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RUBEN IVANKOVIC
ÉTUDE COMPARATIVE DE REDRESSEURS POUR L’AUGMENTATION DES PERFORMANCES DES SYSTÈMES DE GÉNÉRATION D’AUTOMOBILE
UTILISANT UN ALTERNATEUR À ROTOR À GRIFFES
Mémoire présenté à la Faculté des études supérieures de l’Université Laval
dans le cadre du programme de maîtrise en génie électrique pour l’obtention du grade de maître ès sciences (M.Sc.)
FACULTÉ DES SCIENCES ET GÉNIE UNIVERSITÉ LAVAL
QUÉBEC
2009 © Ruben Ivankovic, 2009
Résumé
La génératrice synchrone à griffes est une technologie mature et économique qui est
largement utilisée dans l’industrie automobile pour l’alimentation des équipements
électriques à bord des véhicules et la recharge de l’accumulateur d’énergie. Cependant, le
système de génération actuel qui utilise un simple pont redresseur à diodes atteint ses
limites en raison de son faible rendement et de l’augmentation progressive de la puissance
consommée. Ce travail présente une étude comparative de différentes structures de
redressement qui peuvent être associées à un alternateur à rotor à griffes dans le but
d’augmenter la puissance de sortie et le rendement du système, tout en minimisant
l’ondulation du courant de sortie. Nous proposons un modèle équivalent de type circuit
permettant de simuler le comportement d’un système de génération automobile
conventionnel avec une précision raisonnable. Plusieurs techniques pour augmenter la
puissance maximale de sortie d’un alternateur branché à un redresseur à diodes sont
évaluées. Ces techniques ne nécessitent aucune modification de géométrie de l’alternateur
mais rajoutent certaines limitations sur le fonctionnement qui sont discutées. Nous étudions
ensuite des structures de redressement à MLI en comparant leur prix et leurs performances
théoriques. Des versions entrelacées de ces structures sont analysées pour minimiser
l’ondulation du courant de sortie. Toutes ces solutions sont testées et comparées sur un
banc d’essai polyvalent qui a été développé dans le cadre de cette étude.
Ce travail montre qu’il est possible d’augmenter la puissance de sortie et le rendement lors
du fonctionnement à haute vitesse avec des redresseurs MLI ou des redresseurs à diodes,
mais il est très difficile d’égaler, en même temps, la puissance et le rendement à la vitesse
de ralenti. L’entrelacement de plusieurs structures de redressement permet une réduction
importante de l’ondulation du courant de sortie et n’entraine pas forcement une
augmentation de prix. Les essais pratiques ont aussi mis en évidence les limites d’une
comparaison des performances par simulation lorsque la saturation magnétique dans la
machine est négligée.
Avant Propos
Je tiens à remercier en premier lieu M. Jérôme Cros, professeur au département de génie
électrique et génie informatique, qui a accepté de diriger ce mémoire. Je suis profondément
reconnaissant pour son soutien scientifique, moral, financier et pour tout le temps qu’il m’a
consacré.
Je voudrais exprimer mon estime et gratitude à M. Philippe Viarouge, professeur au
département de génie électrique et génie informatique, pour sa sagesse et son enthousiasme
envers le génie et l’enseignement.
Mes remerciements vont également aux membres du jury pour avoir accepté de réviser et
évaluer ce travail.
Je remercie le stagiaire Mathieu Pépin et les techniciens du département Gaétan Bernier et
Marco Béland pour l’aide qui m’ont offert.
J’exprime une immense gratitude et sympathie à tous les membres du LEEPCI qui ont,
d’une façon ou d’une autre, rendu agréable et inoubliable mon séjour au Québec. Un
remerciement particulier je le dois à Davide Aguglia.
Enfin, une mention de gratitude éternelle à Élie, pour ses involontaires mais
exceptionnelles leçons de vie.
Ruben Ivankovic
Table des matières
Résumé....................................................................................................................................i
Avant Propos ........................................................................................................................ ii
Table des matières .............................................................................................................. iii
Liste des figures....................................................................................................................vi
Liste des tableaux..................................................................................................................x
Introduction générale ...........................................................................................................1
CHAPITRE I.........................................................................................................................3
1 Système de génération conventionnel pour automobile ............................................3 1.1. Introduction.............................................................................................................3 1.2. Constitution d’un système de génération pour automobile ....................................4
1.2.1 Principes de fonctionnement...........................................................................4 1.2.2 Alternateur à rotor à griffes (ou Lundell) .......................................................7 1.2.3 Redresseur à diodes ........................................................................................9 1.2.4 Performances et pertes ..................................................................................11 1.2.5 Dimensionnement des semi-conducteurs et de l’accumulateur ....................13
1.3. Modélisation du système de génération................................................................16 1.3.1 Choix de la méthode de modélisation...........................................................16 1.3.2 Modèle équivalent de type circuit pour l’alternateur....................................17 1.3.3 Validation de la méthode de simulation et du modèle équivalent de l’alternateur...................................................................................................................19
1.4. Conclusion ............................................................................................................21
CHAPITRE II .....................................................................................................................22
2 Solutions pour l’augmentation de la puissance de sortie d’un alternateur pour automobile ...........................................................................................................................22
2.1. Introduction...........................................................................................................22 2.2. Adaptation du nombre de spires ...........................................................................23 2.3. Reconfiguration du bobinage................................................................................26 2.4. Machine à bobinage multiple................................................................................29 2.5. Structures de redresseur ........................................................................................33
2.5.1 Redresseur à quatre branches........................................................................33 2.5.2 Redresseur à une demi-onde .........................................................................35
iv
2.6. Comparaison des structures ..................................................................................37 2.7. Conclusion ............................................................................................................38
CHAPITRE III....................................................................................................................40
3 Structures de redressement à transistors à fonctionnement MLI..........................40 3.1. Introduction...........................................................................................................40 3.2. Redresseur MLI en pont complet..........................................................................41
3.2.1 Technique de contrôle...................................................................................42 3.2.2 Composantes additionnelles associées à l’utilisation d’un redresseur MLI .46 3.2.3 Dimensionnement des semi-conducteurs de puissance ................................47
3.3. Redresseur MLI en demi pont ..............................................................................54 3.3.1 Techniques de contrôle .................................................................................55 3.3.2 Dimensionnement des composants pour une commande pour l’adaptation de la tension de sortie ........................................................................................................60 3.3.3 Dimensionnement des composants pour une commande à angle optimal....64
3.4. Redresseur associé à un hacheur survolteur .........................................................64 3.4.1 Dimensionnement des composants...............................................................66
3.5. Comparaison des structures ..................................................................................68 3.6. Conclusion ............................................................................................................72
CHAPITRE IV....................................................................................................................74
4 Structures de redressement MLI entrelacées...........................................................74 4.1. Introduction...........................................................................................................74 4.2. Redresseurs MLI en pont complet entrelacés .......................................................74
4.2.1 Modulation sinusoïdale à angle optimal...................................................75 4.2.2 Commandes à ondulation du courant de sortie minimale.............................80
4.3. Redresseurs MLI en demi-pont entrelacés............................................................82 4.3.1 Entrelacement avec commande à angle optimal ......................................83 4.3.2 Entrelacement avec commande à adaptation de la tension de sortie ............83 4.3.3 Commandes minimisant l’ondulation du courant de sortie ..........................87
4.4. Redresseurs associés à des hacheurs survolteurs entrelacés.................................90 4.4.1 Entrelacement avec commande pour l’adaptation de la tension de sortie ....91 4.4.2 Commandes minimisant l’ondulation du courant de sortie ..........................94
4.5. Application des structures entrelacées aux alternateurs .......................................94 4.6. Comparaison .........................................................................................................94 4.7. Conclusion ............................................................................................................97
CHAPITRE V .....................................................................................................................98
5 Mise en œuvre d’un banc d’essai...............................................................................98 5.1. Introduction...........................................................................................................98 5.2. Structure générale du banc d’essai pour alternateur automobile ..........................98 5.3. Onduleur à dix phases.........................................................................................100
5.3.1 Circuit de puissance ....................................................................................101 5.3.2 Cartes de commande rapprochée ................................................................103
v
5.3.3 Carte d’interface .........................................................................................105 5.4. Alternateur avec un stator modifié à deux bobinages.........................................112 5.5. Conclusion ..........................................................................................................115
CHAPITRE VI..................................................................................................................116
6 Application expérimentale sur un alternateur d’automobile ...............................116 6.1. Introduction.........................................................................................................116 6.2. Méthode de mesure des performances et validations .........................................116 6.3. Validation du modèle d’un alternateur à bobinage multiple associé à de simples redresseurs à diodes ........................................................................................................119 6.4. Performances expérimentales des différentes topologies de redresseur .............121
6.4.1 Redresseur MLI en pont complet................................................................121 6.4.2 Redresseur MLI en demi pont ....................................................................123 6.4.3 Redresseur associé à un hacheur survolteur ...............................................125 6.4.4 Reconfiguration série/parallèle ...................................................................127
6.5. Effets de la saturation magnétique dans la machine lors de la commande à angle optimal ............................................................................................................................128 6.6. Effets de l’entrelacement ....................................................................................131 6.7. Comparaison générale.........................................................................................133 6.8. Conclusion ..........................................................................................................136
Conclusion générale..........................................................................................................138
Bibliographie .....................................................................................................................141
Annexe A............................................................................................................................145
Annexe B............................................................................................................................153
Liste des figures
Figure 1.1 : Schéma simplifié d'un système de génération conventionnel pour automobile..4 Figure 1.2 : Courbe caractéristique du courant maximal de sortie en fonction de la vitesse
pour un alternateur Delcotron 22SI type12V-100A........................................................7 Figure 1.3 : Alternateur démonté. (a) redresseur de puissance à 6 diodes avec radiateur, (b)
redresseur d’excitation, (c) régulateur, (d) porte-balais, (e) flasque postérieure en aluminium, (f) bobinage ondulé, (g) noyau du stator, (h) flasque frontale en aluminium, (i) ventilateur en aluminium, (j) bagues, (k) enroulement d’excitation, (l) pièces polaires en forme de griffes..................................................................................8
Figure 1.4 : Courant de sortie et courant de phase lors du fonctionnement à très basse vitesse (1200rpm)..........................................................................................................10
Figure 1.5 : Courant de sortie et courant de phase lors du fonctionnement à haute vitesse (8000rpm)......................................................................................................................10
Figure 1.6 : Courbes caractéristiques de puissance et rendement de l'alternateur Delcotron 22SI type 12V-100A .....................................................................................................11
Figure 1.7 : Système et courants considérés .........................................................................14 Figure 1.6 : Modèle circuit d'un système de génération .......................................................18 Figure 1.7 : Comparaison entre simulation et données du fabricant pour le courant de sortie
et le rendement ..............................................................................................................20 Figure 1.8 : Répartition des pertes en fonction de la vitesse selon le modèle circuit
comparées à la différence entre les pertes totales données par l’expérience et le modèle circuit.............................................................................................................................21
Figure 2.1 : Puissance moyenne installée à bord des véhicules au cours des dernières décennies [1] .................................................................................................................23
Figure 2.2 : Courant de sortie et pertes joules dans le stator pour une même machine bobinée avec N spires et N/2 spires. .............................................................................26
Figure 2.3 : (a) Reconfiguration du bobinage série/parallèle, (b) reconfiguration du bobinage triangle/étoile .................................................................................................27
Figure 2.4 : Courant de sortie et pertes joules dans le stator pour la même machine connectée en étoile et connectée en triangle. ................................................................27
Figure 2.5 : Reconfiguration de bobinage à point milieu .....................................................28 Figure 2.6 : Comparaison des performances entre un alternateur avec reconfiguration à
point milieu et l’alternateur de référence ......................................................................29 Figure 2.7 : (a) Bobinage triphasé simple, (b) Double bobinage triphasé ............................30 Figure 2.8 : Alternateur à bobinage multiple avec un nombre de spires égal à N0 pour le
premier bobinage et N0/2 pour le deuxième. .................................................................31 Figure 2.9 : Comparaison des performances entre un alternateur à bobinage multiple et
l’alternateur de référence...............................................................................................31 Figure 2.10 : Alternateur à bobinage multiple avec un nombre de spires de N0/2 pour les
deux bobinages et reconfiguration série/parallèle .........................................................32
vii
Figure 2.11 : Comparaison des performances entre un alternateur à bobinage multiple avec reconfiguration série/parallèle et l’alternateur de référence..........................................33
Figure 2.12 : Alternateur avec neutre connecté à une quatrième branche du redresseur .....34 Figure 2.13 : Comparaison des performances entre redressement à 8 diodes et redressement
à 6 diodes.......................................................................................................................35 Figure 2.14 : Alternateur connecté à un redresseur à une demi-onde...................................36 Figure 2.15 : Courants de phase (en haut) et courant de sortie (en bas) pour un alternateur
tournant à 3000rpm et connecté à un redresseur à 3 diodes..........................................36 Figure 2.16 : Comparaison des performances entre redresseur à 6 diodes et redresseur à 3
diodes ............................................................................................................................37 Figure 3.1 : Redresseur MLI en pont complet ......................................................................41 Figure 3.2 : Modèle de Behn-Eschenburg ............................................................................42 Figure 3.3 : Diagrammes de phase (a) Alternateur connecté à un redresseur à diode lors du
fonctionnement à basse vitesse, (b) Alternateur connecté à un redresseur à diode lors du fonctionnement à haute vitesse ................................................................................43
Figure 3.4 : Diagramme de phase pour un alternateur à puissance maximale......................43 Figure 3.5 : Tension efficace Vs et angle théoriques à appliquer pour un fonctionnement à
puissance maximale d’un alternateur Delcotron 22SI type 12V-100A.........................44 Figure 3.6 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur
MLI à pont complet avec modulation sinusoïdale ........................................................44 Figure 3.7 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur
MLI à pont complet avec modulation sinusoïdale et ajout du troisième harmonique ..46 Figure 3.8 : Structure du montage simplifiée .......................................................................48 Figure 3.9 : Tensions de référence........................................................................................48 Figure 3.10 : Forme d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T 53 Figure 3.11 : Redresseur MLI en demi-pont.........................................................................55 Figure 3.12 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur
MLI en demi-pont avec modulation sinusoïdale...........................................................56 Figure 3.13 : Forme du courant de phase et du courant de sortie pour une vitesse de
1000rpm ........................................................................................................................57 Figure 3.14 : Hacheur survolteur de base .............................................................................57 Figure 3.15 : Circuit équivalent d’un alternateur connecté à redresseur MLI à demi-pont
pour l’adaptation de la tension de sortie........................................................................58 Figure 3.16 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur
MLI en demi-pont avec adaptation de la tension de sortie ...........................................60 Figure 3.17 : Redresseur associé à un hacheur survolteur ....................................................65 Figure 3.18 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur
hacheur survolteur .........................................................................................................65 Figure 3.19 : Comparaison des courants de sortie des différentes structures .......................71 Figure 4.1 : Redresseurs MLI en pont complet entrelacés ...................................................75 Figure 4.2 : Tensions de référence et intervalles considérés ................................................76 Figure 4.3 : Formes d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T .77 Figure 4.4 : Composante AC du courant de sortie en fonction de l’indice de modulation k et
de l'angle pour un seul redresseur en pont complet ...................................................80 Figure 4.5 : Composante AC du courant de sortie en fonction de l’indice de modulation k et
de l'angle pour deux redresseurs en pont complet entrelacés ....................................81
viii
Figure 4.6 : Redresseurs MLI en demi-pont entrelacés ........................................................83 Figure 4.7 : Formes d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T .84 Figure 4.8 : Composante alternative du courant de sortie en fonction du rapport cyclique
pour deux redresseurs contrôlés en demi-pont avec entrelacement et sans entrelacement ................................................................................................................87
Figure 4.9 : Signaux de gâchette pour un entrelacement entre phases .................................88 Figure 4.10 : Comparaison de la composante AC du courant de sortie pour un
entrelacement entre structures et entrelacements entre structures et phases .................88 Figure 4.11 : Courant de sortie simulé pour un redresseur MLI en demi-pont avec rapport
cyclique fixe ..................................................................................................................90 Figure 4.12 : Redresseurs associés à deux hacheurs survolteurs entrelacés .........................90 Figure 4.13 : Formes d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T
.......................................................................................................................................91 Figure 4.14 : Composante alternative du courant de sortie en fonction du rapport cyclique
pour deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs avec entrelacement et sans entrelacement ................................................................................................................93
Figure 5.1: Schéma bloc du banc d'essai ..............................................................................99 Figure 5.2 : Banc d'essai. (a) onduleur, (b) redresseur conventionnel ventilé, (c) alternateur,
(d) capteur de couple, (e) capteur de position, (f) moteur à courant continu ..............100 Figure 5.3: Schéma du circuit de puissance........................................................................101 Figure 5.4 : Réalisation pratique du circuit de puissance ...................................................102 Figure 5.5 : Alimentation interne de l'onduleur..................................................................103 Figure 5.6 : Schéma bloc d’une carte de commande rapprochée .......................................104 Figure 5.7 : Bras d'onduleur avec sa carte de commande rapprochée ................................105 Figure 5.8 : Carte d'interface et plateforme DSP (a) carte DSP EzDSPF2812 (b) entrée pour
les câbles prévenants des capteurs de courant (c) entrée/sortie fibres optiques (d) entrée alimentations externes .................................................................................................107
Figure 5.9 : Circuit de mise en forme du signal de capteur de courant ..............................108 Figure 5.10 : Circuit d'interface avec le capteur de position ..............................................109 Figure 5.11 : Circuit de pilotage des transmetteurs de fibre optique..................................110 Figure 5.12 : Circuit de verrouillage général en cas de défaut ...........................................111 Figure 5.13 : Circuit de contact auxiliaire ..........................................................................111 Figure 5.14 : Circuit de liaison sérielle RS-232..................................................................112 Figure 5.15 : Schéma de bobinage original de l'alternateur Delcotron 22SI Type 12V-100A
.....................................................................................................................................113 Figure 5.16 : Schéma de bobinage pour obtenir deux bobinages identiques à partir du stator
original ........................................................................................................................113 Figure 5.17 : Vue de l'alternateur avec le stator modifié ....................................................115 Figure 6.1 : Comparaison des performances de l’alternateur Delcotron 22SI Type 12V-
100A selon le fabricant et selon la méthode de mesure à tension d’excitation constante de 14V sur notre banc d’essai .....................................................................................118
Figure 6.2 : Comparaison des performances de l'alternateur Delcotron 22SI Type12V-100A selon le fabricant et selon la méthode de mesure à courant d’excitation constant de 6A sur notre banc d’essai ..................................................................................................119
Figure 6.3 : Performances de l'alternateur à double bobinage comparées avec celles estimées par simulation et celles de l’alternateur d’origine. .......................................120
ix
Figure 6.4 : Évolution des pertes totales de l’alternateur à double bobinage comparées avec celles de l’alternateur d’origine...................................................................................120
Figure 6.5 : Performances de deux redresseurs MLI en pont complet entrelacés avec loi de commande pseudo-sinusoïdale empirique ..................................................................122
Figure 6.6 : Performances de deux redresseurs MLI en demi-pont entrelacés avec loi de commande pseudo-sinusoïdale empirique ..................................................................123
Figure 6.7 : Performances de deux redresseurs MLI en demi-pont entrelacés avec adaptation de la tension de sortie ................................................................................124
Figure 6.8 : Performances de deux redresseurs MLI en demi-pont avec un rapport cyclique fixe...............................................................................................................................125
Figure 6.9 : Performances de deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs, avec adaptation empirique de la tension de sortie ...............................................................126
Figure 6.10 : Performances de deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs avec rapport cyclique fixe....................................................................................................126
Figure 6.11 : Performances de deux redresseurs à diodes configurables en série/parallèle127 Figure 6.12 : Comparaison des courbes de courant obtenues expérimentalement et par
simulation pour un redresseur MLI en pont complet et un redresseur à diodes..........129 Figure 6.13 : Courant de sortie normalisé pour un redresseur MLI en pont complet et un
redresseur conventionnel pour différents courants d’excitation .................................130 Figure 6.14 : Formes d'onde des courants pour deux redresseurs associés à des hacheurs
survolteurs synchrones à une vitesse de 2000rpm et If=6A (Échelle verticale : 60A/div, échelle horizontale : 200s/div) ...................................................................131
Figure 6.15: Formes d'onde des courants pour deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs entrelacés à rapport cyclique fixe à une vitesse de 2000rpm et If=6A (Échelle verticale : 60A/div, échelle horizontale : 200s/div)....................................132
Figure 6.16 : Performances pour deux redresseurs associés à deux hacheurs survolteur à rapport fixe de 0,5. Commandes synchrones et commandes entrelacées....................133
Figure 6.17 : Vitesse de l’alternateur et du véhicule en fonction du temps pour un cycle combiné EPA US06 et EPA UDDS ............................................................................134
x
Liste des tableaux
Tableau 1.1 : Estimation de la consommation de bord pour un véhicule en 2010-2015........6 Tableau 1.2: Paramètres de l'alternateur Delcotron 22SI type 12V-100A ...........................19 Tableau 2.1 : Courants de sortie et pertes pour chaque topologie ........................................38 Tableau 3.1 : Performances, nombre et calibre des semi-conducteurs avec estimation de
prix pour chaque topologie............................................................................................70 Tableau 4.1 : Performances, nombre et calibre des semi-conducteurs avec estimation de
prix pour chaque topologie............................................................................................96 Tableau 5.1 : Paramètres de l’alternateur à double bobinage comparés à ceux de
l’alternateur original ....................................................................................................114 Tableau 6.1 : Rapport de réduction entre arbre moteur et arbre roue.................................134 Tableau 6.2 : Puissance au ralenti, puissance moyenne et rendement moyen pour chaque
topologie de redresseur sur le même cycle (EPA US06 et EPA UDDS enchaînés) ...135
Introduction générale
La structure d’un système de génération à bord des véhicules propulsés par un moteur à
combustion interne est maintenant très classique. Ce système utilise une machine
synchrone à rotor bobiné qui est associé à un redresseur à diodes en pont. Cette structure
aura bientôt 50 ans de vie opérationnelle et bien qu’elle ait fait l’objet de multiples
améliorations et optimisations, elle commence maintenant à montrer ses limites. En effet, la
puissance électrique consommée par les différents équipements augmente constamment
depuis les années 80 [1]. La machine synchrone à rotor à griffes, qui est le cœur du système
de génération, devient de plus en plus volumineuse pour suivre la demande de puissance et
commence à avoir des problèmes de refroidissement à cause de son très faible rendement.
L’industrie recherche de nouvelles solutions pour augmenter les performances de la
solution actuelle en utilisant éventuellement de nouvelles structures de machine et
redresseur [27]. Cependant, la génératrice synchrone à griffes est une technologie mature et
économique, et l’industrie automobile reste aussi intéressée à conserver ce type de solution
dans les limites du possible [2].
Les progrès des semi-conducteurs de puissance ont permis d’introduire l’électronique de
puissance dans les applications d’entraînement à vitesse variable avec des avantages
indéniables sur les performances à des coûts de plus en plus raisonnables. En effet, depuis
une décennie, dans la littérature apparaissent des propositions de structures de redressement
à MLI, associés à des alternateurs à rotor à griffes conventionnels qui visent à
l’amélioration des performances. L’introduction de la modulation de largeur d’impulsion
(MLI) présente aussi un inconvénient majeur avec l’introduction de fortes ondulations à
haute fréquence sur le courant de sortie. Ces ondulations peuvent engendrer des problèmes
de compatibilité électromagnétiques ainsi qu’une surchauffe de l’accumulateur et des
câbles si elles ne sont pas suffisamment atténuées [22][14].
2
Ce travail présente une étude comparative de différentes structures et différentes
commandes de redresseur pouvant être associés à un alternateur à rotor à griffes dans le but
d’augmenter la puissance de sortie et le rendement, tout en minimisant l’ondulation du
courant de sortie.
Le Chapitre 1 rappelle brièvement le fonctionnement et les caractéristiques d’un système de
génération d’automobile actuel. Nous proposons ensuite une modélisation du système sous
la forme d’un circuit équivalent qui est validée par des résultats expérimentaux.
Le Chapitre 2 montre plusieurs solutions qui permettent d’augmenter la puissance de sortie
d’un alternateur donné, sans apporter de modifications à la géométrie de la machine. Nous
introduisons le concept de machine à bobinage multiple pour maximiser le courant de sortie
avec des redresseurs fonctionnant à des régimes de vitesses différents.
Le Chapitre 3 introduit différentes topologies de redresseur à MLI qui possèdent des
caractéristiques idéales pour notre application. Pour chaque structure, nous étudions les
différentes techniques de contrôle possibles et nous évaluons leur coût et leurs
performances.
Le Chapitre 4 est consacré à l’étude de l’entrelacement des structures de redressement à
MLI présentées dans le chapitre précédent dans le but de réduire l’ondulation du courant de
sortie.
Le Chapitre 5 décrit dans le détail le banc d’essai que nous avons construit et mis en œuvre
pour réaliser la validation expérimentale.
Le Chapitre 6 présente les résultats expérimentaux des différentes topologies de redresseur
étudiées et une comparaison finale de performances
Equation Section 1
CHAPITRE I
1 Système de génération conventionnel pour
automobile
1.1. Introduction
L’industrie de l’automobile de nos jours emploie presque à l’unanimité le même type de
système de génération pour fournir l’énergie électrique nécessaire aux différents
équipements à bord des véhicules propulsés par un moteur à combustion interne. Dans le
passé, la production d’énergie électrique à bord des voitures était assurée par une machine à
courant continu. À partir des années ‘60, les alternateurs triphasés ont remplacé les
machines DC grâce à l’apparition sur le marché des diodes au silicium. Depuis, la
puissance des équipements électriques a augmenté et quelques améliorations mineures ont
été apportées, mais le principe de fonctionnement, les matériaux et la machine sont restés
presque inchangés.
