中原大學

電機工程學系

碩士學位論文

用於空調系統永磁同步馬達之控制器

的開發 Development of The Permanent Magnet

Synchronous Motor Controller for Air Conditioning System

指導教授 蔡孟伸 博士

王俊傑 博士

邱煌仁 博士

研 究 生 潘炎宗

中華民國九十三年七月

中文摘要

本論文的目的是研製以數位信號處理器 TMS320C240

為控制核心之永磁同步馬達驅動器配合渦卷式冷媒壓

縮機發展省能源高效率之小型空調系統

由於永磁式同步馬達在冷媒壓縮機上的應用並不需

要很高的動態響應為了成本考量本論文採用簡單的

純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而功率開關的

控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法 (SPWM) 來 實

現此方法的實現非常簡單但效果與複雜的空間向量

調變法 (SVPWM)類似

最後配合渦卷式冷媒壓縮機作整體實際測試實驗結

果顯示本文所研製的空調系統不論在馬達電流整體

效率上皆比傳統的空調機有明顯的改善

關鍵字渦卷式冷媒壓縮機弦波調變法永磁同步馬

達純量控制諧波注入法小型空調系統

I

ABSTRACT

The purpose of th is thes is i s to develop a PMSM dr iver

based on TMS320C240 This dr iver i s appl ied to scro l l

a i r-compressors for energy saving and h igher e ff ic iency a i r

condi t ioner The appl ica t ion of PMSM on a i r-compressors

does not requi re h igh dynamic response thus th is thes is

uses s imple VF cont ro l method for PMSM cont ro l to

s impl i fy the cont ro l le r c i rcui t as wel l as reduce the cos t

SPWM with harmonic e jec t ion method i s appl ied on the

power swi tch cont ro l le r in order to achieve s imi lar e ffec t

as a more complex method SVPWM The proposed method

i s tes ted wi th a rea l scro l l a i r-compressor The resu l t s

show tha t the eff ic iency and current of the proposed SPWM

with harmonic cont ro l method per forms be t te r than

t radi t ional cont ro l method

Keywordsー scroll air-compressors SPWMpermanent magnet

synchronous motor (PMSM) VF Controlharmonic injection

air-compressors

II

誌謝

本論文能順利完成首先要感謝蔡孟伸教授與王俊傑

教授這三年來以及邱煌仁教授一年來在我的研究生涯中

細心的指導並不厭其煩的教導我在學術知識使我研

究思考之能力上獲益良多並且感謝中原大學教授們在

我讀研究所時研究過程中授予很多新的知識訊及指

導其次感謝楊宏澤教授邱煌仁教授對論文上所提供

諸多寶貴的意見使本論文更加完整在此致上最誠摯

的謝意

並感謝在二年書報與討論中從學長同學及學弟們

分享到很多電機領域上新知識訊在此還要感謝在電

學 501B 室裡的學長同學及學弟在研究過程中的幫忙

尤其是劉清華熊芝源及許富淵學弟在課業學習上精

神生活上的幫助及謝君艷助教李昭逸學弟在向學校

借儀器設備的幫忙

最後在研究所期間感謝我的父母兄弟姊的幫助

尤其是我太太黃惠君辛苦的負出及三位可愛小朋友潘汶

翰潘汶盛及潘汶思密切配合讓我無後顧之憂的進修

特將此論文獻給我最親愛的家人謹此最終的感謝所有

幫助我的人心中雖有千言萬語在此僅以一聲謝謝

表示我內心深處最由衷的感激

III

目 錄

中文摘要 I

英文摘要 II

誌謝 III

目錄 Ⅳ

圖目錄 Ⅵ

表目錄 Ⅷ

第一章 簡介1

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型4

2-11 前言4

2-12 PM 馬達的分類 5

2-2 壓縮機馬達7

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立11

23-1 永磁式同步馬達 11

2-3-2 永磁式同步馬達數學模型的建立與推導 13

2-4 空調壓縮機 17

1往復式壓縮機17

2螺旋式壓縮機19

3迴轉式壓縮機21

4離心式壓縮機22

5渦卷式壓縮機23

2-41 空調系統基本運作25

2-42 省能變頻空調的研發28

第三章 變頻器之控制原理29

3-1 純量控制法則的原理29

3-2 VF 曲線之設計 32

IV

3-3 脈波寬度調變法(PWM)33

3-31 弦波調變法(SPWM)34

3-32三次諧波注入法 36

第四章 硬體電路及 DSP 控制程式 39

4-11 系統架構圖及說明39

411 驅動馬達之反流器電路架構 40

4-2 DSP 控制單元 42

4-2l 數位訊號處理器42

4-22 數位訊號處理器應用45

4-3 軟體控制程式設計 46

1控制程式(DSP)的建立46

2常數及 MACRO(H)的建立 46

3組譯及連結(bat)的建立46

4-4 功率驅動單元 47

4-41 脈波寬度調變電路 47

l開關切換的特性49

2IGBT 選用 50

3DSP 的 Dead Time 特性 51

4-42 換流器與閘驅動電路 52

4-43 電源供應電路 53

第五章 實驗結果55

5-1 實驗設備55

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果58

第六章 結論及未來研究方向68

參考文獻 70

作者簡歷 73

V

圖目錄

圖 1 PM 馬達的構造圖7

圖 2 馬達構造的比較10

圖 3 線圈未端的比較10

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖16

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖18

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖18

圖 7螺旋式冷媒壓縮解剖圖19

圖 8螺旋式冷媒壓縮運作圖20

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖21

圖 10離心式冷媒壓縮運作圖22

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖24

圖 13冷媒特性曲線圖25

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化26

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖27

圖 16 電壓 頻率曲線比32

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構34

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上35

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖39

圖 20 為整體實驗系統之電路架構40

圖 21 馬達之換流器電路架構41

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖 45

圖 23 PWM 電壓源變頻器48

圖 24 開關切換的特性49

圖 25 閘極驅動電路52

VI

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器56

圖 27 實驗空調系統 57

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果 59

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=44V 峄值電流=180A 本實驗結果60

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=55V 峄值電流=212A 本實驗結果60

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=66V 峄值電流=240A 本實驗結果61

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓=66V 峄值電流=293A

原廠空調系統實驗結果61

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=77V 峄值電流=276A 本實驗結果62

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓=77V 峄值電流=343A

原廠空調系統實驗結果62

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=88V 峄值電流=297A 本實驗結果63

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓=88V 峄值電流=286A

原廠空調系統實驗結果63

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME=4μs

端電壓=100V 峄值電流=311A 本實驗結果64

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓=100V 峄值電流=338A

原廠空調系統實驗結果64

VII

表目錄

表 1 PM 馬達的分類與特點 6

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展

現況 8

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 51

表 4 本實驗所用的永磁同步馬達(變頻)加渦卷式壓縮機再加

R-410A 冷媒所測試結果 66

表 5 傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果 67

VIII

第一章 簡介

台灣位於亞熱帶夏天炎熱且潮濕需要使用大量的

空調系統以改善生活品質因此在夏天的民生用電量

中空調系統的用電量佔最大部分近年來伴隨著經濟

成長國民生活水準提升對於空調系統的需求也成長

快速最近台灣夏天的用電量屢創新高主要因素就是

空調系統的快速増加然而台灣地區人口密度世界 第

二及環保意識抬頭要每年大量擴充發電設備以因應

用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效率

空調系統是改善台灣用電需求的首要課題

近年來發展高效率冷凍空調設備的競賽已經展開

以消耗能源之冠的壓縮機是廠家改善系統運轉效率的

主要目標 [1]目前新世代空調系統使用的馬達以直流

無刷馬達 (DC brushless motor )為主在這裡所謂直流無

刷馬達其實就是永磁同步馬達永磁同步馬達的體積

比感應馬達小轉子慣性小再加上轉子是永久磁鐵

所以啟動性能比較好在相同的負載轉矩下其響應速度

較快 又因為永磁式同步馬達的轉子不需要激磁電流無

轉子損失所以永磁式同步馬達的效率較高且沒有溫升

的問題永磁同步馬達的效率比感應馬達高 10 以上

[2 ]

在中小型空調系統方面最易達成且最有效益的為使

用變頻驅動方式來改變壓縮機轉速與匹配壓縮機之吸入

節流法 ( suc t ion thro t t l ing )以達成容量調變之控制 [3]而

變頻控制方式也由初期的交流變頻驅動 (感應馬達 )逐

1

漸 演 變 到 目 前 最 先 進 的 直 流 變 頻 驅 動 (直 流 無 刷 馬 達 )

[2 ]

在 工 業 應 用 中 常 使 用 純 量 控 制 ( VF) 或 向 量 控 制

(vec tor cont ro l ) 來驅動永磁式同步馬達雖然純量控制

在速度動態響應控速比及控制精度等方面都較向量控

制差但由於純量控制的控制架構簡單實現容易因

此在一些非伺服目的的工業應用上仍然被廣泛採用因

為永磁式同步馬達應用在壓縮機鼓風機上並不要

求非常高的動態性能因此採用 VF 控制策略便可

充分滿足控制性能的需求

由於永磁式同步馬達作變速驅動時需要提供可變振

幅可變頻率的三相平衡交流電實現的方法多採用電

壓源變頻器配合功率開關切換控制產生所希望的輸出

電壓目前常用的控制技術大致分成六步方波調變法

弦波調變法及空間向量調變法三種其中六步方波調

變法的控制最簡單切換損最小但諧波最大而弦波調

變法的實現複雜度適中諧波小但電壓利用率比空間

向量調變法低而空間向量調變法的諧波小電壓利用

率高但實現複雜

本論文係針對空調壓縮機設計以數位訊號處理器

為控制核心的永磁同步馬達驅動器控速方法採用 VF

控制法而功率開關切換訊號則採用注入諧波之弦波調

變 法 [4-6]( 由 於 永 磁 式 同 步 馬 達 在 冷 媒 壓 縮 機 上 的 應

用並不需要很高的動態響應為了成本考量本論文

採用簡單的純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而

功 率 開 關 的 控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法

2

(SPWM)來實現此方法的實現非常簡單但效果與複雜

的空間向量調變法 (SVPWM)類似 )

整體變頻驅動系統包括 DSP 數位控制級與功率驅

動級兩部分

1 DSP 數位控制級為變頻器的數位訊號處理部分使

用 TI 公司的 TMS320F240 做為核心處埋單元內含 AD

轉換電路 解碼 計數電路ＰＷＭ產生器等

2 功率驅動級包含光隔離電路閘極驅動電路電流

感測電路以及電源供應電路等負責控制功率電晶體

( IGBT)的切換以提供馬達運轉所需的電壓

論文結構 本論文內容共分為六章第一章為簡介針對整編

論文的研究動機方向目的作介紹第二章主要是針對

永磁式同步馬達及數學模型的建立與推導過程作介紹

以及空調壓縮機種類及空調原理作簡單介紹第三章則

是對變頻器之控制原理及 PWM 調變方法使用方式作介

紹第四章為整個實驗系統架構及 DSP 控制程式流程詳

加說明第五章為本實驗結果和傳統空調系統作比較

證實本實驗空調系統比傳統空調系統效率更好第六

章為本論文的結論及未來展望

3

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

中文摘要

本論文的目的是研製以數位信號處理器 TMS320C240

為控制核心之永磁同步馬達驅動器配合渦卷式冷媒壓

縮機發展省能源高效率之小型空調系統

由於永磁式同步馬達在冷媒壓縮機上的應用並不需

要很高的動態響應為了成本考量本論文採用簡單的

純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而功率開關的

控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法 (SPWM) 來 實

現此方法的實現非常簡單但效果與複雜的空間向量

調變法 (SVPWM)類似

最後配合渦卷式冷媒壓縮機作整體實際測試實驗結

果顯示本文所研製的空調系統不論在馬達電流整體

效率上皆比傳統的空調機有明顯的改善

關鍵字渦卷式冷媒壓縮機弦波調變法永磁同步馬

達純量控制諧波注入法小型空調系統

I

ABSTRACT

The purpose of th is thes is i s to develop a PMSM dr iver

based on TMS320C240 This dr iver i s appl ied to scro l l

a i r-compressors for energy saving and h igher e ff ic iency a i r

condi t ioner The appl ica t ion of PMSM on a i r-compressors

does not requi re h igh dynamic response thus th is thes is

uses s imple VF cont ro l method for PMSM cont ro l to

s impl i fy the cont ro l le r c i rcui t as wel l as reduce the cos t

SPWM with harmonic e jec t ion method i s appl ied on the

power swi tch cont ro l le r in order to achieve s imi lar e ffec t

as a more complex method SVPWM The proposed method

i s tes ted wi th a rea l scro l l a i r-compressor The resu l t s

show tha t the eff ic iency and current of the proposed SPWM

with harmonic cont ro l method per forms be t te r than

t radi t ional cont ro l method

Keywordsー scroll air-compressors SPWMpermanent magnet

synchronous motor (PMSM) VF Controlharmonic injection

air-compressors

II

誌謝

本論文能順利完成首先要感謝蔡孟伸教授與王俊傑

教授這三年來以及邱煌仁教授一年來在我的研究生涯中

細心的指導並不厭其煩的教導我在學術知識使我研

究思考之能力上獲益良多並且感謝中原大學教授們在

我讀研究所時研究過程中授予很多新的知識訊及指

導其次感謝楊宏澤教授邱煌仁教授對論文上所提供

諸多寶貴的意見使本論文更加完整在此致上最誠摯

的謝意

並感謝在二年書報與討論中從學長同學及學弟們

分享到很多電機領域上新知識訊在此還要感謝在電

學 501B 室裡的學長同學及學弟在研究過程中的幫忙

尤其是劉清華熊芝源及許富淵學弟在課業學習上精

神生活上的幫助及謝君艷助教李昭逸學弟在向學校

借儀器設備的幫忙

最後在研究所期間感謝我的父母兄弟姊的幫助

尤其是我太太黃惠君辛苦的負出及三位可愛小朋友潘汶

翰潘汶盛及潘汶思密切配合讓我無後顧之憂的進修

特將此論文獻給我最親愛的家人謹此最終的感謝所有

幫助我的人心中雖有千言萬語在此僅以一聲謝謝

表示我內心深處最由衷的感激

III

目 錄

中文摘要 I

英文摘要 II

誌謝 III

目錄 Ⅳ

圖目錄 Ⅵ

表目錄 Ⅷ

第一章 簡介1

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型4

2-11 前言4

2-12 PM 馬達的分類 5

2-2 壓縮機馬達7

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立11

23-1 永磁式同步馬達 11

2-3-2 永磁式同步馬達數學模型的建立與推導 13

2-4 空調壓縮機 17

1往復式壓縮機17

2螺旋式壓縮機19

3迴轉式壓縮機21

4離心式壓縮機22

5渦卷式壓縮機23

2-41 空調系統基本運作25

2-42 省能變頻空調的研發28

第三章 變頻器之控制原理29

3-1 純量控制法則的原理29

3-2 VF 曲線之設計 32

IV

3-3 脈波寬度調變法(PWM)33

3-31 弦波調變法(SPWM)34

3-32三次諧波注入法 36

第四章 硬體電路及 DSP 控制程式 39

4-11 系統架構圖及說明39

411 驅動馬達之反流器電路架構 40

4-2 DSP 控制單元 42

4-2l 數位訊號處理器42

4-22 數位訊號處理器應用45

4-3 軟體控制程式設計 46

1控制程式(DSP)的建立46

2常數及 MACRO(H)的建立 46

3組譯及連結(bat)的建立46

4-4 功率驅動單元 47

4-41 脈波寬度調變電路 47

l開關切換的特性49

2IGBT 選用 50

3DSP 的 Dead Time 特性 51

4-42 換流器與閘驅動電路 52

4-43 電源供應電路 53

第五章 實驗結果55

5-1 實驗設備55

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果58

第六章 結論及未來研究方向68

參考文獻 70

作者簡歷 73

V

圖目錄

圖 1 PM 馬達的構造圖7

圖 2 馬達構造的比較10

圖 3 線圈未端的比較10

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖16

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖18

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖18

圖 7螺旋式冷媒壓縮解剖圖19

圖 8螺旋式冷媒壓縮運作圖20

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖21

圖 10離心式冷媒壓縮運作圖22

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖24

圖 13冷媒特性曲線圖25

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化26

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖27

圖 16 電壓 頻率曲線比32

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構34

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上35

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖39

圖 20 為整體實驗系統之電路架構40

圖 21 馬達之換流器電路架構41

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖 45

圖 23 PWM 電壓源變頻器48

圖 24 開關切換的特性49

圖 25 閘極驅動電路52

VI

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器56

圖 27 實驗空調系統 57

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果 59

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=44V 峄值電流=180A 本實驗結果60

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=55V 峄值電流=212A 本實驗結果60

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=66V 峄值電流=240A 本實驗結果61

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓=66V 峄值電流=293A

原廠空調系統實驗結果61

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=77V 峄值電流=276A 本實驗結果62

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓=77V 峄值電流=343A

原廠空調系統實驗結果62

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=88V 峄值電流=297A 本實驗結果63

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓=88V 峄值電流=286A

原廠空調系統實驗結果63

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME=4μs

端電壓=100V 峄值電流=311A 本實驗結果64

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓=100V 峄值電流=338A

原廠空調系統實驗結果64

VII

表目錄

表 1 PM 馬達的分類與特點 6

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展

現況 8

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 51

表 4 本實驗所用的永磁同步馬達(變頻)加渦卷式壓縮機再加

R-410A 冷媒所測試結果 66

表 5 傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果 67

VIII

第一章 簡介

台灣位於亞熱帶夏天炎熱且潮濕需要使用大量的

空調系統以改善生活品質因此在夏天的民生用電量

中空調系統的用電量佔最大部分近年來伴隨著經濟

成長國民生活水準提升對於空調系統的需求也成長

快速最近台灣夏天的用電量屢創新高主要因素就是

空調系統的快速増加然而台灣地區人口密度世界 第

二及環保意識抬頭要每年大量擴充發電設備以因應

用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效率

空調系統是改善台灣用電需求的首要課題

近年來發展高效率冷凍空調設備的競賽已經展開

以消耗能源之冠的壓縮機是廠家改善系統運轉效率的

主要目標 [1]目前新世代空調系統使用的馬達以直流

無刷馬達 (DC brushless motor )為主在這裡所謂直流無

刷馬達其實就是永磁同步馬達永磁同步馬達的體積

比感應馬達小轉子慣性小再加上轉子是永久磁鐵

所以啟動性能比較好在相同的負載轉矩下其響應速度

較快 又因為永磁式同步馬達的轉子不需要激磁電流無

轉子損失所以永磁式同步馬達的效率較高且沒有溫升

的問題永磁同步馬達的效率比感應馬達高 10 以上

[2 ]

