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---------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------- 第 1页曾明 Michael Zeng

开关电源设计手册

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目录

1 隔离式电源设计

1.1 有源功率因数校正

1.2 反激式电源设计

1.3 正激式电源设计

2 非隔离式电源设计

2.1 非隔离式降压型电源设计

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1.1 有源功率因数校正 APFC: Active Power Factor Correction 一, 功率因数校正的基本原理理论上: P.F.= P/S=(REAL POWER)/(TOTAL APPARENT POWER)=Watts/V.A. =有功功率/视在功率对于输入电压和电流都是理想的正弦波的情况, 如果把输入电压和输入电流的相位差定义为 φ, 那么, P.F.=P/S=Cosφ. 相应的功率相量图如下:

对于非理想的正弦波, 假设输入电压为正弦波, 输入电流为周期性的非正弦波, 比如在实际的AC-DC线路中广泛应用的全波整流, 只有当输入电压大于电容的电压时, 才有市电电流给电容充电. 在这种情况下, 电压有效值 Vrms=Vpeak/√2 周期性的非正弦波电流经过傅里叶变换为:

(Io: 电流直流分量; I1RMS: 电流基波分量, 頻率与 V相同; I2RMS….InRMS: 电流谐波分量, 频率为基波的2….n 倍. ) 对于纯净的交流信号, Io=0; I1RMS 基波分量有一个同向成份 I1RMSP 和一个求积成份 I1RMSQ. 于是电流有效值可以表达为:

有功功率 P=VRMS*I1RMSP=VRMS*I1RMS*Cosφ1

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(φ1: 输入电压和输入电流基波分量 I1RMS 的相位差) S=VRMS*IRMS total 于使功率因数 Power Factor 可以表达为: P.F.=P/S= (I1RMS/I RMS total)* Cos φ1; 定义电流失真系数 K= I1RMS/I RMS total = Cosθ; θ 为失真角(Distortion angle); K 为与电流谐波(Harmonic) 分量有关的系数. 如果总的谐波分量为零, K 就为 1. 最后, 可以表达为: P.F.=Cos φ1*Cos θ ; 功率向量图如下:

φ1 是电压 V与电流基波 I1RMS 之间的相量差; θ 是电流失真角;

可见功率因数 (PF) 由电流失真系数 ( K ) 和基波电压、基波电流相移因数( Cos φ1) 决定。Cos φ1低，则表示用电电器设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器绕组损耗大。同时，K值低，则表示输入电流谐波分量大，将造成输入电流波形畸变，对电网造成污染，严重时，对三相四线制供电，还会造成中线电位偏移，致使用电电器设备损坏。

由于常规整流装置常使用非线性器件（如可控硅、二极管），整流器件的导通角小于 180o，

从而产生大量谐波电流成份，而谐波电流成份不做功，只有基波电流成份做功。所以相移因数

(Cos φ1)和电流失真系数（K）相比，输入电流失真系数（K）对供电线路功率因数 (PF) 的影响更大。

为了提高供电线路功率因数，保护用电设备，世界上许多国家和相关国际组织制定出相应的技

术标准，以限制谐波电流含量。如：IEC555-2， IEC61000-3-2，EN 60555-2等标准，它们规定了允许产生的最大谐波电流。我国于 1994年也颁布了《电能质量公用电网谐波》标准（GB/T14549-93）。

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二, PF与总谐波失真系数（THD: Total Harmonic Distortion）的关系

三.功率因数校正实现方法由功率因数: P.F.=Cos φ*K = 1 可知，要提高功率因数，有两个途径：

1.使输入电压、输入电流同相位。此时 Cos φ =1, 所以 PF=K

2.使输入电流正弦化。即 IRMS=I1RMS（谐波为零），有 I1RMS/IRMS=1 , 即

P.F.=Cos φ*K = 1

从而实现功率因数校正。利用功率因数校正技术可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电

压波形，使输入电流波形呈纯正弦波，并且和输入电压同相位，此时整流器的负载可等效为纯

电阻，所以有的地方又把功率因数校正电路叫做电阻仿真器.

四, 有源功率因数校正方法分类

1．按有源功率因数校正电路结构分

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（1）降压式：因噪声大，滤波困难，功率开关管上电压应力大，控制驱动电平浮动，很少被采用。（2）升/降压式：需用二个功率开关管，有一个功率开关管的驱动控制信号浮动，电路复杂，较少采用。（3）反激式：输出与输入隔离，输出电压可以任意选择，采用简单电压型控制，适用于150W以下功率的应用场合。（4）升压式（boost）：简单电流型控制，PF值高，总谐波失真（THD）小，效率高，但是输出电压高于输入电压。适用于 75W~2000W功率范围的应用场合，应用最为广泛。它具有以下优点：

• 1电路中的电感 L适用于电流型控制。 • 2由于升压型 APFC的预调整作用在输出电容器 C上保持高电压，所以电容器 C体积小、储能大。

• 3在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数。 • 4输入电流连续，并且在 APFC开关瞬间输入电流小，易于 EMI滤波。 • 5升压电感 L能阻止快速的电压、电流瞬变，提高了电路工作可靠性。

UC3854, L4981是一种工作于平均电流的的升压型（boost）APFC电路，它的峰值开关电流近似等于输入电流，是目前使用最广泛的 APFC电路。

2．按输入电流的控制原理分（1）平均电流型：工作频率固定，输入电流连续（CCM），波形图如图 1（a）所示。TI的UC3854, ST的 L4981就工作在平均电流控制方式。一般用于输出功率 Po > 400~500W 的大功率场合 . 这种控制方式的优点是：

• 1恒频控制。 • 2工作在电感电流连续状态，开关管电流有效值小、EMI滤波器体积小。 • 3能抑制开关噪声。 • 4输入电流波形失真小。

主要缺点是：

• 1控制电路复杂。 • 2需用乘法器和除法器。 • 3需检测电感电流。 • 4需电流控制环路。

（2）滞后电流型。工作频率可变，电流达到滞后带内发生功率开关通与断操作，使输入电流上升、下降。电流波形平均值取决于电感输入电流，波形图如图 1（b）所示。一般用于输出功率 200W < Po < 400W 的中等功率场合.

（3）峰值电流型。工作频率变化，电流不连续（DCM），工作波形图如图 1（c）所示。一般用于输出功率 Po < 250W 的小功率场合.

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DCM采用跟随器方法具有电路简单、易于实现的优点，但存在以下缺点： �功率因数和输入电压 Vin与输出电压 VO的比值 Vin/Vo有关。即当 Vin变化时，功率因数 PF值也将发生变化，同时输入电流波形随 Vin/Vo的加大而 THD变大。

�开关管的峰值电流大（在相同容量情况下，DCM中通过开关器件的峰值电流为 CCM的两倍），从而导致开关管损耗增加。所以在大功率 APFC电路中，常采用 CCM方式。

（4）电压控制型。工作频率固定，电流不连续，工作波形图如图 1（d）所示。

五, PFC的工作原理

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六, PFC的实际设计及应用下面以 TI/UNITRODE 的 UC3854; ST的 L4981, L6561/L6562 为例进行讲解. A. 先以 TI / UNITRODE的 UC3854为例进行说明. >>> UC3854 的特性: ● Control Boost PWM to 0.99 Power Factor ● 升压脉冲宽度调制,功率因数可达 0.99 ● Limit Line Current Distortion To <5% ● 市电电流谐波可达<5% ● World-Wide Operation Without Switches ● 宽市电电压, 不需选择开关 ● Feed-Forward Line Regulation ● 前馈市电调节 ● Average Current-Mode Control ● 平均电流控制 ● Low Noise Sensitivity ● 低噪音敏感性 ● Low Start-Up Supply Current ● 低启动工作电流 ● Fixed-Frequency PWM Drive ● 固定的 PWM驱动频率 ● Low-Offset Analog Multiplier/Divider ● 低偏置电压的模拟乘/除法器 ● 1A Totem-Pole Gate Driver ● 1A 图腾柱门极驱动 ● Precision Voltage Reference ● 精确的电压参考 >>> UC3854的功能描述: 它可以进行电源的功率因数校正, 防止电源从正弦电压市电吸取非正弦的电流, 充分利用从市电吸收的电流, 减小电流谐波. 为了达到这些功能, UC3854 包含: ● a voltage amplifier ● 一个电压放大器 ● an analog multiplier/divider ● 一个模拟乘/除法器 ● a current amplifier ● 一个电流放大器 ● a fixed-frequency PWM ● 一个固定频率的 PWM

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另外, 它还有: ● a power MOSFET compatible gate driver ● 一个与 MOSFET兼容的门极驱动 ● 7.5V reference ● 7.5V 电压参考 ● line anticipator ● 市电预期 ● load-enable comparator ● 负载使能比较器 ● low-supply detector ● 低电压侦测 ● over-current comparator ● 过流比较器 UC3854 利用平均电流控制方法, 跟峰值电流控制不一样的是, 平均电流控制可以精准的保持市电电流为正弦波, 并且不需要斜率补偿, 最小限度的对市电瞬态噪音作反应. 它的高电压参考和大的震荡幅值可以减小对噪音的敏感度, 工作频率可达 200KHz. 可用在单相和三相电源, 市电电压从 75V到 275V, 频率从 50Hz到 400Hz的范围. 为了减小工作所需能量,UC3854有低启动电流的特点. >>>UC3854的引脚功能:

引脚

号引脚符

号引脚功能

1 GND 接地端，器件内部电压均以此端电压为基准

2 PKLMT 峰值限定端，其阈值电压为零伏与芯片外检测电阻负端相连，可与芯片内接基准电压的电阻相连，使

峰值电流比较器反向端电位补偿至零

3 CA out 电流误差放大器输出端，对输入总线电流进行检测，并向脉冲宽度调制器发出电流校正信号的宽带运

放输出

4 Isense 电流检测信号接至电流放大器反向输入端，4引脚电压应高于-0.5V（因采用二极管对地保护）

5 Mult. out 乘法放大器的输出和电流误差放大器的同相输入端

6 IAC 乘法器的前馈交流输入端，与 B端相连，(6)引脚的设定电压为 6V，通过外接电阻与整流输出电压的正端相连.

7 VA out 误差电压放大器的输出电压，这个信号又与乘法器 A端相连，但若低于 1V乘法器便无输出

8 VRMS 前馈总线有效值电压端，与跟输入线电压有效值成正比的电阻相连时，可对线电压的变化进行补偿

9 VREF 基准电压输出端，可对外围电路提供 10mA的驱动电流

10 ENA 允许比较器输入端，不用时与+5V电压相连

11 Vsense 电压误差放大器反相输入端，在芯片外与反馈网络相连，或通过分压网络与功率因数校正器输出端相

连

12 Rset 12端信号与地接入不同的电阻，用来调节振荡器的输出和乘法器的最大输出

13 SS 软启动端，与误差放大器同相端相连

14 CT 接对地电容器 CT，作为振荡器的定时电容

15 Vcc 正电源阈值为 10V～16V

16 GTDRV PWM信号的图腾输出端，外接MOSFET管的栅极，该电压被钳位在 15V

>>>UC3854 的控制方法:

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在 APFC电路中，整流桥后面的滤波电容器移到了整个电路的输出端（见图 2、图 4中的电解电容 C），这是因为 Vin应保持半正弦的波形，而 Vout需要保持稳定。电路采用平均电流控制方式，通过调节电流信号的平均幅度来控制输出电压。整流线电压和电

压误差放大器的输出相乘，建立了电流参考信号，这样，这个电流参考信号就具有输入电压的

波形，同时，也具有输出电压的平均幅值。PFC的模拟控制方法简单直接。

从图 3所示的 UC3854工作框图中可以看到，它有一个乘法器和除法器，它的输出为，

而 C为前馈电压 VS的平方，之所以要除 C是为了保证在高功率因数的条件下，使 APFC的输入功率 Pi不随输入电压 Vin的变化而变化。工作原理分析、推导如下：乘法器的输出为

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式中：Km表示乘法器的增益因子。 Kin表示输入脉动电压缩小的比例因子。电流控制环按照 Vin和电流检测电阻 Ro（参见图 2）建立了 Iin。

Ki表示 Vin的衰减倍数将式（3）代入式（4）后有

如果 PF=1 效率 η=1有

由（6）可知：当 Ve固定时，Pi、Po将随 V2in的变化而变化。而如果利用除法器，将 Vin除以一个

可见在保证提高功率因数的前提下，Ve恒定情况下，Pi、Po不随 Vin的变化而变化。即通过输

入电压前馈技术和乘法器、除法器后，可以使控制电路的环路增益不受输入电压 Vin变化的影

响，容易实现全输入电压范围内的正常工作，并可使整个电路具有良好的动态响应和负载调整

特性。电流参考 Im=K*Vin*Ve/V2RMS, Im 与 Vin,Ve成正比, 与 VRMS成反比.

