 𝑑 · 𝑉 𝑆 𝑠 + 𝑒 · 𝑉 𝐶 𝑠 + 𝑓 · 𝐼 𝑜(𝑠)
𝑠 − 𝑒 · 𝑉 𝐶 𝑠 = 𝑎 + 𝑠 · 𝑏 · 𝐺 𝑠 + 𝑐 + 𝑠 · 𝑑 · 𝑉 𝑆 𝑠 + 𝑓 · 𝐼 𝑜(𝑠)
Calcularemos cada uno de los parámetros utilizando derivadas parciales:
𝑎 = 𝛿𝑓 𝑥
𝛿𝑔 𝑡 ∗
= 𝐾𝑋 · 𝑣𝑆 𝑡 2
𝐶 · 𝑣𝐶(𝑡) ∗
=𝐾𝑋 · 𝑉𝑆
2
𝐶 · 𝑉𝐶
𝑏 = 𝛿𝑓 𝑥
𝛿𝛿𝑔 𝑡
𝛿𝑡
∗
= −𝐾𝑋
2 · 𝐿 · 𝑔𝑐 𝑡 · 𝑣𝑆 𝑡 2
𝐶 · 𝑣𝐶(𝑡) ∗
= −𝐾𝑋
2 · 𝐿 · 𝐺𝑐 · 𝑉𝑆2
𝐶 · 𝑉𝐶= −
𝐾𝑋 · 𝐿 · 𝑃
𝐶 · 𝑉𝐶
𝑐 = 𝛿𝑓 𝑥
𝛿𝑣 𝑆 𝑡 ∗
= 2 · 𝐾𝑋 · 𝑔𝑐 𝑡 · 𝑣𝑆 𝑡
𝐶 · 𝑣𝐶(𝑡) ∗
=2 · 𝐾𝑋 · 𝐺𝑐 · 𝑉𝑆
𝐶 · 𝑉𝐶=
2 · 𝑃
𝐶 · 𝑉𝐶 · 𝑉𝑆
𝑑 = 𝛿𝑓 𝑥
𝛿𝛿𝑣 𝑆 𝑡
𝛿𝑡
∗
= −𝐾𝑋
2 · 𝐿 · 𝑔𝑐 𝑡 2 · 𝑣𝑆 𝑡
𝐶 · 𝑣𝐶(𝑡) ∗
= −𝐾𝑋
2 · 𝐿 · 𝐺𝑐2 · 𝑉𝑆
𝐶 · 𝑉𝐶= −
𝐿 · 𝑃2
𝐶 · 𝑉𝐶 · 𝑉𝑆3
𝑒 = 𝛿𝑓 𝑥
𝛿𝑣𝐶 𝑡 ∗
= − 𝐾𝑋 · 𝑔𝑐 𝑡 · 𝑉𝑆2 · 𝐶
𝐶2 · 𝑣𝐶 𝑡 2 ∗
= −𝐾𝑋 · 𝐺𝑐 · 𝑉𝑆
2
𝐶 · 𝑉𝐶2 = −
𝑃
𝐶 · 𝑉𝐶2
𝑓 = 𝛿𝑓 𝑥
𝛿𝐼𝑜 𝑡 ∗
= − 1
𝐶 ∗
= −1
𝐶
De este modo, extraemos las siguientes funciones de trasferencia:
Función de transferencia de la planta H s del convertidor para la cual consideraremos
V S s = 0 y I o s = 0
𝐻 𝑠 = 𝑉 𝑐 𝑠
𝐺 𝑐 𝑠 𝑉 𝑆 𝑠 =0
𝐼 𝑜 𝑠 =0
=𝑎 + 𝑠 · 𝑏
𝑠 − 𝑒=
𝐾𝑋
𝐶 · 𝑉𝐶· 𝑉𝑆
2 − 𝑠 · 𝐿 · 𝑃
𝑠 +𝑃
𝐶 · 𝑉𝐶2
Análisis dinámico del convertidor
14
Función impedancia de salida para la cual consideramos V S s = 0 y G c s = 0
𝑍𝑜 𝑠 = 𝑉 𝑐 𝑠
𝐼 𝑜(𝑠) 𝑉 𝑆 𝑠 =0
𝐺 𝑠 =0
=𝑓
𝑠 − 𝑒= −
1𝐶
𝑠 +𝑃
𝐶 · 𝑉𝐶2
3.1 Márgenes de estabilidad
Para conseguir encontrar los límites de estabilidad de nuestro sistema debemos tener
clara la arquitectura de este:
Figura 3.4. Diagrama de bloques del convertidor Boost con lazo de control
De este diagrama de lazos extraemos que la función de transferencia para una entrada
VREF tiene el siguiente aspecto:
𝑉𝑐(𝑠)
𝑉𝑟𝑒𝑓 (𝑠)=
𝐶𝑃𝐼(𝑠) · 𝐻(𝑠)
1 + 𝐾𝑜 · 𝐶𝑃𝐼(𝑠) · 𝐻(𝑠)
De aquí extraemos el polinomio característico:
1 + 𝑇 𝑠 = 0
1 + 𝐾𝑜 · 𝐶𝑃𝐼 𝑠 · 𝐻 𝑠 = 0
1 + 𝐾𝑜 · 𝐾𝑝 +𝐾𝑖
𝑠 ·
𝑎 + 𝑠 · 𝑏
𝑠 − 𝑒= 0
𝑠2 +𝑎𝐾𝑝𝐾𝑜 + 𝑏𝐾𝑖𝐾𝑜 − 𝑒
1 + 𝑏𝐾𝑝𝐾𝑜· 𝑠 +
𝑎𝐾𝑖𝐾𝑜
1 + 𝑏𝐾𝑝𝐾𝑜= 0
𝑠2 + 𝛼𝑠 + 𝛽 = 0
Por norma general se utiliza el criterio de Routh para extraer las raíces del polinomio
característico pero, en este caso, dado que tenemos una función parametrizada, lo que
Análisis dinámico del convertidor
15
haremos será considerar que los factores α y β siempre deberán ser superiores a cero para
mantener el sistema estable.