在中小型空調系統方面最易達成且最有效益的為使

用變頻驅動方式來改變壓縮機轉速與匹配壓縮機之吸入

節流法 ( suc t ion thro t t l ing )以達成容量調變之控制 [3]而

變頻控制方式也由初期的交流變頻驅動 (感應馬達 )逐

1

漸 演 變 到 目 前 最 先 進 的 直 流 變 頻 驅 動 (直 流 無 刷 馬 達 )

[2 ]

在 工 業 應 用 中 常 使 用 純 量 控 制 ( VF) 或 向 量 控 制

(vec tor cont ro l ) 來驅動永磁式同步馬達雖然純量控制

在速度動態響應控速比及控制精度等方面都較向量控

制差但由於純量控制的控制架構簡單實現容易因

此在一些非伺服目的的工業應用上仍然被廣泛採用因

為永磁式同步馬達應用在壓縮機鼓風機上並不要

求非常高的動態性能因此採用 VF 控制策略便可

充分滿足控制性能的需求

由於永磁式同步馬達作變速驅動時需要提供可變振

幅可變頻率的三相平衡交流電實現的方法多採用電

壓源變頻器配合功率開關切換控制產生所希望的輸出

電壓目前常用的控制技術大致分成六步方波調變法

弦波調變法及空間向量調變法三種其中六步方波調

變法的控制最簡單切換損最小但諧波最大而弦波調

變法的實現複雜度適中諧波小但電壓利用率比空間

向量調變法低而空間向量調變法的諧波小電壓利用

率高但實現複雜

本論文係針對空調壓縮機設計以數位訊號處理器

為控制核心的永磁同步馬達驅動器控速方法採用 VF

控制法而功率開關切換訊號則採用注入諧波之弦波調

變 法 [4-6]( 由 於 永 磁 式 同 步 馬 達 在 冷 媒 壓 縮 機 上 的 應

用並不需要很高的動態響應為了成本考量本論文

採用簡單的純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而

功 率 開 關 的 控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法

2

(SPWM)來實現此方法的實現非常簡單但效果與複雜

的空間向量調變法 (SVPWM)類似 )

整體變頻驅動系統包括 DSP 數位控制級與功率驅

動級兩部分

1 DSP 數位控制級為變頻器的數位訊號處理部分使

用 TI 公司的 TMS320F240 做為核心處埋單元內含 AD

轉換電路 解碼 計數電路ＰＷＭ產生器等

2 功率驅動級包含光隔離電路閘極驅動電路電流

感測電路以及電源供應電路等負責控制功率電晶體

( IGBT)的切換以提供馬達運轉所需的電壓

論文結構 本論文內容共分為六章第一章為簡介針對整編

論文的研究動機方向目的作介紹第二章主要是針對

永磁式同步馬達及數學模型的建立與推導過程作介紹

以及空調壓縮機種類及空調原理作簡單介紹第三章則

是對變頻器之控制原理及 PWM 調變方法使用方式作介

紹第四章為整個實驗系統架構及 DSP 控制程式流程詳

加說明第五章為本實驗結果和傳統空調系統作比較

證實本實驗空調系統比傳統空調系統效率更好第六

章為本論文的結論及未來展望

3

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

ABSTRACT

The purpose of th is thes is i s to develop a PMSM dr iver

based on TMS320C240 This dr iver i s appl ied to scro l l

a i r-compressors for energy saving and h igher e ff ic iency a i r

condi t ioner The appl ica t ion of PMSM on a i r-compressors

does not requi re h igh dynamic response thus th is thes is

uses s imple VF cont ro l method for PMSM cont ro l to

s impl i fy the cont ro l le r c i rcui t as wel l as reduce the cos t

SPWM with harmonic e jec t ion method i s appl ied on the

power swi tch cont ro l le r in order to achieve s imi lar e ffec t

as a more complex method SVPWM The proposed method

i s tes ted wi th a rea l scro l l a i r-compressor The resu l t s

show tha t the eff ic iency and current of the proposed SPWM

with harmonic cont ro l method per forms be t te r than

t radi t ional cont ro l method

Keywordsー scroll air-compressors SPWMpermanent magnet

synchronous motor (PMSM) VF Controlharmonic injection

air-compressors

II

誌謝

本論文能順利完成首先要感謝蔡孟伸教授與王俊傑

教授這三年來以及邱煌仁教授一年來在我的研究生涯中

細心的指導並不厭其煩的教導我在學術知識使我研

究思考之能力上獲益良多並且感謝中原大學教授們在

我讀研究所時研究過程中授予很多新的知識訊及指

導其次感謝楊宏澤教授邱煌仁教授對論文上所提供

諸多寶貴的意見使本論文更加完整在此致上最誠摯

的謝意

並感謝在二年書報與討論中從學長同學及學弟們

分享到很多電機領域上新知識訊在此還要感謝在電

學 501B 室裡的學長同學及學弟在研究過程中的幫忙

尤其是劉清華熊芝源及許富淵學弟在課業學習上精

神生活上的幫助及謝君艷助教李昭逸學弟在向學校

借儀器設備的幫忙

最後在研究所期間感謝我的父母兄弟姊的幫助

尤其是我太太黃惠君辛苦的負出及三位可愛小朋友潘汶

翰潘汶盛及潘汶思密切配合讓我無後顧之憂的進修

特將此論文獻給我最親愛的家人謹此最終的感謝所有

幫助我的人心中雖有千言萬語在此僅以一聲謝謝

表示我內心深處最由衷的感激

III

目 錄

中文摘要 I

英文摘要 II

誌謝 III

目錄 Ⅳ

圖目錄 Ⅵ

表目錄 Ⅷ

第一章 簡介1

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型4

2-11 前言4

2-12 PM 馬達的分類 5

2-2 壓縮機馬達7

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立11

23-1 永磁式同步馬達 11

2-3-2 永磁式同步馬達數學模型的建立與推導 13

2-4 空調壓縮機 17

1往復式壓縮機17

2螺旋式壓縮機19

3迴轉式壓縮機21

4離心式壓縮機22

5渦卷式壓縮機23

2-41 空調系統基本運作25

2-42 省能變頻空調的研發28

第三章 變頻器之控制原理29

3-1 純量控制法則的原理29

3-2 VF 曲線之設計 32

IV

3-3 脈波寬度調變法(PWM)33

3-31 弦波調變法(SPWM)34

3-32三次諧波注入法 36

第四章 硬體電路及 DSP 控制程式 39

4-11 系統架構圖及說明39

411 驅動馬達之反流器電路架構 40

4-2 DSP 控制單元 42

4-2l 數位訊號處理器42

4-22 數位訊號處理器應用45

4-3 軟體控制程式設計 46

1控制程式(DSP)的建立46

2常數及 MACRO(H)的建立 46

3組譯及連結(bat)的建立46

4-4 功率驅動單元 47

4-41 脈波寬度調變電路 47

l開關切換的特性49

2IGBT 選用 50

3DSP 的 Dead Time 特性 51

4-42 換流器與閘驅動電路 52

4-43 電源供應電路 53

第五章 實驗結果55

5-1 實驗設備55

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果58

第六章 結論及未來研究方向68

參考文獻 70

作者簡歷 73

V

圖目錄

圖 1 PM 馬達的構造圖7

圖 2 馬達構造的比較10

圖 3 線圈未端的比較10

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖16

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖18

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖18

圖 7螺旋式冷媒壓縮解剖圖19

圖 8螺旋式冷媒壓縮運作圖20

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖21

圖 10離心式冷媒壓縮運作圖22

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖24

圖 13冷媒特性曲線圖25

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化26

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖27

圖 16 電壓 頻率曲線比32

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構34

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上35

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖39

圖 20 為整體實驗系統之電路架構40

圖 21 馬達之換流器電路架構41

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖 45

圖 23 PWM 電壓源變頻器48

圖 24 開關切換的特性49

圖 25 閘極驅動電路52

VI

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器56

圖 27 實驗空調系統 57

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果 59

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=44V 峄值電流=180A 本實驗結果60

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=55V 峄值電流=212A 本實驗結果60

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=66V 峄值電流=240A 本實驗結果61

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓=66V 峄值電流=293A

原廠空調系統實驗結果61

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=77V 峄值電流=276A 本實驗結果62

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓=77V 峄值電流=343A

原廠空調系統實驗結果62

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=88V 峄值電流=297A 本實驗結果63

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓=88V 峄值電流=286A

原廠空調系統實驗結果63

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME=4μs

端電壓=100V 峄值電流=311A 本實驗結果64

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓=100V 峄值電流=338A

原廠空調系統實驗結果64

VII

表目錄

表 1 PM 馬達的分類與特點 6

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展

現況 8

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 51

表 4 本實驗所用的永磁同步馬達(變頻)加渦卷式壓縮機再加

R-410A 冷媒所測試結果 66

表 5 傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果 67

VIII

第一章 簡介

台灣位於亞熱帶夏天炎熱且潮濕需要使用大量的

空調系統以改善生活品質因此在夏天的民生用電量

中空調系統的用電量佔最大部分近年來伴隨著經濟

成長國民生活水準提升對於空調系統的需求也成長

快速最近台灣夏天的用電量屢創新高主要因素就是

空調系統的快速増加然而台灣地區人口密度世界 第

二及環保意識抬頭要每年大量擴充發電設備以因應

用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效率

空調系統是改善台灣用電需求的首要課題

近年來發展高效率冷凍空調設備的競賽已經展開

以消耗能源之冠的壓縮機是廠家改善系統運轉效率的

主要目標 [1]目前新世代空調系統使用的馬達以直流

無刷馬達 (DC brushless motor )為主在這裡所謂直流無

刷馬達其實就是永磁同步馬達永磁同步馬達的體積

比感應馬達小轉子慣性小再加上轉子是永久磁鐵

所以啟動性能比較好在相同的負載轉矩下其響應速度

較快 又因為永磁式同步馬達的轉子不需要激磁電流無

轉子損失所以永磁式同步馬達的效率較高且沒有溫升

的問題永磁同步馬達的效率比感應馬達高 10 以上

[2 ]

在中小型空調系統方面最易達成且最有效益的為使

用變頻驅動方式來改變壓縮機轉速與匹配壓縮機之吸入

節流法 ( suc t ion thro t t l ing )以達成容量調變之控制 [3]而

變頻控制方式也由初期的交流變頻驅動 (感應馬達 )逐

1

漸 演 變 到 目 前 最 先 進 的 直 流 變 頻 驅 動 (直 流 無 刷 馬 達 )

[2 ]

在 工 業 應 用 中 常 使 用 純 量 控 制 ( VF) 或 向 量 控 制

(vec tor cont ro l ) 來驅動永磁式同步馬達雖然純量控制

在速度動態響應控速比及控制精度等方面都較向量控

制差但由於純量控制的控制架構簡單實現容易因

此在一些非伺服目的的工業應用上仍然被廣泛採用因

為永磁式同步馬達應用在壓縮機鼓風機上並不要

求非常高的動態性能因此採用 VF 控制策略便可

充分滿足控制性能的需求

由於永磁式同步馬達作變速驅動時需要提供可變振

幅可變頻率的三相平衡交流電實現的方法多採用電

壓源變頻器配合功率開關切換控制產生所希望的輸出

電壓目前常用的控制技術大致分成六步方波調變法

弦波調變法及空間向量調變法三種其中六步方波調

變法的控制最簡單切換損最小但諧波最大而弦波調

變法的實現複雜度適中諧波小但電壓利用率比空間

向量調變法低而空間向量調變法的諧波小電壓利用

率高但實現複雜

本論文係針對空調壓縮機設計以數位訊號處理器

為控制核心的永磁同步馬達驅動器控速方法採用 VF

控制法而功率開關切換訊號則採用注入諧波之弦波調

變 法 [4-6]( 由 於 永 磁 式 同 步 馬 達 在 冷 媒 壓 縮 機 上 的 應

用並不需要很高的動態響應為了成本考量本論文

採用簡單的純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而

功 率 開 關 的 控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法

2

(SPWM)來實現此方法的實現非常簡單但效果與複雜

的空間向量調變法 (SVPWM)類似 )

整體變頻驅動系統包括 DSP 數位控制級與功率驅

動級兩部分

1 DSP 數位控制級為變頻器的數位訊號處理部分使

用 TI 公司的 TMS320F240 做為核心處埋單元內含 AD

轉換電路 解碼 計數電路ＰＷＭ產生器等

2 功率驅動級包含光隔離電路閘極驅動電路電流

感測電路以及電源供應電路等負責控制功率電晶體

( IGBT)的切換以提供馬達運轉所需的電壓

論文結構 本論文內容共分為六章第一章為簡介針對整編

論文的研究動機方向目的作介紹第二章主要是針對

永磁式同步馬達及數學模型的建立與推導過程作介紹

以及空調壓縮機種類及空調原理作簡單介紹第三章則

是對變頻器之控制原理及 PWM 調變方法使用方式作介

紹第四章為整個實驗系統架構及 DSP 控制程式流程詳

加說明第五章為本實驗結果和傳統空調系統作比較

證實本實驗空調系統比傳統空調系統效率更好第六

章為本論文的結論及未來展望

3

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

誌謝

本論文能順利完成首先要感謝蔡孟伸教授與王俊傑

教授這三年來以及邱煌仁教授一年來在我的研究生涯中

細心的指導並不厭其煩的教導我在學術知識使我研

究思考之能力上獲益良多並且感謝中原大學教授們在

我讀研究所時研究過程中授予很多新的知識訊及指

導其次感謝楊宏澤教授邱煌仁教授對論文上所提供

諸多寶貴的意見使本論文更加完整在此致上最誠摯

的謝意

並感謝在二年書報與討論中從學長同學及學弟們

分享到很多電機領域上新知識訊在此還要感謝在電

學 501B 室裡的學長同學及學弟在研究過程中的幫忙

尤其是劉清華熊芝源及許富淵學弟在課業學習上精

神生活上的幫助及謝君艷助教李昭逸學弟在向學校

借儀器設備的幫忙

最後在研究所期間感謝我的父母兄弟姊的幫助

尤其是我太太黃惠君辛苦的負出及三位可愛小朋友潘汶

翰潘汶盛及潘汶思密切配合讓我無後顧之憂的進修

特將此論文獻給我最親愛的家人謹此最終的感謝所有

幫助我的人心中雖有千言萬語在此僅以一聲謝謝

表示我內心深處最由衷的感激

III

目 錄

中文摘要 I

英文摘要 II

誌謝 III

目錄 Ⅳ

圖目錄 Ⅵ

表目錄 Ⅷ

第一章 簡介1

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型4

2-11 前言4

2-12 PM 馬達的分類 5

2-2 壓縮機馬達7

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立11

23-1 永磁式同步馬達 11

2-3-2 永磁式同步馬達數學模型的建立與推導 13

2-4 空調壓縮機 17

1往復式壓縮機17

2螺旋式壓縮機19

3迴轉式壓縮機21

4離心式壓縮機22

5渦卷式壓縮機23

2-41 空調系統基本運作25

2-42 省能變頻空調的研發28

第三章 變頻器之控制原理29

3-1 純量控制法則的原理29

3-2 VF 曲線之設計 32

IV

3-3 脈波寬度調變法(PWM)33

3-31 弦波調變法(SPWM)34

3-32三次諧波注入法 36

第四章 硬體電路及 DSP 控制程式 39

4-11 系統架構圖及說明39

411 驅動馬達之反流器電路架構 40

4-2 DSP 控制單元 42

4-2l 數位訊號處理器42

4-22 數位訊號處理器應用45

4-3 軟體控制程式設計 46

1控制程式(DSP)的建立46

2常數及 MACRO(H)的建立 46

3組譯及連結(bat)的建立46

4-4 功率驅動單元 47

4-41 脈波寬度調變電路 47

l開關切換的特性49

2IGBT 選用 50

3DSP 的 Dead Time 特性 51

4-42 換流器與閘驅動電路 52

4-43 電源供應電路 53

第五章 實驗結果55

5-1 實驗設備55

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果58

第六章 結論及未來研究方向68

參考文獻 70

作者簡歷 73

V

圖目錄

圖 1 PM 馬達的構造圖7

圖 2 馬達構造的比較10

圖 3 線圈未端的比較10

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖16

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖18

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖18

圖 7螺旋式冷媒壓縮解剖圖19

圖 8螺旋式冷媒壓縮運作圖20

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖21

圖 10離心式冷媒壓縮運作圖22

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖24

圖 13冷媒特性曲線圖25

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化26

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖27

圖 16 電壓 頻率曲線比32

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構34

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上35

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖39

圖 20 為整體實驗系統之電路架構40

圖 21 馬達之換流器電路架構41

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖 45

圖 23 PWM 電壓源變頻器48

圖 24 開關切換的特性49

圖 25 閘極驅動電路52

VI

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器56

圖 27 實驗空調系統 57

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果 59

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=44V 峄值電流=180A 本實驗結果60

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=55V 峄值電流=212A 本實驗結果60

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=66V 峄值電流=240A 本實驗結果61

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓=66V 峄值電流=293A

原廠空調系統實驗結果61

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=77V 峄值電流=276A 本實驗結果62

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓=77V 峄值電流=343A

原廠空調系統實驗結果62

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=88V 峄值電流=297A 本實驗結果63

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓=88V 峄值電流=286A

原廠空調系統實驗結果63

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME=4μs

端電壓=100V 峄值電流=311A 本實驗結果64

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓=100V 峄值電流=338A

原廠空調系統實驗結果64

VII

表目錄

表 1 PM 馬達的分類與特點 6

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展

現況 8

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 51

表 4 本實驗所用的永磁同步馬達(變頻)加渦卷式壓縮機再加

R-410A 冷媒所測試結果 66

表 5 傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果 67

VIII

第一章 簡介

台灣位於亞熱帶夏天炎熱且潮濕需要使用大量的

空調系統以改善生活品質因此在夏天的民生用電量

中空調系統的用電量佔最大部分近年來伴隨著經濟

成長國民生活水準提升對於空調系統的需求也成長

快速最近台灣夏天的用電量屢創新高主要因素就是

空調系統的快速増加然而台灣地區人口密度世界 第

二及環保意識抬頭要每年大量擴充發電設備以因應

用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效率

空調系統是改善台灣用電需求的首要課題

近年來發展高效率冷凍空調設備的競賽已經展開

以消耗能源之冠的壓縮機是廠家改善系統運轉效率的

主要目標 [1]目前新世代空調系統使用的馬達以直流

無刷馬達 (DC brushless motor )為主在這裡所謂直流無

刷馬達其實就是永磁同步馬達永磁同步馬達的體積

比感應馬達小轉子慣性小再加上轉子是永久磁鐵

所以啟動性能比較好在相同的負載轉矩下其響應速度

較快 又因為永磁式同步馬達的轉子不需要激磁電流無

轉子損失所以永磁式同步馬達的效率較高且沒有溫升

的問題永磁同步馬達的效率比感應馬達高 10 以上

[2 ]

