筑波大学大学院博士課程

システム情報工学研究科修士論文

寄生素子付き平面構成アンテナの機能化に関する研究

池田　彰（知能機能システム専攻）

指導教官　平沢　一紘

2005年 1月

目次

1 序論 1

2 理論 2

2.1 モーメント法 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

2.2 入力インピーダンス . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.3 電圧定在波比（VSWR） . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

2.4 VSWR≤2であるための必要条件 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.5 周波数帯域幅 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.6 垂直偏波と水平偏波 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.7 マッチングファクター (MF) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.8 アダプティブアレーアンテナ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

3 PIAAによる妨害波除去 12

3.1 パワーインバージョン . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3.2 システム構成 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

3.3 アンテナ構成 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

3.4 解析結果 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

3.4.1 計算結果 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

3.4.2 指向性パターン . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

3.4.3 各信号波増幅率によるアンテナ利得 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

3.4.4 ループ利得によるアンテナ利得 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

3.4.5 妨害波到来方向によるアンテナ利得 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

4 給電位置切り替えによる多周波共用化 18

4.1 アンテナ構成 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

4.2 解析結果 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

4.2.1 入力特性 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

4.2.2 電流分布 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

4.2.3 放射パターン . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

4.3 導体板の影響 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

4.4 寄生素子の影響 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

5 寄生素子による利得の向上 27

5.1 システム構成 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

5.2 PIFAの設計 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

5.2.1 Widthによる変化 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

5.2.2 Depthによる変化 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

5.2.3 Heightによる変化 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

5.2.4 distanceによる変化 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

5.2.5 周囲長一定での変化 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

5.3 給電素子の設計 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

5.4 寄生素子の設計 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

5.4.1 アンテナ構成 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

5.4.2 横幅 A による変化 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

5.4.3 折り返し長さ Bによる変化 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

5.5 導体板の距離による特性の変化 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

5.6 最良となったアンテナ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

5.6.1 アンテナ構成 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

5.6.2 入力特性 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

5.6.3 電流分布 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

5.6.4 放射パターン . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

6 結論 47

謝辞 48

参考文献 49

1 序論

携帯電話は 2001年に第三世代携帯電話のサービスが本格化してから現在に至るまで、テレビ放

送受信・GPS受信など様々な進化を遂げてきている。また、将来においても 2006年にはモバイル

向け地上波デジタル放送（１セグ放送）が始まり、2007年には携帯電話に燃料電池が搭載され、第

四世代 (4G)携帯電話が導入される見通しであり、更なる機能化が行われていくと考えられる。携

帯電話は通話のほかに、テレビ受信、インターネットや GPS受信など多様な機能が搭載され、携

帯情報端末となってきている。多種多様な情報を送受信するためには複数の周波数の電波を使用

する必要があり、また、テレビ放送やインターネットなど、大容量の通信や高速通信を行うために

は、広帯域な特性が求められる。

本研究では、携帯電話に搭載できる大きさの平面構成アンテナにおいて、寄生素子を用いること

による以下の 3つの機能化について検討する。(1)2つの線状素子によるアダプティブアレーによっ

てパワーインバージョンアルゴリズムを用いることによる妨害波除去、(2)給電位置を切り替える

ことにより、同じアンテナを異なる周波数で使用し、帯域を合成することによる広帯域化、(3)現

在主流である折り畳み可能な携帯端末において、寄生素子を用いることにより、筐体を閉じている

際に天頂方向への利得について検討した。

1

2 理論

2.1 モーメント法

電磁界の数値解析手法には、有限要素法 (FEM: Finite Element Method)・時間領域有限差分法

(FDTD法: Finite Difference Time Domain method)・モーメント法 (MoM: Method of Moments)な

どがある。本研究の解析においては、モーメント法を用いたWIPL-Dにより特性の評価を行って

いる。モーメント法は R.F.Harringtonによって命名された電磁界解析手法であり、金属で出来たア

ンテナの解析や金属による散乱問題を得意とする。積分方程式を数値計算に適したマトリクス方程

式に変換し、線状アンテナ導体上の電流分布を求め、入力インピーダンス、利得、放射パターンな

どのアンテナ特性を計算する方法である。

図 1: (a)線状アンテナ (b)展開関数 (c)等価電流

簡単のために、図 1(a)に示すような中央給電ダイポールアンテナを用いることとする。アンテ

ナの長さを L、半径を aとし、中心軸が z軸と一致するように置かれている。また、アンテナ中央

のギャップ間隔を dとし、1[V] を励振する。波長 λ に比べてアンテナの半径が非常に小さい場合(a¿λ )/200)、電流は z軸方向にのみ流れると考えられ、また、アンテナの端部においては電流は 0

と見なす事ができる。アルミニウムや銅などの良導体で出来たアンテナで、入力インピーダンスが

比較的大きい場合は、完全導体と考えて解析を行っても十分良い結果が得られるので、ここでは、

完全導体で出来たアンテナを考える。完全導体の表皮深さは 0になるため、電界、磁界は導体内部

に進入できず、導体内部においては 0となる。給電点に電圧を加えると、アンテナ表面に電流が流

れ、それにより、電界及び磁界が生じると考えられる。

2

アンテナの導体表面、給電点において、電界が満足しなければならない境界条件は、既知の電界

の z軸方向の成分を Eizとすると、

Ez(Jz) = Eiz (1)

である。これは、2つのダイポール間の電界を表わし、ギャップ間隔 dを用いて、

Eiz =

Ei

z (−d2≤z≤d

2)0 (−L

2≤z≤− g2, g

2≤z≤L2)

(2)

となり、給電点 (ギャップ間)のみに電界 Eizが存在する。また、Ez(Jz)はアンテナ導体表面を流

れる電流 Jzにより生じた z軸方向の電界である。式 (1)を満足するようにモーメント法を用いてア

ンテナ表面の電流を求める。

図 1(b)のようにアンテナを M+1の小区間に等分割する。ここで、中央給電とした場合には給

電点が小区間の端に置かれるために M は奇数でなくてはならない。各区間の長さは以下のように

なる。

∆z=L

M +1(3)

M=3の場合、図 1(b)のように各小区間の端は 0から 4まで番号付けし、展開関数は n=1,2,3ま

でとなる。アンテナ表面を流れる電流 Jz(z′) は、2区間 (2∆z)にまたがる M 個の展開関数 Jzn(z′)

と、未知の複素係数 Inを用いて、

Jz(z′) =M

∑n=1

InJzn(z′) (4)

と表わす。z′ は z軸上の任意の点である。展開関数にはパルス、三角形、正弦波などがあるが、

ここでは、区分正弦波を選ぶ。区分正弦波を展開関数として用いると、電界、磁界が積分を含まな

い形で表わせるためにプログラムが簡単になるとともに、計算時間も短くなる。

区分正弦波を用いた展開関数は以下のようになる。

Jzn(z′) =

sin[k0(z′−zn−1)]SN (zn−1≤z′≤zn)

sin[k0(zn+1−z′)]SN (zn≤z′≤zn+1)

