dinamiČno elektronsko breme - core.ac.uk filefakulteta za elektrotehniko, računalništvo in...

Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko

Smetanova ulica 17 2000 Maribor, Slovenija

MATEJ OTIČ

DINAMIČNO ELEKTRONSKO BREME

PROJEKT

Maribor, avgust 2017

i


Projekt

Študent: Matej Otič

Študijski program: Študijski program 1. stopnje Elektrotehnika

Smer: Elektronika

Mentor: doc. dr. Iztok Kramberger

Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko

Smetanova ulica 17 2000 Maribor, Slovenija

iii

W: feri.um.si | E: [email protected] | T: 02 220 7000 | F: 02 220 7272 | TRR: 01100 6090106039 | ID: SI71674705


Ključne besede: elektronsko breme, stabilnost, operacijski ojačevalnik, MOSFET

Povzetek:

V projektu bo predstavljena teoretična ter praktična izdelava vezja za dinamično elektronsko

breme. Predstavljeni bodo osnovni gradniki takšnih vezij, njihovi principi delovanja ter njihova

uporaba. Poleg teoretične izdelave bodo opisani tudi vidiki in težave s katerimi se srečujemo

v praksi.

iv

DYNAMIC ELECTRONIC LOAD

Key words: electronic load, stability, operational amplifier, MOSFET

Abstract:

This project will present the theoretical and practical design of circuit for a dynamic elektronic

load. The basic building blocks of suck circuits, princial of operation and their use will be

presented. Apart from theoretical design, the aspects and problems we encounter in practice

will also be described.

v

ZAHVALA

Zahvaljujem se mentorju doc. dr. Iztoku Krambergerju za mentorstvo pri projektu in pomoč.

Posebna zahvala gre staršem, ki so mi omogočili študij.

vi

Kazalo vsebine

1 Uvod ............................................................................................................................... 1

2 Tehnološki pregled ......................................................................................................... 2

2.1 Močnostni tranzistorji ............................................................................................... 2

2.1.1 MOSFET .......................................................................................................... 2

2.1.2 BJT in IGBT ..................................................................................................... 4

2.2 Operacijski ojačevalnik ............................................................................................ 6

2.3 Instrumentacijski ojačevalnik ................................................................................... 8

2.4 Merjenje toka ........................................................................................................... 8

2.5 Stabilnost sistemov ................................................................................................10

2.5.1 Uvod v kontrolno teorijo ...................................................................................10

2.5.2 Stabilnost operacijskih ojačevalnikov ..............................................................12

3 Elektronsko breme ........................................................................................................15

3.1 Osnovni principi delovanja ......................................................................................15

3.2 Primeri komercialnih elektronskih bremen ..............................................................16

4 Izdelava in simulacija vezja ...........................................................................................17

4.1 Specifikacije ...........................................................................................................17

4.2 Izračun in izbira komponent ....................................................................................17

4.3 Shema vezja ..........................................................................................................20

4.4 Simulacije ...............................................................................................................26

4.4.1 Zaznavanje prazne baterije .............................................................................26

4.4.2 Zaščitno vezje .................................................................................................27

vii

4.4.3 Pravokotni oscilator in vezje potenciometrov ...................................................29

4.4.4 Bremenski MOSFET in pripadajoče vezje .......................................................30

4.5 Tiskanina ................................................................................................................33

5 Meritve in rezultati .........................................................................................................35

5.1 Voltcraft PS-1302 laboratorijski napajalnik .............................................................35

5.2 Fortron FSP270-50SNV računalniški napajalnik .....................................................36

5.3 9 V Duracell baterija ...............................................................................................38

5.4 Prenosni karakteristiki elektronskega bremena ......................................................39

6 Zaključek .......................................................................................................................41

7 Viri in literatura ..............................................................................................................42

viii

Kazalo slik

Slika 2.1: Poenostavljena struktura n-tip MOSFET-a ............................................................. 2

Slika 2.2: Tipična MOSFET U-I karakteristika ........................................................................ 3

Slika 2.3: Poenostavljena strukura BJT ................................................................................. 4

Slika 2.4: Tipična BJT U-I karakteristika ................................................................................ 5

Slika 2.5: Poenostavljena struktura IGBT in simbol ............................................................... 6

Slika 2.6: Notranja struktura LM741 OPAMP-a ...................................................................... 7

Slika 2.7: Preprost model OPAMP-a ...................................................................................... 7

Slika 2.8: Notranja strukture INAMP-a ................................................................................... 8

Slika 2.9: Delovanje Hallovega senzorja ................................................................................ 9

Slika 2.10: Merjenje toka preko »shunt« upora .....................................................................10

Slika 2.11: Blok diagram sistema s povratno vezavo ............................................................11

Slika 2.12: RC nizko-prepustni filter ......................................................................................12

Slika 2.13: Bode-jev diagram za nizko-prepustni filter prvega reda .......................................12

Slika 2.14: Odprto-zančna karakteristika tipičnega OPAMP-a ..............................................13

Slika 2.15: Fazna in amplitudna rezerva ...............................................................................13

Slika 2.16: Primer stabiliziranega OPAMP-a .........................................................................14

Slika 3.1: Preprost model elektronskega bremena ................................................................15

Slika 3.2: BK8540 elektronsko breme ...................................................................................16

Slika 3.3: KEITHLEY 2380 elektronsko breme .....................................................................16

Slika 4.1: Blokovna struktura vezja .......................................................................................17

Slika 4.2: FQA46N15 MOSFET ............................................................................................18

ix

Slika 4.3: Uporabljen »shunt« upor .......................................................................................19

Slika 4.4: Napajalno vezje ....................................................................................................20

Slika 4.5: Dvojno baterijsko napajanje ..................................................................................21

Slika 4.6: Detekcija praznih baterij ........................................................................................21

Slika 4.7: Zaščitni primerjalniki .............................................................................................22

Slika 4.8: Statusne LED-ice in zaščita MOSFET-a ...............................................................22

Slika 4.9: Pravokotni oscilator ...............................................................................................23

Slika 4.10: Vezje okoli potenciometrov .................................................................................24

Slika 4.11: Nastavitev obratovalnega načina ........................................................................24

Slika 4.12: Krmilno in zaznavno vezje ..................................................................................25

Slika 4.13: Simulacijsko vezje za zaznavanje praznih baterij ................................................26

Slika 4.14: Simulacija toka skozi statusni LED-ici za prazni bateriji.......................................27

Slika 4.15: Simulacijsko zaščitno vezje .................................................................................27

Slika 4.16: Simulacija tokovne zaščite ..................................................................................28

Slika 4.17: Simulacija napetostne zaščite .............................................................................28

Slika 4.18: Simulacijsko vezje potenciometrov s pravokotnim oscilatorjem ...........................29

Slika 4.19: Simulacija oscilatorja ..........................................................................................29

Slika 4.20: Simulacijsko vezje regulacije bremenskega MOSFET-a .....................................30

Slika 4.21: Tranzientna simulacija CC načina .......................................................................30

Slika 4.22: Tranzientna simulacija CV načina .......................................................................31

Slika 4.23: AC simulacija CC načina .....................................................................................32

Slika 4.24: AC simulacija CV načina .....................................................................................32

x

Slika 4.25: Tiskanina ............................................................................................................33

Slika 4.26: Zgornji sloj izdelanega PCB-ja ............................................................................34

Slika 4.27: Spodnji sloj izdelanega PCB-ja ...........................................................................34

Slika 5.1: Voltcraft PS-1302 ..................................................................................................35

Slika 5.2: Merjenje prehodnega pojava PS-1302 ..................................................................36

Slika 5.3: Fortron FSP250-50SNV ........................................................................................36

Slika 5.4: Merjenje prehodnega pojava na 12 V izhodu FSP270-50SNV ..............................37

Slika 5.5: Merjenje prehodnega pojava na 5 V izhodu FSP270-50SNV ................................37

Slika 5.6: 9 V Duracell baterija ..............................................................................................38

Slika 5.7: Napetost baterije v odvisnosti od toka ...................................................................38

Slika 5.8: Napetostna prenosna karakteristika ......................................................................39

Slika 5.9: Transkonduktančna prenosna karakteristika .........................................................40

xi

Kazalo tabel

Tabela 5.1: Napetost baterije v odvisnosti od toka ................................................................38

Tabela 5.2: Napetostna prenosna karakteristika ...................................................................39