Ce premier chapitre, présente brièvement l’état de l’art des systèmes de génération actuels.
Il montre ensuite un modèle électrique équivalent simple de type circuit pour analyser les
performances du système de génération et comparer différentes topologies de
convertisseurs électroniques.
4
1.2. Constitution d’un système de génération pour automobile
1.2.1 Principes de fonctionnement
Un système de génération pour automobile est constitué principalement par les éléments
suivants : un alternateur triphasé, un redresseur à diodes, un accumulateur au plomb et un
régulateur. La Figure 1.1 montre un schéma simplifié de ce système.
Figure 1.1 : Schéma simplifié d'un système de génération conventionnel pour automobile
Le courant alternatif triphasé à la sortie de l’alternateur est redressé à l’aide un redresseur à
diodes en pont complet qui est connecté à l’accumulateur. La tension nominale en charge
de l’accumulateur a été jusqu’à présent de 14V mais cette tension devrait être augmentée à
42V à court terme en raison de la multiplication des équipements électriques et de
l’augmentation de la demande de puissance. La tension que l’on retrouve aux bornes de la
batterie dépend fortement de la température ambiante, de l’état de charge, de la puissance
absorbée par les équipements et de l’âge de la batterie. Par exemple, la tension d’un
accumulateur qui a une valeur nominale de 14V à pleine charge vaut environ 13.4V à une
température ambiance de 60°C et environ 16V à 20°C. Le même accumulateur chargé
seulement à 10% a une tension d’environ 10.7V à 60°C et 14V à 20°C.
Le régulateur a pour but principal de maintenir la tension de l’accumulateur constante
indépendamment du régime du moteur thermique, de l’état de charge de la batterie et des
besoins des équipements. Cependant, les variations de tension engendrées par la
température ne peuvent pas être complètement compensées si on veut éviter un stress
excessif de la batterie. La tension de batterie (VDC) est régulée en variant le courant
5
d’excitation de l’alternateur. L’intensité de ce courant se situe normalement au dessous de
10A. La plupart des régulateurs modernes sont de type linéaire en raison de la faible
puissance relative absorbée par l’excitation. Le circuit de régulation/excitation est souvent
alimenté avec un pont de diodes supplémentaire plutôt que directement par l’accumulateur.
Ceci évite de rajouter un interrupteur pour débrancher le régulateur lorsque l’alternateur
n’est pas en rotation afin d’éviter une décharge inutile de la batterie.
Le dimensionnement en puissance d’un alternateur est réalisé en considérant
principalement les critères suivants : la puissance électrique consommée à bord du
véhicule, la capacité de la batterie et les conditions de service. La puissance maximale que
l’alternateur est capable de délivrer est fortement dépendante de sa vitesse de rotation. Par
contre, la consommation de puissance à bord du véhicule est peu influencée par le régime
du moteur thermique. Les seuls équipements électriques d’une certaine importance qui ont
une dissipation de puissance proportionnelle au régime du moteur sont les actionneurs
électromécaniques de soupapes (puissance moyenne de 800W et puissance de pointe
jusqu’à 2.4 kW) qui sont en voie d’introduction. Les autres gros équipements comme le
chauffage de lunette arrière, les phares, les différents feux, essuie-glaces, etc. ont une
requête de puissance bien plus aléatoire. Le Tableau 1.1 montre une estimation de la
puissance consommée à bord d’un véhicule en 2010-2015 [23][26].
Pour satisfaire au pire cas de consommation, on pourrait dimensionner l’alternateur en
fonction de la puissance maximale demandée par tous les équipements pour éviter une
décharge de la batterie lorsque le moteur à combustion est allumé. Cette pointe de
puissance se présente quand tous les équipements électriques sont branchés et que le
moteur thermique est au ralenti. Cependant, cette contrainte de dimensionnement est bien
trop sévère et n’est jamais considérée dans des automobiles puisque elle entraînerait un
surdimensionnement trop important de l’alternateur. En général, on définit une
consommation électrique moyenne pour le véhicule arrêté et une consommation électrique
moyenne pour un véhicule en marche sur un parcours moyen. Ceci donne un cahier des
charge simplifié pour l’alternateur qui définit deux points de fonctionnement particuliers :
le courant IR débité à la vitesse de ralenti R et le courant nominal IN délivré à la vitesse
nominale NN (ou vitesse moyenne sur un parcours moyen). La plage de vitesse d’un moteur
6
à combustion interne est comprise entre 800rpm et 7500rpm environ. L’alternateur est
couplé au moteur à combustion au moyen d’une courroie avec un rapport de transmission
de habituellement 1:2, la plage de vitesse de l’alternateur peut donc s’étendre jusqu’à
15000rpm. Au-dessus d’une certaine vitesse, le courant de sortie atteint la valeur de court-
circuit (ICC) et n’augmente plus. La Figure 1.2 montre une courbe caractéristique d’un
alternateur commercial. Ces courbes sont relevées pour une tension de batterie et une
température bien précises (normalement VDC = 14V et = 25°C).
Tableau 1.1 : Estimation de la consommation de bord pour un véhicule en 2010-2015.
Charge Puissance de
crête [W] Puissance
moyenne [W]
Actionneurs soupapes 2400 800
Ventilateur électrique 800 200
Direction assistée 1000 100
Suspension active 12000 360
Préchauffage du catalyseur 3000 80
Injection d’essence 100 100
Pompe de l’eau 300 200
Feux 450 180
Chauffage lunette arrière 1200 120
Équipement électronique de bord (Radio, navigateur…) 100 100
Total 2240
7
0
20
40
60
80
100
120
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
so
rtie
[A
]I R
I N
R N DG
I CC
Figure 1.2 : Courbe caractéristique du courant maximal de sortie en fonction de la vitesse pour un alternateur Delcotron 22SI type12V-100A.
L’accumulateur doit fournir l’énergie électrique lorsque le moteur thermique est arrêté ou
lorsque la puissance consommée est supérieure à la puissance délivrée par l’alternateur. La
capacité de l’accumulateur est dimensionnée principalement à partir de l’autonomie qu’on
veut obtenir avec le moteur thermique éteint tout en gardant une réserve d’énergie
suffisante pour assurer le redémarrage du moteur. Évidemment un surdimensionnement de
la batterie entraine également un surdimensionnement de l’alternateur si on veut pouvoir
recharger cette dernière dans un délai raisonnable [26].
1.2.2 Alternateur à rotor à griffes (ou Lundell)
L’alternateur à rotor à griffes assure la génération d’énergie électrique de la grande majorité
des véhicules propulsés par un moteur à combustion interne en circulation aujourd’hui.
L’alternateur Lundell est une machine synchrone à rotor bobiné avec un enroulement
centralisé. L’enroulement d’excitation est bobiné axialement sur le rotor. Deux pièces
polaires, en forme de griffes, s’emboîtent l’une dans l’autre en enveloppant ainsi
l’enroulement d’excitation pour former une alternance de pôles Nord et de pôles Sud au
niveau de l’entrefer. L’alimentation de cet enroulement est généralement assurée à l’aide
d’un contact glissant réalisé avec deux balais en carbone fixés à la carcasse statorique et
8
deux bagues sur l’arbre du rotor. La Figure 1.3 montre un alternateur Delcotron 22SI
démonté et ses composantes principales.
Le stator est composé de tôles isolées et d’un bobinage triphasé de type ondulé à une seule
couche avec des connexions de phases en triangle ou en étoile. Le nombre de pôles du rotor
est le plus souvent égal à 12 et le stator a une seule encoche par pôle et par phase (36
encoches). Ce choix résulte d’un compromis entre augmentation de puissance et
augmentation des pertes fer. On utilise aussi nombre de pôles entre 14 et 18 pour des
alternateurs de plus grande puissance pour des applications particulières comme les autobus
ou camions.
Figure 1.3 : Alternateur démonté. (a) redresseur de puissance à 6 diodes avec radiateur, (b) redresseur d’excitation, (c) régulateur, (d) porte-balais, (e) flasque postérieure en aluminium, (f) bobinage ondulé,
(g) noyau du stator, (h) flasque frontale en aluminium, (i) ventilateur en aluminium, (j) bagues, (k) enroulement d’excitation, (l) pièces polaires en forme de griffes.
9
L’alternateur Lundell est généralement caractérisé par son facteur de forme avec un
diamètre relativement important par rapport à la longueur. Cette forme permet de
maximiser la puissance pour un volume de matériaux minimal mais facilite aussi la
dissipation thermique. Un ventilateur assure la convection forcée de l’air à l’intérieur pour
garantir un refroidissement suffisant du dispositif électronique et du bobinage.
1.2.3 Redresseur à diodes
Le redresseur se compose généralement de six diodes en pont complet. Le mode de
fonctionnement du redresseur peut varier en fonction de la vitesse de l’alternateur. Quand la
vitesse est très basse, les courants de phase ont une forme quasi-rectangulaire, par
conséquent, pour la plus part du temps, seulement deux diodes sont en conduction au même
temps (conduction discontinue). Ce mode de fonctionnement est similaire à celui que l’on
retrouverait en utilisant le même redresseur alimenté par une source de tension triphasée
sinusoïdale et branché sur une charge purement résistive. À moyenne et haute vitesse, la
tension induite est suffisamment élevée pour passer en conduction continue. Les courants
de phase assument alors une forme presque sinusoïdale et, en tout temps, trois diodes
conduisent simultanément. La Figure 1.4 montre la forme du courant de sortie et du courant
de phase lors du fonctionnement à très basse vitesse. La Figure 1.5 montre ces mêmes
courants lors du fonctionnement à haute vitesse.
10
Figure 1.4 : Courant de sortie et courant de phase lors du fonctionnement à très basse vitesse (1200rpm)
Figure 1.5 : Courant de sortie et courant de phase lors du fonctionnement à haute vitesse (8000rpm)
11
1.2.4 Performances et pertes
La Figure 1.6 montre la puissance de sortie, la puissance absorbée et le rendement d’un
alternateur commercial. On peut immédiatement remarquer l’écart important entre la
puissance absorbée et la puissance électrique fournie. Cet écart s’explique par les
différentes sources de pertes qui sont présentées dans les paragraphes suivants.
0
500
1000
1500
2000
2500
3000
3500
4000
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Pu
issa
nce
[W
]
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
Re
nd
eme
nt
Puissance d'entrainement
Puissance de sortie
Rendement
Figure 1.6 : Courbes caractéristiques de puissance et rendement de l'alternateur Delcotron 22SI type 12V-100A
1.2.4.1. Pertes joules dans le stator
Les pertes joules dans le stator sont généralement les pertes dominantes dans le système de
génération [27]. On peut considérer que le courant de phase est quasi-sinusoïdal sur une
bonne plage de vitesse, mis à part pour des vitesses inférieures ou proches de N. La
puissance dissipée dans le cuivre peut se calculer avec l’expression suivante :
(1.1) 23CuSt St phaseP R I
Avec :
CuStP : Puissance dissipée dans le cuivre du stator
12
StR : Résistance du stator à la température d’opération
phaseI : Valeur efficace du courant de phase
1.2.4.2. Pertes joule dans le rotor
Si on néglige les ondulations introduites par le redresseur, le courant d’excitation peut être
considéré comme continu. Les pertes joules dans le rotor sont alors facilement calculables
comme suit :
(1.2) 2CuRt f fP R I
Avec :
CuRtP : Puissance dissipée dans le cuivre du rotor
fR : Résistance de l’enroulement d’excitation à la température d’opération
fI : Valeur moyenne du courant d’excitation
1.2.4.3. Pertes dans le redresseur à diodes
Si on considère le courant de phase comme sinusoïdal, alors on a en tout temps trois diodes
en conduction. Les pertes dans le redresseur peuvent donc se calculer comme suit :
3diode diodeRed F éq phase phaseP V R I I (1.3)
Avec :
redP : Puissance totale dissipé dans le redresseur
diodeFV : Tension de seuil de la diode
diodeéqR : Résistance série équivalente de la diode
13
1.2.4.4. Pertes fer dans le stator
À courant d’excitation nominal, le stator est complètement saturé pendant les régimes à
basse vitesse puisque le courant de sortie est très faible. Ceci produit d’importantes pertes
magnétiques dans le stator. En augmentant la vitesse tout en gardant la même excitation, la
variation de l’induction dans le stator se réduit grâce à la démagnétisation engendrée par le
courant de sortie qui a augmenté. Cet effet compensatoire fait en sorte que les pertes fer
n’augmentent pas proportionnellement au carré de la vitesse mais plutôt à-peu-près
linéairement [27]. L’évaluation des pertes fer dans le stator est toujours difficile à réaliser et
l’utilisation de modèles simples manque généralement de précision.
1.2.4.5. Pertes fer dans le rotor
Puisque les griffes sont constituées par du fer massif, des courants de Foucault peuvent
circuler avec facilité. Lors du fonctionnement à vide (très basse vitesse) les encoches
modulent le champ (produit uniquement par l’inducteur) dans l’entrefer. Ces pulsations
sont vues par les griffes comme des variations de flux engendrant ainsi des courants de
Foucault. À des vitesses plus élevées, la FMM produite par le stator réduit l’induction dans
l’entrefer mais introduit d’autres harmoniques d’espace. La géométrie des griffes rend aussi
très difficile la modélisation analytique des pertes magnétiques dans le rotor.
1.2.4.6. Pertes mécaniques
Les pertes mécaniques sont produites par le ventilateur, le frottement des balais et des
roulements et les turbulences créées par les griffes. Ces pertes peuvent être estimées par des
expressions analytiques mais une mesure reste la façon plus précise de les quantifier.
1.2.5 Dimensionnement des semi-conducteurs et de l’accumulateur
Le prix des semi-conducteurs dépend principalement du courant et de la tension qu’ils
doivent supporter. Dans le cas des diodes, la tension inverse est donnée par la tension de
batterie laquelle ne devrait jamais dépasser 18V. Cependant, si la batterie est déconnectée
soudainement pendant le fonctionnement, la tension que les diodes doit alors supporter
correspond à la tension à vide de l’alternateur, laquelle peut atteindre 350V. Le circuit de
régulation pourvoira immédiatement à réduire le courant d’excitation mais, à cause de la
14
constante de temps relativement élevé de l’enroulement statorique, la correction n’est pas
instantanée. Pour éviter un surdimensionnement en tension des diodes, souvent on utilise
souvent des dispositifs de protection qui écrêtent la tension pendant le temps nécessaire à
réduire le courant d’excitation de l’alternateur et rétablir la tension nominale. Pour garantir
la survie des équipements de bord, la tension est écrêtée à une valeur de 24V environ [26].
Puisque le dimensionnement en tension des diodes est dépendant uniquement du dispositif
de protection contre les surtensions, dans ce paragraphe nous allons nous intéresser
uniquement au dimensionnement en courant.
1.2.5.1. Hypothèses simplificatrices
L’alternateur est remplacé par une source idéale triphasée, équilibrée, connectée en étoile
qui délivre des courants sinusoïdaux de pulsation . Cette source débite sur un redresseur à
6 diodes idéales relié à une source de tension idéale tel que montré dans la Figure 1.7.
L’intensité de courant délivrée par la source équivaut au courant de court-circuit de
l’alternateur considéré.
Figure 1.7 : Système et courants considérés
1.2.5.2. Courant théorique dans les diodes
Chaque diode est parcourue par une demi-onde. Le courant moyen dans une diode vaut
alors :
15
/ 2
/ 2
1 ˆ cos2
ˆ
D phCC
phCC
I I t
I
d t
(1.4)
Le courant efficace de la diode vaut :
2/ 2
/ 2
1 ˆ cos2
ˆ
2
RMSD phCC
phCC
I I t
I
d t
(1.5)
1.2.5.3. Composante alternative théorique du courant dans la batterie
Le dimensionnement de la capacité de l’accumulateur a été déjà présenté au paragraphe
1.2.1. Dans ce paragraphe nous voulons calculer la composante alternative du courant de
sortie que la batterie doit absorber. Ce courant alternatif contribue à l’échauffement de
l’accumulateur et doit rester dans les limites données par le fabricant.
Le courant efficace à la sortie vaut :
/ 62
/ 6
3 ˆ cos
3 3 2ˆ4
RMSDC phCC
phCC
I I t
I
d t
(1.6)`
Le courant moyen à la sortie vaut :
/ 6
/ 6
3 ˆ cos
ˆ3
DC phCC
phCC
I I t
I
d t
(1.7)
La valeur efficace de la composante alternative du courant de sortie vaut :
16
22
22 3 3 3ˆ2
AC RMSDC DC DC
phCC
I I I
I
6 (1.8)
Pour mieux évaluer l’ordre de grandeur, nous exprimons la composante alternative du
courant de sortie par rapport à sa valeur moyenne. L’équation (1.9) donne le courant de
phase en fonction du courant moyen de sortie.
ˆ3phCC DCI I
(1.9)
On substitue donc (1.9) dans (1.8) :
22 3 3 3
60.042
ACDC DC
DC
I I
I
6
(1.10)
Nous constatons que la composante alternative du courant que l’accumulateur doit
supporter, représente moins de 5% de la valeur moyenne du courant de sortie.
1.3. Modélisation du système de génération
1.3.1 Choix de la méthode de modélisation
Nous avons besoin d’un modèle capable de prédire le comportement de l’alternateur donné
et notamment sa courbe caractéristique du courant de sortie en fonction de la vitesse de
rotation. Un modèle analytique représente la solution la plus rapide en termes de temps de
calcul. Des modèles analytiques appliqués à des alternateurs connectés à un redresseur à
diodes ont déjà été proposés par [4] et [9] et semblent adaptés à notre application.
Cependant, nous souhaitons étudier les performances d’un alternateur branché sur un
redresseur à modulation de largeur d’impulsion. L’utilisation de composants actifs
fonctionnant comme des interrupteurs à fréquence élevée rend le modèle plus complexe et
accroît considérablement le temps de calcul. Une solution numérique qui néglige les effets
de la modulation pour réduire efficacement le temps processeur a été proposée par [10].
17
Dans le cadre de ce travail, nous n’avons pas l’intention de réaliser un outil de conception
qui demande un nombre important d’itérations. Nous devons simplement comparer
différentes topologies de convertisseurs et différentes technique de modulation de la
tension. Par conséquent, nous avons besoin d’une méthode de simulation la plus versatile
possible mais il n’y a pas véritablement de contrainte sur le temps de calcul. Pour cette
raison, nous avons préféré utiliser une méthode de simulation autour du logiciel PSIM qui
permet de reproduire la modulation à haute fréquence de la tension par les interrupteurs.
PSIM, à différence d’autres logiciels analogues, a été conçu spécialement pour la
simulation de circuits de l’électronique de puissance. Ses qualités principales sont la
robustesse, la simplicité d’utilisation et la rapidité dans l’entrée des données et dans le
calcul. Par contre PSIM ne possède pas l’énorme versatilité de Matlab et devient assez
limité pour des applications qui s’éloignent beaucoup de l’électronique de puissance.
1.3.2 Modèle équivalent de type circuit pour l’alternateur
L’alternateur est modélisé selon le modèle de Behn-Eschenburg. La saillance du rotor, la
saturation magnétique dans le fer, les courants induits dans le rotor et les pertes mécaniques
sont négligés. Dans un premier temps, on considère que le courant d’excitation est toujours
maintenu à sa valeur nominale. L’accumulateur est assimilé à une source idéale de tension,
bidirectionnelle en courant, avec une tension égale à sa valeur nominale (14V). Puisque la
tension de l’accumulateur est parfaitement constante, il n’est pas nécessaire de modéliser le
régulateur. Les diodes sont considérées comme idéales avec une chute de tension de 0,8V.
Les pertes par commutations ne sont pas considérées. La Erreur ! Source du renvoi
introuvable. montre une structure équivalente d’un alternateur sans couplages magnétiques
entre phases. Ces couplages sont pris implicitement en compte dans l’expression d’une
inductance L dite inductance cyclique. La résistance R correspond à la résistance DC d’une
phase mesurée à 25°C et multipliée par un coefficient pour tenir compte de la température
de fonctionnement. Dans toutes nos simulations, nous avons supposé que le cuivre se
trouve à une température de 155°C, ce qui correspond à un coefficient de 1,5. Rf correspond
à la résistance équivalente du régulateur qui est déterminée par l’équation suivante :
18
DCf
f
VR
i (1.11)
Les tensions va, vb et vc représentent les FEMs à vide dans chaque phase. Elles sont
considérées comme parfaitement sinusoïdales et d’une amplitude proportionnelle à la
vitesse de rotation. La valeur instantanée de ces tensions est calculée comme suit :
ˆ sina vv pΩ pΩ t (1.12)
2ˆ sin3b vv pΩ pΩ t
(1.13)
2ˆ sin3c vv pΩ pΩ t
(1.14)
Avec :
p : Nombre de paires de pôles
Ω : Vitesse angulaire du rotor en angle mécanique
v : Valeur crête du flux à vide
Figure 1.8 : Modèle circuit d'un système de génération
19
1.3.3 Validation de la méthode de simulation et du modèle équivalent de l’alternateur
1.3.3.1. Identification des éléments du modèle circuit d’un alternateur existant
Pour pouvoir valider notre modèle et nos hypothèses simplificatrices, nous comparons les
résultats obtenus par simulation avec les courbes données par le fabricant d’un alternateur
commercial. D’abord, nous identifions les éléments du circuit équivalent à l’aide de trois
tests [9] :
mesure de la FEM à vide avec courant d’excitation nominal
mesure du courant de court circuit avec courant d’excitation nominal
mesure de la résistance statorique en DC.
Le Tableau 1.2 montre les paramètres de l’alternateur qui nous a servi de référence.
Tableau 1.2: Paramètres de l'alternateur Delcotron 22SI type 12V-100A
Branchement du bobinage Triangle
Nombre de pôles 12
Nombre d’encoches 36
Resistance à 25°C 0 ] .1 [
Courant d’excitation nominal 6 [A]
Inductance cyclique avec un courant d’excitation de 6A 390 [H]
Valeur crête du flux à vide avec un courant d’excitation de 6A 28.6 [mWb]
l’absence des pertes fer dans la simulation, le fait d’approximer la forme des FEM à une
1.3.3.2. Comparaison des courbes caractéristiques
La Figure 1.9 montre la courbe caractéristique de courant obtenue par simulation et celle
donnée par le fabricant. La simulation a une légère tendance à surestimer le courant de
sortie, en particulier dans la partie centrale de la courbe. Ce résultat s’explique par
20
sinusoïde et les imprécisions dans l’identification de la machine. Malgré ces défauts, on
peut constater que le modèle proposé est capable de fournir une courbe courant/vitesse avec
une précision satisfaisante.
ules dans le stator est évidente, les pertes négligées se révèlent
de deuxième importance.
Sur la Figure 1.9, on peut aussi remarquer que l’absence des pertes fer et des pertes
mécaniques conduit à une importante surestimation du rendement. Pour mieux comprendre
cette différence, nous traçons l’évolution des pertes en fonction de la vitesse, pour le
modèle équivalent retenu. À partir des courbes du fabricant de l’alternateur de référence,
nous pouvons estimer l’importance et la forme de l’ensemble des pertes négligées, c'est-à-
dire les pertes fer dans le rotor, dans le stator et les pertes mécaniques. L’évolution et la
répartition des pertes en fonction de la vitesse sont montrées sur la Figure 1.10. La
prédominance des pertes jo
0
20
40
60
80
100
120
140
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Co
ura
nt
de
so
rtie
[A
]
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
Ren
dem
ent
Vitesse de rotation [rpm]
Courant Fabricant
Courant Simulation
Rendement Fabricant
Rendement Simulation
dFigure 1.9 : Comparaison entre simulation et données u fabricant pour le courant de sortie et le rendement
21
0
200
400
600
800
1000
1200
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Pe
rtes
[W
]
Pj stator
Pj redresseur
Pj rotor
Pertes négligées
Figure 1.10 : Répartition des pertes en fonction de la vitesse selon le modèle circuit comparées à la différence entre les pertes totales données par l’expérience et le modèle circuit
1.4. Conclusion
Le système de génération conventionnel pour automobile a été brièvement présenté et nous
avons proposé un modèle simple pour estimer la courbe caractéristique du courant en
fonction de la vitesse. Ce modèle a été validé avec la courbe fournie par le fabricant d’un
alternateur existant et la précision est satisfaisante pour analyser différentes structures de
convertisseurs et différentes stratégies de commande dans le but d’augmenter sa puissance.
Equation Section 2
CHAPITRE II
2 Solutions pour l’augmentation de la puissance de
sortie d’un alternateur pour automobile
2.1. Introduction
La consommation de puissance électrique à bord des véhicules a augmenté dans les
dernières années et on prévoit que cette tendance continuera dans les années futures [1]. La
Figure 2.1 montre la puissance électrique moyenne installée dans les véhicules au cours des
dernières décennies. Les limites en puissance des systèmes de génération actuels
commencent à être atteintes. Leur faible rendement a un impact non négligeable sur la
consommation de carburant et pose des problèmes pour le refroidissement. Cependant,
l’industrie de l’automobile est assez réticente à abandonner à court terme l’alternateur
Lundell à cause du coût élevé des autres types de machines et des investissements
nécessaires pour modifier l’infrastructure actuelle [2]. Une amélioration du rendement des
systèmes actuels devient donc une voie à privilégier.
Dans ce chapitre, nous présentons quelques solutions qui permettent d’augmenter la
puissance de sortie sans apporter des modifications à la géométrie de la machine et en
conservant un pont redresseur à diodes. Ces solutions se réduisent à modifier le bobinage
de la machine en changeant le nombre de spires ou en reconfigurant le bobinage avec des
interrupteurs. Dans la deuxième partie du chapitre, nous comparons les performances de
différentes topologies de redresseurs à diodes.
