sistema de monitoreo y control modulado en redes eléctricas
DESCRIPTION
medidor de potencia consumida en la red electrica, y envio de datos mediante plcTRANSCRIPT
SISTEMA DE MONITOREO Y CONTROL
MODULADO EN REDES ELÉCTRICAS
JUAN SEBASTIÁN CARVAJAL INFANTE
Estudiante de Ingeniería Electrónica
COD. 1015435329
DIEGO JAVIER MORENO RUSINQUE
Estudiante de Ingeniería Electrónica
COD. 1024505281
UNIVERSIDAD CENTRAL
FACULTAD DE INGENIERÍA
DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA ELECTRÓNICA
BOGOTÁ D.C.
2015
SISTEMA DE MONITOREO Y CONTROL
MODULADO EN REDES ELÉCTRICAS
JUAN SEBASTIÁN CARVAJAL INFANTE
Estudiante de Ingeniería Electrónica
COD. 1015435329
DIEGO JAVIER MORENO RUSINQUE
Estudiante de Ingeniería Electrónica
COD. 1024505281
TRABAJO DE GRADO
DIRECTOR: ING. JAVIER CASAS SALGADO M.SC
UNIVERSIDAD CENTRAL
FACULTAD DE INGENIERÍA
DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA ELECTRÓNICA
BOGOTÁ D.C.
2015
Nota de aceptación:
__________________________________
__________________________________
__________________________________
__________________________________
__________________________________
__________________________________
__________________________________
Firma del presidente del jurado
__________________________________
Firma del jurado
__________________________________
Firma del jurado
Bogotá, Abril de 2015
AGRADECIMIENTOS
Agradecemos a nuestras familias por su constante apoyo y por citar frases de
aliento y fervor que día a día nos impulsaron a culminar con éxito este proyecto.
Es muy importante para nosotros percibir que todo el entorno se confabulaba
positivamente para que forjáramos un camino exitoso y lleno de prosperidad.
Agradecemos al profesor Javier Casas Salgado, no solo por su colaboración
infinita en este trabajo, sino porque que ha sido un pilar fundamental en nuestra
formación profesional, el conocimiento que difundió en nosotros, sin duda
alguna nos ha permitido desempeñarnos laboralmente con tranquilidad y
seguridad.
CONTENIDO
Pág.
INTRODUCCIÓN 2
OBJETIVOS 3
OBJETIVOS ESPECIFICOS 3
1. MARCO TEÓRICO 4
1.1. POWER LINE COMMUNICATION 4
1.1.1 Tipos de modulación 5
Banda ancha 5
Banda angosta 5
1.1.2 Normatividad 5
1.2. TRANSCEIVER 8
1.3. RED ELECTRICA 9
1.3.1. Impedancia de red eléctrica 10
1.3.2. Ruido 10
2. DESARROLLO DEL SISTEMA MODULADO EN REDES ELÉCTRICAS 12
2.1. SMPS TOPOLOGIA FLYBACK 14 2.1.1. Diseño SMPS 14
2.1.1.1. Cálculos preliminares (Paso I) 15 2.1.1.2. Puente rectificador 15 2.1.1.3. Condensador de entrada 16 2.1.1.4. Cálculos preliminares (Paso II) 17 2.1.1.5. Condiciones de funcionamiento 20 2.1.1.6. Diseño del transformador Flyback 21 2.1.1.7. Circuito Clamp 25 2.1.1.8. Rectificador Secundario 26 2.1.1.9. Condensador de Salida y Post Filter 27 2.1.1.10. Red de inicio del integrado de control 28 2.1.1.11. Sensor de corriente devanado primario 29 2.1.1.12. Circuito detector de corriente cero 30 2.1.1.13. Diseño de lazo de control 31
2.2. PLC TRANSCEIVER 35 2.2.1. Generalidades 35 2.2.2. Registro de control 36 2.2.3. Acceso principal 39 2.2.4. Acoplamiento a la red eléctrica 39
2.2.4.1. Filtro Activo (Transmisión) 39
2.2.4.2. Filtro Pasivo (Transmisión) 41 2.2.4.3. Filtro Pasivo (Recepción) 41
2.3. CONTADOR DE POTENCIA 42 2.3.1. Interfaz SPI 45 2.3.2. Calibración del ADE7753 46
2.3.2.1. Calibración de CF 46 2.3.2.2. Calibración de ganancia vatio 48 2.3.2.3. Calculo de compensación de vatio 50
2.3.3. Cálculo de potencia activa 52 3. ANALISIS DE RESULTADOS 53 4. CONCLUSIONES 54 5. BIBLIOGRAFIA 55
LISTA DE ANEXOS
Pág.
Anexo A. Esquemático Fuente QR 10 V – 0.5 A 58
Anexo B. Curvas características del núcleo de ferrita PC47ETD19-Z 58
Anexo C. Esquemático Transmisor 59
Anexo D. Esquemático Receptor 60
Anexo E. PCB Fuente 61
Anexo F. PCB Transmisor 62
Anexo G. PCB Receptor 63
LISTA DE FIGURAS
Pág.
Figura 1. Modulaciones de banda angosta 6
Figura 2. Principales señales moduladas sobre la red 8
Figura 3. Impedancia vs Frecuencia CENELEC (Power line urban) 11
Figura 4. Diagrama de bloques del sistema 13
Figura 5. Voltaje de entrada 16
Figura 6. Voltaje drain-source 17 Figura 7. Elementos parásitos circuito quasi-resonante QR 19 Figura 8. El gap en el núcleo reduce la pendiente de la curva de histéresis 22 Figura 9. Dimensiones parte PC47ETD19-Z 22
Figura 10. Clamp RCD 25
Figura 11. Circuito de arranque L6565 28
Figura 12. Capacidad de potencia Vs Voltaje de entrada 30 Figura 13. Modo QR 32
Figura 14. Lazo de control QR flyback 31
Figura 15. Diagramas de Bode G1 y G2 33
Figura 16. Circuito de realimentación 34
Figura 17. Interfaz sincrónica ST7540/Host Controller 35
Figura 18. Proceso de escritura y lectura registro de control 37 Figura 19. Señal de CLR/T y RxD 38 Figura 20. Transmisión y recepción de datos 39 Figura 21. Diagrama de bode filtro activo Tx 40
Figura 22. Respuesta en frecuencia del filtro pasivo Rx 42
Figura 23. Operación de lectura y escritura al registro de comunicaciones 45 Figura 24. Escritura y lectura registro LYNECYC= 0x07D0 46
LISTA DE TABLAS
Pág.
Tabla 1. Bandas de frecuencia utilizadas en power line carrier 7
Tabla 2. Especificaciones Convertidor 14
Tabla 3. Cálculos preliminares 15
Tabla 4. Valor de 21
Tabla 5. Cálculos preliminares condiciones de funcionamiento del convertidor 22 Tabla 6. Características del material PC47 TDK 23
Tabla 7. Características del núcleo PC47ETD19-Z 23
Tabla 8. Características físicas del alambre 25
Tabla 9. Función de transferencia de la planta 33
Tabla 10. Implementación del controlador 35
Tabla 11. Interfaz de comunicación 36
Tabla 12. Datos en el registro de control 38
Tabla 13. Registros del ADE7753 44
Tabla 14. Configuración de los registros del ADE7753 52
RESUMEN
TITULO: SISTEMA DE MONITOREO Y CONTROL MODULADO EN REDES
ELÉCTRICAS
AUTORES: JUAN SEBASTIÁN CARVAJAL INFANTE. DIEGO JAVIER
MORENO RUSINQUE
PALABRAS CLAVES: Sistema de Sensado, Transmisión Red Eléctrica,
Potencia.
CONTENIDO
En este proyecto se desarrolla un sistema de sensado de potencia en el
suministro de energía en una residencia, el sistema está compuesto por dos
terminales remotos y un concentrador de información. Un factor relevante y tal
vez el más importante en la ejecución del proyecto es que la comunicación
entre los dispositivos se hace a través de la red eléctrica, por consiguiente; es
de preciso cuidado los componentes y métodos que se emplearan, para
transmitir una información veraz y fiable.
El propósito de implementar este sistema es obtener el consumo real de
potencia en locaciones particulares de un domicilio, la principal característica
que debe poseer esta área habitacional, es que sea un lugar tomado en
“arriendo”, ya que en dichos lugares no se tiene la certeza de la cantidad de
dinero que se cancela por el consumo del servicio público de la energía
eléctrica. El anterior planteamiento genera el entorno ideal para la
implementación de este proyecto.
ABSTRACT
TITLE: MONITORING AND MODULAR CONTROL IN ELECTRICITY
NETWORKS
AUTHORS: JUAN SEBASTIAN CARVAJAL INFANTE. DIEGO JAVIER
MORENO RUSINQUE.
KEYWORDS: Sensing System, Transmission Network, Power.
CONTENT
This project intends to develop a power sensing system in a residence, the
system will be composed of two remote terminals and a hub of information. An
factor important and maybe the most important project implementation is that
communication between devices will take performed using as a means of
transmission mains, therefore; care is needed components and methods that will
be used to transmit a accurate and reliable information.
The idea of implementing this system is to obtain the actual power consumption
at particular locations in the home, the main feature that must have this
residential area, is it a place taken "lease" because in these places do not have
the certainty the amount of money that is being paid for public service
consumption of electricity. The above approach creates the ideal for the
implementation of this project environment.