Tabela 5.3: Transkonduktančna prenosna karakteristika ......................................................40

xii

Seznam uporabljenih kratic

MOSFET Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor

BJT Bipolar Junction Transistor

IGBT Insulated-Gate Bipolar Transistor

DC Direct Current – enosmerni tok ali napetost

A Amper – enota za tok

OPAMP Operational Amplifier – operacijski ojačevalnik

INAMP Instrumentational Amplifier – instrumentacijski ojačevalnik

V Voltage – enota za napetost

CMR Common-mode rejection

dB Decibel

CC Constant Current – konstanti tok

CV Constant Voltage – konstantna napetost

CP Constant Power – konstantna moč

CR Constant Resistance – konstantna upornost

PWM Pulse Width Modulation

AC Alternating current – izmeničen tok ali napetost

Hz Hertz – enota za frekvenco

SMD Surface-Mount Device

W Watt – enota za moč

SPDT Single Pole Double Throw

LED Light Emitting Diode

PCB Printed Circuit Board – tiskano vezje

Matej Otič, Dinamično elektronsko breme

1

1 UVOD

Napajalni sistemi so izjemno pomemben sestavni del vsakega vezja. Nepravilno ali

nezadostno delovanje napajalnika lahko v najboljšem primeru onemogoči delovanje

preostalega vezja, v najslabšem pa ga poškoduje. Zato je ključnega pomena, da je njihovo

delovanje znotraj specificiranih območjih delovanja in je pred samo vgraditvijo v vezje dodobra

testirano. Za testiranje napajalnih vezij se uporabljajo dinamična elektronska bremena, ki lahko

do neke mere simulirajo dejansko breme, ki bo v prihodnosti priključeno.

V želji po zmanjšanju porabe in večji učinkovitosti napajalnih sistemov se lahko dinamična

elektronska bremena uporabljajo kot kalibracijske naprave. Če poznamo območje toka, ki ga

bo vezje črpalo, lahko to simuliramo z elektronskim bremenom in napajalni sistem umerimo na

največji izkoristek ravno v tem tokovnem območju.


2

2 TEHNOLOŠKI PREGLED

2.1 Močnostni tranzistorji

Močnostni tranzistorji so tranzistorji, ki se uporabljajo pri procesiranju moči, kadar so potrebne

višje tokovne in napetostne zmogljivosti. Zaradi fizično večje strukture in ohišij z zmožnostjo

pritrditve hladilnih teles so zmožni večjih disipacij toplote brez možnosti poškodb samega

tranzistorja. Trenutno je najbolj razširjena uporaba MOSFET, BJT in IGBT močnostnih

tranzistorjev. Uporabljajo se predvsem v DC-DC pretvornikih kot stikala, kjer so potrebni kratki

preklopni časi in pa tudi v močnostnih linearnih ojačevalnikih, na primer v avdio tehniki.

2.1.1 MOSFET

MOSFET je aktivni elektronski element s štirimi priključnimi sponkami. »Drain« (v nadaljevanju

D) in »source« (v nadaljevanju S) priključka n-tip MOSFET-a sta interno povezana na n-tip

polprevodnega materiala. »Gate« (v nadaljevanju G) je vezan na kovino ali polimer ki je n+-tip

polprevodnika in je preko dielektrika galvansko ločen od ostale strukture. Ter »body« (v

nadaljevanju B), ki je povezan na p-tip materiala ali substrat. Struktura p-tip MOSFET-a je

enaka, razlikujeta se le v tipih polprevodnih materialov na katere so priključene D, S, G in B

sponke ter tip kanala [1].

Slika 2.1: Poenostavljena struktura n-tip MOSFET-a


3

V večini primerov je B priključek neuporabljen in je zato interno kratko sklenjen s sponko S. S

tem se tudi izognemo nastankom struktur znotraj tranzistorja podobnim BJT med substratom

in S priključkom in z njimi povezanimi problemi. Nastane pa zaradi take povezave interna dioda

med S in D.

MOSFET deluje na principu privlačne sile med nasprotnimi električnimi naboji. Ko med G in S

priklopimo zadostno napetost ta povzroči privlak manjšinskih nosilcev naboja substrata k G. Ti

se »naberejo« pod dielektrikom in ustvarijo tako imenovani kanal. Po tem kanalu se omogoči

premikanje večinskih nosilcev naboja iz D v S, kar povzroči tok med tema dvema sponkama

[1].

Slika 2.2: Tipična MOSFET U-I karakteristika

Na sliki 2.2 je prikazana tipična U-I karakteristika n-tip MOSFET-a. Razdelimo jo lahko na tri

pomembnejše segmente. »Ohmic«, ohmsko območje kjer se upornost med D in S izraža

približno kot upor konstante vrednosti pri konstantni napetosti med G in S [2].

𝑅𝐷𝑆(𝑜𝑛) = 𝑈𝐷𝑆

𝐼𝐷

MOSFET se nahaja v tem območju kadar je 𝑈𝐺𝑆 > 𝑈𝑡ℎ in 𝑈𝐷𝑆 < 𝑈𝐺𝑆 − 𝑈𝑡ℎ [2]. Kjer je 𝑈𝑡ℎ

pragovna napetost MOSFET-a in je odvisna od proizvodnih procesov.


4

O »Saturation regoin« ali območju nasičenja govorimo kadar je 𝑈𝐺𝑆 > 𝑈𝑡ℎ in 𝑈𝐷𝑆 ≥ 𝑈𝐺𝑆 − 𝑈𝑡ℎ.

Za to območje je značilno, da je tok skozi D v veliki meri odvisen le od napetosti med G in S.

V tem območju se MOSFET obnaša kot precej dober tokovni izvor [2].

Zadnje pomembno območje je »cut-off«, kjer se tranzistor obnaša kot izklopljeno stikalo [2].

Tok skozi D je v tem območju reda µA ali manj in je v večini primerov zanemarljiv.

MOSFET-i se zaradi precej krajših preklopnih časov in izredno nizkimi tokovi v G (po preklopu)

izključno uporabljajo na področju digitalnih stikal. Ker pri BJT tako elektroni kot vrzeli prispevajo

k prevajanju in vrzeli s svojo »daljšo življenjsko dobo« poslabšujejo preklopne karakteristike

BJT [3].

2.1.2 BJT in IGBT

BJT je tri polni elektronski element z »base« (v nadaljevanju B), »collector« (v nadaljevanju C)

in »emitter« (v nadaljevanju E) sponkami. Obstajata dve izvedbi tega tranzistorja in sicer NPN

ter PNP tip. Strukturi teh dveh sta enaki, razlikujeta se le v tipih polprevodniških materialov

uporabljenih na določenih sponkah (glej slika 2.3) [4].

Slika 2.3: Poenostavljena strukura BJT

Poenostavljeno lahko rečemo, da je tranzistor sestavljen iz dveh silicijevih PN diod s skupno

katodo (pri PNP) ali anodo (pri NPN). Pravimo, da je BJT tokovno-krmiljen tranzistor, saj je

izhodni tok, tok skozi CE, v največji meri odvisen od toka v B. Ko napetost med B in E preraste

difuzno napetost te PN diode začnejo večinski nosilci naboja E prehajati v B sloj kjer se manjši

delež le-teh re-kombinira z večinskimi nosilci naboja v B. Zaradi širšega sloja E napram B


5

preide v B več naboja, kot pa se ga tam re-kombinira. Odvečen naboj električno polje med C

in B privlači iz B v C kjer ta prispeva k toku skozi CE [4].

Slika 2.4: Tipična BJT U-I karakteristika

Na sliki 2.4 je prikazana tipična U-I karakteristika NPN tranzistorja. Razdelimo jo lahko na štiri

območja delovanja. »Saturation region« ali območje saturacije kadar sta obe diode prevodni.

V tem območju tranzistor deluje kot stikalo in je njegova tokovna zmogljivost največja [5].

Tranzistor je v naprej-aktivnem območju, »forward-active region«, delovanja kadar je BE dioda

prevodna, BC dioda pa v zapornem stanju. Tranzistor v tem območju uporabljamo kot linearni

ojačevalnik, saj ima v tem območju največje ojačenje. S spreminjanjem velikosti toka v B lahko

razmeroma linearno krmilimo tok skozi CE [5].

Kadar sta obe diodi v zapornem stanju deluje tranzistor kot izklopljeno stikalo in se nahaja v

»cut-off« območju. Tok skozi CE je zelo majhen in v večini primerov zanemarljiv [5].

Če obrnemo polarizaciji diod kot v naprej-aktivnem območju bo tranzistor prešel v »reverse-

active region« ali nazaj-aktivno območje. Ker večina tranzistorjev ni zgrajena v mislim za

slednje delovanje je ojačenje tranzistorja v tem območju 2-3 krat manjše. Tranzistorji v tem

območju se uporabljajo za nekatere tipe bipolarne digitalne logike [5].