在实际应用中需要加以注意：前馈电压中任何 100 Hz纹波进入乘法器都会和电压误差放大器中的纹波叠加在一起，不但会增加波形失真，而且还会影响功率因数的提高。

前馈电路中前馈电容 Cf（图 2、图 4中的 Cf）的取值大小也会影响功率因数。如果 Cf太小，

则不能滤去市电上的噪音, 使功率因数会降低; 而 Cf过大，前馈延迟又较大。当电网电压变化

剧烈时，会造成输出电压的过冲或欠冲，所以 Cf 的取值应折中考虑。

设计时, 需要注意以下失真: 1. 输入失真 (Input Distortion Sources). 前馈电压纹波要小, 就需要一个截止频率小的一次滤波. 但也要考虑到对输入电压的响应速度, 二次滤波是一个较好的选择, 并且二次滤波会对高次谐波产生 180度的相移,使输入电流和电压保持同相位. 见下图的 Rff1,Cff1, Rff2, Cff2.

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设计误差放大器 EA的补偿要兼顾电压回路的稳定性和反应速度. 下图的补偿线路 Cvf, Rvf可以对市电频率二次谐波很好的衰减, 提供最大的带宽和 45度的相位裕度.

2. 尖头失真 (Cusp Distortion). 尖头失真发生在输入交流电压过零时, 要求的电流信号大于实际的电流. 这时输入电压很小,当开关管导通时,加在电感两端的电压很小, 使电流不能快速的上升. 这样输入电流会落后于需要的电流一段时间 2Y, 当电流升到所要求的电流时, 控制回路才进行正常的操作, 使实际电流与所须电流保持一致. 尖头失真时间 2Y跟电感的大小有关. 较小的电感可以提高电流的跟踪能力,减小失真, 但会加大纹波电流. 一般尖头失真产生的谐波成份较小, 且大多数为高次谐波. 这个问提可以通过足够高的开关频率来解决. >>>UC3854的功能结构解说左上有一个欠压锁定比较器和一个使能比较器, 它们同时为真/高时芯片开始工作. 电压误差放大器的反相端接在 11脚, 叫 Vsense, 用来侦测输出电压, 然后与 7.5V的参考电压比较, 进行误差放大; 接在它两端的二极管只是表达了内部线路的功能而不是实际情况, 可以把它看成理想的二极管; 它的同相端在正常工作时接在 7.5V的内部参考电压, 它还可通过外接电

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容作为软启动(Soft Start)用; 这种软启动可以让输出电压达到正常电压点之前, 电压控制回路工作; 并消除启动时的过冲(overshoot). 电压误差放大器的输出 VEA 连在 UC3854的 pin7, 同时它也是乗法器的输入; 乗法器的另外一个输入为 pin6, IAC, 它是从输入整流过来的, 作为希望的电流的形状; 它的电压为 6V,输入电流信号. 前馈信号为 pin8,Vff, 它的值平方后到除法器的输入. Pin12的 Iset也输入到乘/除法器, 用来限制输出电流的最大值. 乘/除法器的输出电流为 Imo, 它流出 pin5, 同时它也是电流误差放大器的同相端输入. 它的反相端输入连在 pin4, Isense. 电流误差放大器的输出连在 PWM比较器上, 与 pin14,Ct, 上的振荡斜坡进行比较, 产生 PWM, 同时与比较器一起通过 RS触发器, 驱动大电流输出 pin16. 输出电压内部钳位在 15V, 防范 MOSFET门极过驱. Pin2, PKLMT, 是峰值电流限制, 当它的电压低于 0V时, 它可以把输出门极驱动拉低 OFF. 参考电压 7.5V的输出接 pin9, 输入接 Vcc/pin15.

>>>UC3854实战设计演习下面以一个 250Watts 的升压 PFC为例, 对于更低或更高功率的 PFC, 线路都差不多, 只是功率部分作一些调整, 但方法一样. PFC 规格: 最大输出功率: 250Watts 输入电压范围: 80~270Vac 市电频率范围: 47~65Hz

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这种宽输入电压范围几乎在世界各地都可用, 升压型的 PFC输出电压必须大于最高输入电压的峰值再加上 5%~10% 的建议值, 这里选择 Vo=400VDC.

开关频率: 开关频率的选择总的来说有些武断. 开关频率高可以减小 PFC的尺寸大小, 提高功率密度, 减小失真; 但频率太高会增大开关耗损, 影响效率. 在大多数应用中, 20KHz~300KHz的开关频率是一个较好的折衷. 本例选用 100KHz的开关频率, 在尺寸大小和效率之间妥协, 这样电感的感量大小合理, 尖头失真小, 电感的物理尺寸小, MOSFET 和 BOOST DIODE 上的功率耗损也不会过多. 在更高功率的 PFC中, 降低开关频率可以降低开关耗损. 在高频开关中, MOSFET/IGBT 的导通缓冲器(Turn-on snubber ) 可以有效的减小损耗, 提高效率; 在 CCM 中, 选用较小 trr的 Boost Diode 也可以有效的减小损耗, 提高效率. 电感的选择: 电感决定了输入电流纹波的大小, 它的感量由规定的电流纹波给出. 电感感量大小的选择从正弦输入电流的 peak 值开始. 最大的 peak电流发生在最小输入电压的 peak点: ILine(pk)=(√2*P)/VinRMS(min) 比如在本例中标 ILine(pk)=(√2*250)/80= 4.42 Amp, 在 VinRMS(min)=80Vac 时.

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最大的纹波电流发生在 duty cycle 为 50%, 升压比为 M=Vo/Vin=2时, 电感纹波峰值电流对计算所需要的输入滤波衰减很重要. 电感电流的纹波峰-峰值通常选择在最大市电电流峰值的 20%. 这多少有些武断, 因为它一般并不是高频纹波的最大值. 如果再增加纹波电流的值, 会让 APFC工作在 DCM, 增大滤波器来对输入纹波电流进行衰减. 电感值可以从低市电电压的整流峰值电压时的峰值电流, 这时的 Duty Cycle 和开关频率得到, 公式如下: D=(Vo-Vin)/Vo L=(Vin*D)/(Fs* ∆ I) 这里 ∆ I 为电感电流的纹波峰-峰值; Fs 为开关频率. 在本例 250Watts的 PFC中, D=(400-80x1.414)/400=0.71 ; ∆ I = 4.42Amp * 20%~=0.9Amp ; L= (80*1.414*0.71)/(100*103*0.9)=0.89mH ; 为了方便, 电感的值向上选为 1mH. 高频的纹波电流叠加在市电电流的峰值上, 所以电感的峰值电流为市电峰值电流加上纹波电流峰-峰值的 1/2. 电感必须能处理这种电流. 本例中为 4.42Amp * 1.1 ~=5Amp. 峰值电流限制(PKLMT)再加 10%, 为 5.5Amp. 输出电容: 决定输出电容选择的因数有: 开关频率纹波电流, 二次谐波纹波电流, 直流输出电压, 输出电压纹波, 维持时间( hold-up time ). 流过输出电容的总电流是开关频率纹波电流和市电二次谐波纹波电流的方均根值(RMS). 被选择作为输出电容的电解电容有一个等效串联电阻( ESR, Equivalent Series Resistance ), 它的大小随频率而变化, 一般来讲频率越低, ESR越大. 电容所能处理的电流一般由它的温升来决定, 但一般不需要计算它的准确温升, 只要计算它由高频纹波电流和低频纹波电流产生的温升并把它们加起来就足够了. 电容的 data sheet 会提供所需的 ESR和温升信息. 输出维持时间( hold-up time ) 经常支配着输出电容选择的其它考虑. 输出维持时间指切断输入电压后, 输出电压还能维持在规格范围内的时间. 典型值一般为 15~50毫秒( millisecond ). 对于 Vo=400VDC的 off-line 电源来讲, 1~2µF每瓦就可以满足这个要求. 在本例 250W中, 输出电容为 450µF. 如果没有维持时间的要求, 输出电容就可以很小了, 大概 0.2µF每瓦, 在这种情况下, 纹波电流和纹波电压为主要的考虑. 输出维持时间( hold-up time ) 是输出电容储存的能量, 负载功率, 输出电压, 负载正常工作的最小工作电压来决定的. 它可以表达为: Co=(2*Pout* ∆ T) / [Vo2-Vo2(min)] 这里 Co为输出电容; Pout为负载功率; ∆ T 为输出维持时间; Vo输出电压 ; Vo(min) 为负载正常工作的最小工作电压.

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对于本例 Pout=250W, ∆ T=64mS, Vo=400V, Vo(min)=300V 可得出 Co=450 µF 开关管和二极管: 开关管和二极管必须要有足够的额度来保证可靠的运行. 开关管的额定电流必须大于电感上电流的最大峰值, 对于二极管也是一样的. 升压二极管的 trr必须足够小来减少开关管开通瞬间的耗损, 同时使二极管的损耗减小. 开关管和二极管必须要有一定的降额, 使之有一定的裕度. 比如本例中选用快速, 高电压的二极管, trr 为 35nS, 耐压 600Vdc, 正向电流额度 8A. 开关管MOSFET耐压 500Vdc, 电流额度 23Adc. 开关管的相当一部分开关耗损来自于二极管的反向恢复电流, 在 MOSFET开通瞬间, 通过它的电流为负载电流加上二极管的反向恢复电流. 在本例的二极管选用快速的高压二极管; 开关管选用较大的等级, 使它可以承受较大的峰值道通耗损. 使用导通缓冲器可以减小 MOSFET,选用稍慢的 diode. 为了减小 diode trr, 可以采用两个 300V的高速二极管串联的方法, 并上高阻值的电阻来保持电压平衡. 或采用没有 trr的碳晶二极管, 但价格较贵. 电流侦测: 有两个方法进行电流侦测: 1. 地的回路上放一个电流侦测电阻; 2. 使用两个电流变压器. 使用侦测电阻的方法最便宜, 对于较小功率(电流) 很适合. 当电流(功率) 增大时, 电阻耗损加大, 这时更适合使用电流变压器. 这种方法需要两个电流变压器, 一个侦测开关管电流, 一个侦测二极管电流, 来产生平均电流控制需要的电感电流模拟信号. 可以定义电流变压器的输出电压为正或负. 在负电压定义中, UC3854 pin2的峰值电流限制更容易实现. 一般选择 1V的电阻压降, 既可以有较好的抗噪音能力, 又不会太大而影响效率. 峰值电流限制: 当瞬间的电流大于限定值时, pin2 电压拉到低于 0V, 来把开关管关断. 它的值由简单的从 Vref 到电流侦测电阻负压的分压产生. 决定 Ipk 的公式为: Vrs= ( Vref * Rpk2 ) / Rpk1 这里, Vrs 为电流侦测电阻 Rs在电流峰值限制时的电压 ( Vrs = IPKLMT * Rs ); Vref 为 UC3854内部的 7.5V参考电压; Rpk1, Rpk2 为电阻分压器. 一般选择流过 Rpk2 的电流大约为 1mA. 本例的电流峰值限制为 5.4Amps, Vrs=5.4Amps * 0.25 ohm = 1.35V 选择 Rpk1 为 10Kohm, 则 Rpk2 = ( Vrs * Rpk1 ) / Vref = (1.35V * 10Kohm) / 7.5 V = 1.8Kohm

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一个小的电容 Cpk, 470pF 加在 PKLMT (pin2) 和地之间, 来增加低市电输入时的噪音免疫能力, 同时也轻微的增大了电流峰值限制 IPKLMT. 乘法器的设置: 乘法器/ 除法器是 PFC的核心. 乘法器的输出规划了电流回路, 控制输入电流, 使之有很高的功率因数, 于是它描述了市电输入电流的信号, 并作为参考信号与实际的电流信号比较放大. 乘法器线路必须从输入信号开始, 有三个输入信号: 1. 规划的电流信号 Iac (pin6); 2. 前馈电压 Vff (pin8); 3. 电压误差放大器的输出 Vvea (pin7). 乘法器的输出为 Imo (pin5) . 它们之间的关系为: Imo = [ Km * Iac * ( Vvea -1 ) ] / Vff 2 ; 其中 Km 是一个乘法器的常数, 等于 1. 前馈电压: Vff 是平方线路的输入, UC3854 平方线路的 Vff 工作范为是 1.4V 到 4.5V. 它的内部有一个钳位电路, 当输入大于 4.5V时, 能钳位在 4.5V. Vff 输入电压有三个分压电阻, Rff1, Rff2, Rff3 和两个电容 Cff1, Cff2. 从二次滤波出来的直流电压与输入半波正弦电压的平均值成正比. 半波正弦电压的平均值是有效值(RMS)的 0.9; 如果输入电压为 270Vac(RMS), 那么平均值为: 270Vac(RMS) * 0.9 = 243Vdc(av) , 峰值为: 270Vac(RMS) * 1.414 = 382 V(pk). 在设计时, 最低输入电压所对应的 Vff 应该大于 1.4V. 一次滤波点电压大约为 7.5V. 输入电流: 输入的电流信号来自于输入电压和电阻 Rac. 乘法器对大电流有很好的线性度. 建议的最大电流为 0.6mA. 0.6mA=Vin(max)*1.414/ Rac Rac= 636Kohm; 取 620Kohm. 为了保证在电压过零时可以正确的工作, 需要一个偏置电流, 且电压为 6V. 这样连到 Vref的电阻Rb1=Rac/4. 乘法器最大的输出电流发生在市电最小时的峰值电压, Imo可以从公式 Imo = [ Km * Iac * ( Vvea -1 ) ] / Vff 2 中计算. Iac= Vin(min)*1.414/ Rac= 80* 1.414/ 620Kohm = 182uA; Vff2=2V; Vvea=5 V ( 下文有说明). 可得到最大的乘法器输出电流为 365uA. 最大的乘法器输出电流同时被 Iset限制, Imo不可以大于 3.75V/Rset , Rset< 3.75V/ 365uA = 10.27Kohm. 选 Rset=10Kohm. 乘法器输出电流比须和电感电流信号相加来让电压反馈回路闭合. Rmo, 一个从乘法器输出到电流侦测电阻的电阻, 就起到这个相加的功能. 本例的电感电流限定为 5.6Amp, 电流侦测电阻为 0.25ohm.--> 电流侦测电阻的峰值电压为 1.4V. 于是求和电阻为: Rmo=1.4V/365uA= 3.84K; 选 Rmo: 3.9K.