En primer lugar, nos fijamos que todos los parámetros en el Num[β] siempre será
positivos. Por lo tanto, si queremos β > 0 entonces:
Den β = 1 + 𝑏𝐾𝑝𝐾𝑜 > 0 → 𝐾𝑝 =1
−𝑏 · 𝐾𝑜
En consecuencia, dado que Den[α]y Den[β] son iguales y deben ser superiores a
cero, el Num[α] también deberá cumplir las mismas condiciones:
Num[α] = 𝑎𝐾𝑜 + 𝑏𝐾𝑖𝐾𝑜 − 𝑒 > 0
En este caso, los márgenes dependerán de la potencia máxima para la que queramos
diseñar la planta (500W en nuestro caso) y de si funciona en modo Boost o Buck.
Si funcionamos en modo Boost:
𝐾𝑖 <a𝐾𝑝Ko − e
−b · Ko
Si funcionamos en modo Buck:
Ki >e − a𝐾𝑝Ko
b · Ko
Por lo tanto, los márgenes de Ki están comprendidos según la expresión siguiente:
e − a𝐾𝑝Ko
b · Ko 𝐁𝐔𝐂𝐊 𝐌𝐎𝐃𝐄𝐏𝐦𝐚𝐱=𝟓𝟎𝟎𝐖
< Ki <a𝐾𝑝Ko − e
−b · Ko 𝐁𝐎𝐎𝐒𝐓 𝐌𝐎𝐃𝐄𝐏𝐦𝐚𝐱=𝟓𝟎𝟎𝐖
Análisis dinámico del convertidor
16
Simulaciones
17
4 SIMULACIONES
En este capítulo, simularemos nuestro sistema para comprobar su correcto
funcionamiento. Además, observaremos los tipos de arranque tanto en modo elevador
como reductor y cómo reacciona a diversos transitorios de carga. Estos pueden representar
desde variaciones en la potencia entregada por los paneles solares fotovoltaicos debido a
nubes sobre nuestra instalación hasta conexión y/o desconexión de cargas al DC-bus.
4.1 Descripción de los esquemas
Este es un convertidor Boost para propósito general y no ha sido diseñado para
nuestro convertidor en concreto. Después de comprobar que el banco de convertidores es
suficiente para nuestra aplicación, hemos diseñado un inductor que permita un paso de
corriente de 5ARMS.
Figura 4.1. Esquema del convertidor Boost bidireccional
A continuación mostramos el diagrama de bloques correspondiente al esquema de
control por sliding. Nuestro módulo PI nos dará el que será la consigna de conductancia
Gcontrol, un valor que no corresponde al real puesto que contempla los factores que aplican
el sensor de efecto Hall y el divisor de tensión en bornes de la batería.
Figura 4.2. Esquema del control bidireccional
Simulaciones
18
Puesto que el convertidor fue diseñado para una conmutación no síncrona, es decir,
que solo conmutarán o el lado alto o el lado bajo, hemos incluido una puerta AND a la
salida de la báscula. Esta parte del circuito se encargará de "filtrar" una de las dos señales
lógicas, de modo que en función del signo de la conductancia, activaremos el lado bajo
(modo Boost) o el lado bajo (modo Buck).
4.2 Comprobación de los principios básicos del convertidor
Figura 4.3. Corriente a través del inductor, histéresis de la corriente de referencia y señales
de las puertas de los MOSFET's
Simulaciones
19
Como ya hemos comentado en el capítulo 4, este convertidor está pensado para
funcionar con conmutación no síncrona por lo que en los pasos por cero, el convertidor
dejará de conmutar hasta que el valor de la referencia obtenga un valor que haga que
ambos márgenes estén por debajo o por encima del cero. A continuación se muestra una
imagen que refleja lo que ocurre en estas transiciones. Se puede observar con facilidad
como el convertidor deja de conmutar los tiempos en que los márgenes tienen signos
contrarios.
Figura 4.4. Transición del sentido de la corriente
Figura 4.5. Paso por cero de corriente
Simulaciones
20
4.3 Simulaciones del controlador PI propuesto
Todas las simulaciones que se muestran a continuación están llevadas a cabo con un
controlador PI propuesto para el proyecto según una introducción al tema que trata este
proyecto. Está configurado para tener una constante de tiempo 𝜏 de 30ms y una constante
Kp de 100.