0 otherwise

(5)

k0 =2πλ

(6)

SN= sin(k0∆z) (7)

図 1(b)では、展開関数に |In|を掛けた値で図示してあるために振幅が異なっている。アンテナ表面を流れる電流は、a¿λ としているため、z軸上に集中して流れると仮定することが

出来る。したがって Jznによって m番目の点 zに生じた電界 Emz は以下のように表わされる。

Emz =− j30

SN[exp(− jk0rn−1)

Rn−1−CS

exp(− jk0rn)Rn

+exp(− jk0rn+1)

Rn+1] (8)

CS= 2cos(k0∆z)

R2n−1 = a2 +(z−zn−1)2

R2n = a2 +(z−zn)2

R2n+1 = a2 +(z−zn+1)2

3

モーメント法を適用する前に、内積として次式を用いる。内積の働きは、数値計算の誤差を少な

くすることである。実験でいえば、測定を数多く行い、その結果を平均するようなものである。

< E(z),Jw(z) >=∫ L

2

− L2

E(z) ¦Jw(z)dz (9)

ここで、E(z)は Jz(z′)により生じた電界である。Jw(z)は半径 aの円筒上での重み関数であり、z

軸方向の積分はこの円筒上で行われる。

重み関数は、式 (1)の境界条件を満足させるために重みをつける関数である。アンテナ表面の離

散点での境界条件を満たすためには、ディラックの δ 関数を用い、連続的に境界条件を満足させる場合は、パルス、三角形、正弦波などが使われる。この例では、展開関数と同じ区分正弦波を用い

ている。

式 (8)の電界と式 (9)の内積を用い、式 (8)の区分正弦波 Jzm(m= 1,2, · · ·) を重み関数として、Ez-Ei

zのすべての重み関数を直交させ、以下の式を得る。zは z方向の単位ベクトルである。

−M

∑n=1

In < zEz(Jzn), zJzm>=< zEiz, zJzm> (m= 1,2, · · · ,M) (10)

この式は、M 次連立 1次方程式なので、次式のように書き直す。

M

∑n=1

ZmnIn = Vm (m= 1,2, · · · ,M) (11)

[Z][I ] = [V] (12)

式 (12)は行列表現したもので、インピーダンス行列 [Z] は M×M、電流行列 [I] と電圧行列 [V]

は 1×M 行列となる。よって、この式よりアンテナ表面上の電流が求められる。

インピーダンス行列 [Z] の要素 Zmnは区間 zm−1,zm+1と zn−1,zn+1の長さ 2∆zの 2本の微小ダイ

ポールアンテナ間の相互インピーダンスである。給電端は微小であり、zmと znにある。Zmnは式

(10)から以下のようになる。

Zmn =−∫ zm

zm−1

sink0(z−zm−1)SN

Ez(z)dz−∫ zm+1

zm

sink0(zm+1−z)SN

(13)

ここで Emz (z)は z軸上の展開関数 Jznから生じた電界である。式 (13)の積分はガウスの求積法

を用いて求めることができる。また、In は式 (11)の連立方程式を解くことで求められる。これを

式 (4)に代入することでアンテナを流れる電流を計算することができる。入力インピーダンスは給

電点の電圧を電流で割ることにより計算され、1/Inである [1][2][3]。

4

2.2 入力インピーダンス

アンテナの入力インピーダンス Zは以下のような複素数で表せる。

Z = R+ jX (14)

上式で、Rを抵抗成分、X をリアクタンス成分という。また、X が正のときアンテナは誘導性をも

ち、X が負のときアンテナは容量性を持つ。ネットワークアナライザはアンテナの Sパラメータ

(S11)を測定することができる。Sは以下のような複素数であらわされる。

S= u+ jv (15)

また、Sは Zを用いて以下のように表わせる。

S=Z−1Z+1

(16)

これを Zについて変形すると

Z =1+S1−S

(17)

となる。式 (15)を式 (17)に代入すると、

Z =1+(u+ jv)1− (u+ jv)

=(1+u)+ jv(1−u)− jv

=(1+u)+ jv(1−u)+ jv(1−u)− jv(1−u)+ jv

=1−u2−v2

(1−u)2 +v2 + j2v

(1−u)2 +v2 (18)

となる。それぞれの実部、虚部を比較すると、

R=1−u2−v2

(1−u)2 +v2 X =2v

(1−u)2 +v2 (19)

により、入力インピーダンスが求められる。

5

2.3 電圧定在波比（VSWR）

給電線の特性インピーダンスを Z0、アンテナの入力インピーダンスを ZL とおくと、Z0 = ZL の

時は反射を生じないが、通常は Z0 6=ZL であるので、給電線とアンテナの接続部において反射が起

こる。送信機からアンテナへ向かう進行波とケーブルとアンテナの接続部からの反射波の合成によ

り、給電線上に節と腹を持つ定在波が生じる。定在波の節点における電圧の実効値をVmin、腹点に

おける電圧の実効値をVmaxとおくと、VminとVmaxの比を電圧定在波比と呼び、以下の式で定義さ

れる。

VSWR=|Vmax||Vmin| (20)

入射波の電圧の実効値をVf、反射波の電圧の実効値をVr とおくと、反射係数 Γは

Γ =Vr

Vf=

ZL−Z0

ZL +Z0(21)

と書ける。反射係数は送信機からの電圧がどのくらい反射したかを表す指標であり、|Γ|≤1の範囲

をとる。アンテナとして実用的な範囲は VSWR≤2である。このとき、

VSWR=1+ |Γ|1−|Γ| ≤2 (22)

より、

|Γ|≤13

(23)

であるので、入力電圧の 33%が反射することになる。これを電力に換算すると入力電力の 11%の

反射となる。また、送信機の特性インピーダンス Z0とアンテナの入力インピーダンス ZL が等しい

とき、

|Γ|= ZL−Z0

ZL +Z0= 0 (24)

となるため、給電線とアンテナの接続部において反射が生じない。このとき、VSWR= 1となる。

入力電力がすべて反射するとき、|Γ|= 1であるので、VSWR=∞となる [4]。

6

2.4 VSWR≤2であるための必要条件

式 (21)により、反射係数 Γは

|Γ|= |ZL−Z0||ZL +Z0| (25)

である。給電線及び送信機の特性インピーダンスを Z0 = 50+ j0 [Ω] とし、アンテナの入力イン

ピーダンスを ZL = R+ jX [Ω] とおくと、

|Γ|= |(R+ jX)− (50+ j0)||(R+ jX)+(50+ j0)|

=|(R−50)+ jX ||(R+50)+ jX |

=

√(R−50)2 +X2)(R+502 +X2)

(26)

である。式 (23)より、VSWR≤2となるのは、|Γ|≤13を満たす場合であるので、

0 ≤ (R−50)2 +X2

(R+50)2 +X2≤19

(27)

であればよい。よって、

9(R−50)2 +X2≤(R+50)2 +X2 (28)