IGBT je v osnovi BJT s MOSFET-om priključenim na B kot kaže slika 2.5.


6

Slika 2.5: Poenostavljena struktura IGBT in simbol

Združuje najboljše obeh tipov tranzistorjev. Napetostno-krmiljenje izhoda kot pri MOSFET-u,

izredno visoko prebojno napetost ter visoko tokovno zmogljivost. Ima počasnejše preklopne

čase kot MOSFET vendar hitrejše kot klasičen BJT. Nizko izhodno impedanco kot BJT in

visoko vhodno kot MOSFET [6].

2.2 Operacijski ojačevalnik

Operacijski ojačevalnik ali OPAMP je analogno integrirano vezje. Uporablja se za ojačenje,

seštevanje, odštevanje, množenje, logaritmiranje, ipd. analognih signalov. Zgrajeno je skoraj

izključno iz tranzistorjev, vsebuje jih več deset poleg nekaj uporov in kondenzatorjev.

Realni OPAMPI-i imajo določeno maksimalno frekvenčno mejo delovanja, nekateri tudi

minimalno. Ojačenje reda nekaj sto tisoč ter točno določene veljavno območje vhodnih

signalov, preko katerih normalno delovanje OPAMP-a ni več zagotovljeno. Zaradi realnih

gradnikov se na OPAMP-ih pojavljajo tudi nezaželeni izvori napak kot sta, vhodna »offset«

napetost, ter vhodni tokovi.

Osrednji gradnik vsakega OPAMP-a je diferencialna ojačevalna stopnja obkrožena s temno

modro črtkano črto na sliki 2.6.


7

Slika 2.6: Notranja struktura LM741 OPAMP-a

Slika 2.7: Preprost model OPAMP-a

Diferencialna ojačevalna stopnja in tudi sam OPAMP deluje tako, da ojača razliko napetosti

med »inverting« in »non-inverting« vhodoma in to vrednost tudi postavi na izhodu. Zaradi

realnih gradnikov, pa povedano ne drži popolnoma in vedno, velja le za točno določene vhodne

signale pod točno določenimi pogoji. Ti pogoji se razlikujejo za vsak OPAMP in so specificirani

v izdelovalčevih dokumentih za vsak OPAMP.

Mnogokrat, in tudi tukaj, pa lahko delovanje poenostavimo če poznamo in se držimo določenih

obratovalnih pogojev. Smatramo lahko, da sta vhodni impedanci neskončni, izhodna pa 0.

Predpostavimo lahko tudi da je ojačenje neskončno - v resnici je izredno visoko. Takšen je

idealen model OPAMP-a, ki je v veliko primerih tudi zadostna aproksimacija. Še vedno pa

moramo upoštevati veljavno območje vhodnih signalov, ponavadi je v dokumentih

poimenovano kot »common-mode input range«.


8

2.3 Instrumentacijski ojačevalnik

INAMP je analogno integrirano vezje, je tip diferenčnega ojačevalnika z napetostnima

sledilnikoma dodanima na vhodih. Zaradi visokih vhodnih impedanc je primeren za razne

meritvene sisteme saj skoraj nič ne obremenjuje merjenca [7]. Obstaja več različic INAMP-ov,

pri enih (glej slika 2.8) je možno ojačenje nastavljat s samo enim uporom, pri drugih sta

potrebna dva.

Slika 2.8: Notranja strukture INAMP-a

INAMP ima zaradi visokih in izenačenih vhodnih impedanc višji CMR napram diferenčnemu

ojačevalniku. Ima pa INAMP zaradi napetostnih sledilnikov na vhodih ožje napetostno vhodno

območje [8].

2.4 Merjenje toka

Dva najbolj uporabljena načina merjenja toka skozi vezje sta merjenje s Hallovim senzorjem

in merjenje posredno preko napetosti na »shunt« uporu.

Hallov senzor deluje na principu Hallovega efekta. Kadar skozi prevodnik teče tok, ta ustvari

magnetno polje, ki je proporcionalno velikosti toka in oddaljenosti senzorja od prevodnika.

Zaradi magnetnega polja bo na nosilce naboja v polprevodnem materialu znotraj senzorja

delovala sila, ki jih bo »pritegnila k stranem senzorja«, kot je prikazano na sliki 2.9. Nabiranje

naboja bo povzročilo nastanek napetosti. Za najbolj točne meritve je potrebno Hallov senzor

namestiti pod 90° kotom nad merjenim prevodnikom.. Takšna rešitev je popolnoma galvansko

ločena in ne proizvaja nobenih toplotnih izgub [9] [10].


9

Slika 2.9: Delovanje Hallovega senzorja

Preprostejši način merjenja in rešitev, ki je bolj priljubljena pri nizkih do srednjih tokovih, je

merjenje toka posredno preko »shunt« upora. Ker tok skozi upor povzroči napetost čez upor,

ki je pri nizkih in srednjih frekvencah linearno odvisna od toka, je takšno merjenje toka zelo

preprosto in natančno.

𝐼 =𝑈

𝑅

Kjer je I tok skozi upor, U napetost čez upor in R vrednost upora. Slabost takšnega pristopa je

ustvarjanje dodatnih toplotnih izgub v uporu. Obstajata dva načina merjenja, upor vstavimo

pred breme kar imenujemo »high-side« merjenje ali za bremenom, »low-side« merjenje. Oba

načina sta predstavljena na sliki 2.10.


10

Slika 2.10: Merjenje toka preko »shunt« upora

»Low-side« merjenje je večkrat preprostejše, saj se lahko uporabi klasičen OPAMP, vendar

pa mora biti le-ta zmožen vhodnih napetosti blizu 0 V (»common-mode input range« mora

vsebovati tudi 0 V). Pri takšnem merjenju obstaja možnost visokih tokov skozi breme, če se

breme nenamerno kratko sklene na 0 V [11].

Pri »high-side« merjenju toka se rado uporablja diferenčne ojačevalnike. Tu morajo biti

ojačevalniki, za razliko od »low-side« merjenja, sposobni vhodnih napetosti blizu napajalne.

Vendar pa zaradi slabega ujemanja diskretnih uporov in s tem povezanega slabšega CMR-ja

velikokrat niso primerni. Za te potrebe so se razvili specializirani »current-sense« ojačevalniki.

Velika prednost tega merilnega načina je, da 0 V referenca ostane neprekinjena [11].

2.5 Stabilnost sistemov

2.5.1 Uvod v kontrolno teorijo

Kontrolna teorija se ukvarja s preučevanjem linearnih časovno-invariantnih sistemov s vhodi

in kako povratna vezava vpliva na njihovo delovanje, na njihove izhode [12].


11

Slika 2.11: Blok diagram sistema s povratno vezavo

Na sliki 2.11 je prikazan električen sistem s sistemskim ojačenjem A in ojačenjem povratne

vezave β. E je izračunana napaka med vhodom in delom izhoda, ki ga prispeva povratna

vezava [3]. Če zgornji diagram pretvorimo v matematičen zapis, dobimo slednje:

𝑈𝑖𝑧ℎ = 𝐸𝐴

𝑈𝑖𝑧ℎ = (𝑈𝑣ℎ − 𝛽𝑈𝑖𝑧ℎ)𝐴

𝑈𝑖𝑧ℎ

𝑈𝑣ℎ=

𝐴

1 + 𝐴𝛽

Če predpostavimo da sta A in β >> 1 potem se zgornji izraz poenostavi v:

𝑈𝑖𝑧ℎ

𝑈𝑣ℎ=

1

𝛽

Poenostavljen izraz je v veliko primerih zadostna aproksimacija kadar analiziramo sisteme s

operacijskimi ojačevalniki s povratno vezavo. Produktu Aβ pravimo ojačenje zanke, od te

vrednosti je odvisna stabilnost sistema. Če je ojačenje zanke -1, to je kadar je produkt 1 s 180°

faznim zamikom, je sistem nestabilen, saj gre celoten izraz proti neskončnosti.

Za preverjanje stabilnosti sistema se med drugim lahko uporabi Bode-jev diagram, ki ga

dobimo s predstavitvijo prenosne funkcije na grafu. Za preprost nizko-prepustni filter prvega

reda sestavljenega iz upornosti R in kapacitivnosti C predstavljenega na sliki 2.12 je prenosna

funkcija:

𝐻(𝑠) =𝑈𝑖𝑧ℎ(𝑠)

𝑈𝑣ℎ(𝑠)=

1

𝑠𝑅𝐶 + 1


12

Slika 2.12: RC nizko-prepustni filter

𝑈𝑖𝑧ℎ(𝑠) Laplace-ova transformacija izhoda, 𝑈𝑣ℎ(𝑠) pa Laplace-ova transformacija vhodnega

signala [3]. Na sliki 2.13 je na grafu narisana zgornja prenosna funkcija.