2
INTRODUCCIÓN
Uno de los recursos en los que se sustenta la sociedad moderna es la energía
eléctrica. Es imprescindible la utilización de este tipo de energía para facilitar y
optimizar el desarrollo de la mayoría de las tareas diarias del hombre, por
consiguiente; se puede afirmar, que además de permitir la ejecución de
actividades cotidianas, es necesaria para el funcionamiento de los diversos
dispositivos y objetos que se emplean comúnmente.
La tecnología evoluciona día a día a pasos abismales, en gran medida, gracias
a los nuevos y mejores usos que se le da a la electricidad, así como a la
capacidad del cerebro humano para generar conocimiento dando solución a
problemas de diversa índole.
Un gran desarrollo desde finales del siglo XX principalmente en Europa y
Norteamérica ha sido sistemas capaces de transmitir datos empleando como
medio físico de comunicación el cableado de red eléctrica en un hogar. Sin
embargo, como es habitual con este tipo de tecnologías emergentes en los
países latinoamericanos ha sido muy poco su desarrollo e implementación,
principalmente por los grandes costos que se generan en materia de
investigación y ejecución. Todo esto confluye en un campo de acción gigante
para la ejecución de proyectos a pequeña escala que permitan clarificar y
generar conocimiento abordando esta temática.
Por esta razón, se realizó un sistema de sensado de potencia en una residencia
que emplea como medio de transmisión la red eléctrica, (PLC “Power Line
Comunications”), con el que se pretende generar conciencia en la ciudadanía
para un óptimo y eficiente consumo de la energía eléctrica; cabe recalcar que
este cambio de pensamiento y el adoptar nuevas costumbres, es uno de las
principales objetivos de un Smart Grid (Redes inteligentes).
3
OBJETIVOS
OBJETIVO GENERAL
Diseñar e implementar un sistema electrónico para recolectar información de la potencia eléctrica que está siendo consumida en una residencia.
OBJETIVOS ESPECÍFICOS
Diseñar e implementar dos terminales remotos que se encarguen de
capturar la información del consumo eléctrico en una red domiciliaria.
Diseñar y realizar un concentrador para la recolección, almacenamiento y
tratamiento de la información transmitida por los terminales remotos.
Construir los moduladores en banda estrecha para la comunicación entre
los terminales remotos y el concentrador.
Estudiar técnicas de acoplamiento a la red eléctrica efectivas e
implementarlas en todos los módulos que se van a construir.
4
1. MARCO TEÓRICO
1.1. POWER LINE COMMUNICATION
En todos los sistemas de comunicaciones es necesario el uso de un medio
físico de transporte, del que dependerá en gran medida la buena calidad de
transmisión de la información. Este medio de transporte es el encargado de que
la información pueda transferirse de un dispositivo a otro de manera confiable y
segura. Cada medio de transmisión tiene características intrínsecas que lo
hacen más óptimo que otros para determinadas aplicaciones, en la actualidad
estos medios se clasifican de acuerdo a su estructura física, los más empleados
son: cable coaxial, UTP, fibra óptica, medios inalámbricos como microondas y
radiofrecuencia. No obstante; cabe mencionar que los medios anteriormente
mencionados fueron concebidos por el ser humano para lograr enlaces de
interconexión entre equipos remotos, lo que no pasa con la infraestructura
cableada de un domicilio, que se creó con las características óptimas de baja
impedancia para que pueda fluir la energía eléctrica suficiente y energizar
electrodomésticos y alumbrado eléctrico. Entonces, si se retoma el hecho de
que la red de distribución de energía eléctrica está excluida del grupo de
medios de transmisión de información, se encontrará una temática muy amplia
que a nivel global es trabajada por profesionales de múltiples áreas del
conocimiento Power Line Communication, la metodología que sigue este tipo de
comunicación se basa en el término OPLAT (Onda Portadora por Línea de Alta
Tensión) esta tecnología permite enlaces de datos como son telemandos,
monitoreo de estados de equipo primario, medición, tele protección y dar
servicios de telefonía. [1].
El principio de la comunicación por ondas portadores en líneas de energía o por
sus siglas en ingles PLC (Power Line Comunications), se basa en inyectar una
señal de información codificada de baja potencia y con frecuencia superior a 60
Hz presentes en la red eléctrica, de tal forma que cualquier equipo provisto de
comunicación PLC pueda decodificar la información presente en la línea. Esta
tecnología emergente y en auge se podría considerar que es la próxima
revolución relevante desde la invención de la Internet, este tipo de redes se
denominan redes inteligentes y con plena seguridad desempeñarán un papel
importante en las sociedades del mañana.
5
En la actualidad varios países europeos y Norteamérica, se han interesado en
el desarrollo e investigación de la transmisión de información a través de las
líneas eléctricas, invirtiendo grandes sumas de dinero en (Smart Grid) redes
inteligentes, creando de esta manera un sistema interconectado de potencia
donde tanto energía como información fluyen de las empresas prestadoras de
cada componente del servicio a los usuarios finales y viceversa, de forma
totalmente automática, de manera que se alcance un alto nivel de eficiencia,
confiabilidad, seguridad, economía y sostenibilidad en el suministro de
electricidad. [2]. Estas redes tienen el potencial de reducir las emisiones de
dióxido de carbono a través de la integración de los recursos de energía
renovable distribuida, almacenamiento de energía, y el plug- in de vehículos
eléctricos híbridos. [3,4].
1.1.1. Tipos de modulación
Recapitulando el tema de medios de transmisión, las redes eléctricas son un
mal medio para las transmisiones de comunicaciones. Los problemas que
ocasionan son: atenuación con la frecuencia, variaciones con la impedancia,
multicamino y condiciones desfavorables de ruido. Para mitigar en lo posible
estos inconvenientes, se pueden emplear dos tipos de modulaciones en las
PLC’s.
Banda ancha: PLC crea una red de telecomunicaciones multiservicio
basada en IP, además usa frecuencias en el rango de 1 a 34 MHz y
alcanza un máximo de 200 Mbit/s.
Banda angosta: Comprende un régimen binario con características de
muy baja velocidad (del orden de kbits/seg). Figura 1. Entre las
aplicaciones se tienen: automatización de la red eléctrica, domótica y
lectura de contadores.
1.1.2. Normatividad
Como consideración general en un sistema de comunicación abierta es
obligatorio contar con normas y directrices para garantizar que cada nodo,
independientemente del fabricante, no comprometa las características de toda
la red y el rendimiento del sistema de comunicación.
6
Figura 1: Modulaciones de banda angosta
(Fuente: ADD Group. OFDM ‐the 3rdgenerationof narrowbandPower Line
Communications)
Este aspecto es relevante por la presencia de varios fabricantes y diferentes
electrodomésticos en una vivienda, así que se debe considerar que una lengua
común (protocolo) sea obligatorio en todo el canal. En el último año el
CENELEC (Comité Europeo de Estándares de Electrotécnica) ha publicado una
serie de regulaciones sobre la comunicación en las instalaciones eléctricas de
baja tensión.
En particular, se pueden enunciar:
La EN50065-1, relativa a las disposiciones generales, bandas de
frecuencia y perturbaciones electromagnéticas. [5].
La EN50065-4-2, se refiere al bajo voltaje de desacoplamiento, requisitos
del filtro y de seguridad. [6].
La EN50065-7 sobre la impedancia de los dispositivos. [7].
La EN50065-2-1 sobre requisitos de protección.
7
En el último período también hay una especie de acuerdo entre los fabricantes
de electrodomésticos con los protocolos de EHS (European Home System),
aunque una gran cantidad de protocolos son personalizados, la tendencia ha
sido a utilizar firmwares homogéneos. [8].
Además del CENELEC, existe la Comisión Federal de Comunicaciones (FCC),
estos son los organismos de aplicación de normas reguladoras en Europa y
USA, respectivamente.
En USA se puede utilizar para las comunicaciones por la línea de energía eléctrica, 110V~/60Hz, la banda de frecuencia de 0 a 500 KHz. Sin embargo, la normativa reguladora en Europa es más estricta en cuanto al ancho de banda para aplicaciones en líneas eléctricas de baja tensión, 220V~/ 50Hz, la norma CENELEC sólo permite utilizar frecuencias entre 3 KHz y 148,5 KHz para la red pública de energía eléctrica y para fines de domótica en hogares y en edificios públicos. Los diferentes rangos de frecuencia con las restricciones de uso impuestas por las normas de CENELEC se muestran en el Tabla 1. Se puede observar que el espectro está dividido en cinco bandas de frecuencias.
Tabla 1: Bandas de frecuencia utilizadas en power line carrier [9].
Algunas de las especificaciones de importancia definidas en el estándar
EN50065 en relación con la Banda A de CENELEC, son los niveles de tensión
8
máximos de la señal, de 134 dBμV (equivalente a 5 V- 0dB) especificado en 9
KHz, y de 120 dBμV (equivalente al 1V) especificado en 95 KHz. Otro
parámetro importante que fija la norma, es el nivel de potencia máxima de
transmisión, el cual no debe exceder de 500 mW.
1.2. TRANSCEIVER
Hay tres factores principales que han condicionado hasta ahora el campo de la
comunicación por línea de energía:
a) El lento desarrollo de la normativa internacional y las normas;
b) Algunas limitaciones técnicas ligadas a la red eléctrica;
c) Consideración sobre los costes desde el punto de vista general.
El primer factor se detalla en la sección 1.1.2. Normatividad.
La segunda consideración crítica se refiere a los problemas técnicos con la
topología específica de la red eléctrica, La Figura 2 representa un escenario
típico de la señal presente en una red eléctrica. Por varias razones que se
enumeran en el párrafo siguiente (baja impedancia, diferentes tipos de
perturbaciones, etc.) la señal FSK recibida tiene un nivel muy bajo y se mezcla
con un gran nivel de ruido.