23
0
500
1000
1500
2000
2500
3000
1960 1965 1970 1975 1980 1985 1990 1995 2000 2005 2010
Année
Pu
issa
nce
mo
yen
ne
inst
allé
e [W
]
Figure 2.1 : Puissance moyenne installée à bord des véhicules au cours des dernières décennies [1]
2.2. Adaptation du nombre de spires
L’alternateur Lundell est caractérisé par une grande inductance cyclique par spire. Son
impédance proportionnelle à la vitesse de rotation limite fortement le courant de sortie à
haute vitesse dont la valeur s’apparente au courant de court-circuit. La diminution du
nombre de spires au stator permet une diminution de l’inductance sans apporter de
modification à la géométrie de la machine. Si on maintient la section de cuivre constante, la
variation des paramètres de la machine se déduit des équations suivantes. L’indice 0
indique les paramètres de l’alternateur original.
2 2
0 00 0
, , v
N NL L R R
N N 00
v
N
N
(2.1)
Avec :
L : Inductance cyclique
R : Résistance de phase
24
v : Flux à vide
N : Nombre de conducteurs par encoche
L’alternateur commence à débiter du courant quand la valeur de crête de la tension de ligne
aux bornes du stator est égale à 2DCV . La vitesse de début de génération DG en fonction
du nombre de conducteurs par encoche peut alors s’exprimer comme suit :
00DG DG
N
N (2.2)
Pendant le fonctionnement à haute vitesse la réaction d’induit est constante et par
conséquent, le courant de court-circuit CCI en fonction du nombre de conducteur par
encoche vaut :
00CC CC
NI I
N (2.3)
À haute vitesse, on peut supposer que les pertes fer et les pertes joules ne sont pas
influencées par le nombre de conducteurs par encoche puisque la réaction d’induit et la
section totale de cuivre sont maintenues constantes. On peut alors exprimer les pertes en
fonction de la puissance de sortie et du rendement comme suit :
00
0
sortiepertes sortie
PP
P (2.4)
La puissance maximale de sortie est proportionnelle au courant de court-circuit, par
conséquent, à haute vitesse, la puissance de sortie en fonction du nombre de conducteurs
par encoche vaut :
00sortie DC CC
NP V I
N (2.5)
Si on néglige les pertes mécaniques, le rendement à haute vitesse peut s’exprimer par :
25
sortie
sortie pertes
P
P P
(2.6)
Substituant (2.4) et (2.5) dans (2.6) on obtient :
0 0
0 0 01
N
N N
(2.7)
Pour montrer l’influence de la variation du nombre de spires sur les caractéristiques de
sortie, nous recalculons les paramètres de l’alternateur de référence en supposant qu’on a
deux fois moins de spires au stator. La Figure 2.2 montre les courbes de courant et des
pertes pour un alternateur donné lorsqu’il est respectivement avec N spires et avec N/2
spires. On peut remarquer qu’une fois dépassée la vitesse de 2500rpm, l’alternateur
rebobiné avec deux fois moins de spires fournit plus de courant avec moins de pertes joules
dans le stator. Le rendement du système est ainsi remarquablement accru. On constate aussi
que la puissance de sortie à haute vitesse est deux fois plus élevée avec N/2, sans aucune
perte Joule supplémentaire. Cependant, ce gain de puissance se paye avec une vitesse de
début de génération qui est deux fois plus élevée. En effet, à la vitesse de ralenti de
1800rpm, le nouvel alternateur ne fournit plus aucun courant et ne respecte donc plus le
cahier des charges du système de génération. Il existe donc un compromis entre les
performances à haute vitesse et la vitesse de début de génération.
26
0
40
80
120
160
200
240
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
0
200
400
600
800
1000
1200
Pe
rtes
jou
les
sta
tor
[W]
Courant avec N spires
Courant avec N/2 spires
Pj stator avec N spires
Pj stator avec N/2 spires
Figure 2.2 : Courant de sortie et pertes joules dans le stator pour une même machine bobinée avec N spires et N/2 spires.
2.3. Reconfiguration du bobinage
Le paragraphe précédent montre qu’on a intérêt à utiliser un nombre de spires élevé à basse
vitesse et un nombre de spires faible à haute vitesse. Il faudrait donc reconfigurer le
bobinage de la machine en fonction de la vitesse. On peut envisager une division du
bobinage en deux parties avec un nombre de spires égal et associer chaque partie à un
système d’interrupteurs pour effectuer une connexion série/parallèle des bobines d’une
même phase. Cette approche permet d’obtenir les mêmes courbes présentées à la Figure
2.2, suivant l’état des interrupteurs. Le principal inconvénient de cette méthode est lié au
nombre d’interrupteurs qui s’élève à 9 comme le montre la Figure 2.3(a). De plus, ces
interrupteurs doivent être bidirectionnels en courant et tension.
27
Y Y
Figure 2.3 : (a) Reconfiguration du bobinage série/parallèle, (b) reconfiguration du bobinage triangle/étoile
Une connexion étoile/triangle, comme montré sur la Figure 2.3(b), permet une économie
d’interrupteurs. On peut constater que le gain sur la puissance de sortie à haute vitesse est
moins important. La Figure 2.4 montre les courbes de courant et pertes joules dans le stator,
pour le même alternateur configuré en étoile et en triangle.
0
40
80
120
160
200
240
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
0
200
400
600
800
1000
1200
Pe
rtes
jou
les
sta
tor
[W]
Courant connexion étoile
Courant connexion triangle
Pj stator connexion étoile
Pj stator connexion triangle
Figure 2.4 : Courant de sortie et pertes joules dans le stator pour la même machine connectée en étoile et connectée en triangle.
28
La nécessité d’utiliser des interrupteurs bidirectionnels entraine plusieurs problèmes. On
peut envisager d’utiliser des relais électromécaniques mais ils manquent de fiabilité à long
terme en raison du niveau de courant. Dans le cas de semi-conducteurs, la réalisation
d’interrupteurs bidirectionnels introduit des chutes de tension trop importantes et des
circuits de pilotage à complexité élevée. Pour ces raisons, les reconfigurations
étoile/triangle et série/parallèle, telles que présentées, ne sont pas employées à l’heure
actuelle par l’industrie de l’automobile.
Un autre type de reconfiguration qui nécessite juste deux interrupteurs unidirectionnels a
été proposée par [11]. Une version simplifiée de cette solution est montrée à la Figure 2.5.
Figure 2.5 : Reconfiguration de bobinage à point milieu
Pendant le fonctionnement à basse vitesse, les deux interrupteurs Q1 et Q2 son fermés. Le
bobinage est exploité au complet. Puisque la tension appliquée au redresseur basse-vitesse
est toujours supérieure à celle appliquée au redresseur haute-vitesse, les diodes de ce
dernier sont toujours polarisées à l’envers. Quand Q1 et Q2 sont ouverts, seulement la
moitié du bobinage de la machine est utilisée. L’inductance est donc divisée par quatre
mais la résistance est divisée uniquement par deux. Les caractéristiques de sortie sont
montrées dans la Figure 2.6. Le courant de sortie à haute vitesse est effectivement doublé
mais les pertes joules dans le stator sont aussi doublées. Dans ce cas, une utilisation
prolongée en mode « haute vitesse » entraine une surchauffe destructive de l’alternateur.
29
Néanmoins ce type d’approche peut offrir certains avantages pour améliorer le rendement
d’un système de génération conventionnel, à puissance égale [11].
0
40
80
120
160
200
240
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
0
400
800
1200
1600
2000
2400
Per
tes
jou
les
sta
tor
[W]
Courant alternateur référence
Courant alternateur reconfigurable
Pj stator alternateur référence
Pj stator alternateur reconfigurable
Figure 2.6 : Comparaison des performances entre un alternateur avec reconfiguration à point milieu et l’alternateur de référence
2.4. Machine à bobinage multiple
Nous avons choisi d’appeler « machine à bobinage multiple », une machine qui a plusieurs
bobinages triphasés indépendants sans aucun couplage magnétique entre eux. On peut
réaliser cette machine en répartissant chaque bobinage triphasé sur une portion angulaire
unique du stator. Si on a m bobinages triphasés, chaque bobinage sera reparti sur un angle
mécanique de 2 / m . On peut ensuite connecter chaque bobinage à un redresseur
indépendant. Une structure à bobinage simple peut être transformée en structure à bobinage
multiple si le nombre de paires de pôles p respecte la condition suivante :
p mn avec n : nombre entier
À titre d’exemple, nous considérons une machine triphasée à 4 pôles avec un stator à 6
encoches et un bobinage concentré. Chaque phase est réalisée par une connexion en série
de deux bobines. La Figure 2.7(a) montre le schéma du bobinage simple. En défaisant la
30
connexion série, on obtient deux systèmes triphasés identiques et indépendants (Figure
2.7(b)). Dans ce cas, le couplage magnétique entre les deux bobinages triphasés est très
faible.
Figure 2.7 : (a) Bobinage triphasé simple, (b) Double bobinage triphasé
Les paramètres électriques de la nouvelle machine peuvent être déterminés à partir des
anciennes valeurs en utilisant les équations suivantes :
2 2
0 0
0 0
, ,m mv
N L N R NL R
N m N m N m0
0
m v
(2.8)
L’utilisation d’une structure à plusieurs bobinages indépendants permet de reproduire
l’ensemble des points de fonctionnement de différentes courbes, moyennant l’utilisation de
redresseurs adaptés. Si on prend 2 m , il est possible d’optimiser le premier bobinage
pour la basse vitesse et le deuxième pour la haute vitesse en choisissant adéquatement le
nombre de spires dans chaque bobinage, tout en conservant la même quantité de cuivre par
encoche. Par exemple, on peut utiliser un nombre de spires égal à N0 pour le premier
bobinage et N0/2 pour le deuxième comme montré sur la Figure 2.8. La Figure 2.9 montre
l’effet de ces modifications en comparant les caractéristiques de sortie de l’alternateur de
référence et de l’alternateur rebobiné. On peut remarquer que nous avons réussi à
augmenter le courant de sortie à haute vitesse tout en gardant la vitesse de début de
génération. Cependant, jusqu’à la vitesse de 2500rpm, l’alternateur rebobiné fournit une
puissance de sortie inférieure.
Il n’existe pas de combinaison de nombre de spires et de nombre de bobinages qui permette
de gagner sur toutes les portions de la courbe par rapport à l’alternateur de référence.
31
Néanmoins, l’utilisation d’un bobinage multiple permet de modifier la forme de la courbe
caractéristique qui autrement tendrait vers une allure à puissance constante. Toutefois cet
avantage n’est pas si intéressant dans le cas des systèmes de génération pour automobile.
Figure 2.8 : Alternateur à bobinage multiple avec un nombre de spires égal à N0 pour le premier bobinage et N0/2 pour le deuxième.
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
0
200
400
600
800
1000
1200
1400
1600
1800
Pe
rtes
jou
les
sta
tor
[W]
Courant 1 bobinage
Courant 2 bobinages
Pj stator 1 bobinage
Pj stator 2 bobinages
Figure 2.9 : Comparaison des performances entre un alternateur à bobinage multiple et l’alternateur de référence
Le bobinage multiple permet de réaliser d’une façon simple et relativement économique la
reconfiguration série/parallèle tel que montré sur la Figure 2.10. Ce système nécessite deux
diodes supplémentaires et un interrupteur unidirectionnel en courant et tension. Lors du
32
fonctionnement à basse vitesse, les deux redresseurs sont connectés en série en fermant Q1.
Ce dernier est alors traversé par la totalité du courant iDC et la chute de tension introduite
par le redressement vaut quatre fois la tension de polarisation des diodes (VF). Quand Q1
s’ouvre, les sorties des redresseurs sont connectées en parallèle à l’aide des diodes D1 et
D2. Chaque pont redresseur est traversé par la moitié du courant iDC. La chute de tension
totale introduite par le redressement vaut alors 3VF. On peut remarquer que l’ouverture de
Q1 s’effectue sans arc puisque la roue libre est assurée par les diodes D1 et D2. Par
conséquent, l’interrupteur actif peut aussi bien être implémenté à l’aide d’un transistor
électronique autant qu’un simple relais électromécanique.
on dans
le redresseur qui est plus importante en raison du nombre accru de diodes en série.
La Figure 2.11 montre les courbes du courant et des pertes. On peut remarquer une faible
diminution du courant de sortie par rapport à la courbe de référence de l’alternateur
d’origine, entre 1000 et 2500rpm. Cette diminution s’explique par la chute de tensi
Figure 2.10 : Alternateur à bobinage multiple avec un nombre de spires de N0/2 pour les deux bobinages et reconfiguration série/parallèle
33
0
40
80
120
160
200
240
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
0
200
400
600
800
1000
1200
Pe
rtes
jou
les
sta
tor
[W]
Courant 1 bobinage
Courant 2 bobinages
Pj stator 1 bobinage
Pj stator 2 bobinages
Figure 2.11 : Comparaison des performances entre un alternateur à bobinage multiple avec reconfiguration série/parallèle et l’alternateur de référence
2.5. Structures de redresseur
2.5.1 Redresseur à quatre branches
Si l’alternateur est bobiné en étoile, une branche supplémentaire de diodes peut être
connectée au neutre de l’étoile comme montré dans la Figure 2.12. L’ajout de la quatrième
branche permet d’extraire de la puissance liée au troisième harmonique de force
électromotrice induite. L’augmentation de puissance et du rendement, dans le cas de
générateurs synchrones à vitesse fixe, a été démontrée par [20].
34
Figure 2.12 : Alternateur avec neutre connecté à une quatrième branche du redresseur
Dans un alternateur Lundell, le troisième harmonique de tension est dû principalement à la
distorsion du flux dans l’entrefer causée par la réaction d’induit. L’importance du troisième
harmonique est négligeable à basse vitesse et maximale à haute vitesse. Nous pouvons
évaluer les gains apportés par cette solution à l’aide du modèle présenté au chapitre 1.3.
Auparavant, nous avons considéré les tensions va, vb et vc comme parfaitement sinusoïdales
mais, pour l’occasion, nous rajoutons un troisième harmonique avec une amplitude de 0,3
fois celle de la fondamentale. Les trois tensions de phase sont alors exprimées comme suit :
0 sin 0.3sin 3a r r rv p p t p t (2.9)
0
2sin 0.3sin 3
3b r r rv p p t p t
(2.10)
0
2sin 0.3sin 3
3c r r rv p p t p t
(2.11)
La Figure 2.13 montre le résultat d’une simulation d’un même alternateur qui est connecté
à un redresseur à 6 diodes ou à un redresseur à 8 diodes. La présence du troisième
harmonique n’a aucune influence sur la courbe caractéristique de l’alternateur si ce dernier
est branché à un redresseur à trois branches. Par contre, si le même alternateur est branché à
un redresseur à quatre branches, on constate une augmentation de 6% sur le courant de
35
sortie, à vitesse maximale. Malgré cette augmentation de la puissance de sortie, les pertes
joules dans le stator n’augmentent pas significativement.
En dessous de 2500rpm environ, la présence de la quatrième branche n’a aucune influence
sur le fonctionnement. En effet les deux diodes supplémentaires restent bloquées tant que
l’amplitude du troisième harmonique ne dépasse pas la tension de batterie.
0
20
40
60
80
100
120
140
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
0
300
600
900
1200
1500
1800
2100
Pe
rtes
jou
les
sta
tor
[W]
Courant avec 6 diodes
Courant avec 8 diodes
Pj avec 6 diodes
Pj avec 8 diodes
Figure 2.13 : Comparaison des performances entre redressement à 8 diodes et redressement à 6 diodes
Cette solution est économique et ne nécessite pas forcement un redimensionnement de la
machine. Cependant, le gain en puissance est faible et se limite uniquement à la haute
vitesse.
2.5.2 Redresseur à une demi-onde
L’utilisation d’un redresseur à une seule demi-onde permet d’économiser trois diodes mais
change radicalement le comportement du système de génération. L’alternateur doit être
bobiné en étoile et le neutre connecté directement à la batterie comme montré sur la Figure
2.14.
36
Figure 2.14 : Alternateur connecté à un redresseur à une demi-onde
La Figure 2.15 montre les courants de phase et le courant de sortie pour un alternateur avec
des FEM parfaitement sinusoïdales. On peut remarquer que les courants de phase sont
unidirectionnels et discontinus. Le cuivre de la machine n’est pas exploité en permanence
contrairement au fonctionnement avec un redresseur à pont complet. L’ondulation du
courant de sortie est plus élevée et la fréquence de pulsation est divisée par deux. Les
ondulations de couple sont aussi plus importantes.
Figure 2.15 : Courants de phase (en haut) et courant de sortie (en bas) pour un alternateur tournant à 3000rpm et connecté à un redresseur à 3 diodes.
37
Puisque le neutre est directement connecté à la batterie, il est possible d’extraire aussi la
puissance du troisième harmonique. Avec la simulation, nous pouvons comparer les
courbes de sortie et les pertes joules d’un alternateur à FEM sinusoïdale et d’un alternateur
avec un troisième harmonique dont l’amplitude est égale à 0,3 fois celle de la composante
fondamentale, comme montré au paragraphe 2.5.1. La Figure 2.16 montre les courbes ainsi
obtenues comparées à celle du même alternateur connecté à un redresseur conventionnel.
0
30
60
90
120
150
180
210
240
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
0
200
400
600
800
1000
1200
1400
1600
Pe
rtes
jou
les
sta
tor
[W]
Courant 6 diodesCourant 3 diodesCourant 3 diodes + harm.3Pj stator 6 diodesPj stator 3 diodesPj stator 3 diodes + harm.3
Figure 2.16 : Comparaison des performances entre redresseur à 6 diodes et redresseur à 3 diodes
Le gain en courant de sortie à haute vitesse est évident. Encore une fois, ce gain se paye par
une augmentation de la vitesse de début de génération et des pertes joules. Le fait
d’exploiter la machine avec des courants unidirectionnels change sensiblement la forme de
la courbe caractéristique de l’alternateur : la pente est plus faible et le plateau se situe bien
en dehors de la plage de vitesse utile. Le faible coefficient d’utilisation du cuivre et la
courbe caractéristique trop aplatie font en sorte que cette solution n’est pas intéressante
pour la génération automobile.
2.6. Comparaison des structures
Les résultats obtenus dans ce chapitre sont résumés sur le Tableau 1.1Tableau 2.1. Il faut
noter que les valeurs numériques montrées ci-dessous restent à titre qualitatif puisque les
solutions présentées dans ce chapitre ont, dans la plus part des cas, une marge
38
d’amélioration et optimisation. Tous ces résultats ont été obtenus par simulation avec un
modèle équivalent simplifié de l’alternateur qui néglige les phénomènes de saturation
magnétique et de saillance variable. Le Tableau 2.1 montre l’amplitude du courant de sortie
pour deux points caractéristiques des systèmes de génération d’automobile conventionnels :
la vitesse de ralenti (1800rpm dans notre cas) et la vitesse de croisière (8000rpm dans notre
cas). La vitesse de début de génération et les pertes Joules à la vitesse de croisière sont
aussi indiquées.
Tableau 2.1 : Courants de sortie et pertes pour chaque topologie
Alt
erna
teur
ori
gina
l
Rec
onfi
gura
tion
ét
oile
/tri
angl
e
Rec
onfi
gura
tion
à
poin
t mil
ieu
Bob
inag
e m
ulti
ple
avec
N +
N/2
Bob
inag
e m
ulti
ple
séri
e/pa
rall
èle
Red
ress
eur
à 4
bran
ches
Red
ress
eur
à un
e de
mi-
onde
Red
ress
eur
à un
e de
mi-
onde
+ h
arm
3
Vitesse de début génération [rpm]
950 950 950 1000 1000 950 1850 1850
Courant de sortie à 1800rpm [A]
75 75 75 35 61 75 0 0
Courant de sortie à 8000rpm [A]
113 195 217 168 222 120 195 215
Pertes Joules stator à 1800rpm [W]
1164 1108 2051 1124 1072 1161 1303 1514
2.7. Conclusion
Dans ce chapitre, nous avons brièvement présenté quelques solutions pour augmenter la
puissance de sortie. Ces variantes concernent principalement le bobinage de la machine et
la topologie du redresseur à diodes. Aucune modification n’a été apportée à la géométrie de
la machine. Il existe évidemment d’autres approches pour améliorer la puissance de
l’alternateur comme par exemple l’optimisation de la géométrie des griffes, l’utilisation
d’aimants permanents additionnels ou l’ajout d’amortisseurs sur le rotor. Cependant nous
39
avons volontairement négligées les solutions concernant des modifications de la structure
de l’alternateur Lundell car elles ne font pas l’objet de cette étude.
Pour l’instant, nous nous sommes limités à présenter des redresseurs à diodes mais
l’utilisation de redresseurs contrôlés rajoute un degré de liberté supplémentaire. L’étude de
ces structures de redressement à modulation de largeur d’impulsion (MLI) est détaillée
dans le chapitre suivant.
Equation Section 3
CHAPITRE III
3 Structures de redressement à transistors à
fonctionnement MLI
3.1. Introduction
Dans le chapitre précédent, nous avons montré qu’il existe plusieurs solutions relativement
simples pour accroître le courant de court-circuit d’un alternateur conventionnel et
augmenter la puissance à la sortie. Toutefois, ces solutions entrainent souvent une perte de
performances lors du fonctionnement à basse vitesse. Nous avons montré qu’avec un
redresseur à diodes, les reconfigurations de bobinage restent les seules solutions pour
garantir le fonctionnement à basse vitesse. Cependant, il est aussi possible d’envisager
l’utilisation d’un redresseur contrôlé pour rattraper les performances à basse vitesse.
Dans ce chapitre, nous analysons le fonctionnement de trois topologies de redresseurs à
modulation de largeur d’impulsion dont on a déjà démontré l’intérêt pour une éventuelle
intégration dans un système de génération d’automobile. Ces trois structures ont l’avantage
de ne nécessiter aucun élément de stockage d’énergie supplémentaire, comme des
inductances ou des capacités. Les autres types de convertisseurs qui comportent des
éléments de stockage ou de transformateurs comme ceux présentés dans [2] et [15] ne
semblent pas adaptés pour une application de génération automobile, en raison de leur coût
et de leur mode de fonctionnement. C’est pourquoi, nous avons choisi de ne pas les
considérer dans le cadre de notre étude
41
3.2. Redresseur MLI en pont complet
Le redresseur MLI en pont complet est réversible en courant et utilise des interrupteurs
commandés au lieu des diodes. Il a exactement la même structure qu’un onduleur MLI en
pont complet. Pour permettre la continuité de circulation courant dans les inductances de la
machine et éviter des dangereuses surtensions, il faut associer chaque interrupteur actif à
une diode montée "tête-bêche". La Figure 3.1 montre un pont MLI en pont complet intégré
dans un système de génération d’automobile. La réversibilité en courant de cette structure
permet d’utiliser l’alternateur en mode générateur autant qu’en mode moteur. Cette
propriété est particulièrement intéressante si on souhaite réaliser un alternateur/démarreur
[28][27].
Figure 3.1 : Redresseur MLI en pont complet
La modulation par largeur d’impulsion provoque un hachage et des discontinuités de
courant dans le bus continu à la sortie du redresseur. Ces sauts brusques de courant de
grande amplitude génèrent du bruit à haute fréquence qui pose des problèmes de
compatibilité électromagnétique et qui peut perturber tous les équipements électriques à
bord et même aux alentours [22]. Le rapport entre la valeur efficace et la valeur moyenne
du courant de sortie est important et dégrade le rendement avec une augmentation
significative de pertes joules dans les câbles et l’accumulateur pour une puissance donnée.
Ces pertes supplémentaires dans l’accumulateur augmentent aussi sa température interne et
diminuent sa durée de vie [14]. Il est donc impératif de filtrer le courant à la sortie du
redresseur en insérant un condensateur de grande valeur.
42
Il est à noter qu’avec cette structure, si on dispose d’interrupteurs actifs bidirectionnels en
courant, notamment des MOSFETs, il est possible d’effectuer du redressement synchrone.
L’interrupteur actif est amorcé lorsque la diode de roue libre à lui associée commencerait à
conduire et bloqué lorsque le courant le traversant s’annule. Ce type de commande ne se
peut plus considérer comme MLI et nécessite d’un détecteur de passage par zéro du courant
dans chaque interrupteur actif. L’avantage principal de cette commande est la réduction des
pertes dans le redresseur dues à la chute de tension intrinsèque, indépendant du courant, des
diodes. Évidemment ceci est possible uniquement à condition d’utiliser des MOSFETs avec
une RDSon suffisamment faible.
3.2.1 Technique de contrôle
Nous voulons utiliser un redresseur contrôlé pour augmenter la puissance de sortie sur la
zone de basse vitesse de l’alternateur pour laquelle un redresseur à diodes est le moins
performant. Il est possible d’illustrer ces différences de fonctionnement en utilisant un
modèle de Behn-Eschenburg pour une phase de la machine (Figure 3.2).
Figure 3.2 : Modèle de Behn-Eschenburg
Si on néglige les pertes joules dans le stator et si on appelle , l’angle entre la force
électromotrice E et la tension de phase , on peut exprimer la puissance de sortie par SV
[25] :
3
sinS
S
EVP
X (3.1)
On constate que la puissance atteint une valeur maximale lorsque l’angle est égal à 90°.
43
La caractéristique principale d’un redresseur à diodes conventionnel est d’imposer le
courant SI en phase avec la tension . Dans ce cas, l’angle sera toujours inférieur à 90°
et la puissance ne sera jamais maximale comme on peut voir sur la
SV
Figure 3.3a. Par contre,
lors du fonctionnement à haute vitesse, la force magnétomotrice E devient très importante
par rapport à la tension et l’angle se rapproche de la valeur optimale pour maximiser
la puissance de sortie (
SV
Figure 3.3b).