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振荡频率: 振荡的冲电电流为 Iset, Iset 由 Rset 来决定. 振荡频率由冲电电流和计时电容来决定. 计时电容可以由公式得到: Ct=1.25 / ( Rset * Fs ) 本例 Rset=10Kohm, Fs=100KHz, Ct = 1.25nF. 电流误差放大器补偿: 为了稳定, 电流回路必须要有补偿. 由升压电感和电流侦测电阻形成一个极点, 控制输入电流的公式为: Vrs / Vcea = ( Vout * Rs ) / ( Vs * sL ) 这里, Vrs : 电流电流侦测电阻两端的电压; Vcea: 电流误差放大器的输出电压; Vout: DC输出电压; Rs: 电流侦测电阻( 对于电流变压器, Rs/N ) ; Vs: 振荡器的幅值; sL: 升压电感的阻抗, 亦为 jwL. 电流误差放大器的补偿在开关频率附近提供平的增益; 在低频时提供一个零点,使放大器有较大的增益. 开关频率附近的增益的决定要满足: 开关管关断时, 电感电流的下降斜率和振荡器的下降斜率匹配. 这两个信号是 PWM比较器的输入. 电感电流的下降斜率单位为 Amp/Sec; di/dt = (Vout- Vin )/ L; 最大值发生在输入电压为零的时候, 为 Vout / L; 这时在电流侦测电阻上的斜率为( Vout * Rs ) / L (对于电流变压器来讲为Vout*Rs/NL) . 这个斜率乘以在开关频率时的放大器增益, 对于正确的电流补偿回路来讲, 必须等于振荡器的下降斜率. 如果开关频率时的放大器增益太大, 会使它的下降斜率大于振荡器的下降斜率, 进入不稳定状态. 这种不稳定状态就会发生在输入电压的尖头, 随着电压的上升, 不稳定状态消失. 从上面的公式乘以电流放大器的增益, 使它等于 1, 得到回路的转折频率:

Fci = ( Vout * Rs * Rcz ) / ( Vs * 2πL * Rci ) 这里, Fci: 为电流回路的转折频率; Rcz/Rci: 为电流误差放大器的增益. 在本例中, 输出电压为 400Vdc, 电感为 1mH, 电感电流下降斜率为 400mA每微秒 (uS) , 电流侦测电阻为 0.25ohm, 所以输入到电流误差放大器的电压斜率为 100mV每微秒(uS). uC3854的振荡器电压峰-峰值为 5.2V, 频率为 100KHz, 斜率为 0.52V每微秒(uS). 所以在开关频率附近的电流放大器增益为: 0.52V/100mV=5.2 ; 对于输入电阻为 Rci = 3.9Kohm来讲, Rcz=5.2 * Rci= 20Kohm . 电流回路转折频率, Fci=(400x0.25x20)/(5.2x2πx1x10-3x3.9)=15.9KHz 在电流回路的零点放置必需在或小于转折频率 Fci; 如果在转折频率频率上, 相位裕度为 45度; 如果小于转折频率, 相位裕度会更大. 45度的相位裕度有很好的稳定性, 很低的过冲, 很好的容忍元件公差. 零点放在转折频率 Fci时, 电容 Ccz在此频率下的阻抗必须等于电阻值 Rcz; 公式为: Ccz = 1 / ( 2π * Fci * Rcz ) 在本例中, Rcz = 20Kohm; Fci = 15.9KHz Ccz = 0.501 x 10-9 = 501 pF ; 选择 620pF 使之有更大的相位裕度.

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通常在开关频率附近, 加一个极点在电流误差放大器上, 可以减小对噪音的敏感性. 如果极点的位置大于开关频率的一半, 它不会影响控制回路的频率响应. 在本例中选用 Ccp=62pF, 极点出现的位置 1/(2π *Rcz*Ccp) = 1/ (2π x 20Kohm x 62pF ) = 128KHz; 大于开关频率. 所以可以用一个更大的电容, 但本例已经足够抑制噪音的干扰. 电压误差放大补偿: 为了稳定性, 电压回路必须补偿. 但是相对于开关频率来讲, 电压回路的带宽很小, 故电压回路比稳定性考虑更多的是降低输入失真. 回路的带宽必须足够低来衰减在输出电容上的市电频率二次谐波. 设计电压误差放大补偿的第一步是算输出电容上的纹波峰值, 它的二次谐波峰值为:

Vopk = Pin / ( 2π * Fr * Co * Vo )

这里 Vopk : 为输出纹波电压的峰值 ( 峰-峰值则是这个电压乘以 2); Fr: 纹波频率, 它是输入电压频率的二次谐波; Co: 输出电容值; Vo: 输出电压值. 本例中: Vopk = 250 / ( 2 x 3.14 x 120 x 450 x 10-6 x 400 ) = 1.84Vpk 下一步决定纹波电压对于整个的失真的贡献度, 这个决定基于转换器的规格. 本例规定 3%的THD, 分配到它的上面为 0.75%THD; 这意味着误差放大器的输出电压纹波限制在 1.5% . 误差放大器的有效输出范围为 1V~5V, 即∆Vvea = 4V. 所以在误差放大器输出上的电压纹波为 Vvea(pk) = % ripple * ∆Vvea = 1.5% x 4V = 60mV. 误差放大器在二次谐波频率时的增益为上面两个值相除, Gva = 60 mV / 1.84 Vpk = 0.0326. 下一步选择 Rvi 多少有点含糊, 它的值要足够小, 使得放大器的输入偏置电流不会对输出产生太大的影响; 又要足够大, 使在它上面的功耗小. 本例 511Kohm的电阻上的耗损为 300mW. 反馈电容 Cvf 设定了在二次谐波时的增益, Gva = Zcvf / Rvi = [1/ (2π*Fr* Cvf ) ] / Rvi

Cvf = 1/ (2π*Fr*Rvi*Gva) 本例中 Cvf = 1/ ( 2x 3.14x 120 x 511x 103 x 0.0326 ) = 0.08 x 10-6 F = 0.08uF. 选择Cvf=0.047uF 增加一点点失真, 相位裕度更好. 输出电压值的设定由分压电阻 Rvi 和 Rvd决定, (Vo-Vref)/Vref = Rvi/Rvd

Rvd = Rvi * Vref / ( Vo-Vref ) 本例中 Rvd = 511K * 7.5 V/ ( 390V-7.5V) = 10Kohm. 也可以在 Rvd上并一个 414Kohm, 使输出电压为 400Vdc Rvd 对交流信号没有影响, 它只影响直流输出电压值的设定. 电压误差放大器的极点频率可以通过设定整个电压回路增益为 1来得到. 电压回路的增益是误差放大器 EA的增益和升压增益的乘积, 它可以通过输入功率来表达. 由 Pin=Vo* (∆Vvea*Gbst)/Xco

Gbst = ( Pin * Xco ) / ( Vo * ∆Vvea ) 这里, Gbst : 升压增益, 包含乘法器,除法器, 平方; Pin: 输入平均功率 ;

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Xco: 输出电容阻抗; ∆Vvea:误差放大器输出电压范围; Vo: 输出直流电压电压误差放大器的增益为: Gva = Xcf / Rvi 这里, Gva: 电压误差放大器的增益; Xcf: 反馈电容的阻抗; Rvi: 输入阻抗. 整个电压增益 Gv=Gbst * Gva

Gv = ( Pin * Xco * Xcf ) / ( ∆Vvea * Vo * Rvi ) 注意到有两项和频率 f 有关, Xco, Xcf. 这个函数有二次斜坡, -40dB per decade. 把 Xco= 1/ (2 π*f * Co) 和 Xcf = 1/ (2 π*f * Cvf) 代入上式, 令 Gv=1, 得到,

Fvi2 = Pin / [∆Vvea * Vo * Rvi * Co * Cvf * ( 2 π)2] 在本例中, Fvi2=250/ [4 x 400 x 511 x 103 x 450 x 10-6 x 0.047 x 10-6 x (2 π)2] = 366.4 Fvi=19.14Hz Rcf 的值设置为: Rcf = 1 / (2 π*Fvi * Cvf) 本例, Rcf = 1 / ( 2 π x 19.14 x 0.047 x 10-6 ) = 177Kohm, 选择 174Kohm 前馈电压滤波电容: 输入到乘法器的二次谐波的比例会在交流输入上产生同样比例的三次谐波. 前馈电压分压器上的电容( Cff1, Cff2) 可以衰减从整流输入电压来的纹波电压, 它的二次谐波纹波是输入交流电压的 66.2% . 所要求的衰减, 或滤波器的增益, 是允许的三次谐波分量除以输入到分压器的66.2%. 本例中的谐波分量 1.5% 要求的衰减为: Gff = 1.5 / 66.2 = 0.0227 建议的分压器实行二次滤波, 它可以快速的对市电电压有效值 ( RMS) 的变化进行反应. 一般会快 6倍. 这两个极点放在同一个频率点, 整个滤波器的增益是两个滤波器的增益相乘, 也就是每个滤波器的增益是整个滤波器增益的平方根. 在本例中, 每个滤波器的增益为 0.0227 的平方根 0.15 对于截止频率来说, 存在同样的关系. 这些是简单的极点, 它的截止频率是每一部分的增益乘以输出纹波频率.

Fc = √Gff * Fr 这里, Fc:每个滤波器的截止频率(cutoff frequency); Fr: 纹波频率 120Hz; 本例, Fc = 0.15 x 120 = 18 Hz 截止频率可以用来计算滤波器的电容, 因为截止频率时的电容阻抗等于负载电阻的阻抗. 以下两个公式可以用来计算滤波电容值:

Cff1 = 1 / ( 2π * Fp * Rff2 ) Cff2 = 1 / ( 2π * Fp * Rff3 )

在本例中, Rff2=91Kohm, Rff3=20Kohm. 于是, Cff1 = 1 / ( 2π x 18 x 91 x 103 ) = 0.1 µF ; Cff2 = 1 / ( 2π x 18 x 20 x 103 ) = 0.44 µF ; 选择 Cff2=0.47 µF 一个主动式功率因数校正线路的设计就基本完成了, 下面总结一下相关的设计计算流程.