𝐶𝑃𝐼 = 100 ·1 + 0.03𝑠
0.03𝑠
4.3.1 Arranque modo Boost
Debemos tener en cuenta que como este convertidor no se ha pensado para generar
de forma principal la tensión en el DC-bus, para todos los arranques partimos de la base
que nos encontramos en régimen estacionario para la tensión de entrada. Lo que debemos
observar en esta simulación es el comportamiento de la tensión en el DC-bus.
En la siguiente imagen observamos como un arranque en modo Boost, es decir,
cuando el convertidor arranca para entregar potencia al DC-bus, el sobrepico que tenemos
en la salida es negativo, ya que por unos instantes la corriente en las cargas no es suficiente
para mantener la tensión.
Figura 4.6. Señales de corriente y tensión en arranque en modo Boost
4.3.2 Arranque modo Buck
Del mismo modo que la imagen anterior, a continuación mostramos un arranque del
convertidor funcionando como cargador de la batería de 96V. Esto puede simular una
sobrecarga de energía en la red producida en un momento de poco consumo y con los
paneles entregando potencia al DC-bus. Por este motivo, el transitorio de la tensión de
salida presenta un sobrepico positivo.
Simulaciones
21
Figura 4.7. Señales de corriente y tensión en arranque en modo Buck
4.3.3 Variaciones de carga
En este apartado, podremos observar el comportamiento de los parámetros
principales del convertidor ante posibles variaciones de carga en el DC-bus. Para ello,
utilizamos una fuente controlada de corriente y aplicaremos un escalón de corriente en la
configuración interna de la carga dinámica que dará el valor de potencia al que
corresponderá dicho escalón.
Los escalones corresponden a un valor de potencia máxima que puede entregar una
matriz de paneles solares fotovoltaicos. Cal añadir que llegado el momento en que
conectemos los paneles, la entrada se aproximará más a una rampa que a un escalón, por lo
que la perturbación será menos pronunciada.
Figura 4.8. Escalón de ±100W en modo Boost
Simulaciones
22
Figura 4.9. Escalón de ±100W en modo Buck
A continuación se simula una situación de transición de modo Boost a Buck y
viceversa.
Figura 4.10. Transiciones de ±200W
Podemos observar como en este caso, el sobrepico se vuelve mayor ya que el STEP
de potencia abarca un total de 400W.
4.4 Simulaciones con el controlador PI modificado
En las simulaciones anteriores podemos observar que en los transitorios tenemos un
tiempo de establecimiento. Además, los sobrepicos son mejorables. Por este motivo, a
Simulaciones
23
continuación presentamos una alternativa para el prototipo con el que trabajaremos. Está
configurado para tener una constante de tiempo 𝜏 de 9ms y una constante Kp de 25.
𝐶𝑃𝐼 = 25 ·1 + 0.009𝑠
0.009𝑠
4.4.1 Arranque modo Boost
Figura 4.11. Señales de corriente y tensión en arranque en modo Boost
4.4.2 Arranque modo Buck
Figura 4.12. Señales de corriente y tensión en arranque en modo Buck
Simulaciones
24
Estas simulaciónes tiene las mismas condiciones salvo los parámetros del
controlador PI. Solo observando estos resultados se puede observar la significativa mejora
que tenemos respecto al controlador anterior. El siguiente cuadro contiene una pequeña
comparativa que refleja las mejoras:
PARAMETROS DE ARRANQUE (400W)
PI propuesto PI modificado
Tiempo estab. 100ms Tiempo estab. 30ms
Sobrepico ± 2.3V Sobrepico ± 7V
El PI modificado ha sido ajustado manualmente durante el juego de pruebas y al no
ser posible utilizar una resistencia que nos permitiera aumentar la Kp, el sobrepico es
mayor para la alternativa propuesta. En caso de querer reducirla, bastaría con aumentar el
valor de Rk3 (ver punto 5.2.1 del capítulo 5).
4.4.3 Variaciones de carga
Figura 4.13. Escalón de ±100W en modo Boost
Simulaciones
25
Figura 4.14. Escalón de ±100W en modo Buck
Figura 4.15. Transiciones de ±200W
Como ya hemos comentado al inicio del punto de simulaciones con el PI modificado,
los tiempos de establecimiento de todas las perturbaciones son de 30ms debido a que
hemos colocado el zero a una frecuencia más elevada. Por contra, todos los sobrepicos se
han visto incrementados y serán proporcionales al escalón de corriente que apliquemos
para ajustar la perturbación.
Simulaciones
26
Desarrollo del proyecto
27
5 DESARROLLO DEL PROYECTO
5.1 Diseño del esquema de la etapa de potencia
En este apartado, mostraremos el esquema que sigue el Boost bidireccional. Este
convertidor ha sido diseñado previamente para propósito general por lo que mucho de los
valores componentes utilizados ya estaban predefinidos y no se han modificado.
Figura 5.1. Esquema del convertidor Boost bidireccional
5.1.1 Elementos pasivos: Inductor y capacidad de salida
El inductor se ha diseñado utilizando el software de Magnetics teniendo en cuenta
una transmisión de potencia máxima de 500W y un rizado de corriente de 1App. Este
último parámetro es importante considerarlo ya que en caso de ser muy elevado, nuestro
convertidor no será capaz de conmutar a valores bajos de potencia.