Figure 3.3 : Diagrammes de phase (a) Alternateur connecté à un redresseur à diode lors du fonctionnement à basse vitesse, (b) Alternateur connecté à un redresseur à diode lors du
fonctionnement à haute vitesse
La Figure 3.4 montre le diagramme de phase pour un alternateur fonctionnant à puissance
maximale et angle optimal.
Figure 3.4 : Diagramme de phase pour un alternateur à puissance maximale
Il est possible de commander un redresseur MLI en pont complet idéal pour qu’il se
comporte comme une source de tension triphasée. Il se prête donc bien à une commande à
angle optimal pour la maximisation de la puissance de sortie à n’importe quelle vitesse.
À partir du modèle de Behn-Eschenburg et des paramètres mesurés sur l’alternateur
existant, nous calculons les valeurs d’angle et de tension optimales du redresseur MLI pour
maximiser la puissance de sortie à différentes vitesses de fonctionnement. Le résultat est
présenté sur la Figure 3.5. Au-delà d’une certaine vitesse, il n’est plus possible d’imposer la
tension optimale aux bornes des phases de la machine puisque on est limité par la tension
44
de batterie. Dans le cas présenté, nous avons imposé une commande purement sinusoïdale
pour en limitant son amplitude maximale en fonction d’une tension de batterie de14V. SV
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Ten
sio
n V
s [V
rms]
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
An
gle
th
éta
[°]
Tension Vs
Angle theta
Figure 3.5 : Tension efficace Vs et angle théoriques à appliquer pour un fonctionnement à puissance maximale d’un alternateur Delcotron 22SI type 12V-100A
0
20
40
60
80
100
120
140
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
0
200
400
600
800
1000
1200
1400
Per
tes
Jo
ule
s [
W]
Idc Redresseur à diodes
Idc Redresseur MLI sinus
Pj Redresseur à diodes
Pj Redresseur MLI sinus
Figure 3.6 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur MLI à pont complet avec modulation sinusoïdale
45
À l’aide de la simulation numérique avec PSIM et le modèle présenté au chapitre 1.2.5,
nous pouvons évaluer les performances d’un redresseur MLI à pont complet connecté à un
alternateur, en appliquant la loi de commande précédente. La Figure 3.6 montre la
comparaison des courants de sortie et des pertes joules en fonction de la vitesse dans le cas
d’un redresseur MLI en pont complet et d’un redresseur à diodes connectés au même
alternateur.
Nous pouvons remarquer que l’utilisation du redresseur MLI au lieu d’un redresseur à
diodes conventionnel, permet une augmentation du courant de sortie à très basse vitesse.
Néanmoins, on constate aussi une augmentation des pertes joules sur toute la plage de
vitesse et une diminution de la puissance de sortie à vitesse élevée.
Cette augmentation des pertes joules s’explique principalement par l’augmentation de la
valeur efficace des courants de phase avec la loi de commande retenue. En effet, la
maximisation de la puissance de sortie résulte d’une maximisation du courant dans la
machine [31]. Il y a aussi une contribution mineure aux pertes qui est liée à l’utilisation
d’une MLI et qui entraîne une circulation de courants harmoniques à haute fréquence
La réduction de la puissance à haute vitesse est liée à la forme de la tension de phase .
Nous avons choisi d’imposer toujours une forme sinusoïdale avec la modulation. Dans ce
cas, la valeur efficace maximale de la tension de phase est égale à
Sv
2 2DC
S
Vv alors qu’un
redresseur à diodes permet d’imposer une valeur efficace égale à 2DCV
, avec une forme de
tension rectangulaire. Il est possible de s’approcher du fonctionnement avec des diodes en
rajoutant des harmoniques impairs dans la tension sv avec un redresseur MLI. Cependant,
la loi de commande précédente n’est plus valable. La Figure 3.7 montre le courant de sortie
et les pertes joules d’un redresseur MLI qui utilise une modulation sinus avec ajout du
troisième harmonique. On peut remarquer que le courant de sortie à haute vitesse se
rapproche de celui délivré par le redresseur à diodes. Il est possible aussi de reproduire le
fonctionnement et les performances des diodes en utilisant une modulation purement
46
rectangulaire. Cependant, il n’y a pas d’augmentation du courant de sortie à haute vitesse
[11][12].
0
20
40
60
80
100
120
140
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
0
200
400
600
800
1000
1200
1400
Per
tes
Jo
ule
s [
W]
Idc Redresseur à diodes
Idc Redresseur MLI harm3
Pj Redresseur à diodes
Pj Redresseur MLI harm3
Figure 3.7 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur MLI à pont complet avec modulation sinusoïdale et ajout du troisième harmonique
3.2.2 Composantes additionnelles associées à l’utilisation d’un redresseur MLI
Une utilisation optimale d’un redresseur MLI en pont complet implique l’emploi de
composantes supplémentaires par rapport au redresseur à diodes conventionnel. Il s’agit
d’un filtre passe-bas et d’un capteur de position.
Le filtre passe-bas sert à réduire le stress de l’accumulateur et permettre la conformité avec
les normes de compatibilité électromagnétique. La solution la plus simple et commune est
de rajouter une capacité Cf aux bornes du redresseur et une inductance fL en série (cette
dernière peut aussi tout simplement représenter l’inductance parasite des câbles). [30]
présente une méthode simplifiée dite « du premier harmonique » pour le dimensionnement
de ce type de filtre. Cependant, la mise en œuvre d’une méthode générale de
dimensionnement est difficilement envisageable en raison de la forte dépendance des
paramètres du filtre suivant la structure du redresseur et les paramètres propres au système
47
concerné. Pour cette raison, nous n’avons pas mené d’étude approfondie pour le
dimensionnement du filtre de sortie sachant que notre objectif est de comparer différents
types de redresseur. Nous nous contentons simplement d’évaluer l’intensité du courant que
ce filtre est supposé supprimer pour compléter cette étude comparative.
Pour pouvoir imposer un angle optimal, il est nécessaire de connaitre la position
angulaire de la tension induite . La solution la plus simple pour acquérir cette
information est de placer un capteur de position sur le rotor. Cependant l’utilisation de ce
dernier n’est pas envisageable dans l’industrie de l’automobile à cause de son prix qui est
trop élevé. Une solution moins couteuse consiste à estimer la position du rotor en mesurant
le troisième harmonique de tension entre un neutre artificiel et le point neutre du bobinage
en étoile de l’alternateur
E
[24][31][11]. Cette méthode nécessite des ressources
supplémentaires en terme de puissance de calcul et offre une faible fiabilité lors d’un
fonctionnement à basse vitesse.
3.2.3 Dimensionnement des semi-conducteurs de puissance
Le prix relativement élevé des semi-conducteurs de puissance est le principal obstacle pour
une utilisation massive d’un nouveau type de redresseur dans l’industrie de l’automobile.
Pour pouvoir évaluer l’augmentation de prix d’une nouvelle configuration par rapport à un
redresseur à diodes, nous calculons le calibre des interrupteurs. Comme expliqué au
paragraphe 1.2.5, le calibre en tension est donné par le dispositif de protection contre les
surtensions. Par conséquent nous nous intéressons uniquement au dimensionnement en
courant. La méthode de calcul proposée est basée principalement sur [13].
3.2.3.1. Hypothèses simplificatrices
L’alternateur est remplacé par une source idéale triphasée, équilibrée, connectée en étoile
qui délivre des courants sinusoïdaux de pulsation . Cette source débite sur un redresseur
MLI à pont complet composé de 6 diodes idéales et de 6 interrupteurs idéaux. L’intensité
de courant délivrée par la source équivaut au courant de court-circuit de l’alternateur
considéré. Le redresseur est commandé avec une modulation sinusoïdale. À la sortie du
48
redresseur, on a connecté une source de tension continue idéale (Figure 3.8). On appelle
l’angle de décalage entre un courant de phase i et la tension simple de la même phase. Sv
iD1
iDC
ic
iQ1
vSa
vSb
vSc
ib
ia
Q1 D1 Q2 Q3
Q4 Q5 Q6D4 D5 D6
D2 D3
VDC
Figure 3.8 : Structure du montage simplifiée
Figure 3.9 : Tensions de référence
La Figure 3.9 montre la forme des signaux de référence qui sont appliqués pour la
modulation à largeur d’impulsion aux trois branches du redresseur. La valeur moyenne des
tensions , et est une image des trois tensions de référence , et . La
pulsation électrique
Sav Sbv Scv 'Sav 'Sbv 'Scv
est égale à la vitesse angulaire du rotor de l’alternateur multipliée
par le nombre de paires de pôles, c’est-à dire p . Les tensions de phase sont générées en
modulant complémentairement les deux interrupteurs de chaque branche avec un rapport
cyclique variant sinusoïdalement dans le temps, à la pulsation . Le rapport cyclique à 1Qr
49
appliquer à l’interrupteur pour obtenir la tension est donné par 1Q Sav (3.2) alors que le
rapport cyclique à appliquer à l’interrupteur complémentaire est donné par 4Q (3.3).
1
1 sin( )t
2Q
kr t
(3.2)
4
1 sin(k )t
2Qr t
(3.3)
k représente l’indice de modulation qui est donné par (3.4) [24]. varie entre 0 et 1. Des
valeurs supérieures à l’unité font en sorte que les tensions ne sont plus sinusoïdales.
k
Sv
ˆ2 S
DC
vk
V (3.4)
Nous prenons pour référence les interrupteurs du bas; , et . Les rapports
cycliques nécessaires pour exprimer et de la
1Q 2Q 3Q
Sbv Scv Figure 3.1 sont donnés par (3.5) et
(3.6).
2
21 sin(k t )
32Qr t
(3.5)
3
21 sin(k t )
32Qr t
(3.6)
Les courants de phase peuvent être exprimés comme suit :
ˆ sina phCCi t I t (3.7)
2
3t
ˆ sinb phCCi t I
(3.8)
2
3t
ˆ sinc phCCi t I
(3.9)
50
Avec :
: Angle de déphasage entre la tension simple et le courant de phase.
ˆphCCI : Valeur de crête du courant de phase au court-circuit
3.2.3.2. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans une diode
La valeur moyenne du courant dans la diode peut s’exprimer comme suit : 1D
1 1
11
2D a QI i r t d
t
(3.10)
En substituant (3.2) et (3.7) dans (3.10) on obtient :
1
ˆ1 cos
2 4phCC
D
II k
(3.11)
On atteint une valeur maximale pour le courant moyen quand 1 0Dik
et 1 0Di
,
ce qui correspond aux valeurs:
1k et 0 (3.12)
En substituant (3.12) dans (3.11), on obtient le courant moyen maximal pour le
dimensionnement de la diode:
1
4ˆ8ˆ0,284
D phCC
phCC
I I
I
(3.13)
La valeur efficace du courant dans la diode peut s’exprimer comme suit : 1D
21
11
2RMSD a Q1I i r t d
t
(3.14)
51
En substituant (3.2) et (3.7) dans (3.14) on obtient :
3 8 cosˆ
24RMSD phCC
kI I
(3.15)
On atteint une valeur maximale pour le courant efficace lorsque 1 0RMSDik
et
1 0RMSDi
, ce qui correspond aux valeurs:
1 0k et (3.16)
En substituant (3.16) dans (3.15), on obtient enfin le courant efficace maximal pour lequel
la diode doit être dimensionnée :
1
3 8ˆ24
ˆ0,481
RMSD phCC
phCC
I I
I
(3.17)
3.2.3.3. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans un interrupteur actif
La valeur moyenne du courant dans l’interrupteur actif peut s’exprimer comme suit : 1Q
1 1
1
2Q a QI i r t d t
(3.18)
En substituant (3.2) et (3.7) dans (3.18) on obtient :
1
ˆ1 cos
2 4phCC
Q
II k
(3.19)
On atteint une valeur maximale pour le courant moyen lorsque 1 0Qik
et 1 0Qi
,
ce qui correspond aux valeurs:
0 0k et (3.20)
52
En substituant (3.20) dans (3.19), on obtient enfin le courant moyen maximal pour lequel
l’interrupteur doit être dimensionné :
1
1ˆ2ˆ0,159
Q phCC
phCC
I I
I
(3.21)
La valeur efficace du courant dans l’interrupteur actif peut s’exprimer comme suit : 1Q
21
1
2RMSQ a Q1I i r t d t
(3.22)
En substituant (3.2) et (3.7) dans (3.22) on obtient :
1
3 8 cosˆ24RMSQ phCC
kI I
(3.23)
On atteint une valeur maximale pour le courant efficace lorsque 1 0RMSQik
et
1 0RMSQi
, ce qui correspond aux valeurs:
0 0k et (3.24)
En substituant (3.24) dans (3.23), on obtient le courant efficace maximal pour lequel
l’interrupteur doit être dimensionné :
1
2ˆ4ˆ0,353
RMSQ phCC
phCC
I I
I
(3.25)
3.2.3.4. Composante alternative du courant DC dans l’accumulateur
Nous voulons calculer la composante alternative du courant de sortie que l’accumulateur
doit absorber. La valeur efficace de l’ondulation de courant DC, sur une période de
modulation, dépend de la séquence d’activation des interrupteurs et de la forme résultante
53
du courant de sortie. Puisque l’ondulation du courant de sortie a une fréquence qui est six
fois plus grande que celle des sinusoïdes de la source alternative, on peut restreindre notre
étude sur un intervalle de 3 . Nous choisissons un intervalle compris entre 6
et 2 tel
qu’identifié par un , sur la Figure 3.9. La Figure 3.10 montre les formes d’onde et les
signaux de commande pendant deux périodes de modulation, à l’intérieur de l’intervalle .
t
(rQ2-rQ3)T (rQ3-rQ1)T
ipha
-iphb
ipha
-iphb
On
On
On
Off
Off
Off
Off
Off
Off
rQ1TrQ3T
rQ2T
T 2T
Q1
Q3
Q2
v’Sa
v’Sb
v’Sc
0
Figure 3.10 : Forme d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T
En se basant sur la Figure 3.10, on peut calculer une expression de la valeur efficace du
courant DC sur l’intervalle de temps
2
2 22 3 3 1
6
3RMSDC b Q Q a Q QI i t r t r t i t r t r t d
t
(3.26)
En substituant (3.2), (3.5), (3.6), (3.7)et (3.8) dans (3.26) on obtient :
3 3 2ˆ 1 cos 2
4 3RMSDC phCC
kI I
(3.27)
L’équation (3.28) exprime la composante alternative de l’ondulation de courant en fonction
de la valeur moyenne et de la valeur efficace du courant de sortie.
54
22
AC RMSDC DC DCI I I (3.28)
Si on considère qu’on a aucune perte dans le redresseur, on peut exprimer le courant moyen
de sortie en fonction de , et i k .
2
3 1 2 3
6
3RMSDC a Q Q b Q QI i t r t r t i t r t r t d
t
(3.29)
Substituant (3.2), (3.5), (3.6), (3.7)et (3.8) dans (3.29) on obtient :
3 cos ˆ
4DC
kphCCI I
(3.30)
En substituant (3.27) et (3.30) dans (3.28), on obtient :
23 3 9ˆ cos4 16ACDC phCCI I k k
(3.31)
On atteint une valeur maximale pour l’ondulation de courant lorsque 0ACDCi
k
et
0ACDCi
, ce qui correspond aux valeurs :
0,6126 0k et (3.32)
En substituant (3.32) dans (3.31), on obtient la valeur efficace maximale de l’ondulation du
courant DC pour laquelle l’accumulateur, ou plutôt le filtre, doit être dimensionné :
ˆ0, 459ACDCI phCCI (3.33)
3.3. Redresseur MLI en demi pont
Le principal inconvénient d’un redresseur MLI en pont est son coût élevé. Dans le but de
réduire le nombre d’interrupteurs actifs et minimiser le coût total, on enlève un interrupteur
par branche, tel que montré sur la Figure 3.11. Nous avons choisi d’enlever les
55
interrupteurs du haut puisque ceux du bas sont généralement plus faciles à commander avec
un signal de pilotage référencé à la masse. Cette structure simplifiée est aussi plus robuste
par rapport au redresseur MLI en pont complet. Il n’y a plus de risque de court-circuit
direct de l’accumulateur avec une commande erronée des interrupteurs actifs.
Le redresseur MLI en demi-pont est une structure unidirectionnelle en courant. Elle ne
permet pas un fonctionnement de l’alternateur comme démarreur. Cette limitation de
fonctionnement réduit aussi les performances du système de commande de l’alternateur, en
mode générateur. En effet, un redresseur MLI en demi-pont permet de contrôler totalement
une demi-onde de courant uniquement. L’autre demi-onde correspond à la conduction
naturelle des diodes et ne peut pas être contrôlée. Une analyse exhaustive du
fonctionnement d’un redresseur MLI en demi-pont est présentée dans [7] et [8].
Figure 3.11 : Redresseur MLI en demi-pont
3.3.1 Techniques de contrôle
3.3.1.1. Modulation sinusoïdale à angle optimal
La première technique de contrôle que nous considérons est la même que celle présentée au
paragraphe 3.2.1. Elle consiste à maximiser le courant de sortie en contrôlant l’amplitude
de la tension et l’angle avec une modulation purement sinusoïdale. On applique alors la
même loi de commande qu’au paragraphe 3.2.1, aux trois interrupteurs restants. La Figure
3.12 montre une comparaison du courant de sortie et des pertes joules pour un redresseur
MLI en demi-pont et un redresseur à diodes conventionnel. Comme dans le cas du
56
redresseur en pont complet, on remarque que les pertes joules sont plus importantes sur
toute la plage de vitesse et que le courant de sortie à haute vitesse est réduit. On constate
aussi que le gain de courant à basse vitesse est plus faible par rapport à la structure à pont
complet. Si on considère par exemple la vitesse de 1000rpm, on a un courant de sortie de
44A pour le redresseur MLI en pont complet à modulation sinus et seulement 27A pour le
redresseur MLI en demi-pont. Cette différence s’explique par l’incapacité de contrôler le
courant de phase sur une période entière avec une structure en demi-pont. La Figure 3.13
montre les trois courants a , b et ci pour une vitesse de 1000rpm. On peut remarquer que
la demi-onde positive a une forme sinusoïdale avec un angle
i i
qui tend vers l’optimal. Par
contre, la demi-onde négative résulte de la commutation naturelle des diodes et tend donc
vers un angle nul. L’ajout d’harmoniques impairs permettrait d’augmenter les
performances à haute vitesse et de se rapprocher de celles d’un redresseur conventionnel.
0
20
40
60
80
100
120
140
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
0
200
400
600
800
1000
1200
1400
Per
tes
Jo
ule
s [
W]
Idc Redresseur à diodes
Idc Redresseur demi-pont sinus
Pj Redresseur à diodes
Pj Redresseur demi-pont sinus
Figure 3.12 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur MLI en demi-pont avec modulation sinusoïdale
57
Figure 3.13 : Forme du courant de phase et du courant de sortie pour une vitesse de 1000rpm
3.3.1.2. Adaptation de la tension de sortie
Un redresseur à diodes est peu performant à basse vitesse car dans telles conditions,
l’amplitude des FEMs reste faible et la différence avec la tension de la batterie est petite et
parfois même négative. Pour augmenter la puissance fournie à la batterie, il faudrait
pouvoir régler la tension appliquée à la sortie du redresseur.
Figure 3.14 : Hacheur survolteur de base
On peut remarquer que la structure d’un redresseur MLI en demi-pont est équivalente à
l’association de trois hacheurs survolteurs comme celui de la Figure 3.14. Il est donc
possible de reproduire le fonctionnement d’un hacheur survolteur lors des fonctionnements
à basse vitesse pour adapter la tension appliquée aux bornes de l’alternateur. Il est bien
58
connu que dans le cas d’un fonctionnement en conduction continue, la valeur moyenne de
la tension aux bornes de l’interrupteur actif satisfait la relation (3.34) où est le rapport
cyclique appliqué à l’interrupteur Q .
Q
1Q QV DCV (3.34)
En exploitant ces caractéristiques, il est possible d’imposer une tension variable aux bornes
de l’alternateur comprise entre 0 et DCV . Ce mode de fonctionnement appliqué aux
alternateurs automobiles a été introduit dans [2] et [3] et développé dans [5] et [6]. La
Figure 3.15 montre le circuit équivalent d’un alternateur connecté à un redresseur MLI en
demi-pont qui utilise une commande pour l’adaptation de la tension de sortie.
Figure 3.15 : Circuit équivalent d’un alternateur connecté à redresseur MLI à demi-pont pour l’adaptation de la tension de sortie
D’après [4] et [6], la puissance de sortie du système de la Figure 3.15 se déduit de la
relation suivante avec une approximation acceptable:
2
2
2 2
2 1ˆ3 1
Q DC
V
Q DC
DC
V
VP
L
(3.35)
Le rapport cyclique optimal en fonction de Q qui permet de maximiser la puissance de
sortie satisfait l’équation suivante:
59
0DC
Q
P
(3.36)
Si on substitue (3.35) dans (3.36), on en déduit :
ˆ4
4DC V
QDC
V
V
2 (3.37)
Évidemment, le rapport cyclique Q doit être limité dans une plage comprise entre 0 et 1.
La Figure 3.16 montre les courbes de courant de sortie et des pertes joules pour un
redresseur en demi-pont avec adaptation de la tension de sortie. Ces courbes sont
comparées avec celles d’un redresseur conventionnel à diodes. On constate qu’un
redresseur en demi-pont apporte un gain sur le courant pour des vitesses inférieures à
1500rpm. Au dessus de cette valeur de vitesse, les performances sont exactement les
mêmes que celles du redresseur conventionnel puisque le rapport cyclique appliqué est nul.
Par conséquent, les interrupteurs Q1 à Q3 ne sont plus amorcées et seules les diodes sont
utilisées. À 1000rpm, on obtient un courant DC de 25A contre un courant de 27A pour une
commande à angle optimal.
On obtient des performances inférieures par rapport à une modulation avec un angle
optimal mais le grand avantage de cette solution est son extrême simplicité d’implantation.
Les trois interrupteurs peuvent être pilotés par le même signal de commande et il n’est pas
nécessaire de connaitre la position angulaire du rotor. En effet, il suffit de mesurer la
vitesse de rotation ce qui ne pose pas de problème particulier sachant qu’un capteur de
vitesse est déjà disponible à bord des véhicules.
60
0
20
40
60
80
100
120
140
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
0
200
400
600
800
1000
1200
1400
Per
tes
Jo
ule
s [
W]
Idc Redresseur à diodesIdc Redresseur MLI Pj Redresseur à diodesPj Redresseur MLI
Figure 3.16 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur MLI en demi-pont avec adaptation de la tension de sortie
3.3.2 Dimensionnement des composants pour une commande pour l’adaptation de la tension de sortie
3.3.2.1. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans une diode du haut
La valeur moyenne du courant dans la diode peut s’exprimer comme suit : 4D
4
0
11
2D a Q1I i
d t
(3.38)
En substituant (3.7) dans (3.38) on obtient :
14
1ˆ QD phCCI I
(3.39)
On atteint une valeur maximale pour le courant moyen quand 1 0Q . Par conséquent la
diode du haut doit être dimensionnée en utilisant la relation suivante :
61
4
ˆ
ˆ0,318
phCCD
phCC
II
I
(3.40)
La valeur efficace du courant dans la diode peut s’exprimer comme suit : 4D
24
0
11
2RMSD a Q1I i
d t
(3.41)
En substituant (3.7) dans (3.41) on obtient :
1
4
1ˆ
2RMS
Q
D phCCI I
(3.42)
On atteint une valeur maximale pour le courant efficace lorsque 1 0Q . Par conséquent la
diode du haut doit être dimensionnée avec la relation suivante:
4
ˆ
2RMS
phCCD
II (3.43)
3.3.2.2. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans une diode du bas
Le fonctionnement des diodes du bas est comparable à celui des diodes du bas d’un
redresseur conventionnel puisque, malgré la présence de la modulation, le courant qui les
traverse ne présente pas de discontinuité. On peut donc utiliser les valeurs calculées dans le
cas du redresseur conventionnel.
Le courant moyen dans la diode se déduit de la relation suivante: 1D
1
ˆphCC
D
II
(3.44)
Le courant efficace dans la diode vaut : 1D
1
ˆ
2phCC
D
II (3.45)
62
3.3.2.3. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans les interrupteurs actifs
La valeur moyenne du courant dans l’interrupteur actif peut s’exprimer comme suit : 1Q
1
0
1
2Q a Q1I i d
t
(3.46)
En substituant (3.7) dans (3.46) on obtient :
11
ˆ QQ phCCI I
(3.47)
On atteint une valeur maximale pour le courant moyen lorsque 1 1Q . Par conséquent
l’interrupteur doit être dimensionné pour :
1
ˆ
ˆ0,318
phCCQ
phCC
II
I
(3.48)
La valeur efficace du courant dans l’interrupteur actif peut s’exprimer comme suit : 1Q
21
0
1
2RMSQ a 1QI i d
t
(3.49)
En substituant (3.7) dans (3.49) on obtient :
1
1ˆ
2RMS
Q
Q phCCI I
(3.50)
On atteint une valeur maximale pour le courant efficace lorsque 1 1Q . Par conséquent,
l’interrupteur doit être dimensionné pour :
1
ˆ
2RMS
phCCQ
II (3.51)
63
3.3.2.4. Composante alternative du courant DC dans l’accumulateur
Le courant moyen à la sortie vaut :
/ 6
1
/ 6
1
3 ˆ cos 1
3 1ˆ
DC phCC Q
Q
phCC
I I t
I
d t
(3.52)
La valeur efficace du courant à la sortie vaut :
/ 62
1
/ 6
1
3 ˆ cos 1
3 3 2 1ˆ
4
RMSDC phCC Q
Q
phCC
I I t
I
d t
(3.53)
On en déduit la valeur de la composante alternative à la sortie:
22
21 12 3 3 36 36 1
ˆ2
AC RMSDC DC DC
Q Q
phCC
I I I
I
(3.54)
Il est possible de trouver la valeur de 1Q pour laquelle la composante alternative du
courant de sortie est maximale. Cette valeur se calcule à partir des relations suivantes:
1
21
2 2 21 1
0
ˆ72 2 3 3 720
4 2 3 3 36 36 2 3 3 72
ACDCQ
Q phCC
Q Q
dI
d
I
(3.55)
On résout l’équation (3.55) pour trouver 1Q et on obtient :
64
2
1
2 3 3 7
720,499
Q
2
(3.56)
En substituant (3.56) dans (3.54), on obtient la valeur maximale de la composante
alternative du courant de sortie pour le dimensionnement du filtre :
24 12 3 2ˆ24
ˆ0,478
ACDC phCC
phCC
I I
I
7 (3.57)
3.3.3 Dimensionnement des composants pour une commande à angle optimal
Si on applique les mêmes hypothèses simplificatrices que dans l’exemple du paragraphe
3.2.3.1, nous pouvons constater que le calibre des interrupteurs actifs et des diodes du haut
est identique à celui d’un redresseur en pont complet avec modulation sinusoïdale.