Figura 2: Principales señales moduladas sobre la red
(Fuente: FSK Power-Line Transceiver Description Application Note AN1714. ST)
9
Los aspectos de ruido y baja impedancia son más críticos en una casa
residencial que cuenta con una gran diversidad de diferentes aparatos
electrónicos que son empleados diariamente. [10].
Cada entidad de la red tiene que ser capaz de gestionar una comunicación
fiable también en estas condiciones críticas. Para alcanzar este objetivo todos
los aspectos de diseño de la aplicación tienen que ser considerados
cuidadosamente, desde la interfaz de acoplamiento a la administración de
energía.
Por último, pero no menos importante la consideración sobre el punto de vista
económico. No es una simple consideración de la relación de costo de nodo a
una línea de potencia equivalente o solución inalámbrica, sino también otros
aspectos como el coste de la instalación y la configuración de toda la red.
Otra cuestión económica que tiene que ser considerada es el consumo de
energía de un único nodo de comunicación. El consumo de energía de cada
unidad de comunicación tiene que ser menor de lo posible ya que cada unidad
debe permanecer siempre en la lista para recibir comandos de un transmisor
remoto. Estas limitaciones son aún más relevantes en aplicaciones con un gran
número de nodos. Considere por ejemplo el control de un sistema de
iluminación de las calles con miles de lámparas o un sistema de medición con
varios miles de contadores eléctricos.
La idea de utilizar las líneas de energía para fines de comunicación se ha
estudiado desde finales del siglo pasado. La ventaja obvia es la amplia
disponibilidad de propagación de la infraestructura eléctrica, por lo que los
costos de implementación en teoría se limitan a conectar módems a la red
eléctrica existente. [11].
1.3. RED ELÉCTRICA
El medio de comunicación (red eléctrica) consiste en todo lo relacionado a las
tomas de corriente. Esto incluye cableado de la casa en las paredes del edificio,
el cableado del aparato, y los aparatos de sí mismos, el panel de servicio, el
cable triplex para conectar al panel de servicio hasta transformador de
distribución y el transformador de distribución propia.
10
Por otro lado, los transformadores de distribución suelen servir para más de una
residencia, por lo tanto, las cargas y el cableado de todas las residencias deben
considerarse ya que están conectados al mismo transformador.
1.3.1. Impedancia de red eléctrica
Una línea de alimentación tiene una impedancia muy variable, dependiendo de
varios factores como, por ejemplo su configuración (conexión en estrella,
conexión en anillo) o el número de entidades vinculadas.
Una gran cantidad de datos sobre este tema ha sido publicada por Malack y
Engstrom de IBM (Laboratorio de Compatibilidad Electromagnético), que mide
la impedancia de RF de 86 sistemas comerciales de distribución de CA en seis
países europeos (ver Figura 3).
Estas mediciones muestran que la impedancia de los circuitos de potencia
residenciales aumenta con la frecuencia y está en el intervalo de
aproximadamente 1,5 a 8Ω a 100KHz. Parece que esta impedancia se
determina por dos parámetros - las cargas conectadas a la red y la impedancia
del transformador de distribución. En los últimos años una tercera influencia se
ha presentado, en particular en la red residencial. Está representada por los
filtros EMI montados en la última generación de aparatos electrodomésticos
(refrigeradores, lavadoras, televisores, hi-fi). La impedancia es generalmente
inductiva. [13].
Para cargas resistivas típicas, se espera atenuación de la señal a ser de 2 a 50
dB a 150 kHz, dependiendo del transformador de distribución utilizado y el
tamaño de las cargas.
1.3.2. Ruido
Los aparatos conectados al mismo transformador secundario al que el sistema
portador de línea de alimentación está conectado, causan la principal fuente de
ruido. Las principales fuentes de ruido serán Triacs utilizados en reguladores de
luz, motores universales, fuentes de alimentación conmutadas y lámparas
fluorescentes.
Los Triacs generan ruido con la señal de potencia de 50 Hz y este ruido
aparece como armónicos de 50 Hz. En los últimos años otras dos fuentes de
fuerte ruido se han introducido en la red eléctrica. Son las lámparas
fluorescentes compactas (CFL) y las fuentes de alimentación de conmutación
de batería recargable (por ejemplo portátil) o pequeños electrodomésticos.
11
Figura 3: Impedancia vs Frecuencia CENELEC (Power line urban)
(Fuente: Determining of Impedance and Attenuation on Power Line
Communication System [14])
12
2. DESARROLLO DEL SISTEMA DE MODULACIÓN EN REDES
ELÉCTRICAS
El desarrollo del proyecto se ejecutó en diferentes etapas, las cuales están
constituidas por el diseño e implementación de cada uno de los bloques
funcionales que componen el sistema. Figura 4.
Dos transmisores que continuamente registran lecturas de potencia y
envían estos datos por la red, estos dispositivos estarán ubicados en los
outlets (tomacorriente) donde se energizan los electrodomésticos que
comúnmente se usan en una vivienda.
Un receptor (concentrador), que recolecta los datos enviados a través de
la red y permite una visualización en tiempo real de la potencia sensada
por los transmisores.
Cada uno de los bloques anteriormente nombrados está constituido por:
Fuente conmutada de .
Un Transceiver que realiza la interfaz de la red eléctrica y un sistema
(normalmente un microprocesador con algunos sensores), este
transceiver está encargado de la aplicación y las capas superiores del
protocolo de comunicación.
El contador de potencia que agrupado con unos sensores, es el
encargado de suministrar el consumo de potencia sobre la línea.
NOTA: El receptor no posee un contador de potencia, debido a que desempeña
funciones de recolector de datos.
13
10 V
5 V
5 V 10 V
SMPS FLYBACK
CONVERTER
HOST
CONTROLLER
PLC
TRANSCEIVER
LINE
COUPLING
INTERFACE
POWER LINE
RECEPTOR
10 V
5 V
5 V 10 V
SMPS FLYBACK
CONVERTER
HOST
CONTROLLER
PLC
TRANSCEIVER
P
LINE
COUPLING
INTERFACE
N
LOAD
EMISOR
ENERGY
METERING
TRANSDUCERS
(CURRENT/VOLTAGE)
Figura 4: Diagrama de bloques del sistema
Fuente: Los autores
14
2.1. SMPS TOPOLOGIA FLYBACK
La topología Flyback es comúnmente empleada en aplicaciones de bajo costo y en las que se requiera suministrar un valor de potencia entre 5W y 150W. En este caso, el diseño implementado está en capacidad de entregar una potencia de 5 W. A continuación, se hará una descripción breve sobre el funcionamiento de esta topología, Anexo A. La operación de flyback se puede reconocer fácilmente teniendo en cuenta la posición de los puntos en el devanado primario y secundario del transformador (estos puntos muestran los inicios de los bobinados). Durante el estado “on” del Mosfet (IRF840), los extremos con puntos de todos los bobinados son negativos con respecto a sus extremos sin puntos y la energía se almacena en el transformador de potencia, en este período de tiempo el diodo está polarizado inversamente obligando que la corriente hacia la carga, solamente sea suministrada a través del condensador de salida. Cuando el Mosfet pasa a estado "off", la energía almacenada en el transformador se transfiere a la carga y al condensador, sustituyendo de esta manera la corriente perdida en el estado anterior. El transformador debe considerarse como un inductor con dos devanados, uno para el almacenamiento de energía en el transformador y el otro para el suministro de la energía en el condensador de salida. Además suple una necesidad de seguridad muy importante provee al circuito de un aislamiento eléctrico.
2.1.1. Diseño SMPS
Las especificaciones de la fuente están consignadas en la Tabla 2.
Símbolo Descripción Valores
Voltaje de salida
Potencia máxima de salida
Corriente de salida
Eficiencia
Frecuencia mínima de conmutación
Voltaje limitado por circuito clamp
Tabla 2. Especificaciones Convertidor
15
El punto de partida para el diseño de la fuente conmutada (SMPS “switched-mode power supply”), es la definición de los valores de voltaje y de frecuencia nominal de las líneas de distribución de la red eléctrica que alimentan la fuente. Los niveles de tensión de la red son:
Con respecto a la frecuencia de la línea se tiene: . Estas especificaciones permiten configurar protecciones por caída de tensión y son útiles para realizar los cálculos de los circuitos que componen el lazo de control del integrado L6565 (Controlador SMPS), tal vez, el principal componente de la fuente.
2.1.1.1. Cálculos preliminares (Paso I)
Hay algunas cantidades que necesitan ser calculadas antes de comenzar el diseño individual de cada bloque funcional del convertidor. Tabla 3.
Símbolo Descripción Valores
Potencia de entrada
Mínimo pico de voltaje de entrada
Máximo pico de voltaje de entrada
Tabla 3. Cálculos preliminares Un valor típico de (Puente rectificador y caída de tensión filtro de interferencia electromagnética “EMI”), es de 3 V. [15]. Esta caída de tensión se resta al pico de voltaje AC de entrada que afecta a la tensión de riso pico presente en el voltaje DC, dando como resultado el
2.1.1.2. Puente rectificador No se necesitan consideraciones especiales para seleccionar el puente rectificador, debido a que la potencia requerida es limitada. Un puente de diodos estándar de 1A y 400/600 V de tensión inversa será apropiado.
