第 1 章 电力电子器件

主要内容： 常用电力电子器件的基本结构、工作原理、外特性、主要参数、开关特性、安全工作区。 这些器件的驱动电路和缓冲电路。

1.1 功率二极管1.1.1 功率二极管的结构和工作原理1. 功率二极管的结构

2. 功率二极管的工作原理 由于 PN 结具有单向导电性，所以二极管是一个正方向单向导电、反方向阻断的电力电子器件。

1.1.2 功率二极管的特性和主要参数1. 功率二极管的特性(1) 功率二极管的伏安特性 二极管具有单向导电能力，二极管正向导电时必须克服一定的门坎电压 Uth( 又称死区电压 ) ，当外加电压小于门坎电压时，正向电流几乎为零。硅二极管的门坎电压约为 0.5V ，当外加电压大于 Uth 后，电流会迅速上升。当外加反向电压时，二极管的反向电流 IS 是很小的，但是当外加反向电压超过二极管反向击穿电压 URO 后二极管被电击穿，反向电流迅速增加。

功率二极管的伏安特性

(2) 功率二极管的开关特性 由于 PN 结电容的存在，二极管从导通到截止的过渡过程与反向恢复时间 trr 、最大反向电流值 IRM ，与二极管 PN 结结电容的大小、导通时正向电流 IFR 所对应的存储电荷

Q 、电路参数以及反向电流 di/dt 等都有关。普通二极管的 trr=2 ～ 10µs ，快速恢复二极管的 trr 为几十至几百 ns, 超快恢复二极管的 trr 仅几个 ns 。

功率二极管的开关特性

2. 功率二极管的主要参数(1) 反向重复峰值电压 URRM 取反向不重复峰值电压 URSM 的 80 ％称为反向重复峰值电压 URRM ，也被定义为二极管的额定电压 URR 。显然， URRM 小于二极管的反向击穿电压 URO 。

(2) 额定电流 IFR 二极管的额定电流 IFR 被定义为其额定发热所允许的正弦半波电流平均值。其正向导通流过额定电流时的电压降 UFR 一般为 1 ～ 2V 。当二极管在规定的环境温度为 +40℃ 和散热条件下工作时，通过正弦半波电流平均值 IFR时，其管芯 PN 结温升不超过允许值。若正弦电流的最大值为 Im ，则额定电流为 (1-1)mIttdII

1)(sin

21

0 mFR

(3) 最大允许的全周期均方根正向电流 IFrms

二极管流过半波正弦电流的平均值为 IFR 时，与其发热等效的全周期均方根正向电流 IFrms为 (1-2)

由式 (1-1) 和 (1-2) 可得 (1-3)

m02

mFrms 21)()sin(

21 ItdtII

FRFRFrms 57.12

III

(4) 最大允许非重复浪涌电流 IFSM

这是二极管所允许的半周期峰值浪涌电流。该值比二极管的额定电流要大得多。实际上它体现了二极管抗短路冲击电流的能力。 功率二极管属于功率最大的半导体器件，现在其最大额定电压、电流在 6kV 、 6kA以上。二极管的参数是正确选用二极管的依据。

1.2 晶闸管 晶闸管 (Thyristor) 就是硅晶体闸流管，普通晶闸管也称为可控硅 SCR, 普通晶闸管是一种具有开关作用的大功率半导体器件。目前，晶闸管的容量水平已达 8kV ／ 6kA 。

1.2.1 晶闸管的结构和工作原理1. 晶闸管的结构 晶闸管是具有四层 PNPN 结构、三端引出线 (A 、 K 、 G) 的器件。常见晶闸管的外形有两种：螺栓型和平板型。

晶闸管的结构和等效电路如图 1-4 所示，晶闸管的管芯是 P1N1P2N2 四层半导体，形成 3 个 PN 结 J1 、 J2 和 J3 。

2. 晶闸管的工作原理 IG↑→Ib2↑→IC2(Ib1)↑→IC1↑

(1) 欲使晶闸管导通需具备两个条件：① 应在晶闸管的阳极与阴极之间加上正向电压。 ② 应在晶闸管的门极与阴极之间也加上正向电压和电流。(2) 晶闸管一旦导通，门极即失去控制作用，故晶闸管为半控型器件。(3) 为使晶闸管关断，必须使其阳极电流减小到一定数值以下，这只有用使阳极电压减小到零或反向的方法来实现。

1.2.2 晶闸管的特性和主要参数1. 晶闸管的特性(1) 晶闸管的伏安特性 晶闸管的伏安特性是晶闸管阳极与阴极间电压 UAK 和晶闸管阳极电流 IA 之间的关系特性。

晶闸管的伏安特性

(2) 晶闸管的门极伏安特性 由于实际产品的门极伏安特性分散性很大，常以一条典型的极限高阻门极伏安特性和一条极限低阻门极伏安特性之间的区域来代表所有器件的伏安特性，由门极正向峰值电流

IFGM﹑允许的瞬时最大功率 PGM 和正向峰值电压 UFGM划定的区域称为门极伏安特性区域。PG 为门极允许的最大平均功率。其中 ,0ABC0 为不可靠触发区 ,ADEFGCBA 为可靠触发区 ,

晶闸管的门极伏安特性

(3) 晶闸管的开关特性 第一段延迟时间 td ，阳极电流上升到 10 ％所需时间，也对应着从 (α1+α2)<1 到等于 1 的过程，此时 J2 结仍为反偏，晶闸管的电流不大。 第二段上升时间 tr ，阳极电流由 0.1 上升到 0.9 所需时间，这时靠近门极的局部区域已经导通，相应的

J2 结已由反偏转为正偏，电流迅速增加。 通常定义器件的开通时间 ton 为延迟时间 td 与上升时

间 tr 之和。即 ton=td+tr (1-4)

电源电压反向后，从正向电流降为零起到能重新施加正向电压为止定义为器件的电路换向关断时间 toff 。反向阻断恢复时间 trr与正向阻断恢复时间 tgr 之和。 toff=trr+tgr

晶闸管的开关特性

2. 晶闸管的主要参数(1) 额定电压 断态重复峰值电压 UDRM 和反向重复峰值电压 URRM中较小的那个数值标作器件型号上的额定电压。通常选用晶闸管时，电压选择应取 (2 ～ 3)倍的安全裕量。(2) 额定电流 IT(AV)

在环境温度为 +40℃ 和规定冷却条件下，器件在电阻性负载的单相工频正弦半波电路中 , 管子全导通 ( 导通角 > 170°) ，在稳定的额定结温时所允许的最大通态平均电流。

晶闸管流过正弦半波电流波形如图所示

它的通态平均电流 IT(AV) 和正弦电流最大值 Im 之间的关系表示为： (1-6)

正弦半波电流的有效值为： (1-7)

(1-8)

式中 Kf― 为波形系数

m0 mT(AV)1)(sin

21 IttdII

m02

mT 21)()sin(

21 ItdtII

57.1)T(AV

Tf

IIK

流过晶闸管的电流波形不同，其波形系数也不同，实际应用中，应根据电流有效值相同的原则进行换算，通常选用晶闸管时，电流选择应取 (1.5 ～ 2)倍的安全裕量。

(3) 维持电流 IH 在室温和门极断路时，晶闸管已经处于通态后，从较大的通态电流降至维持通态所必须的最小阳极电流。(4) 擎住电流 IL 晶闸管从断态转换到通态时移去触发信号之后，要器件维持通态所需要的最小阳极电流。对于同一个晶闸管来说，通常擎住电流 IL 约为维持电流 IH 的 (2 ～ 4)倍。

(5) 门极触发电流 IGT 在室温且阳极电压为 6V直流电压时，使晶闸管从阻断到完全开通所必需的最小门极直流电流。(6) 门极触发电压 UGT 对应于门极触发电流时的门极触发电压。触发电路给门极的电压和电流应适当地大于所规定的 UGT 和 IGT 上限，但不应超过其峰值 IGFM 和

