單級高功因 HID 燈電子安定器之研製 Design and Implementation of a Single-Stage

High-Power-Factor Electronic Ballast for HID Lamp

研究生古宸維 撰

指導教授鄭竣安 博士

義守大學 電機工程學系碩士班

碩士論文

A Thesis Submitted to the

Department of Electrical Engineering of I-Shou University

in Partial Fulfillment of the Requirements for the Master Degree

with a Major in Electrical Engineering

January 2011 Kaohsiung Taiwan Republic of China

中華民國 一百 年 一 月

i

單級高功因 HID 燈電子安定器之研製

研究生古宸維 指導教授鄭竣安 博士

義守大學電機工程研究所

高強度氣體放電燈(High-intensity-discharge lamps HID lamps)具有高發光效率演色

性佳使用壽命長等特點可應用於各種室內外的照明場合市售的HID燈電子安定器

則有較多的功率開關與元件數目且經過三級功率轉換造成有限的電路效率等缺點因

此本論文提出具高功因之單級HID燈電子安定器具有減低功率開關與元件數目降

低電路成本與提高轉換效率等特點在不需要外加乘法器電路的前提下藉由控制電感

操作在不連續導通模式下可自然達到高功因與低輸入電流總諧波失真且本論文提出

的安定器可提供低頻方波電源以驅動HID燈管並可避開音頻共振的問題

摘要

此外本論文分析單級安定器的動作原理藉此研製並測試一個70W HID燈電子安

定器的雛型電路最後將實測結果與IsSpice模擬波形進行比較以驗證本論文提出之

高功因HID燈電子安定器之可行性

關鍵字高強度氣體放電燈照明音頻共振電子安定器

ii

Design and Implementation of a Single-Stage High-Power-Factor

Electronic Ballast for HID Lamps

StudentChen-Wei Ku AdvisorChun-An Cheng

Department of Electrical Engineering

I-Shou University

High-intensity-discharge (HID) lamps have features of high luminous efficacy good color

rendering and long lifetime and they are suitable for outdoor and indoor lighting applications

The disadvantages of commercial HID lamp ballast are many power switches and passive

component and limited circuit efficiency due to three-stage power conversions Therefore

this thesis presents a single-stage electronic ballast for HID lamps with high power factor

The features of the proposed ballast are reduced numbers of circuit components

cost-effectiveness and high efficiency Without an additional multiplier the proposed

ballast can obtain high power factor and low total harmonic distortion (THD) of input

utility-line current by designing the inductor at discontinuous-conduction-mode In addition

the presented ballast supplies low-frequency square-wave sources to the HID lamp for

avoiding acoustic-resonance

Abstract

Moreover descriptions and analysis of the proposed HID lamp ballast are included in this

thesis and prototype ballast for a 70W HID lamp has been implemented and testified

Finally experimental results are compared with the IsSpice-based simulated ones in order to

verify the functionality of the presented circuit

Keywords High-intensity-discharge lamp Lighting Acoustic resonance Electronic ballast

iii

致謝

觀音山上六年半的求學生涯即將告一段落回首這段日子的點滴過往都是我生命

中不可或缺的一頁與最值得懷念的回憶所有訓練也將化為我踏入社會後最厚實的能

量感謝伴我走過這段日子的所有人給予鼓勵與支持

首先要感謝指導教授 鄭竣安

在這裡要特別感謝

博士對學生悉心之指導且用引導方式讓學生尋找問

題解決問題且不厭其煩毫無保留的傾囊相授時時給予我鼓勵與啟發在最後衝

刺的這段時間更給了我許多建議讓我在研究時有著更深入的體會也謝謝老師對論文

的細心修改讓論文在表達上更加通順才能如期完成論文之撰寫

陳野正仁 教授謝謝您在學校開的每一門電力電子相關課程

也因為您的不辭辛勞學生才能擁有厚實基礎去面對業界變化快速的不同挑戰此外感

謝 張健軒 教授於研究所之專業科目修課過程中分享寶貴的專業知識感謝口試委員

梁從主 教授與 鄭宏良

另外在這兩年半的研究生活中感謝學長ndash

教授對論文的細心指正與審查促使本論文更加嚴密及完善

炳文建廷林成昇璋明是冠霖給

予我研究上寶貴意見及協助同學ndash俊顯臻霖在研究上之協助學弟ndash馥澧彥谷紘

暐士銘大哥冠龍在課業上及實驗室生活的照料也因為有你們實驗室氣氛不再沉

悶電路實作時也可以是輕鬆且愉悅的以及感謝好友ndash華章幸軒欣余毓鈞育

龍青鴻

最後感謝我的父母及弟弟全力的支持你們的支持鼓勵與包容都是我求學過

程中最重要的動力來源且讓我在求學過程中毫無後顧之憂讓我更專心在學業上得

以順利完成學業我願與你們分享此刻的喜悅

在我遭遇挫折時給予最大的鼓勵讓我有再往前進的動力沒有你們就沒有

現在的我畢業不是結束因為有你們在我才能載著滿滿的能量與祝福航向另一個

人生階段

100年1月 宸維

iv

目錄

中文摘要 i

英文摘要 ii

致謝 iii

目錄 iv

圖目錄 vi

表目錄 x

第一章 前言 1

11 研究背景與動機 1

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討 7

21 複金屬燈發光原理與啟動特性 7

22 音頻共振的問題與解決之道 10

23 傳統 HID 燈電子安定器架構探討 14

24 功率因素校正之控制方式 17

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析 22

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析 22

32 全橋換流器電路動作模式分析 24

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析 27

331 產生低頻驅動訊號的方式 28

332 產生高頻驅動訊號的方式 29

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式 30

34 單級高功因 HID 燈電子安定器動作原理分析 31

35 高壓點燈電路設計 43

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計 45

41 單級高功因 HID 燈電子安定器電路參數設計 45

411 昇壓型轉換器儲能電感LPFC 45 設計

412 高頻結合低頻全橋換流器儲能電感Lbuck 47 設計

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計 48

43 高壓點燈電路之設計 51

44 參數選擇 52

v

第五章 實驗結果與討論 55

51 電氣參數與元件規格 55

52 單級高功因 HID 燈電子安定器之模擬波形 56

53 單級高功因 HID 燈電子安定器之實測波形 63

第六章 結論與未來方向 72

61 結論 72

62 未來方向 72

參考文獻 74

vi

圖目錄

圖 11 HID 燈的應用場合圖片 3

圖 12 不同內管材質之複金屬燈 3

圖 13 三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 14 單級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 21 複金屬燈內部架構圖 7

圖 22 各種光源之光譜 8

圖 23 HID 燈啟動至穩態過程示意圖 10

圖 24 HID 燈管弧光放電示意圖 11

圖 25 HID 燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片 11

圖 26 HID 燈管損毀實際圖片 11

圖 27 一般市售 HID 燈電子安定器系統之方塊圖 14

圖 28 一般市售 HID 燈電子安定器之電路架構圖 14

圖 29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖 15

圖 210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖 15

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 15

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 16

圖 213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形 16

圖 214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 17

圖 215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 17

圖 216 典型平均電流控制模式電路 18

圖 217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) 19

圖 218 典型峰值電流控制模式電路 20

圖 219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) 20

圖 220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) 21

圖 31 昇壓型轉換器之架構圖 23

圖 32 昇壓型轉換器功率開關S1導通期間之電路動作圖(t0~t1 23 )

圖 33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2 23 )

圖 34 昇壓型轉換器功率開關S1與D1 23 均截止期間之電路動作圖

( ) 圖 35 昇壓型轉換器操作於 DCM 時之理論波形圖 24

vii

圖 36 全橋換流器架構圖 25

圖 37 全橋換流器功率開關S1與S4導通時電路動作圖(t0~t1 25 )

圖 38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t1~t2 26 )

圖 39 全橋換流器功率開關S2與S3導通時電路動作圖(t2~t3 26 )

圖 310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t3~t4 26 )

圖 311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖 27

圖 312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖 28

圖 313 差值放大器與史密特觸發器示意圖 29

圖 314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖 29

圖 315 高頻驅動訊號產生電路 29

圖 316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換訊號產生電路的實際接線圖 30

圖 318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖 31

圖 319 本論文單級電子安定器電路架構動作狀態流程圖 32

圖 320 本論文提出之單級 HID 燈電子安定器電路理論波形圖 33

圖 321 電子安定器動作原理分析-狀態 1 34

圖 322 電子安定器動作原理分析-狀態 2a 35

圖 323 電子安定器動作原理分析-狀態 3a 36

圖 324 電子安定器動作原理分析-狀態 4 36

圖 325 電子安定器動作原理分析-狀態 2b 37

圖 326 電子安定器動作原理分析-狀態 3b 38

圖 327 電子安定器動作原理分析-狀態 5 39

圖 328 電子安定器動作原理分析-狀態 6a 40

圖 329 電子安定器動作原理分析-狀態 7a 40

圖 330 電子安定器動作原理分析-狀態 8 41

圖 331 電子安定器動作原理分析-狀態 6b 42

圖 332 電子安定器動作原理分析-狀態 7b 42

圖 333 串聯式高壓點火電路示意圖 43

圖 334 並聯式高壓點火電路示意圖 44

圖 335 本論文所提出之串聯式高壓點火電路示意圖 44

viii

圖 41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖 46

圖 42 全橋換流器電感Lbuck 47 操作於DCM時電感電流示意圖

圖 43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖 50

圖 44 本論文所提出之串聯式高壓點火電路波形圖 51 圖 45 HID 燈電子安定器參數設計流程 52

圖 46 操作頻率與電感LPFC 52 值及責務比之關係 圖 47 責務比與電感LPFC 53 值及操作頻率之關係

圖 48 操作頻率與電感Lbuck 53 值及責務比之關係

圖 49 責務比與電感Lbuck 54 值及操作頻率之關係

圖 410 操作頻率與電感Cbuck 54 值及責務比之關係

圖 51 本論文提出之 HID 燈電子安定器架構 IsSpice 模擬圖 56

圖 52 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 58 模擬波形圖

圖 53 功率開關驅動訊號Vgs2Vgs3 58 模擬波形展開圖

圖 54 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形圖

圖 55 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形展開圖

圖 56 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形圖

圖 57 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形展開圖

圖 58 直流鏈電壓Vdc 61 模擬波形圖

圖 59 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 61 模擬波形圖

圖 510 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 62 模擬波形圖

圖 511 點火電路之 SIDAC 動作模擬波形 62

圖 512 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 63 實測波形圖

圖 513 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 64 實測波形展開圖

圖 514 全橋換流器電感電流iLbuck 64 實測波形圖

圖 515 全橋換流器電感電流iLbuck 65 實測波形展開圖

圖 516 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形圖

圖 517 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形展開圖

圖 518 直流鏈電壓Vdc 67 實測波形圖

圖 519 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 67 實測波形圖

ix

圖 520 點燈暫態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 521 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 522 點火電路之 SIDAC 動作實測波形 69

圖 523 控制電路實作照片 69

圖 524 功率級電路實作照片 70

圖 525 LC 濾波器與點火電路實作照片 70

x

表目錄

表 11 各類型人造光源特性之比較表 2

表 41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件 50

表 42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格 51

表 51 本論文研製的 HID 燈電子安定器之電氣參數 55

表 52 本論文實驗使用的 HID 燈管規格 55

表 53 HID 燈電子安定器之電路元件規格 56

表 54 PM3000 所量測之輸入電流各次諧波量 71

1

第一章 前言

11 研究背景與動機

隨著科技不斷進步及人類生活作息的改變現今人類對於照明的需求與日俱增且要

求多樣化因此許多人造光源陸續衍生而出如一般住家道路照明車用照明各種

交通號誌照明大型營業場所大型戶外運動場大型室內建築及公園景觀照明等都

是人造光源之應用範圍由於地球上能源有限且有可能於不久之未來消耗殆盡人類近

年來亦意識到破壞大自然與環境污染可能會導致人類無法繼續生存因此各國對於綠色

能源與節能省電相當重視因此在人造光源這方面的考量首要為照明效率的改善然後

逐步淘汰發光效能不高以及有環境污染顧慮的人工光源體改採以高發光效能且無污染之

照明光源為主

目前市售之人造光源大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)為主其

原因主要是方便使用而且在大量生產下價格相對於其他類型之光源較低傳統照明光

源的白熾燈存在著發光效率不佳之問題因此以新一代照明光源取代是重要的課題其

中高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge lamp HID lamp)為現在主流照明光源之

ㄧ

高強度氣體放電燈[1]利用弧光放電原理使燈管發光具有高演色性高發光效率

高照度低光衰使用壽命長等優點且功率選擇性範圍大其種類繁多色溫則依內

部填充不同之氣體分子決定演色性是物體在人工光源下與正午太陽光的真實度百分

比演色性高的光源所呈現之物體愈接近真實色彩測量標準是以自然光Ra-100為 100

真實色彩高強度氣體放電燈除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近自然界的太陽

光之外更因色彩多樣化而有不同應用場合諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明汽

車頭燈球場照明投影機大型看板照明室內大廳與大型會議室照明手電筒[2]-[3]

路燈舞台燈探照燈大型賣場以及需要高照度光源之場所等應用範圍甚廣

2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

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Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

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國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

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halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

i

單級高功因 HID 燈電子安定器之研製

研究生古宸維 指導教授鄭竣安 博士

義守大學電機工程研究所

高強度氣體放電燈(High-intensity-discharge lamps HID lamps)具有高發光效率演色

性佳使用壽命長等特點可應用於各種室內外的照明場合市售的HID燈電子安定器

則有較多的功率開關與元件數目且經過三級功率轉換造成有限的電路效率等缺點因

此本論文提出具高功因之單級HID燈電子安定器具有減低功率開關與元件數目降

低電路成本與提高轉換效率等特點在不需要外加乘法器電路的前提下藉由控制電感

操作在不連續導通模式下可自然達到高功因與低輸入電流總諧波失真且本論文提出

的安定器可提供低頻方波電源以驅動HID燈管並可避開音頻共振的問題

摘要

此外本論文分析單級安定器的動作原理藉此研製並測試一個70W HID燈電子安

定器的雛型電路最後將實測結果與IsSpice模擬波形進行比較以驗證本論文提出之

高功因HID燈電子安定器之可行性

關鍵字高強度氣體放電燈照明音頻共振電子安定器

ii

Design and Implementation of a Single-Stage High-Power-Factor

Electronic Ballast for HID Lamps

StudentChen-Wei Ku AdvisorChun-An Cheng

Department of Electrical Engineering

I-Shou University

High-intensity-discharge (HID) lamps have features of high luminous efficacy good color

rendering and long lifetime and they are suitable for outdoor and indoor lighting applications

The disadvantages of commercial HID lamp ballast are many power switches and passive

component and limited circuit efficiency due to three-stage power conversions Therefore

this thesis presents a single-stage electronic ballast for HID lamps with high power factor

The features of the proposed ballast are reduced numbers of circuit components

cost-effectiveness and high efficiency Without an additional multiplier the proposed

ballast can obtain high power factor and low total harmonic distortion (THD) of input

utility-line current by designing the inductor at discontinuous-conduction-mode In addition

the presented ballast supplies low-frequency square-wave sources to the HID lamp for

avoiding acoustic-resonance

Abstract

Moreover descriptions and analysis of the proposed HID lamp ballast are included in this

thesis and prototype ballast for a 70W HID lamp has been implemented and testified

Finally experimental results are compared with the IsSpice-based simulated ones in order to

verify the functionality of the presented circuit

Keywords High-intensity-discharge lamp Lighting Acoustic resonance Electronic ballast

iii

致謝

觀音山上六年半的求學生涯即將告一段落回首這段日子的點滴過往都是我生命

中不可或缺的一頁與最值得懷念的回憶所有訓練也將化為我踏入社會後最厚實的能

量感謝伴我走過這段日子的所有人給予鼓勵與支持

首先要感謝指導教授 鄭竣安

在這裡要特別感謝

博士對學生悉心之指導且用引導方式讓學生尋找問

題解決問題且不厭其煩毫無保留的傾囊相授時時給予我鼓勵與啟發在最後衝

刺的這段時間更給了我許多建議讓我在研究時有著更深入的體會也謝謝老師對論文

的細心修改讓論文在表達上更加通順才能如期完成論文之撰寫

陳野正仁 教授謝謝您在學校開的每一門電力電子相關課程

也因為您的不辭辛勞學生才能擁有厚實基礎去面對業界變化快速的不同挑戰此外感

謝 張健軒 教授於研究所之專業科目修課過程中分享寶貴的專業知識感謝口試委員

梁從主 教授與 鄭宏良

另外在這兩年半的研究生活中感謝學長ndash

教授對論文的細心指正與審查促使本論文更加嚴密及完善

炳文建廷林成昇璋明是冠霖給

予我研究上寶貴意見及協助同學ndash俊顯臻霖在研究上之協助學弟ndash馥澧彥谷紘

暐士銘大哥冠龍在課業上及實驗室生活的照料也因為有你們實驗室氣氛不再沉

悶電路實作時也可以是輕鬆且愉悅的以及感謝好友ndash華章幸軒欣余毓鈞育

龍青鴻

最後感謝我的父母及弟弟全力的支持你們的支持鼓勵與包容都是我求學過

程中最重要的動力來源且讓我在求學過程中毫無後顧之憂讓我更專心在學業上得

以順利完成學業我願與你們分享此刻的喜悅

在我遭遇挫折時給予最大的鼓勵讓我有再往前進的動力沒有你們就沒有

現在的我畢業不是結束因為有你們在我才能載著滿滿的能量與祝福航向另一個

人生階段

100年1月 宸維

iv

目錄

中文摘要 i

英文摘要 ii

致謝 iii

目錄 iv

圖目錄 vi

表目錄 x

第一章 前言 1

11 研究背景與動機 1

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討 7

21 複金屬燈發光原理與啟動特性 7

22 音頻共振的問題與解決之道 10

23 傳統 HID 燈電子安定器架構探討 14

24 功率因素校正之控制方式 17

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析 22

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析 22

32 全橋換流器電路動作模式分析 24

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析 27

331 產生低頻驅動訊號的方式 28

332 產生高頻驅動訊號的方式 29

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式 30

34 單級高功因 HID 燈電子安定器動作原理分析 31

35 高壓點燈電路設計 43

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計 45

41 單級高功因 HID 燈電子安定器電路參數設計 45

411 昇壓型轉換器儲能電感LPFC 45 設計

412 高頻結合低頻全橋換流器儲能電感Lbuck 47 設計

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計 48

43 高壓點燈電路之設計 51

44 參數選擇 52

v

第五章 實驗結果與討論 55

51 電氣參數與元件規格 55

52 單級高功因 HID 燈電子安定器之模擬波形 56

53 單級高功因 HID 燈電子安定器之實測波形 63

第六章 結論與未來方向 72

61 結論 72

62 未來方向 72

參考文獻 74

vi

圖目錄

圖 11 HID 燈的應用場合圖片 3

圖 12 不同內管材質之複金屬燈 3

圖 13 三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 14 單級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 21 複金屬燈內部架構圖 7

圖 22 各種光源之光譜 8

圖 23 HID 燈啟動至穩態過程示意圖 10

圖 24 HID 燈管弧光放電示意圖 11

圖 25 HID 燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片 11

圖 26 HID 燈管損毀實際圖片 11

圖 27 一般市售 HID 燈電子安定器系統之方塊圖 14

圖 28 一般市售 HID 燈電子安定器之電路架構圖 14

圖 29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖 15

圖 210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖 15

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 15

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 16

圖 213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形 16

圖 214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 17

圖 215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 17

圖 216 典型平均電流控制模式電路 18

圖 217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) 19

圖 218 典型峰值電流控制模式電路 20

圖 219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) 20

圖 220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) 21

圖 31 昇壓型轉換器之架構圖 23

圖 32 昇壓型轉換器功率開關S1導通期間之電路動作圖(t0~t1 23 )

圖 33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2 23 )