Cependant, il faut bien remarquer que ces hypothèses sont erronées dans le cas du demi-
pont puisque le courant n’est pas une forme sinusoïdale à cause de la commutation non
commandée des diodes du bas. Néanmoins, la prise en compte de la forme réelle des
courants complique considérablement le calcul.
Comme montré dans le paragraphe précédent, les diodes du bas sont du même calibre que
les diodes d’un redresseur conventionnel.
3.4. Redresseur associé à un hacheur survolteur
Il est possible de réduire la structure d’un redresseur MLI à un seul interrupteur actif en
utilisant un simple hacheur survolteur après un redresseur à diodes conventionnel tel que
montré sur la Figure 3.17 . On peut remarquer que ce convertisseur nécessite l’utilisation
d’une diode additionnelle , en série, qui entraîne une diminution du rendement, si la
tension VDC est faible. Le fonctionnement de cette structure est similaire à celui d’un
redresseur en demi-pont avec une commande pour l’adaptation de la tension de sortie.
7D
65
Figure 3.17 : Redresseur associé à un hacheur survolteur
Il est possible d’utiliser la même loi de commande que celle présentée au paragraphe
3.3.1.2. La Figure 3.18 montre une comparaison des courbes de courant de sortie et des
pertes joules d’un redresseur hacheur survolteur avec celles d’un redresseur conventionnel.
0
20
40
60
80
100
120
140
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
0
200
400
600
800
1000
1200
1400
Per
tes
Jo
ule
s [
W]
Idc Redresseur à diodes
Idc Redresseur hacheur survolt.
Pj Redresseur à diodes
Pj Redresseur hacheur survolt.
Figure 3.18 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur hacheur survolteur
On observe un faible écart de performances à moyenne et à haute vitesse en raison de
l’ajout de la diode qui introduit une chute de tension supplémentaire. Cette chute de
tension supplémentaire entraîne aussi une diminution de performances à basse vitesse par
rapport aux autres redresseurs MLI. À la vitesse de 1000rpm, on obtient un courant de 21A
7D
66
à la sortie alors qu’avec le redresseur en demi-pont, ce courant est égal à 25A, dans les
mêmes conditions.
3.4.1 Dimensionnement des composants
3.4.1.1. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans les diodes lentes
Le fonctionnement des diodes allant de à est comparable à celui des diodes d’un
redresseur conventionnel. En effet, malgré la présence de la modulation, les courants qui les
traversent ne présentent pas de discontinuité. On peut donc utiliser les valeurs calculées
dans le cas du redresseur conventionnel.
1D 6D
Le courant moyen dans la diode vaut : 1D
1
ˆphCC
D
II
(3.58)
Le courant efficace dans la diode vaut : 1D
1
ˆ
2phCC
D
II (3.59)
3.4.1.2. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans la diode rapide
Le courant moyen traversant la diode est égal au courant moyen de sortie qui se calcule
avec la relation suivante :
7D
/ 6
7 7
/ 6
7
3 ˆ cos 1
3 1ˆ
D DC phCC Q
Q
phCC
I I I t
I
d t
(3.60)
On atteint une valeur maximale pour le courant moyen quand 7 0Q . Le courant moyen
pour lequel la diode doit être dimensionnée est donc : 7D
67
7
3ˆD phCCI I
(3.61)
Le courant efficace traversant la diode est égal au courant efficace de sortie qui se
calcule avec la relation suivante :
7D
/ 62
7 7
/ 6
7
3 ˆ cos 1
3 3 2 1ˆ
4
RMS RMSD DC phCC Q
Q
phCC
I I I t
I
d t
(3.62)
On atteint une valeur maximale pour le courant efficace quand . Le courant
efficace pour lequel la diode doit être dimensionnée est donc :
7 0Q
7D
7
3 3 2ˆ
4ˆ0,956
D phCC
phCC
I I
I
(3.63)
3.4.1.3. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans l’interrupteur actif
Le courant moyen traversant l’interrupteur actif vaut :
/ 6
7 7
/ 6
7
3 ˆ cos
3ˆ
Q Q phCC
QphCC
I I t
I
d t
(3.64)
On atteint une valeur maximale pour le courant moyen quand 7 1Q . Le courant moyen
pour lequel l’interrupteur doit être dimensionné se déduit de la relation suivante: 7Q
7
3ˆQ phCCI I
(3.65)
68
Le courant efficace traversant l’interrupteur actif vaut :
/ 62
7 7
/ 6
7
3 ˆ cos 1
3 3 2ˆ
4
RMSQ phCC Q
Q
phCC
I I t
I
d t
(3.66)
On atteint une valeur maximale pour le courant efficace quand 7 1Q . Le courant efficace
pour lequel l’interrupteur doit être dimensionné s’obtient avec l’équation suivante : 7Q
7
3 3 2ˆ
4ˆ0,956
RMSQ phCC
phCC
I I
I
(3.67)
3.4.1.4. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans l’accumulateur
La composante alternative du courant de sortie est la même que celle calculée au
paragraphe 3.3.2.4:
24 12 3 2ˆ24
ˆ0,478
ACDC phCC
phCC
I I
I
7 (3.68)
3.5. Comparaison des structures
Les résultats obtenus dans ce chapitre sont résumés sur le Tableau 3.1 et la Figure 3.19 qui
montre une comparaison des courbes de courant de sortie des différentes topologies. Il faut
noter que tous ces résultats ont été obtenus par simulation avec un modèle équivalent
simplifié de l’alternateur qui néglige les phénomènes de saturation magnétique et de
saillance variable. Le Tableau 3.1 montre l’amplitude du courant de sortie pour trois points
caractéristiques des systèmes de génération d’automobile conventionnels; la vitesse de
début de génération (1000rpm dans notre cas), la vitesse de ralenti (1800rpm dans notre
cas) et la vitesse de croisière (8000rpm dans notre cas).
69
Tous les courants des semi-conducteurs sont exprimés en p.u. en prenant comme base le
calibre des diodes du redresseur conventionnel. Sur le Tableau 3.1, entre parenthèses, sont
indiqués aussi les calibres des semi-conducteurs obtenus par simulations lors d’un
fonctionnement à puissance de sortie maximale sur toute la plage de vitesse.
Le prix des semi-conducteurs est estimé de la manière suivante :
$RMSsemi semi prixI I k (3.69)
Sachant que le facteur de prix est égal à : prixk
1 pour les diodes lentes
1,5 pour les diodes rapides
3 pour les interrupteurs actifs
Le prix total est exprimé en p.u. en prenant comme base le prix total du redresseur
conventionnel.
70
Tableau 3.1 : Performances, nombre et calibre des semi-conducteurs avec estimation de prix pour
chaque topologie
Red
ress
eur
conv
enti
onne
l
Red
ress
eur
en
pont
com
plet
ave
c m
odul
atio
n si
nus
Red
ress
eur
en
dem
i-po
nt a
vec
mod
ulat
ion
sinu
s
Red
ress
eur
en
dem
i-po
nt a
vec
adap
tati
on d
e la
te
nsio
n de
sor
tie
Red
ress
eur
hach
eur
surv
olte
ur
@1000rpm [A]DCI 3 44 27 25 21
@1800rpm [A]DCI 75 76 78 75 71
@8000rpm [A]DCI 113 89 100 113 112
Diodes lentes 6 - 3 3 6
[p.u .]DI 1 - 1 1 1
[p.u .]RMSDI 1 - 1 1 1
Diodes rapides - 6 3 3 1
[p.u .]DI - 0,893 (0,90) 0,893 (0,88) 1 (1) 3 (3)
[p.u .]RMSDI - 0,962 (0,97) 0,962 (0,96) 1 (1) 1,91 (1,91)
Interrupteurs actifs - 6 3 3 1
[p.u .]QI - 0,5 (0,22) 0,5 (0,11) 1 (0,38) 3 (0,93)
[p.u .]RMSQI - 0,707 (0,36) 0,707 (0,28) 1 (0,46) 1,91 (0,81)
[p.u .]ACDCI 1 11,45 11,45 11,92 11,92
Capteur de position Non OUI OUI Non Non
Prix total des semi-conducteurs [p.u.] 1 3,2 (2,27) 2,1 (1,48) 2,75 (1,88) 2,75 (2,05)
71
0
20
40
60
80
100
120
0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
sort
ie [
A]
Redresseur conventionnel
Redresseur en pont complet sinus
Redresseur demi-pont sinus
Redresseur demi-pont adapt. tens.
Redresseur hacheur survolteur
Figure 3.19 : Comparaison des courants de sortie des différentes structures
La Figure 3.19 montre que les structures avec les stratégies de commande les plus
complexes délivrent la plus grande puissance en deçà de la vitesse du ralenti (1800 rpm).
Cependant, le Tableau 3.1 montre qu’aucune structure MLI ne permet d’obtenir de
meilleures performances qu’un redresseur à diodes conventionnel, pour des vitesses
élevées. On observe même une réduction importante de performances dans le cas d’un
fonctionnement avec modulation sinusoïdale. Dans ce cas, il vaut mieux d’arrêter la
modulation au-delà d’une certaine vitesse, comme cela se produit naturellement avec une
stratégie de commande pour l’adaptation de la tension de sortie.
Le Tableau 3.1 montre que le prix est relativement proportionnel à la complexité de la
structure. On notera aussi que cette estimation de prix montre que le coût des semi-
conducteurs est plus faible avec une modulation sinusoïdale que dans le cas d’une
commande pour l’adaptation de la tension de sortie. Cette différence s’explique en raison
du fait qu’on suppose que cette modulation est maintenue sur toute la plage de vitesse alors
qu’il serait préférable d’arrêter la modulation pour maximiser les performances à haute
72
vitesse. Dans ce cas, les diodes rapides devraient être dimensionnées pour 1p.u. au lieu de
0,893/0,962p.u.
On remarque que l’utilisation d’une structure de redresseur à diodes associée à un hacheur
survolteur n’apporte pas de gain significatif sur le coût du montage par rapport à une
structure en demi-pont, avec une commande pour l’adaptation de la tension de sortie. Ses
performances sont aussi plus faibles (Figure 3.19) ce qui permet de conclure que cette
configuration ne devrait pas être utilisée.
On constate que les redresseurs MLI introduisent une composante alternative trop
importante dans le courant de sortie (>11 fois celle d’un redresseur conventionnel).
L’utilisation d’un dispositif de filtrage passif nécessite des capacités de stockage
considérables et dégrade considérablement le coût du système.
En conclusion, toutes ces solutions utilisant un redresseur contrôlé apportent une
amélioration de performances limitée sur une étroite plage de vitesse et impliquent un
incrément sur le prix très important.
On rappelle que le dimensionnement analytique des composants est basé sur des
hypothèses simplificatrices qui sont identiques pour toutes les topologies. Les résultats de
ce dimensionnement ne sont que des indicateurs supplémentaires pour l’estimation du coût.
Il faut remarquer que pour certaines topologies, ces hypothèses conduisent à un
surdimensionnement important en courant des interrupteurs actifs. Néanmoins, ces
surdimensionnements n’ont pas de conséquences significatives sur les conclusions de ces
comparaisons.
3.6. Conclusion
L’utilisation de structures de redressement à MLI permet d’augmenter la puissance générée
à basse vitesse et d’exploiter l’alternateur à des vitesses inférieures à la vitesse de début de
génération. Ces structures ont deux désavantages importants :
Le premier est leur coût élevé. Il faut quand même remarquer que la machine
constitue l’essentiel du prix d’un système de génération, L’alternateur à rotor à
73
griffes reste une machine suffisamment économique à produire pour justifier
l’augmentation du prix total avec l’utilisation d’un redresseur MLI.
Le deuxième désavantage est la forte ondulation du courant de sortie.
L’entrelacement de plusieurs structures de redressement permet d’atténuer l’ondulation du
courant. Cette technique est développée dans le chapitre suivant.
Equation Section 4
CHAPITRE IV
4 Structures de redressement MLI entrelacées
4.1. Introduction
Nous avons montré que l’utilisation de structures de redresseurs à modulation de largeur
d’impulsion peut améliorer les performances à basse vitesse d’un alternateur automobile.
Cependant ces structures présentent un inconvénient important en rajoutant une ondulation
à haute fréquence du courant de sortie. Le bruit HF est un problème intrinsèque à
l’électronique de puissance en raison du hachage de la tension. Il ne peut pas être éliminé
mais seulement atténué à l’aide de filtres passifs ou de commandes spéciales. L’utilisation
de deux ou plusieurs structures identiques en parallèle et entrelacées est bien connue pour
réduire l’ondulation de courant d’entrée et/ou de sortie dans le cas des alimentations à
découpage [16][17] ou les circuits correcteurs du facteur de puissance [18][19].
Dans ce chapitre, nous appliquons les techniques d’entrelacement aux redresseurs MLI du
chapitre précédent pour étudier les effets de l’entrelacement sur l’ondulation du courant de
sortie. Nous considérons que structures identiques sont « entrelacées » lorsqu’on
applique des signaux MLI à chaque structure qui sont déphasés de
N
2 / N . Nous limitons
notre étude à seulement deux structures identiques montées en parallèle pour rester dans
une complexité acceptable, cependant le concept peut être généralisé à structures. N
4.2. Redresseurs MLI en pont complet entrelacés
Un convertisseur de puissance peut être substitué par convertisseurs identiques
dimensionnés pour une puissance à condition qu’il n’y ait pas de courant de
circulation entre les différents convertisseurs
P N
/P N
[29]. Pour notre étude, nous considérons le
75
cas de deux montages redresseurs MLI en pont complet avec comme sources d’entrée, deux
sources idéales triphasées identiques, équilibrées, synchrones, connectées en étoile qui
délivrent des courants sinusoïdaux de pulsation (Figure 4.1). La valeur de crête du
courant délivrée par chaque source vaut pour que la puissance totale soit égale à
celle considérée au chapitre précédent, avec une seule structure non entrelacée.
ˆ / 2phCCI
Figure 4.1 : Redresseurs MLI en pont complet entrelacés
Le signal de commande de est identique à celui pilotant mais décalé dans le temps
d’une demie période de modulation . On suppose donc que le courant qui traverse
deux interrupteurs actifs ayant le même numéro d’indice a toujours la même allure avec un
déphasage d’une demi-période de modulation.
1'Q 1Q
/ 2T
4.2.1 Modulation sinusoïdale à angle optimal
4.2.1.1. Calibre des semi-conducteurs
Puisque les deux sources triphasées de la Figure 4.1 sont isolées, on peut supposer qu’il n’y
a aucun courant de circulation entre les deux redresseurs MLI. Le calibre de tous les
interrupteurs des deux redresseurs MLI montrés sur la Figure 4.1 peut donc être déduit des
valeurs calculées dans le paragraphe 3.2.3 pour une seule structure en pont complet, en
divisant ces valeurs par deux.
76
4.2.1.2. Composante alternative du courant DC dans l’accumulateur
L’entrelacement de deux convertisseurs triphasés fonctionnant avec un rapport cyclique
variable entraîne l’apparition de sous-harmoniques dans le courant du bus continu par
rapport à la fréquence de modulation. En effet, il n’est pas possible de compenser
entièrement le hachage du courant de sortie avec l’entrelacement et on voit apparaître une
partie de l’enveloppe du courant de phase de la machine. On constate alors que la forme du
courant de sortie se répète 6 fois sur une période du courant de phase mais l’effet du
hachage est quand même beaucoup diminué par rapport à l’utilisation d’un seul
convertisseur. C’est pourquoi, on doit faire cette étude sur un intervalle de 3 pour tenir
compte des sous-harmoniques
Nous choisissons un intervalle compris entre 6 et 2
tel qu’identifié par un , sur la
Figure 4.2. Pour simplifier les calculs, cet intervalle a été subdivisé en deux intervalles 1
et . La 2 Figure 4.3 montre les formes d’onde et les signaux de commande pendant une
période de modulation, à l’intérieur de l’intervalle 1 et l’intervalle 2 .
Figure 4.2 : Tensions de référence et intervalles considérés
77
(1-rQ2)T/2(1-rQ3)T/2(1-rQ1)T/2
(1-rQ2)T/2(1-rQ3)T/2(1-rQ1)T/2
T/2 T 3T/2 T/2 T 3T/2
rQ1T/2rQ3T/2rQ2T/2
rQ1T/2rQ3T/2rQ2T/2
vSaréfvSbréfvScréf
iDC
idc’
idc
iDC
idc’
idc
t
t
t
/3 < t < /2/6 < t < /3
-ib
ia
-ib
ia
-2ib
ia-ib
-ib
T/4 T/4
-2ia
ia-ib
-ia
-ib
ia
ia
-ib
a1 b1 c1 a2 b2 c2
Figure 4.3 : Formes d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T
L’évolution dans le temps des courants de phases peut s’exprimer comme suit :
ˆ
' sin2
phCCa a
Ii t i t t (4.1)
ˆ 2
' sin2 3
phCCb b
Ii t i t t
(4.2)
ˆ 2
' sin2 3
phCCc c
Ii t i t t
(4.3)
L’évolution dans le temps des rapports cycliques des signaux de commande pilotant les
interrupteurs du bas peut s’exprimer comme suit :
1
1 sin
2Q
kr t
t
(4.4)
1
1 sin2
'2Q
Tk t
r t
(4.5)
78
2
21 sin
32Q
k tr t
(4.6)
2
21 sin
3 2'
2Q
Tk t
r t
(4.7)
3
21 sin
32Q
k tr t
(4.8)
3
21 sin
3 2'
2Q
Tk t
r t
(4.9)
En se basant sur la Figure 4.3 il est possible de déduire la longueur des intervalles suivants :
1 1 2 12Q Q
Ta r r (4.10)
1 3 1 2Q Q
Tb r r (4.11)
1 1 24Q
Tc r 3
(4.12)
2 1 212Q Q
Ta r r (4.13)
2 2 3 2Q Q
Tb r r (4.14)
2 32 14Q
Tc r (4.15)
On peut alors calculer une expression de la valeur efficace du courant DC sur l’intervalle de
temps
79
/322 2
1 1 1
/ 6
/ 222 2
2 2 2
/3
34 4 16
34 4 16
RMSDC b a b b
a a b a
2I a i b i i c i d tT
a i b i i c i d tT
(4.16)
Substituant (4.1), (4.2), (4.10), (4.11), (4.12), (4.13), (4.14), (4.15) dans (4.16) :
2 22cos 2 3 2 3 3 1
ˆ2RMSDC phcc
kI I
(4.17)
Le courant moyen de sortie vaut :
/3
1 1 1
/ 6
/ 2
2 2 2
/3
32 2 4
32 2 4
DC b a b b
a a b a
I a i b i i c i d tT
a i b i i c i d tT
(4.18)
Substituant (4.1), (4.2), (4.10), (4.11), (4.12), (4.13), (4.14), (4.15) dans (4.18) :
3 cosˆ
4DC phcc
kI I
(4.19)
A partir de (4.17) et (4.19), on peut calculer la valeur efficace de la composante alternative
du courant de sortie :
22
22 2cos 2 3 2 3 3 1 9 cos
ˆ16
AC RMSDC DC DC
phcc
I I I
k kI
(4.20)
On atteint une valeur maximale pour l’ondulation de courant lorsque 0ACDCI
k
et
0ACDCI
, ce qui correspond aux valeurs :
0,5539 0k et (4.21)
80
En substituant (4.21) dans (4.20), on obtient le courant efficace maximal que
l’accumulateur et le filtre doivent supporter :
ˆ0, 415ACDCI phCCI (4.22)
4.2.2 Commandes à ondulation du courant de sortie minimale
L’évolution de la composante alternative du courant de sortie en fonction de et k dans le
cas de deux redresseurs MLI en pont complet entrelacés avec commande sinusoïdale est
montré sur la Figure 4.5. La Figure 4.4 montre le cas d’un seul redresseur MLI en pont
complet en guise de comparaison.
0,00
0,31
0,63
0,94
1,26
1,57
1,88
2,20
2,51
2,83
3,14
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
00,050,1
0,15
0,2
0,25
0,3
0,35
0,4
0,45
0,5
k
Figure 4.4 : Composante AC du courant de sortie en fonction de l’indice de modulation k et de l'angle pour un seul redresseur en pont complet
81
0,00
0,31
0,63
0,94
1,26
1,57
1,88
2,20
2,51
2,83
3,14
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
00,050,1
0,15
0,2
0,25
0,3
0,35
0,4
0,45
0,5
k
Figure 4.5 : Composante AC du courant de sortie en fonction de l’indice de modulation k et de l'angle pour deux redresseurs en pont complet entrelacés
L’introduction de l’entrelacement n’apporte pas une réduction significative de la valeur
maximale de la composante alternative du courant de sortie ( au lieu de
). Cependant en comparant la
ˆ0, 415 phCCI
ˆ0,459 phCCI Figure 4.4 avec la Figure 4.5, nous constatons que
cette réduction devient considérable pour d’autres points de fonctionnement. À condition
d’accepter une réduction de performances, il est envisageable d’utiliser une commande qui
minimise de la composante alternative du courant de sortie.
4.2.2.1. Modulation sinusoïdale à angle constant
À partir de la Figure 4.5, on peut remarquer qu’en imposant constant à / 2 , il est
possible de réduire considérablement l’ondulation du courant de sortie sur toute la plage de
si on utilise deux structures entrelacées. k
Nous voulons maintenant vérifier quel est l’impact de cette commande sur les
performances. La puissance de sortie peut s’estimer d’une façon simplifiée par :
coss S SP V I (4.23)
82
On peut remarquer qu’avec / 2 , la puissance de sortie est nulle. Cette commande n’a
donc aucun intérêt.
4.2.2.2. Modulation à indice k constant
À partir de la Figure 4.5 on peut remarquer qu’il est possible d’annuler la composante
alternative du courant de sortie en imposant 0k . Un indice de modulation nul équivaut à
imposer un rapport cyclique constant de 0,5 sur chaque branche du redresseur.
Sachant que le courant moyen de sortie est donné par l’équation (4.19), on constate que la
puissance de sortie est nulle avec 0k .
Dans le cas d’onduleurs MLI en ponts complets entrelacés, il ne semble pas exister de
stratégie de commande à modulation sinusoïdale qui permette de réduire l’ondulation du
courant de sortie, sans annuler la puissance délivrée.
4.3. Redresseurs MLI en demi-pont entrelacés
Pour notre étude, nous considérons le système idéal à deux redresseurs MLI en demi-pont
entrelacés de la Figure 4.6. La valeur crête du courant délivrée par une source triphasée
vaut . La forme du signal de commande de est identique à celle pilotant
mais elle est décalée dans le temps d’une demie période de modulation . On suppose
que le courant suit le même comportement dans deux interrupteurs actifs ayant le même
numéro d’indice et que ceci est valable pour tous les interrupteurs.
ˆ / 2phCCI 1'Q 1Q
/ 2T
83
Figure 4.6 : Redresseurs MLI en demi-pont entrelacés
4.3.1 Entrelacement avec commande à angle optimal
Au paragraphe 3.3.1.1, nous avons montré qu’une commande à angle optimal sur un
redresseur en demi-pont produit des courants de phase qui n’ont plus une forme sinusoïdale
à cause de la conduction indésirable des diodes du bas. La prise en compte de ces
distorsions harmoniques rendrait les calculs trop complexes mais les négliger
complètement conduirait aussi à des résultats peu significatifs. Nous avons donc décidé de
ne pas étudier en détail l’entrelacement de deux redresseurs MLI en demi-pont avec une
commande à angle optimal.
4.3.2 Entrelacement avec commande à adaptation de la tension de sortie
4.3.2.1. Calibre des semi-conducteurs
Comme expliqué au paragraphe 4.2.1.1, le calibre de tous les interrupteurs peut être déduit
en divisant par deux les valeurs calculées dans le paragraphe 3.3.2.
4.3.2.2. Composante alternative du courant DC dans l’accumulateur
La valeur efficace de l’ondulation de courant de sortie, sur une période de modulation,
dépend de la séquence d’activation des interrupteurs des deux redresseurs et de la forme
résultante du courant de sortie. Puisque l’ondulation du courant de sortie a une fréquence
qui est six fois plus grande que celle des sinusoïdes de la source alternative, on peut
restreindre notre étude sur un intervalle de 3 . Nous choisissons un intervalle compris
84
entre 6 et 6
. Pour simplifier les calculs, nous séparons le calcul en deux cas :
et . La 0 0 ,5 0,5 1 Figure 4.7. montre les formes d’onde et les signaux de
commande pendant la période de modulation pour les deux cas considérés.