UGFM 。

(7) 断态电压临界上升率 du/ dt 在额定结温和门极断路条件下，不导致器件从断态转入通态的最大电压上升率。过大的断态电压上升率会使晶闸管误导通。(8) 通态电流临界上升率 di / dt 在规定条件下，由门极触发晶闸管使其导通时，晶闸管能够承受而不导致损坏的通态电流的最大上升率。在晶闸管开通时，如果电流上升过快，会使门极电流密度过大，从而造成局部过热而使晶闸管损坏。

〖例 1-1〗 两个不同的电流波形 ( 阴影斜线部分 ) 如图所示，分别流经晶闸管，若各波形的最大值 Im=100A,试计算各波形下晶闸管的电流平均值 IT(AV)1 、 IT(A

V)2 ，电流有效值 I1 、 I2

解：如图所示的平均值和有效值可计算如下： A2.27272.0)(sin

21

m4/ md1 ItdtII

A3.3331

md2 II

A4.47477.0)()sin(21

m4

2m1 ItdtII

A7.553

1m2 II

1.2.3 晶闸管的门极驱动电路和缓冲电路1. 晶闸管的门极驱动电路(1) 晶闸管对触发电路的基本要求 晶闸管对触发电路的基本要求是：① 触发信号可以是交流、直流或脉冲，为了减小门极的损耗，触发信号常采用脉冲形式。② 触发脉冲应有足够的功率。触发电压和触发电流应大于晶闸管的门极触发电压和门极触发电流。

③ 触发脉冲应有足够的宽度和陡度。触发脉冲的宽度一般应保证晶闸管阳极电流在脉冲消失前能达到擎住电流，使晶闸管导通，这是最小的允许宽度。一般触发脉冲前沿陡度大于 10V/µs 或 800mA/µs 。④ 触发脉冲的移相范围应能满足变换器的要求。例如，三相半波整流电路，在电阻性负载时，要求移相范围为 150°；而三相桥式全控整流电路，电阻负载时移相范围为

120° 。

(2) 触发电路的型式触发电路可分为模拟式和数字式两种，阻容移相桥、单结晶体管触发电路、锯齿波移相电路和正弦波移相电路均属于模拟式触发电路；而用数字逻辑电路乃至于微处理器控制的移相电路则属于数字式触发电路。

(1) 晶闸管的缓冲电路 常采用在晶闸管的阴阳极并联 RC 缓冲器，用来防止晶闸管两端过大的 d

u/dt造成晶闸管的误触发，其中电阻R 也能减小晶闸管开通时电容 C 的放电电流。

(2) 晶闸管的保护 晶闸管在使用时，因电路中电感的存在而导致换相过程产生 Ldi/dt, 又因容性的存在或设备自身运行中出现短路、过载等故障，所以其过电压、过电流保护显得尤为重要。

1.2.4 晶闸管的派生器件1. 快速晶闸管 快速晶闸管的关断时间≤ 50µs ，常在较高频率 (400HZ) 的整流、逆变和变频等电路中使用，它的基本结构和伏安特性与普通晶闸管相同。目前国内已能提供最大平均电流 1200A 、最高断态电压 1500 V 的快速晶闸管系列，关断时间与电压有关，约为 25µs ～ 50µs 。

2. 双向晶闸管双向晶闸管不论从结构还是从特性方面来说，都可以看成是一对反向并联的普通晶闸管。在主电极的正、反两个方向均可用交流或直流电流触发导通。

双向晶闸管在第Ⅰ和第Ⅲ象限有对称的伏安特性。

3. 逆导晶闸管逆导晶闸管是将晶闸管和整流管制作在同一管芯上的集成元件。

由于逆导晶闸管等效于反并联的普通晶闸管和整流管，因此在使用时，使器件的数目减少、装置体积缩小、重量减轻、价格降低和配线简单，特别是消除了整流管的配线电感，使晶闸管承受的反向偏置时间增加。

4. 光控晶闸管光控晶闸管 (Light Activated Thyristor) 是利用一定波长的光照信号控制的开关器件。其结构也是由 P1N1P2N2 四层构成。

光控晶闸管的伏安特性光控晶闸管的参数与普通晶闸管类同，只是触发参数特殊，与光功率和光谱范围有关。

1.3 可关断晶闸管 可关断晶闸管 GTO(Gate Turn-Off Thyristo

r) ，可用门极信号控制其关断。 目前， GTO 的容量水平达 6000A/6000V ，频率为 1kHZ 。

1.3.1 可关断晶闸管的结构和工作原理 1. 可关断晶闸管的结构 GTO 的内部包含着数百个共阳极的小 GTO元，它们的门极和阴极分别并联在一起，这是为了便于实现门极控制关断所采取的特殊设计。

可关断晶闸管的结构、等效电路和符号

2. 可关断晶闸管的工作原理(1) 开通过程 GTO 也可等效成两个晶体管 P1N1P2 和 N1P

2N2互连， GTO 与晶闸管最大区别就是导通后回路增益 α1+α2 数值不同。晶闸管的回路增益 α1+α2 常为 1.15左右，而 GTO 的α1+α2 非常接近 1 。因而 GTO处于临界饱和状态。这为门极负脉冲关断阳极电流提供有利条件。

(2) 关断过程 当 GTO 已处于导通状态时，对门极加负的关断脉冲，形成－ IG ，相当于将 IC1 的电流抽出，使晶体管 N1P2N2 的基极电流减小，

使 IC2 和 IK随之减小， IC2 减小又使 IA 和 IC1减小，这是一个正反馈过程。当 IC2 和 IC1 的减小使 α1+α2<1 时，等效晶体管 N1P2N2 和P1N1P2退出饱和， GTO 不满足维持导通条件，阳极电流下降到零而关断。

GTO 关断时，随着阳极电流的下降，阳极电压逐步上升，因而关断时的瞬时功耗较大，在电感负载条件下，阳极电流与阳极电压有可能同时出现最大值，此时的瞬时关断功耗尤为突出。 由于 GTO处于临界饱和状态，用抽走阳极电流的方法破坏临界饱和状态，能使器件关断。而晶闸管导通之后，处于深度饱和状态，用抽走阳极电流的方法不能使其关断。

1.3.2 可关断晶闸管的特性和主要参数(1) GTO 的阳极伏安特性

(2) GTO 的开通特性 开通时间 ton 由延迟时间 td 和上升时间 tr组成 ,

(3) GTO 的关断特性 GTO 的关断过程有三个不同的时间，即存储时间

ts 、下降时间 tf 及尾部时间 tt 。 存储时间 ts ：对应着从关断过程开始，到阳极电流开始下降到 90%IA 为止的一段时间间隔。 下降时间 tf ：对应着阳极电流迅速下降，阳极电压不断上升和门极反电压开始建立的过程。 尾部时间 tt ：则是指从阳极电流降到极小值时开始，直到最终达到维持电流为止的时间。

GTO 的关断特性

GTO 关断时间的大部分功率损耗出现在尾部时间，在相同的关断条件下，不同型号GTO相应的尾部电流起始值和尾部电流的持续时间均不同。在存储时间内，过大的门极反向关断电流上升率会使尾部时间加长。此外，过高的 du/dt 会使 GTO因瞬时功耗过大而在尾部时间内损坏管子。因此必须设计适当的缓冲电路。

2. 可关断晶闸管的主要参数 GTO 有许多参数与晶闸管相同，这里只介绍一些与晶闸管不同的参数。(1) 最大可关断阳极电流 IATO

电流过大时 α1+α2稍大于 1 的条件可能被破坏，使器件饱和程度加深，导致门极关断失败。。(2) 关断增益 off

GTO 的关断增益 off 为最大可关断阳极电流 IATO 与门极负电流最大值 IgM 之比 off 通常只有 5左右。

1.3.3 可关断晶闸管的安全工作区 GTO 安全工作区是指在门极加负脉冲关断信号时， GTO 能够可靠关断的阳极电流与阳极电压的轨迹。既然是在一定条件下确定的安全运行范围，如条件改变，比如门极驱动电路或缓冲电路参数改变之后，安全工作区也随之改变，实际实用中应加以注意。