圖 34 昇壓型轉換器功率開關S1與D1 23 均截止期間之電路動作圖

( ) 圖 35 昇壓型轉換器操作於 DCM 時之理論波形圖 24

vii

圖 36 全橋換流器架構圖 25

圖 37 全橋換流器功率開關S1與S4導通時電路動作圖(t0~t1 25 )

圖 38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t1~t2 26 )

圖 39 全橋換流器功率開關S2與S3導通時電路動作圖(t2~t3 26 )

圖 310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t3~t4 26 )

圖 311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖 27

圖 312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖 28

圖 313 差值放大器與史密特觸發器示意圖 29

圖 314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖 29

圖 315 高頻驅動訊號產生電路 29

圖 316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換訊號產生電路的實際接線圖 30

圖 318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖 31

圖 319 本論文單級電子安定器電路架構動作狀態流程圖 32

圖 320 本論文提出之單級 HID 燈電子安定器電路理論波形圖 33

圖 321 電子安定器動作原理分析-狀態 1 34

圖 322 電子安定器動作原理分析-狀態 2a 35

圖 323 電子安定器動作原理分析-狀態 3a 36

圖 324 電子安定器動作原理分析-狀態 4 36

圖 325 電子安定器動作原理分析-狀態 2b 37

圖 326 電子安定器動作原理分析-狀態 3b 38

圖 327 電子安定器動作原理分析-狀態 5 39

圖 328 電子安定器動作原理分析-狀態 6a 40

圖 329 電子安定器動作原理分析-狀態 7a 40

圖 330 電子安定器動作原理分析-狀態 8 41

圖 331 電子安定器動作原理分析-狀態 6b 42

圖 332 電子安定器動作原理分析-狀態 7b 42

圖 333 串聯式高壓點火電路示意圖 43

圖 334 並聯式高壓點火電路示意圖 44

圖 335 本論文所提出之串聯式高壓點火電路示意圖 44

viii

圖 41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖 46

圖 42 全橋換流器電感Lbuck 47 操作於DCM時電感電流示意圖

圖 43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖 50

圖 44 本論文所提出之串聯式高壓點火電路波形圖 51 圖 45 HID 燈電子安定器參數設計流程 52

圖 46 操作頻率與電感LPFC 52 值及責務比之關係 圖 47 責務比與電感LPFC 53 值及操作頻率之關係

圖 48 操作頻率與電感Lbuck 53 值及責務比之關係

圖 49 責務比與電感Lbuck 54 值及操作頻率之關係

圖 410 操作頻率與電感Cbuck 54 值及責務比之關係

圖 51 本論文提出之 HID 燈電子安定器架構 IsSpice 模擬圖 56

圖 52 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 58 模擬波形圖

圖 53 功率開關驅動訊號Vgs2Vgs3 58 模擬波形展開圖

圖 54 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形圖

圖 55 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形展開圖

圖 56 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形圖

圖 57 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形展開圖

圖 58 直流鏈電壓Vdc 61 模擬波形圖

圖 59 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 61 模擬波形圖

圖 510 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 62 模擬波形圖

圖 511 點火電路之 SIDAC 動作模擬波形 62

圖 512 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 63 實測波形圖

圖 513 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 64 實測波形展開圖

圖 514 全橋換流器電感電流iLbuck 64 實測波形圖

圖 515 全橋換流器電感電流iLbuck 65 實測波形展開圖

圖 516 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形圖

圖 517 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形展開圖

圖 518 直流鏈電壓Vdc 67 實測波形圖

圖 519 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 67 實測波形圖

ix

圖 520 點燈暫態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 521 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 522 點火電路之 SIDAC 動作實測波形 69

圖 523 控制電路實作照片 69

圖 524 功率級電路實作照片 70

圖 525 LC 濾波器與點火電路實作照片 70

x

表目錄

表 11 各類型人造光源特性之比較表 2

表 41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件 50

表 42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格 51

表 51 本論文研製的 HID 燈電子安定器之電氣參數 55

表 52 本論文實驗使用的 HID 燈管規格 55

表 53 HID 燈電子安定器之電路元件規格 56

表 54 PM3000 所量測之輸入電流各次諧波量 71

1

第一章 前言

11 研究背景與動機

隨著科技不斷進步及人類生活作息的改變現今人類對於照明的需求與日俱增且要

求多樣化因此許多人造光源陸續衍生而出如一般住家道路照明車用照明各種

交通號誌照明大型營業場所大型戶外運動場大型室內建築及公園景觀照明等都

是人造光源之應用範圍由於地球上能源有限且有可能於不久之未來消耗殆盡人類近

年來亦意識到破壞大自然與環境污染可能會導致人類無法繼續生存因此各國對於綠色

能源與節能省電相當重視因此在人造光源這方面的考量首要為照明效率的改善然後

逐步淘汰發光效能不高以及有環境污染顧慮的人工光源體改採以高發光效能且無污染之

照明光源為主

目前市售之人造光源大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)為主其

原因主要是方便使用而且在大量生產下價格相對於其他類型之光源較低傳統照明光

源的白熾燈存在著發光效率不佳之問題因此以新一代照明光源取代是重要的課題其

中高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge lamp HID lamp)為現在主流照明光源之

ㄧ

高強度氣體放電燈[1]利用弧光放電原理使燈管發光具有高演色性高發光效率

高照度低光衰使用壽命長等優點且功率選擇性範圍大其種類繁多色溫則依內

部填充不同之氣體分子決定演色性是物體在人工光源下與正午太陽光的真實度百分

比演色性高的光源所呈現之物體愈接近真實色彩測量標準是以自然光Ra-100為 100

真實色彩高強度氣體放電燈除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近自然界的太陽

光之外更因色彩多樣化而有不同應用場合諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明汽

車頭燈球場照明投影機大型看板照明室內大廳與大型會議室照明手電筒[2]-[3]

路燈舞台燈探照燈大型賣場以及需要高照度光源之場所等應用範圍甚廣

2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

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fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

ii

Design and Implementation of a Single-Stage High-Power-Factor

Electronic Ballast for HID Lamps

StudentChen-Wei Ku AdvisorChun-An Cheng

Department of Electrical Engineering

I-Shou University

High-intensity-discharge (HID) lamps have features of high luminous efficacy good color

rendering and long lifetime and they are suitable for outdoor and indoor lighting applications

The disadvantages of commercial HID lamp ballast are many power switches and passive

component and limited circuit efficiency due to three-stage power conversions Therefore

this thesis presents a single-stage electronic ballast for HID lamps with high power factor

The features of the proposed ballast are reduced numbers of circuit components

cost-effectiveness and high efficiency Without an additional multiplier the proposed

ballast can obtain high power factor and low total harmonic distortion (THD) of input

utility-line current by designing the inductor at discontinuous-conduction-mode In addition

the presented ballast supplies low-frequency square-wave sources to the HID lamp for

avoiding acoustic-resonance

Abstract

Moreover descriptions and analysis of the proposed HID lamp ballast are included in this

thesis and prototype ballast for a 70W HID lamp has been implemented and testified

Finally experimental results are compared with the IsSpice-based simulated ones in order to

verify the functionality of the presented circuit

Keywords High-intensity-discharge lamp Lighting Acoustic resonance Electronic ballast

iii

致謝

觀音山上六年半的求學生涯即將告一段落回首這段日子的點滴過往都是我生命

中不可或缺的一頁與最值得懷念的回憶所有訓練也將化為我踏入社會後最厚實的能

量感謝伴我走過這段日子的所有人給予鼓勵與支持

首先要感謝指導教授 鄭竣安

在這裡要特別感謝

博士對學生悉心之指導且用引導方式讓學生尋找問

題解決問題且不厭其煩毫無保留的傾囊相授時時給予我鼓勵與啟發在最後衝

刺的這段時間更給了我許多建議讓我在研究時有著更深入的體會也謝謝老師對論文

的細心修改讓論文在表達上更加通順才能如期完成論文之撰寫

陳野正仁 教授謝謝您在學校開的每一門電力電子相關課程

也因為您的不辭辛勞學生才能擁有厚實基礎去面對業界變化快速的不同挑戰此外感

謝 張健軒 教授於研究所之專業科目修課過程中分享寶貴的專業知識感謝口試委員

梁從主 教授與 鄭宏良

另外在這兩年半的研究生活中感謝學長ndash

教授對論文的細心指正與審查促使本論文更加嚴密及完善

炳文建廷林成昇璋明是冠霖給

予我研究上寶貴意見及協助同學ndash俊顯臻霖在研究上之協助學弟ndash馥澧彥谷紘

暐士銘大哥冠龍在課業上及實驗室生活的照料也因為有你們實驗室氣氛不再沉

悶電路實作時也可以是輕鬆且愉悅的以及感謝好友ndash華章幸軒欣余毓鈞育

龍青鴻

最後感謝我的父母及弟弟全力的支持你們的支持鼓勵與包容都是我求學過

程中最重要的動力來源且讓我在求學過程中毫無後顧之憂讓我更專心在學業上得

以順利完成學業我願與你們分享此刻的喜悅

在我遭遇挫折時給予最大的鼓勵讓我有再往前進的動力沒有你們就沒有

現在的我畢業不是結束因為有你們在我才能載著滿滿的能量與祝福航向另一個

人生階段

100年1月 宸維

iv

目錄

中文摘要 i

英文摘要 ii

致謝 iii

目錄 iv

圖目錄 vi

表目錄 x

第一章 前言 1

11 研究背景與動機 1

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討 7

21 複金屬燈發光原理與啟動特性 7

22 音頻共振的問題與解決之道 10

23 傳統 HID 燈電子安定器架構探討 14

24 功率因素校正之控制方式 17

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析 22

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析 22

32 全橋換流器電路動作模式分析 24

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析 27

331 產生低頻驅動訊號的方式 28

332 產生高頻驅動訊號的方式 29

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式 30

34 單級高功因 HID 燈電子安定器動作原理分析 31

35 高壓點燈電路設計 43

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計 45

41 單級高功因 HID 燈電子安定器電路參數設計 45

411 昇壓型轉換器儲能電感LPFC 45 設計

412 高頻結合低頻全橋換流器儲能電感Lbuck 47 設計

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計 48

43 高壓點燈電路之設計 51

44 參數選擇 52

v

第五章 實驗結果與討論 55

51 電氣參數與元件規格 55

52 單級高功因 HID 燈電子安定器之模擬波形 56

53 單級高功因 HID 燈電子安定器之實測波形 63

第六章 結論與未來方向 72

61 結論 72

62 未來方向 72

參考文獻 74

vi

圖目錄

圖 11 HID 燈的應用場合圖片 3

圖 12 不同內管材質之複金屬燈 3

圖 13 三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 14 單級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 21 複金屬燈內部架構圖 7

圖 22 各種光源之光譜 8

圖 23 HID 燈啟動至穩態過程示意圖 10

圖 24 HID 燈管弧光放電示意圖 11

圖 25 HID 燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片 11

圖 26 HID 燈管損毀實際圖片 11

圖 27 一般市售 HID 燈電子安定器系統之方塊圖 14

圖 28 一般市售 HID 燈電子安定器之電路架構圖 14

圖 29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖 15

圖 210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖 15

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 15

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 16

圖 213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形 16

圖 214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 17

圖 215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 17

圖 216 典型平均電流控制模式電路 18

圖 217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) 19

圖 218 典型峰值電流控制模式電路 20

圖 219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) 20

圖 220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) 21

圖 31 昇壓型轉換器之架構圖 23

圖 32 昇壓型轉換器功率開關S1導通期間之電路動作圖(t0~t1 23 )

圖 33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2 23 )

圖 34 昇壓型轉換器功率開關S1與D1 23 均截止期間之電路動作圖

( ) 圖 35 昇壓型轉換器操作於 DCM 時之理論波形圖 24

vii

圖 36 全橋換流器架構圖 25

圖 37 全橋換流器功率開關S1與S4導通時電路動作圖(t0~t1 25 )

圖 38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t1~t2 26 )

圖 39 全橋換流器功率開關S2與S3導通時電路動作圖(t2~t3 26 )

圖 310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t3~t4 26 )

圖 311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖 27

圖 312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖 28

圖 313 差值放大器與史密特觸發器示意圖 29

圖 314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖 29

圖 315 高頻驅動訊號產生電路 29

圖 316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換訊號產生電路的實際接線圖 30

圖 318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖 31

圖 319 本論文單級電子安定器電路架構動作狀態流程圖 32

圖 320 本論文提出之單級 HID 燈電子安定器電路理論波形圖 33

圖 321 電子安定器動作原理分析-狀態 1 34

圖 322 電子安定器動作原理分析-狀態 2a 35

圖 323 電子安定器動作原理分析-狀態 3a 36

圖 324 電子安定器動作原理分析-狀態 4 36

圖 325 電子安定器動作原理分析-狀態 2b 37

圖 326 電子安定器動作原理分析-狀態 3b 38

圖 327 電子安定器動作原理分析-狀態 5 39

圖 328 電子安定器動作原理分析-狀態 6a 40

圖 329 電子安定器動作原理分析-狀態 7a 40

圖 330 電子安定器動作原理分析-狀態 8 41

圖 331 電子安定器動作原理分析-狀態 6b 42

圖 332 電子安定器動作原理分析-狀態 7b 42

圖 333 串聯式高壓點火電路示意圖 43

圖 334 並聯式高壓點火電路示意圖 44

圖 335 本論文所提出之串聯式高壓點火電路示意圖 44

viii

圖 41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖 46

圖 42 全橋換流器電感Lbuck 47 操作於DCM時電感電流示意圖

圖 43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖 50

圖 44 本論文所提出之串聯式高壓點火電路波形圖 51 圖 45 HID 燈電子安定器參數設計流程 52

圖 46 操作頻率與電感LPFC 52 值及責務比之關係 圖 47 責務比與電感LPFC 53 值及操作頻率之關係

圖 48 操作頻率與電感Lbuck 53 值及責務比之關係

圖 49 責務比與電感Lbuck 54 值及操作頻率之關係

圖 410 操作頻率與電感Cbuck 54 值及責務比之關係

圖 51 本論文提出之 HID 燈電子安定器架構 IsSpice 模擬圖 56

圖 52 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 58 模擬波形圖

圖 53 功率開關驅動訊號Vgs2Vgs3 58 模擬波形展開圖

圖 54 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形圖

圖 55 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形展開圖

圖 56 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形圖

圖 57 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形展開圖

圖 58 直流鏈電壓Vdc 61 模擬波形圖

圖 59 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 61 模擬波形圖

圖 510 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 62 模擬波形圖

圖 511 點火電路之 SIDAC 動作模擬波形 62

圖 512 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 63 實測波形圖

圖 513 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 64 實測波形展開圖

圖 514 全橋換流器電感電流iLbuck 64 實測波形圖

圖 515 全橋換流器電感電流iLbuck 65 實測波形展開圖

圖 516 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形圖

圖 517 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形展開圖

圖 518 直流鏈電壓Vdc 67 實測波形圖

圖 519 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 67 實測波形圖

ix

圖 520 點燈暫態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 521 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 522 點火電路之 SIDAC 動作實測波形 69

圖 523 控制電路實作照片 69

圖 524 功率級電路實作照片 70

圖 525 LC 濾波器與點火電路實作照片 70

x

表目錄

表 11 各類型人造光源特性之比較表 2

表 41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件 50

表 42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格 51

表 51 本論文研製的 HID 燈電子安定器之電氣參數 55

表 52 本論文實驗使用的 HID 燈管規格 55

表 53 HID 燈電子安定器之電路元件規格 56

表 54 PM3000 所量測之輸入電流各次諧波量 71

1

第一章 前言

11 研究背景與動機

隨著科技不斷進步及人類生活作息的改變現今人類對於照明的需求與日俱增且要

求多樣化因此許多人造光源陸續衍生而出如一般住家道路照明車用照明各種

交通號誌照明大型營業場所大型戶外運動場大型室內建築及公園景觀照明等都

是人造光源之應用範圍由於地球上能源有限且有可能於不久之未來消耗殆盡人類近

年來亦意識到破壞大自然與環境污染可能會導致人類無法繼續生存因此各國對於綠色

能源與節能省電相當重視因此在人造光源這方面的考量首要為照明效率的改善然後

逐步淘汰發光效能不高以及有環境污染顧慮的人工光源體改採以高發光效能且無污染之

照明光源為主

目前市售之人造光源大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)為主其

原因主要是方便使用而且在大量生產下價格相對於其他類型之光源較低傳統照明光

源的白熾燈存在著發光效率不佳之問題因此以新一代照明光源取代是重要的課題其

中高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge lamp HID lamp)為現在主流照明光源之

ㄧ

高強度氣體放電燈[1]利用弧光放電原理使燈管發光具有高演色性高發光效率

高照度低光衰使用壽命長等優點且功率選擇性範圍大其種類繁多色溫則依內

部填充不同之氣體分子決定演色性是物體在人工光源下與正午太陽光的真實度百分

比演色性高的光源所呈現之物體愈接近真實色彩測量標準是以自然光Ra-100為 100

真實色彩高強度氣體放電燈除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近自然界的太陽

光之外更因色彩多樣化而有不同應用場合諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明汽

車頭燈球場照明投影機大型看板照明室內大廳與大型會議室照明手電筒[2]-[3]

路燈舞台燈探照燈大型賣場以及需要高照度光源之場所等應用範圍甚廣

2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

iii

致謝

觀音山上六年半的求學生涯即將告一段落回首這段日子的點滴過往都是我生命

中不可或缺的一頁與最值得懷念的回憶所有訓練也將化為我踏入社會後最厚實的能

量感謝伴我走過這段日子的所有人給予鼓勵與支持

首先要感謝指導教授 鄭竣安

在這裡要特別感謝

博士對學生悉心之指導且用引導方式讓學生尋找問

題解決問題且不厭其煩毫無保留的傾囊相授時時給予我鼓勵與啟發在最後衝

刺的這段時間更給了我許多建議讓我在研究時有著更深入的體會也謝謝老師對論文

的細心修改讓論文在表達上更加通順才能如期完成論文之撰寫

陳野正仁 教授謝謝您在學校開的每一門電力電子相關課程

也因為您的不辭辛勞學生才能擁有厚實基礎去面對業界變化快速的不同挑戰此外感

謝 張健軒 教授於研究所之專業科目修課過程中分享寶貴的專業知識感謝口試委員

梁從主 教授與 鄭宏良

另外在這兩年半的研究生活中感謝學長ndash

教授對論文的細心指正與審查促使本論文更加嚴密及完善

炳文建廷林成昇璋明是冠霖給

予我研究上寶貴意見及協助同學ndash俊顯臻霖在研究上之協助學弟ndash馥澧彥谷紘

暐士銘大哥冠龍在課業上及實驗室生活的照料也因為有你們實驗室氣氛不再沉

悶電路實作時也可以是輕鬆且愉悅的以及感謝好友ndash華章幸軒欣余毓鈞育

龍青鴻

最後感謝我的父母及弟弟全力的支持你們的支持鼓勵與包容都是我求學過

程中最重要的動力來源且讓我在求學過程中毫無後顧之憂讓我更專心在學業上得

以順利完成學業我願與你們分享此刻的喜悅

在我遭遇挫折時給予最大的鼓勵讓我有再往前進的動力沒有你們就沒有

現在的我畢業不是結束因為有你們在我才能載著滿滿的能量與祝福航向另一個

人生階段

100年1月 宸維

iv

目錄

中文摘要 i

英文摘要 ii

致謝 iii

目錄 iv

圖目錄 vi

表目錄 x

第一章 前言 1

11 研究背景與動機 1

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討 7

21 複金屬燈發光原理與啟動特性 7

22 音頻共振的問題與解決之道 10

23 傳統 HID 燈電子安定器架構探討 14

24 功率因素校正之控制方式 17

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析 22

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析 22

32 全橋換流器電路動作模式分析 24

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析 27

331 產生低頻驅動訊號的方式 28

332 產生高頻驅動訊號的方式 29

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式 30

34 單級高功因 HID 燈電子安定器動作原理分析 31

35 高壓點燈電路設計 43

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計 45

41 單級高功因 HID 燈電子安定器電路參數設計 45

411 昇壓型轉換器儲能電感LPFC 45 設計

412 高頻結合低頻全橋換流器儲能電感Lbuck 47 設計

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計 48

43 高壓點燈電路之設計 51

44 參數選擇 52

v

第五章 實驗結果與討論 55

51 電氣參數與元件規格 55

52 單級高功因 HID 燈電子安定器之模擬波形 56

53 單級高功因 HID 燈電子安定器之實測波形 63

第六章 結論與未來方向 72

61 結論 72

62 未來方向 72

參考文獻 74

vi

圖目錄

圖 11 HID 燈的應用場合圖片 3

圖 12 不同內管材質之複金屬燈 3

圖 13 三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 14 單級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 21 複金屬燈內部架構圖 7