16
2.1.1.3. Condensador de entrada
El condensador de entrada , junto con el puente rectificador, convierte la
tensión de la red en una tensión DC no regulada, es la tensión de entrada
para el convertidor flyback. El valor de debe ser suficiente para tener un rizado relativamente bajo. Figura 5. En el mínimo valor de la tensión de la red
, el valor de , determinará el mínimo valor de la tensión de entrada al convertidor . Un aspecto a tener en cuenta es que los valores máximos del ciclo de trabajo y de la corriente de pico máxima permitidos por el L6565 no
deberán ser superados por la tensión
Figura 5. Voltaje de entrada
(Fuente: Application Note AN1262. ST)
Existen dos condiciones claramente perceptibles al escoger un valor de
A mayor valor de , mayor será y , menor será el pico y la corriente RMS a través del Mosfet (xxxxx). Todo se traducirá en menor disipación de energía del mosfet y menor rango del ciclo de trabajo para lograr la regulación, pero al tener un mayor tamaño del condensador, mayor será el pico y la corriente RMS extraída de la red, es decir, más disipación de energía en el puente rectificador.
A menor valor de , se obtendrá una mayor disipación de energía en el mosfet y menor en el puente rectificador.
Ante estas condiciones es recomendado un valor de , que cause una
amplitud pico a pico de rizado de un 25-30% de la tensión pico de la red ,
lo que significa que será de un 70-75% del valor pico.
(1)
17
(2)
El valor de , simplemente es el promedio entre y .
(3)
A continuación, se evalúan la potencia del transformador y , es el
tiempo de carga de , mientras los diodos están conduciendo. Inicialmente supone un valor igual a cero, después de algunas iteraciones tanto y llegaran a sus respectivos valores.
(4)
(5)
2.1.1.4. Cálculos preliminares (Paso II)
A continuación se evalúan, la potencia procesada por el transformador y la caída de tensión media a través de la resistencia interna del MOSFET .
se resta a , el valor resultante es la tensión realmente aplicada al
devanado primario del transformador. El valor de (resistencia drain-
source) debe asignarse teniendo en cuenta el valor máximo que el fabricante recomienda en la hoja técnica de fabricación. Tabla 4.
Drain-Source On State Resistance 0.85 Ω
Tabla 4. Valor de
(6)
18
En la ecuación (6), se refiere a la caída de voltaje forward en el diodo
secundario, para bajos voltajes de salida 15 V un diodo Schottky se puede utilizar y una caída forward típica de 0.5V puede ser considerada; para tensiones de salida más altas se utilizará un diodo PN ultrarrápido, con una caída forward típica de 0,8 V.
(7)
En la ecuación (7), es la tensión reflejada, este valor debe ser tan alto como sea posible, de hecho, esto conlleva a un ciclo de trabajo mayor, lo que minimiza la corriente RMS a través del IC MOSFET. Hay dos posibles limitaciones a la tensión máxima reflejada: Debe ser considerado cierto margen del ciclo de trabajo por los efectos
transitorios generados por las cargas, el ciclo de trabajo máximo permitido por los dispositivos es (67% min) por lo tanto la tensión reflejada debe ser tal que el ciclo de trabajo máximo (a la tensión de entrada mínima y máxima potencia de salida) no exceda de 62-64%.
La otra limitación es que la suma de la tensión máxima de entrada
, la tensión reflejada y el pico de sobretensión debe estar
por debajo de la ruptura interna del MOSFET (700 V min), esto debido a
la inductancia de fuga . Otros valores también deben ser considerados: al menos se recomienda 50 V para fijar una recuperación forward del diodo del circuito clamp. La Figura 6, ilustra cómo se distribuye la tensión de drain-source. Un valor de de 120 V, llevará a una tensión máxima de drenaje de 320 V, dejando suficiente espacio
para una desmagnetización eficiente de la inductancia de fuga . El ciclo de trabajo máximo debe ser alrededor del 60%.
Valor medido: Voltaje drain-source
19
Figura 6. Voltaje drain-source
(Fuente: Application Note AN1262. ST)
es la sobretensión de inductancia de fuga . La inductancia de fuga
representa el flujo magnético generado por el devanado primario que no es transferido al secundario, cuando el MOSFET está apagado Almacena energía que no será entregada al secundario y que necesita ser transferida o disipada en otros lugares. Figura 7.
Figura 7. Elementos parásitos circuito quasi-resonante QR
(Tomado de: Application Note AN1326. ST)
Por último, se halla el ciclo de trabajo máximo . Si este valor excede a 62-
64%, el voltaje reflejado debe ser bajo, o el voltaje mínimo de entrada
20
debe aumentarse, mediante la selección de una capacitancia de entrada más grande.
(8)
El máximo pico de corriente en el devanado primario viene dado por:
(9)
2.1.1.5. Condiciones de funcionamiento
Se necesita estudiar el comportamiento del integrado L6565 en las peores condiciones de funcionamiento, para esto, es necesario que se evalúen las condiciones de funcionamiento . Esto se hará con la ayuda de las relaciones de la Tabla 5.
Símbolo Descripción Valores
Ciclo Útil (Interruptor ON)
Corriente DC del primario
Corriente RMS del primario
Relación de períodos de conmutación de
conducción del diodo del secundario
Corriente pico del secundario
21
Símbolo Descripción Valores
Corriente DC del secundario
Corriente RMS del secundario
Tabla 5. Cálculos preliminares condiciones de funcionamiento del convertidor
2.1.1.6. Diseño del transformador Flyback
Para completar el conjunto de datos necesarios para diseñar el transformador
flyback, se deben definir el valor de la inductancia primaria y la relación de
espiras de primario a secundario . La inductancia primaria será elegida de manera que el convertidor opera en el
límite entre DCM (Modo continuo) y CCM (Modo discontinuo) con .
(10)
La relación de espiras se define con el fin de obtener el valor de tensión
reflejada deseada:
(11)
A partir de este momento, se puede comenzar con la selección del núcleo magnético, su material y su geometría. En cuanto al material magnético, una ferrita blanda estándar (con gap de aire) es la opción habitual. La geometría será normalmente en E, ya que resultan en bobinados menos estrechos y más delgados. Se debe tener en cuenta que minimizar la inductancia de fuga es una de las principales tareas en el diseño de un transformador flyback. La adición de un espacio de aire a un núcleo de ferrita sólido logra dos resultados. En primer lugar, inclina la curva de histéresis como se muestra en la Figura 8 y por lo tanto disminuye su permeabilidad, que debe ser conocida para
22
seleccionar el número de vueltas para una inductancia deseada. Segundo, y más importante, aumenta el número de amperios por vuelta que puede tolerar antes de que sature. Figura 8. El gap en el núcleo reduce la pendiente de la curva de histéresis
(Fuente: Switching Power Supply. Third Edition)
La siguiente cantidad a ser definida es el pico de densidad de flujo . Como se muestra en la Tabla 6, las ferritas del material PC47 se saturan por encima
de 0,3 T por lo tanto un valor de igual 0.35 T se puede seleccionar para maximizar la utilización del núcleo. Este máximo de densidad de flujo pico se producirá cuando la corriente primaria sea máxima. Anteriormente, se afirmó que el material del núcleo de ferrita que se empleó fue el PC47, ahora, se especificaran sus dimensiones. Figura 9.
Figura 9. Dimensiones parte PC47ETD19-Z
(Fuente: Ferrite Core for Switching Power Supplies)
23
Tabla 6. Características del material PC47 TDK
(Fuente: TDK Ferrite Cores PC47)
El núcleo tiene las siguientes características:
Parámetros Valor
Área de sección transversal efectiva
Relación de Inductancia por número de espiras
Gap
Tabla 7. Características del núcleo PC47ETD19-Z
Las curvas donde se obtuvieron los valores de la tabla 7, se encuentran consignadas en el Anexo B. Si se hace una recopilación de todos los datos analizados en este último apartado, sin duda alguna, se puede hallar el número de espiras de cada uno de los devanados y el calibre del cable que se utilizará para culminar con la fabricación del Flyback. Número de espiras mínimo en el devanada primario:
(12)
24
Número de espiras máximo en el devanada primario:
(13)
Número de espiras en el devanada secundario:
(14)
Número de espiras en el devanada auxiliar:
(15)
Nota: La desmagnetización del transformador se detecta a través de devanado
auxiliar que alimenta el L6565. . Diseño de los devanados: Las pérdidas en el cobre serán igualmente
asignados al devanado primario y al devanado secundario (la potencia manejada por el auxiliar es despreciable). Por lo tanto la resistencia máxima del devanado primario y del secundario serán respectivamente:
(16)
(17)
El área de la sección transversal del conductor de cobre del devanado primario y secundario se obtiene teniendo en cuenta la resistividad del
cobre a 100 °C y el promedio de longitud por vuelta del carrete al núcleo seleccionado es 4.
(18)
25
(19)
De acuerdo a una tabla de características físicas de alambre de cobre, basta con tener en cuenta las mediciones de área transversal para identificar el número de alambre que se usó para realizar los devanados.
AWG
Area
Copper
[ ]
30 0.000509
33 0.000254
Tabla 8. Características físicas del alambre
Como resultado, el devanado primario se fabricó con un alambre No. 30 AWG y el secundario 33 AWG.
2.1.1.7. Circuito clamp
El pin “drain” del Mosfet tiene que ser fijado a un nivel de tensión, para evitar que el pico debido a la inductancia de fuga del transformador supere su tensión de ruptura. Un clamp RCD (ver figura 10), es una solución económica y muy empleada.