GTO 的安全工作区

1.3.4 门极驱动电路和缓冲电路1. 可关断晶闸管的门极驱动电路影响 GTO 导通的主要因素有：阳极电压、阳极电流、温度和门极触发信号等。阳极电压高， GTO 导通容易，阳极电流较大时易于维持大面积饱和导通，温度低时，要加大门极驱动信号才能得到与室温时相同的导通效果。

(1) 对门极触发信号的要求因为 GTO 工作在临界饱和状态，所以门极触发信号要足够大， 脉冲前沿 ( 正、负脉冲 )越陡越有利，而后沿平缓些好。正脉冲后沿太陡会产生负尖峰脉冲；负脉冲后沿太陡会产生正尖峰脉冲，会使刚刚关断的 GTO 的耐压和阳极承受的 du/dt 降低。 为了实现强触发，门极正脉冲电流一般为额定触发电流 (直流 ) 的 (3 ～ 5)倍。

(2) 门极触发方式 GTO 门极触发方式通常有下面三种：① 直流触发 在 GTO 被触发导通期间，门极一直加有直流触发信号。② 连续脉冲触发 在 GTO 被触发导通期间，门极上仍加有连续触发脉冲，所以也称脉冲列触发。③ 单脉冲触发 即常用的脉冲触发， GTO 导通之后，门极触发脉冲即结束。

采用直流触发或脉冲列触发方式 GTO的正向管压降较小。采用单脉冲触发时，如果阳极电流较小，则管压降较大，用单脉冲触发，应提高脉冲的前沿陡度，增大脉冲幅度和宽度，才能使 GTO 的大部分或全部达饱和导通状态。

(3) 门极关断控制① 恒压源关断控制 恒压源关断控制电路如图 1-23 所示，晶体

管 V1 控制 GTO触发导通； V2 控制 GTO关断。关断电源 E2 须小于 GTO 的门极反向电压 UGRM 之值，否则会引起 GTO 产生雪崩电流。

② 变压源关断控制 变压源关断控制如图

1-24 所示，晶体管 V通过电容 C供给 GTO触发脉冲信号， GTO导通时，电容 C充电。当关断信号加到可控硅 SCR 使其导通，电容 C 经 SCR放电，为 GTO 门阴极提供一个负脉冲电压，从而关断 GTO 。

③ 脉冲变压器关断控制电路 当需要把门极控制电路与主回路隔离时，可采用脉冲变压器提供控制信号。脉冲变压器关断控制电路如

图 1-25 所示。

2. 可关断晶闸管的缓冲电路 电力电子器件开通时流过很大的电流，阻断时承受很高的电压；尤其在开关转换的瞬间，电路中各种储能元件的能量释放会导致器件经受很大的冲击，有可能超过器件的安全工作区而导致损坏。附加各种缓冲电路，目的不仅是降低浪涌电压、 du/dt

和 di/dt,还希望能减少器件的开关损耗、避免器件损坏和抑制电磁干扰，提高电路的可靠性。

(1) 缓冲电路 吸收过电压的有效方法是在器件两端并联一个吸收过电压的阻容电路。 如果吸收电路元器件的参数选择不当，或连线过长造成分布电感 LS 过大等，也可能产生严重的过电压。

(2) 缓冲电路元件的选择 应选取较小的 RS ， RS 的阻值一般应选取 10

Ω ～ 20Ω 。 RS 不应选用线绕式的，而应是涂膜工艺制作的无感电阻。 要求二极管 VDS 能快速开通、反向恢复时间 tr

r 短和反向恢复电荷 Qr尽量小。吸收电路中的 CS 也应当是无感元件，以尽可能减小吸收电路的杂散分布电感 LS 。

1.4 双极型功率晶体管 双极型功率晶体管 BJT 的容量水平已达 1.8

kV ／ lkA ，频率为 20kHz 。

1.4.1 双极型功率晶体管的结构和工作原理 1. 双极型功率晶体管的结构

2. 双极型功率晶体管的工作原理 以 NPN 型双极型功率晶体管为例，若外电路电源使 UBC<0, 则集电结的 PN 结处于反偏状态；

UBE>0, 则发射结的 PN 结处于正偏状态。此时晶体管内部的电流分布为： (1) 由于 UBC<0,集电结处于反偏状态，形成反向饱和电流 ICBO 从 N 区流向 P 区。 (2) 由于 UBE>0, 发射结处于正偏状态， P 区的多数载流子空穴不断地向 N 区扩散形成空穴电流 IPE,N 区的多数载流子电子不断地向 P 区扩散形成电子电流 INE 。

单个 BJT 电流增益较低，驱动时需要较大的驱动电流，由于单级高压晶体管的电流增益仅为 10左右，为了提高电流增益，常采用达林顿结构，如每级有 10倍的增益，则 3级达林顿结构的电流增益可达 1000左右。

1.4.2 双极型功率晶体管的特性和主要参数1. 双极型功率晶体管的特性(1) BJT 的输出特性 BJT 的输出特性是指在一定的基极电流 IB下，管子的集射极之间的电压 UCE同集电极电流 IC 的关系特性。晶体管有放大、饱和与截止三种工作状态。

BJT 的输出特性

(2) BJT 的开关特性 晶体管有线性和开关两种工作方式。当只需要导通和关断作用时采用开关工作方式。

BJT 主要应用于开关工作方式。① 开关响应特性 在开关工作方式下，用一定的正向基极电

流 IB1 去驱动 BJT 导通，而用另一反向基极电流 IB2迫使 BJT 关断，由于 BJT 不是理想开关，故在开关过程中总存在着一定的延时和存储时间。

BJT 的开关响应特性

延迟时间 td ：加入 IB1 以后一段时间里， iC仍保持为截止状态时的很小电流直到 iC 上升到0.1I CS 。

上升时间 tr ： iC 不断上升，直到iC=ICS ， BJT进入饱和状态。 tr 指 iC 从 0.1ICS上升到 0.9ICS 所需要的时间。

BJT 的开通时间 ton ：延迟时间 td 和上升时间tr 之和。即

ton=td+tr (1-9)

当基极电流突然从正向 IB1变为反向 IB2 时， BJT 的集电极电流 iC并不立即减小，仍保持 ICS ，而要经过一段时间才下降。 存储时间 ts ：把基极电流从正向 IB1变为反向 IB2 时到 iC下降到 0.9ICS 所需的时间。 下降时间 tf： iC继续下降， iC从 0.9ICS 下降到 0.1ICS 所需的时间。 此后， iC继续下降，一直到接近反向饱和电流为止，这时 BJT完全恢复到截止状态。 BJT 的关断时间 toff ：存储时间 ts 和下降时间 tf 之和，即 toff=ts+tf (1-10)

td 存在原因 基极驱动信号到来之前，发射结和集电结都处于反偏状态，它们的空间电荷区较宽。当

Ui 到来时，虽然基极电流立即上升到 IB1 ，但发射结仍然处于反偏状态。 IB1提供空穴，填充发射结空间电荷区，抵消部分静电荷，使空间电荷区变窄，发射结反偏变小。只有发射结接近正向偏置时， iC才开始上升，在这段时间内有 IB1而几乎无 iC ，由于发射结和集电结势垒电容效应，只有势垒电容充电到一定程度， BJT才开始导通，所以存在延迟时间 td 。

tr 存在原因 发射结进入正偏，此后，正偏不断增大， iC 不断上升， BJT接近或进入饱和区。

IB1 一方面继续给发射结和集电结势垒电容充电，另一方面使基区的电荷积累增加，并且还补充基区复合所消耗的载流子，这就存在着上升时间 tr 。

tf 存在原因 当 Ui变为负值，基极电流变为 IB2 ，但 iC不立即变小，而是当基区的电荷减少一定程度， IC才开始下降，所以存在存储时间

ts 。当发射结由正偏变为反偏，集电结和发射结电荷区变宽， iC 下降较快，这就有下降时间 tf 。

BJT 的开关时间对它的应用有较大的影响，选用 BJT 时，应注意其开关频率。应使输入脉冲持续时间大于 BJT 开关时间。改善措施 为了使 BJT 快速导通，缩短开通时间 ton ，驱动电流必须具有一定幅值，前沿较陡的正向驱动电流，可加速 BJT 的导通；为加

