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H. Garnier 1
Hugues GARNIER
Synthèse de
correcteurs numériques
par transposition analogique
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H. Garnier 2
Les 2 voies pour la synthèse de correcteurs numériques
• La synthèse de correcteurs numériques par transposition de correcteurs continus est une approche couramment utilisée dans le domaine industriel pour deux raisons majeures :
– les méthodes de synthèse de correcteurs continus sont généralement bien maîtrisées
– les spécifications sont plus facilement interprétables avec des modèles continus qu’avec des modèles échantillonnés
Système continu G(s)
Correcteur continu C(s)
Système échantillonné G(z)
Correcteur numérique C(z)
Discrétisation
Discrétisation Synthèse
Synthèse
Mét
hode
de
T
rans
posi
tion
Méthodes
propres au num
érique
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H. Garnier 3
• Méthodologie 1. Synthèse d’un correcteur continu C(s) par une des méthodes de
synthèse traditionnelles (correcteur PID ou autres) déterminé à partir du modèle du système à contrôler permettant de respecter le cahier des charges
2. Transposition de la fonction de transfert continu C(s) en un correcteur numérique C(z) pour avoir un algorithme de commande numérique qui s’approche le plus possible de comportement du contrôle numérique
Synthèse de correcteur numérique par transposition du correcteur analogique
C(z) C(s)
C(s)
Discrétisation
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H. Garnier 4
Synthèse de correcteur numérique par transposition du correcteur analogique
+ -
C(z) Y(z) Yc(z) ε (z) G(s) Bo(s)
Te
+ -
C(s) G(s) Y(s) Yc(s) ε (s)
Transposition par discrétisation
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H. Garnier 5
Méthodes de discrétisation du correcteur analogique
Il en existe de nombreuses dont :
- la méthode de l’invariance impulsionnelle
- la méthode de l’invariance indicielle
- la méthode des pôles et des zéros
- la méthode de l’approximation avancée
- la méthode de l’approximation retardée
- la méthode de l’approximation de Tustin (ou bilinéaire)
• Visualisez la vidéo de Brian Douglas • Discrete control #2: Discretize! Going from continuous to discrete domain
• Remarque importante • La méthode de discrétisation par le bloqueur d’ordre zéro (zoh) n’est pas
adaptée ici (car il n’y a pas de bloqueur avant le correcteur !)
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H. Garnier 6
On connaît C(s) Comment en déduire C(z) ???
Approximations avancée et retardée
s = 1Teln(z) Relation non linéaire !
z = esTe ≈1+Tes +…s = z −1
Te=1− z−1
Tez−1
Approximation avancée Déconseillée car ne conserve pas la stabilité !
z = esTeOn connaît la relation liant z à s :
z = 1
e−sTe=
11−Tes +…
s = z −1Tez
=1− z−1
TeApproximation retardée
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H. Garnier 7
Stabilité et distorsion de l’approximation retardée
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H. Garnier 8
On connaît C(s) Comment en déduire C(z) ???
Approximation de Tustin ou bilinéaire
s = 1Teln(z) Relation non linéaire !
Approximation de Tustin ou bilinéaire
z = esTeOn connaît la relation liant z à s :
z = esTe2
e−sTe2
≈1+Te2s +…
1−Te2s +…
s = 2Te
z −1z +1
=2Te
1− z−1
1+ z−1
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H. Garnier 9
Stabilité et distorsion de l’approximation de Tustin
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H. Garnier 10
Synthèse d’un correcteur numérique par transposition d’un correcteur continu – Exemple
Soit le correcteur continu : et Te=0,3s
Approximation avancée
Approximation retardée
Approximation de Tustin
Sous Matlab : Cd=c2d(Cc,Te,’tustin’)
C(s ) = 1+0,53s1+0,21s
C(z) = 0,53z −0,230,21z +0,09
C(z) = 0,83z −0,530,51z +0,21
C(z) = 1,89z −1,06z +0,17
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H. Garnier 11
Rappel sur les correcteurs PID
+ -
C(s) G(s) Y(s) Yc(s) ε (s) U(s)
C(s ) = Kp 1+1Tis
+Tds⎛
⎝⎜⎜
⎞
⎠⎟⎟
C(s ) = Kp 1+1Tis
+Tds
1+TdNs
⎛
⎝
⎜⎜⎜⎜
⎞
⎠
⎟⎟⎟⎟
avec N ≥ 5
PID idéal
PID réel
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H. Garnier 12
Version numérique du PID par les 2 méthodes de transposition conseillées
Approximation retardée
Approximation de Tustin
Approximation retardée : formules plus simples souvent utilisées en
pratique pour cette raison
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Schéma d’implantation de la forme standard d’un PID numérique (approximation retardée)
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Schéma d’implantation de la forme sans dérivation de l’entrée d’un PID numérique (approximation retardée)
En pratique, on dérive rarement le terme de consigne pour éviter des variations brutales de la commande lors de changement brusque de type échelon sur la consigne. Le schéma devient alors
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H. Garnier 15
Algorithme d’implantation de la forme sans dérivation de l’entrée d’un PID numérique (approximation retardée)
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Anti-saturation d’intégrale
• La partie intégrale peut entraîner des effets indésirables lorsque, en raison d’un signal d’erreur trop grand, l’intégrateur sature
• L’actionneur reste alors en butée, même lorsque la sortie du système varie
• Une approche possible pour éliminer cet effet consiste à introduire un bouclage sur l’intégrateur, ramenant l’écart entre l’entrée u(k) et la sortie us(k) de la saturation (réelle ou simulée), avec une constante d’intégration Tt
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Forme parallèle du PID numérique : un réglage plus pratique
C(s ) = Kp 1+
1Tis
+Tds⎛
⎝⎜⎜
⎞
⎠⎟⎟ = Kp +
Kis+Kds
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PID numérique dans un code informatique
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H. Garnier 19
Réglage des actions du correcteur PID analogique Rappels
• Le réglage du correcteur PID analogique passe par le choix de
Kp, Ti, Td, Tt , N
– N est souvent fixé à N=10 – Tt est choisie dans la plage [0,1Ti ; Ti]
• Pour la détermination des paramètres Kp, Ti, Td, des méthodes de réglage
ont été proposées comme par exemple celles de Ziegler-Nichols
• Ces réglages constituent une base qu’il convient d’affiner en fonction des performances désirées
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H. Garnier 20
Influence des actions P, I et D dans le cas de la forme parallèle du PID numérique
C(s ) = Kp 1+
1Tis
+Tds⎛
⎝⎜⎜
⎞
⎠⎟⎟ = Kp +
Kis+Kds
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H. Garnier 21
Régulation numérique par transposition d’un correcteur continu – A retenir
• Méthodes de transposition conseillées en pratique : • Approximation bilinéaire (Tustin) ou approximation retardée (car formules les
plus simples)
• Comportement de la régulation numérique au mieux équivalent à celui de la régulation analogique mais souvent moins bon
• convient si le système est lent • convient si la période d’échantillonnage est petite par rapport à la dynamique
principale τ du correcteur (si Te<τ/10)
• Attention ! Même si la stabilité du système bouclé avec le correcteur analogique est vérifiée, cela ne garantit pas la stabilité du système bouclé avec le correcteur numérique !
• Il faut en particulier vérifier que la période d’échantillonnage choisie n’entraîne pas une perte de la stabilité
• L’effet de la présence du bloqueur d’ordre zéro (retard additionnel) n’est pas pris en compte dans la synthèse et peut jouer sur la stabilité
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H. Garnier 22
TP asservissement et régulation de température via un contrôle PID numérique