PARAMETROS DEL INDUCTOR
Inductancia 670µH
Intensidad nominal (RMS) 5ARMS
Rizado 1APP
Frecuencia 100kHz
Resistencia serie RS 121mΩ
Pérdidas totales 17.6W
Núcleo 77102-A7
Vueltas 124
Sección del cable 1mm2
Desarrollo del proyecto
28
Puesto que la frecuencia utilizada para la confección del inductor es una frecuencia
que se considera máxima, esta no tiene porque ser la que terminemos utilizando durante las
pruebas. Por esto mismo y debido a la complejidad de conseguir un inductor de valor
exacto, la muchos de los parámetros anteriores pueden resultar no ser los definitivos.
Referente al valor de la capacidad de salida, está ya venía establecida según diseño
previo de este convertido. El rizado de tensión que obtendremos en a salida vendrá
definido por la ecuación siguiente:
𝐶 = 300µF ; VC,max = 450V
ΔVC =ΔQ
C=
io · D
fsw · C=
P · (VC − VS)
fsw · C · VC2 =
400 · (380 − 96)
85 · 103 · 300 · 10−6 · 3802= 30.85mV
Mediante simulación podemos comprobar que el rizado se aproxima al resultado
obtenido. La pequeña diferencia existente puede ser debida a un paso de simulación
elevado:
Figura 5.2. Rizados de corriente y tensión de salida
5.1.2 Semiconductores
Del mismo modo que los condensadores, se han utilizado unos MOSFET's y diodos
concretos según diseño previo para un convertidor que como ya hemos comentado ha sido
pensado para propósito general de hasta 1kW. A continuación se muestran los parámetros
principales:
Desarrollo del proyecto
29
MOSFET INFINEON
IPW60R160C6
VDS,MAX 600V
RDS(on),MAX 160mΩ
ID 23.8A
ID,pulse 70A
Qg,typ 75nC
Encapsulado TO-247
Puesto que conmutaremos a frecuencias elevadas, se han utilizado diodos Schottky
de carburo de silicio que nos ofrecerán una rápida recuperación:
DIODO SCHOTTKY
INFINEON IDH10S60C
VDC,MAX 600V
IF 10A
VF (@IF=10A) 1.5V
IR (@VR=600V) 1.4µA
QC (@VR=400V) 24nC
Reverse recoverty time -
Encapsulado TO-220
5.1.3 Sensores de corriente y tensión
Para medir la intensidad que circula a través del inductor, utilizamos el sensor de
efecto Hall LEM LA25 NP con una relación de intensidades de secundario:primario de
3/1000. Con esto y una resistencia recomendada por el fabricante, obtendremos la señal de
corriente en nuestra placa de control.
Figura 5.3.Esquema interno del sensor LEM LA25
Desarrollo del proyecto
30
𝑅𝑀 = 200𝛺
𝑖𝐿,𝑐𝑜𝑛𝑡𝑟𝑜𝑙 𝑉 = 𝐾𝐶 · 𝑖𝐿 =𝐼𝑠𝑒𝑐𝐼𝑝𝑟𝑖
· 𝑅𝑆 · 𝑖𝐿 =3
1000· 200 · 𝑖𝐿 = 0.6 · 𝑖𝐿
Estos divisores de tensión, tanto en bornes de la batería como en el DC bus, se han
diseñado con un coeficiente de 0.01 para obtener valores que puedan ser manejados por los
integrados de nuestra placa de control y que no afecten al rendimiento del convertidor
consumiendo poca potencia.
𝑅1 = 990kΩ𝑅2 = 10kΩ
𝐾𝑆 = 𝐾𝑜 =𝑅2
𝑅1 + 𝑅2= 0.01
Vbat ,control = 0.96V ; Vgrid ,control = 3.8V
5.1.4 Tarjeta driver IR2110
El diseño de esta tarjeta se basa en un circuito de bootstrap para el driver IR2110. El
esquema es como se muestra a continuación:
Figura 5.4. Esquema del circuito de bootstrap y driver IR2110
5.2 Diseño del esquema de la placa de control
En este apartado, describiremos los criterios seguidos para el diseño y desarrollo de
la placa de control que se encargará de controlar el convertidor Boost bidireccional. En la
medida de lo posible se ha intentado generar bloques que supusieran un posterior testeo lo
más fácil posible además de permitir cambiar de forma rápida parámetros como pueden ser
el valor de los márgenes de histéresis o las constantes del controlador PI.
Desarrollo del proyecto
31
5.2.1 Bloque restador y controlador PI
La estructura del control PI implementado en nuestra placa de control está diseñada
para poder ajustar la constante proporcional Kp y la constante de tiempo 𝜏, con la que
seremos capaces de ajustar la localización del cero de nuestro controlador. La función de
transferencia que lo define es la siguiente:
𝐶𝑃𝐼(𝑠) = 𝐾 ·1 + 𝑠𝜏
𝑠𝜏
Figura 5.5. Esquema del circuito del restador y controlador PI.