速 BJT 关断，缩短关断时间 toff ，驱动电流必须具有一定幅值的反向驱动电流，过冲的负向驱动电流，可缩短关断时间。

驱动电流的理想波形

2. 双极型功率晶体管的主要参数(1) BJT 的电流放大倍数 β 值： β 定义为晶体管的集电极电流变化率和基极电流变化率之比。(2) BJT 的反向电流： BJT 的反向电流会消耗一部分电源能量，会影响管子的稳定性。常希望反向电流尽可能小。有 ICBO 、 ICEO 和 IEBO 。(3) BJT 的反向击穿电压： BJT 的反向击穿电压决定管子承受外加电压的上限。有 U(BR)EBO 、 U(BR)CBO 、

U(BR)CEO

(4) BJT 的极限参数：集电极允许流过的最大电流 ICM ，集电极最大允许耗散功率 PCM, 最大允许结温 TJM 和击穿电压。

1.4.3 双极型功率晶体管的安全工作区1. 正向偏置安全工作区 BJT 的正向偏置安全工作区是由最大集电极电流 ICM 、集电极最大允许耗散功率 PCM 、二次击穿耐量有关的 PSB 和集射极最大电压 U(B

R)CEO 所组成的区域。

2. 反向偏置安全工作区 为了使晶体管截止而不被击穿，电压与电流的工作点必须选在反向安全工作区之内。反向偏置基极电流不同时，反向安全工作区宽窄也不同，若反向偏置基极电流增加时，反向安全工作区变窄。

3. 双极型功率晶体管的二次击穿(1) PN 结的反向击穿 PN 结的反向击穿，可分为三种类型：热电击穿、隧道击穿和雪崩击穿。① 热电击穿 当外加反向电压升高时，较大的反向电流引起热损耗，导致器件的结温升高，促使本征载流子浓度明显增加，使反向电流增长更快。形成强烈的正反馈，最后导致 PN 结击穿。② 隧道击穿 (齐纳击穿 ) 如果 PN 结势垒区的电场很强，穿过禁带的电子很多，反向电流增长很快，从而引起了 PN 结击穿。

③ 雪崩击穿 在反向高电压下， PN 结势垒区的电场很强，载流子在强电场中得到大的动能，从而成为“热”载流子，“热”载流子与晶格原子相碰撞，使晶格原子价带内的电子被激发到导带，形成电子 -空穴对。不断地发生碰撞，不断地产生第二、三、四…代电子 -空穴对，使载流子成倍增加，从而引起了 PN 结击穿。大功率电力电子器件中，雪崩击穿是常见击穿现象。

(2) 二次击穿的过程和特点 晶体管二次击穿特性如图所示，分别代表 BJT 发射极为正偏压、零偏压和负偏压时的二次击穿特性，现在以零偏压为例分析二次击穿现象的发生过程，当电压 UCE 增大到达 D点时，集电极发生雪崩效应，晶体管的电流上升到 B点，经过一短暂的时间后，电压将会突然减小到 E点。同时电流急骤增大。如果没有适当的保护措施，电流将继续增大到 F点，从而会造成晶体管永久性损坏。这种从高电压小电流向低电压大电流跃变并伴随着电流急骤增大的现象，称为晶体管的二次击穿。

晶体管二次击穿特性

晶体管二次击穿的特点：① 在二次击穿点停留的时间 称为二次击穿的延迟时间，对于不同类型的二次击穿，这一时间的长短相差很大。② 从 B点到 E 点的过渡几乎是瞬时的，晶体管的状态不可能稳定在 B ～ E 这一区域内，而且到 E点是不可逆的。即使使晶体管回到触发前的状态，但重复几次仍然会使晶体管变成永久性失效。③ 在 E点的电压称为二次击穿的维持电压。维持电压都在 10V ～ 15V左右。

(3) 产生二次击穿的原因 二次击穿主要是由于器件芯片局部过热引起。 在正向偏置时，温度升高是由热不均衡性引起的。由于晶体管的结面上有缺陷和参数分布不均匀，导致电流分布不均匀，从而引起温度分布不均匀。温度高的局部区域载流子浓度将增加，使电流更加密集，这种恶性循环形成热不稳定性。如果局部区域所产生的热量不能及时散发，将使电流上升失去控制。一旦温度达到材料熔点，便造成永久性破坏。

反向偏置时，温度升高是由雪崩击穿引起的。由于发生一次雪崩击穿之后，在某些点上因电流密度过大，改变了结电场分布，产生负阻效应，从而使局部温度过高的一种现象。 二次击穿最终是由于局部过热而引起，而热点的形成需要能量的积累，即需要一定的电压、电流和一定的时间。因此，集电极电压、电流、负载性质、导通脉冲宽度、基极电路的配置以及材料、工艺等因素都对二次击穿有一定的影响。

1.4.4 驱动电路和缓冲电路1. 双极型功率晶体管的驱动电路(1) BJT 的驱动电路的重要性 驱动电路性能不好，轻则使 BJT 不能正常工作，重则导致 BJT损坏。其特性是决定电流上升率和动态饱和压降大小的重要因素之一。 增加基极驱动电流使电流上升率增大，使 BJT饱和压降降低，从而减小开通损耗。 过大的驱动电流，使 BJT饱和过深，退出饱和时间越长，对开关过程和减小关断损耗越不利。 驱动电路是否具有快速保护功能，是决定 BJT 在过电压或过电流后是否损坏的关键因素之一。

BJT 对基极驱动电路的基本要求： ① BJT 导通时，基极电流值在最大负载下应维护 BJT饱和导通，电流的上升率应充分大，以减小开通时间。 ② BJT 关断时，反向注入的基极电流峰值及下降率应充分大，以缩短关断时间。

③ 为防止关断时的尾部效应而导致 BJT 的损坏，驱动电路应提供给基射结合适的反偏电压，促使 BJT 快速关断，防止二次击穿。

④ BJT瞬时过载时，驱动电路应能相应地提供足够大的驱动电流，保证 BJT 不因退出饱和区而损坏。 ⑤ BJT 导通过程中，如果 BJT集射结承受电压或流过它的电流超过了设定的极限值，应能自动切除 BJT 的基极驱动信号。

为了提高工作速度，降低开关损耗，多采用抗饱和措施；为了确保器件使用安全，尽可能采用多种保护措施，为了使电路简化，功能齐全，应尽可能采用集成器件。

(2) BJT 驱动电路的设计方法① 开通与通态 基极电流应尽可能大，以便开通或关断大的集电极电流。但基极电流过大会造成电路过饱和，增大了关断时间，反而降低了承受破坏的能力。因此，基极电流按下式取值： IB1=(1.5 ～ 2) ICmax/ (1-11)

② 关断与断态 反向基极电流 IB2较大， BJT 的关断时间缩短，但是 IB2 增大，浪涌电压增大，反向偏置安全工作区变窄，确定 IB2 必须考滤到使用频率、反向偏置安全工作区、存储时间和下降时间。所以在实际应用中， IB2 最大峰值为 IB1 的 (2 ～ 3)倍。