在中小型空調系統方面最易達成且最有效益的為使

用變頻驅動方式來改變壓縮機轉速與匹配壓縮機之吸入

節流法 ( suc t ion thro t t l ing )以達成容量調變之控制 [3]而

變頻控制方式也由初期的交流變頻驅動 (感應馬達 )逐

1

漸 演 變 到 目 前 最 先 進 的 直 流 變 頻 驅 動 (直 流 無 刷 馬 達 )

[2 ]

在 工 業 應 用 中 常 使 用 純 量 控 制 ( VF) 或 向 量 控 制

(vec tor cont ro l ) 來驅動永磁式同步馬達雖然純量控制

在速度動態響應控速比及控制精度等方面都較向量控

制差但由於純量控制的控制架構簡單實現容易因

此在一些非伺服目的的工業應用上仍然被廣泛採用因

為永磁式同步馬達應用在壓縮機鼓風機上並不要

求非常高的動態性能因此採用 VF 控制策略便可

充分滿足控制性能的需求

由於永磁式同步馬達作變速驅動時需要提供可變振

幅可變頻率的三相平衡交流電實現的方法多採用電

壓源變頻器配合功率開關切換控制產生所希望的輸出

電壓目前常用的控制技術大致分成六步方波調變法

弦波調變法及空間向量調變法三種其中六步方波調

變法的控制最簡單切換損最小但諧波最大而弦波調

變法的實現複雜度適中諧波小但電壓利用率比空間

向量調變法低而空間向量調變法的諧波小電壓利用

率高但實現複雜

本論文係針對空調壓縮機設計以數位訊號處理器

為控制核心的永磁同步馬達驅動器控速方法採用 VF

控制法而功率開關切換訊號則採用注入諧波之弦波調

變 法 [4-6]( 由 於 永 磁 式 同 步 馬 達 在 冷 媒 壓 縮 機 上 的 應

用並不需要很高的動態響應為了成本考量本論文

採用簡單的純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而

功 率 開 關 的 控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法

2

(SPWM)來實現此方法的實現非常簡單但效果與複雜

的空間向量調變法 (SVPWM)類似 )

整體變頻驅動系統包括 DSP 數位控制級與功率驅

動級兩部分

1 DSP 數位控制級為變頻器的數位訊號處理部分使

用 TI 公司的 TMS320F240 做為核心處埋單元內含 AD

轉換電路 解碼 計數電路ＰＷＭ產生器等

2 功率驅動級包含光隔離電路閘極驅動電路電流

感測電路以及電源供應電路等負責控制功率電晶體

( IGBT)的切換以提供馬達運轉所需的電壓

論文結構 本論文內容共分為六章第一章為簡介針對整編

論文的研究動機方向目的作介紹第二章主要是針對

永磁式同步馬達及數學模型的建立與推導過程作介紹

以及空調壓縮機種類及空調原理作簡單介紹第三章則

是對變頻器之控制原理及 PWM 調變方法使用方式作介

紹第四章為整個實驗系統架構及 DSP 控制程式流程詳

加說明第五章為本實驗結果和傳統空調系統作比較

證實本實驗空調系統比傳統空調系統效率更好第六

章為本論文的結論及未來展望

3

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

目 錄

中文摘要 I

英文摘要 II

誌謝 III

目錄 Ⅳ

圖目錄 Ⅵ

表目錄 Ⅷ

第一章 簡介1

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型4

2-11 前言4

2-12 PM 馬達的分類 5

2-2 壓縮機馬達7

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立11

23-1 永磁式同步馬達 11

2-3-2 永磁式同步馬達數學模型的建立與推導 13

2-4 空調壓縮機 17

1往復式壓縮機17

2螺旋式壓縮機19

3迴轉式壓縮機21

4離心式壓縮機22

5渦卷式壓縮機23

2-41 空調系統基本運作25

2-42 省能變頻空調的研發28

第三章 變頻器之控制原理29

3-1 純量控制法則的原理29

3-2 VF 曲線之設計 32

IV

3-3 脈波寬度調變法(PWM)33

3-31 弦波調變法(SPWM)34

3-32三次諧波注入法 36

第四章 硬體電路及 DSP 控制程式 39

4-11 系統架構圖及說明39

411 驅動馬達之反流器電路架構 40

4-2 DSP 控制單元 42

4-2l 數位訊號處理器42

4-22 數位訊號處理器應用45

4-3 軟體控制程式設計 46

1控制程式(DSP)的建立46

2常數及 MACRO(H)的建立 46

3組譯及連結(bat)的建立46

4-4 功率驅動單元 47

4-41 脈波寬度調變電路 47

l開關切換的特性49

2IGBT 選用 50

3DSP 的 Dead Time 特性 51

4-42 換流器與閘驅動電路 52

4-43 電源供應電路 53

第五章 實驗結果55

5-1 實驗設備55

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果58

第六章 結論及未來研究方向68

參考文獻 70

作者簡歷 73

V

圖目錄

圖 1 PM 馬達的構造圖7

圖 2 馬達構造的比較10

圖 3 線圈未端的比較10

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖16

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖18

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖18

圖 7螺旋式冷媒壓縮解剖圖19

圖 8螺旋式冷媒壓縮運作圖20

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖21

圖 10離心式冷媒壓縮運作圖22

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖24

圖 13冷媒特性曲線圖25

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化26

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖27

圖 16 電壓 頻率曲線比32

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構34

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上35

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖39

圖 20 為整體實驗系統之電路架構40

圖 21 馬達之換流器電路架構41

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖 45

圖 23 PWM 電壓源變頻器48

圖 24 開關切換的特性49

圖 25 閘極驅動電路52

VI

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器56

圖 27 實驗空調系統 57

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果 59

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=44V 峄值電流=180A 本實驗結果60

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=55V 峄值電流=212A 本實驗結果60

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=66V 峄值電流=240A 本實驗結果61

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓=66V 峄值電流=293A

原廠空調系統實驗結果61

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=77V 峄值電流=276A 本實驗結果62

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓=77V 峄值電流=343A

原廠空調系統實驗結果62

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=88V 峄值電流=297A 本實驗結果63

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓=88V 峄值電流=286A

原廠空調系統實驗結果63

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME=4μs

端電壓=100V 峄值電流=311A 本實驗結果64

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓=100V 峄值電流=338A

原廠空調系統實驗結果64

VII

表目錄

表 1 PM 馬達的分類與特點 6

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展

現況 8

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 51

表 4 本實驗所用的永磁同步馬達(變頻)加渦卷式壓縮機再加

R-410A 冷媒所測試結果 66

表 5 傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果 67

VIII

第一章 簡介

台灣位於亞熱帶夏天炎熱且潮濕需要使用大量的

空調系統以改善生活品質因此在夏天的民生用電量

中空調系統的用電量佔最大部分近年來伴隨著經濟

成長國民生活水準提升對於空調系統的需求也成長

快速最近台灣夏天的用電量屢創新高主要因素就是

空調系統的快速増加然而台灣地區人口密度世界 第

二及環保意識抬頭要每年大量擴充發電設備以因應

用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效率

空調系統是改善台灣用電需求的首要課題

近年來發展高效率冷凍空調設備的競賽已經展開

以消耗能源之冠的壓縮機是廠家改善系統運轉效率的

主要目標 [1]目前新世代空調系統使用的馬達以直流

無刷馬達 (DC brushless motor )為主在這裡所謂直流無

刷馬達其實就是永磁同步馬達永磁同步馬達的體積

比感應馬達小轉子慣性小再加上轉子是永久磁鐵

所以啟動性能比較好在相同的負載轉矩下其響應速度

較快 又因為永磁式同步馬達的轉子不需要激磁電流無

轉子損失所以永磁式同步馬達的效率較高且沒有溫升

的問題永磁同步馬達的效率比感應馬達高 10 以上

[2 ]

在中小型空調系統方面最易達成且最有效益的為使

用變頻驅動方式來改變壓縮機轉速與匹配壓縮機之吸入

節流法 ( suc t ion thro t t l ing )以達成容量調變之控制 [3]而

變頻控制方式也由初期的交流變頻驅動 (感應馬達 )逐

1

漸 演 變 到 目 前 最 先 進 的 直 流 變 頻 驅 動 (直 流 無 刷 馬 達 )

[2 ]

在 工 業 應 用 中 常 使 用 純 量 控 制 ( VF) 或 向 量 控 制

(vec tor cont ro l ) 來驅動永磁式同步馬達雖然純量控制

在速度動態響應控速比及控制精度等方面都較向量控

制差但由於純量控制的控制架構簡單實現容易因

此在一些非伺服目的的工業應用上仍然被廣泛採用因

為永磁式同步馬達應用在壓縮機鼓風機上並不要

求非常高的動態性能因此採用 VF 控制策略便可

充分滿足控制性能的需求

由於永磁式同步馬達作變速驅動時需要提供可變振

幅可變頻率的三相平衡交流電實現的方法多採用電

壓源變頻器配合功率開關切換控制產生所希望的輸出

電壓目前常用的控制技術大致分成六步方波調變法

弦波調變法及空間向量調變法三種其中六步方波調

變法的控制最簡單切換損最小但諧波最大而弦波調

變法的實現複雜度適中諧波小但電壓利用率比空間

向量調變法低而空間向量調變法的諧波小電壓利用

率高但實現複雜

本論文係針對空調壓縮機設計以數位訊號處理器

為控制核心的永磁同步馬達驅動器控速方法採用 VF

控制法而功率開關切換訊號則採用注入諧波之弦波調

變 法 [4-6]( 由 於 永 磁 式 同 步 馬 達 在 冷 媒 壓 縮 機 上 的 應

用並不需要很高的動態響應為了成本考量本論文

採用簡單的純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而

功 率 開 關 的 控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法

2

(SPWM)來實現此方法的實現非常簡單但效果與複雜

的空間向量調變法 (SVPWM)類似 )

整體變頻驅動系統包括 DSP 數位控制級與功率驅

動級兩部分

1 DSP 數位控制級為變頻器的數位訊號處理部分使

用 TI 公司的 TMS320F240 做為核心處埋單元內含 AD

轉換電路 解碼 計數電路ＰＷＭ產生器等

2 功率驅動級包含光隔離電路閘極驅動電路電流

感測電路以及電源供應電路等負責控制功率電晶體

( IGBT)的切換以提供馬達運轉所需的電壓

論文結構 本論文內容共分為六章第一章為簡介針對整編

論文的研究動機方向目的作介紹第二章主要是針對

永磁式同步馬達及數學模型的建立與推導過程作介紹

以及空調壓縮機種類及空調原理作簡單介紹第三章則

是對變頻器之控制原理及 PWM 調變方法使用方式作介

紹第四章為整個實驗系統架構及 DSP 控制程式流程詳

加說明第五章為本實驗結果和傳統空調系統作比較

證實本實驗空調系統比傳統空調系統效率更好第六

章為本論文的結論及未來展望

3

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

3-3 脈波寬度調變法(PWM)33

3-31 弦波調變法(SPWM)34

3-32三次諧波注入法 36

第四章 硬體電路及 DSP 控制程式 39

4-11 系統架構圖及說明39

411 驅動馬達之反流器電路架構 40

4-2 DSP 控制單元 42

4-2l 數位訊號處理器42

4-22 數位訊號處理器應用45

4-3 軟體控制程式設計 46

1控制程式(DSP)的建立46

2常數及 MACRO(H)的建立 46

3組譯及連結(bat)的建立46

4-4 功率驅動單元 47

4-41 脈波寬度調變電路 47

l開關切換的特性49

2IGBT 選用 50

3DSP 的 Dead Time 特性 51

4-42 換流器與閘驅動電路 52

4-43 電源供應電路 53

第五章 實驗結果55

5-1 實驗設備55

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果58

第六章 結論及未來研究方向68

參考文獻 70

作者簡歷 73

V

圖目錄

圖 1 PM 馬達的構造圖7

圖 2 馬達構造的比較10

圖 3 線圈未端的比較10

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖16

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖18

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖18

圖 7螺旋式冷媒壓縮解剖圖19

圖 8螺旋式冷媒壓縮運作圖20

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖21

圖 10離心式冷媒壓縮運作圖22

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖24

圖 13冷媒特性曲線圖25

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化26

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖27

圖 16 電壓 頻率曲線比32

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構34

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上35

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖39

圖 20 為整體實驗系統之電路架構40

圖 21 馬達之換流器電路架構41

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖 45

圖 23 PWM 電壓源變頻器48

圖 24 開關切換的特性49

圖 25 閘極驅動電路52

VI

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器56

圖 27 實驗空調系統 57

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果 59

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=44V 峄值電流=180A 本實驗結果60

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=55V 峄值電流=212A 本實驗結果60

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=66V 峄值電流=240A 本實驗結果61

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓=66V 峄值電流=293A

原廠空調系統實驗結果61

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=77V 峄值電流=276A 本實驗結果62

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓=77V 峄值電流=343A

原廠空調系統實驗結果62

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=88V 峄值電流=297A 本實驗結果63

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓=88V 峄值電流=286A

原廠空調系統實驗結果63

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME=4μs

端電壓=100V 峄值電流=311A 本實驗結果64

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓=100V 峄值電流=338A

原廠空調系統實驗結果64

VII

表目錄

表 1 PM 馬達的分類與特點 6

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展

現況 8

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 51

表 4 本實驗所用的永磁同步馬達(變頻)加渦卷式壓縮機再加

R-410A 冷媒所測試結果 66

表 5 傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果 67

VIII

第一章 簡介

台灣位於亞熱帶夏天炎熱且潮濕需要使用大量的

空調系統以改善生活品質因此在夏天的民生用電量

中空調系統的用電量佔最大部分近年來伴隨著經濟

成長國民生活水準提升對於空調系統的需求也成長

快速最近台灣夏天的用電量屢創新高主要因素就是

空調系統的快速増加然而台灣地區人口密度世界 第

二及環保意識抬頭要每年大量擴充發電設備以因應

用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效率

空調系統是改善台灣用電需求的首要課題

近年來發展高效率冷凍空調設備的競賽已經展開

以消耗能源之冠的壓縮機是廠家改善系統運轉效率的

主要目標 [1]目前新世代空調系統使用的馬達以直流

無刷馬達 (DC brushless motor )為主在這裡所謂直流無

刷馬達其實就是永磁同步馬達永磁同步馬達的體積

比感應馬達小轉子慣性小再加上轉子是永久磁鐵

所以啟動性能比較好在相同的負載轉矩下其響應速度

較快 又因為永磁式同步馬達的轉子不需要激磁電流無

轉子損失所以永磁式同步馬達的效率較高且沒有溫升

的問題永磁同步馬達的效率比感應馬達高 10 以上

[2 ]

在中小型空調系統方面最易達成且最有效益的為使

用變頻驅動方式來改變壓縮機轉速與匹配壓縮機之吸入

節流法 ( suc t ion thro t t l ing )以達成容量調變之控制 [3]而

變頻控制方式也由初期的交流變頻驅動 (感應馬達 )逐

1

漸 演 變 到 目 前 最 先 進 的 直 流 變 頻 驅 動 (直 流 無 刷 馬 達 )

[2 ]

在 工 業 應 用 中 常 使 用 純 量 控 制 ( VF) 或 向 量 控 制

(vec tor cont ro l ) 來驅動永磁式同步馬達雖然純量控制

在速度動態響應控速比及控制精度等方面都較向量控

制差但由於純量控制的控制架構簡單實現容易因

此在一些非伺服目的的工業應用上仍然被廣泛採用因

為永磁式同步馬達應用在壓縮機鼓風機上並不要

求非常高的動態性能因此採用 VF 控制策略便可

充分滿足控制性能的需求

由於永磁式同步馬達作變速驅動時需要提供可變振

幅可變頻率的三相平衡交流電實現的方法多採用電

壓源變頻器配合功率開關切換控制產生所希望的輸出

電壓目前常用的控制技術大致分成六步方波調變法

弦波調變法及空間向量調變法三種其中六步方波調

變法的控制最簡單切換損最小但諧波最大而弦波調

變法的實現複雜度適中諧波小但電壓利用率比空間

向量調變法低而空間向量調變法的諧波小電壓利用

率高但實現複雜

本論文係針對空調壓縮機設計以數位訊號處理器

為控制核心的永磁同步馬達驅動器控速方法採用 VF

控制法而功率開關切換訊號則採用注入諧波之弦波調

變 法 [4-6]( 由 於 永 磁 式 同 步 馬 達 在 冷 媒 壓 縮 機 上 的 應

用並不需要很高的動態響應為了成本考量本論文

採用簡單的純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而

功 率 開 關 的 控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法

2

(SPWM)來實現此方法的實現非常簡單但效果與複雜

的空間向量調變法 (SVPWM)類似 )