Figura 10. Clamp RCD
Fuente: Los autores
26
El clamp puede no ser necesario en un convertidor de , pero antes de desistir a su implementación, es importante revisar cuidadosamente el pico en sobrecarga y las condiciones de puesta en funcionamiento, para asegurarse de que el voltaje del MOSFET no se superará nunca. El condensador en el clamp, es cargado por la energía almacenada en la inductancia de fuga y debe asegurarse de que la máxima sobretensión permitida no se excederá en ningún caso, incluso en condiciones de
cortocircuito. Su valor mínimo será entonces:
(20)
El tipo de condensador debe experimentar bajas pérdidas (película dieléctrica de polipropileno o polietileno) para reducir la disipación de energía y evitar el sobrecalentamiento debido a las corrientes pico que experimenta. La resistencia en el clamp debe tener un valor mínimo de:
(21)
Y su potencia nominal está dada por:
(22)
Por lo general, el valor de la resistencia y el condensador se selecciona mucho mayor que el valor mínimo para reducir las pérdidas. Por último se hará referencia al diodo de bloqueo, debe ser de recuperación rápida y rápido encendido, para evitar sobretensiones adicionales en “drain”. Se empleó la referencia CURN102-HF que es un diodo de recuperación ultrarrápida de 1A a 400 V de voltaje inverso.
2.1.1.8. Rectificador secundario Para esta sección del convertidor, se debe utilizar un diodo ultrarrápido o, siempre que sea permitido por la tensión inversa, un tipo Schottky. Este último, además de la optimización por la recuperación inversa, reduce al mínimo las
27
pérdidas de conducción. A continuación se verificara la tensión inversa que podría experimentar:
(23)
En este caso se seleccionó un diodo Schottky. (STPS2L30A).
2.1.1.9. Condensador de salida y post filter
La función de filtrado la suelen suplir grandes condensadores electrolíticos de baja ESR, los parámetros que se tuvieron en cuenta a la hora de su selección fueron:
Tensión de trabajo.
Ondulación RMS.
Valor ESR. (Resistencia Serie Equivalente). El voltaje de funcionamiento DC del capacitor debe ser mayor que , se recomienda un margen de 25% para mayor fiabilidad. La corriente CA en el capacitor experimenta cambios a causa disipación de potencia por su ESR, ocasionando un aumento de temperatura, siendo esta la principal responsable de que el condensador se deteriore con mayor facilidad. Por lo tanto, es importante no hacer funcionar el condensador más allá de su tensión nominal CA, de lo contrario su vida útil se acorta considerablemente. Primero, se hallará el valor de la resistencia en serie del condensador (ESR), cabe anotar que la ondulación de salida es causada principalmente por la resistencia en serie y no por la capacitancia como tal.
(24)
El es el voltaje de ondulación de salida y corresponde al 2% de .
Del catálogo de algún fabricante de capacitores, se puede obtener la siguiente expresión para valores pequeños de ESR.
(25)
28
Para obtener un cierto margen y mejor dispersión térmica, la elección final es utilizar dos condensadores en paralelo.
2.1.1.10. Red de inicio del integrado de control
Para garantizar que el integrado L6565 arranque tan pronto como se aplica la
tensión de línea, es necesario precargar los condensadores y . (Figura 11), esto se logra con una resistencia conectada al bus DC. La corriente requerida para el arranque del integrado estará determinada por el valor . De la hoja de datos del fabricante se puede obtener el
valor de esta corriente que no debe superar los .
(26)
Figura 11. Circuito de arranque L6565
Fuente: Los autores
Ahora se determinará el valor de la capacitancia , que se establece de acuerdo con otro requisito. Este condensador debe ser capaz de suministrar energía al controlador L6565 hasta que alcance su estado estacionario, esta transición tarda en promedio unos como máximo (según hoja de datos). Ahora bien, otra condición que debe cumplir el condensador es el voltaje de histéresis mínimo en el L6565 (diferencia entre el umbral de inicio y el umbral de mínima tensión) esta tensión es de , esto quiere decir que el voltaje a
través de debe ser mínimo de durante el período de arranque. Por
29
último, en la hoja técnica del L6565 se contempla que la máxima corriente de
reposo después del encendido es de , con este dato final, se tendrá:
(27)
Al revisar el circuito de arranque, se percibirá que falta definir la resistencia y el diodo . El diodo tiene que soportar una tensión inversa igual a:
(28)
Debido a que el diodo no será sometido a condiciones críticas de corriente ni de voltaje, un 1N4148 será una opción adecuada.
La resistencia en serie a filtra el pico de voltaje generado por el devanado auxiliar, cuando se aumenta la carga a la salida del convertidor. El valor óptimo depende de los parámetros parásitos del transformador (principalmente el acoplamiento entre el auxiliar y el devanado secundario), se puede ajustar
empíricamente, pero el fabricante recomienda una resistencia de .
2.1.1.11. Sensor corriente devanado primario
La corriente primaria es detectada a través de un resistor , el voltaje resultante es aplicado al pin CS del L6565 y se compara con una referencia interna para determinar el apagado del MOSFET, la importancia de esta resistencia es tal que tendrá una influencia en los valores de y por
supuesto de . En la Figura 12a, se puede identificar una relación no lineal
entre y , los tiempos hacen referencia al estado transitorio del Mosfet, por otro lado en Figura 12b, se puede percibir un cambio considerable de potencia para diferentes rangos de voltaje de entrada, esto se mitiga con un circuito de compensación definido por el valor de . El valor óptimo de , minimiza la variación de potencia en el rango de
tensión de entrada, este valor se conoce mediante ecuación:
(29)
30
Figura 12. Capacidad de potencia Vs Voltaje de entrada
(Fuente: Application Note AN1326. ST)
Ahora bien, se procederá a hallar el valor de la resistencia ,
(30)
El valor de 0.467, corresponde a una condición para que el no exceda los
, recomendados por el fabricante. Remítase a la hoja de datos del L6565.
2.1.1.12. Circuito detector de corriente cero
La desmagnetización del transformador será detectada a través del bobinado auxiliar que alimenta el IC: de hecho, la tensión desarrollada en este bobonado es una réplica exacta de la tensión que expiremanta el pin drain del Mosfet, simplemente que es reducido por la relación de espiras auxiliar-primario . Figura 13. El circuito ZCD, experimenta dos momentos principalmente:
Cuando el cae por debajo de se establece el disparo del PWM y el estado en on del Mosfet. (Circuito de disparo).
No obstante, antes de la disminución de voltaje, descrita anteriormente, el pin 5 (ZCD) debe experimentar una aumento de tensión superior a , por lo general esta variación es causada por la desconexión del Mosfet. (Circuito de armado).
Esto es posible gracias a que al interior del integrado, se encuentra un comparador con histéresis , conectado a la entrada de un monoestable que se activa con un flanco positivo. Las señales se pueden analizar en la Figura 13.
31
Se debe tener en cuenta que el voltaje en el pin 5, no debe sobrepasar los limites inferior ni superior, establecidos dos circutios clamp. El clamp superior
normalmente es fijado a , mientras que el inferior está por encima de cero. A continuación, se procederá a hallar la resistencia que conformara el circuito ZCD, este resistor tiene que limitar la corriente suministrada por el auxiliar,
dentro de la capacidad nominal de los clamp internos ( minimo cada uno). Para seleccionar su valor, se debe considerar la peor condición que ocurre mientras el Mosfet está en estado on, a la máxima tensión de entrada. El valor mínimo de resistencia será entonces:
(31)
Considerando el nivel máximo más abajo del clamp y la capacidad minima de corriente del pin .
2.1.1.13. Diseño de lazo de control
El lazo de control se puede resumir como se muestra en la Figura 14, donde cada bloque se describe por su función de transferencia en el dominio de la frecuencia compleja.
El modulador PWM + Conjunto de la etapa de potencia, se denominara la "planta" en este lazo.
El amplificador de error será el "controlador". El objetivo de este diseño es asegurar que el sistema resultante sea estable y con buen desempeño en términos de regulación y respuesta dinámica.
Figura 14. Lazo de control QR flyback
(Fuente: Datasheet L6565. ST)
32
Figura 13. Modo QR
(Fuente: Datasheet L6565. ST)
Ahora se procederá a determinar la función de transferencia de la planta , con el fin de seleccionar una estructura adecuada para . La
función de transferencia es descrita en la Tabla 9 y su diagrama de Bode ilustrado en la Figura 15b. La definición de , corresponde a la relación de que es la ganancia
del PWM, donde es el ciclo de trabajo máximo y corresponde al optimo voltaje en el pin COMP del integrado.
33
Tabla 9. Función de transferencia de la planta El sistema se estabilizará con un lazo cerrado Figura 16, su función de transferencia es Figura 15b, que comprende un polo en el origen y un par de polos en cero, está definida como:
(32)
Figura 15. Diagramas de Bode G1 y G2
(Fuente: Application Note AN1262. ST)
34
El circuito de realimentación del lazo de control utiliza una disposición popular con un TL431 como referencia secundaria o amplificador de error, y un optoacoplador (PC816) para transferir la señal de control al lado del primario. El amplificador de error del L6565 se usa entonces como una fuente de corriente, cuya característica se muestra en la Figura 16, así: el voltaje cambia (y el
ciclo de trabajo es controlado) modulando la corriente a través del pin
COMP, así que un cambio de provocará un cambio de .