Figure 4.7 : Formes d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T
Le courant moyen de sortie peut s’exprimer comme suit dans les deux cas :
/ 6
/ 6
ˆ32 cos 1
2
3 1ˆ
phCCDC
phCC
II t d
I
t
(4.24)
En se basant sur la Figure 4.7, on peut calculer une expression de la valeur efficace du
courant de sortie quand : 0 0,5
2 2/ 6
/ 6
ˆ ˆ3cos 2 2 cos 1 2
2 2
3 3 2 4 6ˆ
16
RMS
phCC phCCDC
phCC
I II t t
I
d t
(4.25)
85
La composante alternative du courant de sortie peut être déduite à partir de (4.24) et (4.25)
comme suit :
22
2 2 2
2
72 3 2 3 3 48 2 2 3 3 36ˆ
8
AC RMSDC DC DC
phCC
I I I
I
(4.26)
Si 0, , la valeur efficace du courant de sortie peut s’exprimer : 5 1
2/ 6
/ 6
ˆ3cos 2 2
2
2 2 3 3 2ˆ
4
RMS
phCCDC
phCC
II t d
I
t
(4.27)
La composante alternative du courant de sortie peut être déduite à partir de (4.24) et (4.27)
comme suit :
22
22 1 72 2 3 3 72ˆ
4
AC RMSDC DC DC
phCC
I I I
I
(4.28)
Il est possible de trouver la valeur de 1Q pour laquelle la composante alternative du
courant de sortie est maximale. Cette valeur se calcule à partir des relations suivantes :
Pour : 0 0 ,5
2
2 2 2
0
3 2 48 2 3 3 48ˆ 0
8 72 3 2 3 3 48 2 2 3 3 36
ACDC
phCC
I
I
(4.29)
On résout l’équation (4.29) et on obtient :
86
22 3 3 4
480.249
8
(4.30)
En substituant (4.30) dans (4.26), on obtient la valeur maximale de la composante
alternative du courant de sortie pour un rapport cyclique inférieur à 0,5.
3 24 12 3 96 3 37ˆ16
ˆ0.241
ACDC phCC
phCC
I I
I
(4.31)
Pour : 0,5 1
2
2
0
144 2 3 3 144 2ˆ 0
8 1 72 2 3 3 72
ACDC
phCC
I
I
(4.32)
On résout l’équation (4.32) et on obtient :
22 3 3 144
1440.749
(4.33)
En substituant (4.33) dans (4.28) on obtient la valeur maximale de la composante
alternative du courant de sortie pour un rapport cyclique supérieur à 0,5 :
24 12 3 2ˆ48
ˆ0.239
ACDC phCC
phCC
I I
I
7 (4.34)
La Figure 4.8 montre l’évolution de la composante alternative en fonction du rapport
cyclique pour un redresseur en demi-pont avec adaptation de la tension de sortie
(paragraphe 3.3.1.2) et deux structures du même type, entrelacées.
87
On remarque que l’introduction de l’entrelacement dans le cas du redresseur à demi-pont
avec adaptation de la tension de sortie, permet de réduire par deux la taille du filtre de sortie
puisqu’il doit être dimensionné pour un courant de au lieu de ˆ0.241 phCCI ˆ0.478 phCCI .
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1
Rapport Cyclique
Co
mp
osa
nte
AC
du
co
ura
nt
de
so
rtie
[p
u] Composante AC avec entrelacement
Composante AC sans entrelacement
Figure 4.8 : Composante alternative du courant de sortie en fonction du rapport cyclique pour deux redresseurs contrôlés en demi-pont avec entrelacement et sans entrelacement
4.3.3 Commandes minimisant l’ondulation du courant de sortie
4.3.3.1. Entrelacement additionnel entre phases
Puisqu’on dispose de trois phases identiques qui sont hachées avec un rapport cyclique
identique, il est possible d’entrelacer les trois phases en même temps que les deux
structures. Dans le cas d’un système triphasé, le décalage idéal vaut . La / 3T Figure 4.9
montre les signaux de commande des interrupteurs actifs quand on emploie un
entrelacement additionnel entre phases.
Cette commande n’a aucune influence sur le calibre des interrupteurs. Par contre, elle
permet une légère diminution de la composante AC du courant de sortie. La Figure 4.10
montre l’évolution du courant AC simulée à la sortie en fonction du rapport cyclique pour
un entrelacement simple entre structures et un entrelacement double.
88
t
Q1
Q2
Q3
Q1'
Q2'
Q3'
On
Off
On
Off
On
Off
On
Off
On
Off
On
Off
T/3 T/3 T/3 T/2
Figure 4.9 : Signaux de gâchette pour un entrelacement entre phases
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1
Rapport cyclique
Co
mp
os
ante
AC
du
co
ura
nt
de
so
rtie
[p
u] Entrelacement entre structures + entrelacement entre phases
Entrelacement entre structures
Figure 4.10 : Comparaison de la composante AC du courant de sortie pour un entrelacement entre structures et entrelacements entre structures et phases
On atteint une valeur maximale pour l’ondulation du courant de sortie moyen quand
. On trouve alors par simulation : 0.249
ˆ0.211ACDC phCCI I (4.35)
89
4.3.3.2. Entrelacement à rapport cyclique fixe
À partir de la Figure 4.8 , nous constatons qu’en utilisant deux redresseurs MLI entrelacés,
la composante alternative du courant de sortie est minimale pour 1 , et 0,5 0 .
La Figure 4.11 montre les performances d’un alternateur branché à un redresseur MLI en
demi pont exploité avec , 1 0,5 et 0 .
De la Figure 4.11, on remarque le courant de sortie est nul si on utilise un rapport cyclique
unitaire. Par conséquent, un entrelacement à rapport cyclique unitaire fixe n’a aucun intérêt.
Si on utilise un rapport cyclique nul, on retrouve les performances du redresseur à diodes
conventionnel avec la même ondulation du courant de sortie qu’on peut calculer à partir de
(4.26). On obtient alors :
2
2
2 3 3 3ˆ16
ˆ0,040
ACDC phCC
phCC
I I
I
6
(4.36)
Si on utilise un rapport cyclique tel que 0,5 , les performances de sortie ressemblent à
celles d’un alternateur rebobiné avec un nombre de spires 02N N (cf chapitre 2.4). Le
courant moyen à la sortie selon (4.24) vaut :
3ˆ
2DC phCCI I
(4.37)
La valeur efficace de la composante alternative :
2
2
2 3 3 3ˆ4
ˆ0,020
ACDC phCC
phCC
I I
I
6
(4.38)
En utilisant deux redresseurs MLI en demi-pont entrelacés et modulés avec et
, on peut reproduire les performances de la reconfiguration série/parallèle présentée
au chapitre
0,5
0
2.4 (ondulation du courant de sortie incluse).
90
0
20
40
60
80
100
120
140
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
so
rtie
[A
]
R = 0
R = 0,5
R = 1
Figure 4.11 : Courant de sortie simulé pour un redresseur MLI en demi-pont avec rapport cyclique fixe
4.4. Redresseurs associés à des hacheurs survolteurs entrelacés
Pour notre étude, nous considérons le système idéal de la Figure 4.6 qui est composé de
deux redresseurs associés à deux hacheurs survolteurs entrelacés. La valeur de crête du
courant délivré par une source triphasée vaut . Le signal de commande de est
identique à celui pilotant mais décalé dans le temps d’une demie période de
modulation de .
ˆ / 2phCCI 7 'Q
7Q
/ 2T
Figure 4.12 : Redresseurs associés à deux hacheurs survolteurs entrelacés
91
4.4.1 Entrelacement avec commande pour l’adaptation de la tension de sortie
4.4.1.1. Calibre des semi-conducteurs
Comme expliqué au paragraphe 4.2.1.1, le calibre de tous les interrupteurs peut être déduit
en divisant par deux les valeurs calculées dans le paragraphe 3.4.1.
4.4.1.2. Composante alternative du courant DC dans l’accumulateur
La valeur efficace de l’ondulation de courant de sortie, sur une période de modulation,
dépend de la séquence d’activation des interrupteurs des deux redresseurs et de la forme
résultante du courant de sortie. Puisque l’ondulation du courant de sortie a une fréquence
qui est six fois plus grande que celle des sinusoïdes de la source alternative, on peut
restreindre notre étude à un intervalle de 3 . Nous choisissons un intervalle compris entre
6 et 6
. Pour simplifier les calculs, nous séparons le calcul en deux cas : 0 0,5
et . La 0,5 1 Figure 4.13 montre les formes d’onde et les signaux de commande
pendant la période de modulation pour ces deux cas.
Figure 4.13 : Formes d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T
92
Le courant moyen de sortie peut s’exprimer comme suit :
/ 6
/ 6
ˆ32 cos 1
2
3 1ˆ
phCCDC
phCC
II t d
I
t
(4.39)
En se basant sur la Figure 4.7, on peut calculer une expression de la valeur efficace du
courant de sortie quand : 0 0,5
2 2/ 6
/ 6
ˆ ˆ3cos 2 2 cos 1 2
2 2
3 3 2 4 6ˆ
16
RMS
phCC phCCDC
phCC
I II t t
I
d t
(4.40)
On en déduit la valeur de la composante alternative à la sortie :
22
2 2 2
2
72 3 2 3 3 48 2 2 3 3 36ˆ
8
AC RMSDC DC DC
phCC
I I I
I
(4.41)
Si 0 , la valeur efficace du courant de sortie s’obtient avec l’équation suivante : ,5 1
2/ 6
/ 6
ˆ3cos 2 2
2
2 2 3 3 2ˆ
4
RMS
phCCDC
phCC
II t d
I
t
(4.42)
On en déduit la valeur de la composante alternative à la sortie :
93
22
22 1 72 2 3 3 72ˆ
4
AC RMSDC DC DC
phCC
I I I
I
(4.43)
Nous constatons que l’équation (4.41) est identique à (4.26) et que l’équation (4.43) est
identique à (4.28). Par conséquent, nous pouvons affirmer que la valeur maximale de la
composante alternative du courant de sortie peut être exprimée selon (4.31), c’est-à-dire :
3 24 12 3 96 3 37ˆ16
ˆ0.241
ACDC phCC
phCC
I I
I
(4.44)
La Figure 4.14 montre l’évolution de la composante alternative en fonction du rapport
cyclique pour un redresseur associé à un hacheur survolteur avec adaptation de la tension
de sortie (chapitre 3.4) et deux structures du même type, entrelacées.
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1
Rapport Cyclique
Co
mp
os
ante
AC
du
co
ura
nt
de
so
rtie
[p
u] Composante AC avec entrelacement
Composante AC sans entrelacement
Figure 4.14 : Composante alternative du courant de sortie en fonction du rapport cyclique pour deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs avec entrelacement et sans entrelacement
94
4.4.2 Commandes minimisant l’ondulation du courant de sortie
Puisque on dispose uniquement de deux interrupteurs contrôlés, la seule solution
permettant une réduction de la composante alternative du courant de sortie est une
modulation à rapport cyclique fixe. Le principe décrit au paragraphe 4.3.3.2 est
transposable tel quel à cette structure. La composante alternative du courant de sortie peut
donc se calculer selon (4.36) si le rapport cyclique est unitaire, ou selon (4.38) si le rapport
cyclique est égal à . 0,5
4.5. Application des structures entrelacées aux alternateurs
L’utilisation de n structures de redresseur entrelacées, nécessite n sources triphasées
identiques et synchrones. Une première solution est d’utiliser n alternateurs identiques
couplés mécaniquement sur le même arbre. Une autre solution consiste à utiliser un
alternateur ayant un stator à bobinages multiples (cf paragraphe 2.4). Pour l’industrie de
l’automobile, cette deuxième solution est plus intéressante parce qu’elle permettrait de
conserver le même encombrement sous le capot et la même configuration mécanique que le
système de génération actuel. C’est l’approche que nous avons retenue pour la suite de
l’étude.
4.6. Comparaison
Les résultats obtenus dans ce chapitre et le chapitre 3 sont résumés sur le Tableau 4.1. Tous
les courants des semi-conducteurs sont exprimés en p.u. en prenant comme base le calibre
des diodes du redresseur conventionnel. Le prix des semi-conducteurs est estimé selon
l’algorithme (3.69) utilisé dans le chapitre précédent et exprimé en p.u. en prenant comme
base le prix total du redresseur conventionnel.
Le Tableau 4.1 montre que l’utilisation de structures entrelacées permet toujours de réduire
la composante alternative du courant de sortie. Dans le cas du pont complet à modulation
sinusoïdale, cette réduction n’est pas très importante mais dans les autres structures, elle
peut atteindre 50%. Il est même possible d’obtenir le même taux d’ondulation qu’un
redresseur conventionnel si on utilise un rapport cyclique fixe. Cependant dans ce cas, il
95
n’est plus possible de maximiser le courant de sortie pour chaque point de travail. Ce type
de fonctionnement est alors similaire à celui d’un alternateur à bobinage multiple avec
reconfiguration de bobinage série/parallèle.
Selon la méthode de calcul du prix choisie, le coût total ne varie pas si on utilise deux
structures en parallèle dimensionnées pour la moitié de la puissance plutôt qu’une seule
structure. Dans la réalité, cette estimation de coût pourrait être optimiste ou même
pessimiste puisque le prix des semi-conducteurs n’est pas uniquement fonction de la
surface de silicium utilisée mais dépend aussi des quantités produites. Pour certains
calibres, la subdivision en plusieurs structures de puissance inférieure peut se révéler très
avantageuse mais ce n’est pas toujours le cas.
On rappelle que le dimensionnement analytique des composants est basé sur des
hypothèses simplificatrices qui sont identiques pour toutes les topologies. Les résultats de
ce dimensionnement ne sont que des indicateurs supplémentaires pour l’estimation du coût.
Il faut remarquer que pour certaines topologies, ces hypothèses conduisent à un
surdimensionnement important en courant des interrupteurs actifs. Néanmoins, ces
surdimensionnements n’ont pas de conséquences significatives sur les conclusions de ces
comparaisons.
96
Tableau 4.1 : Performances, nombre et calibre des semi-conducteurs avec estimation de prix pour chaque topologie
Red
ress
eur
conv
entio
nnel
Red
ress
eur
en p
ont c
ompl
et s
inus
Red
ress
eur
en p
ont c
ompl
et s
inus
en
trel
acés
Red
ress
eur
en d
emi-
pont
ada
pt. t
ensi
on
Red
ress
eurs
en
dem
i-po
nt a
dapt
. te
nsio
n -
entr
elac
és
Red
ress
eurs
en
dem
i-po
nt a
dapt
. te
nsio
n -
doub
le e
ntre
lace
men
t
Red
ress
eurs
en
dem
i-po
nt a
dapt
. te
nsio
n -
entr
elac
emen
t à R
fix
e
Red
ress
eur
avec
hac
heur
sur
volte
ur
Red
ress
eurs
ave
c ha
cheu
r su
rvol
teur
-
entr
elac
és
Red
ress
eurs
ave
c ha
cheu
r su
rvol
teur
-
entr
elac
és à
R f
ixe
Diodes lentes 6 - - 3 6 6 6 6 12 12
[p.u .]DI 1 - - 1 0,5 0,5 0,5 1 0,5 0,5
[p.u .]RMSDI 1 - - 1 0,5 0,5 0,5 1 0,5 0,5
Diodes rapides - 6 12 3 6 6 6 1 2 2
[p.u .]DI - 0,893 0,446 1 0,5 0,5 0,5 3 1,5 1,5
[p.u .]RMSDI - 0,962 0,481 1 0,5 0,5 0,5 1,91 0,955 0,955
Interrupteurs actifs - 6 12 3 6 6 6 1 2 2
[p.u .]QI - 0,5 0,25 1 0,5 0,5 0,5 1 0,5 0,5
[p.u .]RMSQI - 0,707 0,354 1 0,5 0,5 0,5 1 0,5 0,5
Prix total des semi-conducteurs [p.u.]
1 3,2 3,2 2,75 2,75 2,75 2,75 2,75 2,75 2,75
Capteur de position Non OUI OUI Non Non Non Non Non Non Non
[p.u .]ACDCI 1 11,45 10,35 11,92 6,01 5,26 1 11,92 6,01 1
97
4.7. Conclusion
Dans ce chapitre, nous avons montré que l’entrelacement de redresseurs MLI apporte
toujours une réduction significative de la composante alternative du courant de sortie. Si on
accepte une dégradation des performances, il est même possible d’éliminer le problème
d’ondulation avec des structures et des modes de fonctionnement plus simples.
Cette approche rend plus complexe la réalisation du convertisseur électronique avec la
multiplication du nombre de composants. Elle augmente aussi son encombrement et réduit
sa fiabilité. Cependant, l’entrelacement n’a pas d’influence sur le coût si on considère
uniquement les composants de puissance.
Equation Section 5
CHAPITRE V
5 Mise en œuvre d’un banc d’essai
5.1. Introduction
Dans les chapitres précédents, nous avons étudié différentes topologies de redresseurs à
diodes et de redresseurs MLI ainsi que la manière de les entrelacer. Pour valider
expérimentalement la méthode de simulation et les résultats obtenus, nous avons construit
un banc d’essai permettant de tester des alternateurs d’automobile avec les différentes
structures de redresseurs que nous avons présentées. Dans ce chapitre, nous décrivons les
différents éléments qui constituent le banc d’essai et sa mise en œuvre.
5.2. Structure générale du banc d’essai pour alternateur automobile
Le banc d’essai est composé principalement des éléments suivants :
Un moteur à courant continu à excitation séparée de 7.2kW dont la vitesse nominale
est de 1800rpm.
Un multiplicateur de vitesse avec un rapport 1 : 2
Un capteur de position absolue avec une résolution de 14bit
Un capteur de couple
Un analyseur de puissance
99
Deux alternateurs : un Delcotron 22SI Type 12V-100A original et un Delcotron
avec le stator rebobiné avec deux bobinages triphasés
Une source réglable de courant continu pour l’excitation de l’alternateur
Deux redresseurs conventionnels avec les diodes de l’alternateur d’origine
Un onduleur configurable à dix bras
Une charge résistive variable
La Figure 5.1 montre le schéma bloc du banc d’essai.
M G
Redresseur à diodes
Onduleur Décaphasé
Capteur de couple
Multiplicateur de vitesse
Capteur de position
Machine CC
1 : 2
Alternateur
Charge résistive variable
If
W
Wattmètre
Figure 5.1: Schéma bloc du banc d'essai
100
Figure 5.2 : Banc d'essai. (a) onduleur, (b) redresseur conventionnel ventilé, (c) alternateur, (d) capteur de couple, (e) capteur de position, (f) moteur à courant continu
5.3. Onduleur à dix phases
Pour pouvoir tester l’ensemble des structures de redresseurs MLI, nous avons construit un
onduleur à dix phases qui est configurable. Cependant, cet onduleur n’a pas été conçu
spécialement pour des applications basse tension comme dans l’automobile. Un premier
développement de cet onduleur a été réalisé avant le début de ce travail de maitrise, pour un
usage le plus général possible, en privilégiant la robustesse et la fiabilité. Pour cette raison,
le cahier des charges de cet onduleur a été fixé en fonction des caractéristiques maximales
d’une source à tension continue disponible (125V/120A).
101
5.3.1 Circuit de puissance
Chaque bras de l’onduleur doit pouvoir contrôler la puissance de la source de tension
continue qui fournit au maximum 125V/120A. Ce niveau de puissance a orienté le choix
des composants de puissance sur la technologie IGBT. Chaque bras de l’onduleur est
réalisé avec un module CM150DU-12F de 150A/600V fabriqué par Mitsubishi [33].
Chaque module contient deux IGBT associés à deux diodes de roue libre et il est refroidit
par un dissipateur en aluminium. Une convection forcée de l’air est assurée par quatre
ventilateurs fixés au plafond de l’armoire dans laquelle est placé l’onduleur. Tous les bras
sont connectés au bus DC à l’aide de deux plaques de cuivre séparées par une feuille
isolante en kapton. Cet arrangement permet de constituer deux plans de masse, un connecté
au potentiel positif et l’autre au potentiel négatif, tout en ayant entre eux, une capacité
uniformément distribuée. Cinq autres condensateurs conventionnels distribués à distance
régulière contribuent à augmenter la valeur de cette capacité à l’entrée de l’onduleur pour le
découplage des fils d’alimentation. Dans l’application visée, il n’y a pas de source de
tension continue branchée sur le bus DC. Nous avons donc rajouté un condensateur
électrolytique qui assure un stockage d’énergie plus important pour limiter les fluctuations
de tension sur le bus DC. Cette capacité vaut actuellement 145’000F/20V mais peut être
facilement substituée par d’autres valeurs. La Figure 5.3 montre le schéma électrique du
circuit de puissance et la
Figure 5.4 est une photographie du montage.
CM
150D
U-1
2F
20F/
200V
20F/
200V
20F/
200V
20F/
200V
20F/
200V
CM
150D
U-1
2F
CM
150D
U-1
2F
CM
150D
U-1
2F
CM
150D
U-1
2F
CM
150D
U-1
2F
CM
150D
U-1
2F
CM
150D
U-1
2F
CM
150D
U-1
2F
CM
150D
U-1
2F
1450
00F/
20V
20F/
400V
330n
F/25
0V
A A A A A A A A A A
LA
125-
P/SP
1
LA
125-
P/SP
1
LA
125-
P/SP
1
LA
125-
P/SP
1
LA
125-
P/SP
1
LA
125-
P/SP
1
LA
125-
P/SP
1
LA
125-
P/SP
1
LA
125-
P/SP
1
LA
125-
P/SP
1
Figure 5.3: Schéma du circuit de puissance
102
Figure 5.4 : Réalisation pratique du circuit de puissance
Nous avons disposé un capteur de courant isolé sur chaque bras de l’onduleur pour la
mesure des courants de phase. Il s’agit de capteurs isolés à effet Hall du type LA 125-P/SP1
de la compagnie LEM [34]. Ces capteurs fournissent des signaux en courant qui sont des
images des courants à mesurer, dans un rapport 1:2000. La bande passante de ces capteurs
est garantie avec une atténuation inférieure à 1dB jusqu’à 100kHz.
Un dernier capteur a été placé entre les bras de l’onduleur et la capacité électrolytique pour
mesurer le courant du bus DC. On peut noter que cet arrangement ne permet pas de mesurer
exactement les variations instantanées du courant engendrées par la modulation en raison
de la présence des capacités de découplage aux bornes de chaque bras. Ces capacités
agissent comme des filtres et influencent la forme du courant théorique sur le bus DC.
103
5.3.1.1. Alimentations de faible puissance
Les cartes de commande rapprochée nécessitent une alimentation de 17V et 5V tandis que
les capteurs de courant demandent une alimentation bipolaire +15V/-15V. Pour éviter une
multiplication de sources de tension externes, nous avons disposé des alimentations à
l’intérieur du châssis du circuit de puissance. Nous avons choisi des alimentations linéaires
en raison de leur robustesse, leur faible pollution électromagnétique et leur prix. Elles sont
branchées directement sur le réseau 120V/60Hz. Tous les circuits d’alimentation sont isolés
galvaniquement entre eux. La Figure 5.5 montre le schéma de connexion des alimentations
Figure 5.5 : Alimentation interne de l'onduleur
5.3.2 Cartes de commande rapprochée
Les cartes de commande rapprochée ont été conçues et réalisées au LEEPCI et déjà
utilisées lors de travaux précédents [21]. La Figure 5.6 présente un schéma bloc d’une carte
qui commande deux transistors avec des entrées indépendantes. Les signaux de commande
sont acheminés par fibre optique. Une logique d’anti-recouvrement empêche que les deux
signaux de gâchette puissent être accidentellement actifs en même temps. Un circuit intégré
dédié garantit un temps mort de 2,23s entre le signal de blocage d’un transistor et le
déclenchement du signal d’amorçage de l’autre. Un autre circuit intégré (HCPL-316J,
fabriqué par Avago Technologies) effectue la commande rapprochée des gâchettes. Tout
potentiel en amont de la commande rapprochée est isolé optiquement des potentiels du
circuit de puissance. Ceci réduit la probabilité d’une destruction en chaine en cas d’une
104
éventuelle défaillance d’un transistor. Une alimentation à découpage connectée sur le dos
de chaque carte fournit une tension isolée galvaniquement +15V/-5V qui alimente la
commande rapprochée.
Figure 5.6 : Schéma bloc d’une carte de commande rapprochée
Le circuit HPL-316J intègre une protection contre la surintensité de courant. Lors de la
conduction d’un transistor, si la tension mesurée entre collecteur et émetteur devient trop
importante, le signal de gâchette est graduellement atténué jusqu’au blocage du transistor
avant que l’énergie dissipée par le transistor atteigne des valeurs destructives. Une coupure
franche de la commande dans ces conditions pourrait entrainer des surtensions
potentiellement dangereuses [35]. Le défaut est immédiatement signalé et il est possible
d’acheminer l’information par fibre optique jusqu’au microcontrôleur. Il faut remarquer
que le transistor qui a subi une surintensité reste verrouillé tant qu’une réinitialisation
générale n’est pas effectuée. On effectue cette initialisation en coupant l’alimentation
générale des cartes pendant quelques secondes après avoir interrompu l’alimentation de
puissance.
La Figure 5.7 montre un bras d’onduleur complet avec la carte de commande rapprochée, le
module IGBT et son radiateur. Ces schémas sont détaillés en annexe.
105
Figure 5.7 : Bras d'onduleur avec sa carte de commande rapprochée
5.3.3 Carte d’interface
La carte d’interface exécute les tâches suivantes :
La mise en forme des signaux provenant des capteurs de courant pour qu’ils soient
facilement lisibles par une plateforme de calcul numérique
La communication par fibre optique à partir de signaux à niveau TTL ou LVTTL
Le décalage en tension des signaux provenant du capteur de position au niveau TTL
ou LVTTL
L’habilitation de la source DC au moyen de la fermeture d’un contact de relais
La communication par RS-232 à partir de signaux à niveau TTL ou LVTTL
La conception de cette carte a été aussi influencée par les exigences suivantes :
Assurer l’interface et la compatibilité des systèmes de commande pour différents
dispositifs de puissance déjà disponibles.