整體變頻驅動系統包括 DSP 數位控制級與功率驅

動級兩部分

1 DSP 數位控制級為變頻器的數位訊號處理部分使

用 TI 公司的 TMS320F240 做為核心處埋單元內含 AD

轉換電路 解碼 計數電路ＰＷＭ產生器等

2 功率驅動級包含光隔離電路閘極驅動電路電流

感測電路以及電源供應電路等負責控制功率電晶體

( IGBT)的切換以提供馬達運轉所需的電壓

論文結構 本論文內容共分為六章第一章為簡介針對整編

論文的研究動機方向目的作介紹第二章主要是針對

永磁式同步馬達及數學模型的建立與推導過程作介紹

以及空調壓縮機種類及空調原理作簡單介紹第三章則

是對變頻器之控制原理及 PWM 調變方法使用方式作介

紹第四章為整個實驗系統架構及 DSP 控制程式流程詳

加說明第五章為本實驗結果和傳統空調系統作比較

證實本實驗空調系統比傳統空調系統效率更好第六

章為本論文的結論及未來展望

3

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

圖目錄

圖 1 PM 馬達的構造圖7

圖 2 馬達構造的比較10

圖 3 線圈未端的比較10

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖16

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖18

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖18

圖 7螺旋式冷媒壓縮解剖圖19

圖 8螺旋式冷媒壓縮運作圖20

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖21

圖 10離心式冷媒壓縮運作圖22

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖24

圖 13冷媒特性曲線圖25

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化26

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖27

圖 16 電壓 頻率曲線比32

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構34

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上35

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖39

圖 20 為整體實驗系統之電路架構40

圖 21 馬達之換流器電路架構41

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖 45

圖 23 PWM 電壓源變頻器48

圖 24 開關切換的特性49

圖 25 閘極驅動電路52

VI

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器56

圖 27 實驗空調系統 57

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果 59

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=44V 峄值電流=180A 本實驗結果60

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=55V 峄值電流=212A 本實驗結果60

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=66V 峄值電流=240A 本實驗結果61

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓=66V 峄值電流=293A

原廠空調系統實驗結果61

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=77V 峄值電流=276A 本實驗結果62

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓=77V 峄值電流=343A

原廠空調系統實驗結果62

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=88V 峄值電流=297A 本實驗結果63

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓=88V 峄值電流=286A

原廠空調系統實驗結果63

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME=4μs

端電壓=100V 峄值電流=311A 本實驗結果64

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓=100V 峄值電流=338A

原廠空調系統實驗結果64

VII

表目錄

表 1 PM 馬達的分類與特點 6

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展

現況 8

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 51

表 4 本實驗所用的永磁同步馬達(變頻)加渦卷式壓縮機再加

R-410A 冷媒所測試結果 66

表 5 傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果 67

VIII

第一章 簡介

台灣位於亞熱帶夏天炎熱且潮濕需要使用大量的

空調系統以改善生活品質因此在夏天的民生用電量

中空調系統的用電量佔最大部分近年來伴隨著經濟

成長國民生活水準提升對於空調系統的需求也成長

快速最近台灣夏天的用電量屢創新高主要因素就是

空調系統的快速増加然而台灣地區人口密度世界 第

二及環保意識抬頭要每年大量擴充發電設備以因應

用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效率

空調系統是改善台灣用電需求的首要課題

近年來發展高效率冷凍空調設備的競賽已經展開

以消耗能源之冠的壓縮機是廠家改善系統運轉效率的

主要目標 [1]目前新世代空調系統使用的馬達以直流

無刷馬達 (DC brushless motor )為主在這裡所謂直流無

刷馬達其實就是永磁同步馬達永磁同步馬達的體積

比感應馬達小轉子慣性小再加上轉子是永久磁鐵

所以啟動性能比較好在相同的負載轉矩下其響應速度

較快 又因為永磁式同步馬達的轉子不需要激磁電流無

轉子損失所以永磁式同步馬達的效率較高且沒有溫升

的問題永磁同步馬達的效率比感應馬達高 10 以上

[2 ]

在中小型空調系統方面最易達成且最有效益的為使

用變頻驅動方式來改變壓縮機轉速與匹配壓縮機之吸入

節流法 ( suc t ion thro t t l ing )以達成容量調變之控制 [3]而

變頻控制方式也由初期的交流變頻驅動 (感應馬達 )逐

1

漸 演 變 到 目 前 最 先 進 的 直 流 變 頻 驅 動 (直 流 無 刷 馬 達 )

[2 ]

在 工 業 應 用 中 常 使 用 純 量 控 制 ( VF) 或 向 量 控 制

(vec tor cont ro l ) 來驅動永磁式同步馬達雖然純量控制

在速度動態響應控速比及控制精度等方面都較向量控

制差但由於純量控制的控制架構簡單實現容易因

此在一些非伺服目的的工業應用上仍然被廣泛採用因

為永磁式同步馬達應用在壓縮機鼓風機上並不要

求非常高的動態性能因此採用 VF 控制策略便可

充分滿足控制性能的需求

由於永磁式同步馬達作變速驅動時需要提供可變振

幅可變頻率的三相平衡交流電實現的方法多採用電

壓源變頻器配合功率開關切換控制產生所希望的輸出

電壓目前常用的控制技術大致分成六步方波調變法

弦波調變法及空間向量調變法三種其中六步方波調

變法的控制最簡單切換損最小但諧波最大而弦波調

變法的實現複雜度適中諧波小但電壓利用率比空間

向量調變法低而空間向量調變法的諧波小電壓利用

率高但實現複雜

本論文係針對空調壓縮機設計以數位訊號處理器

為控制核心的永磁同步馬達驅動器控速方法採用 VF

控制法而功率開關切換訊號則採用注入諧波之弦波調

變 法 [4-6]( 由 於 永 磁 式 同 步 馬 達 在 冷 媒 壓 縮 機 上 的 應

用並不需要很高的動態響應為了成本考量本論文

採用簡單的純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而

功 率 開 關 的 控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法

2

(SPWM)來實現此方法的實現非常簡單但效果與複雜

的空間向量調變法 (SVPWM)類似 )

整體變頻驅動系統包括 DSP 數位控制級與功率驅

動級兩部分

1 DSP 數位控制級為變頻器的數位訊號處理部分使

用 TI 公司的 TMS320F240 做為核心處埋單元內含 AD

轉換電路 解碼 計數電路ＰＷＭ產生器等

2 功率驅動級包含光隔離電路閘極驅動電路電流

感測電路以及電源供應電路等負責控制功率電晶體

( IGBT)的切換以提供馬達運轉所需的電壓

論文結構 本論文內容共分為六章第一章為簡介針對整編

論文的研究動機方向目的作介紹第二章主要是針對

永磁式同步馬達及數學模型的建立與推導過程作介紹

以及空調壓縮機種類及空調原理作簡單介紹第三章則

是對變頻器之控制原理及 PWM 調變方法使用方式作介

紹第四章為整個實驗系統架構及 DSP 控制程式流程詳

加說明第五章為本實驗結果和傳統空調系統作比較

證實本實驗空調系統比傳統空調系統效率更好第六

章為本論文的結論及未來展望

3

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器56

圖 27 實驗空調系統 57

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果 59

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=44V 峄值電流=180A 本實驗結果60

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=55V 峄值電流=212A 本實驗結果60

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=66V 峄值電流=240A 本實驗結果61

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓=66V 峄值電流=293A

原廠空調系統實驗結果61

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=77V 峄值電流=276A 本實驗結果62

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓=77V 峄值電流=343A

原廠空調系統實驗結果62

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME

=4μs端電壓=88V 峄值電流=297A 本實驗結果63

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓=88V 峄值電流=286A

原廠空調系統實驗結果63

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD TIME=4μs

端電壓=100V 峄值電流=311A 本實驗結果64

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓=100V 峄值電流=338A

原廠空調系統實驗結果64

VII

表目錄

表 1 PM 馬達的分類與特點 6

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展

現況 8

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 51

表 4 本實驗所用的永磁同步馬達(變頻)加渦卷式壓縮機再加

R-410A 冷媒所測試結果 66

表 5 傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果 67

VIII

第一章 簡介

台灣位於亞熱帶夏天炎熱且潮濕需要使用大量的

空調系統以改善生活品質因此在夏天的民生用電量

中空調系統的用電量佔最大部分近年來伴隨著經濟

成長國民生活水準提升對於空調系統的需求也成長

快速最近台灣夏天的用電量屢創新高主要因素就是

空調系統的快速増加然而台灣地區人口密度世界 第

二及環保意識抬頭要每年大量擴充發電設備以因應

用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效率

空調系統是改善台灣用電需求的首要課題

近年來發展高效率冷凍空調設備的競賽已經展開

以消耗能源之冠的壓縮機是廠家改善系統運轉效率的

主要目標 [1]目前新世代空調系統使用的馬達以直流

無刷馬達 (DC brushless motor )為主在這裡所謂直流無

刷馬達其實就是永磁同步馬達永磁同步馬達的體積

比感應馬達小轉子慣性小再加上轉子是永久磁鐵

所以啟動性能比較好在相同的負載轉矩下其響應速度

較快 又因為永磁式同步馬達的轉子不需要激磁電流無

轉子損失所以永磁式同步馬達的效率較高且沒有溫升

的問題永磁同步馬達的效率比感應馬達高 10 以上

[2 ]

在中小型空調系統方面最易達成且最有效益的為使

用變頻驅動方式來改變壓縮機轉速與匹配壓縮機之吸入

節流法 ( suc t ion thro t t l ing )以達成容量調變之控制 [3]而

變頻控制方式也由初期的交流變頻驅動 (感應馬達 )逐

1

漸 演 變 到 目 前 最 先 進 的 直 流 變 頻 驅 動 (直 流 無 刷 馬 達 )

[2 ]

在 工 業 應 用 中 常 使 用 純 量 控 制 ( VF) 或 向 量 控 制

(vec tor cont ro l ) 來驅動永磁式同步馬達雖然純量控制

在速度動態響應控速比及控制精度等方面都較向量控

制差但由於純量控制的控制架構簡單實現容易因

此在一些非伺服目的的工業應用上仍然被廣泛採用因

為永磁式同步馬達應用在壓縮機鼓風機上並不要

求非常高的動態性能因此採用 VF 控制策略便可

充分滿足控制性能的需求

由於永磁式同步馬達作變速驅動時需要提供可變振

幅可變頻率的三相平衡交流電實現的方法多採用電

壓源變頻器配合功率開關切換控制產生所希望的輸出

電壓目前常用的控制技術大致分成六步方波調變法

弦波調變法及空間向量調變法三種其中六步方波調

變法的控制最簡單切換損最小但諧波最大而弦波調

變法的實現複雜度適中諧波小但電壓利用率比空間

向量調變法低而空間向量調變法的諧波小電壓利用

率高但實現複雜

本論文係針對空調壓縮機設計以數位訊號處理器

為控制核心的永磁同步馬達驅動器控速方法採用 VF

控制法而功率開關切換訊號則採用注入諧波之弦波調

變 法 [4-6]( 由 於 永 磁 式 同 步 馬 達 在 冷 媒 壓 縮 機 上 的 應

用並不需要很高的動態響應為了成本考量本論文

採用簡單的純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而

功 率 開 關 的 控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法

2

(SPWM)來實現此方法的實現非常簡單但效果與複雜

的空間向量調變法 (SVPWM)類似 )

整體變頻驅動系統包括 DSP 數位控制級與功率驅

動級兩部分

1 DSP 數位控制級為變頻器的數位訊號處理部分使

用 TI 公司的 TMS320F240 做為核心處埋單元內含 AD

轉換電路 解碼 計數電路ＰＷＭ產生器等

2 功率驅動級包含光隔離電路閘極驅動電路電流

感測電路以及電源供應電路等負責控制功率電晶體

( IGBT)的切換以提供馬達運轉所需的電壓

論文結構 本論文內容共分為六章第一章為簡介針對整編

論文的研究動機方向目的作介紹第二章主要是針對

永磁式同步馬達及數學模型的建立與推導過程作介紹

以及空調壓縮機種類及空調原理作簡單介紹第三章則

是對變頻器之控制原理及 PWM 調變方法使用方式作介

紹第四章為整個實驗系統架構及 DSP 控制程式流程詳

加說明第五章為本實驗結果和傳統空調系統作比較

證實本實驗空調系統比傳統空調系統效率更好第六

章為本論文的結論及未來展望

3

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

表目錄

表 1 PM 馬達的分類與特點 6

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展

現況 8

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 51

表 4 本實驗所用的永磁同步馬達(變頻)加渦卷式壓縮機再加

R-410A 冷媒所測試結果 66

表 5 傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果 67

VIII

第一章 簡介

台灣位於亞熱帶夏天炎熱且潮濕需要使用大量的

空調系統以改善生活品質因此在夏天的民生用電量

中空調系統的用電量佔最大部分近年來伴隨著經濟

成長國民生活水準提升對於空調系統的需求也成長

快速最近台灣夏天的用電量屢創新高主要因素就是

空調系統的快速増加然而台灣地區人口密度世界 第

二及環保意識抬頭要每年大量擴充發電設備以因應

用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效率

空調系統是改善台灣用電需求的首要課題

近年來發展高效率冷凍空調設備的競賽已經展開

以消耗能源之冠的壓縮機是廠家改善系統運轉效率的

主要目標 [1]目前新世代空調系統使用的馬達以直流

無刷馬達 (DC brushless motor )為主在這裡所謂直流無

刷馬達其實就是永磁同步馬達永磁同步馬達的體積

比感應馬達小轉子慣性小再加上轉子是永久磁鐵

所以啟動性能比較好在相同的負載轉矩下其響應速度

較快 又因為永磁式同步馬達的轉子不需要激磁電流無

轉子損失所以永磁式同步馬達的效率較高且沒有溫升

的問題永磁同步馬達的效率比感應馬達高 10 以上

[2 ]

在中小型空調系統方面最易達成且最有效益的為使

用變頻驅動方式來改變壓縮機轉速與匹配壓縮機之吸入

節流法 ( suc t ion thro t t l ing )以達成容量調變之控制 [3]而

變頻控制方式也由初期的交流變頻驅動 (感應馬達 )逐

1

漸 演 變 到 目 前 最 先 進 的 直 流 變 頻 驅 動 (直 流 無 刷 馬 達 )

[2 ]

在 工 業 應 用 中 常 使 用 純 量 控 制 ( VF) 或 向 量 控 制

(vec tor cont ro l ) 來驅動永磁式同步馬達雖然純量控制

在速度動態響應控速比及控制精度等方面都較向量控

制差但由於純量控制的控制架構簡單實現容易因

此在一些非伺服目的的工業應用上仍然被廣泛採用因

為永磁式同步馬達應用在壓縮機鼓風機上並不要

求非常高的動態性能因此採用 VF 控制策略便可

充分滿足控制性能的需求

由於永磁式同步馬達作變速驅動時需要提供可變振

幅可變頻率的三相平衡交流電實現的方法多採用電

壓源變頻器配合功率開關切換控制產生所希望的輸出

電壓目前常用的控制技術大致分成六步方波調變法

弦波調變法及空間向量調變法三種其中六步方波調

變法的控制最簡單切換損最小但諧波最大而弦波調

變法的實現複雜度適中諧波小但電壓利用率比空間

向量調變法低而空間向量調變法的諧波小電壓利用

率高但實現複雜

本論文係針對空調壓縮機設計以數位訊號處理器

為控制核心的永磁同步馬達驅動器控速方法採用 VF

控制法而功率開關切換訊號則採用注入諧波之弦波調

變 法 [4-6]( 由 於 永 磁 式 同 步 馬 達 在 冷 媒 壓 縮 機 上 的 應

用並不需要很高的動態響應為了成本考量本論文

採用簡單的純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而

功 率 開 關 的 控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法

2

(SPWM)來實現此方法的實現非常簡單但效果與複雜

的空間向量調變法 (SVPWM)類似 )

整體變頻驅動系統包括 DSP 數位控制級與功率驅

動級兩部分

1 DSP 數位控制級為變頻器的數位訊號處理部分使

用 TI 公司的 TMS320F240 做為核心處埋單元內含 AD

轉換電路 解碼 計數電路ＰＷＭ產生器等

2 功率驅動級包含光隔離電路閘極驅動電路電流

感測電路以及電源供應電路等負責控制功率電晶體

( IGBT)的切換以提供馬達運轉所需的電壓

論文結構 本論文內容共分為六章第一章為簡介針對整編

論文的研究動機方向目的作介紹第二章主要是針對

永磁式同步馬達及數學模型的建立與推導過程作介紹

以及空調壓縮機種類及空調原理作簡單介紹第三章則

是對變頻器之控制原理及 PWM 調變方法使用方式作介

紹第四章為整個實驗系統架構及 DSP 控制程式流程詳

加說明第五章為本實驗結果和傳統空調系統作比較

證實本實驗空調系統比傳統空調系統效率更好第六

章為本論文的結論及未來展望

3

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

第一章 簡介

台灣位於亞熱帶夏天炎熱且潮濕需要使用大量的

空調系統以改善生活品質因此在夏天的民生用電量

中空調系統的用電量佔最大部分近年來伴隨著經濟

成長國民生活水準提升對於空調系統的需求也成長

快速最近台灣夏天的用電量屢創新高主要因素就是

空調系統的快速増加然而台灣地區人口密度世界 第

二及環保意識抬頭要每年大量擴充發電設備以因應

用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效率

空調系統是改善台灣用電需求的首要課題

近年來發展高效率冷凍空調設備的競賽已經展開

以消耗能源之冠的壓縮機是廠家改善系統運轉效率的

主要目標 [1]目前新世代空調系統使用的馬達以直流

無刷馬達 (DC brushless motor )為主在這裡所謂直流無

刷馬達其實就是永磁同步馬達永磁同步馬達的體積

比感應馬達小轉子慣性小再加上轉子是永久磁鐵

所以啟動性能比較好在相同的負載轉矩下其響應速度

較快 又因為永磁式同步馬達的轉子不需要激磁電流無

轉子損失所以永磁式同步馬達的效率較高且沒有溫升

的問題永磁同步馬達的效率比感應馬達高 10 以上

[2 ]

在中小型空調系統方面最易達成且最有效益的為使

用變頻驅動方式來改變壓縮機轉速與匹配壓縮機之吸入

節流法 ( suc t ion thro t t l ing )以達成容量調變之控制 [3]而

變頻控制方式也由初期的交流變頻驅動 (感應馬達 )逐

1

漸 演 變 到 目 前 最 先 進 的 直 流 變 頻 驅 動 (直 流 無 刷 馬 達 )