A continuación, se justifica el criterio de diseño:
𝑉𝑝 = −𝐸𝑟𝑟𝑜𝑟 ·𝑅𝑝2
𝑅𝑝1= −𝐸𝑟𝑟𝑜𝑟 ·
10𝑘𝛺
10𝑘𝛺= −𝐸𝑟𝑟𝑜𝑟
𝑉𝑖𝑛𝑡 = −𝐸𝑟𝑟𝑜𝑟 ·
1𝑠𝐶𝑖𝑛𝑡
𝑅𝑖𝑛𝑡= −
𝐸𝑟𝑟𝑜𝑟
𝑠𝑅𝑖𝑛𝑡 𝐶𝑖𝑛𝑡
Si tenemos en cuenta que Rk1 = Rk2 = Rk :
𝐺 = −𝑅𝑘3
𝑅𝑘· 𝑉𝑝 + 𝑉𝑖𝑛𝑡 = 𝐸𝑟𝑟𝑜𝑟 ·
𝑅𝑘3
𝑅𝑘·
1 + 𝑠𝑅𝑖𝑛𝑡 𝐶𝑖𝑛𝑡
𝑠𝑅𝑖𝑛𝑡 𝐶𝑖𝑛𝑡
𝐶𝑃𝐼 𝑠 =𝐺 𝑠
𝐸𝑟𝑟𝑜𝑟(𝑠)=
𝑅𝑘3
𝑅𝑘·
1 + 𝑠𝑅𝑖𝑛𝑡 𝐶𝑖𝑛𝑡
𝑠𝑅𝑖𝑛𝑡 𝐶𝑖𝑛𝑡 = 𝐾𝑝 ·
1 + 𝑠𝜏
𝑠𝜏
Posteriormente al diseño de la placa, se ha soldado un potenciómetro con el fin de
limitar la conductancia G máxima a la salida del PI. Esto implica tener en cuenta que el
factor N que este potenciómetro aplicará en forma de divisor de tensión, se deberá tener en
Desarrollo del proyecto
32
cuenta cuando ajustemos el valor de la constante proporcional K. Para dimensionar el valor
de este factor, se han considerado las siguientes condiciones:
𝑃𝑚𝑎𝑥 = 600𝑊 → 𝑔𝑚𝑎𝑥 ,𝑐𝑜𝑛𝑡𝑟𝑜𝑙 = 3.75𝑉
Si tenemos en cuenta que el valor de tensión máximo de los circuitos integrados
utilizados es de 14.95V:
𝑁 =3.75
14.94= 0.25
Ahora ya podemos definir los parámetros K y 𝜏:
𝜏 = 𝑅𝑖𝑛𝑡 𝐶𝑖𝑛𝑡 ; 𝐾𝑝 =𝑅𝑘3
𝑅𝑘· 𝑁
Para el sensado de la tensión del DC-bus y la referencia se han utilizado 2 seguidores
de tensión como adaptadores de impedancia. Además, el bloque marcado en verde es un
potenciómetro extraíble (sin poner el jumper) que nos servirá para realizar las primeras
pruebas en lazo abierto. En caso de querer el lazo deberemos quitar el potenciómetro del
zócalo y poner el jumper.
5.2.2 Bloque multiplicador
Hemos utilizado el multiplicador AD633. El motivo ha sido el elevado rango de
valores que permite a las entradas. Debido a que la salida se divide internamente por 10,
hemos incluido una un factor 10 que nos dará la Iref.
𝐼𝑟𝑒𝑓 = 10 · 𝑊 = 10 · 𝑉𝑏𝑎𝑡 · 𝐺𝑐𝑜𝑛𝑡𝑟𝑜𝑙
Figura 5.6. Bloque multiplicador
5.2.3 Bloque histerético
Este bloque se encarga de definir los márgenes de histéresis. Utilizamos un seguidor
de tensión posterior al bloque con el que ajustamos el valor de H para no tener problemas a
nivel de impedancias. Además, es imperativo el uso de resistencias de 10kΩ si no
queremos saturar los amplificadores, que ofrecen un máximo de 4mA.
Desarrollo del proyecto
33
Figura 5.7. Esquema para obtener los margenes de histéresis
5.2.4 Bloque comparador y báscula Set-Reset
A la definición de los márgenes de histéresis le sigue un comparador que será el
encargado de generar las señales de SET/RESET. Tanto la resistencia como el
potenciómetro utilizados a la salida del sensor LEM son extraíbles por si se desea realizar
algún cambio de valor. Además, al tratarse de un parámetro crítico, estas resistencias se
encuentran en la placa de control para no captar tanto ruido.
Figura 5.8. Comparador y báscula Set-Reset
5.2.5 Bloque para la conmutación asíncrona
Podemos observar como a la salida de nuestro comparador, utilizamos unas
resistencias a modo de divisor de tensión de factor 1/3. Esto es para tener una señal lógica
de 5V a la entrada de la puerta lógica AND que se encargará de filtrar la señal de
conmutación que enviaremos al driver. Complementario a la AND, necesitaremos unos
comparadores (con sus correspondientes divisores de tensión de factor 1/3) que lo que
harán será activar una puerta u otra en función del signo de Gcontrol.
Desarrollo del proyecto
34
Figura 5.9. Circuito para la conmutación asincrona
A la salida de la puerta lógica AND hemos incluido un jumper que nos permitirá
puentear la AND en caso de querer aplicar la conmutación síncrona.