Faciliter la connexion avec une plateforme DSP EzDSP™F2812 produite par
Spectrum Digital Inc. sans pourtant exclure l’utilisation d’autres plateformes.
106
5.3.3.1. Architecture et alimentation
La Figure 5.8 montre la carte d’interface connectée à la plateforme EzDSP™F2812. Une
attention particulière a été donnée à la minimisation du bruit de mesure du courant. Pour
cette raison, nous avons employé un circuit imprimé à quatre couches pour permettre la
réalisation de plans de masse homogènes. La partie analogique est complètement séparée
de la partie digitale pour n’avoir aucun potentiel en commun. L’interconnexion de la masse
analogique avec la masse digitale doit être faite en un seul point, préférablement proche du
microcontrôleur. Si on utilise la plateforme EzDSP™F2812, cette interconnexion est déjà
implémentée. Au besoin, il est possible de réaliser l’interconnexion directement sur la carte
d’interface en court-circuitant le cavalier J605.
Les deux parties nécessitent deux alimentations de +15V galvaniquement séparées.
L’utilisation d’une source de tension commune pour les deux parties n’empêche pas le bon
fonctionnement de la carte mais elle tend à augmenter le bruit sur les signaux mesures de
courant. Nous avons préféré éviter un branchement de la carte au réseau 120V/60Hz et
réaliser les différentes alimentations à partir de sources de tension externes. La partie
analogique nécessite une tension de +5V, une tension de référence de +3V et une tension de
référence de +1,5V. La partie digitale nécessite d’une tension de +5V et de +12V. La
plateforme qui est connectée à la carte d’interface doit fonctionner avec une tension
comprise entre +3V et +5V. La carte d’interface s’adapte automatiquement à la tension de
la plateforme à condition que la tension d’alimentation de cette dernière soit reliée au
potentiel Vin.
107
Figure 5.8 : Carte d'interface et plateforme DSP (a) carte DSP EzDSPF2812 (b) entrée pour les câbles prévenants des capteurs de courant (c) entrée/sortie fibres optiques (d) entrée alimentations externes
5.3.3.2. Circuit de mise en forme des signaux des capteurs de courant
La Figure 5.9 montre un schéma du circuit pour la mise en forme du signal d’un capteur de
courant. Le capteur de courant fournit un courant qui varie à l’intérieur d’une plage allant
de -100mA à +100mA. À l’entrée du convertisseur A/D intégré dans le DSP, il faut un
signal de tension unipolaire, allant de 0 à Vref centré à Vref/2. La tension Vref a été fixée à 3V
pour que le signal puisse être lu par des A/D travaillant avec différents niveaux de tensions
d’alimentation (3,3 V ou 5V). Un amplificateur opérationnel (AO) monté en montage
différentiel avec un gain unitaire réalise le décalage de tension et le filtrage passe-bas avec
une largeur de bande de 125kHz.
Pour exploiter au mieux la résolution du convertisseur A/D avec des faibles niveaux de
courant, il était préférable d’avoir un gain variable. Nous avons opté pour différentes
valeurs de gain sélectionnables manuellement à l’aide de mini-interrupteurs. Le rapport
108
entre le courant mesuré et la tension référencée à Vref/2 qui est délivrée au convertisseur
A/D s’exprime par :
/
2000A D
mes
V R
I (5.1)
Où R est la valeur totale de résistance choisie avec les mini-interrupteurs, Imes le courant
mesuré par le capteur et VA/D la tension vue par le convertisseur analogique/numérique.
La résistance R doit être choisie de manière à éviter la saturation de l’AO à l’intérieur de la
plage utile du courant à mesurer. Donc :
3000
mes
RI
(5.2)
La connexion entre la carte d’interface et les capteurs de courant à l’intérieur de l’onduleur
se fait par des câbles blindés à paire torsadée. Pour éviter des problèmes de bruit liés à une
éventuelle boucle de masse, la masse de l’alimentation des capteurs et la masse de la carte
d’interface ne sont pas directement reliées. Nous avons déterminé empiriquement que le
bruit est minimisé si le blindage du câble est connecté à la masse de la carte plutôt qu’à tout
autre potentiel neutre à l’intérieur de l’onduleur. Par conséquent, tous les interrupteurs J106
–> J204 doivent être court-circuités autant que J213.
R100
150
R106
N.M.
R118
75
R107
N.M.
J100
C112120p
S100 Vref/2
C10022n
AGND
Vref
AGND
2
36
74
U100OPA350
I1
C106100n
Vref
AGND
Vref/2
IGND
J106R120
75
R119
75
R136
33
R142
43
R148
10k
R151
10k
R153
10k
R14910k
Figure 5.9 : Circuit de mise en forme du signal de capteur de courant
109
5.3.3.3. Interface avec le capteur de position
La Figure 5.10 montre un schéma du circuit d’interface avec le capteur de position. Le
capteur de position type AC58-0014-E-PB fabriqué par Hengstler GmbH utilisé sur le banc
d’essai fonctionne avec une tension allant de 10V à 30V. Nous avons choisi de l’alimenter
avec une tension de 12V. L’adaptation du signal de position délivré par le capteur vers un
niveau TTL ou LVTTL est réalisée par un buffer du type CD4050. Les signaux de contrôle
provenant du microcontrôleur sont adaptés à l’aide d’un buffer à collecteur ouvert
(SN74LS06).
114
215
316
417
518
619
720
821
92210231124122513
J400DB25
+12
32U400A CD4050
Vmp
Vmp
Vmp
Vmp +5 +5
+12
+12
+12
/Direction
/Latch
/Tristate
R4001M
R4011M C401
22n
C40022n
1 2
U402A
SN74LS06
3 4
U402B
SN74LS06
5 6
U402C
SN74LS06
714
U402G
SN74LS06
C40222n
C40322n
C40422n
54U400B CD4050
76U400C CD4050
910U400D CD4050
1112U400E CD4050
1415U400F CD4050
32U401A CD4050
54U401B CD4050
76U401C CD4050
910U401D CD4050
1112U401E CD4050
1415U401F CD4050
81
U400GCD4050
81
U401GCD4050
R4024k7
R4034k7
R4044k7
123456789
10
J401
123456789
10
J402
Relay
FltRXTX
Figure 5.10 : Circuit d'interface avec le capteur de position
110
5.3.3.4. Circuit de pilotage des transmetteurs de fibre optique
La Figure 5.11 présente le schéma du circuit de pilotage d’une paire de transmetteurs par
fibre optique. Au total, il y a dix de ces paires sur la carte. Il y a deux modes possibles pour
piloter le transistor d’en haut : à partir d’un signal indépendant ou à partir du
complémentaire du signal pilotant le transistor d’en bas. Le mode est choisi à l’aide d’un
cavalier (J500 ->J509).
HighSide Driver
+5
EN11
EN219
VC
C20
GN
D10
U500ISN74LS244
+5
Fault
Fault
C50022n
J500
+5
+5
LowSide Driver
Ch1Up
Ch1Dw
A1
C2
N.C.3
N.C.4
OP500
HFBR15XX
A1
C2
N.C.3
N.C.4
OP501
HFBR15XX
Drv1Up
Drv1Dw
4 16
EN1U500BSN74LS244
2 18
EN1
U500ASN74LS244
1 2
U503ASN74LS04
R5203k3
R521
3k3
R500
2k2
R540
51
R501
2k2
R541
51
Q500PMBT2222
Q501PMBT2222
TP500
TP501
R560*4k7
R561*4k7
Figure 5.11 : Circuit de pilotage des transmetteurs de fibre optique
5.3.3.5. Circuit de verrouillage général en cas de défaut
Si un défaut est détecté dans un transistor de puissance, tous les signaux de gâchette de tous
les transistors sont annulés. Une diode LED signale alors dans quel bras, le défaut s’est
produit. Si ce verrouillage général n’est pas souhaité, il est possible de le neutraliser en
court-circuitant les cavaliers J300->J309. La Figure 5.12 montre le schéma qui réalise cette
fonction.
111
12345
J310
Drv1Up
Drv1Dw
+5
Vo1
GND2
VCC3
RL4
OP300
HFBR25XX
+5
Flt1
J300
R3113k3
D300LED
+5
R300
330
TP300
34
U503BSN74LS04
1234567
GN
D8
9101112131415
VC
C16
U30074HC133
+5
Flt1Flt2Flt3Flt4Flt5Flt6Flt7Flt8Flt9Flt10
+5
Fault
C30022n
+5
Flt 32
U700A
CD4050
Figure 5.12 : Circuit de verrouillage général en cas de défaut
5.3.3.6. Contact auxiliaire
Un relais pilotable avec un signal en tension offre soit un contact normalement fermé soit
un contact normalement ouvert, isolé de tout potentiel présent sur la carte. La source de
tension 125V/120A est active seulement si le contact de sécurité se trouvant sur le
connecteur arrière est court-circuité. Le circuit de contact auxiliaire a été principalement
conçu pour pouvoir activer la source de tension à partir du logiciel. Cela évite une mise
sous tension du circuit de puissance avant que le circuit de commande ne soit opérationnel
(Figure 5.13).
Relay
D3111N4148
K300JS1-12V
+12+12
123
J320
Q300PMBT2222
R321
3k3
Figure 5.13 : Circuit de contact auxiliaire
5.3.3.7. Liaison série par RS-232
Une connexion série n’est absolument pas indispensable pour le bon fonctionnement de
l’onduleur. Cependant, d’après notre expérience, il est parfois très utile d’avoir à
112
disposition une liaison série pour transférer facilement des données, quand on travaille avec
des microcontrôleurs. Nous avons rajouté cette possibilité sur la carte car cela demande
qu’un seul circuit intégré et très peu de composants additionnels comme le montre la Figure
5.14.
C2-5
R1IN13
R2IN8
T1IN11
T2IN10
VS+2
R1OUT12
R2OUT 9
T1OUT 14
T2OUT 7
VC
C16
GN
D15
C1-3
C2+4 C1+1
VS- 6
U701MAX232
+5
162738495
J701DB9
C7041u/25V
R700
0
R701
0
R7031M C702
22n
R7021M
C70022n
C7051u/25V
C706
1u/25VC707
1u/25V
+5
C7031u/25V
76
U700C
CD4050
81
U700GCD4050
C70122n
Vmp Vmp
RX
TX
Figure 5.14 : Circuit de liaison sérielle RS-232
5.4. Alternateur avec un stator modifié à deux bobinages
Pour évaluer en pratique les performances des redresseurs MLI entrelacés présentés dans le
chapitre précédent, nous avons réalisé un alternateur à double bobinage triphasé à partir
d’un stator d’alternateur d’automobile existant à 36 encoches et 12 pôles. Cet arrangement
permet de réaliser les deux sources triphasées à l’entrée des deux redresseurs entrelacés.
Pour minimiser le couplage magnétique entre les deux bobinages triphasés, chaque
bobinage est reparti sur une seule moitié du rotor, c'est-à-dire 18 encoches. La Figure 5.15
montre le schéma de bobinage de l’alternateur original alors que la Figure 5.16 montre le
schéma de bobinage pour obtenir un double bobinage triphasé. Le nouveau bobinage a le
même pas que l’original. Le nombre de conducteurs par encoche a été augmenté de 11 à 12
pour simplifier les connexions des phases. Les paramètres électriques de l’alternateur
rebobiné ainsi que les paramètres de l’alternateur original et les paramètres issus par calcul
sont résumés dans le Tableau 5.1.
113
L1a
L2a
L3a
L1b
L2b
L3b
Figure 5.15 : Schéma de bobinage original de l'alternateur Delcotron 22SI Type 12V-100A
Figure 5.16 : Schéma de bobinage pour obtenir deux bobinages identiques à partir du stator original
Le couplage magnétique entre les deux bobinages triphasés a été mesuré pour différentes
positions du rotor et l’inductance mutuelle est toujours inférieure à 4% de la mesure de
l’inductance propre. Le couplage magnétique entre les deux bobinages triphasés peut donc
être considéré comme négligeable.
Le volume de cuivre n’a pas pu être conservé parfaitement à cause de l’arrondissement sur
la section de fil imposé par le standard AWG et de l’augmentation de la longueur des têtes
de bobine avec un bobinage manuel.
114
Tableau 5.1 : Paramètres de l’alternateur à double bobinage comparés à ceux de l’alternateur original
De al théorique
Double bobinage expérim
lcotron Origin Double bobinage ental
Connexion T riangleParies de pôles 6 Nombre d’encoches 36 Courant d’excitation nominal
6 A
Spires par encoche 11 12 12 Section d’un conducteur
1.75 mm2 1.60 mm2 1.65 mm2
Poids total du cuivre 497 g 497 g 553 g Résistance à 25°C 0.1 0.06 0.07 Inductance cyclique (Ir=6A)
390 H 232 H 225 H
Flux à vide (Ir=6A) 28.6 mWb 15.6 mWb 16 mWb Vitesse de début de génération (Ir=6A)
910 rpm 1668 rpm 1650 rpm
C8
ourant de sortie a 000 rpm (Ir=6A)
116 A 213 A 218 A
Rendement à 8000 38 % 53% 53.5% rpm (Ir=6A)
La comparaison sur le Tableau 5.1 paramètres théoriques avec les paramètres
complexe mais peut aussi facilement être réalisé avec une bobineuse. Le prix d’un
alternateur à bobinage multiple est donc très similaire à celui d’un alternateur traditionnel.
expérimentaux montre que l’équation (2.8) a une précision acceptable pour ce type de
bobinage.
Un avantage important du schéma de bobinage présenté est la possibilité d’être implémenté
sur une géométrie de stator traditionnelle à 36 encoches. Le bobinage traditionnel est réalisé
très facilement à l’aide de bobineuse automatisée. Le nouveau schéma est légèrement plus
115
Figure 5.17 : Vue de l'alternateur avec le stator modifié
5.5. Conclusion
Nous avons présenté un banc d’essai qui est très versatile et facilement configurable pour
différentes applications allant jusqu’à une dizaine de kilowatts. Il permet de tester
rapidement des méthodes de commande pour des entraînements à vitesse variable. Il suffit
pour cela de développer un simple programme implémenté sur la plateforme
EzDSP™F2812 pour valider expérimentalement une stratégie de commande.
Ce banc d’essai répond parfaitement à nos besoins pour étudier différents structures de
redresseur mais on est bien conscient que la technologie des semi-conducteurs employés
dans l’onduleur (IGBT) n’est pas la meilleure solution pour des applications à faible
tension.
Equation Section 6
CHAPITRE VI
6 Application expérimentale sur un alternateur
d’automobile
6.1. Introduction
Ce chapitre présente les résultats expérimentaux obtenus sur le banc d’essai. Les
expériences ont été effectuées sur deux alternateurs semblables du type Delcotron qui se
différencient uniquement par leur configuration de bobinage. Le premier utilise le bobinage
d’origine et le deuxième a été rebobiné pour que le stator comporte deux bobinages
triphasés, faiblement couplés magnétiquement. Ces équipements ont permis de tester et de
comparer toutes les topologies de redresseur MLI étudiées dans les chapitres précédents
ainsi que celle du redresseur à diodes, reconfigurable série/parallèle du Chapitre 2.
6.2. Méthode de mesure des performances et validations
Avec le banc d’essai décrit au chapitre précédent et illustré par la Figure 5.1, il est très
facile de tester une grande variété de redresseurs. Cependant pour une application
automobile à basse tension, les caractéristiques des IGBTs et des diodes de l’onduleur à dix
phases ne sont pas adéquates. Pour réduire les chutes de tension en conduction des diodes,
nous avons rajouté un redresseur conventionnel en parallèle avec l’onduleur en utilisant les
diodes de l’alternateur qui sont plus performantes que celles des modules CM150DU-12F.
117
Le relevé des caractéristiques de sortie de l’alternateur doit s’effectuer en régime
permanent, avec une tension de charge constante, égale à 14 V. La vitesse de rotation est
modifiée en variant la tension d’alimentation du moteur à courant continu.
Pour mesurer les performances à la sortie, nous utilisons un analyseur de puissance qui
mesure le courant continu et la tension aux bornes de la charge. La puissance mécanique est
calculée à partir d’une mesure du couple sur l’arbre et de la vitesse dérivée du capteur de
position. La précision de cette méthode dépend beaucoup de la précision du couplemètre et
de la méthode d’étalonnage du couplemètre. Néanmoins, nous avons toujours conservé le
même réglage pour toutes les expériences afin de rendre les comparaisons valables.
L’alternateur d’origine intègre un régulateur de tension de sortie qui ajuste le courant
d’excitation avec un transistor fonctionnant en linéaire. Puisque la tension de sortie sur
notre banc d’essais est déjà imposée à 14V, nous avons préféré éliminer le régulateur et
alimenter l’enroulement inducteur à partir d’une source externe de façon à avoir toujours le
courant d’excitation sous contrôle. Il faut bien noter que ce courant d’excitation fourni par
la source externe a été soustrait de la mesure du courant dans la charge obtenue avec
l’analyseur de puissance.
La puissance de sortie maximale s’obtient en imposant le courant d’excitation fI maximal.
Cette valeur maximale de courant s’obtient en saturant le régulateur et en alimentant
l’inducteur avec la tension maximale disponible qui correspond, à peu près, à la tension de
sortie de 14V. Dans ce cas le courant dans l’inducteur dépend aussi de la résistance de
l’enroulement inducteur fR , suivant la relation f f fI V R . Cette résistance fR est
fortement dépendante de la température de l’enroulement rotorique. En effet si on applique
directement la tension de sortie à l’enroulement inducteur lorsque sa température est de
25°C, le courant d’excitation est égal à 6A (tel que spécifié par le fabricant). Lorsque la
température de fonctionnement est stabilisée, le courant peut descendre jusqu’à 5,2A, sous
certaines conditions. Par conséquent, la durée des tests peut avoir beaucoup d’influence sur
le résultat des mesures.
118
Dans un premier temps, nous avons choisi de vérifier que les méthodes de mesure utilisées
sur notre banc d’essai permettent de reproduire les courbes de performances données par le
fabricant d’alternateur en imposant une tension de 14V aux bornes de l’inducteur. La
Figure 6.1 montre une comparaison des courbes de courant de sortie et de rendement
fournies par le fabricant et mesurées sur notre banc d’essai. On constate que nos mesures
sont proches de celles effectuées par le fabricant. Les différences sont dues aux
imprécisions de mesure mais aussi au fait qu’on ne connaît pas la température de
l’enroulement inducteur, donc la valeur du courant d’excitation, pour chaque point de
mesure relevé par le fabricant.
0
20
40
60
80
100
120
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Courant de sortie [rpm]
Co
ura
nt
de
so
rtie
[A
]
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
Ren
dem
ent
Expérimental - Courant de sortieFabricant - Courant de sortieExpérimental - RendementFabricant - Rendement
Figure 6.1 : Comparaison des performances de l’alternateur Delcotron 22SI Type 12V-100A selon le
fabricant et selon la méthode de mesure à tension d’excitation constante de 14V sur notre banc d’essai
Avec nos équipements, la durée du test pour obtenir une caractéristique complète n’est pas
négligeable par rapport à la constante de temps thermique de la machine. C’est pourquoi,
nous avons préféré appliquer un autre mode opératoire pour garantir la répétabilité des
mesures. Le courant d’excitation a été maintenu à une valeur constante de 6A pour réduire
cette dépendance à la température. La Figure 6.2 montre les courbes ainsi obtenues
comparées avec celles données par le fabricant.
119
0
20
40
60
80
100
120
140
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Courant de sortie [rpm]
Co
ura
nt
de
so
rtie
[A
]
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
Ren
dem
ent
Expérimental - Courant de sortieFabricant - Courant de sortieExpérimental - Rendement Fabricant - Rendement
Figure 6.2 : Comparaison des performances de l'alternateur Delcotron 22SI Type12V-100A selon le fabricant et selon la méthode de mesure à courant d’excitation constant de 6A sur notre banc d’essai
Pour la suite des comparaisons de performances, nous utilisons uniquement les courbes
mesurées sur notre banc d’essai avec un courant d’excitation constant de 6A et non pas
celles données par le fabricant.
6.3. Validation du modèle d’un alternateur à bobinage multiple
associé à de simples redresseurs à diodes
La Figure 6.3 montre les performances d’un alternateur qui a un stator modifié avec deux
bobinages triphasés et qui est connecté à deux redresseurs à diodes fonctionnant en
parallèle. On peut remarquer que le courant de sortie expérimental est bien estimé par
simulation. On peut en conclure que le modèle des machines à bobinage multiple, proposé
au Chapitre 2.4, est valable. On constate que le courant et la puissance de sortie à haute
vitesse ont presque doublé (dans le rapport 0N N ), par rapport au fonctionnement de
l’alternateur d’origine et que les pertes totales n’ont pas augmenté significativement (Figure
6.4).
120
Cet essai permet aussi de vérifier que les équipements du banc d’essai sont capables de
supporter, sans problème, cette augmentation de puissance.
0
30
60
90
120
150
180
210
240
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
ura
nt
de
so
rtie
[A
]
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
Ren
dem
ent
Alternateur d'origine - Courant de sortie
Double bobinage - Courant de sortie
Double bobinage - Simulation
Alternateur d'origine - Rendement
Double bobinage - Rendement
Figure 6.3 : Performances de l'alternateur à double bobinage comparées avec celles estimées par simulation et celles de l’alternateur d’origine.
0
400
800
1200
1600
2000
2400
2800
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Pe
rtes
to
tale
s [W
]
Alternateur d'origine
Double bobinage
Figure 6.4 : Évolution des pertes totales de l’alternateur à double bobinage comparées avec celles de
l’alternateur d’origine
121
6.4. Performances expérimentales des différentes topologies de redresseur
Dans cette section, nous présentons les résultats expérimentaux obtenus à partir des
topologies de redresseur MLI étudiées au troisième chapitre ainsi que la reconfiguration
série/parallèle d’un redresseur à diodes. Dans tous les cas, on utilise le stator modifié avec
un bobinage multiple branché sur deux redresseurs identiques. Dans le cas de redresseurs
MLI, les signaux pilotant le deuxième redresseur sont décalés de 180° par rapport aux
signaux pilotant le premier, de façon à entrelacer le fonctionnement des deux structures.
6.4.1 Redresseur MLI en pont complet
Dans le paragraphe 3.2.1, nous avons étudié une stratégie de commande pour un redresseur
MLI en pont complet de façon à maximiser la puissance de sortie. Cependant, cette loi de
commande est basée sur des simplifications importantes. Elle suppose, en particulier, que le
courant est toujours sinusoïdal et que la simulation réalisée néglige les pertes du redresseur.
Dans le but d’exclure les approximations dues à la loi de commande, nous avons préféré
procéder empiriquement: pour chaque point de mesure, on recherche expérimentalement
l’indice de modulation k et l’angle entre tension et courant de phase qui permettent de
maximiser la puissance de sortie. De plus, nous ne limitons pas l’indice de modulation à
des valeurs inférieures ou égales à un. De cette façon, on peut rajouter des harmoniques de
tension et se rapprocher du fonctionnement à diodes. Pour des raisons de commodité, nous
allons appeler cette loi de commande, commande « pseudo-sinusoïdale empirique ».
La Figure 6.5 montre les performances de l’alternateur à double bobinages connecté à deux
redresseurs MLI, en pont complet, entrelacés (identifiés « MLI pont complet » sur la
figure). En guise de comparaison, sur la Figure 6.5 apparaissent aussi les courbes de
courant de l’alternateur d’origine (identifiées « Alternateur d’origine » sur la figure) et
celles de l’alternateur modifié, connecté sur deux redresseurs triphasés à diodes
fonctionnant en parallèle (identifiées « Redresseur conventionnel » sur la figure).
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30
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Vitesse de rotation [rpm]
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Ren
dem
ent
Redresseur conventionnel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieMLI pont complet - Courant de sortieMLI pont complet - RendementAlternateur d'origine - Rendement
Figure 6.5 : Performances de deux redresseurs MLI en pont complet entrelacés avec loi de commande pseudo-sinusoïdale empirique
On peut remarquer un saut brusque sur la courbe de rendement à la vitesse de 4000rpm. En
effet, au dessus de cette vitesse, on a choisi d’annuler tous les signaux de gâchette des
redresseurs MLI pour passer au fonctionnement à diodes et maximiser ainsi la puissance de
sortie. Il est à noter que dans le cadre d’une utilisation d’interrupteur MOSFET à faible
chute de tension directe, il serait possible à 4000rpm de passer en mode redressement
synchrone (les interrupteurs jouant le rôle de diodes à très faible chute de tension).
À la vitesse de ralenti de 1800rpm, le courant de sortie obtenu avec les redresseurs MLI, est
égal à 64,2A et le rendement est de 46% alors que l’alternateur original, à la même vitesse,
peut délivrer 75,6A avec un rendement de 52%. Pour toute vitesse supérieure à 2000rpm,
l’augmentation de rendement par rapport à l’alternateur d’origine devient très significative
et peut atteindre 16 points.
On peut en conclure qu’il n’est pas possible de compenser la diminution de puissance au
ralenti, à l’aide d’un redresseur MLI en pont complet bien que cette topologie semblait la
mieux appropriée. On constate aussi que les performances à basse vitesse sont inférieures à
celles estimées par simulation. Nous avons pu mettre en évidence que cette diminution de
123
performances est liée à une saturation magnétique de la machine. Une analyse détaillée de
ce problème de saturation magnétique est développée au paragraphe 6.5.