となる。VSWR=1となるのは、R=50,X=0の時であることは明らかであるので、ここでは、

VSWR=2となる場合を考える。以下では、R=50[Ω] における X の極限値、X=0[Ω] における Rの

極限値について考える。

7

(i) R=50[Ω] の時

R=50を式 (28)に代入すると、

9X2 = 10000+X2

∴ X2 = 1250

∴ X ≈±35.4 (29)

図 2に R=50Ω において X を変化させた時

の VSWRの変化を示す。図 2:虚数成分を変化させた時の VSWR特性

(ii)X=0[ Ω] の時

X=0を式 (28)に代入すると、

9(R−50)2 = (R+50)2

より、この２次方程式を解くと、

R= 25,100 (30)

図 3に X=0Ωにおいて Rを変化させた時の

VSWRの変化を示す。 図 3:実数成分を変化させた時の VSWR特性

式 (29)、式 (30)より、VSWR≤2であるための必要条件は 25≤R≤100かつ |X|< 35.4となる。

図 4に、横軸を実数成分、縦軸を虚数成分とした時の VSWR≤2の範囲を斜線で示す。

図 4: Rと X の関係による VSWR特性

8

2.5 周波数帯域幅

図 5のように縦軸に VSWR、横軸に周波数をとり、VSWR≤2となる最低周波数を f1、最高周

波数を f2とおくと、中心周波数 f0は、以下のように書ける。

f0 =f1 + f2

2(31)

中心周波数に対して左右どのくらいの周波数でアンテナを用いることができるかを表す指標が周波

数帯域幅 (Bandwidth)で、

BW =f2− f1

f0×100 [%] (32)

によって求められる。

図 5:周波数帯域幅

2.6 垂直偏波と水平偏波

電磁波は電界と磁界を持ち、それぞれは直交するベクトルである。大地に平行な面を xy平面と

し、電波の伝播方向を y軸方向とすると、電界ベクトルが大地に対して垂直な波を垂直偏波、水平

な波を水平偏波という。それぞれを図で表すと、図 6、図 7のようになる。垂直偏波は Ez成分と

Hx成分のみを持ち、水平偏波は Ex成分と Hz成分のみを持つ。

z

xy

Hx

Ez

図 6:垂直偏波

z

xy

Ex

Hz

図 7:水平偏波

9

2.7 マッチングファクター (MF)

アンテナの整合状態を表わす値としてマッチングファクター (MF: Matching Factor)という指標

を用いる。図 8に VSWR≤2となったアンテナの一例を示す。MFは VSWR≤2となる帯域におけ

る VSWRの平均値を表わしており、以下のように定義される [5]。

図 8:マッチングファクター

VSWR曲線が離散値の場合、

MF =

f2

∑f= f1

VSWR( f )

M(33)

となり、VSWR曲線が連続値の場合、

MF =

∫ f2

f1VSWR( f )d f

∆ f(34)

となる。

式中で f1は VSWR≤2となる最小周波数、 f2は最大周波数を表わし、M は VSWR≤2となる周

波数の個数である。また、∆f は周波数帯域幅である。MFの取りうる範囲は 1≤MF≤2である。

10

2.8 アダプティブアレーアンテナ

無線通信においては、図 9に示すように、基地局から到来する直接波の他に、建物や山岳による

反射、回折、散乱により電波の伝搬経路が複数存在する。特に携帯電話等の移動通信においては、

携帯を使用するユーザーよりも周囲の建物の高さの方が高く、直接波が見通せることはほとんどな

い。このため、複数の経路の電波が互いに干渉することにより、受信レベルが激しく変動するマル

チパスフェージングが存在し、通信品質の悪化につながる。複数のアンテナ素子を配列したアレー

アンテナにより、各素子の励振の振幅及び位相を制御することで指向性パターンを変化させること

ができる。また、指向性パターンの制御を適応的に行うアンテナをアダプティブアレーアンテナと

いう。

図 9:多重伝搬路 (マルチパス)

アダプティブアレーの方式には最小 2乗誤差法 (MMSE: Minimum Mean Square Error)、最大

SNR法 (MSN: Maximum Signal-to-Noise ratio)、方向拘束付出力電力最小化法 (DCMP: Directional

Constrained Minimization of Power)、パワーインバージョン (PI: Power Inversion)、定包絡線化ア

ルゴリズム (CMA: Constant Modulus Algorithm)等がある [6]。

パワーインバージョンは妨害波電力が所望波電力よりも大きくなければ使用できないという欠点

があるが、所望波の到来方向が分からなくても利用できるという点、また、妨害波のレベルが強い

ほど妨害波除去が効率的に行えるという点で他の方式よりも優れている。

11

3 PIAAによる妨害波除去

パワーインバージョンアダプティブアンテナ (PIAA: Power Inversion Adaptive Array)はアレー

の自由度 (素子数-1)が干渉波の数と等しく、干渉波電力が所望波電力よりも大きい場合に用いられ

る。PIAA をもちいることで大きい電力の干渉波ほどその方向に深いヌルを形成し、その結果、所

望波が強調され、SIRが入力と出力で反転される。本稿では平面構成アンテナにおいて、2素子ア

レーとパワーインバージョンを用いることで、異なる方向からの到来する所望波よりも強い電力を

有する干渉波の低減を行うことを目的とする。以下では携帯電話に収まる大きさの平面構成アンテ

ナにおいて、PIAA による指向性の制御特性について解析を行った [7][8]。

3.1 パワーインバージョン

図 10にパワーインバージョンのアルゴリズムを示す [9][10]。アンテナ L1,L2に到来した電波

は、増幅器により増幅され、それぞれウェイト w1,w2を掛けて合成され、受信機への入力となる。

また、t∗i はステアリングベクトルを表わしており、パワーインバージョンを使用していない待ち受

け時での各素子のウェイトである。本稿においては、待ち受け時に ZL1のみで送受信を行うよう、

t∗i = [1,0]T とした。パワーインバージョンのアルゴリズムは、ウェイト w1,w2を決定するための

ものであり、増幅器での利得、負帰還のフィードバック利得（ループ利得）、妨害波到来方向をパ

ラメータとして解析を行った。

図 10:パワーインバージョンアルゴリズム

12

3.2 システム構成

図 11にシステムの構成を示す。解析は周波数が 2GHzと 4GHzの場合について行い、各信号波

の送信にはそれぞれの周波数の半波長ダイポールを用いた。受信アンテナの周囲に球面に見立て

た空間を設定し、各信号波は XZ 平面、すなわち赤道上のアンテナから送信される。入力電力 SIR

は-20dBであり、妨害波の電力は所望波の電力の 100倍である。所望波方向は φ=0[度],θ=-90[度]