(3) 基极驱动电路的基本型式① 恒流驱动电路 “恒流驱动”是指 BJT 的基极电流保持恒定，不随集电极电流变化而变化。为了保证 BJT 在任何负载情况下都能处于饱和导通，所需的基极电流

IB 应按 BJT 最大可能通过的集电极电流 ICmax 来设计，即 IB ＞ ICmax/β (1-12) 恒流驱动使空载时饱和深度加剧，存储时间大。为了克服上述弊端常需采用其他辅助措施。抗饱和贝克箝位电路如图所示，将多余的基极电流从集电极引出，使 BJT 在不同集电极电流情况下都处于饱和状态。

箝位二极管 VD2必须是快速恢复二极管且其耐压必须和 BJT 的耐压相当。由于电路工作于准饱和状态，其正向压降增加，增大了导通损耗。

② 截止反偏驱动电路 当 ui 为高电平时，晶体管 V1 及 V2 导通，正电源 +VCC经过电阻 R3 及 V2 向 BJT提供正向基极电流，使 BJT 导通。当 ui 为低电平时， V1 及 V2 截止而 V3 导通，负电源 -

VCC 加于 BJT 的发射结上， BJT 基区中的过剩载流子被迅速抽出， BJT 迅速关断。

固定反偏互补驱动电路

2. 双极型功率晶体管的缓冲电路 BJT 的缓冲器常采用阻容二极管 RCD 的吸收网络

此处电阻 R 应选用电感量较小的电阻，电容 C 应选用低串联电阻、电感小且频率特性好的电容。

未加缓冲电路时，在开通和关断过程中的某一时刻，会出现集电极电压 uC 和集电极电流 iC同时达到最大值的情况。这时瞬时开关损耗也最大。 采用开通和关断缓冲电路，其负载线轨迹如图 (c)的实线所示。

缓冲电路所以能够减小开关器件的开关损耗，是因为把开关损耗由器件本身转移至缓冲电路内，根据这些被转移的能量如何处理，引出了两类缓冲电路： 一类是耗能式缓冲电路，即转移至缓冲器的开关损耗能量消耗在电阻上，这种电路简单，但效率低；另一类是馈能式缓冲电路，即将转移至缓冲器的开关损耗能量以适当的方式再提供给负载或回馈给供电电源，这种电路效率高但电路复杂。

1) 耗能式缓冲电路① 关断缓冲电路 电容越大 du/dt越小。 BJT集电极电压被电容电压牵制，所以不再会出现瞬时尖峰功耗。

② 开通缓冲电路 如果缓冲电感 LS采用饱和电抗器则效果会更好。因为只要设计得当，使得缓冲电感在集电极电压下降到零后处于饱和状态，而在饱和之前呈现高阻抗，因而开通损耗亦较小。

③ 复合缓冲电路

(2) 馈能式缓冲电路将储能元件中的储能通过适当的方式回馈给负载或电源，可以提高装置的效率。在馈能过程中，由于采用的元件不同，又可分为无源和有源两种方式。

① 馈能式关断缓冲电路

② 馈能式开通缓冲电路

③ 馈能式复合缓冲电路

3. BJT 的保护电路(1) 过电流、短路保护 由于 BJT 存在二次击穿等问题，由于二次击穿很快，远远小于快速熔断器的熔断时间，因此诸如快速熔断器之类的过电流保护方法对 BJT类电力电子设备来说是无用的。 BJT 的过电流保护要依赖于驱动和特殊的保护电路。

① 电压状态识别保护 当 BJT处于过载或短路故障状态时 ,随着集电极电流的急剧增加 , 其基射极电压和集射极电压均发生相应变化 , 可利用这一特点对 BJT进行过载和短路保护。

② 桥臂互锁保护 逆变器运行时，可能发生桥臂短路故障，造成器件损坏。只有确认同一桥臂的一个

BJT 关断后，另一个 BJT才能导通。这样能防止两管同时导通，避免桥臂短路。 BJT 的热容量极小，过电流能力很低，要求故障检测、信号传送及保护动作能瞬间完成，要在微秒级的时间内将电流限制在过载能力的限度以内。

(2) 欠饱和及过饱和保护 BJT 的二次击穿多由于 BJT 工作于过饱和状态引起的，而过基极驱动引起的过饱和又使 BJT 的存储时间不必要地加长，直接影响着 BJT 的开关频率，所以 BJT 的过饱和及欠饱和保护对它的安全可靠工作有着极其重要的作用。通常欠饱和保护可根据被驱动 BJT 的基射极电压降的高低来自动调节基极驱动电流的大小，构成准饱和基极驱动器来完成。

(3) 基极驱动电路电源电压监控保护 BJT 是电流控制器件，基极驱动电路自身电源影响着被驱动 BJT 的可靠工作，这就要求一个较理想的基极驱动电路，应有自身工作电源电压监控保护。当电源电压低于一定值时，则通过自动电路保证 BJT 不能被驱动，以免 BJT 在关断时损坏 BJT 。

4. BJT 应用时应注意事项(1) BJT 的工作点是随所选电压和电流的不同而变化的，特性表中的参数是在特定条件下的参数值，而且是指环境温度为 +25℃ 下的数值。(2) 当环境温度高于 +25℃ 时， BJT 功率应适当降低，一般可按下述公式计算 PCM=(T1-T0) /RT (1-13) 提高 BJT 可靠性的具体措施是：增大电压和电流裕量，同时改善散热条件。(3) BJT 电流、功率增益随工作频率而改变。当 BJT工作于开关状态时，只工作于饱和状态和截止状态，放大区参数是没有意义的。

(4) BJT 应尽量避免靠近发热元件，以保证管壳散热良好。当 BJT 的耗散功率≥ 5W 时，应加散热器。(5) 焊接 BJT 时，应采用熔点不超过 150℃ 的低熔点焊锡；电烙铁以 60W 以下为宜，时间不超过 5

s 。(6) 为了减少 β 值对温度的依赖性，应尽可能采用与 β 值变化关系不大的电路设计方案。(7) 对于功放管，为避免其过热，最有效的方法是采用热敏电阻器保护。(8) 为防止 BJT 二次击穿，尽量避免采用电抗成分过大的负载，并合理选择工作点及工作状态，使之不超过功率管的安全工作区。

1.5 功率场效应晶体管 根据其结构不同分为结型场效应晶体管，金属 -氧化物 - 半导体场效应晶体管。 根据导电沟道的类型可分为 N沟道和 P沟道两大类； 根据零栅压时器件的导电状态又可分为耗尽型和增强型两类， 目前功率 MOSFET 的容量水平为 50A ／ 5

00 V ，频率为 100kHz 。

1.5.1 结构和工作原理1. 功率场效应晶体管的结构 VDMOS 结构采用垂直导电的双扩散 MOS 结构，利用两次扩散形成的 P 型和 N+ 型区，在硅片表面处的结深之差形成沟道，电流在沟道内沿表面流动，然后垂直被漏极接收。 VDMOS 管的衬底是重掺杂 ( 超低阻 ) N+ 单晶硅片，其上延生长一高阻 N －层 ( 最终成为漂移区，该层电阻率及外延厚度决定器件的耐压水平 ) , 在

N －上经过 P 型和 N 型的两次扩散，形成 N+N －PN+ 结构。

栅极为零偏压时， iD 被 P 型体区阻隔，漏源之间的电压 UDS 加在反向 PN －结上，整个器件处于阻断状态。当栅极正偏压超过阈值电压 UT 时 沟通道由 P 型变成 N+ 型，这个反型的沟道成为 iD 电流的通道，整个器件又处于导通状态。它靠 N+ 型沟道来导电故称之为 N沟道 VDMOS 管。在 MOSFET中只有一种载流子 (N沟道时是电子， P沟道时是空穴 ) 。由于电子的迁移率比空穴高 3倍左右，从减小导通电阻增大导通电流计，一般常用 N沟道器件。

