Häc viÖn kü thuËt qu©n sù bé m«n th«ng tin - khoa v« tuyÕn ®iÖn tö

TrÇn V¨n KhÈn - §ç Quèc Trinh - §inh thÕ C−êng

Gi¸o tr×nh

c¬ së kü thuËt th«ng tin v« tuyÕn (Dïng cho ®µo t¹o kü s− §iÖn tö - ViÔn th«ng)

Hµ néi - 2006

2

3

Môc lôc

Mục lục 3 Ký hiệu, chữ viết tắt 7 Lời nói đầu 9Chương 1: PHÂN CHIA DẢI TẦN SỐ VÔ TUYẾN VÀ ĐẶC TÍNH

KÊNH VÔ TUYẾN 11

1.1 Phân chia dải tần vô tuyến và ứng dụng cho các mục đích thông tin 11 1.2 Đặc điểm truyền sóng vô tuyến 13 1.2.1 Một số khái niệm cơ bản trong truyền sóng vô tuyến 14 1.2.2 Các tính chất quang học của sóng vô tuyến 16 1.2.3 Các phương thức truyền lan sóng điện từ 18 1.2.4 Một số thuật ngữ và định nghĩa truyền sóng 22 1.2.5 Đặc điểm một số dải sóng vô tuyến 26 1.3 Các đặc trưng cơ bản của hệ thống thông tin 31 1.3.1 Hệ thống thông tin - Kênh thông tin 31 1.3.2 Các tính chất của kênh thông tin vô tuyến 32 1.3.3 Các tính chất thống kê của tín hiệu vô tuyến và nhiễu trong

kênh thông tin vô tuyến 34

1.3.4 Tốc độ truyền tin tức và dung lượng kênh 35 1.3.5 Tính chống nhiễu và tính hiệu quả của các hệ thống thông tin 46 1.3.6 Các đặc trưng tổng quát của hệ thống thông tin 55 1.4 Hệ thống thông tin vô tuyến 56 1.4.1 Sơ đồ tổng quát hệ thống thông tin vô tuyến 56 1.4.2 Phân loại thiết bị thông tin vô tuyến 57Chương 2: CÁC ĐẶC TÍNH KỸ THUẬT CỦA HỆ THỐNG THÔNG

TIN VÔ TUYẾN 59

2.1 Những đặc tính kỹ thuật chính của hệ thống thông tin vô tuyến 59 2.1.1 Các đặc tính kỹ thuật chung cho máy thu và máy phát 59 2.1.2 Các đặc tính kỹ thuật máy phát 64 2.1.3 Các đặc tính kỹ thuật máy thu 66 2.1.4 Phương pháp hình thành tín hiệu vô tuyến 69 2.2 Cơ sở xây dựng chỉ tiêu kỹ thuật cho máy thu phát sóng ngắn công

suất trung bình 88

2.2.1 Yêu cầu chung 88

4

2.2.2 Chọn dải tần công tác của máy thu phát 88 2.2.3 Chọn dạng công tác 89 2.2.4 Chọn anten và phương thức điều khiển 89 2.3 Cơ sở xây dựng chỉ tiêu kỹ thuật cho máy thu phát sóng ngắn công

suất nhỏ 95

2.3.1 Yêu cầu chung 95 2.3.2 Chọn dải tần công tác cho máy thu phát SN/CSN 95 2.3.3 Chọn dạng công tác cơ bản 95 2.3.4 Lập luận chọn phương pháp ổn định tần số 96 2.3.5 Chọn loại an ten cho máy thu phát 97 2.3.6 Phương thức điều khiển 98 2.4 Cơ sở xây dựng chỉ tiêu cho máy thu phát sóng cực ngắn công suất

nhỏ 98

2.4.1 Yêu cầu chung 98 2.4.2 Chọn dải tần công tác cho máy thu phát 99 2.4.3 Chọn dạng công tác 99 2.4.4 Phương pháp ổn định tần số trong máy thu phát SCN/CSN 99 2.4.5 Anten của máy thu phát SCN/CSN 100 2.4.6 Phương thức điều khiển 100Chương 3: CƠ SỞ XÂY DỰNG SƠ ĐỒ KHỐI CHO HỆ THỐNG

THÔNG TIN VÔ TUYẾN 101

3.1 Cơ sở xây dựng sơ đồ khối cho máy thu phát sóng cực ngắn công suất nhỏ

101

3.1.1 Máy thu phát cầm tay 101 3.1.2 Máy thu phát SCN/CSN dải rộng 102 3.2 Cơ sở xây dựng sơ đồ khối cho máy thu phát sóng ngắn công suất

nhỏ 110

3.2.1 Sơ đồ tuyến tín hiệu của máy thu phát SN/CSN (dải tần 1,5 ÷ 11 MHz)

111

3.2.2 Sơ đồ máy thu phát SN/CSN làm việc trong dải tần 0,03 ÷ 30 MHz

114

3.3 Cơ sở xây dựng sơ đồ cấu trúc cho máy thu phát sóng ngắn công suất trung bình

119

Chương 4: BỘ TỔNG HỢP TẦN SỐ 125 4.1 Khái quát chung về các bộ tổng hợp tần số 125 4.1.1 Vị trí và yêu cầu 125

5

4.1.2 Phân loại các phương pháp tổng hợp tần số 126 4.2 Các mạch cơ sở ứng dụng trong các bộ tổng hợp tần số 126 4.2.1 Tổng hợp tần số sử dụng các mạch nhân, chia, cộng và trừ 126 4.2.2 Các hệ thống tinh chỉnh tự động tần số trong các bộ tổng hợp 129 4.3 Các phương pháp tổng hợp tần số 137 4.3.1 Tạo mạng tần số bằng phương pháp tổng hợp trực tiếp 137 4.3.2 Tạo mạng tần số bằng phương pháp tổng hợp gián tiếp 144 4.3.3 Tổng hợp tần số số trực tiếp - DDS 150Chương 5: CÁC MẠCH ĐIỀU CHỈNH VÀ ĐIỀU CHỈNH TỰ ĐỘNG

TRONG CÁC MÁY THU PHÁT VÔ TUYẾN 157

5.1 Các mạch điều chỉnh và điều chỉnh tự động trong máy thu 157 5.1.1 Điều chỉnh bằng tay và điều chỉnh tự động hệ số khuếch đại 157 5.1.2 Mạch tự động khống chế tạp âm lối ra máy thu khi không có

tín hiệu 162

5.1.3 Điều chỉnh dải thông của máy thu 165 5.2 Các hệ thống điều chỉnh và điều chỉnh tự động trong máy phát 168 5.2.1 Mạch điều chỉnh tự động mức - ALC 168 5.2.2 Cơ sở của hệ thống tự động điều chỉnh phối hợp anten 169 5.2.3 Các hệ thống ĐCTĐ phối hợp anten 175Chương 6: ỨNG DỤNG KỸ THUẬT MỚI TRONG HỆ THỐNG

THÔNG TIN VÔ TUYẾN 187

6.1 Kỹ thuật trải phổ trong thông tin vô tuyến 187 6.1.1 Giới thiệu chung 187 6.1.2 Các ưu điểm của hệ thống thông tin trải phổ 188 6.1.3 Các hệ thống thông tin trải phổ 191 6.2 Tự động thiết lập đường truyền - ALE 195 6.2.1 Tính cấp thiết của ALE 195 6.2.2 Tiêu chuẩn FED-STD-1045 196 6.3 Hệ thống trung kế vô tuyến (Radio Trunking) 198 6.3.1 Đặt vấn đề 198 6.3.2 Các hệ thống trung kế vô tuyến đơn trạm 199 6.3.3 Các hệ thống trung kế vô tuyến vùng rộng 204Tài liệu tham khảo 209

6

7

KÝ HIỆU CÁC TỪ VIẾT TẮT

ALC (Automatic Level Control) Điều chỉnh tự động mức AGC (Automatic Gain Control) Điều chỉnh tự động khuếch đại (TĐK) ALE (Automatic Link Establishment) Tự động thiết lập đường truyền DDS (Direct Digital Synthesizer) Tổ hợp tần số số trực tiếp PD (Phase Detector) Bộ so pha PTT (Press to Talk, Push to talk) Chuyển phát VCO (Voltage Controlled Oscillator) Dao động điều khiển bằng điện áp CS Chủ sóng CSN Công suất nhỏ CSTB Công suất trung bình ĐCTĐ Điều chỉnh tự động DĐCS Dao động chủ sóng DĐNS Dao động ngoại sai ĐKX Điều khiển xa GĐH Giản đồ hướng KĐ Khuếch đại KĐÂT Khuếch đại âm tần KĐCS Khuếch đại công suất KĐCT Khuếch đại cao tần KĐTT Khuếch đại trung tần NS Ngoại sai PTK Phần tử kháng SD Sóng dài ST Sóng trung SCN Sóng cực ngắn SN Sóng ngắn TĐF Tự động điều chỉnh tần số theo pha TĐT Tự động điều chỉnh tần số THTS Tổng hợp tần số

9

LỜI NÓI ĐẦU

Thông tin vô tuyến sử dụng khoảng không gian làm môi trường truyền dẫn. Phương pháp thông tin là: phía phát bức xạ các tín hiệu thông tin bằng sóng điện từ, phía thu nhận sóng điện từ phía phát qua không gian và tách lấy tín hiệu gốc. Về lịch sử của thông tin vô tuyến, vào đầu thế kỷ này Marconi thành công trong việc liên lạc vô tuyến qua Đại Tây dương, Kenelly và Heaviside phát hiện một yếu tố là tầng điện ly hiện diện ở tầng phía trên của khí quyển có thể dùng làm vật phản xạ sóng điện từ. Những yếu tố đó đã mở ra một kỷ nguyên thông tin vô tuyến cao tần đại qui mô. Gần 40 nǎm sau Marconi, thông tin vô tuyến cao tần là phương thức thông tin vô tuyến duy nhất sử dụng phản xạ của tầng đối lưu, nhưng nó hầu như không đáp ứng nổi nhu cầu thông tin ngày càng gia tǎng.

Chiến tranh thế giới lần thứ hai là một bước ngoặt trong thông tin vô tuyến. Thông tin tầm nhìn thẳng - lĩnh vực thông tin sử dụng bǎng tần số cực cao (VHF) và đã được nghiên cứu liên tục sau chiến tranh thế giới - đã trở thành hiện thực nhờ sự phát triển các linh kiện điện tử dùng cho HF và UHF, chủ yếu là để phát triển ngành rađa. Với sự gia tǎng không ngừng của lưu lượng truyền thông, tần số của thông tin vô tuyến đã vươn tới các bǎng tần siêu cao (SHF) và cực kỳ cao (EHF). Vào những nǎm 1960, phương pháp chuyển tiếp qua vệ tinh đã được thực hiện và phương pháp chuyển tiếp bằng tán xạ qua tầng đối lưu của khí quyển đã xuất hiện. Do những đặc tính ưu việt của mình, chẳng hạn như dung lượng lớn, phạm vi thu rộng, hiệu quả kinh tế cao, thông tin vô tuyến được sử dụng rất rộng rãi trong phát thanh truyền hình quảng bá, vô tuyến đạo hàng, hàng không, quân sự, quan sát khí tượng, liên lạc sóng ngắn nghiệp dư, thông tin vệ tinh - vũ trụ...v.v.

Tuy nhiên, can nhiễu với lĩnh vực thông tin khác là điều không tránh khỏi, bởi vì thông tin vô tuyến sử dụng chung phần không gian làm môi trường truyền dẫn. Để đối phó với vấn đề này, một loạt các cuộc Hội nghị vô tuyến Quốc tế đã được tổ chức từ nǎm 1906. Tần số vô tuyến hiện nay đã được ấn định theo "Qui chế thông tin vô tuyến (RR)" tại Hội nghị ITU (Internasional Telecommunications Union) ở Geneva nǎm 1959. Sau đó lần lượt là Hội nghị về phân bố lại dải tần số sóng ngắn để sử dụng vào nǎm 1967, Hội nghị về bổ sung qui chế tần số vô tuyến cho thông tin vũ trụ vào nǎm 1971, và Hội nghị về phân bố lại tần số vô tuyến của thông tin di động hàng hải cho mục đích kinh doanh

10

vào nǎm 1974. Tại Hội nghị của ITU nǎm 1979, dải tần số vô tuyến phân bố đã được mở rộng từ 9 kHz ÷ 400 GHz và đã xem xét lại và bổ sung cho Qui chế thông tin vô tuyến điện (RR). Để giảm bớt can nhiều của thông tin vô tuyến, ITU tiếp tục nghiên cứu những vấn đề sau đây để bổ sung vào sự sắp xếp chính xác khoảng cách giữa các sóng mang trong Qui chế thông tin vô tuyến: dùng cách che chắn thích hợp trong khi lựa chọn trạm; cải thiện hướng tính của anten; nhận dạng bằng sóng phân cực chéo; tǎng cường độ ghép kênh; chấp nhận sử dụng phương pháp điều chế chống lại can nhiễu...

Ngày nay cùng với sự phát triển mạnh mẽ của các hệ thống thông tin khác như thông tin di động, vi ba số, cáp quang, thông tin vệ tinh...v.v, thông tin vô tuyến vẫn tiếp tục đóng vai trò quan trọng và được phát triển ngày càng hoàn thiện với những công nghệ cao đáp ứng được những đòi hỏi không những về mặt kết cấu mà cả về mặt truyền dẫn, xử lý tín hiệu, bảo mật thông tin... Giáo trình "Cơ sở kỹ thuật thông tin vô tuyến" được nhóm tác giả biên soạn với mục đích hệ thống những kiến thức về mặt cơ sở xây dựng, lựa chọn các chỉ tiêu kỹ thuật cấu trúc sơ đồ khối và việc ứng dụng các kỹ thuật mới vào việc khai thác, thiết kế các thiết bị và hệ thống thông tin vô tuyến trên các dải tần HF, V-UHF. Giáo trình được xây dựng phục vụ cho công tác đào tạo kỹ sư ngành điện tử viễn thông trong Học viện.

11

Chương 1

PHÂN CHIA DẢI TẦN SỐ VÔ TUYẾN VÀ ĐẶC TÍNH KÊNH VÔ TUYẾN

1.1 PHÂN CHIA DẢI TẦN SỐ VÔ TUYẾN VÀ ỨNG DỤNG CHO CÁC MỤC ĐÍCH THÔNG TIN

Ta biết rằng thông tin vô tuyến đảm bảo việc phát thông tin đi xa nhờ các sóng điện từ. Môi trường truyền sóng (khí quyển trên mặt đất, vũ trụ, nước, đôi khi là các lớp địa chất của mặt đất) là chung cho nhiều kênh thông tin vô tuyến. Việc phân kênh chủ yếu dựa vào tiêu chuẩn tần số. Một cách tổng quát, phổ tần tổng cộng và miền áp dụng của chúng được chỉ ra trên hình 1-1.

1022102010181016101410121010108106104102100

Tiavu tru

TiagammaTia XCưc tim

Tianhi n thâ y

Hông ngoa i

Viba,vê tinh,

rađaTV,FM

AMradio

Siêuâm

ÂmthanhHa âm

Dai sơi quangDa i tâ n sô radio

Tân sô (Hz)

Hình 1-1. Phổ tần số vô tuyến và ứng dụng

Phổ này kéo dài từ các tần số dưới âm thanh (subsonic - vài Hz) đến các tia vũ trụ (1022 Hz) và được chia tiếp thành các đoạn nhỏ gọi là các băng tần. Toàn bộ dải tần số vô tuyến (RF) lại được chia ra thành các băng nhỏ hơn, có tên và kí hiệu như bảng 1-1 theo Ủy ban tư vấn về Thông tin vô tuyến quốc tế CCIR (Comité Consultatif Internationa des Radiocommunications - International Radio Consultative Committee).

Bảng 1-1 Kí hiệu và phân chia băng tần theo CCIR

STT Phạm vi tần số Tên gọi 1. 30 Hz ÷ 300 Hz Tần số cực kì thấp (ELF) 2. 0.3 kHz ÷ 3 kHz Tần số thoại (VF) 3. 3 kHz ÷ 30 kHz Tần số rất thấp (VLF)

12

4. 30 kHz ÷ 300 kHz Tần số thấp (LF) 5. 0.3 MHz ÷ 3 MHz Tần số trung bình (MF) 6. 3 MHz ÷ 30 MHz Tần số cao (HF) 7. 30 MHz ÷ 300 MHz Tần số rất cao (VHF) 8. 300 MHz ÷ 3 GHz Tần số cực cao (UHF) 9. 3 GHz ÷ 30 GHz Tần số siêu cao (SHF) 10. 30 GHz ÷ 300 GHz Tần số cực kì cao (EHF) 11. 0.3 THz ÷ 3 THz Hồng ngoại 12. 3 THz ÷ 30 THz Hồng ngoại 13. 30 THz ÷ 300 THz Hồng ngoại 14. 0.3 PHz ÷ 3 PHz Tia nhìn thấy 15. 3 PHz ÷ 30 PHz Tia cực tím 16. 30 PHz ÷ 300 PHz Tia X 17. 0.3 EHz ÷ 3 EHz Tia gamma 18. 3 EHz ÷ 30 EHz Tia vũ trụ

Chú thích: 1 THz (terahertz) = 1012 Hz

1 PHz (petahertz) = 1015 Hz 1 EHz (exahertz) = 1018 Hz

Các tần số cực kì thấp (ELF - Extremely Low Frequencies). Có giá trị nằm trong phạm vi 30 ÷ 300 Hz, chứa cả tần số điện mạng AC và các tín hiệu đo lường từ xa tần thấp.

Các tần số tiếng nói (VF - Voice Frequencies). Có giá trị nằm trong phạm vi 300 Hz ÷ 3 kHz, chứa các tần số kênh thoại tiêu chuẩn.

Các tần số rất thấp (VLF - Very Low Frequencies). Có giá trị nằm trong phạm vi 3 ÷ 30 kHz, chứa phần trên của dải nghe được của tiếng nói. Dùng cho các hệ thống an ninh, quân sự và chuyên dụng của chính phủ như là thông tin dưới nước (giữa các tàu ngầm).

Các tần số thấp (LF - Low Frequencies). Có giá trị nằm trong phạm vi 30 ÷ 300 kHz (thường gọi là sóng dài), chủ yếu dùng cho dẫn đường hàng hải và hàng không.

Các tần số trung bình (MF - Medium Frequencies). Có giá trị nằm trong phạm vi 300 kHz ÷ 3 MHz (thường gọi là sóng trung), chủ yếu dùng cho phát

13

thanh thương mại sóng trung (535 đến 1605 kHz). Ngoài ra cũng sử dụng cho dẫn đường hàng hải và hàng không.

Các tần số cao (HF - High Frequencies). Có giá trị nằm trong phạm vi 3 ÷ 30 MHz (thường gọi là sóng ngắn). Phần lớn các thông tin vô tuyến 2 chiều (two-way) sử dụng dải này với mục đích thông tin ở cự ly xa xuyên lục địa, liên lạc hàng hải, hàng không, nghiệp dư, phát thanh quảng bá...v.v.

Các tần số rất cao (VHF - Very High Frequencies). Có giá trị nằm trong phạm vi 30 ÷ 300 MHz (còn gọi là sóng mét), thường dùng cho vô tuyến di động, thông tin hàng hải và hàng không, phát thanh FM thương mại (88 đến 108 MHz), truyền hình thương mại (kênh 2 đến 12 với tần số từ 54 MHz đến 216 MHz).

Các tần số cực cao (UHF - UltraHigh Frequencies). Có giá trị nằm trong phạm vi 300 MHz ÷ 3 GHz (còn gọi là sóng đề xi mét), dùng cho các kênh truyền hình thương mại 14 ÷ 83, các dịch vụ thông tin di động mặt đất, các hệ thống điện thoại tế bào, một số hệ thống rada và dẫn đường, các hệ thống vi ba và thông tin vệ tinh.

Các tần số siêu cao (SHF - SuperHigh Frequencies). Có giá trị nằm trong phạm vi 3 ÷ 30 GHz (còn gọi là sóng cen ti mét), chủ yếu dùng cho vi ba và thông tin vệ tinh.

Các tần số cực kì cao (EHF - Extremely High Frequencies). Có giá trị nằm trong phạm vi 30 ÷ 300 GHz (còn gọi là sóng mi li mét), ít sử dụng cho thông tin vô tuyến.

Các tần số hồng ngoại. Có giá trị nằm trong phạm vi 0,3 THz ÷ 300 THz, nói chung không gọi là sóng vô tuyến. Sử dụng trong hệ thống dẫn đường tìm nhiệt, chụp ảnh điện tử và thiên văn học.

Các ánh sáng nhìn thấy. Có giá trị nằm trong phạm vi 0,3 PHz ÷ 3 PHz, dùng trong hệ thống sợi quang.

Các tia cực tím, tia X, tia gamma và tia vũ trụ. Rất ít sử dụng cho thông tin.

1.2 ĐẶC ĐIỂM TRUYỀN SÓNG VÔ TUYẾN Tần số sử dụng cho sóng điện từ như vai trò sóng mang trong thông tin vô tuyến được gọi riêng là "tần số vô tuyến" (RF). Tần số này chiếm một dải rất rộng từ VLF (tần số cực thấp) tới sóng milimet. Mặc dù không gian tự do hàm ý

14

là chân không, sự truyền sóng qua khí quyển trái đất vẫn thường được coi là truyền sóng trong không gian tự do. Sự khác nhau chủ yếu là ở chỗ khí quyển trái đất gây nên các tổn thất đối với tín hiệu, còn trong chân không thì không có tổn thất. Không thể lý giải đầy đủ sóng vô tuyến theo lý thuyết, bởi vì nó không chỉ bị ảnh hưởng bởi tầng đối lưu và tầng điện ly mà còn bởi các thiên thể, kể cả mặt trời. Do vậy, việc đánh giá các trạng thái của các hành tinh của tầng đối lưu và điện ly và việc dự báo đường truyền sóng vô tuyến cũng như khả năng liên lạc dựa trên nhiều dữ liệu trong quá khứ là hết sức quan trọng. Các mục tiếp sau sẽ giúp bạn đọc hiểu được cơ chế truyền sóng vô tuyến theo tần số thông tin vô tuyến cùng những vấn đề khác, liên quan đến sóng vô tuyến.

1.2.1 Một số khái niệm cơ bản trong truyền sóng vô tuyến a. Phân cực của sóng điện từ

Phân cực của sóng điện từ phẳng chính là sự định hướng của vectơ điện trường so với bề mặt trái đất. Nếu phân cực giữ nguyên không thay đổi, ta có phân cực tuyến tính. Phân cực ngang (điện trường di chuyển song song với bề mặt trái đất) và phân cực đứng (điện trường chuyển động vuông góc với mặt đất) là 2 dạng phân cực tuyến tính. Nếu vectơ phân cực quay 3600 khi sóng đi qua 1 bước sóng và cường độ trường như nhau tại tất cả các góc phân cực, ta có phân cực tròn. Khi cường độ trường thay đổi theo phân cực, ta có phân cực elip. b. Tia sóng và mặt sóng

Các sóng điện từ là không nhìn thấy, vì vậy chúng được phân tích gián tiếp qua khái niệm tia sóng và mặt sóng. Tia sóng là đường đi dọc theo hướng truyền lan của sóng điện từ trong không gian tự do. Mặt sóng là bề mặt có pha của sóng không đổi, được tạo nên khi các điểm có cùng pha trên các tia lan truyền từ cùng nguồn hợp lại với nhau (ABCD như hình 1-2). Nguồn điểm là 1 vị trí từ đó các tia lan truyền như nhau về mọi hướng (nguồn đẳng hướng).

H−íng lan truyÒn

Ra

RbRcRd

AB

CD

Nguån

Hình 1-2. Sóng phẳng

15

c. Trở kháng đặc trưng của không gian tự do Trở kháng đặc trưng của không gian tự do được tính:

0

0sZ µ

ε= , (1.1)

trong đó 0µ là độ từ thẩm của không gian tự do, có giá trị bằng 1,26.10-6 H/m, 0ε là độ điện thẩm của không gian tự do, có giá trị bằng 8,85.10-12 F/m. Thay vào ta có 377sZ = Ω .

d. Mặt sóng cầu và luật bình phương nghịch Hình 1-3 là nguồn điểm bức xạ công suất với tốc độ không đổi đồng đều

theo mọi hướng (gọi là bộ bức xạ đẳng hướng). Bộ bức xạ đẳng hướng tạo ra mặt sóng cầu với bán kính R. Mật độ công suất Pa tại điểm bất kì trên bề mặt sóng cầu là:

2 2

2s4 Z 377

rada

a

P E EPRπ

= = = (1.2)

trong đó: radP là tổng công suất bức xạ (W), aR là khoảng cách từ điểm bất kì trên bề mặt hình cầu đến nguồn. Suy ra cường độ điện trường:

30 rad

a

PE

R= (1.3)

Ta có nhận xét là mật độ công suất tỉ lệ nghịch với bình phương khoảng cách đến

nguồn (luật bình phương nghịch 2

2 1

1 2

P RP R

⎛ ⎞= ⎜ ⎟

⎝ ⎠).

Măt song 2

Măt song 1

Tia A

Tia C

Tia B

R2R1

Nguônđiê m

Hình 1-3. Mặt sóng cầu từ nguồn đẳng hướng

16

e. Suy hao và hấp thụ sóng Không gian tự do là chân không vì thế không có tổn thất năng lượng khi sóng truyền qua nó. Tuy nhiên, khi các sóng đi qua không gian tự do chúng bị trải ra, dẫn đến giảm mật độ công suất. Hiện tượng này gọi là suy hao và xảy ra trong không gian tự do cũng như trong khí quyển trái đất. Song khí quyển không phải là chân không mà chứa các hạt có thể hấp thụ năng lượng điện từ. Loại giảm công suất này được gọi là tổn hao hấp thụ. Hệ số tổn hao được tính:

1

2

10 logaPP

γ = (1.4)

Hấp thụ sóng do khí quyển tương tự với tổn thất công suất I2R. Khi đó, năng lượng bị mất mãi mãi. Suy hao sóng do hấp thụ không phụ thuộc vào khoảng cách từ nguồn bức xạ, mà vào tổng khoảng cách sóng đi qua.

1.2.2 Các tính chất quang học của sóng vô tuyến Các tính chất quang học của sóng vô tuyến bao gồm khúc xạ, phản xạ, nhiễu xạ và giao thoa. a. Khúc xạ sóng (refraction) Khúc xạ điện từ là sự thay đổi hướng của tia sóng khi nó đi chếch từ một môi trường sang môi trường khác với tốc độ truyền khác nhau. Tốc độ truyền tỉ lệ nghịch với mật độ của môi trường truyền. Vì vậy, khúc xạ xảy ra bất cứ khi nào sóng đi từ một môi trường sang môi trường khác có mật độ khác (hình 1-4).

Hình 1-4. Hiện tượng khúc xạ tại biên giới 2 môi trường

Pháp tuyến

Môi trường 1 ít đặc hơn

Môi trường 2 đặc hơn Đường biên

Mặt sóng tới

Mặt sóng khúc xạ

Các tia tới

A

A’

B

B’

2θ

1θ

17

Tia A đi va o môi trương 2 trươc tia B, do đo tia B lan nhanh hơn tia A (khoa ng ca ch B-B’ da i hơn A-A’). Vi thê , măt song A’B’ bi nghiêng xuông dươi (vê phi a phap tuyê n). Goc 1θ la goc tơi, goc 2θ la goc khuc xa. Đô nghiêng cua tia phu thuôc va o chiê t suâ t /n c v= , với v la tôc đô a nh sa ng trong châ t đa cho. Đi nh luâ t Snell gia i thi ch pha n ưng cua song điê n tư khi găp đương biên hai châ t khác nhau như sau: 1 1 2 2sin sinn nθ θ= (1.5)

hay: 1 2 2

2 1 1

sinsin

r

r

nn

θ εθ ε

= = (1.6)

ơ đây: 1 2,ε ε la hăng sô điê n môi cua môi trương 1 va 2.

b. Phan xa song (reflection) Pha n xa điê n tư xa y ra khi song tơi va đâ p va o biên cua 2 môi trương va 1 phâ n hoăc toa n bô công suâ t tơi không đi va o môi trương 2 ma pha n xa la i. Vi song pha n xa vâ n ơ trong môi trương 1 nên tôc đô cua song tơi va song pha n xa băng nhau. Do đo, goc phan xa băng goc tơi ( i rθ θ= ) (hình 1-5). Hê sô pha n xa đươc ti nh như sau:

( )r

r i

i

jjr r

ji i

E e E eE e E

θθ θ

θ−Γ = = (1.7)

trong đo Γ la hê sô pha n xa (không thư nguyên), iE = cương đô điê n a p tơi (vôn), rE = cương đô điê n a p pha n xa (vôn), ,i rθ θ = pha tơi va pha pha n xa (đô).

Hình 1-5. Phản xạ sóng tại biên giới phẳng của 2 môi trường

c. Nhiê u xa song (diffraction)

Măt song phan xaMăt song tơi Môi trương 1 Môi trương 2

iθ rθ

18

Song contriêt nhau

Vât chăn

Tia phan xa

Măt

son

g tơi

Me pVung bong râm

Hình 1-6. Nhiễu xạ sóng điện từ

Nhiê u xa song la sư phân bô la i năng lương trong măt song khi no đi qua gâ n me p cua vâ t thê không trong suô t với kích thước so sánh được với bước sóng. Nhiê u xa la hiê n tương cho phep song vô tuyê n đi vong qua goc (hình 1-6). d. Sự giao thoa sóng (interference) Xảy ra khi 2 hoặc hơn các sóng điện từ kết hợp với nhau sao cho chất lượng hệ thống bị giảm đi. Sự giao thoa sóng tuân theo nguyên lí xếp chồng tuyến tính của các sóng điện từ và xảy ra bất cứ khi nào 2 hoặc nhiều hơn các sóng đồng thời chiếm cùng 1 điểm trong không gian (hình 1-7).

E1

E2

EtNguôn Tia A

Tia B

Bê măt pha n xa

Tia Bđa đôi hươngθ

X

Hình 1-7. Sự cộng tuyến tính 2 sóng có pha khác nhau và sự giao thoa sóng

1.2.3 Các phương thức truyền lan sóng điện từ Các sóng bức xạ từ điểm phát có thể đến được các điểm thu theo những

đường khác nhau. Các sóng truyền lan dọc theo bề mặt quả đất gọi là sóng đất hay sóng bề mặt; các sóng đi tới các lớp riêng biệt của tầng ion và phản xạ lại gọi là sóng điện ly hay sóng trời; và sóng không gian (gồm sóng trực tiếp và sóng

19

phản xạ từ mặt đất) (hình 1-8).

Khi quyê n Tra i đâ t

Song trơi

Song nhi n thăng (LOS)So ng pha n xa tư đâ t

Song bê măt

Anten thuAnten pha t

Bê măt trai đâ t Hình 1-8. Các phương thức truyền sóng

a. Sự truyền lan sóng đất Sóng đất là sóng truyền lan dọc theo bề mặt trái đất, do đó còn được gọi là

sóng bề mặt. Sóng đất là sóng phân cực đứng bởi vì điện trường trong sóng phân cực ngang sẽ song song với bề mặt trái đất, và các sóng như thế sẽ bị ngắn mạch bởi sự dẫn điện của đất.

Thành phần điện trường biến đổi của sóng đất sẽ cảm ứng điện áp trong bề mặt trái đất, tạo ra dòng điện chảy. Bề mặt trái đất cũng có điện trở và các tổn hao điện môi, gây nên sự suy hao sóng đất khi lan truyền. Sóng đất lan truyền tốt nhất trên bề mặt là chất dẫn điện tốt như nước muối, và truyền kém trên vùng sa mạc khô cằn. Tổn hao sóng đất tăng nhanh theo tần số, vì thế sóng đất nói chung hạn chế ở các tần số thấp hơn 2 MHz. Sóng đất được dùng rộng rãi cho liên lạc tàu thủy - tàu thủy và tàu thủy - bờ. Sóng đất được dùng tại các tần số thấp đến 15 kHz.

Các nhược điểm của truyền lan sóng đất là:

• Sóng đất yêu cầu công suất phát khá cao.

• Sóng đất yêu cầu anten kích thước lớn.

• Tổn hao thay đổi đáng kể theo loại đất. Các ưu điểm là:

• Với công suất phát đủ lớn, sóng đất có thể dùng để liên lạc giữa 2 điểm bất kì trên thế giới.

• Sóng đất ít bị ảnh hưởng bởi sự thay đổi điều kiện khí quyển.

20

b. Sự truyền lan sóng không gian Gồm sóng trực tiếp và sóng phản xạ từ mặt đất, truyền trong vài kilomet

tầng dưới của khí quyển. Sóng trực tiếp lan truyền theo đường thẳng giữa các anten phát và thu, còn gọi sóng nhìn thẳng (LOS: Line-Of-Sight). Vì thế, sóng không gian bị hạn chế bởi độ cong của trái đất. Sóng phản xạ từ đất là sóng phản xạ từ bề mặt trái đất khi lan truyền giữa anten phát và thu. Độ cong của trái đất tạo nên chân trời đối với sự truyền lan sóng không gian, thường gọi là chân trời vô tuyến. Do khúc xạ khí quyển, chân trời vô tuyến dài hơn chân trời quang học đối với khí quyển tiêu chuẩn thông thường. Chân trời vô tuyến xấp xỉ bằng 4/3 chân trời quang học. Có thể kéo dài chân trời vô tuyến bằng cách nâng cao anten phát hoặc anten thu (hay cả hai) bằng tháp hoặc đặt trên đỉnh núi (tòa nhà). Hình 1-9 chỉ ra ảnh hưởng của độ cao anten đến chân trời vô tuyến. Chân trời vô tuyến nhìn thẳng đối với một anten bằng:

2d h= (1.8)

trong đó: d = khoảng cách đến chân trời vô tuyến (dặm), h = độ cao anten so với mực nước biển (phít). Do đó, khoảng cách giữa anten phát và anten thu là:

2 2t r t rd d d h h= + = + (1.9)

trong đó: d là tổng khoảng cách (dặm), ,t rd d là chân trời vô tuyến đối với anten phát và anten thu (dặm hoặc kilomet), ,t rh h độ cao anten phát và anten thu (phít hoặc mét). Khoảng cách cực đại giữa máy phát và máy thu trên đất trung bình có thể tính gần đúng theo công thức sau (đơn vị mét):

(max) =17 17t rd h h+ (1.10) Như vậy, khoảng cách truyền sóng không gian có thể tăng bằng cách tăng

độ cao anten phát, anten thu hoặc cả hai.

Anten pha t Tia nhin thăng LOS Anten thu

ht hr

dt dr

d

Hình 1-9. Sóng không gian và chân trời vô tuyến

21

Do các điều kiện ở tầng dưới khí quyển hay thay đổi nên mức độ khúc xạ thay đổi theo thời gian. Trường hợp đặc biệt gọi là truyền lan trong ống sóng xảy ra khi mật độ đạt mức sao cho các sóng điện từ bị bẫy giữa tầng này và bề mặt trái đất. Các lớp khí quyển hoạt động như ống dẫn sóng và các sóng điện từ có thể lan truyền rất xa vòng theo độ cong trái đất và trong ống (hình 1-10).

Hiêu ưng ông song Không khima t hơn

Không khi â m hơn Sãng bÞ bÉy

Bê măt trai đâ t

Hình 1-10. Hiện tượng ống sóng

c. Sự truyền lan sóng trời Các sóng điện từ có hướng bức xạ cao hơn đường chân trời (tạo thành góc

khá lớn so với mặt đất) được gọi là sóng trời. Sóng trời được phản xạ hoặc khúc xạ về trái đất từ tầng điện ly, vì thế còn gọi là sóng điện ly. Tầng điện ly là vùng không gian nằm cách mặt đất chừng 50 km đến 400 km. Tầng này hấp thụ một số lượng lớn năng lượng của tia cực tím và tia X bức xạ của mặt trời, làm ion hóa các phân tử không khí và tạo ra electron tự do. Khi sóng điện từ đi vào tầng điện ly, điện trường của sóng tác động lực lên các electron tự do, làm cho chúng dao động. Khi sóng chuyển động xa trái đất, sự ion hóa tăng, song lại có ít hơn phân tử khí để ion hóa. Do đó, phần trên của khí quyển có số phần trăm phân tử ion hóa cao hơn phần dưới. Mật độ ion càng cao, khúc xạ càng lớn. Nói chung, tầng điện ly được phân chia thành 3 lớp: lớp D, E, và F theo độ cao của nó; lớp F lại được phân chia thành lớp F1, F2 (hình 1-11). Độ cao và mật độ ion hóa của 3 lớp thay đổi theo giờ, mùa và theo chu kì vết đen của mặt trời (11 năm). Tầng điện ly đậm đặc nhất vào ban ngày và mùa hè.

Lớp D: là lớp thấp nhất, có độ cao 50 ÷ 100 km và nằm xa mặt trời nhất, do đó có ion hóa ít nhất. Như vậy lớp D ít có ảnh hưởng đến hướng truyền lan sóng vô tuyến. Song các ion ở lớp này có thể hấp thụ đáng kể năng lượng sóng điện từ. Lớp D biến mất về đêm. Lớp này phản xạ sóng VLF và LF, hấp thụ các sóng MF và HF.

Lớp E: có độ cao 100 ÷ 140 km, còn gọi là lớp Kennelly - Heaviside theo tên của hai nhà bác học khám phá ra nó. Lớp E có mật độ cực đại tại độ cao 70 dặm vào

22

giữa trưa khi mặt trời ở điểm cao nhất. Lớp E hầu như biến mất về đêm, hỗ trợ sự lan truyền sóng bề mặt MF và phản xạ sóng HF một chút về ban ngày. Phần trên của lớp E đôi khi được xét riêng và gọi là lớp E thất thường. Lớp này gây bởi hiện tượng nhật hoa và hoạt động của vết đen mặt trời. Đây là lớp mỏng có mật độ ion hoá rất cao, cho phép cải thiện không ngờ cự ly liên lạc.

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24

50

100137

200

300

400

Giê trong ngµy

Líp D (chØ cã vµo ban ngµy)

Líp E

Líp F

F1

F2 (th¸ng ch¹p)

F2 (®iÓm ph©n)F2 (th¸ng s¸u)

Km

F1 + F2F1 + F2

Hình 1-11. Tầng điện ly và sự thay đổi của chúng theo thời gian trong ngày

Lớp F: gồm 2 lớp F1 và F2. Lớp F1 có độ cao 140 ÷ 250 km vào ban ngày. Lớp F2 có độ cao 140 ÷ 300 km về mùa đông và 250 ÷ 350 km về mùa hè. Về đêm, 2 lớp này hợp lại với nhau tạo thành một lớp. Lớp F1 hấp thụ và suy hao một số sóng HF, cho qua phần lớn các sóng để đến F2 , rồi khúc xạ ngược về trái đất.

1.2.4 Một số thuật ngữ và định nghĩa truyền sóng a. Tần số tới hạn và Góc tới hạn Các tần số cao hơn dải UHF thực tế không bị ảnh hưởng bởi tầng điện ly vì bước sóng của chúng cực kì ngắn. Tại các tần số này, khoảng cách giữa các ion là khá lớn, do đó các sóng điện từ đi qua chúng hầu như không bị ảnh hưởng. Như vậy phải tồn tại giới hạn tần số trên đối với sự truyền lan sóng trời. Tần số tới hạn là tần số cao nhất vẫn còn có thể trở về trái đất bởi tầng điện ly. Tần số tới hạn phụ thuộc vào mật độ ion và thay đổi theo giờ và mùa. Nếu góc bức xạ đứng giảm, các tần số lớn hơn hoặc bằng tần số tới hạn còn có thể khúc xạ trở lại bề mặt trái đất, vì chúng sẽ đi khoảng cách dài hơn trong tầng ion và có nhiều thời gian hơn để khúc xạ. Vì thế, tần số tới hạn chỉ được dùng làm điểm chuẩn so sánh. Mỗi tần số có góc đứng cực đại tại đó nó có thể lan truyền và còn khúc xạ

23

lại bởi tầng ion. Góc này được gọi là góc tới hạn (hình 1-12). Như vậy, góc tới hạn liên quan đến mật độ ion của tầng điện ly và tần số của tín hiệu. Góc tới hạn cao cho tần số thấp và thấp cho tần số cao.

BÒ mÆt tr¸i ®Êt

Gãc tíi h¹n

Anten ph¸t

Khóc x¹vÒ tr¸i ®Êt

Xuyªn qua tÇng ionvµ biÕn mÊt

TÇng ion

Ph¶n x¹ liªn tiÕp

Hình 1-12. Góc tới hạn

Một kỹ thuật đo lường gọi là thăm dò tầng điện ly bằng âm thanh (ionospheric sounding) đôi khi được sử dụng để xác định tần số tới hạn. Tín hiệu được truyền thẳng từ bề mặt đất và tăng dần tần số. Tại các tần số thấp hơn, tín hiệu sẽ bị hấp thụ hoàn toàn bởi khí quyển. Khi tần số tăng dần, một phần sẽ trở lại trái đất. Tại tần số nào đó, tín hiệu sẽ xuyên qua khí quyển, đi vào không gian xa xôi và không trở lại trái đất. Tần số cao nhất sẽ còn trở lại trái đất theo hướng thẳng đứng chính là tần số tới hạn. b. Độ cao ảo Độ cao ảo là độ cao tại đó sóng khúc xạ cũng chính là sóng phản xạ dự kiến (hình 1-13).

BÒ mÆt tr¸i ®Êt

TÇng ion

ha

hv

Tia B(sãng khóc x¹)

Tia A (sãng ph¶n x¹ dù kiÕn)

§é cao líp t−¬ng ®−¬ng(®é cao ¶o)

Hình 1-13. Độ cao ảo và độ cao thực tế

24

Sóng bức xạ được khúc xạ lại trái đất theo đường B. Độ cao cực đại thực tế mà sóng đến được là ha. Đường A là đường dự kiến sao cho sóng phản xạ sẽ đi qua và còn trở về trái đất tại cùng vị trí. Độ cao cực đại mà sóng phản xạ dự kiến này sẽ tới được chính là độ cao ảo hv.

c. Tần số dùng được tối đa (MUF) MUF (Maximum Usable Frequency) là tần số cao nhất có thể dùng cho truyền lan sóng trời giữa 2 điểm cụ thể trên mặt đất. Vì thế, có bao nhiêu điểm trên trái đất thì có bấy nhiêu giá trị có thể của MUF (vô hạn). MUF giống như tần số tới hạn, là tần số hạn chế cho truyền sóng trời. Song MUF ứng với góc tới cụ thể (góc giữa sóng tới và pháp tuyến). Về toán học ta có

MUF = (tần số tới hạn)/cosθ = (tần số tới hạn) x secθ ở đây θ là góc tới. Phương trình trên gọi là luật secant. Luật này coi bề mặt đất là phẳng và lớp phản xạ phẳng, tất nhiên điều này không bao giờ tồn tại. Vì thế, MUF chỉ dùng để tính toán sơ bộ. Do sự không ổn định của tầng điện ly, bằng việc nghiên cứu sự biến đổi của MUF theo ngày và theo thời gian, người ta thường sử dụng tần số thấp hơn khoảng 15% so với giá trị dự kiến trung bình của MUF trong thông tin bằng sóng trời. Tần số thấp hơn này được gọi là tần số làm việc tối ưu (OWF – Optimum Working Frequency). OWF thấp hơn MUF trong khoảng 90% tỉ lệ chiếm thời gian.

d. Cự ly nhảy cách Cự ly nhảy cách là khoảng cách cực tiểu tính từ anten phát sao cho sóng trời có tần số cho trước (phải nhỏ hơn MUF) sẽ trở lại trái đất (hình 1-14). Hình 1-14a là vài tia với góc ngẩng khác nhau được bức xạ từ cùng một điểm trên trái đất. Khi tăng góc ngẩng, điểm từ đó sóng trở lại trái đất tiến gần hơn đến máy phát. Với góc ngẩng đủ cao, sóng xuyên qua tầng điện ly và hoàn toàn biến mất khỏi khí quyển. Vùng mà cả sóng trực tiếp lẫn sóng không gian đều không đạt tới được gọi là vùng nhảy. Hình 1-14b là ảnh hưởng của sự biến mất của lớp D và lớp E về ban đêm đến cự ly nhảy cách. Lúc này, trần tạo bởi tầng ion được nâng lên, cho phép về ban đêm sóng trời đi cao hơn trước khi khúc xạ lại trái đất. Khi sóng vô tuyến đi xuyên qua tầng điện ly thì nó sẽ bị suy giảm vì va chạm với các phân tử. Điều này chủ yếu xảy ra ở lớp D có mật độ điện tử cao hơn so với trong lớp E và F. Độ suy hao tỉ lệ thuận với 1/f2, do vậy về mặt chất lượng thông tin, điều đáng mong muốn là chọn được tần số cao nhất để được sử dụng có hiệu quả

25

như sóng không gian.

TÇng ion

Tia khóc x¹Cù li nh¶y c¸ch

BÒ mÆt tr¸i ®Êt

Giê ngµy

DE

F

a)

BÒ mÆt tr¸i ®Êt

Giê ®ªm

b) Hình 1-14. Cự ly nhảy cách và ảnh hưởng của giờ trong ngày đến nó

e. Vùng câm Vùng câm là vùng nằm trong khoảng giới hạn giữa cự ly lớn nhất của sóng đất và cự ly nhảy cách nhỏ nhất (ứng với góc tới hạn) của sóng trời, xem hình 1-15. Như đã nêu ở trên, góc tới hạn là cao hơn cho tần số thấp và thấp hơn cho tần số cao. Tồn tại vùng câm, điều đó có nghĩa là liên lạc ở cự ly trung bình thường có một tần số giới hạn mà cao hơn liên lạc không thể thực hiện được: các tín hiệu vượt quá tần số giới hạn sẽ được phản xạ ở một góc mà khiến chúng trở về mặt đất xa hơn trạm thu mong muốn.

Cù li sãng bÒ mÆt cùc ®¹i Vïng c©m

Gãc tíi h¹n

TÇng ®iÖn ly

Sãng lín h¬n gãc tíi h¹n

Sãng nhá h¬n gãc tíi h¹n

Hình 1-15. Góc tới hạn và vùng câm

26

g. Tổn thất đường truyền trong không gian tự do Phương trình tổn thất như sau:

2 24 4

pD fDL

cπ πλ

⎛ ⎞ ⎛ ⎞= =⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎝ ⎠ ⎝ ⎠

(1.11)

ở đây: pL = tổn thất đường truyền không gian tự do (không thứ nguyên),

D = khoảng cách (kilomet), f = tần số (Hz),

λ = bước sóng (mét), c = tốc độ ánh sáng = 300.000 km/s. Chuyển sang dB ta có:

(dB)4 420log 20log 20log 20logp

fDL f Dc c

π π= = + + (1.12)

Nếu tần số tính theo MHz và khoảng cách – km, ta có:

6 3

(dB) (MHz) (km)8

(MHz) (km)

4 (10) (10)20log 20log 20log3 10

32.4 20log 20log

pL f D

f D

π= + +

×= + +

(1.13)

Với tần số theo GHz và khoảng cách là km, ta có: (dB) (GHz) (km)92.4 20log 20logpL f D= + + (1.14)

1.2.5 Đặc điểm một số dải sóng vô tuyến a. Sóng cực dài và sóng dài Có thể lan truyền như sóng đất và sóng không gian. Việc sóng đất ở băng tần này lan truyền đi hàng trăm, thậm chí hàng nghìn kilomet là do cường độ trường của các sóng này giảm theo khoảng cách khá chậm, nói cách khác là năng lượng của chúng bị mặt đất hoặc mặt nước hấp thụ ít. Bắt đầu từ khoảng cách 300 ÷ 400 Km so với máy phát xuất hiện sóng điện ly phản xạ từ lớp dưới của tầng điện ly (từ lớp D cao 60 ÷ 80 Km vào ban ngày hoặc lớp E cao 100 ÷ 130 Km). Do bước sóng lớn hơn nhiều so với chiều cao từ bề mặt trái đất lên tới tầng điện ly, cho nên mặt đất và tầng điện ly đóng vai trò như hai bức tường. Nó được gọi là chế độ ống dẫn sóng mặt đất - điện ly mà nhờ nó liên lạc toàn cầu ở các sóng này thực hiện bằng các sóng truyền lan trong ống sóng hình cầu tạo bởi mặt đất và tầng điện ly. Các sóng này có thể xuyên sâu vào nước và truyền lan trong một số loại đất. Bức xạ hiệu quả sóng dài và cực dài chỉ đạt được với các anten rất cồng kềnh, có kích thước xấp xỉ bước sóng, bởi vậy người ta thường tăng

27

công suất phát đến hàng trăm KW hoặc hơn để bù lại.

• Nhược điểm cơ bản của sóng dài và cực dài là dung lượng tần số nhỏ

• Miền ứng dụng thực tế: Thông tin với các đối tượng dưới nước, thông tin theo các đường trục toàn cầu và thông tin dưới mặt đất.

b. Sóng trung

• Tính truyền lan: Bị hấp thụ nhiều hơn sóng dài và cực dài khi truyền lan theo mặt đất, còn các sóng đến được tầng điện ly bị hấp thụ mạnh bởi lớp D (khi D tồn tại) và phản xạ tốt bởi lớp E.

• Cự ly liên lạc: Về ban ngày mùa hè thì bị hạn chế (chỉ bằng sóng đất), về ban đêm mùa đông và mùa hè thì cự ly thông tin tăng rõ rệt.

• Dung lượng tần số: Cao hơn nhiều sóng dài và cực dài song do có nhiều đài phát thanh công suất lớn nên gặp nhiều khó khăn trong việc tận dụng dung lượng.

• Miền ứng dụng thực tế: Nhiều nhất là trong các vùng bắc cực để làm dự phòng khi thông tin sóng ngắn bị tổn hao lớn do nhiễu từ nhiễu khí quyển.

• Anten: Khá hiệu quả và có kích thước chấp nhận được.

c. Sóng ngắn (SN)

• Tính chất truyền lan: Bao gồm cả sóng đất và sóng điện ly

• Cự ly liên lạc: Với sóng đất và công suất không lớn lắm, cự ly liên lạc không vượt quá vài chục kilomet vì sóng đất bị hấp thụ mạnh trong đất (tăng theo tần số). Sóng điện ly do phản xạ một hoặc nhiều lần từ tầng điện ly có thể lan truyền xa tuỳ ý. Sóng này bị hấp thụ yếu bởi các lớp D và E, phản xạ tốt bởi các lớp trên (chủ yếu là F2 cao 300 ÷ 500 Km). Bảng 1-2 chỉ ra một cách tương đối cự ly liên lạc nhỏ nhất và lớn nhất bằng sóng trời cho một vài tần số (chỉ có tính chất tham khảo). Hiển nhiên điều kiện tốt nhất cho các tần số giữa ngày và tối sẽ khác nhau, chu kỳ vòng quanh lúc mặt trời mọc và lúc mặt trời lặn là hết sức không ổn định, với điều kiện tốt nhất cho các tần số liên lạc tăng nhanh ít giờ lúc mặt trời mọc và giảm ít giờ lúc mặt trời lặn. Đối với nguyên nhân này, một số liên lạc định kỳ trong thời gian này bao gồm một số kênh để kiểm tra độ rộng tần số khác nhau. Việc liên lạc tương tự giảm dần bắt buộc thay đổi một vài MHz cao hơn hoặc thấp hơn.

28

• Dung lượng tần số: Lớn hơn nhiều các sóng trên do đó đảm bảo sự làm việc đồng thời của số lượng lớn các máy thu phát vô tuyến.

• Anten: Với kích thước nhỏ vẫn có hiệu quả khá cao và hoàn toàn áp dụng được cho các đối tượng cơ động.

Bảng 1-2

Sử dụng sóng trời cho các tần số trong dải HF

Tần số (MHz) Trưa (Km) Nửa đêm (Km) 2 0 ÷ 120 0 ÷ ?? 4 0 ÷ 400 0 ÷ ?? 8 0 ÷ 800 500 ÷ ?? 10 300 ÷ 1600 1000 ÷ ?? 15 800 ÷ ?? 1600 ÷ ?? 20 1200 ÷ ?? không 25 1600 ÷ ?? không 30 2000 ÷ ?? không

Vì sóng ngắn chiếm vị trí đặc biệt trong thông tin vô tuyến nên ta xét kỹ hơn:

⊕ Thông tin vô tuyến bằng các sóng điện ly có thể thực hiện được nếu các tần số sử dụng nằm thấp hơn các giá trị cực đại xác định bởi mức độ ion hoá của các lớp phản xạ đối với mỗi cự ly liên lạc. Ngoài ra thông tin chỉ có thể có nếu công suất máy phát với hệ số khuếch đại của các anten được sử dụng bảo đảm cường độ trường cần thiết tại điểm thu với sự hấp thụ năng lượng đã cho ở trong tầng ion. Điều kiện đầu hạn chế giới hạn trên của tần số sử dụng, điều kiện sau - giới hạn dưới. Vì vậy thông tin SN bằng sóng điện ly chỉ có trong một khoảng tần số nhất định. Bề rộng của khoảng này phụ thuộc vào tầng điện ly, nghĩa là phụ thuộc vào thời gian của một ngày đêm, vào mùa, vào chu trình hoạt động của mặt trời. Cho nên việc dự báo trạng thái của tầng điện ly là vô cùng quan trọng đối với thông tin liên lạc sử dụng sóng trời.

⊕ Hiện tượng pha đinh trong thông tin SN: Hiện tượng này làm giảm nhiều chất lượng thông tin SN bằng sóng điện ly. Pha đinh xuất hiện do sự thay đổi cấu trúc của các lớp phản xạ ở tầng ion, do sự nhiễu loạn của tầng ion và do sự truyền sóng theo nhiều tia. Bản chất của pha đinh về cơ bản là sự

29

giao thoa của một vài tia tới điểm thu với pha thay đổi liên tục do sự thay đổi trạng thái của tầng điện ly.

Nguyên nhân của một vài tia tới điểm thu cùng lúc là: - Sự phản xạ của tầng ion dưới các góc mà các tia phản xạ một số lần khác

nhau từ tầng ion và mặt đất lại hội tụ tại điểm thu (hình 1-16a). - Hiện tượng khúc xạ kép dưới tác động của trường điện từ quả đất. do hiện

tượng nay hai tia phản xạ từ các lớp khác nhau của tầng ion lại đến cùng một điểm thu (hình 1-16b).

- Sự không đồng nhất của tầng ion dẫn tới sự phản xạ khuếch tán các sóng từ các vùng khác nhau của nó (hình 1-16c).

a) b) c) Hình 1-16. Pha đinh đa đường trong thông tin sóng ngắn

Pha đinh còn có thể xảy ra do sự thăng giáng phân cực các sóng khi phản xạ từ tầng điện ly, dẫn tới sự thay đổi mới quan hệ giữa các thành phần đứng và ngang của trường điện từ tại nơi thu. Pha đinh phân cực xảy ra hiếm hơn nhiều pha đinh giao thoa (10 ÷15% tổng số).

⊕ Các bão từ và bão ion có thể ảnh hưởng đáng kể đến trạng thái thông tin SN. Đây là các nhiễu loạn của tầng điện ly và của từ trường quả đất dưới tác động của các dòng hạt điện tích do mặt trời phun ra. Các dòng hạt này thường phá huỷ lớp phản xạ cơ bản F2. Các nhiễu loạn tầng ion xảy ra có chu kỳ và liên quan đến thời gian mặt trời quay quanh trục của mình (27 ngày đêm).

⊕ Các vụ nổ hạt nhân do con người thực hiện trong khí quyển có thể gây ra sự ion hoá nhân tạo tầng khí quyển và kéo theo sự ảnh hưởng tình trạng thông tin SN.

d. Các sóng cực ngắn (SCN) Bao gồm một loạt các đoạn tần số có dung lượng lớn.

• Tính chất truyền lan: Năng lượng SCN bị hấp thụ mạnh bởi mặt đất (nói

30

chung là tỉ lệ với bình phương của tần số), vì vậy sóng đất bị suy giảm rất nhanh. SCN không có sự phản xạ đều đặn từ tầng ion, do đó thông tin SCN chủ yếu dựa trên sóng đất và sóng trực tiếp.

• Cự ly thông tin: Cự ly thông tin bằng sóng đất phụ thuộc nhiều vào bước sóng. Cự ly lớn nhất là ở các sóng mét gần với dải SN (lưu ý rằng với sự tăng tần số hiệu quả của hệ thống anten tăng lên nhờ đó bù lại tổn hao năng lượng trong đất). SCN có ý nghĩa lớn đối với thông tin trong không gian tự do, tức là trong vùng tổn hao năng lượng rất nhỏ. Cự ly thông tin giữa các thiết bị bay trang bị máy thu phát công suất nhỏ có thể đạt tới vài trăm kilomet.

• Miền ứng dụng thực tế: Thông tin vũ trụ, thông tin trong mạng cơ sở dặc biệt là giữa các đối tượng cơ động.

Sóng cực ngắn dùng nhiều trong thông tin điều hành nên ta xét chi tiết hơn một số đặc điểm của chúng:

⊕ Các sóng mét (SM) có tính chất nhiễu xạ, nghĩa là có thể uốn cong theo địa hình. Hiện tượng khúc xạ tầng đối lưu làm tăng cự ly thông tin SM. Sự thay đổi hệ số khúc xạ theo độ cao của khí quyển gây ảnh hưởng đến sóng không gian. Khí quyển tiêu chuẩn là một khí quyển lý tưởng có một tỉ lệ biến đổi hệ số khúc xạ theo độ cao một cách đều đặn, bởi vì nó có một hệ số thay đổi cố định của áp suất khí quyển theo độ cao, nhiệt độ và độ ẩm. Khi trạng thái của tầng đối lưu bình thường (giảm đều đặn nhiệt độ với chiều cao), tia sóng nối các máy thu phát đang liên lạc bị uốn cong về phía trên do đó bảo đảm được thông tin trên các tuyến bị che khuất (đài phát không nhìn thấy đài thu). Vì có sự biến đổi hệ số khúc xạ một cách liên tục, cho nên đường đi thực tế của sóng không gian là khác với đường trực tiếp (thẳng). Để bù lại sự khác nhau này, cự ly thông tin cực đại thực tế được tính toán theo đường trực tiếp dựa trên quy định bán kính hiệu quả của trái đất KR (K = 4/3 trong khí quyển tiêu chuẩn). Hệ số khúc xạ tầng đối lưu thay đổi theo thời gian do các thay đổi các điều kiện khí tượng, điều này dẫn tới pha đinh tín hiệu (khác với pha đinh ở SN, chúng xảy ra rất chậm và không sâu)

⊕ SM nhiều khi lan truyền rất xa. Đó là do: - Sự hình thành các đám mây ion hoá thất thường ở độ cao vài chục kilomet

dưới lớp D (lớp thất thường FS) FS có thể xuất hiện vào bất kỳ thời gian nào. Đặc điểm của các đám mây này là nồng độ ion hoá rất cao, đôi khi đủ để

31

phản xạ các sóng của cả dải SCN. Lúc này cự ly giữa phát và thu có thể là 2000 ÷ 2500 km. Cường độ tín hiệu phản xạ FS rất lớn ngay cả khi công suất phát nhỏ.

- Sự tồn tại thường xuyên của lớp FS trong những năm mặt trời hoạt động mạnh nhất. Cự ly liên lạc có thể đạt tới phạm vi toàn cầu.