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1. PFC规格: 输出功率 Pout (max) : 250W 输入电压范围 Vin range : 80 ~ 270 Vac 市电频率范围 Line frequency range : 47 ~ 65 Hz 输出电压 Output voltage : 400 Vdc 2. 选择开关频率: 100KHz 3. 电感选择: A. 最大市电峰值电流: Pin = Pout ( max ); Ipk = √2 * Pin / Vin (min) = 1.41 x 250 / 80 = 4.42 Amps B. 纹波电流: ∆ I = 0.2 * Ipk = 0.2 x 4.42 = 0.9 Amps 峰—峰值 C. 计算 Vin (min) 峰值电压时的占空比 D: D = [ Vo - √2 * Vin (min) ] / Vo = ( 400 – 113 ) / 400 = 0.71 D. 计算电感: L = ( Vin * D ) / ( Fs * ∆ I ) = ( 113 x 0.71 ) / ( 100 x 103 x 0.9 ) = 0.89mH 向上选择 1mH 4. 选择输出电容: A. 如果没有要求维持时间, 则根据电容上的纹波电压和功耗来决定最小电容; 大概 0.2 µF / Watt B. 如果有要求维持时间, 则根据下式计算, 一般 1~2 µF / Watt ; ∆ t : 15~50 mS Co = ( 2 * Pout * ∆ t ) / ( Vo2 – V12 ) = ( 2 x 250 x 34 msec ) / ( 4002 – 3502 ) = 450 µF 5. 选择电流侦测电阻: 如果使用电流变压器, 要包含圈数比. 使电阻两端的峰值压降较小,一般为 Vrs=1V

A. 计算最大的电流峰值: Ipk (max) = Ipk + ∆I/2 = 4.42 + 0.45 ~= 5.0Amps 峰值

B. 计算电流侦测电阻值: Rs = Vrs / Ipk (max) = 1.0 / 5.0 = 0.20 ohm ; 选 0.25ohm

C. 计算实际的峰值感应电压: Vrs (pk) = Ipk (max) * Rs = 5.0 x 0.25 = 1.25V

6. 设置独立的峰值电流限制: Rpk1和 Rpk2是分压电阻; 选择峰值电流过载点 Ipk (ovld). Rpk1的典型值为 10K Vrs (ovld) = Ipk (ovld) * Rs = 5.6 Amp X 0.25 ohm = 1.4V Rpk2 = Vrs(ovld) * Rpk1 / Vref = 1.4 x 10K / 7.5 = 1.87K, 选 1.8K 7. 乘法器设定: 乘法器的操作由下式给定, Imo是乘法器的输出电流, Km=1; Iac是乘法器的输入

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电流; Vff 是前馈电压; Vvea是电压误差放大器的输出. Imo = [ Km * Iac * ( Vvea - 1 ) ] / Vff2

A. 前馈分压器: 它把输入整流电压从有效值电压变成平均电压. 在 Vin(min) 时;

Vff 应该为 1.41V ( 大于 1.4V); 另外一点的电压 Vffc 应该大概为 7.5V . 输入整流电压有效值电压和平均电压的关系为: Vin(av) = Vin (min) x 0.9 以下两个等式用来计算 Vff的分压电阻; 一般来讲, 这个分压电阻的总阻值约为 1 Megohm ( 106 ohm) 来减小损耗. Vff = 1.414v = [ Vin (av) * Rff3 ] / ( Rff1 + Rff2 + Rff3 ) Vnode ~= 7.5v = [ Vin (av) * ( Rff2 + Rff3) ] / ( Rff1+Rff2+Rff3) 本例: Rff1=910K, Rff2=91K, Rff3=20K

B. Rvac 的选择: 找出最大的市电峰值电压, Vpk(max) = √2 * Vin(max) = 1.414 x 270 = 382 Vpk 除以最大的乘法器输入电流 60µA, 得到电阻 Rvac. Rvac = Vpk(max) / ( 600 x 10-6 ) = 382 /(6 x 10-4) = 637 Kohm, 选 620K

C. Rb1的选择: 这是一个偏置电阻, 当输入电压为 0时, 须要一个偏置电流, 电压为 6V, 由 6V= 7.5V * Rvac / ( Rvac + Rb1 ) 得到: Rb1 = 0.25Rvac = 155Kohm, 选 150K

D. Rset的选择: 输出电流 Imo 的最大值发生在市电电压最低时, 且为输入电流的 2倍. Iac = ( Vin (min) * √2 ) / Rvac = 182µA Rset = 3.75V / Imo(max) = 3.75V / ( 2 x 182 µA ) = 10.3Kohms

E. Rmo的选择: Rmo 上的电压必须等于 Rs上的峰值电压. Rmo = [ Vrs(pk) * 1.12 ] / [ 2 * Iac (min) ] = (1.25 x 1.12)/ ( 2 x 182E-6) = 3.84K 选 3.9Kohms

8. 振荡频率: 给出所要的频率, 计算 Ct = 1.25 / ( Rset * Fs ) = 1.25 / ( 10K x 100K ) = 1.25 nF 9. 电流误差补偿: A. 计算开关频率时的放大器增益. ∆Vrs = ( Vo * Rs ) / ( L * Fs ) = ( 400 x 0.25 ) / ( 0.001 x 1 x 105 ) = 1.0 Vpk 这个电压必须等于计时电容电压峰-峰值 Vs = 5.2 v , 于是放大器的增益为: Gca = Vs / ∆Vrs = 5.2 / 1.0 = 5.2 B. 反馈电阻. 设置反馈电阻 Rci 等于 Rmo, Rcz = Gca * Rci Rci = Rmo = 3.9K Rcz = Gca * Rci = 5.2 * 3.9K = 20Kohms C. 电流回路转折频率. Fci = ( Vout * Rs * Rcz) / ( Vs * 2πL * Rci ) Fci = ( 400 x 0.25 x 20K ) / ( 5.2 x 2π x 0.001 x 3.9K ) =15.7KHz D. Ccz 的选择. 设定 45度相位裕度. Ccz = 1 / ( 2π * Fci * Rcz ) = 1 / ( 2π x 100K x 20K ) = 80 pF, 选 Ccz = 62 pF

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10. 谐波分量的分配: 3% 的三次谐波电流; 1.5% 分配到 Vff ; 0.75% (或 1.5% 的 Vvao) 分配到输出电压纹波 ; 余下的 0.75% 分配到其它非线性. 11. 电压误差放大器补偿: A. 输出电压纹波. 下式给出输出电压纹波, 其中 Fr为二次纹波频率. Vo(pk) = Pin / ( 2π * Fr * Co * Vo ) = 250 / ( 2π x 120 x 450 x 10-6 x 400) = 1.84 Vac B. 放大器的输出纹波电压和增益. Vo(pk) 必须衰减电压误差放大器输出电压到可以允许的纹波电压. 这会设置二次纹波频率时的电压放大器增益. Gva = ( ∆Vvao * % ripple ) / Vo (pk) = ( 4 x 0.015 ) / 1.84 = 0.0326 C. 反馈网路. 根据上式的电压放大增益来计算反馈网路的值. Rvi 的决定有些武断. 比如本例, Rvi = 511Kohm Cvf = 1 / ( 2π * Fr * Rvi * Gva ) = 1/ ( 2π x 120 x 511K x 0.0326 ) = 0.08µF , 选 Cvf 为 0.047 µF D. 设置直流输出电压. Rvd = ( Rvi * Vref ) / ( Vo – Vref ) = ( 511K x 7.5 ) / ( 400 – 7.5 ) = 9.76K , 选 Rvd 为 10.0Kohm E. 找出极点频率. Fvi 2 = Pin / [ ∆Vvao * Vo * Rvi * Co * Cvf * (2π)2 ] = 250 / ( 4 x 400 x 511K x 450E-6 x 47E-9 x 39.5 )

Fvi = 19.1 Hz F. 找到 Rvf. Rvf = 1 / ( 2π * Fvi * Cvf ) = 1 / ( 2π x 19.1 x 47E-9 ) = 177K, 选 Rvf = 174K 12. 前馈分压网路电容: 这些电容决定 Vff对输入电容三次谐波的影响, 决定所需要的总的衰减. 整流电压的二次谐波成份为 66.2%; %THD 是允许的谐波分量. Gff = ( %THD ) / ( 66.2% ) = 1.5 / 66.2 = 0.0227 用两个相等的极点, 找到极点频率. Fr 是二次纹波频率. Fp = (√Gff) * Fr = 0.15 x 120 = 18 Hz 选择 Cff1, Cff2 Cff1 = 1 / ( 2π * Fp * Rff2 ) = 1 / (2π x 18 x 91K) = 0.097µF, 选 0.10 µF ; Cff2 = 1 / ( 2π * Fp * Rff3 ) = 1 / ( 2π x 18 x 20K) = 0.44µF, 选 0.47µF.

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B. 下面以 ST的 L4981为例进行说明. >>> L4981 的特性: ● Control Boost PWM Up to 0.99 P.F. ●升压脉冲宽度调制, 功率因数达 0.99 ●Limit Line Current Distortion to <5% ●限制市电电流失真小于 5% ●Universal Input Mains ●宽市电输入电压 ●Feed forward Line and Load Regulation ●前馈市电和负载调节 ●Average Current Mode PWM for Minimum Noise Sensitivity ●平均电流模式 PWM, 减小噪音敏感度 ●High Current Bipolar and Dmos Totem Pole Output ●大电流 Bipolar 和 Dmos 图腾柱输出 ●Low Start-up Current ( 0.3mA typ.) ●低启动电流( 0.3mA 典型值) ●Under Voltage Lockout with Hysteresis and Programmable Turn on threshold ●带迟滞的欠压锁定和可调节的启动门槛 ●Overvoltage, Overcurrent Protection ●过电压, 过电流保护 ●Precise 2% On chip Reference Externally Available ●可外用的精度 2%内置电压参考 ●Soft start ●软启动 >>> L4981的功能描述: 它可以进行电源的功率因数校正, 防止电源从正弦电压市电吸取非正弦的电流, 充分利用从市电吸收的电流, 减小电流谐波. 为了达到这些功能, L4981 包含: ● a voltage amplifier ● 一个电压放大器 ● an analog multiplier/divider ● 一个模拟乘/除法器 ● a current amplifier ● 一个电流放大器 ● a fixed-frequency PWM ● 一个固定频率的 PWM 另外, 它还有: ● a power MOSFET compatible gate driver ● 一个与 MOSFET兼容的门极驱动 ● 5.1V reference ● 5.1V 电压参考 ● Synchronization input/output (L4981A) ● 同步输入/输出(L4981A) ● Frequency Modulation Function (L4981B) ● 频率调整功能 (L4981B) ● Soft start ● 软启动 ● over-current comparator ● 过流比较器 ● over-voltage comparator ● 过压比较器 ● Load feed forward ● 负载前馈

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L4981 利用平均电流控制方法, 跟峰值电流控制不一样的是, 平均电流控制可以精准的保持市电电流为正弦波, 并且不需要斜率补偿, 最小限度的对市电瞬态噪音作反应. 它的高电压参考和大的震荡幅值可以减小对噪音的敏感度, 工作频率可达 200KHz. 可用在单相和三相电源, 市电电压从 75V到 275V, 频率从 50Hz到 400Hz的范围. 为了减小工作所需能量,L4981有低启动电流的特点. >>> L4981的引脚功能:

引脚

号引脚符号引脚功能

1 P-GND 电源地，

2 IPK 峰值限定端，其阈值电压为零伏与芯片外检测电阻负端相连，可与芯片内接基准电压的电阻相连，

使峰值电流比较器反向端电位补偿至零

3 OVP 过电压保护, 输出电压经分压与内部 5.1V的参考电压比较, 限制最大输出电压峰值.

4 IAC 输入电流, 正比于整流后的输入电压, 经过乘法器, 作为电流误差放大器的电流参考

5 CA out 电流放大器的输出. 外接 RC网络决定环路增益.

6 LFF 负载前馈. 这个输入电压可以改变乘法器的输出电流, 让它正比于负载. 工作在 1.5V到 5.3V, 有较好的暂态负载响应. 如果没有用到这个功能, 把它接到参考电压(pin 11)

7 VRMS 正比于市电电压有效值. 它可以补偿市电电压的变化, 连接一个低通滤波器在整流后的市电电压和pin7 间, 可以得到正比于输入电压 RMS的直流电压. 最好的控制时电压在 1.5V到 5.5V间. . 如果没有用到这个功能, 把它接到参考电压(pin 11)

8 MULT-OUT

乘法器的输出. 它既是乘法器的输出, 也是电流放大器的输入. 它必须不低于 -0.5V.

9 ISENSE 电流放大器的反相端输入. 必须避免它的电压小于 -0.5V .

10 S-GND 信号地，器件内部控制电压均以此端电压为基准

11 VREF 参考电压 5.1V ( 精度+/-2% ) , 可提供电流 10mA

12 SS 软启动. 内部有一个 100µA的恒流源给外接电容冲电, 通过调节外接电容大小可以调节软启动的时间. 内部的MOS在过压(Over Voltage)和欠压锁定(UVLO)时给电容放电.

13 VA-OUT 误差放大器输出. 一个 RC网络可以设定电压环路增益.

14 VFEED 电压误差放大器反相端输入. 这个反馈输入通过分压电路连到升压器输出.

15 P-UVLO 可设置的欠压锁定(UVLO)门槛输入. 在工作电压 Vcc和地之间的分压网络可以设定启动门槛.

16 SYNC(‘A’) FREQ-MOD (‘B’)

SYNC ( L4981A) 同步输入/输出脚. 如果作为同步输入脚, 必须在 pin16上加一个同步矩形方波信号 ; 如果作为同步输出脚 , pin16就会输出一个同步矩形方波信号系列, 让其它元件同步. FREQ-MOD ( L4981B) 频率调制. 外接电阻在 pin16和整流后的市电电压, 可以调节振荡器频率, 把pin16接地可以得到由 ROSC和 COSC决定的振荡频率.