功率 MOSFET 在特性上的优越之处在于没有热电反馈引起的二次击穿、输入阻抗高、跨导的线性度好和工作频率高。

2. 功率场效应晶体管的工作原理 当栅源极电压 UGS＝ 0 时，漏极下的 P 型区表面不出现反型层，无法沟通漏源。此时即使在漏源之间施加电压也不会形成 P 区内载流子的移动，即 VMOS 管保持关断状态。 当栅源极电压 UGS＞ 0且不够充分时，栅极下面的 P 型区表面呈现耗尽状态，还是无法沟通漏源，此时 VMOS 管仍保持关断状态。 当栅源极电压 UGS 或超过强反型条件时，栅极下面的硅的表面从 P 型反型成 N 型，形成

N 型表面层并把源区和漏区联系起来 , 从而把漏源沟通，使 VMOS 管进入导通状态。

1.5.2 特性和主要参数1. 功率场效应晶体管的特性(1) 功率 MOSFET 的转移特性 转移特性表示功率 MOSFET 的输入栅源电压 UGS 与输出漏极电流 ID 之间的关系。转移特性表示功率 MOSFET 的放大能力，与 BJT中的电流增益相仿，由于功率 MO

SFET 是电压控制器件，因此用跨导这一参数来表示。

（ a）功率 MOSFET 的转移特性

(2) 功率 MOSFET 的输出特性 当栅源电压 UGS 一定时，漏极电流 ID 与漏源电压 UDS 间关系曲线称为 VMOSFET 的输出特性。只有当栅源电压 UGS 达到或超过强反型条件时，使 MOSFET进入导通状态。栅源电压 UGS越大，漏极电流越大，可见漏极电流 ID受栅源电压 UGS 的控制。输出特性分为三个区域，可调电阻区、饱和区和雪崩区。

在可调电阻区Ⅰ内，器件的电阻值是变化的。当栅源电压 UGS 一定时，器件内的沟道已经形成，若漏源电压 UDS 很小时，对沟道的影响可忽略，此时沟道的宽度和电子的迁移率几乎不变，所以 ID 与 UDS 几乎呈线性关系。 在饱和区Ⅱ中，当 UGS 不变时， ID趋于不变。当 UDS 增大至使漏极 PN 结反偏电压过高，发生雪崩击穿， ID突然增加，此时进入雪崩区Ⅲ，直至器件损坏。使用时应避免出现这种情况。

(3) 功率 MOSFET 的开关特性因为 MOSFET 存在输入电容 Ci ， Ci 有充电过程，栅极电压 UGS呈指数曲线上升 , 当

UGS 上升到开启电压 UT 时，开始出现漏极电流 iD ，从脉冲电压的前沿到 iD 出现，这段时间称为开通延迟时间 td 。随着 UGS 增加， iD 上升，从有 iD 到 iD 达到稳态值所用时间称为上升时间 tr 。开通时间 ton可表示为 ton＝ td＋ tr (1-14)

当脉冲电压下降到零时，栅极输入电容 Ci 通过信号源内阻 RS 和栅极电阻 RG 开始放电，栅极电压 UGS按指数曲线下降，当下降到 UGSP 时，漏极电流才开始减小，这段时间称为关断延迟时间 ts 。

之后， Ci 继续放电，从 iD 减小，到 UGS＜ UT沟道关断， iD 下降到零。这段时间称为下降时间 tf 。关断时间 toff 可表示为 toff＝ ts＋ tf (1-15) 由上分析可知，改变信号源内阻 RS ，可改变 Ci 充、放电时间常数，影响开关速度。

功率 MOSFET 开关特性

(4) 安全工作区 (SOA) 功率 MOSFET没有二次击穿问题，具有非常宽的安全工作区，特别是在高电压范围内，但是功率 MOSFET 的通态电阻比较大，所以在低压部分不仅受最大电流的限制，还要受到自身功耗的限制。

正向偏置安全工作区

① 正向偏置安全工作区 (FBSOA) 正向偏置安全工作区由四条边界极限所包围的区域。漏源通态电阻线，最大漏极电流线，最大功耗限制线和最大漏源电压线，② 开关安全工作区 (SSOA) 开关安全工作区 (SSOA)表示器件工作的极限范围。在功率 MOSFET换流过程中，当器件体内反并联二级管从导通状态进入反向恢复期时，如果漏极电压上升过大，则很容易造成器件损坏。二极管反向恢复期内漏源极的电压上升率称为二极管恢复耐量，二极管恢复耐量是功率 MOSFET 可靠性的一个重要参数。

2. 功率场效应晶体管的主要参数(1) 漏源击穿电压 BUDS ：该电压决定了功率

MOSFET 的最高工作电压。(2) 栅源击穿电压 BUGS ：该电压表征了功率

MOSFET栅源之间能承受的最高电压。(3) 漏极最大电流 ID ：表征功率 MOSFET 的电流容量。(4) 开启电压 UT ：又称阈值电压，它是指功率 MOSFET 流过一定量的漏极电流时的最小栅源电压。

(5) 通态电阻 Ron ：通态电阻 Ron 是指在确定的栅源电压 UGS 下，功率 MOSFET处于恒流区时的直流电阻，是影响最大输出功率的重要参数。(6) 极间电容：功率 MOSFET 的极间电容是影响其开关速度的主要因素。其极间电容分为两类；一类为 CGS 和 CGD ，它们由 MOS 结构的绝缘层形成的，其电容量的大小由栅极的几何形状和绝缘层的厚度决定；另一类是 CDS ，它由 PN 结构成，其数值大小由沟道面积和有关结的反偏程度决定。

一般生产厂家提供的是漏源短路时的输入电容 Ci 、共源极输出电容 Cout 及反馈电容 Cf ，它们与各极间电容关系表达式为 Ci＝CGS＋CGD (1-16)

Cout＝CDS＋CGD (1-17)

Cf＝CGD (1-18)

显然， Ci﹑Cout 和 Cf 均与漏源电容 CGD 有关。

1.5.3 门极驱动电路和缓冲电路1. 功率场效应晶体管的门极驱动电路(1) 功率 MOSFET 驱动电路的共性问题① 驱动电路应简单、可靠。也需要考虑保护、隔离等问题。② 驱动电路的负载为容性负载。③按驱动电路与栅极的连接方式可分为直接驱动与隔离驱动。

(2) 功率 MOSFET 对栅极驱动电路的要求①保证功率 MOSFET 可靠开通和关断，触发脉冲前、后沿要求陡峭。② 减小驱动电路的输出电阻，提高功率 MO

SFET 的开关速度。③触发脉冲电压应高于管子的开启电压，为了防止误导通，在功率 MOSFET 截止时，能提供负的栅源电压。④ 功率 MOSFET 开关时所需的驱动电流为栅极电容的充、放电电流。

⑤ 驱动电路应实现主电路与控制电路之间的隔离，避免功率电路对控制信号造成干扰。⑥ 驱动电路应能提供适当的保护功能，使得功率管可靠工作，如低压锁存保护、过电流保护、过热保护及驱动电压箝位保护等。⑦ 驱动电源必须并联旁路电容，它不仅滤除噪声，也用于给负载提供瞬时电流，加快功率 MOSFET 的开关速度。

(3) 功率 MOSFET 驱动电路① 直接驱动

TTL 驱动电路

② 隔离驱动电路

对于 VDMOS ，其驱动电路非常简单，但在高速开关驱动时或在并联运行时，可在其驱动电路的输出级上接入射极跟随器，并尽可能地减小输出电阻，以缩短它的开通和关断时间。如果在驱动信号上做到阻断时栅源电压小于零，就能进一步缩短关断时间。