Figura 16. Circuito de realimentación
Fuente: Los Autores
Ahora, se pasará a discutir el valor de algunas notaciones utilizadas en las fórmulas de Tabla 10, el del regulador de voltaje shunt (TL431), es la
tensión de referencia que es igual a , el es la caída de tensión del
LED del optoacoplador en este caso , mientras que los valores de y , se pueden obtener del datasheet del integrado L6565. Por último se hará referencia a CTR que es la relación de transferencia de corriente del optoacoplador su valor oscila entre 0.8 y 1.6.
35
Tabla 10. Implementación del controlador 2.2. PLC TRANSCEIVER
El transceiver ST7540 tiene como función realizar la comunicación sobre la red eléctrica, usando una modulación por desplazamiento de frecuencia (FSK). La técnica de modulación FSK se traduce en una señal digital, en este caso una señal sinusoidal que puede tener dos frecuencias de diferentes valores, uno para el nivel lógico alto de la señal digital (FH) y otro para el nivel bajo (FL).
2.2.1. Generalidades La interfaz de comunicación empleada para entablar el canal de comunicación entre el Host y el ST7540, tiene dos características muy relevantes: (Figura 17).
El tipo de interfaz es SPI (Serial Peripheral Interface).
El modo de acceso entre dispositivos es sincrónico.
Es estrictamente necesario establecer la comunicación con los atributos anteriormente mencionados, ya que es la única forma en que se puede tener acceso al registro de control del transceiver.
Figura 17. Interfaz sincrónica ST7540/Host Controller
(Fuente: Datasheet ST7540)
36
Para seleccionar la interfaz SPI, el pin 12 (UART/SPI) debe ser forzado a “0los otros pines que interactúan con el host son: (Tabla 11).
RxD: Datos de salida RX.
TxD: Datos de entrada TX.
RxTx: Selección de Tx o Rx.
"1" – Sesión de RX. "0" – Sesión de TX.
CLR/T: La señal de reloj en la comunicación sincrónica.
REG_DATA: Selector de acceso a registro de control o principal.
"1" – Registro de control. "0" – Acceso principal.
TRANSCEIVER EMISOR RECEPTOR
SPI ST7540 SPI PIC18F25K22 SPI PIC18F25K22
Pin 4 (RxD) Pin 15 (SDI) Pin 15 (SDI)
Pin 6 (TxD) Pin 16 (SDO) Pin 16 (SDO)
Pin 5 (RxTx) Pin 13 (RC2) Pin 13 (RC2)
Pin 8 (CLR/T) Pin 14 (SCK) Pin 14 (SCK)
Pin 2 (REG_DATA) Pin 12 (RC1) Pin 12 (RC1)
Tabla 11. Interfaz de comunicación
2.2.2. Registro de Control
El registro de control del ST7540 se compone por 24 bits, que permiten la configuración de las principales características del canal de comunicación:
Frecuencia de la portadora 72 KHz.
Baud rate 2400 bits/s.
Desviación de frecuencia de 0.5.
Time out de la transmisión 1s.
Los procesos de escritura y lectura al registro de control, están definidos por el pin CLR/T (clock). (Figura 18) Se debe tener en cuenta que el intercambio de datos entre el tranceiver y el host es bidireccional, pero no se gesta en el mismo instante de tiempo, definiendo la conexión como Half Duplex. En esta conexión el tranceiver es el maestro y el host es el esclavo.
37
Figura 18. Proceso de escritura y lectura registro de control
Fuente: Los autores
REGISTRO DE CONTROL
Líneas de interfaz Host: RxD TxD RxTx
CLR/T REG_DATA
REG_DATA = 1
Si
No
RxTx = 1
Lectura Registro de Control Escritura Registro de
Control
Los datos se cargan a través de TxD
Los datos se envían a través de RxD
Recepción 24 bits
Transmisión 24 bits
CONFIGURACIÓN FINALIZADA
TRANSMISIÓN Y RECEPCIÓN DATOS (RED ELÉCTRICA)
Si No
Si Si No No
38
Los datos escritos en el registro de control son: MSB
LSB
0 0 0 1 0 0 1 1 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1 0 1 0 1 1 1
0X1362D7
Tabla 12. Datos en el registro de control
En las transmisiones siempre se envía primero el bit más significativo, lo que permite tener una clara interpretación de la señal enviada en un proceso de escritura. En la figura 19, se pueden observar dos señales: la de color azul en la parte superior, corresponde al pin CLR/T (reloj generado por un cristal de 16 MHz ubicado entre los pines X1 y X2). La de color amarillo en la parte inferior, es escaneada del pin RxD, a través de un proceso de lectura, por parte del host (PIC18F25K22).
Figura 19. Señal de CLR/T y RxD
Fuente: Los autores
2.2.3. Acceso principal Para transmitir o recibir datos a través de la red, el pin REG_DATA del ST7540 siempre debe ser igual a “0”. Las posibles condiciones serán: (Figura 20).
39
Si el pin RxTx se establece en "1" y REG_DATA = "0" (recepción de datos), el ST7540 entra en un estado de inactividad y la línea CLR / T es forzada a “0”. Después de un tiempo (Tcc) el módem almacena los datos recibidos por el pin RxD.
Si la línea RxTx se establece en "0" y REG_DATA = "0" (transmisión de datos), el ST7540 entra en un estado de inactividad y los circuitos de transmisión se encienden. Después de un tiempo (Tcc) el módem comienza a transmitir los datos presentes en la línea TxD
Figura 20. Transmisión y recepción de datos
(Fuente: Datasheet ST7540)
2.2.4. Acoplamiento a la red eléctrica
La interfaz que se empleó para acoplar las señales (datos) a la red eléctrica, está compuesta de tres tipos de filtros diferentes:
- Filtro activo (Transmisión).
- Filtro pasivo (Transmisión).
- Filtro pasivo (Recepción).
2.2.4.1. Filtro Activo (Transmisión)
El filtro activo Tx se basa en el amplificador de potencia (PA) interno que posee el ST7540, cuyas entradas y salida están disponibles en los pines del empaquetado, permitiendo elaborar una red de filtrado alrededor del amplificador.
La función de transferencia de segundo orden del filtro es:
40
(33)
Donde:
Con ecuación (33) se puede hallar el valor de la frecuencia de corte:
Figura 21. Diagrama de bode filtro activo Tx
Fuente: Los autores
-80
-60
-40
-20
0
20
Magnitu
de (
dB
)
104
105
106
107
108
-180
-135
-90
-45
0
Phase (
deg)
Bode Diagram
Frequency (rad/sec)
41
2.2.4.2. Filtro Pasivo (Transmisión)
El acople a la línea de alimentación requiere algunos componentes pasivos, además de la etapa de filtrado activo. En particular, la sección de filtro pasivo Tx está hecha del condensador de desacoplamiento C22, el transformador T2, el inductor L5 y el condensador C23 por seguridad. El valor de L5 ha sido elegido con precisión para tener una alta corriente de saturación (> 1 A) y una resistencia en serie equivalente muy baja (<0,2 Ω), esto se requiere para limitar las pérdidas de inserción y de distorsión incluso con una carga alta. La frecuencia central se calcula como:
(34)
2.2.4.3. Filtro Pasivo (Recepción)
El filtro de Rx se compone de una resistencia en serie con un LC resonante en paralelo. La función de transferencia del filtro se puede escribir como:
(35)
Donde es la resistencia en serie DC de la bobina (en este caso, alrededor
de 2 Ω). La frecuencia central y el factor de calidad del filtro se pueden expresar como:
42
Figura 22. Respuesta en frecuencia del filtro pasivo Rx
(Fuente: Application Note AN2451. ST)
2.3. CONTADOR DE POTENCIA
EL ADE7753 es un medidor integrado multifunción que incorpora dos delta-sigma ADC de 16bits, un integrador (sobre el CH1), sensor de temperatura y todo el procesamiento requerido para desarrollar mediciones de energía activa, reactiva y aparente, mediciones de voltaje de línea, cálculos de voltaje y corriente RMS, el ADE7753 ofrece una interfaz para acoplarse con sensores de corriente ya sea bobinas de Rogowski, transformadores de corriente o sensores de efecto hall, lo que suprime la necesidad de agregar un integrador externo. Además posee registros de acumulación, control e interrupciones que aseguran una medición fiable. Tabla 13.
ADDRESS REGISTRO R/W DESCRIPCIÓN BITS
0X01 WAVEFORM R Contiene los datos de la onda muestreada, la fuente de los datos y longitud
del registro se seleccionan en los bits 13 y 14 del registro MODE. 24
0X02 AENERGY R La potencia activa es acumulada en este registro. 24
0X03 RAENERGY R El mismo registro de potencia activa, pero es reseteado después de una
operación de lectura. 24
0X04 LAENERGY R La potencia activa instantánea es acumulada. Los ciclos de línea se
configuran en LYNECYC. 24
0X05 VAENERGY R La potencia aparente es acumulada en este registro. 24
43
ADDRESS REGISTRO R/W DESCRIPCIÓN BITS
0X06 RVAENERGY R El mismo registro de energía activa, pero es reseteado después de una
operación de lectura. 24
0X07 LVAENERGY R La potencia real instantánea es acumulada en este registro. Los ciclos de
línea se configuran en LYNECYC. 24
0X08 LVARENERGY R La potencia reactiva instantánea es acumulada en este registro. Los ciclos de
línea se configuran en LYNECYC. 24
0X09 MODE R/W Se configuran frecuencias de muestreo y filtros de modos de calibración. 16
0X0A IRQEN R/W Habilitación de interrupciones. El registro STATUS registrara interrupciones
aunque estas estén deshabilitadas. 16
0X0B STATUS R Registro del estado de interrupciones. 16
0X0C RSTSTATUS R El mismo registro de status excepto que después de una operación de
lectura resetea todas las banderas. 16
0X0D CH1OS R/W Ajusta el offset del canal 1, el bit 6 no es usado y del bit 0 al 5 se remueve el
offset del canal. Poniendo un 1 en el bit MSB se habilita el integrador digital del canal.