- Các vụ nổ hạt nhân ở trên cao: lúc này xuất hiện một miền phía trên (ở mức lớp FS) SM xuyên qua miền dưới, bị hấp thụ một ít, phản xạ từ miền trên và quay trở lại mặt đất. Khoảng cách bao trùm nằm trong phạm vi 100 ÷ 2500 km. Các tần số thấp nhất bị hấp thụ mạnh nhất ở các miền ion hoá phía dưới, các tần số cao nhất bị phản xạ không toàn phần từ miền trên.

Như vậy, việc lan truyền của sóng vô tuyến nhờ hiệu ứng tán xạ đối lưu của khu vực khí quyển rộng lớn trong tầng đối lưu được dùng cho trên VHF. Phương pháp này có nhiều ưu điểm của thông tin bǎng rộng và ghép kênh cũng như thông tin đồng thời cho một khu vực rộng. Mặt khác nó cũng đòi hỏi công suất phát lớn và máy thu có độ nhậy cao.

1.3 CÁC ĐẶC TRƯNG CƠ BẢN CỦA HỆ THỐNG THÔNG TIN 1.3.1 Hệ thống thông tin - Kênh thông tin Các hệ thống thông tin dùng để truyền tin. Tin có thể là liên tục (tiếng nói, âm nhạc) hoặc rời rạc (văn bản, dữ liệu số). Trong hệ thống thông tin, tin được biến đổi thành tín hiệu phù hợp với kênh thông tin. Theo loại tin truyền đi, có thể chia các hệ thống thông tin thành hệ thống rời rạc hoặc liên tục. Các hệ thống điện thoại vô tuyến và truyền hình với điều tần hoặc điều biên có thể qui về loại hệ thống liên tục (tương tự). Đôi khi các tin liên tục được biến đổi thành tin rời rạc (lượng tử hoá) rồi truyền đi bằng các phương pháp đặc trưng cho các hệ thống rời rạc (chẳng hạn truyền tiếng nói bằng PCM). Hệ thống liên lạc điện báo là ví dụ của hệ thống rời rạc. Người ta qui ước gọi tập hợp các phương tiện kỹ thuật dùng để truyền tin từ nguồn đến người nhận tin là đường thông tin. Các phương tiện này bao gồm thiết bị phát, kênh thông tin và thiết bị thu (hình 1-17). Đường thông tin cùng với nguồn và người nhận tạo thành hệ thống thông tin. Chức năng của thiết bị phát là biến đổi tin thành tín hiệu thuận tiện nhất cho việc truyền trên đường thông tin đã cho. Tổng quát, quá trình biến đổi tin thành tín hiệu gồm 3 công đoạn: biến đổi, mã hoá và điều chế.

32

Kênh thông tin – là môi trường dùng để truyền các tín hiệu từ máy phát đến máy thu. Nó có thể là cáp, ống dẫn sóng hoặc khí quyển.

Kªnh th«ngtin ThiÕt bÞ thu NhËn tin

Tinu(t)

TÝn hiÖuA

u(t)

TÝn hiÖu+ nhiÔu

X(t)Tinv(t)

NhiÔu

N(t)

ThiÕt bÞ ph¸tNguån tin

Hình 1-17. Sơ đồ chức năng hệ thống thông tin

Trong các hệ thống thông tin thực tế không thể tránh khỏi các nhiễu loạn làm méo tín hiệu. Các nhiễu có thể là cộng tính (nhiễu khí quyển và nhiễu công nghiệp, nhiễu từ các máy lân cận). Nhiễu này tác động vào máy thu không phụ thuộc vào tín hiệu và xảy ra ngay cả khi lối vào máy thu không có tín hiệu. Dạng nhiễu loạn phổ biến khác trong các hệ thống thông tin là nhiễu loạn gây bởi các thay đổi ngẫu nhiên các tham số của kênh (liên quan trực tiếp đến quá trình tín hiệu đi qua kênh, vì thế chỉ xuất hiện khi có tín hiệu). Ví dụ của loại này là hiện tượng pha đinh. Trong trường hợp lan truyền 1 tia và có nhiễu cộng tính và nhiễu nhân trong kênh, tín hiệu ở lối vào máy thu có thể viết ở dạng:

[ ]( ) ( ) ( ), ( ), ( ) ( )X t t A t t t u t N tµ τ ϕ= − + (1.15)

ở đây: ( )tµ - hệ số truyền đạt của kênh; ( , )A t u - tín hiệu phát đi; ( )tτ - thời gian trễ tín hiệu, ( )tϕ - pha của tín hiệu; ( )u t - tin phát đi; ( )N t - nhiễu cộng. Kênh thông tin có µ và τ cố định theo thời gian được gọi là kênh có tham số không đổi. Trường hợp ngược lại được gọi là kênh có tham số biến đổi. Tín hiệu nhiều tia được mô tả bằng biểu thức tương tự:

[ ]1

( ) ( ) ( ), ( ), ( ) ( )k

i i ii

X t t A t t t u t N tµ τ ϕ=

= − +∑ (1.16)

ở đây: k - là số tia, ( ), ( ), ( )i i it t tµ τ ϕ là các tham số tương ứng của tia thứ i.

1.3.2 Các tính chất của kênh thông tin vô tuyến

a. Kênh thông tin vô tuyến có độ suy hao rất lớn, thường đạt tới 140 ÷ 160 dB. Công suất tín hiệu ở lối vào phần thu của kênh thường có giá trị nằm trong

33

khoảng 10 1410 10 W− −− , trong khi đó lại cần công suất hàng W hoặc lớn hơn ở lối ra để thiết bị cuối làm việc tin cậy. Nghĩa là thiết bị thu của kênh phải có hệ số khuếch đại theo công suất ít nhất là 1010 ÷ 1014 hay 105 ÷ 107 theo điện áp. Vấn đề khuếch đại tín hiệu không chỉ khó ở chỗ hệ số khuếch đại phải cao mà còn khó ở chỗ mức tín hiệu ở lối vào thiết bị thu so sánh được với tạp âm thăng giáng. Tạp âm thăng giáng lẫn vào tín hiệu và không thể tách riêng được.

b. Độ suy hao của kênh vô tuyến thay đổi trong phạm vi rộng. Cường độ trường điện từ tại điểm thu tỉ lệ nghịch với bình phương của quãng đường mà sóng đi qua, vì vậy sự thay đổi mức tín hiệu ở lối vào phần thu của kênh trong dải cự ly thông tin cần thiết đạt tới 100 – 120 dB. Có nghĩa là việc bảo đảm mức tín hiệu ra không đổi (để thiết bị cuối hoạt động bình thường) gặp nhiều khó khăn. Độ suy hao thay đổi của kênh còn gây khó khăn cho việc thành lập các hệ thống thông tin duplex (song công), tương tự như hệ thống thông tin dây dẫn với lối ra hai dây, nếu tham số mang tin của tín hiệu cao tần là biên độ (vì khó tránh khỏi sự mất ổn định tức là tăng khả năng tự kích). Độ suy hao kênh thay đổi lớn khi tiến hành thông tin giữa các đối tượng cơ động nếu sử dụng các sóng SCN (SCN lan truyền phụ thuộc vào địa hình). Điều kiện tiến hành thông tin trở nên không thuận lợi khi trên đường hành tiến gặp phải các đối tượng phản xạ sóng vô tuyến, vì sẽ gây nên hiện tượng pha định giao thoa.

c. Độ suy giảm của kênh thông tin vô tuyến biến đổi còn do sự thay đổi của các tham số khí quyển quả đất. Sự thay đổi này thấy rõ hơn ở dải sóng ngắn, khi tiến hành thông tin bằng các sóng phản xạ từ tầng ion. Trước hết do những thay đổi chậm theo ngày đêm của mức độ ion hoá các miền khác nhau của tầng khí quyển mà xuất hiện các dao động theo ngày đêm của mức tín hiệu. Ngoài ra việc thu các sóng phản xạ từ tầng ion kèm theo những pha đinh thường xuyên và khá nhanh của tín hiệu do sự giao thoa của các tia đến được điểm thu bằng những con đường khác nhau. d. Kênh thông tin, nếu hạn chế chỉ là môi trường truyền sóng, thì về mặt vật lý là chung cho tất cả các phương tiện thông tin vô tuyến đang tồn tại, các đài phát thanh, dẫn đường vô tuyến.... Khả năng phát đồng thời một số lượng lớn các tin trên vô tuyến dựa trên

34

cơ sở phân tách tín hiệu theo tần số. Tuy nhiên, vì việc sử dụng một cách có tổ chức dải tần mà cự ly truyền sóng không bị giới hạn (SN), là cực kỳ khó khăn, trong khi nhu cầu ở một số đoạn tần lại vượt quá dung lượng vật lý của chúng thì dễ dàng rút ra kết luận về khả năng và sự không tránh khỏi của việc gây nhiễu lẫn nhau khi phát tin, dẫn tới sự mật mát nào đó của tin tức. Tình hình lại càng tồi tệ hơn do sự không hoàn thiện về mặt kỹ thuật của thiết bị, thể hiện ở chỗ việc phát tín hiệu thường kèm theo các bức xạ phụ, còn việc thu thì lại tiếp nhận cả các nhiễu từ miền tần số lớn hơn nhiều dải tần chiếm bởi tín hiệu cần nhận, nhất là khi nguồn nhiễu ở gần ngay nơi thu. Ngoài ra các nguồn nhiễu còn là các quá trình tự nhiên, như sự phóng điện cơn giông trong khí quyển, bức xạ vô tuyến của mặt trời và thiên hà. Nguồn nhiễu còn là các thiết bị điện trong công nghiệp và sinh hoạt. Đa số các nhiễu có nguồn gốc tự nhiên và công nghiệp là các nhiễu dải rộng, bao trùm hầu hết toàn bộ dải tần. e. Kênh vô tuyến gây méo tín hiệu phát đi do sự hạn chế phổ tần của nó. Người ta hạn chế phổ rộng vô hạn của tín hiệu có độ rộng hữu hạn trong tất cả các hệ thống thông tin, vì năng lượng cơ bản của các tín hiệu chỉ tập trung trong dải tương đối hẹp. Trong các hệ thống thông tin vô tuyến, sự cần thiết phải hạn chế phổ còn do dung lượng không đủ của dải tần và giảm xác suất nhiễu lạ lọt vào dải thông của kênh. Tóm lại: Khác với kênh đường dây, kênh vô tuyến được đặc trưng bởi dải rộng của những thay đổi nhanh và chậm của độ suy hao và bởi sự tác động số lượng lớn các nhiễu từ nguồn ngoài.

1.3.3 Các tính chất thống kê của tín hiệu vô tuyến và nhiễu trong kênh thông tin vô tuyến a. Mọi kênh thông tin vô tuyến đều là kênh có tham số biến đổi. Điều này thể hiện rõ hơn ở kênh SN vì ở đây pha đinh biểu hiện rõ nhất và tình hình nhiễu cực kỳ phức tạp. Do đó ta bắt đầu từ kênh SN trước tiên. Mô hình tổng quát của tín hiệu pha đinh thoả mãn khá tốt nhiều nghiên cứu thực nghiệm là mô hình biểu diễn tín hiệu hình thành từ sóng phản xạ thường xuyên (có tham số ít thay đổi) và một loạt các sóng phản xạ không thường xuyên (có biên độ và pha thay đổi ngẫu nhiên) cùng tới điểm thu. Với mô hình này cường độ trường của tín hiệu pha đinh điều hoà tại điểm thu có thể biểu diễn như

35

sau:

0 0 01

cos( ) cos( )n

k k kk

e E t E tω ϕ ω ϕ=

= + + +∑ (1.17)

trong đó: 0 0 0, ,E ω ϕ - là biên độ, tần số và pha của sóng phản xạ thường xuyên;

, ,k k kE ω ϕ - là biên độ, tần số và pha của sóng phản xạ không thường xuyên.

Hình 1-18 là biểu diễn vectơ của mô hình. Việc cộng vectơ của các thành phần thường xuyên và không thường xuyên của sóng tạo nên vectơ tổng có biên độ và pha thay đổi:

[ ]0( ) cos ( )e E t t tω ϕ= + (1.18)

Mức độ thay đổi theo thời gian của biên độ và pha của vectơ tổng hợp phụ thuộc vào mối quan hệ biên độ giữa các thành phần thường xuyên và không thường xuyên.

kE

kEΣ

0E

E

Hình 1-18. Biểu diễn mô hình ở dạng vectơ

Khi số lượng các thành phần không thường xuyên đã đủ lớn, dao động tổng của chúng là quá trình ngẫu nhiên chuẩn, còn đường bao của quá trình này có phân bố Rơlây. Sự có mặt của thành phần thường xuyên làm cho phân bố này ứng với luật Rơlây tổng quát:

2 2

0 002 2 2

22( ) expeff eff eff

E E EEEW E IE E E

⎛ ⎞ ⎛ ⎞+= −⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠ (1.19 )

trong đó: E là biên độ tổng của các dao động; 2effE là công suất trung bình của

sóng phản xạ không thường xuyên, được xác định bởi vec tơ 1

n

k kk

E EΣ

=

= ∑ur ur

; 0E là

36

biên độ sóng phản xạ thường xuyên; 0I là hàm Bessen biến thể cấp không.

Người ta xác định được rằng phân bố pha của quá trình có dạng sau:

2 2 21 cos( ) exp( ) exp( sin ) ( 2 cos )2

aW a a F aϕϕ ϕ ϕπ π

= − + − (1.20)

trong đó: 2022 eff

EaE

= ;

21( 2 cos ) exp22tF a dt

α

ϕπ −∞

⎛ ⎞= −⎜ ⎟

⎝ ⎠∫ là tích phân xác suất Laplace;

2 cosaα ϕ=

Từ biểu đồ véc tơ của tín hiệu pha đinh ta suy ra rằng độ sâu pha đinh và mức độ thay đổi pha phụ thuộc vào mối quan hệ 0E và ( )kE tΣ . Nếu ( ) 0kE tΣ = thì biên độ và pha của tín hiệu sẽ không đổi, điều này ứng với trường hợp hoàn toàn không có pha đinh. Ngược lại nếu 0E triệt tiêu thì pha đinh sẽ sâu nhất, còn pha

thay đổi trong phạm vi vi từ 0 đến ± π. Dễ thấy rằng lúc này hàm phân bổ tổng quát biến thành luật Rơlây:

2

02 2

2( ) exp ; 1eff eff

E EW E IE E

⎛ ⎞= − =⎜ ⎟⎜ ⎟

⎝ ⎠ (1.21)

Phân bố pha khi đó trở thành đồng xác suất nghĩa là:

1( ) ; 02

W aϕπ

= = (1.22)

Các trường hợp pha đinh Rơlây xảy ra rất thường xuyên vì vậy chúng được chú ý nhiều khi đánh giá chất lượng thông tin vô tuyến SN. Sự thay đổi biên độ các tín hiệu theo thời gian khi có pha đinh có thể đặc trưng bằng hệ số tương quan.Trong đa số các trường hợp pha đinh giao thoa, hệ số tương quan được xấp xỉ bằng đường cong Gao-xơ:

2

2( ) exp2 k

R τττ

⎛ ⎞= −⎜ ⎟

⎝ ⎠ (1.23)

Đại lượng kτ được gọi là khoảng tương quan và đặc trưng cho tốc độ pha đinh. Theo các số liệu thực nghiệm kτ nhận các giá trì từ 0.1s ở các tuyến rất dài đến 2s ở các tuyến tương đối ngắn. Chất lượng thông tin vô tuyến phụ thuộc vào mối quan hệ giữa tốc độ pha đinh và tốc độ thay đổi các tham số mang tin của tín

37

hiệu. Vừa rồi ta xét các pha đinh của dao động điều hoà. Các tín hiệu thực tế có phổ tần chiếm một dải nào đó Fs∆ - lúc này bức tranh pha đinh sẽ phức tạp. Thường có vài tia cùng đến điểm thu, song để đơn giản ta chỉ xét trường hợp có hai tia, một tia phản xạ một lần, một tia phản xạ hai lần (hình 1-19):

H

12

Hình 1-19. Sự giao thoa của các tia

Khi không có thăng giáng của tầng ion, đối với mỗi tần số của phổ, cường độ trường tại điểm thu sẽ được xác định bằng hai thành phần: cos cos ( )e E t E tω ρ ω τ= + − (1.24)

ở đây ρ - hệ số đặc trưng cho sự suy yếu biên độ của tia thứ hai;

τ - độ trễ của tia thứ hai Kết quả của việc phách hai dao động là:

[ ]( ) cos ( )e EK tω ω ψ ω= + (1.25)

ở đây: 2( ) 1 2 cosK ω ρ ρ ωτ= + + - môđun hệ số truyền đạt hay là đặc tính biên độ tần số (ĐTBĐTS) của môi trường truyền sóng;

sin( ) arctg1 cos

ρ ωτψ ωρ ωτ

=+

- pha của hệ số truyền đạt hay đặc tính pha tần số

(ĐTFTS) của môi trường truyền sóng. Khi 1/ Fsτ << ∆ , ĐTBĐTS và ĐTFTS thực tế sẽ không thay đổi trong phạm vi dải tần nhưng khi điều kiện này không được thoả mãn thì trong ĐTBĐTS xuất hiện các khoảng sụt, còn ĐTFTS sẽ phi tuyến và có tính chu kỳ.

Bây giờ nếu ta để ý rằng độ cao của miền phản xạ cũng thăng giáng, τ là đại lượng ngẫu nhiên dẫn tới xuất hiện pha đinh. Khi 1/ Fsτ << ∆ , toàn bộ phổ tín hiệu bị pha đinh đồng thời, nghĩa là xảy ra pha đinh chung, còn khi τ > 1/∆FS chỉ một số đoạn phổ bị pha đinh nghĩa là xảy ra pha đinh chọn lọc dẫn đến méo tín hiệu.

38

Ngoài các pha đinh giao thoa nhanh của tín hiệu, còn tồn tại các pha đinh chậm. Bản chất của các pha đinh này được xác định bởi các thay đổi ngẫu nhiên của tổn hao năng lượng khi sóng vô tuyến đi qua tầng điện ly. Có nghĩa là tham số của phân bố Rơlây effE (trong trường hợp phân bố Rơlây tổng quát có cả E0 )

thay đổi giá trị của mình theo thời gian. Để tính được độ tin cậy thông tin vô tuyến cần biết được các tham số này thay đổi như thế nào theo thời gian. Từ nay về sau ta chỉ xét phân bố Rơlây của biên độ như phân bố bất lợi nhất đối với thông tin. Nếu giá trị hiệu dụng của cường độ trường effE (do phạm vi biến đổi lớn

của nó) được biểu diễn theo dB đối với 1 µV/m và ký hiệu là q thì ta có: 1020log effq E= (1.26)

Vì các nghiên cứu thực nghiệm hiện tượng pha đinh được tiến hành bằng các thiết bị thu nối với một số loại anten xác định, nên người ta thường sử dụng điện áp của tín hiệu ở lối vào máy thu thay cho cường độ trường tại điểm thu. Điện áp này ( effUs ) biểu diễn qua dB đối với 1 µV được ký hiệu là y, do đó:

1020log effy Us= (1.27) Người ta gọi giá trị hiệu dụng của điện áp lối vào máy thu biểu diễn theo dB là mức tín hiệu. Các nghiên cứu thực nghiệm chứng tỏ rằng các mức tín hiệu trong phần lớn các trường hợp đều phân bố theo luật chuẩn với mật độ xác xuất:

( )2

2

1( ) exp22 yy

y yW y

σπσ

⎡ ⎤−⎢ ⎥= −⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

(1.28)

trong đó: 1020log effy Us= ;

10 020 log effy Us= - giá trị trung bình của mức tín hiệu;

0effUs - điện áp hiệu dụng median của tín hiệu;

( )2

10 10 020 log logy eff effUs Usσ = − - sai lệch trung bình bình phương

so với giá trị trung bình của mức tín hiệu. Phân bố các mức tín hiệu theo thời gian thoả mãn đường cong xấp xỉ:

39

2

2( ) exp2y

y

K τττ

⎛ ⎞= −⎜ ⎟⎜ ⎟

⎝ ⎠ (1.29)

với khoảng tương quan yτ cỡ hàng chục phút.

Đối với các cự ly thông tin và điều kiện truyền sóng cho trước, mức trung bình của tín hiệu y có thể tính được, còn sai lệch bình phương trung bình yσ

được xác định bằng thực nghiệm. Vào những giờ trạng thái tầng điện ly tương đối ổn định, yσ là đại lượng rất ổn định. Ví dụ khi ∆FS = 1,2 kHz, trên các tuyến

dài 500 ÷ 800 Km nó bằng 3 ÷ 5 dB về ban ngày và 5 ÷ 7 dB vào ban đêm.

b. Trong các kênh thông tin vô tuyến ngoài các tạp âm riêng, luôn luôn có sự tác động của các nhiễu. Xét một số loại nhiễu điển hình: Theo nguồn gốc ta phân biệt các dạng nhiễu sau: từ các máy thu phát lạ, nhiễu khí quyển, nhiễu công nghiệp, nhiễu vũ trụ và tạp âm trong của chính máy thu. Theo các tính chất thống kê của nhiễu có thể chia ra làm 3 nhóm: thăng giáng, xung và tập trung. Nhiễu là các hiện tượng không có qui luật và được mô tả như các quá trình ngẫu nhiên với các đặc trưng cơ bản là hàm phân bố xác suất và phổ năng lượng. Thông thường trong các bài toán thực tế chỉ cần biết các hàm phân bố 1 chiều và 2 chiều là đủ. Từ đó có thể xác định các đặc trưng cơ bản của quá trình ngẫu nhiên như kì vọng toán học, phương sai và hàm tương quan. Quá trình ngẫu nhiên là dừng theo nghĩa rộng nếu kì vọng và phương sai không phụ thuộc vào thời gian, còn hàm tương quan chỉ phụ thuộc vào hiệu 2 thời điểm, không phụ thuộc vào từng trị cụ thể của thời gian. Đối với quá trình ngẫu nhiên dừng, có thể áp dụng định lí ergodic theo đó trung bình thống kê có thể thay bằng trung bình thời gian. 1. Nhiễu thăng giáng: Có thể hình dung nhiễu thăng giáng như là chuỗi các xung ngắn vô hạn có chiều cao ngẫu nhiên và lặp lại sau các khoảng thời gian ngẫu nhiên. Như vậy, các xung này xuất hiện thường xuyên đến nỗi các hiện tượng quá độ trong máy thu do các xung riêng gây ra xếp chồng lên nhau tạo thành quá trình ngẫu nhiên liên tục. Quá trình này là dừng. Giá trị của nhiễu tại các thời điểm riêng biệt là độc lập, tức hệ số tương quan của nhiễu bằng 1 khi 0τ = và bằng 0 khi 0τ ≠ . Theo định lí giới hạn Liapunop, nhiễu thăng giáng như tổng của số lượng rất lớn các dao động ngẫu nhiên độc lập sẽ có phân bố chuẩn với trung bình bằng 0 và phương sai bằng công suất trung bình của nhiễu. Mật độ xác

40

suất một chiều của các giá trị tức thời của nhiễu có dạng:

2

2

1( ) exp( )22 nn

xp xσπ σ

= − (1.30)

Hàm phân bố tích phân có dạng:

2

21 1( ) [1 ( )]22

x t

F x e dt xπ

−

−∞

= = + Φ∫ (1.31)

ở đây: 2

2

0

2( )2

x t

x e dtπ

−Φ = ∫ là hàm Cramp.

Ví dụ điển hình của nhiễu thăng giáng là tạp âm trong của máy thu (ngoài ra còn có nhiễu vũ trụ và 1 số dạng nhiễu khí quyển và nhiễu công nghiệp). 2. Nhiễu xung: Gồm các nhiễu ở dạng xung đơn ngẫu nhiên lặp lại sau các khoảng thời gian sao cho các hiện tượng quá độ trong máy thu do 1 xung thực tế kịp kết thúc trước khi xung tiếp theo xuất hiện. Nhiều dạng nhiễu công nghiệp và nhiễu khí quyển thuộc về nhiễu xung. Các khái niệm nhiễu thăng giáng và nhiễu xung chỉ là tương đối: tuỳ thuộc vào tần số lặp lại của các xung mà cùng một nhiễu có thể tác động đến máy thu như nhiễu xung (nếu dải thông rộng) hoặc như nhiễu thăng giáng (nếu dải thông khá hẹp). Các nhiễu công nghiệp tạo bởi các thiết bị điện khác nhau cũng là quá trình ngẫu nhiên phức tạp. Nhiều thực nghiệm đã chỉ ra rằng phân bố xác suất biên độ các xung nhiễu công nghiệp được xấp xỉ tốt bằng luật phân bố chuẩn loga. Nếu kí hiệu biên độ xung là U, tính theo dB, thì ta có luật chuẩn loga:

2

3( )

21( )2

U

p U eµ

σ

πσ

−−

= (1.32)

trong đó ,µ σ được xác định bằng thực nghiệm

4. Nhiễu khí quyển: do phóng điện cơn giông xuất hiện ở ngay gần nơi thu cũng như ở các vùng xa. Mật độ phổ của các nhiễu khí quyển cực đại ở miền tần số âm thanh và giảm dần với sự tăng tần số. 5. Tạp âm vũ trụ: tạo ra nền tạp âm chung, chúng xuất hiện do bức xạ của thiên hà và ngoài Thiên hà. Mật đổ phổ lớn nhất của các tạp âm này nằm trong dải decimet (dm) và centimet (cm) và cần lưu ý tới trong thông tin vũ trụ. 6. Nhiễu công nghiệp: Xuất phát từ các thiết bị điện khác nhau. Mức nhiễu thường giảm theo tăng tần số.

41

7. Nhiễu tập trung: Gồm các tín hiệu từ các đài lạ, các bức xạ của các bộ dao động cao tần có nhiệm vụ khác nhau (công nghiệp, y học)...v.v. Trong trường hợp tổng quát, đây là các dao động có điều chế (dao động hình sin có tham số thay đổi). Các dao động này có thể là liên tục (ví dụ tín hiệu của các đài phát thanh và truyền hình), hoặc có tính chất xung (tín hiệu các đài phát tín và các đài điều chế xung). Những thay đổi tham số dao động của nhiễu tại điểm thu không chỉ phụ thuộc vào tính chất các tín hiệu của nguồn nhiễu, mà còn vào điều kiện truyền sóng của các tín hiệu này. Khác với nhiễu thăng giáng và nhiễu xung có phổ chiếm toàn bộ dải thông máy thu, bề rộng phổ của nhiễu tập trung trong đa số các trường hợp nhỏ hơn dải thông máy thu (chính vì thế mà có tên gọi là nhiễu tập trung). Trong dải sóng ngắn, nhiễu từ các đài lạ là cơ bản và quyết định độ ổn định liên lạc. Nhiều khi trong dải thông máy thu đồng thời có đến hơn 10 đài làm việc. Mức độ nhiễu cũng thay đổi liên tục, nên nhiễu từ các đài lân cận là quá trình ngẫu nhiên. Khi thiết kế các hệ thống thông tin, người ta thường coi phân bố theo tần số của các nhiễu tập trung ngẫu nhiên là phân bố đều. Nghĩa là xác suất rơi vào dải tần tín hiệu tỉ lệ với độ rộng của dải. Kết quả tác động của số lượng lớn các nhiễu tập trung từ các nguồn ở xa tạo ra nhiễu tổng với các tính chất gần với tạp thăng giáng chuẩn. Phân bố xác suất mức của nhiễu tập trung thoả mãn luật chuẩn loga. Các tham số ,µ σ được xác định bằng thực nghiệm. Mức nhiễu tập trung là giá trị hiệu dụng của điện áp nhiễu ở lối vào máy thu với một loại anten nhất định và được biểu diễn theo dB đối với 1µV nghĩa là

1020log effx Un= . Mức nhiễu máy thu phát tập trung là đại lượng ngẫu nhiên trên

trục thời gian tại một tần số, cũng như trên trục tần số. Để minh hoạ, trên hình 1-20 có biểu diễn biểu đồ thời gian các kết quả đo tự động theo chu kỳ của mức nhiễu. Phân bố xác suất các mức nhiễu theo các nghiên cứu thống kê cũng giống như phân bố các mức tín hiệu được xấp xỉ bằng luật chuẩn với mật độ:

( )2

2

1( ) exp22 xx

x xW x

σπσ

⎡ ⎤−⎢ ⎥= −⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

(1.33)

trong đó: 1020log effx Un= ;

10 020log effx Un= - giá trị trung bình của mức nhiễu;

0effUs - điện áp hiệu dụng median của nhiễu;

42

( )2

10 10 020 log logx eff effUn Unσ = − - sai lệch trung bình bình phương

so với giá trị trung bình của mức nhiễu.

Đại lượng x trong phân bố này đặc trưng cho tải trọng trung bình của đoạn tần sử dụng hay là mức nhiễu trung bình trên tần số chọn ngẫu nhiên bất kỳ từ đoạn này. Tán xạ xσ đặc trưng cho sự không đồng đều của cường độ nhiễu theo dải tần hoặc theo thời gian.

5512 kHz, Xu©n 1978∆F=1.2 kHz

X (dB)45

T (giê)

X (dB)

456801 kHz

T (giê)

X (dB)45

7628 kHz

T (giê)21.00 22.00 23.00

Hình 1-20. Biểu đồ thời gian mức nhiễu

Các thực nghiệm chỉ ra rằng khi chuyển từ ngày sang đêm, giá trị trung bình của mức nhiễu và tán xạ của chúng tăng lên, đặc biệt là trong phần dưới của dải SN. Các đại lượng x và xσ phụ thuộc vào dải thông máy thu, x tăng với sự tăng dải thông, còn xσ thì lại giảm. Tán xạ xσ phụ thuộc vào thời gian quan sát

(độ lâu), điều đó chứng tỏ về tính không dừng của quá trình biến đổi của x . Tuy nhiên khi trạng thái của tầng ion ổn định và đối với những khoảng thời gian không vượt quá hai giờ, quá trình ngẫu nhiên đang xét có thể coi là dừng. Đối với dải ∆FS = 1,2 KHz, các giá trị xσ trung bình là 5 ÷ 10 dB vào ban ngày và 10 ÷ 15 dB vào ban đêm. Hệ số tương quan của quá trình thay đổi mức nhiễu theo thời gian cũng

43

như đối với tín hiệu được xấp xỉ bằng đường cong:

2

2( ) exp2x

x

K τττ

⎛ ⎞= −⎜ ⎟

⎝ ⎠ (1.34)

ở đây xτ là khoảng tương quan của mức nhiễu, thay đổi tuỳ thuộc vào chiều dài của tuyến trong phạm vi hàng chục phút.

f (MHz)1610

Ngµy§ªmx

Hình 1-21. Tính chất thay đổi mức nhiễu trung bình

Hình 1-21 cho ta một khái niệm nào đó về tính chất thay đổi của mức nhiễu dừng trung bình trên dải tần. Từ đó ta thấy rõ ràng những điều kiện bất lợi đối với thông tin xảy ra về ban đêm, ở phần dưới của dải SN. Tóm lại: Trong dải SN, những thăng giáng chậm của các tham số tín hiệu và nhiễu do sự hấp thụ, mở và tắt các nguồn nhiễu, nhiễu loạn cục bộ tầng ion, kết hợp với các pha đinh giao thoa nhanh đặc trưng cho kênh SN như là kênh có tham số biến đổi đột ngột.

c. Trong dải sóng cực ngắn. Trong dải SCN có sự khác biệt, ta đã biết rằng các mức tín hiệu khi thông tin bằng sóng đất trong dải này bị những pha đinh chậm và nhỏ do sự thay đổi theo ngày đêm của điều kiện khí tượng. Hơn nữa những thay đổi này quan sát được trên các tuyến có chiều dài lớn hơn 20 ÷ 40 Km. Các pha đinh sâu hơn quan sát được trong điều kiện tiến hành liên lạc giữa các đối tượng cơ động. Đó là do:

• Những thay đổi của điều kiện truyền sóng bởi địa hình thay đổi.

• Sự phản xạ sóng từ các vật tại chỗ dẫn tới giao thoa trường điện từ tại điểm thu.

Về phần nhiễu tập trung thì tính chất và ảnh hưởng của chúng đến chất lượng thông tin được quyết định bởi mức độ hoàn thiện tổ chức thông tin bởi vì các vùng nhiễu lần nhau của sóng đất hạn chế. Khi có phản xạ không thường

44

xuyên từ các lớp F2 và FS và khi có ion hoá nhân tạo tầng khí quyển thì tình hình phức tạp hơn nhiều. Nếu việc đánh giá sự tác động của nhiễu trong dải SN dựa vào các nghiên cứu thống kê, cho phép tìm được quy luật phân bố các mức nhiễu theo các toạ độ mà chúng ta quan tâm (f, t) và tìm được các đặc trung số tương ứng với các quy luật đó thì khi đánh giá tác động của nhiễu trong dải SCN ta không thể dùng tới các số liệu thống kê, thậm chí không thể nhận được các số liệu đó vì nhiều khó khăn. Ta chỉ có thể giả thiết rằng trong trường hợp truyền sóng SCN bằng tầng ion, các quy luật phân bố mức tín hiệu và nhiễu cũng giống như ở SN. Tuy nhiên các đặc trưng số của chúng có thể khác đi rất nhiều.

1.3.4 Tốc độ truyền tin tức và dung lượng kênh Lượng tin tức chứa trong tin đã cho trong trường hợp tổng quát được xác định bởi mức độ bất định khi truyền tin. Độ bất định trước lúc truyền được đặc trưng bởi phân bố tiên nghiệm các tín hiệu có thể (của các tin

1 2( ), ( ), , ( )mP A P A P AL ). Giả sử rằng giữa các tin ku và các tín hiệu truyền đi

kA tồn tại sự tương ứng đơn trị. Sau khi thu được tin, còn lại độ bất định nào

đó đặc trưng bởi phân bố hậu nghiệm của các tín hiệu thu được

1 2( / ), ( / ), , ( / ) ( 1,2, , )j j m jP A X P A X P A X j m=L L

Khi đó lượng tin tức nhận được có thể xác định như hiệu độ bất định:

( / )1 1( , ) log log log

( ) ( / ) ( )i j

i ji i j i

P A XJ A X

P A P A X P A= − = (1.35)

Ở đây ( / )i jJ A X là lượng tin chứa trong tín hiệu thu được jX đối với tín hiệu iA .

Lượng tin tức trung bình được xác định như là kì vọng toán học ( / )i jJ A X theo

tất cả các tín hiệu có thể A và X:

1 1

( / )( , ) ( , ) log

( )

m mi j

j ii j i

P A XJ A X P X A

P A= =

= ∑∑ (1.36)

Để ý rằng: ( , ) ( ) ( / ) ( ) ( / )j i i j i j i jP X A P A P X A P X P A X= =

nên ta có: ( , ) ( ) ( / ) ( ) ( / )J A X H A H A X H X H X A= − = − (1.37)

ở đây: 1

( ) ( ) log ( )m

i ii

H A P A P A=

= −∑ là entropy của tín hiệu phát đi;

45

1 1

( / ) ( ) ( / ) log ( / )m m

j i j i jj i

H A X P X P A X P A X= =

= −∑ ∑ là entropy có điều

kiện của tín hiệu. Entropy của tín hiệu thu được ( )H X và của tạp âm ( / ) ( )H X A H N= được xác định bằng các hệ thức tương tự.

Tốc độ truyền tin tức trên kênh có tạp âm là ( , )J A XRT

= bít/giây, với giả

thiết là tất cả các tín hiệu có cùng độ dài T. Suy ra dung lượng của kênh là (bít/giây):

[ ] [ ]( , ) 1 1max max max ( ) ( / ) max ( ) ( )J A XC R H A H A X H X H NT T T

= = = − = − (1.38)

ở đây cực đại được tìm bằng tất cả các phương pháp truyền có thể. Đối với kênh nhị phân ta có:

[ ]0 0 0 01 1 log (1 ) log(1 )C P P P PT

= + + − − (1.39)

trong đó: 0P là xác suất thu sai tín hiệu nguyên tố. Khi truyền tín hiệu m vị trí trên kênh đối xứng thì:

00 0 0

1 log log (1 ) log(1 )1

PC m P P PT m

⎡ ⎤= + + − −⎢ ⎥−⎣ ⎦ (1.40)

Từ đây suy ra rằng khi truyền tin rời rạc, dung lượng kênh hoàn toàn được

xác định bởi cơ số mã m, tốc độ truyền các tín hiệu nguyên tố 1T

và xác suất thu

sai các tín hiệu này 0P .

Dung lượng kênh liên tục khi có nhiễu thăng giáng với phổ đều được xác định bởi công thức Shannon:

log 1PC FN

⎛ ⎞= +⎜ ⎟⎝ ⎠

(1.41)

ở đây: PN

tỉ số công suất trung bình của tín hiệu và nhiễu ở lối vào máy thu; F -

dải thông kênh, bằng dải thông tuyến cao tần máy thu. Nếu giả thiết các tin phát đi có cấu trúc thống kê của tạp âm “trắng”, thì tốc độ truyền là:

1mm

m

PR FN

⎛ ⎞= +⎜ ⎟

⎝ ⎠ (1.42)

46

ở đây m

m

PN

là tỉ số công suất trung bình tín hiệu và nhiễu ở lối ra máy thu; mF dải

tần của tín hiệu truyền đi, thường bằng dải thông tuyến thấp tần máy thu. Sự khác nhau cơ bản giữa R và C là: C đặc trưng cho kênh, các giá trị giới hạn của nó không phụ thuộc vào hệ thống nguồn tin - nhận tin; còn R đặc trưng cho hệ thống thông tin cụ thể nào đó. Theo định lí Shannon, tồn tại các phương pháp truyền tin và các phương pháp thu tương ứng sao cho xác suất lỗi có thể nhỏ tuỳ ý nếu R C≤ . Còn khi R C> thì không thể làm cho xác suất lỗi nhỏ tuỳ ý. Đối với kênh có tạp âm trắng cộng tính, xác suất lỗi giảm theo hàm mũ khi tăng độ dài tín hiệu (độ dài dãy mã n):

( )( ) nE RP n Ae−< (1.43)

trong đó: A là hệ số nào đó thay đổi chậm với sự tăng n, ( )E R là hàm của tốc độ truyền tin tức R, dương khi R C< và bằng 0 khi R C= . Trong các hệ thống thông tin thực tế, mã hoá khác với lý tưởng vì thế lỗi luôn có giá trị hữu hạn với tốc độ truyền cho trước. Giá trị của lỗi và tốc độ truyền quyết định chất lượng và số lượng của tin tức truyền đi, do đó chúng phải là các chỉ tiêu xuất phát để so sánh các hệ thống thông tin khác nhau.

1.3.5 Tính chống nhiễu và tính hiệu quả của các hệ thống thông tin Khi đánh giá chất lượng làm việc của hệ thống thông tin, ta quan tâm trước tiên đến việc hệ thống đảm bảo độ chính xác truyền tin như thế nào và có thể truyền số lượng tin tức là bao nhiêu khi đó. Thường dùng 2 tiêu chuẩn sau đây để so sánh các hệ thống thông tin: đó là tính chống nhiễu và tính hiệu quả. Hai tiêu chuẩn này mô tả khá đầy đủ hệ thống thông tin như hệ thống truyền tin. Trong hệ thống thông tin thực tế, tín hiệu bị méo dạng khi truyền và tin được khôi phục với lỗi nào đó. Các méo này phụ thuộc vào tính chất và tình trạng kỹ thuật của hệ thống, cũng như vào cường độ và tính chất của nhiễu. Các méo gây bởi hệ thống thường có tác động không đổi đến tín hiệu và về nguyên tắc luôn luôn có thể khắc phục được. Các nhiễu có tính ngẫu nhiên, vì vậy ảnh hưởng của chúng không phải bao giờ cũng khắc phục được. Trong hệ thống thông tin được thiết kế tốt, các méo tín hiệu thường chỉ do nhiễu gây nên. Tính chống nhiễu của hệ thống thông tin là khả năng của hệ thống chống lại các ảnh hưởng có hại của nhiễu đến việc truyền tin. Số đo định lượng của tính chống

47

nhiễu là mức độ phù hợp của tin nhận được với tin phát đi, nghĩa là độ chính xác của việc khôi phục tin tại điểm thu. Nếu tập tin phát đi là ( )u t , còn tập tin khôi phục tại điểm thu là ( )v t , thì hàm mật độ xác suất ( , )p u v hoàn toàn xác định các tính chất của hệ thống về mặt độ chính xác khôi phục. Bất kì sự đánh giá nào về độ chính xác khôi phục đều phải là hàm của ( , )p u v . Với các giả thiết rất tổng quát, hàm này có thể biểu diễn như giá trị trung bình của hàm “khoảng cách” (sai khác) nào đó ( , )u vρ giữa ( )u t và ( )v t , lấy trên tập u và v và với xác suất ( , )p u v

( , ) ( , ) ( , ) ( ) ( / )r p u v u v dudv u v p u p v u dudvρ ρ= =∫∫ ∫∫ (1.44)

Hàm ( , )u vρ xác định giá trị tương đối của lỗi (sự khác biệt giữa tin phát đi và tin nhận được). Thường hàm này được chọn sao cho nó tăng theo sự tăng của sự khác biệt giữa u và v . Lúc này ta gọi ρ là hàm tổn hao, còn r – là độ mạo hiểm trung bình. Trong các hệ thống thông tin tiêu chuẩn, độ chống nhiễu dựa trên hàm tổn hao đơn giản là tiêu chuẩn phổ biến nhất. Hàm đơn giản này có trị 0 đối với tất cả các quyết định đúng và trị 1 đối với các quyết định sai: ( , ) 1 ( )u v v uρ δ= − − (1.45)

Hàm tổn hao đơn giản áp dụng được cho các hệ thống có các lỗi đều không mong muốn như nhau. Song trong nhiều hệ thống, mức độ không mong muốn của lỗi lại tăng theo mức độ tăng giá trị lỗi. Khi đó, giá trị của hàm tổn hao cũng phải tăng theo lỗi. Có nhiều hàm tổn hao thỏa mãn điều kiện này, song phổ biến nhất là hàm tổn hao bậc hai: 2( , ) ( )u v v uρ = − . Độ chống nhiễu hệ thống khi đó được đánh giá bằng sai số quân phương:

[ ]22 2( ) ( ) ( ) ( , )v t u t v u p u v dudv rε = − = − =∫∫ (1.46)

Hiệu ( ) ( )v t u t− có thể xem như “nhiễu” ở lối ra máy thu. Nếu kênh thông tin có đặc tuyến tần số lý tưởng hình Π , thì khi có nhiễu thăng giáng với phổ đều, sự khác biệt giữa u và v trên tần số kf sẽ bằng cường độ nhiễu ở lối ra máy

thu tại tần số này *( )kfσ , còn sai số quân phương do tất cả các thành phần được xác định bởi công suất trung bình của nhiễu ở lối ra máy thu mN . Sai số tương đối được xác định như tỉ số:

48

*22

0

0

( )

( )

m

m

F

mF

m mm

f dfNE

P PP f df

σε

= = =∫

∫ (1.47)

trong đó: mF là dải thông của máy thu theo tần thấp; mP là công suất trung bình của tín hiệu ở lối ra máy thu. Như vậy, bình phương sai số quân phương hoàn toàn được xác định bởi công suất trung bình của nhiễu ở lối ra máy thu, còn sai số tương đối - bởi tỉ số công suất trung bình của nhiễu mN và công suất trung bình của tin mP . Để thuận tiện, thay cho đại lượng E người ta dùng số đo logarit của độ chính xác khôi phục:

110lg 10lg mm

m

PSE N

= = (1.48)

= tỉ số tín hiệu trên nhiễu ở lối ra máy thu (dB) Trong các tính toán thực tế, người ta hay dùng đại lượng “độ tăng ích hệ thống” làm tiêu chuẩn độ chống nhiễu:

/ :mm

m

P PB S SN N

= = (1.49)

= tỉ số công suất trung bình của tín hiệu và nhiễu ở lối ra và lối vào máy thu. Tuy nhiên, đại lượng này không phải bao giờ cũng được xác định một cách đơn trị và không cho phép so sánh một cách khách quan các hệ thống khác nhau với nhau, nếu nhiễu có phổ rộng hơn tín hiệu, đặc biệt là nếu nhiễu có thể xấp xỉ bằng tạp trắng. Nguyên nhân là công suất nhiễu ở lối vào máy thu phụ thuộc vào việc nó được đo ở dải tần nào. Có thể đo ở dải thông tuyến cao tần máy thu (trước tách sóng), song dải này khác nhau đáng kể đối với các hệ thống thông tin riêng biệt. Hơn thế nữa, đối với cùng một hệ thống thông tin ta có thể dùng các máy thu có dải thông khác nhau. Nếu mở rộng dải thông quá mức cần thiết, thì N tăng còn S giảm. Khi đó cả mS thường cũng giảm, nhưng ở mức độ khác với S (nhờ khả năng lọc nhiễu 1 phần ở lối ra máy thu). Vì vậy B tăng mặc dù chất lượng thu kém đi. Như vậy cần so sánh các tỉ số công suất tín hiệu và mật phổ trung bình của nhiễu ở lối vào và lối ra máy thu. Ta có “độ tăng ích hệ thống tổng quát”:

49

'''mSB

S= (1.50)

trong đó: ' ';/ /m

mm m

P PS SN F N F

= = ;

F là dải tần đo công suất nhiễu N ở lối vào máy thu, mF là dải tần đo công suất nhiễu mN ở lối ra máy thu (thường là dải tần

chiếm bởi tín hiệu).

Gọi tỉ số dải tần ở lối vào và lối ra máy thu là m

FF

ν = , ta có:

' BBv

= (1.51)

Đại lượng 'B đặc trưng khách quan cho độ chống nhiễu, vì với mật phổ nhiễu cho trước ở lối vào 2 /N Fσ = và với công suất cho trước của tín hiệu vào P cho phép xác định một cách đơn trị tỉ số tín / nhiễu ở lối ra. Tiêu chuẩn độ chống nhiễu nêu trên r được dùng cho các hệ thống truyền các tin liên tục ( )u t . Đối với các hệ thống truyền tin rời rạc, tiêu chuẩn này được xác định bởi biểu thức sau đây:

1 1

( , ) ( ) ( / )m m

j i i j ii j

r v u P u P v uρ= =

= ∑∑ (1.52)

Hàm tổn hao đơn giản khi đó có dạng:

1 khi

( , ) 1 ;0 khij i ij ij

i jv u

i jρ δ δ

=⎧= − = ⎨ ≠⎩

(1.53)

Độ mạo hiểm trung bình bằng:

01

1 ( ) ( / )m

i i ii

r P u P v u P=

= − =∑ = xác suất lỗi trung bình (1.54)

Như vậy, độ chống nhiễu (độ trung thực) của hệ thống thông tin bất kì có thể đánh giá bằng giá trị của độ mạo hiểm trung bình. Khi truyền các tin liên tục, độ mạo hiểm trung bình bằng bình phương sai số quân phương (với hàm tổn hao bậc hai), còn khi truyền tin rời rạc độ mạo hiểm trung bình bằng xác suất lỗi toàn phần trung bình (với hàm tổn hao đơn giản). Giữa các hệ thống truyền tin liên tục và rời rạc có sự khác nhau quan trọng. Trong hệ thống truyền tin liên tục bất kì một tác động nào của nhiễu đến tín hiệu dù là rất nhỏ mà gây nên méo tham số bị điều chế, đều kéo theo sai số tương ứng của tin truyền đi. Trong hệ thống rời rạc,

50

lỗi chỉ xuất hiện khi tín hiệu được khôi phục không đúng; điều này chỉ xảy ra khi có các méo khá lớn (tính chất này được gọi là khả năng sửa sai). Cuối cùng ta xét tiêu chuẩn độ chống nhiễu theo tin tức, được định nghĩa như là giá trị tổn hao tương đối của tin tức trong kênh:

op

ip

Jg

J= (1.55)

ở đây: ip ipJ TR= là lượng tin tức từ nguồn đưa đến lối vào kênh;

op opJ TR= là lượng tin nhận được ở lối ra kênh.

Lượng tin tạo bởi nguồn liên tục phụ thuộc vào sai số phép đo, thường được đánh giá bằng độ lệch quân phương của tin đo được *( )u t với giá trị chính xác của nó

( )u t :

22 *

0 ( ) ( )u t u tε ⎡ ⎤= −⎣ ⎦ (1.56)

Có thể coi 20ε như “tạp âm” của nguồn tin. Trong trường hợp đặc biệt, 2

0ε đơn giản là công suất tạp âm lượng tử trung bình và ta có:

20

log 1mip m

PJ TFε

⎛ ⎞= +⎜ ⎟

⎝ ⎠ (1.57)

trong đó: mF là bề rộng dải tần tín hiệu phát, mP là công suất trung bình của nó. Lượng tin tức nhận được là:

log 1mop m

m

PJ TFN

⎛ ⎞= +⎜ ⎟

⎝ ⎠ (1.58)

ở đây: mN là công suất nhiễu trung bình ở lối ra máy thu, có trị là ' 20m mN N ε= + ,

với 'mN công suất nhiễu trung bình xếp chồng lên tín hiệu khi truyền trên kênh.

Như vậy:

' 2

0

20

log 1

log 1

m

op op m

ip ip m

PJ R N

gJ R P

ε

ε

⎛ ⎞+⎜ ⎟+⎝ ⎠= = =

⎛ ⎞+⎜ ⎟

⎝ ⎠

(1.59)

Khi không có nhiễu trong kênh: ' 0mN = và 1g = . Khi 'mN → ∞ thì 0g = .

Khi truyền tin rời rạc, ipJ được xác định bởi tốc độ truyền trong kênh

51

không có tạp âm. Khi các tín hiệu là đồng xác suất logipJ m= , còn opJ lúc này

bằng:

00 0 0log log (1 ) log(1 )

1opPJ TC m P P P

m= = + + − −

+ (1.60)

Do đó, đối với kênh đối xứng rời rạc:

0

00 0

log log(1 )11 (1 )log log

PPmg P P

m m−−= + + − (1.61)

Tính hiệu quả của hệ thống thông tin đôi khi được đánh giá bằng tốc độ truyền tin tức R (đơn vị nhị phân trên giây) không phụ thuộc vào các tham số của kênh hoặc tín hiệu. Song việc đánh giá này là không đầy đủ. Tốc độ truyền tin tức chỉ đặc trưng cho hiệu quả sử dụng thời gian truyền. Vấn đề sử dụng dải tần và công suất tín hiệu vẫn còn để ngỏ. Để đánh giá hiệu quả hệ thống thông tin, cần sử dụng một số hệ số đặc trưng cho việc sử dụng các tham số cơ bản của kênh. Đó là: hệ số sử dụng công suất tín hiệu (hiệu quả β ):

2/ m

R R RBP SF FS

βσ

= = = (1.62)

và hệ số sử dụng dải tần kênh (hiệu quả γ ):

RF

γ = (1.63)

trong đó: 2σ là cường độ nhiễu ở lối vào máy thu (công suất nhiễu trong dải tần 1 Hz); R là tốc độ truyền tin tức (bít/giây). Hệ số β là đặc trưng quan trọng nhất của các hệ thống hạn chế công suất (thông tin vũ trụ...v.v). Trong những trường hợp điều kiện hạn chế không phải là công suất trung bình mà là công suất đỉnh của tín hiệu, người ta dùng “hiệu quả β đỉnh”:

2/peakpeak

RP

βσ

= (1.64)

peakP là công suất đỉnh của tín hiệu. Trong các hệ thống hạn chế dải thông (thông

tin đường dây) đặc trưng quan trọng nhất là hệ số γ .

Giới hạn trên của β có thể nhận được từ công thức Shannon đối với dung

52

lượng kênh có nhiễu cộng tính ở dạng tạp âm trắng chuẩn (AWGN):

2log 1PR C FFσ

⎛ ⎞≤ = +⎜ ⎟⎝ ⎠

(1.65)

Suy ra: 0

1log 1R RF Fβ

⎛ ⎞= +⎜ ⎟

⎝ ⎠ (1.66)

và 0 2 1γ

γβ =−

(1.67)

= giá trị giới hạn đối với xác suất lỗi nhỏ tuỳ ý. Từ đây suy ra là 01

ln 2β = khi

0γ → (nghĩa là F → ∞ ). Giá trị 1/ ln 2 là giới hạn tuyệt đối của β và không thể vượt qua trong bất kì hệ thống nào có tạp trắng cộng tính. Một hệ số nữa là hệ số sử dụng dung lượng kênh (hiệu quả η ):

RC

η = (1.68)

Hiệu quả này chỉ ra tốc độ truyền tiến đến dung lượng kênh đến mức nào. Đối với các hệ thống truyền tin liên tục ta có:

log 1

log 1

mm

m

PFNPFN

η

⎛ ⎞+⎜ ⎟

⎝ ⎠=⎛ ⎞+⎜ ⎟⎝ ⎠

(1.69)

Trong trường hợp tổng quát, hiệu quả η có thể viết dưới dạng tích:

1 2η η η= (1.70)

trong đó 1η là hiệu quả hệ thống mã hoá, 2η là hiệu quả hệ thống điều chế. Sử dụng khái niệm độ dư ta có 1 1 2 21 , 1η χ η χ= − = − , 1 2,χ χ tương ứng là độ dư tin và độ dư tín hiệu. Như vậy: 1 2 1 2 1 2(1 )(1 ) 1 ;η χ χ χ χ χ χ χ χ= − − = − = + − (1.71)

Các hệ số liên quan với nhau bởi các biểu thức sau:

,log 1

PN

γγ β ηγβ

= =⎛ ⎞

+⎜ ⎟⎝ ⎠

(1.72)

Hiệu quả và độ chống nhiễu là các chỉ tiêu làm việc quan trọng nhất của hệ thống thông tin khi có nhiễu. Hệ thống có hiệu quả lớn nhất với độ chống

53

nhiễu cho trước, hoặc ngược lại có độ chống nhiễu lớn nhất với hiệu quả cho trước, được coi là hệ thống hoàn thiện nhất. Hiệu quả các hệ thống điều chế tương tự: Ta tiến hành so sánh các hệ thống điều chế theo hiệu quả của chúng. Giả sử rằng trong tất cả các hệ thống cùng truyền đi một tin. Đối với các tin liên tục ta có:

log( 1)

log 1

m

m

SSB

ην

+=

⎛ ⎞+⎜ ⎟⎝ ⎠

log( 1)m

m

B SvS

β += (1.73)

log( 1)mSv

γ +=

Bảng 1-3

Kiểu điều chế minv B 'B

AM (điều biên) 2 2

2 2peak

M vM k+

2

2 2peak

Mk M+

DSB (2 biên, không sóng mang) 2 v 1

SSB (đơn biên) 1 v 1

PM (điều chế pha) 2 mΦ 32

14 peak

vk

2

2~4 peak

vk

FM (điều chế tần số) 2 m 32

34 peak

vk

2

2

3~4 peak

vk

Hệ thống lý tưởng v 1vS − 2vS −

Từ đây suy ra rằng với giá trị cho trước của mS , hiệu quả liên lạc được xác định bởi 2 tham số: v và B . Giá trị của chúng đối với các hệ thống điều chế khác nhau được cho trong bảng 1-3. Bảng 1-4 là kết quả tính toán hiệu quả liên lạc với

40 mS dB= và hệ số đỉnh 2peakk = . Trên hình vẽ 1-22 là đường cong hiệu quả η

đối với AM và FM.

54

10 20 30 40 50 Sm, dB0

0,2

0,4

0,6

0,8

1,0

η

AM

m=1 m=2

m=4m = 8

Hình 1-22. Đường cong hiệu quả của AM và FM

Việc phân tích các đường cong và số liệu nhận được của bảng 1-4 chỉ ra rằng trong các hệ thống thực tế thì FM có độ chống nhiễu lớn nhất. Với sự tăng chỉ số điều chế, hiệu quả β của hệ thống này tăng do sự giảm hiệu quả γ , hiệu quả η khi đó giảm không đáng kể. Các hệ thống AM, DSB và SSB đảm bảo hiệu quả η cao và sử dụng tốt dải tần kênh. Tuy nhiên chúng có độ tăng ích B nhỏ và sử dụng công suất tín hiệu kém (hiệu quả β nhỏ).

Bảng 1-4

Kiểu điều chế v B η β γ

AM (M-1) 2 0.67 0.48 4,4.10-4 6,6

DSB 2 1 0,50 6,6.10-4 6,6

SSB 1 1 1 13,3.10-4 13,3

PM ( 1mΦ = ) 2 1 0,5 6,6.10-4 6,6

PM ( 10mΦ = ) 20 1000 0,19 6,6.10-2 0,66

FM ( 1m = ) 2 3 0,57 2.10-3 6,6

FM ( )10m = 20 3000 0,32 0,2 0,66

Lý tưởng 2 100 1 6,6.10-2 6,6

Lý tưởng 20 6310 1 0,42 0,66

Khi dải tần kênh hẹp như nhau ( )2v = , tất cả các hệ thống được xét thực

tế đều như nhau. Trong điều kiện này hiệu quả và tính chống nhiễu của các hệ

55

thống gần như nhau. Hiệu quả các hệ thống truyền tin rời rạc: Với độ chống nhiễu (xác suất lỗi 0P ) cho trước, hiệu quả các hệ thống rời rạc hoàn toàn được xác định bởi hệ số sử dụng công suất tín hiệu β và hệ số sử dụng dải tần kênh γ . Nói chung có thể chia hệ thống thông tin rời rạc thành 2 nhóm: nhóm có hiệu quả năng lượng cao (song hiệu quả tần số nhỏ) và nhóm có hiệu quả tần số cao (song hiệu quả năng lượng nhỏ). Thuộc về nhóm 1 là các hệ thống coi chỉ tiêu năng lượng có ý nghĩa hàng đầu, như hệ thống thông tin vệ tinh và vũ trụ. Nhóm 2 là hệ thống thông tin đường dây chẳng hạn, với yêu cầu hiệu quả tần số là quan trọng nhất. Nhiều khi phải dùng biện pháp dung hoà để đồng thời đạt được các giá trị khá cao của β và γ . Các biểu đồ ( )fβ γ= cho phép giải quyết được bài toán này.

1.3.6 Các đặc trưng tổng quát của hệ thống thông tin Có thể chia các tham số đặc trưng cho hệ thống thông tin ra làm 2 nhóm. Nhóm 1 là các tham số tin tức: độ chống nhiễu và tốc độ truyền. Nhóm 2 là các tham số kinh tế - kỹ thuật: kích thước và trọng lượng thiết bị, công suất tiêu thụ, giá thành, độ tin cậy (thời gian làm việc không hỏng trung bình). Các tham số tin tức xác định số lượng và chất lượng sản phẩm hệ thống thông tin, còn các tham số kinh tế - kỹ thuật xác định “giá” theo nghĩa rộng của sản phẩm này. Phù hợp với sự phân loại này, một cách hợp lí ta so sánh các hệ thống thông tin theo 2 đặc trưng tổng quát: đó là phẩm chất Q của hệ thống và hiệu quả kinh tế D. Sau đây ta chỉ xét phẩm chất hệ thống. Phẩm chất hệ thống Q được xác định như là tích của độ chống nhiễu tương đối g và tốc độ truyền tương đối η :

1 2 1 2(1 )(1 ) (1 )Q g g g gη η η χ χ χ= = = − − = − (1.74)

Hệ thống có Q lớn nhất được coi là tốt nhất về phương diện tin tức. Khi mã hoá và điều chế, độ dư thay đổi. Việc đưa độ dư vào thường làm tăng độ chống nhiễu. Tuy nhiên cần xác định mối quan hệ tối ưu giữa độ dư và độ chống nhiễu để có Q lớn nhất. Đối với hệ rời rạc ta có:

0

01 2 0 0

log log(1 )11 (1 )log log

PPmQ P P

m mη η

⎡ ⎤⎢ ⎥−−= + + −⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

(1.75)

56

Còn với hệ liên tục thì:

2

20

log 1

log 1 log 1

mm

m

m

PFN

QPPF

N ε

⎡ ⎤⎛ ⎞+⎢ ⎥⎜ ⎟

⎝ ⎠⎣ ⎦=⎛ ⎞⎛ ⎞+ +⎜ ⎟⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠

(1.76)

Đối với hệ thống thực tế, Q luôn nhỏ hơn 1, còn với hệ thống lý tưởng thì Q =1.