圖 22 各種光源之光譜 8

圖 23 HID 燈啟動至穩態過程示意圖 10

圖 24 HID 燈管弧光放電示意圖 11

圖 25 HID 燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片 11

圖 26 HID 燈管損毀實際圖片 11

圖 27 一般市售 HID 燈電子安定器系統之方塊圖 14

圖 28 一般市售 HID 燈電子安定器之電路架構圖 14

圖 29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖 15

圖 210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖 15

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 15

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 16

圖 213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形 16

圖 214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 17

圖 215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 17

圖 216 典型平均電流控制模式電路 18

圖 217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) 19

圖 218 典型峰值電流控制模式電路 20

圖 219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) 20

圖 220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) 21

圖 31 昇壓型轉換器之架構圖 23

圖 32 昇壓型轉換器功率開關S1導通期間之電路動作圖(t0~t1 23 )

圖 33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2 23 )

圖 34 昇壓型轉換器功率開關S1與D1 23 均截止期間之電路動作圖

( ) 圖 35 昇壓型轉換器操作於 DCM 時之理論波形圖 24

vii

圖 36 全橋換流器架構圖 25

圖 37 全橋換流器功率開關S1與S4導通時電路動作圖(t0~t1 25 )

圖 38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t1~t2 26 )

圖 39 全橋換流器功率開關S2與S3導通時電路動作圖(t2~t3 26 )

圖 310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t3~t4 26 )

圖 311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖 27

圖 312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖 28

圖 313 差值放大器與史密特觸發器示意圖 29

圖 314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖 29

圖 315 高頻驅動訊號產生電路 29

圖 316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換訊號產生電路的實際接線圖 30

圖 318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖 31

圖 319 本論文單級電子安定器電路架構動作狀態流程圖 32

圖 320 本論文提出之單級 HID 燈電子安定器電路理論波形圖 33

圖 321 電子安定器動作原理分析-狀態 1 34

圖 322 電子安定器動作原理分析-狀態 2a 35

圖 323 電子安定器動作原理分析-狀態 3a 36

圖 324 電子安定器動作原理分析-狀態 4 36

圖 325 電子安定器動作原理分析-狀態 2b 37

圖 326 電子安定器動作原理分析-狀態 3b 38

圖 327 電子安定器動作原理分析-狀態 5 39

圖 328 電子安定器動作原理分析-狀態 6a 40

圖 329 電子安定器動作原理分析-狀態 7a 40

圖 330 電子安定器動作原理分析-狀態 8 41

圖 331 電子安定器動作原理分析-狀態 6b 42

圖 332 電子安定器動作原理分析-狀態 7b 42

圖 333 串聯式高壓點火電路示意圖 43

圖 334 並聯式高壓點火電路示意圖 44

圖 335 本論文所提出之串聯式高壓點火電路示意圖 44

viii

圖 41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖 46

圖 42 全橋換流器電感Lbuck 47 操作於DCM時電感電流示意圖

圖 43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖 50

圖 44 本論文所提出之串聯式高壓點火電路波形圖 51 圖 45 HID 燈電子安定器參數設計流程 52

圖 46 操作頻率與電感LPFC 52 值及責務比之關係 圖 47 責務比與電感LPFC 53 值及操作頻率之關係

圖 48 操作頻率與電感Lbuck 53 值及責務比之關係

圖 49 責務比與電感Lbuck 54 值及操作頻率之關係

圖 410 操作頻率與電感Cbuck 54 值及責務比之關係

圖 51 本論文提出之 HID 燈電子安定器架構 IsSpice 模擬圖 56

圖 52 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 58 模擬波形圖

圖 53 功率開關驅動訊號Vgs2Vgs3 58 模擬波形展開圖

圖 54 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形圖

圖 55 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形展開圖

圖 56 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形圖

圖 57 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形展開圖

圖 58 直流鏈電壓Vdc 61 模擬波形圖

圖 59 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 61 模擬波形圖

圖 510 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 62 模擬波形圖

圖 511 點火電路之 SIDAC 動作模擬波形 62

圖 512 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 63 實測波形圖

圖 513 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 64 實測波形展開圖

圖 514 全橋換流器電感電流iLbuck 64 實測波形圖

圖 515 全橋換流器電感電流iLbuck 65 實測波形展開圖

圖 516 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形圖

圖 517 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形展開圖

圖 518 直流鏈電壓Vdc 67 實測波形圖

圖 519 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 67 實測波形圖

ix

圖 520 點燈暫態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 521 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 522 點火電路之 SIDAC 動作實測波形 69

圖 523 控制電路實作照片 69

圖 524 功率級電路實作照片 70

圖 525 LC 濾波器與點火電路實作照片 70

x

表目錄

表 11 各類型人造光源特性之比較表 2

表 41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件 50

表 42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格 51

表 51 本論文研製的 HID 燈電子安定器之電氣參數 55

表 52 本論文實驗使用的 HID 燈管規格 55

表 53 HID 燈電子安定器之電路元件規格 56

表 54 PM3000 所量測之輸入電流各次諧波量 71

1

第一章 前言

11 研究背景與動機

隨著科技不斷進步及人類生活作息的改變現今人類對於照明的需求與日俱增且要

求多樣化因此許多人造光源陸續衍生而出如一般住家道路照明車用照明各種

交通號誌照明大型營業場所大型戶外運動場大型室內建築及公園景觀照明等都

是人造光源之應用範圍由於地球上能源有限且有可能於不久之未來消耗殆盡人類近

年來亦意識到破壞大自然與環境污染可能會導致人類無法繼續生存因此各國對於綠色

能源與節能省電相當重視因此在人造光源這方面的考量首要為照明效率的改善然後

逐步淘汰發光效能不高以及有環境污染顧慮的人工光源體改採以高發光效能且無污染之

照明光源為主

目前市售之人造光源大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)為主其

原因主要是方便使用而且在大量生產下價格相對於其他類型之光源較低傳統照明光

源的白熾燈存在著發光效率不佳之問題因此以新一代照明光源取代是重要的課題其

中高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge lamp HID lamp)為現在主流照明光源之

ㄧ

高強度氣體放電燈[1]利用弧光放電原理使燈管發光具有高演色性高發光效率

高照度低光衰使用壽命長等優點且功率選擇性範圍大其種類繁多色溫則依內

部填充不同之氣體分子決定演色性是物體在人工光源下與正午太陽光的真實度百分

比演色性高的光源所呈現之物體愈接近真實色彩測量標準是以自然光Ra-100為 100

真實色彩高強度氣體放電燈除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近自然界的太陽

光之外更因色彩多樣化而有不同應用場合諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明汽

車頭燈球場照明投影機大型看板照明室內大廳與大型會議室照明手電筒[2]-[3]

路燈舞台燈探照燈大型賣場以及需要高照度光源之場所等應用範圍甚廣

2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

iv

目錄

中文摘要 i

英文摘要 ii

致謝 iii

目錄 iv

圖目錄 vi

表目錄 x

第一章 前言 1

11 研究背景與動機 1

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討 7

21 複金屬燈發光原理與啟動特性 7

22 音頻共振的問題與解決之道 10

23 傳統 HID 燈電子安定器架構探討 14

24 功率因素校正之控制方式 17

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析 22

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析 22

32 全橋換流器電路動作模式分析 24

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析 27

331 產生低頻驅動訊號的方式 28

332 產生高頻驅動訊號的方式 29

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式 30

34 單級高功因 HID 燈電子安定器動作原理分析 31

35 高壓點燈電路設計 43

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計 45

41 單級高功因 HID 燈電子安定器電路參數設計 45

411 昇壓型轉換器儲能電感LPFC 45 設計

412 高頻結合低頻全橋換流器儲能電感Lbuck 47 設計

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計 48

43 高壓點燈電路之設計 51

44 參數選擇 52

v

第五章 實驗結果與討論 55

51 電氣參數與元件規格 55

52 單級高功因 HID 燈電子安定器之模擬波形 56

53 單級高功因 HID 燈電子安定器之實測波形 63

第六章 結論與未來方向 72

61 結論 72

62 未來方向 72

參考文獻 74

vi

圖目錄

圖 11 HID 燈的應用場合圖片 3

圖 12 不同內管材質之複金屬燈 3

圖 13 三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 14 單級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 21 複金屬燈內部架構圖 7

圖 22 各種光源之光譜 8

圖 23 HID 燈啟動至穩態過程示意圖 10

圖 24 HID 燈管弧光放電示意圖 11

圖 25 HID 燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片 11

圖 26 HID 燈管損毀實際圖片 11

圖 27 一般市售 HID 燈電子安定器系統之方塊圖 14

圖 28 一般市售 HID 燈電子安定器之電路架構圖 14

圖 29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖 15

圖 210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖 15

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 15

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 16

圖 213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形 16

圖 214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 17

圖 215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 17

圖 216 典型平均電流控制模式電路 18

圖 217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) 19

圖 218 典型峰值電流控制模式電路 20

圖 219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) 20

圖 220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) 21

圖 31 昇壓型轉換器之架構圖 23

圖 32 昇壓型轉換器功率開關S1導通期間之電路動作圖(t0~t1 23 )

圖 33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2 23 )

圖 34 昇壓型轉換器功率開關S1與D1 23 均截止期間之電路動作圖

( ) 圖 35 昇壓型轉換器操作於 DCM 時之理論波形圖 24

vii

圖 36 全橋換流器架構圖 25

圖 37 全橋換流器功率開關S1與S4導通時電路動作圖(t0~t1 25 )

圖 38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t1~t2 26 )

圖 39 全橋換流器功率開關S2與S3導通時電路動作圖(t2~t3 26 )

圖 310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t3~t4 26 )

圖 311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖 27

圖 312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖 28

圖 313 差值放大器與史密特觸發器示意圖 29

圖 314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖 29

圖 315 高頻驅動訊號產生電路 29

圖 316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換訊號產生電路的實際接線圖 30

圖 318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖 31

圖 319 本論文單級電子安定器電路架構動作狀態流程圖 32

圖 320 本論文提出之單級 HID 燈電子安定器電路理論波形圖 33

圖 321 電子安定器動作原理分析-狀態 1 34

圖 322 電子安定器動作原理分析-狀態 2a 35

圖 323 電子安定器動作原理分析-狀態 3a 36

圖 324 電子安定器動作原理分析-狀態 4 36

圖 325 電子安定器動作原理分析-狀態 2b 37

圖 326 電子安定器動作原理分析-狀態 3b 38

圖 327 電子安定器動作原理分析-狀態 5 39

圖 328 電子安定器動作原理分析-狀態 6a 40

圖 329 電子安定器動作原理分析-狀態 7a 40

圖 330 電子安定器動作原理分析-狀態 8 41

圖 331 電子安定器動作原理分析-狀態 6b 42

圖 332 電子安定器動作原理分析-狀態 7b 42

圖 333 串聯式高壓點火電路示意圖 43

圖 334 並聯式高壓點火電路示意圖 44

圖 335 本論文所提出之串聯式高壓點火電路示意圖 44

viii

圖 41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖 46

圖 42 全橋換流器電感Lbuck 47 操作於DCM時電感電流示意圖

圖 43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖 50

圖 44 本論文所提出之串聯式高壓點火電路波形圖 51 圖 45 HID 燈電子安定器參數設計流程 52

圖 46 操作頻率與電感LPFC 52 值及責務比之關係 圖 47 責務比與電感LPFC 53 值及操作頻率之關係

圖 48 操作頻率與電感Lbuck 53 值及責務比之關係

圖 49 責務比與電感Lbuck 54 值及操作頻率之關係

圖 410 操作頻率與電感Cbuck 54 值及責務比之關係

圖 51 本論文提出之 HID 燈電子安定器架構 IsSpice 模擬圖 56

圖 52 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 58 模擬波形圖

圖 53 功率開關驅動訊號Vgs2Vgs3 58 模擬波形展開圖

圖 54 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形圖

圖 55 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形展開圖

圖 56 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形圖

圖 57 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形展開圖

圖 58 直流鏈電壓Vdc 61 模擬波形圖

圖 59 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 61 模擬波形圖

圖 510 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 62 模擬波形圖

圖 511 點火電路之 SIDAC 動作模擬波形 62

圖 512 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 63 實測波形圖

圖 513 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 64 實測波形展開圖

圖 514 全橋換流器電感電流iLbuck 64 實測波形圖

圖 515 全橋換流器電感電流iLbuck 65 實測波形展開圖

圖 516 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形圖

圖 517 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形展開圖

圖 518 直流鏈電壓Vdc 67 實測波形圖

圖 519 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 67 實測波形圖

ix

圖 520 點燈暫態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 521 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 522 點火電路之 SIDAC 動作實測波形 69

圖 523 控制電路實作照片 69

圖 524 功率級電路實作照片 70

圖 525 LC 濾波器與點火電路實作照片 70

x

表目錄

表 11 各類型人造光源特性之比較表 2

表 41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件 50

表 42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格 51

表 51 本論文研製的 HID 燈電子安定器之電氣參數 55

表 52 本論文實驗使用的 HID 燈管規格 55

表 53 HID 燈電子安定器之電路元件規格 56

表 54 PM3000 所量測之輸入電流各次諧波量 71

1

第一章 前言

11 研究背景與動機

隨著科技不斷進步及人類生活作息的改變現今人類對於照明的需求與日俱增且要

求多樣化因此許多人造光源陸續衍生而出如一般住家道路照明車用照明各種

交通號誌照明大型營業場所大型戶外運動場大型室內建築及公園景觀照明等都

是人造光源之應用範圍由於地球上能源有限且有可能於不久之未來消耗殆盡人類近

年來亦意識到破壞大自然與環境污染可能會導致人類無法繼續生存因此各國對於綠色

能源與節能省電相當重視因此在人造光源這方面的考量首要為照明效率的改善然後

逐步淘汰發光效能不高以及有環境污染顧慮的人工光源體改採以高發光效能且無污染之

照明光源為主

目前市售之人造光源大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)為主其

原因主要是方便使用而且在大量生產下價格相對於其他類型之光源較低傳統照明光

源的白熾燈存在著發光效率不佳之問題因此以新一代照明光源取代是重要的課題其

中高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge lamp HID lamp)為現在主流照明光源之

ㄧ

高強度氣體放電燈[1]利用弧光放電原理使燈管發光具有高演色性高發光效率

高照度低光衰使用壽命長等優點且功率選擇性範圍大其種類繁多色溫則依內

部填充不同之氣體分子決定演色性是物體在人工光源下與正午太陽光的真實度百分

比演色性高的光源所呈現之物體愈接近真實色彩測量標準是以自然光Ra-100為 100

真實色彩高強度氣體放電燈除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近自然界的太陽

光之外更因色彩多樣化而有不同應用場合諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明汽

車頭燈球場照明投影機大型看板照明室內大廳與大型會議室照明手電筒[2]-[3]

路燈舞台燈探照燈大型賣場以及需要高照度光源之場所等應用範圍甚廣

2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

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halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

v

第五章 實驗結果與討論 55

51 電氣參數與元件規格 55

52 單級高功因 HID 燈電子安定器之模擬波形 56

53 單級高功因 HID 燈電子安定器之實測波形 63

第六章 結論與未來方向 72

61 結論 72

62 未來方向 72

參考文獻 74

vi

圖目錄

圖 11 HID 燈的應用場合圖片 3

圖 12 不同內管材質之複金屬燈 3

圖 13 三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 14 單級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 21 複金屬燈內部架構圖 7

圖 22 各種光源之光譜 8

圖 23 HID 燈啟動至穩態過程示意圖 10

圖 24 HID 燈管弧光放電示意圖 11

圖 25 HID 燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片 11

圖 26 HID 燈管損毀實際圖片 11

圖 27 一般市售 HID 燈電子安定器系統之方塊圖 14

圖 28 一般市售 HID 燈電子安定器之電路架構圖 14

圖 29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖 15

圖 210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖 15

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 15

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 16

圖 213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形 16

圖 214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 17

圖 215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 17

圖 216 典型平均電流控制模式電路 18

圖 217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) 19

圖 218 典型峰值電流控制模式電路 20

圖 219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) 20

圖 220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) 21

圖 31 昇壓型轉換器之架構圖 23

圖 32 昇壓型轉換器功率開關S1導通期間之電路動作圖(t0~t1 23 )

圖 33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2 23 )

圖 34 昇壓型轉換器功率開關S1與D1 23 均截止期間之電路動作圖

( ) 圖 35 昇壓型轉換器操作於 DCM 時之理論波形圖 24

vii

圖 36 全橋換流器架構圖 25

圖 37 全橋換流器功率開關S1與S4導通時電路動作圖(t0~t1 25 )

圖 38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t1~t2 26 )

圖 39 全橋換流器功率開關S2與S3導通時電路動作圖(t2~t3 26 )

圖 310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t3~t4 26 )

圖 311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖 27

圖 312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖 28

圖 313 差值放大器與史密特觸發器示意圖 29

圖 314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖 29

圖 315 高頻驅動訊號產生電路 29

圖 316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換訊號產生電路的實際接線圖 30

圖 318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖 31

圖 319 本論文單級電子安定器電路架構動作狀態流程圖 32

圖 320 本論文提出之單級 HID 燈電子安定器電路理論波形圖 33

圖 321 電子安定器動作原理分析-狀態 1 34

圖 322 電子安定器動作原理分析-狀態 2a 35

圖 323 電子安定器動作原理分析-狀態 3a 36

圖 324 電子安定器動作原理分析-狀態 4 36

圖 325 電子安定器動作原理分析-狀態 2b 37

圖 326 電子安定器動作原理分析-狀態 3b 38

圖 327 電子安定器動作原理分析-狀態 5 39

圖 328 電子安定器動作原理分析-狀態 6a 40

圖 329 電子安定器動作原理分析-狀態 7a 40

圖 330 電子安定器動作原理分析-狀態 8 41

圖 331 電子安定器動作原理分析-狀態 6b 42

圖 332 電子安定器動作原理分析-狀態 7b 42

圖 333 串聯式高壓點火電路示意圖 43

圖 334 並聯式高壓點火電路示意圖 44

圖 335 本論文所提出之串聯式高壓點火電路示意圖 44

viii

圖 41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖 46

圖 42 全橋換流器電感Lbuck 47 操作於DCM時電感電流示意圖

圖 43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖 50

圖 44 本論文所提出之串聯式高壓點火電路波形圖 51 圖 45 HID 燈電子安定器參數設計流程 52

圖 46 操作頻率與電感LPFC 52 值及責務比之關係 圖 47 責務比與電感LPFC 53 值及操作頻率之關係

圖 48 操作頻率與電感Lbuck 53 值及責務比之關係

圖 49 責務比與電感Lbuck 54 值及操作頻率之關係

圖 410 操作頻率與電感Cbuck 54 值及責務比之關係

圖 51 本論文提出之 HID 燈電子安定器架構 IsSpice 模擬圖 56

圖 52 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 58 模擬波形圖

圖 53 功率開關驅動訊號Vgs2Vgs3 58 模擬波形展開圖

圖 54 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形圖

圖 55 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形展開圖

圖 56 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形圖

圖 57 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形展開圖

圖 58 直流鏈電壓Vdc 61 模擬波形圖

圖 59 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 61 模擬波形圖

圖 510 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 62 模擬波形圖

圖 511 點火電路之 SIDAC 動作模擬波形 62

圖 512 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 63 實測波形圖

圖 513 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 64 實測波形展開圖

圖 514 全橋換流器電感電流iLbuck 64 實測波形圖

圖 515 全橋換流器電感電流iLbuck 65 實測波形展開圖

圖 516 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形圖

圖 517 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形展開圖

圖 518 直流鏈電壓Vdc 67 實測波形圖

圖 519 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 67 實測波形圖

ix

圖 520 點燈暫態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 521 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 522 點火電路之 SIDAC 動作實測波形 69