Slika 2.13: Bode-jev diagram za nizko-prepustni filter prvega reda

Pol prenosne funkcije se nahaja pri frekvenci 𝑓𝑐 =1

2𝜋𝑅𝐶 in prispeva 90° fazni zamik ter slabljenje

vhodnega signala za 20dB/dekado [3].

2.5.2 Stabilnost operacijskih ojačevalnikov

OPAMP postane nestabilen kadar je ojačenje zanke -1, torej kadar pride do 180° faznega

zamika med vhodnima signaloma. Vsak pol v vezju, ki je lahko med drugim rezultat parazitnih

kapacitivnosti bo prispeval 90° fazni zamik signala med potovanjem po povratni vezavi nazaj

do vhoda.


13

Slika 2.14: Odprto-zančna karakteristika tipičnega OPAMP-a

Ker bi pri dovolj visokih frekvencah vsak OPAMP izkazoval nestabilnost zaradi prisotnega

šuma in parazitnih kapacitivnosti imajo tipični ojačevalniki notranjo frekvenčno kompenzacijo.

Vgrajen imajo pol pri dovolj nizki frekvenci (glej slika 2.14), da so signali višjih frekvenc s faznim

zamikom nad 180° dovolj oslabljeni in s tem preprečujejo nestabilno vedenje. Nekateri

OPAMP-i brez notranje kompenzacije potrebujejo zunanje kompenzacijsko vezje, ki poskrbi

za stabilnost [13].

Izraza s katerima pogosto opisujemo stabilnost sistemov sta fazna in amplitudna rezerva.

Najbolje se ju da videt na Bode-jevem diagramu. Na sliki 2.15 je v logaritemskem grafu vrisano

ojačenje zanke – Aβ [14].

Slika 2.15: Fazna in amplitudna rezerva


14

Pozitivni vrednosti fazne in amplitudne rezerve nam povesta, da smo v stabilnem območju. Od

velikosti njunih vrednosti pa je odvisno kako stabilen sistem imamo. Če je katera izmed

vrednosti negativna je sistem absolutno nestabilen. Priporočljivi vrednosti za absolutno

stabilen sistem je za fazno rezervo 45° za amplitudno pa 12dB [14].

Na sliki 2.15 je z zeleno označena fazna rezerva. Razberemo jo tako, da od 180° odštejemo

fazni zamik pri 0dB. Z rdečo je na sliki označena amplitudna rezerva. Njena vrednost je enaka

amplitudni vrednosti pri 180° faznemu zamiku [14].

OPAMP-i, z dodanimi kapacitivnimi bremeni so lahko potencialno nestabilni, sploh če je breme

izven predlaganih vrednosti proizvajalca. Tak nestabilen sistem lahko na en način stabiliziramo

tako, da z modifikacijo vezja premaknemo neželen pol, ki je rezultat bremenskega

kondenzatorja CLOAD na sliki 2.16, v višje frekvenčno območje kjer bo po sreči signal dovolj

oslabljen. Ta metoda je prikazana kot dodan kondenzator CF Pri drugi metodi pa v vezje

vnesemo ničlo, ki izniči učinke pola. Najpreprostejša implementacija druge metode okoli

operacijskega ojačevalnika je dodaten upor RISO.

Slika 2.16: Primer stabiliziranega OPAMP-a


15

3 ELEKTRONSKO BREME

3.1 Osnovni principi delovanja

Elektronsko breme je naprava, ki deluje kot nastavljiv upor. Uporabljajo se med drugim za

testiranje stabilnosti in zmogljivosti napetostnih ali tokovnih izvorov ter merjenje kapacitivnosti

baterij. Osrednji gradnik naprave je en ali več aktivnih elementov krmiljenih kot tokovni ponor.

Na teh elementih se dovedena energija iz merjenca sprošča kot toplota.

Za aktivne elemente se uporabljajo močnostni tranzistorji, to so MOSFET, IGBT ali darlington

par BJT. Sam princip delovanja se med različnimi uporabljenimi tipi tranzistorjev bistveno ne

spreminja, različen je le način njihovega krmiljenja.

Slika 3.1: Preprost model elektronskega bremena

Na zgornji sliki je predstavljena struktura preprostega elektronskega bremena z enim

bremenskim MOSFET-om M1. Z napetostjo V1 nastavljamo željeno napetost čez upor R1 in

s tem povezan tok skozi R1 in M1. Za večje tokovne zmogljivosti bi vzporedno k M1 dodali

dodatne tranzistorje, komercialna elektronska bremena jih imajo po šest in več in tako

dosegajo od 20 A in višje tokovne zmogljivosti. Slepo dodajanje vzporednih MOSFET-ov pa je

lahko zaradi negativnega koeficienta pragovne napetosti in neenakega deljenja toka brez

dobrih predhodnih izračunov in simulacij nevarno [15].

Večina komercialnih elektronskih bremen ima več načinov obratovanja med drugimi CC, CV,

CP in CR. CC način je predstavljen na zgornji sliki, pri CV načinu se meri napetost V2 pri

napravi in uravnava tok skozi M1 tako da ima ta željeno nastavljeno konstantno vrednost. Pri

CP in CR načinih se merita tako napetost kot tok in slednji sproti uravnava da dosežemo

željeno konstantno moč ali upornost na M1.


16

Preprostejša elektronska bremena so zmožne upravljanja le z DC električnimi izvori medtem

ko imajo naprednejše možnost testiranja tudi AC izvorov. Sama regulacija pa ni nujno statična,

pri dinamičnih elektronskih bremenih so na voljo tudi PWM, sinusni ali arbitrarni tipi regulacij

toka in napetosti.

3.2 Primeri komercialnih elektronskih bremen

Slika 3.2: BK8540 elektronsko breme

BK8540 je eno kanalno elektronsko breme namenjeno le DC izvorom. Ima 30 A tokovno

zmogljivost in maksimalno 60 V vhodno napetost. Sposoben je odvesti do 150 W. Na voljo ima

pa CC, CV in CR obratovalne načine.

Slika 3.3: KEITHLEY 2380 elektronsko breme

Na zgornji sliki je KEITHLEY 2380 programabilno 200 W DC elektronsko breme. Z 15 A

tokovno zmogljivostjo in od 4,5 V do 500 V vhodnim napetostnim območjem. Obratujemo ga

lahko v CC, CP, CV in CR načinu. Na voljo ima pa tudi dinamični obratovalni način s

frekvencami do 25 kHz.


17

4 IZDELAVA IN SIMULACIJA VEZJA

4.1 Specifikacije

Izdelano elektronsko breme mora biti fizično čim manjše in cenejše zato bodo v veliki meri

uporabljene le SMD komponente, sama struktura pa čim bolj preprosta. Vsebovalo bo le en in

ne več vzporednih močnostnih tranzistorjev kot breme zaradi s tem povezanih problemov, kot

tudi iz čisto ekonomskega vidika. Vezje se bo uporabljajo za testiranje napajalnikov bodočih

tiskanih vezij ter praznjenje baterij. Iz tega razloga naj bo tokovna zmogljivost vsaj okoli 3 A in

napetostna najmanj 50 V. Opremljen naj bo s CC in CV obratovalnima načinoma ter

pravokotnim oscilatorjem za testiranje stabilnosti in preklopnih karakteristik napajalnikov.

4.2 Izračun in izbira komponent

Slika 4.1: Blokovna struktura vezja

Za močnostni tranzistor sem izbral FQA46N15 MOSFET (na sliki 4.2). Ker bo naprava v

prihodnosti najverjetneje napajana preko baterij je MOSFET kot napetostno krmiljen tranzistor

očitna izbira. Izbran MOSFET ima prebojno napetost specificirano pri 150 V, maksimalen tok

pa pri 25 A. V ohišju TO-3PN z maksimalno termalno upornostjo med spojem in ohišjem 𝑅𝜃𝐽𝐶 =

0,6 °𝐶

𝑊, maksimalno močjo 𝑃𝐷𝑀𝐴𝑋 = 250 𝑊 ter maksimalno temperaturo spoja 𝑇𝐽 = 175°𝐶 je

primerna izbira za bremenski tranzistor. Maksimalna vhodna napetost vezja je za čim daljše

življenjsko obdobje tranzistorja in varnost določena pri tretjini prebojne napetosti, to je 50 V.

Za določitev hladilnega telesa pritrjenega na tranzistor je potrebno izvesti termalno analizo.