[2 ]

在 工 業 應 用 中 常 使 用 純 量 控 制 ( VF) 或 向 量 控 制

(vec tor cont ro l ) 來驅動永磁式同步馬達雖然純量控制

在速度動態響應控速比及控制精度等方面都較向量控

制差但由於純量控制的控制架構簡單實現容易因

此在一些非伺服目的的工業應用上仍然被廣泛採用因

為永磁式同步馬達應用在壓縮機鼓風機上並不要

求非常高的動態性能因此採用 VF 控制策略便可

充分滿足控制性能的需求

由於永磁式同步馬達作變速驅動時需要提供可變振

幅可變頻率的三相平衡交流電實現的方法多採用電

壓源變頻器配合功率開關切換控制產生所希望的輸出

電壓目前常用的控制技術大致分成六步方波調變法

弦波調變法及空間向量調變法三種其中六步方波調

變法的控制最簡單切換損最小但諧波最大而弦波調

變法的實現複雜度適中諧波小但電壓利用率比空間

向量調變法低而空間向量調變法的諧波小電壓利用

率高但實現複雜

本論文係針對空調壓縮機設計以數位訊號處理器

為控制核心的永磁同步馬達驅動器控速方法採用 VF

控制法而功率開關切換訊號則採用注入諧波之弦波調

變 法 [4-6]( 由 於 永 磁 式 同 步 馬 達 在 冷 媒 壓 縮 機 上 的 應

用並不需要很高的動態響應為了成本考量本論文

採用簡單的純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而

功 率 開 關 的 控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法

2

(SPWM)來實現此方法的實現非常簡單但效果與複雜

的空間向量調變法 (SVPWM)類似 )

整體變頻驅動系統包括 DSP 數位控制級與功率驅

動級兩部分

1 DSP 數位控制級為變頻器的數位訊號處理部分使

用 TI 公司的 TMS320F240 做為核心處埋單元內含 AD

轉換電路 解碼 計數電路ＰＷＭ產生器等

2 功率驅動級包含光隔離電路閘極驅動電路電流

感測電路以及電源供應電路等負責控制功率電晶體

( IGBT)的切換以提供馬達運轉所需的電壓

論文結構 本論文內容共分為六章第一章為簡介針對整編

論文的研究動機方向目的作介紹第二章主要是針對

永磁式同步馬達及數學模型的建立與推導過程作介紹

以及空調壓縮機種類及空調原理作簡單介紹第三章則

是對變頻器之控制原理及 PWM 調變方法使用方式作介

紹第四章為整個實驗系統架構及 DSP 控制程式流程詳

加說明第五章為本實驗結果和傳統空調系統作比較

證實本實驗空調系統比傳統空調系統效率更好第六

章為本論文的結論及未來展望

3

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

漸 演 變 到 目 前 最 先 進 的 直 流 變 頻 驅 動 (直 流 無 刷 馬 達 )

[2 ]

在 工 業 應 用 中 常 使 用 純 量 控 制 ( VF) 或 向 量 控 制

(vec tor cont ro l ) 來驅動永磁式同步馬達雖然純量控制

在速度動態響應控速比及控制精度等方面都較向量控

制差但由於純量控制的控制架構簡單實現容易因

此在一些非伺服目的的工業應用上仍然被廣泛採用因

為永磁式同步馬達應用在壓縮機鼓風機上並不要

求非常高的動態性能因此採用 VF 控制策略便可

充分滿足控制性能的需求

由於永磁式同步馬達作變速驅動時需要提供可變振

幅可變頻率的三相平衡交流電實現的方法多採用電

壓源變頻器配合功率開關切換控制產生所希望的輸出

電壓目前常用的控制技術大致分成六步方波調變法

弦波調變法及空間向量調變法三種其中六步方波調

變法的控制最簡單切換損最小但諧波最大而弦波調

變法的實現複雜度適中諧波小但電壓利用率比空間

向量調變法低而空間向量調變法的諧波小電壓利用

率高但實現複雜

本論文係針對空調壓縮機設計以數位訊號處理器

為控制核心的永磁同步馬達驅動器控速方法採用 VF

控制法而功率開關切換訊號則採用注入諧波之弦波調

變 法 [4-6]( 由 於 永 磁 式 同 步 馬 達 在 冷 媒 壓 縮 機 上 的 應

用並不需要很高的動態響應為了成本考量本論文

採用簡單的純量控制法來控制永磁式同步馬達運轉而

功 率 開 關 的 控 制 訊 號 則 採 用 注 入 諧 波 之 弦 波 調 變 法

2

(SPWM)來實現此方法的實現非常簡單但效果與複雜

的空間向量調變法 (SVPWM)類似 )

整體變頻驅動系統包括 DSP 數位控制級與功率驅

動級兩部分

1 DSP 數位控制級為變頻器的數位訊號處理部分使

用 TI 公司的 TMS320F240 做為核心處埋單元內含 AD

轉換電路 解碼 計數電路ＰＷＭ產生器等

2 功率驅動級包含光隔離電路閘極驅動電路電流

感測電路以及電源供應電路等負責控制功率電晶體

( IGBT)的切換以提供馬達運轉所需的電壓

論文結構 本論文內容共分為六章第一章為簡介針對整編

論文的研究動機方向目的作介紹第二章主要是針對

永磁式同步馬達及數學模型的建立與推導過程作介紹

以及空調壓縮機種類及空調原理作簡單介紹第三章則

是對變頻器之控制原理及 PWM 調變方法使用方式作介

紹第四章為整個實驗系統架構及 DSP 控制程式流程詳

加說明第五章為本實驗結果和傳統空調系統作比較

證實本實驗空調系統比傳統空調系統效率更好第六

章為本論文的結論及未來展望

3

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

(SPWM)來實現此方法的實現非常簡單但效果與複雜

的空間向量調變法 (SVPWM)類似 )

整體變頻驅動系統包括 DSP 數位控制級與功率驅

動級兩部分

1 DSP 數位控制級為變頻器的數位訊號處理部分使

用 TI 公司的 TMS320F240 做為核心處埋單元內含 AD

轉換電路 解碼 計數電路ＰＷＭ產生器等

2 功率驅動級包含光隔離電路閘極驅動電路電流

感測電路以及電源供應電路等負責控制功率電晶體

( IGBT)的切換以提供馬達運轉所需的電壓

論文結構 本論文內容共分為六章第一章為簡介針對整編

論文的研究動機方向目的作介紹第二章主要是針對

永磁式同步馬達及數學模型的建立與推導過程作介紹

以及空調壓縮機種類及空調原理作簡單介紹第三章則

是對變頻器之控制原理及 PWM 調變方法使用方式作介

紹第四章為整個實驗系統架構及 DSP 控制程式流程詳

加說明第五章為本實驗結果和傳統空調系統作比較

證實本實驗空調系統比傳統空調系統效率更好第六

章為本論文的結論及未來展望

3

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

第二章 永磁式同步馬達及空調壓縮機模型

2-11前言

馬達的省能在於減少一次側銅損二次側銅損機械

損和變動負載損最近由於同步馬達轉子構造的最適化

及磁性材料的高性能化及變頻驅動技術的進步使 PM

馬達能架構出高效率的系統 [7]

PM 馬達分成轉子表面貼附永久磁鐵的表面磁鐵型

SPM (Surface Permanent Magnet )與轉子鐵心內部埋入永

久磁鐵構造的 IPM (In ter ior Permanent Magnet )兩種型

式 PM 馬達的轉子磁極使用永久磁鐵不會有二次銅

損還有 IPM 凸極構造的同步電動機因為能更加的靈

活運用其磁阻轉矩因而獲致更高效率的運轉此方面

的特點尤其受到大家所關注PM 馬達的控制原理必須

檢測出轉子磁極的絕對位置但由於回授裝置成本較

高因此目前重要的控制技術之一就是無需位置速

度檢出器的控制技術 (sensor less cont ro l ) [7]

一般產業在可變速的用途上早期使用感應電動機為

主只要以簡單的 VF 控制就能得到不錯的運轉性能

但是從小型化高效率化及低價格化的觀點來看 PM

馬達當然有更良好的性能以實現此方面的需求因此

本文乃以 PM 馬達的特點及其控制方式作為最近的變頻

器驅動技術動向介紹

4

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

2-12PM馬達的分類

同步馬達分為 SPM 與 IPM 二大類其特點如表 1 所

示 [7] SPM 馬達由於永久磁鐵在轉子表面體積較小

慣性較小使用快速嚮應系統因為不會產生磁阻轉矩

轉矩特性的線性度較好但是在構造上由於使用在高速

範圍內離心力強度提高永久磁鐵有必要設置固定的

保護環

IPM 馬達由於永久磁鐵埋入於轉子內部因離心力而

有使磁鐵飛出這方面的問題要比 SPM 馬達有利的多

IPM1 磁場的凸極性被設計成很小此型式具有比較好的

線性轉矩另外製造成本也比 SPM 低使用於低響應

速度的系統 IPM2 的轉子具有凸極的磁場不僅產生磁

場轉矩而且也產生磁阻轉矩雖然其轉矩線性度較差

但利用此磁阻轉矩可獲得高效率的運轉

5

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

6

表 1 PM 馬達的分類與特點 [7]

N

S

N

S

N

S

分類 特點 功能 用途 技術的課題 轉子造型

SPM

IPM 1

IPM 2

非 凸極性(Ld=Lq)

凸極性(Ldlt=Lq)

具 凸極性(LdltltLq)

快速響應系統

快速響應系統

省能(效率優先)

廣域的運轉範圍

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償高效率運轉sensor less 控制轉矩的線性控制參數變動補償

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制

啟動位置檢出磁鐵的溫度補償sensor less 控制參數變動補償

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

7

2-2 壓縮機馬達

PM 馬達的構造如圖 -1 所示 [7]

1

圖 1 PM 馬達的構造 [7]

表 2[8]為 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替代

冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造廠

商 所 發 表 之 壓 縮 機 與 馬 達 的 最 新 技 術 除 了 以

R410A(HFC 冷媒 )代替 R22 冷媒應用於小型迴轉式空調機

之中以外與以往最大的不同是包括東芝開利 (Toshiba

Carr ier Co )三洋電機 (Sanyo Elec t r ic Co )三菱電機

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

8

(Mi tsubish i Elec t r ic Co )等廠商均是採用集中繞組式馬達

取代傳統分散繞組式馬達以達到降低銅損鐵損與噪

音的目的而且也降低了壓縮機馬達的製造成本與重量

表 2 日本主要小型空調機製造廠的壓縮機馬達最新技術發展現況

[8]

公司名稱 發展技術簡述

日立製作所

1根據R410A與R22的不同 將汽缸(渦卷式壓縮機)容積行程最佳化 以提升壓縮效率2增加渦卷底部厚度以改善壓縮室洩漏損失而提高容積效率 3改變軸承材料降低摩擦 減少機械損失並採用合適POE潤滑油增加壓縮機信賴度 4採用高效率磁石 快速 IGBT PAM 變頻迴路提升馬達效率

東芝

1採用高壓力 小環循量雙缸迥轉式壓縮機 使 R410A 冷媒的特性發揮最大 並使用與 HCF 冷媒相溶性高水解性低的潤滑油提升壓縮機信賴度 2以新型集中繞組式馬達取代傳統分散繞組式馬達降低銅線使用量 35 並因此降低銅損 使用電磁銅板 磁石材質最佳化而降低鐵損 3改良變頻迴路(PAM)降低高調波減少EMl 並降低噪3dB 4使用高速演算性能的 DSP(ADMC328) 驅動電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的炬形 120 度導通加上線圈利用率的提升在冷暖定格條件下可降低馬達 損失15W

1使用蔭直流雙缸迴贛轉式壓縮櫝機 及新冷媒 R410A 2採用更小型輕量化的集中繞組式直流無刷馬達 與傅繞分傲繞組馬達比簌較 壓縮機的重量與體積降低 15 而總效率升 6

3集中繞組的使用可減少到只需 60 的銅線量 並因而降低 30 銅損 並因定子 齒部形狀的最佳化而降低了10 的鐵損 與分散式繞組比較效率上升 1~3 尤其低轉速區域最明顯 4集中繞組式馬達的生產製程與組製均更簡單 另外絕絕材質改採樹脂成型品 更有助馬達的輕量化

三洋

三菱電機

1採用高效率雙缸迥轉式壓縮機 及新冷媒 R410A 2使用可大幅改善馬達效率的集中繞組式直流馬達 3以 6 極 9 槽集中繞組取代以往的 4極 24槽分散繞組 集中繞組可降低銅損 轉子多極化可降低鐵損與噪音 4壓縮元件密封長度與裕度均依冷媒 R410A 的特性最佳化 5選舉使用烷基苯叫(alkylbenzen) 型潤滑油於 HFC 冷媒中 因此不需改變飪任何連接管件即可取代原來的R22系統

三菱重工1使用天然冷媒 CO2 替代目前渦卷式汽車空調系統使用的 R134a 以防止全球曖化硯象 2便使用靜壓輔助軸承以提升在高氣體推力下 CO2渦卷式壓縮機的效率與信賴度 3目前選用 PAG 為CO2冷媒壓縮樓潤滑油

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

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[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

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[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

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70

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Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

壓縮機馬達是空調機中電能消耗量最大的因數為了提

升節能效果以高效率直流無刷馬達作為空調機內之壓

縮機馬達

與傳統分散式繞組系統 (d is t r ibuted winding sys tem)

不同的是集中繞組式系統直接將銅線繞在定子核心的齒

部上因此可以實現高效率小巧精實輕量化以及

低成本的馬達 [8]

在有關節能技術最有效的方法方面各製造商均將壓

縮機馬達改用成直流無刷馬達目前將永磁式磁石嵌入

轉子核心內部的內置式馬達已經成為主流以如此的搭

配磁阻轉矩可以有效被利用而且構造也相對的簡單

最近在此領域中高磁力的稀土類磁石被用來替代鐵

氧磁石而且電機鋼板也做得更薄以達到更高的效率如

此的安排是有效的改善效率特別注重定子的繞組系統

而且積極地投入集中繞組式直流無刷馬達的產品發展以

替代傳統的分散繞組式直流無刷馬達比起傳統馬達

所開發的馬達同時滿足高效率與低成本的要求並且提升

了生產力與品質

新型馬達的定子有 6 槽當轉子與傳統馬達有相同的

IPM 架構時轉子的形狀已針對 6 槽的定子最佳化了

定子線圈使用集中繞組式系統在此系統中線圈藉由名

為繞線筒 (bobbin)的塑膠絕緣器直接繞在定子的齒部使

用此種方式因為線圈延伸穿過定子核心末端面的部份

徹底降低了所以線圈圓周長可以大量的縮短比起傳

9

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

10

統馬達銅線量可以降低約 35因而節省資源並降低

成本 [8]

藉由線圈周長的大量 降低以及利用高密度粗線捲

繞繞組阻抗比起傳統馬達可以降低約 40正比於繞

組阻抗的降低銅損也跟著降低非常多結果可以提升

馬達的效率 [8]

圖 2圖 3 新舊型馬達構造的的差異 [8]

圖 2 馬達構造的比較

圖 3 線圈未端的比較

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

2-3 永磁式同步馬達數學模型的建立

目前已被應用或可能被應用在冷凍空調系統變速驅

動的馬達包括有 三相感應電機 ( Induct ion Motor IM )直

流無刷馬達 (DC Brushless Motor DCBLM)永磁式同步

馬達 (Permanent Magnet Synchronous Motor PMSM)及切

換式磁阻馬達 (Swi tched Reluc tance Motor SRM)等

而變頻驅動技術的壓縮機馬達有 三相感應電機

永磁式同步馬達而永磁式同步馬達的效率和耗功皆比

三相感應電機為佳

2-3-1永磁式同步馬達

永磁式同步電動機與直流無刷電動機的轉子上均有

永久磁鐵而定子繞組皆為三相繞組 其差別在於永磁

同步電動機的反電勢為正弦波而無刷直流電動機的反

電勢為梯形波 反電勢為正弦波形其脈動轉矩較小

速度運轉範圍較廣將用於需要精密控制的場合

一般表面黏著磁極 (SPM ) 同步伺服電動機其 q 軸

及 d 軸的電感值相同因此無磁阻轉矩而且在高速弱

磁控制時易使其磁鐵去磁影響性能 故多操作在定

轉矩區

而 IPM 式同步伺服電動機另一種將磁鐵安裝於轉子

內部結構更為堅固能承受更高轉速其 q 軸及 d 軸

電感值不相等 其電磁轉矩包含凸極效應的磁阻轉矩

調節其 軸電流以控制此磁阻轉矩並將達到高效率控

制的目的

ed

11

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

一般交流感應電機變頻的空調系統可比定頻的空調

系統節能達 20以上而直流無刷變頻的空調系統將

又比交流感應電機變頻的空調系統節能達 10以上

[2 ]值得注意的是 由於電力電子技術的突飛猛進加

上磁石來源充裕磁石製程技術與具永久磁石馬達之轉

子的組裝技術成熟新型式的小型空調機上已逐漸採

用更省能的直流無刷變頻控制系統

此外由於一般中小型空調用之壓縮機其所使用之

無刷馬達乃密閉於壓縮機的外殼內將面臨高溫高壓

與充滿具腐蝕性冷媒的環境因此無刷馬達的結構與

各項元件所使用之材質皆需特殊考慮同時也無法

安置檢出馬達轉子磁極位置感測器 (如 Hal l Sensor )故

而在控制上需應用所謂無感測控制理論而此控制方

法需要運算大量資抖此為空調變頻一項新的課題

近年來由於半導體技術的進步使得以往需許多電

子零件方能達成需求的控制電路可由數位訊號處理器

(DSP)來達成而且運算速度更快可運算之資料更龐

大整體控制器的製作成本也比以往低了許多變頻控

制的空調系統最大的特點在於能達成省能靜音急

冷暖與恆溫等各項環保與舒適的空調環境

12

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

13

rqdos s abcsf K f=

]