とし、妨害波方向は φ=0[度],θ=30[度] とした。

図 11:システム構成

3.3 アンテナ構成

図 12に受信アンテナの構成を示す。アンテナ素子は全て同一平面上に構成されており、線状素

子はそれぞれの周波数の波長における λ /4逆 L アンテナとした。線状素子の端部に負荷 ZL を装

荷して、生じる電流値を計算した。また、待ち受け時には ZL1から受信を行うため、ZL1 = 50[Ω]、

ZL2 = ∞[Ω]とした。導体板の大きさは px=37.5[mm],py=50[mm]と固定しているため、素子間隔 S

は 2GHzにおいては S=12.5mm(λ /12)、4GHzにおいては素子間隔 S=25mm(λ /3)と異なる。

図 12:アンテナ構成

13

3.4 解析結果

3.4.1 計算結果

所望波方向のダイポールアンテナに 5[V]、妨害波方向のダイポールアンテナに 50[V] を励振し

たときに各負荷 ZL1,ZL2に生じる電流値を表 1、表 2に示す。

ZL1 ZL2

所望波方向 62.95µA - j182.5µA -96.50µA - j85.25µA妨害波方向 -1.08mA + j1.42mA -2.19mA + j783.5µA

表 1:各負荷に生じる電流 (2GHz)

ZL1 ZL2

所望波方向 -27.10µA - j0.12µA -93.17µA - j41.09µA妨害波方向 -834.2µA - j153.2µA 10.59µA - j790.5µA

表 2:各負荷に生じる電流 (4GHz)

表より、妨害波方向からの電波による電流が強いことが分かる。また、各電流値は微小であった

ので、100倍してパワーインバージョンアルゴリズムに入力した。PIアルゴリズムによるウェイト

の計算結果を表 3、表 4に示す。各ウェイトは大きい方のウェイトの絶対値が 1となるように正規

化してある。

w1 w2

Re Im Re Imw 1 0 -0.6333 0.4069

表 3:パワーインバージョンにより得られたウェイト (2GHz)

w1 w2

Re Im Re Imw 1 0 -0.1534 0.9225

表 4:パワーインバージョンにより得られたウェイト (4GHz)

14

3.4.2 指向性パターン

送信パターンと受信パターンは同じであるので、パワーインバージョンにより得られたウェイト

を各給電点における電圧として、指向性パターンを計算した。図 13に待ち受け時の指向性パター

ンとパワーインバージョンにより得られた指向性パターンを示す。また、表 5、表 6に各信号波方

向の絶対利得と所望波方向の妨害波方向に対する相対利得を示す。

図 13:指向性パターン

待ち受け時 PIAA所望波方向 2.89[dBi] 2.46[dBi]妨害波方向 -1.11[dBi] -15.58[dBi]相対利得 4.00[dB] 18.04[dB]

表 5:各信号波方向の絶対利得・相対利得 (2GHz)

待ち受け時 PIAA所望波方向 -14.57[dBi] -1.87[dBi]妨害波方向 -3.22[dBi] -11.08[dBi]相対利得 -11.35[dB] 9.21[dB]

表 6:各信号波方向の絶対利得・相対利得 (4GHz)

2[GHz]においては、パワーインバージョンを用いることにより、妨害波方向の絶対利得が小

さくなり、その結果、所望波方向の妨害波方向に対する相対利得は 4.00[dB]から 18.04[dB]へと

14.04[dB]の向上が見られた。4[GHz]においては、待ち受け時に所望波方向の利得が小さくなって

いたが、パワーインバージョンを用いることにより、所望波方向の利得が大きく、妨害波方向の利

得が小さくなり、その結果、所望波方向の妨害波方向に対する相対利得は-11.35[dB]から 9.21[dB]

へと 20.56[dB]の向上が見られた。

15

3.4.3 各信号波増幅率によるアンテナ利得

アンテナに到来した各信号波は増幅器によって増幅されてパワーインバージョンアルゴリズムに

入力される。各信号波の増幅率を変化させた時のアンテナ利得を図 14に示す。

図 14:各信号波増幅率によるアンテナ利得

図より、各信号波の増幅率が 20dB以上の時、妨害波の絶対利得が下がり、所望波の妨害波に対

する相対利得が安定して大きくなっていることが分かる。また、各信号波増幅率が 20dBの時に相

対利得は 18.04dBと最大になった。

3.4.4 ループ利得によるアンテナ利得

パワーインバージョンアルゴリズムにおけるフィードバック（負帰還）回路の利得がループ利得

である。図 15にループ利得を変化させた時のアンテナ利得を示す。

図 15:ループ利得によるアンテナ利得

図より、ループ利得が-10dB以上の時、妨害波の絶対利得が下がり、所望波の妨害波に対する

16

相対利得が安定して大きくなっていることが分かる。また、ループ利得-10dBの時に相対利得は

20.36dBと最大になった。

3.4.5 妨害波到来方向によるアンテナ利得

所望波の到来方向を θ=-90度に固定し、妨害波の到来方向を変化させて解析を行った。図 16に、

妨害波到来方向を変化させた時の絶対利得、所望波の妨害波に対する相対利得を示す。また、待ち

受け時とパワーインバージョン使用時の相対利得の妨害波到来方向に対する比較を図 17に示す。

図 16:妨害波到来方向によるアンテナ絶対利得

図 17:妨害波到来方向によるアンテナ相対利得

図より、所望波と妨害波が 75度以上離れている場合に相対利得が 15dB以上と安定して妨害波

除去が行われていることがわかった。θ=-75度から θ=-45度において妨害波除去が効率的に行わ

れなかったのは、アンテナ素子を 2素子しか用いていないためにビーム幅の小さいビームが形成で

きなかったためであり、また、θ=-90度では所望波と妨害波の到来方向が同じであるため妨害波除

去ができなかった。

17

4 給電位置切り替えによる多周波共用化

IMT-2000や無線 LAN の通信を行う場合、周波数帯が分かれて存在しており、使用する周波数

帯全てを一つのアンテナでカバーする広帯域なアンテナを小型アンテナで実現するのは難しい。ま

た、通信においては分かれた周波数帯を同時に使用することは無いため、給電位置を切り替えて、

使用する帯域を合成することは有効であると考えられる。これまでに、4年次の卒業論文におい

て、平面構成のアンテナで寄生素子を用いることにより、広帯域な特性が得られることが分かって

いる [11][12]。また、導体板の大きさにより、インピーダンス特性が変化することが分かっている

[13]。これらの結果を考慮に入れて、以下では、給電位置を切り替えることにより 2つの帯域を合

成し、広帯域で利用できる小型アンテナについて解析を行った [14]。

4.1 アンテナ構成

図 18にアンテナの構成図を示す。アンテナは外側のアンテナ長 40mmの Γ型素子と内側のアンテナ長 25mmの Γ型素子から構成されており、給電点を切り替えることにより、多周波共用化を実現している。給電位置切り替えの際には寄生素子側は導体板に短絡するものとする。外側の素子