Poleg zgornjih specifikacij tranzistorja potrebujemo za to še maksimalno moč, ki se bo trošila


18

na MOSFET-u. To moč sem po več poskusih termalne analize izbral pri 40 W, moč, ki bi ga

tranzistor po mojem mnenju s pasivnim hlajenjem moral prenesti.

Slika 4.2: FQA46N15 MOSFET

Ker statična termalna analiza predstavlja najslabši možni scenarij in je preprostejša bo v

nadaljevanju izvedena le-ta. Statična termalna analiza za MOSFET in izračun termalne

upornosti potrebnega hladilnega telesa poteka takole:

𝑅𝜃𝐽𝐴 = 𝑅𝜃𝐽𝐶 + 𝑅𝜃𝐶𝐴

𝑅𝜃𝐶𝐴 = 𝑅𝜃𝐶𝑆 + 𝑅𝜃𝑆𝐴

𝑅𝜃𝐽𝐴 =𝑇𝐽 − 𝑇𝐴

𝑃𝐷

𝑅𝜃𝑆𝐴 =𝑇𝐽 − 𝑇𝐴

𝑃𝐷− RθJC − RθCS

RθSA predstavlja termalno upornost hladilnega telesa, TJ maksimalno obratovalno temperaturo

spoja tranzistorja, TA maksimalno temperaturo okolice, PD maksimalno moč trošeno na

tranzistorju, RθJC termalno upornost med spojem in ohišjem tranzistorja, podano v

specifikacijah MOSFET-a, RθCS pa termalno upornost med ohišjem in hladilnim telesom [16].

Za električno izolacijo ter dober termalni spoj med MOSFET-om in hladilnikom bo uporabljen

Sil-Pad 900S izolator z 𝑅𝜃 = 0,61°𝐶

𝑊 ter termalna pasta AAVID Thermalcote z izračunano

termalno upornostjo za 0,2 mm debel sloj 𝑅𝜃 = 1,132°𝐶

𝑊. S seštetjem upornosti teh materialov

dobimo skupno termalno upornost med ohišjem in hladilnikom 𝑅𝜃𝐶𝑆 = 0,61 + 1,132 = 1,742°𝐶

𝑊.

Ker bo vezje v zaprtem ohišju in po možnosti pod veliko obremenitvijo, se temperatura okolice

znotraj ohišja lahko precej dvigne, za TA sem zato izbral 50°C za TJ pa 150°C, kar dovoli še


19

nekaj rezerve do maksimalne dovoljene temperature spoja MOSFET-a. Upoštevajoč vse

vrednosti lahko izračunamo potrebno termalno upornost hladilnika:

𝑅𝜃𝑆𝐴 =150 − 50

40− 0,6 − 1,742 = 0,158

°𝐶

𝑊

Ker je maksimalno vhodni tok postavljen pri 5 A, napetost pa pri 50 V in ker je celotna termalna

analiza temeljila na predpostavki maksimalne moči 40 W je pred vsako uporabo potrebno

ročno izračunati moč in preveriti, da je ta v veljavnem območju. V nasprotnem primeru lahko

zaradi previsokih temperatur pride do uničenja tranzistorja.

Zaščitno vezje je sestavljeno iz skupine primerjalnih vezij, ki preverjajo vhodno napetost ter

tok in v primeru vrednosti izven veljavnih izklopijo MOSFET. Vezje vključuje pre-tokovno in

pre-napetostno zaščita kot tudi zaščito v primeru obratne priključitve merjenca (pozitivna in

negativna sponki zamenjata pri priklopu na merjenec).

Z izbiro MOSFET-a je bil izbran tudi maksimalni vhodni tok, ki je 5 A. Na sliki 4.1 je »shunt«

upor predstavljen kot blok poimenovan z R. Za vrednost upora sem izbral priročno vrednost

100 mΩ. Maksimalna moč, ki se bo trošila na tem uporu je izračunana sledeče:

𝑃 = 𝐼2 × 𝑅

𝑃 = 25 × 0,1 = 2,5 𝑊

Za nekaj dodatne močnostne rezerve in čim manjše segrevanje sem izbral 5 W Bourns

PWR4412 upor predstavljen na sliki 4.3.

Slika 4.3: Uporabljen »shunt« upor


20

CC in CV krmilnika sta zgrajena okoli OPA4171 OPAMP-ov. CC krmilnik je baziran na

negativni povratni vezavi medtem ko je CV baziran na pozitivni povratni vezavi. Glavna razloga

da sem se odločil za OPA4171 ojačevalnik je možnost visoke napajalne napetosti ter »rail-to-

rail output«, ki bo nujno potreben pri +/-9 V baterijskem napajanju. Ker bo maksimalna vhodna

napetost ojačevalnikov 5 V, minimalna pa 0 V nisem imel kakšnih strogih omejitev za

»common-mode input range«. Izbran OPAMP ima veljavno vhodno območje od negativne

napajalne napetosti do 2 V manj od pozitivne napajalne.

Za SPDT stikalo sem uporabil kar SPDT signalni rele OMRON G5V-1.

Pravokotni oscilator je zgrajen okoli primerjalnika. Frekvenco oscilatorja sem izbral arbitrarno

pri okoli 300 Hz. Za višje frekvence se nisem odločil, ker bi moral namesto vezave CC in CV

krmilnikov direktno na MOSFET vmes dodati še tokovne ojačevalnike kar bi podražilo in

zakompliciralo vezje.

Blok potenciometer je skupek dveh zaporedno vezanih potenciometrov, eden za grobo in drugi

za fino nastavljanje napetosti ali toka. Zadeva je napajana preko ločene stabilne 5 V

napetostne reference AD1585 .

4.3 Shema vezja

V tem poglavju bodo bloki iz poglavja 4.2 podrobneje predstavljeni in opisano njihovo

delovanje.

Slika 4.4: Napajalno vezje

Na zgornji sliki je predstavljen napajalni del vezja. Pozitivna in negativna napetost sta označeni

z +/-12 V, izdelano vezje se sicer napaja iz dveh zaporedno vezanih 9 V baterij, kot je

predstavljeno na sliki 4.5. Označba na shemi se razlikuje, ker je bilo sprva mišljeno napajanje


21

iz omrežja. Napajalni liniji pod oznako »Power Supply« prideta iz baterij ostale na shemi pa

spadajo k pripadajočimi integriranimi vezji. Vezje v spodnjem desnem kotu je napetostna

referenca, ki zregulira vhodno napetost na 5 V, kar je označeno z Vref.

Slika 4.5: Dvojno baterijsko napajanje

Slika 4.6: Detekcija praznih baterij

Na sliki 4.6 je prikazano vezje za detekcijo prenizke napajalne napetosti. Vsak tranzistor

posebej in z njim povezano vezje je namenjeno detekciji za eno baterijo. Dokler je napetost

baterije nad Zenerjevo napetostjo, v tem primeru 6,8 V, je LED-ica prižgana. Ko pa napetost

baterije pade pod 6,8 V se tranzistor zapre in LED-ica ugasne.


22

Slika 4.7: Zaščitni primerjalniki

Slika 4.8: Statusne LED-ice in zaščita MOSFET-a

Na slikah 4.7 in 4.8 je predstavljeno zaščitno vezje. HEF4043 je SR »latch«, dokler je na R

vhodu digitalna enica (9 V) je pripadajoči izhod Q nizko (0 V). V nasprotnem primeru, če se na


23

S vhodu pojavi enica, gre pripadajoči izhod visoko (9 V). ISENS je napetost na »shunt« uporu

pomnožena z 10. Ko je ta napetost višja od referenčne (5 V), pomeni, da je tok skozi upor višji

od maksimalnega dovoljenega 5 A, se postavi OC (»over-current«) izhod visoko. USENS je

vhodna napetost deljena z 10. Če je ta napetost višja od 50 V, kar je maksimalna dovoljena,

se postavi OV (»over-voltage«) izhod visoko. R7 in R8 tvorita napetostni delilnik z izhodno

napetostjo 125 mV. Če je vhodna napetost nižja od 1,25 V se postavi RP (»reverse-polarity«),

izhod visoko, 1,25 V meja je bila določena arbitrarno, v prihodnosti bom to napetost verjetno

zmanjšal. Spodnja pozitivna napetostna meja je določena, ker so primerjalniki napajani samo

s pozitivno 9V napetostjo in zato nesposobni zaznave negativnih napetosti. Vsi trije izhodi so

speljani preko ALI-vrat, če se katerikoli izhod postavi visoko se bremenski MOSFET izklopi

preko tranzistorja Q4. LED-ice so dodane kot indikatorji zaznane napake. S stikalom J3

onesposobimo ali resetiramo zaznavanje napak.