2-32永磁式同步馬達數學模型的建立與推導

永磁式同步馬達因其結構具有高耦合的非線性及時

變等特性使得控制起來較為複雜因此為了消除永磁

式同步馬達之高耦合時變非線性的結構特性以及簡化永

磁式同步馬達的數學模型而引入座標轉換理論以除去

永磁式同步馬達非線性時變的參數將 abc 三相系統的

數學模式轉換成轉子旋轉標系統下 dq 二軸數學模式

而 abc 三相系統與 dq 及 0 軸間的幾何關係如圖 4 所示

而 0 軸為零相序的量座標軸轉換關係式為 [9-14]

式中

[

T

qdos qs ds os

Tabcs as bs cs

f f f f

f f f f

⎡ ⎤= ⎣ ⎦

= (2 )

asf 及 為 abc 三相系統之電壓電流或磁

通鏈量

bsf csf

qsf 及 為轉子旋轉同步座標軸轉換之 d q

及 0 軸量

dsf osf

轉換矩陣 rsΚ 為

2 2cos cos cos3 3

2 2sin sin sin3 3

1 1 12 2 2

r r r

rs r r r

23

π πθ θ θ

π πθ θ θ

⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛minus +⎜ ⎟ ⎜⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛Κ = minus +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜

⎝ ⎠ ⎝⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

⎞⎟⎠⎞⎟⎠

(3 )

反轉換矩陣 為 1( )rs

minusΚ

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

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per formance genera l ized d iscont inuous PWM

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

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程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

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[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

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[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

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[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

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[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

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[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

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71

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[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

1

cos sin 12 2( ) cos sin 13 3

2 2cos sin 13 3

r r

rs r r

r r

θ θπ πθ θ

π πθ θ

minus

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞Κ = minus minus⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎛ ⎞ ⎛ ⎞+ +⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ (4 )

其中

dtrr int= ωθ (5 )

rω 為轉子角速度

rθ 為轉子角度

將三相 abc 系統轉換至轉子旋轉座標軸系統可分別得

d q 及 0 軸之磁通鏈

slss

mdsdds

qsqqs

iLiL

iL

00

=+=

=

λλλ

λ

(6)

其 為 q 軸電感 為 d 軸電感qL dL mλ 為轉子等效至定子

側之磁通分鏈電壓方程式為

ssss

dasqsdssds

qsdsqssqs

sqdsqdsqdssqd

abcsabcssabcs

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

dtdirv

000

0000

λ

λωλ

λωλ

λωλ

λ

+=

+minus=

++=rArr

++=rArr

+=

(7 )

14

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

15

在三相平衡系統下零相序的量為零將公式(6)代入公

式(7)整理後得永磁式同步電動機之電壓方程式為

qsqrdsdssds

mdsdrqsqssqs

iLiLdtdrv

iLiLdtdrv

ω

λω

minus+=

+++=

)(

)()(

(8 )

永磁式同步馬達的轉矩

( ) ( )3 32 2 2 2

p pe ds qs qs ds d q qs ds m qs

N NT i i L L i iλ λ λ i⎡ ⎤prime= minus = minus +⎣ ⎦

(9)

其中在 (9)式中 qsmiλ 是永久磁鐵與 q 軸電流產生的磁場

轉矩 項則是利用凸極性由 d q 軸磁阻的差

產生的磁阻轉矩在非凸極狀態下 ＝

dsqsqd iiLL )( minus

dL qL 沒有磁阻轉

矩而一般埋入型造成逆凸極性 ＜ 多生負的磁阻

轉矩

dL qL

qs dsv v 交直軸定子電壓

qs dsi i 交直軸定子電流

pN 極數

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

16

as axisminus

a sf

qs axisminusqsfbs axisminus

bsf

cs axisminuscsf d axisminusdsf

rω

rω

rθ

rθ

圖 4 三相系統和轉子旋轉座標轉換關係圖

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

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[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

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[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

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[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

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[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

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[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

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[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

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[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

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[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

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[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

2-4空調壓縮機

台灣的空調產業市場規模大技術成熟技師工程

公司及使用者等對於各種型式的冷媒壓縮機並不陌生

由於壓縮機設計機構與使用場合特性的限制市場上對

於不同冷凍噸數的需求已有若干 rdquo最佳冷媒壓縮機型式 rdquo

的認知如小噸數的迴轉與渦卷式中型機的螺旋式

與大噸數的離心機等近年來機械加工及設計技術不

斷的發展各種型式的壓縮機均有不斷延伸使用範圍的

趨勢也就會有相同噸數 不同壓縮機的選擇問題發生

[15]

空調系統四大組成 壓縮機冷凝器膨脹閥及蒸

發器而空調系統心臟是壓縮機空調用壓縮機可分為

往復式壓冷媒縮機螺旋式冷媒壓縮機迴轉式冷媒壓

縮機離心式冷媒壓縮機渦卷式冷媒壓縮機等等

1往復式壓縮機

冷媒壓縮機的選用因素很多性能僅是其間的因素之

一今年起在能委會及工研院的大力推動下台灣空

調機組的效率管制已經進入一個新的紀元冷媒壓縮機

是空調系統的核心適當的選用合適的壓縮機可以讓

空調設備及系統效率有效的提昇

往復式冷媒壓縮機歷史悠久 各製造廠商均有成熟

的生產能力與完整的技術資料與螺旋與渦卷式壓縮機

相比往復式是唯一有進排氣閥片機構的一種壓縮機

17

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

18

型式在冷凍空調上的應用缺點是無法承受液壓縮

當系統不穩定或是瞬間大量的回油易損壞壓縮機優

點則是壓縮機排氣時程與壓縮機內外壓差有關

圖 5 所示為往復式冷媒壓縮運作圖 [16](a)為吸入低

壓汽體冷媒 (b) 為壓縮冷媒並使成為高壓汽體冷媒輸

出

(a ) (b )

圖 5 往復式冷媒壓縮運作圖 [16]

圖 6 往復式冷媒壓縮內部構造解剖圖 [15]由馬達運

轉帶動冷媒壓縮的活塞吸入低壓汽體冷媒再加壓成高壓

汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成空調運作

時序

圖 6 往復式冷媒壓縮解剖圖

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

19

2螺旋式壓縮機

螺 旋 式 壓 縮 機 在 中 大 型 冷 媒 壓 縮 機 已 經 是 一 個 主

流台灣因為有兩家世界級的製造商 - - -復盛以及漢鐘

加以進口品牌的大力推廣 (Trane Carr ier Hi tachi 等 )國

內中大型空調市場幾乎無其他型式壓縮機存在的空間

螺旋機的結構緊湊零件單純壓縮時序少構成壓

縮室的部份均為剛體可承受一定程度的液壓縮加以

各廠家多半有容調閥及節能器的設計螺旋機因此可以

廣泛的在空調領域裡應用國際常見的螺旋機一般由 40

冷凍噸 (RT)起

圖 7 為螺旋式冷媒壓縮內部解剖圖 [15]由馬達運轉

帶動冷媒壓縮機兩條螺旋狀長條螺桿把低壓汽體冷媒加

壓成高壓汽體再由出氣口吐出帶動冷熱交換完成

空調運作時序

圖 7 螺旋式冷媒壓縮解剖圖 [15]

圖 8 螺旋式冷媒壓縮時序運作時序圖 [17] (A)圖冷

媒吸入吐出過程(B) (C)和 (D)吸入低壓汽體冷媒

(D)同時把吸入口密閉(E)(F)把冷媒加壓成高壓汽體

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

20

(G) 再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交換

完成空調運作時序

圖 8 螺旋式冷媒壓縮運作圖 [17]

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

21

3迴轉式壓縮機

冷媒壓縮機需求量最大的是窗型冷氣機的市場也就

是冷凍能力約 12 冷凍噸 (RT)到 2 冷凍噸 (RT)的範圍且

目前此一市場仍舊是迴轉式壓縮機的天下

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17] (A)打開吸入口吸

入低壓汽體冷媒(B)關閉吸入口開始壓縮冷媒(C)(D)

和 (E)壓縮冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷

熱交換完成空調運作時序

圖 9 迴轉式冷媒壓縮運作圖 [17]

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

22

4離心式壓縮機

不同於往復式螺旋式和渦卷式壓縮機（三者都是正

排量）離心式壓縮機靠著離心力作用帶動葉輪轉動因

此有較低的冷媒壓力主要用於大型空調設備

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]由馬達帶動推進輪

高速帶動擴散葉片利用離心做用由進氣口吸入低壓

汽體冷媒再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱

交換完成空調運作時序運作

圖 10 離心式冷媒壓縮運作圖 [17]

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

5渦卷式壓縮機

渦卷式壓縮機是一個較新的商品雖然渦卷機構的構

想被提出已近 100 年如同螺旋機渦卷式壓縮機也具

有零件少動件單純無進排氣閥門等優勢不同的是

渦卷式壓縮機多半被應用在中小噸數現有的產品多半

是全密式設計

隨著單一渦卷壓縮機的排氣量日益放大壓縮機單價

越來越高實用上漸有半密式設計的需求

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運作圖 [18][19] (A)進氣開

始起始運轉後的固定角度開始進氣吸入低壓汽體冷

媒 (B)壓縮行程開始進氣腔完全密封後並且開始將

平順的壓縮室縮小 (C)壓縮行程進行中相對密閉的壓

縮室內逐漸增壓 (D)排氣行程不斷移動的壓縮腔開始

與排氣緣口連通同時中壓室仍持續壓縮低壓腔持

續進氣再由出氣口吐出高壓汽體冷媒帶動冷熱交

換完成空調運作時序運作(E)可以顯示壓縮機構的另

一個特點 運轉中的渦卷壓縮室是對稱的內部受力可以

互相平衡

(A) (B) (C) (D) (E)排氣緣口

圖 11 渦卷式冷媒壓縮運 [18-19]

23

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

圖 12 渦卷式冷媒壓縮內部解剖圖 [15][19]

渦卷式壓縮機有零件少低震動噪音以及高效率等

優點在空調領域的應用正在逐漸擴展之中

圖 12 渦卷式冷媒壓縮解剖 [15-19]

24

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

2-41 空調系統基本運作

壓力

過冷區

等溫線

飽和液體線

等乾燥線

毛細管

焓

蒸發器 等熵線

壓縮機

等壓線

飽和氣體線

等容線

過熱線

等焓線

臨界點

飽和區

冷凝器

圖 13 冷媒特性曲線圖

莫利爾線圖依冷媒種類之不同而異如圖 13 中之縱

座 標 表 示 冷 媒 之 絕 對 壓 力 橫 座 標 表 示 焓 (entha lpy)

[17]並分成三個區域過冷却區過熱區飽和區

莫利爾線圖與冷凍循環過程

冷凍裝置之四個基本循環過程即壓縮冷凝膨脹

蒸發與莫利爾線圖之關係如圖 14 所示 [17]

(1 ) 蒸發器內冷媒的變化理想狀態下是以等壓狀態蒸

發冷媒吸收冷凍空間之熱量故焓值増加

(2 ) 冷凍在汽缸內以斷熱方式壓縮即壓縮時沿等熵線

25

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

變化壓縮機作功的熱當量等於汽缸出入口冷媒焓值

變化

(3 ) 高壓高溫的過熱氣態冷媒在冷凝器內以等壓狀態冷

凝氣態冷媒之熱量被冷却水或空氣移除而逐漸變

化成液態冷媒

(4 ) 液態冷媒經膨脹閥而等焓膨脹變化成低溫汽氣態冷

媒以垂直線表示

圖 14 莫利爾線圖與冷凍循環中冷媒狀態變化冷媒壓縮機測試基準

[17]

由公式 (10) (11)及圖 15 得知 [15]透過冷凝器膨

脹閥與蒸發器的控制調整壓縮機入口狀態 (S1)的溫度與

26

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

壓力以及壓縮機出口 (S2)的壓力 ( 12 SS minus =輸入能量 )量

測壓縮機的入力 (kW)以及冷媒流量 m在以 S2 的實際壓

力與指定的過冷度可求得 S3 狀態最後由理想的等焓

膨脹求得 S4 的焓值 ( 14 SS minus =輸出能量 )冷媒壓縮機的性

能係數 (Coeff ic ient of Performance COP)定義如下

效率 =輸出能量

輸入能量 (10)

1214

SSSSCOP

minusminus

= (11)

壓力

焓

S3

S4S1

S2

圖 15冷凍空調系統中的莫利爾線圖[15]

27

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

2-42 省能變頻空調的研發

為了省能源及避免大氣層破壞與溫室效應空調系統

技術因應方法

(1)採用新冷媒 HFC-410A

使用的替代冷媒有 R407C 和 R410A 兩種而

R407C 和 R22 相近因為 R410A 的系統壓力為 R22

冷媒的 16 倍主要優點有 R410A 的冷媒特性比

R407C 優異對於能源效率的提昇較有助益 [20]

(2)採用變頻控制

採用變頻控制可較傳統的 R-22 變頻機種大幅

提升 COP 達 127~149[20]

(3)採用直流無刷馬達搭載渦卷式壓縮機 [8]

VF 加諧波注入法控制變頻器搭配直流無刷馬

達使其相電流波形可趨近於正弦波形此控制配

合下述之壓縮機馬達可產生高出力與高效率優點

並對噪音改善提供良方

(4)壓縮機

採用 R-410A 冷媒壓縮機開發成小型化與輕量

化渦卷式壓縮機高效率等優點 而 R-410A 冷媒

密度高壓縮室之吸氣入口與吐出口流速得以減低

使得壓損降低提高了壓縮效率渦卷式高速化壓

縮比與運轉負荷變化範圍廣效率得以提升 [20]

28

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

第三章 變頻器之控制原理

永磁式同步馬達之驅動方法計有純量向量及直接

轉矩控制等等其中純量控制是以 Vf 比值為一定之開迴

路控制也就是泛用型變頻器採用之控制方法此法不

需要馬達轉速回授最為簡單 向量控制即是所謂的磁場

導向控制自 60 年代發展出此理論後由於此法能將永

磁式同步馬達等效成他激式直流馬達大幅簡化永磁式

同步馬達數學模型加以微處理器的進步終使得永磁

式同步馬達成為今日工業控制的主流現今對於此控制

方法的相關研究也最多 直接轉矩控制則是最新的永磁

式同步馬達控制方法它是依據磁通與轉矩誤差直接

選擇適當的電壓向量使誤差收斂適用於需要快速轉矩

響應的場合由於永磁式同步馬達應用在空調系統時

並不要求非常高的動態性能因此本論文將採用 VF 控

制策略來作控制永磁式同步馬達以下就 VF 控制的原

理作介紹 [4] [5] [9 ] [10] [11] [12] [13] [21]

3-1 純量控制法則的原理

純量控制即電壓 頻率控制 ( VF Contro l )也稱變壓

變頻控制 ( Var iable Vol tage Var iable Frequency Contro l

VVVF ) [21] 一般而言V f 控制是種開迴路的控制方

法不需迴授馬達的轉速其基本原理乃是變頻控制

根據轉速命令調整馬達供應電源的頻率亦即變頻器的

輸出頻率

29

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

為了保持馬達的磁通在一定的大小並使馬達的運轉

效率最高也必須調整變頻器輸出電壓的大小使得馬

達電壓與運轉頻率的比例維持一定值馬達的磁通大小

與此比值大小成正比所以若定子電源頻率減少 10

而定子電壓大小保持固定時則馬達鐵心磁通將會增加

約 10當馬達磁化曲線未飽和時磁化電流大約增加

10然而若此時馬達磁化曲線已飽和要同樣增加的

磁通量則需要大於 10的磁化電流為了防止過大的磁

化電流降低馬達效率無論何時定子電壓必需與電源

頻率保持正比

由同步旋轉座標系的電壓方程式 (8)可表示為 [4][5]

mdsdqsqqssqs

qsqdsddssds

iLiLirv

iLiLirv

ωλ+ω++=

ωminus+=amp

amp

(12)

在同步旋轉座標系中定子磁通的穩態值為直流量

為了考慮定子電壓大小與定子磁場強度的關係我們將

由向量控制的角度來推導純量控制假設同步旋轉座標

系的 d 軸與定子磁通向量同相位且定子磁場強度為固定

值即

0 0 ds s qs dspλ λ λ λ= = = (13)

將公式 (13)代入公式 (12)式可得

qs s qs ds

ds s ds

v r i

v r i

ω λ= +

= (14)

在不考慮定子電阻壓降的前題下定子電壓大小興定

子磁場強度的關係近似為

30

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

s sV ω λasymp (15)

因此就一個電壓控制型的變頻器而言只要維持定

子電壓的振幅與頻率的比率即可驅動永磁式同步馬達

在設定的頻率下運轉即開迴路的 V F 控制

31

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

32

3-2 VF曲線之設計

為了使永磁式同步馬達平滑啟動必須規劃 VF 曲

線在本論文中使用以下幾個轉折點作規劃如圖 16 所

示 [4] [13] [21]

(1 )啟動頻率 ( s ta r t f requency )=1Hz

(2)最低運轉頻率 (Min imum f requency )=30Hz

(3)最低頻率電壓 (Min imum vol tage )=33V

(4)最大運轉頻率 (Maximum f requency )=90Hz

(5)最大頻率電壓 (Maximum vol tage )=100V

電壓(V)

最大頻

率電壓

啟動頻率 最高運轉頻率最低運轉頻率 頻率(Hz)

圖 16 電壓 頻率 ( V f )曲線

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

3-3 脈波寬度調變法(PWM)

永磁式同步馬達的轉速主要由輸入電壓的振幅及頻

率控制而一般的市電只能提供某些特定振幅及頻率的

電源例如 220V 60Hz雖然可以經由變壓器等設備來

改變電壓的振幅但不容易改變其頻率因此一般的

市電並不適合作為同步馬達變速控制使用目前大多利

用 脈 波 寬 度 調 變 (PWM)的 技 術 以 同 時 達 到 改 變 電 壓 振

幅及頻率的目的即將期望的電壓波形利用高頻的載波

切割使輸出電壓的基本波等於期望的電壓而由於同

步馬達是一個電感性負載因此 PWM 電壓中的高頻諧波

會自動濾除在輸出電流波形中高頻諧波並不明顯同

步馬達仍然可以很平順的跟隨期望轉速運轉

本論文採用電壓源變頻器作為同步馬達的驅動器而

電壓源變頻器的調變方式主要有弦波調變法 (SPWM)及

空間向量調變法 (SVPWM)兩種其中 SPWM 的實現方式

較簡單但其線電壓 ( )的線性調變區只能達到直流鏈

電壓 ( )的 8667 而 SVPWM 的實現雖然較複雜但其

線電壓的線性調變區可以達到 l00的 因此在電壓利

用率的考量下 SVPWM 較常被採用但在市面上很多

日本製的變頻器常利用三次諧波注入法或多次諧波注入

法以提高 SPWM 的電壓利用率 (與 SVPWM 相同 )同時保

持其實現簡單的優點 [4] [5 ] [6]以下小節就弦波調變

法及諧波注入法作介紹

LLV

dcV

dcV

33

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

34

csV

3-31 弦波調變法(SPWM)