1.4 HỆ THỐNG THÔNG TIN VÔ TUYẾN 1.4.1 Sơ đồ tổng quát hệ thống thông tin vô tuyến Để thực tổ chức thực hiện thông tin bằng đường vô tuyến, tại đầu phát cần có thiết bị phát, tại đầu thu cần có thiết bị thu. Thông thường đối với việc tổ chức thông tin theo 2 chiều, mỗi đầu cần phải có cả thiết bị phát và thiết bị thu. Sơ đồ tổng quát của hệ thống thông tin vô tuyến được chỉ ra trên hình 1-23. Thiết bị phát là tập hợp các phương tiện kỹ thuật, nằm giữa nguồn các tín hiệu điện sơ cấp và môi trường truyền sóng. Thiết bị thu là tập hợp các phương tiện kỹ thuật, nằm giữa môi trường truyền sóng và nguồn tiêu thụ các tín hiệu điện sơ cấp.

textNguån tin Bé kÝch thÝch KhuÕch ®¹ic«ng suÊt

M«I tr−êngtruyÒn sãng

TuyÕn thuchung

TuyÕn thuriªng

NhËn tin

ThiÕt bÞphèi hîp

ThiÕt bÞanten-phi®¬

ThiÕt bÞanten-phi®¬

M¸y ph¸t

M¸y thu

Hình 1-23. Sơ đồ cấu trúc tổng quát của hệ thống thông tin vô tuyến

Thiết bị phát bao gồm máy phát và hệ thống anten - phi đơ. Máy phát thực hiện ba chức năng cơ bản: 1. Biến đổi tín hiệu điện sơ cấp thành dạng tín hiệu cao tần phù hợp với dải tần số công tác của hệ thống, 2. Tạo dải tần công tác với số lượng tần số công tác, độ ổn định tần số và độ chính xác tần số cho trước,

57

3. Tạo ra công suất cao tần yêu cầu từ nguồn năng lượng tại chỗ. Khi tính toán công suất phải tính đến cự ly liên lạc yêu cầu, hiệu quả anten phát và thu được dùng, phương pháp tiến hành liên lạc. Máy phát thường gồm bộ kích thích, bộ khuếch đại công suất và thiết bị phối hợp anten. Bộ kích thích thực hiện biến đổi tín hiệu sơ cấp thành tín hiệu cao tần sơ cấp (tín hiệu vô tuyến), tổng hợp mạng tần số công tác trong dải tần đã cho, sau đó chuyển tín hiệu vô tuyến sơ cấp đã chọn lên tần số công tác. Bộ khuếch đại công suất bảo đảm khuếch đại tín hiệu cao tần lên đủ mức cần thiết, thường gồm nhiều tầng mắc nối tiếp. Thiết bị phối hợp bảo đảm phối hợp máy phát với thiết bị anten về mặt trở kháng để anten bức xạ công suất cực đại, biến năng lượng điện thành năng lượng của sóng điện từ. Thiết bị thu bao gồm hệ thống anten phi đơ và máy thu. Máy thu gồm có tuyến thu chung và tuyến thu riêng. Anten thu nhận năng lượng các sóng điện từ rồi nhờ phi đơ đưa tới lối vào máy thu. Trong máy thu các dạng tín hiệu được xử lý theo nguyên tắc Rộng - Hạn chế - Hẹp - Hạn chế cho phép nâng cao độ chọn lọc, độ nhạy đối với các dạng tín hiệu. Tuyến thu chung đóng vai trò Rộng - Hạn chế, tại đây tín hiệu có ích được khuếch đại, lọc dải rộng và biến đổi về thành tín hiệu điện tần số trung gian. Tuyến thu riêng đóng vai trò Hẹp - Hạn chế, tại đây các dạng tín hiệu được phân chia thành các tuyến riêng biệt tiếp tục được khuếch đại, lọc dải hẹp và biến đổi thành tín hiệu sơ cấp và đưa về dạng cần thiết cho sự hoạt động của thiết bị đầu cuối. Nguồn tin có thể là tín hiệu dạng tương tự hoặc số. Trong thông tin vô tuyến ta hay gặp dạng thiết bị thu - phát kết hợp (thường gọi là máy thu phát) trong đó máy phát và máy thu cùng chung một vỏ (tuỳ trường hợp sẽ có một số bộ phận dùng chung như anten, mạch ra máy phát kiêm mạch vào máy thu, bộ dao động chủ sóng máy phát kiêm dao động ngoại sai máy thu - bộ tổng hợp tần số, các bộ lọc trong các tuyến tần số...). .

1.4.2 Phân loại thiết bị thông tin vô tuyến Để thuận tiện cho việc nghiên cứu các nguyên tắc xây dựng và khả năng khai thác sử dụng, người ta thường phân loại thiết bị thông tin theo các tiêu chuẩn đặc trưng nhất của chúng. Đó là: 1. Công dụng: Công dụng của máy thu phát, của các thiết bị phục vụ và điều

khiển quyết định phạm vi sử dụng của chúng. 2. Nguyên tắc sử dụng: Chia ra thành máy thu phát độc lập và máy thu phát

58

điều khiển tập trung. Loại đầu thường sử dụng trên các hướng thông tin độc lập, riêng biệt. Loại sau là các tổ hợp phát, tổ hợp thu và tổ hợp thu phát. Chúng hợp thành một hệ thống kỹ thuật thống nhất, có tổ chức.

3. Tính cơ động: Các máy thu phát có thể là cố định và cơ động (mang xách theo cá nhân, đặt trên xe).

4. Dải tần: Sóng cực ngắn (SCN), sóng ngắn (SN)... 5. Dạng tín hiệu vô tuyến: Điện báo biên độ CW, điện báo dịch tần FSK, thoại

điều tần FM, thoại điều biên AM, thoại đơn biên SSB... 6. Chế độ làm việc: Đơn công (simplex), bán song công (semiduplex, half

duplex) và song công (full duplex).

7. Công suất máy phát: P ≤ 100 W - công suất nhỏ (CSN); 100 < P ≤ 1000 W - công suất trung bình (CSTB); P > 1000 W - công suất lớn (CSL).

8. Mức độ tự động hóa: Có thể không tự động hóa và có tự động hóa. Trong thông tin vô tuyến, người ta thường phân loại các máy thu phát kết hợp vài tiêu chuẩn trên. Phổ biến nhất là các loại sau:

• Máy thu phát sóng cực ngắn công suất nhỏ (SCN/CSN). Trong nhóm này lại chia thành:

+ SCN/CSN với P ≤ 1W

+ SCN/CSN với 1W < P ≤ 10 W

+ SCN/CSN với 10W < P ≤ 100 W

• Máy thu phát sóng ngắn công suất nhỏ (SN/CSN).

• Máy thu phát sóng ngắn công suất trung bình (SN/CSTB). Mỗi nhóm máy thu phát được sử dụng cho các mục đích thông tin và cự ly thông tin dài ngắn khác nhau.

59

Chương 2

CÁC ĐẶC TÍNH KỸ THUẬT CỦA HỆ THỐNG THÔNG TIN VÔ TUYẾN

2.1 NHỮNG ĐẶC TÍNH KỸ THUẬT CHÍNH CỦA HỆ THỐNG THÔNG TIN VÔ TUYẾN Các máy thu phát vô tuyến được sử dụng để trao đổi thông tin giữa 2 người dùng hoặc hơn. Việc xem xét các đặc tính quan trọng nhất của máy thu phát cần cân nhắc kỹ lưỡng trước khi thực hiện khai thác hay thiết kế chúng. 2.1.1 Các đặc tính kỹ thuật chung cho máy thu và máy phát a. Dải tần công tác và bước tần Dải tần công tác là một trong những tham số đánh giá khả năng làm việc của hệ thống thông tin, đó là khoảng tần số cho phép máy thu phát làm việc tin cậy và đảm bảo các thông số chỉ tiêu kỹ thuật đặt ra. Dải tần công tác được đánh giá qua hệ số bao tần (Kf = fmax / fmin), hệ số này của các máy thu phát ngày càng có xu hướng tăng lên. Đó là do mong muốn thống nhất tốt hơn các loại máy thu phát và do có cơ sở kỹ thuật thực tế cho phép sự mở rộng đó. Hiện nay đã có máy thu phát bao trùm cả các dải tần MF, HF, VHF và đầu dải UHF đồng thời (ví dụ như máy thu phát Icom IC-706). Các dải tần hình thành nhờ bộ tổng hợp tần số (THTS) tạo ra các tần số chuẩn rời rạc, cách nhau một khoảng nhất định gọi là bước tần (còn gọi là độ phân giải tần số). Khoảng này thường chọn là 100 Hz và 10 Hz. Độ lớn của khoảng so sánh được với bề rộng phổ của dạng tín hiệu dải hẹp nhất. Đó là tín hiệu A1 - bề rộng phổ của nó trung bình bằng 100 Hz. Tuy nhiên trong phần sóng dài của dải, do dung lượng tần số nhỏ, để thu hẹp phổ tín hiệu người ta làm việc với các tốc độ rất thấp bởi vậy ở đó bước tần của mạng bằng 10 Hz là có ích và cần thiết. b. Độ chính xác và độ ổn định tần số công tác Để đảm bảo khi bắt đầu liên lạc không phải tìm kiếm và trong quá trình liên lạc không phải vi chỉnh. Ngoài ra yêu cầu này còn cần thiết với dạng tín hiệu như tín hiệu đơn biên liên tục và các tín hiệu ghép kênh. Ta đã biết độ sai khác tần số cho phép giữa máy phát và máy thu đối với tín hiệu đơn biên không được

60

vượt quá 25 ÷ 30 Hz. Nghĩa là độ không ổn định tần số của máy thu phát phải là 12,5 ÷ 15 Hz (tính đến sự lệch tần số của máy thu về phía ngược lại) và độ bất ổn định tương đối cỡ 10-6 (1ppm = 1.10-6). Độ chính xác và độ ổn định tần số của thiết bị thu phát vô tuyến được quyết định bởi độ ổn định của bộ tổng hợp tần số mà sẽ được nghiên cứu kỹ trong chương 5. c. Các dạng tín hiệu vô tuyến (mode) Trong kỹ thuật thông thông tin vô tuyến, máy thu phát được thiết kế để làm việc với các tín hiệu rời rạc và liên tục. Tín hiệu điện sơ cấp có thể biến đổi thành nhiều dạng tín hiệu vô tuyến có các ưu nhược điểm khác nhau trong các điều kiện tiến hành thông tin khác nhau. Số lượng dạng tín hiệu vô tuyến phải đủ để có thể thay đổi một cách linh hoạt, tuỳ theo từng tình huống. Các dạng tín hiệu vô tuyến phổ biến nhất là: Điện báo với các dạng ma níp khác nhau như ma níp biên độ và ma níp dịch tần (tín hiệu vô tuyến rời rạc) và điện thoại với dạng điều chế khác nhau như điều biên và điều tần (tín hiệu vô tuyến liên tục). Các dạng tín hiệu vô tuyến và ký hiệu của chúng có thể được tổng hợp lại và bao gồm các dạng như được chỉ ra trên bảng 2-1a và 2.1b.

Bảng 2-1a Ký hiệu các dạng tín hiệu vô tuyến

Ký hiệu Ký hiệu mới Dạng tín hiệu

A0 Sóng mang không điều chế

A1 A1A Điện báo biên độ (khống chế sóng mang) CW

A2 A2A Điện báo biên độ (khống chế tone có sóng mang)

A2A R2A Điện báo đơn biên có 1 phần sóng mang (tone điều chế)

A2H H2A Điện báo đơn biên có sóng mang (khống chế tone)

A2J J2A Điện báo đơn biên triệt sóng mang (khống chế tone)

A3 A3E Thoại điều biên AM

A3A R3E Thoại đơn biên có 1 phần sóng mang (tín hiệu lái)

A3B B8E Thoại đơn biên (2 biên) độc lập ISB

A3H H3E Thoại đơn biên có sóng mang (tương thích AM)

A3J J3E Thoại đơn biên triệt sóng mang (SSB: USB, LSB)

F1, F2 F1B Điện báo dịch tần FSK (audio điều chế)

61

J2B Điện báo dịch tần tự động (đơn biên) AFSK

F3 F3E Thoại điều tần FM

F4 F3C Facsimile

F6 F7A Điện báo dịch tần kép

F9 Điện báo pha tương đối

Bảng 2-1b Tổng hợp các ký hiệu cho các dạng bức xạ vô tuyến

Các ký hiệu Dạng tín hiệu AM SSB FM PM

Báo A1A A1B

J2A J2B F1B G1B

Thoại A3E J3E F3E G3E

Data (packet) A2D A1D J2D FID

F2D G1D G2D

RTTY A2D J2D F2D G2D Facsimile A2C J2C F2C G2F

FSTV C3F A3F J3F F3F G3F

SSTV A2F J2F J3F

F2F F3F

G2F G3F

Ghi chú: Tổng hợp chung cho các ký tự của ký hiệu mới cho các dạng tín hiệu

theo FCC (Federal Communications Commission): Ký hiệu thứ nhất

N Sóng mang không điều chế A Gồm hai biên + toàn bộ sóng mang (DSBFC) B Biên độc lập + toàn bộ sóng mang (ISBFC) C Biên còn dư + toàn bộ sóng mang (VSB) H SSB + toàn bộ sóng mang (SSBFC) J SSB nén sóng mang (SSBSC) R SSB + một phần sóng mang (tín hiệu lái)(SSBRC) F Điều tần (FM trực tiếp) G Điều pha PM (FM gián tiếp)

Ký hiệu thứ 2 0 Tín hiệu không điều chế 1 Khống chế rời rạc sóng mang

62

2 Khống chế rời rạc tone 3 Dạng tương tự (âm thanh hoặc hình ảnh) 7 2 hoặc nhiều kênh điều chế rời rạc 8 2 hoặc nhiều các kênh điều chế liên tục 9 Tương tự và số

Ký hiệu thứ 3 A Báo nhân công B Báo tự động C Facsimile D Data transmission E Thoại (phổ âm tần giọng nói) F Television (video)

d. Mức độ suy giảm của các dao động không cơ bản Đó là các dao động (tần số) nằm ngoài dải dành cho tín hiệu. Chúng được chia thành các dao động ngoài dải và dao động phụ. Các dao động phụ phát sinh do các quá trình phi tuyến khi tạo mạng tần số công tác và khi chuyển các tín hiệu sơ cấp thành dải tần công tác (các hài bậc cao của tần số công tác fct , các tổ hợp tần số khác nhau...v.v). Mức suy giảm thường là 80 dB trong dải lệch cộng hưởng 3,5 ÷ 25 kHz; 120 dB trong dải 25 kHz ± 10% tần số thực đặt và 140 dB khi lệch lớn hơn 10 %. Các dao động ngoài dải là các tần số nằm ngay gần tín hiệu có ích. Nguyên nhân phát sinh có thể là các sườn dốc của các tín hiệu điện báo rộng hơn mức cần thiết, sự quá tải của của các phần tử biến tần và khuếch đại...v.v. Các dao động ngoài dải có thể làm mở rộng đáng kể dải tần so với bề rộng dải tần cần thiết của tín hiệu (là dải đủ để truyền tín hiệu mà không bị méo). Bề rộng dải bị chiếm thực tế của tín hiệu là dải mà ngoài giới hạn của nó tiêu tán 10 % công suất. Đối với mỗi dạng tín hiệu có một định mức đối với bề rộng dải cần thiết và bị chiếm như ở bảng 2-2.

Bảng 2-2 Dải thông của các dạng tín hiệu

Dạng tín hiệu Ký hiệu Bề rộng dải cần thiết (BΠ)

Bề rộng dải chiếm cho phép (BCP)

Điện báo dịch tần F1 1,3∆FSHT + 0,55.B khi 1.5< ∆FSHT /B <5.5

1,05∆FSHT + 1,9.B khi 5,5< ∆FSHT /B <20

BΠ ± B/2

63

Điện báo dịch tần kép F6 3,9∆FSHT + 2,75.B BΠ ± B

Điện báo biên độ A1A (3 ÷5). B BΠ + (B/2 ÷B)

Đơn biên triệt sóng mang A3J FH - FL 1,3.BΠ

Đơn biên có tín hiệu lái A3A FH 1,15.BΠ

Điều tần F3 2(FH + ∆Fm) BΠ ± FH

ở đây: ∆FSHT - độ dịch tần; B - tốc độ tính bằng baud (số xung / phút);

∆Fm - độ di tần; FH - tần số cao nhất của tín hiệu sơ cấp; FL - tần số thấp nhất của tín hiệu sơ cấp. e. Tốc độ điều chỉnh: cho phép chuyển đổi nhanh tần số công tác (fCT), dạng tín hiệu, tốc độ phát tín hiệu rời rạc và công suất máy phát. g. Điều khiển: tuỳ theo từng cấp sử dụng mà máy thu phát vô tuyến có khả năng điều khiển tại chỗ, điều khiển xa vô tuyến, điều khiển xa theo đường dây hoặc chuyển tiếp vô tuyến. Điều khiển tại chỗ thường cho phép khai thác tối đa chức năng của thiết bị, hoàn toàn chủ động trong vấn đề lựa chọn tần số làm việc, dạng điều chế, mức công suất phát cũng như xử lý tín hiệu thu... Điều khiển xa cho phép khai thác thiết bị từ xa, lúc này một số tham số của thiết bị phải được lập trình trước trên các kênh nhớ định trước. Chuyển tiếp vô tuyến cho phép tăng cự ly và chuyển hướng thông tin, chức năng này thường chỉ áp dụng đối với các thiết bị làm việc ở dải SCN, dải SN ít áp dụng. h. Nguồn cung cấp: điện mạng (1 pha hoặc 3 pha), điện máy nổ, điện lấy từ động cơ xe ô tô hoặc nguồn đổi điện AC/DC, acqui 24V hay 13,8V. Một số thiết bị loại cầm tay thường dùng nguồn pin nạp có điện áp là bội của 1,2V (Ví dụ như 3,6V; 4,8V; 7,2V; 9,6V và 12V) i. Chế độ làm việc: Trong thông tin vô tuyến khái niệm thông tin là hai chiều và chế độ làm việc được phân chia bao gồm: chế độ đơn công (simplex), bán song công (semi duplex, half duplex) và song công (full duplex). Chế độ đơn công hoặc bán song công: máy thu và máy phát không làm việc đồng thời, khi chuyển phát (PTT) máy thu bị không làm việc và ngược lại

64

muốn thu tín hiệu thì không được khống chế phát. Trong hai chế độ này cho phép trong thiết kế, tuyến thu và tuyến phát dùng chung được nhiều khối chức năng, việc chuyển đổi thông qua các chuyển mạch cao tần, điều này dẫn đến giảm đáng kể kích thước trọng lượng máy cũng như nguồn tiêu thụ. Ở chế độ đơn công, máy thu và máy phát bố trí làm việc trên cùng một tần số cho phép nhiều máy cùng làm việc đồng thời trên một kênh (chế độ hội nghị). Trong chế độ bán song công, máy thu và máy phát bố trí làm việc trên hai tần số khác nhau ít nhất vài lần dải thông của tín hiệu, chế độ này chỉ cho phép các máy lẻ làm việc một hướng với máy trung tâm và ngược lại. Khi máy trung tâm đóng vai trò là một trạm chuyển tiếp vô tuyến (Repeater), các máy lẻ có thể làm việc với nhau như giống như trong chế độ đơn công nhưng trên 2 tần số thu và phát khác nhau, đồng thời cho phép chuyển hướng cũng như tăng cự ly liên lạc. Chế độ song công về bản chất máy thu và máy phát là hai thiết bị độc lập có thể làm việc trên cùng một đường thông tin hoặc làm việc chéo giữa các đường thông tin. Chế độ song công thường thiết kế đối với các thiết bị làm việc ở dải LF, MF và HF với công suất trung bình và công suất lớn.

2.1.2 Các đặc tính kỹ thuật máy phát a. Công suất ra cao tần Công suất cao tần thường được đo trên tải tương đương thuần trở 50Ω . + Đối với máy phát điều tần FM là công suất tại trụ an ten khi không có điều chế. + Đối với máy phát điều biên AM, công suất cao tần bằng tổng công suất của

sóng mang và công suất của 2 dải biên. Công suất sóng mang Pc là

2( / 2) /CV R hoặc 2 / 2CV R watts (W) (2.1)

Công suất của mỗi dải biên là

2( / 2 2) /CmV R hoặc 2 2 / 8Cm V R watts (2.2)

Tổng công suất Pt là

2 2 2 2 2

2 2

2

/ 2 / 8 /8

( / 2 )(1 / 2)

(1 / 2) watts

t C C C

C

C

P V R m V R m V R

V R m

P m

= + +

= +

= +

(2.3)

ở đây: VC - điện áp cao tần sóng mang R - tải anten tương đương m - hệ số điều biên

65

Pc - công suất sóng mang + Công suất đỉnh (PEP):

PEP có nghĩa là công suất đường bao đỉnh (PEP: Peak Envelop Power) được đo bằng Watt. Công suất PEP là khả năng đo ở máy phát công suất ra RF và là công suất tại đỉnh của tín hiệu RF đã điều chế phù hợp tại đầu ra máy phát khi kết nối với tải kiểm tra RF phù hợp, trong trường hợp này tải giả 50Ω phù hợp với công suất tiêu thụ. Cách dễ nhất để đo PEP trên bất kỳ máy thu phát nào là sử dụng máy hiện sóng (CRO). Công suất đỉnh được xác định theo 2.4. PEP = Epp

2 / 8R (2.4) ở đây: Epp - điện áp đỉnh – đỉnh của đường bao R - tải giả tương đương (50 )Ω

Ví dụ, với công suất PEP là 100W, tương ứng với Epp = 200V và với PEP là 125W, tương ứng với Epp = 225V. b. Tạp âm FM: Là điều chế tần số xuất hiện trên sóng mang không điều chế. Giá trị điển hình là 55 dB thấp hơn 60 % độ di tần hệ thống ở 1 kHz. c. Tạp âm dải biên máy phát: Được đo ở các khoảng cách khác nhau tính từ sóng mang không có điều chế âm tần. Giá trị điển hình tại băng VHF là -90 dB tại ±30 kHz và -105 dB tại ±1MHz.

d. Đặc tuyến âm tần: là đặc tuyến tần số đối với âm tần từ 300 ÷ 3000 Hz. Tiền nhấn được sử dụng để tăng các thành phần tần số cao của âm tần so với các tần số thấp. Tiền nhấn thường là 6dB /octave, có nghĩa là nhân đôi tần số âm tần sẽ nhân đôi điện áp âm tần. Giá trị tiêu biểu là +1, -3 dB đối với đặc tuyến 6 dB trên octave. e. Méo âm tần: là số đo mức độ hài âm tần. Giá trị điển hình là 3 % tại 1000 Hz và 60 % di tần hệ thống. g. Độ di tần: là sự khác nhau cực đại giữa tần số tức thời của sóng mang bị điều chế và tần số sóng mang. Đối với máy phát FM thường là 5 kHz. h. Bức xạ phụ và các hài: Bức xạ phụ là bất kì phần cao tần ra nào nằm ngoài băng tần cho phép (được gán). Giá trị điển hình là 85 dB thấp hơn sóng mang. i. Độ ổn định tần số của bộ dao động: là dung sai tần số trong phạm vi dải nhiệt độ cụ thể. Giá trị này phụ thuộc vào băng tần và công suất ra. Đối với

66

VHF băng cao (150 ÷ 174 MHz) nó bằng ±0,0005 % trong dải nhiệt độ môi trường xung quanh từ -30 đến +60 độ C (0C). k. Phân cách tần số: Đây là khoảng cách cực đại giữa các tần số phát có thể hoạt động mà không gây nên sự giảm cấp. Giá trị điển hình là 10 MHz nhưng thay đổi theo loại thiết bị.

2.1.3 Các đặc tính kỹ thuật máy thu a. Các đặc trưng lối vào Nhiệm vụ đầu tiên của bất kì máy thu vô tuyến nào là thực hiện chuyển giao năng lượng thu nhận bởi anten đến chính máy thu qua các mạch vào. Năng lượng chuyển giao là cực đại khi trở kháng của mạch vào phối hợp với trở kháng của anten trong suốt dải tần mong muốn. Điều này không phải lúc nào cũng đạt được. Có 3 vấn đề phối hợp anten: 1, đôi khi máy thu được sử dụng với nhiều loại anten khác nhau, với trở kháng không thể xác định hoàn toàn; 2, các anten có thể dùng trong các ứng dụng di động hoặc những nơi có địa hình thay đổi, dẫn tới dù có đo chính xác trở kháng tại lúc nào đó vẫn bị thay đổi theo thời gian; 3, dải tần mong muốn rộng. Như vậy có thể cần thiết kế mạch điều hưởng cơ khí hoặc điện tử với sự điều khiển bằng tay hoặc tự động tùy theo các kết quả đo trong hệ thống. Ngoài ra mạch vào còn phải được bảo vệ tránh các phóng điện cao áp hoặc tránh các xung điện, phải chịu đựng được các tín hiệu công suất lớn ở gần mà không hỏng. b. Độ nhậy Độ nhậy của máy thu được xác định bằng giá trị cực tiểu của tín hiệu vào mà vẫn đảm bảo sự hoạt động bình thường của thiết bị chấp hành (thiết bị cuối) với tỉ số tín/nhiễu cho trước. Nói chung tỉ số tín/tạp và công suất tín hiệu ở lối ra âm tần được sử dụng để xác định chất lượng của tín hiệu thu được và nó còn dùng được không. Độ nhậy thường tính bằng microvolt (µV). Độ nhậy phụ thuộc vào công suất tạp có ở lối vào, hệ số tạp âm của máy thu, độ nhậy của phần tách sóng và dải thông. Cách tốt nhất để cải thiện độ nhạy là giảm mức tạp âm (bằng giảm nhiệt độ, dải thông hoặc cải thiện hệ số tạp âm). Có 2 phương pháp đo độ nhạy máy thu: giảm tạp 20 (10) dB và SINAD. Phương pháp 1 là mức tín hiệu cao tần tại lối vào máy thu sẽ làm giảm tạp ở lối ra âm tần đi 20 dB, thường là 0.5 µV. Phương pháp SINAD là tỉ số (dB) tại lối ra âm tần giữa (tín hiệu + tạp

67

âm + méo) / (tạp âm + méo). SINAD 12 dB là tín hiệu tốt, SINAD 20 dB là rất tốt. Giá trị điển hình là 0.35 µV đối với SINAD 12 dB. c. Độ chọn lọc Độ chọn lọc đối với máy thu thường được đánh giá thông qua các độ chọn lọc nhiễu tần số ảnh, độ chọn lọc nhiễu tần số trung gian và độ chọn lọc nhiễu tần số lân cận so với tần số tín hiệu. Nhiễu tần số ảnh là nhiễu có tần số đối xứng với tần số tín hiệu qua tần số ngoại sai của máy thu, còn nhiễu tần số trung gian là nhiễu có giá trị đúng bằng tần số trung gian máy thu. Đối với máy thu siêu ngoại sai đổi tần nhiều lần, nguy hiểm nhất là những nhiễu có tác động đến tuyến tần số trung gian đầu tiên. Độ chọn lọc nhiễu tần số ảnh và độ chọn lọc nhiễu tần trung gian được xác định như biểu thức 2.5 và 2.6.

..

n an a

A

EDE

= (2.5)

..

n tgn tg

A

ED

E= (2.6)

ở đây: Dn.a - độ chọn lọc nhiễu tần số ảnh (không thứ nguyên), Dn.tg - độ chọn lọc nhiễu tần trung gian (không thứ nguyên), EA - độ nhậy máy thu tại tần số tín hiệu, En.a - độ nhậy máy thu tại tần số nhiễu ảnh, En.tg - độ nhậy máy thu tại tần số nhiễu trung gian. Dn.a và Dn.tg nếu được tính theo đơn vị deciben chúng được chuyển đổi theo công thức D(dB) = 2010logD.

Thùc tÕ

1

0ff

0/K K

0,7

0,001

( 3 )dBB −

( 60 )dBB −

LÝ t−ëng

Hình 2-1. Đặc tuyến chọn lọc của máy thu

68

Độ chọn lọc tần số lân cận là tham số dùng để đánh giá khả năng của máy thu cho qua dải tần nhất định và loại bỏ tất cả các tần số nhiễu lân cận không mong muốn khác. Có nhiều cách xác định độ chọn lọc. Phổ biến nhất là xác định dải thông của máy thu tại các điểm -3 dB (mức 0,7). Cách khác là xác định dải thông tại 2 mức suy giảm, chẳng hạn -3 dB và -60 dB (mức 0,001) xem hình 2-1. Tỉ số của 2 dải thông này được gọi là hệ số chữ nhật (Kcn) và được xác định trên biểu thức 2.7.

( 60 dB)

( 3 dB)

1cn

BK

B−

−

= ≥ (2.7)

ở đây: Kcn - hệ số chữ nhật (không thứ nguyên), lý tưởng = 1. B(- 60 dB) - dải thông 60 dB thấp hơn mức tín hiệu cực đại. B(- 3 dB) - dải thông 3 dB thấp hơn mức tín hiệu cực đại. d. Cải thiện dải thông Ta biết rằng tạp nhiệt là dạng tạp âm phổ biến nhất và tỉ lệ thuận với dải thông. Vì thế, nếu dải thông giảm tạp âm sẽ giảm lượng tương ứng. Tuy nhiên dải thông này không được nhỏ hơn dải thông của tín hiệu tin tức (nếu không công suất tin tức và/hoặc nội dung tin sẽ bị giảm). Tỉ số tín / tạp lối vào được tính tại lối vào máy thu sử dụng dải thông cao tần để đo công suất tạp. Song dải thông này rộng hơn dải thông của phần còn lại của máy thu. Hệ số giảm tạp âm đạt được bằng giảm dải thông được gọi là sự cải thiện dải thông (BI) và được tính như sau

RF

IF

BI BB

= (2.8)

ở đây: BI - cải thiện dải thông (không thứ nguyên). BRF - dải thông cao tần (Hz). BIF - dải thông trung tần (Hz).

Sự giảm tương ứng trong hệ số tạp âm nhờ BI được gọi là sự cải thiện hệ số tạp và được tính như sau: NFcải thiện = 1010log(BI) (2.9) e. Dải động Dải động của máy thu được xác định như hiệu (dB) giữa mức vào cực tiểu cần để phân biệt tín hiệu và mức vào gây quá tải máy thu và sinh méo. Nói đơn giản, dải động là dải công suất vào trên đó máy thu còn dùng được. Dải động cỡ

69

100 dB được coi là cao nhất có thể. g. Độ trung thực Là số đo khả năng của hệ thống thông tin tạo ra ở lối ra của máy thu bản sao chính xác của tin tức nguồn (gốc). Bất kì sự thay đổi nào về tần số, pha hoặc biên độ xuất hiện (tồn tại) trong dạng sóng giải điều chế mà không có trong tín hiệu tin gốc đều được coi là méo. Có 3 dạng méo có thể làm giảm độ trung thực: méo biên độ, méo tần số và méo pha. Méo pha thực tế không quan trọng đối với liên lạc thoại vì tai người không nhạy với các biến đổi pha, song méo pha có thể làm hỏng việc truyền dữ liệu. Nguyên nhân chủ yếu của méo pha là do lọc (cả mong muốn và không mong muốn). Các tần số tại (hoặc gần) tần số cắt của bộ lọc chịu những giá trị dịch pha biến đổi. Vì thế thường chọn tần số cắt cỡ 1,3 lần giá trị cực tiểu cần thiết để cho qua tần số tin tức cao nhất. Dịch pha tuyệt đối là tổng dịch pha tín hiệu phải chịu và nói chung có thể chấp nhận nếu tất cả các tần số có cùng độ trễ pha. Dịch pha vi sai xảy ra khi các tần số khác nhau chịu các dịch pha khác nhau và có thể có ảnh hưởng có hại đến dạng sóng. Méo biên độ xảy ra khi đặc tuyến biên độ - tần số của tín hiệu ở lối ra của máy thu khác với của tín hiệu tin tức gốc. Méo biên độ là kết quả của sự khuếch đại không đồng đều trong bộ khuếch đại và bộ lọc. Méo tần số xảy ra khi các tần số không có trong tín hiệu gốc lại xuất hiện trong tín hiệu thu được. Nguyên nhân là méo hài và méo điều chế chéo do khuếch đại phi tuyến gây ra. Có thể giảm méo hài bằng cách dùng thiết bị luật mũ 2 như FET ở tuyến cao tần máy thu (chỉ sinh hài bậc 2 và điều chế chéo, không có thành phần nguy hiểm nhất là hài bậc 3). h. Suy hao điều chế chéo: là tỉ số theo dB giữa tín hiệu cao tần tạo nên điều chế chéo và độ nhạy 12 dB SINAD. Giá trị điển hình là - 80 dB. i. Suy hao tín hiệu phụ: là lối ra của máy thu gây bởi tín hiệu có tần số khác với tần số điều hưởng của máy thu. Giá trị điển hình là 100 dB. k. Phân cách tần số: là phân cách cực đại giữa các tần số thu có thể làm việc mà không có giảm cấp; thường là 2 MHz.

2.1.4 Phương pháp hình thành tín hiệu vô tuyến Sau đây ta sẽ xét chủ yếu phương pháp tạo tín hiệu vô tuyến F1 và F6 (tín hiệu vô tuyến rời rạc) và SSB (tín hiệu vô tuyến liên tục). a. Phương pháp tạo tín hiệu vô tuyến F1 và F6 (ma níp tần số) Theo hệ thống mã hóa nhị phân, trong các kênh F1 các symbol 0 và 1

70

được phát đi trên các tần số khác nhau:

1 0

2 0

0 ( ) cos( )1 ( ) cos( )

B

C

u t U tu t U t

ω ϕω ϕ

→ = +

→ = + (2.10)

khi 0 < t < T, với T là độ rộng của phần tử tín hiệu. Tần số Cf cao hơn tần số Bf . Hiệu SHTC Bf f f− = ∆ được gọi là độ dịch tần. Thường dùng các độ dịch tần sau: 125 Hz (F1-125); 250 Hz (F1-250) và 500 Hz (F1-250). Các tín hiệu F6 bảo đảm phát tin tức đồng thời theo hai kênh. Mỗi tổ hợp các symbol được gán cho một tần số nhất định:

1 0

2 0

3 0

4 0

00 ( ) cos( )01 ( ) cos( )10 ( ) cos( )11 ( ) cos( )

A

B

C

D

u t U tu t U tu t U tu t U t

ω ϕω ϕω ϕω ϕ

→ = +

→ = +→ = +→ = +

(2.11)

khi 0 < t < T. Các tần số tăng dần: D C B Af f f f> > > . Các độ dịch tần ,D C C Bf f f f− − ,

B Af f− chọn bằng nhau. Ký hiệu F6-500, F6-1000, v.v..

Tần số danh định của các tín hiệu là:

0 2B Cf ff +

= (2.12)

Độ rộng và cấu trúc phổ các tín hiệu F1 và F6 phụ thuộc vào phương pháp ma níp. Nếu khi ma níp (khi chuyển từ tần số này sang tần số khác) có xảy ra sự gián đoạn pha, thì phổ của tín hiệu phải xét như tổng phổ của các dao động ma níp biên độ (A1) nhóm lại gần tần số bị ma níp. Nếu không xảy ra sự gián đoạn pha, thì cần xét ma níp tần số như là sự điều tần bằng các tín hiệu dạng chữ nhật. Cấu trúc và bề rộng phổ lúc này được xác định bởi chỉ số điều tần: F1 SHT /(2 )m f F= ∆ (2.13)

ở đây SHTf∆ - độ dịch tần; F - tần số ma níp.

Bề rộng hiệu quả của phổ khi ma níp không gián đoạn pha hẹp hơn một chút so với khi ma níp có gián đoạn pha, bởi vậy dễ thực hiện điều kiện bề rộng dải bị chiếm hơn. Có nhiều phương pháp thực hiện sự ma níp tần số: Phương pháp đơn giản nhất là tác động vào tần số của khung dao động bộ tạo dao động (hình 2-2). Nhờ bộ ma níp và các khoá K mà các tụ , ,A B CC C C (khi làm

71

việc một kênh chỉ dùng ,B CC C ) được mắc vào khung dao động, bằng cách đó đảm bảo được độ dịch tần cần thiết đối với Df (do các tham số khung dao động xác định).

KKK

Bé manip

Kªnh1

Kªnh2

+ E

CA CB CC

RL

CL

RB1

RB2

REL

CG

C1

C2

Q

Hình 2-2. Bộ tạo tín hiệu F1 và F6

Ưu điểm: ma níp không có gián đoạn pha, Nhược điểm: không thể nhận được các tần số tín hiệu ổn định cao. Có 3 cách (ít nhất) nâng cao độ ổn định tần số bị ma níp: Giảm tần số danh định của bộ dao động để giảm độ bất ổn định tuyệt đối

của nó. Ổn định nhiệt (điều hoà nhiệt độ) và bọc kín bộ dao động để loại trừ những

thay đổi của khí hậu đến tần số. Dùng dao động thạch anh kết hợp với điều hoà nhiệt độ và bọc kín.

Cách thứ 3 là phổ biến nhất nên ta xét kỹ hơn cách này. Hộp cộng hưởng thạch anh luôn luôn ghép yếu với phần tử tích cực của bộ dao động (ví dụ: tranzitor) vì điện dung của giá đỡ thạch anh C0 lớn hơn nhiều điện dung của nhánh nối tiếp CK (hình 2-3). Bởi vậy khá khó tác động đến tần số của thạch anh bằng cách mắc các phần tử kháng vào hộp cộng hưởng thạch anh.

LK

CK

C0

C0 >> CK

Hình 2-3. Sơ đồ tương đương của hộp thạch anh

Sơ đồ thực tế của dao động thạch anh với các phần tử được ma níp như

72

hình 2-4. Với bộ dao dộng thạch anh rất khó nhận được độ dịch tần lớn (F1-1000, hay F1-6000) đang được dùng rộng rãi. Trong các máy hiện đại, người ta dùng các tạo tín hiệu F1 và F6 bằng phương pháp tổng hợp , , ,A B C Df f f f , trên cơ sở tần số của bộ dao động thạch anh chính xác cao. Việc ma níp các tần số đã tổng hợp luôn luôn liên quan đến sự gián đoạn pha, và điều này dẫn tới mở rộng phổ tín hiệu. Tuy vậy nếu tạo các tín hiệu ở các tần số khá cao rồi tiếp đó lại chia chúng thì có thể giảm sự gián đoạn pha đến hàng đơn vị độ.

K K K

Bé ma nÝp

+ E

CA CB CC CDL

C1

C2 C3

RK

RE

RB1

RB2

Q

Kªnh1

Kªnh2

Hình 2-4. Bộ dao động thạch anh tạo tín hiệu F1 và F6

Hình 2-5 là ví dụ tổng hợp các tín hiệu F1 và F6. Đầu tiên nhờ các thao tác tổng hợp trực tiếp hình thành tín hiệu F1 - F6 dạng:

0 SHTF2nf fΠ = ± ∆ (2.14)

f0 - tần số danh định của tín hiệu, SHTF∆ - độ dịch tần sơ cấp;

1n = - đối với tín hiệu F1; 3n = - đối với tín hiệu F6. Độ dịch tần trong tín hiệu sơ cấp được chọn bằng bội các độ dịch tần công tác SHT if∆ tức là :

SHT SHTF i ik f∆ = × ∆ ( ik là số nguyên) (2.15)

Sau đó fΠ được chuyển tuyến tính lên tần số cao hơn ik lần tức là 0ik f (thực hiện bằng biến tần bình thường dựa vào tần số 0 ( 1)if k − ).

Nếu chia tín hiệu đã biến đổi có dạng

'0 SHTF

2inf k fΠ = ± ∆ (2.16)

cho ik lần thì ta sẽ nhận được tín hiệu ra :

73

SHTCT 0 0 SHT

F2 2 i

i

n nf f f fk

∆= ± = ± ∆ (2.17)

Như vậy để có các độ dịch tần công tác cần thiết, cần tìm được ik tương ứng.

M¹ch t¹o tÝnhiÖu s¬ cÊp

Kªnh 1 Kªnh 2

Bé nh©n

Bé trén céng Bé chia Läcth«ng d¶i

f0

f0(ki - 1)

fПf’П f’П/ki f

CT

Hình 2-5. Sơ đồ tổng hợp các tín hiệu F1 và F6

Tín hiệu sơ cấp fΠ được hình thành từ tín hiệu cao tần hơn và với độ dịch tần lớn hơn:

0 SHTF2m

mnf mfΠ = ± ∆ (2.18)

Độ dịch tần SHTFm∆ được chọn đủ lớn nhằm đảm bảo chọn lọc tốt các thành phần một cách đơn giản nhất. Phổ của dãy xung ngắn SHTFm∆ được sử dụng để tạo

mfΠ . Bốn thành phần dự định làm tín hiệu tương lai vẫn nằm trong thành phần

phổ và được chuyển thành tần số 0mf bằng biến tần. Việc ma níp và lọc các thành phần tín hiệu được thực hiện trong bộ khuếch đại cộng hưởng (hình 2-6).

SHTFm∆

A B C D

0mf

Bé chia tÇn Läcth«ng d¶i

K K K

Bé ma nÝp

Kªnh 1 Kªnh 2

SHTFm∆mfΠ /mf mΠ

fΠ

L CD CC CB

CA

Hình 2-6. Sơ đồ tạo tín hiệu F1 - F6 sơ cấp

74

Bé manips¬ cÊp

S¬ ®åcéng trõ

Bé t¹od·y xung

Béchia tÇn

Kªnh 1

Kªnh 2

TÝn hiÖu ra

Tõ khèitÇn sè chuÈn

1f

1f

'1fSHTF im∆ SHT3 F im∆

Hình 2-7. Sơ đồ tạo tín hiệu F1 - F6

Ta xét thêm một ví dụ nữa của việc tổng hợp tín hiệu F1 - F6. Việc tổng hợp này được qui về việc nhận được các tần số dạng:

SHT

0 SHT 0SHT

F2F

3 F22

i

ii

nf f f

∆⎧⎪⎪= ± ∆ = ± ⎨ ∆⎪⎪⎩

(2.19)

Bằng cách chia một dãy xung chuẩn nào đó ta hình thành hai tần số dạng SHTF im∆ và SHT3 F im∆ (m - hằng số). Để có các tần số này đối với tất cả các độ

dịch tần yêu cầu, ta thay đổi hệ số chia của bộ chia (hình 2-7). Sau đó việc ma níp các tần số này được thực hiện nhờ các tín hiệu sơ cấp đi đến theo các qui tắc sau:

SHT

SHT

SHT

SHT

00 3 F

01 F

10 F

11 3 F

i

i

i

i

m

m

m

m

→ ∆

→ ∆

→ ∆

→ ∆

(2.20)

Cột đầu của ký hiệu ứng với kênh 1, cột thứ 2 ứng với kênh 2. Tiếp theo ta hình thành tín hiệu F1 - F6 sơ cấp trong sơ đồ cộng trừ. Để làm điều đó ta dùng tần số của dãy xung 1f và tần số nhận được ở lối ra bộ ma níp sơ cấp (như trên). Việc hình thành (ma níp lần 2) xảy ra dưới tác động của các tín hiệu của kênh 1 theo qui tắc:

75

( )( )( )( )

1 SHT

1 SHT

1 SHT

1 SHT

0 3 F A

0 F B

1 F C

1 3 F D

i

i

i

i

f m

f m

f m

f m

→ − ∆

→ − ∆

→ + ∆

→ + ∆

(2.21)

Ở đây không được đồng nhất thao tác cộng trừ với thao tác nhận tần số tổng hoặc hiệu trong các bộ biến tần bình thường. Nguyên tắc của sơ đồ cộng trừ như sau: hai chuỗi xung tần số 1f lệch nhau về thời gian được đưa đến sơ đồ. Đồng thời các xung tần số SHTF im∆ hoặc SHT3 F im∆ cũng đưa đến sơ đồ. Nếu symbol 0 tác

động lên lối vào thông tin của sơ đồ, thì tại thời điểm đến của xung tần số SHTF im∆ ( SHT3 F im∆ ), nhờ sự tương tác của nó với xung tiếp theo của 1 trong các

dãy 1f mà xung hiện thời của dãy thứ hai 1f (sử dụng như dãy ra) được xoá đi. Còn nếu symbol 1 tác động lên lối vào thông tin, thì tại thời điểm đến của xung tần số SHTF im∆ ( SHT3 F im∆ ) xảy ra sự ghi lại xung từ dãy thứ nhất sang dãy thứ hai

- dãy ra. Như vậy số xung đi đến lối ra của sơ đồ trong thời gian độ rộng của phần tử tín hiệu T, sẽ xác định bởi hiệu tần số 1 SHTF if m− ∆ hoặc 1 SHT3 F if m− ∆ khi

có tác động của symbol 0 và bởi tổng 1 SHTF if m+ ∆ hoặc 1 SHT3 F if m+ ∆ khi có tác

động của symbol 1. Để loại trừ sự không đều đặn thời gian của các xung trong dãy ra, dãy ra được chia trên cơ sở đếm các xung và ghi vào hàng tương ứng. Phép chia là thao tác bắt buộc trong sự biến tần xung. Nếu dùng một dãy nối tiếp các sơ đồ cộng trừ, có thể chuyển dịch tín hiệu F1 - F6 đã tạo ra về phía dưới trên trục tần số, nhưng lúc đó phải tuân thủ điều kiện: hệ số chia tổng cộng khi biến tần phải bằng 2m. Với điều kiện này trong tín hiệu cuối cùng tần số SHTF im∆ và SHT3 F im∆ được biến thành các tần số SHTF / 2i∆

và 3 SHTF / 2i∆ . Ở lối ra của sơ đồ có mắc bộ lọc tần thấp để biến các dãy xung

thành các dao động hình sin.

b. Tín hiệu vô tuyến điều chế đơn biên A - Đặc điểm tín hiệu đơn biên Tín hiệu đơn biên (Single-sideband) là dạng tín hiệu thể hiện nhiều tính ưu việt cho phép tăng hiệu quả sử dụng tần số cũng như tính chống nhiễu, chính vì thế mà trong các hệ thống thông tin vô tuyến hiện nay đơn biên là dạng tín hiệu điều chế không thể thiếu được. Chúng không những được ứng dụng trong các

76

dạng điều chế liên tục mà cả trong điều chế rời rạc (xem 2.1.1). Để hiểu dạng điều chế đơn biên trước hết ta xét qua về tín hiệu điều chế biên độ. Như ta đã biết trong điều chế biên độ, tần số cao tần mang tin (sóng mang) sẽ được điều chế sao cho biên độ của nó thay đổi phù hợp với dao động của tin tức (tín hiệu điều chế). Để đơn giản ta coi tin tức Us và sóng mang Uc đều là dao động điều hòa và tần số tin tức biến thiên từ ωsmin ÷ ωsmax .

Ta có: Us = Uscosωst

Uc = Uccosωct (ωc >> ωs) Dao động sóng mang đã được điều chế biên độ có thể được biểu diễn như sau:

UA3 = (Uc + Uscosωst)cosωct

= Uc(1 + mcosωst)cosωct (2.22)

trong đó: s

c

UmU

= gọi là hệ số điều biên

Biến đổi lượng giác đối với (2.22) ta nhận được.

A3 c c c c s c c s cos cos( ) cos( )2 2m mU U t U t U tω ω ω ω ω= + + + − (2.23)

Từ 2.23, chỉ ra rằng ngoài thành phần sóng mang (Uccosωct), tín hiệu điều biên còn có 2 biên tần: Biên tần trên có tần số từ (ωc + ωsmin) đến (ωc + ωsmax) và biên tần dưới có tần số từ (ωc - ωsmax) đến (ωc - ωsmin). Như vậy hai biên tần cùng mang một nội dung tin tức như nhau. Qua nghiên cứu năng lượng quan hệ trong tín hiệu điều biên ta thấy rằng công suất của tín hiệu đã điều biên (công suất có ích) phụ thuộc vào hệ số điều chế m, hệ số điều chế m càng lớn thì công suất tín hiệu điều biên càng lớn. Mặt khác để giảm méo, hệ số điều chế m thường nhỏ hơn 1, do đó công suất các biên tần thực tế chỉ bằng khoảng 1/3 công suất sóng mang, nghĩa là phần lớn công suất phát xạ đều phân bố cho thành phần phổ không mang tin tức. Phần công suất còn lại đã ít ỏi so với công suất phát xạ thì lại phải chia đôi cho 2 biên tần để chuyển cùng một nội dung tin tức. Do vậy phần công suất thực sự có ích còn lại rất nhỏ bé so với phần công suất vô ích đã phát xạ. Đây là nhược điểm lớn của tín hiệu điều biên, nhược điểm này càng rõ nét đối với các máy phát điều biên công suất lớn. Từ đó người ta đặt ra vấn đề chỉ truyền đi một biên tần, biên tần còn lại sẽ được gạt bỏ, lúc này sóng mang chỉ cần dùng để tách sóng và có thể được nén

77

một phần hoặc toàn bộ trước khi được truyền đi. Lúc này tín hiệu được gọi là tín hiệu đơn biên (1 biên) nó hoàn toàn nguyên vẹn về mặt nội dung tin tức so với tín hiệu điều biên trước khi bị gạt bỏ 1 biên. Quá trình tạo ra tín hiệu chỉ có một dải biên tần gọi là điều chế đơn biên. Từ biểu thức của tín hiệu điều biên (2.23) ta có thể rút ra biểu thức của tín hiệu điều chế đơn biên như sau:

UA3J(t) = c c scos( )2mU tω ω+ (2.24)

SU

3A JU

CU

cω

Sω

Hình 2-8. Đồ thị véc tơ của tín hiệu đơn biên

Ở biểu thức 2.28, m không mang ý nghĩa về độ sâu điều chế nữa mà được

gọi là hệ số nén sóng mang. Hệ số nén sóng mang s

c

UmU

= , m có giá trị từ 0 ÷ ∞?

Khi m = ∞, có nghĩa là sóng mang bị nén hoàn toàn đồ thị véc tơ của tín hiệu đơn biên được biểu diễn trên hình (2.8). Ta thấy rằng véc tơ đặc trưng cho tín hiệu đơn biên thay đổi cả về biên độ lẫn góc pha. Nghĩa là điều chế đơn biên là điều chế biên độ - pha (biên độ - tần số). Sóng mang có thể bị nén 1 phần hoặc hoàn toàn, do đó véc tơ tải tin Uc có thể nhỏ hơn véc tơ biên tần Us. Đơn biên được thừa nhận và được hiểu rõ về toán học vào đầu năm 1914, tuy nhiên đường liên lạc thành công đầu tiên là vào năm 1923 giữa Anh và Mỹ. Có nhiều loại thông tin đơn biên; một số tiết kiệm dải thông, một số tiết kiệm công suất và một số tiết kiệm cả hai. Phổ của một số loại được cho ở hình 2-9.

78

f

fm

TÝn hiÖu®iÒu chÕ

Biªn

®é

fC

USB

PC

PUSB = m2PC/4PLSB = 0

Pt = PC + m2PC/4

fm

TÝn hiÖu®iÒu chÕ

Biª

n ®é

fC

USBLSB

PC

PUSB = m2PC/4PLSB = m2PC/4

Pt = PC + m2PC/2

fm

TÝn hiÖu®iÒu chÕ

Biª

n ®é

fC

USB

PC = 0

PUSB = m2PC/4 = PtPLSB = 0

fm

TÝn hiÖu®iÒu chÕ

Biªn

®é

fC

USB

PC

PUSB = m2PC/4PLSB = 0

Pt = PC + m2PC/4

fm

TÝn hiÖu®iÒu chÕ

Biª

n ®é

fC

Ch BCh A

PC

PUSB = m2PC/4PLSB = m2PC/4

Pt = PC + m2PC/2

fm

TÝn hiÖu®iÒu chÕ

Biª

n ®é

fC

USBLSB

PC

PUSB = m2PC/4PLSB < PUSB

Pt = PC + m2PC/4 + P

f

f

f

f

f

(a)

(b)

(c)

(d)

(e)

(f)

Hình 2-9. Các dạng tín hiệu đơn biên: (a) điều biên thông thường - A3E; (b) đơn biên toàn bộ sóng mang - H3E; (c) đơn biên triệt sóng mang - J3E; (d) đơn biên sóng mang suy giảm 1 phần - R3E; (e) đơn biên độc lập - B8E; (f) đơn biên còn dư - C3E.

Các tín hiệu vô tuyến liên tục điều chế đơn biên có độ chống nhiễu và hiệu quả cao. Cụ thể là: Tiết kiệm công suất:

Trong máy phát điều biên A3A, theo biểu thức 2.3 ở trên đã xác định:

79

2(1 / 2)t cP P m= + W, ở đây tP là công suất tổng cộng; cP là công suất sóng mang. Như vậy, nếu m = 1, hai phần ba (67 %) công suất phát tổng cộng nằm ở sóng mang và một phần ba (33 %) là ở các dải biên. Trong máy phát đơn biên triệt sóng mang hoàn toàn:

2

USB LSB .4t c

mP P P P= = = . (2.25)

Như vậy, 100 % công suất phát tổng cộng được dành cho công suất dải biên. Kết quả là cần ít hơn nhiều công suất phát tổng cộng để tạo nên tín hiệu có cùng chất lượng trong máy thu so với A3A. Việc khử sóng mang sẽ tăng công suất dành cho dải biên lên ít nhất là 3 lần hay 10log10(3) = 4,8 dB cải thiện về tỉ số tín / tạp. Tiết kiệm dải thông:

Khi phát thoại A3 bề rộng phổ tần số là 2Fmax, khi phát đơn biên ≈ Fmax. Như vậy độ rộng phổ tần thu hẹp được hơn một nửa nhờ đó mà:

+ Ít gây nhiễu và tăng số kênh thông tin sóng ngắn lên gấp đôi.

+ Hiệu quả thu tăng lên rõ rệt vì bề rộng phổ hẹp lại làm máy ít bị nhiễu, nâng cao độ chọn lọc máy thu, nâng cao tỷ số S/N. Cụ thể, nếu bề rộng phổ tín hiệu âm tần là 300 ÷ 3400 Hz, ta có sự cải thiện về dải thông là 10log10(6800/3100), hay công suất tạp âm giảm cỡ 3,5 dB.

+ Do thu hẹp dải sóng phát xạ nên góc phát lên tầng điện li hẹp và nhọn bởi vậy cường độ trường tại điểm thu ổn định ít gây ra pha đinh.

Tổng cộng cả hai điểm ta được lợi khoảng (4,8 + 3,5) = 8,3 dB về công suất. Pha đinh chọn lọc: Khi phát A3, hai dải biên và sóng mang có thể đi theo những con đường khác nhau, gây nên pha đinh chọn lọc. Một loại pha đinh chọn lọc là pha đinh dải biên, tức là một dải biên bị suy hao đáng kể, dẫn tới giảm biên độ tín hiệu ở lối ra bộ giải điều chế máy thu. Từ đó giảm tỉ số tín / tạp cỡ 3 dB. Hiện tượng này có gây nên méo đôi chút song không làm hỏng hoàn toàn tín hiệu vì 2 dải biên chứa cùng một tin tức. Dạng pha đinh chọn lọc phổ biến và nguy hiểm nhất là pha đinh biên độ sóng mang, làm cho đường bao tín hiệu gần giống với quá điều chế, gây nên méo nghiêm trọng tín hiệu giải điều chế. Dạng pha đinh chọn lọc thứ 3 là sự dịch pha giữa sóng mang và dải biên, làm cho vị trí tương đối của véc tơ sóng mang và dải biên thay đổi, dẫn tới thay đổi dạng đường bao tín hiệu và tín hiệu giải điều chế bị méo nghiêm trọng. Khi phát đơn biên

80

chỉ có pha đinh dải biên xảy ra song không đủ để gây nên méo tín hiệu giải điều chế. Máy phát A3 luôn phát khi nhấn tổ hợp phát, còn máy phát A3J chỉ phát khi bóp tổ hợp và nói (PTT - Push to Talk). Điều này làm tăng hiệu quả tổng cộng của A3J. Về mặt ghép kênh: ở A3 mỗi máy phát chỉ phát được một đường thoại, còn ở A3J một máy phát, một anten đồng thời phát đi 4 đường thoại (hai ở biên tần dưới, hai ở biên tần trên), xem hình 2-14.

Nhược điểm chính của A3J là sự cần thiết phải tạo lại sóng mang tại máy thu để giải điều chế. Điều này làm tăng độ phức tạp và giá thành.

B - Các phương pháp tạo tín hiệu đơn biên: có 4 phương pháp - Phương pháp biến tần liên tiếp (phương pháp lọc) - Phương pháp dịch pha - Phương pháp thứ ba (còn gọi là phương pháp lọc và dịch pha kết hợp) - Phương pháp tổng hợp (phương pháp Verzunov) Sau đây ta lần lượt xét từng phương pháp:

Phương pháp biến tần liên tiếp Sử dụng nguyên tắc tách 1 trong các dải biên của tín hiệu điều biên nhờ bộ lọc. Từ sự phân tích phổ của tín hiệu điều biên, rõ ràng muốn có tín hiệu đơn biên ta chỉ cần lọc một dải biên tần. Nhưng thực tế không đơn giản như vậy. Khi sóng mang cao tần đã được điều chế thì vấn đề lọc để tách ra một dải biên tần gặp nhiều khó khăn. Để rõ hơn ta giả thiết: tần số thấp nhất của tin tức Fmin = 300 Hz, lúc đó khoảng cách giữa biên tần với sóng mang ∆f = Fmin = 300 Hz. Nếu sóng mang có tần số fc = 10 MHz thì ta có hệ số lọc của bộ lọc

56

300 2.1010.10c

fxf

−∆= = = với hệ số lọc x rất nhỏ này thì việc thiết kế bộ lọc hoàn

toàn không có tính khả thi. Ngay cả dùng một bộ lọc thạch anh cũng rất khó lọc được dải biên tần mong muốn. Do đó trong phương pháp lọc, người ta thường dùng nhiều bộ biến đổi tần số trung gian để có thể hạ thấp yêu cầu đối với bộ lọc (tăng tỷ số x). Sơ đồ khối của phương pháp này như hình 2-10. Sơ đồ này dùng 3 lần biến tần lên liên tiếp. Sau mỗi lần biến tần ta lại tách ra dải biên mong muốn bằng bộ lọc thông dải. Hệ số phẩm chất Q của bộ lọc đơn biên phụ thuộc vào tần

81

số sóng mang, phân cách tần số giữa các dải biên và độ suy hao mong muốn dải biên không cần thiết. Về mặt toán học ta có thể viết:

1 1/ 2(log / 20)

4cf SQ

f

−

=∆

(2.26)

trong đó: Q - hệ số phẩm chất;

cf - tần số trung tâm hay tần số sóng mang;

S - mức độ triệt dải biên không mong muốn (dB); f∆ - phân cách tần số giữa tần số cao nhất của dải biên dưới và tần

số thấp nhất của dải biên trên. Các bộ lọc LC thường có Q thấp, do đó bộ lọc hay dùng là lọc thạch anh, lọc gốm, lọc cơ khí hoặc lọc sóng âm bề mặt (SAW). Bộ lọc thạch anh phổ biến nhất, có kích thước nhỏ gọn, Q cao cỡ 100.000, tổn hao cho qua khoảng 1,5 ÷ 3 dB. Bộ lọc gốm có Q không cao lắm, cỡ 2000, tổn hao cho qua từ 2 ÷ 4 dB, kích thước nhỏ, bền vững với điều kiện môi trường. Bộ lọc cơ khí bền vững hơn 2 loại bộ lọc trên, song kích thước lớn và nặng. Bộ lọc SAW rất bền vững và tin cậy, không cần điều chỉnh phức tạp, kích thước trọng lượng nhỏ, song tổn hao cho qua rất lớn cỡ 25 ÷ 35 dB và thời gian trễ dài.