17 ROSC 外接电阻到地决定给 COSC充电电流的大小.

18 COSC 外接电容到地决定开关频率.

19 Vcc 工作电压

20 GDRV PWM信号的图腾输出端，外接MOSFET管的栅极，峰值电流可达 1Amp

>>>L4981A/B 的控制方法:

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在 APFC电路中，整流桥后面的滤波电容器移到了整个电路的输出端, 这是因为 Vin应保持半

正弦的波形，而 Vout需要保持稳定。电路采用平均电流控制方式，通过调节电流信号的平均幅度来控制输出电压。整流线电压和电

压误差放大器的输出相乘，建立了电流参考信号，这样，这个电流参考信号就具有输入电压的

波形，同时，也具有输出电压的平均幅值。PFC的模拟控制方法简单直接。为了维持 PFC的正确操作, 必须满足以下条件:

1. 从市电吸取的瞬间电流要和瞬间电压成正比, 使得电流波形为正弦且与电压同相; 2. 即使市电电压值变化, 从市电吸取的功率有效值 RMS要保持不变; 也就是说, 当市电电压有效值 RMS下降时, 从市电吸取的电流有效值 RMS要相应的增加;

3. 当负载变化时, 直流输出电压必须保持稳定; 也就是说, 输出电压电压下降时, 必须提供给负载更多的电流来让输出电压稳定.

条件 1可以通过把整流后的电压 IAC回馈给乘法器来保证; 条件 2可以通过把整流后电压的有效值 VVRMS前馈给乘法器保证; 条件 3可以通过把输出电压差 VVA反馈给乘法器保证. 也就是:

I MULT-OUT = K * IAC * ( V VA-OUT – 1.28 ) * ( 0.8 * VLFF – 1.28 ) / ( VVRMS )2 当 VLFF = VREF 时,

I MULT-OUT = K1 * IAC * ( V VA-OUT – 1.28 ) / ( VVRMS )2

这里, K1 = 1V

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从上图所示的 L4981工作框图中可以看到，它有一个乘法器和除法器，它的输出为，而

C为前馈电压 VS的平方，之所以要除 C是为了保证在高功率因数的条件下，使 APFC的输入功率 Pi不随输入电压 Vin的变化而变化。工作原理分析、推导如下：乘法器的输出为

式中：Km表示乘法器的增益因子。 Kin表示输入脉动电压缩小的比例因子。电流控制环按照 Vin和电流检测电阻 Ro（参见图 2）建立了 Iin。

Ki表示 Vin的衰减倍数将式（3）代入式（4）后有

如果 PF=1 效率 η=1有

由（6）可知：当 Ve固定时，Pi、Po将随 V2in的变化而变化。而如果利用除法器，将 Vin除以一个

可见在保证提高功率因数的前提下，Ve恒定情况下，Pi、Po不随 Vin的变化而变化。即通过输

入电压前馈技术和乘法器、除法器后，可以使控制电路的环路增益不受输入电压 Vin变化的影

响，容易实现全输入电压范围内的正常工作，并可使整个电路具有良好的动态响应和负载调整

特性。电流参考 Im=K*Vin*Ve/V2RMS, Im 与 Vin,Ve成正比, 与 VRMS成反比.

在实际应用中需要加以注意：前馈电压中任何 100 Hz纹波进入乘法器都会和电压误差放大器中的纹波叠加在一起，不但会增加波形失真，而且还会影响功率因数的提高。

前馈电路中前馈电容 Cf（图 2、图 4中的 Cf）的取值大小也会影响功率因数。如果 Cf太小，

则不能滤去市电上的噪音, 使功率因数会降低; 而 Cf过大，前馈延迟又较大。当电网电压变化

剧烈时，会造成输出电压的过冲或欠冲，所以 Cf 的取值应折中考虑。

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>>>L4981的功能结构解说 L4981 使用平均电流连续模式进行控制, 它有电流环和电压环两个控制环路. 内部结构框图参考下图. 下面对它的主要功能块进行说明.

乘法器乘法器对它的四个不同的输入信号进行乘积处理, 输出所需要的电流. 这个电流参考信号通过电阻连到测流电阻的负电压端, 产生误差信号到电流控制环路.

运算放大器一个运算放大器(E/A)反馈输出电压, 它的输出给乘法器; 另一个运算放大器(C/A)反馈市电电流信号, 和乘法器的输出电流进行误差放大, 它的输出用来和锯齿波进行比较, 产生 PWM.

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PWM脉冲宽度调制比较 C/A的输出和振荡器产生的锯齿波, 进行脉冲宽度调制. 它的输出, 通过逻辑和驱动部分, 对开关管进行控制, 调节电感电流. 逻辑部分控制 PWM输出, 软启动和辅助功能信号. 驱动部分它用来提供开通和关断功率开关管所需要的门极电流, 它可以提供峰值电流 1A, 适合于高频应用. 辅助功能辅助功能可以避免应用中可能的对功率元器件造成的过应力. 工作电源部分工作电源线路提供内部工作所需的电源和参考电压, 识别欠压和待机状态, 以节约能量损耗. 下面对 L4981的各个 pin脚功能和基本线路进行解说: Pin1. P-GND (Power stage ground, 功率地). 这个脚在线路板上离 MOSFET的 S越近越好. Pin2. IPK ( Overcurrent protection input, 过流保护输入). 当 IPK输入电压低于 0V时, 内部比较器输出会把 MOSFET驱动拉低. 它的内部有一个电流源 Iipk=85µA, 过流保护点 Ipk可以通过一个电阻 Ripk接在测流电阻 Rs负电压端得到. 由 Rs*Ipk = Ripk*Iipk

Ripk = Rs * Ipk / Iipk

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在 L4981B中, 由于没有电流源 Iipk, 需要一个辅助电阻 Raux接到 VREF(pin 11), 这时, Ripk = Rs * Ipk / Iaux ( Iaux = VREF / Raux )

在 L4981A中, 由于电流源 Iipk的精度较低( Min.: 65µA; Typ.: 85 µA; Max.: 105 µA ), 有时为了得到精确的过流保护, 可以象上面的方法一样加一个辅助电阻 Raux接到 VREF, 提供一个比

Iipk大很多的辅助电流(Iaux), 计算方法把上式的 Iaux由 Iaux+Iipk代替. Pin3. OVP ( Overvoltage protection input, 过压保护输入). 和一个 5.1V的精确参考电压(带250mV的磁滞)比较, 当过压时, 让控制芯片工作在待机状态下(较低的能量损耗), 且给 soft start电容放电. 这个 pin脚必须外接分压电阻(Ra, Rb)到 D.C.输出电压 Vo, 分压电阻比例为:

Ra / Rb = ( Vo + ∆Vout – 5.1 ) / 5.1 ∆Vout 为输出过压限度

Pin4. IAC ( A.C. current input, 交流电流输入). 这个脚必须接一个电阻到整流后的市电, 用来提供一个与市电瞬间电压成正比的电流(IIAC) 给乘法器.

IIAC = Vi / Rac

交流电流输入 IIAC 和输出电流 IMULT的关系将在下面的乘法器(Pin8)中加以说明. Pin5. CA-OUT (Current amplifier output, 电流放大器输出). CA-OUT提供信号给 PWM比较器. 需要一个外部网络(Rf, Cf) 来决定处理乘法器输出和市电电流信号所需要的适当的闭环增益.

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为了避免振荡, 最大的电感电流下降斜率(Vo/L) 必须小于振荡器的上升斜率(Vsrp * Fsw)

( Vo / L ) * Rs * Gca ≤ Vsrp * Fsw 这里, Vsrp振荡器的斜坡峰-峰电压值; Gca电流放大器增益; Fsw开关频率于是上式也可写成:

Gca ≤ ( Vsrp * Fsw * L ) / ( Vo * Rs )

定义高频时的 C/A闭环增益 Gca = 1 + Rf/Ri 可得,

Rf/Ri ≤ [( Vsrp * Fsw * L ) / ( Vo * Rs )] -1 为了计算 Cf的值, 可以考查开环增益 Gavg, 它是 Rs两端的电压和电流放大器输出信号的比.

Gavg = Vrs / Vca 在最坏的情况下,

Vrs = ( Rs * Vo ) / ( s * L ) Vca可能的变化幅度为 Vsrp,

Gavg = ( Rs * Vo ) / ( Vsrp * 2π * F * L ) 把 Gavg和 Gca相乘, 求转折(crossover) 频率(F=Fc),

Fc = Fsw / 2π 为了保证足够的相位裕度(大于 45度), 零点频率(Fz)应该大约为 Fc/2

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Fz = Fsw / 4π = 1 / ( 2π * Cf * Rf ) Cf = 2 / ( Rf * Fsw )

Pin6. LFF ( Load feed-forward input, 负载前馈输入). 为了提高对负载变化的瞬态响应时间, 这个输入电压可以修改乘法器的输出电流, 让它于负载成正比. VLFF的工作电压范围为

1.5V~5.1V ; 如果不使用这个功能, 必须把 LFF脚连到 VREF脚. 详细请看附录 A. Pin7. VRMS (市电有效值). 它输入到除法器(1/V2

RMS), 对于宽输入电压的应用很有帮助, 可以补偿由于输入电压变化导致的增益变化. 它被连到下图的外部网络, 产生一个和市电 VRMS成正

比的直流电压. 它的工作范围为 1.5V~5.5V.

为了避免市电电流的失真, 必须减小输入到 pin7的整流后的市电纹波(频率为市电频率的两倍). 一个有两个极点(一个 2Hz, 在另一个在 13Hz) 的滤波器(包含三个电阻,两个电容), 可以让100Hz时的增益为-80dB.

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• 市电低时, VRMS=85V (110V,-20%), 输入到 Pin7, VRM(7)=1.6V • 市电高时, VRMS=260V (220V,+20%), 输入到 Pin7, VRM(7)=5V • Gain at 2f (100Hz), -80dB Pin8. MULT-OUT ( Output of the multiplier, 乘法器的输出) 这个 pin脚根据下式输出一个计划的电流 Imult.

Imult = 0.37 * IIAC * ( V VA-OUT – 1.28 ) * ( 0.8 * VLFF – 1.28 ) / V2RMS

这里, V VA-OUT = E/A output voltage range, 电压误差放大器的输出 VLFF = voltage input at pin 6, 输入到 pin6的电压 VRMS = voltage input at pin 7, 输入到 pin7的电压 IIAC = input current at pin 4, 输入到 pin4的电流

对于各种应用, 为了优化乘法器的偏置, Imult 和乘法器的各个输入信号的关系如下(图 13a到13h):

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pin8 必须通过电阻 Ri’ 连到 Rs的负电压端(见下图), 来对信号( IL * Rs ) 和 ( Imult * Ri’ ) 相加, 相加的结果作为电流放大器同极端的误差电压输入.

Ri’ * Imult = Rs * IL

Pin9. ISENSE ( Current Amplifier inverting input, 电流放大器反相极输入). 这个脚通过外部网络接到 CA-OUT , 已经在 pin5 中解释了. 需要注意的是有于反馈网络高阻抗, Ri 和 Ri’ 的值相等. Pin10. SGND (Signal ground, 信号地). 它要连到 PCB的地, 接在 Vcc到地的高频陶瓷滤波电容要离 pin10很近. Pin11. VREF ( Voltage reference, 参考电压 ) 内部能带隙线路, 提供精确的参考电压. 建议接一个 100nF~几 µF的滤波电容到信号地(见下图). 这个脚可以提供 10mA的电流给外部电路(eg, Enable 其它电路)

Pin12. SS ( Soft start, 软启动). 这个特性可以避免输出电压上升过程中太大的电流通过外部的开关管 Q. 当侦测到输出电压过压或 Vcc欠压时, 内部开关管对电容放电. 内部 100µA的恒流源和外接电容决定了软启动的时间常数(见下图). 因为 SS pin 的电压加在 E/A的输出上, 限制输出电压摆动幅度(一般为 V VA-OUT=5.1V的摆动幅度). 软启动时间为:

tss = Css * V VA-OUT / Iss 它可以通过改变外接电容的值来改变软启动时间, 一般为几十个毫秒(mS).