圖 17 為三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構

圖 [4]其中主要包含了將三相交流電源整流為直流電源

的整流器三對由功率元件所組成的切換開關及決定

開關切換狀態的觸發控制電路所組成本小節主要針對

弦波調變法作說明其工作原理為 直接將三相的電壓命

令訊號 及 與一高頻的三角波訊號作比較當電壓

命令訊號大於三角波時上臂導通對中性點 S 的輸出

電壓為

asV

bsV

2dcV 相反的若電壓命令訊號小於三角波時

下臂導通對中性點輸出電壓為 2dcVminus

圖 17 三相電壓源脈波寬度調變變頻器的基本架構圖

在實際應用中載波頻率一般遠大於電壓命令訊號的

頻率因此在一個三角波週期內可將電壓命令視為一

固定值如圖 18 所示 [4]在一個三角波週期內對中性點

S 的平均輸出電壓可表示為

( ) ( )2 2 1os dc tri tri dc triV V T T T T V T T+ minus += minus = minus 2 ( 16)

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

35

其中 T +代表上臂導通時間 T minus代表下上臂導通時

間而代表三角波週期由圖 18 可算出上臂導通時間為

( )

1 2

0

tri tri

tri tri tri

tri

T if

T T V V if V V

if V V

+

⎧ gt⎪⎪= + le⎨⎪

V V

lt minus⎪⎩ ( 17)

其中 及 分別代表三角波的振幅及輸入電壓命令

的瞬間值

triV V

因此對中性點 S 的輸出電壓平均值為

( )( )

2

si 2

tri dc tri

os

dc

V V V if V VV

gn V V else

⎧ le⎪= ⎨⎪⎩

( 18)

由 (17)式可以看出弦波調變的輸出電壓的線性區介於

[ ]2 2dc dcV Vminus o

圖 18 一個三角波週期內電壓命令訊號與上臂導通時間

的關係圖

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

36

3-32 諧波注入法

在弦波調發法中輸出電壓的線性調變區介於 2dcVminus

與 2dcV 之間電壓利用率太低可能無法提供足夠的電

壓使 IPM 馬達在額定頻率及額定負載附近運轉為了提

高電壓利用率有所謂的三次諧波注入法其工作原理

如下所示 [4 ] [5] [6]

假設原始的三相電壓命令可表示為

( )( )

sin

sin 2 3

sin 2 3

as

bs

cs

V V

V V

V V

θ

θ π

θ π

=

= minus

= + ( 19)

其中 V為電壓向量的大小而 θ為電壓向量與 sd -軸的夾

角

若在三相電壓命令中分別加入 l 6 振幅的三次諧波

則 (19)式可改寫為

( )( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( )

sin 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

sin 2 3 6 sin 3 2 3

sin 2 3 6 sin 3

as

bs

cs

V V V

V V V

V V

V V V

V V

θ θ

θ π θ π

θ π θ

θ π θ π

θ π θ

= +

= minus + minus

= minus +

= + + +

= + +

(20)

其中 及 分別為三次諧波注入之後的三相電壓命

令

3asV

3bsV 3csV

利用下式的三角恆等式

( ) 3sin 3 3sin 4sinα α α= minus ( 21)

可將 (20)式改寫為

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

37

( ) ( ) 33 3 2 sin 2 3 sinasV V Vθ θ= minus

( 22)

將 (21)式對 sinθ 作微分可得

( ) 23 3 2 2sinasV V θ⎡ ⎤= minus⎣ ⎦

( 23)

峰值發生在 (22)式等於零的地方即 sin 3 2θ = plusmn

( )60 120 240 300θ = o o o o 而且峰值降為 ( )3 2 V同理 B 相及

C 相也可以得到相同的結果因此輸出電壓的線性調

變區會由原來的 [ ]2 2dc dcV Vminus 擴展為 3 3dc dcV V⎡ ⎤minus⎣ ⎦

由 (20)式可以看出所謂的三次諧波注入法即是在原

先的三相電壓命令 (19) 式中同時加入 ( )6 sin 3V θ由 (19)

式此一電壓可化簡為

( ) ( ) ( )( )

3

2

6 sin 3 2 sin 2 3 sin

2 2 3 sinas as

V V V

V V

θ θ θ

θ

= minus

= minus (24)

由 (19)式可得

sin asV Vθ = (25)

將 (25)式代入 (24)式化簡後三次諧波可以直接由 A 相

的電壓命令來表示即

( ) ( ) 3 23 2 2 3 e erd as as ds qsV V V V V= minus + 2

(26)

其中 為三次諧波量 3rdV

因此三次諧波注入法的實現步驟如下所示

步驟 l 算出三相基本電壓命令 及 asV

bsV csV

步驟 2由 (26)式算出三次諧波 3rdV

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

步驟 3 將步驟 2 所算出的三次諧波量分別加入步驟

l 的三相基本電壓命令中並將計算結果代入 C 算

出 UV 及 W 三個比較暫存器的比較值 uC 及

載入三個比較暫存器即可

0( )V

vC wC

38

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

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[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

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[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

39

第四章 硬體電路及 DSP控制程式

4-11 系統架構圖及說明

本論文所研製變頻空調壓縮機驅動器主要由 DSP

數位控制單元與功率驅動單元所組成 DSP 數位控制單

元包含整體驅動系統核心之高性能數位訊號處理器 功率

驅動級單元則包含電源供應器閘極驅動電路反流器

圖 19 為變頻空調壓縮機驅動器系統方塊圖 [4] [5 ]

變壓變頻控制器

PWM變

頻器

控制命令

DSP數位控制單元

VF 壓縮機

功率驅動單元

圖 19 變頻空調壓縮機驅動器系統架構圖

圖 20 為整體實驗系統之電路架構圖 [4] [5 ]DSP 由

AD 轉換器接收室內機的控制命令訊號經由馬達控制

程式運算後產生對應的 PWM 控制訊號再經由光耦合

IC 送入功率驅動級的驅動電路控制電壓源變頻器產生

適當的交流電壓 完成整體變頻空調壓縮機驅動器可變電

壓可變頻率之控制

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

40

壓縮機

閘級驅動電路

DSPTMS320F240

室內機

0-5V

+

-

+

-

Vdc直流310V

功率驅動電路

圖 20 為整體實驗系統之電路架構

4-12驅動馬達之換流器電路架構

一個伺服系統通常由兩個主要部份所構成一為功率

級負責功率放大另一為控制器負責控制迴路補償

圖 21 為工業級的交流伺服驅動系統功率級 [4] [5]首

先將市電經交直流轉換建立一穩定直流鏈電壓通常為

六開關的橋式調變轉換器經由高頻的脈寬調變切換

可將直流鏈電壓轉換為脈寬調變電壓如此可經由責任

比來控制輸出電壓大小可以明顯看出驅動馬達之換流

器電路架構十分簡單主要是因馬達本身具有低通濾波

特性所調變的脈寬訊號可直接輸出至馬達不需任何濾

波電路脈寬調變主要的目的在於能夠以高效率的方式

線性的控制輸出電壓產生驅動馬達所需之變頻變壓

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

41

電能提高載波頻率會降低電流漣波進而提高馬達的

效率與降低諧波干擾但另一方面也會增加功率開關損

失降低電壓放大線性度然而對於大功率的電源供應

級切換頻率被嚴格限制過高的切換頻率會造成元件

毀損因此無法任意提高切換頻率降低電流諧波過

大的電流漣波會造成馬達力矩干擾產生嚴重音頻噪音

b1

b2

b3

b4

b5

b6

220V60Hz

vs

vc

+

minus

DC-AC inverter

圖 21 馬達之換流器電路架構

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

4-2 DSP控制單元

4-2l 數位訊號處理器

本論文欲實現一個以 DSP 控制方式的對稱型脈寬調

變方式的變頻空調壓縮機驅動器 在實驗系統中以軟體

方式來實現整體控制單元的命令運算及控制程序的運作

處理以軟體撰寫程式來達成控制法則的運算具有以下

優點 (1)使用軟體控制方式沒有類比元件老化及需維修

調整的問題同時對環境變化不敏感可靠度較高 (2)

軟體控制程式撰寫修改容易使用上有較大的彈性

而欲使高切換速率的變頻器透過軟體控制程式來實

現則需經由一顆具有優異執行速度和計算能力的數位

訊號處理器送出命令訊號至閘級驅動電路以及獲得

所需的回授資料等前級動作而為了能讓實驗室與產業

界結合在 DSP 的選擇上必須同時考慮到成本和體積

等問題故本系統選擇 TI 公司所生產之 TMS320F240 為

系統核心以下將 DSP 控制單元分為數位訊號處理器與

軟體控制程式設計兩部份來作介紹

TMS320F240 是 TMS320C24x 系列 DSP 的一個型

號屬於 TMS320C2000 定點 DSP 的一種其結合了低

價格低功率及高效能於一身主要應用於數位馬達和

馬達控制

TMS320F240 的 執 行 速 度 為 20MIPS(mil l ions of

ins t ruc t ions per second)且具有一組事件管理者 (EVA

PWM 輸出QEP 輸入 )以及 ADC(類比 數位轉換器 )極

適合發展單一晶片伺服運動控制器以下我們就來介紹

42

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

TMS320LF240 的特性功能及其腳位作用 [23] [24]

[25]

(1) TMS320LF240 特性說明

高效能靜態 (High-Performance Sta t ic )CMOS 技術

(a )50ns 指令週期時間 (20MHz)

(b)20MIPS 工作效能

(c )5V 電壓設計

(2) TMS320C2XXDSP 核心 CPU 架構

(a )32 位元中央算數邏輯單元 (CALU)

(b)32 位元累積器 (ACC)

(3) 晶片內部記憶體

(a )16K words(16 b i t s )的程式記憶體

(b)544 words 的資料記憶體

(c )SCISPI Boot loader

(4) 2 個事件管理者模組 (EVA)各包含以下特色

(a )3 個 16 b i t 一般功能計時器

(b)12 個 16 b i t 脈波寬度調變 (PWM)通道脈波寬度

調變 (PWM)之中央或邊緣校準可使用外部

PDPINTA 這支 PIN 腳將 PWM 緊急停止動作

(c )可程式化短路防止時間 (Dead- t ime)防止功率晶體

發生短路錯誤

(d)個外部事件時間標記的捕抓單元

(5 ) 內建位置編碼界面電路

(a )同步類比轉數位轉變

43

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

(b )可做交流感應 BLDC交換磁阻步進馬達控制

設計適合多種馬達和整流器控制

(6) 外部記憶體界面

(a )64K 程式記憶體空間

(b)64K 資料記憶體空間

(c )64K I O 空間

(d)32K 全域資料空間

(7) Watch Dog(WD)計時模組

(8)10 Bi t 類比 數位轉變 (ADC)

(a )16 個多路輸入通道

(b)轉換時間 6us

(9) 串列傳輸界面 (SCI)

(10)16 b i t 串列週邊界面 (SPI)模組

(11)相位鎖相迴路 (PLL)基礎之時脈產生

(12)28 支獨立可程式化雙向之一般功用 I O PIN

(13)6 個外部中斷 (電源驅動保護 Reset NMI 3 個遮

罩式 (Maskable)中斷 )

(14)電源管理者

(a ) 3 個 Power-Down 模式

(b)各個獨立週邊皆有能力 Power-Down

(15) 即時 JTAG 模擬功能 IEEE 標準 11491(JTAG)

(16) 發展工具包含

(a )TI ANSIC Compi ler Assembler Linker Code

Composer Studio Debugger

(b)評估模組或 EVMDSP240

(c )XDS510PP 模擬器

44

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

45

4-22 數位訊號處理器應用

TMS320F240 控制板提供三對 Ful l Compare 的 PWM

開關控制輸出只要將 UV 及 W 三相的比較值分別

載入三個比較暫存器即可輸出電壓與比較值的關係如

圖 22 所示數學式可表示為 [4] [5 ]

( )0 02z z dC V T T V V= minus c (27)

其中 與 分別為期望的輸出電壓與直流漣電壓 C 為

比較值 為載波週期 (非對稱型 )或載波週期的一半

(對稱型 )

0V dcV

zT

因此不論純量控制或向量控制只要算出三相的電

壓命令分別代入 (27)式求得三相的比較值載入三個比

較暫存器印完成即

2

2

2

u z z as d

v z z bs d

w z z cs d

C T T V V

C T T V V

C T T V V

= minus

= minus

= minus

c

c

c

wC

(28)

其中 及 分別為三相的比較值 uC vC

圖 22 F240 控制板的輸出電壓與比較值的關係圖

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

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圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

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72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

4-3軟體控制程式設計

軟體控制部份是以 DSP 組合語言撰寫控制程式DSP

程式設計流程在架構上是由下列數個迴圈所組成包括

系統初始化VF 控制函數的計算電流訊號的 AD 轉

換數位 PWM 訊號的計算與輸出

DSP 程式設計流程如下

(1 ) 控制程式 (DSP)的建立

(a ) 系統初始化 DSP 暫存器的初始值設定

(b) 中斷服務控制暫存器的設定

(c ) AD 轉換介面的偏移歸零

(d) 中斷服務程式命令頻率的設定

(e ) 讀入電流迴授值

( f ) VF 函數的運算

(g) 電流的限制與壓抑

(h) 輸出電壓的限制

( i )PWM 的運算

(2) 常數及 MACRO(h)的建立 包含 PWM 暫存器的

常數VF 取線的相關常數AD 轉換值及一些運

算 MARCO 檔如此有利於系統參數的修改

(3) 組譯及連結 ( bat)的建立 將控制程式 ( asm)組譯成

( obj )檔再與已規劃之系統檔 ( cmd)連結即產生可

執行檔 ( out )此執行檔載入程式記憶體後交由

主控器執行控制程序

46

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

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(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

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參考文獻

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光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

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[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

4-4功率驅動單元

本系統功率驅動單元由下列電路所組成

(1)脈波寬調變變電路

(2)反流器與閘驅動電路

(3)電源供應電路

本節將就這些電路的設計及相關原理作詳細介紹

4-41脈波寬度調變電路

PWM 電壓源變頻器的基本構成如圖 23 所示 [4]

[5 ]其工作時序是220V 交流電壓經橋式整流器整流為

直流大電壓( )310V 輸入供給驅動器但是需要一個平

穩的直流電源供給驅動器將直流大電壓轉換為三相交

流形式供給永磁式同步馬達使用才能有一個平穩的

交流電輸出使馬達能平穩的運轉但濾波用的平滑電

容 ( )瞬間充電電容二端是短路的而強大的電流會使

整流器損毀必須加入緩衝電路緩衝電路是電源投入

瞬間平滑電容充電時經過電阻 (R)限制電流保護整流器

等變頻器電源建立後啟動 Relay 電源經由 Relay a(Na)

接點供給驅動器

dcV

cV

驅動器驅動方式是以 PWM 方式控制開關元件的切換

時序 將直流大電壓轉換為三相交流形式供給永磁式

同步馬達使用 屬於電壓源變頻器 (PWM VSI)圖 23

電壓源變頻器的 PWM 控制方式是對電壓控制訊號脈波

寬度加以調變來控制開關元件的 ONOFF 時間比例

使得等效輸出電壓改變而獲得三相交流電源

47

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

h t tp HVACRcomtw

[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

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[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

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[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

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h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

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[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

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[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

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[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

圖 23 PWM 電壓源變頻器

但在功率晶體做開關切換時因高頻切換時閘級驅

動器到功率晶體閘級之線路所產生的雜散電容及電感的

存在會造成功率晶體的 兩端產生高頻諧波造成電

路不穩定當負載加大時過載保護電路會誤動作因

此加入緩衝 (snubber)電容其第一功用是降低功率晶

體作開關切換時瞬間造成的切換損失其二是減少線

路中的雜散電感所引起的突波電壓

ceV

而功率晶體做開關切換時切換波頻率愈高系統響應

愈好電流漣波變小噪音也小但會增加功率的消耗

和溫度較高的問題也有和開關元件交換速度配合上的

問題若降低頻率雖然會減少功率的消耗但也會使

得電流漣波增大轉矩響應變動較大影響系統性能

故要選擇一適當的交換頻率須依開關元件的速度以及短

路防止時間來作調整

48

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

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0

Vd

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Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

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[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

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[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

49

而短路防止時間可由軟體設定使 TMS320F240 送出

PWM 訊號時就已存在 Dead Time 短路防止時間計算如

下

短路防止時間計算(Dead Time)

l開關切換的特性 [4][5] [24] 圖 24 是 IGBT 當做開關切換時的特性開關元件的

ONOFF 時間是有所延遲的 ON 時開關延後打開 OFF

時開關延後關閉要設定適當 Dead Time 短路防止時間

防止 IGBT 元件上下短路及切換不良的損失

+-

Off

On

Off

Vd

0

Von

Io

ton

Won

Wc(on) Wc(off)

tc(on) tc(off)

0

Vd

Io

+

Vt-

Vd

it

Vt

it

Pt

圖 24 開關切換的特性

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

h t tp HVACRcomtw

[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

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[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

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[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

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統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

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[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

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[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

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[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

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[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

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[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

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[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

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[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

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[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

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[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

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[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

50

JT

2IGBT 選用

因體 Toshiba MP6752 積小單價較低規格都合乎

需求所以選用 Toshiba MP6752 20A 600VN-channel IGBT IGBTs are built into 1

package

表 3 為 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET其中選

擇 IGBT的主要注意事項是

及 之值是不是合乎需求本實驗用 IGBT =600V

=20A =150 =03μ s =02μ s

=04μ s =05μ s

CESV CI rt ft ONtOFFt

CESV

CI JT Co rt ftONt OFFt

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

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備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