KhuÕch®¹i

Trénc©n b»ng

BPF 1 Bé céng Trénc©n b»ng

BPF 2

KhuÕch®¹i ®Öm

Sãngmang 1

KhuÕch®¹i ®Öm

Sãngmang 2

Trénc©n b»ng BPF 3

KhuÕch®¹i ®Öm

Sãngmang 3

K§CStuyÕn tÝnh

Antenna

x

x

§iÒu chØnhsãng mang l¸i

TÝn hiÖu®iÒu chÕ

Hình 2-10. Tạo tín hiệu đơn biên bằng phương pháp lọc

Nhằm tăng hiệu quả các máy phát nói chung, khi tạo tín hiệu đơn biên

82

đôi khi người ta giảm hệ số đỉnh của nó. Hệ số đỉnh là tỉ số giữa điện áp cực đại (đỉnh) của tín hiệu và giá trị hiệu dụng của nó. Khi hệ số đỉnh lớn, tầng ra được sử dụng kém. Nó phải được tính toán với công suất đỉnh của tín hiệu, trong khi đó công suất trung bình lại thấp hơn nhiều công suất đỉnh. Hệ số đỉnh của tín hiệu tiếng nói là 3,3 ÷ 4,2 có nghĩa là công suất trung bình sẽ thấp hơn công suất đỉnh 11 ÷ 18 lần. Một trong các biện pháp giảm hệ số đỉnh là xén (hạn biên) tín hiệu đơn biên bằng cách mắc bộ hạn biên hai phía vào tuyến tạo tín hiệu đơn biên. Người ta đã xác định rằng có thể hạn chế tín hiệu đơn biên đến độ sâu 12 ÷ 15 dB.

Phương pháp dịch pha Trong phương pháp này dải biên không mong muốn được triệt đi ở lối ra bộ điều chế, do đó việc lọc sắc là không cần thiết. Sơ đồ khối của phương pháp này như hình 2-11. Thực chất ở đây có 2 bộ điều chế 2 biên riêng biệt. Tín hiệu điều chế và sóng mang được đưa trực tiếp đến 1 bộ điều chế. Cả 2 được dịch pha đi 900 rồi đưa đến bộ điều chế kia. Tín hiệu ra của 2 bộ điều chế được cộng với nhau trong bộ cộng tuyến tính để lấy dải biên mong muốn (biên dưới).

Bé ®iÒu chÕc©n b»ng 1

Dao ®éngsãng mang

DÞch pha 900

Bé ®iÒu chÕc©n b»ng 2

Bé céngtuyÕn tÝnh

DÞch pha900

TÝn hiÖu ®iÒu chÕ TÝn hiÖu®¬n biªn (trªn)

sin stω

cos stω

sin ctω

cos ctω

cos( )c s tω ω+sω

Hình 2-11. Tạo tín hiệu đơn biên bằng dịch pha

Tín hiệu điều chế (Us) và sóng mang (Uc) thông qua mạch quay pha, được đưa đến hai bộ điều chế cân bằng (mạch điều biên vòng) lệch pha nhau 900. Do đó các biên tần trên của hai bộ điều chế cân bằng lệch pha nhau 1800. Còn các biên tần dưới đồng pha. Tín hiệu sau hai bộ điều chế cân bằng được đưa đều mạch tổng hoặc hiệu. Nếu lấy hiệu của các điện áp ra trên hai bộ điều chế ta nhận được biên tần trên. Ngược lại nếu lấy tổng các điện áp ra ta sẽ nhận được biên tần dưới. Có thể chứng minh điều đó bằng công thức toán học sau: giả thiết tín hiệu của hai bộ

83

điều chế cân bằng lệch pha nhau 900 nên biểu thức của hai tín hiệu ra tương ứng là:

( ) ( )1 cos .cos

1 cos cos2

CB CB s c

CB c s c s

U U t t

U t t

ω ω

ω ω ω ω

= =

= + + −⎡ ⎤⎣ ⎦ (2.27)

( ) ( )2 sin . sin

1 cos cos2

CB CB s c

CB c s c s

U U t t

U t t

ω ω

ω ω ω ω

= =

= − + + −⎡ ⎤⎣ ⎦ (2.28)

Do đó:

UA3J = UCB1 - UCB2 = UCBcos(ωc + ωs)t (2.29) Đây chính là hiệu đơn biên trên. Phương pháp này có thể mở rộng cho trường hợp hệ điều chế có số lượng bộ điều chế n ≥ 3, lúc đó sẽ có n mạch quay pha, với góc quay pha

nπα = (2.30)

Tóm lại: - Ưu điểm của phương pháp này là cho phép làm việc tại tần số cao hơn (vì không dùng bộ lọc) và dễ chuyển biên, dùng phương pháp này ở bộ tổng hoặc hiệu không cần sử dụng bộ lọc chất lượng cao như dùng phương pháp lọc. - Nhược điểm là cần có mạch dịch pha 900 trên cả dải tần số âm tần, đòi hỏi độ chính xác quay pha rất cao chỉ cho phép sai số từ 0 00,5 1÷ . Đây là một khó khăn lớn vì thực hiện quay pha chính xác đối với tín hiệu có dải tần rộng từ ωsmin ÷ ωsmax không phải đơn giản. Các bộ điều chế cân bằng phải giống hệt nhau, các điện áp ra phải có biên độ bằng nhau. Từ những lí do trên phương pháp này ít được sử dụng vì phức tạp.

Phương pháp thứ ba: Được đề xuất bởi D. K. Weaver vào năm 1950, giống phương pháp dịch pha ở chỗ là cũng dùng dịch pha và cộng để triệt dải biên không cần thiết. Song ưu điểm của nó là tín hiệu tin tức đầu tiên được điều chế sóng mang âm tần phụ, vì thế không cần bộ dịch pha dải rộng. Sơ đồ khối của phương pháp này như hình 2-12. Tần số ra cao tần cuối cùng là dải biên dưới. Dịch pha 900 là dịch pha tuyệt đối của tất cả các tần số, vì thế không quan trọng. Nếu cần dải biên trên cao tần, chỉ việc tráo đổi các lối vào sóng mang của các bộ điều chế cân bằng 3 và 4.

84

Bé ®iÒu chÕc©n b»ng 1

Läcth«ng thÊp 1

Bé ®iÒu chÕc©n b»ng 3

DÞch pha 900

Sãng mangphô ©m tÇn

Bé ®iÒu chÕc©n b»ng 2

Läcth«ng thÊp 2

Dao ®éngsãng mang

DÞch pha 900

Bé ®iÒu chÕc©n b»ng 4

Bé céngtuyÕn tÝnh

00 90 mf f+ ± 0

0 90 mf f+ −

00

00

90

90c m

c m

f f f

f f f

+ − +

− + −

00 90f +

0f

0f

mf

0 mf f± 0 mf f−

cf

cf

090cf +

00

00

90

90c m

c m

f f f

f f f

+ − +

− + +

00 90c mf f f+ − +

TÝn hiÖu®¬n biªn

Hình 2-12. Tạo tín hiệu đơn biên bằng phương pháp thứ 3

Phương pháp Verzunov: ít phổ biến nên không xét ở đây.

Phương pháp tạo các tín hiệu đơn biên độc lập (B8E): thường sử dụng bằng phương pháp lọc, dưới đây là sơ đồ tạo 2 và 4 kênh đơn biên độc lập.

⊕ Tạo 2 kênh đơn biên độc lập Sơ đồ tạo 2 kênh đơn biên độc lập như hình 2-13. Hai tín hiệu điều chế riêng biệt điều chế cùng một tần số sóng mang. Hai bộ lọc thông dải dùng để lọc dải biên trên của một kênh và dải biên dưới của kênh kia. Sau đó hai dải biên này được kết hợp lại trong mạch lai để tạo ra tín hiệu hai biên sóng mang bị triệt, mỗi biên mang tin tức riêng biệt. Đây là một phương pháp được dùng để tạo tín hiệu điều biên stereo.

Bé ®iÒu chÕc©n b»ng 1

Dao ®éngsãng mang

Bé ®iÒu chÕc©n b»ng 2

Läc USB

Läc LSB

Bé kÕt hîp

1sf

2sfcf

cf

1c sf f±

2c sf f±

1c sf f+

2c sf f−

1c sf f+

2c sf f−

Hình 2-13. Tạo tín hiệu đơn biên 2 kênh độc lập

⊕ Tạo 4 kênh đơn biên độc lập Kết hợp phương pháp ghép kênh theo tần số và tạo tín hiệu đơn biên độc lập nói trên có thể cho phép tạo 4 kênh đơn biên độc lập. Sơ đồ khối và phổ tín hiệu của chúng được chỉ ra trên hình 2-14.

85

Läc th«ng thÊp0 - 3 kHz

CH1

Läc th«ng thÊp0 - 3 kHz

CH2 §iÒu chÕc©n b»ng

Läc LSB3,25 - 6 kHz

D§ sãng mang 16,25 kHz

Läc th«ng thÊp0 - 3 kHz

CH3 §iÒu chÕc©n b»ng

Läc LSB3,25 - 6 kHz

Läc th«ng thÊp0 - 3 kHz

CH4

§iÒu chÕc©n b»ng

D§ sãng mang 2100 kHz

§iÒu chÕc©n b»ng

Läc USB100 - 106 kHz

Läc LSB94 - 100 kHz

Suy gi¶mcéng sãng mang

CH1, 2

CH3, 4

A B

C

D

§iÒu chÕ CB(Trén tÇn)

D§ sãng mang 33 MHz

Läc th«ng d¶i3,1 0,006 MHz

§iÒu chÕ CB(Trén tÇn)

D§ sãng mang 4fth - 3,1 MHz

Läc th«ng d¶ifth

0,006 MHzKhuÕch ®¹ic«ng suÊt f th

E F

GhÐp kªnh tho¹i ®Çu vµo §iÒu chÕ ®¬n biªn ®éc lËp (ISB)

BiÕn ®æi lªn d¶i tÇn c«ng t¸c

A

1

2

3

4

1 20 3 kHz 0 3 3,25 66,25

4 30 3 3,25 66,25

1 2100 106 kHz

2 194

Läc LSB

Läc LSB

Läc USB

4 3100 106 kHz

3 494

Läc LSB

1 2100 106 kHz

3 494

TÝn hiÖu l¸i

B

C

D

1 23,1 3,106 MHz

3 43,094

E

Läc BPF 12 kHz

31 2

fth3 4

F

Läc BPF 12 kHz Hình 2-14. Ghép và tạo 4 kênh tín hiệu đơn biên độc lập

86

⊕ Đơn biên nén giãn biên độ (ACSSB): Cho phép liên lạc thoại dải hẹp với chất lượng đạt được gần như hệ thống điều tần, song dải thông chỉ bằng 1/3. Ở đây các tín hiệu âm tần được nén trước khi điều chế bằng cách khuếch đại các tín hiệu có biên độ lớn ít hơn các tín hiệu có biên độ nhỏ. Nén giãn tín hiệu tin tức làm tăng dải động của hệ thống bằng cách giảm dải động của các tín hiệu tin tức trước khi phát, sau đó giãn chúng sau giải điều chế. Ví dụ, khi có nén giãn các tín hiệu tin tức với dải động 80 dB có thể truyền qua hệ thống thông tin với dải động chỉ 50 dB. Nén giãn làm giảm một chút tỉ số tín/tạp đối với các tín hiệu biên độ lớn, song lại tăng đáng kể tỉ số tín/tạp của các tín hiệu biên độ nhỏ. Các hệ thống ACSSB yêu cầu rằng tín hiệu sóng mang lái biên độ giảm phải được phát đi cùng với các tín hiệu tin tức. Tín hiệu lái dùng để đồng bộ các bộ dao động trong máy thu và cung cấp tín hiệu cho AGC theo dõi và điều chỉnh độ khuếch đại của máy thu và làm câm máy thu khi không thu được tín hiệu lái.

C- Các phương pháp giải điều chế tín hiệu đơn biên Phương pháp phách không liên kết (non-coherent) (hình 2-15):

Tín hiệu thu được từ anten được khuếch đại rồi đổi tần xuống thành tín hiệu trung tần và khuếch đại chọn lọc tiếp. Tín hiệu ra tầng IF cuối được phách với tín hiệu của bộ dao động tần số phách BFO (Beat Frequency Oscillator) có tần số bằng trung tần. Vì vậy, hiệu của chúng là tín hiệu tin tức. Phương pháp này là không liên kết vì các tín hiệu BFO và dao động nội RF không đồng bộ với nhau và với các bộ dao động bên phát. Do đó, bất kì sai lệch nào giữa tần số máy phát và máy thu cũng sinh ra lỗi dịch tần trong tín hiệu tin đã giải điều chế. Sai số này phải < 50 Hz.

K§CT vµtiÒn läc

Tréncao tÇn

K§TGvµ BPF

Tréntrung tÇn

D§ngo¹i sai

BFO

Tin tøc

gi¶i ®iÒu chÕ

An ten

Hình 2-15. Tách sóng không liên kết

87

Phương pháp phách liên kết (coherent) (hình 2-16): Giống phương pháp trên, ngoại trừ các tần số LO và BFO được đồng bộ với dao động sóng mang của máy phát. Mạch khôi phục sóng mang là vòng PLL dải hẹp bám theo tín hiệu lái trong tín hiệu thu được và dùng sóng mang khôi phục để tạo lại các tần số dao động nội liên kết. Như vậy, những thay đổi nhỏ trong tần số sóng mang máy phát được bù trừ trong máy thu.

K§CT vµtiÒn läc

Tréncao tÇn

K§TGvµ BPF

Tréntrung tÇn

Tin tøc

gi¶i ®iÒu chÕ

An ten

Kh«i phôc sãng mang vµtæng hîp tÇn sè BFO

Ngo¹i sai

Hình 2-16. Tách sóng liên kết

Phương pháp tách sóng đường bao (hình 2-17) Sử dụng các sóng mang đồng bộ và tách sóng đường bao để giải điều chế tín hiệu đơn biên. Sóng mang lái được phát hiện và tách ra từ phổ giải điều chế, rồi được tái sinh trong mạch khôi phục sóng mang. Sóng mang tái sinh được dùng làm nguồn tần số chuẩn cho máy thu tạo tín hiệu ngoại sai. Trung tần tái sinh được cộng thêm vào phổ trung tần tại bộ công tuyến tính sau cùng, tạo nên đường bao toàn sóng mang SSB. Đường bao này được tách sóng trong bộ tách sóng diode thông thường để khôi phục tin tức gốc.

K§CT vµtiÒn läc

Tréncao tÇn

K§TGvµ BPF

CéngtuyÕn tÝnh

Tin tøc

An ten

Kh«i phôc sãng mang vµtæng hîp tÇn sè Trung tÇn

t¸i sinh

Ngo¹i sai

T¸ch sãng®−êng bao

Sãng mangcao tÇn

Hình 2-17. Tách sóng đường bao

88

2.2 CƠ SỞ XÂY DỰNG CHỈ TIÊU KỸ THUẬT CHO MÁY THU PHÁT SÓNG NGẮN CÔNG SUẤT TRUNG BÌNH 2.2.1 Yêu cầu chung Máy thu phát sử dụng cho thông tin ở cự ly xa vài trăm đến vài ngàn

kilômét. Máy được thiết kế lắp đặt tại các trung tâm cố định hoặc trên các phương

tiện chuyên chở.

2.2.2 Chọn dải tần công tác của máy thu phát Từ những điều đã trình bày ở đầu chương 1, ta thấy rằng các dải sóng SD, ST, SCN không đáp ứng được các yêu cầu thông tin ở cự ly xa. Vậy chỉ còn dải SN là thích hợp. Vấn đề là giới hạn dưới và giới hạn trên của dải tần công tác phải như thế nào?. Tất nhiên ta mong muốn là phạm vi fmax ÷ fmin càng rộng càng tốt vì như vậy sẽ tăng dung lượng tần số công tác.

a. Chọn giới hạn dưới của dải tần Để đảm bảo liên lạc sóng ngắn ở cự ly gần, người ta dùng phương thức truyền lan bằng sóng đất. Liên lạc bằng phương thức này phụ thuộc vào hai yếu tố: công suất phát và tần số. Xét về công suất: Ta biết rằng cường độ trường tại điểm thu E được tính bằng:

/tE A P D= (V/m) (2.31)

ở đây: A = const; tP - công suất bức xạ máy phát, D - khoảng cách từ máy phát đến máy thu. Như vậy với giá trị E là cố định thì D tăng khi tP tăng. Song ta không thể tăng tP lên mãi được vì điều đó sẽ kéo theo nhiều vấn đề khác như kích thước, trọng lượng của máy thu phát, khả năng thực hiện về mặt kỹ thuật...v.v. Xét về tần số: Trong giáo trình truyền sóng ta biết rằng hàm suy giảm tỉ lệ

nghịch với bước sóng λ. Như vậy khi tần số tăng thì hàm suy giảm tăng, tần số giảm thì hàm suy giảm càng bé. Bởi vậy để tăng cự ly liên lạc bằng sóng đất, người ta cố gắng giảm tần số công tác.

Kết hợp hai điều kiện trên người ta chọn giới hạn dưới của dải tần công tác bằng giới hạn dưới của dải SN đối với máy thu phát công suất trung bình nghĩa là:

89

fCTmin ≈ 1 ÷ 1,5 MHz (thực tế cho thấy với giới hạn này cự ly liên lạc không vượt quá vài chục Km).

b. Chọn giới hạn trên của dải tần Khi liên lạc xa ở dải SN, người ta phải dùng phương thức truyền lan bằng sóng trời. Tuy nhiên như ở chương 1 đã nói thông tin bằng sóng trời chỉ thực hiện được nếu các tần số sử dụng nằm thấp hơn các giá trị cực đại, được xác định bởi mức độ ion hoá của các lớp phản xạ đối với mỗi cự ly thông tin. Ngoài ra thông tin chỉ có thể thực hiện nếu công suất máy phát và các hệ số khuếch đại anten bảo đảm được cường độ trường điện từ cần thiết tại điểm thu. Điều kiện đầu hạn chế giới hạn trên của dải tần, điều kiện sau - giới hạn dưới. Thực tế truyền sóng cho thấy tần số giới hạn ftới hạn = fmax = 12 ÷ 14 MHz. Tính đến sai số khi dự báo và tính toán, các tần số được dùng sẽ chọn thấp hơn tần số tới hạn 20 ÷ 30 %. Như vậy: fCT max = 10 ÷ 12 MHz để đảm bảo thông tin chắc chắn.

Tóm lại: Dải tần công tác của máy thu phát công suất trung bình là 1 ÷ 12 MHz. Chú ý: Cùng với những thành tựu mới nhất trong lĩnh vực vô tuyến điện tử, phần lớn các máy thu phát mới hiện nay đều làm việc trong toàn bộ dải sóng ngắn (tức là từ 1 ÷ 30 MHz).

2.2.3 Chọn dạng công tác Khi chọn dạng công tác cho các máy thu phát SN/CSTB, người ta xuất phát từ các tiêu chuẩn sau đây:

• Tính chống nhiễu của dạng công tác,

• Hiệu quả tần số của dạng công tác,

• Hiệu quả năng lượng của dạng công tác đó. Dựa trên ba tiêu chuẩn này, người ta phân tích và chọn ra dạng công tác thỏa mãn yêu cầu sử dụng của máy thu phát. Đối với máy thu phát SN/CSTB dạng công tác thích hợp nhất là F1 (thu nghe và in chữ), Hai dạng F6 và A1 là các dạng công tác phụ. Thông tin thoại chỉ dùng khi thực sự cần thiết (dạng chính là thoại đơn biên SSB/A3J). Chú ý: Nhằm mục đích thống nhất hoá máy thu phát, các máy thu phát thế hệ mới đều có đầy đủ tất cả các dạng công tác như F1, F6, A1, A3A, A3J, F3 (trừ dạng công tác điện báo pha tương đối F9 do phức tạp chưa thực hiện được).

2.2.4 Chọn anten và phương thức điều khiển

90

a. Chọn anten Trong chương 1 ta đã biết một trong các biểu thức của điều kiện thực hiện thông tin vô tuyến với chất lượng không xấu hơn chất lượng qui định là bất đẳng thức: M ≥ 1 / WLINK

trong đó: M - thế năng lượng của đường vô tuyến, WLINK - hệ số suy giảm năng lượng của sóng vô tuyến trên tuyến

thông tin, M = (PTX.GTX.GRX) / Pvao RX

GTX, GRX và PTX có vai trò như nhau trong biểu thức của M. PvaoRX tối thiểu xác định bởi công suất trung bình của nhiễu. Công suất nhiễu lại phụ thuộc vào hướng tính của anten thu. Như vậy ta thấy vai trò của anten là rất quan trọng. Nhằm đảm bảo tốt nhất các chỉ tiêu và yêu cầu sử dụng của máy thu phát đối với mục đích khác nhau và từ tính chất sử dụng của loại máy thu phát này (thường là cố định, có điều kiện triển khai thiết bị, nguồn nuôi không thành vấn đề....) nên các máy thu phát SN/CSTB thường được trang bị các loại anten có hiệu quả cao. Sau đây ta xét vắn tắt một số loại anten đó. 1. Chấn tử đối xứng nửa sóng: Có hai loại là nằm ngang và đặt chếch (còn gọi là V ngược) (hình 2-18). Giản đồ hướng (GĐH) trong mặt phẳng đứng và mặt phẳng ngang như hình 2-19. Từ GĐH trong mặt phẳng đứng ta thấy rằng trong đoạn tần số nào đó (ở đây là 1.5 ÷ 6 MHz) cực đại bức xạ hướng thiên đỉnh. Tại các tần số cao hơn, GĐH bị biến dạng, các đại bức xạ dịch sang miền các góc θ (góc nâng) nhỏ hơn. Đây là tính chất lý thú vì nếu chọn đúng tần số, có thể dùng anten trong dải cự ly rộng mà không hề có khoảng sụt hoặc vùng chết nào (từ 0 ÷ 1500 Km).

A

B

h

A = BA + B = nöa b−íc sãng

h > 1/8 b−íc sãngnót ®en = sø c¸ch ®iÖn

§Õn ®iÖn ®µi

Cét

Cét

h

A

B

§Õn ®iÖn ®µiCäc nÝu

Cäc nÝu

Hình 2-18. Anten lưỡng cực nửa sóng

91

Từ GĐH mặt phẳng ngang ta thấy rằng khi R < 300 Km có thể coi anten là vô hướng và không cần định hướng nó. Khi R > 300 Km cần định hướng anten sao cho hướng đến đối tượng liên lạc vuông góc với mặt phẳng chấn tử (đi qua 2 cánh anten).

R < 300 Km

R > 300 Km

§−êng ®i qua 2 c¸nh anten

G§H, mÆt ph¼ng ngang,t¹i f = 6 MHz

G§H, mÆt ph¼ng ®øng

1.5

2.0

4.0

6.08.0

10.0 6.0

4.0

8.02.0

(a) (b)

Hình 2-19. Giản đồ hướng trong mặt phẳng đứng và mặt phẳng ngang

Chấn tử đối xứng là anten dải tương đối hẹp. Để trùm dải tần rộng với hệ số khuếch đại anten cao tần rút ngắn chiều dài các cánh và giảm h khi tăng tần số. Chấn tử là anten cộng hưởng nên KSC (hệ số sóng chạy) trong phi đơ rất thấp, bởi vậy người ta dùng phi đơ với chất điện môi là không khí để giảm tổn hao. Chấn tử xiên được dùng khi muốn giảm thời gian triển khai hoặc khi không đủ không gian. GĐH tuy khác đôi chút chấn tử ngang song tính chất chung vẫn được giữ nguyên (hệ số khuếch đại anten của chấn tử xiên nhỏ hơn 2 ÷ 4 lần chấn tử ngang). 2. Anten hình T: Nhận được từ chấn tử đối xứng ngang hoặc xiên bằng cách nối hai dây phi đơ song hành (tại chỗ đấu vào hai nhánh anten) thành một. Anten này tương đương anten cần song có hệ số khuếch đại cao hơn. GĐH trong mặt phẳng ngang là hình tròn. Làm việc chủ yếu bằng sóng đất. 3. Anten sóng chạy:

Anten nửa trám (anten hình λ - một dây đặt thấp):

92

Là sợi dây dài khoảng vài λ, trải trên mặt đất. Dây này có trở tải bằng trở kháng sóng (một đầu điện trở nối vào dây, đầu kia nối vào đối trọng nhô lên trên mặt đất). Trở kháng sóng ρ ≈ 400 ÷ 600 Ω, ít phụ thuộc vào tần số (dải tần rộng). Trở vào của anten rất gần với trở kháng sóng, bởi vậy không cần thiết bị phối hợp.

Chiều dài tối ưu của anten là (5 ÷ 7)λ, treo cao h = 1 ÷ 2 m. Anten sóng chạy là anten định hướng, cực đại bức xạ hướng về phía tải. GĐH của anten như hình 2-20.

MÆt ph¼ng ®øng

MÆt ph¼ng ngang

θ

Hình 2-20. Giản đồ hướng anten sóng chạy

Hệ số khuếch đại anten trong dải sóng ngắn rất nhỏ (0.01 ÷ 0.1). Anten sóng chạy nên triển khai trên đất khô để tăng hệ số khuếch đại. Nhằm tăng hiệu quả của anten sóng chạy, phần giữa hoặc phần gần máy thu phát được nâng lên trụ cao và ta có anten nửa trám hay anten hình λ (hình 2-21). Trong dải sóng ngắn, anten sóng chạy được dùng làm anten thu có độ chống nhiễu cao.

h

12

Rt¶i

§èi träng§Õn ®iÖn ®µi

An ten nöa tr¸m

Rt¶i

An ten h×nh λ

Hình 2-21. Anten nửa trám và anten λ

Anten hình V: Là anten sóng chạy đối xứng, gồm hai dây căng giữa trụ anten và đất dưới một góc nào đó (hình 2-22). Các nhánh anten có trở kháng tải bằng trở kháng sóng. V-anten là định hướng và dải rộng. GĐH như hình 2-22. Chủ yếu làm việc trong phần trên của dải sóng ngắn, cự ly xa.

93

Anten hình trám: Dùng để tạo ra giản đồ hướng nhọn trong dải sóng ngắn. GĐH như hình 2-23. Hệ số khuếch đại anten lớn hơn của anten hình V năm, sáu lần. Để có cực đại bức xạ dưới góc θ đã cho ở sóng λ, kích thước anten phải thoả mãn:

2; 0.37. ;4.sin sin

h λ λ ϕ θθ θ

= = =l (2.32)

h

Rt¶i

Rt¶i

2ϕ

An ten V, h = 12 m, dµi 46 mR

t¶i = 400 «m, gãc = 50 ®é

30 MHz

15 MHz

10 MHz

MÆt ph¼ng ®øng

MÆt ph¼ng ngang

10 MHz

15 MHz

30 MHz

Hình 2-22. Anten hình V và giản đồ hướng của nó

Rt¶i

h

2ϕ

MÆt ph¼ng ®øng

MÆt ph¼ng ngang Hình 2-23. Anten hình trám và giản đồ hướng của nó

b. Lựa chọn phương thức điều khiển Thông thường có hai khả năng điều khiển: tại chỗ và từ xa. Đối với máy

94

thu phát SN/CSTB thì cả hai phương thức này đều được áp dụng. Trong đó với phương thức điều khiển tại chỗ máy thu phát có thể công tác ở tất cả các dạng công tác, còn đối với phương thức điều khiển xa thì chỉ ở một số dạng nhất định. Điều khiển tại chỗ không có gì đặc biệt nên ta không xét ở đây. Điều khiển xa có thể thực hiện theo đường dây hoặc qua máy thu phát vô tuyến. Thường người ta điều khiển tắt mở nguồn máy thu phát, chuyển chế độ và dạng công tác, thay đổi tần số công tác trong các tần số đã được chuẩn bị trước. Việc điểu khiển xa thường thực hiện theo nguyên tắc: "lệnh - dây" (khi ĐKX bằng dây) và "lệnh - xung vô tuyến" khi ĐKX qua máy thu phát vô tuyến. Nguyên tắc "lệnh - dây" được minh họa bằng sơ đồ hình 2-24. Việc điều khiển thực hiện bằng cách cấp điện áp cho một trong các dây xác định số hiệu của lệnh. Trong khối tạo xung sẽ tạo ra các xung với tần số nhất định (thường là xung âm tần). Sau đó các xung được đưa đến khối tạo lệnh (tổ hợp các xung) để tạo lệnh cần thiết. Lệnh tạo ra được phát đi nhờ máy thu phát vô tuyến. Tại đầu thu có quá trình ngược lại. Ngoài ra bên thu còn có phần lặp lại lệnh rồi phát ngược lại để xem lệnh phát đi đã được thực hiện đúng hay không.

Ma trËn®i èt

M¹ch ®ãng/më nguån

C¬ cÊuchÊp hµnh

ChuyÓn tÇnsè c«ng t¸c

C¬ cÊuchÊp hµnh

ChuyÓn chÕ®é c«ng t¸c

C¬ cÊuchÊp hµnh

ChuyÓn m¹ch

NguånDC

§−êng d©y Hình 2-24. Điều khiển xa theo đường dây

Nguyên tắc “lệnh - xung vô tuyến” được minh họa bởi sơ đồ khối hình 2-25.

Bé t¹oxung

Khèi t¹olÖnh

M¸y thuph¸t VT

M¸y thuph¸t VT

Gi¶i m·lÖnh

C¬ cÊuchÊp hµnh

LËp l¹ilÖnh

Hình 2-25. Điều khiển xa vô tuyến

95

2.3 CƠ SỞ XÂY DỰNG CHỈ TIÊU KỸ THUẬT CHO MÁY THU PHÁT SÓNG NGẮN CÔNG SUẤT NHỎ 2.3.1 Yêu cầu chung

Trọng lượng kích thước nhỏ, sử dụng đơn giản thuận tiện cho mang xách (máy thu phát trang bị cho cá nhân hoặc nhóm nhỏ). Bảo đảm liên lạc tin cậy ở cự ly gần (là chủ yếu).

2.3.2 Chọn dải tần công tác cho máy thu phát sóng ngắn công suất nhỏ (SN/CSN) Phần này tương tự như ở máy thu phát SN/CSTB song chỉ lưu ý là máy thu phát mang xách nên dải tần có hẹp hơn dải tần của nhóm máy thu phát SN/CSTB (thường từ 1 ÷ 12 MHz). 2.3.3 Chọn dạng công tác cơ bản Tiêu chuẩn chính là: Số đường thông tin càng nhiều càng tốt, Tính chống nhiễu cao, Đơn giản, dễ thực hiện để phù hợp với máy thu phát mang xách.

1. Để đảm bảo số đường thông tin lớn trên đoạn tần đã cho thì bề rộng phổ tín hiệu của dạng công tác được chọn phải càng nhỏ càng tốt. Ta xét bề rộng phổ các dạng tín hiệu với tốc độ phát là 25 baud. - Dạng điện báo dịch tần (FSK): Với tốc độ phát là 25 baud và dịch tần hay dùng là 250 Hz thì ta có bề rộng dải cần thiết BΠ theo bảng 2-2 là:

BΠ = 1,05.∆FSHT + 1,9.B = 1,05 x 250 + 1,9 x 25 = 310 Hz - Dạng điện báo biên độ (A1): Với tốc độ phát là 25 baud thì:

BΠ = (3 ÷ 5)B = (3 ÷ 5) x 25 = 75 ÷ 125 Hz

- Dạng đơn biên có tín hiệu lái (R3E): Với phổ tín hiệu âm tần cơ bản là 300 ÷ 3400 Hz thì:

BΠ = FH - FL = (3,4 ÷ 0,3) kHz = 3,1 kHz - Dạng thoại biên độ (AM):

BΠ = 2 x (FH - FL) = 2 x (3,4 ÷ 0,3) kHz = 6,2 kHz Qua đây ta thấy bề rộng phổ tín hiệu A1 là nhỏ nhất mà việc thực hiện lại đơn giản dễ dàng nên đây là dạng công tác cơ bản. Ngoài ra dạng công tác thoại

96

R3E cũng được chọn để làm dạng công tác phụ. Các dạng FSK và SSB đòi hỏi độ ổn định tần số cao, thực hiện phức tạp nên ít được chọn. 2. Về phần tính chống nhiễu thì như ta đã biết ở chương 1, tín hiệu A1 xếp sau cùng, song bù lại nhờ khả năng chọn lọc của cơ quan thính giác (tai người) mà trong một số trường hợp tín hiệu nhỏ hơn nhiễu ta vẫn thu nhận được tin tức. Bởi vậy A1 vẫn là tín hiệu được chọn. 3. Về mặt đơn giản thực hiện và sử dụng thì A1 xếp đầu bảng. Tóm lại: Với máy thu phát SN/CSN, dạng công tác chính là báo A1, dạng công tác phụ là thoại AM.

2.3.4 Lập luận chọn phương pháp ổn định tần số Trong máy thu phát vô tuyến thường có yêu cầu là khi bắt đầu liên lạc không phải tìm kiếm và trong quá trình liên lạc không phải vi chỉnh. Đảm bảo yêu cầu này tức là bảo đảm độ ổn định tần số và độ chính xác tần số của máy thu phát (tần số phát và tần số thu). Thường yêu cầu về độ ổn định tần số của máy thu phát SN/CSN là cỡ 10-4. Các biện pháp thường được áp dụng là: Ổn định tham số của bộ dao động, Dùng thạch anh để tạo mạng tần công tác.

a. Ổn định tham số của bộ dao động: Đây là biện pháp thông dụng trong máy thu phát cấp thấp. Muốn ổn định tần số bộ dao động bằng tham số ta phải bảo đảm: Công suất ra bộ dao động phải nhỏ: giảm ghép ở lối ra bộ dao động có

dòng Ic (Ia) nhỏ và Q cao. Điện áp cung cấp ổn định tốt. Dùng tầng đệm. Cấu trúc cơ khí: tụ biến đổi dùng hợp kim cứng ít biến đổi theo nhiệt độ

và ít biến dạng khi bị rung xóc, giá đỡ tụ bằng sứ là loại vật liệu ít thay đổi theo nhiệt độ, dây nối dùng dây cứng mạ bạc để giảm điện dung tạp tán. Cuộn cảm quấn trên ống sứ bằng phương pháp nóng. Bọc kim khung dao động. Dùng tụ bù nhiệt có hệ số nhiệt âm mắc song song với khung dao động. Sử dụng tỷ số C /L cao để bảo đảm Q cần thiết.

97

Phối hợp trở kháng giữa bộ dao động và tải. Nếu hệ số bao tần K = (fmax / fmin) > 2 thì phải thực hiện chia băng để bộ

dao động làm việc trong phạm vi hẹp. Dùng bộ hiệu chuẩn thạch anh (Calibrator) để hiệu chuẩn tần số bộ dao động LC. Chọn kiểu dao động: thường chọn kiểu 3 điểm điện dung.

b. Đảm bảo độ chính xác tần số: Tần số ghi trên thang phải đúng với tần số thực của máy thu phát trong suốt dải tần. Do đó việc khắc độ tần số, truyền động cơ khí phải hết sức chính xác. Để giảm sai số do mắt người, ta thường dùng hệ thống kính quang học. Với các máy thu phát hiện đại thì chỉ thị tần số được trình bày trên màn hình nhờ bộ đo tần số nằm ngay trên máy thu phát. c. Dùng bộ dao động thạch anh: Do yêu cầu gọn nhẹ, đơn giản cấu trúc của nhóm máy thu phát cấp thấp nên biện pháp này chỉ sử dụng ở mức độ hạn chế (trong toàn dải tần có vài tần số ổn định bằng thạch anh).

2.3.5 Chọn loại anten cho máy thu phát Với máy thu phát cá nhân thì anten cần là thích hợp nhất. Tuy nhiên nếu hoàn cảnh cho phép thì người ta dùng cả anten 2 cực và anten sóng chạy (hai loại này đã xét ở trên). Ở đây ta chỉ xét anten cần:

h = 0,25h = 0,50h = 0,75

λλλ

h

MÆt ph¼ng ngang MÆt ph¼ng ®øng Hình 2-26. Giản đồ hướng của anten cần

Anten cần là chấn tử nửa sóng không đối xứng hoàn toàn. GĐH trong mặt phẳng ngang là hình tròn. Trong mặt phẳng đứng GĐH có dạng hình cánh hoa (hình 2-26). Từ GĐH ta rút ra kết luận rằng anten cần trước hết dùng như anten vô hướng để liên lạc bằng sóng đất trong dải sóng ngắn và sóng trung. Ngoài ra còn có thể dùng như anten vô hướng để liên lạc bằng sóng trời khi bức xạ dưới

98

các góc không lớn lắm đối với mặt đất trong dải sóng ngắn. Cự ly liên lạc trong cả hai trường hợp phụ thuộc mạnh vào tỷ số h/λ và độ dẫn điện của đất. Trong thực tế anten cần thường có kích thước là 1,5 m; 2,7 m; 4 m và 10 m.

2.3.6 Phương thức điều khiển Thường là điều khiển tại chỗ. Ngoài ra cũng có khả năng điều khiển xa đơn giản bằng đôi dây, chuyển tiếp phát (hoặc thu) nhân công và tự động nhằm tăng cự ly liên lạc. Ta xét kỹ hơn nguyên tắc chuyển tiếp tự động. Sơ đồ thực hiện như hình 2-27.

f1

f1 f2 f2

Tr¹m®Çu cuèi A

Tr¹mtrung gian

Tr¹m®Çu cuèi B

Hình 2-27. Chuyển tiếp tự động

Tại trạm trung gian có hai máy thu phát với hai tần số công tác riêng biệt là f1 và f2. Trong tín hiệu phát đi của trạm cuối có chứa tín hiệu điều khiển (thường là tín hiệu âm tần). Bình thường hai máy thu phát tại trạm trung gian đều ở trạng thái thu. Khi máy thu phát ở đầu A phát tín hiệu ở tần số f1 thì máy thu phát có tần số công tác f1 ở trạm trung gian sẽ thu tín hiệu này, giải điều chế tách ra tín hiệu điều khiển (để chuyển máy thu phát ở tần số f2 sang phát) và tín hiệu tin tức (để đưa sang điều chế tín hiệu máy thu phát 2). Máy thu phát trung gian 2 sẽ phát tiếp tín hiệu đi cho máy thu phát ở trạm đầu cuối B. Quá trình ngược lại hoàn toàn tương tự. Nhờ phương thức này ta có thể tăng cự ly liên lạc và đổi hướng liên lạc.

2.4 CƠ SỞ XÂY DỰNG CHỈ TIÊU CHO MÁY THU PHÁT SÓNG CỰC NGẮN CÔNG SUẤT NHỎ 2.4.1 Yêu cầu chung Máy thu phát sử dụng cho điều hành trong phạm vi nhỏ. Kích thước, trọng lượng càng nhỏ càng tốt. Sử dụng đơn giản thuận tiện.

Cự ly liên lạc tối đa là 10 ÷ 20 Km.

99

2.4.2 Chọn dải tần công tác cho máy thu phát Từ yêu cầu chung nêu trên và từ đặc điểm của việc truyền sóng điện từ (dải tần vô tuyến) đã xét ở chương 1, ta thấy dải tần phù hợp nhất là dải sóng mét (SCN): fCT > 30 MHz. Trong dải sóng mét này tuỳ thuộc vào quan điểm thiết kế, trình độ kỹ thuật và công nghệ, từng bước lại chia thành từng đoạn nhỏ. 2.4.3 Chọn dạng công tác Với ưu điểm là dải tần rộng, dải sóng cực ngắn không đặt ra yêu cầu cao đối với bề rộng phổ tín hiệu được dùng. Bởi vậy dạng thoại điều tần FM (bề rộng phổ 16 ÷18 kHz) với ưu điểm là có độ chống nhiễu tốt, thực hiện tương đối đơn giản, ít gây nhiễu lẫn nhau giữa các máy thu phát được chọn làm dạng công tác cơ bản của máy thu phát SCN/CSN. 2.4.4 Phương pháp ổn định tần số trong máy thu phát SCN/CSN Độ bất ổn định tần số tương đối cho phép của máy thu phát trong dải này cỡ 10-4. Thoả mãn yêu cầu này có thể bằng phương pháp ổn định tần số bằng tham số vừa đơn giản vừa ít tốn kém. Ta biết rằng tần số của bộ dao động là:

CT1

2 .f

L Cπ=

Như vậy đảm bảo tần sô ổn định trước hết là bảo đảm L, C ổn định. Nhân tố gây mất ổn định là nhiệt độ, độ ẩm và áp suất môi trường xung quanh, tương ứng với các nhân tố này ta có hệ số nhiệt điện cảm và hệ số nhiệt điện dung. Về mặt số chúng bằng sự thay đổi tương đối của điện cảm, điện dung khi nhiệt độ thay đổi đi một độ C (10C).

,. .L CL C

L t C tα α∆ ∆

= =∆ ∆

(2.33)

Các hệ số này càng nhỏ càng tốt. Các biện pháp giảm hệ số nhiệt điện cảm là: Dùng lõi sứ với hệ số nhiệt tuyến tính nhỏ. Gắn chặt vòng dây với lõi (quấn nóng). Dùng màn bọc kim.

Các biện pháp giảm hệ số nhiệt điện dung là: Dùng gốm chịu nhiệt làm đế của tụ không đổi. Dùng vật liệu dẫn điện với hệ số nở nhiệt tuyến tính nhỏ để làm tụ biến đổi (inva, superinva, thép). Dùng trục quay có cấu trúc đặc biệt.

100

Đối với các miền thay đổi nhỏ của L và C ta có:

1 ( )2

f L Cf L C

∆ ∆ ∆= − + (2.34)

Suy ra fα = hệ số nhiệt tần số = 2

L Cα α+− . Nếu hệ số nhiệt tần số bằng không

thì L Cα α= − . Điều này được thực hiện bằng tụ có hệ số nhiệt điện dung âm. Tuy nhiên vì Lα và Cα phụ thuộc phi tuyến vào nhiệt độ nên chỉ bù hoàn toàn trong dải nhiệt độ hẹp. Khi bù nhiệt trong cả băng vấn đề sẽ phức tạp hơn rất nhiều. Người ta thường dùng biện pháp sau (hình 2-28): Nối tụ bù nhiệt song song với tụ xoay để bù ở tần số giữa băng, còn ở hai bên sẽ có sai lệch. Ở fmax khi tụ xoay có giá trị nhỏ nhất, ảnh hưởng của tụ bù nhiệt đến tần số sẽ mạnh hơn, độ lệch sẽ dương (đường 1). Nối tụ bù nối tiếp với tụ xoay dạng đường cong sẽ ngược lại (đường 2). Vậy biện pháp duy nhất là dùng cả tụ nối tiếp và tụ song song (ta có đường 3). Biện pháp này có thể bù thoả mãn khi Kf ≤ 2.

12

3fmin f

max

ft

∆∆

LC CT1

CT2

Hình 2-28. Phương pháp tụ bù nhiệt

2.4.5 Anten của máy thu phát SCN/CSN Phù hợp với yêu cầu sử dụng và dải sóng, anten hay dùng là anten cần (đã xét ở trên, ở đây không xét lại nữa). 2.4.6 Phương thức điều khiển Chủ yếu là điều khiển tại chỗ. Ngoài ra còn có thể điều khiển xa hoặc chuyển tiếp. Nguyên tắc chung giống như của máy thu phát SN/CSN.

101

Chương 3

CƠ SỞ XÂY DỰNG SƠ ĐỒ KHỐI CHO HỆ THỐNG THÔNG TIN VÔ TUYẾN

3.1 CƠ SỞ XÂY DỰNG SƠ ĐỒ KHỐI CHO MÁY THU PHÁT SÓNG CỰC NGẮN CÔNG SUẤT NHỎ 3.1.1 Máy thu phát cầm tay Các máy thu phát cầm tay cần có kích thước nhỏ và chạy pin nạp. Sơ đồ cấu trúc đơn giản của một máy thu phát cầm tay điển hình như trên hình 3-1.

K§©m tÇn

Gi¶inhÊn

H¹n chÕt¹p ©m

BPF 4TS

vu«ng phaK§ TG

2Trén 2

K§cao tÇn

K§TG1

Trén 1BPF 3

BPF 2

BPF 1

C/mthu ph¸t

K§cao tÇn

VCOLPFH¹nbiªn

K§©m tÇn

TiÒnnhÊn

THTS

Hình 3-1. Sơ đồ kết cấu của máy thu phát cầm tay Tín hiệu micro được tiền nhấn và được khuếch đại trước khi đặt vào bộ hạn biên để giữ biên độ của nó ở mức không đổi. Tín hiệu đã hạn biên sau đó được lọc thông thấp trước khi thực hiện điều tần bộ VCO phát. Sau đó tín hiệu điều tần được khuếch đại bởi bộ KĐ công suất cao tần, rồi qua chuyển mạch thu phát đi ra anten. Theo hướng thu, tín hiệu thu được từ anten qua chuyển mạch thu phát (ở thu) đi đến bộ lọc dải thông (bao toàn bộ dải tần). Tín hiệu ra bộ lọc đi tới khuếch đại cao tần để khuếch đại rồi lọc tiếp bởi bộ lọc điều khiển điện tử để suy giảm tần số ảnh. Tiếp theo tín hiệu thu đi tới bộ trộn cân bằng, trộn với tần số ngoại sai 1 để tạo ra trung tần 1 (thường có giá trị 10,7 MHz). Tín hiệu trung tần 1 được khuếch đại, rồi qua bộ lọc thạch anh (đảm bảo phần lớn chọn lọc kênh lân cận) trước khi đi tới bộ trộn 2. Tại đây trung tần 1 được trộn với tín hiệu ngoại sai 2 từ bộ tổng hợp tần số tạo ra tín hiệu trung tần 2 (thường là 455 kHz). Tín

102

hiệu này được khuếch đại hạn biên, rồi đến bộ tách sóng vuông pha để giải điều chế. Tín hiệu giải điều chế qua bộ hạn chế tạp âm và bộ giải nhấn trước khi được khuếch đại bởi bộ khuếch đại âm tần.

3.1.2 Máy thu phát SCN/CSN dải rộng Trong giáo trình thu ta đã biết rằng để tạo ra máy thu dải rộng người ta chia

toàn bộ dải tần công tác thành 2 băng và dùng 1 bộ ngoại sai toàn dải để phục vụ cho cả hai băng. Cả hai băng chứa các đoạn tần số bằng nhau max min( ) / 2f f− , còn giá trị không đổi của tần số trung gian 1 có liên quan chặt chẽ với bề rộng của dải tần công tác: TG1 max min( ) / 4f f f= − .

Hệ số trùm theo tần số của dao động ngoại sai 1 (DĐNS1) khi đó sẽ nhỏ hơn nhiều hệ số trùm của cả dải tần công tác. Thật vậy:

NSmax max max min( ) / 4f f f f= − − (3.1)

NSmin min max min( ) / 4f f f f= + − (3.2)

max

NSmax max min minNS

maxNSmin min max

min

3 1 3 133 33

ff

f

ff Kf f fK ff f f K

f

+++

= = = =+ ++

(3.3)

Ví dụ: dải tần công tác 20 ÷ 52 MHz thì 2,6fK = còn NS 1,57fK = .

Việc thu hẹp dải tần của DĐNS làm giảm nhẹ việc thực hiện sự bù nhiệt toàn băng cho các thay đổi tham số của khung dao động.

Dao ®éngth¹ch anh

Trén tÇnKhuÕch ®¹ic«ng suÊt

Ngo¹i saim¸y thu

PhÇn tökh¸ng

fNS

fTAB¨ng I: fNS - fTA

B¨ng II: fNS

+ fTA

§Õn m¸y thu Hình 3-2. Dùng ngoại sai cho máy phát

Vì trong các máy thu phát đơn công (simplex), bộ phận đặt tần số là chung cho cả máy thu và máy phát, nên một cách tự nhiên người ta dùng DĐNS1 làm dao động chủ sóng (DĐCS) hoặc là bộ dao động gốc của máy phát. Cách sử dụng đơn giản nhất DĐNS trong vai trò bộ dao động gốc máy phát như hình 3-2. Ở

103

đây, fTA được tính toán như fTG1 tuyến thu trên. Song ở phương pháp này trong tuyến phát ngoài tín hiệu có ích, không

tránh khỏi còn tạo nên các dao động tổ hợp phụ bậc thấp. Nếu dải tần công tác của máy thu phát là 20 ÷ 52 MHz thì tần số trung gian 1 của máy thu hay tần số gốc cao tần trong máy phát sẽ bằng 8 MHz, các hài của tần số này (từ hài bậc 3 đến hài bậc 6) sẽ trực tiếp rơi vào dải tần của máy thu phát. Nhược điểm chính là với dải tần của máy thu phát được cho trước, dải tần của DĐNS và của fTG1 hay fgốc trong máy phát là cố định và bởi vậy không thể thay đổi các tần số này để nhằm tránh các tổ hợp bất lợi.

Một lối thoát khác thể hiện ở việc dùng 2 máy phát với các DĐCS riêng làm việc trong hai băng tần của máy thu phát. Ta thấy ngay là nếu độ ổn định tần số của 2 bộ DĐCS này giống như của NS1 và nếu chúng hoàn toàn độc lập với nhau thì việc dùng một thang đặt tần số là không thể vì không thể nào đồng chỉnh được 3 bộ dao động. Nói cách khác không thể nào bố trí chúng vào một thang tần số được. Hơn nữa việc sử dụng một lúc 3 bộ dao động ổn định cao là không tiết kiệm. Bởi vậy một cách hợp lý nên coi NS1 là dao động gốc và bảo đảm tự động tinh chỉnh tần số đối với DĐCS không ổn định của hai máy phát (bằng 2 bộ dao động rẻ tiền) theo các tần số của NS này. Sơ đồ cấu trúc của máy thu phát sử dụng ý tưởng này như hình 3-3.

§iÒu h−ënganten

M¹ch vµoM¹ch ra

K§CT TSTSH¹n biªnK§TG 2Trén 2K§TG 1Trén 1

M¹ch vµoM¹ch ra

K§CS KhungK§CT, CS

D§CS PhÇn tökh¸ng

D§NS 2 D§ t×m kiÕm

LPF

PhÇn tökh¸ng

D§CSKhungK§CT, CS

K§CS H¹n chÕ ®és©u ®iÒu chÕ

K§¢T K§micro

K§CT Trén 1

Dao ®énggèc

Micro

Tai nghe

HiÖu chuÈnth¹ch anh

T§TC¬ cÊu ®Ætf cè ®Þnh

C¸c phÇn tö b¨ng II

C¸c phÇn tö b¨ng I

I

II

§iÒu h−ëng

Nguån

Hình 3-3. Sơ đồ cấu trúc máy thu phát SCN - CSN dải rộng

104

Hoạt động của sơ đồ cấu trúc như sau: Máy thu biến tần hai lần có tầng khuếch đại tần số tín hiệu trộn tần 1 với tín hiệu đưa đến là các dao động từ NS1 (dao động gốc), tuyến trung tần 1, trộn tần 2 trong đó tần số tín hiệu nhờ các dao động thạch anh NS2 được biến thành trung tần 2, tuyến trung tần 2, cuối cùng là thực hiện việc xử lý tín hiệu điều tần.

Đặc điểm của máy thu là có hai tuyến ở tần số tín hiệu nhận được bao gồm KĐCT và TT, mỗi tuyến phục vụ một băng tần của máy thu phát. Việc dùng hai tuyến là để loại bỏ việc chuyển mạch cơ khí trong các khung dao động khi chuyển băng tần và do có 2 tuyến máy phát (với các khung dao động được dùng làm các khung KĐCT).

Tuyến máy phát (1 trong 2) bao gồm DĐCS và KĐCS. Dao động chủ sóng bao gồm phần tử kháng (PTK) được điều khiển bằng tín hiệu lời nói (FM). Khung dao động ngoài trong chế độ thu là tải của KĐCT, còn khung tải (khung trung gian) của KĐCS là khung vào của KĐCT.

Việc chuyển từ thu sang phát và ngược lại thực hiện bằng chuyển mạch nguồn nuôi cấp cho các tuyến máy phát và máy thu.

Việc chuyển băng thực hiện bằng việc cấp nguồn cho các tuyến cần thiết và ngắt nguồn của tuyến không dùng. Ngoài ra, nhờ một rơ le cao tần duy nhất mắc thiết bị phối hợp anten vào các tuyến đang hoạt động.

Trong chế độ phát, máy thu bắt đầu từ TT1 và kết thúc bởi TSTS vẫn được dùng và thực hiện chức năng TĐT dao động chủ sóng công tác theo tần số của NS1 máy thu. Nguyên tắc hoạt động của TĐT như sau:

Các dao động của DĐCS từ khung ngoài đi đến TT1 máy thu và nhờ các dao động của NS1 được biến đổi thành fTG1 sau đó nhờ các dao động của NS2 - thành fTG2. Nếu coi rằng máy phát không bị điều chế còn tần số của nó ứng với giá trị danh định thì khi không có sai số của NS1 máy thu và các sai số trong việc điều hưởng TSTS, điện áp trên tải TSTS bằng không. Còn nếu dưới tác động của các nhân tố gây mất ổn định, tần số DĐCS thay đổi đi, thì trên tải TSTS xuất hiện điện áp có dấu và độ lớn phụ thuộc vào hướng và trị số lệch tần của DĐCS. Điện áp này sử dụng như điện áp điều khiển trong hệ thống TĐT. Người ta thường dùng PTK làm bộ điều khiển tần số của DĐCS.

Hằng số thời gian trong mạch điều khiển TĐT chọn đủ lớn để không làm giảm độ di tần khi điều chế tín hiệu. TĐT chỉ bám theo những thay đổi chậm của tần số gây bởi tác động của các nhân tố gây mất ổn định.

105

Dải thông của tuyến trung tần 2 máy phát thu khi thu tín hiệu với độ di tần ±5 kHz thường cỡ 16 ÷ 18 kHz. Có nghĩa là dải bắt của TĐT bị hạn chế. Với các hệ số chữ nhật của đường cong chọn lọc máy thu thực hiện được trên thực tế và với tốc độ thực tế của đặc tính bộ điều khiển, dải bắt không vượt quá ±15 kHz (Dải bắt lớn hơn dải thông vì dạng đường cong chọn lọc máy thu khác xa dạng chữ nhật).

Ta cũng nhận thấy rằng khi chuyển từ băng tần này sang băng tần khác, sai số tần số của NS1 gây bởi nhân tố bất ổn định nào đó, sẽ dẫn đến sự đổi dấu của sai số trung tần 2. Bởi vậy khi chuyển băng nhờ chuyển mạch đồng chỉnh với chuyển băng, cực tính của điện áp điều khiển TĐT được đổi ngược lại .

Nhằm giảm yêu cầu đối với độ ổn định tần số các bộ DĐCS, người ta dùng các biện pháp nhân tạo để mở rộng dải bắt TĐT đến dải giữ của nó. Một trong các biện pháp đó là dùng bộ dao động tìm kiếm.

Dao động tìm kiếm là bộ dao động tích thoát tạo điện áp răng cưa với tần số 2 ÷ 4 Hz. Tại thời điểm bật phát máy thu phát, điện áp từ lối ra bộ dao động tìm kiếm được đưa đến PTK của DĐCS, làm thay đổi tần số của nó trong phạm vi rộng. Trong quá trình thay đổi đó, tần số đi qua giá trị danh định của mình, khi đó xuất hiện điện áp trong tuyến trung tần 2 của máy thu, cần thiết cho sự bắt tần số của DĐCS bằng hệ thống TĐT. Dao động tìm kiếm được ngắt ra (khoá lại) bởi điện áp nhận được nhờ thành phần một chiều của dòng xuất hiện khi tách sóng điện áp trung tần 2 trong mạch hạn chế biên độ.

Quá trình xác lập chế độ bắt của TĐT mang tính dao động, nghĩa là từ thời điểm bắt đầu tìm kiếm tần số các dao động DĐCS đến lúc bắt nó bằng TĐT, xảy ra một vài dao động của dao động tìm kiếm. Hệ thống TĐT có bộ dao động tìm kiếm sẽ hoạt động bình thường nếu độ lệch tần ban đầu của DĐCS nằm trong phạm vi dải giữ của TĐT. Sai số tần số của DĐCS được TĐT, nếu bỏ qua sai số của dao động gốc và sai số điểm "0" của bộ phân biệt (TSTS), sẽ phụ thuộc vào hệ số TĐT. Thường hệ số TĐT trong phạm vi 50 ÷ 100.

Việc áp dụng tất cả các biện pháp ổn định bằng tham số có thể đối với tần số của dao động gốc cho phép nhận được mạng tần số công tác của máy thu phát trong dải rộng cách nhau 25 kHz. Trong máy thu phát có bộ hiệu chuẩn thạch anh, tạo ra hai mạng tần số với khoảng cách là 250 kHz và 25 kHz. Mạng cách nhau 25 kHz cần để hiệu chuẩn thang tần số của máy thu phát, để đặt chính xác tần số công tác và kiểm tra định kỳ tần số.

106

Nếu máy thu phát chịu những tác động có thể làm dịch tần số dao động gốc đi quá 12,5 kHz thì khi đặt tần số theo bộ dao động thạch anh có dùng mạng cách nhau 25 kHz, có thể cho phép sai số đi 25 kHz. Mạng cách nhau 250 kHz cho ta thấy rõ rằng sai số tần số trong vùng tần số công tác được đặt không vượt quá 12,5 kHz. Việc kiểm tra được tiến hành ở tần số gần nhất, bội của 250 kHz, được đánh dấu (*) trên thang tần số của máy thu phát.

Các máy thu phát dải rộng thường có cơ cấu cơ khí làm giảm nhẹ việc thay đổi một vài tần số công tác chuẩn bị trước nhờ nhớ trước vị trí góc của bộ phận đặt tần số. Các máy thu phát này cũng có khả năng điều khiển xa từ máy điện thoại đặt ngoài, chuyển tiếp phát nếu tại điểm đã cho có bố trí hai máy thu phát.

Nguyên tắc xây dựng máy thu phát sóng mét đã xét ở trên đã nêu hết tiềm năng ổn định tần số bằng tham số. Ta xét thêm một sơ đồ cấu trúc của máy thu phát, tuy không được sử dụng rộng rãi song lại được quan tâm vì đã thể hiện được một số giải pháp kỹ thuật căn bản. Cấu trúc này vẫn còn sử dụng ổn định tần số tham số song thể hiện các khả năng của kỹ thuật transistor (hình 3-4).

Máy thu của máy thu phát là máy thu đổi tần một lần, dải rộng. Việc biến đổi toàn bộ dải tần 20 ÷ 52 MHz thành trung tần duy nhất 10,7 MHz được thực hiện nhờ DĐNS với điều hưởng trên (30,7 ÷ 62,7 MHz). Hệ số trùm tần số của ngoại sai KNS f = 2,04 (lớn hơn ở tất cả các thế hệ trước của máy thu phát). Điều này đạt được nhờ tích luỹ kinh nghiệm sản xuất (hệ số nhiệt độ tần số đạt được trong dải tần rộng - 250 Hz/độ).