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Pin13. V VA-OUT ( Error Amplifier output, 误差放大器输出). E/A的输出决定了升压输出电压Vo的控制. 这个脚必须接一个补偿网络到 pin14 ( 见下图).

首先, 为了减小市电电流失真, 系统不能尝试去调节市电频率两倍的纹波电压. 另外,要保证系统的稳定. 电压开环增益可以分成两部分: 第一部分是小信号增益, 由 E/A的输出电压 vea 和输出电压变化 vo 的比来给出, 它由 E/A的网络来决定:

Gea’ = vea / vo = 1 / ( s * R1 * Cr ) 这里, Gea’ 不含 Rr 的 E/A增益(见上图). R2对整个增益没有影响, 因为反相输入端的电压固定为 VREF. Gea为 E/A的输出电压纹波和它影响的输出电压纹波(∆Vo)的比. E/A的输出电压可以在 1.28V 到 5.1V间摆动. 小于 E/A输出电压摆幅( V VA-OUT=3.82V ) 的 2.5%的值可以选择用来计算 Cr. 于是在输出电压纹波频率 2f时的 Gea, 可以确定 Cr的值来保证 100/120Hz时有足够的衰减.

Gea ≤ ( V VA-OUT *2.5% ) / ∆Vo = 0.095V / ∆Vo Cr = 1 / ( s * R1 * Gea’ ) = 1 / ( 2π * 2f * R1 * Gea ) ≥ ∆Vo / ( 0.095 * 2π * 2f * R1 ) = Ka *∆Vo / R1 当市电频率 f为 50Hz时, Ka = 1 / 60 ; 当市电频率 f为 60Hz时, Ka = 1 / 72 . 较低的 Cr会增大谐波失真.

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第二部分(功率部分)由输出电容 Co和它的电抗 Xco 来表达, 系统必须能够通过 E/A输出响应(∆Vea) 来补偿整个外部负载的变化. 对于大信号的功率增益转移函数 Gpw可以写为:

Gpw = Io * Xco / ∆Vea 整个负载的变化(Io) 可以认为是: Po(max) / Vo 于是, Gpw = ( Po * Xco ) / ( Vo * ∆Vea )

Gpw = Po / ( Vo * ∆Vea * s * Co )

Gloop = Gpw * Gea’ ; 于是有两个极点, 出现不稳定的问提. 并联一个电阻 Rr到 Cr上, 使 E/A的极点从原来的位置移到 1 / ( Rr * Cr ), 稳定性就可保证. 转折(crossover)频率可由 Gpw * Gea’ =1得到:

保持至少 22o的相位裕度, 可以维持最大的 DC增益, 相应最大的 Rr为:

Rr ≤ 2.75 / ( 2π * fc * Cr ) 输出滤波电容 Co的值与输出电压滤波有关, 详细解说见功率部分之设计. Pin14. VFEED ( Error Amplifier input, 误差放大器输入). 这个脚通过电阻分压器连到升压后的输出电压, 对输出直流电压进行调节. 如忽略 E/A反馈电阻 Rr的影响, 5.1V参考电压和直流电压决定 R1,R2的比:

R1 / R2 = ( Vo – 5.1 ) / 5.1 如考虑 R1和 E/A反馈网络决定的增益, R1/Rr的比例影响负载调整率. ( 输出电流越小,输出电压越大).

∆VOmax = ( ∆Vea * R1 ) / Rr ∆VOmax是由于 E/A增益的减小和负载的变化引起的输出电压的变化量. R1,R2要选用高精度电阻. Pin15. P-UVLO ( Programmable supply under-voltage threshold, 可调整的 Vcc欠压保护点 ). 内部的电阻分压器和带 1.28V门槛电压的比较器就决定了 Vcc的初始 turn-on电压为 15.5V ; turn-off电压为 10V (见下图). 通过外接电阻(RH,RL)可以改变 Vcc的 turn-on, turn-off电压. RH 确定磁滞电压, RL确定 turn-on电压. 为了设计外接分压电阻,得到所需的电压, 就需要知道 R1=394K, R2=88K, R3=58K.

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Vturn-on = 1.28 + 1.28 * RH’/RL’ (RH’=R1//RH, RL’= R2//R3//RL) Vturn-off = 1.28 + 1.28 * RH’/RL’’ (RH’=R1//RH, RL’’=R3//RL) 为了方便快速的得到所要的值, 下面列了一个表可供查阅. DISABLE功能见附录 B.

Pin16. SYNC ( In/Out Synchronization, 输入/输出同步). L4981A有此功能, 它可以作为输入同步信号,来和系统的其它线路保持同步(见下图 a). 当它被外面的信号同步时,外面来的信号必须满足以下条件: 信号的振幅必须大于门槛幅值 3.5V; 频率必须比由 L4981A的 RC决定的频率稍大; 脉冲宽度大于 800nSec. 如果作为输出同步信号来让其它线路与 L4981A同步的话, 它所输出的同步信号为正的脉冲 4.6V (0.5mA), 脉冲宽度等于锯齿波的下降时间. L4981B利用这个 pin脚来实现其它的功能. 如果应用中不需用到 L4981A的同步功能时, 可以使用 L4981B频率调整的功能来解决 EMI滤波的问题. 在 B版本中, pin16, 叫 FREQ-MOD ( Frequency modulation, 频率调整), 它可以改变开关频率, 使能量分布在一个较大的频谱范围. 为了执行频率调整(见下图 b), 这个 pin脚必须通过一个电阻 Rfm连到整流后的市电. 这样就可以动态(cycle by cycle)的改变给 Cosc冲电和放电的电流大小, 从而改变振荡器锯齿波的斜率. 这个电阻产生的频率改变∆fsw(见下图 c), 在正常时为 fsw, 当市电为峰值 VIPK时频率最低. 整个的频率改变可由下式估算出:

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这里, Rfm为规划改变电流的电阻; K 为常数, 对于电阻单位为 Kohm, 频率为 KHz时, K=0.1157 一般 ∆fsw / fsw = 20% 是一个较好的折衷.

Pin17. Rosc ( Oscillator resister, 振荡器电阻). 外接电阻到地, 可以决定给外接电容 Cosc (pin18) 冲电和放电电流的大小. Pin17的参考电压为 1.28V ( 参见上图 a,b ).

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由 Rosc决定的冲电电流为: Ic = 10 * 1.28 / Rosc

由 Rosc决定的放电电流为: Id = 200 * 1.28 / Rosc

最大的放电电流为 Id=12mA, 意味着最小的 Rosc为 22Kohm. Pin18. Cosc ( Oscillator capacitor, 振荡器电容 ). 外接一个电容到地(见上图 a,b). 根据上式冲放电电流的大小, 决定振荡器锯齿波的上升时间 tr和下降时间 tf, 从而决定振荡器的频率. 电容上的电压振荡幅值为 Vsrp=5V. 振荡周期 T: T = tr + tf = Vsrp * Cosc * ( 1/ Ic + 1/ Id) 开关频率 fsw: fsw = 1 / T = 2.44 / ( Rosc * Cosc ) 参见下面 fsw, Rosc, Cosc 的关系图:

Pin19. Vcc ( Supply voltage input, 工作电源输入). 在到达 Vcc turn-on 的电压时, 它所需要的电流非常小. 内部的欠压锁定线路带有 5.5V的磁滞, 以及内部的 25V的钳位线路可以确保 IC安全的工作. Pin20. GDRV ( Gate driver output, 门极驱动输出). 为了避免外接的 MOSFET门极氧化层变老的问题, 它的输出电压内部钳位在 15V (见下图). 它的输出通常外接一个电阻(4.7ohm ~ 50ohm)到 MOSFET的 gate门极, 来避免 overshoot 过冲, 并且可以控制开关管的 dI/dt.

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功率部分的设计: Booster Inductor 升压电感升压电感的设计会涉及很多需要处理的参数, 并且有很多种不同的方法. 在 CCM连续操作模式, 在每一个开关周期, 存储在升压电感中的能量都没有完全转移到 Cbulk输出电容中, 还有一部分的能量存储在磁性线路中, 这样会减小输入电流的纹波, 减小市电的噪音, 从而减小输入滤波器的大小(见下图).

每一个周期从升压电感转移到输出电容的能量为:

E/cycle = (1/2) * L * ( I2LP – I2LV) = L * ILt * ∆IL 这里, L = Boost inductance ; 升压电感感量 ILP =Inductor Peak Current (ILt + ∆IL /2) ; 电感峰值电流 ILV =Inductor Valley Current (ILt - ∆IL /2) ; 电感谷值电流 ILt =Instantaneous Line Current (ILP+ ILV)/2 ; 瞬时市电电流 ∆IL=Twice Inductor Current Ripple (ILP - ILV ) ; 两倍的电感电流纹波由于在一个周期内, 瞬时市电电流 ILt 和平均电感电流相一致, 画出一个全波整流波形, 可以参考市电电压的 RMS和峰值:

ILPK = √2 * ILRMS

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这里, IRMS=ILRMS=PIRMS (IRMS为市电电流); PI=PO/η (PI为输入功率, η 为 PFC的效率). 每个周期由电感传输的功率 Pt = E / Ton = L * ILt * ∆IL / Ton 这里, Ton = D / fsw ; D= ( Vo – VIt ) / Vo 对于一个给定的电感 L, 它的两倍电流纹波∆IL与它要传输的能量有关, 可以计算为占峰值电流ILPK的百分比.

∆IL=Vit * (Vo-Vit) / (Vo * fsw * L) 从上式可以看出, 当输入电压峰值 Vipk大于 Vo/2 时, 最大的∆IL发生在 Vit = Vo/2时,它的值为:

∆I L(max) = Vo / ( 4 * fsw * L ) 当输入电压峰值 Vipk小于 Vo/2 时, 最大的∆IL发生在 Vit = Vipk时,它的值为:

∆I L(max)=Vipk * (Vo-Vipk) / (Vo * fsw * L) 在连续操作模式, 可以接受的纹波电流水平 Kr 一般在 10% ~ 35%.

Kr = ∆IL / ( 2 * ILPK )

小的电流纹波会在整流后的市电上产生较小的噪音, 从而减小输入滤波电感的大小; 但是降低电流纹波也会相应的增大升压电感. 一旦定义好电感的大小后, 就可以真正开始电感的设计. 高电压, 高磁通密度, 高工作频率使得标准的高频铁氧体(ferrite core)磁芯最适合 PFC的应用. 为了避免由于这种材料的高渗透性(permeability) 而导致的磁芯饱和, 需要加一个气隙来得到足够的磁场强度范围( H+Hgap ). 一个简便的方法来估算最小的磁芯体积:

Volume ≥ K * L * ILPK * ( ILPK + ∆IL/2) 这里, K=specific energy constant, 特定的能量常数 L=Boost inductor value in H, 升压电感,单位为亨能量常数 K与气隙的长度 Lgap 和磁芯的有效长度 Leff 的比有关, K = 14 * Leff / Lgap 这样得到的磁芯体积单位为 cm3. 最小磁芯体积确定下来后, 种类的选择根据技术和经济的评估. 下一步定义线圈规格, 包括圈数和线的截面积. 由上式以及磁路公式:

Pot = L * ILt * ∆IL / ton = Ae * Ieff * H * ∆B / ton ------ (*) 这里, Ae = effective area of the core section 有效磁芯截面积 Ieff = effective magnetic path length 有效磁通长度 ∆B = deviated magnetic flux density 磁通密度变化 H = magnetic field strength 磁场强度磁场在铁氧体和空气中的渗透性的比例, 取决于铁氧体的材料. 对于在电源中应用的磁芯材料(比如 B50, B51) , 它的渗透性(permeability)是空气的 2500倍(µr = 2500). 这就意味着对于一定比例的气隙, 可以忽略 Ieff (有效磁通长度) 来简化计算. 比如对于 1%的气隙, 忽略 Ieff 而产生的误差为 4%( 磁通长度除以渗透性 99/2500); 如果 Igap/Ieff越大, 误差越小. 故上式(*)可以重新写成: Pot = Ae * Igap * Hgap * ∆B / ton

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这里, Igap = effective magnetic path length of gap 有效气隙磁通长度 Hgap = magnetic field strength of gap 气隙磁场强度故上式(*)可以简化成:

Ae * Igap * Hgap * ∆B = L * ILt * ∆IL 因为, Igap * Hgap = N * ILt , ∆B = µ0 * ∆H ( 这里, N为线圈圈数, µ0为气隙渗透率)

Ae * N * µ0 * ∆H = L * ∆IL 又, ∆H = N * ∆IL / Igap 最后,

它比下面完整的公式简化很多.