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合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

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[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

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[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

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[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

51

表 3 Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET[26]

3DSP的 Dead Time特性

( )

( )

ON r fc ON

OFF r fc OFF

t t t t

t t t

= + +

= + + t (29)

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

h t tp HVACRcomtw

[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

ht tp HVACRcomtw

[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

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Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

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[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

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[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

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[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

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[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

公式 (29)為計算 Dead Time 時間以下為計算 Dead

Time 時間步驟

(1)因 所以 Dead Time 時間計算用 OFF ONt tgt OFFt(2)Dead Time 為對稱

(3)Reverse Recovery Time(max)=015us

(4) ( ) =1+06+035=195usOFF r fc OFFt t t t= + +

因此 Dead Time 選用條件

Dead Timegt2195=385us

論文中取用 Dead Time= 4us 以防止短路現象的發生

4-42換流器與閘驅動電路

PWM 訊號經 TMS320F240 輸出的小功率驅動訊號

並不足以推動變頻器中的 IGBT 開關元件必須加入閘驅

動電路驅動 IGBT 使得

一放大 PWM 驅動訊號的功率來推動功率開關元件

IGBT使開關元件正常運作以執行變頻器功

率轉換

二變頻器三相六個 PWM 開關訊號經由驅動電路後

互相隔離避免訊號彼此干擾產生不良動作情

形

三相 PWM 訊號經閘驅動電路來驅動變頻器功率電晶

體本驅動器所選擇的功率開關元件是 Toshiba 公司出

品型號為的 MP6752 IGBT由閘源 (射 )極電壓 的

HiLow 來決定開關元件的 ONOFF 由於變頻器的使用

都朝向大功率與快速度的目標所以開關元件的選擇必

GEV

52

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

h t tp HVACRcomtw

[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

ht tp HVACRcomtw

[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

h t tp HVACRcomtw

[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

53

OFFt

須注意一些條件如額定電壓 額定電流 瞬間耐

電流 開關 ONOFF 時間 及 最大值

其中 會決定短路防止時間的大小而 與 則決定變頻

器的容量

CESV CI

CpulseI ONt rt ft GEV

CESV CI

在 本 系 統 的 電 路 上 主 要 是 利 用 HP 公 司 生 產 的

HCTL-3150 光耦合放大器驅動 IC來做驅動訊號的放大

與隔離來推動開關元件驅動電路如圖 25 所示三相變

頻器有六個開關在避免各電源互相干擾故六個閘驅

動電路除下臂外各分別提供一組獨立的 +l5V 直流電源

由於驅動電路中電容的充放電路徑通過 GR 電路所以

GR 電阻的選用會直接影響閘驅動電壓波型的切換時間 GR

較小時驅動訊號切換時間延遲較少但若 電阻位太小

時又會使得開關元件在切換時產生較大的突波電壓

因此 的選擇必須經由實驗做適當的修正

圖 25 閘極驅動電路

4-43電源供應電路

對於任何一個系統而言一個良好且穩定的電源是很

重要的這關係到整個系統能否正常運作的基本條件

本實驗系統電路所需的電源如下所示

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

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[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

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[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

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[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

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S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

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[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

+15V 閘級驅動電路電源 (四組 )

+5V 數位訊號處理器的 TSM320F240 工作電源

+12V Relay 電源

這些電源使用簡單的整流濾波電路即可得到所需

的穩定電源

換流器六個開關元件中為避免馬達三相輸入端共

點上臂三個驅動訊號不能共接地所以上臂三個驅動

電路的電源必須獨立 而下臂三個驅動訊號可共接地也

就是可以只使用一組電源+15V 分為 及 供

上臂三個驅動開關電源使用 供下臂三個驅動開關

電源使用

CCUV CCVV CCWV

CCNV

54

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

h t tp HVACRcomtw

[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

ht tp HVACRcomtw

[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

第五章 實驗結果

綜合以上章節本論文將 VF 控制法則加三次諧波注

入法應用於變頻器使用以空調壓縮機之速度控制以

DSP 數位訊號處理器為控制中心研發脈寬訊號調變之

變頻空調壓縮機之控制器

5-1 實驗設備

變頻空調壓縮機之控制器是將第二章所逑之永磁式

同步馬達數學模型加上第三章之脈波寬度調變法配

合第五章之實驗設備並應用 VF 控制設計配合軟體

程式設計及硬體規劃即可達成轉速控制本實驗使用

之變頻空調壓縮機因有商業機密 所以廠商要求不公

佈出廠名及型號再加上原廠並未提供空調壓縮機馬達

的資料只供電流值空調壓縮機馬達瓦特數而以只

能由實驗得知原廠空調壓縮機馬達 VF 值再套入本實

驗作為空調壓縮機馬達 VF 值的依據由於本身從事交

流馬達變頻控制研發十多年所以一些基本常識測試

在這就省略

圖 26 本次實驗用的 EVMDSP240 控制器外加過電

流過電壓保護電路加驅動電路板

圖 27 本 次 實 驗 整 組 的 分 離 式 空 調 系 統 加

EVMDSP240 控制器及驅動電路板原廠空調系統交插比

對實驗

55

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

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[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

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[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

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[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

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Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

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the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

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[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

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[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

56

圖 26 DSP 控制器加馬達驅動器

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

h t tp HVACRcomtw

[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

ht tp HVACRcomtw

[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

h t tp HVACRcomtw

[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

57

圖 27 實驗空調系統

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

h t tp HVACRcomtw

[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

ht tp HVACRcomtw

[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

h t tp HVACRcomtw

[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

5-2 變頻空調壓縮機實驗結果

永磁式同步馬達調速系統中馬達驅動器採用正弦脈

寬調變 (SPWM)加三次諧波注入法控制變頻器輸出的優

劣輸出交流電壓的諧波造成電機發熱秏電能増加及

引起電磁和機械噪音諧波的污染及輸入的功率因數

但其輸出電壓為正弦波形馬達脈動轉矩較小運轉較

平順為其優點

低切換頻率的優點適當的切換頻率可降低變頻

驅動的載波引起的開關損失可減少散熱片的面積減

少開關 ONOFF 期間加入 DEAD TIME 使得週期內的輸

出電壓下降送到壓縮機的電壓因而提高降低馬達的

輸入電流功率電晶體的導通功率損耗降低進而使馬

達功因及效率提高

在低切換頻率的缺點將導致馬達電流漣波諧波量

増大馬達脈動轉矩増大引起電磁和機械噪音増加

而目前業界載波頻率使用 4K Hz是馬達功因效率

及電磁和機械噪音以及馬達脈動轉矩對壓縮機影響的平

衡點是業界多年來實驗研究的結果

由於原廠並沒有提供出馬達 VF 曲線比相關資料一

切都由原廠馬達壓縮機實驗結再將相關 VF 曲線比代入

DSP 計算

因原廠空調系統頻率只能測到 60~90Hz所以和原廠

比較部份是從圖 31333537 為本實驗結果圖 32

343638 原廠空調系統實驗結果圖 28293031

33 35 37 本次實驗結果由圖 31 33 35 37 和圖

32 34 36 38 做比較經過實驗結果証明用 SPWM 加

58

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

h t tp HVACRcomtw

[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

ht tp HVACRcomtw

[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

h t tp HVACRcomtw

[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

59

三次諧波注入法控制比原廠控制好在相同情況下相

同的輸出頻率電壓下馬達輸出峰值電流比原廠小諧

波也比較小相對壓縮機運轉比較平順

再加上由 2000 年 12 月在日本神戶舉行的 HCFC 替

代冷媒與環境技術國際研討會中日本各大空調機製造

廠商所發表之壓縮機與馬達的最新技術中東芝公司發

表技術所知使用高速演算性能的 DSP(ADMC328)驅動

電流波形由近似正弦波的 180 度導通取代以往的矩形 120

度導通加上線圈利用率的提升 在冷暖定格條件下可降

低馬達損失 15W[8]由此證明用驅動電流波形由近似正

弦波的 180 度導通比用矩形 120 度導通好馬達損失損

失較小馬達運轉效率較高

圖 28 電流波形頻率為 30Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4us端電壓=33V 峄值電流=134A 本實驗結果

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

h t tp HVACRcomtw

[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

ht tp HVACRcomtw

[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

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[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

60

圖 29 電流波形頻率為 40Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =44V 峄值電流 =180A 本實驗結果

圖 30 電流波形頻率為 50Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =55V 峄值電流 =212A 本實驗結果

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

h t tp HVACRcomtw

[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

ht tp HVACRcomtw

[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

h t tp HVACRcomtw

[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

61

圖 31 電流波形頻率為 60Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =66V 峄值電流 =240A 本實驗結果

圖 32 電流波形頻率為 60Hz端電壓 =66V 峄值電流 =293A

原廠空調系統實驗結果

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

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[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

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[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

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[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

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[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

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[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

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[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

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[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

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[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

62

圖 33 電流波形頻率為 70Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =77V 峄值電流 =276A 本實驗結果

圖 34 電流波形頻率為 70Hz端電壓 =77V 峄值電流 =343A 原廠

空調系統實驗結果

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

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[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

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[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

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[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

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[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

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[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

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[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

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[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

63

圖 35 電流波形頻率為 80Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =88V 峄值電流 =297A 本實驗結果

圖 36 電流波形頻率為 80Hz端電壓 =88V 峄值電流 =286A 原

廠空調系統實驗結果

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

h t tp HVACRcomtw

[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

ht tp HVACRcomtw

[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

h t tp HVACRcomtw

[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

h t tp wwwchyntec com tw

[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

64

圖 37 電流波形頻率為 90Hz載波頻率使用 4K HzDEAD

TIME=4μ s端電壓 =100V 峄值電流 =311A 本實驗結果

圖 38 電流波形頻率為 90Hz端電壓 =100V 電流 =338A 原廠空

調系統實驗結果

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

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[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

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[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

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[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

壓縮機能源效率比值 (COP)測試是

(1)室外溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 35deg 24deg

(2)室內溫度 (乾球 ) C (溼球 ) C 27deg 19deg

(3)入風口溫度 一 出風口溫度 = 所測焓差值

(4)輸入 220V 電壓壓縮機冷媒加入 10KG以 60HZ 定

頻下運轉每小時統計一次

表 3 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓

縮機再加 R-410A 冷媒所測試結果高於國家標準 (EER

2 77)達到 317 以上高於標準 1146以上

目前室內外機風扇馬達用交流感應馬達室內機風

扇馬達為 25W但實際消耗 50W室外機風扇馬達為

35W但實際消耗 90W永磁直流馬達室內機風扇馬

達為 25W室外機風扇馬達為 35W所以改用直流馬達

可以降低功率消耗提高效率壓縮機整體 EER(COP)值可

以提高

表 4 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結

果低於國家標準 (EER 2 97)達到 2929 以下低於 986

以下

由表 3 和表 4 得知使用永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷

式壓縮機再加 R-410A 冷媒消耗功率在 (輸入功率 )751W

以下輸入電流在 348 以下總冷 (暖 )房能力 (輸出功率 )

在 23681 以上能源效率比值在 3176 以上而為傳統

感 應 馬 達 壓 縮 機 加 R-22 冷 媒 消 耗 功 率 在 (輸 入 功

率 )923W 以下輸入電流在 420 以下總冷 (暖 )房能力

(輸出功率 )在 26228 以上能源效率比值在 2848 以上

由以上比較顯示本實驗所使用馬達其消耗的電流功率

65

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

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[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

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[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

h tm

[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

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[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

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[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

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[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

66

比較小效率比較高合乎高效率空調系統要求

表 4 為本實驗所用的永磁同步馬達 (變頻 )加渦卷式壓縮

機再加 R-410A 冷媒所測試結果

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

h t tp HVACRcomtw

[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[8 ]余培煜撰 rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (三 ) ldquo

光堡冷凍空調技術網 h t tp HVACRcomtw

[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

Synchronous Motor Dr ivesrdquo Power Convers ion

Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

the volume3 2002 page(s) 1310-1315 vo13

[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

股份有限公司 ht tp wwwchyntec com tw

[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

ht tp aps3 cyuedu tweschool judenew_page_19

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[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

[18]陶惟翰摘譯 rdquo空調技術 [介紹壓縮機 ]光堡冷凍空

調技術網 h t tp HVACRcomtw

[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

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[20]郭儒家摘譯 rdquo 省能型店舖用變頻式空調機開發 ldquo

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[21] Munoz-Garc ia A Lipo TA Novotny DW ldquoA new

induct ion motor Vf cont ro l method capable of

h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

67

表 5 為傳統感應馬達壓縮機加 R-22 冷媒所測試結果

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

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[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

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[3 ]余培煜撰rdquo小型空調機用壓縮機的發展近況 (四 )rdquo光

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[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

per formance genera l ized d iscont inuous PWM

algor i thmrdquoIndus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions on

Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

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華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

出版股份有限公司中華民國 92 年

70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

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Conference 2002 PCC-osaka 2002 Proceedings of

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71

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Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

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Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

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[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

第六章 結論及未來研究方向

由於國民生活水準提升對於空調系統的需求也日益

増加而環保意識抬頭每年要大量擴充發電設備以因

應用電量的快速成長是非常不容易的因此開發高效

率空調系統是改善台灣用電當務之急再加上發展高效

率冷凍空調設備的競賽已經展開壓縮機是冷凍空調設

備能源消耗之最是廠家改善系統運轉效率的主要目

標目前先進國家大都以用新型省能高效率空調系統

而國內對新型省能高效率空調系統也如火如荼的展開

將在不久導入國內市場

本論文製作之變頻空調控制器是以 DSP 為核心配

合週邊電路與保護裝置電路再結合功率驅動級使

用 SPWM 加諧波注入法作為頻率輸出再經由軟體計算

控制程式使得馬達可以平穩順暢運轉所測馬達消耗

功率電流都比傳統交流感應馬達空調系統小EER(COP)

值比傳統交流感應馬達空調系統高完全符合新型省能

高效率空調系統標準

未來研究計劃

(1)加入串列傳輸 (USAR RS-232)控制與室內機雙向溝

通更準確快速控制提高效率及空調系統舒適性

(2)提高速度控制範圍目前速度控制範圍 30 至 90Hz

未來 20 至 120Hz有更快速溫度調整更高效率及空

調系統舒適性

(3)壓縮機控制往大容量發展由目前一對一空調系統

往一對多及所有空調系統達到省能源高效率舒適性

空調系統

68

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

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[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

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[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

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Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[9 ]劉昌煥著交流電機控制東華書局中華民國 90 年

[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

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70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

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年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

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h igh-performance regula t ion a t low speedsrdquo

71

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on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

(4 )驅動模組採用含電源智慧型模組 ( IPM) 更便利可靠

的控制省去驅動模組加驅動板開發時間

(5)室內外機風扇馬達改用永磁直流馬達減少輸入功

率消耗提高 EER(COP)值

69

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

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[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

術 發 展 趨 勢 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[4 ]王俊傑方志行DSP240 向量控制變頻器設計原理

工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

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[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

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華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

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70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

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[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

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年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

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[19] 渦 卷 式 壓 縮 機 原 理 擎 宇 國 際 股 份 有 限 公 司

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71

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on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

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Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

73

參考文獻

[1 ]潘忠恕摘譯rdquo小機種蠻省電 rdquo光堡冷凍空調技術網

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[2 ]廖建順摘譯 2002 年全球壓縮機市場趨勢分析－技

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工研院中華民國 89 年

[5 ]王俊傑方志行 rdquo無感測純量控制感應馬達驅動系

統 rdquo第二十一屈電力工程研討會

[6 ]Have A M Kerkman R J Lipo TA ldquoA h igh-

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Volume34 I ssue 5 Sept -Oct 1998Pages 1059 ndash 1071

[7]彭 美 珠 摘 譯 rdquo變 頻 器 rdquo 光 堡 冷 凍 空 調 技 術 網

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[10]劉昌煥主編吳添保黃仲欽彭榮方楊宗銘詹

前茂劉添華賴炎生著電機機械東華書局中

華民國 92 年

[11]詹前茂著電機驅動控制 -理論與實驗新文京開發

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70

[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

[13]曾偉智rdquo高效變率頻空調壓縮機驅動之研製 rdquo國立中

山大學電機工程學系研究所碩士論文中華民國 91

年

[14] I toh J I Nomura N Ohsawa H rdquo A Sensor less

S table Vf Contro l Method for Permanent -Magnet

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[15]中小噸數冷媒壓縮機的型式與性能比較擎宇國際

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[16] 空 氣 壓 縮 機 清 雲 科 技 大 學 產 學 合 作 計 畫

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[17]許守平冷凍空調原理與工程 (上 ) 全華科技圖畫

股份有限公司

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Indus t ry Appl ica t ions IEEE Transac t ions

on Volume 34 I ssue 4 Ju ly-Aug 1998

Pages 813 - 821

[22]HaveAM Kerkman RJ L ipo TA rdquo Carr ie r-based

PWM-VSI overmodula t ion s t ra teg ies ana lys is

compar ison and des ignrdquo Power Elec t ronics IEEE

Transac t ions on Volume 13 I ssue 4 Ju ly 1998

Pages 674 ndash 689

[23]龔應時陳建武徐永松編著 TMS320FC24x DSP

控制器原理與應用滄海書局

[24]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 2 Per iphera l Library and Speci f ic

Devices 1997

[25]TMS320C24x DSP Contro l le rs Reference Set

Volume 1 CPU System and Ins t ruc t ion Set 1997

[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

72

作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

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[12]陳袓暉 rdquo以 TMS320C32 單板電腦為基礎之永磁同

步馬達控制器參數自調系統 rdquo私立中原大學電機工

程學系研究所碩士論文中華民國 91 年

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年

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[26]Toshiba MP6752 IGBT DATASHEET 2002-09-25

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作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

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Pages 813 - 821

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作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

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作者簡歷

姓 名潘炎宗

生 日民國 53年 7 月 15 日

籍 貫臺灣省台北縣

學 歷93年 7 月 中原大學電機工程學系研究所畢業

80年 6 月 龍華工商專科學校電機工程科畢業

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