8
0X0E CH2OS R/W Ajusta el offset del canal 2, los bits 6 y 7 no son usados, los bits del 0 al 5
remueven el offset del canal. 8
0X0F GAIN R/W Ajusta la ganancia del amplificador operacional programable (PGA) en los
canales 1 y 2. 8
0X10 PHCAL R/W Calibración de fase, la corrección de fase entre el canal 1 y el canal 2 puede ser ajustada escribiendo en los 6 bits de este registro. El valor oscila entre
0X1D y 0X21. 6
0X11 APOS R/W Corrección de offset de la potencia activa, se pueden remover pequeños
offset de la potencia. 16
0X12 WGAIN R/W Ajusta la ganancia de potencia activa, el rango de calibración es de +-50%
del valor nominal, la resolución de la ganancia es 0.0244%/LSB. 12
0X13 WDIV R/W Divide la potencia activa, la potencia activa es dividida por el valor de este
registro antes de ser almacenada en el registro AENERGY. 8
0X14 CFNUM R/W Numerador divisor de frecuencia, se ajusta la frecuencia del tren de pulsos. 12
0X15 CFDEN R/W Denominador divisor de frecuencia, se ajusta la frecuencia del tren de
pulsos. 12
0X16 IRMS R Valor RMS de la corriente (canal 1). 24
0X17 VRMS R Valor RMS del voltaje (canal 2). 24
0X18 IRMSOS R/W Corrección de offset del valor RMS del canal 1. 12
44
ADDRESS REGISTRO R/W DESCRIPCIÓN BITS
0X19 VRMSOS R/W Corrección de offset del valor RMS del canal 2. 12
0X1A VAGAIN R/W Ajusta la ganancia de potencia aparente, el rango de calibración es de +-50%
del valor nominal, la resolución de la ganancia es 0.0244%/LSB. 12
0X1B VADIV R/W Divide la potencia aparente, la potencia aparente es dividida por el valor de
este registro antes de ser almacenada, en el registro VAENERGY. 8
0X1C LINECYC R/W Acumulación de ciclos de la línea de potencia. 16
0X1D ZXTOUT R/W Tiempo de espera para la detección de cruce por cero en el canal 2. Si no se
detecta, la interrupción IRQ es activada. 12
0X1E SAGCYC R/W Especifica el número de ciclos de línea consecutivos sobre el canal 2 antes
de que la salida SAG sea activado. 8
0X1F SAGLVL R/W Determina el nivel de pico sobre el canal 2. 8
0X20 IPKLVL R/W Guarda el nivel de pico de corriente máximo, si se excede, la bandera PKV en
el registro status se pone a uno. 8
0X21 VPKLVL R/W Guarda el nivel de pico de voltaje máximo, si se excede, la bandera PKV en el
registro status se pone a uno. 8
0X22 IPEAK R El máximo valor de entrada de corriente es almacenado en este registro. 24
0X23 RSTIPEAK R El mismo registro anterior excepto que después de una lectura se resetea. 24
0X24 VPEAK R El máximo valor de entrada de voltaje es almacenado en este registro. 24
0X25 RSTVPEAK R El mismo registro anterior excepto que después de una lectura se resetea. 24
0X26 TEMP R Contiene el resultado de la última conversión de temperatura. 8
0X27 PERIOD R El mismo registro anterior excepto que después de una lectura se resetea. 16
0X28-0X3C
- - Se configura el periodo del canal 2. El MSB es siempre cero -
0X3D TMODE R/W Registro de prueba del registro MODE. 8
0X3E CHKSUM R Es igual a la suma de todos los unos previamente leídos en la operación de
lectura serial. 6
0X3F DIEREV R Contiene la revisión del número de silicio. 8
Tabla 13. Registros del ADE7753
Fuente: Datasheet ADE7753ADSZ
45
2.3.1. Interfaz SPI
La comunicación con el ADE7753 se realiza por medio de la interfaz SPI, las operaciones de lectura y escritura en los registros se realiza por medio de esta interfaz siendo el microcontrolador el maestro de la comunicación, encargado de suministrarle al ADE7753 la señal de sincronización para las operaciones de lectura y escritura.
Esta comunicación es hecha por cuatro señales SCLK, DIN, DOUT Y CS. La señal de reloj es aplicada la entrada lógica SCLK, los datos son fijados al ADE7753 por la entrada lógica DIN durante un flanco de bajada de la señal SCLK. El pin lógico CS es la entrada Chip-select, un nivel lógico bajo coloca al ADE7753 en modo de comunicación, un salto a nivel lógico alto durante una operación de lectura o escritura abortara la comunicación con el ADE7753, por lo que este pin debe estar en nivel lógico bajo para asegurar una operación de transferencia de datos exitosa.
El acceso a los registros ya sea para realizar una operación de lectura o de escritura debe llevar siempre como encabezado la dirección del registro a leer o escribir. Figura 23.
Figura 23. Operación de lectura y escritura al registro de comunicaciones
(Fuente: Datasheet ADE7753)
Para identificar qué tipo de operación se va a realizar sobre el ADE, se debe tener en cuenta el estado del primer bit. Si se envía un “cero”, el ADE realiza una operación de lectura y si es enviado un “uno” se procede a escribir sus registros internos. Figura 24.
46
Figura 24. Escritura y lectura registro LYNECYC= 0x07D0
Fuente: Los Autores
2.3.2. Calibración del ADE7753
La calibración del ADE7753 consiste en escribir los valores correspondientes en los registros asociados al cálculo de la potencia activa, los registros de control y operación, así como en el registro de interrupciones. Para obtener como resultado la óptima operación del integrado.
2.3.2.1. Calibración de CF
CF hace referencia a una salida lógica que ofrece información de la energía activa, es usada para calibrar el ADE. Este pin ofrece una señal de salida que posee una frecuencia que se relaciona con la energía calculada en un tiempo con una carga determinada.
(36)
Donde:
MeterConstant: 3.2 imp/Wh
Load: Carga de calibración 9.21 A - 119 V
El primer paso en la calibración del ADE7753 es calcular el valor del registro CFDEN. Esto se hace comparando el valor esperado de CF nominal con el valor obtenido cuando los valores de corriente de base (Carga de calibración)
47
son aplicados al ADE. El valor de CF esperado cuando se aplica la corriente de base se calcula aplicando la ecuación (36). Para este valor se asume un factor de potencia unitario
El ADE7753 presenta una señal de salida en el pin CF con un valor de frecuencia máximo de 23Khz cuando los valores de entrada son full scale es decir 1Vpp.
(37)
El valor de frecuencia de la señal a la salida del pin CF se relaciona con el valor de energía activa según la siguiente ecuación:
(38)
Donde:
LAENERGY: Acumula el valor de potencia activa instantánea durante un valor de tiempo que es especificado a través del valor del registro LINECYC.
WDIV: El valor de la energía activa es dividido por el valor de este registro antes de ser almacenado en el registro AENERGY
CFNUM y CFDEN: La salida de frecuencia del pin CF es ajustada por estos valores.
Tiempo de acumulación: Es el valor en segundos durante los cuales se almaceno la energía.
El siguiente valor a ser calculado es CFDEN, este valor puede ser obtenido por medio de la relación de CF nominal a la corriente de base y CF experimental a la corriente de base.
48
(39)
Este valor será cargado en el registro CFDEN.
2.3.2.2. Calibración de ganancia de vatio
Los valores de CFDEN Y CFNUM deben ser cargados en sus respectivos registros antes de iniciar esta calibración. CFDEN=0A87 Y CFNUM=0000.
El propósito de esta calibración es obtener el valor que se cargara en el registro WGAIN. El cálculo de la potencia activa puede ser calibrado escribiendo en este registro de 12 bits. La resolución de la ganancia es 0.024%/LSB.
El valor de WGAIN puede ser expresado mediante la relación de los valores del registro LAENERGY.
(40)
El valor de se obtiene con la siguiente ecuación
(41)
Donde:
LINECYC: Registro con el número de medios ciclos de línea (valor 2000 fabricante)
Donde:
(42)
CLKIN= Frecuencia del ADE7753 3.57MHz
49
El valor del registro PERIOD debe ser leído del ADE7753 este registro almacena el valor del periodo de la señal de entrada del canal 2 (canal de voltaje) por medio de un detector de cruce por cero.
El valor obtenido de este registro es . Con este valor se procede a calcular el valor del periodo de línea usando la ecuación (42).
El último valor que hace falta para calcular el valor de WGAIN es este valor debe ser leído del ADE7753.
El valor leído del registro fue , luego se calcula el valor del registro WGAIN.
El valor de este registro debe ser almacenado en complemento a dos.
50
Ahora, se calculó el valor de Wh por cada bit en el registro LAENERGY
(43)
2.3.2.3. Cálculo de compensación de vatio
Para el cálculo de la compensación de vatio primero se debe escribir en el registro LINECYC=35700 esto fijará un tiempo durante el cual, el registro LAENERGY almacenará energía activa para una carga muy pequeña. Esta carga tiene las siguientes características .
Después se procede a leer el valor del registro LAENERGY para esta carga. Este valor es .
Ahora se necesita calcular el valor de para poder
calcular .
(44)
Este valor se obtiene con la siguiente ecuación.