圖 523 控制電路實作照片 69

圖 524 功率級電路實作照片 70

圖 525 LC 濾波器與點火電路實作照片 70

x

表目錄

表 11 各類型人造光源特性之比較表 2

表 41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件 50

表 42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格 51

表 51 本論文研製的 HID 燈電子安定器之電氣參數 55

表 52 本論文實驗使用的 HID 燈管規格 55

表 53 HID 燈電子安定器之電路元件規格 56

表 54 PM3000 所量測之輸入電流各次諧波量 71

1

第一章 前言

11 研究背景與動機

隨著科技不斷進步及人類生活作息的改變現今人類對於照明的需求與日俱增且要

求多樣化因此許多人造光源陸續衍生而出如一般住家道路照明車用照明各種

交通號誌照明大型營業場所大型戶外運動場大型室內建築及公園景觀照明等都

是人造光源之應用範圍由於地球上能源有限且有可能於不久之未來消耗殆盡人類近

年來亦意識到破壞大自然與環境污染可能會導致人類無法繼續生存因此各國對於綠色

能源與節能省電相當重視因此在人造光源這方面的考量首要為照明效率的改善然後

逐步淘汰發光效能不高以及有環境污染顧慮的人工光源體改採以高發光效能且無污染之

照明光源為主

目前市售之人造光源大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)為主其

原因主要是方便使用而且在大量生產下價格相對於其他類型之光源較低傳統照明光

源的白熾燈存在著發光效率不佳之問題因此以新一代照明光源取代是重要的課題其

中高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge lamp HID lamp)為現在主流照明光源之

ㄧ

高強度氣體放電燈[1]利用弧光放電原理使燈管發光具有高演色性高發光效率

高照度低光衰使用壽命長等優點且功率選擇性範圍大其種類繁多色溫則依內

部填充不同之氣體分子決定演色性是物體在人工光源下與正午太陽光的真實度百分

比演色性高的光源所呈現之物體愈接近真實色彩測量標準是以自然光Ra-100為 100

真實色彩高強度氣體放電燈除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近自然界的太陽

光之外更因色彩多樣化而有不同應用場合諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明汽

車頭燈球場照明投影機大型看板照明室內大廳與大型會議室照明手電筒[2]-[3]

路燈舞台燈探照燈大型賣場以及需要高照度光源之場所等應用範圍甚廣

2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

vi

圖目錄

圖 11 HID 燈的應用場合圖片 3

圖 12 不同內管材質之複金屬燈 3

圖 13 三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 14 單級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖 6

圖 21 複金屬燈內部架構圖 7

圖 22 各種光源之光譜 8

圖 23 HID 燈啟動至穩態過程示意圖 10

圖 24 HID 燈管弧光放電示意圖 11

圖 25 HID 燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片 11

圖 26 HID 燈管損毀實際圖片 11

圖 27 一般市售 HID 燈電子安定器系統之方塊圖 14

圖 28 一般市售 HID 燈電子安定器之電路架構圖 14

圖 29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖 15

圖 210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖 15

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 15

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 16

圖 213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形 16

圖 214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖 17

圖 215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖 17

圖 216 典型平均電流控制模式電路 18

圖 217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) 19

圖 218 典型峰值電流控制模式電路 20

圖 219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) 20

圖 220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) 21

圖 31 昇壓型轉換器之架構圖 23

圖 32 昇壓型轉換器功率開關S1導通期間之電路動作圖(t0~t1 23 )

圖 33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2 23 )

圖 34 昇壓型轉換器功率開關S1與D1 23 均截止期間之電路動作圖

( ) 圖 35 昇壓型轉換器操作於 DCM 時之理論波形圖 24

vii

圖 36 全橋換流器架構圖 25

圖 37 全橋換流器功率開關S1與S4導通時電路動作圖(t0~t1 25 )

圖 38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t1~t2 26 )

圖 39 全橋換流器功率開關S2與S3導通時電路動作圖(t2~t3 26 )

圖 310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t3~t4 26 )

圖 311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖 27

圖 312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖 28

圖 313 差值放大器與史密特觸發器示意圖 29

圖 314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖 29

圖 315 高頻驅動訊號產生電路 29

圖 316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換訊號產生電路的實際接線圖 30

圖 318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖 31

圖 319 本論文單級電子安定器電路架構動作狀態流程圖 32

圖 320 本論文提出之單級 HID 燈電子安定器電路理論波形圖 33

圖 321 電子安定器動作原理分析-狀態 1 34

圖 322 電子安定器動作原理分析-狀態 2a 35

圖 323 電子安定器動作原理分析-狀態 3a 36

圖 324 電子安定器動作原理分析-狀態 4 36

圖 325 電子安定器動作原理分析-狀態 2b 37

圖 326 電子安定器動作原理分析-狀態 3b 38

圖 327 電子安定器動作原理分析-狀態 5 39

圖 328 電子安定器動作原理分析-狀態 6a 40

圖 329 電子安定器動作原理分析-狀態 7a 40

圖 330 電子安定器動作原理分析-狀態 8 41

圖 331 電子安定器動作原理分析-狀態 6b 42

圖 332 電子安定器動作原理分析-狀態 7b 42

圖 333 串聯式高壓點火電路示意圖 43

圖 334 並聯式高壓點火電路示意圖 44

圖 335 本論文所提出之串聯式高壓點火電路示意圖 44

viii

圖 41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖 46

圖 42 全橋換流器電感Lbuck 47 操作於DCM時電感電流示意圖

圖 43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖 50

圖 44 本論文所提出之串聯式高壓點火電路波形圖 51 圖 45 HID 燈電子安定器參數設計流程 52

圖 46 操作頻率與電感LPFC 52 值及責務比之關係 圖 47 責務比與電感LPFC 53 值及操作頻率之關係

圖 48 操作頻率與電感Lbuck 53 值及責務比之關係

圖 49 責務比與電感Lbuck 54 值及操作頻率之關係

圖 410 操作頻率與電感Cbuck 54 值及責務比之關係

圖 51 本論文提出之 HID 燈電子安定器架構 IsSpice 模擬圖 56

圖 52 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 58 模擬波形圖

圖 53 功率開關驅動訊號Vgs2Vgs3 58 模擬波形展開圖

圖 54 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形圖

圖 55 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形展開圖

圖 56 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形圖

圖 57 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形展開圖

圖 58 直流鏈電壓Vdc 61 模擬波形圖

圖 59 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 61 模擬波形圖

圖 510 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 62 模擬波形圖

圖 511 點火電路之 SIDAC 動作模擬波形 62

圖 512 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 63 實測波形圖

圖 513 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 64 實測波形展開圖

圖 514 全橋換流器電感電流iLbuck 64 實測波形圖

圖 515 全橋換流器電感電流iLbuck 65 實測波形展開圖

圖 516 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形圖

圖 517 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形展開圖

圖 518 直流鏈電壓Vdc 67 實測波形圖

圖 519 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 67 實測波形圖

ix

圖 520 點燈暫態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 521 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 522 點火電路之 SIDAC 動作實測波形 69

圖 523 控制電路實作照片 69

圖 524 功率級電路實作照片 70

圖 525 LC 濾波器與點火電路實作照片 70

x

表目錄

表 11 各類型人造光源特性之比較表 2

表 41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件 50

表 42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格 51

表 51 本論文研製的 HID 燈電子安定器之電氣參數 55

表 52 本論文實驗使用的 HID 燈管規格 55

表 53 HID 燈電子安定器之電路元件規格 56

表 54 PM3000 所量測之輸入電流各次諧波量 71

1

第一章 前言

11 研究背景與動機

隨著科技不斷進步及人類生活作息的改變現今人類對於照明的需求與日俱增且要

求多樣化因此許多人造光源陸續衍生而出如一般住家道路照明車用照明各種

交通號誌照明大型營業場所大型戶外運動場大型室內建築及公園景觀照明等都

是人造光源之應用範圍由於地球上能源有限且有可能於不久之未來消耗殆盡人類近

年來亦意識到破壞大自然與環境污染可能會導致人類無法繼續生存因此各國對於綠色

能源與節能省電相當重視因此在人造光源這方面的考量首要為照明效率的改善然後

逐步淘汰發光效能不高以及有環境污染顧慮的人工光源體改採以高發光效能且無污染之

照明光源為主

目前市售之人造光源大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)為主其

原因主要是方便使用而且在大量生產下價格相對於其他類型之光源較低傳統照明光

源的白熾燈存在著發光效率不佳之問題因此以新一代照明光源取代是重要的課題其

中高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge lamp HID lamp)為現在主流照明光源之

ㄧ

高強度氣體放電燈[1]利用弧光放電原理使燈管發光具有高演色性高發光效率

高照度低光衰使用壽命長等優點且功率選擇性範圍大其種類繁多色溫則依內

部填充不同之氣體分子決定演色性是物體在人工光源下與正午太陽光的真實度百分

比演色性高的光源所呈現之物體愈接近真實色彩測量標準是以自然光Ra-100為 100

真實色彩高強度氣體放電燈除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近自然界的太陽

光之外更因色彩多樣化而有不同應用場合諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明汽

車頭燈球場照明投影機大型看板照明室內大廳與大型會議室照明手電筒[2]-[3]

路燈舞台燈探照燈大型賣場以及需要高照度光源之場所等應用範圍甚廣

2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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vii

圖 36 全橋換流器架構圖 25

圖 37 全橋換流器功率開關S1與S4導通時電路動作圖(t0~t1 25 )

圖 38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t1~t2 26 )

圖 39 全橋換流器功率開關S2與S3導通時電路動作圖(t2~t3 26 )

圖 310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止時電路動作圖(t3~t4 26 )

圖 311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖 27

圖 312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖 28

圖 313 差值放大器與史密特觸發器示意圖 29

圖 314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖 29

圖 315 高頻驅動訊號產生電路 29

圖 316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換訊號產生電路的實際接線圖 30

圖 318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖 31

圖 319 本論文單級電子安定器電路架構動作狀態流程圖 32

圖 320 本論文提出之單級 HID 燈電子安定器電路理論波形圖 33

圖 321 電子安定器動作原理分析-狀態 1 34

圖 322 電子安定器動作原理分析-狀態 2a 35

圖 323 電子安定器動作原理分析-狀態 3a 36

圖 324 電子安定器動作原理分析-狀態 4 36

圖 325 電子安定器動作原理分析-狀態 2b 37

圖 326 電子安定器動作原理分析-狀態 3b 38

圖 327 電子安定器動作原理分析-狀態 5 39

圖 328 電子安定器動作原理分析-狀態 6a 40

圖 329 電子安定器動作原理分析-狀態 7a 40

圖 330 電子安定器動作原理分析-狀態 8 41

圖 331 電子安定器動作原理分析-狀態 6b 42

圖 332 電子安定器動作原理分析-狀態 7b 42

圖 333 串聯式高壓點火電路示意圖 43

圖 334 並聯式高壓點火電路示意圖 44

圖 335 本論文所提出之串聯式高壓點火電路示意圖 44

viii

圖 41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖 46

圖 42 全橋換流器電感Lbuck 47 操作於DCM時電感電流示意圖

圖 43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖 50

圖 44 本論文所提出之串聯式高壓點火電路波形圖 51 圖 45 HID 燈電子安定器參數設計流程 52

圖 46 操作頻率與電感LPFC 52 值及責務比之關係 圖 47 責務比與電感LPFC 53 值及操作頻率之關係

圖 48 操作頻率與電感Lbuck 53 值及責務比之關係

圖 49 責務比與電感Lbuck 54 值及操作頻率之關係

圖 410 操作頻率與電感Cbuck 54 值及責務比之關係

圖 51 本論文提出之 HID 燈電子安定器架構 IsSpice 模擬圖 56

圖 52 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 58 模擬波形圖

圖 53 功率開關驅動訊號Vgs2Vgs3 58 模擬波形展開圖

圖 54 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形圖

圖 55 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形展開圖

圖 56 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形圖

圖 57 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形展開圖

圖 58 直流鏈電壓Vdc 61 模擬波形圖

圖 59 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 61 模擬波形圖

圖 510 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 62 模擬波形圖

圖 511 點火電路之 SIDAC 動作模擬波形 62

圖 512 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 63 實測波形圖

圖 513 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 64 實測波形展開圖

圖 514 全橋換流器電感電流iLbuck 64 實測波形圖

圖 515 全橋換流器電感電流iLbuck 65 實測波形展開圖

圖 516 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形圖

圖 517 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形展開圖

圖 518 直流鏈電壓Vdc 67 實測波形圖

圖 519 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 67 實測波形圖

ix

圖 520 點燈暫態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 521 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 522 點火電路之 SIDAC 動作實測波形 69

圖 523 控制電路實作照片 69

圖 524 功率級電路實作照片 70

圖 525 LC 濾波器與點火電路實作照片 70

x

表目錄

表 11 各類型人造光源特性之比較表 2

表 41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件 50

表 42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格 51

表 51 本論文研製的 HID 燈電子安定器之電氣參數 55

表 52 本論文實驗使用的 HID 燈管規格 55

表 53 HID 燈電子安定器之電路元件規格 56

表 54 PM3000 所量測之輸入電流各次諧波量 71

1

第一章 前言

11 研究背景與動機

隨著科技不斷進步及人類生活作息的改變現今人類對於照明的需求與日俱增且要

求多樣化因此許多人造光源陸續衍生而出如一般住家道路照明車用照明各種

交通號誌照明大型營業場所大型戶外運動場大型室內建築及公園景觀照明等都

是人造光源之應用範圍由於地球上能源有限且有可能於不久之未來消耗殆盡人類近

年來亦意識到破壞大自然與環境污染可能會導致人類無法繼續生存因此各國對於綠色

能源與節能省電相當重視因此在人造光源這方面的考量首要為照明效率的改善然後

逐步淘汰發光效能不高以及有環境污染顧慮的人工光源體改採以高發光效能且無污染之

照明光源為主

目前市售之人造光源大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)為主其

原因主要是方便使用而且在大量生產下價格相對於其他類型之光源較低傳統照明光

源的白熾燈存在著發光效率不佳之問題因此以新一代照明光源取代是重要的課題其

中高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge lamp HID lamp)為現在主流照明光源之

ㄧ

高強度氣體放電燈[1]利用弧光放電原理使燈管發光具有高演色性高發光效率

高照度低光衰使用壽命長等優點且功率選擇性範圍大其種類繁多色溫則依內

部填充不同之氣體分子決定演色性是物體在人工光源下與正午太陽光的真實度百分

比演色性高的光源所呈現之物體愈接近真實色彩測量標準是以自然光Ra-100為 100

真實色彩高強度氣體放電燈除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近自然界的太陽

光之外更因色彩多樣化而有不同應用場合諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明汽

車頭燈球場照明投影機大型看板照明室內大廳與大型會議室照明手電筒[2]-[3]

路燈舞台燈探照燈大型賣場以及需要高照度光源之場所等應用範圍甚廣

2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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viii

圖 41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖 46

圖 42 全橋換流器電感Lbuck 47 操作於DCM時電感電流示意圖

圖 43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖 50

圖 44 本論文所提出之串聯式高壓點火電路波形圖 51 圖 45 HID 燈電子安定器參數設計流程 52

圖 46 操作頻率與電感LPFC 52 值及責務比之關係 圖 47 責務比與電感LPFC 53 值及操作頻率之關係

圖 48 操作頻率與電感Lbuck 53 值及責務比之關係

圖 49 責務比與電感Lbuck 54 值及操作頻率之關係

圖 410 操作頻率與電感Cbuck 54 值及責務比之關係

圖 51 本論文提出之 HID 燈電子安定器架構 IsSpice 模擬圖 56

圖 52 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 58 模擬波形圖

圖 53 功率開關驅動訊號Vgs2Vgs3 58 模擬波形展開圖

圖 54 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形圖

圖 55 全橋換流器電感電流iLbuck 59 模擬波形展開圖

圖 56 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形圖

圖 57 昇壓型轉換器電感iLPFC 60 電流模擬波形展開圖

圖 58 直流鏈電壓Vdc 61 模擬波形圖

圖 59 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 61 模擬波形圖

圖 510 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 62 模擬波形圖

圖 511 點火電路之 SIDAC 動作模擬波形 62

圖 512 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 63 實測波形圖

圖 513 功率開關驅動訊號Vgs1Vgs2Vgs3Vgs4 64 實測波形展開圖

圖 514 全橋換流器電感電流iLbuck 64 實測波形圖

圖 515 全橋換流器電感電流iLbuck 65 實測波形展開圖

圖 516 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形圖

圖 517 昇壓型轉換器電感iLPFC 66 電流實測波形展開圖

圖 518 直流鏈電壓Vdc 67 實測波形圖

圖 519 輸入電壓VAC_IN與電流IAC_IN 67 實測波形圖

ix

圖 520 點燈暫態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 521 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 522 點火電路之 SIDAC 動作實測波形 69

圖 523 控制電路實作照片 69

圖 524 功率級電路實作照片 70

圖 525 LC 濾波器與點火電路實作照片 70

x

表目錄

表 11 各類型人造光源特性之比較表 2

表 41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件 50

表 42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格 51

表 51 本論文研製的 HID 燈電子安定器之電氣參數 55

表 52 本論文實驗使用的 HID 燈管規格 55

表 53 HID 燈電子安定器之電路元件規格 56

表 54 PM3000 所量測之輸入電流各次諧波量 71

1

第一章 前言

11 研究背景與動機

隨著科技不斷進步及人類生活作息的改變現今人類對於照明的需求與日俱增且要

求多樣化因此許多人造光源陸續衍生而出如一般住家道路照明車用照明各種

交通號誌照明大型營業場所大型戶外運動場大型室內建築及公園景觀照明等都

是人造光源之應用範圍由於地球上能源有限且有可能於不久之未來消耗殆盡人類近

年來亦意識到破壞大自然與環境污染可能會導致人類無法繼續生存因此各國對於綠色

能源與節能省電相當重視因此在人造光源這方面的考量首要為照明效率的改善然後

逐步淘汰發光效能不高以及有環境污染顧慮的人工光源體改採以高發光效能且無污染之

照明光源為主

目前市售之人造光源大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)為主其

原因主要是方便使用而且在大量生產下價格相對於其他類型之光源較低傳統照明光

源的白熾燈存在著發光效率不佳之問題因此以新一代照明光源取代是重要的課題其

中高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge lamp HID lamp)為現在主流照明光源之

ㄧ

高強度氣體放電燈[1]利用弧光放電原理使燈管發光具有高演色性高發光效率

高照度低光衰使用壽命長等優點且功率選擇性範圍大其種類繁多色溫則依內

部填充不同之氣體分子決定演色性是物體在人工光源下與正午太陽光的真實度百分

比演色性高的光源所呈現之物體愈接近真實色彩測量標準是以自然光Ra-100為 100

真實色彩高強度氣體放電燈除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近自然界的太陽

光之外更因色彩多樣化而有不同應用場合諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明汽

車頭燈球場照明投影機大型看板照明室內大廳與大型會議室照明手電筒[2]-[3]

路燈舞台燈探照燈大型賣場以及需要高照度光源之場所等應用範圍甚廣

2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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ix

圖 520 點燈暫態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 521 點燈穩態之燈管電壓Vlamp與電流Ilamp 68 實測波形圖