に給電したアンテナを Antenna1、内側の素子に給電したアンテナを Antenna2として、アンテナ入

力特性、導体板の影響、寄生素子の影響について考察を行った。

図 18:アンテナ構成

18

4.2 解析結果

4.2.1 入力特性

px=20mm,py=45mmとした時の Antenna1,Antenna2の VSWR特性及びインピーダンス特性を

図 19、図 20に示す。

図 19: VSWR特性

図 20:インピーダンス特性

図より、Antenna1では 1.72から 2.53GHz、Antenna2では 2.50から 3.62GHzにおいて VSWR≤2

となり、それぞれ 38.1%,36.6%の比帯域が得られた。給電位置を切り替えることにより、1.72GHz

から 3.62GHzにおいて 71.2%の比帯域となった。以下では 4つの VSWRの極小点におけるアン

テナの動作原理について解析を行う。

19

4.2.2 電流分布

図 21にアンテナの線状素子に生じる電流分布を示す。図は給電点に 1[V] を励振したときの電

流値を表わしており、数値の単位は [mA] である。また、各素子端部に図 22のようにノード番号

を付け、給電点 (ノード 1)での電流値を 1に正規化したときの正規化電流を図 23に示す。

図 21:各素子端部での電流分布 (Antenna1)

図 22:ノード番号 図 23:給電点で正規化した電流分布 (Antenna1)

図より、低域側では外側の給電素子に電流が強くのっており、周波数が高くなるにつれてノード

4から 6に電流が強くのっていくことが分かる。これにより、Antenna1の 2共振の低域側は外側の

Γ型給電素子によるもので、高域側は内側の Γ型寄生素子の影響により生じていると予測できる。

20

図 24にアンテナの線状素子に生じる電流分布を示す。Antenna2の給電点に 1[V] を励振したと

きの電流値 [mA] を示してある。また、ノード番号の付け方は図 25のようにした。また、給電点

(ノード 4)での電流値を 1に正規化したときの正規化電流を図 26に示す。

図 24:各素子端部での電流分布 (Antenna2)

図 25:ノード番号図 26:給電点で正規化した電流分布 (Antenna2)

図より、高域側ではノード 4から 6の内側の給電素子の電流が強くなっており、周波数が低

くなるにつれてノード 1から 3の寄生素子の電流が強くなっていくことが分かる。これにより、

Antenna1の 2共振の低域側は外側の Γ型寄生素子によるもので、高域側は内側の Γ型給電素子の影響により生じていると予測できる。

21

4.2.3 放射パターン

Antenna1の 1.86GHz,2.12GHz,2.41GHzにおける XY 平面の放射パターンを図 27に、XZ 平面

の放射パターンを図 28に示す。

図 27: XY平面の放射パターン (Antenna1)

図 28: XZ平面の放射パターン (Antenna1)

図より、XY 平面、XZ 平面ともに帯域内の周波数において放射パターンの変化はほとんど無い

ことが分かる。これは、低域側と高域側で動作原理は異なるものの、励振素子がどちらも Γ型で同一形状であることによるものと考えられる。

22

Antenna2の 2.67GHz,3.06GHz,3.39GHzにおける XY 平面の放射パターンを図 29に、XZ 平面

の放射パターンを図 30に示す。

図 29: XY平面の放射パターン (Antenna2)

図 30: XZ平面の放射パターン (Antenna2)

図より、XY 平面において周波数が高くなるにつれて Y 軸方向への放射が強くなっている以外

は、XY 平面、XZ 平面ともに帯域内の周波数において放射パターンの変化はほぼ無いことが分か

る。また、Antenna1,Antenna2ともに周波数が上がるにつれて-x 軸方向への放射が減少している

が、これは、外側の寄生素子と内側の給電素子の間隔 (5mm)が波長に対して大きくなっていくた

め、寄生素子と給電素子の放射が干渉しているためであると考えられる。また、Antenna1,Antenna2

ともに帯域内での放射パターンはほぼ一様となった。これは広帯域でアンテナを利用するにあた

り、有用であると言える。

23

4.3 導体板の影響

導体板の縦幅 pyを変化させた時の Antenna1の VSWR特性を図 31に、Antenna2の VSWR特

性を図 32に示す。

図 31:導体板の影響 (Antenna1)

図 32:導体板の影響 (Antenna2)

図より、pyを長くすることにより、共振周波数が低い周波数に移動していることがわかる。ま

た、pyによる各アンテナの帯域を表 7に示す。py=45mmの時に Antenna1と Antenna2の両方の

帯域において VSWR≤2となる広い周波数帯域が得られた。

py[mm] Antenna1の帯域 Antenna2の帯域35 1.91-2.03GHz(6.1%) 2.72-3.75GHz(31.8%)40 1.80-2.12GHz(16.3%) 2.59-3.76GHz(36.9%)45 1.72-2.53GHz(38.1%) 2.50-3.62GHz(36.6%)50 1.66-2.48GHz(39.6%) 2.42-2.83GHz(15.6%) & 3.07-3.46GHz(11.9%)55 1.60-2.39GHz(39.6%) 2.36-2.61GHz(10.1%)

表 7: pyによる各アンテナの帯域

24

4.4 寄生素子の影響

Antenna1,Antenna2はそれぞれ寄生素子の影響によって 2共振が得られていると考えられる。以

下では、寄生素子が 2共振のどちらに影響しているかについて考察した。

図 33、図 34にそれぞれ Antenna1において寄生素子を用いた場合と用いない場合の VSWR特

性、インピーダンス特性を示す。

図 33:寄生素子の影響 (Antenna1の VSWR特性)

図 34:寄生素子の影響 (Antenna1のインピーダンス特性)

Antenna1において、図 33、図 34より、寄生素子の影響により、2.4GHz付近においてインピー

ダンスの R,X成分が低下していることがわかる。これにより、外側の給電素子による 1.9GHz付近

での共振と、内側の寄生素子により 2.4GHz付近で R,X成分が整合状態に近づいた影響により、2

周波数での VSWRの極小値が得られたことがわかる。

25

図 35、図 36にそれぞれ Antenna2において寄生素子を用いた場合と用いない場合の VSWR特

性、インピーダンス特性を示す。

図 35:寄生素子の影響 (Antenna2の VSWR特性)

図 36:寄生素子の影響 (Antenna2のインピーダンス特性)

Antenna2において、図 35、図 36より、寄生素子をもちいることにより、2.7GHz付近におい

て Rが 50[Ω] 付近に下がり、X が 0[Ω] となることがわかる。これにより、内側の給電素子による

3.5GHz付近での共振と、外側の寄生素子による 2.7GHz付近での共振が併合したことにより、2

共振が得られたことがわかる。

26

5 寄生素子による利得の向上

表 8に携帯キャリア別の第三世代における使用周波数を示す。表中で NTT Docomo,vodafoneの

使用周波数をカバーするためには、1.94-2.17GHzにおいて VSWR≤2とすることが必要である。

キャリア 上り [MHz] 下り [MHz]NTT Docomo 1947.6-1957.4 2137.6-2147.4

vodafone 1967.6-1977.4 2157.6-2167.4au 887.85-924.25 832.75-869.25

表 8:キャリア別使用周波数 (第三世代)