Slika 4.9: Pravokotni oscilator

Na sliki 4.9 je vezje pravokotnega oscilatorja. LM293 je »open-collector« primerjalnik zato je

za pravilno delovanje potreben R26 pull-up upor. R25 zagotavlja, da sta časa nizke in visoke

periode karseda enaka in vezje oscilira z delovnim ciklom blizu 50%. Ko je J5 stikalo

razklenjeno je oscilator aktiven, in oscilira s frekvenco okoli 300 Hz. Če se stikalo J5 sklene,

povzroči da tranzistor Q6 invertirajoč vhod primerjalnika kratko sklene na 0 V, in oscilator se

ustavi. Upori R19, R20 in R21 nastavijo napetost na invertirajočem vhodu, kadar je izhod

primerjalnika 0 V je na invertirajočem vhodu okoli 3 V, v nasprotnem primeru pa okoli 5,4 V.

Ob začetku je na C14 napetost 0 V kar je nižje od napetosti na invertirajočem vhodu,

posledično se kondenzator polni preko R26 in R22. Ko njegova napetost preraste 3 V, gre

izhod primerjalnika preko R26 in R25 na 9V in kondenzator nadaljuje polnjenje dokler njegova


24

napetost ne doseže 5,4 V. Potem gre izhod primerjalnika na 0 V kar povzroči praznjenje C14

preko R22 in R25 dokler ta ne doseže 3 V in zgodba se ponovi.

Slika 4.10: Vezje okoli potenciometrov

S potenciometroma J8 in J9 se na grobo in fino nastavlja željen tok v CC načinu ali napetost

v CV načinu. Z IC6 OPAMP-om se tvori negativna referenčna napetost okoli -100 mV, tako je

MOSFET zagotovo izklopljen kadar sta potenciometra nastavljena v enem ekstremu. IC5A in

IC5B sta uporabljena kot napetostna sledilnika za električno izolacijo potenciometrov od

ostalega vezja.

Slika 4.11: Nastavitev obratovalnega načina


25

Vezje na sliki 4.11 se uporablja za nastavljanje željenega obratovalnega načina. Kadar je

stikalo J10 sklenjeno je naprava v CV načinu, ob razklenjenem pa v CC načinu. Dioda D4 je

dodana za zaščito tranzistorja pred »back-EMF« ob izklopu.

Slika 4.12: Krmilno in zaznavno vezje

Vezje na sliki 4.12 je nadaljevanje vezja na sliki 4.10, povezano k IC5B. X2 predstavlja vhodni

sponki naprave, kamor se priklopi merjenec. Vhod je zavarovan z 6,3 A »quick-blow«

varovalko. R44 in C21 tvorita nizko-prepustni filter, ki »ublaži« prehoden pojav ob preklopu

MOSFET-a in doda k stabilnosti regulacije. Njuni vrednosti sta bili določeni eksperimentalno iz

simulacij. Zaradi relativno majhne vrednosti R44 in velikih tokov je le-ta 3 W upor. IC5C je

zadolžen za regulacijo toka v CC načinu. Nastavljena napetost in s tem povezan željen tok se

preko R35 in R36 zdeli za približno 10, to je končna napetost, ki bo prisotna čez »shunt« upor

R45 zaradi narave delovanja OPAMP-a v negativni povratni vezavi. IC5D je uporabljen v CV

obratovalnem načinu, ker mora delovati ravno obratno kakor IC5C, to je, kadar je zaznana

vhodna napetost višja mora OPAMP MOSFET bolj odpreti, posledično zvišati tok in zmanjšati

vhodno napetost, je uporabljen v pozitivni povratni vezavi. Kondenzatorja C19 in C20 ter upora

R34 in R38 pomagajo stabilizirati OPAMP-a, vrednosti so bile določeno eksperimentalno iz

simulacij. Izhoda teh OPAMP-ov sta preko SPDT releja speljana do Q10 in pripadajočega

vezja, ki odklopi bremenski MOSFET Q11 v primeru napake. R46 in R49 sta precizna 0,1%

upora, ki delita vhodna napetost z 10. IC7 je dodan kot tokovni ojačevalnik in napetostni

sledilnik, njegov izhod je speljan na IC5D, zaščitno vezje in X3 BNC priključek. IC8 je INAMP,


26

ki zaznano napetost čez »shunt« upor pomnoži z 10, ojačenje je nastavljeno s preciznim 0,1%

R50 uporom. INAMP je bil izbran namesto klasičnega OPAMP-a za čim natančnejše

zaznavanje napetosti ob prisotnosti dodatnih upornosti kablov ali povezav. Izhod INAMP-a je

speljan na zaščitno vezje ter X4 BNC priključek. D3, D6, D7 in D8 diode so uporabljene za

zaščito vhodov ojačevalnikov v primeru obratne priključitve merjenca.

4.4 Simulacije

V tem poglavju bodo predstavljene in opisane simulacije nekaterih pomembnih delov vezja.

Vse simulacije so bile opravljene v programu LTspice IV. Naprej bo predstavljena shema

simuliranega vezja, sam potek in način simulacije nato pa bodo predstavljeni in razloženi še

rezultati simulacije.

4.4.1 Zaznavanje prazne baterije

Slika 4.13: Simulacijsko vezje za zaznavanje praznih baterij

V vezju V1 in V2 simulirata bateriji in njuno praznjenje, njuni napetosti se bosta spreminjali

med 5 V in 10 V po 0,5 V korakih. Meril se bo tok skozi statusni LED-ici to sta D1 in D4.


27

Slika 4.14: Simulacija toka skozi statusni LED-ici za prazni bateriji

Tok skozi obe LED-ici je za enako napetost isti. Kadar je nastavljena napetost manjša ali enaka

6,5 V ni toka skozi LED-ici, ko se napetost veča se tudi tok in LED-ici se prižgeta.

4.4.2 Zaščitno vezje

Slika 4.15: Simulacijsko zaščitno vezje

V4 simulira napetost na »shunt« uporu, V5 pa vhodno napetost. Oba sta nastavljena kot

pravokotna oscilatorja, z maksimalnima vrednostnima izven veljavnih območij. V4 gre od 0 V

do 6 V, kar predstavlja maksimalen tok 6 A. V5 pa niha med 0 V in 6 V, kar predstavlja

maksimalno 60 V vhodne napetosti. A1, A2 in A3 so SR »latch«-i.


28

Slika 4.16: Simulacija tokovne zaščite

Na sliki 4.15 je z zeleno barvo predstavljen V4 z modro pa izhod A1. Kot je razvidno, kadar

napetost preraste 5 V, to je 5 A skozi »shunt« upor, se izhod postavi in ostane visoko.

Slika 4.17: Simulacija napetostne zaščite

Na sliki 4.16 je z zeleno barvo predstavljen V5, z modro izhod A2 z rdečo pa izhod A3. Takoj

ko napetost preraste 5 V, to je 50 V vhodne napetosti, gre A2 izhod visoko, A3 je pa visoko že

od samega začetka, saj je napetost bila 0 V.


29

4.4.3 Pravokotni oscilator in vezje potenciometrov

Slika 4.18: Simulacijsko vezje potenciometrov s pravokotnim oscilatorjem

Kadar je stikalo SWITCH razklenjeno dobimo naslednji rezultat na priključku OSC, ki je

prikazan na sliki 4.18.

Slika 4.19: Simulacija oscilatorja

Po prehodnem pojavu, ki traja okoli 25 ms dobimo lep pravokotni oscilator s frekvenco okoli

300 Hz in delovnim ciklom blizu 50%. Če je stikalo SWITCH sklenjeno pa do oscilacij ne prihaja

ampak je tranzistor Q2 popolnoma izklopljen.

Vezje okoli potenciometrov tudi deluje po pričakovanjih.


30

4.4.4 Bremenski MOSFET in pripadajoče vezje

Slika 4.20: Simulacijsko vezje regulacije bremenskega MOSFET-a

Nad zgornjem vezju bosta izvedeni dve vrsti simulacij. Prva je tranzientna, kjer bomo simulirali

točnost nastavljenega toka in napetosti ter velikost prenihajev. V2 v tej simulacija predstavlja

napetost nastavljeno s potenciometri, V4 pa ali je zaznana napaka. Oba izvora sta nastavljena

kot pravokotna oscilatorja. V3 in V9 sta v tej simulaciji kratko sklenjena. Elementi označeni v

modrih črtkanih okvirjih predstavljajo ali impedanco kablov, povezav do naprave ali vhodno

impedanco osciloskopa.