5.3 Diseño de la placa PCB del convertidor Boostbidirecional
En este apartado mostraremos la distribución de componentes para el convertidor al
igual que el aspecto que tendrán las caras de TOP y BOTTOM de nuestro layout. Podemos
observar cómo se han colocado los MOSFET's y los diodos en la parte superior de la placa.
Se les ha doblado las patas y soldado de forma superficial para poder ser atornillados más
fácilmente al disipador.
Figura 5.10.Distribución de componentes del convertidor Boost
Desarrollo del proyecto
35
Figura 5.11.Cara de TOP con las pistas de señales sensadas y salidas del driver a los
MOSFET's
Figura 5.12.Cara de BOTTOM con las pistas de potencia
5.4 Diseño de la placa PCB del driver IR2110
En este apartado mostraremos la distribución de componentes para el convertidor al
igual que el aspecto que tendrán las caras de TOP y BOTTOM del layout de la tarjeta
donde tenemos el driver con el circuito de bootstrap.
Desarrollo del proyecto
36
Figura 5.13.Distribución de los componentes de la tarjeta del driver
Figura 5.14.Cara TOP y BOTTOM de la tarjeta del driver
Desarrollo del proyecto
37
5.5 Diseño de la placa PCB de control
Para el diseño de la placa de circuito se ha considerado de vital importancia tener los
circuitos integrados involucrados en el sensado de tensiones y corriente lo más cerca
posible del puerto que contiene las señales provenientes de la placa del convertidor y
asegurar un retorno de la corriente a masa (de control) lo más corto posible. En la siguiente
imagen observamos la distribución de componentes en la placa.+
Figura 5.15.Distribución de los componentes de la placa de control
Hemos resaltado los bloques que tratan las señales sensadas con el siguiente código
de colores:
MORADO: Puerto de entrada con las señales sensadas. La masa de retorno se está
en el conector que se encuentra justo debajo.
ROJO: Integrado que tratará la señal sensada de la tensión en bornes de la batería.
AZUL: Integrado que tratará la señal sensada de la tensión del DC-bus.
NARANJA: Comparador con el circuito analógico que tratará la señal sensada de la
intensidad del inductor.
Desarrollo del proyecto
38
Figura 5.16.Cara TOP del layout de la placa de control
Figura 5.17.Cara BOTTOM del layout de la placa de control
Juego de pruebas
39
6 JUEGO DE PRUEBAS
Para la realización de las pruebas llevadas a cabo por nuestro sistema hemos
utilizado dos fuentes y dos cargas activas. El motivo porque las fuentes harían la función
de entregar energía al sistema en función de las requisiciones de este y las cargas se
encargarían de absorber una cantidad de potencia conocida. De este modo, podemos ajustar
un escalón de potencia que emule una conexión y/o desconexión de cargas.
El esquema del set-up principal del sistema se muestra a continuación:
Figura 6.1. Esquema del set-up para las pruebas
Este set-up se ha realizado de este modo siguiendo los siguientes criterios:
Batería: Esta fuente se ha configurado con la tensión nominal de la batería y un
límite de potencia de 1400W. Este límite es el mínimo para asegurar tener la
corriente necesaria en caso de tener un sobrepico cuando el convertidor pida la
potencia máxima.
Carga 700W en bornes de la batería: Este valor de potencia es tal que en caso de
tener una corriente a potencia máxima (+ sobrepido) fluyendo hacia la batería sea
capaz de absorberla íntegramente para evitar estropear la fuente que emula la
batería.
Fuente DC-bus: Esta fuente está configurada con un valor de 400V para observar si
el PI regula adecuadamente los 380V nominales del DC-bus. Además, utilizaremos
el límite de corriente de esta fuente como herramienta para generar las
perturbaciones en el DC-bus
Carga 700W en bornes del DC-bus: El funcionamiento de esta carga es el mismo
que la carga conectada en bornes de la batería. También se podrá utilizar para
generar perturbaciones en el DC-bus utilizando la función A/B.
Diodos de bloqueo: Elemento de protección en caso de tener una corriente
dirigiéndose hacia las fuentes.
Seguidamente, podemos ver set-up final utilizado para la realización de las pruebas
que se llevarán a cabo para este capítulo.
Juego de pruebas
40
Figura 6.2. Banco en el que se han realizado las pruebas
Figura 6.3. a) Convertidor DC-DC bidireccional. b) Placa de control analógico.
6.1 Pruebas con una conductancia de referencia externa
Una vez hemos tenido listas todas las placas, una de las pruebas que se ha realizado
en este proyecto ha sido el uso de una referencia externa a la salida del controlador PI a
modo de conductancia, conectando una resistencia de potencia a la salida. Esto ha servido
para hacer un primer sondeo de cómo respondía el circuito analógico y el aspecto de las
diferentes señales a destacar en nuestro convertidor.
Una vez hemos comprobado que el circuito funcionaba correctamente, hemos
probado de introducir una conductancia de referencia variable. Para ello hemos conectado
un generador de funciones configurado de tal modo que tuviésemos una onda sinusoidal de
frecuencia 25Hz y una amplitud de 3V. El resultado es el que se muestra a continuación:
Juego de pruebas
41
Figura 6.4. Señales de corriente en la placa de control con referencia G sinusoidal
Figura 6.5. Paso por cero con margen de histéresis constante
6.2 Perturbaciones en modo Boost
En este apartado se muestran las capturas llevadas a cabo durante el transitorio de
perturbaciones de 76W en modo Boost. En ellas podemos observar la corriente a través del
inductor, la tensión en bornes de la batería y la componente AC de tensión del DC-bus para
poder observar el sobrepico que tenemos en la red de continua.