Phèi hîpan ten

K§CT Trén 1Läc

th¹ch anhK§TG

H¹nbiªn

TSTS K§¢T

K§micro

Läcth¹ch anh

K§TGPTKD§NS

Trén 2 K§TG TS phaD§ gèc

(th¹ch anh)

NguånD§

t×m kiÕmLPFPTKD§CSK§CS

¢m

s¾c

b¸o

Thu

b¸o

Thu

Ph¸t

LÖnhtù ®éng

phèi hîp

TÇn

kÕ

Hình 3-4. Sơ đồ cấu trúc máy thu phát SCN/CSN (phương án dải rộng)

107

Để bảo đảm độ chọn lọc thoả mãn của máy thu theo kênh lân cận, bộ lọc thạch anh được dùng làm bộ lọc cơ bản (hệ số chữ nhật KCN = 2,78). Tần số trung gian cao bảo đảm triệt tốt các nhiễu theo kênh thu phụ, còn việc đưa bộ lọc cơ bản lại gần lối vào máy thu làm nâng cao độ chọn lọc thực tế trong miền lệch cộng hưởng nhỏ. Việc đặt tần số máy thu và kiểm tra nó được thực hiện nhờ tần kế số, đó là sự thuận tiện hơn nhiều so với đặt tần số theo bộ hiệu chuẩn thạch anh. Cũng như trong máy thu phát trước, NS của máy thu là dao động gốc để tinh chỉnh tần số DĐCS máy phát trong chế độ phát. Tuy nhiên trong máy thu phát này thay cho TĐT người ta dùng TĐF nhờ đó nâng cao độ chính xác tần số của máy phát (không có độ lệch còn dư).

Tần số DĐCS máy phát luôn luôn thấp hơn tần số NS một lượng bằng trung tần máy thu. Tần số hiệu được tách ở lối ra bộ trộn phụ, được khuếch đại lên và đưa tới TSF để so sánh với tần số chuẩn của bộ dao động thạch anh riêng. Vì dải bắt của TĐF rất nhỏ nên người ta phải dùng bộ dao động tìm kiếm nghĩa là bộ dao động tích thoát tạo điện áp răng cưa với tần số khoảng 20 Hz, bảo đảm dò tìm tần số dao động chủ sóng. Sau khi TĐF làm việc các dao động của dao động tìm kiếm được ngắt đi. Việc điều chế được thực hiện ở NS máy thu. Việc điều khiển tần số DĐCS xảy ra nhờ sự thay đổi hiệu pha của các dao động được so sánh ở TSF (trong chế độ xác lập của TĐF, sự thay đổi tần số của DĐCS bị chậm lại một số chút so với sự thay đổi tần số của NS trong quá trình điều chế). Dải thông của bộ lọc tần thấp trong vòng TĐF được chọn với tính toán để cho qua phổ tín hiệu lời nói. Máy thu phát bảo đảm khả năng làm việc bằng tín hiệu báo biên độ, điều này là hợp lý đặc biệt là trong điều kiện phức tạp của địa hình. Để thu chống nhiễu các tín hiệu báo, một tuyến gồm bộ lọc thạch anh dải hẹp và bộ trộn là TSF của hệ thống TĐF (trong chế độ thu TĐF không làm việc) được tạo thành. Việc chọn âm sắc thích hợp thực hiện nhờ thay đổi nhỏ tần số bộ dao động chuẩn thạch anh.

Ưu điểm của máy thu phát này là việc đưa vào hệ thống tinh chỉnh tự động thiết bị phối hợp anten tạo nên những thuận tiện cơ bản khi khai thác. Nguyên tắc làm việc của hệ thống tự động dựa trên sự điều chế tham số các phần tử điều hưởng phối hợp anten.

Cuối cùng ta mô tả các nguyên tắc xây dựng các máy thu phát hiện đại. Cấu trúc của máy thu phát sóng mét công suất nhỏ hiện đại điển hình được xác định bởi phần tử cơ sở được sử dụng. Đó là:

108

Các transistor trường và lưỡng cực - để khuếch đại tuyến tính và phi tuyến (biến đổi) các tín hiệu nhỏ và lớn trong dải tần hẹp và rộng. Các vi mạch tương tự - để khuếch đại tuyến tính và phi tuyến (biến đổi) các

tín hiệu yếu trong dải tần hẹp là chủ yếu. Các mạch logic rời rạc - để xử lý số khi tổng hợp tần số Các bộ lọc thạch anh cao tần đơn khối kích thích nhỏ. Các hộp cộng hưởng kích thước nhỏ - dùng cho các bộ dao động thạch anh

chuẩn. Các linh kiện nhỏ: cuộn cảm, tụ điện, điện trở, các dụng cụ bán dẫn

khác...v.v. Các tấm mạch in: để lắp ráp các phần tử thành cụm chức năng. Các dây dẫn cực nhỏ để nối giữa các tấm và giữa các cụm...v.v.

Các phần tử cơ sở đảm bảo: Khả năng chuyển từ ổn định tần số bằng tham số sang ổn định bằng thạch

anh trong toàn dải tức là khả năng tạo ra các bộ tổng hợp tần số kích thước nhỏ và kinh tế. Nâng cao rõ rệt độ tin cậy kỹ thuật của thiết bị, dẫn đến tăng thời gian làm

việc không hỏng từ vài trăm giờ lên đến vài nghìn giờ. Giảm đáng kể kích thước và trọng lượng trong thiết bị. Nâng cao mức độ thống nhất hoá các cụm chức năng của thiết bị, do đó bảo đảm khả năng sửa chữa tốt hơn.

Sơ đồ cấu trúc đơn giản của máy thu phát SCN/CSN với bộ tổng hợp mạng tần số gián đoạn như hình 3-5. Sơ đồ này có nhiều cái lặp lại hai sơ đồ trước: - Máy thu đổi tần hai lần: Đổi tần hai lần dùng để nâng cao độ chọn lọc của máy thu theo kênh lân cận (bộ lọc cao tần thạch anh có đặc trưng chọn lọc gần với cần thiết song vẫn không đủ).

- Dải tần máy thu 30 ÷ 76 MHz chia thành các băng mỗi băng có khối KĐCT riêng. Các khung dao động của các khối này được điều chỉnh bằng sơ đồ điều khiển phù hợp với các tần số được chọn trên bộ tổng hợp Sơ đồ điều chỉnh bao gồm: a) các cuộn cảm được chuyển mạch bằng các khóa điốt. Các cuộn này có giá trị gián đoạn bảo đảm việc chia nhỏ băng tần thành các đoạn nhỏ hơn; b) các varicáp mà sự thay đổi điện áp trên chúng bảo đảm chính xác hoá tần số.

109

Phèi hîpanten

K§CT

K§CT

K§CT

K§CT

LPF

Bé céng

H¹nbiªn

K§TG2

Trén 2K§TG

1Läc

th¹ch anhTrén 1

TSTS

K§¢T

Läctho¹i/b¸o

K§¢T

K§CS

K§CS

K§CS D§CS PTK D§t×m kiÕm

K§micro

LPF PTK

TSF D§th¹ch anh

K§TG1

Trén

TriÖt ånBé

tænghîp

§iÒukhiÓn

D§th¹ch anh

fNS1fchuÈn = fNS2 = 10 MHz

F = 1 kHz

Kho¸ b¸o

Thu

Ph¸t

f NS1

Chuy

Ón b

¨ng

LÖnhtù ®éng

®iÒu chØnh

Micro

Loa

Hình 3-5. Sơ đồ cấu trúc máy thu phát SCN/CSN dải rộng có bộ tổng hợp số

Bộ tổng hợp tần số gián đoạn thực hiện chức năng NS1của máy thu. Để thu hẹp dải tần của bộ tổng hợp, việc thu trên một nửa dải tần máy thu được bảo đảm bằng sự điều hưởng trên của NS, còn nửa kia - bằng sự điều hưởng dưới. Tần số trung gian 1 khi đó bằng: fTG1 = (fmax - fmin) / 4 (3.4) (trong trường hợp đang xét là 11,5 MHz).

Biến tần 2 thực hiện nhờ bộ dao động thạch anh chuẩn của bộ tổng hợp (fchuẩn = 10 MHz). Độ chọn lọc theo kênh lân cận được nâng lên trong tuyến trung tần hai (fTG2 = 1,5 MHz). Tiếp sau đó là bộ hạn biên và TSTS bình thường đối với tín hiệu FM.

Trong tuyến tần thấp dùng bộ lọc bảo đảm chuyển từ dải rộng để thu tín hiệu thoại sang dải hẹp để thu tín hiệu báo.

Trong máy thu có bộ triệt tạp âm: đường bao của các tạp âm tác động ở lối ra hạn biên được tách ra bởi bộ tách sóng, được nắn, được san bằng và dùng để khóa bộ khuếch đại âm tần cuối.

Khi có tín hiệu, điện áp ở hạn biên lớn hơn ngưỡng hạn chế, biên độ đường bao bằng không. Do đó KĐAT mở ra.

110

Ngoại sai 1 của máy thu (bộ tổng hợp) là gốc cho DĐCS được ổn định bằng TĐF. Dải tần của DĐCS được chia thành các băng. Chuyển băng nhờ sơ đồ điều khiển. Hệ thống TĐF có bộ dao động tìm kiếm làm việc hệt như trong máy thu phát trước.

Tần số trung gian TĐF được so sánh ở TSF với tần số bộ dao động thạch anh riêng. Các dao động của DĐTA bị điều chế bởi tín hiệu lời nói hoặc xung âm thanh 1 kHz khi chọn chế độ báo. Công suất của tầng khuếch đại sơ bộ của bộ KĐ dải rộng máy phát được chia ra để kích thích hai bộ khuếch đại cấp 2, công suất ra của chúng lại được cộng ở bộ cộng. Để triệt các hài bậc cao của tín hiệu, ở lối ra máy phát có bộ lọc tần thấp có tần số cắt dịch chuyển khi chuyển từ nửa dải tần này sang nửa dải tần khác theo lệnh từ sơ đồ điều khiển. (Điều này là điều cần thiết cho hệ số trùm dải lớn hơn 2). Thiết bị phối hợp anten được điều hưởng trên nguyên tắc điều chế tham số các phần tử điều hưởng phối hợp anten. Bộ tổng hợp thực hiện theo sơ đồ tổng hợp số, bước của mạng tần số là 1 kHz.

3.2 CƠ SỞ XÂY DỰNG SƠ ĐỒ KHỐI CHO MÁY THU PHÁT SÓNG NGẮN CÔNG SUẤT NHỎ

Các máy thu phát nhóm này được sử dụng để tiến hành thông tin vô tuyến simplex ở cự ly đến vài chục kilomet trong những trường hợp thông tin này không thể bảo đảm được nhờ các máy thu phát SCN.

Đôi khi các máy thu phát SN/CSN tỏ ra có ích để phát các tin ngắn đi xa (300 ÷ 400 Km) bằng sóng không gian và trên các tần số không bận tại thời điểm đó.

Các máy thu phát SN/CSN làm việc ở chế độ thoại đơn biên và báo mannip biên độ. Khả năng làm việc thoại cho phép sử dụng các máy thu phát này như nguồn dự trữ của thông tin SCN. Việc áp dụng báo ma níp biên độ thu nghe cho phép tạo ra kênh có độ chống nhiễu đủ để phát các tín hiệu rời rạc có dung lượng tương đối nhỏ đi xa.

Việc hình thành tín hiệu thoại đơn biên bằng phương pháp lọc, biến tần liên tiếp tần số tín hiệu là phổ biến nhất và về cơ bản xác định cấu trúc của các máy thu phát này.

Trong phương pháp này tín hiệu đơn biên sơ cấp được hình thành ở tần số không đổi không cao lắm, sau đó nó được dịch chuyển lên dải tần công tác của máy thu phát nhờ biến đổi liên tiếp. Việc biến tần tín hiệu phát từ thấp lên cao và

111

việc biến đổi tín hiệu thu từ cao xuống thấp trong máy thu đổi tần là các quá trình ngược nhau, vì vậy trong máy thu phát simplex có nhiều khả năng sử dụng cùng một phần tử, chủ yếu là các bộ lọc, cả cho phát và cho thu, dĩ nhiên phải tính đến hướng đi lại ngược nhau của tín hiệu. Để cho rõ hơn, nghiên cứu 2 sơ đồ điển hình của máy thu phát SN/CSN.

3.2.1 Sơ đồ tuyến tín hiệu của máy thu phát SN/CSN (dải tần 1,5 ÷ 11 MHz)

Sơ đồ chỉ ra trên hình 3-6. Xét tuyến phát trước: Tín hiệu đơn biên sơ cấp tạo nên nhờ bộ điều chế cân bằng và bộ lọc tập

trung (hoặc thạch anh) ở tần số không cao lắm. Dãy các tầng tiếp theo bảo đảm nâng tín hiệu đơn biên lên dải tần công tác của máy thu phát. Số lần biến tần xác định bởi khoảng cách tương đối của các tần số mà tín hiệu đơn biên được nâng lên và bởi các tham số của các bộ lọc trong tuyến tín hiệu. Khoảng này càng lớn và các tính chất chọn lọc của bộ lọc càng kém thì số lần biến tần càng lớn.

Các tần số đệm tham gia trong quá trình biến đổi tín hiệu (ở ví dụ này là f1, f2) được tổng hợp từ các tần số của bộ dao động thạch anh chuẩn của máy thu phát. Việc lựa chọn tần số danh định của chúng được kết hợp với sự cần thiết loại bỏ sự xuất hiện ở lối ra bộ trộn các tần số tổ hợp bậc thấp gần với tần số tín hiệu có ích. Lần biến tần cuối cùng dựa trên dải tần số ổn định (f3min - f3max) với độ rời rạc cho trước của mạng. Dải này cho phép nhận dải tần công tác ở lối ra của máy thu phát. Chỉ có thể loại trừ sự xuất hiện các tổ hợp nguy hiểm ở lối ra bộ chọn cuối trong trường hợp dải tần có hệ số trùm nhỏ. Ở các máy thu phát công suất nhỏ điều kiện này được thực hiện ở mức độ nhất định vì chúng có dải tương đối hẹp (trong các địên đài dải rộng, tín hiệu được chuyển lên tần số cao hơn nhiều dải tần công tác. Cả mạng tần số gián đoạn chuẩn cũng được chuyển lên trên để các tần số công tác nhận được như là tín hiệu giữa tần số chuẩn và tần số tín hiệu. Hệ số trùm theo tần số của mạng rời rạc chuẩn đã dịch lên trên sẽ nhỏ đi một cách đáng kể và do đó tạo ra các điều kiện thuận lợi hơn để chống việc tạo ra các tần số tổ hợp ở lối ra máy phát).

Tín hiệu đơn biên trong dải tần công tác được khuếch đại lên trong bộ khuếch đại công suất và tới khối phối hợp máy phát với anten. Vì các máy thu phát SN/CSN thường được dùng kết hợp với máy thu phát SCN nên thiết bị anten phối hợp được tính toán để có khả năng làm việc bằng một anten cho cả máy thu phát sóng ngắn và sóng cực ngắn. Xét tiếp tuyến thu:

112

Tín hiệu thu được từ thiết bị anten phối hợp đi tới lối vào máy thu. Khung trung gian của máy phát thực hiện chức năng của khung dao động vào. Các khung dao động của tuyến khuếch đại công suất máy phát đều được dùng trong tuyến KĐCT máy thu. Nhờ các dao động tần số f3 đảm nhiệm chức năng các dao động NS1 của máy thu, tần số của tín hiệu thu được biến đổi thành tần số trung gian 1, sau đó nhờ các dao động tần số f2 - thành tần số trung gian 2 và nhờ các dao động tần số f1 - thành tần số trung gian 3. Sự chọn lọc cơ bản của máy thu được thực hiện nhờ bộ lọc tập trung. Bộ lọc này đã được dùng khi tạo tín hiệu trong chế độ phát.

Từ lối ra bộ lọc tập trung, tín hiệu đi tới bộ giải điều chế rồi KĐÂT, sau đó tới thiết bị cuối. Như vậy tất cả các mạch chọn lọc của máy thu phát đều được sử dụng trong cả chế độ phát và thu.

Tín hiệu báo A1 được hình thành bằng cách khống chế các dao động của tần số chuẩn đầu tiên f0. Trong trường hợp này các dao động đó được đưa đến bộ trộn 1 (thay cho tín hiệu đơn biên) nhờ sơ đồ khoá chịu sự khống chế của ma níp.

Thu dải hẹp các tín hiệu báo A1 thực hiện nhờ bộ lọc dải hẹp riêng mắc ở lối ra trộn tần của máy thu. Tín hiệu đã tách được đưa đến bộ trộn tần - ngoại sai, bảo đảm có được phách âm tần cần thiết cho việc thu nghe.

Trén2

Trén2

Läcd¶i

K§TG

K§TG

Läcd¶i

Trén3

Trén1

K§TG

K§CT

K§CS

K§CT

Phèi hîpan ten

§CT§K§CS

Khu

ng

Khu

ng

Khu

ng

Läcd¶i

K§TG

K§TG

Läcd¶i

Trén1

Trén3

LäctËp

trung

M¹chkho¸

Trénc©n b»ng

Gi¶i®iÒu chÕ

LPFK§¢T

Läc hÑp

NSTrén

TST§K

f1

f2f3

f0

T§K

T§K

C¸c tÇng

®iÒu chØnh

Ma nÝp

f0

M

T

§ång chØnh

Møc tÝn hiÖu l¸if3 = f3min - f3max

Hình 3-6. Tuyến tín hiệu máy thu phát SN/CSN

113

Bộ phận điều chỉnh mức sóng mang cho phép làm việc có tín hiệu lái khi điều chế đơn biên. Ở phía thu, tín hiệu lái được dùng như dao động gốc cho hệ thống tự động điều chỉnh khuếch đại (TĐK), nó được tách ra bằng bộ lọc dải hẹp tín hiệu A1.

Nếu ta lưu ý rằng việc bảo đảm thông tin tin cậy nhờ máy thu phát SN/CSN chỉ có thể đạt được khi sử dụng một cách linh hoạt các tần số công tác thì ta thấy rằng trong các máy thu phát này người ta dùng phương pháp đặt tần số theo từng decade và điều chỉnh tự động tuyến cao tần. Chỉ tiếc rằng bộ tổng hợp tần số (THTS) của máy thu phát này được thực hiện theo sơ đồ nội suy đơn giản nhất dùng các thao tác tổng hợp trực tiếp. Sơ đồ này ta sẽ nghiên cứu ở chương 4, dẫn đến vô số các bức xạ phụ của máy phát và đến việc tạo nên số lượng lớn kênh thu phụ. Bởi vậy máy thu phát đó không thể nào thoả mãn các yêu cầu chặt chẽ hiện nay về tương thích điện từ khi tập trung các thiết bị vô tuyến khác nhau trên diện tích hạn chế .

Các máy thu phát hiện đại ngày nay của nhóm này thực hiện trên các phần tử cơ bản, hiện đại và có các bộ THTS chất lượng cao với mức dao động phụ thấp. Trong các máy thu phát này việc điều chỉnh tự động nhanh chóng các tuyến tín hiệu và các thiết bị phối hợp anten được bảo đảm. Những đặc điểm cơ bản về cấu trúc của các máy thu phát loại này, đó là: Sự phân chia tối đa các tuyến phát và thu, điều này làm đơn giản hệ thống

chuyển mạch điều khiển và bảo đảm sự khử ghép về điện của các tuyến. Việc chuyển dịch tần số nhận được khi biến tần lần 1 và sự chuyển dịch sơ

bộ tín hiệu phát đi về phía trên, lên vùng hàng chục MHz có biến đổi tiếp theo về phía dưới. Nhờ đó đạt được sự suy giảm tốt các nhiễu theo kênh thu phụ và giảm mức bức xạ phụ. (Sự chuyển dịch đó dùng bộ lọc thạch anh cao tần đơn khối). Dùng bộ KĐCS dải rộng và các bộ lọc chuyển đổi được ở lối ra máy phát,

như vậy không phải sử dụng các khung dao động cộng hưởng điều chỉnh tự động. Dùng các hệ thống TĐK có hiệu quả trong máy thu cũng như trong máy phát

(TĐK trong máy phát phòng chống quá tải của bộ khuếch đại dải rộng, sự quá tải đó có thể dẫn tới sự nhiễu loạn các kênh thông tin lân cận do mở rộng phổ và tới sự méo tín hiệu phát đi). Dùng các bộ tổng hợp tần số hai vòng (TĐF với bộ chia có hệ số chia biến

114

đổi) bảo đảm có được bước yêu cầu của mạng tần số với số bộ lọc tối thiểu. Có thiết bị bảo đảm việc chuẩn bị sơ bộ của máy thu phát để làm việc trên

toàn số lượng lớn tần số công tác. Chỉ thị tần số công tác bằng số. Dùng hệ thống khử ghép anten, bảo đảm sự làm việc phối hợp của máy thu

phát SN và SCN với một anten chung (giảm số lượng anten cực kỳ quan trọng đối với máy thu phát cơ động). Bố trí theo từng khối, bảo đảm khả năng sửa chữa của trang thiết bị và thuận

tiện cho việc lắp đặt trên xe.

3.2.2 Sơ đồ máy thu phát SN/CSN làm việc trong dải tần 0,03 ÷ 30 MHz

Đây là sơ đồ điển hình chung cho những máy thu phát SN hiện nay làm việc ở dải công suất dưới 250 W.

Từ sơ đồ cấu trúc tần số tuyến thu hình 3-7 ta nhận thấy:

Các tần số tần số chuẩn: dao động tại chỗ thứ nhất (1LO), dao động tại chỗ thứ hai (2LO) và dao động phách tần (BFO) có độ ổn định tần số cao và độ bất ổn định của chúng phụ thuộc duy nhất vào độ bất ổn định của dao động chuẩn thạch anh 32 MHz trên Q9.

Tuyến tạo ra 1LO quyết định dải tần số và bước tần làm việc của thiết bị. Trong đó, mạch DDS (THTS số trực tiếp) có thể coi là những mạch THTS phụ đảm nhận ở dải tần thấp bước tần nhỏ. Để rõ hơn, xem hình 3-10.

Đổi tần lần 1 được đổi tần lên (tần số trung tần 1 có giá trị cao: 64,455 MHz). Điều đó có nghĩa:

- Đẩy xa tần số nhiễu ảnh, nhiễu trung gian so với tần số tín hiệu, cho phép nâng cao độ chọn lọc đối với nhiễu tần số ảnh và nhiễu tần số trung gian. Tránh những nhiễu tần số trung gian do các đài phát thanh quảng bá hoạt động mạnh ở dải sóng trung.

- Trộn tần lần 2 ở các khâu tiếp theo (có nhiều thiết bị đổi tần 3 - 4 lần), hạ trung tần 2 xuống 455 kHz, sử dụng các tầng KĐ và bộ lọc thạch anh cho phép nâng cao độ chọn lọc tần số lân cận và độ nhậy máy thu.

115

Hình 3-7. Sơ đồ cấu trúc tần số tuyến thu Trong tuyến cao tần và trung tần 1, hình 3-8: Vì tần số trung tần 1 có giá trị lớn hơn tần số tín hiệu như đã nêu ở trên nên

cho phép tuyến cao tần máy thu sử dụng nhiều bộ lọc thông dải BPF cố định và tuyến cao tần máy phát sử dụng nhiều bộ lọc thông thấp LPF cố định, mỗi bộ lọc tương ứng với 1 băng tần nhất định thay cho mạch lọc cộng hưởng theo tần số tín hiệu. Bằng cách này cho phép tính toán thiết kế đơn giản và gọn nhẹ trong khi vẫn đảm bảo các độ chọn lọc thành phần tần số tín hiệu cao. Tuyến tần số trung tần 1 và dao động LO1 từ tuyến PLL đưa lên được dùng

chung cho cả thu và phát. Chuyển mạch cho tuyến thu và tuyến phát sử dụng các chuyển mạch điện tử bằng các đi ốt cao tần giống như chuyển mạch chọn các bộ lọc. Chuyển mạch các bộ lọc LPF tuyến phát thông qua tiếp điểm các rơ le cao tần cơ khí vì tín hiệu sau KĐCS đã lớn nhằm tránh xuyên nhiễu và suy hao tín hiệu. Trong điều kiện sử dụng bình thường, trộn tần 1 tuyến thu được trộn tần trực

tiếp, điều đó cho phép tạp âm đầu vào máy thu giảm đáng kể. Ngoài ra chúng cũng có thể cho phép tín hiệu tuyến cao tần sử dụng thêm tầng KĐ cao tần (PRE. AMP) hoặc qua mạch suy giảm (ATT), điều đó phụ thuộc vào việc tín hiệu thu được là yếu hay quá lớn và do người sử dụng lựa chọn. Mạch ATT này có thể được điều khiển một các tự động nhờ mạch AGC.

116

Hình 3-8. Sơ đồ tuyến cao tần và trung tần 1 Trong hình 3-9: Cũng giống như ở tuyến tần số trung tần 1, tuyến thu và phát do thiết kế có sự

lặp lại tương ứng trong các tuyến tần số còn lại nên cho phép sử dụng chung nhiều khối chức năng bao gồm các bộ lọc, trộn tần... cũng như các tần số chuẩn LO2 và BFO. Điều chế tín hiệu trên IC-2301: tín hiệu đơn biên dùng điều chế cân bằng và

lọc, CW và AM tín hiệu sóng mang lấy từ BFO do mất cân bằng từ tộn tần trên. Giải điều chế trên IC-2001 theo dạng trộn tần kiểu phách với BFO. Mạch NB (Noise Blank) cho ngăn chặn các loại nhiễu dạng xung. Chức năng của các mạch AGC trong tuyến thu và ALC trong tuyến phát có vai

trò gần tương tự như nhau. Các mạch này sẽ được giới thiệu trong chương 5.

2LO 64 MHz

1LO

ALC

117

Hìn

h 3-

9. Sơ đồ

tuyế

n âm

tần

và tr

ung

tần

2

ALC

AG

C

2LO BFO S.Meter

ALC

118

Hình 3-10. Sơ đồ khối PLL

Tuyến PLL (hình 3-10) có nhiệm vụ tạo ra mạng tần số chuẩn 1LO, tần số chuẩn 2LO và các tần số phách BFO. Độ ổn định của các tần số chuẩn này phụ thuộc vào duy nhất một bộ dao động chuẩn 32MHz. Các mạch DDS tỏ ra thích hợp trong các vai trò tạo ra các tần số chuẩn mạng mau có dãn cách tần số nhỏ được sử dụng để tạo ra tuyến tần số 1LO và BFO. Ngoài chức năng tạo tần số chuẩn mạng mau, mạch DDS (IC6) trên còn thêm những chức năng khác như: trộn tần, chia biến đổi, tách sóng pha... để hình thành 1LO.

DATAFSKK

119

3.3 CƠ SỞ XÂY DỰNG SƠ ĐỒ CẤU TRÚC CHO CÁC MÁY THU PHÁT SÓNG NGẮN CÔNG SUẤT TRUNG BÌNH Các máy thu phát có công suất máy phát từ 100 ÷ 1000 W phần lớn là các máy thu phát của dải sóng ngắn và dùng để thực hiện thông tin trên khoảng cách đến vài trăm, thậm chí vài nghìn kilomet. Một số lượng hạn chế các máy thu phát sóng mét (SCN) có cùng công suất, bảo đảm thông tin ở cự ly 100 ÷ 150 Km bằng sóng đất, về cấu trúc tương tự các máy thu phát sóng ngắn. Các máy thu phát công suất trung bình có thể là cố định hoặc cơ động (đặt trên xe). Các máy thu phát này cho phép làm việc cả trong chế độ simplex và duplex. Các dạng tín hiệu cơ bản khi thông tin là: các tín hiệu báo truyền chữ và báo thu nghe, các tín hiệu thoại. Trong một số máy thu phát, để thực hiện thông tin khi cơ động, máy phát và máy thu được bố trí cùng với nhau (ít nhất là trên diện tích của xe). Trong các máy thu phát khác, chỉ dùng để làm việc khi dừng (tĩnh tại) - máy phát và máy thu được bố trí riêng biệt, đôi khi cách xa nhau. Khi đó các nhiễu từ máy phát sang máy thu được loại trừ (nhiễu theo các kênh phụ). Các máy thu phát công suất trung bình có thể là độc lập hoặc thành từng cụm. Các máy thu phát độc lập phục vụ cho các hướng thông tin riêng biệt, còn các cụm máy thu phát (trung tâm) - cho hệ thống thông tin có chức năng tổng thể nào đó. Các máy thu phát độc lập luôn luôn là máy thu phát thu phát, chúng có thiết bị cuối riêng và có các phương tiện điều khiển xa. Các máy thu phát độc lập với công suất máy phát đến 250 W có thể có sơ đồ kết hợp của máy thu và máy phát với bộ tổng hợp tần số chung, tức là một thiết bị thống nhất về phương diện kết cấu, tương tự các máy thu phát công suất nhỏ như đã nêu ở trên. Khi công suất máy phát lớn hơn 250 W, máy thu và máy phát thường được tách riêng, thêm vào đó máy thu không còn là vật sở hữu chỉ của một loại máy thu phát, mà đã được thống nhất và dùng như phần hợp thành của đa số các máy thu phát công suất trung bình và công suất lớn. Một ví dụ của sơ đồ cấu trúc máy thu phát SN/CSTB cơ động, độc lập với máy phát và máy thu riêng rẽ nhưng bố trí phối hợp như hình 3-11.

120

Anten ph¸t

M¸y ph¸t

ThiÕt bÞ§KT§

TB ®o l−êngkiÓm tra

Antenthu ph¸t

M¸y thuc¬ b¶n

Bµn®iÒu khiÓn

ThiÕt bÞ cuèi

Anten thu

M¸y thu phô

ThiÕt bÞ§KX

Nguån nu«i

ThiÕt bÞghÐp kªnh

Bé ph©n tÝchtÇn sè

§Õn tr¹mtho¹i/b¸o

§Õn tr¹m®iÒu khiÓn xa

M¸ytiÕp søc

§−êng d©y

Hình 3-11. Sơ đồ cấu trúc máy thu phát độc lập với máy phát và máy thu phối hợp

Máy thu phát bao gồm: Máy phát với bộ anten phát để bức xạ sóng trời và sóng đất. Máy thu cơ bản để thu tất cả các dạng tín hiệu, với bộ anten thu để thu

sóng trời và sóng đất. Máy thu phụ thường để thu các dạng tín hiệu nghe (báo A1, thoại AM,

thoại SSB tinh chỉnh tần số bằng tay). Anten thu - phát dùng để liên lạc khi hành tiến bằng các sóng điện li ở ly đến 100 ÷ 300 Km (anten bức xạ đỉnh). Thiết bị cuối tại chỗ (máy điện báo, maníp báo và đatric, loa, micro....) Các phương tiện liên lạc với trạm điều khiển xa máy thu phát (trạm vô

tuyến tiếp sức và đường dây). Thiết bị ghép kênh đường điều khiển xa, bảo đảm tạo nên số lượng cần

thiết các kênh thông tin tin tức và kênh công vụ. Thiết bị điều khiển xa vô tuyến bằng máy thu phát và báo hiệu vô tuyến về

trạng thái của nó. Thiết bị tự động hoá các quá trình tiến hành liên lạc. Thiết bị đo lường kiểm tra. Thiết bị đánh giá tình hình tần số. Nguồn điện sơ cấp (trạm điện với động cơ xăng) và thứ cấp (các bộ biến đổi có bộ nắn). Nguồn dòng sơ cấp để chọn công suất từ động cơ ô tô. Bàn điều khiển chung máy thu phát có khả năng chuyển kênh.

121

Máy thu phát SCN/CSN để liên lạc trong đội hình cơ động. Các máy phát và máy thu có khả năng điều chỉnh tự động tần số đến một

trong các tần số chuẩn bị trước hoặc đến tần số cần thiết bất kỳ. Sự khác nhau là ở thời gian điều chỉnh. Nếu trước đây thời gian này cỡ hàng chục giây, thì bây giờ là vài giây và vài phần của giây. Các thiết bị phối hợp anten trên các phần tử rời rạc và các máy thu với tụ xoay gián đoạn. Bộ anten phát và anten thu thường gồm: Các chấn tử đối xứng, Anten thu bức xạ đỉnh, dùng để thực hiện liên lạc bằng sóng trời ở cự ly đến 500 Km, Các anten hình V là các anten định hướng bức xạ không gian để liên lạc

xa, Các anten cần là các anten bức xạ bề mặt. Các chấn tử với phi đơ khép kín

cũng được dùng như anten bức xạ bề mặt Anten thu - phát để liên lạc khi cơ động là anten bức xạ đỉnh vì liên lạc ở khoảng cách khá xa chỉ có thể bảo đảm bằng sóng trời. Đường thông tin tiếp sức thường dùng dải decimet. Số kênh của đường này xác định bởi thiết bị ghép kênh và có tính tới các khả năng của máy thu phát theo các dạng tín hiệu và theo số kênh tin tức. Kênh điều khiển xa vô tuyến có thể được phối hợp với một trong các kênh tin tức, vì trong thời gian điều khiển xa vô tuyến tin tức không được phát đi. Sự báo hiệu từ xa về trạng thái các phần tử của máy thu phát thực hiện liên tục và cần một kênh riêng.

Mặc dù rằng máy thu phát độc lập được tính toán để sử dụng thiết bị cuối của mình, nó vẫn có khả năng chuyển mạch để chuyển (phát) các kênh cho thiết bị cuối của tổng trạm thông tin mà máy thu phát này là một thành phần.

Nhằm khai thác khả năng dùng mạng điện xoay chiều để nuôi máy thu phát, các tham số của nguồn tại chỗ đều được qui về các tham số của mạng điện. Trong thành phần nguồn nuôi thường có bộ ổn áp xoay chiều vì mạng điện có thể có các biến đổi đáng kể.

Bàn điều khiển chung của máy thu phát dùng để chuyển đổi tất cả các mạch điều khiển của máy thu phát. Các thao tác thực hiện từ bàn điều khiển của máy thu phát có thể là:

122

Mở nguồn nuôi máy thu phát, Chọn chế độ công tác, Chọn dạng tín hiệu, Phát lệnh điều chỉnh tự động cho máy phát và máy thu, Điều chỉnh các kênh, Chuyển đổi các kênh của máy thu phát trên đường điều khiển xa và cả ở

trên đường các trạm thoại và báo. Chuyển các tín hiệu vô tuyến sơ cấp lên dải tần công tác trong các máy thu phát SN/CSTB: Trong các máy thu phát loại này, việc chuyển các tín hiệu vô tuyến lên dải tần công tác thực hiện bằng các phép biến tần liên tiếp. Khi biến tần sử dụng các tần số chuẩn ổn định cao được tổng hợp từ tần số của bộ dao động thạch anh cực kỳ chính xác. Những yêu cầu cơ bản khi chuyển tần tín hiệu là độ tuyến tính của phép chuyển (giữ nguyên không thay đổi cấu trúc của các tín hiệu) và không có các sản phẩm phụ của biến tần. Đầu tiên người ta chuyển các tín hiệu từ một số tần số cố định sang các tần số cố định khác, sau đó chuyển lên dải rộng các tần số gián đoạn. Số lần biến tần trong tuyến được xác định bởi hiệu giữa tần số công tác và tần số hình thành tín hiệu vô tuyến sơ cấp và bởi các tính chất chọn lọc của các bộ lọc ở lối ra mỗi cấp biến tần. Trước tiên xét phép chuyển các tín hiệu lên tần số đơn: Các phần tử cơ bản của bộ biến tần là bộ trộn và bộ lọc. Nếu có hai dao động (của tín hiệu cf và chuẩn 0f ) đưa đến trộn tần thì ở lối ra sẽ có tập vô hạn

các tần số dạng: 0cmf nf± ; m, n là các số nguyên dương, có trị từ 1 đến vô hạn.

Tổng m n p+ = được gọi là bậc của tổ hợp tần số ( p tăng thì cường độ tổ hợp giảm). Một trong hai dao động tạo nên khi 1m n= = (tổng hoặc hiệu) là dao động có ích. Các dao động còn lại đều là phụ. Để tách lấy dao động có ích và loại bỏ các dao động phụ người ta dùng các bộ lọc dải. Suy giảm đáng kể các dao động phụ có thể đạt đựợc bằng sự lựa chọn sơ đồ bộ trộn tần. Tốt nhất là bộ trộn tần vòng cân bằng vì các dao động phụ ở lối ra của nó chỉ có dạng:

123

0(2 1) (2 1)ph cf n f m f= + ± + (3.5)

Chuyển tín hiệu lên dải tần sẽ phức tạp hơn vì số tần số chuẩn bây giờ sẽ bằng số tần số trong dải và mỗi tần số chuẩn lại phải thoả mãn điều kiện suy giảm cần thiết các dao động phụ. Xác xuất hình thành các dao động phụ có hại sẽ càng nhỏ nếu hệ số bao tần càng nhỏ ( 0 max 0 min/fK f f= ). Giảm hệ số bao tần có thể thực

hiện bằng cách chuyển sơ bộ tín hiệu lên tần số rất cao. Đôi khi có thể tránh được sự hình thành các dao động phụ bằng phép chuyển tín hiệu đối với lần biến tần cuối cùng lên không phải một mà là 2 - 3 tần số cách nhau một khoảng bằng dải tần chuẩn đã giảm hệ số bao tần (hình 3-12).

Trén tÇn(-)

Läc th«ngthÊp

56.222 MHz

46.222 MHz

36.222 MHz

56.222 - 66.222 MHz0f

cf

TÝn hiÖu ra

B¨ng I: 1.5 - 10 MHz

B¨ng II: 10 - 20 MHZ

B¨ng III: 20 - 30 MHz Hình 3-12. Ví dụ 1 tạo dải tần công tác

Để lựa chọn linh hoạt nhất các cách biến tần, đối với phép biến tần cuối cùng có thể chuyển tín hiệu lên vài tần số với khoảng cách khác nhau giữa chúng và tạo nên một loạt các dải tần chuẩn với hệ số bao tần khác nhau (hình 3-13). Ở đây cần tạo dải 0 ÷ 60 MHz. Tín hiệu trước phép biến tần cuối được chuyển lên 3 tần số 12.8; 37.8 và 42.8 MHz. Còn dải tần công tác và dải tần số chuẩn ứng với chúng được tạo theo bảng 3-1.

Bảng 3-1

Đoạn tần công tác ( MHz)

Tần số ở tín hiệu ở lối vào bộ biến tần cuối (MHz)

Dải tần số chuẩn (MHz)

0 ÷13 42.8 42.8 ÷55.8

13 ÷15 37.8 50.8 ÷ 52.8

15 ÷ 20 42.8 57.8 ÷ 62.8

20 ÷ 23 37.8 57.8 ÷ 60.8

23 ÷ 28 42.8 65.8 ÷ 70.8

28 ÷ 30 37.8 65.8 ÷ 67.8

30 ÷ 60 12.8 42.8 ÷ 72.8

124

Có nhiều cách để tạo nên đoạn tần công tác (xem từ bảng) song ta chọn cách tốt nhất.

Bé trén tÇn(trõ)

Läc th«ng d¶i(30 - 35 MHz)

Läc th«ng thÊp(< 30 MHz)

Läc th«ng d¶i(55 - 60 MHz)

42.8 - 72.8 MHz

12.8 MHz

37.8 MHz

42.8 MHz

Lèi ra

cf

0f

Hình 3-13. Ví dụ 2 tạo dải công tác

Bây giờ ta xét vấn đề lọc tín hiệu ở lối ra bộ biến tần cuối cùng. Vì các tần số ra hình thành như hiệu các tần số rất cao 0 cf f− , tín hiệu đối xứng cường độ mạnh nhất 0 cf f+ nằm rất xa phạm vi dải tần công tác. Các tần số chuẩn (đã bị suy giảm ở mức nào đó trong bộ trộn cân bằng) cũng vượt ra ngoài giới hạn của toàn bộ dải tần công tác hoặc một phần của nó. Điều này cho phép ta sử dụng bộ lọc thông thấp (hình 3-12) hoặc nhóm bộ lọc gồm bộ lọc thông thấp và một loạt các bộ lọc dải thông (hình 3-13). Để đáp ứng yêu cầu tự động hoá quá trình điều chỉnh, người ta dùng các bộ lọc điều chỉnh gián đoạn gồm các nhóm tụ điện và điện cảm gián đoạn.

125

Chương 4

BỘ TỔNG HỢP TẦN SỐ 4.1 KHÁI QUÁT CHUNG VỀ CÁC BỘ TỔNG HỢP TẦN SỐ 4.1.1 Vị trí và yêu cầu Bộ tổng hợp tần số (THTS) là một thành phần cơ bản rất quan trọng trong các thiết bị thu phát vô tuyến. Nó có nhiệm vụ tạo ra các tần số dùng làm dao động chủ sóng cho tuyến phát và dao động ngoại sai cho tuyến thu. Trong kỹ thuật thông tin hiện đại, để thiết bị thu phát vô tuyến có thể thực hiện thông tin liên lạc tin cậy, khi bắt đầu liên lạc không phải tìm kiếm và trong quá trình liên lạc không phải vi chỉnh tần số, thì bộ THTS phải đạt được những yêu cầu sau:

- Làm việc trong dải tần rộng thảo mãn được các yêu cầu đề ra với số lượng thạch anh là ít nhất.

- Bước tần (độ phân giải tần số) nhỏ đáp ứng được các yêu cầu đối với từng loại thiết bị trong các dải tần khác nhau.

- Đảm bảo độ ổn định và chính xác tần số cao. - Đảm bảo độ sạch dao động (độ tinh khiết phổ), loại bỏ đến mức thấp nhất

các dao động phụ sinh ra trong quá trình biến đổi tần số: phải rất gần với dao động đơn điều hoà, không có các dao động phụ đáng kể, không có sự điều biên, điều tần hay điều pha rõ rệt bởi các tạp âm, bởi tiếng ù xoay chiều ...v.v.

- Thời gian thiết lập tần số nhanh, chính xác. - Có khả năng nhớ và điều chỉnh chuyển tần số tự động. - Kích thước, trọng lượng nhỏ, khả năng module hoá cao. - Giá thành hạ.

Bộ THTS là thiết bị có khả năng tạo ra một số lượng lớn tần số chính xác từ một tần số chuẩn. Thuật ngữ THTS (frequency synthesizer) được Finden sử dụng lần đầu tiên cho việc tạo ra các tần số là hài của tần số chuẩn. Các tiến bộ gần đây trong việc thiết kế các mạch tích hợp cho phép phát triển các bộ THTS rẻ tiền, nhờ đó có thể áp dụng chúng trong hầu hết các máy thu phát thông tin. Một bộ THTS có thể thay thế cho nhiều mạch cộng hưởng thạch anh đắt tiền trong một máy thu vô tuyến nhiều kênh. Bộ dao động sử dụng một thạch anh

126

tạo ra một tần số chuẩn, còn bộ THTS thì tạo ra các tần số chuẩn khác. Do chúng khá rẻ và có thể dễ dàng điều khiển bằng các mạch số, nên các bộ THTS được ứng dụng nhiều trong thiết kế các hệ thống thông tin mới.

4.1.2 Phân loại các phương pháp tổng hợp tần số Có nhiều cách phân loại tổng hợp tần số dựa theo nhiều tiêu chí khác nhau, nhưng hiện nay thông dụng hơn cả có thể phân chia các bộ tổng hợp tần số thành ba loại sau: THTS trực tiếp, THTS gián tiếp có sử dụng vòng khoá pha PLL và THTS số trực tiếp (DDS). Phương pháp lâu đời nhất được mô tả lần đầu tiên bởi Finden, và được gọi là THTS trực tiếp, bao gồm các bộ trộn, bộ nhân tần, bộ chia tần và các bộ lọc thông dải. Sau đó, trong hầu hết các ứng dụng, THTS trực tiếp đã được thay thế bởi THTS gián tiếp (kết hợp), sử dụng mạch vòng khoá pha PLL tương tự hay PLL số. Phương pháp THTS mới nhất hiện nay - THTS số trực tiếp, sử dụng máy tính số và một bộ biến đổi số - tương tự (DAC) để tạo ra tín hiệu. Mỗi phương pháp THTS có ưu nhược điểm riêng, và có thể cần thiết phải kết hợp cả ba phương pháp trong khi thiết kế bộ THTS. Trong chương này, cả ba phương pháp THTS sẽ lần lượt được nghiên cứu.

4.2 CÁC MẠCH CƠ SỞ TRONG CÁC BỘ TỔNG HỢP TẦN SỐ 4.2.1 Tổng hợp tần số sử dụng các mạch nhân, chia, cộng và trừ

Hai phép tính đầu cho phép từ tần số 0f nhận được các tần số cao hơn

1 0K f và thấp hơn 0 2/f K (K1, K2 là các số nguyên). Thực hiện liên tiếp hai phép

tính này cho phép nhận được các tần số với hệ số phân số 10

2

K fK

. Các tần số được

hình thành như vậy nếu vẫn chưa thoả mãn yêu cầu thì có thể cộng hoặc trừ liên tiếp. 0f sẽ là thừa số chung trong tất cả phép tính được thực hiện. Bởi vậy ta sẽ biểu diễn các phép tính bằng một toán tử V. Tần số được tổng hợp 0f Vf= . Nếu

0f có số gia 0f∆ thì:

0 0f f Vf V f+ ∆ = + ∆ và 0f V f∆ = ∆

suy ra: 0 0/ /f f f f∆ = ∆ .

Phép nhân tần dựa trên cơ sở hình thành các dao động có dạng không sin song lại tuần hoàn (có chu kỳ), hay gặp nhất là dãy xung giàu hài bậc cao và tách

127

lấy hài cần thiết nhờ bộ lọc (cộng hưởng). Phép chia tần được thực hiện trên cơ sở sử dụng rộng rãi các vi mạch tích

hợp logic. Những bộ chia xây dựng trên IC thường gọi là bộ chia số. Chúng là thiết bị đếm, tạo nên dãy xung ở lối ra với tần số nhỏ hơn tần số lặp lại của xung vào một hệ số chia DK .

• Trigơ có lối vào đếm là bộ chia hai đơn giản nhất. Nối nối tiếp n trigơ cho ta bộ chia với hệ số chia 2n

DK = (tần số được chia giới hạn 1/( )T p Tf τ τ= + -

ở đây pτ là độ rộng xung vào, Tτ là thời gian chuyển trạng thái của trigơ).

Thường cần bộ chia với hệ số chia thoả mãn điều kiện 12 2n nDK− < < .

Muốn vậy cần nối nối tiếp n trigơ và loại bỏ các trạng thái thừa. Điều này đạt được bằng cách chuyển mạch cưỡng bức một số trigơ hoặc giữ chúng không chuyển mạch một cách cưỡng bức. Độ thừa trạng thái được loại trừ bằng việc đưa các hồi tiếp phụ vào dãy trigơ (hình 4-1).

1 2 3 k n1n −Vµo Ra

Hình 4-1. Bộ chia có hồi tiếp

Nếu đưa hối tiếp từ hàng n về hàng đầu tiên thì hệ số chia sẽ giảm đi đơn vị: 0

(1) 2 2 2 1n nDK = − = − . Nếu đưa hối tiếp từ hàng n về hàng thứ hai thì:

1 1(2) 2 2 2.(2 1)n n

DK −= − = − , tức là DK giảm đi 2. Hồi tiếp từ hàng thứ n về hàng

thứ i (khi i n< ) dẫn tới hệ số chia: 1( ) 2 2n i

D iK −= − .

• Các bộ chia có hệ số chia biến đổi chiếm một vị trí đặc biệt trong tổng hợp mạng tần số. Giả sử rằng ta có bộ đếm xung gồm một chuỗi các trigơ nối nối tiếp với dung lượng bằng hệ số chia yêu cầu DK . Nếu số xung đi vào lối vào của nó (tính từ thời điểm bật nguồn bộ đếm) bằng dung lượng thì ở lối ra sẽ xuất hiện một xung. Ta dùng xung này làm xung ra và đồng thời là xung đưa bộ đếm về trạng thái ban đầu. Tần số lặp lại của các xung ở lối ra sơ đồ sẽ nhỏ hơn DK lần so với ở lối vào. Để thay đổi DK cần thay đổi dung lượng bộ đếm. Dung lượng bộ đếm phụ thuộc vào trạng thái ban đầu của mỗi trigơ. Số tổ hợp có thể các trạng thái của trigơ trừ đi 1 sẽ bằng các hệ số chia có thể. Ví dụ bộ đếm gồm 4 trigơ thì hệ số

128

chia có thể thay đổi từ 1 ÷ 15 (hình 4-2).

M¹chVµ

TÝn hiÖu vµo S

RT1

Q

S

RT2

Q

S

RT3

S

RT4

Q

Q

TÝn hiÖu ra

Hình 4-2. Bộ chia có hệ số chia biến đổi

Thay cho các trigơ, trong các bộ chia có thể sử dụng các decade đếm, nghĩa là các bộ chia với dung lượng bằng 10 (hình 4-3).

M¹ch Vµ

Decade 2 Decade nDecade 1

M¹ch lËt

TÝn hiÖu vµo

TÝn hiÖu ra

Hình 4-3. Sơ đồ bộ chia biến đổi dùng decade

Dưới tác động của xung ra, toàn bộ thước decade nằm ở trạng thái xác định bởi vị trí của các chuyển mạch nghĩa là ở trạng thái bù hệ số chia đến dung lượng cực đại. Sau khi đầy toàn bộ dung lượng bộ chia, mạch "Và" với n lối vào sẽ làm việc và chu trình lặp lại. Hệ số chia xác định bằng biểu thức:

1 2 01 1(9 ).10 (9 ).10 .... (9 ).10n n

D n nK a a a− −−= − + − + + − (4.1)

1 2, , , na a aL là các số ghi trong decade tương ứng.

Có thể chia với hệ số chia là phân số. Nếu hệ số chia chỉ chứa các phần chục, thì trong 10 chu trình chia cần thực hiện chia cho hệ số DK và ( 1)DK + tương ứng (10 )k− lần và k lần. Hệ số chia trung bình:

129

.(10 ) ( 1). /1010

D DD avr D

K k K kK K k− + += = + (4.2)

Nếu muốn có phần trăm trong hệ số chia, cần thực hiện phép chia cho các hệ số ( /10)DK k+ và [ ( 1) /10]DK k+ + tương ứng 1(10 )k− lần và 1k lần. Hệ số chia trung bình sẽ là:

1 1

1

1( ).(10 ) ( ).10 10

10 10 100

D D

D avr D

k kK k K k kkK K

++ − + +

= = + + (4.3)

Trong trường hợp tổng quát với m hàng phân số:

1 10

mi

D avr D ii

kK K=

= + ∑ (4.4)

Trong sơ đồ thực tế cần điều khiển số phép chia (ví dụ cho DK và 1DK + ) và cần san bằng (lấy trung bình) dãy ở lối ra bộ chia nhờ bộ lọc hoặc bộ chia phụ.

Phép cộng và phép trừ tần số hay được thực hiện bằng các bộ biến tần thông thường, chủ yếu là các bộ biến tần vòng cân bằng kết hợp với lọc trực tiếp.

4.2.2 Các hệ thống tinh chỉnh tự động tần số trong các bộ tổng hợp Bộ tự dao động tinh chỉnh theo tần số chuẩn cần phải xét như một dạng của bộ lọc dải hẹp. Nguyên tắc của phương pháp lọc này được giải thích trên hình 4-4.

BPF So s¸nhDao ®éngliªn tôc

PhÇn tökh¸ngLPF

fra

a

Sk f∆

Hình 4-4. Sơ đồ tinh chỉnh tự động tần số

Tần số của bộ dao động được tinh chỉnh (được ổn định) sẽ so sánh với một trong các tần số của mạng tạo bằng phương pháp trực tiếp. Điện áp ra của phần tử so sánh có giá trị và dấu phụ thuộc vào độ sai pha hoặc sai tần và sẽ được lọc bởi bộ lọc thấp tần dải hẹp. Điện áp sau lọc này dùng để điều chỉnh tần số của bộ dao động thông qua phần trở kháng. Tuỳ thuộc vào kiểu của phần tử so sánh mà nó có thể phản ứng với hiệu pha hoặc hiệu tần số của các dao động được so sánh. Tương ứng sẽ có các hệ

130

thống tinh chỉnh tự động tần số theo pha (TĐF) và tinh chỉnh tự động tần số theo tần số (TĐT). Ta lần lượt xét hai hệ thống này: a. Hệ thống TĐF (vòng khóa pha PLL) VCO (Voltage Controlled Oscillator): là bộ dao động có tần số ổn định phụ thuộc vào thiên áp ngoài. Tín hiệu ra của VCO là tần số, còn tín hiệu vào là điện áp điều khiển (có thể là DC hoặc AC). Đặc tuyến điều khiển điển hình của VCO như hình 4-5. Tần số ra khi thiên áp vào bằng 0 (V) là tần số tự nhiên fn , còn khi thiên áp thay đổi gây nên sự lệch tần ∆f. Do đó, ta có ra nf f f= + ∆ . Để ∆f đối xứng, tần số tự nhiên của VCO phải nằm ở giữa của đoạn tuyến tính đặc tuyến vào - ra. Hàm truyền đạt của VCO là: 0 /K f V= ∆ ∆ , trong đó V∆ là sự thay đổi

thiên áp điều khiển, ∆f là sự thay đổi tần số ra.

0 +1 +2-1-2

50

80100

180

Thiªn ¸p (V)

TÇn

sè ra

VC

O

fN

Hình 4-5. Đặc tuyến điện áp vào - tần số ra của VCO

Bộ so pha (PD): là thiết bị phi tuyến có 2 tín hiệu vào: tín hiệu chuẩn (f0) và tín hiệu ra của VCO (fVCO). Tín hiệu ra của PD là tích của 2 tín hiệu vào, vì thế có chứa các thành phần 0 VCOf f± . Về toán học ta có:

VCO 0 0 VCO VCO

VCOVCO VCO 0

VCO VCO 0

( ) . . .sin( ).sin( )

. .[cos( ) ( )] -

2 - [cos( ) ( )]

pd pd o

pd oo

o

V t K V V t t

K V Vt

t

ω ϕ ω ϕ

ω ω ϕ ϕ

ω ω ϕ ϕ

= + +

= − + −

+ + +

(4.5)

Bộ lọc tần thấp LPF loại bỏ thành phần tần số tổng, nên sau lọc ta có điện áp điều khiển là:

[ ]0 VCOdk VCO 0 VCO 0

. . .( ) cos( ) ( )

2pd fK K V V

V t tω ω ϕ ϕ= − + − (4.6)

ở đây: fK là hệ số truyền đạt của bộ lọc LPF.

131

Khi hai tần số vào bằng nhau VCO 0ω ω= ta có:

0 VCOdk VCO 0

. . .( ) cos( )]= .cos

2pd f

L e

K K V VV t Kϕ ϕ ϕ= − (4.7)

ở đây: LK là hệ số truyền đạt của vòng, eϕ là sai pha giữa 2 tín hiệu vào.

Hình 4-6 là đặc tuyến hiệu pha lối vào - điện áp ra của bộ so pha. Hình 4-6a là của bộ so pha dạng sóng vuông, có dạng răng cưa với độ dốc âm từ 00 đến 1800. Điện áp ra cực đại dương khi 2 tín hiệu vào cùng pha, bằng 0 khi VCO vượt pha tín hiệu chuẩn 900, cực đại âm khi VCO nhanh pha hơn tín hiệu chuẩn 1800. Nếu VCO nhanh pha nhiều hơn nữa, điện áp ra trở nên ít âm hơn, còn khi VCO chậm pha hơn thì điện áp ra trở nên ít dương hơn. Như vậy, sai pha cực đại mà bộ so pha có thể bám là 900 ± 900, hay từ 00 đến 1800. Bộ so pha tạo nên điện áp ra tỉ lệ với sai pha giữa 2 tín hiệu vào. Hình 4-6c là đặc tuyến pha của bộ so pha tương tự với đặc tính hình sin. Điện áp ra chỉ tuyến tính với sai pha trong khoảng 450 đến 1350. Từ 2 hình này ta thấy rằng điện áp ra so pha bằng 0 khi 2 tín hiệu vào có tần số bằng nhau và lệch pha nhau 900. Vì thế, nếu ban đầu tần số dao động tự nhiên bằng với tần số chuẩn thì cần có sai pha 900 để giữ điện áp ra so pha bằng 0 (V) và tần số VCO bằng tần số tự nhiên của nó. Sai pha 900 này tương đương với định thiên pha. Nói chung, người ta coi định thiên pha như pha chuẩn có trị bằng ± 900. Do đó, điện áp ra đi từ giá trị dương cực đại của nó tại - 900 đến giá trị âm cực đại tại + 900 (hình 4-6b).

VPD

+V

-V

0 V00090

0180

+V

-V

VPD

090−00

090+00 045

090 0135 0180

(a) (b) (c) Hình 4-6. Đặc tuyến tách sóng pha

Hoạt động của hệ thống: Khi không có tín hiệu chuẩn bên ngoài, điện áp dk ( ) 0V t = , VCO dao động

ở tần số tự nhiên của nó nf . Khi có tín hiệu chuẩn, tại bộ so pha sẽ thực hiện trộn 2 tín hiệu vào. Ban đầu, 2 tần số không bằng nhau VCO 0f f≠ và vòng không khóa. Vì bộ so pha là thiết bị phi tuyến nên sau trộn ta có các thành phần tần số VCO, tần số chuẩn và thành phần tần số tổng và hiệu của chúng.

132

LPF chặn 2 tần số vào và tần số tổng nên lối ra bộ lọc chỉ còn thành phần điện áp tần số hiệu 0 VCO df f f− = (đôi khi được gọi là tần số phách) đưa đến (có thể qua khuếch đại) lối vào VCO. Điện áp điều khiển này làm thay đổi tần số VCO một lượng tỉ lệ với cực tính và biên độ của nó. Khi tần số VCO thay đổi, biên độ và tần số của tần số phách cũng thay đổi tương ứng (hình 4-7 - tại điểm a hình 4-4).

t0

-

+

0 VCOf f=

f d (H

z)

Hình 4-7. Tần số phách

Sau vài chu kì, tần số VCO bằng với tần số chuẩn và vòng được khóa. Khi đã khóa thì tần số phách tại lối ra LPF bằng 0 Hz (điện áp DC), điều này là cần thiết để định thiên VCO và giữ nó khóa vào tần số chuẩn. Một khi vòng đã khóa, bất kì sự thay đổi nào của tần số vào đều được nhìn nhận như sai pha, và bộ so pha tạo nên sự thay đổi tương ứng ở điện áp ra của nó để tái lập khóa.