圖 522 點火電路之 SIDAC 動作實測波形 69

圖 523 控制電路實作照片 69

圖 524 功率級電路實作照片 70

圖 525 LC 濾波器與點火電路實作照片 70

x

表目錄

表 11 各類型人造光源特性之比較表 2

表 41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件 50

表 42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格 51

表 51 本論文研製的 HID 燈電子安定器之電氣參數 55

表 52 本論文實驗使用的 HID 燈管規格 55

表 53 HID 燈電子安定器之電路元件規格 56

表 54 PM3000 所量測之輸入電流各次諧波量 71

1

第一章 前言

11 研究背景與動機

隨著科技不斷進步及人類生活作息的改變現今人類對於照明的需求與日俱增且要

求多樣化因此許多人造光源陸續衍生而出如一般住家道路照明車用照明各種

交通號誌照明大型營業場所大型戶外運動場大型室內建築及公園景觀照明等都

是人造光源之應用範圍由於地球上能源有限且有可能於不久之未來消耗殆盡人類近

年來亦意識到破壞大自然與環境污染可能會導致人類無法繼續生存因此各國對於綠色

能源與節能省電相當重視因此在人造光源這方面的考量首要為照明效率的改善然後

逐步淘汰發光效能不高以及有環境污染顧慮的人工光源體改採以高發光效能且無污染之

照明光源為主

目前市售之人造光源大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)為主其

原因主要是方便使用而且在大量生產下價格相對於其他類型之光源較低傳統照明光

源的白熾燈存在著發光效率不佳之問題因此以新一代照明光源取代是重要的課題其

中高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge lamp HID lamp)為現在主流照明光源之

ㄧ

高強度氣體放電燈[1]利用弧光放電原理使燈管發光具有高演色性高發光效率

高照度低光衰使用壽命長等優點且功率選擇性範圍大其種類繁多色溫則依內

部填充不同之氣體分子決定演色性是物體在人工光源下與正午太陽光的真實度百分

比演色性高的光源所呈現之物體愈接近真實色彩測量標準是以自然光Ra-100為 100

真實色彩高強度氣體放電燈除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近自然界的太陽

光之外更因色彩多樣化而有不同應用場合諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明汽

車頭燈球場照明投影機大型看板照明室內大廳與大型會議室照明手電筒[2]-[3]

路燈舞台燈探照燈大型賣場以及需要高照度光源之場所等應用範圍甚廣

2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

x

表目錄

表 11 各類型人造光源特性之比較表 2

表 41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件 50

表 42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格 51

表 51 本論文研製的 HID 燈電子安定器之電氣參數 55

表 52 本論文實驗使用的 HID 燈管規格 55

表 53 HID 燈電子安定器之電路元件規格 56

表 54 PM3000 所量測之輸入電流各次諧波量 71

1

第一章 前言

11 研究背景與動機

隨著科技不斷進步及人類生活作息的改變現今人類對於照明的需求與日俱增且要

求多樣化因此許多人造光源陸續衍生而出如一般住家道路照明車用照明各種

交通號誌照明大型營業場所大型戶外運動場大型室內建築及公園景觀照明等都

是人造光源之應用範圍由於地球上能源有限且有可能於不久之未來消耗殆盡人類近

年來亦意識到破壞大自然與環境污染可能會導致人類無法繼續生存因此各國對於綠色

能源與節能省電相當重視因此在人造光源這方面的考量首要為照明效率的改善然後

逐步淘汰發光效能不高以及有環境污染顧慮的人工光源體改採以高發光效能且無污染之

照明光源為主

目前市售之人造光源大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)為主其

原因主要是方便使用而且在大量生產下價格相對於其他類型之光源較低傳統照明光

源的白熾燈存在著發光效率不佳之問題因此以新一代照明光源取代是重要的課題其

中高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge lamp HID lamp)為現在主流照明光源之

ㄧ

高強度氣體放電燈[1]利用弧光放電原理使燈管發光具有高演色性高發光效率

高照度低光衰使用壽命長等優點且功率選擇性範圍大其種類繁多色溫則依內

部填充不同之氣體分子決定演色性是物體在人工光源下與正午太陽光的真實度百分

比演色性高的光源所呈現之物體愈接近真實色彩測量標準是以自然光Ra-100為 100

真實色彩高強度氣體放電燈除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近自然界的太陽

光之外更因色彩多樣化而有不同應用場合諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明汽

車頭燈球場照明投影機大型看板照明室內大廳與大型會議室照明手電筒[2]-[3]

路燈舞台燈探照燈大型賣場以及需要高照度光源之場所等應用範圍甚廣

2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

1

第一章 前言

11 研究背景與動機

隨著科技不斷進步及人類生活作息的改變現今人類對於照明的需求與日俱增且要

求多樣化因此許多人造光源陸續衍生而出如一般住家道路照明車用照明各種

交通號誌照明大型營業場所大型戶外運動場大型室內建築及公園景觀照明等都

是人造光源之應用範圍由於地球上能源有限且有可能於不久之未來消耗殆盡人類近

年來亦意識到破壞大自然與環境污染可能會導致人類無法繼續生存因此各國對於綠色

能源與節能省電相當重視因此在人造光源這方面的考量首要為照明效率的改善然後

逐步淘汰發光效能不高以及有環境污染顧慮的人工光源體改採以高發光效能且無污染之

照明光源為主

目前市售之人造光源大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)為主其

原因主要是方便使用而且在大量生產下價格相對於其他類型之光源較低傳統照明光

源的白熾燈存在著發光效率不佳之問題因此以新一代照明光源取代是重要的課題其

中高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge lamp HID lamp)為現在主流照明光源之

ㄧ

高強度氣體放電燈[1]利用弧光放電原理使燈管發光具有高演色性高發光效率

高照度低光衰使用壽命長等優點且功率選擇性範圍大其種類繁多色溫則依內

部填充不同之氣體分子決定演色性是物體在人工光源下與正午太陽光的真實度百分

比演色性高的光源所呈現之物體愈接近真實色彩測量標準是以自然光Ra-100為 100

真實色彩高強度氣體放電燈除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近自然界的太陽

光之外更因色彩多樣化而有不同應用場合諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明汽

車頭燈球場照明投影機大型看板照明室內大廳與大型會議室照明手電筒[2]-[3]

路燈舞台燈探照燈大型賣場以及需要高照度光源之場所等應用範圍甚廣

2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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2

由表 11 整理各類型人造光源特性之比較表可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最

高有 150 lmW白光 LED 則是壽命較長演色性除傳統白熾燈與鹵素燈外由高至

低依次是氙燈複金屬燈白光 LED圖 11 為 HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投

影機光源[4]圖 11(b)為港口碼頭照明[5]圖 11(c)為道路照明[5]圖 11(d)為汽車頭

燈照明[6]

若在高壓水銀燈氣體放電內管加入了多種金屬鹵化物可形成複金屬燈

(metal-halide lamps)舊有石英材質之內管於點燈時會有嚴重的光色偏差問題內部鹵化

物會隨著石英內管游移不定導致光色偏差與損失在近年來不斷的改進下大部份放

電內管之燈殼已由原先石英玻璃材質改良為陶瓷材質而陶瓷材料具有耐高溫的特性能

減低金屬鹵化物因高溫點燈所產生之化學的變化提升演色性及發光效率並增加了燈

管耐久度圖 12 為不同材質之複金屬燈圖 12(a)為具石英內管之複金屬燈圖 12(b)為

新型陶瓷內管之複金屬燈[7]

表11 各類型人造光源特性之比較表

特性

光源

發光效率

(lmW)

壽命

(khr)

色溫

(K)

演色性

(Ra)

白熾燈 3~23 1~2 2700 100

鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100

螢光燈 90~110 4~6 2700 85

高壓鈉燈 62~140 12 2000 25

低壓鈉燈 150 12 2000 20

水銀燈 15~60 12 4000 36

氙燈 85 3 4000~8000 95

複金屬燈 80~120 6~9 3000~10000 70~90

白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

3

(a) 投影機光源 (b) 港口碼頭照明

(c) 道路照明 (d) 汽車頭燈照明

圖11 HID燈的應用場合圖片[4][5][6]

(a) 石英材質 (b) 陶瓷材質

圖12 不同內管材質之複金屬燈[7]

4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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4

複金屬燈管為動態負增量電阻 (dynamic negative incremental resistor)特性因此需

搭配一個安定器使用以防止燈管燒毀[8]-[10] HID燈管點亮初期其等效電阻非常小

使得燈管電流比穩態時大很多且於點燈時需要高電壓(約35kV)以激發燈管內之金屬鹵

化物氣體使燈管導通放電燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓

與電流以達到燈管所需要之穩態功率使燈管可以穩定發光而安定器的種類可分為傳

統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定器主要構造為一

適用於低頻的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成抗流線圈而成其功率因數偏低約為

05~06左右效率不高體積較龐大且較為笨重啓動時間較長又因操作於市電頻率

所以容易有低頻哼聲等缺點[11]

電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點電子安定器為切換式電源供應器

的一種其主要由被動元件及功率開關元件組成除了具有穩定燈管電壓與電流的功能

外在啟動時也須提供足夠的點燈電壓使燈管內之氣體游離而產生電離現象[12]當

需要維持弧光之續弧能量時則只需一個較低的燈管電壓維持燈管氣體穩定持續放電即

可[8][13]與傳統安定器相較之下具有高功因高效率能夠控制燈管額定功率與燈

管工作頻率等優點且電子安定器體積較小重量輕亦可以滿足電子產品輕薄短

小的趨勢

音頻共振是高強度氣體放電燈管工作於高頻下會產生之問題原因為其燈管內管之

放電電弧驅動惰性氣體時產生之振盪壓力當燈管之振盪壓力與管壁反射的迴壓為同相位

時發生之共振現象其振盪壓力的振幅會快速累加會使燈管電壓與電流產生振盪導

致燈管功率的變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定嚴重時則會

導致弧光熄滅或燈管爆裂[14]-[20]這是設計HID燈電子安定器時需要慎重考慮的因

素截至目前為止已有許多文獻對此問題提出相關解決方法[21]-[24]

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

5

所有解決的方法以設計HID燈管工作在不會產生音頻共振的頻率為前提但HID

燈音頻共振之頻率與燈管本身之構造形狀內部氣體濃度參數及內部的使用的各種金

屬材料息息相關每支各廠牌燈管之音頻共振頻率頻譜分佈也不盡相同而隨著HID燈

管的使用時間長短燈管發生音頻共振的頻率亦會有所改變無法全權考量所有情況

根據以往文獻可知音頻共振現在幾乎發生在HID燈管之工作頻率位於幾kHz至幾

百kHz的頻帶間而在燈管工作低於1kHz以下之頻帶並不會產生音頻共振

有一種可行方式是以超高頻率(大於500 kHz)電流驅動燈管[23]在工作頻率超過某

一個頻率以後燈管並不會有音頻共振之問題產生不過若是開關元件沒有使用軟切換

(soft switching)則功率開關之切換損失可能導致電路效率降低開關元件需要更大的

散熱面積去抑制熱的問題吾人考慮其電路效率成本和解決音頻共振問題之方法後

以低頻方波電源來驅動HID燈管為一較理想之解決方案

以一個市售之三級式HID燈電子安定器為例如圖13主要由昇壓型轉換器降壓

型轉換器以及全橋換流器電路組成[25]-[27]昇壓型轉換器主要功能為功因修正降壓

型轉換器則有調整電壓以供應全橋換流器使用與定功率控制之功能全橋換流器則轉換

出低頻方波電源以供應燈管能量然而三級式的電路架構需要經由三次功率的轉換

此舉會增加開關的切換損失導通損失及額外的傳導損失因而降低電路整體的轉換效

率而三級式電路架構之電子安定器的成本也相對提高

本論文提出之單級式HID燈電子安定器系統方塊圖如圖14所示將昇壓型轉換器

降壓型轉換器與全橋換流器三級合併成單級具有功因修正及降壓功能的高頻結合低頻

驅動之單級結構且安定器提供一低頻交流方波電源給燈管以避開HID燈管音頻共振之

頻帶其功率級轉換電路較市售電路少了兩級且可減少功率元件的數目以及較為簡單之

控制方式本論文提出之單級電子安定器架構具有減少元件數量提高轉換效率與降低

成本之優點

6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

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6

濾波器橋式整流器

昇壓型轉換器

降壓型轉換器

全橋換流器

HID燈管

vAC

圖13 三級式HID燈電子安定器系統方塊圖

濾波器單級電子安定器

HID燈管

vAC

圖14 單級式HID燈電子安定器系統方塊圖

本論文內容一共分為下列六個章節

第一章描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID

燈之放電內管比較以及比較傳統安定器和本論文研究之安定器

第二章介紹複金屬燈啟動時暫態到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與根據文獻探

討各種電子安定器發展趨勢以及先前架構的介紹

第三章說明昇壓型轉換器與全橋換流器的動作原理分析與本論文所提出之單級HID燈

電子安定器電路架構的動作模式分析與探討

第四章分析本論文所提出之單級HID燈電子安定器電路參數設計並將參數設計考量

利用繪圖軟體MathCAD以圖表方式呈現

第五章利用電力電子模擬軟體IsSpice模擬本論文提出的單級電子安定器並將其模擬

波形與實測波形結果做比較以驗證本論文提出之架構的可行性

第六章結論與未來研究方向

7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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7

第二章 HID 燈特性與傳統 HID 燈電子安定器架構探討

21 複金屬燈發光原理與啟動特性

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種燈管的玻璃泡殼內充填800k ~ 900k Pa的高壓

無色無味無臭之惰性絕緣氣體與少許金屬鹵化物僅在高電壓才能電離成正負離

子並具有導電性其且在室溫下是氣體由於燈管內部氣壓高不論冷熱點燈燈管啟

動時皆需要相當高的電壓複金屬燈點燈電壓一般為35 kV以上因此需要額外的點燈

電路來做為燈管啟動之用以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500K ~ 6500K為接

近正午日光的色溫演色性指標為70~90發光效率也在75至125 lmW之間圖21為一

般具陶瓷放電管之70W複金屬燈內部構造

圖22為各種光源的光譜分佈情形[28]由圖可知在可見光的波長內複金屬燈在所

有人造光源中具有最類似太陽光的光譜與一般水銀燈相比複金屬燈內惰性氣體原子

的平均激發電位較汞高而激發電位較高的氣體可達到較高的電弧溫度隨著電弧溫度

的升高更能有利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比

汞大放電會產生較多的自由電子

圖21 複金屬燈的內部構造圖

8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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8

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

波長(nm)(a) 太陽光譜

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(b) 氙燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m

2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(c) 複金屬燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(d)日光燈光譜波長(nm)

相對

光譜

輻射

能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(e)白熾燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

02

04

06

0380 480 580 680 780

08

1

(f) 低壓鈉燈光譜波長(nm)

相對光譜輻射能量

wr

m2

圖22 各種光源之光譜[28]

9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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9

在穩態下金屬鹵化物在複金屬燈管內會不斷產生分解與再結合的循環過程由於

在管壁工作溫度時金屬鹵化物在燈管內濃度分佈不均故金屬鹵化物由管壁向電弧中心

擴散在電弧中心的高溫區域內金屬鹵化物分子會分解為金屬原子和鹵素原子金屬原

子放電並產生輻射並轉換為光能釋放鹵素原子得到自由電子後形成負離子由於電弧

中心的金屬原子和鹵素原子的濃度較燈管管壁高於是金屬原子和鹵素原子又向管壁擴

散在接近管壁的低溫區域又重新複合成金屬鹵化物分子

HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩定的弧

光放電四個階段[29]-[30]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路高壓點

燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23為

HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段的動作分述如下

1 電壓崩潰

燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產

生約35kV之高壓作為擊發HID燈管之用

2 輝光發電

燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至約10~20歐姆的低阻抗燈管

電流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度複金屬

燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒

3 輝光轉弧光

燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定

之穩態電壓電流則開始逐漸降低至穩態額定電流

4 弧光放電

HID燈管已達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段亦表示燈管內部的金

屬鹵化物已達到熱平衡狀態

10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

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10

電壓崩潰

輝光放電

輝光轉弧光

弧光放電 (熱平衡)

35kV

vLAMP

iLAMP

t

t

穩態

圖

23 HID燈啟動至穩態過程示意圖[29]

22 音頻共振的問題與解決之道

HID燈管在高頻（約1kHz至數百kHz為較嚴重之頻帶）操作下皆會有音頻共振的現

象輕微的音頻共振會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振可能導致燈

管嚴重破裂圖24為HID燈管弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖

24(b)為燈管音頻共振時之電弧圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[14]圖26

為燈管損毀實際圖片

11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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11

(a) HID燈管正常工作時之弧光 (b) HID燈管發生音頻共振時之弧光

圖24 HID燈管弧光放電示意圖

圖25 HID燈管音頻共振發生時弧光閃爍之實際圖片[14]

圖26 HID燈管損毀實際圖片

12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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12

目前解決HID燈管發生音頻共振之方法多以避開音頻共振頻帶為主而幾種避開音

頻共振的頻率控制方法如下所示

(a) 低頻弦波驅動方式[31]

此方式為傳統矽鋼片電磁耦合HID燈安定器常見的方式其操作在市電頻率所以

完全無音頻共振之問題但卻有體積龐大效率低功因較低等缺點

(b) 超高頻弦波驅動方式[32]-[34]

將燈管工作頻率遠大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而第一個要考

量的是操作在較高之切換頻率會因開關切換損失較大而導致電路效率下降之問題第

二為燈管工作在超高頻時電磁干擾(Electromagnetic Interference EMI)之問題會更加明

顯進而為了處理EMI的問題而提高了設計上的困難度

(c) 定頻控制之高頻弦波驅動方式[35]-[36]

雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於位於幾kHz至幾百kHz的頻帶中但在某些頻

帶範圍並不會產生音頻共振只要將切換頻率設計在不會產生音頻共振的頻率上也可

以使HID燈管避免此問題穩定發光但此方式的電路設計必須極為精準且將其設定

在某個較寬的無音頻共振頻帶才能確保無音頻共振產生考量到燈管的廠牌內管泡殼

的幾何形狀以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計

上困難度較高

(d) 頻率調變控制之高頻弦波操作方式[37]-[38]

若採用不斷改變其工作頻率使HID燈管工作頻率在某兩個頻率間不斷來回穿梭

燈管電弧就會因來不及變化而不會發生音頻共振的問題但前提是HID燈管之音頻共振

須經過精確的計算謹慎選擇頻率調變範圍及中心頻率如此必然會增加電路設計上複

雜度與困難度且若不同廠牌之燈管亦需重新計算其頻率調變範圍及中心頻率以作最

13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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13

佳化設計此設計方式較難通用於各場牌之燈管

(e) 自動頻率追蹤方式[39]

此方式為利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振

時偵測腳位立即改變電壓值至迴授電路與參考電壓做比較控制電路將即時自動修正

燈管工作頻率至無音頻共振之頻帶以避免音頻共振現象

(f) 低頻方波驅動方式[40]-[52]

採用低頻方波(約60Hz~500Hz)驅動方式利用回授電路及脈波寬度調變方式以限制

燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻帶所

以無音頻共振產生燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不容易隨著時間變動且

約為一固定的瞬時功率值此方法能有效避開音頻共振的問題因此市售的HID燈電

子安定器皆採用此種驅動方式

(g) 高頻方波驅動方式[53]

高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音

頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電

路中產生使得燈管的瞬時功率並非為一定值容易造成音頻共振現象另外此種驅

動方式的電路效率較低

音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻

帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈管能有效避開HID燈管音

頻共振之頻率

14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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14

23 傳統HID燈電子安定器架構探討

一般市售之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖27所示

由升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式換流器所組成圖28為三級式HID燈電子安定

器電路圖

AC

LC濾波器 橋式整流器 升壓轉換器 降壓轉換器 全橋換流器 HID燈

圖27 一般市售HID燈電子安定器系統之方塊圖

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

LPFC

D2

S5

S6Vgs1

D3

D4Cdc1

Sbuck

Vgs2

DPFC

Dbuck

Lbuck

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

降壓型轉換器昇壓型轉換器

圖28 一般市售HID燈電子安定器之電路架構圖

圖28中的電子安定器主要由升壓型轉換器結合降壓型轉換器與全橋換流器所組

成升壓型轉換器之功能為功率因數校正而降壓型轉換器則為定功率控制功能全橋

式換流器將前級的直流輸出電壓切換成低頻交流方波電源以供給燈管

為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系

統方塊圖如圖29所示[46]圖210為兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子

安定器由返馳式轉換器及全橋換流器組成由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器

驅動可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高

15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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15