Slika 4.21: Tranzientna simulacija CC načina


31

Na sliki 4.20 so rezultati tranzientne simulacije vezja v CC načinu. Zelen graf predstavlja EN

priključek, kadar je visoko (9 V) je bremenski MOSFET vklopljen, v nasprotnem primeru

izklopljen. Z modro barvo je označena nastavljena napetost, ki oscilira med -50 mV in 1,25 V

kar bi naj predstavljalo maksimalen tok okoli 1,25 A. Vendar upoštevajoč dodanih 100 mΩ

upornost kabla znese maksimalen tok okoli 620 mA, kar sovpada z rezultati simulacije (če se

upošteva še netočnost napetostnega delilnika R37 in R13). Z rdečo barvo pa je predstavljen

tok skozi »shunt« upor.

Slika 4.22: Tranzientna simulacija CV načina

Na sliki 4.21 so rezultati tranzientne simulacije v CV načinu. Vse razen napetosti izvora V1 je

ostalo nespremenjeno, le-to pa sem zmanjšal na 14 V. Zelen in moder graf sta enaka kot v

prejšnji simulaciji, rdeč graf pa tokrat predstavlja vhodno napetost. Vhodna napetost kadar je

bremenski MOSFET vklopljen sledi nastavljeni in je okoli 12,5 V. Oscilator v tem primeru nima

vpliva, saj je MOSFET že maksimalno odprt in vhodna napetost ne more pasti pod 12,5 V.

Do velikih prenihajev tako v tej kot v prejšnji simulaciji prihaja tako zaradi vhodne kot zaradi

tranzientnih induktivnosti modela MOSFET-a.

Naslednja simulacija bo AC simulacija, s katero bomo preverjali stabilnost tokovne (CC) in

napetostne (CV) regulacije krmilnih OPAMP-ov. Edini spremembi vezja sta odklop V4 in

nastavitev V2 na konstanten 1 V, potrebno za določitev nekega toka ali napetosti in za

omogočitev regulacije.


32

Slika 4.23: AC simulacija CC načina

Slika 4.24: AC simulacija CV načina

V obeh simulacijah sta fazna in amplitudna rezervi večji od minimalnih priporočenih vrednosti,

ki sta 45° in 12dB. V CC načinu je fazna rezerva 83°, amplitudna pa 20dB. V CV načinu pa

imamo fazno rezervo 112°, amplitudno pa 21dB.


33

4.5 Tiskanina

Slika 4.25: Tiskanina

Tiskanina na sliki 4.24 je bila narisana v programu EagleCAD. Dvoslojni PCB je bil očitna in

zadostna izbira pri podanih specifikacijah, SMD komponente in čim manjši dizajn. Za signale

sem uporabil 0,25 mm široke povezave, napajalne pa so široke 0,6 mm. Vie so premera 0,8

mm. Na desni strani sta prikazana BNC priključka, ki se uporabljata za merjenje in določitev

toka ter vhodne napetosti. Ob zgornjem robu PCB-ja pa sta bremenski MOSFET in »shunt«

upor. INAMP je čim bližje »shunt« uporu in tudi samo merjenje napetosti se izvaja direktno na

njegovih priključkih.

Vezje je bilo v celoti izdelano doma. Razvito po foto-postopku, in v NaOH raztopini. Zjedkano

je bilo v raztopini HCl in H202. Vie so bile fizično realizirane kot kovice, obedve strani PCB-ja

pa sta prevlečeni z Dynamask 5000 suho-filmsko solder-masko.

Zgornje vezje se od izdelanega zaradi dizajnerske napake razlikuje okoli »shunt« upora.

Zaradi napake z ozemljitvijo sem moral prvotno vezje malce preurediti in na izdelanem vezju

dodat ne mostiček (prikazan na sliki 4.27).


34

Slika 4.26: Zgornji sloj izdelanega PCB-ja

Slika 4.27: Spodnji sloj izdelanega PCB-ja


35

5 MERITVE IN REZULTATI

V tem poglavju bodo predstavljen postopki meritev in rezultati. Hkrati bom testiral za pravilno

delovanje izdelanega vezja ter stabilnost merjenega napajalnika. Meritve bodo izvedene na

dveh napajalnikih in bateriji s pomočjo Siglent SDS1102DL digitalnega osciloskopa in BK

Precision 2831E digitalnega multimetra. Na prvem kanalu osciloskopa, označenemu z rumeno

barvo, bo v vseh primerih merjena vhodna napetost vezja na drugem, označenemu z modro

barvo, pa tok skozi vezje elektronskega bremena. Tok in napetost se bosta merila preko BNC

priključkov na vezju povezana z koaksialnimi kabli na vhoda osciloskopa ali multimeter.

Meritve kjer bodo vhodne moči višje od maksimalno dovoljenih 40 W, kot je bilo izračunano pri

termalni analizi MOSFET-a, bom opravil v čim krajšem času in takoj odklopil merjenec ter tako

upam preprečil uničenje tranzistorja.

Zaradi oscilacij IC5C in IC5D opaženih med meritvami sem k C19 in C20 (glej slika 4.12)

naknadno vzporedno dodal še vsakemu en večji kondenzator in tako stabiliziral OPAMP-a.

Posledica te spremembe je zmanjšanje pasovne širine in počasnejši časi vzpona ter padca

toka ob vključenemu pravokotnemu oscilatorju, ki sta sedaj okoli 25 µs.

5.1 Voltcraft PS-1302 laboratorijski napajalnik

Slika 5.1: Voltcraft PS-1302

Voltcraft PS-1302 je nastavljiv linearni laboratorijski napajalnik z maksimalno izhodno

napetostjo okoli 30 V in maksimalno tokovno zmogljivostjo okoli 2 A. Ima vgrajen nastavljiv

konstantni tokovni način (CC), kar bo zelo priročno pri testiranju CV obratovalnega načina

vezja.

Elektronsko breme sem pri tem napajalniku testiral v CC in CV obratovalnih načinih. Testiranje

v CV načinu sem izvedel tako, da sem nastavil izhodno napetost napajalnika na maksimalno

tok pa toliko zmanjšal, da je pri nastavljeni napetosti na bremenu napajalnik bil v CC načinu.


36

Tako sem dobil preprost stabiliziran in nastavljiv tokovni izvor. Breme je brez problemov

zagotavljajo konstantni tokovni ponor za vse napetosti od 1,5 V do 31,6 V ter vse tokove do

maksimalnega možnega za ta napajalnik. Maksimalni tok, ki ga je napajalnik lahko dovedel

brez da bi se vključil CC način je bil 2,04 A maksimalna izhodna napetost pa 31,6 V. Moč, ki

se je v najbolj neugodnem primeru sproščala na elektronskem bremenu je tako bila 64,5 W.

Izhodna napetost ter tok napajalnika sta bila stabilizirana, brez vidnih prenihajev, tudi ob

vključenemu pravokotnemu oscilatorju (glej slika 5.2).

Slika 5.2: Merjenje prehodnega pojava PS-1302

Na zgornji sliki je razviden padec izhodne napetosti za 20 mV. Vzrok so razmeroma dolgi

povezovalni kabli (2 m) med napajalnikom in bremenom ter neprisotnost gladilnih

kondenzatorjev na vezju elektronskega bremena

5.2 Fortron FSP270-50SNV računalniški napajalnik

Slika 5.3: Fortron FSP250-50SNV

Fortron FSP270-50SNV je stikalni računalniški napajalnik z več konstantnimi napetostnimi

izhodi: 12 V, 5 V, 3,3 V in -12 V. Pri merjenju bom uporabil samo 12 V ter 5 V izhoda. 12 V

izhod ima 16 A tokovno zmogljivost, 5 V pa 25 A. Ker ta napajalnik nima nastavljive tokovne

zmogljivosti bom napajalnik testiral samo v CC načinu bremena.


37

.

Slika 5.4: Merjenje prehodnega pojava na 12 V izhodu FSP270-50SNV

Slika 5.5: Merjenje prehodnega pojava na 5 V izhodu FSP270-50SNV

Tudi pri tem napajalniku, za oba napetostna izhoda, je elektronsko breme brez problemov

delovalo kot tokovni ponor do maksimalnega nastavljivega toka, to je 4,4 A. Dejanska izhodna

napetost na 12 V izhodu je bila 12,2 V na 5 V pa 5,12 V. Moč na bremenu je bila v prvem

primeru 53,7 W v drugem pa 22,5 W.

Za razliko od linearnega napajalnika je pri tem zaradi zasnove bilo opaziti napetostne

prenihaje. Na 12 V izhodu je bila maksimalna peak-peak vrednost prenihaja okoli 1 V, na 5 V

izhodu pa dobrih 100 mV (razvidno iz slik 5.4 in 5.5). Na padec napetosti in velikost prenihajev

je vplival tudi razlog razložen že v prejšnjem poglavju.