2. 功率场效应晶体管的缓冲电路 功率 MOSFET 的缓冲电路甚至可以不加。另外，如果电路中需要流过一个较大的反向续流，可以在 VDMOS 管外侧反并联一个高速恢复二极管，使电流由此旁路而不流入内部，为吸收反并联二极管的换向过电压，在 VDMOS源极与漏极之间也并联

RC吸收电路，其连接线应尽量短。

3 功率 MOSFET 的保护(1) 静电保护 在静电较强的场合，容易静电击穿，造成栅源短路。 ① 应存放在防静电包装袋、导电材料包装袋或金属容器中。取用器件时，应拿器件管壳，而不要拿引线。 ② 工作台和烙铁都必须良好接地，焊接时电烙铁功率应不超过 25W ，最好使用 12V ～ 24V 的低电压烙铁，且前端作为接地点，先焊栅极，后焊漏极与源极。 ③ 在测试MOSFET 时，测量仪器和工作台都必须良好接地， MOSFET 的三个电极未全部接入测试仪器或电路前，不要施加电压，改换测试范围时，电压和电流都必须先恢复到零

(2) 栅源间的过电压保护 适当降低驱动电路的阻抗，在栅源间并接阻尼电阻。(3) 短路、过电流保护 功率 MOSFET 的过电流和短路保护与 BJT 基本类似，仅是快速性要求更高，在故障信号取样和布线上要考虑抗干扰，并尽可能减小分布参数的影响。(4) 漏源间的过电压保护 在感性负载两端并接箝位二极管，在器件漏源两端采用二极管 VD 及 RC箝位电路或采用 RC 缓冲电路。

漏源间的过电压保护电路

1.6 绝缘栅双极型晶体管绝缘栅双极型晶体管 IGBT 是 80年代中期问世的一种新型复合电力电子器件，由于它兼有 MOSFET 的快速响应、高输入阻抗和 BJT 的低通态压降、高电流密度的特性，这几年发展十分迅速。目前， IGBT 的容量水平达 (1200 ～ 1600A)/(1800 ～ 3330V),工作频率达 40kHz 以上。

1.6.1 结构和工作原理1. 绝缘栅双极型晶体管的结构 IGBT相当于一个由 MOSFET 驱动的厚基区 BJT 。从图中我们还可以看到在集电极和发射极之间存在着一个寄生晶闸管，寄生晶闸管有擎住作用。采用空穴旁路结构并使发射区宽度微细化后可基本上克服寄生晶闸管的擎住作用。 IGBT 的低掺杂 N漂移区较宽，因此可以阻断很高的反向电压。

IGBT 的结构、符号及等效电路

2. 绝缘栅双极型晶体管的工作原理 当 UDS＜ 0 时， J3PN 结处于反偏状态， IGB

T呈反向阻断状态。 当 UDS＞ 0 时，分两种情况：① 若门极电压 UG＜开启电压 UT ， IGBT呈正向阻断状态。② 若门极电压 UG＞开启电压 UT ， IGBT 正向导通。

1.6.2 特性和主要参数(1) IGBT 的伏安特性 以栅射电压 UGE 为参变量时，集电极电流 IC 和集射电压 UCE 之间的关系曲线。 IGBT 的伏安特性也可分为饱和区、放大区和击穿区三个部分。在正向导通的大部分区域内， IC 与 UCE呈线性关系，此时 IGBT 工作于放大区内。对应着伏安特性明显弯曲部分，这时 IC 与 UCE呈非线性关系，此时

IGBT 工作于饱和区。开关器件 IGBT 常工作于饱和状态和阻断状态，若 IGBT 工作于放大状态将会增大 IGBT 的损耗。

IGBT 的伏安特性和转移特性

(2) IGBT 的转移特性 是指输出集电极电流 IC 与栅射控制电压 UGE之间的关系曲线。当栅射电压 UGE＜ UGEth时， IGBT处于关断状态。当 UGE＞ UGEth时， IGBT 导通。 IGBT 导通后的大部分集电极电流范围内， IC 与 UGE呈线性关系。

(3) 开关特性

(4) 擎住效应 IGBT 为四层结构，存在一个寄生晶闸管，在 NPN 晶体管的基极与发射极之间存在一个体区短路电阻， P 型体区的横向空穴流过此电阻会产生一定压降，对 J3 结相当于一个正偏置电压。在规定的集电极电流范围内，这个正偏置电压不会使 NPN 晶体管导通；当 IC 大到一定程度时，该偏置电压使 NPN 晶体管开通，进而使 NPN 和 PNP晶体管处于饱和状态。于是栅极失去控制作用，这就是所谓的擎住效应。

(5) 安全工作区 IGBT 开通时的正向偏置安全工作区由电流、电压和功耗三条边界极限包围而成。最大集电极电流 ICM 是根据避免动态擎住而确定的，最大集射极电压 UCEM 是由 IGBT中 PN

P 晶体管的击穿电压所确定；最大功耗则由最高允许结温所决定。 IGBT 关断时的反向偏置安全工作区与 IGB

T 关断时的 du/dt 有关， du/dt越高， RBSOA越窄。

IGBT 的安全工作区

2. 绝缘栅双极型晶体管的主要参数(1) 集射极额定电压 UCES 栅射极短路时的 IGBT 最大耐压值。(2) 栅射极额定电压 UGES

UGES 是栅极的电压控制信号额定值。只有栅射极电压小于额定电压值，才能使 IGBT导通而不致损坏。

(3) 栅射极开启电压 UGEth 使 IGBT 导通所需的最小栅 -射极电压 , 通常

IGBT 的开启电压 UGEth 在 3V ～ 5.5V 之间。(4) 集电极额定电流 IC 在额定的测试温度 (壳温为 25 )℃ 条件下， I

GBT 所允许的集电极最大直流电流。(5) 集射极饱和电压 UCEO IGBT 在饱和导通时，通过额定电流的集射极电压。通常 IGBT 的集射极饱和电压在 1.5

V ～ 3V 之间。

1.6.3 驱动电路1. IGBT 的栅极驱动(1) 栅极驱动电路对 IGBT 的影响① 正向驱动电压 +V 增加时， IGBT输出级晶体管的导通压降和开通损耗值将下降，但并不是说 +V值越高越好。

② IGBT 在关断过程中，栅射极施加的反偏压有利于 IGBT 的快速关断。③ 栅极驱动电路最好有对 IGBT 的完整保护能力。④ 为防止造成同一个系统多个 IGBT中某个的误导通，要求栅极配线走向应与主电流线尽可能远，且不要将多个 IGBT 的栅极驱动线捆扎在一起。

(2) IGBT栅极驱动电路应满足的条件① 栅极驱动电压脉冲的上升率和下降率要充分大。② 在 IGBT 导通后，栅极驱动电路提供给 IGBT 的驱动电压和电流要具有足够的幅度。③ 栅极驱动电路的输出阻抗应尽可能地低。

栅极驱动条件与 IGBT 的特性密切相关。设计栅极驱动电路时，应特别注意开通特性、负载短路能力和引起的误触发等问题。

2. IGBT 驱动电路 (1) 阻尼滤波门极驱动电路：为了消除可能的振荡现象， IGBT 的栅射极间接上 RC网络组成阻尼滤波器且连线采用双绞线

(2) 光耦合器门极驱动电路 ：驱动电路的输出级采用互补电路的型式以降低驱动源的内阻，同时加速 IGBT 的关断过程。

(3) 脉冲变压器直接驱动 IGBT 的电路 由于是电磁隔离方式，驱动级不需要专门直流电源，简化了电源结构。

3. IGBT 的保护(1) 静电保护 IGBT 的输入级为 MOSFET ，所以 IGBT也存在静电击穿的问题。防静电保护极为必要。可采用 MOSFET防静电保护方法。(2) 过电流保护 与 BJT 一样， IGBT 过电流可采用集射极电压状态识别保护方法。