D¶i kho¸ = 2fL

D¶i gi÷ = fL

fn fLufLl

D¶i b¾t = 2fC

D¶i kÐo = fC

fn fCufCl

D¶i b¾t = 2fC

D¶i kÐo = fC

D¶i gi÷ = fL

D¶i kho¸ = 2fL

fn fCufLufClfLl

(a) (b) (c)

Hình 4-8. Dải khóa và dải bắt của PLL

Hai tham số quan trọng của vòng PLL là dải khóa và dải bắt: Dải khóa: được định nghĩa như dải tần ở lân cận tần số tự nhiên của VCO, trên đó PLL có thể duy trì sự khóa với tín hiệu chuẩn. Có nghĩa là lúc đầu PLL được khóa vào tần số chuẩn. Dải khóa còn được gọi là dải bám, trên đó PLL sẽ bám chính xác tần số chuẩn. Dải khóa tăng khi độ tăng ích tổng cộng của vòng PLL tăng. Dải giữ bằng một nửa dải khóa. Mối quan hệ giữa dải khóa và dải giữ được minh họa trên hình 4-8a. Tần số thấp nhất mà PLL vẫn bám được gọi là giới hạn

133

khóa dưới ( llf ), tần số cao nhất mà PLL vẫn bám được gọi là giới hạn khóa trên ( luf ). Dải khóa phụ thuộc vào độ lớn của các điện áp đưa đến bộ so pha, vào độ dốc của đặc tuyến so pha, vào độ dốc của đặc tuyến điều khiển VCO. Dải thông bộ lọc tần thấp thực tế không ảnh hưởng đến dải khóa vì trong chế độ khóa điện áp điều khiển thay đổi rất chậm theo thời gian và phổ của nó chiếm dải rất hẹp. Dải bắt: được định nghĩa như dải tần ở lân cận tần số tự nhiên của VCO, trên đó PLL có thể thiết lập hoặc nhận biết sự khóa với tín hiệu chuẩn. Dải bắt nói chung nằm giữa 1,1 và 1,7 lần tần số tự nhiên của VCO. Dải bắt phụ thuộc vào dải thông của LPF. Dải bắt giảm khi dải thông bộ lọc giảm vì khi đó các hài bậc cao của điện áp điều khiển càng được lọc tốt, điện áp điều khiển càng gần với hình cosine, dẫn tới giảm thành phần 1 chiều quyết định mức độ điều chỉnh của VCO. Dải kéo bằng một nửa dải bắt (hình 4-8b). Ta có giới hạn dải bắt dưới ( clf ) và giới hạn dải bắt trên ( cuf ). Dải bắt không bao giờ lớn hơn (hầu như luôn luôn nhỏ hơn) dải khóa (hình 4-8c). Để đạt được hiệu quả lọc của các dao động tổ hợp phụ, cần dùng LPF có dải thông rất hẹp và do đó giảm dải bắt. Bởi vậy khi chuyển bộ tổng hợp từ tần số này sang tần số khác, người ta phải dùng một hệ thống tự động đưa tần số của bộ dao động điều chỉnh vào dải bắt của vòng PLL. Đó thường là bộ dao động tìm kiếm hay bộ tạo điện áp răng cưa. Khi bật nguồn bộ tổng hợp, điện áp này tác động lên phần tử kháng và thực hiện sự quét tần số của VCO, sao cho bắt được dải chứa tần số danh định. Sau khi bắt được thì bộ dao động tìm kiếm tự ngắt ra. Trong một số bộ tổng hợp người ta áp dụng bộ so pha xung. Trong so pha thông thường các dao động có dạng hình sin hoặc chữ nhật được dùng làm các dao động chuyển mạch và được chuyển mạch. Trong so pha xung, để chuyển mạch người ta dùng dãy các xung ngắn. Tính chất lý thú của so pha xung là khả năng so sánh không chỉ các tần số như nhau, mà còn cả các tần số bội của nhau. Nếu tần số của dãy xung là fP thì để so sánh với nó có thể dùng dao động điều hoà n. fP. Điện áp ở lối ra bộ so pha xung được xác định bởi giá trị và dấu của điện áp hình sin tại thời điểm tác động của xung. Nếu fVCO và fP là bội của nhau thì các xung trùng với cùng một giá trị của điện áp hình sin tần số fVCO và điện áp ghim bởi xung sẽ như nhau (hình 4-9). Độ lớn của điện áp này xác định bởi độ dịch pha của điện áp hình sin so với dãy xung. Khi các tần số không phải bội của nhau, dãy xung ra sẽ bị biến đổi về biên độ. Điện áp ra bộ so pha xung được san bằng bởi LPF có thời hằng đủ lớn.

134

t

VVCOVVCO

t

t t

t t

VXUNG VXUNG

V V

Hình 4-9. Hình thành điện áp ra của so pha xung

Sơ đồ minh họa ứng dụng vòng PLL như hình 4-10. Ở đây tần số bộ dao động điều chỉnh được biến đổi nội suy để đưa về tần số không đổi để so sánh với tần số chuẩn ở so pha. Sự biến tần thực hiện từ cao đến thấp cùng với sự thu hẹp liên tiếp dải thông các bộ lọc, nhờ đó triệt tốt các tổ hợp phụ. Ưu điểm này giải thích sự ứng dụng rộng rãi của sơ đồ.

BPF So pha LPF Varicap VCO

Trén(-)BPFBPF

Trén(-)BPF

Trén(-)

Béchän 1

Béchän 2

Béchän i

fra

fTGi

fCifC2fC1

fTG1

= f0

f0

fTG2fTG1

Hình 4-10. Sơ đồ nội suy có vòng PLL

b. Hệ thống tự động điều chỉnh theo tần số (TĐT) Ở đây thiết bị so sánh phản ứng với sự thay đổi tần số của bộ dao động được điều chỉnh và cũng không có sự so sánh trực tiếp các tần số. Tần số bộ dao động nhờ tần số của thành phần của mạng, được biến đổi xuống thành tần số của bộ phân biệt (TSTS). Đặc tuyến tần số lối vào - điện áp ra của của bộ phân biệt như hình 4-11a. Nếu tần số đã biến đổi của bộ dao động khác với fD0 thì ở lối ra của bộ phân biệt sẽ xuất hiện điện áp có giá trị và dấu được quyết định bởi giá trị và dấu của độ lệch tần số bộ dao động so với danh định (tần số danh định là f + fD0 hoặc f - fD0 nếu f là thành phần của mạng tần số). Hình 4-11b là sự biểu diễn kết hợp đặc tính của TSTS và của phần tử điều khiển.

135

V

f

fD 0

V1

2

bdf∆

duf∆

α

β O’O

D VCOf f∆ = ∆

(a) (b) Hình 4-11. Đặc tuyến của bộ phân biệt

Trong hình này: ∆fbd - Độ lệch ban đầu của tần số bộ dao động so với danh định,

∆fdu - Độ lệch còn dư. Điểm O’ ứng với trạng thái cân bằng ổn định của hệ. Độ tăng ích của TĐT là:

KTĐT = ∆fbd / ∆fdu.

∆fdu phụ thuộc vào độ dốc của đặc tuyến TSTS và phần tử kháng. Cụ thể ta có:

SD = (V / ∆fD ) = tgα

và Sđk = (∆fVCO / V) = tgβ.

KTĐT = 1 + (∆fbđ - ∆fdu )/∆fdu ở đây: S là độ dốc của đặc tuyến; V là điện áp sau bộ phân biệt

Tại điểm cân bằng: ∆fbđ - ∆fdu = - Sđk.V

∆fdu = V/tgα KTĐT = 1 - Sđk.SD

Vì cần có KTĐT > 1 nên Sđk và SD phải khác dấu. Dải bắt của TĐT được xác định bởi độ lệch ban đầu cực đại của bộ dao động được điều chỉnh, khi đó vẫn bảo đảm được tác dụng điều chỉnh của hệ thống (với những điều kiện ban đầu bất kỳ ví dụ khi bật nguồn, khi thay đổi nhanh tần số ...). Dải giữ của TĐT được xác định bởi độ lệch cực đại của bộ dao động điều chỉnh mà vẫn giữ nguyên tác dụng điều chỉnh trong quá trình tăng độ lệch ban đầu (khi hệ thống được mở nguồn liên tục). Cơ cấu lọc tổ hợp phụ trong hệ thống TĐT khá giống trong hệ TĐF đã xét. Giữa thành phần chuẩn của mạng f và các dao động tổ hợp f + F phát sinh các phách. Các phách biên độ được hạn chế bởi bộ hạn biên, các phách tần số được tách sóng bởi bộ phân biệt. Vì vậy các dao động với tần số F được chồng

136

lên điện áp điều khiển. Nếu F > fcắt LPF nó sẽ bị lọc bỏ, nếu F ≤ fcắt LPF nó sẽ điều chế các dao động của bộ dao động được điều chỉnh.

BPF 1 H¹nbiªn

KhuÕch®¹i

T¸chsãng

Kho¸K1

PhÇn töng−ìng

Kho¸K2

TSTS KhuÕch®¹i Varicap1

Varicap2LPF 2

Dao ®éngphô

TuyÕn biÕn ®æi tÇn sèdao ®éng phô

C

R2

R1

V1

V2

§Õn tuyÕn dÞch

§Õn tuyÕn dÞch

Hình 4-12. Sơ đồ điều chỉnh điện tử bộ dao động phụ

Trong trường hợp phát sinh điều tần kí sinh fVCO và tuân thủ điều kiện tần số điều chế nhỏ hơn tần số cắt LPF, độ di tần số giảm đi KTĐT lần (có sự giải điều chế). Do có độ lệch còn dư, nên KTĐT không áp dụng được trong các bộ tổng hợp ở vai trò như TĐF. Thường TĐT đóng vai trò phụ. Khi xét sơ đồ bù trừ ta đã thấy rằng cần duy trì fVCO không được vượt quá ±∆f / 2 (dải thông của bộ lọc cơ bản). Yêu cầu này thường đạt được nhờ hệ TĐT (hình 4-12). Hoạt động của sơ đồ như sau: khi đặt tần số công tác của bộ tổng hợp, tần số của dao động phụ ứng với tần số công tác cũ hoặc tần số ngẫu nhiên trong dải của nó, bởi vậy các dao động ở lối ra bộ lọc cơ bản của sơ đồ bù trừ sẽ không có. Đây là điều kiện để bộ dao động tích thoát làm việc, bảo đảm quét tần số của dao động phụ. Điện áp nguồn (- E) nạp tụ C qua R1 và V1. Khi UC đạt giá trị ngưỡng nào đó, khóa K2 mở ra và tụ phóng. Vì tụ nối với phần tử kháng 1, sự thay đổi điện áp trên tụ kéo theo sự thay đổi tần số dao động phụ. Khi tần số này đi qua giá trị danh định, ở lối ra BPF1 xuất hiện điện áp. Sau hạn chế, khuếch đại, tách sóng sẽ mở khoá K1. Điện áp trên tụ C được ghim lại và thôi nạp. Cùng lúc đó TĐT bắt đầu hoạt động. Điện áp điều khiển từ lối ra TSTS qua LPF2 tác động lên phần tử kháng 2. Điện áp này còn được khuếch đại trong bộ khuếch đại một chiều và bảo đảm nạp thêm cho tụ C đang phóng chậm. Hằng số thời gian R2C >> hằng số thời gian bộ lọc LPF2, điện áp ra bộ lọc R2C >> điện áp ra LPF2, bởi vậy ở đây có thể coi như có hai hệ thống TĐT dải rộng và dải hẹp. TĐT dải rộng (R2C - phần tử kháng 1) bảo

137

đảm đưa tần số bộ dao động vào dải khóa của TĐT dải hẹp (R2C - phần tử kháng 2), còn TĐT dải hẹp duy trì tần số đã biến đổi của bộ dao động trong dải thông của BPF1. Trong một số bộ tổng hợp, người ta sử dụng kết hợp cả TĐF và TĐT (hình 4-13). Ở đây độ lệch còn dư của TĐT phải nhỏ hơn một nửa dải bắt của TĐF.

BPF So pha LPF1

VCO

H¹nbiªn TSTS LPF2

f0

fra

Hình 4-13. TĐT và TĐF kết hợp

4.3 CÁC PHƯƠNG PHÁP TỔNG HỢP TẦN SỐ 4.3.1 Tạo mạng tần số bằng phương pháp tổng hợp trực tiếp Tổng hợp trực tiếp tần số có nghĩa là nhận được tần số chuẩn mới từ các tần số của dao động chuẩn sơ cấp đã cho bằng các phép tính số học đơn giản đối với các tần số đó, chúng bao gồm các phép: nhân, chia, cộng và trừ. Đây là phương pháp THTS cổ điển được ứng dụng sớm và có nhiều điểm hạn chế. Theo nguyên lí này ta có bộ THTS dùng nhiều bộ dao động chuẩn với nhiều thạch anh (kiểu 1) và bộ THTS dùng 1 thạch anh (kiểu 2). Kiểu 1 đơn giản song đắt tiền nên ít sử dụng.

a. Các phương phápTHTS trực tiếp

ChÝn bédao ®éng

chuÈn10...90 (kHz)

ChÝn bédao ®éng

chuÈn1...9 (kHz)

Trén tÇn

Läc d¶i

SW1 SW2

f ra

Hình 4-14. THTS trực tiếp sử dụng nhiều dao động chuẩn

Trên thực tế, việc tạo ra các bộ dao động thường thực hiện dễ dàng hơn so với các bộ lọc dải có độ chọn lọc cao. Thay vì phải dùng các bộ lọc dải có độ chọn lọc cực kỳ cao, thường dùng nhiều bộ dao động chuẩn, phương pháp này

138

gọi là phương pháp luân phiên. Sơ đồ minh hoạ trên hình 4-14. Sơ đồ gồm 18 bộ dao động chuẩn, 2 đảo mạch, bộ trộn và lọc dải. Đảo mạch SW2 có nhiệm vụ chọn 1 trong 9 bộ dao động có dải tần từ 1 ÷ 9 kHz với bước tần 1kHz, SW2 gọi là đảo mạch hàng kilôhéc. Đảo mạch SW1 có nhiệm vụ chọn 1 trong 9 bộ dao động bao trùm dải tần từ 10 ÷ 90 kHz với bước tần là 10 kHz, SW1 gọi là đảo mạch hàng chục kilohec. Hai tín hiệu được chọn từ hai đảo mạch đưa tới bộ trộn tần. Bộ lọc đầu ra sẽ chọn thành phần tổ hợp tần số cao trong hai thành phần tổ hợp đầu ra bộ trộn. Ví dụ: Cần đặt tần số là 91KHz, ta đặt SW1 ở vị trí lấy bộ dao động 1 kHz, SW2 ở vị trí lấy bộ dao động 90 kHz, đầu ra bộ trộn có hai thành phần chính 90 + 1 = 91 kHz và 90 - 1 = 89 kHz, bộ lọc dải sẽ chọn lấy thành phần 91 kHz. Với sơ đồ này, ta thu được dải tần 1 ÷ 99 kHz bước tần là 1 kHz. Sơ đồ sử dụng bộ trộn như thế này gặp phải khó khăn lớn nhất là: đầu ra bộ trộn có hai thành phần tần số tổng và hiệu, nếu hai thành phần tần số này quá gần nhau thì việc loại bỏ một trong hai thành phần đó là khó khăn, yêu cầu về bộ lọc tăng lên. Một trong những điều cần quan tâm đầu tiên khi thiết kế các bộ THTS trực tiếp là hệ số trộn r (mixing ratio):

2

1

ffr = (4.8)

với f1 và f2 là các tần số đầu vào bộ trộn. Khi r quá lớn hoặc quá nhỏ thì hai tần số đầu ra sẽ quá gần nhau, nên khó lọc lấy một thành phần. Để dễ dàng chọn lọc sử dụng phương pháp tạo mạng chọn hài như trên sơ đồ hình 4-15: hai tần số

1reff và 2 reff từ lối ra các bộ chọn hài đi tới bộ trộn. Tần số tổng o / p 1ref 2reff f f= +

được tách ra bằng bộ lọc ở lối ra bộ trộn. Tần số 1reff có được nhờ nhân tần số 1f

bằng bước của mạng tổng hợp Sf∆ với hệ số ( )n + l , còn 2 reff nhờ nhân tần số

2 10. Sf f= ∆ với hệ số p. Do vậy:

o / p ( ). .10. ( 10. )S S Sf n f p f f n p= + ∆ + ∆ = ∆ + +l l (4.9)

f1, f2 nhận được bằng tổng hợp trực tiếp từ tần số bộ dao động thạch anh chuẩn. Hệ thức f2 = 10f1 chọn xuất phát từ mục đích sử dụng hệ thống decade; l và p có thể nhận các giá trị của các số nguyên dương khác không. Chúng xác định vị trí của tần số đầu tiên của mạng được tổng hợp trên trục tần số, còn n có thể nhận các giá trị từ 0 ÷ 9.

139

Chän hµi1

Bé trén(+)

Läcd¶i th«ng

Chän hµi2

1ref ( ) Sf n f= + ∆

1 Sf f= ∆

2 10 Sf f= × ∆

2ref .10. Sf p f= ∆

o / pf

Hình 4-15. Tạo mạng tần số rời rạc bằng tổng hợp trực tiếp

Ví dụ: Ta cần mạng tần số cách nhau ∆fS = 10 kHz trong dải từ 1 ÷ 2 MHz. Khi n = 0, .10p+l phải bằng 100 vì chỉ với điều kiện này tần số đầu tiên mới bằng 1 MHz. Nếu n = 1 ÷ 9 thì ở lối ra sẽ nhận được dải tần từ 1 ÷ 1,09 MHz. Sau đó cần tăng p lên một đơn vị (dịch tần số của bộ chọn 2 đi một khoảng 10∆fS) và lần lượt cho n các giá trị từ 0 ÷ 9. Dải tần bây giờ sẽ mở rộng thêm ra 10∆fS hay 100 kHz và sẽ bao đoạn tần từ 1 ÷ 1,19 MHz. Hệ số .10p+l cho phép thay đổi linh hoạt các giá trị tuyệt đối của tần số các bộ chọn 1reff , 2 reff bằng cách chọn l và p

(xem bảng 4-1). Bảng 4-1

Trong cách tổng hợp tần số này, mạng thưa 2 reff được đan xen bởi mạng mau

1reff (hình 4-16). Bởi vậy phương pháp này được gọi là phương pháp nội suy.

Để mở rộng dải tần của mạng, sơ đồ hình 4-15 có thể tiếp tục kéo dài bằng cách bổ xung thêm một loạt các bộ chọn decade và bộ trộn có lọc. Bước của mỗi bộ chọn tiếp theo so với bước của bộ chọn trước phải lớn hơn 10 lần:

1ref ( ). Sf n f= + ∆l , 2ref 1.10. Sf p f= ∆ , 3ref 2.100. Sf p f= ∆ , ..v.v

Tần số ra sẽ là:

o / p 1 2.( .10 .100 .... .10 )nS nf f n p p p= ∆ + + + + +l (4.10)

l p 1reff 2 reff

10 9 100 900

20 8 200 800

30 7 300 700

40 6 400 600

140

Các hệ số 1 2, , , np p pL chỉ có thể nhận 10 giá trị liên tiếp.

M¹ng th−a

M¹ng mau

Hình 4-16. Phương pháp nội suy

Nhược điểm cơ bản của nguyên tắc tạo mạng rời rạc này là sự xuất hiện chắc chắn của các tần số tổ hợp phụ ở lối ra bộ tổng hợp. Mạng tần được hình thành theo một công thức cố định nên khả năng cơ động linh hoạt tần số bị hạn chế nhất định. Có nhiều sơ đồ khác nhau khắc phục được những nhược điểm của sơ đồ đơn giản nêu trên, trong số đó được ứng dụng rộng rãi nhất là nhóm các sơ đồ với các decade giống nhau (hình 4-17).

Trén 1 LPF 1Chia10 LPF 2 Trén 2 LPF 3

Chia10 LPF 4

Chänhµi 1

Chänhµi 2

f RA 2

Decade 2Decade 1

f1

fRA1f ‘C f ‘’C

Hình 4-17. Tạo mạng tần rời rạc bằng phương pháp decade giống nhau

Mỗi decade bao gồm bộ chọn hài decade, bộ trộn, bộ chia mười có lọc. Các tần số của các bộ chọn hài như nhau (trên thực tế người ta dùng một bộ chọn hài chung). Tần số chuẩn f1 đưa đến bộ trộn 1 cộng với một trong các tần số của f’C rồi được chia 10. Dao động nhận được fra 1 = (f1 + f’C)/10 lại cộng với một trong các tần số bộ chọn decade thứ hai rồi lại chia cho 10. Tần số ra: fra 2 = (fra 1 + f''C)/10. (4.11)

Để các decade giống nhau cần thực hiện điều kiện f1 ≅ fra 1 ≅ fra 2. Nếu hệ số bao tần của bộ chọn hài không lớn thì f'C ≈ f''C ≈ 9f1. Sự thay đổi tần số của bộ chọn decade thứ nhất đi một bước ∆fS sẽ dẫn đến sự thay đổi tần số fra 1 đi ∆fS/10, fra 2 đi ∆fS/102; fran đi ∆fS /10n. Sự thay đổi của tần số của bộ chọn decade thứ hai đi ∆fS dẫn đến sự thay tần số ở lối ra decade thứ n đi ∆fS/10 n -1. Để nhận được sự

141

thay đổi tần số ở lối ra bộ tổng hợp đi ∆fS, cần thêm vào decade thứ n một bộ trộn nhưng không có bộ chia 10. Bề rộng tuyệt đối của dải tần ra của bộ tổng hợp sẽ bằng bề rộng dải của bộ chọn hài nghĩa là 10.∆fS, còn bề rộng dải tần ở lối ra mỗi decade là ∆fS. Các bộ lọc ở lối ra bộ trộn và bộ chia của mỗi decade có thể điều chỉnh được hoặc là bộ lọc dải. Khi ∆fS ≤ 100 kHz - các bộ lọc là không điều chỉnh được. Ưu điểm của sơ đồ khi chọn đúng dải tần ban đầu của bộ chọn là sự triệt hoàn toàn thoả mãn các tổ hợp phụ và khả năng nhận được mạng tần mau thế nào tuỳ ý. Nhược điểm là dải tần hẹp, muốn mở rộng phải chuyển tần nhiều lần.

b. Tổng hợp dải tần rời rạc có bù tần số dao động phụ Việc lọc trực tiếp các thành phần hài của một chuỗi dao động điều hoà gặp khó khăn nhất định, nhất là khi giãn cách tần số nhỏ, bởi vậy cần tìm biện pháp khắc phục. Cơ sở của phương pháp tổng hợp này là sự tổng hợp trực tiếp các tần số song được bổ xung thêm các phép tính nhằm cải thiện độ lọc các thành phần của mạng được tổng hợp. Thực chất của phương pháp là thành phần được chọn của mạng nhờ biến tần được qui về tần số không đổi rất thấp. Ở tần số này sẽ bảo đảm điều kiện lọc tốt nhất, có nghĩa là cải thiện hệ số trộn r (theo 4.8). Sau đó bằng con đường ngược lại, nó được chuyển về tần số cũ hoặc tần số bất kì khác. Các tần số biến đổi phụ này được thực hiện nhờ bộ dao động phụ (hình 4-18).

BPF 1Trén 1(trõ)

BPF 2Trén 2(trõ)

BPF 3

Dao ®éngphô

fphô fphô

fra

fTG

Sk f∆

............

S

S

f fff f

+ ∆

− ∆

Hình 4-18. Sơ đồ lọc bù trừ

Sơ đồ này sử dụng bộ tổng hợp mạng tần rất mau trong đoạn tần tương đối cao. Việc lọc trực tiếp thành phần hài cần thiết trong điều kiện như vậy gặp nhiều khó khăn. Bộ lọc BPF1 ở lối ra bộ tổng hợp chỉ có thể tách ra một nhóm các thành phần của mạng, trong đó có tần số được chọn f. Nhóm các thành phần này nhờ dao động phụ được dịch xuống dưới theo trục tần số sao cho tần số được chọn nằm trong dải thông của bộ lọc dải hẹp BPF2 với tần số trung tâm fTG. Do đó:

142

fTG = fphụ - f (4.12) Sau lọc, nhờ tần số cũng của bộ dao động phụ đó, fTG được biến đổi thành tần số: fra = fphụ - fTG = f (4.13)

Để tách lấy thành phần khác, ví dụ f + ∆fS, chỉ cần tăng tần số của dao động phụ thêm lượng ∆fS là đủ. Độ bất ổn định tuyệt đối của fphụ không được vượt quá một nửa dải thông của bộ lọc BPF2. Điều chỉnh dao động phụ thực hiện đồng thời với việc điều chỉnh bộ lọc BPF1 và BPF3. Ở lối ra trộn tần 1, ngoài tần số có ích còn có thể tách ra tần số phụ từ thành phần tần số ảnh: fTG = fảnh - fphụ (4.14) Nó có thể thể hiện ở dạng các phách với tần số fTG. Mức suy giảm tần số ảnh phụ thuộc nhiều vào khả năng lọc của BPF1. Ngoài ra các dao động phụ còn có thể xuất hiện do tổ hợp:

| m. fphụ ± n (f ± k.∆fS) | ≈ fTG (4.15) Trong trộn tần 1 thực hiện sự biến tần xuống nên các dao động phụ gần với fTG thường có bậc cao (biên độ nhỏ). Các dao động phụ ở lối ra trộn tần 2 có thể là fphụ, fTG và các tổ hợp dạng:

| p. fphụ ± q. fTG | ≈ fra (4.16) Bộ lọc BPF3 có độ chọn lọc kém đối với các tần số gần fra nhưng triệt tốt fTG. Suy giảm thích đáng tất cả các dao động phụ chỉ có thể bằng cách lựa chọn cẩn thận dải tần của dao động phụ và tần số fTG. Điều đó không phải bao giờ cũng đạt được và lúc đó phải đưa thêm các biến tần phụ vào vòng bù trừ, dựa vào các tần số ổn định cao (số lần biến tần phụ có thể tuỳ ý, song trong công thức biến tần cuối cùng fphụ phải xuất hiện hai lần với dấu khác nhau).

c. Sơ đồ bộ THTS sử dụng 1 dao động chuẩn Cuối cùng, để làm rõ hơn về một bộ THTS trực tiếp, hình 4-19 giới thiệu một sơ đồ THTS trực tiếp điển hình được ứng dụng vào trong một thiết bị cụ thể. Với giải pháp này chúng chỉ cần sử dụng duy nhất một bộ dao động chuẩn thạch anh kết hợp với các bộ cộng, trừ, nhân, chia, phép nội suy (mạng thưa, mạng mau) và chọn tần số theo nguyên lý decade cho phép tạo ra mạng tần số chuẩn tương đối rộng từ 1,0 ÷ 10,990 MHz, bao gồm 1000 tần số chuẩn với bước tần ∆fS = 10 kHz.

143

fR = fTT2 - fTD = 1,0...10,990 MHz

(∆fs =10 kHz, 1000f)

ChiaD§TA2MHz

TT1(+)

TT2(-)

TT3(-)

fN = 6, 8, 10, 12, 14 MHz

fTD = 1,8 (2,8) MHz

10 kHz

1MH

z 100 kHz

40K

Hz

fT = 1,0...1,9 MHz

fM = 0,21...0,30 MHz

fTT1 fTT2 fR

f TT2 = fN - fTT1= 3,8...4,79 MHz= 5,8...6,79= 7,8...8,79= 9,8...10,79= 11,8...12,79

fTT1 = fT + fM

=1,21...2,20 MHz(∆fs =10 kHz, 100f)

M.mau(21...30)f

(10...19)f

Nh©n(3,4,5,6,7)

T¹od¹ng

x1000

x1

x100

M.th−a

Hình 4-19. Sơ đồ cấu trúc tạo mạng tần số bằng phương pháp tổng hợp trực tiếp

Tín hiệu đầu ra được xác định theo biểu thức 4.17. Tần số các tuyến trong sơ đồ hình 4-19 tương ứng với các đảo mạch chọn tần số hàng nghìn, hàng trăm và hàng chục kilohec được chỉ ra trên bảng 4-2. fR = fN - (fTD + fT + fM) (4.17) Ví dụ: Ta cần chọn tần số làm việc là 4,86 MHz. Theo (4.17) và bảng (4.2) xác định được tần số các tuyến: fR= 8 - (1,8 + 1,1 + 0,24) = 4,86 MHz.

Bảng 4-2 Tần số các tuyến tương ứng với các đảo mạch chọn tần số

Đảo mạch x1000 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

fN (MHz) 6 6 8 8 10 10 12 12 14 14

fTD (MHz) 2,8 1,8 2,8 1,8 2,8 1,8 2,8 1,8 2,8 1,8

Đảo mạch x100 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9

fT (MHz) 1,9 1,8 1,7 1,6 1,5 1,4 1,3 1,2 1,1 1,0

Đảo mạch x10 00 10 20 30 40 50 60 70 80 90

fM (MHz) 0,30 0,29 0,28 0,27 0,26 0,25 0,24 0,23 0,22 0,21 Nhận xét: phương pháp tạo mạng tần số chuẩn bằng THTS trực tiếp cho phép chuyển đổi tần số nhanh, tạp âm pha thấp, và tần số làm việc cao nhất trong các phương pháp THTS. Tuy nhiên, THTS trực tiếp có độ phân giải tần số (bước tần) còn lớn, đòi hỏi nhiều về phần cứng (các bộ dao động, bộ trộn, bộ BPF) so với hai phương pháp THTS khác. Các yêu cầu về phần cứng dẫn đến kích thước lớn hơn và giá thành bộ THTS trực tiếp cao hơn. Một nhược điểm nữa của THTS

144

trực tiếp là các tần số không mong muốn có thể xuất hiện ở đầu ra. Di tần càng rộng, thì các tần số lạ này sẽ xuất hiện càng nhiều. Các nhược điểm này phải được cân nhắc cùng với tính vạn năng, tốc độ và tính mềm dẻo của THTS trực tiếp.

4.3.2 Tạo mạng tần số bằng phương pháp tổng hợp gián tiếp Các nhược điểm của THTS trực tiếp được khắc phục đáng kể bằng phương pháp THTS gián tiếp sử dụng vòng khoá pha PLL. Nguyên tắc tổng hợp gián tiếp là sự phát triển tiếp theo của hệ thống có TĐF và khác với hệ thống đó ở chỗ thay vì sự biến tần nội suy bộ dao động điều chỉnh người ta thực hiện việc chia tần số dao động. a. Bộ THTS gián tiếp với 1 mạch vòng khóa pha Sơ đồ cấu trúc của hệ thống TĐF có bộ chia với hệ số chia biến đổi N như hình 4-20.

So pha LPFPhÇn tökh¸ng

Dao®éng

ChiabiÕn ®æi

f0

fra / N

fra

Hình 4-20. Sơ đồ TĐF có bộ chia biến đổi

Tại bộ so pha, tần số đã chia của bộ dao động được so sánh với tần số chuẩn. Điện áp điều khiển đã được lọc bởi LPF tác động lên tần số bộ dao động qua phần tử kháng sao cho đạt được sự cân bằng các tần số đưa đến so pha. Hệ số chia N có thể thay đổi trong phạm vi rất rộng nhờ bộ chia có hệ số chia biến đổi. Tại trạng thái cân bằng của hệ thống ta có f0 = fra / N hay fra = N.f0 (4.18) Điều này có nghĩa là: Độ bất ổn định tương đổi của bộ dao động sẽ được xác định bởi độ bất ổn

định tương đối của tần số chuẩn, Trong hệ này có thể thực hiện được thao tác thuận tiện để điều khiển tần số:

đó là "số - tần số". Bước của mạng tần ở lối ra xác định bởi N và khả năng lọc của LPF. Nếu N biểu diễn bằng số nguyên thì mạng tần ở lối ra sẽ có bước tần là ∆fS = f0, còn nếu N là phân số thì bước của mạng sẽ được chia nhỏ ra. Khi có phần chục, phần

145

trăm trong N, bước của mạng tương ứng sẽ là f0/10, f0/100...v.v. Đặc điểm của hệ thống này: Dải bắt của TĐF có bộ chia rộng hơn chừng N lần so với TĐF có biến đổi

nội suy bởi vì: tần số phách càng cách xa tần số cắt của bộ lọc, sự lọc hài bậc cao càng nhỏ, thành phần một chiều cần để điều chỉnh bộ dao động càng lớn. Tính chất lọc của hai hệ TĐF cũng không như nhau: trong hệ có bộ chia,

nếu các dao động của bộ dao động bị điều chế ký sinh với di tần nhất định, thì lượng di tần dẫn đến so pha sẽ nhỏ hơn N lần. Mức thay đổi (đập mạch) trong điện áp điều khiển sẽ nhỏ đi một lượng tương ứng và vì thế không xảy ra sự bù trừ thích đáng điều chế ký sinh. Do đó yêu cầu về độ sạch dao động của bộ dao động sẽ rất cao. Thời gian xác lập chế độ dừng trong bộ tổng hợp số tăng lên do có thêm bộ

chia, nhất là khi N lớn. Giới hạn trên của bộ chia biến đổi được chế tạo từ các phần tử TTL (Transistor - Transistor Logic) xấp xỉ 25 MHz, còn với CMOS logic (Complementary Metal - Oxide - Semiconductor Logic) là khoảng 4 MHz. Do vậy khi bộ chia lập trình cần làm việc ở những dải tần số lớn hơn, ví dụ với việc xây dựng bộ THTS 2.109 Hz cho thông tin vệ tinh, thì phải sử dụng phương pháp khác. Có các cách khác nhau để giải quyết vấn đề này. Trước hết cần xem xét vấn đề tốc độ làm việc tương đối thấp của các bộ chia lập trình được. Để khắc phục nhược điểm các bộ chia biến đổi trong vòng khoá pha có tần số giới hạn thấp, ta dùng bộ chia cố định P đặt trước bộ chia biến đổi N (gọi là bộ chia trước - Prescaler) trên hình 4-21. Do đó, tần số đưa tới bộ chia biến đổi N đã được hạ thấp. Các bộ chia trước có thể hoạt động được ở tần số cao (có thể lên tới hàng Gigahertz - GHz). Như vậy, việc tạo ra mạng tần số cao dễ dàng thực hiện được.

LPF PhÇn tökh¸ng Dao ®éng

So pha Bé chiabiÕn ®æi

Bé chiacè ®Þnh 1

Bé chiacè ®Þnh 2

Dao ®éngchuÈn

fra

fra

/ Pfra / N.P

f0 = f

ref / M

P

M

N

fref

Hình 4-21. Sơ đồ TĐF có bộ chia biến đổi và cố định

146

Ngoài bộ chia cố định 1, người ta còn đưa thêm vào bộ chia cố định 2. Cần có bộ chia này vì tần số tối ưu của bộ dao động thạch anh chuẩn cao hơn nhiều tần số so sánh f0. Trong chế độ xác lập ta có: fra = N.P.f0 (4.19) Tức là khi N thay đổi đi một đơn vị, fra sẽ thay đổi đi (P.f0), tương đương tăng bước tần của mạng tần số ra (∆fS = P.f0). Để bù lại phải dùng chia có điều khiển trước chia biến đổi - xem mục 2 tiếp theo. Hình 4-22 là sơ đồ có biến đổi sơ bộ tần số của bộ dao động được điều chỉnh. Bộ tổng hợp này có thể là bộ tổng hợp nhiều băng. Để chuyển băng cần thay đổi số m và thực hiện điều chỉnh tương ứng bộ dao động.

LPFPhÇn tökh¸ng Dao ®éng

Trén(-)

Chiacè ®Þnh 1

ChiabiÕn ®æiSo pha

Nh©n mDao ®éng

chuÈnChia

cè ®Þnh 2

frefm. fref

fra

f0 = f

ref / M

N P

M

Hình 4-22. Sơ đồ TĐF có bộ chia biến đổi và biến tần sơ bộ

Nếu trung tần bằng hiệu m.fref - fra thì điều kiệm ổn định của hệ thống là: fref / M = (m.fref - fra)/P.N suy ra: fra = (m.M - P.N).f0 (4.20) nghĩa là độ bất ổn định tương đối của bộ dao động bằng độ bất ổn định tương đối của dao động chuẩn. Nếu P = 1 mạng sẽ có bước tần ∆fS = f0, còn nếu P > 1, ∆fS = P.f0.

b. Bộ THTS gián tiếp sử dụng bộ chia có điều khiển trước chia biến đổi Như đã trình bày ở trên (hình 4-21), sau bộ chia trước P, tần số đưa tới bộ chia biến đổi là fra / P (đã được giảm đi P lần). Tín hiệu đưa tới hai đầu vào bộ so pha là f0 và fra / NP. xác định ở (4.12), tại trạng thái xác lập của vòng so pha ta có: fra = N(P.f0) Ta thấy, khi P cố định, mỗi lần thay đổi hệ số chia N một đơn vị thì tần số đầu ra thay đổi là (P.f0). Mạng tần số đầu ra có bước tần ∆fS = P.f0, như vậy thì quá lớn, không thỏa mãn yêu cầu của bộ THTS. Như vậy, vấn đề đặt ra tiếp theo

147

là phải giảm bước tần của mạng tần số đầu ra. Để giải quyết vấn đề này phải chọn hệ số chia N là một phân số. Cụ thể N gồm một số nguyên cộng với một phân số

0AQN NP

= + , (N0, A, Q, P đều là các số nguyên)

Khi đó 0 0. .raAQf N P fP

⎛ ⎞= +⎜ ⎟⎝ ⎠

fra = (PN0 + AQ)f0 (4.21) Về mặt lý thuyết, biểu thức (4.21) hoàn toàn có thể thực hiện được, nhưng thực tế thực hiện nó rất khó. Biến đổi (4.21) đi một chút, trong hệ số ta thêm vào và bớt đi một lượng là AP sẽ có fra = (PN0 + AQ + AP - AP)f0

fra = [P(N0 - A) + (P + Q)A]f0 (4.22) Từ biểu thức (4.22) ta thấy: Trong một chu kỳ chia đầy đủ, bộ chia trước sẽ chia cho (P+Q) trong A xung (ở đầu ra bộ chia trước) và chia cho P trong (N0 - A) xung. Từ đây, ta thiết lập được bộ chia như hình 4-23, lưu ý ở sơ đồ này N chính là N0 nói ở trên và là số nguyên.

: Nvf : P

: (P+Q)

: A

raf ®Õn TSFtõ VCO

(a)

(b)

(c)

(d)

(2)

(1)

Data

Hình 4-23. Bộ chia có điều khiển trước chia biến đổi

Hoạt động: Bộ chia trước sẽ chia cho (P+Q) khi tín hiệu điều khiển ở mức cao và chia cho P khi tín hiệu điều khiển ở mức thấp, gọi đây là bộ chia trước kép luân phiên (Dual - Modulus - Prescalers). Tín hiệu đầu ra bộ chia trước đồng thời được đưa đến hai bộ đếm. Trong một chu kỳ chia, đầu tiên bộ đếm (1) đặt hệ số là A, bộ đếm (2) đặt hệ số là N, tín hiệu điều khiển có mức cao để đặt hệ số của bộ chia trước là (P+Q). Trạng thái này được duy trì đến khi bộ đếm (1) đếm tới

148

0. Tại thời điểm này, bộ đếm (1) phát ra tín hiệu mức thấp để đặt hệ số của bộ chia trước là P, bộ đếm 2 lúc này có giá trị là (N-A) (đã đếm được A xung trong giai đoạn đầu), tới khi bộ đếm (2) đếm đến 0 thì trạng thái này kết thúc và cũng là kết thúc một chu kỳ chia đầy đủ (đầu ra bộ đếm (2) có một xung). Các bộ đếm sẽ được reset để đưa về trạng thái ban đầu để tiếp tục chu kỳ chia tiếp theo. Giản đồ thời gian của chu trình chia tại các điểm a, b, c, d như hình 4-24. Giả sử một chu kỳ chia bắt đầu tại thời điểm t0, trong giai đoạn đầu của chu kỳ chia, bộ chia trước có giá trị là (P+Q) (tín hiệu điều khiển mức cao), giai đoạn này tồn tại tới khi bộ đếm (1) đếm đến 0, tức là đầu vào bộ đếm 1 (đầu ra bộ chia trước) phải có A xung, do đó phải có A(P+Q) xung đầu vào. Giai đoạn sau của chu kỳ chia, bộ chia trước có hệ số là P (tín hiệu điều khiển mức thấp), bộ đếm (2) có giá trị là (N-A). Khi bộ đếm này đếm tới 0 thì kết thúc chu kỳ chia, đầu ra có một xung. Trong giai đoạn này đầu vào bộ đếm (2) (đầu ra bộ chia trước) phải có (N-A) xung, do đó phải có P(N-A) xung đầu vào.

(a)

(b)

(c)

(d)

t0

t0

t0

t0

t

t

t

t

: (P+Q) : P

A xung (N - A) xung

(P+Q)A xung P(N -A) xung

Hình 4-24. Giản đồ thời gian của bộ chia có điều khiển trước chia biến đổi

Từ (4.21) đã có: fra = (PN + AQ).f0

ở đây, A là số nguyên nhận các giá trị từ 0 đến N Khi A = 0 thì fra = N.P.f0 :Bộ chia trước có hệ số chia cố định là P Khi A = N thì fra = N(P + Q)f0 : Bộ chia trước có hệ số chia cố định là (P+Q) Khi 0<A<N thì fra = (PN + AQ)f0

149

Mỗi khi thay đổi A một đơn vị thì tần số đầu ra thay đổi một lượng Q.f0, ta được mạng tần số với bước tần ∆fS = Q.f0. Nếu Q = 1 thì bước tần của mạng ∆fS = f0, thỏa mãn yêu cầu về bước tần của bộ THTS. Khi đó: fra = (PN + A)f0 (4.23) Ví dụ: giả sử cần đặt tần số cho VCO là 45,350 MHz, với bước tần f0 = 25 kHz. Từ sơ đồ hình 4-22 và biểu thức (4.16), với P = 32, P + 1 = 33 có: 45,350 MHz = (32N + A).25 kHz Tìm N và A bằng cách: 45,350 MHz : 25 kHz = 32N + A = 1814 hay 1814 = 32N + A 1814 = 32.56 + 22 Như vậy N = 56 và A = 22. Ta sẽ biến đổi ngược lại để có thể hiểu được nguyên lý một cách rõ ràng hơn: 1814 = 32.56 + (33 - 32).22 = 32.(56 - 22) + 33.22 Như vậy bộ chia trước có điều khiển sẽ chia cho 33 với 22 xung rồi chia cho 32 với N - A = 34 xung, hệ số chia tổng cộng đúng bằng 1814. Chuyển đổi thành bit nhị phân A = 10110 và N = 0111000. Tương tự như trên có tính toán được cho một hệ số chia bất kỳ. Trong thực tế các bộ chia trước kép thường được thiết kế sẵn và sử dụng là: 5/6, 8/9, 10/11, 32/33, 40/41, 64/65, 100/101, 128/129. Kết luận: với phương pháp này ta khắc phục được nhược điểm các bộ chia biến đổi có tần số giới hạn thấp, bảo đảm bước tần của mạng ra đủ nhỏ theo yêu cầu.

c. Bộ THTS gián tiếp với nhiều mạch vòng khóa pha Ngày nay các bộ tổng hợp số 2 vòng (nhiều vòng) khóa pha PLL được áp dụng rất rộng rãi (hình 4-25). Cả hai vòng đều thực hiện theo sơ đồ có biến tần sơ bộ. Bằng cách sử dụng 2 hay nhiều vòng PLL cho phép khắc phục được những hạn chế của một vòng, như dải tần rộng, bước tần nhỏ, thời gian thiết lập tần số (khóa pha) nhanh...v.v.

Trong sơ đồ hình 4-25, sử dụng 2 vòng khóa pha. Vòng 1 (vòng chính) đảm bảo dải tần số đầu ra của bộ THTS là rộng với bước tần lớn (∆fS1 = f01) có nhiệm vụ tạo mạng thưa. Vòng 2 (vòng phụ) đảm bảo dải tần số đầy bước tần của

150

vòng 1 có nhiệm vụ tạo mạng mau, với bước tần nhỏ (∆fS2 = f02) Mối quan hệ tần số giữa các vòng: fra1 = fTG1 + fra2 (4.17)

fra2 = m.fref - fTG2 (4.18) ở đây: fTG1 = N1. f01 (với f01 = fref / M1) fTG2 = N2. f02 với f02= fref / M2

Từ 4.17 có thể triển khai fra1 = N1. f01 + (m.fref - N2. f02) (4.19) Qui f01 và fref về f02 có: fra1 = N1.M2. f02 / M1 + m.M2.f02 - N2.f02 fra1 = (N1.M2 / M1 + m.M2 - N2).f02 (4.20) Để nhận được mạng mau khi các tần số so sánh f01 và f02 tương đối cao, cần chọn tỉ số M2 / M1 bằng 0.9; 0.99; 0.999...v.v. Nếu đồng thời thay đổi N1 và N2 đi một đơn vị về cùng một phía thì toàn bộ hệ số của f01 sẽ thay đổi tương ứng 0.1; 0.01; 0.001...v.v.

Chiacè ®Þnh 1 So pha 1 LPF 1

PhÇn tökh¸ng 1

Dao ®éng1

ChiabiÕn ®æi 1

Trén 1(-)

Dao ®éng2

PhÇn tökh¸ng 2LPF 2So pha 2

Chiacè ®Þnh 2

Dao ®éngchuÈn

Trén 2(-)

ChiabiÕn ®æi 2Nh©n m

m.fref

fTG2

f02

fra2

fTG1

f01

fref

N1

N2

M2

M1

fra = f

ra1

Hình 4-25. Sơ đồ TĐF hai vòng

4.3.3 Tổng hợp tần số số trực tiếp - DDS Tổng hợp tần số số trực tiếp (DDS - Direct Digital Synthesizer) là phương pháp THTS mới nhất, nó ứng dụng kỹ thuật số trong việc tạo ra dải tần tổ hợp. Cơ sở của phương pháp này là định luật Kotelnikov, nội dung của định luật là: "Nếu tín hiệu có phổ hữu hạn, có tần số lớn nhất là fmax thì hoàn toàn có thể được

151

xác định bởi những giá trị tức thời tại những thời điểm cách nhau những khoảng bằng nhau, khoảng này gọi là chu kỳ lấy mẫu (Tlm) thoả mãn điều kiện: Tlm ≤1/(2fmax) hay flm ≥ 2fmax". Như vậy để tạo nên tín hiệu hình sin có tần số f, chỉ cần có không ít hơn 2 giá trị của nó trong chu kì lấy mẫu là đủ. Trên thực tế thường dùng nhiều hơn 4 giá trị. Ví dụ với 8 giá trị trong chu kì lấy mẫu, nếu

1/ 8MHzlm lmf T= = thì có thể tạo ra dao động tần số f = 1MHz bằng phương pháp này. Để khôi phục lại tín hiệu ta cho tín hiệu rời rạc đó đi qua bộ lọc thông thấp. Đặt vấn đề ngược lại, ta có thể tạo ra tín hiệu S(t) từ một chuỗi xung chuẩn có biên độ không đổi, giả sử cần tạo ra tín hiệu hình sin có tần số f. Ta tiến hành điều biên chuỗi xung chuẩn đó sao cho biên độ của nó biến thiên theo dạng tín hiệu f cần tổ hợp, chùm xung này cho qua bộ lọc thông thấp ta thu được tín hiệu cần tổ hợp. Vấn đề điều biên chuỗi xung đó như thế nào sẽ được giải quyết bằng các máy tính đa năng, máy vi tính hoặc dùng một bảng nhớ (bộ nhớ) lưu trữ các giá trị gián đoạn thích hợp của sóng hình sin. Thực chất của phương pháp dùng bảng nhớ là cho ra những giá trị tương tự nhau trong mỗi chu kỳ sóng hình sin và thay đổi tần số ra bởi việc điều chỉnh luồng số liệu ra. Việc tạo tín hiệu sin có tần số đã cho được thực hiện như sau. Với tần số lấy mẫu (rời rạc hóa) 0lmf f= , pha hiện thời của dao động được xác định (tính) sau các khoảng thời gian lmT . Từ bộ nhớ chọn ra một số tỉ lệ với giá trị của hình sin với pha như thế. Nhờ bộ biến đổi số - tương tự, số đã chọn được biến đổi thành điện áp. Kết quả ở lối ra bộ biến đổi D/A điện áp sẽ thay đổi từng nấc (xem hình 4-28a). LPF sau bộ biến đổi D/A dùng để tách lấy hài bậc 1.

§ÆttÇn sè

GhitÇn sè

Bécéng

Khèinhí D/A LPF

D§chuÈn

T¹oxung

Khèi tÝnh phafra

flm = f0f0

Hình 4-26. Sơ đồ cấu trúc của DDS

Sơ đồ cấu trúc của DDS (hình 4-26) bao gồm: bộ tạo xung nhịp (chuẩn), khối đặt tần số, khối tính pha hiện thời của hình sin có tần số đã cho, khối nhớ

152

lưu giữ các số liệu về các trị của hình sin tại các pha khác nhau, bộ biến đổi D/A và LPF. Thay cho khối nhớ có thể sử dụng khối tính toán, tại đây theo chương trình xác định các giá trị hiện thời của hình sin được tính toán trên cơ sở các số liệu (nhập vào) về tần số cần thiết và pha hiện thời.

Các số liệu của tần số cần tổ hợp từ khối đặt tần số được đưa tới bộ cộng pha, xung đồng hồ có tần số 0f (chu kỳ 0T ) cũng được đưa tới bộ cộng pha. Như vậy qua mỗi khoảng thời gian 0T ta xác định được giá trị pha và biên độ tức thời của dao động. Giả sử bộ cộng pha N bit, như vậy nó tính được 2N giá trị pha hiện thời (số này xác định dung lượng bộ nhớ của thiết bị tính toán). Tần số nhỏ nhất của bộ tổ hợp (hay cũng chính là bước tần) có chu kỳ bằng chu kỳ cộng mT , trong đó có 2N giá trị pha hiện thời.

02 .NmT T= (4.21)

Tần số gới hạn dưới 0min

0

1 12 2m N N

m

ff fT T

= ∆ = = = (4.22)

Gia số pha cùng với mỗi nhịp ứng với tần số minf là:

0 22 .2m N

m

TT

πϕ π∆ = = (4.23)

Nếu ở tần số ( )max. 1, 2, ,mf p f p p= ∆ = L cũng có 2N giá trị pha hiện thời

trên p chu kỳ, gia số pha mỗi nhịp sẽ bằng (tính theo radian):

0 2 .2 . .2N

m

T ppT

πϕ π∆ = = (4.24)

Giá trị pha hiện thời tăng tuyến tính theo qui luật

2.2s N

pSS πϕ ϕ= ∆ = (4.25)

ở đây S là số nhịp ứng với xung đồng hồ. Trong khối nhớ tiến hành lượng tử theo pha, nghĩa là ghi các giá trị đường hình sin chỉ đối với một loạt các giá trị pha gián đoạn. Chúng ta giả thiết rằng số giá trị như thế bằng 2k ở trong góc phần tư thứ nhất ( )0 / 2π− , khi đó bước lượng

tử sẽ là:

2.2kqϕπ

= (4.26)

153

Để giảm bớt dung lượng bộ nhớ cần thiết, trong khối lưu trữ thông tin chỉ nhớ đối với gốc phần tư thứ nhất, còn đối với 3 góc phần tư còn lại sẽ được qui đổi sang góc phần tư thứ nhất. Với góc phần tư thứ 2, góc pha quy đổi là: 1qd sϕ π ϕ= −

Với góc phần tư thứ 3, góc pha quy đổi là: 2qd sϕ ϕ π= −

Với góc phần tư thứ 2, góc pha quy đổi là: 3 2qd sϕ π ϕ= − .

Ứng với mỗi giá trị pha lượng tử có một giá trị biên độ lượng tử, do đó số giá trị lượng tử biên độ cần phải lưu trữ trong bảng nhớ bằng số giá trị lượng tử pha trong góc phần tư thứ nhất là 2k. Cùng với sự qui đổi này phải có tín hiệu điều khiển cực tính điện áp ở bộ biến đổi D/A (góc phần tư thứ 3, thứ 4 điện áp âm). Quá trình lượng tử như sau: Trong quá trình bộ cộng pha tính toán giá trị

pha tức thời 22s N

pSπϕ = , khi sϕ gần với giá trị lượng tử pha ipϕ , cách ipϕ một

khoảng cách không lớn hơn nửa gia số pha (tức là ( ) .2S qd i qϕϕϕ ∆

− ≤ ) sẽ được làm

tròn thành ipϕ (hình 4-27), từ mã hoá giá trị lượng tử pha ipϕ này sẽ là địa chỉ để

lựa chọn giá trị biên độ lượng tử tương ứng trong bảng nhớ đưa sang bộ biến đổi D/A. Đầu ra bộ biến đổi D/A có điện áp bậc thang thay đổi, qua bộ lọc thông thấp cho ta tần số f mong muốn.

CLK tT0

22π p

N22π

ϕpS

iqN → 22

1π

ϕpS

i qN

'( )→ +

iqϕ(i+1)q ϕ

AiAi+1

t

ϕ (l−îng tö)

ϕS

Biªn ®é

Sai sè l−îng tö pha

Hình 4-27. Lượng tử biên độ và pha

Tóm lại quá trình hoạt động như sau: cần đặt tần số f = p.∆fm thì giá trị p

sẽ được đưa vào bộ cộng pha. Giá trị pha tức thời được tính 2

2N

pSπϕ = , khi giá trị

154

pha đạt tới gần giá trị lượng tử pha nhất, lúc đó giá trị lượng tử biên độ tương ứng với giá trị lượng tử pha đó trong bảng nhớ sẽ được đưa ra. Ta thấy, tần số giới hạn lớn nhất của DDS không chỉ phụ thuộc vào tần số đồng hồ f0 mà còn phụ thuộc vào tốc độ của các bộ tính, tốc độ truy nhập của bộ nhớ và tốc độ của bộ biến đổi D/A do đó ta không thể tăng fra bằng cách tăng f0 lên một cách tuỳ ý được. Ví dụ: Xác định các tham số bộ tổng hợp với các số liệu ban đầu sau:

602; 3; 2 ; 8000 ; 3k n N f Hz p= = = = =

Sử dụng các công thức trên ta tính được:

min max

0 0 0

125 ; 8000 / 4 2000 ;

375 ; 5,625 ; 16,875 ; 22,5 ;0 7s

s i

f f Hz f Hz

f Hz q Aϕϕ ϕ

∆ = = ≤ =

= ∆ = ∆ = = ≤ ≤

Các kết quả tính toán cho trong bảng 4-3. Bảng 4-3

S Pha hiện thời

0S Sϕ ϕ= ∆

Pha hiện thời, góc vuông 1

Pha lượng tử

Mã của pha

lượng tử

Biên độ lượng tử

iA

Mã của biên độ lượng tử

Dấu điện áp

Mã dấu điện áp

1 16,9 16,9 22,5 001 3 011 + 0 2 33,7 33,7 45 010 5 101 + 0 3 50,6 50,7 45 010 5 101 + 0 4 67,5 67,5 67,5 011 6 110 + 0 5 84,4 84,4 90 100 7 111 + 0 6 101,2 78,8 90 100 7 111 + 0 9 151,9 28,1 22,5 001 3 011 + 0 10 168,8 11,2 22,5 001 3 011 + 0 11 185,6 5,6 0 000 0 000 - 1 15 253,1 73,1 67,5 011 6 110 - 1 16 270 90 90 100 7 111 - 1 17 286,9 73,1 67,5 011 6 110 - 1 20 337,5 22,5 22,5 001 3 011 - 1 21 354,4 5,6 0 000 0 000 - 1 22 371,2 11,2 22,5 001 3 011 + 0

155

0

2

4

6

2 4 6 8 10 14 16 18 20

Ai

S

S0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

ϕ

300

600

900

0 1

S

Sự thay đổi điện áp bậc thang lối ra D/A

Sự thay đổi pha lượng tử

Xung trong khối nhớ Hình 4-28.

Hình 4-28 biểu diễn đồ thị thay đổi điện áp bậc thang ở lối ra bộ biến đổi số - tương tự tùy thuộc vào số hiệu của mẫu S, xây dựng trên số liệu của bảng. Sự thay đổi của pha lượng tử vào S biểu diễn bởi vạch thẳng đứng trên hình 4-28b. Đường gạch gạch trên hình 4-28b là sự thay đổi của pha không có lượng tử hóa. Hình 4-28c là các xung hình thành trong khối nhớ và là lệnh thay đổi cực tính điện áp ở lối ra bộ D/A. Nhận xét: Bộ tổng hợp tần số DDS sử dụng toàn vi mạch nên có kết cấu gọn nhẹ, công suất tiêu thụ thấp, có độ phân giải tần số tốt (bước tần có thể đạt tới 1Hz), việc đặt tần số gần như tức thời (độ trễ không đáng kể), có sai số và nhiễu

156

pha nhỏ. Với kỹ thuật vi điện tử ngày nay người ta đã chế tạo được DDS đạt tới tần số 150MHz, nếu sử dụng các bộ cộng pha có đầu vào ra song song, bộ biến đổi D/A song song thì có thể đạt tới tần số 500MHz. Tuy nhiên, tổ hợp tần số theo phương pháp DDS gặp phải méo lượng tử biên độ và méo lượng tử pha. Người ta đã tính được

+ Méo lượng tử biên độ: 120lg6.2ma n

D = [db]

Trong đó n là số bit mã hoá mức lượng tử biên độ.

+ Méo lượng tử pha: 1

20 lg12.2m k

D ϕπ

+= [db]

Trong đó k là số bit mã hoá mức lượng tử pha. Kết luận: Chúng ta đã xét các phương pháp THTS, mỗi phương pháp đều có những ưu nhược điểm khác nhau. Sơ đồ tổng hợp là sự kết hợp điểm mạnh của từng phương pháp nhằm thỏa mãn được mục đích đặt ra là xây dựng được các bộ THTS ngày càng hoàn hảo, đáp ứng được các yêu cầu kỹ thuật đặt ra. Các phương pháp THTS thường được sử dụng trong các thiết bị viễn thông mà đặc biệt là trong các thiết bị thông tin vô tuyến hiện đại ngày nay là: THTS gián tiếp dùng bộ chia cố định có điều khiển trước chia biến đổi, THTS dùng vi xử lý, THTS gián tiếp kết hợp DDS, THTS gián tiếp với nhiều vòng khóa pha...

157

Chương 5

CÁC MẠCH ĐIỀU CHỈNH VÀ ĐIỀU CHỈNH TỰ ĐỘNG TRONG CÁC MÁY THU PHÁT VÔ TUYẾN

5.1 CÁC MẠCH ĐIỀU CHỈNH VÀ ĐIỀU CHỈNH TỰ ĐỘNG TRONG MÁY THU

5.1.1 Điều chỉnh bằng tay và điều chỉnh tự động hệ số khuếch đại a. Đặt vấn đề Mức tín hiệu cao tần ở lối vào máy thu, như ta đã biết thường thay đổi trong phạm vi rất rộng. Nó phụ thuộc vào công suất máy phát và loại anten của đài đối, vào cự ly và điều kiện truyền sóng, vào loại anten thu. Dải biến đổi này có thể đạt tới 100 ÷ 120 dB (105 ÷ 106 lần), trong khi máy thu lại có dải động hạn chế và sẽ quá tải nếu tín hiệu mạnh nên việc điều chỉnh khuếch đại trong máy thu là hoàn toàn cần thiết. Nhiệm vụ của việc điều chỉnh này là:

- Duy trì mức sóng mang ở lối vào bộ tách sóng ở giá trị tương đối cố định (const) cho dù mức tín hiệu ở anten thay đổi đáng kể.

- Bảo đảm lối ra âm tần của máy thu chỉ biến đổi như một hàm của việc điều chế sóng mang chứ không biến đổi theo mức sóng mang.

- Bảo đảm hệ số khuếch đại máy thu có thể lớn để thu các tín hiệu yếu mà không sợ gây quá tải các tầng khuếch đại cao tần khi thu tín hiệu mạnh.

- Bảo đảm mức ra không đổi một cách hợp lý khi điều hưởng máy thu từ đài này sang đài khác.

Trong các máy thu FM, thường dùng TĐK để đảm bảo: - Tín hiệu đến lối vào bộ hạn biên đủ lớn để mạch hạn chế làm việc. - Không xảy ra quá tải các tầng cao tần và trung tần.