AC LC濾波器 橋式整流器返馳式轉換器

全橋換流器 HID燈

圖29 返馳式轉換器結合全橋換流器架構之方塊圖[46]

Cbuck

AC110V

D1Vgs5

Vgs6

D2

S5

S6

D3

D4Vgs_fly

Lfly_n2

HID Lamp

Cdc2

Vgs3

Vgs4

S3

S4

全橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

T

Lfly_n1

D5

圖210 返馳式轉換器結合全橋換流器之架構圖[46]

圖211為返馳式轉換器結合半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器

是以前級為返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成返馳式轉換器同時擁有功因校正

以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋換流器同樣也可節省開

關元件數量達到降低成本的效果圖213為返馳式轉換器結合半橋換流器架構之兩級

電子安定器輸入電壓與電流波形由於返馳式轉換器的優點為輸入電流不連續時可自然

達到功因校正之能力其實測之功率因數約為099[35]

AC LC濾波器 橋式整流器 半橋換流器 HID燈返馳式轉換器

圖211 返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[35]

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

16

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4

Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

返馳式轉換器

D5

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖212 返馳式轉換器結合半橋換流器之架構圖[35]

圖213 返馳式轉換器結合半橋換流器之輸入電壓與電流波形[35]

圖214為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器電子安定器方塊圖[47]前級為昇降

壓-返馳式轉換器加上後級半橋換流器所組成降壓-返馳式級同時擁有功因校正以及功

率控制的功能後級使用半橋換流器可節省開關元件數量達到降低成本的效果圖215

為昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器的電子安定器架構圖功因校正的能力較前級

為降壓-返馳式轉換器高其實測之功率因數可達099半橋換流器之切換訊號也可採用

低頻結合高頻低頻方波驅動訊號提供能量給燈管以避免音頻共振高頻方波驅動訊號

則用來驅動功率開關[29]

17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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17

AC LC濾波器 橋式整流器昇降壓-返馳式轉

換器

半橋換流器 HID燈

圖214 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋換流器架構之方塊圖[47]

SPFC

Cbuck

AC110V

D1Vgs1

Vgs2

Ln2

D2

S1

S2

D3

D4Ln1

HID Lamp

半橋換流器

Igniter

昇降壓-返馳式轉換器

Cdc1

Cdc2

D5

D6

Vgs5

Cdc3

Cdc4

圖215 昇降壓-返馳式轉換器結合半橋式換流器之架構圖[47]

24 功率因數校正之控制方式

近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相

對變快依控制方式區分功率因數控制可分為定頻控制與變頻控制兩大類而主動功

因校正技術又可區分為電壓隨耦法與誤差相乘法分述如下

1 電壓隨耦法

電壓隨耦法乃利用轉換器的電感電流操作於邊界導通模式(Boundary Conduction

Mode BCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode DCM)其電感電流的充

放電會隨著橋式整流後之輸入電壓呈現M型波因而達到高功因對於BCM與DCM兩

種模式而言最大之缺點為電感電流之峰值過高其功率開關承受的電流應力相對大

因此適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關之切換暫態皆為截止對

降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫助

18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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18

2 誤差相乘法

乘法器法控制模式又可分為下列三種形式

(a) 平均電流控制模式(Average Current Control ACC)

平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式也就是在一個切換週期內電感

電流不會下降至零此模式通常適用於輸出功率300W以上的場合其典型控制電路如

圖216所示

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

S1

Cref

D5

Co

振盪器 +-

+

-

RL

比較器

電流放大器

RS

R1

R2

R3

ICP

Vs

Vca

R5

C1

C2R2乘法器

圖216 典型平均電流控制模式電路

當Vs大於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對Lm充電電感電

流上升當Vs小於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降如此

週而復始以平均電流來控制負載電壓以及達成功因校正的目的操作在CCM的優點為

電流擺動幅度比操作在DCM及BCM小所以元 件電流應力較為小圖217為平均電流控

制模式於連續電流模式下之電感電流波形

19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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19

iL

vGS

TON

TSTS

定頻

電感平均電流電感峰值電流

圖217 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)

(b) 峰值電流控制模式(peak current control)

峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變其內部有零電流偵測之

功能可偵測當電感電流為零之瞬間以控制功率開關導通操作於BCM如圖218所示

圖219為操作在BCM之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由R1R2

分壓後再和誤差放大器的輸出信號Vc相乘此乘法器之輸出電壓Vm隨著輸入和輸出的

電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R9和R10分壓之後經由誤差放大器負回授至乘

法器之輸入端(Vc)而乘法器的輸出電壓Vm訊號送入比較器的正輸入端與通過功率開

關S1的源極電壓波形（Vs）做比較以控制功率開關S1的導通或截止

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

20

AC110V

D1

LPFC

D2

D3

D4

Vgs

S1

Cref

D5

Co

乘法器 +-

+

-

RL

S

R Q

零電流偵測

25V

比較器

誤差放大器Vgs

S2

RS

R1

R4

R2

R3

R5

R6

R7 R9C1

VC

Vm

R8

R10

Vs

圖218 典型峰值電流控制模式電路

iL

tvGS

TON TON

TS 變頻

TON固定

電感平均電流電感電流

電感峰值電流

整流後輸入電壓Vrec波形

電感電流波包

TON

圖219 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

21

(c) 磁滯電流控制模式

磁滯電流控制模式如圖220所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連

續與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才

可使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流

作為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見

電感電流

平均電流

命令電流上限

命令電流下限

iL

t

圖220 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)

22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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22

第三章 單級高功因 HID 燈電子安定器之動作原理分析

於前述章節中討論了傳統的HID燈電子安定器之架構的優缺點主要缺點在於能量

經過多級轉換造成效率下降且功率級元件較多成本較高優點則為穩定度高電

路不易有誤動作之情形發生在希望保有傳統的HID燈電子安定器電路穩定高之優點與

改善傳統HID燈電子安定器之缺點的前提下本論文提出一單級具有高功因與高效率之

HID燈電子安定器架構一來可以避免能量浪費在每一級功率電路的轉換使效率提升

二則藉由共用開關與被動元件以減低開關元件及被動元件之數量體積上易達成小型

輕量化且元件數減少亦有助於提升整體系統之可靠度本章節將介紹HID燈電子安定

器之各級架構與針對整合後之單級HID燈電子安定器進行分析

31 昇壓型轉換器電路動作模式分析

圖31為基本的昇壓型轉換器(Boost Converter)[56]在電路穩態且操作在不連續模式

時可分為三部分來討論功率開關S1導通時如圖32輸入電源VIN對電感Lboost儲能

負載RL所需能量由輸出濾波電容Co提供當功率開關S1截止時如圖33由於電感電

流不能立即改變方向故電感電流流入整流二極體D1此時輸入電源VIN與電感上積蓄

之能量一起提供給負載能量與對輸出濾波電容Co儲能等待電感能量釋放完畢後整流

二極體D1因無電流而自然截止如圖34則單由輸出濾波電容Co提供能量給負載當

功率開關S1

2

21

DDD

VV

IN

O +=

再次導通時回到初始分析之動作圖35則為昇壓型轉換器各測試點之理論

波形圖由分析可知其輸出電壓與輸入電壓的關係為式(3-1)

(3-1)

其中D1為功率開關之導通之責務比D2Ts

為電感電流釋放至零之時間

23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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23

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖31 昇壓型轉換器之架構圖

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖32 昇壓型轉換器功率開關S1導通時電路動作圖(t0~t1

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖33 昇壓型轉換器功率開關S1截止期間之電路動作圖(t1~t2

)

S1

Lboost

Covgs1

+

-

VIN

D1+

-

VORL

圖34 昇壓型轉換器功率開關S1與二極體D1皆截止期間之電路動作圖(t2~t3)

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

24

vgs1

iL

iD

t0 t2

vds1

vL

vD

t

t

t

t

t

t

1

t1

2 3

t3

ids1

t

圖35 昇壓型轉換器操作於DCM時之理論波形圖

32 全橋換流器電路動作模式分析

圖36為基本的全橋換流器(Full-Bridge Inverter)[11]功率開關S1與S4共用一個驅動

訊號而S2與S3共用一個與S1及S4互補的驅動訊號當電路達到穩態時可分為四個狀

態進行探討在正半週時S1與S4導通時如圖37VIN對與Cbuck儲能並提供能量給負載

正半週負載之輸出電壓vo

DVv INo sdot=

可表示為式(3-2)

(3-2)

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

25

於S1與S4截止時因S2與S3尚未導通此時全橋換流器進入兩組控制訊號交越間之

死區時間(Dead Time)其電路動作如圖38所示負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供

於S2與S3

DVv INo sdotminus=

導通後負半週開始其電路動作如圖39此時電流所流過的位置相對於參考

方向為負向正半週負載之輸出電壓可以表示為式(3-3)

(3-3)

當S2與S3截止時因S1與S4亦未導通此進入兩組控制訊號交越間之死區時間如

圖310負載所需之能量由穩壓電容Cbuck提供在功率開關S1與S4

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

再次導通之後回到

初始狀態圖311為全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

圖36 全橋換流器架構圖

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖37 全橋換流器功率開關S1與S4導通電路動作圖(t0~t1)

26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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26

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

圖38 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t1~t2

S2

S1Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖39 全橋換流器功率開關S2與S3導通電路動作圖(t2~t3

S2

S1

Lbuck

Cbuck

RLamp

vgs1

vgs2

S4

S3

vgs3

vgs4

+

-

VIN

+ -vo

)

圖310 全橋換流器功率開關S1S2S3S4均截止電路動作圖(t3~t4

)

27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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27

vgs1vgs4

t0

iLamp

t

t

t

t

t

t

1 2 3

t

vgs2vgs3

vds1vds4

vds2vds3

ids1ids4

ids2ids3

4

t1 t2 t3 t4

圖311 全橋換流器各元件電壓電流理論波形圖

33 高頻結合低頻之方波控制訊號分析[29][48]-[49]

於本論文中功率開關之控制訊號為高頻結合低頻方波的驅動訊號示意圖如圖312

所示低頻方波驅動訊號之操作頻率依據市電之頻率來決定其有兩個好處一為低頻

內包含高頻方波在低頻方波與市電同步時可以確保此單級電路達到高功因二為此

低頻訊號可讓HID燈管避開音頻共振而高頻訊號為驅動前級功率開關所使用以下將

分析控制電路各部分功能

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

28

史密特觸發電路

低 頻 互 補 訊 號 電 路

市電分壓及差值放大電路

高頻訊號產生電路

AND閘

市 電

光 耦 合隔 離 電 路

光 耦 合隔 離 電 路

低頻驅動訊號

低 頻 結 合高 頻

驅 動 訊 號 圖

312 本論文採用之驅動訊號產生示意圖[48]

331 產生低頻驅動訊號的方式

市電經由分壓電阻分壓後利用差值放大器電路(Differential Amplifier Circuit) 如圖

313(a)所示擷取兩組市電之弦波訊號即可輸出一個與市電同步但振幅較小的弦波訊號

其訊號作為史密特觸發器(Schmitt Trigger)之觸發電壓準位[57]史密特觸發器如圖313(b)

所示可作為方波訊號產生器將輸入的弦波訊號轉換為方波訊號輸出可產生一個與輸

入電壓的頻率相同之方波驅動訊號(在此不考慮因輸入電壓為0附近時造成之短暫延遲時間

的問題)

圖314為實際上史密特觸發器對正弦波輸入與輸出響應情形當輸入為負半週輸入

時輸出為負的最大值當信號超過零點時即將放大器推入反相飽和狀態使輸出為正

的最大值且輸入交流訊號於零點時正好與方波之切換訊號在同一零點位置達到主電路

輸入電壓電流與控制驅動信號在同一零點觸發的目的

此時將史密特觸發器之輸出方波訊號當作互補訊號產生電路的輸入訊號由於

L6384 IC可由外部電壓訊號驅動且產生兩組互補之驅動訊號且互補訊號之間存在一個

短暫的死區時間(Dead Time) [58]死區時間可透過外接可變電阻調整故本論文選用

L6384 IC作為互補訊號產生器使之產生兩組追隨市電頻率之互補方波訊號再將兩組互

補之低頻方波訊號各自經過光耦合器 TLP250 隔離後可得驅動功率開關之低頻控制

訊號

29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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29

R1

R2

R3

R4 R5 R6

-+ -

+R7

Vo

(a)差值放大器 (b)史密特觸發器

圖313 差值放大器與史密特觸發器示意圖

UTPt

V

LTP

圖314 史密特觸發器正弦波輸入對應輸出響應圖

332 產生高頻驅動訊號的方式

高頻驅動訊號之產生採用 TL494 IC可產生吾人所設定之操作頻率與責務比的高頻驅

動訊號如圖315所示第11腳為高頻訊號輸出腳位輸出高頻方波波形藉由改變可變電

阻R2可調整脈波的責務比輸出方波電壓的頻率可藉由連結腳位4與地之電容C與連接腳位5

與地之可變電阻R1進行調整

C1 C2 VDC

+

-

TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1

CT

R1

RT

Vo

圖315 高頻驅動訊號產生電路

30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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30

333 產生低頻結合高頻驅動訊號的方式

將L6384 IC輸出之低頻互補方波訊號各自與TL494 IC所產生的高頻方波訊號分別輸入

至及閘( AND gate )[59]即可得到一組互補的低頻方波訊號封包內具有高頻訊號的驅動

訊號如圖316所示這一組高頻結合低頻之驅動訊號經由光耦合器TLP250作電位隔離後

即為驅動功率開關之高頻結合低頻方波控制訊號圖317為本論文控制電路實際接線圖

t

L6384低頻互補訊號

t

t

tTL494

高頻訊號

t

圖

316 低頻結合高頻切換訊號產生示意圖

C4

IC5TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg1

R14

R15

IC4HEF4081BP

14

13

12

11O2

I8

I7

O4

VDDI11

2

3

4

I2

O1

5

6

7

10

9

8

I3

I4

VSS

O3

I6

I5

IC1LM324

14

13

12

11VCC+

I4

NI4

VCC-

O4O11

2

3

4

I1

NI1

5

6

7

10

9

8

NI2

I2

O2

NI3

I3

O3

IC2LM6384

8

7

6

5GND

HVG

VOUT

LVG

VBOOTIN1

2

3

4

VCC

DTSD

C2 C6 Vdc_in1

+

-

C8

IC3TL494N

16

1

14

13DTC

II2

RO

OC

NI2NI11

2

3

4

II1

FB

5

6

7

12

11

10

CT

RT

GND

VCC

C2

E2

98 C1 E1RVR3

C1R13

AC110V D1

R1 R4

R6 R10

R7 R9

R11

RVR1

C3 C7

+

-

Vgs1

RVR2R8 C10 C11

+

-

D2

C5

IC6TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg4

C9

Vgs4

D3

C12

IC7TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg2

C13

D4

Vgs2

D5

C14

IC8TLP250

8

7

6

5NC

VO

VO

GND

VCCNC1

2

3

4

Anode

CathodeRg3

C15

Vgs3

D6

R17

R16

光耦合電路

高頻訊號產生器差值放大器與史密特觸發器

互補訊號產生器

AND Gate

R5R2

R3

Vdc_in2Vdc_in3

圖

317 高頻結合低頻驅動訊號產生電路的實際接線圖

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

31

34 單級高功因HID燈電子安定器動作原理分析

本論文結合31小節與32小節提出單級HID燈電子安定器架構與其控制電路如圖

318所示控制電路已於33小節分析本小節直接針對此安定器架構進行分析

S1

Lbuck

Cbuck

CDC

HID Lamp

D1Vgs2

Vgs3

LPFC

D2

S4

S2

S3

Vgs1

Vgs4

Vgs1

Vgs4

R1

R2

R4

R3

R5

R7

-+

-+R6

Vgs3

Vgs2

Lf Vac

Cf

110Vrms

Igniter

Complementary Signal

Genertor

Differential Amplifier

Schmitt Trigger

High-Frequency square-wave driven

signal Generator

圖318 本論文提出之單級電子安定器結構與其控制電路示意圖

在分析前先假設待分析之電路滿足以下幾個條件

1 電路元件皆為理想元件不考慮線路損失與其感抗值

2 直流鏈電容足夠大且可忽略電壓之漣波大小等效串聯電阻(Equivalent Series

Resistance ESR)及等效串聯電感(Equivalent Series Inductance ESL)可將其輸出

電壓視為純粹之直流電壓源

3 功率開關之導通阻抗Rds(on)

4 功率二極體之導通壓降忽略不計

可忽略不計其寄生二極體之導通壓降亦忽略

5 功率開關之切換頻率遠高於市電之頻率因此在每個高頻切換之週期之內

輸入電壓可以視為定值

6 燈管在穩態工作時可視為一純電阻性之負載

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

32

圖319為整體電路架構作動狀態之分析流程其中狀態2b狀態3b狀態6b與狀態

7b分別為功率開關均截止時電感電流預設之放電路徑發生改變狀態2b與狀態3b為市

電之正半週而狀態6b與狀態7b為市電之負半週因此需要特別探討其電流路徑以避免

因設計不良而導致電路架構不穩定當市電處於正半週且功率開關S1開始導通與S3

已導

通設定為狀態一開始進行分析其電路理論波形如圖320所示

狀態 1

狀態 2a

狀態 2b

狀態 3b

狀態 3a

否

是

狀態 4

狀態 8

狀態 7a

狀態 7b

狀態 6b

狀態 6a

否

是

狀態 5

AC 電源正半週 AC 電源負半週

否

是功率開關S3截止

否

是

否

是

否

是

功率開關S3截止

功率開關均截止

功率開關均截止

功率開關S2截止

功率開關S2截止

圖319 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路架構動作狀態流程圖

33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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33

vgs1

vgs4

iLPFC

iLbuck

vLbuck

ilamp

t0 t1 t2 t3 t4

vgs2

vgs3

vlamp

vLPFC

t

t

t

t

t

t

t

t

t

t

Mode 1 2a 3a 4

t5 t6 t7 t8

5 6a 7a 8

t9

圖320 本論文提出之單級HID燈電子安定器電路理論波形圖

(1) 工作狀態1 (t0~t1)

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

34

此時由高頻結合低頻訊號所驅動之功率開關S1開始導通與由市電同步控制之低頻

方波訊號驅動之功率開關S3 INACv _已導通電路狀態如圖321輸入電源 經由S1對電感

LPFC進行儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC如式(3-4)所示在S1

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大

之電感電流 可表示為式(3-5)

INACLPFC vv _= (3-4)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-5)

另一方面直流鏈電容CDC亦經由S1對電感Lbuck穩壓電容Cbuck儲能及提供維持燈

管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck與S1 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可

表示為式(3-6)與式(3-7)直至S1截止後S3

cdcLbuck vVv minus=

若為截止狀態進入狀態2b反之則進入狀

態2a

(3-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)(

(3-7)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖321 電子安定器動作原理分析-狀態1

(2) 工作狀態2a (t1~t2)

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

35

由於功率開關S3之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S1

)( SLPFC DTi關閉後依然維持導通狀態電路動作如圖322由於電感電流 不能立即改變

方向因此經由功率開關S4之寄生二極體(Body Diode)流入直流鏈電容對其儲能

此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-8)依圖322可得其將電感LPFC

1offt

之能量釋放至

零的時間 如式(3-9)所示

dcINACoffLPFC Vvtv minus= _1)( (3-8)

SINACdc

INACoff DT

vVv

t sdotminus

=_

_1 (3-9)

另一方面Lbuck之電感電流續流流過S4之寄生二極體形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其Lbuck之電壓VLbuck可以表示為式(3-10)

依圖322可知將電感Lbuck 2offt之能量釋放至零的時間 如式(3-11)所示直至電感LPFC

之能量釋放至零此時電感Lbuck之電流尚未釋放至零進入狀態3a若S3

coffLbuck vtv minus=)( 2

為截止狀態

進入狀態2b

(3-10)