(45)
51
Ahora si se puede obtener el valor de
El error proporcional al bit menos significativo del registro Se calcula:
(46)
Por último, se calcula el valor del registro APOS. Este registro de 16 bits asegura la corrección de pequeños offset del cálculo de la potencia activa
(47)
52
2.3.3. Cálculo de la potencia activa
El valor leído en el registro LAENERGY debe ser multiplicado por el valor de
, para obtener la lectura de potencia activa en unidades Wh.
Se debe tener presente que el proceso de calibración, se debe realizar la primera vez que se energiza todo el sistema, esto garantizará que las lecturas de potencia sean confiables y veraces, finalmente los valores a ser quemados en los registros después de haber realizado los cálculos de calibración son: Tabla 14. Registro Valor Descripción
CH1OS 0x0080 Integrador a la entrada del canal 1 habilitado
GAIN 0x0000 Ganancia 1 para la entrada del canal 1 ,entrada full scale 0.5v
CH2OS 0x0000 No remover offset a la entrada del canal 2
CFDEN 0x0CD7 Valor usado para la calibración del cálculo de potencia activa
CFNUM 0x0000 Valor usado para la calibración del cálculo de potencia activa
WDIV 0x0000 Valor usado para la calibración del cálculo de potencia activa
LINECYC 0x07D0 Tiempo de acumulación de la potencia de 16.7 seg
MODE 0x0088
HPF(High-pass filter) en el canal 1 habilitado, LPF(Low-pass filter) del canal 2 habilitado, CF habilitado, detección de
SAG(Detección de caída de tensión de línea) deshabilitado, acumulación de energía en ciclos de línea
IRQEN 0x0004 Habilitar interrupción cuando se complete un ciclo de línea
definido por LINECYC
PHCAL 0x000D Calibración de fase(no implementada)
APOS 0x3985 Corrección de OFFSET de la potencia activa
WGAIN 0xFEFB Ajuste de ganancia de potencia activa
VADIV 0x0000 Valor del divisor de energía aparente en 1
VAGAIN 0x0000 Ganancia de energía aparente en 1
IRMSOS 0x0000 Corrección del canal 1 RMS offset en 0
VRMSOS 0x0000 Corrección del canal 2 RMS offset en 0
Tabla 14. Configuración de los registros del ADE7753
Fuente: Datasheet ADE7753ADSZ
53
3. ANÁLISIS DE RESULTADOS
La fuente SMPS fue diseñada para suministrar una corriente máxima de 500
mA y a máxima carga se puede corroborar que efectivamente cumple con esta
especificación, pero se presentó un inconveniente cuando se alimentaban el
transmisor y el receptor, ya que la fuente presentaba fluctuaciones y no
mantenía un suministro constante de energía. Esto se corrigió fijando una
resistencia en paralelo a la salida obligando a la fuente suministrar más
corriente a los circuitos.
Analizando el módulo de comunicaciones se encontró un gran inconveniente
con el modem, a la hora de entablar un enlace con el Host (PIC18F25K22),
siempre era abortado cualquier intento de comunicación para acceder a los
registros de control, este suceso, obligo a desarrollar una serie de funciones
para el correcto funcionamiento de la interfaz SPI, dejando de lado las librerías
disponibles en el compilador C18 que habían sido muy útiles en la etapa
preliminar del proyecto. (Pruebas en protoboard).
Se estudió en detalle los diagramas de tiempo necesarios para acceder al
registro de control y principal del modem y se optó por emplear retardos y un
escaneo de los flancos ascendentes de la señal de reloj, como resultado se
obtuvo una optima sincronización de las operaciones de lectura y escritura del
host hacia el modem.
El ADE7753 presenta una variación en la lectura de potencia con cargas bajas
a pesar de la calibración y correcta configuración, no obstante con cargas altas
los porcentajes de errores están dentro del margen de tolerancia para un tipo de
medición de estas características.
54
4. CONCLUSIONES
Se realizó una segunda versión del sistema de monitoreo y control
modulado en las redes eléctricas, con un redimensionamiento de las
PCB’s, minimizando de esta manera los recursos empleados y
ermitiendo una mayor versatilidad en la predicción de errores de diseño y
análisis de señales de funcionamiento. Además se migró a tecnologías
acordes a las exigencias actuales del mercado.
Se diseñó y construyó una fuente quasi resonante con una eficiencia
superior al 70%, se concibió desde cero con ayuda de manuales y
literatura, se planteó paso a paso cada uno de los principales circuitos
que la componen obteniendo excelentes resultados. Las tres fuentes
construidas se sometieron a pruebas de funcionamiento por largos
periodos de tiempo a máxima carga (0.5 A) y todas experimentaron
respuestas favorables a este tipo de exigencias.
Se diseñaron e implementaron una serie de transformadores de tipo
“flyback”, fueron embobinados cada uno con 3 devanados: un primario,
un secundario y un auxiliar. Los transformadores operaron dentro del
rango de funcionamiento de la fuente a pesar de los posibles errores de
manufacturación y la adecuación de un núcleo de ferrita obtenido en el
mercado local.
Se implementó un medidor de potencia activa con el integrado ADE7753,
gracias a su correcta configuración y calibración, se obtuvieron unos
cálculos de potencia veraces.
Se logró la transmisión de datos a través de la red eléctrica utilizando la
modulación FSK generada por un modem ST7540, que fue configurado
por medio de un microcontrolador empleando una interfaz SPI, gracias a
su funcionalidad y características se simplifico en gran medida el diseño
de la aplicación.
55
5. BIBLIOGRAFIA
[1] Campos, R. (2007). Sistemas de comunicación empleados en el área de
transmisión de la cfe. Universidad Autónoma de Zacatecas. México
[2] Redes eléctricas inteligentes. Grupo de investigación CIDET.
http://www.cidet.org.co/redes-electricas-inteligentes-smart-grids.
[3] B. A. Hamilton, J. Miller, and B. Renz, “Understanding the benefits of smart
grid,” Tech. Rep. DOE/NETL-2010/1413, U.S. Department of Energy, 2010.
[4] L. T. Berger and K. Iniewski, Smart Grid—Applicacions, Communications and
Security, John Wiley & Sons, 2012.
[5] CENELEC, European Committee for Electrotechnical Standardization - EN
50065-1, Signaling on low-voltage electrical installations in the frequency range
3 kHz to 148,5 kHz. Part 1: General requirements, frequency bands and
electromagnetic disturbances - July 2001.
[6] CENELEC, European Committee for Electrotechnical Standardization - EN
50065-4-2, Signaling on low-voltage electrical installations in the frequency
range
3 kHz to 148,5 Khz. Part 4-2: Low voltage decoupling filters- Safety
requirements - August 2001.
[7] CENELEC, European Committee for Electrotechnical Standardization - EN
50065-7, Signaling on low-voltage electrical installations in the frequency range
3 kHz to 148,5 Khz. Part 7: Equipment impedance - November 2001.
[8] EHSA, European Home System Association - EHS specifications, version
1.3a - May 2001.
[9] CENELEC, European Committee for Electrotechnical Standardization - prEN
50065-2- 1, Signaling on low-voltage electrical installations in the frequency
56
range 3 kHz to 148,5 kHz. Part 2-1: Immunity requirements for mains
Communications Equipment and systems operating in the range of frequencies
95 kHz to 148,5 kHz and intended for use in Residential, Commercial and Light
Industrial Environments – 1999.
[10] M. Burns, “NIST SGIP catalog of standards,” October
2010, http://collaborate.nist.gov/twikisggrid/bin/view/SmartGrid/SGIPCatalogOfS
tandards.
[11] P. A. Brown, “Power line communications—past present and future,”
in Proceedings of the International Symposium on Power Line Communicatons
and Its Applications (ISPLC '99), pp. 1–8, September 1999.
[12] SGS-THOMSON - Power Line Modem & Applications data book -
September 1994.
[13] Measurements of Impedance and Attenuation at CENELEC Bands for
Power Line Communications Systems. Published online 2008 dec 8. doi:
http://www.mdpi.com/1424-8220/8/12/8027
[14] Karadeniz, E. Determining of Impedance and Attenuation on Power Line Communication System. MSc Thesis, Karadeniz Technical University: Trabzon, Turkey, 2006.
[15] OFFLINE FLYBACK CONVERTERS DESIGN METHODOLOGY WITH THE
L6590 FAMILY. AN1262 APPLICATION NOTE. STMicroelectronics. Fuente de
internet:
http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet/SGSThomsonMicroelectronics/mXyw
ysu.pdf
[16] L6565 QUASI-RESONANT CONTROLLER. AN1326 APPLICATION NOTE.
STMicroelectronics. Fuente de internet:
http://freedatasheets.com/downloads/Application%20Note%20Power%20Supply
%20And%20Power%20Management%20L6565%20AN1326.pdf
57
[17] ST7540 FSK powerline transceiver design guide for AMR. AN2451
Application note. STMicroelectronics. Fuente de internet:
http://www.st.com/web/en/resource/technical/document/application_note/CD001
43379.pdf
58
ANEXO A. Esquemático Fuente QR 10 V – 0.5 A
ANEXO B. Curvas características del núcleo de ferrita PC47ETD19-Z
59
ANEXO C. Esquemático Transmisor
60
ANEXO D. Esquemático Receptor
61
ANEXO E. PCB Fuente
Silk Screen Top Bottom
Drill and Sizes
62
ANEXO F. PCB Transmisor
Silk Screen Top Bottom
Drill and Sizes
63
ANEXO G. PCB Receptor
Silk Screen Top Bottom
Drill and Size
64