6.4.2 Redresseur MLI en demi pont
Comme dans le cas du redresseur MLI en pont complet, nous utilisons une loi de
commande empirique qui consiste à faire varier l’indice de modulation et l’angle k
entre tension et courant de phase, pour maximiser la puissance de sortie, pour une vitesse
donnée. La Figure 6.6 montre les performances de l’alternateur, à double bobinage,
connecté à deux redresseurs MLI en demi-pont, entrelacés, avec une commande pseudo-
sinusoïdale. Pour faciliter les comparaisons, sur la Figure 6.6 apparaissent aussi les courbes
de courant de l’alternateur d’origine et celles de l’alternateur modifié, connecté sur deux
redresseurs triphasés à diodes fonctionnant en parallèle.
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Vitesse de rotation [rpm]
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Redresseur conventionnel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieMLI demi-pont - Courant de sortieMLI demi-pont - RendementAlternateur d'origine - Rendement
Figure 6.6 : Performances de deux redresseurs MLI en demi-pont entrelacés avec loi de commande pseudo-sinusoïdale empirique
Les signaux de gâchette ont été annulés au dessus d’une vitesse de 2800rpm pour
maximiser la puissance de sortie et le rendement. Cela se traduit par un saut sur la courbe
de rendement qui est observable sur la Figure 6.6. À la vitesse de ralenti, le courant de
sortie est de 59,4A avec un rendement de 47% alors que l’alternateur d’origine pouvait
124
délivrer 75,6A avec un rendement de 52%. Les performances à basse vitesse sont, encore
une fois, inférieures aux attentes.
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0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
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dem
ent
Redresseur conventionnel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieMLI demi-pont - Courant de sortieMLI demi-pont - RendementAlternateur d'origine - Rendement
Figure 6.7 : Performances de deux redresseurs MLI en demi-pont entrelacés avec adaptation de la
tension de sortie
Dans le cas d’une commande avec adaptation de la tension de sortie, nous avons aussi
préféré de trouver empiriquement la puissance maximale de sortie en faisant varier le
rapport cyclique pour chaque régime de vitesse. Le résultat de ces mesures est présenté sur
la Figure 6.7. Cette fois ci, il n’est plus nécessaire de chercher empiriquement la vitesse au-
delà de laquelle l’annulation du rapport cyclique devient avantageuse puisque la
maximisation de la puissance de sortie mène automatiquement à l’annulation du rapport
cyclique. La plus faible vitesse pour laquelle on annule le rapport cyclique est égale à
2150rpm, comme on peut facilement le constater par la discontinuité sur la courbe de
rendement de la Figure 6.7.
À la vitesse de ralenti de 1800rpm, le courant de sortie à vaut 59,5A avec un rendement de
50%.
Enfin, pour le redresseur MLI en demi-pont, nous avons aussi vérifié les performances en
utilisant une commande à rapport cyclique fixe de 0,5. Les résultats sont présentés dans la
Figure 6.8. À la vitesse de ralenti, le courant de sortie vaut 62,1A et le rendement atteint
125
46%. Remarquer que le courant de sortie au ralenti est légèrement supérieur à celui obtenu,
à la même vitesse, avec adaptation de la tension de sortie. Cet écart est très faible (inférieur
à 4%) et s’explique par des conditions opératoires différentes et un manque de précision
avec la commande empirique.
La vitesse au dessus de laquelle l’annulation du rapport cyclique devient plus avantageuse
vaut 2200rpm. Il faut remarquer que, lors du changement de la valeur de rapport cyclique,
on a un important à-coup de couple en raison de la variation soudaine du rendement (la
puissance de sortie n’est pas modifiée).
0
30
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0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
Co
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dem
ent
Redresseur conventionnel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieMLI demi-pont - Courant de sortieMLI demi-pont - RendementAlternateur d'origine - Rendement
Figure 6.8 : Performances de deux redresseurs MLI en demi-pont avec un rapport cyclique fixe
6.4.3 Redresseur associé à un hacheur survolteur
Comme dans le cas du redresseur en demi-pont avec adaptation de la tension de sortie, nous
avons utilisé une solution empirique pour établir la loi de commande. Les résultats des
mesures sont présentés sur la Figure 6.9. Le courant lors du ralenti est égal à 55,6A avec un
rendement de 49%. La vitesse au-delà de laquelle le rapport cyclique s’annule vaut
2800rpm. On peut remarquer l’absence de discontinuité sur la courbe de rendement et une
diminution de performances à haute vitesse à cause de la présence de la diode . 7D
126
La Figure 6.10 montre les performances de deux redresseurs associés à des hacheurs
survolteurs entrelacés fonctionnant avec un rapport cyclique fixe de 0,5. Au dessus de la
vitesse de 2250rpm, on annule le rapport cyclique pour maximiser la puissance de sortie et
le rendement. À la vitesse de ralenti le courant à est égal à 57,1A et le rendement vaut 44%.
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Redresseur conventionnel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieRedresseurHS - Courant de sortieRedresseurHS - RendementAlternateur d'origine - Rendement
Figure 6.9 : Performances de deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs, avec adaptation empirique de la tension de sortie
0
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0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000Vitesse de rotation [rpm]
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Redresseur conventionel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieRedresseurHS - Courant de sortieRedresseurHS - RendementAlternateur d'origine - Rendement
Figure 6.10 : Performances de deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs avec rapport
cyclique fixe
127
6.4.4 Reconfiguration série/parallèle
Au Chapitre 2.4, nous avons présenté une reconfiguration série/parallèle qui nécessite elle
aussi un stator à double bobinage. Cette topologie offre l’avantage d’utiliser un relais
comme interrupteur actif plutôt qu’un semi-conducteur. La chute de tension aux bornes
d’un contact électromécanique a une valeur négligeable comparativement à celle d’un
transistor IGBTs dans notre banc d’essai, qui peut atteindre une paire de volt.
La Figure 6.11 montre les performances de la reconfiguration série/parallèle en utilisant un
interrupteur mécanique. On remarque qu’il n’est pas possible de rattraper les performances
de l’alternateur original à basse vitesse ou encore celles de la machine à double bobinages
connectés à deux redresseurs conventionnels. La diminution de performances est liée au
nombre relativement élevé de diodes en série et des chutes de tension qui en résultent. Au
ralenti le courant de sortie atteint 65,5A avec un rendement de 48%. Celle-ci est la valeur
plus élevée de courant au ralenti de toutes les topologies de redresseur testées
expérimentalement.
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0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000Vitesse de rotation [rpm]
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ent
Redresseur conventionnel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieReconf. série/parallèle - Courant de sortieReconf. série/parallèle - RendementAlternateur d'origine - Rendement
Figure 6.11 : Performances de deux redresseurs à diodes configurables en série/parallèle
128
6.5. Effets de la saturation magnétique dans la machine lors de la commande à angle optimal
Le redresseur MLI en pont complet délivre un courant de sortie inférieur aux attentes lors
d’un fonctionnement à basse vitesse. On doit en conclure que l’estimation des
performances par simulation, présentée au Chapitre 3, a été faussée par des simplifications
trop poussées du modèle.
Lors de ces simulations, nous avons supposé que les courants et tensions dans la machine
étaient de forme sinusoïdale ce qui nous a permis de trouver une loi de commande en se
basant sur une méthode purement analytique. Lors des essais, nous avons adopté une
approche différente pour identifier la loi de commande, en appliquant une méthode
empirique. Pour analyser les différences entre simulation et expérience, nous avons effectué
une nouvelle simulation en identifiant une loi de commande empirique exactement comme
nous l’avons fait pour les mesures. Pour chaque point de mesure, on cherche l’indice de
modulation et l’angle k entre tension et courant de phase qui permettent d’obtenir la
puissance de sortie la plus élevée. Cette méthode nécessite de nombreuses itérations qui
impliquent un temps de calcul très important. La Figure 6.12 montre la comparaison des
résultats obtenus par simulation et par des mesures expérimentales. On peut constater que
dans le cas d’un redresseur à diodes conventionnel, la différence entre simulation et
expérience est minime. L’écart est plus important dans le cas du redresseur MLI et on peut
en déduire que la méthode d’identification de loi de commande n’est pas responsable de cet
écart.
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0
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0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
Vitesse de rotation [rpm]
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[A
]
Redresseur conventionnel - Simulation
Redresseur conventionnel - Expérimental
Redresseur MLI pont complet - Simulation
Redresseur MLI pont complet - Expérimental
Figure 6.12 : Comparaison des courbes de courant obtenues expérimentalement et par simulation pour un redresseur MLI en pont complet et un redresseur à diodes
Une autre simplification importante du modèle est liée à l’absence de saturation magnétique
dans la machine. Il est important de vérifier que cette simplification est acceptable par une
approche expérimentale. Nous avons mesuré des courbes courant-vitesse pour un
redresseur à diodes et un redresseur MLI en pont complet, en réduisant le courant
d’excitation à 3A et à 1A. Évidemment, cette diminution du courant d’excitation engendre
une diminution du courant de court-circuit CCI et une augmentation de la vitesse de début
de génération DG . Pour faciliter les comparaisons, chaque courbe mesurée a été
normalisée par rapport à son propre courant de court-circuit CCI et la vitesse de rotation a
été normalisée par rapport à la vitesse de début de génération, DG , mesurée avec le
redresseur conventionnel, pour le même valeur de fI . La Figure 6.13 montre les courbes
ainsi obtenues.
130
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1
0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5Vitesse de rotation normalisée [/0]
Co
ura
nt
de
so
rtie
no
rmal
isé
[ID
C/I
CC]
MLI pont complet avec If = 1A, Icc = 45AMLI pont complet avec If = 3A, Icc = 125AMLI pont complet avec If = 6A, Icc = 218ARedresseur conventionnel avec If = 1A,3A,6AAlternateur d'origine avec If=6A, Icc = 116A
Figure 6.13 : Courant de sortie normalisé pour un redresseur MLI en pont complet et un redresseur conventionnel pour différents courants d’excitation
On peut constater que la diminution de l’induction magnétique dans la machine affecte
différemment les performances du redresseur MLI en pont complet par rapport au
redresseur conventionnel. Les courbes obtenues avec le redresseur conventionnel se
superposent alors que celles obtenues avec le redresseur MLI montrent des différences
importantes. Avec une machine non-saturée ( 1AfI ), le redresseur MLI en pont complet
se révèle très performant puisqu’il délivre déjà 75% du courant de court-circuit à la vitesse
de 1pu, alors que par simulation, à la même vitesse, on obtient 55%. Si on sature
complètement la machine ( 6AfI ), le courant délivré à la vitesse de 1pu descend à 25%
de la valeur de court-circuit. D’après la Figure 6.13, si le courant d’excitation est inférieur à
3A avec un redresseur MLI, on peut en conclure qu’il est possible de générer des courants
de sortie normalisés supérieurs à ceux de l’alternateur d’origine, pour toutes les vitesses. Il
faut toutefois rappeler que la valeur du courant de sortie sera toujours plus élevée si on
augmente le courant d’excitation. On a donc aucun intérêt à réduire le courant d’excitation.
On peut conclure que la différence entre simulation et expérience pour le redresseur MLI
est produite principalement par la saturation magnétique. Dans les alternateurs à rotor à
griffes, le circuit magnétique est très saturé au courant d’excitation nominal. Lorsqu’on
131
emploie un redresseur à diodes conventionnel, la réaction d’induit a toujours un effet
démagnétisant puisque le courant de phase est en phase avec la tension. Cependant, dans le
cas d’un redresseur MLI avec commande à angle optimal, la réaction d’induit peut aussi
avoir un effet magnétisant, à basse vitesse, selon l’angle imposé. Le gain de performances
obtenu grâce à une commande à angle optimal, est donc moins important que l’on pourrait
attendre si on néglige la saturation magnétique dans la machine.
6.6. Effets de l’entrelacement
Nous avons étudié le concept d’entrelacement dans le but principal de réduire l’ondulation
du courant de sortie et la pollution électromagnétique. Malheureusement, nous ne pouvons
pas vérifier que la norme CISPR-25 qui fixe les limites et définit des méthodes d’essai des
équipements ou des modules installés à bord des véhicules est vraiment satisfaite, en raison
d’un manque d’équipement de mesure spécialisé.
Cependant, en comparant la Figure 6.14 avec la Figure 6.15, on peut facilement apprécier la
réduction d’ondulation du courant de sortie dans le cas d’un redresseur associé à un hacheur
survolteur.
Figure 6.14 : Formes d'onde des courants pour deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs synchrones à une vitesse de 2000rpm et If=6A
(Échelle verticale : 60A/div, échelle horizontale : 200s/div)
132
Figure 6.15: Formes d'onde des courants pour deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs entrelacés à rapport cyclique fixe à une vitesse de 2000rpm et If=6A
(Échelle verticale : 60A/div, échelle horizontale : 200s/div)
L’entrelacement apporte non seulement une réduction de pollution électromagnétique mais
aussi une réduction des pertes. La Figure 6.16 montre le courant de sortie en fonction de la
vitesse pour deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs opérés avec un rapport
cyclique fixe de 0,5. Une première courbe a été obtenue en utilisant le même signal de
gâchette pour les deux redresseurs alors que la deuxième courbe a été obtenue avec les
deux signaux de gâchette décalés de 180°. La légère diminution de performance est à
imputer principalement aux pertes dans la résistance série équivalente de la capacité du bus
DC et, en moindre partie, aux pertes le long des câbles. En effet, nous avons remarqué que
sans entrelacement, la température de la capacité électrolytique de 145mF située sur le bus
DC pouvait atteindre des températures proches de 100°C, après quelques minutes de
fonctionnement à pleine puissance. C’est la raison pour laquelle nous avons présenté
uniquement des résultats obtenus avec des structures entrelacées dans ce chapitre pour ne
pas dépasser la limite de la capacité de bus DC (marquée 85°C).
133
0
20
40
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0 1000 2000 3000 4000 5000
Vitesse de rotation [rpm]
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[A
]
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
Ren
dem
ent
Entrelacés - Courant de sortieSynchrones - Courant de sortieEntrelacés - Rendement Synchrones - Rendement
Figure 6.16 : Performances pour deux redresseurs associés à deux hacheurs survolteur à rapport fixe
de 0,5. Commandes synchrones et commandes entrelacées
6.7. Comparaison générale
En utilisant les courbes expérimentales de performances des différentes structures de
redressement, nous pouvons estimer et comparer les performances effectives des systèmes
de génération lorsqu’ils sont exploités dans des conditions typiques à bord d’un véhicule.
Parmi les différents standards, nous avons choisi et enchaîné deux cycles de vitesse en
fonction du temps, pour une conduite agressive en autoroute (EPA US06) et pour une
conduite urbaine (EPA UDDS) [32]. Puisque ces cycles indiquent uniquement la vitesse du
véhicule en fonction du temps, nous avons déduit, avec un algorithme simplifié, la vitesse
de rotation du moteur pour un véhicule ayant des roues d’un diamètre de 0,5m et une boite
automatique à 4 vitesses. La vitesse de l’alternateur est proportionnelle à celle du moteur
thermique dans un rapport 2 :1. Les rapports de boite de vitesse sont indiqués sur le
Tableau 6.1. La vitesse au ralenti du moteur a été fixée à 900rpm. La Figure 6.17 montre la
vitesse du véhicule et la vitesse de l’alternateur pour un cycle complet.
134
Tableau 6.1 : Rapport de réduction entre arbre moteur et arbre roue
R apport
1 vitesse 1 : 14,152 ère
2ème vitesse 1 : 8,18
3ème e 1 : 5,332 vitess
4ème vitesse 1 : 3,888
0
20
40
60
80
0 500 1000 1500 2000 2500
Temps [s]
Vit
esse
du
véh
icu
le [
mp
h]
0
2000
4000
6000
8000
0 500 1000 1500 2000 2500
Temps [s]Vit
esse
de
rota
tio
n a
lter
nat
eur
[rp
m]
Figure 6.17 : Vitesse de l’alternateur et du véhicule en fonction du temps pour un cycle combiné EPA
puissance de sortie, à chaque seconde, à partir des courbes expérimentales, courant-vitesse,
US06 et EPA UDDS
Nous avons utilisé une méthode numérique pour estimer l’énergie générée en intégrant la
135
interpolées. Les résultats ainsi obtenus sont résumés dans le Tableau 6.2. Les valeurs sont
aussi exprimées en p.u. en utilisant comme base, les valeurs de l’alternateur d’origine.
Tableau 6.2 : Puissance au ralenti, puissance moyenne et rendement moyen pour chaque topologie de redresseur sur le même cycle (EPA US06 et EPA UDDS enchaînés)
Topologie de redresseur
ralentiP moyenneP 8000rpmP moyen
Alternateur d’origine 1059W 1,0pu 1454W 1,0pu 1602W 1,0pu 42,4% MLI en pont complet 899W 0,85pu 2430W 1,67pu 3038W 1,89pu 53,6% MLI en demi-pont sinusoïdal
831W 0,78pu 2413W 1,66pu 3038W 1,89pu 53,9%
MLI en demi-pont avec adaptation de VDC
833W 0,78pu 2397W 1,65pu 3038W 1,89pu 53,7%
MLI en demi-pont avec R fixe
869W 0,82pu 2419W 1,66pu 3038W 1,89pu 53,8%
RedresseurHS avec adaptation VDC
779W 0,74pu 2350W 1,62pu 2996W 1,87pu 53,4%
RedresseurHS avec R fixe
799W 0,75pu 2353W 1,62pu 2996W 1,87pu 53,0%
Reconfig. série/parallèle
918W 0,87pu 2389W 1,64pu 3001W 1,87pu 53,5%
Le Tableau 6.2 montre que l’utilisation d’un stator à double bobinage permet d’augmenter
la puissance moyenne sur le même cycle de 62% à 67%, selon la topologie, par rapport à
l’alternateur d’origine. La batterie est donc rechargée plus rapidement. Le rendement aussi
a pu être amélioré de 10,6 à 11,5 points selon la topologie, ce qui peut déjà représenter une
économie sensible de carburant. La puissance de pointe a pu être augmentée jusqu’à 89%.
On constate que la puissance moyenne et les rendements sont semblables pour toutes les
structures connectées à l’alternateur rebobiné. Toutes ces structures atteignent à peu près
les performances du redresseur à diodes conventionnel, lors du fonctionnement à haute
vitesse. En pratique, on exploite le redressement par MLI (ou la configuration série)
seulement lorsque le véhicule est arrêté et que le moteur est au ralenti. Comme on peut
remarquer sur la Figure 6.17, dès que le véhicule est en mouvement, la vitesse de rotation
de l’alternateur est au dessus de 4000rpm.
136
Le Tableau 6.2 montre qu’aucune structure connectée au stator rebobiné n’est capable
d’égaler la puissance de l’alternateur original, à la vitesse de ralenti. Parmi les redresseurs
MLI, le plus performant reste le pont complet qui délivre 15% moins de puissance. Ce
manque de puissance est à imputer à la saturation magnétique, aux chutes de tension aux
bornes des interrupteurs actifs et à l’augmentation des pertes fer et cuivre dues à
l’introduction de la modulation. Pour d’autres structures MLI qui n’utilisent pas de
commande à angle optimal, la saturation magnétique n’a aucun effet. Il serait donc
intéressant d’employer des MOSFETs au lieu des IGBTs et d’évaluer le gain de
performances qu’ils apportent.
La topologie qui se rapproche le plus des performances au ralenti de l’alternateur original
est la structure à diodes avec reconfiguration série/parallèle (-13%). Il ne semble pas
possible d’apporter d’autres améliorations à cette structure puisque la perte de
performances est à imputer uniquement au nombre plus élevé de chutes de tension de diode
en série.
6.8. Conclusion
Les performances des structures de redressement étudiées dans les chapitres précédents ont
été vérifiées expérimentalement et le comportement dans des conditions d’emploi typiques
à bord d’un véhicule a aussi été vérifié. Le gain de performances à haute vitesse a été
confirmé par les essais mais les performances à basse vitesse s’avèrent plus faibles que
celles estimées par calcul analytique et par simulation. La diminution de performances a été
attribuée principalement à la saturation magnétique dans la machine et aux chutes de
tension dans les interrupteurs actifs.
À partir des conditions d’emploi typiques, on a pu remarquer que le fonctionnement à basse
vitesse d’un alternateur correspond essentiellement à la vitesse de ralenti. Dès que le
véhicule est en marche, on atteint facilement des régimes de « haute-vitesse ». Par
conséquent, des structures simplifiées comme le redresseur MLI en demi-pont à rapport
cyclique fixe, le redresseur associé à un hacheur survolteur à rapport cyclique fixe ou le
redresseur à reconfiguration série/parallèle, s’avèrent très intéressantes même si elles
137
présentent des discontinuités dans leur courbe courant-vitesse. Des solutions plus
complexes n’amènent pas d’amélioration de performances significative qui pourrait
justifier leur emploi à un coût bien plus élevé. Seule une amélioration aux basses vitesses
pourrait donc justifier le surcout associé.
L’entrelacement de deux structures de redressement s’est révélé très facile à implémenter
sur notre banc d’essai. Les effets sur le dimensionnement du filtre de sortie ont pu être
quantifiés mais l’absence d’équipement de mesure spécialisé ne nous a pas permis
d’évaluer les bénéfices de ce mode de fonctionnement sur les émissions
électromagnétiques.
Equation Section 7
Conclusion générale
Le travail présenté dans ce mémoire traite de la modélisation, de la simulation et de
l’implémentation de différentes structures d’électronique de puissance associés à un
alternateur de type Lundell. Il montre différentes méthodes pour augmenter la puissance de
sortie et le rendement d’un système de génération automobile utilisant un alternateur à rotor
à griffes tout en minimisant l’ondulation du courant de sortie.
Nous avons proposé un modèle du type circuit équivalent, relativement simple pour la
machine, qui s’est avéré suffisamment précis dans le cas d’un système de génération
conventionnel avec un redresseur à diodes. Cependant, cette modélisation a atteint des
limites évidentes pour l’étude de redresseurs MLI imposant un déphasage important entre
tension et courant de phase. La cause principale d’imprécision a été identifiée et provient de
la simplification du modèle qui néglige la saturation magnétique dans la machine. Il est très
difficile de réaliser un modèle du type circuit équivalent, tenant compte de la saturation, qui
soit très performant. L’utilisation d’un modèle du type éléments finis serait probablement
plus adapté pour la machine.
Avec un modèle équivalent du type circuit sans saturation magnétique, le logiciel de
simulation PSIM, qui est moins versatile que l’environnement Simulink/Powersys, s’est
avéré performant pour la simulation des différents systèmes de génération. Le temps de
calcul peut devenir inacceptable selon les conditions d’utilisation, mais c’est un problème
intrinsèque à tout simulateur prenant en compte directement les effets de la modulation.
Nous avons montré que l’augmentation de puissance d’un alternateur à rotor à griffes peut
s’obtenir très facilement. Cependant, elle s’accompagne d’une diminution importante de la
puissance de sortie à basse vitesse qui n’est pas acceptable. L’utilisation de structures de
redressement à MLI capables de survolter, permet d’atténuer cette diminution de puissance
à basse vitesse mais ne permet pas de la compenser totalement. Les structures de
139
redressement à MLI rajoutent un inconvénient important en raison de la forte ondulation du
courant de sortie. Pour atténuer ce problème, l’entrelacement de deux ou plusieurs
structures identiques a été proposé et son efficacité a été vérifiée. Ce concept, normalement
appliqué aux convertisseurs DC/DC tel que l’alimentation des microprocesseurs, est valable
pour d’autres systèmes de génération incluant un redresseur à MLI, débitant sur un bus DC
à tension constante.
Pour permettre l’utilisation de redresseurs entrelacés, il est nécessaire de disposer de deux
ou plusieurs sources identiques et isolées entre elles. Nous avons proposée une approche
originale avec une machines à bobinage multiple, qui s’adapte facilement pour les
géométries d’alternateur existant. Un schéma de bobinage multiple a été présenté et cette
solution a été validée expérimentalement. Nous avons montré que les alternateurs à
bobinage multiple, associés à des simples redresseurs à diodes, permettent d’obtenir des
performances semblables à celles de redresseurs à MLI, pour un prix inférieur.
Un banc d’essai polyvalent comprenant un onduleur/redresseur à dix phases a été réalisé et
mis en œuvre. Malheureusement le fonctionnement redresseur n’est pas très adapté pour
une application basse tension. L’utilisation d’interrupteurs actifs de technologie MOSFET
au lieu de IGBT aurait été préférable. L’utilisation d’interrupteurs de type IGBT a été
imposée par le cahier des charges de l’onduleur à dix phases qui a été rédigé préalablement
à ce travail et qui visait principalement la versatilité et la robustesse.
Finalement, toutes les solutions proposées dans ce travail permettent d’incrémenter de
manière importante la puissance et le rendement d’un système de génération automobile à
haute vitesse sans pourtant améliorer les performances à la vitesse de ralenti. Malgré l’ajout
d’un convertisseur MLI, l’alternateur à rotor à griffes ne semble plus une solution
intéressante à moyen/long terme si la consommation électrique à bord des véhicules
augmente conformément aux prévisions.
En effet, seules des structures triphasées classiques de l’alternateur Lundell ont été étudiées
alors qu’il existe des structures polyphasées et/ou des structures à aimants inter-griffes qui
permettent également d’améliorer les performances globales tout en conservant la structure
à griffes originale de l’alternateur Lundell. D’autres pistes existent sachant qu’à
140
performances énergétiques et à coût de production du même ordre, des facteurs de second
ordre tels que le bruit deviennent déterminant. Ces pistes sont d’autant plus nombreuses
que le secteur automobile procède très souvent par approche incrémentale en s’imposant
par exemple de conserver une configuration de rotor donnée et d’explorer les structures de
redressement possibles.
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Annexe A
Schémas de la carte d’intérface
Annexe B
Schémas de la carte de commande rapprochée