当圈数 N定义好之后, 需要检查磁通是否饱和, 如果 N*Imax比上气隙太接近上限时, 要增加气隙长度 Igap, 重新计算. 线径的大小与可以接受的铜损 PCU = 4 * I2LRMS * RCU / 3 和可以用来绕线的空间有关. 由于高频纹波电流给线圈带来肌肤效应, RCU会增大; 这时,建议使用绞合线或多股线. 另外还需要辅助绕组来得到一个低成本的电源给 IC供电. Input Bridge 输入整流桥输入整流二极管工作在低频, 它可以是一般的低反向恢复时间, 低成本的元件. 只需考虑流过它的电流 IRMS, 电压和发热. 一般为了限制启动时有大电流通过二极管给输入电容充电, 还会有一个浪涌电流抑制电路(Inrush current limit circuit) 来保护输入整流二极管. Input Capacitor 输入电容输入滤波电容(CIN)必须维持输入瞬时电压(Vit). 在开关管 Q导通时(ton), 在它上面强加一个电压纹波. 最坏的情况发生在输入电压有效值最小时 VIrms(min) , 强加的高频电压纹波 r = ∆VI/VI . 故, CIN ≥ Kr * Irms / ( 2π * Fsw * r * VIrms ) 这里, Kr = the current ripple coefficient ; 电流纹波系数 r = 0.02 to 0.08 要限制 CIN 的最大值,来避免电流失真. Output Bulk Capacitor 输出大电容输出大电容 Co的选择主要取决于滤波器的电气参数和应用.

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在所有的应用中首要考虑的参数为输出 DC电压和过压, 输出功率和电压纹波. 电容上的纹波电流有效值 Ic(2f)rms = Io/√2 , 输出电压纹波∆Vo 为:

当 ESR很小时可以简化为:

Co = Io / ( 2π * 2f * ∆Vo ) = Po / (2π * 2f * ∆Vo * Vo ) 虽然 ESR通常不会影响输出纹波, 但是必须考虑整流市电频率和开关频率时的功率损耗. 在有些应用中要求维持时间( Thold, hold-up time ) , 比如计算机电源, 这时输出电容会增大. Co 要能够提供足够的能量来维持它上面的电压在一段时间后, 仍大于一个值 Vop_min.

Co = 2 * Po * Thold / ( V2o_min – V2op_min ) 这里, Vo_min=minimum output voltage value(normally at the maximum load conditions)比如 400V; Vop_min=minimum output operative voltage before the ‘power fail’ detection, 比如 300V. Power Switch 功率开关管开关管根据升压电压和传输功率来选择, 开关管的功率损耗分为两部分: 导通损耗和开关损耗. 导通损耗可用下式计算:

Pon-mos = IQ2rms * R ds-on

开关损耗可分为两部份(电容损耗 Pcapacitive和交越损耗 Pcrossover):

这里, Coss is the Drain capacitance at Vds=25V; 在 Vds=25V时的漏极电容 tcr is the crossover time; 交越时间 Cext is the external layout stray capacitance; 外部分散电容 Prec is the contribution due to the diode recovery; 二极管反向恢复产生的损耗为了减小交越损耗,可以使用缓冲器. Booster Diode 升压二极管升压二极管需要能够承受输出电压和电流. 另外, 对于连续工作模式 CCM, 为了减小开关损耗, 二极管的反向恢复时间 trr越小越好. 二极管的损耗可分为两部份: 导通损耗和开关损耗导通损耗可估算为: P D-on = Vto * Io + Rd * ID2

rms 这里, Vto = threshold voltage Rd = differential resistance Sense Resistor 电流侦测电阻

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电流侦测电阻产生电流反馈和过流保护的信号. 选择电阻的简单标准为简小它上面的损耗, 并且有足够的信噪比. 在很多大功率的应用场合, 可以考虑使用电磁侦测的方法 (如下图).

>>>L4981A/B 的实战设计演习: 下面以一个 200Watts 的升压 PFC为例, 对于更低或更高功率的 PFC, 线路都差不多, 只是功率部分作一些调整, 但方法一样. PFC 规格: -- 宽电压输入: VINrms = 88Vac to 264Vac -- DC输出电压: Vo = 400Vdc -- 额定输出功率: Po = 200W 确定 PFC工作条件: -- 开关频率: Fsw = 100KHz -- 满载时 100Hz 电压纹波∆V=+/-8V, Co = Po / (2π * 2f * ∆Vo * Vo )= 100µF -- 过载电压限制点 Vout + 40V = 450V -- 满载时的最大电流纹波 35% 对于中等功率的 PFC ( Vo=400V, Po=200W), 线路如下:

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输入电容放在整流后的市电两端的输入电容, 可以看成 EMI滤波器的一部分. 放这个电容的好处是逃避高频开关电流流过速度很慢的输入整流二极管. 另一方面, 这个电容的值要足够的小, 因为它上面的 DC电压会影响谐波失真. 本例为 220nF, 既可以滤掉高频, 又不会引入太高的 DC电压. 输出电容对于输出电容的选择, 可以只考虑输出电压整流频率(100/120Hz)纹波∆Vo. 本例∆Vo=+/-8V, Co = Po / (2π * 2f * ∆Vo * Vo )= 200 / ( 2π x 100 x 8 x 400 )=100µF ; 电压 450V. 如果有要求维持时间 Thold=31.5mS,

Co = 2 * Po * Thold / ( V2o_min – V2op_min ) = 2x200x31.5x10-3 / (4002 – 3002)=180µF 电流侦测电阻电流侦测电阻的选择既要考虑信号的大小, 又要考虑功率损耗. 使用 70mohm的电阻, PRcs = Rcs * ( IIrms

2 + IIhfrms2 ) ≤ 0.5W

功率开关管电压为: Bvdss ≥ Vout + Dvout + margin =500~600V 根据 MOSFET功率损耗来选择 Rdson; Pon_max = Irms2 * Rdson = 2.15 x 0.7 = 3.3W 考虑到开关损耗, 可以估计总的功率损耗为 8W ~ 10W. 升压二极管在连续模式 CCM, 建议选用 trr尽可能小的超快速二极管. 升压电感先根据开关频率和电流纹波大小计算合适的电感 L. 这里用 L=0.75mH, 磁芯为 ET3411. 附录 A LFF(pin 6) Function. 由于在 PFC的应用中, 误差放大器的补偿网络必需滤掉市电频率来减小谐波失真, 它的交越频率很低. 这样就会使负载动态响应变差. 在 L4981A/B中增加了 LFF的功能. 它输入到乘法器, 可以改变乘法器的输出电流, 使输出电流与负载成正比. VLFF可控输入电压范围在 2V~5.1V 下图解释了这个功能, 为了减小负载侦测电阻 R1的损耗, 外接一个运算放大器来得到适当的电压. 在实际应用中, R1通常由电流变压器来代替. 在空载时, 要保证最小的输入电压 VLFF≈2V. 由于运放 LM258的 Vol = 0.7V (@1mA), 为了在VLFF得到最小的电压, 需要增加 1.3V. 加一个电阻分压电阻到 Vref ( pin 11) 可以使 OP-AMP的输出电压产生 1.3V的偏差. 1.3V = ( 5.1V – 0.7V ) * R3 / ( R3 + 3.6Kohm ) R3 = 1.3Kohm OP-AMP的工作电压与 PFC的工作电压 Vcc一样, 为了得到满载(Iomax)时的电压 5.1V, 可以得到一个固定的增益.

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Vo = R1 * Iomax * ( 1 + R2 / 10Kohm ) = 5.1V 比如, Iomax = 3A, R1 = 0.1ohm / 1W , R2 大概为 160Kohm.

附录 B Disable 有时需要 disable 这个 PFC控制芯片. 比如整个电源空载待机时, 为了减小待机时电源本身的能量损耗(包含开关管的损耗,芯片工作所需的能量损耗), 提高待机时的效率, 就需要 disable PFC. 像大多数控制芯片, 一个方法是把 Soft-start 脚或 E/A的输出脚拉低. 另外, 在L4981A/B中, 也可以把 P-UVLO (pin 15) 拉到低电位(见下图). P-UVLO的功能是可以通过外接电阻来改变 Vcc的启动电压. 当这个脚位的电压拉到低于内部的参考电压 1.28V时, 可以关掉输出级, 使芯片工作在启动前的状态, 最大程度的减小能量损耗.

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C. 下面以 ST的 L6561/L6562为例进行说明. L6561 是 ST在 1995年推出, L6562在 2003年推出. 它们是完全 pin-to-pin兼容的 IC, 相对于L6561来讲, L6562 有以下改进: ▪ 改进的内部 THD谐波校正线路: 可以使电源更容易的达到 IEC61000-3-2 的要求; ▪ 更大的驱动电流能力(高达 800mA): 适合更大输出功率的应用(可达 350W) ; ▪ 扩展的工作电压范围(高达 22V): 更容易与 DC-DC 控制 IC的工作电压匹配 ; ▪ 更小的启动电流( 最大 70µA): 在空载时, Disable IC后, 几乎无功率损耗. >>> L6562 的特性: ● Transition-mode control of PFC pre-regulators ● 采用过渡模式控制的 PFC预调节器 ●Proprietary Multiplier design for minimum THD of AC input current ● 特有的乘法器设计来最小化输入电流的总谐波失真 THD ● Very precise adjustable output overvoltage protection ● 精确可调节的输出过压保护 ● Ultra-low (≤70µA) start-up current ● 超低的启动电流 ● Low (≤4mA) quiescent current ● 低静态工作电流 ● Extended IC supply voltage range ● 扩展的工作电压范围 ● On-chip filter on current sense ● 内置的电流侦测滤波 ● Disable function ● Disable 功能 ● 1%(@Tj=25oC) internal reference voltage ● 1% 精度的内部参考电压 ● -600/+800mA totem pole gate driver with UVLO pull-down and voltage clamp ● -600/+800mA 的图腾柱输出驱动, 带有 UVLO下拉和电压钳位 ● MiniDIP/ SO8 packages ● MiniDIP / SO8 包装 >>>L6562的引脚功能:

引脚

号引脚符

号引脚功能

1 INV 电压误差放大器的反相输入端. PFC的输出电压通过电阻分压器反馈到这个脚.

2 COMP 电压误差放大器的输出. 在这个脚和 INV (pin 1) 之间有一个补偿回路, 使电压控制环路稳定, 并确保高功率因数,低 THD.

3 MULT 市电输入给乘法器. 这个脚通过电阻接到整流后的市电, 给电流环路提供参考正弦

4 CS PWM比较器的输入. 通过一个电阻侦测流过MOSFET的电流, 产生的电压输入到这个脚来和内部乘法器产生的参考正弦进行比较, 决定MOSFET的 turn-off

5 ZCD 在过渡模式操作中, 用来侦测升压电感的退磁. 下降沿触发 MOSFET的 turn-on

6 GND 接地端，器件内部电压均以此端电压为基准

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7 GD 门极驱动输出. 能够 source 600mA, sink 800mA来驱动MOSFET或 IGBT. 它的输出电压钳位在 12V, 避免过高的门极电压.

8 Vcc IC 工作电压. 它的最大工作电压可达 22V.

>>>L6562的内部功能描述:

Supply Block 电源见上图, 内部的线性降压电源提供一个 7V的电压给内部线图作为工作电源, 输出级的电源直接从 Vcc来. 另外, 还有一个能隙带(bandgap) 线路产生精确的 2.5V参考电压. 在下图中有一个带磁滞的欠压锁定(UVLO) 比较器, 当 Vcc足够高时才让 IC工作, 来确保可靠的操作.

Error amplifier and overvoltage detector Block 误差放大器和过压侦测

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见下图, 误差放大器的反相端输入通过分压电阻接到 PFC的输出 DC电压, 把它和内部的 2.5V参考电压比较, 来保持 PFC输出 DC电压的恒定. E/A的输出用于频率补偿, 通常接一个反馈电容到反相端. 为了得到高 PF, E/A的输出在市电半个周期内必需保持恒定, 所以 E/A的带宽(bandwidth) 非常的低. E/A的输出电压内部有钳位, 只能在 2V到 5.8V之间摆动. 这是为了当过压导致输出饱和低压或过流导致输出饱和高压时, 能加速使输出电压恢复到正常的线性区工作范围. 这个元件提供两种水平的过压保护, 通过连到 E/A输出的端口实现. 在过压的情况下, E/A的输出开始输出饱和低压, 但 E/A的反应速度很慢, 要较长的时间进入饱和. 另一方面, 必须对过压立即进行校正. 于是, 基于一个不同概念的快速过压侦测就很有必要了. 在稳态条件下, 流过 R1的电流等于流过 R2的电流, 因为补偿电容 Ccomp不会流过 DC电流, 同样 E/A的输入高阻抗也不会有电流流过.