Hiệu quả của hệ thống TĐK được đánh giá bằng tỉ số giữa sự thay đổi mức tín hiệu ở lối vào máy thu và sự thay đổi mức ở lối ra:

β = p/q (thường ≅ 60 ÷ 80 dB); (5.1) ở đây: p = EA max /EA dđ ; q = Ura max /Ura dđ (Các giá trị cực đại và danh định)

158

b. Phân loại Người ta chia ra hai loại: điều chỉnh khuếch đại bằng tay và điều chỉnh khuếch đại tự động (viết tắt là TĐK hoặc AGC). Điều chỉnh khuếch đại bằng tay chỉ có thể bảo đảm mức ra của tín hiệu là không đổi với những thay đổi rất chậm của mức tín hiệu vào. Với những thay đổi nhanh của mức tín hiệu vào như trên các đường vô tuyến sóng ngắn thì chỉ TĐK mới có tác dụng. Ta có thể thay đổi hệ số khuếch đại của máy thu bằng thay đổi hệ số khuếch đại của một hoặc vài phần tử của tuyến thu: - Thay đổi hệ số truyền đạt của mạch vào bằng việc mắc bộ suy giảm loại phân áp nhiều cấp dùng điện trở vào giữa thiết bị anten - phi đơ và khung dao động vào. Ưu điểm: khi giảm mức tín hiệu thì đồng thời giảm cả mức nhiễu. Nhược điểm: giảm tỷ số tín / tạp, dải điều chỉnh của bộ suy giảm lớn (100 ÷ 120 dB) nên số cấp suy giảm lớn khó thực hiện. - Thay đổi hệ số khuếch đại của các tầng khuếch đại máy thu. Cần bảo đảm khuếch đại không méo tín hiệu, do đó thường điều chỉnh các tầng mà biên độ tín hiệu còn nhỏ. c. Giải pháp kỹ thuật Ý tưởng cơ bản của hệ thống AGC được minh họa trên hình 5-1. Điện áp AGC được tạo ra trong tầng tách sóng hoặc trong tầng hạn biên và tỉ lệ với biên độ sóng mang xuất hiện ở lối ra bộ khuếch đại trung tần. Cực tính điện áp AGC chọn sao cho sự tăng mức sóng mang kéo theo sự tăng điện áp AGC. Điều này lại dẫn đến giảm hệ số khuếch đại của từng tầng, giảm khuếch đại tổng thể của máy thu và khôi phục mức sóng mang lối vào tách sóng về trị ban đầu của nó. Nếu mức sóng mang giảm, quá trình xảy ra theo chiều ngược lại. AGC phụ dùng để tránh quá tải cao tần khi tín hiệu vào lớn. Trong nhiều máy thu FM chỉ dùng AGC phụ.

K§CT Trén tÇn K§TG T¸ch sãng K§¢T

AGC c¬ b¶n

AGC phô

LPF

Hình 5-1. Sơ đồ mạch AGC

159

AGC đơn giản: ở kiểu này điện áp AGC được tạo ra ngay khi điện áp sóng mang xuất hiện ở lối ra KĐTG. Có nghĩa là độ khuếch đại của máy thu giảm thấp hơn trị cực đại của nó khi tín hiệu mong muốn còn yếu và đang cần độ khuếch đại tối đa. Để hoàn thiện, ta dùng AGC có trễ. AGC có trễ: Vòng AGC được thiết kế sao cho nó không hạn chế điện áp

ra đến khi điện áp vào tách sóng đạt đến mức ngưỡng đặt trước. Để hoàn thiện hơn nữa ta dùng hệ thống AGC có trễ và khuếch đại: phương án 1 thực hiện khuếch đại phụ tín hiệu cao tần trước tách sóng; phương án 2 khuếch đại phụ điện áp 1 chiều sau tách sóng AGC (hình 5-2).

TÇng®iÒu chØnh

K§TGT¸ch sãng

AGC§Õn tÇng®iÒu chØnh

a)

TÇng®iÒu chØnh

T¸ch sãngAGC

K§1 chiÒu

§Õn gi¶i ®iÒu chÕ §Õn gi¶i ®iÒu chÕ

§Õn tÇng®iÒu chØnh

b)

Hình 5-2. Sơ đồ AGC có khuếch đại

Hình 5-3 là đặc tuyến biên độ của máy thu với các hệ thống AGC khác nhau. Khi không có AGC, đặc tuyến tuyến tính trong phạm vi dải động của máy thu. Với AGC đơn giản, sự phụ thuộc của điện áp ra vào sức điện động trong anten là phi tuyến. Với AGC có trễ, khi EA < EAdđ đặc tuyến là tuyến tính.

EA

AGC lÝ t−ëng

AGC cã trÔ vµ khuÕch ®¹i

AGC ®¬n gi¶n

AGC cã trÔ

Kh«ng AGC

EAd®

Ura d®

Ura

Hình 5-3. Đặc tuyến các loại AGC

Các hệ thống AGC đã xét ở trên bao trùm phần lớn các tầng của tuyến chung và tuyến riêng của máy thu. Đôi khi người ta chia hệ thống AGC ra thành hai hệ thống độc lập: AGC tuyến riêng và AGC tuyến chung, trong đó AGC tuyến riêng sẽ đóng vai trò chính. AGC tuyến chung là AGC có trễ lớn. Nó chỉ hoạt động khi mức tín hiệu ở lối vào đạt tới giá trị gần với giới hạn dải động của tuyến chung. Hệ thống AGC này sẽ đảm bảo sự làm việc của tuyến chung trong

160

chế độ tuyến tính với mức tín hiệu đủ cao và như vậy sẽ cải thiện độ chọn lọc thực tế của máy thu. Một vấn đề cố hữu với các loại AGC trên là sự bù khuếch đại xảy ra sau: mạch theo dõi mức sóng mang và tạo điện áp điều chỉnh nằm sau KĐTG nên phản ứng có thể quá chậm (mức sóng mang đã thay đổi và truyền qua máy thu rồi). Trong một số trường hợp ta dùng AGC trước: tín hiệu thu được kiểm tra tại điểm gần tuyến cao tần thu hơn và điện áp điều chỉnh được đưa xuôi (feedforward) đến các tầng KĐTG. Một số điểm lưu ý: + Hằng số thời gian của bộ lọc AGC phải chọn sao cho điện áp điều chỉnh chỉ

phản ánh thay đổi chậm của mức tín hiệu, mà không kịp bám theo sự thay đổi đường bao tín hiệu (thường là nhanh, khi thu tín hiệu điều biên). Vì chu kì đường bao tín hiệu Tmax = 1/Fmin nên ta phải có τ >> Tmax ; nếu Fmin = 300 Hz, Tmax = 0,0033 s; τ ≅ 0,05 - 0,2 s.

+ Khi thu tín hiệu ma níp biên độ, τ ≅ 1 s vì với hằng số thời gian nhỏ hơn, trong các quãng trống giữa các xung tín hiệu hệ số khuếch đại kịp tăng lên và làm tăng mức nhiễu.

+ Đối với tín hiệu thoại đơn biên có một số tính chất đặc biệt vì vậy ta xét các nguyên tắc thực hiện AGC khi thu dạng tín hiệu này:

Tín hiệu đơn biên chỉ tồn tại khi phát tin. Trong các quãng nghỉ tự nhiên xuất hiện giữa các từ và câu, sẽ không có nguyên liệu để AGC có thể dựa vào. Như vậy có nghĩa là trong các quãng nghỉ không tránh khỏi sự rộ lên của tạp và nhiễu. Để suy giảm hiện tượng khó chịu này cần tăng hằng số thời gian của bộ lọc AGC, song điều đó lại kéo theo sự tăng thời gian phản ứng của máy thu với mức tín hiệu tới, nghĩa là lúc mới xuất hiện tín hiệu sẽ phát sinh sự quá tải máy thu. Việc giải quyết vấn đề này đạt được bằng việc dùng bộ lọc AGC với hai hằng số thời gian: rất nhỏ khi tăng biên độ tín hiệu và rất lớn khi giảm tín hiệu (được gọi là “nạp nhanh - phóng chậm”). Ví dụ thực tế như hình 5-4.

Tõ t¸ch sãngAGC §Õn tÇng

®iÒu chØnh

Hình 5-4. Sơ đồ mạch với hằng số thời gian nạp và phóng khác nhau

161

Giả sử rằng điện trở trong của nguồn điện áp (tách sóng AGC) đủ nhỏ. Khi tín hiệu tăng, tụ được nạp nhanh qua trở trong rất nhỏ của đi ốt, còn khi tín hiệu giảm điện áp trên tụ lớn hơn điện áp vào, điốt đóng và hằng số thời gian phóng của tụ xác định bởi trở ngược của đi ốt và trở vào tầng tiếp sau. Hằng số thời gian nạp được chọn bằng vài mili giây (ms), hằng số thời gian phóng cỡ 2 giây. Người ta gọi AGC đã xét là AGC theo đường bao hay AGC theo phổ. Nhược điểm của AGC theo đường bao là: - Sự tăng hệ số khuếch đại máy thu đến cực đại trong các quãng nghỉ kéo dài

của tín hiệu. - Độ chống nhiễu xung đều đặn thấp (do thời hằng nhỏ của AGC). Tụ dưới tác động của các xung đều đặn có thể nạp đến điện áp gần bằng biên độ của chúng, dẫn tới AGC suy giảm đáng kể tín hiệu của máy thu. Nếu cùng với tín hiệu có ích người ta phát đi cả tín hiệu lái thì có thể áp

dụng hệ thống AGC khác (AGC theo tín hiệu lái). Lúc này tín hiệu lái được tách ra bằng bộ lọc dải hẹp, được khuếch đại đến giá trị đủ để AGC làm việc bình thường. AGC này có nhược điểm là không tính đến pha đinh chọn lọc của tín hiệu. Ví dụ khi pha đinh các thành phần phổ gần sóng mang và đồng thời tăng các thành phần trong vùng trên của phổ tín hiệu thì sẽ có hiện tượng quá tải máy thu. Để nâng cao hiệu quả của hệ thống AGC, ngày nay người ta dùng AGC số như hình 5-5a. Trong sơ đồ này, nhờ dùng bộ tích phân số (bộ đếm thuận nghịch) biên độ ra không phụ thuộc vào biên độ tín hiệu vào. Khi Ura < Utrễ giống như AGC tương tự, AGC số không làm việc và hệ số khuếch đại bằng Kmax.

Uvµo

UtrÔ

FD

TuyÕn ®iÒuchØnh

RC2

ChÆn trµn

T¸ch sãng

ADC

RC1

1±

1±

D 1Z = ±

Ura

0

+1

-1

ZD

Ura

UtrÔ

2mUtrÔ

Hình 5-5. Sơ đồ AGC số

Tín hiệu ở lối ra bộ tách sóng AGC được lượng tử hoá nhị phân: nếu Ura > Utrễ

162

tín hiệu sai số được tạo ra ZD = -1, nếu Ura < Utrễ thì ZD = +1. Tín hiệu sai số này đi đến bộ đếm thuận nghịch lấy trung bình RC1 với hệ số đếm n1. Khi RC1 tràn (đầy), ở lối ra của nó xuất hiện xung làm tăng hoặc giảm đi một đơn vị (tuỳ thuộc vào dấu tràn) số đếm trong bộ đếm thuận nghịch thứ hai RC2. Mã trong RC2 thay đổi từ 0 ÷ Rmax. Bộ đếm này không được tràn: Khi mã trong RC2 đạt được giá trị 0 hoặc Rmax sẽ xảy sự chặn việc đưa xung có dấu tương ứng từ RC1 đến. Mã trong RC2 điều chỉnh hệ số khuếch đại của tuyến trung tần. Dễ thấy rằng ở chế độ dừng, trong sơ đồ AGC số đang xét có phát sinh các dao động, dẫn đến sự thay đổi mã trong RC2 đi đơn vị (ví dụ R = 15, 16, 15, 16....), tương ứng với điều chế biên độ kí sinh tín hiệu vào. Có thể tránh hiện tượng này bằng áp dụng bộ lượng tử hóa có vùng không nhậy trong đặc tuyến (hình 5-5b), tương đương với việc chuyển từ lượng tử hóa 2 mức sang lượng tử hóa 3 mức (ZD = ± 1, 0). Một cách hợp lý nên chọn độ rộng của vùng không nhậy bằng giá trị mẫu điều chỉnh 2mUtrễ, m là độ chính xác tĩnh của việc điều chỉnh biên độ tín hiệu. Dung lượng max của RC2 có thể tính theo công thức: Rmax = log(Kmax/Kmin) / log(2m +1) (5.2) Kmax, Kmin là hệ số khuếch đại tối đa (tối thiểu) của tuyến được điều chỉnh. Đặc tính bộ lượng tử hóa như trên có thể thực hiện nhờ 2 bộ so sánh với ngưỡng tương ứng là Utrễ ± mUtrễ. Tần số lấy mẫu FD nên chọn cao hơn một bậc bề rộng phổ tín hiệu vào ADC. Bề rộng này được xác định bởi dải thông LPF ở lối ra bộ tách sóng AGC.

5.1.2 Mạch tự động khống chế tạp âm lối ra máy thu khi không có tín hiệu Các mạch này còn có các tên gọi khác như: mạch triệt rào, triệt ồn hay SQL (Squelch). Nguyên tắc chung là giảm hệ số khuếch đại máy thu khi không có tín hiệu. Việc này thường thực hiện ở tuyến âm tần vì tuyến cao tần phải luôn luôn sẵn sàng thu tín hiệu. Trong một số máy thu tín hiệu FM, để điều khiển khuếch đại người ta dùng sự chênh lệch dòng trong mạch điện cực điều khiển của phần tử thực hiện chức năng hạn biên. Khi không có tín hiệu dòng chỉ được xác định bởi số lượng hạn chế các đột biến tạp âm thăng giáng lớn hơn ngưỡng hạn chế. Do đó khi xuất hiện tín hiệu sẽ xuất hiện sự chênh lệch dòng. Sự chênh này thực hiện các chuyển đổi cần thiết trong bộ KĐÂT nhờ rơ le điện từ hoặc cơ khí, tức là khôi phục lại sự khuếch đại bình thường của tầng bị điều khiển đã khoá trước đó. Hình 5-6 minh hoạ cho phương án này

163

H¹n biªnT¸ch sãng

tÇn sèK§¢T

R¬le

KhuÕch ®¹iDC

Hình 5-6. Triệt ồn theo nhận biết từ tầng hạn biên

Một hệ thống khác sử dụng hiệu ứng chèn áp tạp âm trên bộ hạn biên của máy thu FM trong phần phổ thấp tần của tạp âm không bị chiếm bởi các thành phần của phổ tín hiệu. Hình 5-7 minh họa cho nguyên tắc này.

K§¢T

Läcth«ng thÊp

KhuÕch ®¹it¹p ©m

N¾n

K§¢TRaVµo

< 200 Hz

Hình 5-7. Triệt ồn dùng bộ lọc tần thấp

Hệ thống hoạt động như sau: Phần phổ thấp tần của tạp âm từ 0 - 200 Hz được lọc bởi bộ lọc tần thấp. Điện áp tạp sau đó được khuếch đại lên, được nắn, san bằng và dùng làm điện áp khoá tầng KĐÂT. Khi xuất hiện tín hiệu, tạp âm bị chèn ép, còn KĐÂT mở ra. Nguyên tắc thứ ba được minh hoạ ở hình 5-8

H¹n biªn TS tÇn sè

TS biªn ®é K§ t¹p ©m N¾n

K§¢T

Hình 5-8. Triệt ồn theo đường bao

Các tạp âm ở lối ra bộ hạn biên khi không có tín hiệu được tách sóng bởi tách sóng biên độ. Thành phần biến đổi tức đường bao tạp âm được khuếch đại lên, được nắn, được san bằng rồi đưa đến KĐÂT để khóa nó. Khi có tín hiệu điện áp tổng của tín hiệu và tạp lớn hơn ngưỡng hạn chế, còn biên độ thành phần biến đổi trên tải tách sóng biên độ triệt tiêu. Các phương pháp trên thường được gọi là triệt ồn theo tạp âm. Một phương pháp nữa cũng thường được áp dụng kết hợp nhằm tăng khả năng phân

164

biệt có chọn lọc của hệ thống, đó là phương pháp triệt ồn theo mã âm. Nguyên tắc được xây dựng như sau, về phía máy phát các xung âm (tone) được mã hoá luôn được gửi trên tần số sóng mang khi nhấn nút bấm tổ hợp hoặc mircro. Về phía máy thu, các xung âm này được tách ra bằng bộ lọc rất hẹp nhờ bộ giải mã tone trong máy thu và dùng để điều khiển bộ phận chấp hành. Các xung âm này có tần số dưới phổ âm tần thấp nhất của tiếng nói (<300Hz), do vậy sau khi lọc giải mã chúng thường được khuếch đại sau đó mới nắn lấy thành phần một chiều điều khiển tầng KĐÂT. Khi máy thu nhận được tín hiệu sóng mang, phải đúng xung âm được giải mã mới nối KĐÂT vào tuyến trước của máy thu, còn khi không có hoặc không đúng mã âm đường KĐÂT vẫn không được nối. Nguyên tắc này thường được áp dụng đối với các máy thu phát ở dải tần số VHF, UHF. Sơ đồ được minh hoạ ở hình 5-9.

Tách sóng tần số

Khuếch đại âm tần

Lọc, giải mã tone

Khuếch đạiNắn

Khuếch đại điều khiển

Hình 5-9. Triệt ồn dùng tone riêng

Cần chú ý khi sử dụng mạch triệt ồn dùng tone riêng với các phương pháp trên, khi đó mạch triệt ồn kiểu này không được kích hoạt.

Khuếch đại trung gian

Khuếch đại âm tần

Tách sóngAGC

Khuếch đại so sánh

Khuếch đại điều khiển

Ungưỡng Hình 5-10. Triệt ồn theo cường độ tín hiệu

Trong các máy thu tín hiệu SSB, để điều khiển khuếch đại (đóng mở) tầng âm tần người ta so sánh sự chênh lệch điện áp trên đường AGC được tách từ tuyến tần số trung gian tín hiệu giữa khi có và không có tín hiệu để khống chế. Phương pháp này còn được gọi là triệt ồn theo cường độ tín hiệu. Sơ đồ được chỉ ra trên hình 5-10.

165

5.1.3 Điều chỉnh dải thông của máy thu Như ta đã biết, các tuyến riêng của máy thu được bắt đầu từ các bộ lọc chọn lọc tập trung, là các phần tử cơ bản để triệt nhiễu tác động trên các kênh thông tin lân cận. Các bộ lọc này có dải thông ứng với phổ tín hiệu thu. Vậy liệu có thể dùng bộ lọc chung cho tất cả các dạng tín hiệu với dải thông biến đổi không? Khi thu nghe AM và báo biên độ, việc đặt dải thông tối ưu của máy thu tuỳ thuộc vào hoàn cảnh nhiễu là rất hiệu quả. Song hiện nay khi thông tin đơn biên đang thay thế thông tin điều biên, vấn đề áp dụng bộ lọc tập trung với dải thông biến đổi thực tế không đặt ra nữa vì: - Phổ tín hiệu đơn biên bị dịch lên trên hoặc xuống dưới so với tần số thu danh định tuỳ thuộc vào dải biên tần sử dụng. - Các ưu điểm của SSB được thực hiện nếu đường cong chọn lọc của bộ lọc có hệ số chữ nhật cao. Bởi vậy ta sẽ nói về bộ lọc dải thông biến đổi trong các máy thu nghe tín hiệu AM và báo biên độ. Một sơ đồ bộ lọc dải thông biến đổi như hình vẽ 5.11.

Vµo Ra

Hép th¹ch anh

C0

LKCK RK

CH

a

Hình 5-11. Sơ đồ bộ lọc thạch anh với dải thông biến đổi

Hộp cộng hưởng thạch anh được dùng như phần tử ghép giữa hai khung dao động. Điện áp tín hiệu tại điểm a so với vỏ có được do C0, được bù hoàn toàn bằng điện áp ngược pha tại điểm này do CH (điểm giữa của khung nối đất). Do vậy các khung dao động chỉ ghép với nhau qua (LK, CK, rK). Nếu cả hai khung được điều hưởng chính xác vào tần số cộng hưởng nối tiếp của thạch anh thì phẩm chất của khung cộng hưởng tương đương là:

Qtđ = (ω0LK) / (rK + 2p2R0) (5.3) R0 - trở kháng cộng hưởng của các khung vào và ra, p trong trường hợp này bằng 1/2 vì vậy:

Qtđ = (ω0LK) / (rK + R0/2) (5.4)

166

Như vậy khi phẩm chất các khung vào và ra cao, dải thông của khung tương đương (tức của bộ lọc) nhờ giảm Qtđ có thể rất rộng. Nếu đánh lệch đối xứng các khung về các phía khác nhau nhờ các tụ đồng chỉnh thì sơ đồ của khung tương đương có dạng hình 5-12b.

LKCK RK

p2 R0p2 R0

LK

CK RK

X1 X

2

r r

(b)(a) Hình 5-12. Sơ đồ tương đương của bộ lọc dải thông biến đổi

Vì: X1 = -X2 nên Qtđ = ω0LK / (rK + 2r)

0

0 0

' '2'k kQ Qωω ων

ω ω ω⎛ ⎞ ∆

= −⎜ ⎟⎝ ⎠

; - độ lệch cộng hưởng tổng quát

QK - phẩm chất khung vào và ra có tính đến phản ứng của sơ đồ

ω' - tần số riêng của khung lệch cộng hưởng.

∆ω' = | ω' - ω0 |

Với sự tăng ∆ω', r giảm còn dải thông thì thu hẹp lại. Bằng cách như vậy có thể thay đổi độ rộng dải thông từ vài kHz đến 200 ÷ 300 Hz. Tính chất thay đổi của dạng đường cong chọn lọc bộ lọc khi lệch cộng hưởng khung (D = f(∆ω)) với các giá trị ∆ω' khác nhau như hình 5-13.

D

ω∆ω−∆

'1 0ω∆ = ' '

2 1ω ω∆ > ∆

' '3 2ω ω∆ > ∆

Hình 5-13. Đường cong chọn lọc của bộ lọc thạch anh biến đổi

Khi thu hẹp dải thông, hệ số chữ nhật của đường cong chọn lọc giảm, trong vùng tần số riêng của các khung lệch cộng hưởng xuất hiện các chỗ lõm. Vì vậy bộ lọc này phải sử dụng kết hợp với bộ lọc có tham số không đổi đằng trước, tính cho dải thông cực đại của máy thu. Để thay đổi dải thông của bộ lọc này

167

người ta thay đổi: trị số các tụ ghép giữa các khung, trị số các trở kháng vào và ra và điện dung của các khung (nhằm giữ cho tần số trung bình của bộ lọc là không đổi). Một giải pháp lọc điều chỉnh dải thông bằng phương pháp dịch tần số trung tần tín hiệu hay được sử dụng trong các máy thu SN hiện nay. Giải pháp này cho phép loại bỏ nhiễu xuất hiện về một phía. Sơ đồ cho giải pháp này được thề hiện trên hình 5-14.

K§TG K§ &Läc d¶i

Dao ®éngphô

K§TG

n-1f

Trén tÇn(-)

Trén tÇn(-)

nf n+1f

pf

SHIFT

Hình 5-14. Điều chỉnh dải thông theo phương pháp dịch trung tần

§iÒu chØnh ë

trung t©m§iÒu chØnh c¾t

nhiÔu d−íi läc d¶I

NhiÔuLäc d¶i

NhiÔu

Läc d¶i

TÇn sè IF trung t©m Phæ tÝn hiÖu Phæ tÝn hiÖu

§iÒu chØnh c¾tnhiÔu trªn läc d¶I

Hình 5-15. Minh hoạ điều chỉnh dải thông bằng phương pháp dịch trung tần

Nhờ dao động phụ được đưa vào cho phép điều chỉnh fn lệch về 2 phía trung tâm của bộ lọc: n p n-1f f f= − (5.5)

n+1 p n n-1f f f f= − = (5.6)

168

Kết quả sau 2 lần biến đổi với tần số phụ fp được tần số n+1 n-1f f= . Với mục đích này không những cho phép lọc bỏ nhiễu về một phía mà còn cho phép chọn lọc đối với từng dạng tín hiệu riêng rẽ bằng cách sử dụng nhiều bộ lọc thạch anh khác nhau trong tuyến tần số fn và độ không ổn định của bộ dao động phụ được loại bỏ theo nguyên lý bù trừ. Giải pháp này thường được áp dụng đối với các máy thu hiện nay. Minh hoạ cho giải pháp điều chỉnh lọc nhiễu một phía được thể hiện trên hình 5-15.

5.2 CÁC HỆ THỐNG ĐIỀU CHỈNH VÀ ĐIỀU CHỈNH TỰ ĐỘNG TRONG MÁY PHÁT

5.2.1 Mạch điều chỉnh tự động mức - ALC Sơ đồ chức năng của mạch ALC (Automatic Level Control) được chỉ ra trên hình 5-16.

C¸c tÇng K§TG

TÇngK§CS

LäctÇn thÊp

M¹chghÐp

M¹ch phèi hîp

ALCfU

rU

Chän møc H/M/L

T¸ch sãngSWR

Hình 5-16. Mạch ALC

Mục đích của việc sử dụng mạch ALC trong tuyến phát nhằm đạt được: - Ổn định và đồng đều mức tín hiệu phát trong dải tần làm việc: bằng cách ĐCTĐ hệ số khuếch đại của các tuyến tần số trung tần tuyến phát, mạch này hoạt động ngay cả khi nguồn cấp cho máy phát không ổn định.

- ĐCTĐ công suất phát (APC - Automatic Power Control): cho phép khống chế công suất phát theo mức đã được lựa chọn. Mức chọn này có thể là liên tục hoặc cố định theo các mức: cao, trung bình hay thấp (H/M/L). Ngoài ra, mạch này còn cho phép bảo vệ tầng khuếch đại công suất khi hệ số sóng đứng (SWR - Standing Wave Ratio) lớn bằng cách giảm công suất phát thậm chí cấm phát. Hệ số SWR được xác định theo 5.7.

169

f r

f r

SWR 1P PP P

+= ≥

− (5.7)

Ở đây: SWR : không thứ nguyên, lý tưởng = 1, Pf : công suất sóng tới, Pr : công suất sóng phản xạ.

5.2.2 Cơ sở của hệ thống tự động điều chỉnh phối hợp anten 1. Yêu cầu và điều kiện phối hợp Thông tin vô tuyến ngày càng đòi hỏi các thiết bị phải làm việc trong dải tần rộng, với nhiều loại anten khác nhau, các anten này có trở kháng vào phụ thuộc vào tần số và thường là một số phức

( ) ( ) ( )A A AZ j R jXω ω ω= + (5.8)

Do các phần tử khuếch đại (đèn điện tử, tranzitor) của tầng ra chỉ cho ra công suất lớn nhất khi tải của nó là RGH (chế độ giới hạn), nên để phối hợp cần phải điều chỉnh khử bỏ thành phần ( )AX ω và đưa ( ) GHAR Rω = , để thuận tiện gọi

RGH = Rt thì

( ) ( )A A tZ j R Rω ω= = (5.9)

Đây chính là điều kiện phối hợp anten, muốn được thực hiện điều này phải điều chỉnh cả điện trở và điện kháng của anten.

2. Các phương pháp phối hợp Các máy phát thường dùng tầng ra phức tạp vì có độ lọc sóng hài cao, có khả năng bảo vệ tầng KĐCS ra khi tham số anten thay đổi lớn. Tầng ra phức tạp sử dụng hai hoặc nhiều hơn các khung cộng hưởng. Khung ghép với anten gọi là khung anten, các khung còn lại gọi là khung trung gian. Điều chỉnh các khung và độ ghép giữa chúng sẽ thực hiện được điều kiện (5.9) nói trên, và có các phương pháp điều chỉnh sau:

Điều chỉnh phối hợp anten nhờ thay đổi độ ghép giữa các khung Phối hợp theo phương pháp này là sau khi điều chỉnh cộng hưởng mạch anten để khử phần kháng ( )AX ω , sẽ tiến hành thay đổi độ ghép giữa các khung

cộng hưởng để ( )A tR Rω = làm tải cho tầng KĐCS. Đặc điểm của phương pháp

này là điện trở vào của khung cộng hưởng anten có thể thay đổi trong phạm vi nào đó, chỉ khi thay đổi độ ghép mới đưa về Rt. Do vậy phương pháp có thuận lợi

170

là vẫn đảm bảo phối hợp tốt khi thay bán dẫn hoặc thay đổi các tham số của tầng ra; nhưng lại phải tiến hành điều chỉnh nhiều lần, ở nhiều khâu dẫn đến làm tăng thời gian điều chỉnh, dễ làm hỏng các tiếp điểm khi máy phát có công suất lớn nên các máy hiện đại ít dùng, chỉ sử dụng ở những chủng loại máy cũ hoặc những máy mới có công suất nhỏ...

Điều chỉnh phối hợp anten nhờ khối phối hợp riêng rẽ Do phương pháp phối hợp trên còn có nhược điểm nữa là máy phát vẫn bức xạ cao tần khi điều chỉnh, không đảm bảo hệ số yêu cầu SWR = 1 ÷ 1,3 ; vì vậy kết cấu các phần tử phối hợp như một khối riêng sẽ khắc phục được nhược điểm này. Yêu cầu của phương pháp phối hợp này là phải có điện trở tải cố định cho tầng ra, nó thuận tiện cho việc điều chỉnh. Đối với các máy phát sử dụng tầng ra có khung cộng hưởng thì việc phối hợp phải tiến hành riêng rẽ ở tầng ra và khối phối hợp nhằm đưa trở kháng vào của khối phối hợp về Rt. Còn đối với các máy phát sử dụng khuếch đại công suất dải rộng thì việc điều chỉnh chỉ phải tiến hành điều chỉnh khối phối hợp để đưa trở kháng vào của anten ( )AZ ω về Rt , do

vậy khả năng nâng cao tốc độ điều chỉnh. Với kết cấu thành khối phối hợp riêng rẽ như vậy cũng rất tiện lợi cho việc chuyển sang sử dụng ở các máy phát khác có cùng dải tần, công suất truyền và điện trở tải.

3. Nguyên tắc thiết lập khối phối hợp anten

Quá trình biến đổi ( )AZ jω về Rt được gọi là quá trình phối hợp, các mạch

đảm bảo sự phối hợp này gọi là mạch phối hợp. Thiết bị (khối) phối hợp sẽ bao gồm cả mạch phối hợp và các phần tử phụ đảm bảo cho việc điều chỉnh. Cách mắc khối phối hợp như hình 5-17

M¹chphèi hîp ( )AZ jωtR

( ) ( )*2 AZ j Z jω ω=( )1 tZ j Rω =

1

1

2

2

Hình 5-17. Vị trí của mạch phối hợp anten

171

Vì ( ) ( ) ( )A A AZ j R jXω ω ω= + , nên khi biến đổi về Rt phải sử dụng hai

phần tử: một để biến đổi ( )AR ω ; một để khử bỏ ( )AX ω .

Đối với thiết bị phối hợp tự động thì các phần tử đảm bảo cho việc điều chỉnh mạch phối hợp là các bộ nhận biết sự mất phối hợp, nó cho biết độ lệch giữa

( )AZ jω so với Rt. Bộ nhận biết phải có nhiệm vụ nhận biết về R, G và ϕ . Tín

hiệu từ các bộ nhận biết đưa tới khối điều khiển để điều khiển các thiết bị thực hiện nhằm điều chỉnh các phần tử của mạch phối hợp. Việc điều chỉnh kết thúc khi ( )A tZ j Rω ; . Cách mắc mạch cho thiết bị tự động phối hợp như hình 5-18.

M¹chnhËn biÕt

Khèi ®iÒu khiÓn

ThiÕt bÞthùc hiÖn

M¹ch phèi hîp

Khèiphèihîp

( )AZ jω

Hình 5-18. Sơ đồ tổng quát mạch tự động điều chỉnh phối hợp anten

Cơ sở để phối hợp là các mạch phối hợp, sau đây sẽ đi tìm hiểu cấu tạo và nguyên lí làm việc của mạch phối hợp anten bằng các mạch lọc đơn giản. Vì việc điều chỉnh phải tiến hành mỗi khi thay đổi tần số, nên các mạch phối hợp được gọi là các mạch cộng hưởng. Các mạch cộng hưởng đơn giản thường có cấu tạo chữ Γ như trên hình 5-19.

1 2

2( )AZ jω

1

( )1Z jω ( )'Z jω

1

( )AZ jω1

( )1Z jω

2jX2jX

1jX1jX

a. b.

2

2

Hình 5-19. Nửa khâu chữ T (a) và nửa khâu chữ Π (b)

172

Hình 5-19a gọi là nửa khâu chữ T, hình 5-19b là nửa khâu chữ Π . Các phần tử biến đổi là tụ điện và điện cảm. Nguyên lý làm việc: Ví dụ ở mạch phối hợp nửa khâu chữ T (hình 5-18a), đối với giá trị X1 sẽ có:

( ) ( )( ) ( ) ( )1' ' '

1

. A

A

jX Z jZ j R jX

jX Z jω

ω ω ωω

= = ++

(5.10)

Nếu ( )'tR Rω = thì phần kháng ( )'X ω sẽ được khử bằng X2 như sau:

( )'2 0X X ω+ = (5.11)

Biểu thức (5.11) chính là điều kiện phối hợp, muốn thực hiện được (5.11) thì X2 phải trái dấu với ( )'X ω . Vì trong mặt phẳng phức, do giá trị ( )AZ jω có thể

ở bất kỳ điểm nào, tức là nó có thể mang tính cảm, hoặc dung, cho nên dùng các khâu trên chỉ phối hợp được trong một phần mặt phẳng thôi. Muốn phối hợp trong toàn bộ mặt phẳng phải sử dụng kết hợp cả hai khâu này. Tùy thuộc vào vị trí trở kháng ( )AZ jω trên mặt phẳng mà dùng một trong hai khâu đó sao cho việc

điều chỉnh đơn giản nhưng vẫn đảm bảo phối hợp chính xác, cho tốc độ nhanh. Để cụ thể hơn, phân tích mạch khi chỉ có một phần tử điều chỉnh mắc song song hoặc nối tiếp với ( )AZ jω .

Hình 5-19a, nếu mạch phối hợp chỉ sử dụng phần tử X1 mắc song song thì,

( )

( )( ) ( )

( )( ) ( )2 2 2 2

1 1

1 1 1 A A

A A A A A

R Xj

jX Z j jX R X R Xω ω

ω ω ω ω ω+ = + −

+ + (5.12)

Ta nhận thấy giá trị X1 không làm thay đổi điện dẫn vào của mạch, vì vậy mạch chỉ có thể phối hợp được khi độ dẫn bằng 1 tR . Điều kiện phối hợp là

( )( ) ( )2 2

1A

A A t

RR X R

ωω ω

=+

(5.13)

( )( ) ( )2 2

1

1 0A

A A

Xj

jX R Xω

ω ω− =

+ (5.14)

Từ (5.13) biến đổi có

( ) ( ) ( )2 222 2A t A tR R X Rω ω− + =⎡ ⎤⎣ ⎦ (5.15)

đây chính là phương trình đường tròn r, bán kính 2tR tâm ở ( )2; 0tR .

173

( )AjX ω

( )AR ω

N

M

2tR

ssC

ssL

tR

ntC

ntL

Hình 5-20. Vòng tròn mặt phẳng phức điều chỉnh phối hợp anten

Như vậy, trên mặt phẳng phức (hình 5-20), mọi giá trị ( )AZ jω nếu nằm

trên đường tròn C thì đều được đưa về giá trị Rt một cách dễ dàng nhờ thay đổi phần tử X1 mắc song song với ( )AZ jω . Từ (5.14) thấy rằng, nếu phần kháng của

anten dương (nửa đường tròn phía trên) thì X1 phải là tụ, còn nếu là âm (nửa đường tròn phía dưới) thì X1 là cảm. Hình 5-19b, nếu mạch phối hợp chỉ sử dụng phần tử nối tiếp X2 thì việc phối hợp đạt được khi ( )A tR Rω = ; X2 chỉ có tác dụng khử bỏ thành phần kháng ( )AX ω .

Trên mặt phẳng phức (hình 5-20) mọi giá trị ( )AZ jω nằm trên đường thẳng MN

đi qua Rt song song với trục tung đều có thể dùng X2 để phối hợp. Nếu ( ) 0AX ω >

thì X2 là tụ nối tiếp Cnt , ( ) 0AX ω < thì X2 là điện cảm nối tiếp Lnt.

Từ đó có nhận xét sau: việc phối hợp với anten bằng mạch lọc cộng hưởng có hai phần tử biến đổi có thể theo hai cách: 1, thay đổi trở kháng anten về Rt rồi mới khử phần kháng; 2, khử phần kháng trước và biến đổi điện trở anten sau. Thực hiện theo phương pháp thứ hai là rất khó khăn vì như trên đã phân tích, khi biến đổi điện trở RA sẽ làm cho XA thay đổi, và như vậy phần kháng không được khử hoàn toàn. Do đó chọn cách thứ nhất. Mặt khác do yêu cầu về chọn lọc sóng hài bậc cao nên tốt nhất là cấu tạo mạch phối hợp như các bộ lọc tần thấp (có C mắc song song và L mắc nối tiếp với ZA). Hình 5-21 cho biết giới hạn các vùng phối hợp của hai khâu lọc tần thấp của nửa khâu hình T và Π .

174

( )AjX ω

( )AR ω

A

B

D

E

tR

( )1C( )3C

( )2L

( )2L

AZ

2L

1C

2L

3C AZ

Hình 5-21. Giới hạn các vùng phối hợp của nửa khâu hình T và Π

Giới tuyến của các vùng này xác định bởi nửa đường tròn điện dẫn không đổi, 1t tG R= và nửa đường thẳng RtE. Trong vùng gạch chéo việc phối hợp sẽ do khâu nửa hình Π đảm nhiệm, vùng còn lại là của nửa khâu hình T. Ví dụ trở kháng của anten nằm ở điểm A, muốn đưa về điểm có RA = Rt thì trước tiên phải mắc nối tiếp với ( )AZ jω giá trị điện cảm L2 sao cho A dịch

chuyển về điểm B nằm trên đường tròn điện dẫn A tG G< , sau đó dùng C3 mắc song song sẽ kéo B về Rt theo chiều mũi tên trên hình vẽ. Đoạn AB tương ứng với điện kháng 2Lω , còn giá trị điện nạp tại B sẽ xác định 3Cω . Vì vậy dễ dàng tính được giá trị L2 và C3.

Để phối hợp ( )AZ jω với Rt ngoài vùng gạch chéo, ví dụ điểm D cần mắc

C1 song song với ( )AZ jω sẽ kéo D dịch chuyển theo chiều kim đồng hồ về E

trên đường tròn điện dẫn A tG G< không đổi. Tâm của đường tròn là giao điểm của đường trung trực đoạn OD với trục hoành. Hiệu giữa phần điện nạp tại E và D cho phép xác định C1. Tại E có A tR R= , phần kháng sẽ được khử bằng L2 mắc nối tiếp, giá trị điện kháng tại E xác định 2Lω .

Việc điều chỉnh các phần tử của mạch phối hợp có thể liên tục hoặc rời rạc. Dưới đây tiếp tục sẽ phân tích các hệ thống ĐCTĐ phối hợp anten.

175

5.2.3 Các hệ thống ĐCTĐ phối hợp anten Có rất nhiều các hệ thống ĐCTĐ phối hợp anten trong máy phát. Mỗi hệ thống có đặc điểm riêng của mình, quyết định miền ứng dụng của nó. Trên cơ sở của 2 phương pháp điều chỉnh phối hợp anten trên, một cách tổng hợp chúng có thể được xây dựng theo một trong các hệ thống cơ bản sau:

a. Hệ thống ĐCTĐ sử dụng phương pháp điều chế tham số Hệ thống kiểu này có thể sử dụng để ĐCTĐ các khung dao động của bộ

KĐCS để cộng hưởng với các dao động kích thích và để ĐCTĐ thiết bị phối hợp anten. 1. Hệ thống ĐCTĐ khung dao động: Sơ đồ như hình 5-22. Cũng như bất kỳ hệ thống cộng hưởng nào, nó có vùng độ nhậy hạn chế, vì vậy việc điều chế thực hiện trong hai chu trình. Chu trình 1 để tìm kiếm vùng độ nhậy, chu trình 2 - để điều chỉnh chính xác.

Khungdao ®éng

K§ dc

Sopha RL

PTK

Dao®éng

§¶opha

TÝn hiÖu vµo

Khëi ®éng

TS biªn ®é

LPFBPF

K§¢TK§

1 chiÒu

F

M

S1

2

F

U§K

TÝn hiÖu ra

Hình 5-22. Sơ đồ cầu trúc hệ thống ĐCTĐ khung dao động với điều chế tham số

Sơ đồ hoạt động như sau: Bộ dao động âm tần F cấp tín hiệu cho bộ tách sóng pha. Phụ thuộc vào vị trí chuyển mạch đảo chiều S, hiệu pha của các điện áp dẫn đến nó hoặc bằng 0 hoặc bằng 180o. Dấu của điện áp điều khiển quyết định bởi hiệu pha này. Cả chiều quay của động cơ ghép qua bộ giảm tốc với bộ phận

176

điều chỉnh cũng vậy. Ở cuối (đầu) dải, chuyển mạch đảo chiều S làm việc và hướng điều chỉnh thay đổi ngược lại. Trong quá trình tìm kiếm, một trong các tham số của khung dao động (L hoặc C) bị điều chế nhờ phần tử kháng bởi tần số F. Nếu dừng việc điều chỉnh trong vùng độ nhậy của hệ thống thì tần số riêng của khung sẽ dao động và lúc đó:

fCT = fCTo + ∆fD .cosΩt (5.16) ở đây: fCTo - tần số riêng của khung,

∆fD - độ lệch tần số riêng cực đại, gây bởi sự điều chế tham số.

Hình 5-23 minh họa sự làm việc của ĐCTĐ khung. Tần số đặt trên trục hoành, thời gian - trên trục tung và biên độ điện áp cao tần trên trục đứng. Trên trục tung biểu diễn đường cong ∆fD.cosΩt, còn trong mặt phẳng Um, f biểu diễn đường cong cộng hưởng của khung dao động và các giới hạn dịch chuyển của nó trên trục tần số trong quá trình điều chế (đường gạch gạch). Kết quả là các dao động cao tần bị điều chế bởi tần số F, biên độ của các dao động cao tần và biên độ của các đường bao của chúng sẽ phụ thuộc vào sự lệch cộng hưởng của khung so với tần số của các dao động kích thích.

Um

t

t

t

(f’’)

(f’’’)

(f’)

f

f’’’

f’

f’’ = fCT 0 t

0f∆

Hình 5-23. Minh hoạ sự làm việc ĐCTĐ khung dao động với điều chế tham số.

Nếu bây giờ dịch chuyển đường cong cộng hưởng bị điều chế trên trục tần số thì dễ dàng thấy rằng tần số cộng hưởng riêng của khung càng tiến đến gần tần số kích thích, biên độ các dao động cao tần sẽ càng tăng lên và đạt cực đại khi cộng hưởng, còn biên độ đường bao đầu tiên sẽ tăng lên (ứng với sự tăng độ dốc

177

đường cộng hưởng) sau đó giảm đến tận 0 khi cộng hưởng vì độ dốc đường cong cộng hưởng bằng 0 tại đỉnh. Vì đỉnh của đường cong mà không phẳng thì khi cộng hưởng sẽ xuất hiện các hài bậc hai và bậc cao của tần số F với biên độ không lớn, đỉnh càng phẳng - biên độ của chúng càng nhỏ. Khi đi qua cộng hưởng đường bao điều chế lại xuất hiện nhưng với pha ngược lại và biên độ của nó sẽ thay đổi tương ứng với sự thay đổi độ dốc sườn nghiêng đường cong cộng hưởng. Bên phải hình 5-23 vẽ các dao động của đường bao đối với ba vị trí của đường cong cộng hưởng so với tần số dao động kích thích có giá trị f’, f’’ và f’’’. Từ sơ đồ cấu trúc hình 5-22 ta suy ra rằng các dao động trên khung được tách sóng ra thành thành phần một chiều và xoay chiều. Dưới tác động của thành phần một chiều đã khuếch đại đến ngưỡng nào đó khi đi vào vùng độ nhậy, rơ le P làm việc và chuyển lối vào bên phải tách sóng pha để cấp thành phần xoay chiều nhận được sau khi tách sóng. Từ hai cực tính mắc có thể mà chọn ra cực tính bảo đảm quay động cơ về phía như khi tiến đến gần vùng độ nhậy. Vì rằng biên độ đường bao khi tiến đền gần cộng hưởng bị giảm xuống nên tốc độ quay của động cơ cũng chậm dần lại. Khi cộng hưởng thì động cơ dừng lại. Nếu hệ quá quán tính thì khi đi qua cộng hưởng, cực tính của điện áp điều khiển sẽ thay đổi và sẽ bảo đảm trở lại cộng hưởng.

U§K

O

f∆

Vïng t×m kiÕmtõ phÝa trªn

Vïng t×m kiÕmtõ phÝa d−íi

Vïng ®iÒu chØnh tinh

Hình 5-24. Đồ thị thay đổi điện áp điều khiển ở lối ra TSF

Hình 5-24 là đồ thị sự thay đổi điện áp điều khiển ở lối ra tách sóng pha, minh họa cho quá trình động học của hệ thống khi chuyển từ chu trình tìm kiếm sang chu trình điều chỉnh chính xác. Sau khi kết thúc việc điều chỉnh khung dao động (sau khi động cơ dừng) bộ dao động tìm kiếm được ngắt ra. Quá trình điều chỉnh mới sẽ bắt đầu khi khởi động bộ dao động tìm kiếm và thay đổi tần số dao động kích thích.

178

2. Hệ thống ĐCTĐ thiết bị phối hợp: Thiết bị phối hợp có hai bộ phận điều chỉnh vì nó thực hiện hai chức năng: bù thành phần kháng của Zv anten và biến đổi thành phần tích cực (thuần trở). Điều chỉnh thiết bị phối hợp có nghĩa là tìm các giá trị điện dung của tụ trong khung song song Ck và tụ ghép Cgh sao cho dòng anten là cực đại. Sơ đồ cấu trúc của hệ thống ĐCTĐ thiết bị phối hợp được cho ở hình 5-25. Nó bao gồm hai hệ thống ĐCTĐ giống nhau và độc lập. Một điều chỉnh độ ghép nhờ động cơ M1, một điều chỉnh tụ của khung song song nhờ động cơ M2 . Hai hệ chỉ khác nhau là các tần số điều chế chọn khác nhau, điều này là cần thiết để loại trừ các nhiễu lẫn nhau.

T¸ch sãngbiªn ®é

Läcd¶i th«ng

Bé céng KhuÕch ®¹i

K1

K2

Dao®éng F 1

T¸ch sãngpha

RL

QR

S

ChuyÓn m¹ch®¶o chiÒu

180o

0o

T

Khëi ®éng

M1

M2

F2

L

Tõ K§CSm¸y ph¸t

CK

§Õn tuyÕn T§§Ckhung song song

Hình 5-25. Sơ đồ chức năng ĐCTĐ phối hợp và điều chế tham số

Quá trình động học của hai hệ thống điều độc lập như các hệ thống điều chỉnh khép kín, tỏ ra phụ thuộc lẫn nhau: chúng buộc nhau tìm kiếm sự cộng hưởng của khung dao động tương đương (bao gồm thiết bị phối hợp và anten). Sự cộng hưởng đó ứng với dòng cực đại trong anten (với hai bộ phận điều chỉnh thì có vô hạn các cộng hưởng không ứng với dòng cực đại trong anten). Để thực hiện điều chế tham số song song với các tụ Ck và Cgh, người ta

179

mắc các mạch gồm varicap và tụ xoay nối nối tiếp. Điện dung của các tụ này so với Cgh và Ck thì không lớn nhưng đủ để gây nên sự điều chế tham số khi cấp cho varicap điện áp xoay chiều từ các máy phát tần số F1, F2 (nếu điện dung của varicap ảnh hưởng mạnh đến việc điều chỉnh thiết bị phối hợp thì sẽ xuất hiện sự nguy hiểm của việc phát sinh các hài bậc cao của tín hiệu do đặc tính phi tuyến của varicap). Các tụ xoay mắc nối tiếp với varicap bảo đảm sự không đổi của độ sâu điều chế tham số theo dải tần. Mỗi hệ thống ĐCTĐ làm việc trong hai chu trình. Chu trình đầu bảo đảm việc tìm kiếm vùng độ nhậy, chu trình hai bảo đảm điều chỉnh tinh. Bộ dao động âm cấp tín hiệu cho tách sóng pha. Điện áp này được đưa trực tiếp đến một lối vào TSF, còn lối vào kia - đưa qua rơ le điện tử gồm trigơ và hai khoá và qua bộ khuếch đại (bộ cộng trong trường hợp này là tầng cho qua). Cực tính của điện áp nuôi động cơ và xác định hướng quay của nó phụ thuộc vào trạng thái của trigơ vì trigơ điều khiển các khoá K1, K2. Trong một trường hợp hiệu pha của điện áp dẫn đến TSF bằng không, trong trường hợp khác - bằng 180°. Trạng thái của trigơ được xác định bởi vị trí của chuyển mạch đảo chiều.

Khi có dòng anten, ở lối ra tách sóng biên độ xuất hiện điện áp đường bao của tín hiệu điều chế. Vì dòng anten bị điều chế bởi hai tần số F1, F2 nên sau tách sóng biên độ cần có bộ lọc, cho qua tần số "của mình" và hài bậc hai của nó. Sau đó các dao động được đưa đến bộ cộng. Ta lưu ý rằng mức tín hiệu tìm kiếm đưa đến bộ cộng từ dao động âm được chọn rất thấp, còn điện áp của nó ở TSF có được nhờ bộ khuếch đại.

Céng h−ëng

Hình 5-26. Sự tiến triển của dạng đường bao khi điều chỉnh tham số

Điện áp lấy từ tách sóng biên độ (điện áp lệch cộng hưởng) luôn luôn trội hơn điện áp tín hiệu tìm kiếm (hình 5-26). Khi đến gần cộng hưởng, hài bậc hai của đường bao bắt đầu thể hiện. Khi cộng hưởng biên độ hài bậc một triệt tiêu, còn biên độ hài bậc hai có giá trị lớn nhất. Giá trị này phụ thuộc vào độ sâu điều chế và phẩm chất khung tương đương. Trong trường hợp cụ thể này, biên độ hài

180

bậc hai trội hơn hài bậc một vì vậy ngay khi xuất hiện tín hiệu lệch cộng hưởng, nó gây quá tải bộ khuếch đại và chèn ép tín hiệu tìm kiếm. Như vậy xảy ra sự chuyển tự động từ tìm kiếm sang điều chỉnh chính xác (từ đây ta thấy rõ bộ lọc ở lối ra tách sóng biên độ được tín toán cho qua hài bậc 1 và 2 của đường bao điều chế để làm gì). Ta cũng suy ra F1, F2 phải khác nhau hơn 2 lần. Ở cuối quá trình điều chỉnh khi các động cơ dừng lại rơ le P2 mắc vào M2 được ngắt điện. Các tiếp điểm của nó (không vẽ trên hình) sẽ bật trigơ của mình, bằng cách đó thay đổi pha của tín hiệu tìm kiếm. Nếu việc điều chỉnh tiến hành đúng thì từ đó trở đi không có gì thay đổi vì tín hiệu tìm kiếm bị chèn ép trong bộ khuếch đại. Nếu sự điều hưởng là giả (cộng hưởng riêng) thì tín hiệu tìm kiếm thực hiện việc điểu chỉnh tiếp tục.

b. Hệ thống tự động điều chỉnh có nhớ điểm cực trị Hệ thống này được sử dụng để điều chỉnh thiết bị phối hợp các máy phát sóng mét. Sơ đồ cấu trúc hệ thống ĐCTĐ thiết bị phối hợp bằng phương pháp nhớ điểm cực trị biểu diễn ở hình 5-27.

KhuÕch ®¹i

ThiÕt bÞ®iÒu khiÓn

§¶o chiÒu

§¶o chiÒu

D1 C

D2R CÊm

Khëi ®éngM1

M2

CGH

CK

Tõ K§CS

Hình 5-27. Sơ đồ cấu trúc có nhớ điểm cực trị Trong quá trình điều chỉnh Cgh và Ck thay đổi có chu kỳ dưới tác động của các động cơ M1 , M2 có bộ phận giảm tốc. Nếu tốc độ thay đổi của tụ Cgh lớn hơn nhiều tốc độ thay đổi của tụ Ck, thì trong thời gian Ck thay đổi hoàn toàn sẽ có hàng loạt chu trình thay đổi hoàn toàn

181

của Cgh . Khi đó khung dao động tương đương gồm các phần tử của thiết bị phối hợp và thành phần kháng của điện trở toàn phần anten sẽ cộng hưởng mỗi khi điều kiện Ltđ .Ctđ = 1/ω2 được thực hiện, trong đó ω - tần số các dao động kích thích. Số lần cộng hưởng trong chu trình thay đổi của Ck sẽ càng lớn, nếu hiệu tốc độ thay đổi của Ck và Cgh càng lớn.

CK

IA

CKmin CKmax Hình 5-28. Sự phụ thuộc của dòng anten

Trong số các cộng hưởng này có cộng hưởng ứng với sự phối hợp của máy phát với anten về công suất. Dòng anten tại điểm cộng hưởng này sẽ cực đại (hình 5-28). Nhiệm vụ của ĐCTĐ thiết bị phối hợp là phải ghim lấy cộng hưởng này. Việc điều chỉnh được thực hiện trong vài chu trình: - Chu trình 1: Đặt tụ Ck vào vị trí xuất phát. - Chu trình 2: Nhớ cực đại dòng trong anten khi Ck thay đổi hoàn toàn. Dòng anten cảm ứng trong biến áp anten một điện áp, điện áp này nạp cho tụ C qua các điốt D1, D2 . C nạp cực đại khi dòng anten cực đại. Sự nạp của tụ bảo đảm nhớ điểm cực đại. Trong thời gian của chu trình này, thiết bị điều khiển sẽ cấm phát thông tin về những gì đang xảy ra trong mạch nạp tụ C, nhưng sự cấm này ngừng tác động nhờ chuyển mạch đảo chiều khi điện dung của tụ đạt cực đại. - Chu trình 3 - So sánh: Chu trình này lặp lại chu trình trước. Khi dòng anten lại đạt cực đại thì có dòng nạp thêm chạy qua tụ C, vì đến thời gian này tụ đã kịp phóng một ít qua R, điện trở ngược của các điốt và trở vào của bộ khuếch đại. Xung nạp thêm được khuếch đại và được thiết bị điều khiển sử dụng để ngắt động cơ M2 , đảo chiều động cơ M1 và giảm đột ngột tốc độ thay đổi điện dung Cgh (theo hướng ngược lại). Động tác cuối là cần thiết vì do quán tính tụ Cgh sẽ đi qua thời điểm cộng hưởng. - Chu trình 4 - So sánh: Tương tự chu trình trước, nhưng chỉ được thực

182

hiện bởi tụ Cgh nhằm điều chỉnh chính xác. Khi hoàn thành điều chỉnh, hệ thống có trạng thái ban đầu. Hệ này thua hệ điều chỉnh tham số về tốc độ điều chỉnh do số chu trình lớn.

c. Các hệ thống ĐCTĐ phối hợp dùng phần tử rời rạc Yêu cầu tốc độ điều hưởng cao máy phát làm xuất hiện những thiết bị phối hợp điều chỉnh rời rạc. Ở đây mạch phối hợp được thực hiện theo một trong các sơ đồ cộng hưởng thông thường song có sử dụng các phần tử rời rạc là các tụ và cuộn cảm. Tụ rời rạc là một bộ các tụ có điện dung không đổi được mắc song song với nhau trong các tổ hợp bất kỳ nhờ các rơ le cao tần. Trị số các tụ này có thể lập thành cấp số nhân nhị phân (với công bội bằng 2). Điện dung cực tiểu của tụ thứ nhất C1 liên quan với điện dung của tụ thứ n (Cn) bằng hệ thức Cn = C1.2n - 1 (5.17) Và tổng tất cả các điện dung

C∑ = 2.Cn - C1 (5.18)

Điện dung của tụ rời rạc có thể thay đổi trong phạm vị từ C1 ÷ C∑ với bước tối thiểu là C1. Với cuộn cảm cũng tương tự như vậy, song chúng được mắc nối tiếp với nhau. Bây giờ ta xét nguyên tắc làm việc của hệ thống này ở dạng đơn giản nhất (hình 5-29).

1 2

2( )AZ jω

1

( )1Z jω

2jX

1jX

Hình 5-29. Khâu 1 T2

Việc điều hưởng thực hiện nhờ hai đatric mất phối hợp đặt ở lối vào mạch phối hợp. Khi điều hưởng nửa khâu phối hợp hình T ở dạng lọc tần thấp, một trong các đatric sẽ xác định dấu lệch của giá trị thành phần tích cực của trở kháng vào phức mạch phối hợp:

Z1(jω) = R1(ω) + j.X1(ω) (5.19)

183

khỏi giá trị Rtải, còn đatric thứ hai - xác định dấu dịch pha giữa dòng và áp ở lối vào của mạch khỏi giá trị 0. Nếu R1(ω) > Rtải thì dấu ở lối ra đatric thành phần tích cực của trở kháng sẽ dương (quy ước R+), còn khi R1 (ω) < Rtải - sẽ âm (R -). Các chỉ thị của đatric pha cũng tương tự: Khi X(ω) > 0 dấu ở lối ra là dương (ϕ+), còn khi X(ω) < 0 - là âm (ϕ-). Như vậy chỉ có thể có 4 tổ hợp các chỉ thị của hai đatric. Biểu đồ thay đổi của trở kháng vào của nửa khâu hình T khi điều hưởng như hình 5-30.

1jX+ Rϕ

−

+A B

CD

M

N

Rϕ

+

+

G < Gt¶i

1RRt¶i

Gt¶i

= const

F

O

E

Rϕ

+

−

Rϕ

−

−

(Lnèi tiÕp )

1jB Gϕ

−

+

K

M’

Rt¶i

= const

Gϕ

+

+

R < Rt¶i

(Lnèi tiÕp )

1GGt¶i

= 1/Rt¶i

(Csong song )

L

Gϕ

+

−N’

Gϕ

−

−

O

(a) (b)

( )ω ( )ω

( )ω ( )ω

(Csong song )

Hình 5-30. Biểu đồ thay đổi của trở kháng vào (a) vào điện dẫn vào (b ) với điều hưởng các thiết bị phối hợp trên các phần tử tập trung

Mặt phẳng Z1(jω) được chia thành 4 vùng bởi trục hoành và đường thẳng MN đi qua R1(ω) = Rtải và song song với trục tung. Mỗi vùng ứng với một quan hệ nhất định của các chỉ thị của đatric. Quá trình điều hưởng được chia thành hai giai đoạn. Ở giai đoạn 1, điện cảm dọc của nửa khâu T được ngắt ra và chỉ có điện dung ngang thay đổi. Trong trường hợp này điểm biểu diễn trở kháng vào của mạch (ví dụ, điểm F) chuyển dịch trên đường tròn điện dẫn không đổi (G < Gtải) theo chiều kim đồng hồ, lần lượt đi qua các vùng A, B và C. Vùng D được coi là cùng cấm. Giai đoạn 1 bắt đầu từ việc mắc điện dung lớn nhất Cn của tụ rời rạc vào mạch. Theo các chỉ thị của đatric, người ta xác định vị trí của điểm trên mặt phẳng và trạng thái tương ứng của các bộ phận điều hưởng. Khi tìm được điểm biểu diễn ở vùng bất kỳ ngoài vùng D, điện dụng tiếp theo Cn - 1 được thêm vào tụ Cn. Nếu điểm biểu diễn rơi vào vùng D thì Cn - 1 được ngắt ra và thay vào nó là Cn - 2. Lại tiến hành kiểm tra ... v.v. cho đến điện dung nhỏ nhất. Sau khi kết thúc

184

giai đoạn 1, Zvào của mạch phối hợp sẽ được biểu diễn bởi điểm gần điểm E. Giai đoạn 2 bắt đầu từ việc mắc vào lần lượt các cuộn cảm (cuộn cảm lớn nhất được mắc đầu tiên). Nếu dấu ở lối ra đatric pha là âm thì thêm vào cuộn cảm tiếp theo. Nếu dấu dương thì cuộn cảm đó được ngắt ra. Giai đoạn 2 kết thúc bằng việc kiểm tra việc mắc cuộn cảm bé nhất vào. Kết quả của hai giai đoạn là Zvào gần với Rtải.