Figura 6.6. Escalón de +75W en modo Boost
Juego de pruebas
42
Figura 6.7. Escalón de -75W en modo Boost
6.3 Perturbaciones en modo Buck
Del mismo modo que en el apartado anterior, a continuación se muestran las capturas
llevadas a cabo durante el transitorio de perturbaciones de 76W en modo Boost. En ellas
podemos observar la corriente a través del inductor, la tensión en bornes de la batería y la
componente AC de tensión del DC-bus para poder observar el sobrepico que tenemos en la
red de continua.
Figura 6.8. Escalón de +75W en modo Buck
Juego de pruebas
43
Figura 6.9. Escalón de -75W en modo Buck
6.4 Transiciones Buck-Boost
Para finalizar el capítulo, mostraremos el comportamiento en las transiciones del
convertidor de un modo a otro (Boost a Buck y viceversa). Podemos ver como al tratarse de
un escalón de 400W aproximadamente, el sobrepico aumenta de forma considerable.
Además, hemos añadido una captura con la tensión del DC-bus sin filtrar para
demostrar que el controlador PI regula los 380V correctamente.
Figura 6.10. Transiciones sin componente DC en la señal del DC-bus
Juego de pruebas
44
Figura 6.11. Transiciones con componente DC en la señal del DC-bus
Dado que las pruebas se han llevado a cabo con la instalación que hemos comentado
al principio del capítulo, no hemos podido hacer los arranques. Aun así, sí que hemos
podido llevar a cabo perturbaciones de carga que nos han servido para saber si el sistema
responde como se espera.
En los resultados obtenidos podemos ver que el sobrepico obtenido es
aproximadamente el que podíamos esperar:
COMPARATIVA DE DATOS DE LA RESPUESTA
ANTE PERTURBACIONES
SIMULACION PRUEBA
Escalón de potencia ± 100W Escalón de potencia ± 75W
Tiempo establecimiento 30ms Tiempo establecimiento 60ms
Sobrepico ± 1.8V Sobrepico ± 1V
En la tabla anterior podemos ver como el sobrepico coincide aproximadamente con
la simulación. Como ya hemos comentado en el capítulo 4, este sobrepico se podrá reducir
aumentando la resistencia Rk3. Es en el tiempo de establecimiento donde los resultados
experimentales difieren de los que hemos obtenido mediante simulación. Esto puede ser
producto de impedancias internas en la fuente y/o carga dinámica que hemos utilizado para
emular el DC-bus y las perturbaciones y que no hemos considerado en la simulación.
Trabajos futuros
45
7 TRABAJOS FUTUROS
Como ya se ha comentado en la introducción, el convertidor que hemos desarrollado
en este proyecto se encuentra en el marco de las energías renovables, lo cual significa que
nuestro módulo irá conectado a un sistema más complejo, el cual se debe estudiar y
desarrollar.
7.1 Conexión de módulos MPPT e inversor
El siguiente paso en la línea de desarrollo de nuestro proyecto, consistiría en conectar
a la salida de nuestro convertidor bidireccional, es decir, al DC-bus, los módulos MPPT
encargados de comunicar los paneles solares con nuestra red de continua y de este modo
ver cómo reacciona nuestro sistema a unas perturbaciones de carga reales. Una vez todo
funcione de forma adecuada, se podrá conectar el inversor como fuente principal de
energía.
Figura 7.1. Esquema general de todos los elementos del sistema completo
Para tener una primera idea de cómo reaccionaría la instalación que tratamos, hemos
realizado unas simulaciones de conexión y desconexión de dichos paneles tanto en modo
Boost como en modo Buck. A continuación podemos observar el esquema que tienen dos
convertidores Boost conectados en cascada controlados en modo LFR y controlados por
ejemplo sencillo de módulo MPPT analógico (también puede implementarse de forma
digital).
Figura 7.2. Esquema de dos LFR en cascada controlados con MPPT
Trabajos futuros
46
La siguiente simulación corresponde a un tracking del punto de máxima potencia
(MPP) de un panel solar. Para comprobar que este tipo de control funciona adecuadamente
hay que observar si la señal de potencia presenta una forma de "doble joroba".
Figura 7.3. Respuesta de los paneles solares a máxima potencia (54.5W)
En las diferentes simulaciones que se muestran a continuación se ha considerado
oportuno mostrar el aspecto que tiene la potencia que entrega una matriz de paneles de
54.5W, la intensidad a través del inductor y la tensión en bornes del DC-bus.
Trabajos futuros
47
Figura 7.4. Conexión y desconexión de los paneles en modo Boost
Figura 7.5. Conexión y desconexión de los paneles en modo Buck
Como bien podemos observar en las simulaciones, cabe esperar que el sobrepico que
generarán en el DC-bus estas conexiones y desconexiones no serán tan pronunciadas como
las que tenemos en nuestro juego de pruebas. Esto es debido a que la entrega de potencia
que realizan estos paneles tiene un aspecto más cercano a una rampa, una respuesta que
para nuestro PI es más fácil corregir debido a que la transición de potencia mínima (0W) a
potencia máxima (54.5W) es progresiva con el tiempo.