I R1,R2 = ( Vo-2.5) / R1 = 2.5 / R2 当输出电压由于负载的变化而增大时, 流过 R1的电流也会增加, 流过 R2的电流由于 2.5V参考电位的固定而不变; 这时多余的电流∆I=IR1-IR2就会通过电容 Ccomp流入低阻抗的 E/A输出端; 这时的电流∆I 可以在这里被侦测到, 并产生两种处理方式:

当电流∆I达到大约 37µA时, 乘法器的输出被强制减小, 于是减小了从市电过来的能量; 降低了输出电压升高的速度. 在一些情况下, 这种软煞车的行为可以避免输出电压超过正常电压太多. 如果输出电压不顾软煞车的作用而继续增加的话; 当电流∆I 大于 40µA时, 硬煞车就出现了: 乘法器的输出被强制拉到地, 输出级和 MOSFET门极拉低, 内部启动器关断. 当电流∆I 降低到小于 10µA时, 释放硬煞车. 这种动态的 OVP保护结合了软煞车(soft brakin) 和硬煞车(sharp braking), 对于处理大多数的负载变化有作用, 但不能提供完全的保护. 它可以灵敏的侦测输出电压的变化, 但不能判断静态的过压, 比如空载时. 上面提到的 E/A输出饱和的概念可以有效的实现 OVP保护, 当过压持续足够的时间来让 E/A输出电压低于 2.25V时, 就会激活静态过压保护: 输出级和 MOSFET门极拉低, disable一些内部功能来使静态工作电流降到 1.4mA(typ.). 当 E/A输出电压回到线性区时(2.5V), IC的工作回复正常. 下图说明了动态 OVP和静态 OVP.

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Zero current detection and triggering Block 零电流侦测和触发在电感电流降到零, 升压电感两端电压反相时, 零电流侦测(ZCD) 块会开通外接 MOSFET. 这个特性允许过渡模式控制(Transition Mode operation).

在以上线路工作时, ZCD信号从升压电感的辅助线圈得到. 当然, 在启动瞬间没有 ZCD信号, 这时由内部的启动器(starter)来产生一个脉冲驱动 MOSFET门极; Starter 的重复时间大于70µA (≈14kHz).

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Disable Block 禁止功能 ZCD脚也可以触发 Disable 功能. 如果这个脚的电压小于 150mV, 元件关机, 从而减小电流损耗. 如要使能(enable) 元件的操作, 释放这个脚的强制拉低(见上图). Multiplier Block 乘法器乘法器有两个输入(见下图): 一个是瞬时整流市电电压, 另一个是 E/A的输出. 如果 E/A的输出在给定的半周内为常数的话, 乘法器的输出与整流正弦市电的形状一致. 这个信号将作为电流比较器的参考信号, 来设置 MOSFET每个开关周期的峰值电流.

Current comparator and PWM latch 电流比较器和 PWM触发器电流比较器侦测电阻 Rs两端的电压, 把它和乘法器的输出电压进行比较, 决定关断 MOSFET的准确时间(见下图). 乘法器的输出电压钳位在 1.7V (typ.), 当 Rs电压达到这个值时, 会进行限流.

Driver 驱动在 UVLO条件下, 有一个内部下拉线路来确保 MOSFET不会意外的导通(见下图).

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TM PFC Operation 过渡模式 PFC操作误差放大器比较输出电压和内部参考电压, 产生一个和它们的差成正比的误差信号. 如果误差放大器的带宽足够窄的话(通常低于 20Hz), 这个误差信号在给定的半波内是一个直流电压. 这个误差信号反馈到乘法器, 与整流市电电压的一部分相乘. 相乘的结果是一个整流的正弦波, 它的峰值电压取决于市电峰值电压和误差信号.

乘法器的输出接到电流比较器的(+)端, 是用来产生 PWM信号的正弦电流参考信号. 当电流侦测脚(pin4) 的电压等于电流比较器的(+)端电压时, 终止 MOSFET的导通. 于是, 峰值电感电流被一整流正弦波包络. 可以证明在每个半周内, MOSFET的导通时间相等(Constant ON-time).

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当 MOSFET关断后, 升压电感的能量放电给负载, 直到它里面的电流到零. 这时升压电感没有储能, MOSFET的漏极 drain悬空, 电感和漏极电容共振, 漏极电压迅速低于市电瞬时电压, ZCD上的信号使 MOSFET导通, 又开始了一个新的周期. 电感电流和 MOSFET的开关时间见上图, 输入电流等于电感峰值电流的一半. 系统工作在(不完全是, 但非常接近) CCM和 DCM的临界状态, 所以叫做过渡模式(Transition Mode). 除了外围线路简单外, 所要求的电感也小. 另一方面, 电感电流纹波很大, 在整流市电上产生很高的噪音, 这样就需要更大的 EMI滤波. TM PFC 的缺点限制了它只能用于小功率的场合. L6561/L6562 Biasing Circuitry L6561/L6562基本线路请参考下图 80Watts 线路图:

Pin1 (INV) : 内部既接到 E/A的反相端输入, 又接到 OVP保护. 需要一个电阻分压器连到稳定的输出电压和这个 pin脚. E/A同相端的内部参考电压为 2.5V; OVP警告电流为 40µA; R11, R12, R13的选择依照以下公式:

(R11+R12)/R13 = ( Vo-2.5)/2.5 R11+R12 = ∆VOVP / 40 µA

Pin2 (COMP): 是 E/A的输出, 同时也是乘法器的输入之一. 在这个脚和 INV(pin1)间需要一个反馈补偿线路, 来降低它的带宽(一般为 20Hz), 避免系统尝试去控制输出电压纹波(100~120Hz) 在最简单的情况下, 这个补偿网络只是一个电容, 它提供一个低频极点, 同时很高的 DC增益. 一个简单的方法是在 100Hz时提供~60dB的衰减: C23 = 10 / ( 2π * R7 ) 关于补偿更详细的资料请参考[9]

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Pin3 (MULT) : 是乘法器的第二个输入. 这个 pin脚通过电阻分压器连到整流后的市电来得到正弦电压参考. 乘法器的关系可以描述为:

Vcs = k * ( VCOMP – 2.5V ) * VMULT 这里, Vcs ( Multiplier output ) 是感应电流的参考, 即乘法器的输出; k 是乘法器增益; VCOMP 是 E/A的输出电压(pin2); VMULT 是 pin3 的电压. 乘法器的关系如下图所示:

如要保证乘法器工作在线性区, VMULT的工作范围为 0~3V; Vcs 的工作范围为 0~1.6V ; 可以保证的最大斜率(∆Vcs/∆VMULT)是 1.65 ; 综合考虑以上因素, 就可以设定合适的乘法器工作点. 首先, 选择 VMULT的最大峰值电压 VMULTpk-max, 它发生在最大的市电电压 Virms(max) 时. 对于宽电压输入, VMULTpk-max选在 3V或附近; 对于窄市电输入, 可以选更小一些. VMULTpk-max选定后, 就可以算出最小的峰值电压 VMULTpk-min, 它发生在市电电压最小 Virms(min)时:

VMULTpk-min = VMULTpk-max * Virms(min) / Virms(max) Vcs 的最大值 Vcs-pk发生在最小的峰值电压 VMULTpk-min时, 并且根据上面的特性曲线可得:

Vcs-pk = 1.65 * VMULTpk-min 如果得到的 Vcs-pk 大于感应电流线性工作区 1.6V的话, 就需要选择低一点的 VMULTpk-max重复

以上计算, 直到 Vcs-pk 小于 1.6V. 当选定 VMULTpk-max后, 就可以确定 pin3脚所接的分压电阻了:

R3 / ( R1+R2+R3) = VMULTpk-max / [ √2 * Virms(max) ] 为了减小分压电阻的功率耗损, 可以让流过电阻 R3的电流为几百 µA或更低. Pin4 (CS): 是电流比较器的反相输入端. 通过这个 pin脚, L6561/L6562 读取通过电感的瞬时电流, 在电流侦测电阻 Rcs上产生与电感电流成正比的电压. 当这个信号等于由乘法器输出设定的门槛值时, PWM触发器(latch)复位(reset), MOSFET关断. MOSFET会保持关断的状态, 直到 PWM触发器(latch)被 ZCD信号置位(set). 内部线路确保 pin4上的信号消失后, PWM才会被置位. 电流侦测电阻 Rcs的计算如下:

Rcs ≤ Vcs-pk / Ics-pk

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这里, Vcs-pk 在上面的 pin3已经计算出来, Ics-pk 的计算如下: Ics-pk = 2 * √2 * Irms

在 Rcs上的功率损耗为: PRcs = Rcs * I2Qrms

在电流比较器的同相端有一个 1.8V (max.) 的齐纳管钳位, 于是通过电阻 Rcs的最大电流 Ics-pk-max 为:

Ics-pk-max = 1.8 / Rcs 这也是流过电感的最大电流, 于是在设计电感时, 必须保证在这个电流下电感不会饱和. 这个电流 Ics-pk-max在开机(特别是低市电电压时) 或关机时会出现. Pin5 (ZCD) : 是电流过零侦测的输入. ZCD脚通过限流电阻接到升压电感上的辅助线圈. ZCD线路是下降沿触发: 当这个 pin脚的电压降到低于 1.6V时, PWM触发器置位(set), MOSFET 导通. 为了达到这个功能, 必须在 pin5脚的电压低于 1.6V之前, 先经历一个大于2.1V的上升沿(由于 MOSFET关断). 最大的主线圈-辅助线圈的圈数比 m 必须要能确保在 MOSFET关断期间, 电压能够大于 2.1V:

m ≤ [ Vo - √2 * Virms(max) ] / 2.1

如果这个线圈也用来提供电源给 IC, 上式的标准也许与 Vcc的工作电压范围就不兼容了. 为了解决兼容的问题, 可以使用前两页线路图中的自供电线路. 假设通过这个 pin脚的电流为 3mA, 在辅助线圈的电压最大时, 可以计算出限流电阻的大小. 实际的电阻值可以调整, 使 MOSFET的导通时间点发生在漏极电压刚好振荡到谷底时( 见上图, 电感完全放电, 和漏极电容振荡), MOSFET导通时的功率损耗最小(这时 MOSFET漏极电容上的电压最小, 储能也最小). 如果这个 pin脚由外面的信号来驱动, L6561/6562会和这个信号的下降沿保持同步. 如果这个脚浮置, L6561/L6562的工作频率将是内部启动器(starter)的频率(~13kHz);

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在这种情况下, 它既不工作在 TM模式, 也没有很高的 PF. 这个 pin脚同时有 disable的功能. 如果这个 pin脚的电压被强制拉到低于 150mV时, 元件不工作(disable). 为了把这个 pin脚拉低, 必须从这个脚吸取 10mA的电流. 这时, IC的静态工作电流降低到 1.4mA. 由于元件内部有一个 150µA的电流源, 当外接拉低电路释放这个 pin脚后, 启动器(starter)会重新启动这个 IC. Pin6 (GND) : 这个 pin脚是内部信号和门极驱动的地. 在 PCB布线时, 这两个通路要分开. Pin7 (GD) : 是门极驱动. 能够 source 600mA, sink 800mA来驱动MOSFET. 当 Vcc的电压低于 UVLO门槛值时, 内部下拉线路让这个脚的电压为低来避免 MOSFET错误的导通. 当 Vcc大于 3V时, 可以保证这个脚的电压低于 0.3V ( @ Isink =10mA). 一般在 MOSFET的门极(gate)和源极(source) 有一个电阻来达到这个目的, 在这里就可以省掉了. Pin8 (Vcc) : 是元件的工作电源. 参考文献(REFERENCES):

[1] “UC3854 - high power pre-regulator data sheet”, June 1998,www.ti.com [2] 路秋生, 采用 UC3854的有源功率因数校正电路工作原理与应用 [3] Philip C. Todd, “UC3854 controlled power factor correction circuit design”,

www.ti.com, U-134 [4] “L4981 - power factor corrector data sheet”, November 2001,www.st.com [5] J. M. Bourgeois, “Circuits for power factor correction with regards to mains filtering”,

www.st.com, AN510 [6] Ugo Moriconi, “Designing a high power factor switching pre-regulator with the L4981

continuous mode”, April 2004, www.st.com, AN628 [7] “L6562 – transition-mode PFC controller data sheet”, May 2003, www.st.com [8] Claudio Adragna, “L6561,Enhanced transition mode power factor corrector”, March

2003, www.st.com, AN966 [9] Claudio Adragna, “Control loop modeling of L6561-based TM PFC”, March 2000,

www.st.com, AN1089 [10] C. Adragna, “Design of fixed-off-time-controlled PFC pre-regulators with the

L6562”, November 2003, www.st.com, AN1792

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