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2

(3-11)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖322 電子安定器動作原理分析-狀態2a

(3) 工作狀態3a (t2~t3)

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

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halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

36

此狀態功率開關S3依然維持導通狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零如圖323所

示電流ILbuck對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S3

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之狀態

若為截止狀態則進入狀態3b反之則進入狀態4

圖323 電子安定器動作原理分析-狀態3a

(4) 工作狀態4 (t3~t4

在此狀態功率開關S

)

3已經截止因此全部的功率開關均已截止如圖324所示

只能由狀態1~3皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck

cLamp vv =

提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管

電壓可表示為式(3-12)依此循環完成市電處於正半週之狀態分析之後回到狀態1或進

入市電負半週第一個狀態

(3-12)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖324 電子安定器動作原理分析-狀態4

(5) 工作狀態2b

37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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37

此模式發生之情形有兩種一為高頻結合低頻訊號中若功率開關S1導通之時間不

到預設之導通時間電路就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均截止的死區時間

內二是當功率開關S1截止時本來功率開關S3

此模式中由於功率開關皆截止如圖325所示電感L

應維持導通此為模式2a但若突然進

入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流依舊與狀態2a之路

徑相同但電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲

能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck可表示為式(3-13)電感

Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-14)所示

dccoffLbuck Vvtv minusminus=)( 2

(3-13)

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2

(3-14)

分別對照式(3-13)與式(3-10)式(3-14)與式(3-11)可以發現電流迴路中多一個二極

體與儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態3b

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖325 電子安定器動作原理分析-狀態2b

(6) 工作狀態3b

38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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38

此模式為狀態2b之延續情形於此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情

況是在電感Lbuck之電流未釋放至零時S3突然關閉電感Lbuck之電流改流過S2之寄生二

極體形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能並提供維持燈管放電弧光之能量如圖326

所示當電感Lbuck

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

之電流釋放至零後進入狀態4

圖326 電子安定器動作原理分析-狀態3b

(7) 工作狀態5 (t4~t5

此狀態開始於市電進入負半週時高頻結合低頻訊號驅動之S

)

4與市電同步控制之低

頻方波訊號驅動之S2 INACv _導通電路狀態如圖327輸入電源 經由S4對電感LPFC進行

儲能之動作此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式(3-15)在S4

)( SLPFC DTi

截止瞬間最大之電

感電流 如式(3-16)所示

INACLPFC vv _= (3-15)

SPFC

INACSLPFC DT

Lv

DTi sdot= _)( (3-16)

另一方面CDC亦經由S4對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管弧光之能量其電感Lbuck

之電壓vLbuc k與S4 )( SLbuck DTi截止瞬間之最大電感電流 可表示為式(3-17)與式(3-18)功率

開關截止S4後S2

dccLbuck Vvv minusminus=

若為截止狀態進入狀態6b反之則進入狀態6a

(3-17)

39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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39

Sbuck

dccSLbuck DT

LVvDTi sdot

minusminus=)(

(3-18)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖327 電子安定器動作原理分析-狀態5

(8) 工作狀態6a (t5~t6

由於S

)

2之驅動訊號為經由市電同步控制電路送出之低頻方波訊號在S4

)( SLPFC DTi

關閉後依然

維持導通狀態電路狀態如圖328所示由於電感電流 不能立即改變方向

因此經由S1之寄生二極體流入CDC對其儲能此時電感LPFC上之電壓vLPFC可表示為式

(3-19)依圖328可得其將電感LPFC 1offt之能量釋放至零的時間 如式(3-20)所示

INACdcoffLPFC vVtv _1)( += (3-19)

SdcINAC

INACoff DT

Vvv

t sdot+

=_

_1 (3-20)

另一方面Lbuck之電感電流亦流過S1之寄生二極體而形成一迴路此路電流對

LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-21)

依圖328可知電感Lbuck 2offt能量釋放至零的時間 如式(3-22)所示直至電感LPFC之能量釋

放至零但電感Lbuck之電流尚未釋放至零此時判斷S2

coffLbuck vtv minus=)( 2

狀態若為截止狀態則進入狀

態6b反之則進入狀態7a

(3-21)

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

40

Sc

dccoff DT

vVvt sdot

+=2

(3-22)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖328 電子安定器動作原理分析-狀態6a

(9) 工作狀態7a (t6~t7

於狀態功率開關S

)

2仍然維持導通狀態電路狀態如圖329電感Lbuck之電流持續釋

放至零此路電流對LbuckCbuck儲能及提供維持燈管放電弧光之能量此時判斷S2

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

狀態

若為截止狀態則進入狀態7b反之則進入狀態8

圖329 電子安定器動作原理分析-狀態7a

(10) 工作狀態8 (t7~t8

於此狀態S

)

2已經截止電路狀態如圖330因全部的功率開關皆已截止只能由狀

態5~7皆在儲能狀態的穩壓電容Cbuck提供維持燈管放電弧光之能量此時燈管電壓可表

示為式(3-23)依此循環完成市電處於負半週之狀態分析之後回到狀態5或進入市電正

半週之第一個狀態

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

41

cLamp vv =

(3-23)

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖330 電子安定器動作原理分析-狀態8

(11) 工作狀態6b

此模式發生之情形有兩種電路狀態如圖331一為高頻結合低頻訊號中若功率

開關S4導通時間未達預設之之導通時間就進入由L6384 IC產生之互補低頻方波訊號均

截止的死區時間內二是當功率開關S4截止時本來功率開關S2

此模式中由於功率開關皆截止電感L

應維持導通此為狀態

六但若突然進入死區時間亦會發生此情形

PFC之電流路徑依舊與狀態6a之路徑相同但

電感Lbuck之電流改流過S3之寄生二極體而形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提

供維持燈管放電弧光之能量其電感Lbuck之電壓vLbuck如式(3-13)電感Lbuck

2offt

能量釋放至

零的時間 如式(3-14)所示

cdcoffLbuck vVtv minus=)( 2

(3-24)

Scdc

dccoff DT

vVVvt sdotminus+

=2

(3-25)

對照式(3-24)與式(3-19)式(3-25)與式(3-20)可以發現電流迴路中多一個二極體與

儲能電容CDC直至電感LPFC

能量釋放至零進入狀態7b

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

42

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖331 電子安定器動作原理分析-狀態6b

(12) 工作狀態7b

此模式為狀態6b之延續情形此狀態電感Lbuck之電流繼續釋放至零另一種情況是

在電感Lbuck之電流未釋放至零時S2突然關閉電感Lbuck之電流改流過S3的寄生二極體

形成一迴路對LbuckCbuck與CDC儲能及提供維持燈管弧光之能量如圖332所示

當電感Lbuck

之電流釋放至零後進入狀態8

AC 110V

Vgs1

Vgs4

Vgs2

Vgs3

S1

Lbuck

Cbuck

CDCRLAMP

D1

LPFC

D2 S4

S2

S3

+

-

+ -

+ -

+ -+-

圖332 電子安定器動作原理分析-狀態7b

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

43

35 高壓點燈電路設計

複金屬燈管之啟動方式可分為冷啟動或熱啟動但均須使其外加電壓都必須大於燈

管之崩潰電壓方能擊發燈管以建立電弧使燈管發光冷啟動由於燈管內惰性氣體溫度

低分子蘊含之動能較為低大約需要35kV以上之電壓方可啟動熱啟動則因為惰性

氣體溫度上升後分子動能含量高需要更高的電壓才能擊發燈管建立電弧至少需要

20kV以上電壓才可啟動

一般產生高壓的方法有很多有的是利用火花間隙(Spark gapSG)來達成瞬間放電

或利用矽雙向二極體( Silicon diode for alternating currentSIDAC )瞬間導通產生一脈衝電壓

通過高匝數比之高頻變壓器以達到適當之點燈電壓一般高壓點燈電路可以分為串聯架構

與並聯架構

圖333為串聯式高壓點燈電路之架構圖此架構的優點為與功率級電路共用電源

可節省額外設計獨立電源之成本與減低整體電路之複雜度缺點是啟動之高頻變壓器需

要承受燈管電流體積也較大圖334為並聯式高壓點燈電路架構圖其優點為啟動之

高頻變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製電感以縮小體積缺

點是需再額外設計一組電源以供應點燈電路成本較高且增加了設計電路之複雜度

HID Lamp

T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

C

圖333 串聯式高壓點燈電路示意圖

44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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44

HID Lamp

D T

電源電路

二次側(高壓側)

一次側(低壓側)

圖334 並聯式高壓點燈電路示意圖

本論文採用之高壓點燈電路接線圖屬於串聯式架構如圖335由限流電阻R儲能

電容CSIDAC以及高頻變壓器T所組成SIDAC之功用為高頻變壓器的能量傳遞開關

輸入電源採用本論文研製之單級高功因HID燈電子安定器之直流匯流排(DC Bus)電壓

作為輸入電源Vdc經由電阻R對儲能電容C進行充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩

潰電壓( Breakover voltage)時SIDAC因此導通儲能電容C釋放能量至高頻變壓器T之一

次側n1再經由高頻變壓器轉換為二次側n2

上的脈衝高壓使燈管有足夠的電壓用以激

發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電此時SIDAC因兩端跨壓不

足並不會崩潰導通燈管放電弧光的續弧能量則由功率級電路供給

HID LampSIDAC

C

R T

Vdc

+

-

Rcircuit

圖335 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路示意圖

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

45

第四章 單級高功因 HID 燈電子安定器之參數分析與設計

於34節中已分析本論文提出之單級高功因HID燈電子安定器的動作原理在此章則

討論設計上需要考量的部分由之前分析可得知本論文提出之單級高功因HID燈電子

安定器雖為整合兩個昇壓型轉換器與一具有降壓型功能的全橋換流器但在工作上為獨

立進行其電路參數可以各自設計以符合設定之規格唯一需要做通盤考量的重點為開

關元件電流應力為昇壓型轉換器與全橋換流器之總和狀態2a與狀態2b狀態3a與狀態

3b狀態6a與狀態6b狀態7a與狀態7b均為判斷開關是否均進入死區時間而造成之狀

態將各自分析以作為設計考量

41 單級高功因HID燈電子安定器電路參數設計

由於此單級安定器在各轉換之電路均為獨立動作其電路參數可以各自設計故以

下將分成幾個部份加以說明分別先依照昇壓型轉換器與高頻結合低頻之全橋換流器的

部分作分析與設計考量其中有一個重要設計條件為電感電流iLPFC須比電感電流iLbuck

411 昇壓型轉換器儲能電感L

先降至零

PFC

由於電路呈現對稱的結構所以吾人只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設

計其輸入電壓可表示如式(4-1)

設計

)2sin()( tfVtv ACmAC sdotsdot= π (4-1)

其中 mV 為輸入電壓之最大值 ACf 為市電之頻率由於功率開關的驅動訊號頻率遠高於

市電之頻率故在每個高頻切換之週期內輸入電壓可以視為定值由34小節中的狀

態一至四可知昇壓型轉換器工作於DCM且若要設計參數LPFC

mAC Vtv =)(

的話直接取輸入電壓

峰值 來作為考量即可兼顧所有市電在正半週的狀態如圖41所示當輸入電

壓為 mV 時其狀態一的最大電感電流 )(tiLPFC 等於瞬間最大輸入電流 )(tiAC 如式(4-2)所

示

SPFC

ACmACLPFC DT

LtfVtiti sdot

sdotsdot==

)2sin()()( π (4-2)

46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

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46

其平均輸入電流 )(avgACi 可由式(4-2)取平均以得到式(4-3)

int sdot== sT

LPFCs

LPFCAC tdtiT

titi0

)()(1)()(

)1(2

)2sin( 2

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot=

π (4-3)

輸入功率 inP 亦可由式(4-1)與式(4-3)相乘得到可推得式(4-4)所示

int sdot=π

π2

0)()(

21 titVP ACACin

)1(2

)]2[sin(21 2

0

222

mdc

mS

PFC

ACm

VVVTD

LtfV

minus+sdot

sdotsdot= int

π ππ

)(4

22

mdcPFC

dcsm

VVLVTDVminussdotsdotsdotsdot

=

(4-4)

假設η為本論文所提出的HID燈電子安定器之整體轉換效率可求得輸出功率

outP (燈管功率 lampP )與電感設計的關係式如式(4-5)所示

)(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η

(4-5)

ip(peak)

t

iin(avg)

vgs1

vgs4

圖41 昇壓型轉換器電感操作於不連續模式時電感電流示意圖

47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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47

412 高頻結合低頻方波驅動之全橋換流器儲能電感Lbuck

由於高頻結合低頻全橋換流器可以視為是兩個降壓型轉換器的結合電路亦為對稱

的結構所以一樣只針對正半週的模式分析結果進行電路參數設計在狀態1 S

設計

1與S3

)( SLbuck DTi導通時其電感電流 可表示如式(4-6)

Sbuck

cdcSLbuck DT

LvVDTi sdot

minus=)( (4-6)

在狀態2a與狀態3a時 S1截止S3 )( 2offLbuck ti導通其電感電流 可表示為式(4-7)

22 )( offbuck

coffLbuck t

Lvti sdotminus= (4-7)

其中電感電流下降至0的時間可定義為 2offt 其 2offt 可由式(4-6)與式(4-7)推導得到如式

(4-8)所示

Sc

cdcoff DT

vvVt sdot

minus=2 (4-8)

圖42為電感電流操作於DCM時之示意圖亦從模式分析中得知電感電流之平均大

小近乎為燈管電流再由三角形面積之原理即可推得電感電流 Lbucki 平均值如式(4-9)

所示

lamp

c

cdcS

buck

cdc IDv

vVDDTL

vV=sdot

minus+sdot

minussdot )(

21 (4-9)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-10)所示

clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

(4-10)

t

ibuck(peak)ibuck(avg)

DTs toff2

Ts

圖42 全橋換流器電感Lbuck

操作於DCM時電感電流示意圖

48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

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48

若在狀態2a與狀態3a時所有功率開關突然均截止則狀態2a會變成狀態2b之後再

變成狀態3b狀態3a也會直接變成狀態3b在狀態2b時其電感電流 )( 2offLbuck ti 可表示

為式(4-11)

22 )( offbuck

dccoffLbuck t

LVvti sdot

+minus= (4-11)

其 2offt 可由式(4-6)與式(4-11)得到如式(4-12)所示

Scdc

cdcoff DT

vVvVt sdot

+minus

=2 (4-12)

電感電流 Lbucki 平均值之關係式如式(4-13)所示

Slamp

cdc

cdc

buck

Scdc TIvVvV

LDTvV

sdot=+minus

+minus

sdot )1())((21 2

(4-13)

進而求得電感的設計參數關係式 如式(4-14)所示

)(2)( 2

cdclamp

Sdccdcbuck vVI

TDVvVL+sdot

minus= (4-14)

42 責任週期與直流鏈電容電壓設計

由於電感設計有範圍性故先經由41小節考量兩個重要電感參數之設計後進而可

以決定其責任週期與直流鏈電容的電壓設計此乃因為電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki

先釋放至零這個重要因素所導致也因此可以得到關係式如式(4-15)所示

Soffoff TDtt )1(21 minuslele (4-15)

而根據式(4-15)可以得到下列三個條件式以下將分別推導關係式並將所有關係式

用MathCAD繪成圖43

A 21 offoff tt le

由式(4-8)與式(3-9)可以改寫式(4-15)得到式(4-16)為

Sc

cdcS

mdc

m DTv

vVDTVV

Vsdot

minuslesdot

minus (4-16)

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

49

從式(4-16)可推得關係式(4-17)

cmdc vVV +ge (4-17)

B Soff TDt )1(1 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-18)為

SSmdc

m TDDTVV

V )1( minuslesdotminus

(4-18)

從式(4-18)可推得關係式(4-19)為

dc

mdc

VVVD minus

le (4-19)

C Soff TDt )1(2 minusle

由式(3-9)可以得到式(4-20)為

SSc

cdc TDDTv

vV )1( minuslesdotminus (4-20)

從式(4-20)可推得關係式(4-21)為

DVv dcc sdotge (4-21)

儲能電容 buckC 之大小會影響其燈管的電流漣波大小若漣波電流太大易造成燈管閃

爍更有可能發生爆裂或熄滅故為穩定其電流需要計算 buckC 的電容值其電壓變化

量可從降壓型轉換器推導中得到如式(4-22)所示

2)1(8 s

buckbuck

lamplamp TD

LCv

V minussdotsdot

=∆ (4-22)

整理式(4-22)可得電流漣波大小為式(4-23)所示

buckbucklamp

lampslamp CLR

vTDI

sdotsdotsdotsdotminus

=∆8

)1( 2

(4-23)

可得儲能電容 buckC 之設計關係式為

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

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[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

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[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

50

lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

(4-24)

在電感電流 LPFCi 須比電感電流 Lbucki 先釋放至零的前提下分析可得三個設計上的考

量加上電感等一些重要參數將其整理如表41所示

表41 元件設計參數關係式與決定直流鏈電壓與責任週期之條件

元件 關係式 條件 關係式

電感 PFCL )(4

22

mdclamp

dcsmPFC VVP

VTDVLminussdotsdotsdotsdotsdot

=η 21 offoff tt le cmdc vVV +ge

電感 buckL clamp

Sdccdcbuck vI

TDVvVLsdotminus

=2

)( 2

Soff TDt )1(1 minusle dc

mdc

VVVD minus

le

電容 buckC lampbucklamp

lampsbuck iLR

vTDC

∆sdotsdotsdot

sdotminus=

8)1( 2

Soff TDt )1(2 minusle DVv dcc sdotge

將式(4-17)式(4-19)與式(4-21)的關係以責務比為橫軸直流鏈電壓為縱軸可以

軟體MathCAD繪出圖43作為設計時之考量

100

200

300

400

500

0 02 04 06 08 1

Duty

VDC(V)

cmdc vVV +geDVv dcc ge

dc

mdc

VVVD minus

le

圖43 決定直流鏈電壓與責任週期之條件示意圖

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

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of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

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halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

51

43 高壓點燈電路之設計

本論文採用之點燈電路如圖334其電氣參數如表51電路元件規格如表53其

波形如圖44輸入電源為直流匯流排(DC Bus)電壓源Vdc

表42 本論文所提出之串聯式高壓點火電路規格

經由電阻R對儲能電容C進行

充電當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC因此導通儲能電容C釋放

能量至高頻變壓器一次側再經由高頻變壓器轉換為約35kV之脈衝高壓使燈管有足

夠的電壓激發燈管內部惰性氣體動作不斷重複直至燈管產生弧光放電

電路參數 型號規格

R 92kΩ10W

C 033μF630V

SIDAC K2000G(VBO190~215V)

T 高頻變壓器(匝數比130)

tVSIDAC

400V

VT1b

35KV

t

VDC

圖44 本論文所提出之串聯式高壓點燈電路波形圖

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

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electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

52

44 參數選擇

本論文所提出的單級HID燈電子安定器參數設計流程如圖45

決定工作頻率 決定責務比

決定直流鏈電壓Vdc計算升壓型轉換器

電感LPFC之值

計算全橋換流器電感Lbuck之值

計算穩壓電容Cbuck之值

圖45 HID燈電子安定器參數設計流程

首先選擇高頻操作頻率為36kHz其低頻頻率為與市電同步之頻率高頻結合低頻

方波之驅動訊號提供給功率開關S1及S4使用低頻方波驅動訊號提供給功率開關S2與S3

直流鏈電壓值參考圖43選擇直流 280 V作為實驗電路之電氣規格藉由式(4-5)且

以責務比為橫軸電感L

使用而低頻方波的驅動訊號責務比約為05中間存有短暫的死區時間高頻方波依

圖43吾人取責務比為03來作為實驗電路之電氣規格

PFC值為縱軸在不同頻率下可以繪出圖46若改以操作頻率為

橫軸電感LPFC值為縱軸在不同責務比下繪出圖47作為昇壓型轉換器電感LPFC

02 04 06

Duty

02

LPFC(mH) 04

06

08

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

設計

考量

圖46 操作頻率與電感LPFC值及責務比之關係

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

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[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