また、現在発売されている携帯電話の形状として、折り畳み可能な携帯端末が主流である。本研

究では、折り畳み可能な携帯電話において、寄生素子を用いることにより、1.94GHzから 2.17GHz

の周波数において、待ち受け時（折り畳み時）に地面方向への放射を抑制し、天頂方向へ放射させ

ることにより、天頂方向の地面方向に対する相対利得の向上を試みた。

5.1 システム構成

図 37にシステムの構成と座標系を示す。アンテナは給電素子部・PIFA部・無給電素子部から構

成されており、線状素子は直径 1mmの銅線である。導体板は Plate1・Plate2の２枚から成ってお

り、パラメータは Plate1は縦 55mm×横 40mm、Plate2は縦 60mm×横 40mmである。Plate2が

Plate1よりも縦幅が長くなっているのは、給電素子からの放射を反射させて天頂方向への利得の向

上を意図したためである。

送受信は通話時 (OPEN時)においては、板状逆 Fアンテナ (PIFA)と Γ型線状素子による選択ダイバーシティ受信とし、折り畳み時 (CLOSE時)には Γ型線状素子と無給電素子による送受信を行うものとする。

図 37:システム構成

27

5.2 PIFAの設計

図 38にダイバーシティ受信に用いる PIFAのアンテナ構成を示す。グランド板は縦 py=55mm×横 px=40mmで、PIFAの導体板は高さ H[mm]の位置にある。PIFAは縦 D[mm]×横W[mm]の導

体板で構成され、給電素子と短絡素子の間隔は d[mm]とする。

以下ではパラメータの初期値をW=26[mm],D=10[mm],H=6[mm],d=4[mm]として、各パラメー

タを変化させたときのアンテナ特性を調べた。

図 38:アンテナ構成

28

5.2.1 Widthによる変化

PIFAの横幅Wを変化させた時の VSWR特性を図 39に、インピーダンス特性を図 40、図 41に

示す。また、表 9に比帯域、MFを示す。

図 39: Widthによる VSWR特性

図 40: Widthによるインピーダンス特性 (R) 図 41: Widthによるインピーダンス特性 (X)

W[mm] f1[GHz] f2[GHz] f0[GHz] BW[%] MF26 1.88 2.22 2.050 16.58 1.4927 1.83 2.14 1.985 15.61 1.4728 1.79 2.07 1.930 14.50 1.4529 1.75 1.99 1.870 12.83 1.4430 1.71 1.93 1.820 12.08 1.48

表 9: PIFAの横幅による比帯域・MF

図 39より、横幅 W を大きくすることにより中心周波数が低くなることがわかる。また、

W=29mmの時に MF が 1.44と最良になった。また、横幅を変化させても MF の値に影響がほと

んどないことがわかる。

29

5.2.2 Depthによる変化

PIFAの縦幅 Dを変化させた時の VSWR特性を図 42に、インピーダンス特性を図 43、図 44に

示す。また、表 10に比帯域、MFを示す。

図 42: Depthによる VSWR特性

図 43: Depthによるインピーダンス特性 (R) 図 44: Depthによるインピーダンス特性 (X)

D[mm] f1[GHz] f2[GHz] f0[GHz] BW[%] MF6 2.16 2.50 2.330 14.59 1.548 2.01 2.37 2.190 16.43 1.5310 1.88 2.22 2.050 16.58 1.4912 1.78 2.07 1.925 15.06 1.4614 1.70 1.92 1.810 12.15 1.53

表 10: PIFAの縦幅による比帯域・MF

図 42より、縦幅Dを大きくすることにより中心周波数が低くなることがわかる。また、D=12mm

の時に MFが 1.46と最良になった。また、縦幅を変化させても MFの値に影響がほとんどないこ

とがわかる。これにより、PIFAの縦幅・横幅を変化させても MFの値に影響がないことが予測で

きる。

30

5.2.3 Heightによる変化

導体板とグランド板の距離 Hを変化させた時の VSWR特性を図 45に、インピーダンス特性を

図 46、図 47に示す。また、表 11に比帯域、MFを示す。

図 45: Heightによる VSWR特性

図 46: Heightによるインピーダンス特性 (R) 図 47: Heightによるインピーダンス特性 (X)

H[mm] f1[GHz] f2[GHz] f0[GHz] BW[%] MF3 2.16 2.32 2.240 7.14 1.814 2.04 2.32 2.180 12.84 1.555 1.95 2.28 2.115 15.60 1.436 1.88 2.22 2.050 16.58 1.497 1.81 2.13 1.970 16.24 1.58

表 11:板間距離による比帯域・MF

図 45より、高さ Hを大きくすることにより中心周波数が低くなることがわかる。また、H=5mm

の時に MFが 1.43と最良になった。

31

5.2.4 distanceによる変化

給電素子と短絡素子の間隔 dを変化させた時の VSWR特性を図 48に、インピーダンス特性を

図 49、図 50に示す。また、表 12に比帯域、MFを示す。

図 48: distanceによる VSWR特性

図 49: distanceによるインピーダンス特性 (R) 図 50: distanceによるインピーダンス特性 (X)

d[mm] f1[GHz] f2[GHz] f0[GHz] BW[%] MF3 1.83 2.06 1.945 11.82 1.594 1.88 2.22 2.050 16.58 1.495 1.94 2.35 2.145 19.11 1.456 2.01 2.45 2.230 19.73 1.437 2.09 2.54 2.315 19.43 1.48

表 12:素子間距離による比帯域・MF

図 48より、線状素子間隔 dを大きくすることにより中心周波数が高くなることがわかる。また、

d=6mmの時に MFが 1.43と最良になった。他のパラメータと異なり、図 49より、dを大きくす

ることでインピーダンスの R成分が大きくなり、中心周波数の移行がないことが分かる。これに

より、インピーダンスの大きさの調整に利用できると考えられる。

32

5.2.5 周囲長一定での変化

5.2.1節、5.2.2節により、PIFAの導体板部分の縦幅・横幅を変化させると中心周波数が変化す

るだけで、MFに影響がないことが予測された。これを実証するために、Width+Depthを一定にし

て、縦幅を変化させて特性の変化を調べた。図 51に、アンテナ長を一定にして縦幅Wを変化させ

た時の VSWR特性を、図 52、図 53にインピーダンス特性を示す。また、表 13に比帯域、MFを

示す。

図 51:周囲長一定での VSWR特性

W*D[mm] f1[GHz] f2[GHz] f0[GHz] BW[%] MF11*25 1.84 2.09 1.965 12.72 1.4516*20 1.84 2.15 1.995 15.53 1.4621*15 1.85 2.19 2.020 16.83 1.4626*10 1.88 2.22 2.050 16.58 1.4931* 5 1.84 2.12 1.980 14.14 1.49

表 13:周囲長一定における比帯域・MF

図 51より、縦幅と横幅の合計を一定にして縦幅を変化させても中心周波数がほとんど変化しな

いことがわかる。また、MFについてもほとんど変化しないことがわかる。言い換えると、縦幅+

横幅で中心周波数が決まるといえる。また、線状給電素子を装荷するにあたり、相互結合を起こさ

ないようにするために、縦幅を小さく取る必要がある。以上より、PIFAの導体板のパラメータと

して、横幅が大きく、帯域が広い、W=26mm,D=10mmを用いることにする。

33

図 52:周囲長一定でのインピーダンス特性 (R)