(3) 短路保护

1.8 电力电子器件的串并联技术 尽管电力电子器件的电流容量和电压等级在不断提高，但仍然不能满足大容量整机应用的要求，需要串联使用以提高它们的电压等级或并联使用以提高它们的电流容量。

1.8.1 晶闸管的串并联1. 晶闸管的串联连接

（ 1）静态均压 由于串联各器件的正向 ( 或反向 ) 阻断特性不同，但在电路中却流过相等的漏电流，因而各器件所承受的电压是不同的。 选用特性比较一致的器件进行串联 给每个晶闸管并联均压电阻 Rj 。如果均压电阻 Rj 大大小于晶闸管的漏电阻，则电压分配主要决定于 Rj ，但如 Rj 过小，则会造成 Rj 上损耗增大，因此要综合考虑。

（ 2） 动态均压 晶闸管在开通和关断的过程中，由于各器件的开通时间和关断时间等参数不一致，而造成的动态不均压问题。 晶闸管在开关过程中瞬时电压的分配决定于各晶闸管的结电容﹑导通时间和关断时间等差别，为了使开关过程中的电压分配均匀，减小电容 C 对晶闸管放电造成过大的 di/dt ，还应在电容 C支路中串联电阻

R 。

晶闸管串联连接时 应尽可能选择参数比较接近的晶闸管串联，串联的各晶闸管开通时间之差要小； 要求门极触发脉冲的前沿要陡，触发脉冲的电流要大，使晶闸管的开通时间短，趋于一致。

晶闸管串联均压电路

由于晶闸管制造工艺的改进，器件的电压等级不断提高，因此要求晶闸管串联连接的情况会逐步减少。 器件串联后，必须降低电压的额定值使用，串联后选择晶闸管的额定电压为 (1-19)式中 Um— 作用于串联器件上的峰值电压 ns—串联器件个数

s

mTN )8.3~2.2(

nU

U

2. 晶闸管的并联连接

① 串联电阻法 由于串联电阻增大损耗，对电力电子器件而言无实用价值。

② 串联电抗法 用一个均流电抗器 (铁心上带有两个相同的线圈 )接在两个并联的晶闸管电路中。但因铁心笨重，线圈绕制不便，在并联支路数很多时，线路的配置就较复杂了。

采用两个耦合较好的空心电感，也可起到一定的均流效果。空心电抗器均流是目前普遍采用的均流方法。它的优点是接线简单，还有限制 di/dt 和du/dt 的作用。由于空心电抗器的线圈都有电阻，因此实际上它是电阻串电感均流。

器件并联后，必须降低电流的额定值使用，并联后选择晶闸管的额定电流为 (1-20)式中 I— 允许过载时流过的总电流平均值 np—并联器件个数

pTN )5.2~7.1(

nII

晶闸管并联连接时1．应尽可能选择参数比较接近的晶闸管进行并联；2．触发脉冲的前沿要陡，触发脉冲的电流要大，使并联的各晶闸管开通时间之差要小。3．适当增大电感，可以减少各并联支路中动态电流的偏差。4．在安装时使各并联支路铜线长短相同，使各支路的分布电感和导线电阻相近。 在晶闸管装置需要同时采取串联和并联晶闸管时，通常采用先串后并的方法。

1.8.2 GTO 的串并联 1. GTO 的串联连接 GTO串联时，采用与晶闸管相似的方法解决均压问题。 GTO 的动态不均压的过电压产生于器件开通瞬间电压的后沿和关断瞬间电压的前沿，精心设计门极控制电路，采用强触发脉冲驱动，以消除动态不均压的影响。

GTO串联均压电路

2. GTO 的并联连接 一个 GTO 内部就是由几百个小 GTO 单元并联工作的，从某种意义上说，这就给多个 GTO 之间的并联工作创造了先天性的有利条件。也可以采用串联电阻或电抗器等均流措施。

GTO并联均流电路

GTO并联要解决的是在开通和关断过程中产生的动态不均流问题。随结温的上升，开通时间将缩短，而关断时间却有延长的趋势，这就更加大了并联工作的 GTO1 与 GTO2 之间的开关时间差异，从而导致 GTO的开关损耗进一步增大，温度再增高，这样继续下去，恶性循环的结果就会烧坏器件。

除了严格挑选并联工作的 GTO 通态电压相等外，精心设计门极控制电路，采用强触发脉冲驱动，力争做到并联的 GTO同时开通和同时关断。

1.8.3 BJT 的串并联1. BJT 的串联连接 由于 BJT 对过电压敏感，通常 BJT 是不进行串联运行的，

2. BJT 的并联连接 大电流 BJT 管芯中采用了若干小电流的 BJ

T并联，因此用并联来增大 BJT 电流容量是比较常用的方法。 当负载电流比较小时，并联的两个管子的集电极电流分配是极不均匀的，但是随着负载电流的增大，电流分配将大为改善。使用同一个厂家同一型号的管子，多管并联时可以不采用负载均衡措施。开关过程中， BJT 的负载分配是不均匀的，必须设计一种合适的电路，使它能够在动态下自动保持并联的管子的均衡负载能力。

自适应驱动电路 通过二极管 VDAS 的自适应作用， BJT总是能使基极电流自动和集电极电流相适应。

1.8.4 功率 MOSFET 的串并联1. 功率 MOSFET 的串联连接 一般来说，因功率 MOSFET经常工作在高频开关电路中，常用的电阻与电容串并联在解决动态均压时，由于分布参数的影响，难以做到十分满意，所以除非必要，通常不将它们串联工作。

2. 功率 MOSFET 的并联连接 由于功率 MOSFET 的导通电阻是单极载流子承载的，具有正的电阻温度系数。当电流意外增大时，附加发热使导通电阻自行增大，对电流的正增量有抑制作用，所以功率 MOSFET 对电流有一定的自限流能力，比较适合于并联使用而不必采用并联均流措施。

1.8.5 IGBT 的串并联1. IGBT 的串联连接 与 MOSFET 一样，通常 IGBT 不串联使用。

2. IGBT 的并联连接 (1) 并联时的注意事项① 当并联使用时，使用同一等级 UCES 的模块。② 并联时，各 IGBT 之间的 IC 不平衡率≤ 18% 。③ 并联时，各 IGBT 的开启电压应一致，如开启电压不同，则会产生严重的电流分配不均匀。

(2) 并联时的接线方法 在各模块的栅极上分别接上各模块推荐值

的 RG 。栅极到各模块驱动级的配线长短及引线电感要相等，否则会引起各模块电流的分配不均匀，并会造成工作过程中开关损耗的不均匀。 控制回路的接线应使用双芯线或屏蔽线。 主电路需采用低电感接线。使接线尽量靠近各模块的引出端，使用铜排或扁条线，以尽可能降低接线的电感量。

小 结1. 根据开关器件是否可控分类(1) 不可控器件二极管 VD 是不可控器件。(2) 半控器件普通晶闸管 SCR 是半控器件。(3) 全控器件GTO 、 BJT 、功率 MOSFET 、 IGBT 等。

2. 根据门极 (栅极 ) 驱动信号的不同(1) 电流控制器件 驱动功率大，驱动电路复杂，工作频率低。该类器件有 SCR 、 GTO 、 BJT 。(2) 电压控制器件 驱动功率小，驱动电路简单可靠，工作频率高。该类器件有功率 MOSEET 、 IGBT 。

3. 根据载流子参与导电情况之不同，开关器件又可分为单极型器件、双极型器件和复合型器件。(1) 单极型器件功率 MOSFET 。 (2) 双极型器件二极管、 SCR 、 GTO 、 BJT 。(3) 复合型器件IGBT ，是电力电子器件发展方向。

电力电子器件中电压，电流额定值从高往低的器件是 SCR 、 GTO 、 IGBT 、 BJT和功率 MOSFET 。 工作频率从高往低的器件是功率 MOSFET 、

IGBT 、 BJT 、 GTO 和 SCR 。