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國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

53

20k 40k 60k

fs (Hz)

02

LPFC(mH)04

06

08 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖47 責務比與電感LPFC

昇壓型轉換器電感L

值及操作頻率之關係

PFC

micro643536)6155280(704

28030211090 22

=sdotminussdotsdotsdotsdotsdotsdot

=k

LPFC

參數值計算代入式(4-5)可得式(4-25)並與圖46與圖47交互

驗證

H (4-25)

藉由式(4-10)且以責務比為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

48若改以操作頻率為橫軸電感Lbuck值為縱軸在不同責務比下可繪出圖49以作

為昇壓型轉換器電感Lbuck設計考量之後將已知參數代入式(4-10)可得Lbuck

micro549543688802

30280)88280( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus=

kLbuck

值如式 (4-26)

所示

H (4-26)

02 04 06

Duty

05

Lbuck(mH) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHzfs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖48 操作頻率與電感Lbuck值及責務比之關係

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

54

20k 40k 60k

fs (Hz)

05

Lbuck(mH) 1

15

2 D=01D=02D=03D=04D=05

0

圖49 責務比與電感Lbuck

值及操作頻率之關係

藉由式(4-24)且以責務比為橫軸電感Lbuck

micromicro

985010253371158

)36

1(90)301( 2

=sdotsdotsdot

sdotsdotminus= kCbuck

值為縱軸在不同之頻率下可以繪出圖

410最後將欲控制的燈管電流大小定義為5以維持HID燈管的電流穩定性可由式

(4-24)計算出

F (4-27)

選擇電容值為1 uF 作為 buckC 之參數值

02 04 06

Duty

05

Cbuck(uF) 1

15

2

08 1

fs=60 kHzfs=70 kHz

fs=40 kHz

fs=50 kHz

fs=20 kHzfs=30 kHz

fs=10 kHz

0

圖410 操作頻率與電感Cbuck值及責務比之關係

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

55

第五章 實驗結果與討論

51 電氣參數與元件規格

由第四章的推導與代入各個參數設計式中可以得到本論文研製之HID燈電子安定

器的電氣參數如表51所示其所使用之燈管規格為表52所示實驗之電路元件規格如

表53所示

表51 本論文研製的HID燈電子安定器之電氣參數

項 目 參 數 值

輸入電壓(vAC_IN 110 V) AC (弦波)

輸出電壓(vlamp 88 V) AC (方波)

輸出電流(ilamp 08 A )

開關S1S4

高頻約36 kHz 操作頻率

低頻約60 Hz

開關S2S3 約60 Hz 操作頻率

高頻驅動訊號責務比 03

低頻驅動訊號責務比 0498

表52 本論文實驗使用的HID燈管規格

項 目 規 格

型號 Philips CDM-T 70W942

額定電壓(Vlamp 88 V )

額定電流(Ilamp 08 A )

額定功率 70 W

色溫 4300 K

點燈電壓 約35 kV

燈管底座 G12

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

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electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

56

表53 HID燈電子安定器之電路元件規格

元 件 規 格

二極體(D1D2 MUR460 ( 600 V 4 A ) )

功率開關(S1S2S3S4 IRFP460 ( 500V 20A ) )

電感(LPFC 1945 μH )

電感(Lbuck 5332 μH )

直流鏈電容(CDC 220 μF400 V )

電容(Cbuck 1 μF630 V )

濾波電感(Lm 2 mH )

濾波電容(Cm 047 μF250 V )

52 單級高功因HID燈電子安定器之模擬波形

2 3

Lbuck5332u

1

Rlamp1157

Cbuck1u

ILbuck

∆VLbuck

4

9S1IRFP460

10S4IRFP460

5S2IRFP460

6S3IRFP460

Cdc330u

24 8

LPFC200u

D1MUR460

D2MUR460

7

VACLm2m

Cm047u

Vgs2

Vgs3Vgs4

Vgs1

圖

51 本論文提出之HID燈電子安定器架構IsSpice模擬圖

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

57

圖51為本論文所提出之HID燈電子安定器架構模擬圖經由電力電子之電路模擬軟

體IsSpice進行所驗證[54]-[55]在驅動電路的設計上有兩點重要因素因素一為驅動訊

號首先由一理想電壓源提供脈衝訊號可在內部設定其頻率與責務比此為高頻驅動

訊號之來源另一個理想電壓源提供脈衝低頻驅動訊號做為低頻驅動訊號之來源在實

作電路中與市電同步的低頻驅動訊號需藉由分壓電路與史密特觸發電路才能取得但在

模擬電路中只需計算其週期大小即可設定完成將此低頻驅動訊號經過一個反閘( NOT

Gate )可取得一組互補且具有死區時間的低頻驅動訊號此組驅動訊號提供給功率開關

S2與S3使用再將此組驅動訊號與高頻驅動訊號分別輸入兩個及閘( AND Gate )可產

生一組高頻結合低頻的互補驅動訊號提供給功率開關S1與S4使用因素二為燈管在穩態

工作時可以視為一電阻性負載故在模擬上可用Rlamp

以下將各電路元件之重要模擬波形分別列出並與理論驗證圖52為本論文功率開

關之驅動訊號v

替代

gs1vgs2vgs3vgs4模擬波形圖圖53為圖52之展開圖圖54與圖55為

全橋換流器電感電流iLbuck模擬之波形圖與波形展開圖圖56與圖57為昇壓型轉換器電

感iLPFC電流模擬之波形圖與波形展開圖圖58為直流鏈電壓Vdc模擬波形圖圖59為輸

入電壓vAC_IN與電流iAC_IN模擬波形圖圖510為點燈穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

模擬

波形圖圖511為點火電路之SIDAC模擬波形

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

vgs1

vgs2

vgs3

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0

0

0

0

vgs2

vgs3

0

vgs1

vgs4

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iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

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Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

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vAC_IN

iAC_IN

Vdc

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vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

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0

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vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

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iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

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iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

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iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

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vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

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vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

58

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖52 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

模擬波形圖

vgs2vgs3

圖53 功率開關驅動訊號V

(10Vdiv)Time15μsdiv

gs2Vgs3

模擬波形展開圖

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0

0

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圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

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模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

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iLbuck正半週

iLbuck負半週

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iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

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Vdc

圖58 直流鏈電壓V

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dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

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vAC_IN

iAC_IN

Vdc

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vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

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ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4 0

0

0

0

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

59

iLbuck

圖54 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

模擬波形圖

iLbuck

圖55 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time10μsdiv

Lbuck

模擬波形展開圖

0

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

iLbuck

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

0

0

iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

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vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

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0

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iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

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iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

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Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

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0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

60

iLPFC

圖56 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流模擬波形圖

iLPFC

圖57 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流模擬波形展開圖

0

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iLPFC正半週

iLPFC負半週

iLPFC

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

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vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

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vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

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0

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圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

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vgs1

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iLbuck

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iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

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iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

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iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

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Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

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vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

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lamp與電流ilamp

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vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

61

Vdc

圖58 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

模擬波形圖

vAC_IN(100Vdiv)iAC_IN

圖59 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

模擬波形圖

0

0

vAC_IN

iAC_IN

Vdc

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

0

vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

vgs3

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0

0

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iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

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Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

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Vdc

vAC_IN

iAC_IN

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vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

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vlamp

vlamp

ilamp

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vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

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20

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0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

62

vlamp(200Vdiv)ilamp

圖510 穩態之燈管電壓V

(2Adiv)Time5msdiv

lamp與電流Ilamp

模擬波形圖

vSIDAC

圖511 點燈電路之SIDAC動作模擬波形

(100Vdiv)Time2msdiv

0

0

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vSIDAC

vlamp

ilamp

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

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圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

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實測波形圖

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圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

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圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

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電流實測波形圖

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圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

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電流實測波形展開圖

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iLPFC正半週

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Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

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vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

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vlamp

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vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

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15

20

25

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諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

63

53 單級高功因HID燈電子安定器之實測波形

以下將電路上各重要元件之實測波形分別列出與模擬及分析做交互驗證圖512為

本論文所有功率開關之驅動訊號vgs1vgs2vgs3vgs4實測波形圖圖513為圖512波形

之展開圖圖514與圖515為全橋換流器電感電流iLbuck實測波形圖與波形展開圖圖516

與圖517為昇壓型轉換器電感iLPFC電流實測波形圖與波形展開圖圖518為直流鏈電壓

Vdc實測波形圖圖519為輸入電壓vAC_IN與電流iAC_IN實測波形圖圖520為點燈暫態到

穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp實測波形圖圖521為穩態之燈管電壓vlamp與電流ilamp

實測波形圖圖522為點火電路之SIDAC動作實測波形圖523為控制電路實作照片

圖524為功率級電路實作照片圖525則為LC濾波器與點火電路實作照片表54則為利

用諧波分析儀(PM3000)所量測之輸入電流各次諧波量

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖512 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time5msdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形圖

vgs1

vgs2

vgs3

vgs4

0

0

0

0

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

iLbuck

0

vgs1

vgs2

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0

0

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iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

64

vgs1vgs2vgs3vgs4

圖513 功率開關驅動訊號v

(20Vdiv)Time20μsdiv

gs1vgs2vgs3vgs4

實測波形展開圖

iLbuck

圖514 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time5msdiv

Lbuck

實測波形圖

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0

vgs1

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(2Adiv)Time20μsdiv

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圖515 全橋換流器電感電流i

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0

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iLbuck正半週

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iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

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電流實測波形圖

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圖517 昇壓型轉換器電感i

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LPFC

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0

0

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iLPFC

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Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

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Vdc

vAC_IN

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68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

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lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

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0

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ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

65

iLbuck

(2Adiv)Time20μsdiv

iLbuck

圖515 全橋換流器電感電流i

(2Adiv)Time20μsdiv

Lbuck實測波形展開圖

0

0

iLbuck正半週

iLbuck負半週

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

66

iLPFC

圖516 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time5msdiv

LPFC

電流實測波形圖

iLPFC

圖517 昇壓型轉換器電感i

(2Adiv)Time10μsdiv

LPFC

電流實測波形展開圖

0

0

0

iLPFC

iLPFC正半週

iLPFC負半週

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

0

0

vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

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35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

67

Vdc

圖518 直流鏈電壓V

(100Vdiv)Time5msdiv

dc

實測波形圖

vAC_IN(100 Vdiv)iAC_IN

圖519 輸入電壓v

(1Adiv)Time5msdiv

AC_IN與電流iAC_IN

實測波形圖

0

0

Vdc

vAC_IN

iAC_IN

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

0

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vlamp

vlamp

ilamp

ilamp

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vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

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諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

68

vlamp(100 Vdiv)ilamp

圖520 點燈暫態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

vlamp(200 Vdiv)ilamp

圖521 穩態之燈管電壓v

(2 Adiv)Time5msdiv

lamp與電流ilamp

實測波形圖

0

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vlamp

vlamp

ilamp

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vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

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0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

69

vSIDAC

圖522 點燈電路之SIDAC動作實測波形

(50Vdiv)Time(2msdiv)

圖523 控制電路實作照片

0

vSIDAC

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

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諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

70

圖524 功率級電路實作照片

圖525 LC濾波器與點燈電路實作照片

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

71

表54 PM3000所量測之輸入電流各次諧波量

λtimes30

107

532

477 581317 151 125033

2 11≦n≦393 5 7 9

5

10

15

20

25

30

35

0

諧波次數

()

IEC 610000-3-2 Class C 標準值

實際量測之輸入電流諧波失真率

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

72

第六章 結論與未來研究方向

61 結論

本論文提出之新型單級高功因HID燈電子安定器由第五章的模擬與實測各元件之

重要波形相互比較結果後吻合且與本論文第三章理論分析及第四章參數設計相符並

且成功地將功因修正電路與直交流轉換電路合併為單級電路其中低頻方波驅動訊號用

以驅動功率開關S2與S3

1 新型電子安定器為一單級架構同時具有功因修正與直交流轉換功能可有效

使得HID燈管可以完全避免音頻共振之問題且本論文所提出

之單級電子安定器其架構較傳統三級或兩級架構更進一步減少元件的數目與降低整體

電路成本不但使得電路結構簡單化同時整體轉換效率也因為減少二次或一次的能量

轉移而較易達到高效率的訴求實測之電路效率可達902功率因數為099其高功

因也讓總輸入電流諧波失真低於13符合其IEC 61000-3-2 class C之規範整體而言

本論文提出之單級低頻方波驅動之電子安定器具有以下特點

減少開關元件降低電路成本以及提升整體電路之效率

2 本論文研製之電路工作於不連續模式可自然達到高功因功率因數為099

3 低頻方波輸出驅動HID燈管無音頻共振問題

4 實測之電路效率可達902

62 未來研究方向

本研究已研製出無音頻共振的單級高功因HID燈電子安定器之雛型電路經由

IsSpice模擬軟體與實作結果驗證本論文之研究但仍未完善今後希望仍繼續進行研究

的方向分項敘述如下

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

士論文民國 92 年 5 月 [19] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure arc dischargesrdquo Journal

of Applied Physics vol 49 no 5 pp 2680ndash2683 1978 [20] J M Davenport and R J Petti ldquoAcoustic resonance phenomena in low wattage metal

halide lampsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society vol 12 no 4 pp633-642 April 1985

[21] R Redl and J D Paul ldquoA new high-frequency and high-efficiency electronic ballast for

73

1 應用於不同瓦數之HID燈管

將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400W 等)將可使其應用

範圍更為寬廣節省單獨開發之成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器各瓦數

HID 燈管運用之可行性

2 適用於全域輸入電壓(85~265 VAC

研製全域輸入電壓使本論文提出之電子安定器電路於 85V~265V 的交流輸入電壓下

均能穩態工作符合世界各國電壓規範使電路應用之範圍更加彈性化

)

3 加入定功率電路

因各支燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差當燈

管老化時燈管之等效阻抗會增加會導致燈管電流變小故需要偵測 HID 燈管電壓與

電流使燈管功率維持定值所以可加入定功率控制電路同時對燈管壽命也有幫助

4 熱點燈電路之研製

研製熱點燈電路當燈管熄滅時不必等待氣體分子冷卻即可馬上再次點燈其應用

場合會更為廣泛

5 控制電路數位化

將本論文之控制電路以單晶片取代 IC 來完成定功率控制與單級電子安定器回授控

制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為精準具可攜性不

易受影響與更容易修改其控制參數以升級或維修

74

參考文獻 [1] B Cook ldquoNew developments and future trends in high-efficiency lightingrdquo Engineering

Science and Education Journal vol 9 pp 207-217 Oct 2000 [2] 日昇無線器材有限公司rdquo httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtmrdquo [3] 登揚國際有限公司rdquohttpinfotiomywebhinetnetnew_page_6htmrdquo [4] PJD5351Datasheet httpwwwviewsoniccomtwrdquo [5] 台灣飛利浦公司rdquohttpwwwphilipscomtwrdquo [6] 豐田汽車台灣官方網站rdquo httpwwwtoyotacomtwrdquo [7] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA high-power-factor constant-frequency electronic

ballast for metal halide lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo98 vol 2 pp 1755-1760 1998 [8] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of mental halide lamps with conventional and

electronic ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp88-96 summer 1991

[9] W M Keeffe ldquoRecent progress in metal halide discharge-lamp restartingrdquo IEE Proceedings-Instrument Electric Engineering Pt A vol127 no3 pp 181-189 April 1980

[10] 宋明俊rdquo複金屬燈特性研究rdquo中山大學電機工程學系碩士論文民國 89 年 6 月 [11] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年 [12] C S Moo T F Lin Z T Lin and Y C Chuang ldquoAn electronic ballast for operating

fluorescent lamps in wide temperature rangerdquo in Proc IEEE APECrsquo00 pp 577-583 [13] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic ballasts for metal halide lampsrdquo Journal of the

Illuminating Engineering Society pp 148-153 1988 [14] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文

民國 94 年 5 月 [15] S Wada A Okada and S Morii ldquoStudy of HID lamp with reduce acoustic resonancerdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp162-175 1987 [16] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal

of Applied Physics pp2680-2683 May 1978 [17] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民

國 93 年 6 月 [18] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩

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論文民國 96 年 6 月 [47] 鄭元銘 ldquo新型高功因 HID 燈電子安定器之研製rdquo 義守大學電機工程學系碩士班碩

士論文民國 97 年 6 月 [48] 王炳文ldquo新型無音頻共振效應之單級高功因複金屬燈電子安定器rdquo義守大學電機

工程學系碩士班碩士論文民國 98 年 7 月 [49] 郭政和ldquo新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器rdquo義守大學電機工程學系碩 士

班碩士論文民國 97 年 6 月 [50] M A Co M Brumatti D S L Simonetti and J L F Vieira ldquoSingle Stage

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Electronic Ballast for HID Lampsrdquo in Procof IEEE IASrsquo02 vol 3 pp 1875-1880 2002 [52] R Orletti M A Co D S L Simonettiand and J L Freitas Vieira ldquoHID Lamp

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[54] 鄭培濬IsSpice 在電力電子與電源轉換器上的應用全華科技圖書股份有限公司

民國 88 年 [55] 曾龍圖林志一交談式電路模擬分析與應用全華科技圖書股份有限公司民國

94 年 [56] 梁適安交換式電源供給器之理論與實務設計全華科技圖書股份有限公司民國

95 年 [57] LM324 Datasheet httpwwwalldatasheetcomLM324 [58] L6384 Datasheet httpwwwalldatasheetcomL6384 [59] HEF4081BP Datasheet httpwwwalldatasheetcomHEF4081BP

• 封面(20101118)
• 合格證明書
• 摘要 致謝 目錄(有浮水印)
• Chapter -1前言(有浮水印)
• Chapter 2-HID燈特性與傳統HID燈電子安定器架構探討(有浮水印)
• Chapter 3-單級高功因HID燈電子安定器之動作原理分析(有浮水印)
• Chapter 4-單級高功因HID燈電子安定器之參數分析與設計(有浮水印)
• Chapter 5-實驗結果與討論(有浮水印)
• Chapter 6-結論與未來研究方向(有浮水印)
• 參考文獻(有浮水印)

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[54] 鄭培濬IsSpice 在電力電子與電源轉換器上的應用全華科技圖書股份有限公司

民國 88 年 [55] 曾龍圖林志一交談式電路模擬分析與應用全華科技圖書股份有限公司民國

94 年 [56] 梁適安交換式電源供給器之理論與實務設計全華科技圖書股份有限公司民國

95 年 [57] LM324 Datasheet httpwwwalldatasheetcomLM324 [58] L6384 Datasheet httpwwwalldatasheetcomL6384 [59] HEF4081BP Datasheet httpwwwalldatasheetcomHEF4081BP

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• 摘要 致謝 目錄(有浮水印)
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• Chapter 2-HID燈特性與傳統HID燈電子安定器架構探討(有浮水印)
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• Chapter 4-單級高功因HID燈電子安定器之參數分析與設計(有浮水印)
• Chapter 5-實驗結果與討論(有浮水印)
• Chapter 6-結論與未來研究方向(有浮水印)
• 參考文獻(有浮水印)

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Lamps with High Frequency Square Waveform to Avoid Acoustic Resonancesrdquo in Proc of IEEE APECrsquo01 pp 658ndash663 2001

[54] 鄭培濬IsSpice 在電力電子與電源轉換器上的應用全華科技圖書股份有限公司

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95 年 [57] LM324 Datasheet httpwwwalldatasheetcomLM324 [58] L6384 Datasheet httpwwwalldatasheetcomL6384 [59] HEF4081BP Datasheet httpwwwalldatasheetcomHEF4081BP

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• Chapter 2-HID燈特性與傳統HID燈電子安定器架構探討(有浮水印)
• Chapter 3-單級高功因HID燈電子安定器之動作原理分析(有浮水印)
• Chapter 4-單級高功因HID燈電子安定器之參數分析與設計(有浮水印)
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• Chapter 6-結論與未來研究方向(有浮水印)
• 參考文獻(有浮水印)