38

5.3 9 V Duracell baterija

Slika 5.6: 9 V Duracell baterija

Baterijo sem testiral z vključenim CC obratovalnim načinom elektronskega bremena. Meril sem

napetost baterije v odvisnosti od toka. Tok sem spreminjal od 0 do 50 mA po 5 mA korakih. Po

vsaki meritvi napetosti, sem tok zmanjšal na 0, počakal nekaj sekund, da se napetost baterije

dvigne nazaj blizu prvotne vrednosti in nato nadaljeval z naslednjo meritvijo.

I (mA) 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50

U (V) 9,44 9,4 9,35 9,33 9,29 9,27 9,23 9,2 9,18 9,15 9,12

Tabela 5.1: Napetost baterije v odvisnosti od toka

Slika 5.7: Napetost baterije v odvisnosti od toka

Iz rezultatov meritev lahko približno izračunamo notranjo upornost baterije. Pri odprtih sponkah

(I = 0 mA) je bila napetost baterija 9,44 V. U-I graf na sliki 5.7 je dokaj linearen zato lahko


39

izberemo katerokoli vrednost toka, izberemo I = 25 mA in U = 9,27 V, nato sledi izračun

notranje upornosti:

𝑅 =Δ𝑈

I

𝑅 =9,44 − 9,27

0,025= 6,8Ω

5.4 Prenosni karakteristiki elektronskega bremena

Meritev za določitev prenosnih karakteristik sem izvedel tako, da sem meril nastavljeno

napetost, to je napetost na izhodu OPAMP-a IC5B (glej slika 4.10 in slika 4.12) saj je ta

napetostni sledilnik nastavljene napetosti potenciometrov, in vhodno napetost ali tok.

Napetostno prenosno karakteristiko, to je vhodna merjena napetost (realna deljena z 10) v

odvisnosti od nastavljene, sem izvedel na Voltcraft PS-1302 napajalniku v CV obratovalnem

načinu bremena. Tok sem nastavil na konstantno vrednost 1 A, nastavljeno napetost pa

spreminjal od -100 mV do 3 V (napajalnik ima maksimalno 30 V izhod). Spodaj so prikazani

rezultati.

Unast (V) -0,1 0 0,1 0,25 0,5 0,75 1 1,5 2 2,5 3

Uvh (V) 0,122 0,123 0,123 0,249 0,499 0,747 0,997 1,493 1,999 2,5 3

Tabela 5.2: Napetostna prenosna karakteristika

Slika 5.8: Napetostna prenosna karakteristika


40

Od -100 mV pa do približno 125 mV nastavljene napetosti je vhodna merjena napetost vselej

okoli 125 mV, razlog je zasnova zaščitnega vezja. Nad to napetostjo pa je prenosna

napetostna prenosna karakteristika linearna.

Transkonduktančno prenosno karakteristiko sem izmeril s pomočjo Fortron FSP270-50SNV

napajalnika in vezja v CC obratovalnem načinu. To je karakteristika odvisnosti toka od

nastavljene napetosti. Na napajalniku sem uporabil 5 V izhod. Nastavljeno napetost sem

spreminjal od -100 mV do maksimalne vrednosti, to je 4,83 V. V spodnji tabeli in sliki so

predstavljeni rezultati meritve.

Unast (V) -0,1 0 0,1 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,83

I (A) 0 0,008 0,098 0,463 0,916 1,37 1,83 2,29 2,75 3,2 3,66 4,41

Tabela 5.3: Transkonduktančna prenosna karakteristika

Slika 5.9: Transkonduktančna prenosna karakteristika

Tok skozi breme je glede na transkonduktančno prenosno karakteristiko pri 0 V nastavljene

napetosti 8 mA. Ta tok bi lahko poimenovali tudi »offset«-ni tok. Razkorak med nastavljeno

napetostjo in izmerjenim tokom je posledica netočnega napetostnega delilnika R35 in R36

(napetost deli z 9 in ne 10).


41

6 ZAKLJUČEK

Glavni cilj tega projekta je bil izdelava vezja za dinamično elektronsko breme. Prvotno izdelano

vezje je imelo prisotno napako v dizajnu, ozemljitev merjenca in vezja nista bili povezani.

Problem smo rešili s prispajkanim mostičkom. Nekaj problemov je bilo v praksi tudi s

stabilnostjo operacijskih ojačevalnikov za regulacijo toka in napetosti, ki pa smo jih enostavno

rešili z dodatnimi kompenzacijskimi kondenzatorji. Ko smo uspešno rešili zgornja dva

problema, je vezje delovalo brez problema v obeh obratovalnih načinih. Do takega velika

razkoraka med simulacijami in prakso je najverjetneje prišlo zaradi nezadostnih uporabljenih

modelov, kot tudi zaradi neupoštevanih realnih parazitnih kapacitivnosti in induktivnosti

prisotnih v vezju. Za potrebe merjenje je bilo začasno pritrjeno aluminijasto pasivno hladilno

rebro, ki se je izkazalo za zadostno tudi za moči nad 50 W.


42

7 VIRI IN LITERATURA

[1] B. J. V. Zeghbroeck, „7.1 The MOSFET - Introduction,“ [Elektronski]. Available:

https://ecee.colorado.edu/~bart/book/mosintro. [Poskus dostopa 5 september 2017].

[2] Wikipedia, „MOSFET - Wikipedia,“ [Elektronski]. Available:

https://en.wikipedia.org/wiki/MOSFET. [Poskus dostopa 5 september 2017].

[3] L. Rosén in S. Samimi, „Small Electronic Load,“ Chalmers University of Technology,

Göteborg, Švedska, 2012.

[4] B. J. V. Zeghbroeck, „5.2 The Bipolar Transistor - Principle of operation,“ [Elektronski].

Available: http://ecee.colorado.edu/~bart/book/bipgain. [Poskus dostopa 5 spetember

2017].

[5] Wikipedia, „Bipolar junction transistor - Wikipedia,“ [Elektronski]. Available:

https://en.wikipedia.org/wiki/Bipolar_junction_transistor. [Poskus dostopa 5 september

2017].

[6] Wikipedia, „Insulated-gate bipolar transistor - Wikipedia,“ [Elektronski]. Available:

https://en.wikipedia.org/wiki/Insulated-gate_bipolar_transistor. [Poskus dostopa 5

september 2017].

[7] Wikipedia, „Instrumentation amplifier - Wikipedia,“ [Elektronski]. Available:

https://en.wikipedia.org/wiki/Instrumentation_amplifier. [Poskus dostopa 5 september

2017].

[8] K. Tretter, „Electronic Design,“ 7 marec 2013. [Elektronski]. Available:

http://www.electronicdesign.com/power/what-s-difference-between-operational-

amplifiers-and-instrumentation-amplifiers. [Poskus dostopa 5 september 2017].


43

[9] Wikipedia, „Hall effect - Wikipedia,“ [Elektronski]. Available:

https://en.wikipedia.org/wiki/Hall_effect. [Poskus dostopa 5 september 2017].

[10] Infineon Technologies AG, „Current Sensing Using Linear Hall Sensors,“ Infineon

Technologies AG, Munich, Nemčija, 2009.

[11] S. Evanczuk, „Digi-Key,“ 5 februar 2014. [Elektronski]. Available:

https://www.digikey.com/en/articles/techzone/2014/feb/current-sense-amplifiers-handle-

high-side-measurement-in-energy-harvesting-designs. [Poskus dostopa 5 september

2017].

[12] Wikipedia, „Control theory - Wikipedia,“ [Elektronski]. Available:

https://en.wikipedia.org/wiki/Control_theory. [Poskus dostopa 5 september 2017].

[13] R. Keim, „Negative Feedback, Part 4: Introduction to Stability,“ 19 november 2015.

[Elektronski]. Available: https://www.allaboutcircuits.com/technical-articles/negative-

feedback-part-4-introduction-to-stability/. [Poskus dostopa 5 september 2017].

[14] R. Keim, „Negative Feedback, Part 5: Gain Margin and Phase Margin,“ 23 november

2015. [Elektronski]. Available: https://www.allaboutcircuits.com/technical-

articles/negative-feedback-part-5-gain-margin-and-phase-margin/. [Poskus dostopa 5

september 2017].

[15] Nexperia, „Using power MOSFETs in parallel,“ Nexperia, 2015.

[16] Fairchild Semiconductor, „Maximum Power Enhancement Techniques for SOT-223

Power,“ Fairchild Semiconductor, 1996.

dinamiČno elektronsko breme - core.ac.uk filefakulteta za elektrotehniko, računalništvo in...

Documents