Việc điều hưởng nửa khâu phối hợp hình Π (hình 5-31) tiến hành theo đatric thành phần tích cực của điện dẫn vào phức Y(jω) = G(ω) + j.B(ω). Sự thay đổi điện dung mắc song song với Zvào của anten làm chuyển dịch điểm biểu diễn trên mặt phẳng điện dẫn phức từ dưới lên trên theo phương thẳng đứng, còn cuộn cảm nối tiếp làm chuyển dịch điểm biểu diễn trên đường tròn trở kháng không đổi theo chiều kim đồng hồ.

1

( )AZ jω1

( )1Y jω

2jX

1jX

2

2

Hình 5-31. Khâu 12

Π

Giai đoạn 1: mắc lần lượt các cuộn cảm nối tiếp, bắt đầu từ cuộn cảm lớn nhất. Điện cảm bị ngắt ra chỉ khi dấu ở lối ra đatric điện dẫn tích cực là âm (G-) và dấu âm ở lối ra đatric pha (ϕ- ). Kết thúc giai đoạn 1 điểm K tiến tới điểm L. Giai đoạn 2: Lần lượt mắc các tụ, có kiểm tra theo chỉ thị đatric pha. Việc điều hưởng kết thúc khi điện dẫn vào của mạch gần đến 1/Rtải. Lưu đồ thuật toán xây dựng chương trình làm việc của hệ thống tự động điều chỉnh phối hợp anten trên các phần tử rời rạc được chỉ ra trên hình 5-32. Bắt đầu bằng việc ấn núm khởi động tìm dạng mạch phối hợp nhờ kiểm tra phép toán

( ) ( ) ( ) 0 1A t A t AR R G G X> ∪ < ∩ > = (5.20)

185

sau đó là thứ tự thử các tụ, cảm như nguyên lí điều chỉnh đã nêu. Kết thúc bằng việc đóng cảm hoặc tụ nhỏ nhất tùy vào từng sơ đồ nửa khâu hình T hay nửa khâu hình Π .

( ) ( ) ( ) 0 1A t A t AR R G G X> ∪ < ∩ > =

B¾t ®Çu

K = 2

k = 0

k = k+1

§ãng T¾t

k < m-1

§ãng

j = 0

j = j +1

T¾t§ãng

j < n -1

§ãng

( ) ( ) 0 1A t AG G X< ∩ > =

kL kL

mL

0AX <

jC jC

nC

K = 1

j = 0

j = j+1

§ãng T¾t

j < n-1

§ãng

k = 0

k = k+1

T¾t§ãng

k < m-1

§ãng

( ) ( ) 0 1A t AR R X< ∩ < =

jC jC

nC

0AX >

kL kL

mLKÕt thóc

§óngSai

§óng

§óng

§óng

§óng §óng

§óng

§óng

§óngSai

Sai

Sai

Sai Sai

Sai

Sai

Sai

kL

jC

K 12maxk m=

maxj n=

Hình 5-32. Lưu đồ thuật toán của hệ thống tự động điều chỉnh phối hợp anten

trên các phần tử rời rạc

Từ nguyên lý và chương trình làm việc của hệ thống tự động điều chỉnh phối hợp anten trên các phần tử rời rạc của bộ lọc tần thấp vừa nêu, xây dựng sơ đồ khối của hệ thống như hình 5-33.

186

. . .

. . .

X¸c ®ÞnhvÞ trÝ

khãa K

X¸c ®Þnhvïng

®iÖn trëKhèi ®iÒu khiÓn

R¬ le cao tÇn chän C

R¬ le cao tÇnchän L

GKRK Kϕ

nG

1L mL

1 2

K

2L

1C 2C nC

Hình 5-33. Sơ đồ hệ thống điều chỉnh phối hợp anten trên các phần tử rời rạc

187

Chương 6

ỨNG DỤNG KỸ THUẬT MỚI TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN VÔ TUYẾN

Các hệ thống thông tin vô tuyến ngày càng được hoàn thiện cùng với sự

phát triển của tiến bộ kỹ thuật đã đáp ứng được đòi hỏi của thông tin mới trong tình hình hiện nay. Một trong những đòi hỏi đó là cần phải tăng được độ tin cậy của đường thông tin muốn vậy cần phải đảm bảo thiết lập đường thông tin nhanh, ổn định, tăng tính chống nhiễu, tính bảo mật thông tin...v.v. Rất nhiều các giải pháp được quan tâm nghiên cứu và giải quyết đã được giới thiệu trong các chương trước như chọn dạng điều chế tín hiệu, xây dựng sơ đồ chức năng cho tuyến thu tuyến phát, cấu trúc các bộ tổng hợp tần số, các hệ thống điều chỉnh tự động... Trong chương này sẽ tiếp tục đề cập đến những vấn đề có tính thời sự đang được ứng dụng trong các hệ thống thông tin vô tuyến trong các dải tần HF và VHF, đó là hệ thống thông tin trải phổ và tự động thiết lập đường truyền cũng như mở rộng khả năng ứng dụng linh hoạt của các kênh thông tin vô tuyến dải VHF, UHF thông qua hệ thống trung kế vô tuyến. Các kỹ thuật mới này trước đây đã được nghiên cứu và ứng dụng có hiệu quả trong thông tin quân sự, đến nay chúng mới được các nhà sản xuất quan tâm đưa vào thành sản phẩm thương mại ứng dụng rộng rãi trong một số hệ thống viễn thông khác như thông tin di động, thông tin vệ tinh, vi ba số...

6.1 KỸ THUẬT TRẢI PHỔ TRONG THÔNG TIN VÔ TUYẾN 6.1.1 Giới thiệu chung

Kỹ thuật trải phổ đã được ứng dụng lần đầu tiên trong các hệ thống thông tin của quân đội Mỹ vào những năm 1940, nhằm che dấu thông tin và chống nhiễu cố ý. Tuy nhiên, vài thập niên sau đó kỹ thuật này ít được quan tâm nên khả năng ứng dụng của nó có phần hạn chế. Cho mãi đến cuối những năm 1970 trên thế giới mới thấy nói đến kỹ thuật trải phổ trong các hệ thống thông tin và những năm gần đây nhờ các ưu thế tuyệt vời của nó trong thông tin di động và một loạt các hệ thống thông tin khác mà kỹ thuật trải phổ thực sự phát triển mạnh. Ý tưởng của kỹ thuật trải phổ trong các hệ thống thông tin là dựa vào định lý Shannon, định lý này được phát biểu như sau: với một kênh có tạp âm trắng cộng tính (AWGN: Additive White Gaussian Noise) thì tương quan giữa dung

188

lượng, công suất, độ rộng dải tần và chất lượng cho bởi: C = B.log2(1+S/N) (6-1) trong đó C là dung lượng của kênh, B là độ rộng dải tần của tín hiệu, còn S/N là tỷ số giữa công suất tín hiệu và tạp âm.

Như vậy, cùng với một dung lượng xác định C, có thể truyền được tín hiệu với tỷ số S/N rất thấp nếu tín hiệu có phổ rất rộng và nếu có khả năng biến mọi tạp nhiễu về có dạng như hoặc gần như AWGN. Điều này có thể đạt được nhờ thực hiện trải rộng phổ của tín hiệu cần truyền ở phần phát và nén phổ ở phần thu. Trên cơ sở này cho phép hệ thống liên lạc làm việc tốt trong các điều kiện có nhiễu mạnh, thậm chí che dấu tín hiệu chìm vào trong nền nhiễu, nhờ đó đối phương rất khó phát hiện được tin tức truyền đi. Hơn nữa, nhờ việc sử dụng các dãy giả ngẫu nhiên để trải phổ nên đối phương hầu như không thể giải mã được thông tin.

Đặc điểm cơ bản của hệ thống thông tin trải phổ là phổ tín hiệu được truyền đi rất rộng. Tuy vậy, không phải loại hệ thống thông tin nào có phổ rộng cũng là hệ thống thông tin trải phổ. Một hệ thống thông tin được gọi là hệ thống trải phổ nếu nó thoả mãn 3 yếu tố sau đây:

Thứ nhất: tín hiệu sau khi trải có bề rộng phổ lớn hơn gấp nhiều lần so với bề rộng phổ ban đầu của nó.

Thứ hai: sự trải phổ được thực hiện bởi tín hiệu trải phổ thường được gọi là mã trải phổ, mã trải phổ này độc lập với dữ liệu và có tốc độ lớn hơn nhiều lần tốc độ dữ liệu.

Thứ ba: tại phía thu, việc giải trải phổ được thực hiện bởi lấy tương quan giữa tín hiệu thu được với bản sao giống hệt của mã trải phổ đã sử dụng ở phía phát. Như vậy các hệ thống điều chế băng rộng như điều chế tần số, các hệ thống điều chế xung mặc dù thoả mãn điều kiện phổ tín hiệu rộng song không phải là hệ thống trải phổ.

6.1.2 Các ưu điểm của hệ thống thông tin trải phổ a. Giảm nhiễu

Từ khi ra đời đến nay, các hệ thống thông tin trải phổ đã và đang ngày càng phát triển. Các hệ thống này đã chứng tỏ được tính ưu việt của kỹ thuật trải phổ, đó là khả năng chống nhiễu cao.

189

Nếu chỉ xét đến tạp âm trắng chuẩn cộng tính (AWGN) thì trải phổ không có ưu điểm làm giảm tạp âm trắng AWGN. Song điều này không làm ảnh hưởng nhiều đến chất lượng của hệ thống bởi vì tạp âm AWGN phân bố đồng đều và rộng vô hạn trên cả dải tần với mức công suất tín hiệu nhiễu khá nhỏ. Tuy nhiên đối với nhiễu cố ý thì trải phổ có hiệu năng tương đối cao. Điều này đã thoả mãn được điều kiện ban đầu khi đề suất ra ý tưởng trải phổ tín hiệu.

Để hiểu rõ được hệ thống thông tin trải phổ có khả năng chống nhiễu cố ý như thế nào, trước tiên ta cần phải hiểu rõ các phương thức gây nhiễu của đối phương ra sao. Trong chiến tranh, đặc biệt là trong chiến tranh hiện đại, tác chiến điện tử đóng một vai trò hết sức quan trọng. Thông thường mỗi bên tham chiến đều tìm mọi cách nhằm làm tê liệt hệ thống thông tin của đối phương. Một phương pháp dùng phổ biến đó là chế áp điện tử, gây nhiễu hệ thống thông tin. Việc gây nhiễu này được thực hiện bằng 2 cách sau: Gây nhiễu toàn bộ băng tần tín hiệu của hệ thống. Khi thực hiện phương pháp này thì mỗi toạ độ tín hiệu chỉ bị gây nhiễu với một mức năng lượng đồng đều và công suất tín hiệu nhiễu không cao. Gây nhiễu một số tọa độ tín hiệu hoặc là gây nhiễu toàn bộ dải tần tín hiệu nhưng công suất nhiễu ở các toạ độ khác nhau. Khi đó công suất tín hiệu nhiễu tại một tọa độ có thể đạt được khá lớn.

Nhìn chung cả hai phương pháp trên đều khá hiệu quả đối với các hệ thống thông tin thông thường.

Đối với các hệ thống thông tin trải phổ, do phổ của tín hiệu được trải ra rất rộng cho nên việc gây nhiễu theo phướng án thứ nhất thì năng lượng tại mỗi tọa độ tín hiệu rất nhỏ, khó có thể làm ảnh hưởng đến chất lượng của hệ thống. Một điều khác biệt nhất của hệ thống thông tin trải phổ với hệ thống thông tin thông thường là: với cách gây nhiễu chọn lọc theo toạ độ thì tại máy thu chỉ có tín hiệu trải phổ mới tương quan với mã trải phổ và được khôi phục lại còn các tín hiệu nhiễu tuy có mức công suất khá lớn nhưng khi đó sẽ biến thành dạng tương tự như tạp âm AWGN và công suất khá nhỏ. Quá trình này được minh họa trong hình 6-1.

190

WS

WSS

WSS

WS

a)

b)

c)

d)

Hình 6-1. Ảnh hưởng của nhiễu cố ý đến hệ thống thông tin trải phổ

a. Tín hiệu chưa trải phổ b. Tín hiệu sau trải phổ c. Tín hiệu bị gây nhiễu theo cách thứ 2 d. Tín hiệu sau giải trải phổ

Như vậy thấy rằng, bằng việc trải phổ tín hiệu thì tác động của nhiễu cố ý bị giảm đi đáng kể. Đây là một tham số quan trọng cho một hệ thống thông tin vô tuyến thế hệ mới.

b. Giảm mật độ năng lượng Song song với việc chống lại chế áp điện tử của đối phương thì việc bảo

đảm tính bí mật của một hệ thống thông tin cũng là một vấn đề sống còn trong thông tin quân sự. Việc bảo đảm tính bí mật của hệ thống phụ thuộc vào rất nhiều yếu tố. Một trong những yếu tố phải kể đến đó là mật độ năng lượng của tín hiệu. Để tăng tính bảo mật của hệ thống, khả năng chống bị phát hiện và thu trộm thì năng lượng tín hiệu phát đi phải rất thấp. Thế nhưng mật độ năng lượng của tín

191

hiệu thấp thì tỷ số tín hiệu trên tạp âm S/N thấp theo, điều này đồng nghĩa với chất lượng của hệ thống giảm.

Vấn đề này chỉ được giải quyết một cách hết sức hiệu quả khi hệ thống thông tin trải phổ ra đời. Trong hệ thống trải phổ như đã được giới thiệu, phổ của tín hiệu được trải ra trên một băng tần rất rộng do đó mật độ năng lương của tín hiệu khá thấp (người ta đã tính toán được mật độ năng lượng của tín hiệu trải phổ có thể thấp hơn tạp âm AWGN) và như vậy tín hiệu bị chìm trong tạp âm nên khó có thể phát hiện được. Tuy nhiên, phổ của tín hiệu lại được khôi phục nhờ việc giải trải phổ bằng mã trải phổ do đó tỷ số tín hiệu trên tạp âm vẫn được bảo đảm.

c. Đa truy nhập phân chia theo mã (CDMA: Code Division Multiple Access)

Khi hình thành ý tưởng trải phổ tín hiệu, người ta chỉ mong muốn với mục đích chống nhiễu và bảo mật cho hệ thống thông tin. Tuy nhiên sau này người tạp âm còn phát hiện ra một khả năng to lớn của trải phổ là khả năng đa truy nhập của hệ thống. Đây không chỉ là một ưu điểm thực sự hấp dẫn không những cho thông tin quân sự mà còn có ý nghĩa đặc biệt trong thông tin thương mại. Trước đây đối với một băng tần nhất định, thì ta chỉ có thể đáp ứng cho một số lượng hạn chế người sử dụng. Còn đối với kỹ thuật trải phổ về mặt lý thuyết ta có thể đáp ứng cho một số lượng người sử dụng rất lớn bằng cách phân phối cho mỗi đối tượng một mã trải phổ riêng biệt. Đây là vấn đề được đề cập trong thông tin di động.

6.1.3 Các hệ thống thông tin trải phổ Hiệu quả có được nhờ trải phổ tín hiệu của hệ thống thông tin trải phổ được đánh giá qua tăng ích xử lý (PG: Processing Gain). Nói chung, tăng ích xử lý được xác định theo: PG = W/Bi (6.2) Tín hiệu trải theo tiêu chuẩn thứ 2 nêu trên được thực hiện bằng các chuỗi các chip giả ngẫu nhiên (PN: Pseudo Noise) với tốc độ nói chung lớn hơn nhiều so với tốc độ số liệu. Việc trải phổ nói chung được thực hiện bằng cách nhân chuỗi số liệu cần truyền với chuỗi giả ngẫu nhiên. Tuỳ theo cách sử dụng chuỗi PN để trải phổ, các hệ thống trải phổ được chia thành các loại cơ bản như sau: • Hệ thống trải phổ nhảy tần (FH - Frequency Hopping), trong đó tín hiệu giả ngẫu nhiên PN được sử dụng để điều khiển tần số sóng mang.

192

• Hệ thống trải phổ chuỗi trực tiếp (DS - Direct Sequence), trong đó chuỗi số liệu được nhân trực tiếp với chuỗi giả ngẫu nhiên PN.

a. Hệ thống trải phổ nhảy tần FH Sơ đồ khối đơn giản của một hệ thống trải phổ FH được minh hoạ trên hình 6-2.

K§ & läc d¶i réng

K§ & Läcd¶i th«ng

THTS

K§CSK§ &

§iÒu chÕ

THTSPN PN

Gi¶i ®iÒu chÕ

( )s t

( )x t

( )s t( )x t

a) b)

Trén tÇn Trén tÇn

Hình 6-2. Hệ thống trải phổ nhảy tần

a/ Máy phát. b/ Máy thu

Tín hiệu truyền đi x(t) có thể được biểu diễn theo:

x(t) = s(t). exp j[ω(t)+ωL0]t (6.3)

trong đó ωL0 là tần số bộ tổng hợp tần số khi chưa có điều khiển nhảy tần, ω(t) là gia số tần số điều khiển bởi chuỗi PN. Giả sử chuỗi PN có chu kỳ là n, khi đó số các giá trị có thể có của ω(t) là 2n-1 và phổ tín hiệu đầu ra sẽ có độ rộng W = (2n-1).δω không phụ thuộc vào tốc độ chip. Sự phụ thuộc của tần số tín hiệu lối ra theo thời gian được mô tả trên hình 6-3.

ω ω

t tCT

Hình 6-3. Sự phụ thuộc của tần số tín hiệu trong hệ thống FH vào chuỗi PN và lưới tần số trong hệ thống FH chậm

193

Khi Tc>T0 với Tc và T0 lần lượt là độ rộng thời gian của xung chip và xung số liệu thì hệ thống được gọi là nhảy tần chậm. Ngược lại, hệ thống được gọi là nhảy tần nhanh. Giá trị của δω trong cả hai loại hệ thống nhảy tần về lý thuyết có thể chọn tuỳ ý song trong thực tế thường chọn sao cho các tần số nằm tách biệt, do đó thường chọn

δω ≈ Max.[2π/Tc, 2π/T0] (6.3) Các chức năng tạo chip giả ngẫu nhiên PN và đồng bộ giữa máy thu và máy phát được thực hiện trong bộ xử lý thông tin. Chuỗi PN đưa đến bộ tổng hợp tần số trong máy thu phát để điều khiển tần số sóng mang bằng cách điều khiển hệ số chia biến đổi của bộ chia lập trình thông qua bộ biến đổi nối tiếp / song song trong bộ THTS. Chuỗi PN được sử dụng để điều chế trải phổ nhằm mục đích ngẫu nhiên hoá toạ độ tín hiệu trên một băng tần rộng để chống nhiễu và bảo mật. Điều chế trải phổ có thể là điều chế trực tiếp với chuỗi số liệu (bằng cách cộng modulo 2 chuỗi PN này với số liệu đầu vào và tạo ra chuỗi có tốc độ bằng chuỗi PN, phổ sẽ gần bằng phổ của chuỗi PN) hoặc điều chế gián tiếp bằng cách điều khiển tần số của bộ tổng hợp tần số trong máy thu phát.

b. Hệ thống trải phổ chuỗi trực tiếp DS Trong hệ thống trải phổ chuỗi trực tiếp (thường dùng trong các hệ thống thông tin số), chuỗi số liệu được nhân (hoặc cộng modulo 2) trực tiếp với chuỗi PN. Nguyên tắc hoạt động của hệ thống có thể được diễn tả một cách vắn tắt như sau. Xét hệ thống băng gốc tương đương, gọi chuỗi số liệu là d(t) với phổ D(ω) và chuỗi giả ngẫu nhiên là c(t) với phổ C(ω), khi đó tín hiệu truyền đi sẽ có dạng d(t).c(t). Phổ của tín hiệu truyền đi (bằng D(ω)*C(ω)) sẽ phụ thuộc chủ yếu vào phổ của c(t) do tốc độ chip trong hệ thống trải phổ chuỗi trực tiếp rất lớn hơn tốc độ dữ liệu. Tức là phổ của tín hiệu có dạng giống phổ tạp âm. Tại phần thu, tín hiệu thu được là tổng của tín hiệu trải phổ, tạp âm trắng chuẩn và các nhiễu phổ hẹp (tín hiệu chế áp chẳng hạn). Dưới tác động nhân tín hiệu giải trải (là bản sao đồng bộ của c(t) đã dùng ở phần phát) với tín hiệu thu được, phần tín hiệu hữu ích được nén phổ trả lại dữ liệu ban đầu do c2(t)=1, tích d(t).c(t).c(t) = d(t). Các nhiễu dải hẹp do được nhân với c(t) nên được trải phổ ra như tín hiệu đã được trải ở phần phát, do vậy hàm mật độ phổ công suất của nhiễu ở lối vào thiết bị quyết định máy thu sẽ giảm hẳn, thấp hơn nhiều so với tín hiệu hữu ích đã được nén phổ trở lại, nhờ vậy tỷ số tín / tạp tại lối vào thiết bị quyết định tăng. Việc trải phổ và giải trải phổ hầu như không có tác dụng cải thiện với tạp âm băng rất

194

rộng như tạp nhiệt. Trong các hệ thống có nhiều tín hiệu trải phổ khác nhau về mã PN như các hệ thống đa truy nhập phân chia theo mã (CDMA: Code Division Multiple Access), các tín hiệu từ các máy khác tới máy thu đang xét cũng là tạp âm băng rộng, do vậy chúng được cộng công suất tại lối vào thiết bị quyết định và vì vậy cần có biện pháp kiểm soát thích hợp. Sơ đồ khối đơn giản của một hệ thống trải phổ chuỗi trực tiếp và hoạt động của nó được mô tả trên các hình vẽ 6.4, 6.5 và bảng 6.1. Cần lưu ý rằng, trong các tài liệu khác nhau, người ta thường dùng các cách biểu diễn trải phổ hoặc bằng tích (⊗), hoặc bằng tổng modulo 2 (⊕). Hai cách biểu diễn này tương đương nhau vì bảng chân lý của các mạch nhân và mạch cộng modulo 2 là tương đương. Tuy nhiên trong thực tế, do các cổng Exclusive-OR (cộng modulo 2) rẻ hơn các mạch nhân nhiều nên người ta thường sử dụng các mạch cộng modulo 2 để thực hiện mạch trải phổ, trong khi đó lại hay dùng toán tử nhân để giải thích hoạt động của hệ thống cho dễ hiểu.

M¸y thuM¸y ph¸t

§iÒu chÕ

Dao ®éng

PN PN

Gi¶i ®iÒu chÕ

( )d t

( )x t ( )x t

a) b)

( ) 1c t = ±

Dao ®éng

( )d t

( ) 1c t = ±

Hình 6-4. Sơ đồ khối đơn giản hệ thống trải phổ DS

a/ Máy phát. b/ Máy thu

Bảng 6-1 Hoạt động của hệ thống trải phổ DS

d(t) 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1

c(t) 1 0 0 1 1 1 0 1 0 0

d(t).c(t) 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1

d(t).c(t) 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1

c(t) 1 0 0 1 1 1 0 1 0 0

d(t) 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1

195

f f

f f

( )D f

( )* ( )D f C f

( )C f

( )* ( )* ( )D f C f C f

Hình 6-5. Biểu đồ phổ của hệ thống trải phổ DS

Các thiết bị thông tin vô tuyến trong dải sóng HF và VHF thế hệ mới hiện nay thường sử dụng kỹ thuật trải phổ nhảy tần (FH) vì phổ tín hiệu sau khi trải không phụ thuộc vào tốc độ mã trải phổ do đó dễ thực hiện đồng bộ giữa máy thu và máy phát, ngoài ra khả năng chống nhiễu cố ý tốt hơn. Tốc độ nhảy tần hiện nay tùy theo từng cấp thiết bị và tùy theo chất lượng kênh thông tin mà có thể đạt đến vài trăm lần (tần số / giây) đối với thông tin ở dải VHF và vài chục lần đối với thông tin ở dải HF.

6.2 TỰ LẬP THIẾT LẬP ĐƯỜNG TRUYỀN - ALE 6.2.1 Tính cấp thiết của ALE

ALE là tên viết tắt của "Automatic Link Establishment" có nghĩa là "Tự động thiết lập đường truyền" và thường dùng để chỉ bất kì hệ thống nào được phát triển với mục đích "tự động" chọn các tần số sẽ hỗ trợ liên lạc giữa các trạm trong mạng vào bất kì lúc nào. Như đã giới thiệu trong chương 1, với tính chất thất thường của môi trường sóng ngắn đều biết rằng một kênh tốt lúc này hoàn toàn có thể trở nên vô dụng vào lúc khác. Chính vì thế mà trước đây khi khai thác thông tin trong dải sóng ngắn cần phải có người sử dụng với nhiều kinh nghiệm và được huấn luyện tốt để thiết lập và duy trì bằng tay đường liên lạc giữa các trạm. Công việc này là quá trình tốn kém thời gian, đòi hỏi nhiều chi phí và thường là không tin cậy.

Với sự giúp đỡ của các tiến bộ công nghệ, nhất là trong lĩnh vực mạch tích hợp (IC), các nhà nghiên cứu bắt đầu quan tâm đến vấn đề cơ bản làm thế nào để tự động hóa quá trình chọn các kênh liên lạc "tốt". Tình hình càng trở lên cấp bách khi thông tin vô tuyến sử dụng trong các lĩnh vực ngày càng đòi hỏi phải có độ tin cậy cao không thể chấp nhận những chậm trễ, gián đoạn do quá trình kết nối bằng tay. ALE đã đáp ứng một cách đầy đủ cho vấn đề này vì nó cung cấp

196

cho trạm vô tuyến HF khả năng thiết lập kết nối giữa nó và trạm khác không cần sự giúp đỡ của người vận hành. Trong những năm 1980, một số nhà sản xuất thiết bị HF, hoàn toàn độc lập với nhau, đã đưa ra các hệ thống ALE riêng của mình như là giải pháp cho vấn đề này. Tất cả các hệ thống ALE này, ở một mức độ nào đó, đều bao gồm các chức năng tương tự nhau: tự động gọi và trả lời, gọi chọn lọc, tự động bắt tay, quét kênh và chọn kênh và phân tích chất lượng đường truyền. Tất cả các hệ thống này đều làm việc theo cách riêng của mình và tạo nên một phương pháp cho máy thu phát (trạm) "tự động" kết nối với máy thu phát (trạm) khác. Vì những đặc điểm này trong các máy thu phát HF làm cho chúng thích nghi hơn với các nhu cầu người sử dụng, nên chúng còn được gọi là các máy thu phát HF thích nghi.

6.2.2 Tiêu chuẩn FED-STD-1045 Vấn đề với các hệ thống ALE tạo nên bởi các nhà sản xuất HF riêng rẽ

thật đơn giản: không có tính tương tác lẫn nhau. Trong các chế độ tự động hóa cao của các máy thu phát HF mới, không thể đảm bảo tự động kết nối giữa các mạng sử dụng thiết bị của các nhà sản xuất khác nhau. Các phương pháp truyền dẫn và bắt tay là không tương thích giữa các nhà sản xuất khác nhau đơn giản chỉ là do chưa bao giờ có yêu cầu chúng phải tương thích với nhau. Do đó việc phát triển Tiêu chuẩn Viễn thông Liên bang cho ALE đã được bắt đầu vào năm 1985. Vì vậy vào năm 1990, phiên bản FED-STD-1045 ra đời. Đây là tiêu chuẩn chi tiết cho sự tương tác của các hệ thống ALE trong thiết bị thu phát vô tuyến HF.

FED-STD-1045 là cơ sở cho họ các tiêu chuẩn vô tuyến HF mô tả việc tự động hóa của tất cả các máy thu phát HF. Nó cung cấp các chức năng đã tiêu chuẩn hóa đối với khởi xướng cuộc gọi, phát, trả lời và các tín hiệu xác nhận liên quan đến ALE. Dạng sóng phát đi sẽ chứa thông tin địa chỉ để gọi chọn lọc một đài nào đó và sẽ yêu cầu đài này trả lời nếu nó có mở máy. Tiêu chuẩn này cũng xác định các nghi thức cần thiết, định thời và các định nghĩa kỹ thuật, nhưng còn việc thực hiện và các giao diện người dùng dành quyền cho các nhà sản xuất cải tiến và cụ thể hóa.

Sau đây là tóm tắt quá trình làm việc của hệ thống ALE 1045. - Máy thu ALE luôn ở chế độ quét chờ khi nó không kết nối với đài nào khác.

Nó có thể quét đến 100 kênh với tốc độ 2 hoặc 5 kênh trên giây và liên tục theo dõi các kênh trong nhóm quét đã đặt trước của mạng để tìm các tín hiệu ALE tới. Các tín hiệu này được đánh giá chất lượng kênh (LQA - Link

197

Quality Analysis), dữ liệu đánh giá được lưu giữ trong bộ nhớ để dùng sau này.

- Khi một đài muốn liên lạc với một đài khác, đài gọi sẽ kiểm tra bộ nhớ LQA của nó để tìm kênh tốt nhất mới nhất và dùng kênh này để gọi đầu tiên. Nó sẽ kiểm tra xem kênh này có bận hay không rồi phát tín hiệu gọi ở dạng số trên kênh đó. Tín hiệu gọi này sẽ tuân theo nghi thức cụ thể và chứa các địa chỉ gọi chọn lọc của cả đài gọi và đài bị gọi. Nếu đài bị gọi thu được và giải mã cuộc gọi một cách chính xác, thì nó sẽ trả lời bằng tín hiệu cụ thể. Khi nghe được tín hiệu trả lời đài gọi sẽ gửi tín hiệu xác nhận và kết nối sẽ được thiết lập.

- Nếu không thiết lập được kết nối trên kênh đầu tiên, hệ thống sẽ thử trên các tần số khác trong nhóm quét theo thứ tự "độ tốt" đã nhớ cho đến khi thiết lập được kết nối ở một trong các tần số đó.

LQA là số đo tự động của chất lượng tín hiệu ALE giữa 2 đài, dựa trên tỉ lệ lỗi bít (BER - Bit Error Rate) và tỉ số tín trên tạp (SINAD). Bộ nhớ LQA của máy thu được hình thành bởi phép đo thụ động hoặc tích cực của chất lượng kênh ngắn hạn trên các tần số chỉ định. Phép đo tích cực được dựa trên các tín hiệu truyền dẫn đặc biệt gọi là "thăm dò âm thanh" để cung cấp cho các đài nghe cơ hội đo chất lượng kênh tại các khoảng thời gian định trước. Phép đo thụ động là các phép đo chỉ được thực hiện khi các kết nối đã được thiết lập hoặc khi các đài khác tình cờ nghe thấy chúng đang gọi các đài thứ 3. Trong cả 2 loại đo lường kênh, tất cả các đài trong mạng đều phải thỏa thuận trước về tập tần số trong các nhóm quét mà chúng sẽ dùng cho ALE. Tất cả các đài không kết nối với các đài khác sẽ tự động trở về chế độ quét chờ của chúng và lắng nghe các cuộc gọi ALE ngẫu nhiên hoặc có kế hoạch trước.

Những ích lợi của ALE 1045: Các máy thu phát có chứa ALE 1045 không yêu cầu người khai thác sử

dụng có kinh nghiệm và được huấn luyện tốt để thiết lập một cách nhanh chóng kết nối chất lượng cao. Các máy thu phát ALE 1045 chứa các địa chỉ (dấu hiệu gọi) gọi duy nhất để gọi chọn lọc, có thể quét đến 100 kênh lập trình sẵn, phân tích chất lượng đường truyền sóng đối với mỗi tần số và tự động kết nối trong vài giây.

Kết nối mà hệ thống ALE có thể cung cấp là rất bền vững và tin cậy, nhất là đối với việc truyền dữ liệu trên kênh HF nhiều tạp. Dạng sóng ALE sử dụng

198

các kỹ thuật như truyền thông báo 3 lần để dự trữ, sửa lỗi thuận (FEC), xen kẽ, mã hóa Golay và bỏ phiếu theo đa số 2/3. Vì hệ thống ALE 1045 dựa vào các thuật toán DSP để phân tích, nên dữ liệu không lỗi có thể được khôi phục ngay cả khi bạn không thể sao chép CW. ALE 1045 đã trình diễn hoạt động gần như 100% không lỗi tại các mức tín hiệu trong vùng 15 dB thấp hơn chất lượng kênh thoại "tồi" theo tiêu chuẩn CCIR. Một đặc điểm hấp dẫn khác của ALE là chức năng nghiệp vụ của nó. Chức năng này cho phép tự động truyền các dữ liệu văn bản sau khi kết nối đã được thiết lập. Hai loại thông tin nghiệp vụ là Tự động hiển thị thông báo (AMD) và Chế độ dữ liệu văn bản (DTM). Các thông báo AMD có thể dài đến 90 kí tự và thường được kết hợp vào cuộc gọi kết nối. DTM cho phép truyền dẫn toàn bộ kí tự ASCII trong các file có độ dài bất kì. Mặc dù tốc độ truyền khá thấp, các thông báo nghiệp vụ vẫn có thể truyền đi khi không có loại truyền dẫn nào khác có thể nếu chất lượng kênh rất tồi.

6.3 HỆ THỐNG TRUNG KẾ VÔ TUYẾN (Radio Trunking) 6.3.1 Đặt vấn đề Trong lĩnh vực thông tin di động thì dải tần là nguồn tài nguyên có giá trị nhất. Khi các tần số ngày càng trở nên dày đặc khắp nơi, những nhà sản xuất tiếp tục tìm kiếm các cách sử dụng các dải tần có hiệu quả hơn. Trong những năm gần đây, một trong những phương pháp có hiệu quả phổ biến và thành công nhất là hệ thống trung kế vô tuyến. Trong khi các hệ thống trung kế di tần từ 800 đến 900 MHz đã khá phát triển thì các hệ thống dùng các kênh VHF và UHF thông thường chỉ vừa mới được giới thiệu và cũng đã có thành công nhanh chóng. Việc đưa vào các đài vô tuyến tổng hợp tần số đa tần (DTMF) ở cuối những năm 70 cho phép có thể áp dụng khái niệm trung kế với các ứng dụng vô tuyến di động. Thay vì có một truy nhập vô tuyến đơn vào một kênh đơn, thì hệ thống trung kế cho phép đài vô tuyến tìm kiếm hoặc quét một kênh rỗi trong các kênh đã chuẩn bị trước. Trung kế vì thế có nghĩa là tự động tìm kiếm một kênh rỗi trong một hay nhiều kênh có thể. Nếu kênh chính này bận thì đài vô tuyến tự động quét tới kênh có sẵn tiếp theo. Vì việc quét là rất nhanh và tự động nên người sử dụng không thể xử lý kịp. Do đó cần phải có sự kiểm soát trước khi phát, ngay cả khi việc quét được làm tự động. Cũng có thể xảy ra việc nghe trộm hoặc can thiệp từ những người sử dụng khác trên cùng một kênh, cả khi những nhân tố ngoài này không cùng ở trong một hệ thống trung kế. Tóm lại, ba yếu tố

199

chính của hệ thống trung kế là: chế độ quét kênh nhanh, tự động chọn kênh rỗi và tính riêng biệt (không bị nghe trộm). Hệ thống trung kế di động trên mặt đất cho tới hiện tại:

Phần quan trọng nhất của hệ thống trung kế hiện tại được thiết kế cho hoạt động trong di tần từ 800 đến 900 MHz. Những đề xuất thiết kế chính là của Motorola, E.F Johnson và Ericsson/GE. Ngoài ra, hệ MPT - 1327 được Philips hỗ trợ lần đầu đã được sử dụng rộng rãi trên thị trường chấu Âu. Những hệ thống này giá rất cao, cả cho thiết bị di động và thiết bị trạm chủ ở vị trí chuyển tiếp (lặp lại).

Mặc dù các hệ thống này cũng dùng cho các ứng dụng kết nối điện thoại, chúng chủ yếu được thiết kế cho các hoạt động nhanh trong từng nhóm.

Cấu hình điển hình thường là 5 kênh, những hệ thống này đem lại hiệu quả và lợi ích của trung kế cho các ứng dụng vô tuyến di động. Thực tế, trung kế 800 và 900 MHz đã phát triển vô tuyến di động thương mại nhanh chóng trong giai đoạn 10 năm qua, với sự cạnh tranh của lĩnh vực điện thoại tổ ong. Tuy nhiên tất cả các loại trung kế có hai trở ngại khi sử dụng ở các nước đang phát triển đó là giá thành của nó quá cao và không thể thích hợp với việc sử dụng tần số thấp hơn 800 MHz.

Giới thiệu các kiểu hệ thống trung kế vô tuyến: Một trong những yếu tố quan trọng trong việc chọn lựa hệ thống trung kế vô tuyến là vùng phủ sóng. Trong khi một bộ chuyển tiếp đơn chỉ có thể cung cấp đủ vùng phủ sóng cho một số bộ phận, nhưng một số các bộ phận khác lại cần có hệ thống phủ sóng vùng rộng lớn hơn. Trong các trường hợp này thì cần thiết phải có hệ thống phủ sóng vùng rộng. Nhiều nhà sản xuất đã đề ra nhiều giải pháp để có thể đáp ứng cho các nhu cầu sử dụng khác nhau, một cách tổng quát có thể tham khảo hãng Motorola chia hệ thống trung kế vô tuyến thành 2 nhóm chủ yếu sau: - Các hệ thống trung kế vô tuyến đơn trạm. - Các hệ thống trung kế vô tuyến với phủ sóng vùng rộng.

6.3.2 Các hệ thống trung kế vô tuyến đơn trạm a. Hệ thống trung kế Smartrunk 1. Khái quát về hệ thống trung kế Smartrunk

Các hãng của Mỹ đã bắt đầu giới thiệu một hệ thống trung kế vô tuyến

200

mới được thiết kế đặc biệt với giá thành hợp lý. Sử dụng một hệ báo hiệu mang tên “Smartrunk”, hệ thống này sẽ hoạt động trên bất kỳ một dải tần nào và nó sẽ tương thích với nhiều máy thu di động và cầm tay phổ thông. Khác hẳn với các dạng trung kế vô tuyến đã mô tả ở trước, Smartrunk được thiết kế đặc biệt cho các ứng dụng kết nối điện thoại vô tuyến mặc dù nó đảm bảo cho các cuộc gọi giữa đài di động với đài di động cũng rất tốt.

Ý tưởng về Smartrunk bắt nguồn từ Trung Quốc, nơi có hơn một triệu máy thu cầm tay giá thấp đang được dùng như máy thu cầm tay. Giống như nhiều nước đang phát triển, xây dựng mạng điện thoại dây ở Trung Quốc rất đắt và khó khăn. Để cung cấp các phương tiện truyền thông nhiều hơn nữa, các nhà kinh doanh và các cá nhân ở Trung Quốc đã thiết lập hệ thống từ 3 đến 5 kênh vô tuyến để kết nối giữa các trạm cơ sở và mạng lưới điện thoại công cộng. Tuy nhiên hệ thống này không có tính năng trung kế vô tuyến và rất cồng kềnh. Ví dụ, để tạo một cuộc gọi trên một hệ thống 4 kênh, người sử dụng đầu tiên phải nghe kênh số 1, nếu nó bận, anh ta phải chuyển mạch vô tuyến bằng tay sang kênh số 2 và như vậy đến kênh số 4 cho đến khi kênh nghe rõ được tìm thấy. Tất nhiên, trong khi làm như vậy, anh ta có thể dễ dàng nghe trộm trên các kênh khác hoặc truyền qua một cuộc gọi khác đang được thực hiện. Với bất cứ nơi nào từ 25 đến 100 người sử dụng trên một kênh thì hệ thống này có thể trở thành rất hỗn loạn và không hiệu quả. 2. Giải pháp trung kế Smartrunk

Khi dùng các trạm cơ sở và máy di động cùng trang bị các module của Smartrunk thì các đài vô tuyến này sẽ tự động quét từ 2 đến 16 kênh trung kế để đóng và mở một kênh.

Với Smartrunk, có thể giám sát hoặc can thiệp vào một cuộc gọi ngay trong khi đang tiến hành (gọi khẩn cấp). Người điều hành hệ thống có thể tăng số lượng kênh tải nhờ vào hiệu quả vốn có của trung kế. Khi người sử dụng muốn các chức năng riêng thì hệ trung kế có thể cung cấp cho họ. Về mặt này, Smartrunk như một hệ thống điện thoại tổ ong giá thành thấp do nó cung cấp được rất nhiều đặc tính cũng như tính dễ dùng của một hệ thống điện thoại tổ ong nhưng với một giá thấp hơn nhiều. 3. Cấu hình hệ thống Smartrunk

Hệ thống Smartrunk gồm 2 phần chính: một bộ điều khiển trạm cơ sở mà các giao diện có thể nối tới bất kỳ trạm cơ sở song công nào khác hoặc tới máy

201

khuếch đại lặp lại; một bảng logic cho máy di động được lắp đặt trên mỗi máy di động hoặc máy thu cầm tay. Bộ điều khiển trạm cơ sở phục vụ như một máy điện thoại kết nối với đầy đủ chức năng được thêm vào để điều khiển toàn bộ chức năng trung kế. Mỗi bộ phận điều khiển đòi hỏi một kênh trung kế. Bảng logic cho máy di động điều khiển quét các kênh vô tuyến, kiểm tra, chống ồn và các chức năng PTT (ấn phát) và cũng đưa ra toàn bộ các chức năng báo hiệu. Ở máy cầm tay thì bảng logic này thay thế các bộ điều chế và giải mã DTMF thông thường.

Hệ thống Smartrunk đảm bảo từ 2 đến 16 kênh trung kế vô tuyến và có dung lượng tới 1100 thuê bao trong hệ thống. Ngoài ra do kết nối giữa các trạm cơ sở thì các kênh trung kế có thể đạt các giá trị khác nhau, những vị trí khác nhau trong một vùng rộng.

Cấu hình thông dụng dùng cho liên lạc điện thoại thường gồm 4 kênh vô tuyến với mức tải là 25 đến 30 người trên một kênh. Các thuê bao trong vùng 30 kilomet có thể không cần xâm nhâp vào mạng điện thoại công cộng mà có thể phục vụ tại chỗ khi dùng dịch vụ di động tới di động.

Tx/Rx

Tx/Rx

GhÐp Rx

Bé ®iÒu khiÓn

Tx/Rx

Bé ®iÒu khiÓn

Bé ®iÒu khiÓn

Tæ hîp Tx

Tæng ®µi

DTMF Tel.

Pulse Tel.

M¸y di ®éng

M¸y cÇm tay

Tr¹m cè ®Þnh song c«ngghÐp Fax, Tel., M¸y tÝnh

Hình 6-6. Sơ đồ cấu trúc hệ thống Smartrunk điển hình

202

Hình 6-6 là các sơ đồ xây dựng cấu trúc hệ thống Smartrunk điển hình. Chúng chỉ ra rõ hơn cấu hình hệ thống. 4. Khả năng ứng dụng

Có 5 dạng cuộc gọi có thể được thực hiện qua hệ thống: từ di động tới cố định; từ cố định tới di động; từ di động tới di động; các cuộc gọi nhóm; các cuộc gọi điều hành/khẩn cấp (xem hình 6-7).

Bé ®iÒukhiÓn

Bé ®iÒukhiÓn

Bé ®iÒukhiÓn

DuplexerM¸y thu

M¸y ph¸t®−êng ®iÖn tho¹i

giao diÖn ©m tÇn

Kªnh v« tuyÕn #1

M¸y thu

M¸y ph¸t

giao diÖn ©m tÇn

Kªnh v« tuyÕn #2

Duplexer ®−êng ®iÖn tho¹i

M¸y thu

M¸y ph¸t

giao diÖn ©m tÇnKªnh v« tuyÕn #3

Duplexer ®−êng ®iÖn tho¹i

®iÖn tho¹i vµo di ®éng

di ®éng vµo ®iÖn tho¹i

di ®éng víi di ®éng

gäi nhãm / khÈn cÊp

Hình 6-7. Mô hình hệ thống 3 kênh trung kế vô tuyến và khả năng ứng dụng

b. Hệ thống trung kế Smartrunk II Phần trên đã trình bày khái quát về hệ thống Smartrunk dùng điều chế mã DTMF. Kỹ thuật số được đưa vào áp dụng cho ra đời hệ thống Smartrunk II như được trình bày dưới đây. 1. Mô tả chung Qua thời gian ngắn kể từ khi giới thiệu vào năm 1992, Smartrunk II của Selectone trở thành tiêu chuẩn thế giới cho các hệ thống tổng đài vô tuyến với giá thành hạ. Smartrunk II là thế hệ sau cùng của Smartrunk, có nhiều đặc tính mới

203

ưu việt đối với người sử dụng và người điều khiển hệ thống. Khuôn dạng (format) đánh tín hiệu riêng của Smartrunk II đem lại tốc độ cao, dải phủ sóng rộng và độ bảo mật thông tin cao hơn. Có thể lựa chọn chế độ làm việc gồm: tạo trung kế thoại vô tuyến, tạo trung kế phát nhanh và chế độ vô tuyến thông thường. Đối với người sử dụng, Smartrunk II cung cấp một dịch vụ kiểu cellular thực sự với các đặc tính như nhớ và phát quay số, quay số nhớ và quay lại số. Đồng thời hệ thống Smartrunk II cung cấp độ bảo mật cao để chống lại người dùng không được phép. Ngoài ra còn có thể lựa chọn một vài dạng làm việc linh hoạt hơn trong thiết kế hệ thống. Và hơn hết, Smartrunk II có khả năng tương thích với Smartrunk nguyên gốc. 2. Các đặc điểm mới Ngoài các đặc điểm đã có của Smartrunk, Smartrunk II có các đặc điểm ưu việt và mới sau đây:

- Lựa chọn chế độ trung kế: thoại và gửi nhanh - Làm việc giống như điện thoại tổ ong thực sự trong chế độ trung kế thoại vô

tuyến - Hoạt động “PTT” thực sự trong chế độ trung kế - Format báo hiệu số riêng cho phép bảo vệ tối đa việc ngăn cản người dùng

không được phép, cự ly tăng đáng kể, tốc độ truyền số liệu nhanh hơn. - Tương thích trực tiếp với các dạng trung kế vô tuyến khác trong hệ cellular,

PCS, CT2 và các dạng khác như Smartnet, LTR, MPT - Nhớ và phát tín hiệu quay số (giống như cellular) - Tự động quay số nhanh 10 kênh nhớ do người dùng lập trình - Quay lại số điện thoại sau cùng - Đa âm chuông để phân biệt loại cuộc gọi - Có tín hiệu báo kênh rỗi cho người dùng biết - Có 10 mức gọi ưu tiên - Bảo mật 5 số được lập trình - Nhiều chế độ hoạt động bình thường - Điều khiển vô tuyến từ xa để cắt những người sử dụng bất hợp pháp (hay

không trả tiền)

204

- Tự động nhận biết máy di động để giảm bớt thời gian lãng phí (Radio check)

- Thời gian thâm nhập kênh nhanh hơn - Nhiều lựa chọn mới có thể lập trình được - Tương thích với các hệ hiện có - Có sẵn các bộ nâng cấp với giá thành thấp cho phân điều khiển Smartrunk

hiện có 3. Tóm tắt đặc tính kỹ thuật hệ Smartrunk II

- Làm việc trong mọi dải tần: dải thấp VHF, UHF hoặc 800/900 MHz - Hoạt động hoàn toàn tự động: từ các điện thoại theo kiểu tone hay pulse - Gọi riêng biệt và an toàn: tới hơn 11000 thuê bao - Các thuê bao ưu tiên: điều hành / khẩn cấp

Khả năng bổ sung của hệ Smartrunk II Cơ sở dữ liệu thuê bao

- Ghi giữ tới 1800 cuộc gọi trên một kênh - Nội dung ghi mỗi cuộc gọi gồm có: thuê bao, số quay số, thời gian gọi và

loại cuộc gọi - Các file cấu hình có thể tạo lập hay gỡ bỏ

Các interface - 2 đường điện thoại / một bộ điều khiển DTMF (đa tần) hay xung, đầu nối

RJ11-C - Interface vô tuyến - âm tần phát, âm tần thu, đường phát PTT, triệt ồn, đầu ra - Mã triệt ồn CTCSS

6.3.3 Các hệ thống trung kế vô tuyến vùng rộng Đối với nhiều bộ phận, vị trí một bộ chuyển tiếp đơn có thể bao phủ một vùng toàn bộ các hoạt động của họ. Tuy nhiên nếu nhu cầu sử dụng tăng lên vượt xa vùng phủ sóng địa lý của một hệ thống đơn trạm thì cần thiết phải có một hệ thống vùng rộng để cho những người sử dụng máy vô tuyến dễ dàng liên lạc ở mọi nơi mà họ cần, cho dù họ di chuyển giữa các trạm chuyển tiếp khác nhau. Những lợi ích của thông tin vùng rộng:

- Phối hợp giữa các tổ chức và các đơn vị với nhau trên một vùng rộng lớn.

205

- Vùng phủ sóng được mở rộng vượt ra ngoài khả năng của một hệ thống hiện có.

- Độ tin cậy vùng phủ sóng được nâng lên. - Phối hợp thành một tổ chức lớn hơn và có kiểm tra nhờ người điều phối

duy trì liên lạc với những người sử dụng trong suốt vùng phủ sóng. Hãng Motorola đưa ra 3 cấu hình hệ thống sau:

a. Hệ thống đồng phát (Simulcast) Simulcast sử dụng nhiều trạm thu phát để mở rộng vùng phủ sóng của hệ thống. Simulcast sử dụng kiểu báo hiệu Smartnet II. Có thể xắp xếp tới 10 trạm trong một hệ thống Simulcast. Mỗi trạm xa gồm có một bộ điều khiển từ xa và nhiều bộ chuyển tiếp với các tần số giống nhau đặt tại trạm chủ. Hệ thống yêu cầu có một đường kết nối (Link) bằng viba hoặc cáp quang để kết nối giữa các trạm với nhau. Hình 6-8 minh họa cho cấu hình này.

Hình 6-8. Hệ thống thông tin vùng rộng Simulcast

Simulcast thực hiện truyền đồng thời tín hiệu sóng mang giống nhau từ nhiều trạm có tính địa lý riêng biệt. Điều này có tầm quan trọng đặc biệt đảm bảo khả năng nhận biết chất lượng thoại trong các vùng bị chồng lấn. Để thực hiện tốt những yêu cầu này cần có một thiết bị đặc biệt để kiểm tra tần số phát và sự đồng bộ thoại trong toàn hệ thống.

F1 F1

F1

206

b. Hệ thống chọn đa trạm tự động (Automatic Multiple Site Selection - AMSS) Chọn đa trạm tự động (AMSS) là một phương pháp tạo ra một vùng phủ sóng rộng lớn thông qua sử dụng chỉ định kênh phối hợp tại nhiều trạm kênh chung. AMSS đặc biệt thích hợp ứng dụng trong các vùng rộng lớn, khi mà đòi hỏi thiết kế hệ thống có nhiều vùng chồng lấn, vùng địa lý được phủ sóng là rất lớn và không có sự giao thoa tần số. Hình 6-9 minh hoạ cấu hình này, AMSS giống với Simulcast ở chỗ đòi hỏi các trạm phải được kết nối với nhau để cung cấp thông tin cho các khu vực giữa các trạm. Sự khác nhau, đối với AMSS là mỗi trạm sử dụng các tần số khác nhau trong khi Simulcast lại đòi hỏi mỗi trạm sử dụng cùng một tần số.

Hình 6-9. Hệ thống chọn đa trạm tự động (AMSS)

Vì AMSS không đòi hỏi tần số giống nhau tại mỗi trạm như Simulcast, nên đã hạn chế được sự cần thiết phải có thiết bị đặc biệt để cân bằng và duy trì các chỉ tiêu kỹ thuật về tần số. Tuy nhiên AMSS lại cần nhiều tần số đan xen và không thích hợp trong các vùng đông đúc tần số. Mặc dù các tần số có thể được tái sử dụng trong hệ thống AMSS, nhưng chúng không thể được phân định lại tại các trạm lân cận.

Mỗi trạm AMSS có một bộ điều khiển trung tâm từ xa và một ngân hàng các bộ chuyển tiếp với các tần số, mà các tần số này là duy nhất cho trạm đó. Vì chỉ có một kênh điều khiển trên một trạm trong một hệ thống AMSS, nên tại mỗi trạm cần phải có một kênh điều khiển dự phòng.

Hệ thống Simulcast và AMSS đa thoả mãn nhiều yêu cầu phủ sóng vùng

F1 F2

F3

207

rộng của nhiều tổ chức. Song một số tổ chức lại cần có thêm các yêu cầu khác như dung lượng cao hơn và tích hợp được nhiều hệ thống hiện có và mới vào trong một hệ thống có vùng phủ sóng rộng lớn hơn nhiều. Hệ thống thỏa mãn được những yêu cầu này là hệ thống SmartZone.

c. Hệ thống SmartZone SmartZone là một hệ thống vô tuyến trunking phủ sóng vùng rộng, được

tích hợp, dung lượng cao. Mặc dù SmartZone được thiết kế dùng với kỹ thuật trunking, nhưng nó có thể tích hợp các hệ thống thông thường (Conventional) vào trong hệ thống khá dễ dàng, hệ thống SmartZone được minh họa trong hình 6-10 sau đây:

Vì SmartZone có thể kết hợp các hệ thống con Simulcast có khả năng về tần số và các hệ thống tái sử dụng lại tần số, nên SmartZone có thể tối đa hoá khả năng hiện có của tần số. Điều này giúp cho SmartZone có ưu điểm hơn các kiểu hệ thống vùng rộng khác đã được tích hợp, một hệ thống điển hình đòi hỏi có một số lượng lớn về tần số. Thêm vào đó cơ sở hạ tầng hiện đại của SmartZone cho phép SmartZone cung cấp một giải pháp về mạng cho các yêu cầu thông tin vùng rộng với giao diện người dùng đơn giản.

Hình 6-10. Hệ thống SmartZone tích hợp các hệ thống con khác nhau

Các ưu điểm của hệ thống SmartZone:

Chuyển tiếp xen băng Trunking

mật độ thấp

Trunking đơn vùng

Chuyển tiếp thông thường

SMARTZONE

F1

Trunking đồng phát

F1

F1

208

SmartZone có tính đột phá cải tiến và mở rộng trên các khả năng vùng rộng Smartnet hiện có và cung cấp các ưu điểm sau: Vùng phủ sóng

SmartZone cho phép phủ sóng vùng địa lý rộng lớn hơn. Một vùng (Zone) trong hệ thống SmartZone có thể có tới 48 trạm (Site), tuỳ thuộc vào hệ thống và cấu hình tuỳ chọn. Và có thể tích hợp 4 hệ thống SmartZone thành hệ thống đa vùng. Hiệu quả của phổ tần

SmartZone cho phép sử dụng các tài nguyên về kênh tần số rất hiệu quả. Điều này đạt được thông qua tính năng việc "chỉ định trạm năng động", cho phép SmartZone có khả năng chỉ cấp các kênh tại những trạm có các thành viên của nhóm hoạt động. Hiệu quả đầu tư

SmartZone cung cấp khả năng trang bị cho các trạm chỉ với một số bộ chuyển tiếp phù hợp với nhu cầu thông tin tại trạm đó. Điều này có nghĩa rằng mỗi trạm có thể có số lượng bộ chuyển tiếp khác nhau. Những khu vực mật độ lưu lượng thấp có thể được phủ sóng với số lượng bộ chuyển tiếp tối thiểu, và giảm đáng kể giá thành. Độ tin cậy cao hơn

SmartZone không đòi hỏi các trạm xa phải có bộ điều khiển trung tâm khi sử dụng bộ chuyển tiếp thông minh (IntelliRepeater). Các bộ chuyển tiếp thông minh được trang bị khả năng vận hành Trunking nội tại (tự đóng vai trò bộ điều khiển trung tâm). Và các bộ chuyển tiếp thông minh này có thể làm dự phòng cho nhau, giúp cho độ tin cậy của trạm được nâng cao. Dung lượng cuộc gọi tối đa

SmartZone cung cấp các khả năng để khai thác tối đa dung lượng cuộc gọi cho hệ thống, với các tính năng như thiết lập cuộc gọi khi kênh bận (Busy Override), ấn định trạm quan trọng (Critical Site Assignment) và vận hành trạm ưu tiên. Tính mềm dẻo của hệ thống

SmartZone có thể phối ghép các hệ thống đơn trạm có cấu hình khác nhau và các hệ thống đồng phát Simulcast. SmartZone được áp dụng triển khai các công nghệ khác nhau như công nghệ tương tự, công nghệ số hoặc kết hợp tương tự và số.

209

TÀI LIỆU THAM KHẢO

1. Brennan V. P, "Phase-Locked Loops: Principles and Practice," McGraw-Hill, New York, 1996.

2. Conely Mgr., "Kenwood Trunked Radio Systems", Kenwood Trunked System.

3. D. C. Green, “Radio Systems for Technicians,” 2nd Edition, Longman, 1995, 294 pp.

4. Edward Singer, “Land Mobile Radio Systems,” Prentice Hall, 1989, 258 pp. 5. "Giới thiệu chung về lý thuyết viễn thông - General Introduction of Tele-

communication Theory," LG Information & Communications, Ltd. (Sách song ngữ Việt-Anh). Nxb. Thanh niên, Hà Nội, 1995.

6. Jack R. Smith, “Modern Communication Circuits,” 2nd Edition, McGraw-Hill, 1996, 580 pp.

7. Proakis G. J, "Digital Communications," McGraw-Hill, New York, 1989. 8. Rappaport S. T, "Wireless Communications," Prentice Hall, New Jersey,

1996. 9. Shakhgildyan V. V, “Radio Transmitter Design,” Mir Publisher, Moscow,

1987, 487 pp. 10. "ST-853 SmarTrunk II - Digital Trunking Systems Overview for Icom Two-

way Radios", March 2000. 11. Steele R. (Ed), "Mobile Radio Communications," Pentech Press, London,

1992. 12. Ulrich L.Rohde, T.T.N. Bucher, “Communications Receivers: Principles and

Design,” McGraw-Hill, 1994, 584 pp. 13. Viterbi J. A, "CDMA-Principles of Spread Spectrum Communication,"

Addision-Wesley, Reading, Massachusetts, 1995. 14. Wayne Tomasi, “Electronic Communications Systems: Fundamentals

through Advanced,” 4th Edition, Prentice Hall, 2001, 947 pp. 15. Wozencraft J. M., Jacobs I. M, "Principles of Communication Engineering,"

John Willey & Sons, Inc., New York-London-Sydney, 1965.