図 53:周囲長一定でのインピーダンス特性 (X)

34

5.3 給電素子の設計

次に、給電素子の設計を行った。給電素子は幅 40mm、高さ 15mm以内とし、また、PIFAと同

じ導体板上にあり、PIFAの特性にも影響を与えるため、PIFAと同時に設計する必要がある。その

結果得られた最良の VSWR特性を持つアンテナの構成図を図 54に示す。VSWR特性の評価は、

所望の周波数の下端 1.94GHzと上端 2.17GHzにおける VSWRの合計値が最小になるようにした。

図中で給電点は 2つ存在するが、これはダイバーシティ受信を行うためのものであり、実際には片

側を給電する際にはもう一方は 50[Ω] の負荷を装荷する。

図 54:線状アンテナ（給電素子）の構成

図 55に VSWR特性が最良となったアンテナの VSWR特性を、図 56、図 57にインピーダン

ス特性を示す。また、それぞれの場合の比帯域、上限・下限における VSWR値を表 14に示す。

図より、PIFA給電時においては、Γ 型素子を装荷することにより、1.94GHzにおいては R成分

が 130[Ω] 付近まで上昇し、所望帯域内の VSWRの最大値が 3付近となったが、中心周波数は

2.06GHz付近に集中していることが分かる。また、Γ型素子給電時には良好な VSWR特性が得ら

れている。

帯域 f0[GHz] BW[%] VSWRL VSWRHPIFA単体 1.88 - 2.22 GHz 2.05 16.6% 1.47 1.68

PIFA+Γ型素子 (PIFA給電) 2.01 - 2.16 GHz 2.085 7.2% 2.98 2.03PIFA+Γ型素子 (Γ型素子給電) 1.94 - 2.22 GHz 2.08 13.5% 1.98 1.59

表 14: PIFA・給電素子実装時の比帯域・MF

35

図 55: PIFAと給電素子実装時の VSWR特性

図 56: PIFAと給電素子実装時のインピーダンス特性 (R)

図 57: PIFAと給電素子実装時のインピーダンス特性 (X)

36

5.4 寄生素子の設計

5.4.1 アンテナ構成

寄生素子に求められる効果としては、筐体を閉じた時 (CLOSE時)に利得を向上させることであ

るが、同時に VSWR≤2を満たしている必要がある。また、設置スペースの関係から、高さ 10mm

以内であり、簡単な構成とするため、Γ型素子を用いることとした。図 58に寄生素子のアンテナ

構成を示す。寄生素子は高さ 10mmとし、横幅を A[mm]、折り返し長さを B[mm]として解析を

行った。

図 58:寄生素子の構成

5.4.2 横幅 Aによる変化

折り返し長さ B=5[mm]に固定して横幅 A を変化させた時のリターンロス特性を図 59に示す。

リターンロスは-9.54dBの時に VSWR=2とほぼ等しい。また、所望周波数の中心周波数 2.06GHz

における CLOSE時の XZ 平面の Eφ 成分の絶対利得を図 60に、YZ 平面の Eθ 成分の絶対利得

を図 61に示す。図 59より、横幅 A が長いほどリターンロスが小さくなることが分かる。逆に、

図 60、図 61により、A が短いほど天頂方向への利得が大きく、地面方向への利得が小さくなり、

YZ 平面における天頂方向最大利得の地面方向最大利得に対する相対利得は A=18mmの時に最大

7.4dB(5.5倍)となった。

5.4.3 折り返し長さ Bによる変化

横幅 A=20[mm]に固定して折り返し長さ Bを変化させた時のリターンロス特性を図 62に示す。

また、2.06GHzにおける CLOSE時の XZ 平面の Eφ 成分の絶対利得を図 63に、YZ 平面の Eθ 成

分の絶対利得を図 64に示す。図 62より、折り返し長さ Bが長いほどリターンロスが小さくなる

ことが分かる。また逆に、図 63、図 64により、Bが短いほど相対利得は大きくなり、B=4mmの

時に最大 6.5dB(4.5倍)となった。

37

図 59:横幅 A によるリターンロス特性

図 60:横幅 A による絶対利得 (XZ 平面,Eφ )

図 61:横幅 A による絶対利得 (YZ 平面,Eθ )

38

図 62:折り返し長さ Bによるリターンロス特性

図 63:折り返し長さ Bによる絶対利得 (XZ 平面,Eφ )

図 64:折り返し長さ Bによる絶対利得 (YZ 平面,Eθ )

39

5.5 導体板の距離による特性の変化

図 65に示すような、筐体を折り畳んだ時の導体板間の距離 sを変化させた時の VSWR特性を図

66に示す。また、2.06GHzにおける CLOSE時の XZ 平面の Eφ 成分の絶対利得を図 67に、YZ

平面の Eθ 成分の絶対利得を図 68に示す。図より、導体板間距離 sを変化させても中心周波数に

は影響がないが、MFが小さくなっていることが分かる。また、利得についても、絶対利得は変化

しているが、相対利得は変化しないことが分かる。これにより、sの値により VSWR特性のみを

変化させることができることが分かる。sの値が大きいほど VSWR特性は良くなるが、実際の携

帯電話の大きさを考慮して、s=15[mm]を用いることとする。

図 65:アンテナ構成

図 66:導体板間距離 sによる VSWR特性

40

図 67:導体板間距離 sによる絶対利得 (XZ 平面,Eφ

図 68:導体板間距離 sによる絶対利得 (YZ 平面,Eθ )

41

5.6 最良となったアンテナ

5.6.1 アンテナ構成

図 69に、利得と VSWRのバランスが最良となったアンテナの構成を示す。給電素子は 38[mm]

の Γ 型線状素子と縦 10[mm]× 横 26[mm],高さ 6[mm]の PIFAとし、寄生素子は 35[mm]の Γ型線状素子とした。また、OPEN時には PIFAと Γ 型給電素子による選択ダイバーシティ受信、CLOSE時には Γ型の給電素子と寄生素子による天頂方向への利得向上を図っている。

図 69:アンテナ構成

42

5.6.2 入力特性

このアンテナの Γ 型素子給電時の OPEN時、CLOSE時と PIFA給電時の VSWR特性を図 70

に、インピーダンス特性を図 71、図 72に示す。また、それぞれの場合の比帯域・MFを表 15に

示す。

図 70: VSWR特性

帯域 f0[GHz] BW[%] VSWRL VSWRHOPEN時 1.95 - 2.22 GHz 2.085 12.9% 2.06 1.62

CLOSE時 1.99 - 2.17 GHz 2.08 8.7% 2.41 1.93PIFA 2.00 - 2.16 GHz 2.08 7.7% 2.91 2.05

表 15:比帯域・MF

図 71:インピーダンス特性 (R) 図 72:インピーダンス特性 (X)