Trabajos futuros
48
Conclusiones
49
8 CONCLUSIONES
Durante el estudio previo que se ha realizado para el desarrollo de este proyecto, uno
de los pasos han sido la simulación de nuestro sistema ante distintas situaciones ante las
que se podía ver expuesto el convertidor. Uno de los pasos más interesantes con los que
nos hemos podido encontrar ha sido el diseño del controlador PI. Si queremos unos
resultados óptimos, hay que observar el diagrama de polos y ceros del sistema y en base a
esto escoger los parámetros de Kp y 𝜏 para que las respuestas cumplan con nuestros requerimientos. Puesto que para este proyecto no se han impuesto unas especificaciones, no nos hemos encontrado con el problema de tener que simular la planta en Matlab. Esto habría supuesto un problema ya que para modelar nuestra planta, escogemos unos parámetros que nos pueden servir para el estudio del arranque con tensión a la salida de 0V pero no para ver su respuesta ante variaciones de carga ya que esto supone un cambio en los parámetros establecidos previamente.
Otro aspecto a comentar es la importancia de incluir en el diseño nuestras placas sistemas de seguridad que nos permitan trabajar de forma segura. Puesto a que trabajamos con valores de tensión y corriente suficientemente elevados para resultar peligrosos para la persona que realice las pruebas. En nuestro caso, hemos trabajado con MOSFET's capaces de soportar valores de 21A de media pero si estos semiconductores se veían expuestos a una corriente de 2A de continua estando cerrados tiempo suficiente se quemaban, pudiendo afectar a la seguridad de la persona que realiza las pruebas. Por este motivo, nuestro control debería haber contado con algún circuito que desconectase el driver en caso de tener una señal de VGS activada durante más de unos cuantos ms, valor suficiente ya que trabajamos a una
frecuencia de entre 80 y 100kHz.
8.1 PFC tipo bridgeless
De forma paralela a la realización de este proyecto, hemos visto que por el modo en
el que hemos implementado el control, este puede aplicarse después de alguna
modificación a una aplicación diferente a la que hemos tratado.
Si volvemos al capítulo del juego de pruebas, uno de los pasos ha sido el uso de una
conductancia sinusoidal para realizar las pruebas de funcionamiento del convertidor en
lazo abierto.
Conclusiones
50
Figura 8.1.Señales de corriente en la placa de control con referencia G sinusoidal
En esta captura se observan las señales de corriente de referencia Iref y la corriente
sensada a través del inductor Isens. Esto hace pensar que si adaptásemos nuestro circuito
para tener la red de alterna a la entrada de nuestro convertidor (sustituyendo la batería),
podríamos tener una aplicación directa en forma de corrector de factor de potencia. Las
ventajas que esto podría suponer es que no sería necesaria la inclusión de un puente de
diodos, sino que bastaría con incluir una configuración tótem pole de MOSFET’s
conmutando de forma síncrona con la red. Esto supondría una alternativa de PFC
bidireccional. En caso de no querer contar con dicha bidireccionalidad, bastaría con
sustituir los MOSFET’s por 2 diodos.
Figura 8.2.PFC bridgeless con configuración tótem-pole de MOSFET's
Además, si queremos obtener un mayor rendimiento del convertidor, podríamos
incluir en el estudio la opción de estrechar el margen de histéresis en las transiciones por
cero para que el convertidor sea capaz de seguir conmutando.
Conclusiones
51
Figura 8.3.Paso por cero con margen de histéresis constante
Conclusiones
52
Referencias
53
Referencias
[1]. Libro: W. Erickson, Robert, Maksimovic, Dragan, Fundamentals of Power
Electronics, Second Edition, 2000.
[2]. Libro: W. Hart, Daniel, Electrónica de Potencia, Primera edición en español, 2001.
[3]. Libro: I. Pressman, Abraham, Billings, Keith, Morey, Taylor, Switching Power Supply
Design, Third Edition, 2009.
[4]. Tesis doctoral: Haroun Mohamed Abdelkarim, Reham, Cascaded Voltage Set-up
Canonical Elements for Power Processing in PV Applications, 2014.
[5]. Notas de aplicación: Haroun, Reham, Cid-Pastor, Angel, El Aroudi, Abdelali,
Martínez Salamero, Luis, Cascade Connection of DC-DC Boost Converters Using the
Loss-Free Resistor Concept and Sliding Mode Control.
[6]. Noticia: Pozzi, Sandro, "Tesla busca transformar la industria energética con su batería
para el hogar", El País, 2015:
http://economia.elpais.com/economia/2015/05/01/actualidad/1430474860_074107.htm
l
[7]. Apuntes: Valderrama, Hugo, Oller, Albert, Regulació Automàtica, ETSE URV, 2010.
[8]. Apuntes: Cid-Pastor, Angel, Sistemes Electrònics de Potencia, ETSE URV, 2012.
[9]. Notas: León Masich, Antonio, Martínez Salamero, Luis, Análisis dinámico de
convertidores mediante control en modo deslizante, ETSE URV, 2015