図 72により、筐体を閉じることにより、1.94GHzにおいて共振が起こっているが、R成分が

1.9GHz付近で大きくなってしまうために VSWRは 2以上となってしまったが、受信アンテナと

しての利用においては VSWR≤3を満たしており、十分であると考えられる。

43

5.6.3 電流分布

図 73に 1.94GHz,2.06GHz,2.17GHzにおける各素子端部での電流値 [mA] を示す。また、各素

子端部に図 74のように番号を付け、給電点における電流値を 1として正規化したときの電流値を

図 75に示す。

図 73:各素子端部における電流値

図 74:ノード番号

図 75:各素子端部における正規化電流

図 75により、1.94GHzの時に寄生素子側の電流が強くなっていることが分かる。すなわち、図

72において 1.94GHzにおいて共振が起こっていることが電流分布からも検証できる。

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5.6.4 放射パターン

図 76、図 77、図 78にそれぞれのアンテナの PIFA給電時,OPEN時,CLOSE時における XZ 平

面、YZ 平面の放射パターンを示す。また、表 16に筐体 OPEN時及び CLOSE時の上部への放射

の最大利得と下部への放射の最大利得及びその相対利得を示す。ここでの上部とは 30度から 150

度の時とし、下部とは 210度から 330度の時とする。

図 76:放射パターン (PIFA給電時)

OPEN時 CLOSE時上部最大利得 下部最大利得 相対利得 上部最大利得 下部最大利得 相対利得

[dBi] [dBi] [dB] [dBi] [dBi] [dB]XZ(1.94GHz) 1.56(30度) 1.82(330度) -0.23dB 3.65(75度) -4.28(260度) 7.93dBXZ(2.06GHz) 2.48(30度) 2.75(330度) -0.27dB 2.79(65度) -3.43(330度) 6.22dBXZ(2.17GHz) 2.50(30度) 2.77(330度) -0.27dB 2.48(65度) -1.11(330度) 3.59dBYZ(1.94GHz) -0.43(130度) 1.68(225度) -2.11dB 3.88(105度) -4.23(280度) 8.11dBYZ(2.06GHz) -0.21(90度) 1.22(225度) -1.43dB 3.05(105度) -2.69(225度) 5.74dBYZ(2.17GHz) 0.61(100度) 0.98(230度) -0.37dB 2.71(105度) -1.13(230度) 3.84dB

表 16:筐体 OPEN時・CLOSE時における最大放射利得

図 76より、PIFA給電時には、340度方向のヌル点を除き、Eφ 成分、Eθ 成分ともに偏りなく

放射していることが分かる。OPEN時には XZ 平面において周方向振幅偏差は 10dB以内となり、

ほぼ無指向性の放射となった。上部方向最大利得の下部方向最大利得対する相対利得は、OPEN

時には 0dBであったが、CLOSE時には 3.6dB～7.9dBへと向上した。また、YZ 平面においては

OPEN時には最大利得は 0～1[dBi] であったものが、CLOSE時には最大利得が 2.7-3.9[dBi]とな

り、相対利得は 3.8dB～8.1dBへと向上した。

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図 77:放射パターン (OPEN時)

図 78:放射パターン (CLOSE時)

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6 結論

本研究では、携帯電話に収まる大きさの平面構成アンテナにおいて、寄生素子を用いることによ

る機能化について検討を行った。

2素子逆 L 型線状素子を持つアンテナにおいて、アダプティブアレー技術の 1つであるパワーイ

ンバージョンアルゴリズム (PIAA) を用いることにより、妨害波除去についての検討を行った。そ

の結果、2GHzにおいては、所望波方向の妨害波方向に対する相対利得は、待ち受け時の 4.00[dB]

から PIAA 使用時の 18.04[dB]へと 14.04[dB]の向上が見られた。また、4GHzにおいては、待ち

受け時の相対利得-11.35[dB]から 9.21[dB]へと 20.56[dB]の向上が見られた。また、このアルゴ

リズムに用いられる増幅器の利得・ループ利得についての考察を行い、それらを適切に選ぶことで

効率的に妨害波除去を行えることを明らかにした。また、干渉波到来方向についても考察を行い、

所望波と干渉波の角度差が 75度以上の時に相対利得が大きくなることがわかった。

さらに外側と内側に Γ 型の線状素子を持つ平面構成アンテナにおいて、給電位置を切り替えることにより、低域側と高域側の帯域を合成し、広帯域な特性での利用について解析を行った。そ

の結果、Antenna1と Antenna2の帯域を合成することにより、1.72-3.62GHzにおいて VSWR≤2

となり、71.2%の広帯域な特性が得られた。解析によって得られた 4つの VSWRの極小点につい

て、それぞれの動作原理についての解析を行った。Antenna1の 1.9GHz付近では外側の Γ型給電素子の共振により、2.4GHz付近では内側の寄生素子の影響により VSWRが極小となった。また、

Antenna2の 2.7GHz付近では外側の寄生素子の共振により、3.5GHz付近では内側の Γ型給電素子の共振により VSWRが極小になることが分かり、VSWR特性・電流分布の両方からこのアンテナ

の動作原理を明らかにした。また、帯域内でほぼ一様な放射パターンとなり、有用であることが分

かった。

また、折り畳み可能な携帯端末において、PIFAと Γ型の給電素子、寄生素子を用いて、筐体を閉じている時に、寄生素子との相互結合を用いることにより、地面方向への放射を抑制し、天頂方向

への利得の向上を図った。その結果、VSWR特性については、筐体OPEN時、CLOSE時、PIFA給

電時の全ての場合において、受信アンテナとしては VSWR≤3、送信アンテナとしては VSWR≤2

を満たした。また、利得においては、PIFA給電時には、垂直偏波、水平偏波共にほぼ等しい利得

の放射が得られ、通話者の姿勢によらない受信が可能となった。また、Γ型素子給電時において、筐体 OPEN時には、XZ 平面においては周方向振幅偏差が 10dB以内のほぼ無指向性のパターン

となった。また、筐体 CLOSE時には上部最大利得の下部最大利得に対する相対利得は 3.6dB～

7.9dBに向上し、筐体上部への強い放射が得られた。

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謝辞

本研究を行うにあたり、丁寧なご指導、貴重な助言を賜りました筑波大学システム情報工学研究

科の平沢一紘教授に深く感謝し、心より御礼申し上げます。また、研究における諸問題について適

切なアドバイスを頂きました、システム情報工学研究科の渡辺貴裕君に感謝致します。最後に、共

に研究を進めてきました、マイクロ波制御研究室の皆様に感謝の意を表します。

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参考文献

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科修士論文, 2003年 2月.

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2003年 2月.

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389, Jan. 1988.

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[13] 池田彰,平沢一紘, “平面構成による線状アンテナの小型化”, 2003電子情報通信学会ソサイエ

ティ大会, B-1-109, 2003年 9月.

[14] 池田彰,平沢一紘, “給電位置切り替えによる平面構成アンテナの多周波共用化”, 2004電子情

報通信学会ソサイエティ大会, B-1-77, 2004年 9月.

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